Schaltungsanordnung für den elektrisch angetriebenen Schwinger eines zeithaltenden Gerätes Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für den elektrisch angetriebenen Schwinger eines zeithaltenden Ge rätes mit wenigstens einem Transistorverstärker, der durch eine durch die Relativbewegung zwischen einem Magnetsystem und einer Steuerspule erzeugte Spannung gesteuert wird und ausgangsseitig die Triebspule durchfliessende, auf den Schwinger antreibend wirkende Stromimpulse liefert, wobei zur Begrenzung der die Triebspule durchfliessenden Stromimpulse eine Transistor vorgesehen ist.
Bei Halbleiterverstärker verwendenden Jchaltungs- anordnungen ist eine Stabilisierung der Schwingungsamplitude des zeithaltenden Schwingers von besonderer Wichtigkeit, da die von dem Halbleiterverstärker gelieferten Impulse von den Umgebungsbedingungen, insbesondere der Temperatur, abhängig sind. Es ist bereits bekannt, für die Amplitudenstabilisierung eines ein Permanentmagnetsystem tragenden Schwingers eine Wirbelstrombremse zu verwenden, welche von dem Permanent- magnetsystem beieinflusst wird, sobald der Schwinger eine be stimmte Amplitude überschreitet.
Der Schwinger wird in diesem Falle durch die Wirbelströme gebremst und so auf die gewünschte Schwingungsamplitude zurückgeführt. Diese Stabilisierungsein richtung wirkt aber nicht ausreichend. Nachteilig ist hierbei auch, dass die dem Schwinger zugeführte überschüssige An triebsenergie vollständig vernichtet wird. Das bedeutet eine zusätzliche Belastung der Antriebsstromguelle.
Es ist auch bereits eine Schaltungsanordnung für den kontaktlosen elektrischen Antrieb eines zeithaltenden Schwingers bekannt, bei welcher ausser dem die Triebspule speisenden Transistorverstärker ein weiterer Transistor vorgesehen ist.
Es handelt sich hier um eine Anordnung ohne Permanentmagnet, bei welcher der Reststrom des Transistorverstärkers zur Er zeugung eines Magnetflusses ausgenutzt wird. Bei dieser Schal tung ist der zweite Transistor so geschaltet, dass er durch den die Triebspule durchfliessenden Strom gesteuert wird, wodurch der Haupttransistor gesperrt wird, so dass der fliessende Rest strom begrenzt wird.
Mit dieser Schaltung ist eine gewisse Amplitudenstabilisierung bei einer Anordnung der, genannten Art, bei welcher die Magnetisierung vom Reststrom des Tran sistors abhängt, der wiederum stark temperaturabhängig ist, erreichbar; bei einer Anordnung mit einem Permanentmagnet- system, bei der also das erzeugte Magnetfeld konstant ist, ist eine weitere Amplitudenstabilisierung in Abhängigkeit von verschiedensten Einflüssen, insbesondere Von der Höhe der Batteriespannung, nicht erreichbar.
Es ist ferner eine Transistorschaltung zum kontakt losen Antrieb eines Motors mit permanentmagnetischem Rotor be kannt, bei welcher im Steuerkreis in Reihe mit der Steuer spule ein LC-Kreis und parallel zur Steuerspule eine Zener- Diode geschaltet ist. Hierdurch soll eine Begrenzung der Amplitude und der Frequenz der in der Steuerspule induzierten Wechselspannung erreicht werden, um so die Drehzahl des Motors konstant zu halten. Eine solche Schaltung ist für die Ge schwindigkeitsstabilisierung von Motoren verwendbar, bei denen in der Steuerspule im wesentlichen sinusförmige Wechsel- Spannungen erzeugt werden.
Sie ist nicht brauchbar für die Amolitudenstabilisierung von zeithaltenden mechanischen Schwingern, bei denen in der Steuerspule die Erzeugung möglichst steilflankiger Impulse angestrebt wird, die sehr hohe Frequenzen enthalten. Ferner ist eine Regelung mit Hilfe einer Zener-Diode auf einen engen Spannungsbereich begrenzt, da eine Änderung des Diodenwiderstandes bei einer ganz be stimmten Spannung erfolgt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schal tungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit welcher eine sehr wirksame Amplitudenstabilisierung in einem sehr grossen Spannungsbereich bei geringem Leistungsverlust möglich ist. Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerspule des Transistorverstärkers ein von einer Regelspule gesteuerter Regeltransistor parallel geschaltet ist. Vorzugs weise wird als Regeltransistor ein Siliziumtransistor ver wendet. Die Regelspule kann mit der Steuerspule und der Trieb spule des Transistorverstärkers zu einer Spulenanordnung zu sammengefasst sein.
