"Commutateur semi-conducteur"
La présente invention est relative à un commutateur semiconducteur comportant trois jonctions PN avec une construction
PNPN équivalente à quatre couche et utilisé en tant qu'élément de commutation, tel qu'un dispositif de commande.
Des commutateurs semi-conducteurs de construction PNPN <EMI ID=1.1>
avec une anode et une cathode seulement sorties, un thyristor à trois bornes avec une borne de commande de porte de cathode sortie en plus de l'anode et de la cathode, ainsi qu'un thyristor à quatre bornes avec une borne de commande de porte d'anode sortie accessoirement. Ils sont utilisés avec divers dispositifs de commande en tant que commutateurs possédant une fonction d'auto-maintien.
Ces commutateurs PNPN offrent toutefois l'inconvénient qu'à l'état bloqué ou coupé, ils sont fermés de manière indésirable lors de l'application d'une tension de sens conducteur rapide entre leur anode et leur cathode. Ceci est connu sous le nom d'effet dv/dt ou effet de vitesse et plusieurs procédés ont été suggérés pour éviter ce phénomène.
Certains procédés courants consistent à connecter une ré/ de
<EMI ID=2.1>
PNPN ou à connecter une résistance à la porte d'anode GA du commutateur PNPN, de telle sorte que le commutateur soit polarisé en sens inverse entre l'anode A et la porte d'anode G , avec une extrémité de la résistance maintenue à un potentiel élevé. Dans le premier procédé, il est nécessaire de réduire fortement la valeur de la résistance pour permettre d'éviter une conduction erronée du commutateur PNPN à cause d'une tension transitoire (dv/dt;
dénommée ci-après capacité de supporter dv/dt), à cause du fait que la chute de tension dans la résistance ne doit pas dépasser la tension interne entre la porte de cathode GK et la cathode K, même lorsque le courant de déplacement circule dans la résistance
/ de
<EMI ID=3.1>
porte d'anode. En admettant une capacité de jonction de 2pF, par exemple, la valeur de la résistance doit être inférieure à 600 ohms si la capacité de supporter dv/dt de 500 volts/�s doit être atteinte. Par conséquent, le courant d'excitation de porte et le courant de maintien sont augmentés de l'intensité du courant circulant dans la résistance, ce qui conduit à l'inconvénient'que dans le cas envisagé, par exemple, un courant d'excitation superflu d'approximativement 1 milli-ampère est requis. Le second procédé, d'un autre côté, exige qu'une extrémité de la résistance soit maintenue à un potentiel supérieur à celui de l'anode et offre l'inconvénient que le dispositif peut être protégé lorsque l'anode passe à un potentiel supérieur, tandis qu'il ne l'est pas lorsque la cathode passe à un potentiel inférieur.
Un commutateur semi-conducteur classique très analogue à celui de la présente invention a été illustré aux figures 1 et 2 et tel qu'il a été décrit dans un brevet aux Etats-Unis d'Amérique n[deg.] 3.609.413. Les composants aux figures 1 et 2 sont d'ailleurs désignés par les mômes références qu'aux figures 1 et 3 des dessins du brevet précité.
En utilisant la capacité de jonction entre un émetteur 19
<EMI ID=4.1>
densateur 34 dans le cas de la figure 2, une tension transitoire
<EMI ID=5.1>
est excité afin d'éviter l'effet dv/dt du commutateur PNPN 10
(indiqué en tant que SCR 10 dans le brevet précité). Dans le circuit de la figure 1 comportant un émetteur 19, une base et un autre émetteur 18 du transistor T3 connecté entre l'anode et la cathode, la tension de rupture du couplage base-émetteur est au plus de 5 à 10 volts, ce qui rend ce circuit inutilisable uniquement à environ 5 volts ou moins, avec pour résultat la perte de
<EMI ID=6.1>
re est élevée à la fois dans le sens positif et le sens négatif. Par opposition, le circuit illustré à la figure 2 offre l'inconvé- <EMI ID=7.1>
nient de la difficulté rencontrée pour sa production sous forme de circuit intégré, étant donné qu'un condensateur 34 est incorporé.
En outre, dans une application des circuits des figures 1 et 2
où des impulsions parvenant à l'anode avec une vitesse élevée correspondant par exemple à une période de 1 milliseconde sont utilisées alternativement pour déclencher et bloquer le dispositif, des' charges inutiles subsistent à la base du transistor T
<EMI ID=8.1>
fortement réduite.
Par conséquent, un but de l'invention est d'offrir un commutateur semi-conducteur de construction PNPN possédant une capacité de supporter dv/dt importante quel que soit le potentiel de l'anode ou de la cathode.
Un autre but de l'invention est d'offrir un commutateur semi-conducteur de construction PNPN possédant une capacité élevée de supporter dv/dt, d'une part, et des tensions de rupture positive et négative élevées, d'autre part.
Encore un autre but est d'offrir un commutateur semi-conducteur de construction PNPN capable d'être fermé avec un faible . coûtant de commande.
Un autre but encore est d'offrir un commutateur semi-conducteur de construction PNPN qui est aisément incorporé dans des circuits intégrés à semi-conducteurs.
Toujours un autre but de l'invention est d'offrir un commutateur semi-conducteur avec une forte capacité de supporter dv/dt, dans lequel un commutateur PNPN est capable d'être fermé avec une faible tension de commande et un courant de commande réduit vis-àvis des variations du niveau de potentiel de cathode.
Suivant l'invention, on prévoit un commutateur semi-conducteur comportant un commutateur PNPN avec une construction équiva-
<EMI ID=9.1> <EMI ID=10.1>
N et une base type P, ainsi qu'un réseau de circuit actif comportant au moins un transistor, ce réseau de circuit actif constituant un réseau de circuit de contre-réaction formé avec une partie d'une boucle de réaction dans le commutateur PNPN, le transistor du réseau de circuit actif étant connecté de manière à diviser au moins l'un des courants de base du commutateur PNPN.
