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La présente invention concerne un appareil qu'on peut utiliser chaque fois qu'un courant de sortie soit servir de oritère pour indiquer celle de deux tensions d'entrée qui est la plus haute.
Cette appareil est caractérisé en ce que les sources des deux ten- sions à comparer sont respectivement connectées à travers un redresseur à une résistance commune, et en ce que l'un des redresseurs est connecté en série avec le circuit d'entrée d'un basculeur bistable dont le signal de sortie commande un transistor de commutation.
La figure 1 du dessin annexé représente un premier exemple d'utili- sation de l'appareil selon-- l'invention pour le réglage d'un générateur synchro- ne.
Le générateur 1 est excité par l'excitatrice principale 2. Cette machine comprend un circuit d'excitation en dérivation, connecté en série avec une excitatrice auxiliaire 3 comprenant à son tour deux enroulements d'excita- tion 4 et 5. L'enroulement 4 est parcouru par un courant d'excitation négatif constant, fourni par la source 6 et pouvant être réglé par un rhéostat 7. Le courant d'excitation positif circulant dans l'enroulement 5 est fourni par la même source. Il est déterminé par la résistance 8, et interrompu et rétabli par le transistor de commutation 9. Le redresseur 10 empêche dans ce cas l'appari- tion de fortes pointes de tension sur le transistor 9,pendant les opérations de commutation. De préférence, l'énsemble est proportionné de façon que la constance de temps du circuit 5,8,10 soit égale pour la fermeture et l'ouverture.
La valeur moyenne du courant circulant dans l'enroulement 5 donc un fin de compte l'excitation du générateur 1 sont ainsi'déterminées par la durée relative du maintien en circuit du transistor 9. Cette durée relative doit donc être commandée par les quantités à régler, notamment par la tension fournie par le générateur 1. La mesure de cette tension est effectuée par les trois trans- formateurs monophasés 11, et par les trois redresseurs 12 connectés à ces trans- formateurs'. La résistance 32 permet d'introduire une composante complémentaire qui dépend'du courant engendré. La tension continue pulsatoire engendrée par les trois redresseurs 12 connectés en série, est filtrée par un filtre compre- nant la résistance 13 et le condensateur 14.
On utilise la tension filtrée pour faire fonctionner la lampe à effluves 16 à travers la résistance limiteuse d'in- tensité 15 ou un autre dispositif stabilisateur, par exemple un tube diode de Zener. Une tension constante est donc appliquée pendant le fonctionnement aux bornes du condensateur 17 connecté aux deux électrodes de la lampe à effluves.
La résistance 18 empêche la naissance d'oscillations de basculement. Le conden- sateur de filtrage 14 est connecté en parallèle avec le diviseur de tension 19, qui applique au condensateur 20 une tension proportionnelle à la tension aux bornes du condensateur 14. Cette dernière tension est donc proportionnelle à la quantité qui doit être réglée, c'est-à-dire (abstraction faite d'une composan- te introduite accidentellement et dépendant de l'intensité) à la tension engen- drée par le générateur 1. A cet effet les conditions sont choisies telles que les tensions appliquées aux bornes des condensateurs 17 et 20 soient précisément égales entre elles lorsque la tension engendrée par le générateur atteint sa valeur théorique. Dans l'exemple représenté la polarité négative de chacune de ces tensions se présente au point commun des deux condensateurs.
Or en partant du mode de fonctionnement du régulateur dit de Tirrill, on peut veiller à ce que l'enroulement 5 de l'excitatrice auxiliaire 3 soit toujours mis en circuit par le transistor de commutation 9 lorsque la tension réelle aux bornes du condensateur 20 est inférieure à la tension théorique aux bornes du condensateur 17.
A cet effet les deux condensateurs, remplissant la fonction de sour- ces des deux tensions à comparer, sont respectivement connectés à travers des redresseurs 21 et 22 à une résistance commune 23. Le redresseur 21 est complémen-
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tairement connecté en série avec les résistances 24, sur lesquelles on reviendra dans la suite de cette description. Le redresseur 22 est connecté en série avec le circuit d'entrée d'un basculeur bistable formé par la résistance 25. Dans le présent exemple ce basculeur est formé par le déclencheur dit de Schmidt doté de deux transistors A et B complémentairement dotés de résistances 26 à 30 et alimentés par la source 31.
