WO2024110722A1 - Système d'alimentation d'un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé - Google Patents

Système d'alimentation d'un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé Download PDF

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Definitions

  • TITLE Power supply system for a control circuit of a power component and associated inverter
  • large gap semiconductor transistors are also very sensitive to the effects of parasitic elements (parasitic capacitance between the primary and secondary sides of the control circuit, parasitic inductance between the control circuit and the power transistor, etc.) , with effects on the number of switchings that they are capable of supporting (aging), as well as disturbances in the control signal of the power transistor.
  • wide gap semiconductor transistors are particularly suitable for power electronics, due in particular to their ability to reduce power losses and support higher DC supply voltages, their higher efficiency participant of a less severe constraint in terms of the need for heat dissipation and therefore reduced bulk and mass.
  • Solutions propose integrating additional galvanic isolation stages in order to protect these data communications, which has the consequence of adding unwanted parasitic capacitances.
  • the present invention aims to propose a power supply system for a power semiconductor component control circuit avoiding EMC problems while allowing data communication between the primary and secondary sides of the close control circuit with a satisfactory flow rate without adding an additional galvanic isolation stage.
  • the subject of the invention is therefore a power supply system for a close control circuit of electronic power components, comprising a transformer equipped with at least one pair of electrostatic screens.
  • each primary electrostatic screen is connected to a ground on the primary side and each secondary electrostatic screen is connected to a ground on the secondary side by a respective switch controlled by a switch control system.
  • each of the switches associated with each primary screen is controlled in the closed state by the switch control system.
  • the primary electrostatic screen is capacitively coupled to the corresponding secondary electrostatic screen, each switch being controlled in the open state by the control system of switches.
  • the data exchanged in the first operating mode are modulated at high frequency relative to an operating frequency of the transformer.
  • the invention also relates to a power converter comprising a power supply system for a close control circuit as defined above.
  • the power converter comprises a power conversion branch comprising at least a first and a second power component connected in series, the power components each being controlled respectively by a first and a second close control circuit based on instructions developed by a global control module, and the first and second close control circuit being respectively powered by a first and a second power supply system as defined above.
  • the first and second power components comprise wide gap power transistors.
  • FIG3 illustrates the power system of Figure 2 in the second mode of operation
  • FIG. 1 shows schematically an electronic structure with conventional power switching, such as a power converter 1.
  • This power structure 1 conventionally comprises power components such as power transistors 2H and 2L driven respectively by close control circuits 3H and 3L.
  • the power structure 1 also includes power supply systems 4H and 4L respectively close control circuits 3H and 3L.
  • the power structure 1 is controlled in a conventional manner by a global control module 5 such that, on instructions from this global control module:
  • the power supply system 4H delivers a supply voltage V3H to the control circuit 3H
  • the power supply system 4L delivers a supply voltage VSL to the control circuit 3L
  • the powered close control circuits 3 H and 3L control the power transistors 2H and 2L by applying respective switching control signals to them, denoted V g H for circuit 3 H and V g L for circuit 3L.
  • the power transistors 2H and 2L correspond to the power transistors commonly called “High side” (at the top) and “Low side” (at the bottom) of a module switching of the power structure 1, for example an inverter arm.
  • Such a power structure 1 comprises a primary side under low supply voltage VCC, corresponding to the logic controls, comprising the global control module 5 which controls the close control circuits 3 H and 3L, and a primary side of the control circuits 3 power supply 4H and 4L by means of respective control signals.
  • the power structure 1 also includes a secondary side under high voltage VDC, corresponding to the power electronics themselves, comprising a secondary side of the power supply circuits 4H and 4L, the power transistors 2H and 2L, and the power circuits 4H and 4L. close control 3 H and 3L of the power transistors.
  • Each of the close control circuits 3H and 3L is powered by a respective positive voltage VSH and VSL delivered by the respective power supply system 4H and 4L; and is controlled by low voltage control (logic control), typically less than 20V, delivered by the global control module 5, to apply the control signals VgH and VgL to the power transistors 2H and 2L.
  • VSW voltage control
  • the midpoint VSW establishes a voltage, also denoted VSW here, which corresponds to the ground of the close control circuits 3H.
  • the power supply of the close control circuits 3 H and 3L is floating, so that the control voltages V g H and V g L of the power transistors 2H and 2L which are connected in series between the high voltage VDC and a ground on the secondary side, establish themselves at a required level, relative to the voltage VSW at the midpoint of connection VSW between the two transistors 2H and 2 L.
  • first galvanic isolation 7 i for the transfer of the control signal between the overall control circuit 5 and the control input of the close control circuits 3 H and 3L, generally carried out by an optocoupler or a transformer; and a second galvanic isolation 72, of the power supply system, for the transfer of power supply energy of the close control circuits 3 H and 3L, carried out by a transformer in each of the power supply systems 4H and 4L.
  • a power supply system 4 such as the power systems 4H and 4L
  • a close control circuit such as the circuits of control 3H and 3L
  • controlling a power component such as the power transistors 2H and 2L.
  • the power supply system 4 comprises a transformer 6 providing galvanic isolation 72,
  • the transformer 6 of the power supply system 4 is configured to provide on the one hand the supply of the close control circuit such as the circuits 3H and 3L ( Figure 1), and on the other hand to provide the insulation galvanic 72 for the transfer of power supply energy for this close control circuit.
  • the transformer 6 comprises a primary part including a primary coil 8a.
  • the primary part is powered by the supply voltage VCC (supply voltage of the primary side of the power structure), and receives a control signal V C omd_transf_H/L (figure 1) delivered by the overall control circuit 5 to control switches supplying the primary coil 8a.
  • VCC supply voltage of the primary side of the power structure
  • V C omd_transf_H/L (figure 1) delivered by the overall control circuit 5 to control switches supplying the primary coil 8a.
  • a control signal V C omd_transf_H is thus delivered by the global control module 5 to a primary coil of a transformer of the power supply system 4H
  • a control signal V C omd_transf_L is similarly delivered by the global control module 5 to a primary coil of a transformer of the power supply system 4L.