D'autres détails et particularités de l'invention ressortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels:
Les figures 1 et 2 sont des schémas de circuit illustrant des dispositifs classiques très analogues à ceux de la présente invention.
La figure 3 est un schéma illustrant un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur suivant une première forme de réalisation de l'invention. La figure 4 est un schéma de circuit semblable à la figure <EMI ID=11.1>
réponse à une tension en gradins appliquée à son anode.
La figure 5 est un schéma illustrant un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur suivant une seconde forme de réalisation de l'invention, dans laquelle les deux transistors ont une construction à collecteur multiple. La figure 6 est une vue en coupe partielle du circuit de la figure 5, avec une partie du circuit intégrée.
Les figures 7, 8 et 9 sont des schémas illustrant les circuits équivalents du commutateur semi-conducteur dans des troisième, quatrième et cinquième formes de réalisation de l'invention.
La figure 10 est un schéma illustrant un circuit équivalent d'une sixième forme de réalisation de l'invention, utilisée en <EMI ID=12.1> .. tant que commutateur de\conversation bidirectionnel avec plusieurs commutateurs semi-conducteurs suivant l'invention connectés en parallèle suivant des directions opposées. La figure 11 est une vue en coupe partielle du circuit de la figure 10, dont une partie est intégrée. La figure 12 représente des formes d'onde de courant et de tension en courant alternatif dans le cas où une charge capacitive est introduite.
A la figure 3, illustrant un schéma d'un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur dans une première forme de
<EMI ID=13.1>
actif et sont connectés en parallèle avec le commutateur PNPN.
La référence E désigne une source d'alimentation et la référence R une résistance série de la ligne dans laquelle le commutateur est introduit.
Ce commutateur PNPN possède une boucle de réaction depuis
<EMI ID=14.1>
<EMI ID=15.1>
tif et lorsque le gain de la boucle de réaction atteint un ou plus, le dispositif est rapidement commuté, de telle sorte que les
<EMI ID=16.1>
Par conséquent, le circuit entre l'anode A et la cathode K devient conducteur et cet état conducteur est maintenu.
Comme illustré au dessin, le commutateur semi-conducteur suivant l'invention possède également une boucle de contre-réac-
<EMI ID=17.1>
<EMI ID=18.1>
<EMI ID=19.1>
des boucles de réaction et de contre-réaction doit effectuer
une opération de commutation avec l'action de réaction atteignant
<EMI ID=20.1>
de la figure 3 doit être négatif. On admettra que les gains en
<EMI ID=21.1>
pectivement, tandis que la condition pour un déterminant de circuit négatif pour le circuit de la figure 3 est approximativement exprimée par:
<EMI ID=22.1>
On se rendra compte que le côté de gauche de cette inégalité (1) représente un gain de réaction effectif. Lorsque les caractéristiques des transistors sont déterminées de manière à satisfaire cette condition, l'opération de commutation de l'ensemble du circuit de la figure 3 est rendue possible. Le circuit de réaction négatif compense les variations dans le gain de courant résultant de variations possibles de la température ou de la qualité de lots de production, en apportant ainsi un gain de réaction effectif stable.
En ce qui concerne la protection contre l'effet dv/dt qui constitue l'un des buts de l'invention, l'état du circuit auquel est appliquée une tension transitoire sera décrit en se référant à la figure 4. Etant donné que la base �t l'émetteur des
<EMI ID=23.1>
<EMI ID=24.1>
<EMI ID=25.1> <EMI ID=26.1>
<EMI ID=27.1>
corporée ou interne de ces transistors (en général environ
0,6 volt). Par conséquent, aux fins de l'explication, les tran-
<EMI ID=28.1>
capacité de jonction entre la base et le collecteur du transis-
<EMI ID=29.1>
le potentiel de la borne 3 soit toujours supérieur à l'état transitoire à celui de la borne 4:
<EMI ID=30.1>
En d'autres mots, la condition que le potentiel à la borne 3 soit toujours supérieur à celui à la borne 4 à la figure 4 équivaut au fait pour la figure 3 qu'avant que le potentiel à la borne 4 n'atteigne la tension incorporée ou interne du transistor
<EMI ID=31.1>
terminant les constantes de circuit de manière à satisfaire l'inégalité-(2), le courant transitoire circulant à partir du collec-
<EMI ID=32.1>
dans le transistor Q3 à l'état saturé. Par conséquent, le tran-
<EMI ID=33.1>
ble du circuit de la figure 3 est maintenu à l'état non conducteur, ce qui permet d'obtenir une stabilité élevée à l'encontre d'un état transitoire. Cet avantage est obtenu sans aucune alimentation ou autre circuit de commande externe ou même lorsque le potentiel d'anode passe à un niveau élevé ou que le potentiel de cathode est réduit.
<EMI ID=34.1>
Comme on s'en,rendra compte d'après la description qui précède, le circuit de la figure 3 satisfaisant les deux inégalités
(1) et (2) simultanément offre les avantages suivants:
a) Une capacité très élevée de supporter dv/dt est obtenue quel que soit le potentiel à l'anode ou à la cathode; b) à cause du fait que la valeur absolue du rapport entre <EMI ID=35.1>
(2) peut être choisie suivant les désirs, la valeur de la résistance R2 peut être rendue très élevée par comparaison avec celle des dispositifs classiques, avec pour résultat que le circuit peut être déclenché avec une sensibilité très élevée en appli-
<EMI ID=36.1> <EMI ID=37.1>
Rl et R2 est constant offre, une grande facilité pour l'intégra-
<EMI ID=38.1>
variation possible de la résistance due à des variations de la qualité de lots de production; d) à cause du fait que le circuit comprend des composants facilitant l'intégration des circuits et que les transistors Q3 <EMI ID=39.1>
<EMI ID=40.1>
vantage que le commutateur PNPN possède une tension de rupture élevée à la fois dans le sens positif et dans le sens négatif est conservé; <EMI ID=41.1> pratiquement semblable à celle des transistors Q3 et Q4 permet au circuit de fonctionner toujours de façon stable même en face d'impulsions à grande vitesse qui lui sont appliquées.
