WO2024110265A1 - Inverters having a time offset in the event of coinciding high-side and low-side switching operations - Google Patents

Inverters having a time offset in the event of coinciding high-side and low-side switching operations Download PDF

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WO2024110265A1
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side switch
load
bridge
disturbance
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Ingo Immendoerfer
Jochen Wessner
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Robert Bosch Gmbh
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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Definitions

  • switching peaks occur, particularly between the supply lines of the stator windings, which can theoretically be up to 3 times the intermediate circuit voltage. In a real design, switching peaks of 2.5 times the intermediate circuit voltage are measured.
  • the cause of such switching peaks can be the formation of an oscillation frequency that is higher than the switching frequency of a resonant circuit of a high-frequency current path from a line inductance between switches of the inverter and a machine winding of a load and a winding capacitance of the machine winding against a housing and back via a shield of the line, i.e. a cable shield and/or via a chassis to a housing of the inverter.
  • a resulting circuit can be closed via a leakage capacitance of the inverter. The effect can occur in different forms in high-voltage systems and in low-voltage systems.
  • an inverter for generating at least a single-phase alternating current a method for controlling an inverter and a use of the inverter according to the features of the independent claims are proposed.
  • Advantageous Embodiments are the subject of the dependent claims and the following description.
  • an inverter for generating at least one-phase alternating current in a load which has a first half-bridge that includes a high-side switch and a low-side switch; and a second half-bridge that includes a high-side switch and a low-side switch; and a control module.
  • the control module is designed to control the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge.
  • the control module is designed to switch on the low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of another half-bridge that corresponds to operating the load, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
  • control module is designed so that the respective high-side switches of one half-bridge can be switched independently of one another in relation to a low-side switch of another half-bridge that corresponds to the load.
  • the respective half-bridge can have two switches, such as power semiconductors, which are connected in series between the power supply.
  • the switch that is connected to the higher electrical potential in a half-bridge can be defined as the high-side switch.
  • the switch that is connected to the lower electrical potential in the respective half-bridge can be defined as the low-side switch.
  • the respective low-side or high-side switch can also have several individual power semiconductors connected in parallel.
  • the respective half-bridges can be part of a B4 bridge or a B6 bridge or a B8 bridge of the inverter, which can be designed in particular to provide a multiphase alternating voltage to a brushless electric multiphase drive as a load.
  • the alternating current can be provided by the inverter at center taps of different half-bridges, whereby an intermediate circuit voltage from a voltage source can be applied to the respective half-bridges.
  • the inverter can also be an inverter.
  • a respective correspondence of a high-side switch of a half-bridge and a high-side switch of another half-bridge for operating the load can depend on a switching pattern or commutation pattern of the inverter or the control module, which determines how the switches in the respective half-bridges of the inverter are switched for operating the load.
  • the described time-delayed switching on of the respective load is possible with any corresponding switching pattern of the inverter, which drives a load with a current.
  • a low-side switch of a half-bridge corresponds to a high-side switch of another half-bridge if the respective low-side switch switched to conductive enables a current to flow through the load, in particular for operating the load, with the respective high-side switch switched to conductive.
  • the time interval by which this switching on is delayed can be short compared to an interval in which the respective corresponding switches are switched to conductive for operating the load.
  • the time interval can advantageously be smaller by a factor of 10 to a factor of 10,000, or very advantageously by a factor of 10 to a factor of 1,000, or particularly advantageously by a factor of 10 to a factor of 1,000 than an interval in which the corresponding switches described above are switched to conductive.
  • the respectively generated voltage transients can superimpose each other in a phase-shifted manner in order to at least partially cancel each other out.
  • the inverter can be used advantageously in both high-voltage and low-voltage systems.
  • a low-voltage system can be a 12 V or 48 V system, for example.
  • the inverter can be used to switch the respective switches of the inverter in an optimized manner, as described above, in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
  • the inverter can be used to switch the respective switches of the inverter in an optimized manner in order to reduce the amplitude of switching transients.
  • the line voltage in a stator winding of the load such as a multiphase electrical drive.
  • the inverter can be used to optimally switch the respective switches of the inverter in order to reduce switching transients between the respective phases of a multiphase alternating current provided by the inverter and/or to reduce switching transients between the respective phases and a housing of the load.
  • the time interval is determined based on half a period of a turn-on oscillation with the load, or half a disturbance or resonance oscillation period with the load.
  • the load of the inverter is an inductive load, and in particular the load is a respective stator winding of a multi-phase drive, which may be an inductive load.
  • the inverter which is in particular designed to generate a multi-phase alternating current, has a third half-bridge with a high-side switch and a low-side switch; wherein the control module is designed to control the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge and/or the third half-bridge, the low-side switch of one of the half-bridges is offset by a time interval from a time interval for to switch on the high-side switch of a different half-bridge corresponding to the load, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter and/or to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
  • the inverter is set up by means of a plurality of half-bridges, each of which has a high-side switch and a low-side switch, in particular to generate multi-phase alternating current; and wherein the control module is designed to switch on a respective high-side switch of a respective half-bridge offset by a time interval from a corresponding high-side switch of a respective other half-bridge for operating the load, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter and/or to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
  • control module is configured to switch on the low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to operating the load in order to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
  • control module is configured to switch on the respective low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to operating the load in any switching pattern provided by the control module for controlling the respective switches of the respective half-bridges.
  • the switching on of the respective low-side switch of a respective half-bridge is delayed by one time interval earlier than the high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to the operation of the load.
  • the switching on of the respective low-side switch of a respective half-bridge can be delayed by one time interval be offset in time from the high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to the operation of the load.
  • the time interval has a value that lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and three-quarters of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably lies within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and half a disturbance or resonance oscillation period; or very particularly preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period, wherein in particular the disturbance or resonance oscillation period is determined by means of a high-frequency current path of the inverter in interaction with the load.
  • the disturbance or resonance oscillation period can be determined by means of a measurement, in particular a frequency, of a switch-on peak when at least one switch of a half-bridge is switched on.
  • the time interval is determined by means of a calculation based on parameters of the inverter and/or parameters of the load; and/or that the time interval is determined based on a measurement of the disturbance or resonance oscillation period; and wherein the inverter and/or the control device is configured to receive the determined time interval.
  • the measurement can be carried out by means of a measuring device in the inverter and/or the control device.
  • the time interval can be determined by means of a higher frequency oscillation frequency of a resonant circuit or a high frequency current path consisting of line inductance Lieft, AC between respective switches of a corresponding half-bridge of the inverter and a load, such as a machine winding, in particular a three-phase drive, and a winding capacitance C w -h of the load against a housing of the load and back via a cable shield of the supply line from the inverter to the load or alternatively via a chassis that is electrically coupled to the inverter and the load, a housing of the inverter.
  • the resonant circuit can be closed via a leakage capacitance C y of a low-potential connection of the inverter against a housing of the inverter.
  • a clock frequency of a control of a brushless electric multiphase drive can be between 20 kHz and 100 kHz.
  • the oscillation frequency of the resonant circuit can be several MHz and thus higher by a factor of 10 to 1000.
  • the clock frequency can, for example, have frequencies in a range from less than 10 kHz to more than 300 kHz.
  • the inverter is configured to determine a temperature of the inverter and/or to determine and/or receive a temperature of the load; and the inverter is configured to determine the time interval depending on the temperature of the inverter and/or the load by means of a stored characteristic curve or a stored characteristic map.