  • the transformer 6 further comprises a secondary part including a secondary coil 8b; this secondary part provides a supply voltage V3 H/L of the associated close control circuit (close control circuits 3H and 3L in FIG. 1) and ensures the transfer of energy for the control of the power transistors 2H and 2L, by the secondary coil 8b.
  • Galvanic isolation ?2 is thus produced by the two primary 8a and secondary 8b coils of transformer 6.
  • the transformer 6 comprises at least one pair of electrostatic screens, comprising a primary screen arranged on the primary side and a secondary screen arranged on the secondary side, the pair of screens being arranged between the primary 8a and secondary 8b coils, each screen of the pair 9 facing each other.
  • the transformer 6 more particularly comprises two such pairs of electrostatic screens 9 and 10 arranged between the coils 8a and 8b.
  • the first pair 9 of screens thus comprises a primary screen 9a and a secondary screen 9b
  • the second pair 10 of screens comprises a primary screen 10a and a secondary screen 10b.
  • the primary and secondary screens of each pair 9 and 10 are arranged facing each other, the primary screen 9a and 10a being arranged in the vicinity of the primary coil 8a and the secondary screen, 9b and 10b being arranged in the vicinity of the secondary coil 8b.
  • the power supply system 4 further comprises a switching device 11 comprising a primary electrostatic screen switch 9a and 10a and secondary 9b and 10b, the switching device 11 making it possible to control a first or a second operating mode of the system 'power supply 4.
  • the switches of the switching device 11 are silicon transistors.
  • the pairs of electrostatic screens are configured as means of data exchange by capacitive coupling, and in the second mode of operation illustrated in Figure 3 , the electrostatic screen pairs are configured as common mode current redirection means.
  • the switches of the switching device 1 1 are simultaneously switched to the open state, and each pair of electrostatic screens is then capable to allow data transfer between two data transmission and reception modules 13a and 13b (primary side) and secondary (side) (detailed later in the description), by capacitive coupling.
  • the two pairs of screens 9 and 10 allow a bidirectional exchange of data, from primary to secondary and vice versa.
  • the switches of the switching device 11 are simultaneously switched to the closed state, which has the effect of connecting the primary screens 9a and 10a to a first mass 12a disposed on the primary side, and the secondary screens 9b and 10b to a second mass 12b disposed on the secondary side.
  • the primary screens 9a and 10a of each pair 9 and 10 are each connected by a respective switch S la and S2a to the first mass 12a arranged on the primary side
  • the secondary screens 9b and 10b of each pair 9 and 10 are each connected by a respective switch S lb and S2b to the second mass 12b arranged on the secondary side.
  • C i a and C lb the parasitic capacitances induced respectively between the primary screen 9a and the coil 8a and between the secondary screen 9b and the coil 8b.
  • C2a and C2b as the parasitic capacitances induced respectively between the primary screen 10a and the coil 8a and between the secondary screen 10b and the coil 8b.
  • the galvanic isolation 72 produced by the coils 8a and 8b of the transformer 6 induces parasitic capacitances C i a, C2a, C lb and C2b contributing to the common mode current passing through the pairs of electrostatic screens 9 and 10 and may cause EMC problems, as described above.
  • Each of the switches S l a and S2a of the switching device 1 1 arranged on the primary side is individually controlled by a control system of the primary switches 14a of the switching device 1 1 and each of the switches S lb and S2b of the switching device 1 1 arranged on the secondary side is individually controlled by a control system of the secondary switches 14b of the switching device 11.
  • the switches S la, S lb, S2a and S2b associated with the primary screens 9a and 10a and secondary screens 9b and 10b of the pairs of electrostatic screens 9 and 10 thus make it possible to configure the power supply system 4 of the power circuit in a first mode of operation corresponding to a mode of data communication by capacitive coupling between primary and secondary transmission/reception circuits, or in a second mode of operation, in which the primary and secondary electrostatic screens are actively connected to their respective primary mass 12a and secondary 12b, making it possible to redirect the unwanted common mode current towards ground 12b of the secondary.
  • the power system 4 is configured to operate according to the first operating mode.
  • the electrostatic screens 9a, 9b, 10a and 10b are not connected to the respective masses 12a or 12b and can exchange data.
  • the power supply system 4 is configured to operate according to the second mode of operation .
  • the power supply system 4 for the close control circuit 3 further comprises, as specified above in the description, a first data transmission and reception module 13a arranged on the primary side and a second transmission and reception module data 13b identical to the first and arranged on the secondary side.
  • the modules 13a and 13b are connected by wire respectively to each of the primary screens 9a and 10a and the secondary screens 9b and 10b. More precisely, the wired connection between the first module 13a and the primary screen 9a is a data transmission path for the first module 13a and that between the first module 13a and the primary screen 10a is a data reception path for the first module 13a. Likewise, the wired connection between the second module 13b and the secondary screen 9b is a data reception channel for the second module 13b and that between the second module 13b and the secondary screen 10b is a data transmission channel for the second module 13b. Each of the modules 13a and 13b is capable of modulating and demodulating data to be transmitted or received via the transformer 6.
  • the modules 13a and 13b allow bidirectional communication of information data between the primary and secondary sides of the power supply system 4 of the close control circuit .
  • This data communication is used to exchange data representative of the state of health, such as temperature measurements, drain source voltage or gate source voltage measurements of the power transistors 2H and 2L and circuit control orders. allowing these close measurements.
  • the data sent by the modules 13a and 13b are modulated at high frequency relative to the operating frequency of the transformer 6, in order to limit the impact of the parasitic capacitances C lb, C i a, C2b, C2a between the screens and the coils of transformer 6.
  • the data sent is modulated at a frequency of 10MHz.
  • the power supply system 4 proposed with its pairs of electrostatic screens 9 and 10 and its switches S l a, S2a, S lb and S2b making it possible to isolate or on the contrary to connect the primary and secondary screens of each pair 9 and 10 to a corresponding mass 12a and 12b, thus makes it possible to configure the power supply system 4 in a first operating mode by means of data transfer by capacitive coupling, in which said switches S l a, S2a, S lb and S2b are controlled in the open state, and in a second operating mode by means of rejection of the current induced in the primary screens 9a and 10a and secondary screens 9b and 10b by the associated parasitic capacitances C lb, C i a, C2b, C2a towards the mass of the primary 12a and secondary 12b respectively, said switches S l a, S2a, S lb and S2b being controlled in the closed state.