Une description qualitative supplémentaire du commutateur semi-conducteur suivant la première forme de réalisation illustré à la figure 3 sera à présent donnée. Dans la forme de réa- <EMI ID=42.1>
à corriger le gain de réaction effectif et, pendant le temps
<EMI ID=43.1>
<EMI ID=44.1>
résistance R2 détermine, d'une part, une sensibilité de porte mais, d'autre part, contribue à la capacité de supporter dv/dt en face-d'une lente croissance d'une tension ou une faible valeur dv/dt, de telle sorte qu'il est possible d'utiliser une va-
<EMI ID=45.1>
coté, contribue à donner au circuit une constante de temps né-
<EMI ID=46.1>
pratiquement de manière infinie en valeur ou éliminée tandis qu'il suffit que l'inégalité (2) soit satisfaite. Les résultats d'essais effectués indiquent que le commutateur PNPN et un circuit actif incident ayant des caractéristiques de transistor
<EMI ID=47.1>
20.000 ohms, avec pour résultat.une sensibilité de porte d'environ 30 uA. Ceci est à comparer avec une faible capacité de supporter dv/dt d'approximativement 15v/us dans le cas où la même sensibilité de porte est obtenue en introduisant une résistance en- <EMI ID=48.1>
comme dans la technique antérieure. Ainsi, la capacité de supporter dv/dt a été améliorée d'environ 30 fois grâce au procédé suivant l'invention. Incidemment, lors de la détermination de la
<EMI ID=49.1>
l'élimination d'une conduction erronée du commutateur PNPN par un courant de fuite à des températures élevées est un autre fac-teur à prendre en considération.
Le schéma de la figure 5 représente un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur suivant une seconde forme de réa-
<EMI ID=50.1>
du circuit de la figure 3 sont remplacés par des transistors du type à collecteur multiple et qui conviennent très bien pour une intégration de circuit.
En se référant à la figure 6, qui est une vue en coupe partielle de la construction de circuits intégrés comprenant les
<EMI ID=51.1>
la référence 4 désigne une région de porte d'anode, la référence 5 une région de porte de cathode, la référence 6 une région de cathode, la référence 7 une région d'anode, la référence 8 une région de contact de porte d'anode et la référence 9 la région
<EMI ID=52.1>
tué par les régions 4, 5 et 6, le transistor PNP latéral Q2 par les régions 7, 4 et 5 et le transistor PNP latéral Q4 par les régions 7, 4 et 9. Si une tension de rupture élevée doit être obtenue tout en utilisant des transistors latéraux comme dans le
<EMI ID=53.1>
et par conséquent le gain en courant du transistor Q4 a une très faible valeur, comme il résulte de l'inégalité (1). Dans ces con-
<EMI ID=54.1>
capacitif quelconque autre qu'une capacité de jonction des transistors pour autant que sa valeur satisfasse l'inégalité (2).
A cause du fait que l'inégalité (2) est satisfaite même lors-
<EMI ID=55.1>
tionnement effectif que celui du circuit de la figure 6 peut être réalisé en introduisant un condensateur Cl capable de satisfaire
<EMI ID=56.1> <EMI ID=57.1>
on obtient les mêmes avantages en introduisant un élément capa-
<EMI ID=58.1>
dans le circuit illustré à la figure 5.
Un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur dans une troisième forme de réalisation de l'invention est illustré
à la figure 7, dans laquelle une diode D est introduite entre la
<EMI ID=59.1>
De môme, le circuit équivalent du commutateur semi-conducteur dans une quatrième forme de réalisation de l'invention illustrée à la figure '8 se caractérise par un condensateur C
<EMI ID=60.1>
<EMI ID=61.1>
<EMI ID=62.1>
circuit contre une tension transitoire appliquée à la borne de porte GK.
Le schéma de la figure 9 illustre un circuit équivalent du commutateur semi-conducteur suivant une cinquième forme de réalisation de l'invention, dans laquelle le transistor de court-
<EMI ID=63.1>
lisation de l'invention illustrée à la figure 3, est connecté du
<EMI ID=64.1>
manière que le circuit de la figure 3.
La figure 10 représente une sixième forme de réalisation de l'invention, utilisée en tant que commutateur de circuit de conversation avec des caractéristiques bidirectionnelles, en connectant plusieurs commutateurs semi-conducteurs suivant l'invention et elle illustre un circuit équivalent simulant le cas dans lequel un signal d'appel téléphonique est transmis.
<EMI ID=65.1>
sistors PNP et NPN, respectivement, qui constituent le commutateur
<EMI ID=66.1> <EMI ID=67.1>
transistor PNP comprenant une anode de type P et une cathode de type N, obtenu en formant une autre région de type P dans la
<EMI ID=68.1>
signe un transistor à effet de champ à porte isolée pour une commande de tension, la référence R2 une résistance destinée à protéger lé dispositif contre un effet dv/dt de faible valeur et la
<EMI ID=69.1>
d'être rendu conducteur dans les conditions de fonctionnement normales ou à cause d'un effet dv/dt de faible valeur tout en ser-
<EMI ID=70.1>
mulées. La référence 21 désigne un circuit d'excitation de porte de cathode, la référence 22 une source de signal, la référence
23 une charge capacitive et la référence 24 un circuit d'excitation de porte isolée pour le transistor à effet de champ à porte
<EMI ID=71.1>
PNPN d'un seul étage, le principe de fonctionnement étant identique quel que soit le nombre d'étages dans lesquels les commutateurs PNPN sont connectés.