Die erfindungsgemässe Anordnung hat gegenüber den be kannten Anordnungen den Vorteil, dass der der Steuerspule parallel geschaltete Widerstand in Form eines Transistors eine Regelung der Schwingeramplitude in verhältnismässig weitem Bereich ermöglicht, und zwar praktisch unabhängig von der Frequenz der in der Steuerspule induzierten Impulse. Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 ein erstes Beispiel der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung, Fig. 2 die Ausbildung der in Fig. 1 verwendeten Spulenanordnung im Längsschnitt, Fig. 3 eine weitere Ausführung der erfindungsge mässen Schaltungsanordnung, Fig. 4a bis 4g Darstellungen der die Triebspule durchfliessenden Stromimpulse bei verschie denen Amplituden des Schwingers, Fig. 5 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Regelwirkung.
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n <SEP> Fig. <SEP> ' <SEP> ist <SEP> mit <SEP> Tr <SEP> 1 <SEP> der <SEP> Haupttransistor <SEP> be- zeichnet, welcher den die Triebspule L 2 durchfliessenden, von der Batterie B gelieferter. Strom steuert. Der Transis tor Tr 1 enthält im Eingangskreis die Steuerspule L 19 wel cher zur Einstellung der Amplitude ein Vorwiderstand oder,/ und ein Parallelwiderstand zugeschaltet werden kann. Paral lel zur Steuerspule L 1 liegt die Emitter-Kollektor-Strecke des Regeltransistors Tr 2, welcher in seinem Eingangskreis die Regelspule L 3 enthält.
Bei dieser Schaltung wird der Temperaturgang des Transistors Tr 1 durch denjenigen des Transistors Tr 2 kompensiert. Es kann sogar zu einer bber- kompensation kommen,
weshalb als Regeltransistor vorzugs weise ein Silizium-Transistor und als Ilaupttransistor ein Germanium-Transistor verwendet wird Es soll der Temperatur gang von Tr 2 wesentlich kleiner als der von Tr 1 sein Ein eventuell verbleibender Temperaturgang kann durch tempera turabhängige \Viderstände kompensiert werden oder auch durch entsprechende Ausbildung der Spulen L1 und L3.
Reicht z.B. der Temperaturgang Tr2 bei einem gegebenen Spulendurchmes- ser nicht aus, um den Temperaturgang von Tr1 zu kompensie ren, so kann eine Verbesserung mit der Vergrösserung der Ver hältnisse D L3 a D L1 u.dL1 d L3 erzielt werden (Fig. 2).
Dabei bedeuten D der Aussendurchmesser und d der Innendurch- messer der betreffenden Spule Die Kompensation wird al so dadurch verbessert, dass der Regelimpuls breiter als der Steuerimpuls wird, Dies kann bis zur Überkompensation getrieben werden.
Grundsätzlich ist darauf zu achten, dass beide Transistoren gleiche Temperaturen haben, was bei normalem Betrieb immer der Fall sein dürfte (eine Eigenerwärmung findet praktisch nicht statt). Für den Fall, dass eine teil weise Erwärmung des Uhrgehäuses auftreten sollte, ist es vorteilhaft, beide Transistoren in ein Material hoher '7är- meleitfähigkeit einzubetten.
Mit R ist ein zViderstand ange deutet, der den negativen Pol der Batterie B mit der Basis des Regeltransistors Tr 2 verbinden kann. Bei Verwendung dieses 'liderstandes R kann C-:#uch die Regelspule L3 entfallen. In diesem Fall erfolgt die Steuerung des Regeltransistors Tr.2 durch die Batteriespannung.
Die die Antriebsimpulse für den Schwinger liefern de Schaltungsstufe (L1, L2, R, Tr 1, B in Fig. 1) wird so ausgelegt, dass ein möglichst guter Selbstanlauf gewährleistet ist und dass eine so grosse Energie dem Schwinger zugeführt wird, dass dieser ohne vorhandene Regelung eine übergrosse Amplitude annimmt. Der Regeltransistor Tr 2 darf durch die in der Regelspule L 3 erzeugte Spannung erst ausgesteuert werden, wenn die Normalamplitude nahezu erreicht ist.