On voit immédiatement qu'un courant ne peut traverser les redresseurs 21 ou 22 que lorsque la tension correspondante est supérieure à la tension avec laquelle elle doit être comparée. Par exemple, le passage d'un courant à travers le redresseur 22 cesse indépendamment de la valeur absolue des tensions dès que la tension aux bornes du condensateur 20 devient un peu supérieure à celle qui est appliquée aux bornes du condensateur 17. Ceci arrête cependant également le passage du courant à travers la résistance 25, et le basculeur passe à l'au- tre position de stabilité.
Le signal de sortie du basculeur, se présentant aux bornes de la résistance 29, commande le transistor de commutation 9 par l'intermédiaire d'un amplificateur comprenant le transistor C. Ainsi qu'il'a été indiqué précédemment, ce transistor de commutation agit sur le courant circulant dans l'enroulement d'excitation 5. Grâce à l'utilisation d'un basculeur bistable selon l'invention, on obtient avec certitude que le transistor de commutation occupe toujours une position nettement en ou hors circuit, c'est-à-dire qu'il ne reste jamais dans une position intermédiaire exerçant sur ce transistor une action nuisible.
La grande inertie électrique de l'ensemble comprenant le générateur, l'excitatrice principale et l'excitatrice auxiliaire ne permettrait aucun réglage stable sans dispositions spéciales. On prévoit donc les blocs de renvoi 32 pro- portionnels à la tension et à l'intensité de l'excitatrice principale, et à la tension et à l'intensité de l'excitatrice auxiliaire. Ainsi qu'il a été indiqué symboliquement sur le dessin, ces tensions sont appliquées aux bornes des résis- tances 24 connectées en série avec le redresseur 21. Les tensions renvoyées sont donc ajoutées à la tension réelle, et les conditions sont choisies telles que l'ensemble engendre des oscillations avec une période courte comparée aux con- stantes de temps des machines. Il en résulte un réglage stable de la tension du générateur.
Par rapport aux régulateurs connus, l'appareil qui vient d'être dé- crit offre essentiellement les avantages suivants : ne comprend aucun organe mobile, notamment aucun contact, il n'exige donc pratiquement aucun entretien.
Il se prête à une construction moins encombrante et moins coûteuse qu'un régula- teur dit de tirrill. Les tensions et leurs composantes, notamment les tensions renvoyées qui doivent être comparées entre elles, peuvent être engendrées sans grande perte de puissance dans des circuits à forte résistance chimique.
La figure 2 représente un deuxième exemple d'utilisation de l'appa- reil selon l'invention dans un ensemble de commande par la grille pour redresseurs de courant, c'est-à-dire dans un dispositif destiné à engendrer des impulsions réglables en phase convenant à llallumage de redresseurs de courant commandés par la grille.
Le fonctionnement de l'ensemble de commande par la grille représen- té sur le dessin est fondé sur le principe connu en soi de la commande verticale dite sinusoïdale. On utilise dans ce cas une tension sinusoïdale U en phase avec la tension alternative de réseau alimentant le redresseur de courant. Selon la figure 3 on ajoute à cette tension sinusoïdale une tension continue constante Uk d'une valeur telle que la somme Uo=U +Uk soit toujours positive. On compare la valeur momentanée de U avec la tension de commande continue et variable U .
Une impulsion d'allumage doit toujours se présenter lorsque la tension différen tielle U-Vv passe par zéro en partant de valeurs négatives, c'est-à-dire chaque fois que l'angle de déphasage devient égal à a. L'avantage particulier de la com-
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mande verticale sinusoïdale réside dans le fait que la tension continue, engen- drée par le redresseur de courant, est une fonction linéaire de la tension de commande U . v
Pour tenir compte des conditions imposées au fonctionnement du re- dresseur de courant, la position des impulsions doit être déplaçable dans l'in- tervalle 0¹Ó¹150 Cette valeur de 1500 n'est indiquée qu'à titre d'exemple.