On se référera à présent à la figure 11 qui est une vue en coupe partielle d'un exemple de construction du dispositif de la <EMI ID=72.1> corporés dans des circuits intégrés. Dans cette figure, la référence 4 désigne une région de porte d'anode, la référence 5 une région de porte de cathode, la référence 6 une région de cathode, la référence 7 une région d'anode et la référence 8 une région de
<EMI ID=73.1>
mis à la masse du transistor Q4 et qui est utilisée pour sortir une électrode de porte d'anode. La référence 9 désigne la région
<EMI ID=74.1>
d'oxyde, la référence 2 une électrode en aluminium, la référence
<EMI ID=75.1>
<EMI ID=76.1>
de cathode, la référence K une cathode, la référence GI l'élec-
<EMI ID=77.1>
<EMI ID=78.1>
<EMI ID=79.1>
<EMI ID=80.1>
rant alternatif dans le commutateur PNPN tel qu'illustré à la figure 10. Dans ces conditions, la forme d'onde du courant i(t) mène en phase la forme d'onde de tension v(t) avec une différence de phase maximum d'environ 90[deg.], comme indiqué dans le schéma de la figure 13. Lorsque le courant i(t) est réduit jusqu'à un point inférieur au niveau d'auto-maintien où le courant de porte doit être fourni pour maintenir le courant, la tension de cathode se trouve à un maximum positif ou négatif ou au voisinage de celui-ci. Si le niveau de tension de cathode est négatif, le courant de porte peut être fourni même si la tension d'excitation du circuit d'excitation de porte de cathode 21 est faible. Dans ce cas, les transistors à effet de champ [deg.]5 ne peuvent pas être rendus conducteurs avec une tension d'excitation de faible valeur.
Au contraire, avec un niveau positif de la cathode, la fourniture d'un courant à partir du circuit d'excitation de porte de cathode 21 exige une tension élevée. Etant donné que cha-
<EMI ID=81.1>
à un potentiel positif élevé, toutefois, les transistors à effet
<EMI ID=82.1>
courant peut être fourni à partir de la borne d'anode à la porte de cathode, en appliquant une faible tension d'excitation négative à partir du circuit d'excitation de porte isolée 24 à la
<EMI ID=83.1>
que la charge 23 est inductive, le dispositif peut être aisément excité par l'intermédiaire du transistor à effet de champ à un niveau de cathode positif, ou par l'intermédiaire de la porte de ca-thode avec un niveau de cathode négatif. Malgré le fait que le circuit d'excitation 24 du transistor à effet de champ soit pré-
<EMI ID=84.1>
de la figure 10, la porte peut évidemment être maintenue au niveau de la masse si la tension de seuil Vth du transistor à effet de champ est réduite ou, d'une autre façon, le dispositif peut être excité avec une faible tension positive provenant d'une alimentation positive. En outre, les circuits d'excitation 21 et 24 peuvent prendre la forme de circuits d'excitation produisant des impulsions.
De plus, étant donné que la porte d'anode est également utilisée en tant que borne de commande de courant, trois configurations supplémentaires sont disponibles, sur la base de différentes combinaisons de l'élément de commande de courant et de l'élément de commande de tension. De telles possibilités comprennent un procédé suivant lequel la porte d'anode est utilisée en tant qu'élément de commande de courant.et la commande de tension est effectuée en connectant un transistor à effet de champ à canal N entre la porte d'anode et la cathode; un procédé suivant lequel la porte de cathode est utilisée en tant qu'élément de commande de courant et un transistor à effet de champ à canal P est introduit entre
la porte d'anode et la cathode, ou un procédé suivant lequel la porte d'anode est utilisée en tant que borne de commande de courant et un transistor à effet de champ à canal N est introduit entre l'anode et la porte de cathode. Chacun de ces transistors à effet de champ peut être intégré avec le commutateur PNPN, comme illustré à la figure 11, ou il peut être offert séparément à titre de variante.
On considérera ensuite le cas dans lequel le transitoire de tension dv/dt est appliqué entre l'anode et la cathode lorsque le commutateur PNPN de.la figure 10 se trouve à l'état bloqué. En premier lieu, lorsqu'une valeur dv/dt importante est impliquée,
le courant de base circule vers le transistor Q3 par l'intermédiai-
<EMI ID=85.1>
<EMI ID=86.1>
le courant circulant dans la jonction base-collecteur du transistor
<EMI ID=87.1>
<EMI ID=88.1>
Au contraire, le commutateur PNPN ne pourra pas être fermé lors-
<EMI ID=89.1>
dans les conditions de fonctionnement normales. Par conséquent, pour empêcher une telle situation, la résistance R2 est introdui-
<EMI ID=90.1>
que le transistor Q3 n'est pas rendu conducteur lorsqu'une faible
<EMI ID=91.1>
utilisée à titre de protection. De la sorte, à la différence du
<EMI ID=92.1>
protéger le dispositif d'un petit effet dv/dt et sa valeur est par conséquent augmentée, avec pour résultat que le commutateur PNPN peut être fermé avec un faible courant de porte de cathode. A cau-
<EMI ID=93.1>
<EMI ID=94.1>
le circuit destiné à lui fournir un courant de base peut prendre la forme d'un élément capacitif et on peut utiliser soit une diode, soit un condensateur à la place du transistor Q4. Bien évidemment, les éléments capacitifs peuvent être connectés en parallèle
<EMI ID=95.1>
peut être agencé suivant une configuration ayant pour base le même principe de fonctionnement que celui des formes de réalisation précédentes, ou de telle sorte qu'un transistor destiné à la protection dv/dt et un élément d'impédance puisse/être introduits entre <EMI ID=96.1> l'anode et la porte.d'anode du commutateur PNPN, de telle manière que le transistor pour la protection dv/dt puisse être excité par un élément capacitif.