  • the stored characteristic curve At(T) can characterize a dependence of the time interval At or the disturbance or resonance oscillation period on the temperature.
  • the parameters of the inverter and/or parameters of the load can include inductances and capacitances, such as a winding capacitance of the load, which can be temperature-dependent and/or age. Both the temperature dependence and the ageing can therefore be used to determine the time interval using a stored characteristic map.
  • control module is configured, by means of a control circuit, to regulate the time interval based on a specific initial value for the time interval by means of a measurement of an amplitude of the disturbance or resonance oscillation period and/or a measurement of the disturbance or resonance oscillation period in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
  • the switch is a voltage-controlled and/or current-controlled switch.
  • the switch can be a power semiconductor.
  • the power semiconductor can be made on the basis of silicon carbide and/or gallium nitride.
  • the switch of the inverter can be a MOS field-effect transistor and/or an IGB transistor.
  • a method for controlling an inverter which is designed to generate at least one single-phase alternating current at a load wherein the inverter has a first half-bridge which has a high-side switch and a low-side switch. Furthermore, the inverter has a second half-bridge which has a high-side switch and a low-side switch. In addition, the inverter has a control module for controlling the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge. In one step of the method, the low-side switch or the high-side switch of one of the half-bridges is switched on.
  • a high-side switch corresponding to operating the load or a low-side switch of another half-bridge corresponding to operating the load is switched on, wherein the subsequent switching on takes place with a time interval delay compared to the switching on, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
  • control of the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge by means of the control module can comprise a respective switching on and/or a respective switching off of the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge, in particular in accordance with a corresponding switching pattern for the control.
  • the time interval is determined based on half a period of a switch-on oscillation or half a disturbance or resonance oscillation period, in particular of its high-frequency current path of the inverter 100 in cooperation with the load 110.
  • the time interval has a value which lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and three-quarters of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably lies within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and half a disturbance or resonance oscillation period; or very particularly preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period.
  • Figure 1 outlines an equivalent circuit of an inverter driving an inductive load
  • Figure 2 shows an equivalent circuit diagram of an oscillating circuit of a
  • Inverter that is electrically coupled to an inductive load
  • Figure 3 outlines a modified equivalent circuit of an inverter resonant circuit that is electrically coupled to an inductive load
  • Figure 4 a) sketches a further modified equivalent circuit of an oscillating circuit of an inverter that is electrically coupled to an inductive load; and b) a voltage curve on the further modified equivalent circuit;
  • Figure 5 sketches a voltage curve of a disturbance or resonance oscillation according to the further modified equivalent circuit diagram
  • Figure 6 outlines an extended modified equivalent circuit of an inverter resonant circuit that is electrically coupled to an inductive load
  • Figure 7 a outlines an alternative representation of an extended modified equivalent circuit of an oscillating circuit of an inverter of the is electrically coupled to an inductive load; b) outlines a curve of a first switching voltage; c) outlines a curve of a second switching voltage that is shifted in time compared to b);
  • Figure 8 outlines voltage curves between two phases of the inverter
  • Figure 9 outlines improved voltage curves between two phases of the inverter for a time-shifted curve of a second switching voltage compared to a first switching voltage.
  • Figure 1 outlines an equivalent circuit diagram of an inverter 100 that drives a brushless three-phase electric drive 110 as an inductive load, fed from a battery 120.
  • the inverter has a B6 bridge, which is electrically coupled to the input terminals of the inverter 100.
  • the B6 bridge has a first half-bridge with a high-side switch 101 and a low-side switch 102, and a second half-bridge with a high-side switch 103 and a low-side switch 104 and a third half-bridge with a high-side switch 105 and a low-side switch 106.
  • the respective center taps lu, Iv, Iw of the corresponding half-bridges are electrically coupled to the three-phase electric drive 110 in order to provide a three-phase voltage.
  • the two input terminals of the inverter 100 are electrically coupled to two contacts of a filter circuit 108, which consists of a series connection of an inductance ESL and a resistor ERS and a capacitor Czk.
  • This line filter circuit 108 can in particular have a common-mode and differential-mode LC filter (not shown here).
  • This inverter can also be called an inverter (PWR) and the switches of the half-bridges can be designed as IGBTs (insulated-gate bipolar transistor) and/or as SiC-MOSFETs (Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) or with other controllable switches.
  • IGBTs insulated-gate bipolar transistor
  • SiC-MOSFETs Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the three-phase electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase electric drive 110 has an impedance 119 Xi e it_Ac and a shield line 117, which electrically couple a housing of the three-phase electric drive 110 and a housing of the inverter 100 to one another.
  • the electrical Three-phase drive 110 has three stator windings 112, 114, 118, each with an inductance Ls and a resistance R P h-st P.
  • Figure 1 shows a coupling capacitance C w -h of the stator winding 114 relative to a housing of the three-phase electric drive 110.
  • a high-frequency current path is outlined in dashed lines in Figure 1, which leads from a high-potential input connection of the inverter via a conductively switched high-side switch 105 and further via a phase of the three-phase electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase electrical drive 110 to a connection of the stator winding 114.
  • stator winding 114 with its winding, which has an electrical resistance R P h-st P is capacitively coupled to the housing of the three-phase drive 110
  • the high-frequency current path continues via the coupling capacitance C w -h of the stator winding 114 relative to the housing of the three-phase electrical drive 110, and leads back via the shield line 117 of the electrical coupling between inverter 100 and three-phase drive 110, or alternatively via a common chassis of the inverter 100 and the three-phase drive 110, to the housing of the inverter 100 and is closed via a leakage capacitance CY, which couples a low-potential input terminal to the housing of the inverter 100.
  • a leakage capacitance CY which couples a low-potential input terminal to the housing of the inverter 100.
  • This high-frequency current path can form a resonant circuit that can generate a switching peak when the respective switches 101-106 of the half-bridges are switched on, which typically has a higher frequency of this resonant circuit than the switching frequency of the inverter 100.
  • the described switching peak when the respective switches 101-106 are switched on can occur in different forms in high-voltage systems and in low-voltage systems of inverters.
  • the high-frequency current path shown in the sketched equivalent circuit diagram of the inverter 100 in Figure 1 and described above can be summarized in a sketched equivalent circuit diagram according to Figure 2 for clock-frequency switching operations of the inverter 100, e.g. when switching on the high-side switch 105.
  • the equivalent circuit of the inverter 100 is applied to the resistance Rds,on of a switch of the B6 bridge, the first terminal of which is connected to the high-potential input terminal of the inverter 100, or the battery 120, which supplies the voltage UDC, and the leakage capacitance C y 107, the first terminal of which is coupled to the low-potential input terminal of the inverter 100, or the battery 120, respectively.
  • the coupling 119 of the inverter 100 with the three-phase drive 110 is characterized by means of a resistor RL 212, a capacitance Chamess 218 and an inductance LL 214, wherein a first connection of the resistor RL 212 is electrically coupled to a second connection of the resistor Rds,on of a switch of the B6 bridge and a second connection of the resistor RL 212 is electrically coupled to a first connection of the inductance LL 214, the second connection of which is electrically coupled to a first connection of the three-phase drive 110.
  • a center tap of the series connection of the resistor RL 212 and the inductance LL 214 is coupled to a first connection of the capacitor Chames and the second connection of the capacitor Chames is electrically coupled both to a second connection of the inverter, or to a second connection of the capacitance C y , and to a second connection of the three-phase drive 120.
