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Verstärker mit einer Dioden-Begrenzerschaltungsanordnung
Die Erfindung betrifft einen Verstärker mit einer Dioden-Begrenzerschaltungsanordnung, bei der eine Information Uber die Grösse des Eingangssignals erzeugt wird.
Vielfach besteht bei Empfangsgeräten für besondere Anwendungen das Bedurfnis, die Grösse des Eingangssignals zu kennen. Solange ungeregelte Verstärker im Empfangsgerät verwendet werden, kann aus dem gut messbaren verstärkten Signal beibekanntem Verstärkungsgrad das Eingangssignal errechnet werden.
Bei selbsttätig geregelten Verstärkern, insbesondere bei denen auf ein konstantes Ausgangssignal geregelt wird, kann aus der Regelgrösse, wie Regelstrom oder Regelspannung, eine Aussage Über die Grösse des Eingangssignals bezogen werden. Diese Information geht im allgemeinen bei amplitudenbegrenzenden Verstärkern mit scharfer Begrenzung verloren. Die scharfe Begrenzung wird bei verschiedenen Modulationsarten verwendet, wie beispielsweise Frequenzmodulation, Impulsphasenmodulation oder Impulscodemodulation. Bei Frequenzmodulation beeinträchtigt die schafte Begrenzung das Signal nicht ; bei den genannten Impulsmodulationsarten wird die scharfe Begrenzung aus systemtechnischen Gründen vielfach verlangt.
Scharf begrenzende Verstärker haben gegenüber den Regelverstärkern den Vorteil, dass sie mit einem geringen Aufwand die vielfach störend wirkenden Einschwingeffekte nicht aufweisen. Wird nun bei einem Verstärker verlangt, dass die Grösse des Eingangssignals messbar sein soll, so wird meist der wirtschaftliche Vorteil der scharf begrenzenden Verstärker nicht ausgenutzt. Stattdessen werden komplizierte Regelver- stärkeroder, wenn das Einschwingen stört, logarithmische Verstärker verwendet. Vor der Signalauswertung wird dann eine zusätzliche Stufe zur'Begrenzung benötigt.
Der Zweck der Erfindung ist darin zu finden, dass bei einem eingangs beschriebenen Verstärker trotz scharfer Begrenzung eine Information über die Grösse des Eingangssignals erhalten wird, ohne den Aufwand zu vergrössern.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine Begrenzerdiode durch die EmitterBasis-Strecke eines Transistors gebildet wird, dessen Kollektor über ein Tiefpassfilter auf die Speisespannung gefuhrt ist, und dass der Kollektorstrom als Mass fUr die Grösse des Eingangssignals benutzt wird.
Insbesondere werden beide Begrenzerdioden durch parallelgeschaltete Emitter-Basis-Strecken zweier komplementärer Transistoren gebildet, wobei die Durchlassrichtung dieser Emitter-Basis-Strecken einander entgegengesetzt geschaltet und die Kollektoren der beiden Transistoren Uber Tiefpassfilter an die entsprechende Speisespannung angeschlossen sind und die je ein Mass fur die Grösse des Eingangssignals ergeben.
Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der beiliegenden Zeichnungen in drei beispielsweisen AusfUhrungen näher erläutert. Dabei zeigen Fig. 1 einen Begrenzer mit zwei komplementären Transistoren, Fig. 2 einen solchen mit zwei gleichen Transistoren und Fig. 3 eine Schaltungsanordnung für einen grossen Dynamikbereich.
In Fig. l gelangt das Signal vom Eingang E auf die Basis eines Verstärkertransistors T3 in Emitter-Grund-Schaltung. Der Ausgang dieses Transistors T3 ist Über einen Transformator Tr mit
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einer Primär- und einer Sekundärwicklung an die Ausgangsklemmen A geführt. Die Sekundärwicklung des Transformators ist mit den Emitter-Basis-Strecken zweier parallel geschalteter komplementärer Transistoren Tl (NPN-Type) und T2 (PNP-Type) überbrückt.
Der Kollektor des Transistors Tl ist Uber ein Tiefpassfilter TPI und ein Gleichstromanzeigegerät M1 auf die positive Spannungsquelle geführt : der Kollektor des Transistors T2 ist über ein Tiefpassfilter TP2 und ein Gleichstromanzeigegerät M2 auf die negative Spannungsquelle geführt.