Comme on s'en rendra compte d'après la description qui précède, le commutateur semi-conducteur suivant l'invention est
tel que le réseau de circuit actif introduit en parallèle avec le commutateur PNPN, conjointement avec une partie de la boucle de réaction du commutateur PNPN, constitue un circuit de contreréaction et qu'un courant pratiquement en phase avec le courant
<EMI ID=97.1>
<EMI ID=98.1>
<EMI ID=99.1>
connecté en parallèle, de telle sorte que le courant de base du
<EMI ID=100.1>
<EMI ID=101.1>
ble le maintien du gain de boucle de réaction en courant continu effectif de l'ensemble du dispositif supérieur à un.
En outre, le commutateur PNPN ou le commutateur semi-conducteur suivant l'invention est doté d'une borne de commande de tension faisant appel à un transistor à effet de champ qui, en combinaison avec un système de commande de courant classique, permet au commutateur PNPN d'être fermé avec une faible tension de commande même en face d'un flottement du niveau de potentiel de cathode. En outre, la connexion parallèle d'un élément d'impédance et d'un élément de commutation pour la protection du dispositif contre l'effet dv/dt rend possible un commutateur PNPN avec une forte capacité de supporter dv/dt, qui est capable d'être fermé avec un faible courant de commande.
Il doit être entendu que la présente invention n'est en aucune façon limitée aux formes de réalisation ci-avant et que bien <EMI ID=102.1> des modifications peuvent y être apportées sans sortir du cadre du présent brevet.
REVENDICATIONS
1. Commutateur semi-conducteur, caractérisé en ce qu'il. comprend un commutateur PNPN d'une construction de type PNPN équivalente à quatre couches et comportant une base de type N
et une base de type P, et un réseau de circuit actif comportant au moins un transistor, ce réseau de circuit actif constituant
un réseau de circuit de contre-réaction avec une partie d'une boucle de réaction dans le commutateur PNPN, le transistor du réseau de circuit actif étant connecté de manière à diviser au moins l'un des courants de base du commutateur PNPN.
2. Commutateur semi-conducteur, caractérisé en ce qu'il comprend un commutateur PNPN possédant une construction équivalente
à quatre couches de type PNPN, des moyens de commutation, un élément passif et des moyens pour exciter ces moyens de commutation, les moyens de commutation étant connectés en parallèle avec l'élément passif de manière à court-circuiter une jonction à une
<EMI ID=103.1>
commutation fournissant à ces derniers un courant divisé par l'intermédiaire d'une jonction à l'autre extrémité du commutateur PNPN, ces moyens de commutation étant excités par le courant précité.
"Semiconductor switch"
The present invention relates to a semiconductor switch comprising three PN junctions with a construction
PNPN equivalent to four layers and used as a switching element, such as a controller.
PNPN <EMI ID = 1.1> construction semiconductor switches
with one anode and cathode only output, a three terminal thyristor with an output cathode gate control terminal in addition to the anode and cathode, as well as a four terminal thyristor with a gate control terminal anode output incidentally. They are used with various control devices as switches having a self-holding function.
These PNPN switches, however, have the drawback that in the off or off state, they are closed in an undesirable manner when a voltage in the fast conducting direction is applied between their anode and their cathode. This is known as the dv / dt effect or the speed effect and several methods have been suggested to avoid this phenomenon.
Some common methods are to connect a re /
<EMI ID = 2.1>
PNPN or to connect a resistor to the anode gate GA of the PNPN switch, such that the switch is reverse biased between anode A and anode gate G, with one end of the resistor held at a high potential. In the first method, it is necessary to greatly reduce the value of the resistance to make it possible to avoid erroneous conduction of the PNPN switch due to a transient voltage (dv / dt;
hereinafter referred to as the ability to withstand dv / dt), because the voltage drop across the resistor should not exceed the internal voltage between the GK cathode gate and the K cathode, even when the displacement current flows through resistance
/ from
<EMI ID = 3.1>
anode gate. Assuming a junction capacitance of 2pF, for example, the resistance value must be less than 600 ohms if the dv / dt capacity of 500 volts / � s is to be reached. Therefore, the gate excitation current and the holding current are increased by the intensity of the current flowing through the resistor, which leads to the disadvantage that in the considered case, for example, an excitation current superfluous of approximately 1 milli-ampere is required. The second method, on the other hand, requires that one end of the resistor be held at a higher potential than that of the anode and has the disadvantage that the device can be protected when the anode goes to a higher potential. , while it is not when the cathode goes to a lower potential.
A conventional semiconductor switch very similar to that of the present invention has been illustrated in Figures 1 and 2 and as has been described in US Patent No. [deg.] 3,609,413. The components in Figures 1 and 2 are moreover designated by the same references as in Figures 1 and 3 of the drawings of the aforementioned patent.
Using the junction capacity between a transmitter 19
<EMI ID = 4.1>
densator 34 in the case of Figure 2, a transient voltage
<EMI ID = 5.1>
is energized in order to avoid the dv / dt effect of the PNPN switch 10
(indicated as SCR 10 in the aforementioned patent). In the circuit of FIG. 1 comprising an emitter 19, a base and another emitter 18 of the transistor T3 connected between the anode and the cathode, the breakdown voltage of the base-emitter coupling is at most 5 to 10 volts, this which renders this circuit unusable only at about 5 volts or less, resulting in the loss of
<EMI ID = 6.1>
re is raised in both the positive and the negative direction. In contrast, the circuit shown in Figure 2 has the disadvantage - <EMI ID = 7.1>
deny the difficulty encountered in producing it as an integrated circuit, since a capacitor 34 is incorporated.