Certains écarts vers le haut et vers le bas spnt fréquemment indiqués.On doit également veiller à ce qu'aucune impulsion ne puisse être engendrée dans l'in- tervalle 150¹Ó¹360 De plus il est nécessaire d'obtenir qu'aucune impulsion ne soit engendrée même dans le cas de variations rapides de la tension du réseau, et du'un court-circuit accidente entre la grille de commande de.la cathode du redresseur de courant n'entraîne aucune suite nuisible à l'ensemble de commande par la grille.
Le régulateur selon l'invention répond à toutes ces conditions.
Il est évident qu'on peut remplacer par des transistors les tubes électroniques à décharge qu'on utilise dans les ensembles de commande par la grille de ce genre. Ce remplacement entraîne cependant certains inconvénients.
Pour déterminer aussi exactement que possible les positions des impulsions, on doit éviter des intersections relativement longues entre les tensions U et U à comparer entre elles. Ces tensions doivent donc être aussi hautes que possible.
D'autre part, la charge qu'on peut imposer à l'entrée des transistors est limitée, aussi bien en ce qui concerne la tension d'arrêt que l'intensité de passage.
On doit donc limiter la tension et l'intensité dans le circuit d'entrée du mon- tage à transistor, et ceci n'est pas possible sans perte importante de puissance à cause des hautes tensions et des résistances de faible valeur. L'appareil se- lon l'invention permet d'éviter cet inconvénient, en premier lieu grâce au fait que la limitation est assurée par des redresseurs résistant à la tension dans des circuits à haute résistance ohmique, de sorte que les pertes de puissance restent très réduites même en présence de hautes tensions.
Selon la figure 2 on utilise l'appareil selon l'invention pour com- parer entre elles les tensions U et U . En ce qui concerne la tension U il peut s'agir d'une tension réglable manuellement, ou de la tension de sortie d'un régulateur précédent. La source de la tension U comprend les éléments 35 (sour- ce de tension continue U) et 36 ( transformateur de la tension alternative U ) connectés en série, ensuite le groupe formé par la résistance 37 et le conden- sateur 38, sur lequel on reviendra dans la suite de cette description.
La source fournissant la tension U est connectée à travers le re- dresseur 33 à la résistance 34. La source engendrant la tension Uest égale- ment connectée à la résistance 34 à travers le redresseur 39. Le redresseur 39 est d'autre part connecté en série avec le circuit d'entrée d'un basculeur bis- table comprenant la résistance 40. Dans ce deuxième exemple, ce basculer est encore formé par le déclencheur dit de Schmidt doté de transistors 41 et 42, comprenant complémentairement les résistances 43 à 47 et alimentés par la source 48.
Le signal de sortie -du,basculeur, qui se présente aux bornes de la résistance 46, commande le transistor de commutation 49 à travers l'élément de différentiation 50, 51 appliquant une courte impulsion au transistor de commu- tation à chaque mouvement de renversement du basculeur bistable. On voit sans difficulté qu'une impulsion positive est appliquée au transistor de commutation chaque fois que la tension U dépasse la tension Uen partant du bas, donc cha- que fois aux phases a (figure 3). Les impulsions négatives se présentant entre les impulsions positives n'offrent aucun intérêt.
Grâce à l'utilisation d'un basculeur selon l'invention, on obtient avec certitude que les impulsions posi- tives commandant le transistor de commutation se présentent toujours sous la même forme, quel que soit l'angle d'intersection entre les courbes des tensions :
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U et U o v
La formation des impulsions' d'allumage à appliquer au redresseur de courant a lieu par l'intermédiaire d'un montage à réaction, dont l'élément actif de commutation est constitué par le transistor de commutation 49 lui-même. Chaque fois qu'une impulsion positive est appliquée par le groupe de différentiation 50,51, le transistor de commutation 49 établit la connexion entre l'enroulement primaire 52 du transformateur de réaction et la source de courant 53.