Dies kann durch entsprechende Ausbildung der Regelspule L 3 er reicht werden: Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung arbei tet folgendermassen: Bei kleinen Amplituden des nicht dargestellten Schwingers wird durch die in der Steuerspule L 1 erzeugte Steuerspannung der Haupttransistor Tr 1 teilweise angesteu ert. In Fig. 4a ist beispielsweise ein in der Triebspule L 2 bei einer Schwingeramplitude von etwa 90o auftretender Strom impuls gezeigt.
Bei einer Schwingeramplitude von etwa 180o (Fig. 4b) wird der Haupttransistor Tr 1 bereits voll ausge steuert. Bei einer Schwingeramplitude von etwa 2400 (Fig.4c) ist bereits die durch den Schwinger in der Triebspule indu zierte Gegen-EMK deutlich sichtbar.
Von einer Amplitude von etwa<B>2500</B> (Fig. 4d) an wird der Regeltransistor Tr 2 mehr und mehr ausgesteuert. Es wird dadurch die Steuerspule L 1 mehr und mehr kurzge schlossen, so dass ein Teil des in ihr \erzeugten Steuerstro mes über den Regeltransistor Tr 2 fliesst. Die Darstellung in Fig. 4e zeigt den auftretenden Impulsstrom bei einer Ampli-- tude von etwa 2600 Bei einer Schwingungsamplitude von<B>2900</B> (Fig. 4f) wird die Normalamplitude des Schwingers erreicht.
Bei Vergrösserung der Schwingungsamplitude auf<B>3200</B> (Fig.4g) werden die Stromimpulse kleiner, so dass nicht mehr genügend Energie dem Schwinger zugeführt wird, um diese Amplitude auf rechtzuerhalten. Die Amplitude geht deshalb wieder auf ihren Normalwert von 290o zurück.
Bei dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbei spiel ist im Eingangskreis des Haupttransistors Tr 1 in lei he mit der Steuerspule L 1 der Kondensator C 1 vorgesehen, und es sind Kollektor und Basis des Transistors Tr 1 durch den hochohmigen Widerstand R 1 miteinander verbunden. Dieser Widerstand R 1 bewirkt bei stillstehendem Schwinger eine La dung des Kondensators C 1 derart, dass der Transistor eine Ba sis-Vorspannung erhält, die etwa dem Eingangsschwellwert des Transistors entspricht. Der Transistor wird deshalb bereits sehr schnell ausgesteuert, und es wird der Schwinger bereits bei sehr geringen Amplituden angetrieben.
Im Betrieb wird durch die in der Steuerspule L 1 induzierte Spannung der Kon densator C 1 umgeladen, so dass nunmehr die Basis des Transis tors Tr 1 eine unterhalb des Schwellwertes liegende Spannung erhält, so dass nur die Spitzen der in der Steuerspule L 1 er zeugten Steuerspannung eine Aussteuerung des Transistors Tr 1 bewirken. Es ergeben sich dadurch kurze und steilflankige Antriebsimpulse, die im wesentlichen nur beim Durchgang des Schwingers durch seine Ruhelage auftreten. CN ist ein Neutralisationskondensator.
Fig. 5 veranschaulicht die Regelwirkung. D1 und D2 stellen die von der Unruh benötigte Leistung und den Wir kungsgrad bei verschiedener Dämpfung in Abhängigkeit von dar. Die anderen Kurven (10, 11, 12, 13) zeigen die zuge führte Leistung in Abhängigkeit von -o bei verschiedener Spannung, und zwar stabilisiert gemäss der Erfindung (10, 11) und ohne Stabilisierungs-Massnahme (12, 13). Die Schnitt punkte dieser Kurven mit Dl und D2 ergeben die jeweils sich einstellende Amplitude.
Aus dem Bild geht einwandfrei her vor, dass sich die Anordnung hauptsächlich zur Spannungs stabilisation eignet; sie kann aber auch "Lastschwankungen" in bestimmten Grenzen ausgleichen.