  • Figure 4 representing a graph illustrating the evolution as a function of time data transmission frames 15 (curve A) by modules 13a and 13b, power supply control signals V C omd_transf_H/L of the primary winding of transformer 6 (curve B), control signals VgH/L of the power transistors 2H and 2L supplied by the close control circuits 3H, 3L (curve C), and the evolution of the variation of the potential of the midpoint VSW between the power transistors 2H and 2L of the example illustrated with a inverter arm (curve D).
  • the duration of an operating cycle corresponding to the second operating mode is in practice very short, of the order of the duration of the sudden variation in potential dV/dt. Apart from these short cycles, of the order of a few hundred nanoseconds, corresponding to the occurrences of sudden variations in potential dV/dt, the power supply system 4 is in the first operating mode. In other words, this switching makes it possible to manage the common mode current in a particularly efficient manner has almost no impact on the data exchange rate between the primary and secondary transmission/reception modules 13a and 13b.
  • the power supply system 4 allows in the first mode of operation to carry out bidirectional exchanges of data between the primary and secondary sides of the system power supply 4 of the close control circuit 3H and 3L, and in the second operating mode to reduce the effects of a strong variation in potential dV/dt in the secondary side, thus eliminating possible EMC problems.
  • the power supply system 4 allowing bidirectional exchange of data by capacitive coupling via pairs of electrostatic screens 9 and 10 is efficient in terms of EMC. It does not require additional isolation components which have the disadvantage, as explained in the introduction, of bringing new parasitic capacitances.
  • the power supply system 4 sequenced as proposed, also allows better immunity to strong variations in potential over time by the use of such pairs of electrostatic screens 9 and 10.
  • the power supply system 4 allows a high data transfer rate between the primary and the secondary of the control circuit 3, the duration of the second operating mode being very short, of the order of a few hundred of nanoseconds and equivalent to the duration of sudden potential variation.
  • the invention has more particularly been described for power components of the power transistor type and more particularly so-called wide gap transistors, for which health monitoring is particularly important; but the invention applies more generally to any technology of power transistors or electronic power switches, and allows both to satisfy data exchange functions between the primary and secondary sides of a power system in a power converter and solve efficiently, at a lower cost integration cost, problems associated with the circulation of common mode currents.

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Abstract

Un système d'alimentation (4, 4H, 4L) d'un circuit de commande rapprochée (3H, 3L) de composants électroniques de puissance (2H, 2L), comprenant un transformateur (6) équipé d'au moins une paire d'écrans électrostatiques (9, 10), le système d'alimentation (4, 4H, 4L) est étant configuré de telle sorte que dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d'écrans électrostat iques (9, 10) est configurée en moyen d'échange de données par couplage capacit if, et que dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d'écrans (9, 10) électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger le courant circulant dans chaque écran électrostatique (9,10) vers une masse électrique respective (12a, 12b).

Description

DESCRIPTION
TITRE : Système d’alimentation d’un circuit de commande d'un composant de puissance et onduleur associé
Domaine technique
L’ invention concerne, de manière générale, les systèmes électriques pour l’ électronique de puissance, et se rapporte plus particulièrement à un système d’ alimentation isolé d’un circuit de commande d’un composant de puissance.
L’ invention s’ applique notamment au domaine des systèmes électriques embarqués dans un contexte de développement de véhicules ou avions plus électriques, avec une nécessité de disposer de systèmes de conversion d’ énergie fiables, modulaires et performants, et concerne notamment un système d'alimentation d’un circuit de commande dans un module de conversion de puissance, tel qu’un bras d’ onduleur.
Techniques antérieures
Les structures de puissance à commutation utilisent de manière connue un circuit de commande rapprochée, également appelé sous le terme anglosaxon « gate driver », afin de piloter des composants de puissance tels que des transistors ou des thyristors.
Par exemple un onduleur, qui génère des tensions et des courants alternatifs à partir de tensions ou courants continus, comprend des composants de puissance tels que des transistors de puissance qui sont pilotés par des circuits de commande rapprochée pour leur appliquer une consigne de fonctionnement élaborée par un module de commande global de l’ onduleur.
Pour des raisons de sécurité, ces circuits de commande rapprochée nécessitent généralement l’ instauration d’une isolation galvanique entre un côté primaire qui est relié à un circuit électrique à basse tension, ce circuit comprenant le module de commande globale, dont l’une des fonctions est de calculer et générer des ordres de commutation destinés aux composants de puissance, et un côté secondaire qui est relié à un circuit électrique haute tension, ce circuit comprenant les composants de puissance à piloter. L’isolation galvanique peut-être réalisée de différentes manières et notamment, de manière connue, par l’ intermédiaire d’un transformateur disposé dans le système d’ alimentation du circuit de commande rapprochée.
L’ insertion d’un tel transformateur dans le système d’ alimentation du circuit de commande rapprochée a pour effet d’ induire des capacités parasites entre les côtés primaire et secondaire contribuant au chemin de mode commun du courant. Or, dans le côté secondaire, la commande des composants de puissance induit des variations dV/dt brutales des potentiels, alors que le côté primaire est sensible aux perturbations électromagnétiques. Les variations brutales de potentiels au secondaire engendrent un déplacement du courant de mode commun depuis le côté secondaire vers le côté primaire du circuit de commande rapprochée via ces capacités parasites.
Plus les capacités parasites sont élevées, plus le courant de mode commun est important, ce qui provoque des problèmes de compatibilité électromagnétiques dites CEM côté primaire pouvant perturber et provoquer des défauts dans le contrôle du circuit de commande. Ces perturbations sont plus problématiques lorsque les composants de puissance sont à base de transistors à semi-conducteur à grand gap, car les valeurs dV/dt sont plus critiques.
On cherche ainsi à réduire autant que possible les capacités parasites induites par le transformateur.