L'enroule- ment secondaire 54 fait immédiatement passer un courant de réaction sur le tran- sistor de commutation à travers le redresseur 55 sollicité dans le sens du pas- sage, et la résistance réglable 56. L'impulsion d'allumage est simultanément engendrée dans le deuxième enroulement secondaire 57. La durée de cette impulsion est déterminée par l'aire de la tension et du temps que peut absorber le trans- formateur de réaction. En effet, l'intensité du collecteur du transistor de com- mutation augmente dès que la saturation commence dans le fer, tandis que l'in- tensité de base diminue. Dès que cette intensité de base ne suffit plus à main- tenir le transistor à l'état complètement conducteur, le flux magnétique décroît dans le fer du transformateur et le courant est coupé par le transistor.
Le rappel à fêtât de repos de l'ensemble du montage de réaction n'a lieu qu'à la fin de la décharge dans le redresseur de courant 58, parce que le courant de grille de celui-ci maintient le noyau de fer du transformateur de réaction à l'état de saturation, même après la disparition du courant dans le transistor. L'enroulement 59 est parcouru par un courant continu déterminé par la résistance 60, et cet enroulement sert à désaimanter le noyau de fer au moment du retour à l'état de repos. Pendant ce retour, la tension induite dans l'enroulement primaire 52 s'ajoute à la tension de la source 53, et sollicite le transistor de commutation dans le sens de l'arrêt. Pendant toute la durée du retour à l'état de repos, le redresseur 61 maintient cette tension complémen- taire constante à la valeur de la tension fournie par la source 62.
Cette source est réglée de façon que l'aire de tension et de temps de la période de retour à l'état de repos soit égale à l'aire de tension et de temps de la période direc- trice déterminée par la durée nécessaire de l'impulsion.
Le redresseur précité 55 empêche les impulsions, engendrées par le groupe de différentiation 50, 51 de passer sans utilisation à travers l'enrou- lement secondaire 54. La totalité de l'énergie de ces impulsions est donc dis- ponible pour l'amorçage du dispositif de réaction. La résistance 63, connectée en parallèle avec le redresseur 55 sert en combinaison avec la résistance 51 à la stabilisation du transistor de commutation 49 dans les périodes d'arrêt.
La résistance 56 précitée est destinée au réglage de l'intensité de base dans le transistor de commutation. Son utilisation est indiquée si on tient compte des dispersions relativement importantes qui font partie des propriétés des transistors.
La protection nécessaire contre les court-circuits de l'ensemble de commande par la grille est assurée par le fait que le dispositif de réaction est simplement amorcé par les impulsions engendrées par le groupe de différen- tiation 50, 51 de sorte que la charge imposée au transistor de commutation ne risque pas de dépasser la durée de ces impulsions, même dans le cas d'un court- circuit dans l'enroulement 57.
Lorsqu'on ne fait agir que des impulsions à énergie relativement faible, la puissance de commutation du transistor 42 peut servir directement à la commande d'un thyratron, par exemple.
On décrira maintenant le but du groupe RC, comprenant la résistance 37 et le condensateur 38 et des organes de commutation qui s'y rattachent.
Cette partie complémentaire destinée à la commutation remplit deux fonctions: elle empêche la naissance d'impulsions d'allumage dans l'intervalle 150¹Ó¹ 360 , et permet la formation d'impulsions d'allumage même dans le cas de vari-
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ations rapides de la tension du réseau. Par exemple, en suposant que la tension du réseau s'abaisse brusquement, la tension Usuit cette variation sans aucun , retard alors que les tensions continues Uk et Su, obtenues par redressement et filtrage, se modifient assez lentement. Si on choisit dans ce cas la position des impulsions d'allumage à proximité de a = 0 , il ne se produit aucun chevau- chement des courbes U et U pendant un certain temps, et aucune impulsion d'allu- mage ne peut être engendrée.
Par contre, si on choisit la position des impulsions d'allumage à proximité de a = 150 , il en résulte un décalage inacceptable des impulsions d'allumage en direction des valeurs plus élevées en a.