Circuit arrangement for the electrically driven oscillator of a time-keeping device The invention relates to a circuit arrangement for the electrically driven oscillator of a time-keeping device with at least one transistor amplifier which is controlled by a voltage generated by the relative movement between a magnet system and a control coil and on the output side flowing through the drive coil, supplies current pulses driving the oscillator, a transistor being provided to limit the current pulses flowing through the drive coil.
In the case of circuit arrangements using semiconductor amplifiers, stabilization of the oscillation amplitude of the time-keeping oscillator is of particular importance, since the pulses supplied by the semiconductor amplifier are dependent on the ambient conditions, in particular the temperature. It is already known to use an eddy current brake for the amplitude stabilization of an oscillator carrying a permanent magnet system, which eddy current brake is influenced by the permanent magnet system as soon as the oscillator exceeds a certain amplitude.
In this case, the oscillator is braked by the eddy currents and thus returned to the desired oscillation amplitude. However, this stabilization device does not work sufficiently. Another disadvantage here is that the excess drive energy supplied to the oscillator is completely destroyed. This means an additional load on the drive power source.
A circuit arrangement for the contactless electrical drive of a time-keeping oscillator is also known, in which a further transistor is provided in addition to the transistor amplifier feeding the drive coil.
This is an arrangement without a permanent magnet, in which the residual current of the transistor amplifier is used to generate a magnetic flux. In this circuit, the second transistor is switched so that it is controlled by the current flowing through the drive coil, whereby the main transistor is blocked, so that the residual current flowing is limited.
With this circuit, a certain amplitude stabilization in an arrangement of the type mentioned, in which the magnetization depends on the residual current of the Tran sistor, which in turn is highly temperature-dependent, achievable; In the case of an arrangement with a permanent magnet system, in which the magnetic field generated is constant, further amplitude stabilization as a function of the most varied of influences, in particular the level of the battery voltage, cannot be achieved.
There is also a transistor circuit for contactless drive of a motor with a permanent magnet rotor be known, in which an LC circuit in series with the control coil and a Zener diode is connected in parallel to the control coil in the control circuit. This is intended to limit the amplitude and frequency of the alternating voltage induced in the control coil in order to keep the speed of the motor constant. Such a circuit can be used to stabilize the speed of motors in which essentially sinusoidal alternating voltages are generated in the control coil.
It cannot be used for the amolitude stabilization of time-keeping mechanical oscillators in which the aim is to generate pulses with steepest possible edges in the control coil, which contain very high frequencies. Furthermore, a control using a Zener diode is limited to a narrow voltage range, since a change in the diode resistance takes place at a very specific voltage.
The invention is based on the object of creating a circuit arrangement of the type mentioned at the outset, with which a very effective amplitude stabilization is possible in a very large voltage range with little power loss. The invention is characterized in that a control transistor controlled by a control coil is connected in parallel to the control coil of the transistor amplifier. A silicon transistor is preferably used as the control transistor. The control coil can be combined with the control coil and the drive coil of the transistor amplifier to form a coil arrangement.
The arrangement according to the invention has the advantage over the known arrangements that the resistor in the form of a transistor connected in parallel to the control coil enables the oscillator amplitude to be regulated in a relatively wide range, practically independently of the frequency of the pulses induced in the control coil. The invention is explained in more detail below with reference to the drawing of some exemplary embodiments.
In the drawing: Fig. 1 shows a first example of the circuit arrangement according to the invention, Fig. 2 shows the design of the coil arrangement used in Fig. 1 in longitudinal section, Fig. 3 shows a further embodiment of the circuit arrangement according to the invention, Figs. 4a to 4g representations of the drive coil current pulses flowing through at different amplitudes of the oscillator, FIG. 5 is a graphic representation to explain the control effect.
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n <SEP> Fig. <SEP> '<SEP> is <SEP> with <SEP> Tr <SEP> 1 <SEP> the <SEP> main transistor <SEP>, which flows through the drive coil L 2, of the battery B supplied. Electricity controls. The transistor Tr 1 contains in the input circuit the control coil L 19 wel cher to adjust the amplitude, a series resistor or / and a parallel resistor can be switched on. Paral lel to the control coil L 1 is the emitter-collector path of the control transistor Tr 2, which contains the control coil L 3 in its input circuit.