  • the three-phase drive 110 can be characterized for the resonance circuit by a series connection of a resistor Rph-stp 114, whose value is x* Rph-stp, with x less than 1, and a capacitor Cw-h 219 to which a voltage Uph,EM-hsg is applied.
  • a first connection of the resistor Rph-stp 114 is coupled to the high-potential connection of the three-phase drive 110 and the second connection of the capacitor Cw-h 219 is electrically coupled to a low-potential connection of the three-phase drive 120.
  • the voltage Uph-hsg characterizes a voltage between the corresponding phase connection and the housing of the three-phase drive 110.
  • the high-potential connection of the three-phase drive 110 is coupled to a second connection of the inductance LL 214 and the low-potential connection of the three-phase drive 110 is coupled to the second connection of the capacitor Chames.
  • a resistor from a MOSFET can be used as a high-side switch for the resistor Rds,on.
  • the resistance RL can be estimated by connecting a typically used copper cable and a shield resistance can be estimated by using the resistance of a typical shield.
  • a value of the resistance Rph-stp 114 of the winding of a phase of the three-phase drive 110 can be estimated with x*Rph-stp, whereby the value for Rph-stp deviates from a direct current resistance due to a skin effect.
  • x the factor for Rph-stp deviates from a direct current resistance due to a skin effect.
  • Figure 3 represents an approximation 300 of the equivalent circuit of the high-frequency current path, which was sketched and explained with Figure 2.
  • This approximation 300 of the equivalent circuit of the high-frequency current path corresponds to the equivalent circuit explained above with the difference that the capacitance Chames 218 is electrically coupled directly in parallel to the capacitance Cw-h 118.
  • the second connection of the capacitance Chames 218 is electrically connected to the second connection of the capacitance Cw-h 118 by means of the coupling via the shielding of the electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase drive 110.
  • the equivalent circuit of the high-frequency current path can thus be sketched as in Figure 4a in a further approximation.
  • the resistors have been combined in a resistor R 430 and, for the sake of simplicity, the indices of the switching elements of the equivalent circuit have been omitted.
  • C is equated with the capacitance Cg and the inductance LL 214 is equated with L.
  • the switching of the switch 105 of the corresponding half-bridge is replaced by a switch 420 which, when switched on, uses the high-frequency current path with a voltage source U0.
  • the voltage source U0 therefore corresponds to the voltage UDC of the other equivalent circuits.
  • Figure 4a further summarizes the components of the simplified equivalent circuit diagram of Figure 3 for an analytical calculation of the resonant circuit, in that a voltage source 410 with a voltage U0 is a series circuit consisting of a switch S 420, a resistor R 430, an inductance L 440 and a capacitor C 450, at which a voltage uc(t) can be determined.
  • a current i(t) 460 flows in the resonant circuit.
  • the voltage uc(t) corresponds to a voltage curve between a phase connection of the three-phase drive 110 and the housing of the Three-phase drive 110, i.e. a terminal voltage of a phase of the three-phase drive 110 against the housing of the three-phase drive 120, whereby this voltage loads the insulation of the phase winding against a laminated core or the housing of the three-phase drive 110.
  • An analytical solution of a differential equation derived from the circuit described in Figure 4a for the voltage Uc(t) across the capacitor C 450 or the voltage at the capacitor Cw can be derived from a homogeneous solution and a particular solution of the differential equations.
  • the voltage U(ph-housing) can be used to identify a voltage that is present between a phase connection and a housing of a load. By means of galvanic coupling between the housing of the load and a housing of the inverter, by means of a shielding cable or coupling to a common chassis, this voltage can also be present between a phase connection and the housing of the inverter.
  • the dashed curve 520 corresponds to a voltage curve between the phase connection of the three-phase drive 110, or a machine terminal, and the low-potential connection of the inverter 100, or the negative HV potential or an intermediate circuit "GND".
  • Figure 6 describes an equivalent circuit diagram 600, which results from two superimposed equivalent circuit diagrams of Figure 4a, i.e. two high-frequency current paths, in order to describe a situation in which the inverter 100, in order to operate a load, such as the three-phase drive 110, in addition to the switched-on high-side switch 105 of a half-bridge, simultaneously switches on a low-side switch, for example 104, of another half-bridge against GND of the inverter 100 in order to allow load currents to flow in the windings of the three-phase drive 110.
  • a load such as the three-phase drive 110
  • a low-side switch for example 104
  • the capacitance C w -h is a capacitance between the turns of the respective stator windings of the three-phase drive 110 and the housing of the three-phase drive 110.
  • the factor x can be used to take into account that, due to the geometry of the winding, not all resistance components of the winding are capacitively coupled to the housing to the same extent. Therefore, in the equivalent circuit diagram 600 of Figure 6, this situation is characterized by a tap on the resistor Rph-stp 216, in particular corresponding to a potentiometer.
  • the resistances of the stators for phase U and for phase V of the inverter 100 are electrically coupled to one another via the respective inductances of the stators at the star point 610, so that a current can flow through the three-phase drive 110.
  • a value of the capacitance Cw-h 118 was divided into the two branches of the equivalent circuit between the two high-frequency current paths to Cw-h/2.
  • the first branch of phase u is supplied with a voltage UDC1 and the second branch of phase v is supplied with a voltage UDC2 in order to take into account that the respective high-side switches 105 of a half-bridge and the respective low-side switches of another half-bridge can be switched independently of one another.
  • Figure 7a sketches the same equivalent circuit 600 with two high-frequency current paths in a symmetrical representation corresponding to an equivalent circuit 700.
  • the voltages Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg are the respective phase voltages at the machine terminals of the three-phase drive 110 against the housing of the three-phase drive 110, and the linked phase-to-phase voltage Uu-v is then the difference between the two phase voltages Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg, as outlined in Figure 7a.
  • Figure 7b outlines a profile of a control signal of a high-side switch of a half-bridge in the form of, for example, a periodic square-wave signal.
  • Figure 7c outlines a profile of a control signal of a low-side switch of another half-bridge, which corresponds to the control signal of the high-side switch, but is shifted by a time interval tl compared to the control signal of the high-side switch in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
  • the signals have an identical duty cycle of 50%, but the duty cycle for controlling the inverter can be different from 50%.
  • the entire course of the switching voltage UDC2 can be offset from the switching voltage UDC1 by an arbitrarily selectable time interval tl 702.
  • Figure 8 shows a diagram of the voltage U(u-GND) 820 of phase u against the low-voltage potential GND of the inverter 100 and a diagram of the voltage U(v-GND) 810 of phase v against the low-voltage potential GND of the inverter 100, each plotted against time t.
  • These voltages can cause insulation between a machine winding of a Stator and a laminated core of the stator or a housing of the three-phase drive 110.
  • this differential voltage of the phases Uu-v(t) can reach approximately 2.5 times the intermediate circuit voltage UDC.
  • These potential differences can strain the wire insulation of the respective phase cables and thus reduce the service life of the unit consisting of the inverter and three-phase drive 110.
  • these high potential differences can generate electromagnetic interference levels (EMC).
  • the diagram in Figure 9 outlines a curve of the voltage U(u-GND) 920 of the phase u against the low-voltage potential GND of the inverter 100 and a curve of the voltage U(v-GND) 910 of the phase v against the low-voltage potential GND of the inverter 100, each against time t.