Par ailleurs, les transistors à semi-conducteurs grands gaps sont aussi très sensibles aux effets des éléments parasites (capacité parasite entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande, inductance parasite entre le circuit de commande et le transistor de puissance, etc.), avec des effets sur le nombre de commutations qu’ils sont capables de supporter (vieillissement), ainsi que des perturbations du signal de commande du transistor de puissance. Or, les transistors à semi-conducteur à grand gap sont particulièrement adaptés pour l’ électronique de puissance, en raison notamment, de leur capacité à réduire les pertes de puissance et supporter des tensions d’ alimentation DC plus élevées, de leur rendement plus élevé participant d’une contrainte moins forte en termes de besoin de dissipation thermique et donc d’un encombrement et d’une masse réduits.
Pour ces raisons, on a été amené à des considérations additionnelles de protection des transistors à grand gap vis-à-vis des effets de ces éléments parasites, et de surveillance de leur état de santé dans le but d'anticiper la survenue d'une panne.
Ainsi, alors que les circuits de commande rapprochée conventionnels avaient pour fonction principale de transmettre les ordres de commutation à travers l'isolation galvanique pour les appliquer aux composants de puissance, la tendance actuelle est à des circuits de commande rapprochée dits intelligents, assurant des fonctions additionnelles, et notamment intégrant un système d’ échanges de données entre le côté primaire et secondaire, dans le but de permettre une maintenance prédictive des transistors de puissance, comme par exemple décrit dans la publication “A bidirectional communicating power supply circuit for smart Gate Driver boards” de J. Weckbrodt et al. , IEEE Power Electronics Regular Paper/Letter/Correspondence . Comme données échangées par ce canal bidirectionnel on peut citer notamment l’ ordre de commande d’un circuit de mesure du courant de fuite de grille, les données de mesures de tension du transistor de puissance, notamment la tension de grille source. Tout ceci impose d’ assurer également une isolation galvanique associée à cette fonction d’ échanges de données entre les parties primaire et secondaire.
Des solutions proposent d’ intégrer des étages d’isolation galvanique supplémentaires afin de protéger ces communications de données, ce qui a pour conséquence d’ ajouter des capacités parasites non souhaitées.
D’ autres solutions utilisent des communications de données par fibre optique coûteuses et volumineuses.
Enfin, d’ autres solutions comme celle décrite dans la publication précitée “A bidirectional communicating power supply circuit for smart Gate Driver boards” de J. Weckbrodt et al. , IEEE Power Electronics Regular Paper/Letter/Correspondence , consistent à modifier les signaux de contrôle des commutateurs alimentant les bobinages du transformateur. Aucune de ces solutions n’ apparait totalement satisfaisante et, en particulier, aucune ne permet à la fois de supporter de fortes variations dV/dt de potentiel entre coté primaire et secondaire du circuit de commande rapprochée, de fournir la puissance nécessaire pour piloter les composants (transistors) de puissance, et d’ assurer un débit de transmission de données satisfaisant entre les côtés primaire et secondaire.
Au vu de ce qui précède, la présente invention a pour but de proposer un système d’ alimentation d’un circuit de commande de composants semi-conducteurs de puissance évitant les problèmes CEM tout en permettant une communication de données entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande rapprochée avec un débit satisfaisant sans aj outer d'étage d’ isolation galvanique supplémentaire.
L’ invention a donc pour objet un système d’ alimentation d’un circuit de commande rapprochée de composants électroniques de puissance, comprenant un transformateur équipé d’ au moins une paire d’ écrans électrostatiques.
Le système d’ alimentation est configuré de telle sorte que, dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’ écrans électrostatiques est configurée en moyen d’ échange de données par couplage capacitif, et que, dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’ écrans électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger un courant circulant dans chaque écran électrostatique vers une masse électrique respective.
Avantageusement, le transformateur forme une isolation galvanique pour le transfert d’ énergie d’ alimentation du circuit de commande rapprochée.
De manière préférentielle, le transformateur comprend une bobine primaire et une bobine secondaire, chaque paire d’écrans électrostatiques étant disposée entre les bobines primaire et secondaire et comprenant un écran primaire disposé au voisinage de la bobine primaire et un écran secondaire disposé au voisinage de la bobine secondaire et en regard dudit écran primaire, l’ écran primaire étant relié à un premier module d’émission et de réception de données et l’ écran secondaire étant relié à un deuxième module d’ émission et de réception de données.
Avantageusement, chaque écran électrostatique primaire est relié à une masse du côté primaire et chaque écran électrostatique secondaire est relié à une masse du côté secondaire par un commutateur respectif commandé par un système de contrôle des commutateurs.
De manière préférentielle, dans le deuxième mode de fonctionnement, chacun des commutateurs associés à chaque écran primaire est commandé à l’état fermé par le système de contrôle des commutateurs.
De manière préférentielle, dans le premier mode de fonctionnement, pour chaque paire d’ écrans électrostatiques, l’ écran électrostatique primaire est couplé capacitivement à l’ écran électrostatique secondaire correspondant, chaque commutateur étant commandé dans l’ état ouvert par le système de contrôle de commutateurs.
Ainsi, dans le premier mode de fonctionnement du système d’ alimentation proposé, chaque paire d’ écrans électrostatiques forme une capacité qui permet un transfert de données, par couplage capacitif, entre les côtés primaire et secondaire du circuit de commande et, dans le deuxième mode de fonctionnement, les écrans de chaque paire, étant chacun reliés l’un à une masse du côté primaire du circuit de commande, l’ autre à une masse du côté secondaire du circuit de commande, permettent d’ éviter de propager un courant de mode commun vers le côté primaire du circuit de commande.
Avantageusement, les données échangées dans le premier mode de fonctionnement sont modulées à haute fréquence par rapport à une fréquence de fonctionnement du transformateur.
Dans un mode de réalisation, les données comprennent des informations concernant l’ état de santé d’un transistor de puissance ou des informations de mesure (tension drain source, courant drain source du transistor de puissance) .
L’ invention a également pour objet un convertisseur de puissance comprenant un système d’ alimentation d’un circuit de commande rapprochée tel que défini précédemment. Avantageusement, le convertisseur de puissance comprend une branche de conversion de puissance comportant au moins un premier et un deuxième composant de puissance reliés en série, les composants de puissance étant chacun pilotés respectivement par un premier et un deuxième circuit de commande rapprochée à partir de consignes élaborées par un module de commande globale, et le premier et le deuxième circuit de commande rapprochée étant respectivement alimentés par un premier et un deuxième système d’ alimentation tels que définis ci-dessus.