Le transistor 64 est "ouvert " chaque fois pendant une demi-période par la tension alternative engendrée par le transformateur 65. L'enroulement pri- maire de ce transformateur est connecté avec deux conducteurs du réseau triphasé d'alimentation de façon que le transistor devienne toujours conducteur pendant les intervalles 150¹Ó¹ 330 . Le courant de collecteur de ce transistor passe sous la forme de courant complémentaire dans le circuit d'entrée du basculateur bistable, c'est-à-dire à travers la résistance 40. Il en résulte que le transis- tor 41 du déclencheur de Schmidt est toujours en circuit dans l'intervalle pré- cité, quelle que soit celle des tensions Uet U qui est la plus forte. Il se peut donc qu'une impulsion d'allumage soit engendrée au début de cet intervalle, mais cette impulsion n'est jamais engendrée pendant l'intervalle.
Or le courant complémentaire précité donne lieu à une chute de tension A U aux bornes du groupe RC comprenant la résistance 37 et le condensateur 38. Le comportement de cette chute de tension est indiqué par la courbe /, U de la figure 3. Cette chute de tension s'ajoute selon la courbe inférieure de la figure 3 à la tension U .
En ce qui concerne l'effet final, la tension est donc comparée à la tension de commande U selon la courbe U + U. On voit immédiatement que les inconvénients précités sont ainsi éliminés. En admettant que l'abaissement de la tension U , résultant des variations de la tension du réseau, n'est pas supérieur à la valeur ¯ U de la tension complémentaire engendrée par le groupe RC, la rapidité quel- conque de la variation et le réglage quelconque du point d'allumage a entraî- nant toujours un point d'intersection entre les courbes U + AU et U . Il n'en résulte donc aucune impulsion d'allumage. D'autre part, aucun retard de la posi- tion des impulsions ne peut se présenter au delà de a = 150 lorsque le courant complémentaire actionne le basculeur bistable au plus tard à a = 150 .
Des moyens complémentaires et simples permettent de régler les limi- tes de l'intervalle. A cet effet on peut par exemple déphaser la tension du trans- formateur 65, ou appliquer au transistor 64 la somme d'une tension alternative et d'une tension continue réglables.
Au point a = 150 , la courbe de la tension U n'est généralement pas symétrique à celle du point a = 330 La courbe au point a = 330 est déter- minée par le choix des éléments 37, 38, et doit être identique pour toutes les phases d'une installation généralement polyphasée. Une faible constante de temps du groupe RC 37,38 offre l'avantage d'une position plus nettement définie des im- pulsions dans la zone a = 0 , sans aucun risque d'un chevauchement prolongé entre les tensions U et U + ¯ u Le point de désamorçage du transistor 64, situé en haut à a = 330 doit donc être décalé davantage vers a = 360 .
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The present invention relates to an apparatus which can be used whenever an output current is used as an oriter to indicate which of two input voltages is higher.
This apparatus is characterized in that the sources of the two voltages to be compared are respectively connected through a rectifier to a common resistor, and in that one of the rectifiers is connected in series with the input circuit of a Bistable rocker whose output signal controls a switching transistor.
FIG. 1 of the appended drawing represents a first example of use of the apparatus according to the invention for the adjustment of a synchronous generator.
The generator 1 is excited by the main exciter 2. This machine comprises a bypass excitation circuit, connected in series with an auxiliary exciter 3 comprising in turn two excitation windings 4 and 5. The winding 4 is traversed by a constant negative excitation current, supplied by the source 6 and which can be adjusted by a rheostat 7. The positive excitation current flowing in the winding 5 is supplied by the same source. It is determined by resistor 8, and interrupted and re-established by switching transistor 9. Rectifier 10 in this case prevents the occurrence of strong voltage spikes on transistor 9, during switching operations. Preferably, the assembly is proportioned so that the time constancy of the circuit 5,8,10 is equal for closing and opening.
The average value of the current flowing in the winding 5 and therefore ultimately the excitation of the generator 1 are thus determined by the relative duration of the maintenance in circuit of the transistor 9. This relative duration must therefore be controlled by the quantities to be adjusted. , in particular by the voltage supplied by the generator 1. The measurement of this voltage is carried out by the three single-phase transformers 11, and by the three rectifiers 12 connected to these transformers'. Resistor 32 makes it possible to introduce a complementary component which depends on the current generated. The pulsating direct voltage generated by the three rectifiers 12 connected in series is filtered by a filter comprising the resistor 13 and the capacitor 14.