  • These improved voltage curves result from the use of an inverter 100 for generating at least a single-phase alternating current in a load 110, which has a first half-bridge comprising a high-side switch 103 and a low-side switch 104; and a second half-bridge comprising a high-side switch 105 and a low-side switch 106; and a control module.
  • the control module is set up to control the respective high-side switch 103, 105 and/or the respective low-side switch 104, 106 of the first half-bridge and/or the second half-bridge. Furthermore, the control module is configured to switch on the low-side switch 104, 106 of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch 103, 105 of a respective other half-bridge, which corresponds to operating the load, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load 110 operated with the inverter 100.
  • the course of the differential voltage of two phases Uu-v(t) 930 can be read from the diagram in Figure 9 as a horizontal line without a visible transient response. Due to this significantly lower voltage load compared to the curve 830 in the illustration in Figure 8, wire insulation of the respective phase lines can be subjected to less load and thus the service life of the inverter 100 and/or the three-phase drive 110 can be extended. In addition, the generation of an electromagnetic interference level (EMC) can be reduced by the lower amplitude of the voltage Uu-v(t) 930.
  • EMC electromagnetic interference level
  • non-synchronizable shutdown processes can also occur in any switching pattern of the control of the switches of the respective half-bridges. This is because in order to modulate the phase voltage, for example of a sinusoidal symmetrical rotary or multi-phase voltage system, the half-bridge voltages must each have different duty cycles. This leaves a corresponding transient for U U v, so that the switching transient occurring between two phase connections can effectively only be reduced by a factor of 1.75 of UDC.

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Abstract

An inverter (100) for generating an at least single-phase alternating current in a load (110) is described, the inverter having: a first half-bridge, which has a high-side switch (103) and a low-side switch (104); a second half-bridge, which has a high-side switch (105) and a low-side switch (106); and a control module for actuating the high-side switch (103, 105) and/or the low-side switch (104, 106) of the first half-bridge and/or of the second half-bridge; wherein the control module is designed to activate the low-side switch (104, 106) of one of the half-bridges with a time offset, by a time interval, in relation to a high-side switch (103, 105), which is correspondent for the purposes of operating the load, of another half-bridge, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load (110) that is operated using the inverter (100).

Description

Beschreibung Description
Titel Title
WECHSELRICHTERN MIT ZEITVERSATZ BEI ZUSAMMENFALLENDEN HIGH- UND LOW-SIDE SCHALTVORGÄNGEN INVERTERS WITH TIME OFFSET FOR COINCIDENTAL HIGH- AND LOW-SIDE SWITCHING OPERATIONS
Stand der Technik State of the art
In schnellschaltenden Wechselrichtern oder Invertern für bürstenlose elektrische Mehrphasenantriebe, mit z.B. SiC-MOSFET-Endstufen, treten, insbesondere zwischen den Zuleitungen der Statorwicklungen, Schaltspitzen auf, die theoretisch bis zum 3- fachen einer Zwischenkreisspannung betragen können. In einer realen Ausführung werden Schaltspitzen in Höhe des 2,5-fachen der Zwischenkreisspannung gemessen. In fast-switching inverters or inverters for brushless electric multiphase drives, with e.g. SiC MOSFET output stages, switching peaks occur, particularly between the supply lines of the stator windings, which can theoretically be up to 3 times the intermediate circuit voltage. In a real design, switching peaks of 2.5 times the intermediate circuit voltage are measured.
Offenbarung der Erfindung Disclosure of the invention
Ursächlich für solche Schaltspitzen kann eine Ausbildung einer gegenüber der Schaltfrequenz höherfrequenten Schwingfrequenz eines Resonanzkreises eines Hochfrequenz-Strompfades aus einer Leitungsinduktivität zwischen Schaltern des Wechselrichters und einer Maschinenwicklung einer Last und einer Wicklungskapazität der Maschinenwicklung gegen ein Gehäuse und zurück über eine Abschirmung der Leitung, d. h. ein Leitungsschirm und/oder mittels eines Chassis zu einem Gehäuse des Wechselrichters sein. Dabei kann ein resultierender Stromkreis über eine Ableitkapazität des Wechselrichters geschlossen werden. Der Effekt kann in unterschiedlicher Ausprägung bei Hochvoltsystemen und bei Niedervolt-System auftreten. The cause of such switching peaks can be the formation of an oscillation frequency that is higher than the switching frequency of a resonant circuit of a high-frequency current path from a line inductance between switches of the inverter and a machine winding of a load and a winding capacitance of the machine winding against a housing and back via a shield of the line, i.e. a cable shield and/or via a chassis to a housing of the inverter. A resulting circuit can be closed via a leakage capacitance of the inverter. The effect can occur in different forms in high-voltage systems and in low-voltage systems.
Gemäß Aspekten der Erfindung wird ein Wechselrichter zur Erzeugung eines mindestens einphasigen Wechselstroms, ein Verfahren zum Steuern eines Wechselrichters und eine Verwendung des Wechselrichters gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche vorgeschlagen. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche sowie der nachfolgenden Beschreibung. According to aspects of the invention, an inverter for generating at least a single-phase alternating current, a method for controlling an inverter and a use of the inverter according to the features of the independent claims are proposed. Advantageous Embodiments are the subject of the dependent claims and the following description.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Wechselrichter zur Erzeugung eines mindestens einphasigen Wechselstroms in einer Last vorgeschlagen, der eine erste Halbbrücke aufweist, die einen Highside-Schalter und einen Lowside-Schalter umfasst; und eine zweite Halbbrücke aufweist, die einen Highside-Schalter und einen Lowside- Schalter umfasst; und ein Steuermodul aufweist. Dabei ist das Steuermodul zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters und/oder des jeweiligen Lowside- Schalters der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke eingerichtet. Weiterhin ist das Steuermodul eingerichtet, den Lowside-Schalter einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, insbesondere, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren. According to one aspect of the invention, an inverter for generating at least one-phase alternating current in a load is proposed, which has a first half-bridge that includes a high-side switch and a low-side switch; and a second half-bridge that includes a high-side switch and a low-side switch; and a control module. The control module is designed to control the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge. Furthermore, the control module is designed to switch on the low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of another half-bridge that corresponds to operating the load, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
D. h. mit anderen Worten, dass das Steuermodul eingerichtet ist, die jeweiligen Highside-Schalter einer Halbbrücke gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Lowside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke unabhängig voneinander geschaltet werden können. In other words, the control module is designed so that the respective high-side switches of one half-bridge can be switched independently of one another in relation to a low-side switch of another half-bridge that corresponds to the load.
Dabei kann die jeweilige Halbbrücke zwei Schalter aufweisen, wie beispielsweise Leistungs-Halbleiter, die in Serie zwischen die Stromversorgung geschaltet sind. Der Schalter, der mit dem höheren elektrischen Potenzial in einer Halbbrücke verbunden ist, kann dabei als der Highside-Schalter definiert sein. Der Schalter, der mit dem niedrigeren elektrischen Potenzial in der jeweiligen Halbbrücke verbunden ist, kann dabei als der Lowside-Schalter definiert sein. Der jeweilige Lowside- oder Highside- Schalter kann dabei auch mehrere einzelnen parallel geschalteten Leistungshalbleitern aufweisen. The respective half-bridge can have two switches, such as power semiconductors, which are connected in series between the power supply. The switch that is connected to the higher electrical potential in a half-bridge can be defined as the high-side switch. The switch that is connected to the lower electrical potential in the respective half-bridge can be defined as the low-side switch. The respective low-side or high-side switch can also have several individual power semiconductors connected in parallel.