De manière préférentielle, les premier et deuxième composants de puissance comprennent des transistors de puissance à grand gap.
Brève description des dessins
D’ autres buts, caractéristiques et avantages de l’ invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d’ exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels :
[Fig l ] illustre un schéma électrique d’un bras d’ onduleur;
[Fig2] illustre un schéma d’un système d’ alimentation d’un circuit de commande selon l’ invention dans le premier mode de fonctionnement ;
[Fig3] illustre le système d’ alimentation de la figure 2 dans le deuxième mode de fonctionnement ;
[Fig4] illustre l’ évolution de signaux en des points caractéristiques du système d’ alimentation de la figure 2.
Exposé détaillé d’au moins un mode de réalisation
On a représenté schématiquement sur la figure 1 une structure électronique à commutation de puissance conventionnelle, telle qu’un convertisseur de puissance 1.
Cette structure de puissance 1 comprend de manière conventionnelle des composants de puissance tels que des transistors de puissance 2H et 2L pilotés respectivement par des circuits de commande rapprochée 3H et 3L . La structure de puissance 1 comprend aussi des systèmes d’ alimentation 4H et 4L respectifs des circuits de commande rapprochée 3H et 3L.
La structure de puissance 1 est pilotée de manière conventionnelle par un module de commande globale 5 tel que, sur consignes de ce module de commande globale :
- le système d’ alimentation 4H délivre une tension d’ alimentation V3H au circuit de commande 3H, et le système d’ alimentation 4L délivre une tension d’ alimentation VSL au circuit de commande 3L ; et
- les circuits de commande rapprochée 3 H et 3L alimentés, pilotent les transistors de puissance 2H et 2L en leur appliquant des signaux de commande de commutation respectifs, notés VgH pour le circuit 3 H et VgL pour le circuit 3L.
Plus précisément, dans la structure de puissance 1 illustrée sur la figure 1 , les transistors de puissance 2H et 2L correspondent aux transistors de puissance communément dénommés « High side » (en haut) et « Low side » (en bas) d’un module de commutation de la structure de puissance 1 , par exemple un bras d’ onduleur.
Une telle structure de puissance 1 comprend un côté primaire sous basse tension d’ alimentation VCC, correspondant aux commandes logiques, comprenant le module de commande globale 5 qui pilote les circuits de commande rapprochée 3 H et 3L, et un coté primaire des circuits d’ alimentation 4H et 4L au moyen de signaux de commande respectifs.
La structure de puissance 1 comprend également un côté secondaire sous haute tension VDC, correspondant à l’ électronique de puissance proprement dit, comprenant un côté secondaire des circuits d’ alimentation 4H et 4L, les transistors de puissance 2H et 2L, et les circuits de commande rapprochée 3 H et 3L des transistors de puissance.
Chacun des circuits de commande rapprochée 3H et 3L est alimenté par une tension positive respective VSH et VSL délivrée par le système d’ alimentation respectif 4H et 4L ; et est piloté par la commande en basse tension (commande logique), typiquement moins de 20V, délivrée par le module de commande global 5, pour appliquer les signaux de commande VgH et VgL aux transistors de puissance 2H et 2L . On note VSW un point milieu entre les transistors de puissance 2H et 2L du côté haute tension. Le point milieu VSW établit une tension, notée également VSW ici, qui correspond à la masse des circuits de commande rapprochée 3H.
En pratique et de manière connue, l’ alimentation des circuits de commande rapprochée 3 H et 3L est flottante, de sorte que les tensions de commande VgH et VgL des transistors de puissance 2H et 2L qui sont connectés en série entre la haute tension VDC et une masse du côté secondaire, s’ établissent à un niveau requis, par rapport à la tension VSW au point milieu de connexion VSW entre les deux transistors 2H et 2L.
Ainsi, comme illustré schématiquement sur la figure 1 , il faut prévoir une première isolation galvanique 7 i pour le transfert du signal de commande entre le circuit de commande global 5 et l’ entrée de commande des circuits de commande rapprochée 3 H et 3L, généralement réalisée par un optocoupleur ou un transformateur ; et une deuxième isolation galvanique 72, du système d’ alimentation, pour le transfert d’ énergie d’ alimentation des circuits de commande rapprochée 3 H et 3L, réalisée par un transformateur dans chacun des systèmes d’ alimentation 4H et 4L.
Dans la suite, pour faciliter l’ exposé, et en référence aux figures 2 et 3 , on considère un système d’ alimentation 4 tel que les systèmes d’ alimentation 4H et 4L, d’un circuit de commande rapprochée tel que les circuits de commande 3H et 3L, pilotant un composant de puissance tel que les transistors de puissance 2H et 2L.
Comme expliqué supra en lien avec la figure 1 , le système d’ alimentation 4 comprend un transformateur 6 réalisant l’ isolation galvanique 72,
Plus précisément, le transformateur 6 du système d’ alimentation 4 est configuré pour réaliser d’une part l’ alimentation du circuit de commande rapprochée tel que les circuits 3H et 3L (Figure 1 ), et d’ autre part pour réaliser l’ isolation galvanique 72 pour le transfert d’ énergie d’ alimentation pour ce circuit de commande rapprochée.
Dans la suite de la description et dans les dessins, on utilise comme convention suivante : les éléments disposés côté primaire sont marqués avec un indice « a », et ceux disposés côté secondaire avec un indice « b » .
En référence aux figures 2 et 3, le transformateur 6 comprend une partie primaire incluant une bobine primaire 8a. La partie primaire est alimentée par la tension d’ alimentation VCC (tension d’ alimentation du côté primaire de la structure de puissance), et reçoit un signal de commande VComd_transf_H/L (figure 1 ) délivré par le circuit de commande globale 5 pour commander des commutateurs alimentant la bobine primaire 8a. Plus précisément, dans l’exemple illustré sur la figure 1 , un signal de commande VComd_transf_H est ainsi délivré par le module de commande globale 5 à une bobine primaire d’un transformateur du système d’ alimentation 4H, et un signal de commande VComd_transf_L est de même délivré par le module de commande globale 5 à une bobine primaire d’un transformateur du système d’ alimentation 4L.