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richtet sind. Die Transistoren Tl und T2 könnten ohne eine Vorspannung zwischen Basis und Kollektor betrieben werden. Falls aber die Kollektoren an die entsprechenden Spannungsquellen angeschlossen sind, fliessen in den Basis-Kollektor-Kreisen die gleichen Ströme wie in den dazugehörigen Emitter-BasisKreisen. Sofern der Verstärker nicht mit einem durch geradzahlige Oberwellen verzerrten Signal gespeist wird, sind diese Strome pulsierende Gleichströme, deren Mittelwerte bei beiden Transistoren betragsmässig gleich gross sind.
DurchdieGegenkopplung mit dem Emitterwiderstand R2 arbeitet der Transistor T3 im linearen Bereich, so dass der Kollektorstrom proportional zur Wechselspannung an der Basis ist. Die begrenzenden Emitter-Basis-Strecken der Transistoren Tl und T2 halten die Ausgangsspannung auf etwa 0,5 V, also auf einem sehr kleinen Wert, und wirken bei grosser Aussteuerung annähernd als Kurzschluss. Der gleichgerichtete Strom in den begrenzenden Transistoren Tl und T2 ist damit praktisch proportional zur Eingangsspannung. Dies ändert sich nur, wenn die Eingangsspannungen derart klein sind, dass der Begrenzer nicht ausgesteuert wird.
Werden keine zu grossen Anspruche an die Symmetrie der Begrenzung gestellt, so kann einer der beiden Transistoren durch eine Diode ersetzt werden. Die Symmetrie bleibt annähernd erhalten, wenn die Kollektor-Basis-Strecke eines der beiden Transistoren T1 und T2 kurzgeschlossen wird. Die beiden Tiefpassfilter können im einfachsten Fall aus einem zwischen Kollektor und Basis geschalteten Kondensator bestehen.
In Fig. 2 ist wieder der Transistor T3 der Verstärker in Emitter-Grund-Schaltung. Die Gegenkopplung erfolgt mit dem Emitterwiderstand R2. Die Sekundärseite des Transformators Tr ist mit einem Mittelabgriff versehen. Die Emitter-Basis-Strecken der zwei gleichartigen Transistoren T4und T5 (beispielsweise vom NPN-Typ) bilden einen Zweiweggleichrichter. Die beiden Kollektoren sind zusam-
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positive Spannungsquelle gefuhrt.
Mit dieser Schaltungsanordnung wird gegenüber derjenigen in Fig. l die im Tiefpassfilter anfallende Welligkeit des Gleichstromes verringert. Es ist ohne weiteres möglich. in diesem Zusammenhang jede bekannte Gleichrichteranordnung, aufgebaut aus den Emitter-Basis-Strecken von Transistoren, zu verwenden.
In Fig. 3 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, bei der ein grösserer Dynamikbereich möglich ist als bei den zwei vorhergehenden Beispielen. Die Transistoren T6 und T7 sind zwei komplementäre Transistoren. Vom Eingang E wird der Basis des Transistors T6 das Signal Uber einen Koppelkondensator C5 zugeführt. Dieser Transistor T6 sei beispielsweise vom PNP-Typ und ist als Emitterfolger geschaltet. Der Transistor T7 sei demzufolge vom NPN-Typ und arbeitet in Emitter-GrundSchaltung. Von dessen Kollektor wird ein Transformator Tr gespeist, dessen Primärwicklung mit einem Kondensator C6 auf Resonanz abgestimmt ist.
Die Sekundärseite des Transformators Tr ist ähnlich dem Beispiel in Fig. l mit den zwei parallelgeschalteten Emitter-Basis-Strecken von zwei komplementären Transistoren T8und T9 UberbrUckt. Zwischen den Transformator Tr und den Ausgang A ist ein Transistor T10 geschaltet, der als Emitterfolger arbeitet. Die Ausgangsspannung wird dem Ausgang A vom Emitter über einen Koppelkondensator C7 zugefuhrt.
Die früher ausgefuhrten Tiefpassfilter sind hier durch Kondensatoren C8 für den Transistor T8 und C9 für den Transistor T9 zwischen je dem Emitter und der entsprechenden Basis dargestellt. Die Messanordnungen M8 und M9 verbinden die Kollektoren der Transistoren T8 und T9 mit den entsprechenden Spannungsquellen.
Oft ist man daran interessiert, mit einem derartigen Begrenzer-Verstärker einen möglichst grossen Bereich zu Überdecken, um im ganzen Bereich auf die Grösse des Eingangssignals zu schliessen. Der gesamte Variationsbereich muss daher in einer einzigen Begrenzerstufe verarbeitet werden. Die Belastung am Ausgang der Stufe muss möglichst klein sein, damit schon kleine Eingangsspannungen genugen, den Kollektorkreis der Begrenzerstufe auszusteuern und das Signal zu begrenzen. Dies bedingt kollektorseitig
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eine hohe Reaktanz des vorzugsweise als Resonanzkreis ausgeführten Übertragers und einen hohen Eingangswiderstand der nachfolgenden Stufe.