Die jeweiligen Halbbrücken können Teil einer B4-Brücke oder einer B6-Brücke oder einer B8-Brücke des Wechselrichters sein, der insbesondere dafür eingerichtet sein kann, einem bürstenlosen elektrischen Mehrphasenantrieb als Last eine mehrphasige Wechselspannung bereitzustellen. Dabei kann der Wechselstrom an Mittelabgriffen unterschiedlicher Halbbrücken von dem Wechselrichter bereitgestellt werden, wobei an den jeweiligen Halbbrücken eine Zwischenkreisspannung einer Spannungsquelle anlegen kann. Der Wechselrichter kann auch ein Inverter sein. Eine jeweilige Korrespondenz eines Highside-Schalters einer Halbbrücke und eines Highside-Schalters einer anderen Halbbrücke für ein Betreiben der Last, kann von einem Schaltmuster, bzw. Kommutierungsmuster, des Wechselrichters, bzw. des Steuermoduls, abhängen, welches bestimmt, wie die Schalter in den jeweiligen Halbbrücken des Wechselrichters für den Betrieb der Last geschaltet werden. Dabei ist das beschriebene zeitversetzte Einschalten der jeweiligen Last mit einem beliebigen entsprechenden Schaltmuster des Wechselrichters, welcher eine Last mit einem Strom treibt, möglich. The respective half-bridges can be part of a B4 bridge or a B6 bridge or a B8 bridge of the inverter, which can be designed in particular to provide a multiphase alternating voltage to a brushless electric multiphase drive as a load. The alternating current can be provided by the inverter at center taps of different half-bridges, whereby an intermediate circuit voltage from a voltage source can be applied to the respective half-bridges. The inverter can also be an inverter. A respective correspondence of a high-side switch of a half-bridge and a high-side switch of another half-bridge for operating the load can depend on a switching pattern or commutation pattern of the inverter or the control module, which determines how the switches in the respective half-bridges of the inverter are switched for operating the load. The described time-delayed switching on of the respective load is possible with any corresponding switching pattern of the inverter, which drives a load with a current.
D. h. mit anderen Worten, dass jeweils ein Lowside-Schalter einer Halbbrücke mit einem Highside-Schalter einer anderen Halbbrücke korrespondiert, wenn der jeweilige leitfähig geschaltete Lowside-Schalter mit dem jeweiligen leitfähig geschalteten Highside-Schalter einen Strom durch die Last, insbesondere für einen Betrieb der Last, ermöglichen. Dabei kann das Zeitintervall, um das dieses Einschalten zeitversetzt ist, kurz sein gegenüber einem Intervall, indem die jeweiligen korrespondierenden Schalter für den Betrieb der Last leitfähig geschaltet werden. Insbesondere kann das Zeitintervall vorteilhafterweise um einen Faktor 10 bis zu einem Faktor 10000, oder ganz vorteilhaft um einen Faktor 10 bis zu einem Faktor 1000, oder besonders vorteilhaft um einen Faktor 10 bis zu einem Faktor 1000 kleiner sein als ein Intervall, in dem die oben beschriebenen korrespondierenden Schalter leitfähig geschaltet werden. In other words, a low-side switch of a half-bridge corresponds to a high-side switch of another half-bridge if the respective low-side switch switched to conductive enables a current to flow through the load, in particular for operating the load, with the respective high-side switch switched to conductive. The time interval by which this switching on is delayed can be short compared to an interval in which the respective corresponding switches are switched to conductive for operating the load. In particular, the time interval can advantageously be smaller by a factor of 10 to a factor of 10,000, or very advantageously by a factor of 10 to a factor of 1,000, or particularly advantageously by a factor of 10 to a factor of 1,000 than an interval in which the corresponding switches described above are switched to conductive.
Durch ein, um ungefähr eine halbe Periode der Stör- oder Resonanz-Schwingung, insbesondere des Hochfrequenz-Strompfads, zeitversetztes Einschalten der, wie oben beschriebenen korrespondierenden, Schalter können die jeweils generierten Transienten der Spannung sich phasenverschoben überlagern, um sich zumindest teilweise gegenseitig auszulöschen. By switching on the corresponding switches as described above with a time delay of approximately half a period of the interference or resonance oscillation, in particular of the high-frequency current path, the respectively generated voltage transients can superimpose each other in a phase-shifted manner in order to at least partially cancel each other out.
Vorteilhafterweise kann der Wechselrichter in Ausprägung bei Hochvoltsystemen und in Niedervolt-System verwendet werden. Dabei kann ein Niedervolt-System beispielsweise ein 12 V oder 48 V System sein. The inverter can be used advantageously in both high-voltage and low-voltage systems. A low-voltage system can be a 12 V or 48 V system, for example.
Vorteilhafterweise können mit dem Wechselrichter die jeweiligen Schalter des Wechselrichters, wie oben beschrieben, optimiert geschaltet werden, um Schalt- Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren. Vorteilhafterweise können mit dem Wechselrichter die jeweiligen Schalter des Wechselrichters optimiert geschaltet werden, um eine Amplitude von Schalttransienten der Leiterspannung in einer Statorwicklung der Last, wie beispielsweise eines elektrischen Mehrphasenantriebs, zu reduzieren. Advantageously, the inverter can be used to switch the respective switches of the inverter in an optimized manner, as described above, in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter. Advantageously, the inverter can be used to switch the respective switches of the inverter in an optimized manner in order to reduce the amplitude of switching transients. the line voltage in a stator winding of the load, such as a multiphase electrical drive.
Vorteilhafterweise können mit dem Wechselrichter die jeweiligen Schalter des Wechselrichters optimiert geschaltet werden, um Schalttransienten zwischen den jeweiligen Phasen einem, von dem Wechselrichter bereitgestellten, mehrphasigen Wechselstrom und/oder um Schalttransienten zwischen den jeweiligen Phasen und einem Gehäuse der Last zu reduzieren. Advantageously, the inverter can be used to optimally switch the respective switches of the inverter in order to reduce switching transients between the respective phases of a multiphase alternating current provided by the inverter and/or to reduce switching transients between the respective phases and a housing of the load.