Le transformateur 6 comprend en outre une partie secondaire incluant une bobine secondaire 8b ; cette partie secondaire fournit une tension d’ alimentation V3 H/L du circuit de commande rapprochée associé (circuits de commande rapprochée 3H et 3L sur la figure 1 ) et assure le transfert d’énergie pour la commande des transistors de puissance 2H et 2L, par la bobine secondaire 8b . L’ isolation galvanique ?2 est ainsi réalisée par les deux bobines primaire 8a et secondaire 8b du transformateur 6.
Le transformateur 6 comprend au moins une paire d’ écrans électrostatiques, comprenant un écran primaire disposé du côté primaire et un écran secondaire disposé du côté secondaire, la paire d’écrans étant disposée entre les bobines primaire 8a et secondaire 8b, chaque écran de la paire 9 étant en regard l’un de l’ autre.
Dans l’ exemple illustré sur les figures 2 et 3 , le transformateur 6 comprend plus particulièrement deux telles paires d’ écrans 9 et 10 électrostatiques disposées entre les bobines 8a et 8b. La première paire 9 d’ écrans comprend ainsi un écran primaire 9a et un écran secondaire 9b, et la deuxième paire 10 d’ écrans comprend un écran primaire 10a et un écran secondaire 10b.
Les écrans primaires et secondaires de chaque paire 9 et 10 sont disposés en regard l’un de l’ autre, l’ écran primaire 9a et 10a étant disposé au voisinage de la bobine primaire 8a et l’ écran secondaire, 9b et 10b étant disposé au voisinage de la bobine secondaire 8b.
Le système d’ alimentation 4 comprend en outre un dispositif de commutation 1 1 comprenant un commutateur par écran électrostatique primaire 9a et 10a et secondaire 9b et 10b, le dispositif de commutation 11 permettant de commander un premier ou un deuxième mode de fonctionnement du système d’ alimentation 4. Dans un exemple, les commutateurs du dispositif de commutation 1 1 sont des transistors en silicium.
Dans le premier mode de fonctionnement du système d’ alimentation 4, illustré sur la figure 2, les paires d’ écrans électrostatiques sont configurées en moyen d’ échange de données par couplage capacitif, et dans le deuxième mode de fonctionnement illustré sur la figure 3, les paires d’écran électrostatiques sont configurées en moyen de redirection du courant de mode commun.
De manière plus détaillée, dans le premier mode de fonctionnement du système d’ alimentation 4 illustré sur la figure 2, les commutateurs du dispositif de commutation 1 1 sont simultanément commutés à l’ état ouvert, et chaque paire d’écrans électrostatique est alors apte à permettre un transfert de données entre deux modules d’ émission et de réception de données 13a et 13b (côté) primaire et (côté) secondaire (détaillés plus loin dans la description), par couplage capacitif.
Plus particulièrement, dans ce premier mode de fonctionnement du système d’ alimentation 4, les deux paires d’écrans 9 et 10 permettent un échange bidirectionnel de données, du primaire vers le secondaire et inversement.
Dans le deuxième mode de fonctionnement du système d’ alimentation 4 illustré sur la figure 3 , les commutateurs du dispositif de commutation 1 1 sont simultanément commutés à l’état fermé, ce qui a pour effet de relier les écrans primaires 9a et 10a à une première masse 12a disposée du côté primaire, et les écrans secondaires 9b et 10b à une deuxième masse 12b disposée du côté secondaire.
Plus précisément, les écrans primaires 9a et 10a de chaque paire 9 et 10 sont chacun reliés par un commutateur respectif S l a et S2a à la première masse 12a disposée du côté primaire, et les écrans secondaires 9b et 10b de chaque paire 9 et 10 sont chacun reliés par un commutateur respectif S lb et S2b à la deuxième masse 12b disposée du côté secondaire.
On a vu que les deux écrans de chaque paire 9 et 10, respectivement l’écran primaire et l’ écran secondaire, sont couplés capacitivement dans le premier mode de fonctionnement. On note C l la capacité associée à la paire 9 et C2 celle associée à la paire 10 dans l’ exemple de la figure 2.
Par ailleurs, avec l’ intégration de ces paires d’ écrans 9 et 10 entre et à proximité des bobines 8a et 8b, on induit une capacité parasite entre chaque écran et la bobine à proximité, aussi bien côté primaire que côté secondaire.
On note ainsi, C i a et C lb les capacités parasites induites respectivement entre l’ écran primaire 9a et la bobine 8a et entre l’ écran secondaire 9b et la bobine 8b.
De même on note C2a et C2b les capacités parasites induites respectivement entre l’écran primaire 10a et la bobine 8a et entre l’ écran secondaire 10b et la bobine 8b .
En d’ autres termes, l’ isolation galvanique 72 réalisée par les bobines 8a et 8b du transformateur 6 induit des capacités parasites C i a, C2a, C lb et C2b contribuant au courant de mode commun traversant les paires d’ écrans électrostatiques 9 et 10 et pouvant occasionner des problèmes CEM, comme décrit précédemment.
Chacun des commutateurs S l a et S2a du dispositif de commutation 1 1 disposés du côté primaire est individuellement commandé par un système de contrôle des commutateurs primaires 14a du dispositif de commutation 1 1 et chacun des commutateurs S lb et S2b du dispositif de commutation 1 1 disposés du côté secondaire est individuellement commandé par un système de contrôle des commutateurs secondaires 14b du dispositif de commutation 1 1.
Les commutateurs S l a, S lb, S2a et S2b associés aux écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b des paires d’ écrans électrostatiques 9 et 10 permettent ainsi de configurer le système d’ alimentation 4 du circuit de puissance dans un premier mode de fonctionnement correspondant à un mode de communication de données par couplage capacitif entre des circuits d’ émission/réception primaire et secondaire, ou dans un deuxième mode de fonctionnement, dans lequel les écrans électrostatiques primaires et secondaires sont activement reliés à leur masse respective primaire 12a et secondaire 12b, permettant de réorienter le courant de mode commun non souhaité vers la masse 12b du secondaire.