Da eine hohe Verstärkung an der Begrenzerstufe möglich ist, können bei kleinem Eingangssignal störende RUckwirkungen Uber die Kollektor-Basis-Kapazität auftreten.
Durch eine niederohmige Ansteuerung der Begrenzerstufe können diese Ruckwirkungen weitgehend unschädlich gemacht werden.
Gemäss Fig. 3 sind sowohl am Eingang wie am Ausgang der Begrenzerstufe Emitterfolger als Impedanzwandler vorgesehen. Der Variationsbereich des Begrenzers wird weitgehend durch den Emitterwiderstand R8 und den gewählten Kollektorgleichstrom begrenzt. Der Emitterwiderstand R8, der als Stromgegenkopplungswiderstand wirkt, bestimmt das Verhältnis zwischen steuernder Wechselspannung an der Basis und dem von ihr hervorgerufenen Wechselstrom im Kollektorkreis. Der Wert dieses Widerstandes ist je nach der Grösse des Kollektorstromes und je nach den Anforderungen an die Stabilität zu wählen.
Die Schaltungsanordnung wird besonders einfach, wenn der Emitterwiderstand gleichzeitig zur Stabilisierung des Arbeitspunktes verwendet wird. Da jedoch an einem kleinen Emitterwiderstand auch ein kleinerGleichspannungsabfall entsteht, muss die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung berucksichtigt werden. Dies kann bekanntlich am einfachsten geschehen, indem der vorgeschaltete Transistor T6 ein zum Verstärkertransistor T7 komplementärer Transistor ist.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verstärker mit einer Dioden-Begrenzer-Schaltungsanordnung, bei der eine Information über die
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zerdiode durch die Emitter-Basis-Strecke eines Transistors gebildet wird, dessen Kollektor über ein Tiefpassfilter auf die Speisespannung gefuhrt ist, und dass der Kollektorstrom als Mass fur die Grösse des Eingangssignals benutzt wird.
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Amplifier with diode limiter circuitry
The invention relates to an amplifier with a diode limiter circuit arrangement, in which information about the size of the input signal is generated.
In the case of receiving devices for special applications, there is often a need to know the size of the input signal. As long as unregulated amplifiers are used in the receiving device, the input signal can be calculated from the easily measurable amplified signal with a known gain.
In the case of automatically controlled amplifiers, especially those that are controlled to a constant output signal, information about the size of the input signal can be obtained from the controlled variable, such as control current or control voltage. This information is generally lost in amplitude limiting amplifiers with a sharp limitation. The sharp boundary is used in various types of modulation, such as frequency modulation, pulse phase modulation or pulse code modulation. With frequency modulation, the shaft limitation does not affect the signal; In the case of the types of pulse modulation mentioned, the sharp limitation is often required for technical reasons.
Sharply limiting amplifiers have the advantage over regulating amplifiers that they do not have the often disruptive transient effects with little effort. If it is now required for an amplifier that the size of the input signal should be measurable, the economic advantage of the sharply limiting amplifier is usually not exploited. Instead, complicated regulating amplifiers or, if the transient is disturbing, logarithmic amplifiers are used. An additional limit stage is then required before the signal is evaluated.
The purpose of the invention is to be found in the fact that, in the case of an amplifier described at the beginning, information about the size of the input signal is obtained without increasing the effort despite the sharp limitation.
The invention is characterized in that at least one limiter diode is formed by the emitter-base section of a transistor, the collector of which is fed to the supply voltage via a low-pass filter, and that the collector current is used as a measure of the size of the input signal.
In particular, both limiter diodes are formed by parallel-connected emitter-base paths of two complementary transistors, with the forward direction of these emitter-base paths switched in opposite directions and the collectors of the two transistors connected to the corresponding supply voltage via low-pass filters and each with a measure of the size of the input signal.
The invention is explained in more detail below with reference to the accompanying drawings in three exemplary embodiments. 1 shows a limiter with two complementary transistors, FIG. 2 shows one with two identical transistors, and FIG. 3 shows a circuit arrangement for a large dynamic range.
In Fig. 1, the signal from input E reaches the base of an amplifier transistor T3 in an emitter-ground circuit. The output of this transistor T3 is via a transformer Tr with
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a primary and a secondary winding to the output terminals A. The secondary winding of the transformer is bridged with the emitter-base paths of two parallel-connected complementary transistors T1 (NPN type) and T2 (PNP type).