D.h. mit dem hier beschriebenen Wechselrichter kann eine Vermeidung bzw. Reduktion hoher Schalttransienten entweder zwischen den unterschiedlichen Phasen des Wechselrichters oder zwischen einer jeweiligen Phase des Wechselrichters und einem Gehäuse einer Last durch ein optimiertes Schalten der Schalter bzw. Schaltelemente erreicht werden. Insbesondere kann eine Schalttransienten einer Leiterspannung der jeweiligen Phase in der Statorwicklung der Last vom theoretischen Faktor 3, bzw. real: ca. 2,5, auf einen theoretischen Faktor 2, bzw. real: ca. 1,75, der Zwischenkreisspannung durch die beschriebene Ansteuerung der Schalter begrenzt werden. Durch die entsprechende Reduzierung der Potenzialdifferenzen kann eine Belastung einer Drahtisolation der jeweiligen Phasen reduziert werden und/oder eine Lebensdauer des Wechselrichters und/oder der Last erhöht werden. Außerdem kann durch die Reduzierung der Potenzialdifferenzen eine Erzeugung elektromagnetischer Störpegel (EMV) reduziert werden. This means that with the inverter described here, high switching transients can be avoided or reduced either between the different phases of the inverter or between a respective phase of the inverter and a housing of a load by optimizing the switching of the switches or switching elements. In particular, a switching transient of a line voltage of the respective phase in the stator winding of the load can be limited from a theoretical factor of 3, or in reality: approx. 2.5, to a theoretical factor of 2, or in reality: approx. 1.75, of the intermediate circuit voltage by controlling the switches as described. By reducing the potential differences accordingly, a load on the wire insulation of the respective phases can be reduced and/or the service life of the inverter and/or the load can be increased. In addition, the generation of electromagnetic interference (EMC) can be reduced by reducing the potential differences.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Zeitintervall, basierend auf einer halben Periode einer Einschalt-Schwingung mit der Last, oder einer halben Stör- oder Resonanz-Schwingperiode mit der Last, bestimmt wird. According to one aspect, it is proposed that the time interval is determined based on half a period of a turn-on oscillation with the load, or half a disturbance or resonance oscillation period with the load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass die Last des Wechselrichters eine induktive Last ist, und insbesondere die Last eine jeweilige Statorwicklung eines Mehrphasenantriebs ist, die eine induktive Last sein kann. According to one aspect, it is proposed that the load of the inverter is an inductive load, and in particular the load is a respective stator winding of a multi-phase drive, which may be an inductive load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass der Wechselrichter, der insbesondere eingerichtet ist einen mehrphasigen Wechselstrom zu erzeugen, eine dritte Halbbrücke, mit einem Highside-Schalter und einem Lowside- Schalter, aufweist; wobei das Steuermodul, zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke und/oder der dritten Halbbrücke, eingerichtet ist, den Lowside- Schalter einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, insbesondere, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren und/oder um elektromagnetische Störpegel zu reduzieren und/oder um eine Potenzialdifferenz zwischen der Last und einem Gehäuse der Last zu reduzieren. According to one aspect, it is proposed that the inverter, which is in particular designed to generate a multi-phase alternating current, has a third half-bridge with a high-side switch and a low-side switch; wherein the control module is designed to control the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge and/or the third half-bridge, the low-side switch of one of the half-bridges is offset by a time interval from a time interval for to switch on the high-side switch of a different half-bridge corresponding to the load, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter and/or to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass der Wechselrichter mittels einer Vielzahl von Halbbrücken, die jeweils einen Highside-Schalter und einen Lowside- Schalter aufweisen, eingerichtet ist, insbesondere mehrphasigen Wechselstrom zu erzeugen; und wobei das Steuermodul, zur Ansteuerung eines jeweiligen Highside- Schalters einer jeweiligen Halbbrücke um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last jeweils korrespondierenden Highside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, insbesondere, um Schalt- Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren und/oder um elektromagnetische Störpegel zu reduzieren und/oder um eine Potenzialdifferenz zwischen der Last und einem Gehäuse der Last zu reduzieren.. According to one aspect, it is proposed that the inverter is set up by means of a plurality of half-bridges, each of which has a high-side switch and a low-side switch, in particular to generate multi-phase alternating current; and wherein the control module is designed to switch on a respective high-side switch of a respective half-bridge offset by a time interval from a corresponding high-side switch of a respective other half-bridge for operating the load, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter and/or to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Steuermodul eingerichtet ist, den Lowside-Schalter einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, um elektromagnetische Störpegel zu reduzieren und/oder um eine Potenzialdifferenz zwischen der Last und einem Gehäuse der Last zu reduzieren. According to one aspect, it is proposed that the control module is configured to switch on the low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to operating the load in order to reduce electromagnetic interference levels and/or to reduce a potential difference between the load and a housing of the load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Steuermodul eingerichtet ist, den jeweiligen Lowside-Schalter einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter einer jeweils anderen Halbbrücke in einem beliebigen Schaltmuster, welches von dem Steuermodul zur Ansteuerung an die jeweiligen Schalter derjeweiligen Halbbrücken bereitgestellt wird, eingeschaltet wird. According to one aspect, it is proposed that the control module is configured to switch on the respective low-side switch of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to operating the load in any switching pattern provided by the control module for controlling the respective switches of the respective half-bridges.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Einschalten des jeweiligen Lowside-Schalters einer jeweiligen Halbbrücke um ein Zeitintervall früher gegenüber dem, für einen Betrieb der Last korrespondierenden Highside-Schalters einer jeweiligen anderen Halbbrücke zeitversetzt ist. Alternativ kann das Einschalten des jeweiligen Lowside-Schalters einer jeweiligen Halbbrücke um ein Zeitintervall später gegenüber dem, für einen Betrieb der Last korrespondierenden Highside-Schalters einer jeweiligen anderen Halbbrücke zeitversetzt sein. According to one aspect, it is proposed that the switching on of the respective low-side switch of a respective half-bridge is delayed by one time interval earlier than the high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to the operation of the load. Alternatively, the switching on of the respective low-side switch of a respective half-bridge can be delayed by one time interval be offset in time from the high-side switch of a respective other half-bridge corresponding to the operation of the load.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Zeitintervall einen Wert aufweist, der in einem Bereich zwischen einer zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode und einer ganzen Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder vorzugsweise in einem Bereich zwischen einer viertel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode und einer dreiviertel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder besonders vorzugsweise innerhalb eines Intervalls von einer Zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode um eine halbe Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder ganz besonders vorzugsweise eine halbe Resonanz-Schwingperiode oder halben Stör-Schwingperiode beträgt, wobei insbesondere die Stör-oder Resonanz-Schwingperiode mittels eines Hochfrequenz-Strompfads des Wechselrichters in Zusammenwirkung mit der Last bestimmt wird. According to one aspect, it is proposed that the time interval has a value that lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and three-quarters of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably lies within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and half a disturbance or resonance oscillation period; or very particularly preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period, wherein in particular the disturbance or resonance oscillation period is determined by means of a high-frequency current path of the inverter in interaction with the load.
Alternativ oder zusätzlich kann die Stör-oder Resonanz-Schwingperiode mittels einer Messung, insbesondere einer Frequenz, eines Einschaltpeaks bestimmt werden, wenn zumindest ein Schalter einer Halbbrücke eingeschaltet wird. Alternatively or additionally, the disturbance or resonance oscillation period can be determined by means of a measurement, in particular a frequency, of a switch-on peak when at least one switch of a half-bridge is switched on.
Es sollte darauf hingewiesen werden, dass in einem beliebigen Schaltmuster des Steuermoduls Ausschaltvorgänge von einzelnen Schaltern der jeweiligen Halbbrücken auftreten können, die nicht in der oben beschriebenen Weise mit einem Zeitversatz eines anderen Schaltvorgangs „synchronisiert“ werden können, um Schalt- Spannungsspitzen zu reduzieren. It should be noted that in any switching pattern of the control module, turn-off operations of individual switches of the respective half-bridges can occur, which cannot be "synchronized" in the manner described above with a time offset of another switching operation in order to reduce switching voltage peaks.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Zeitintervall mittels einer Berechnung, basierend auf Parametern des Wechselrichters und/oder Parametern der Last, bestimmt wird; und/oder dass das Zeitintervall, basierend auf einer Messung der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode, bestimmt wird; und wobei der Wechselrichter und/oder die Steuereinrichtung eingerichtet ist, das bestimmte Zeitintervall zu empfangen. According to one aspect, it is proposed that the time interval is determined by means of a calculation based on parameters of the inverter and/or parameters of the load; and/or that the time interval is determined based on a measurement of the disturbance or resonance oscillation period; and wherein the inverter and/or the control device is configured to receive the determined time interval.