Plus précisément, lorsque les commutateurs S l a, S lb, S2a et S2b sont tous commandés à l’ état ouvert par leur système de contrôle correspondant 14a et 14b tel qu’illustré sur la figure 2, le système d’ alimentation 4 est configuré pour fonctionner selon le premier mode de fonctionnement. En effet, les écrans électrostatiques 9a, 9b, 10a et 10b ne sont pas reliés aux masses 12a ou 12b respectives et peuvent échanger des données.
A l’inverse, lorsque les commutateurs sont tous commandés à l’ état fermé par leur système de contrôle correspondants 14a et 14b tel qu’ illustré sur la figure 3, le système d’ alimentation 4 est configuré pour fonctionner selon le deuxième mode de fonctionnement.
Le système d’ alimentation 4 pour le circuit de commande rapprochée 3 comprend en outre, comme précisé plus haut dans la description, un premier module d’ émission et de réception de données 13a disposé côté primaire et un deuxième module d’ émission et de réception de données 13b identique au premier et disposé côté secondaire.
Les modules 13a et 13b sont reliés de manière filaire respectivement à chacun des écrans primaires 9a et 10a et des écrans secondaires 9b et 10b. Plus précisément, la liaison filaire entre le premier module 13a et l’ écran primaire 9a est une voie d’ émission des données pour le premier module 13a et celle entre le premier module 13a et l’ écran primaire 10a est une voie de réception des données pour le premier module 13a. De même, la liaison filaire entre le deuxième module 13b et l’ écran secondaire 9b est une voie de réception des données pour le deuxième module 13b et celle entre le deuxième module 13b et l’écran secondaire 10b est une voie d’ émission des données pour le deuxième module 13b. Chacun des modules 13a et 13b est apte à moduler et démoduler des données à émettre ou reçues via le transformateur 6. Ainsi, comme précédemment expliqué, lorsque les écrans de deux paires 9 et 10 sont tous isolés de leur masse respective 12a et 12b, les commutateurs S l a, S lb, S2a et S2b étant tous commandés à l’état ouvert, les modules 13a et 13b permettent une communication bidirectionnelle des données d’ information entre les côtés primaire et secondaire du système d’ alimentation 4 du circuit de commande rapprochée. Il s’ agit du premier mode de fonctionnement. Cette communication de données est utilisée pour échanger des données représentatives de l’ état de santé, telles que des mesures de température, des mesures de tension drain source ou de tension grille source des transistors de puissance 2H et 2L et des ordres de commande des circuits permettant ces mesures rapprochées.
En pratique, les données envoyées par les modules 13a et 13b sont modulées à haute fréquence par rapport à la fréquence de fonctionnement du transformateur 6, afin de limiter l’ impact des capacités parasites C lb, C i a, C2b, C2a entre les écrans et les bobines du transformateur 6. Par exemple, les données envoyées sont modulées à une fréquence de 10MHz.
Ainsi, le système d’ alimentation 4 proposé avec ses paires d’ écrans électrostatiques 9 et 10 et ses commutateurs S l a, S2a, S lb et S2b permettant d’ isoler ou au contraire de relier les écrans primaire et secondaire de chaque paire 9 et 10 à une masse correspondante 12a et 12b, permet ainsi de configurer le système d’ alimentation 4 dans un premier mode de fonctionnement en moyen de transfert de données par couplage capacitif, dans lequel lesdits commutateurs S l a, S2a, S lb et S2b sont commandés à l’ état ouvert, et dans un deuxième mode de fonctionnement en moyen de réjection du courant induit dans les écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b par les capacités parasites associées C lb, C i a, C2b, C2a vers la masse du primaire 12a et du secondaire 12b respectivement, lesdits commutateurs S l a, S2a, S lb et S2b étant commandés à l’ état fermé.
Les deux modes de fonctionnement sont illustrés sur la figure 4, représentant un graphique illustrant l’ évolution en fonction du temps des trames 15 d’ émission de données (courbe A) par les modules 13a et 13b, de signaux de commande d’ alimentation VComd_transf_H/L du bobinage primaire du transformateur 6 (courbe B), des signaux de commande VgH/L des transistors de puissance 2H et 2L fournis par les circuits de commande rapprochée 3H, 3L (courbe C), et l’ évolution de la variation du potentiel du point milieu VSW entre les transistors de puissance 2H et 2L de l’ exemple illustré d’un bras onduleur (courbe D) .
Plus précisément, entre les instants tO et tl , il n’ y a pas de brusque variation de potentiel dV/dt, et le premier mode de fonctionnement est activé. Cela signifie que les commutateurs S l a, S2a, S lb et S2b du dispositif de commutation 1 1 sont ouverts et que des trames de données 15 sont échangées.
A l’ inverse, entre les instants t l et t2, la commutation à l’ état OFF des transistors de puissance 2H et 2L intervient, provoquant une brusque variation de potentiel dV/dt de la tension drain source aux bornes des transistors de puissance 2H et 2L. C’ est dans ces phases de commutation des transistors de puissance correspondant à de brusques variations de tension (fort dV/dt) que le deuxième mode de fonctionnement est activé. Durant ces phases, les commutateurs S l a, S2a, S lb et S2b sont tous commandés simultanément à l’ état fermé de sorte que le courant de mode commun induit sur les écrans primaires 9a et 10a et secondaires 9b et 10b par les capacités parasites est réorienté vers la masse correspondante du primaire 12a ou du secondaire 12b de ces écrans. De cette manière, le courant de mode commun non désiré dû aux fortes variations de potentiel côté secondaire ne circule plus vers le primaire, mais est dirigé vers la masse 12b du secondaire, ce qui permet d’ éviter les dysfonctionnements CEM. Pendant ce temps, aucune trame de données 15 n'est échangée entre le côté primaire et le côté secondaire.