The filtered voltage is used to operate the corona lamp 16 through the current limiting resistor 15 or other stabilizing device, for example a Zener diode tube. A constant voltage is therefore applied during operation to the terminals of the capacitor 17 connected to the two electrodes of the corona lamp.
Resistor 18 prevents the occurrence of tilting oscillations. The filter capacitor 14 is connected in parallel with the voltage divider 19, which applies to the capacitor 20 a voltage proportional to the voltage across the terminals of the capacitor 14. The latter voltage is therefore proportional to the quantity which is to be adjusted, c 'that is to say (apart from a component accidentally introduced and depending on the intensity) at the voltage generated by generator 1. For this purpose the conditions are chosen such as the voltages applied to the terminals of the capacitors 17 and 20 are precisely equal to each other when the voltage generated by the generator reaches its theoretical value. In the example shown, the negative polarity of each of these voltages occurs at the common point of the two capacitors.
However, starting from the operating mode of the so-called Tirrill regulator, it can be ensured that the winding 5 of the auxiliary exciter 3 is always switched on by the switching transistor 9 when the actual voltage across the terminals of the capacitor 20 is lower than the theoretical voltage across capacitor 17.
For this purpose the two capacitors, fulfilling the function of sources of the two voltages to be compared, are respectively connected through rectifiers 21 and 22 to a common resistor 23. The rectifier 21 is complementary.
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generally connected in series with resistors 24, which will be discussed later in this description. The rectifier 22 is connected in series with the input circuit of a bistable rocker formed by the resistor 25. In the present example, this rocker is formed by the so-called Schmidt trip device equipped with two transistors A and B complemented with resistors 26 to 30 and supplied by source 31.
It is immediately seen that a current can flow through the rectifiers 21 or 22 only when the corresponding voltage is greater than the voltage with which it must be compared. For example, the flow of a current through the rectifier 22 ceases regardless of the absolute value of the voltages as soon as the voltage across the capacitor 20 becomes a little higher than that applied across the capacitor 17. This, however, also stops. current passes through resistor 25, and the rocker goes to the other stable position.
The output signal of the rocker, present at the terminals of the resistor 29, controls the switching transistor 9 by means of an amplifier comprising the transistor C. As has been indicated previously, this switching transistor acts on the current flowing in the excitation winding 5. Thanks to the use of a bistable rocker according to the invention, one obtains with certainty that the switching transistor always occupies a clearly on or off position, it is that is to say that it never remains in an intermediate position exerting on this transistor a harmful action.
The great electrical inertia of the assembly comprising the generator, the main exciter and the auxiliary exciter would not allow any stable adjustment without special provisions. There are therefore provided the return blocks 32 proportional to the voltage and current of the main exciter, and to the voltage and current of the auxiliary exciter. As has been symbolically indicated in the drawing, these voltages are applied to the terminals of the resistors 24 connected in series with the rectifier 21. The returned voltages are therefore added to the actual voltage, and the conditions are chosen such that l Together, they generate oscillations with a short period compared to the time constants of machines. This results in a stable adjustment of the generator voltage.
Compared to known regulators, the device which has just been described essentially offers the following advantages: it does not include any movable member, in particular no contact, it therefore requires practically no maintenance.
It lends itself to a less bulky and less expensive construction than a so-called tirrill regulator. The voltages and their components, in particular the returned voltages which must be compared with each other, can be generated without great loss of power in circuits with high chemical resistance.
FIG. 2 represents a second example of use of the apparatus according to the invention in an assembly for controlling the grid for current rectifiers, that is to say in a device intended to generate pulses adjustable in frequency. phase suitable for switching on current rectifiers controlled by the gate.
The operation of the control assembly by the grid shown in the drawing is based on the principle known per se of the so-called sinusoidal vertical control. In this case, a sinusoidal voltage U is used in phase with the AC network voltage supplying the current rectifier. According to FIG. 3, a constant direct voltage Uk is added to this sinusoidal voltage of a value such that the sum Uo = U + Uk is always positive. The momentary value of U is compared with the continuous and variable control voltage U.