In addition, in an application of the circuits of Figures 1 and 2
where pulses reaching the anode with a high speed corresponding for example to a period of 1 millisecond are used alternately to trigger and block the device, unnecessary charges remain at the base of the transistor T
<EMI ID = 8.1>
greatly reduced.
Consequently, an object of the invention is to provide a semiconductor switch of PNPN construction having a capacity to withstand large dv / dt whatever the potential of the anode or of the cathode.
Another object of the invention is to provide a semiconductor switch of PNPN construction having a high capacity to withstand dv / dt, on the one hand, and high positive and negative breakdown voltages, on the other hand.
Yet another object is to provide a semiconductor switch of PNPN construction capable of being closed with low. order cost.
Yet another object is to provide a semiconductor switch of PNPN construction which is readily incorporated into semiconductor integrated circuits.
Still another object of the invention is to provide a semiconductor switch with a high capacity to withstand dv / dt, in which a PNPN switch is able to be closed with a low control voltage and a reduced control current. with respect to variations in the level of cathode potential.
According to the invention, a semiconductor switch is provided comprising a PNPN switch with an equivalent construction.
<EMI ID = 9.1> <EMI ID = 10.1>
N and a P type base, as well as an active circuit network comprising at least one transistor, this active circuit network constituting a feedback circuit network formed with part of a feedback loop in the PNPN switch, the transistor of the active circuit network being connected so as to divide at least one of the base currents of the PNPN switch.
Other details and features of the invention will emerge from the description below, given by way of nonlimiting example and with reference to the accompanying drawings, in which:
Figures 1 and 2 are circuit diagrams illustrating conventional devices very similar to those of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an equivalent circuit of the semiconductor switch according to a first embodiment of the invention. Figure 4 is a circuit diagram similar to Figure <EMI ID = 11.1>
response to a stepped voltage applied to its anode.
Fig. 5 is a diagram illustrating an equivalent circuit of the semiconductor switch according to a second embodiment of the invention, in which the two transistors have a multiple collector construction. Figure 6 is a partial sectional view of the circuit of Figure 5, with part of the circuit integrated.
Figures 7, 8 and 9 are diagrams illustrating equivalent circuits of the semiconductor switch in third, fourth and fifth embodiments of the invention.
Fig. 10 is a diagram illustrating an equivalent circuit of a sixth embodiment of the invention, used in <EMI ID = 12.1> .. as a two-way talk switch with several semiconductor switches according to the invention connected. in parallel in opposite directions. Figure 11 is a partial sectional view of the circuit of Figure 10, part of which is integrated. Fig. 12 shows AC current and voltage waveforms in the case where a capacitive load is introduced.
In Figure 3, showing a diagram of an equivalent circuit of the semiconductor switch in a first form of
<EMI ID = 13.1>
active and are connected in parallel with the PNPN switch.
The reference E designates a power source and the reference R a series resistor of the line into which the switch is introduced.
This PNPN switch has a feedback loop from
<EMI ID = 14.1>
<EMI ID = 15.1>
tif and when the gain of the feedback loop reaches one or more, the device is quickly switched, so that the
<EMI ID = 16.1>
Therefore, the circuit between the anode A and the cathode K becomes conductive and this conductive state is maintained.
As illustrated in the drawing, the semiconductor switch according to the invention also has a feedback loop.
<EMI ID = 17.1>
<EMI ID = 18.1>
<EMI ID = 19.1>
feedback and feedback loops must perform
a switching operation with the reaction action reaching
<EMI ID = 20.1>
in Figure 3 should be negative. We will admit that the gains in
<EMI ID = 21.1>
pectively, while the condition for a negative circuit determinant for the circuit of figure 3 is approximately expressed by:
<EMI ID = 22.1>
We will realize that the left side of this inequality (1) represents an effective reaction gain. When the characteristics of the transistors are determined so as to satisfy this condition, the switching operation of the entire circuit of Fig. 3 is made possible. The negative feedback circuit compensates for variations in current gain resulting from possible variations in temperature or quality of production batches, thereby providing stable effective feedback gain.
With regard to the protection against the dv / dt effect which constitutes one of the aims of the invention, the state of the circuit to which a transient voltage is applied will be described with reference to FIG. 4. Since the base � t the transmitter
<EMI ID = 23.1>
<EMI ID = 24.1>
<EMI ID = 25.1> <EMI ID = 26.1>
<EMI ID = 27.1>
embodied or internal of these transistors (generally approximately
0.6 volts). Therefore, for the sake of explanation, the trans-
<EMI ID = 28.1>
junction capacity between the base and the collector of the transistor
<EMI ID = 29.1>
the potential of terminal 3 is always greater in the transient state than that of terminal 4:
<EMI ID = 30.1>
In other words, the condition that the potential at terminal 3 is always greater than that at terminal 4 in figure 4 is equivalent to the fact for figure 3 that before the potential at terminal 4 reaches the voltage incorporated or internal transistor
<EMI ID = 31.1>
terminating the circuit constants so as to satisfy the inequality- (2), the transient current flowing from the collec-
<EMI ID = 32.1>
in transistor Q3 in the saturated state. Therefore, the trans-
<EMI ID = 33.1>
ble of the circuit of FIG. 3 is kept in the non-conductive state, which allows to obtain a high stability against a transient state. This advantage is achieved without any power supply or other external control circuit or even when the anode potential goes high or the cathode potential is reduced.
<EMI ID = 34.1>
As will be appreciated from the above description, the circuit of FIG. 3 satisfying the two inequalities
(1) and (2) simultaneously offers the following advantages:
a) A very high capacity to withstand dv / dt is obtained whatever the potential at the anode or at the cathode; b) due to the fact that the absolute value of the ratio between <EMI ID = 35.1>
(2) can be chosen as desired, the value of resistor R2 can be made very high compared to that of conventional devices, with the result that the circuit can be triggered with very high sensitivity by application.