In this circuit, the temperature response of the transistor Tr 1 is compensated for by that of the transistor Tr 2. Overcompensation can even occur,
which is why a silicon transistor is preferably used as the control transistor and a germanium transistor is used as the main transistor. The temperature response of Tr 2 should be significantly smaller than that of Tr 1. Any remaining temperature response can be compensated for by temperature-dependent resistances or by corresponding ones Formation of the coils L1 and L3.
Is enough e.g. If the temperature response Tr2 for a given coil diameter is not sufficient to compensate for the temperature response of Tr1, an improvement can be achieved by increasing the ratios D L3 a D L1 and DL1 d L3 (FIG. 2).
Here, D is the outside diameter and d is the inside diameter of the coil in question. The compensation is al so improved that the control pulse is wider than the control pulse. This can be carried out to overcompensation.
Basically, it must be ensured that both transistors have the same temperatures, which should always be the case during normal operation (there is practically no self-heating). In the event that the watch case is partially heated, it is advantageous to embed both transistors in a material of high thermal conductivity.
With R a zViderstand is indicated, which can connect the negative pole of the battery B to the base of the control transistor Tr 2. When using this resistance R, C-: # also the control coil L3 can be omitted. In this case, the control transistor Tr.2 is controlled by the battery voltage.
The circuit stage (L1, L2, R, Tr 1, B in Fig. 1) that delivers the drive pulses for the oscillator is designed so that the best possible self-start is guaranteed and that the oscillator is supplied with such great energy that it does not existing regulation assumes an oversized amplitude. The control transistor Tr 2 may only be controlled by the voltage generated in the control coil L 3 when the normal amplitude has almost been reached.
This can be achieved by appropriate design of the control coil L 3: The circuit arrangement shown in Fig. 1 arbei tet as follows: At small amplitudes of the oscillator, not shown, the control voltage generated in the control coil L 1 of the main transistor Tr 1 is partially driven FIG. 4a shows, for example, a current pulse occurring in the drive coil L 2 at an oscillator amplitude of approximately 90 °.
At a vibrator amplitude of about 180o (Fig. 4b), the main transistor Tr 1 is already fully controlled. At an oscillator amplitude of about 2400 (FIG. 4c), the back EMF induced by the oscillator in the drive coil is clearly visible.
From an amplitude of approximately 2500 (FIG. 4d) on, the regulating transistor Tr 2 is controlled more and more. As a result, the control coil L 1 is more and more short-circuited, so that part of the control current generated in it flows through the control transistor Tr 2. The illustration in FIG. 4e shows the impulse current occurring at an amplitude of approximately 2600. With an oscillation amplitude of 2900 (FIG. 4f), the normal amplitude of the oscillator is reached.
When the oscillation amplitude is increased to <B> 3200 </B> (FIG. 4g), the current pulses become smaller, so that not enough energy is supplied to the oscillator to maintain this amplitude. The amplitude therefore goes back to its normal value of 290o.
In the game Ausführungsbei shown in Fig. 3, the capacitor C 1 is provided in the input circuit of the main transistor Tr 1 in lei he with the control coil L 1, and the collector and base of the transistor Tr 1 are connected through the high-resistance resistor R 1. When the oscillator is at a standstill, this resistor R 1 charges the capacitor C 1 in such a way that the transistor receives a base bias voltage which corresponds approximately to the input threshold value of the transistor. The transistor is therefore already controlled very quickly, and the oscillator is already driven at very low amplitudes.
During operation, the voltage induced in the control coil L 1 causes the capacitor C 1 to be reloaded, so that the base of the transistor Tr 1 now receives a voltage below the threshold value, so that only the peaks of the control coil L 1 were generated Control voltage cause the transistor Tr 1 to be modulated. This results in short and steep-edged drive pulses that essentially only occur when the oscillator passes through its rest position. CN is a neutralization capacitor.
Fig. 5 illustrates the control effect. D1 and D2 represent the power required by the balance and the degree of efficiency with different damping as a function of. The other curves (10, 11, 12, 13) show the power supplied as a function of -o at different voltages, namely stabilized according to the invention (10, 11) and without a stabilization measure (12, 13). The points of intersection of these curves with Dl and D2 result in the amplitude that is established in each case.
The picture shows that the arrangement is mainly suitable for voltage stabilization; but it can also compensate for "load fluctuations" within certain limits.