La durée d’un cycle de fonctionnement correspondant au deuxième mode de fonctionnement est en pratique très courte, de l'ordre de la durée de la brusque variation de potentiel dV/dt. En dehors de ces cycles courts, de l’ ordre de quelques centaines de nanosecondes, correspondants aux occurrences de brusques variations de potentiel dV/dt, le système d’ alimentation 4 est dans le premier mode de fonctionnement. Autrement dit cette commutation permettant de gérer le courant de mode commun de manière particulièrement efficace est quasiment sans incidence sur le débit d’ échange de données entre les modules d’émission/réception primaire et secondaire 13a et 13b .
Ainsi, dès lors que le transformateur 6 comprend au moins deux paires d’ écrans électrostatiques 9 et 10, le système d’ alimentation 4 permet dans le premier mode de fonctionnement d’effectuer des échanges bidirectionnels de données entre les côtés primaire et secondaire du système d’ alimentation 4 du circuit de commande rapprochée 3H et 3L, et dans le deuxième mode de fonctionnement de réduire les effets d’une forte variation de potentiel dV/dt dans le côté secondaire, éliminant ainsi les éventuels problèmes CEM.
Le système d’ alimentation 4 permettant un échange bidirectionnel de données par couplage capacitif via des paires d'écrans électrostatiques 9 et 10 est performant en termes de CEM. Il ne nécessite pas de composants d’isolation supplémentaires qui ont l’inconvénient comme expliqué en introduction, d’ amener de nouvelles capacités parasites.
Le système d’ alimentation 4 séquencé comme proposé, permet aussi une meilleure immunité aux fortes variations de potentiel dans le temps par l’utilisation de telles paires d’ écrans électrostatiques 9 et 10.
Enfin, le système d’ alimentation 4 selon l'invention permet un haut débit de transfert de données entre le primaire et le secondaire du circuit de commande 3, la durée du deuxième mode de fonctionnement étant très courte, de l’ ordre de quelques centaines de nanosecondes et équivalente à la durée de variation brutale de potentiel.
L’ invention a plus particulièrement été décrite pour des composants de puissance de type transistors de puissance et plus particulièrement de transistors dits à grand gap, pour lesquels le suivi de santé s’ avère particulièrement important ; mais l’invention s’ applique plus généralement à toute technologie de transistors de puissance ou commutateurs électroniques de puissance, et permet à la fois de satisfaire à des fonctions d’échange de données entre les côtés primaire et secondaire d’un système d’ alimentation dans un convertisseur de puissance et résoudre de manière efficace, à moindre coût d’ intégration, les problèmes associés à la circulation des courants de mode commun.
5

Claims

REVENDICATIONS
1. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) d’un circuit de commande rapprochée (3H, 3L) de composants électroniques de puissance (2H, 2L) , comprenant un transformateur (6) équipé d’ au moins une paire d’ écrans électrostatiques (9, 10), caractérisé en ce que le système d’ alimentation (4, 4H, 4L) est configuré de telle sorte que, dans un premier mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’ écrans électrostatiques (9, 10) est configurée en moyen d’ échange de données par couplage capacitif et que, dans un deuxième mode de fonctionnement, ladite au moins une paire d’ écrans (9, 10) électrostatiques est configurée en moyen de redirection du courant de mode commun apte à rediriger un courant circulant dans chaque écran électrostatique (9, 10) vers une masse électrique respective ( 12a, 12b).
2. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 1 , dans lequel le transformateur (6) forme une isolation galvanique (7i) pour le transfert d’ énergie d’ alimentation du circuit de commande rapprochée (3H, 3L) .
3. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le transformateur (6) comprend une bobine primaire (8a) et une bobine secondaire (8b), chaque paire d’ écrans électrostatiques (9, 10) étant disposée entre les bobines primaire (8a) et secondaire (8b) et comprenant un écran primaire (9a, 10a) disposé au voisinage de la bobine primaire (8a) et un écran secondaire (9b, 10b) disposé au voisinage de la bobine secondaire (8b) et en regard dudit écran primaire (9a, 10a), l’ écran primaire (9a, 10a) étant relié à un premier module d’ émission et de réception de données ( 13a) et l’ écran secondaire (9b, 10b) étant relié à un deuxième module d’ émission et de réception de données ( 13b) .
4. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 3, dans lequel chaque écran électrostatique primaire (9a, 10a) est relié à une masse du côté primaire ( 12a) et chaque écran électrostatique secondaire (9b, 10b) est relié à une masse du côté secondaire ( 12b) par un commutateur respectif (S l a, S lb, S2a, S2b) commandé par un système de contrôle des commutateurs ( 14a, 14b) .
5. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 4, dans lequel dans le deuxième mode de fonctionnement, chacun des commutateurs (S l a, S lb, S2a, S2b) associé à chaque écran primaire est commandé à l’ état fermé par le système de contrôle des commutateurs ( 14a, 14b) .
6. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon la revendication 4 ou 5, dans lequel dans le premier mode de fonctionnement, pour chaque paire d’ écrans électrostatiques (9, 10) , l’ écran électrostatique primaire (9a, 10a) est couplé capacitivement à l’ écran électrostatique secondaire (9b, 10b) correspondant, chaque commutateur (S l a, S lb, S2a, S2b) étant commandé dans l’ état ouvert par le système de contrôle de commutateurs ( 14a, 14b).
7. Système d’ alimentation (4, 4H, 4L) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel les données échangées dans le premier mode de fonctionnement sont modulées à haute fréquence par rapport à une fréquence de fonctionnement du transformateur (6) .
8. Convertisseur de puissance comprenant un système d’ alimentation (4, 4H, 4L) d’un circuit de commande rapprochée (3) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7.
9. Convertisseur de puissance selon la revendication 8 , comprenant une branche de conversion de puissance comportant au moins un premier et un deuxième composant de puissance (2H, 2L) reliés en série, les composants de puissance (2H, 2L) étant chacun pilotés respectivement par un premier et un deuxième circuit de commande rapprochée (3H, 3L) à partir de consignes élaborées par un module de commande globale (5), le premier et le deuxième circuit de commande rapprochée (3H, 3L) étant respectivement alimentés par un premier et un deuxième système d’ alimentation (4H, 4L) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7.
10. Convertisseur de puissance selon la revendication 9, dans lequel les premier et deuxième composants de puissance (2H, 2L) comprennent des transistors de puissance à grand gap .
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