<EMI ID = 36.1> <EMI ID = 37.1>
R1 and R2 are constant offers, a great facility for the integration
<EMI ID = 38.1>
possible variation in strength due to variations in the quality of production lots; d) due to the fact that the circuit includes components facilitating the integration of circuits and that the transistors Q3 <EMI ID = 39.1>
<EMI ID = 40.1>
vantage that the PNPN switch has a high breakdown voltage in both positive and negative direction is kept; <EMI ID = 41.1> practically similar to that of transistors Q3 and Q4 allows the circuit to always operate stably even in the face of high speed pulses applied to it.
A further qualitative description of the semiconductor switch according to the first embodiment illustrated in Fig. 3 will now be given. In the form of real- <EMI ID = 42.1>
to correct the effective reaction gain and, during the time
<EMI ID = 43.1>
<EMI ID = 44.1>
resistance R2 determines, on the one hand, a gate sensitivity but, on the other hand, contributes to the ability to withstand dv / dt in the face of a slow rise in voltage or a low dv / dt value, of so that it is possible to use a
<EMI ID = 45.1>
side, helps to give the circuit a new time constant.
<EMI ID = 46.1>
practically in an infinite way in value or eliminated while it suffices that the inequality (2) is satisfied. The results of tests carried out indicate that the PNPN switch and an incident active circuit having transistor characteristics
<EMI ID = 47.1>
20,000 ohms, resulting in a gate sensitivity of about 30 uA. This is to be compared with a low capacity to withstand dv / dt of approximately 15v / us in the case where the same gate sensitivity is obtained by introducing a resistance in- <EMI ID = 48.1>
as in the prior art. Thus, the ability to support dv / dt has been improved by about 30 times by the method according to the invention. Incidentally, when determining the
<EMI ID = 49.1>
Elimination of faulty conduction of the PNPN switch by leakage current at elevated temperatures is another factor to consider.
The diagram of FIG. 5 represents an equivalent circuit of the semiconductor switch according to a second form of realization.
<EMI ID = 50.1>
of the circuit of FIG. 3 are replaced by transistors of the multi-collector type and which are very suitable for circuit integration.
Referring to Figure 6, which is a partial sectional view of the construction of integrated circuits comprising the
<EMI ID = 51.1>
numeral 4 denotes an anode gate region, numeral 5 a cathode gate region, numeral 6 a cathode region, numeral 7 an anode region, numeral 8 a gate contact region of anode and the reference 9 region
<EMI ID = 52.1>
killed by regions 4, 5 and 6, the lateral PNP transistor Q2 by regions 7, 4 and 5 and the lateral PNP transistor Q4 by regions 7, 4 and 9. If a high breakdown voltage is to be obtained while using side transistors as in the
<EMI ID = 53.1>
and therefore the current gain of transistor Q4 has a very low value, as it results from inequality (1). In these con-
<EMI ID = 54.1>
capacitive any other than a junction capacitance of the transistors as long as its value satisfies the inequality (2).
Because of the fact that the inequality (2) is satisfied even when
<EMI ID = 55.1>
effective operation than that of the circuit of figure 6 can be achieved by introducing a capacitor C1 capable of satisfying
<EMI ID = 56.1> <EMI ID = 57.1>
the same advantages are obtained by introducing a capacitive element
<EMI ID = 58.1>
in the circuit shown in figure 5.
An equivalent circuit of the semiconductor switch in a third embodiment of the invention is illustrated
in figure 7, in which a diode D is introduced between the
<EMI ID = 59.1>
Likewise, the equivalent circuit of the semiconductor switch in a fourth embodiment of the invention illustrated in FIG. 8 is characterized by a capacitor C
<EMI ID = 60.1>
<EMI ID = 61.1>
<EMI ID = 62.1>
circuit against a transient voltage applied to the gate terminal GK.
The diagram of FIG. 9 illustrates an equivalent circuit of the semiconductor switch according to a fifth embodiment of the invention, in which the short-circuit transistor
<EMI ID = 63.1>
ization of the invention illustrated in Figure 3, is connected to the
<EMI ID = 64.1>
way that the circuit of figure 3.
Fig. 10 shows a sixth embodiment of the invention, used as a conversation circuit switch with bidirectional characteristics, by connecting several semiconductor switches according to the invention and it illustrates an equivalent circuit simulating the case in which a telephone call signal is transmitted.
<EMI ID = 65.1>
PNP and NPN sistors, respectively, which constitute the switch
<EMI ID = 66.1> <EMI ID = 67.1>
PNP transistor comprising a P-type anode and an N-type cathode, obtained by forming another P-type region in the
<EMI ID = 68.1>
sign an insulated gate field effect transistor for voltage control, the reference R2 a resistor intended to protect the device against a low value dv / dt effect and the
<EMI ID = 69.1>
to be made conductive under normal operating conditions or due to a low value dv / dt effect while still operating
<EMI ID = 70.1>
mules. Reference 21 designates a cathode gate excitation circuit, reference 22 a signal source, reference
23 a capacitive load and reference 24 an isolated gate drive circuit for the gate field effect transistor
<EMI ID = 71.1>
PNPN of a single stage, the principle of operation being the same regardless of the number of stages in which the PNPN switches are connected.
Reference will now be made to FIG. 11 which is a partial sectional view of an exemplary construction of the device of the <EMI ID = 72.1> embodied in integrated circuits. In this figure, numeral 4 denotes an anode gate region, numeral 5 a cathode gate region, numeral 6 a cathode region, numeral 7 an anode region and numeral 8 a cathode gate region.