The collector of transistor T1 is routed to the positive voltage source via a low-pass filter TPI and a direct current display device M1: the collector of transistor T2 is routed to the negative voltage source via a low-pass filter TP2 and a direct current display device M2.
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are directed. The transistors T1 and T2 could be operated without a bias voltage between the base and collector. However, if the collectors are connected to the corresponding voltage sources, the same currents flow in the base-collector circuits as in the associated emitter-base circuits. If the amplifier is not fed with a signal distorted by even harmonics, these currents are pulsating direct currents, the mean values of which are the same for both transistors.
Due to the negative feedback with the emitter resistor R2, the transistor T3 works in the linear range so that the collector current is proportional to the AC voltage at the base. The limiting emitter-base paths of the transistors T1 and T2 keep the output voltage at about 0.5 V, that is to say at a very low value, and act as a short circuit when the modulation is high. The rectified current in the limiting transistors T1 and T2 is therefore practically proportional to the input voltage. This only changes if the input voltages are so small that the limiter is not controlled.
If the demands on the symmetry of the boundary are not too great, one of the two transistors can be replaced by a diode. The symmetry is approximately retained when the collector-base path of one of the two transistors T1 and T2 is short-circuited. In the simplest case, the two low-pass filters can consist of a capacitor connected between the collector and the base.
In FIG. 2, the transistor T3 is again the amplifier in an emitter-ground circuit. The negative feedback takes place with the emitter resistor R2. The secondary side of the transformer Tr is provided with a center tap. The emitter-base paths of the two transistors T4 and T5 of the same type (for example of the NPN type) form a full-wave rectifier. The two collectors are together
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positive voltage source led.
With this circuit arrangement, the ripple of the direct current occurring in the low-pass filter is reduced compared to that in FIG. It is easily possible. in this context, any known rectifier arrangement, constructed from the emitter-base paths of transistors, can be used.
In Fig. 3 a circuit arrangement is shown in which a larger dynamic range is possible than in the two previous examples. The transistors T6 and T7 are two complementary transistors. The signal U is fed from input E to the base of transistor T6 via a coupling capacitor C5. This transistor T6 is for example of the PNP type and is connected as an emitter follower. The transistor T7 is therefore of the NPN type and works in emitter-basic circuit. A transformer Tr whose primary winding is tuned to resonance with a capacitor C6 is fed from its collector.
The secondary side of the transformer Tr is similar to the example in Fig. 1 with the two parallel-connected emitter-base paths of two complementary transistors T8 and T9 bridged. A transistor T10, which works as an emitter follower, is connected between the transformer Tr and the output A. The output voltage is fed to output A from the emitter via a coupling capacitor C7.
The low-pass filters mentioned earlier are represented here by capacitors C8 for the transistor T8 and C9 for the transistor T9 between each emitter and the corresponding base. The measuring arrangements M8 and M9 connect the collectors of the transistors T8 and T9 to the corresponding voltage sources.
One is often interested in covering as large an area as possible with such a limiter amplifier in order to infer the size of the input signal over the entire area. The entire range of variation must therefore be processed in a single limiter stage. The load at the output of the stage must be as small as possible so that even small input voltages are sufficient to control the collector circuit of the limiter stage and limit the signal. This requires on the collector side
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a high reactance of the transformer, which is preferably designed as a resonant circuit, and a high input resistance of the subsequent stage.
Since a high amplification is possible at the limiter stage, disruptive repercussions via the collector-base capacitance can occur with a small input signal.
By activating the limiter stage with low resistance, these jerks can be largely rendered harmless.
According to FIG. 3, emitter followers are provided as impedance converters both at the input and at the output of the limiter stage. The range of variation of the limiter is largely limited by the emitter resistor R8 and the selected collector direct current. The emitter resistor R8, which acts as a current negative feedback resistor, determines the ratio between the controlling alternating voltage at the base and the alternating current it produces in the collector circuit. The value of this resistance is to be selected depending on the size of the collector current and depending on the stability requirements.
The circuit arrangement becomes particularly simple if the emitter resistor is used at the same time to stabilize the operating point. However, since there is also a small DC voltage drop across a small emitter resistor, the temperature dependency of the base-emitter voltage must be taken into account. As is known, the easiest way to do this is by the upstream transistor T6 being a transistor complementary to the amplifier transistor T7.
PATENT CLAIMS:
1. Amplifier with a diode limiter circuit arrangement in which information about the
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Zerdiode is formed by the emitter-base path of a transistor, the collector of which is fed to the supply voltage via a low-pass filter, and that the collector current is used as a measure of the size of the input signal.
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