An ignition pulse must always occur when the differential voltage U-Vv crosses zero starting from negative values, that is to say whenever the phase angle becomes equal to a. The particular advantage of the com-
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The sinusoidal vertical command resides in the fact that the direct voltage generated by the current rectifier is a linear function of the control voltage U. v
To take account of the conditions imposed on the operation of the current rectifier, the position of the pulses must be movable in the interval 0¹Ó¹150 This value of 1500 is only given as an example.
Certain upward and downward deviations are frequently indicated. It must also be ensured that no impulse can be generated in the interval 150¹Ó¹360 In addition it is necessary to obtain that no impulse is generated even in the case of rapid variations in the voltage of the network, and du'un accidental short-circuit between the control grid of the cathode of the current rectifier does not cause any harmful consequences to the control assembly via the grid.
The regulator according to the invention meets all these conditions.
It is obvious that the electronic discharge tubes used in such grid control assemblies can be replaced by transistors. However, this replacement entails certain drawbacks.
To determine the positions of the pulses as exactly as possible, relatively long intersections between the voltages U and U to be compared with each other must be avoided. These voltages must therefore be as high as possible.
On the other hand, the load that can be imposed on the input of the transistors is limited, both with regard to the stop voltage and the passing current.
The voltage and current in the input circuit of the transistor assembly must therefore be limited, and this is not possible without significant loss of power due to the high voltages and low value resistances. The apparatus according to the invention makes it possible to avoid this drawback, in the first place by virtue of the fact that the limitation is ensured by voltage-resistant rectifiers in circuits with high ohmic resistance, so that the power losses remain. very low even in the presence of high voltages.
According to FIG. 2, the apparatus according to the invention is used to compare the voltages U and U with one another. As regards the voltage U, it may be a manually adjustable voltage, or the output voltage of a previous regulator. The source of the voltage U comprises the elements 35 (source of direct voltage U) and 36 (transformer of the alternating voltage U) connected in series, then the group formed by the resistor 37 and the capacitor 38, on which we will come back to this description later.
The source providing voltage U is connected through rectifier 33 to resistor 34. The source generating voltage U is also connected to resistor 34 through rectifier 39. Rectifier 39 is furthermore connected in line. series with the input circuit of a toggle switch comprising resistor 40. In this second example, this switch is again formed by the so-called Schmidt trip unit provided with transistors 41 and 42, additionally comprising resistors 43 to 47 and supplied by source 48.
The output signal of the toggle, which occurs across resistor 46, drives the switching transistor 49 through the differentiating element 50, 51 applying a short pulse to the switching transistor on each reversing movement. of the bistable rocker. It can be seen without difficulty that a positive pulse is applied to the switching transistor each time the voltage U exceeds the voltage U starting from the bottom, therefore each time to phases a (FIG. 3). The negative pulses occurring between the positive pulses are of no interest.
Thanks to the use of a rocker according to the invention, it is obtained with certainty that the positive pulses controlling the switching transistor always present in the same form, whatever the angle of intersection between the curves of the switches. tensions:
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U and U o v
The formation of the ignition pulses to be applied to the current rectifier takes place by means of a feedback circuit, the active switching element of which is constituted by the switching transistor 49 itself. Whenever a positive pulse is applied by the differentiation group 50,51, the switching transistor 49 establishes the connection between the primary winding 52 of the feedback transformer and the current source 53.
Secondary winding 54 immediately passes a feedback current across the switching transistor through forward biased rectifier 55 and adjustable resistor 56. The ignition pulse is simultaneously generated. in the second secondary winding 57. The duration of this pulse is determined by the area of the voltage and the time that the feedback transformer can absorb. In fact, the intensity of the collector of the switching transistor increases as soon as saturation begins in the iron, while the base intensity decreases. As soon as this base current is no longer sufficient to maintain the transistor in the fully conducting state, the magnetic flux decreases in the iron of the transformer and the current is cut off by the transistor.
The entire reaction circuit is only recalled to the quiescent state when discharging is complete in the current rectifier 58, because the grid current of the latter maintains the iron core of the transformer. reaction in the state of saturation, even after the disappearance of the current in the transistor. The winding 59 is traversed by a direct current determined by the resistor 60, and this winding serves to demagnetize the iron core when it returns to the rest state. During this return, the voltage induced in the primary winding 52 is added to the voltage of the source 53, and requests the switching transistor in the direction of stop. Throughout the period of return to the idle state, rectifier 61 maintains this complementary voltage constant to the value of the voltage supplied by source 62.