<EMI ID = 73.1>
grounded to transistor Q4 and which is used to output an anode gate electrode. Reference 9 designates the region
<EMI ID = 74.1>
oxide, reference 2 an aluminum electrode, reference
<EMI ID = 75.1>
<EMI ID = 76.1>
cathode, the reference K a cathode, the reference GI the elec-
<EMI ID = 77.1>
<EMI ID = 78.1>
<EMI ID = 79.1>
<EMI ID = 80.1>
AC rant in the PNPN switch as shown in figure 10. Under these conditions, the waveform of current i (t) leads in phase to the waveform of voltage v (t) with a maximum phase difference of about 90 [deg.], as shown in the diagram of figure 13. When the current i (t) is reduced to a point below the self-holding level where the gate current must be supplied for maintaining current, cathode voltage is at or near a positive or negative maximum. If the cathode voltage level is negative, gate current can be supplied even if the drive voltage of the cathode gate drive circuit 21 is low. In this case, the field effect transistors [deg.] 5 cannot be made conductive with a low excitation voltage.
On the contrary, with a positive level of the cathode, the supply of a current from the cathode gate drive circuit 21 requires a high voltage. Since each
<EMI ID = 81.1>
at a high positive potential, however, effect transistors
<EMI ID = 82.1>
Current can be supplied from the anode terminal to the cathode gate, by applying a low negative excitation voltage from the insulated gate excitation circuit 24 to the
<EMI ID = 83.1>
As load 23 is inductive, the device can be easily energized through the field effect transistor at a positive cathode level, or through the cathode gate with a negative cathode level. Despite the fact that the excitation circuit 24 of the field effect transistor is pre-
<EMI ID = 84.1>
of Figure 10, the gate can obviously be held at ground level if the threshold voltage Vth of the field effect transistor is reduced or, alternatively, the device can be energized with a low positive voltage from 'a positive diet. In addition, the excitation circuits 21 and 24 can take the form of excitation circuits producing pulses.
In addition, since the anode gate is also used as a current control terminal, three additional configurations are available, based on different combinations of the current control element and the control element. Of voltage. Such possibilities include a method in which the anode gate is used as a current control element. And the voltage control is performed by connecting an N-channel field effect transistor between the anode gate and the cathode; a method in which the cathode gate is used as a current control element and a P-channel field effect transistor is introduced between
the anode gate and the cathode, or a method in which the anode gate is used as a current control terminal and an N-channel field effect transistor is introduced between the anode and the cathode gate . Each of these field effect transistors can be integrated with the PNPN switch, as shown in Figure 11, or they can be offered separately as an alternative.
Next, consider the case where the voltage transient dv / dt is applied between the anode and the cathode when the PNPN switch of FIG. 10 is in the off state. First, when a large dv / dt value is involved,
the base current flows to transistor Q3 through the intermediary
<EMI ID = 85.1>
<EMI ID = 86.1>
the current flowing in the base-collector junction of the transistor
<EMI ID = 87.1>
<EMI ID = 88.1>
On the contrary, the PNPN switch cannot be closed when
<EMI ID = 89.1>
under normal operating conditions. Therefore, to prevent such a situation, resistance R2 is introduced.
<EMI ID = 90.1>
that the transistor Q3 is not turned on when a weak
<EMI ID = 91.1>
used for protection. In this way, unlike the
<EMI ID = 92.1>
protect the device from a small dv / dt effect and its value is therefore increased, with the result that the PNPN switch can be closed with a low cathode gate current. A cau-
<EMI ID = 93.1>
<EMI ID = 94.1>
the circuit intended to supply it with a base current can take the form of a capacitive element and either a diode or a capacitor can be used in place of the transistor Q4. Of course, the capacitive elements can be connected in parallel
<EMI ID = 95.1>
can be arranged in a configuration having as a basis the same operating principle as that of the previous embodiments, or in such a way that a transistor intended for dv / dt protection and an impedance element can / be introduced between <EMI ID = 96.1> the anode and the anode gate of the PNPN switch, so that the transistor for dv / dt protection can be energized by a capacitive element.
As will be appreciated from the above description, the semiconductor switch according to the invention is
such that the active circuit network introduced in parallel with the PNPN switch, together with part of the feedback loop of the PNPN switch, constitutes a feedback circuit and a current practically in phase with the current
<EMI ID = 97.1>
<EMI ID = 98.1>
<EMI ID = 99.1>
connected in parallel, so that the base current of the
<EMI ID = 100.1>
<EMI ID = 101.1>
ble maintaining the effective DC feedback loop gain of the entire device greater than one.
In addition, the PNPN switch or the semiconductor switch according to the invention is provided with a voltage control terminal using a field effect transistor which, in combination with a conventional current control system, enables the PNPN switch to be closed with a low control voltage even in the face of a fluctuating cathode potential level. In addition, the parallel connection of an impedance element and a switching element for protecting the device from dv / dt effect makes possible a PNPN switch with a strong capability of supporting dv / dt, which is capable to be closed with a low control current.
It should be understood that the present invention is in no way limited to the above embodiments and that although <EMI ID = 102.1> modifications can be made thereto without departing from the scope of the present patent.
CLAIMS
1. Semiconductor switch, characterized in that it. comprises a PNPN switch of equivalent four-layer PNPN-type construction and having an N-type base
and a P-type base, and an active circuit network comprising at least one transistor, this active circuit network constituting
a feedback circuit network with part of a feedback loop in the PNPN switch, the transistor of the active circuit network being connected so as to divide at least one of the base currents of the PNPN switch.
2. Semiconductor switch, characterized in that it comprises a PNPN switch having an equivalent construction.
with four layers of PNPN type, switching means, a passive element and means for energizing these switching means, the switching means being connected in parallel with the passive element so as to short-circuit a junction to a
<EMI ID = 103.1>
switching supplying the latter with a divided current via a junction at the other end of the PNPN switch, these switching means being excited by the aforementioned current.