This source is set so that the voltage and time area of the rest period is equal to the voltage and time area of the lead period determined by the necessary duration of the 'impulse.
The aforementioned rectifier 55 prevents the pulses generated by the differentiation group 50, 51 from passing without use through the secondary winding 54. All of the energy of these pulses is therefore available for starting the reaction device. The resistor 63, connected in parallel with the rectifier 55 serves in combination with the resistor 51 for stabilizing the switching transistor 49 in the off periods.
The aforementioned resistor 56 is intended for adjusting the base current in the switching transistor. Its use is indicated if one takes into account the relatively large dispersions which are part of the properties of transistors.
The necessary protection against short-circuits of the control assembly by the gate is ensured by the fact that the reaction device is simply initiated by the pulses generated by the differentiation group 50, 51 so that the imposed load switching transistor does not run the risk of exceeding the duration of these pulses, even in the event of a short-circuit in winding 57.
When only relatively low energy pulses are operated, the switching power of transistor 42 can be used directly to control a thyratron, for example.
The purpose of the RC group will now be described, comprising resistor 37 and capacitor 38 and switching members attached thereto.
This additional part intended for the switching fulfills two functions: it prevents the creation of ignition pulses in the interval 150¹Ó¹ 360, and allows the formation of ignition pulses even in the case of vari-
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rapid changes in network voltage. For example, by assuming that the voltage of the network drops suddenly, the voltage uses this variation without any delay, while the direct voltages Uk and Su, obtained by rectification and filtering, change quite slowly. If the position of the ignition pulses is chosen in this case near a = 0, no overlap of the U and U curves occurs for a certain time, and no ignition pulse can be generated. .
On the other hand, if one chooses the position of the ignition pulses close to a = 150, this results in an unacceptable shift of the ignition pulses in the direction of the higher values at a.
The transistor 64 is "open" each time for half a period by the alternating voltage generated by the transformer 65. The primary winding of this transformer is connected with two conductors of the three-phase supply network so that the transistor becomes always driver during the intervals 150¹Ó¹ 330. The collector current of this transistor passes in the form of complementary current in the input circuit of the bistable rocker, that is to say through the resistor 40. As a result, the transistor 41 of the Schmidt trigger is always on in the aforementioned interval, whichever of the voltages U and U is the highest. Therefore, an ignition pulse may be generated at the start of this interval, but this pulse is never generated during the interval.
However, the aforementioned complementary current gives rise to a voltage drop AU across the terminals of the group RC comprising the resistor 37 and the capacitor 38. The behavior of this voltage drop is indicated by the curve /, U in FIG. 3. This drop in voltage is added along the lower curve of Figure 3 to the voltage U.
As regards the final effect, the voltage is therefore compared with the control voltage U according to the U + U curve. It can be seen immediately that the aforementioned drawbacks are thus eliminated. Assuming that the lowering of the voltage U, resulting from the variations in the voltage of the network, is not greater than the value ¯ U of the complementary voltage generated by the RC group, the speed whatever of the variation and the Any setting of the ignition point a always results in a point of intersection between the U + AU and U curves. No ignition pulse results therefrom. On the other hand, no delay in the position of the pulses can occur beyond a = 150 when the complementary current activates the bistable rocker at the latest at a = 150.
Complementary and simple means make it possible to adjust the limits of the interval. For this purpose, it is possible, for example, to phase shift the voltage of transformer 65, or to apply to transistor 64 the sum of an adjustable alternating voltage and an adjustable direct current voltage.
At point a = 150, the curve of the voltage U is generally not symmetrical to that of point a = 330 The curve at point a = 330 is determined by the choice of elements 37, 38, and must be identical for all the phases of a generally polyphase installation. A low time constant of the group RC 37,38 offers the advantage of a more clearly defined position of the pulses in the area a = 0, without any risk of a prolonged overlap between the voltages U and U + ¯ u The de-energizing point of transistor 64, located at the top at a = 330, must therefore be shifted further towards a = 360.