Dabei kann die Messung mittels einer Messeinrichtung durch den Wechselrichter und/oder die Steuereinrichtung durchgeführt werden. The measurement can be carried out by means of a measuring device in the inverter and/or the control device.
Insbesondere kann das Zeitintervall mittels einer, gegenüber der Schaltfrequenz des Wechselrichters, höherfrequenten Schwingfrequenz eines Resonanzkreises oder eines Hochfrequenz-Strompfades aus Leitungsinduktivität Lieft, AC zwischen jeweiligen Schaltern einer entsprechenden Halbbrücken des Wechselrichters und einer Last, wie beispielsweise einer Maschinenwicklung, insbesondere eines Dreiphasenantriebs, und einer Wicklungskapazität Cw-h der Last gegen ein Gehäuse der Last und zurück über einen Leitungsschirm der Zuleitung vom Wechselrichter zur Last oder alternativ über ein Chassis, das mit dem Wechselrichter und der Last elektrisch gekoppelt ist, einem Gehäuse des Wechselrichters. Geschlossen werden kann der Resonanzkreis über eine Ableitkapazität Cy eines Niederpotenzialanschluss des Wechselrichters gegen ein Gehäuse des Wechselrichters. In particular, the time interval can be determined by means of a higher frequency oscillation frequency of a resonant circuit or a high frequency current path consisting of line inductance Lieft, AC between respective switches of a corresponding half-bridge of the inverter and a load, such as a machine winding, in particular a three-phase drive, and a winding capacitance C w -h of the load against a housing of the load and back via a cable shield of the supply line from the inverter to the load or alternatively via a chassis that is electrically coupled to the inverter and the load, a housing of the inverter. The resonant circuit can be closed via a leakage capacitance C y of a low-potential connection of the inverter against a housing of the inverter.
Beispielsweise kann eine Taktfrequenz einer Ansteuerung eines bürstenlosen elektrischen Mehrphasenantriebs zwischen 20 kHz und 100 kHz liegen. Die Schwingfrequenz des Resonanzkreises kann einige MHz betragen und somit um einen Faktor 10 bis 1000 höher sein. Dabei kann die Takfrequenz beispielsweise Frequenzen in einem Bereich von kleiner als 10 kHz bis zu mehr als 300 kHz aufweisen. For example, a clock frequency of a control of a brushless electric multiphase drive can be between 20 kHz and 100 kHz. The oscillation frequency of the resonant circuit can be several MHz and thus higher by a factor of 10 to 1000. The clock frequency can, for example, have frequencies in a range from less than 10 kHz to more than 300 kHz.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass der Wechselrichter eingerichtet ist, eine Temperatur des Wechselrichters zu bestimmen und/oder eine Temperatur der Last zu bestimmen und/oder zu empfangen; und der Wechselrichter eingerichtet ist, mittels einer gespeicherten Kennlinie oder einem gespeicherten Kennfeld das Zeitintervall abhängig von der Temperatur des Wechselrichters und/oder der Last zu bestimmen. According to one aspect, it is proposed that the inverter is configured to determine a temperature of the inverter and/or to determine and/or receive a temperature of the load; and the inverter is configured to determine the time interval depending on the temperature of the inverter and/or the load by means of a stored characteristic curve or a stored characteristic map.
Dabei kann die gespeicherte Kennlinie At(T) eine Abhängigkeit des Zeitintervalls At bzw. der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode von der Temperatur charakterisieren. Die Parameter des Wechselrichters und/oder Parameter der Last können Induktivitäten und Kapazitäten, wie beispielsweise eine Wicklungskapazität der Last, umfassen, die temperaturabhängig sein können und/oder altern können. Somit kann sowohl die Temperaturabhängigkeit als auch die Alterung mittels eines gespeicherten Kennfeldes das Zeitintervall zu bestimmen. The stored characteristic curve At(T) can characterize a dependence of the time interval At or the disturbance or resonance oscillation period on the temperature. The parameters of the inverter and/or parameters of the load can include inductances and capacitances, such as a winding capacitance of the load, which can be temperature-dependent and/or age. Both the temperature dependence and the ageing can therefore be used to determine the time interval using a stored characteristic map.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass das Steuermodul, mittels einer Regelschaltung, eingerichtet ist, basierend auf einem bestimmten Anfangswert für das Zeitintervall mittels einer Messung einer Amplitude der Stör- oder Resonanz- Schwingperiode und/oder einer Messung der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode das Zeitintervall zu regeln, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren. According to one aspect, it is proposed that the control module is configured, by means of a control circuit, to regulate the time interval based on a specific initial value for the time interval by means of a measurement of an amplitude of the disturbance or resonance oscillation period and/or a measurement of the disturbance or resonance oscillation period in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
Insbesondere können Spannungs-Überschwinger, d. h. Schalt-Spannungsspitzen, beim Einschalten gemessen werden, und mittels einer Regelschaltung, die insbesondere selbstlernende ist, im Betrieb des Wechselrichters mit der Regelschaltung minimiert werden. Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass der Schalter ein spannungsgesteuerter und/oder stromgesteuerter Schalter ist. Dabei kann der Schalter ein Leistungs-Halbleiter sein. Insbesondere kann der Leistungs-Halbleiter auf Basis von Silizium-Carbid und/oder Galliumnitrid gefertigt sein. Der Schalter des Wechselrichters kann ein MOS-Feldeffekttransistor und/oder ein IGB- Transistor sein. In particular, voltage overshoots, ie switching voltage peaks, can be measured during switching on and minimized by means of a control circuit, which is in particular self-learning, during operation of the inverter with the control circuit. According to one aspect, it is proposed that the switch is a voltage-controlled and/or current-controlled switch. The switch can be a power semiconductor. In particular, the power semiconductor can be made on the basis of silicon carbide and/or gallium nitride. The switch of the inverter can be a MOS field-effect transistor and/or an IGB transistor.
Es wird ein Verfahren zum Steuern eines Wechselrichters vorgeschlagen, der eingerichtet ist, zumindest einen einphasigen Wechselstrom an einer Last zu erzeugen, wobei der Wechselrichter eine erste Halbbrücke, die einen Highside- Schalter und einen Lowside-Schalter aufweist. Weiterhin weist der Wechselrichter eine zweite Halbbrücke auf, die einen Highside-Schalter und einen Lowside- Schalter aufweist. Darüber hinaus weist der Wechselrichter ein Steuermodul, zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke auf. In einem Schritt des Verfahrens wird der Lowside-Schalter oder des Highside-Schalter einer der Halbbrücken eingeschaltet. In einem weiteren nachfolgenden Schritt wird ein, für ein Betreiben der Last korrespondierender Highside-Schalter oder ein für ein Betreiben der Last korrespondierender Lowside-Schalter einer anderen Halbbrücke eingeschaltet, wobei das nachfolgende Einschalten um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber dem Einschalten erfolgt, um insbesondere Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren. A method is proposed for controlling an inverter which is designed to generate at least one single-phase alternating current at a load, wherein the inverter has a first half-bridge which has a high-side switch and a low-side switch. Furthermore, the inverter has a second half-bridge which has a high-side switch and a low-side switch. In addition, the inverter has a control module for controlling the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge. In one step of the method, the low-side switch or the high-side switch of one of the half-bridges is switched on. In a further subsequent step, a high-side switch corresponding to operating the load or a low-side switch of another half-bridge corresponding to operating the load is switched on, wherein the subsequent switching on takes place with a time interval delay compared to the switching on, in particular to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
Dabei kann das Ansteuern des jeweiligen Highside-Schalters und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke mittels des Steuermoduls ein jeweiliges Einschalten und/oder ein jeweiliges Ausschalten des jeweiligen Highside-Schalters und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke, insbesondere entsprechend einem entsprechenden Schaltmuster für die Ansteuerung, umfassen. In this case, the control of the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge by means of the control module can comprise a respective switching on and/or a respective switching off of the respective high-side switch and/or the respective low-side switch of the first half-bridge and/or the second half-bridge, in particular in accordance with a corresponding switching pattern for the control.
Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass in dem Verfahren oder für den Wechselrichter das Zeitintervall basierend auf einer halben Periode einer Einschalt- Schwingung oder einer halben Stör- oder Resonanz-Schwingperiode, insbesondere seines Hochfrequenz-Strompfads des Wechselrichters 100 in Zusammenwirkung mit der Last 110 bestimmt wird. Gemäß einem Aspekt wird vorgeschlagen, dass in dem Verfahren oder für den Wechselrichter das Zeitintervall einen Wert aufweist, der in einem Bereich zwischen einer zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode und einer ganzen Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder vorzugsweise in einem Bereich zwischen einer viertel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode und einer dreiviertel Stör- oder Resonanz- Schwingperiode liegt; oder besonders vorzugsweise innerhalb eines Intervalls von einer Zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode um eine halbe Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder ganz besonders vorzugsweise eine halbe Resonanz-Schwingperiode oder halben Stör-Schwingperiode beträgt. According to one aspect, it is proposed that in the method or for the inverter, the time interval is determined based on half a period of a switch-on oscillation or half a disturbance or resonance oscillation period, in particular of its high-frequency current path of the inverter 100 in cooperation with the load 110. According to one aspect, it is proposed that in the method or for the inverter the time interval has a value which lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and three-quarters of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably lies within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and half a disturbance or resonance oscillation period; or very particularly preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period.
Es wird eine Verwendung eines der oben beschriebenen Wechselrichter, zum Bereitstellen eines mehrphasigen Wechselstroms zum Betreiben eines bürstenlosen elektrischen Mehrphasen-Antriebs vorgeschlagen. It is proposed to use one of the inverters described above to provide a multiphase alternating current for operating a brushless electric multiphase drive.
Ausführungsbeispiele Examples of implementation
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden mit Bezug auf die Figuren 1 bis 9 dargestellt und im Folgenden näher erläutert. Es zeigen: Embodiments of the invention are illustrated with reference to Figures 1 to 9 and explained in more detail below. They show:
Figur 1 skizziert ein Ersatzschaltbild eines Wechselrichters, der eine induktive Last treibt; Figure 1 outlines an equivalent circuit of an inverter driving an inductive load;
Figur 2 skizziert ein Ersatzschaltbild eines Schwingkreises einesFigure 2 shows an equivalent circuit diagram of an oscillating circuit of a
Wechselrichters der elektrisch an eine induktive Last gekoppelt ist;Inverter that is electrically coupled to an inductive load;
Figur 3 skizziert ein modifiziertes Ersatzschaltbild eines Schwingkreises eines Wechselrichters der elektrisch an eine induktive Last gekoppelt ist;Figure 3 outlines a modified equivalent circuit of an inverter resonant circuit that is electrically coupled to an inductive load;
Figur 4 a) skizziert ein weiter modifiziertes Ersatzschaltbild eines Schwingkreises eines Wechselrichters der elektrisch an eine induktive Last gekoppelt ist; und b) einen Spannungsverlauf an dem weiter modifizierten Ersatzschaltbild; Figure 4 a) sketches a further modified equivalent circuit of an oscillating circuit of an inverter that is electrically coupled to an inductive load; and b) a voltage curve on the further modified equivalent circuit;
Figur 5 skizziert einen Spannungsverlauf einer Stör- oder Resonanz- Schwingung entsprechend dem weiter modifizierten Ersatzschaltbild;Figure 5 sketches a voltage curve of a disturbance or resonance oscillation according to the further modified equivalent circuit diagram;
Figur 6 skizziert ein erweitertes modifiziertes Ersatzschaltbild eines Schwingkreises eines Wechselrichters der elektrisch an eine induktive Last gekoppelt ist; Figure 6 outlines an extended modified equivalent circuit of an inverter resonant circuit that is electrically coupled to an inductive load;
Figur 7 a) skizziert eine alternative Darstellung eines erweiterten modifizierten Ersatzschaltbildes eines Schwingkreises eines Wechselrichters der elektrisch an eine induktive Last gekoppelt ist; b) skizziert einen Verlauf einer ersten Schaltspannung; c) skizziert einen gegenüber b) zeitlich verschobenen Verlauf einer zweiten Schaltspannung; Figure 7 a) outlines an alternative representation of an extended modified equivalent circuit of an oscillating circuit of an inverter of the is electrically coupled to an inductive load; b) outlines a curve of a first switching voltage; c) outlines a curve of a second switching voltage that is shifted in time compared to b);
Figur 8 skizziert Spannungsverläufe zwischen zwei Phasen des Wechselrichters; und Figure 8 outlines voltage curves between two phases of the inverter; and
Figur 9 skizziert verbesserte Spannungsverläufe zwischen zwei Phasen des Wechselrichters für einen zeitlich verschobenen Verlauf einer zweiten Schaltspannung gegenüber einer ersten Schaltspannung. Figure 9 outlines improved voltage curves between two phases of the inverter for a time-shifted curve of a second switching voltage compared to a first switching voltage.
Die Figur 1 skizziert ein Ersatzschaltbild eines Wechselrichters 100, der einen bürstenlosen elektrischen Dreiphasenantrieb 110 als induktive Last, gespeist aus einer Batterie 120, treibt. Figure 1 outlines an equivalent circuit diagram of an inverter 100 that drives a brushless three-phase electric drive 110 as an inductive load, fed from a battery 120.
Dabei stellt die Batterie 120 eine Zwischenkreisspannung U0 bereit, die über eine Leitung 121 eine Spannung Udc = UDC an einen ersten Einganganschluss und einen zweiten Eingangsanschluss des Wechselrichters 100 bereitstellt werden. Der Wechselrichter weist eine B6-Brücke auf, die elektrisch mit den Eingangsanschlüssen des Wechselrichters 100 gekoppelt sind. Die B6-Brücke weist eine erste Halbbrücke mit einem Highside-Schalter 101 und einem Lowside-Schalter 102, und eine zweiten Halbbrücke mit einem Highside-Schalter 103 und einem Lowside- Schalter 104 und eine dritten Halbbrücke mit einem Highside-Schalter 105 und einem Lowside-Schalter 106 auf. Die jeweiligen Mittelabgriffe lu, Iv, Iw der entsprechenden Halbbrücken sind mit dem elektrischen Dreiphasenantrieb 110 elektrisch gekoppelt, um eine dreiphasige Spannung bereitzustellen. Die zwei Eingangsanschlüsse des Wechselrichters 100 sind mit zwei Kontakten einer Filterschaltung 108 elektrisch gekoppelt, die aus einer Reihenschaltung einer Induktivität ESL und einem Widerstand ERS und einer Kapazität Czk besteht. Diese Netzfilterschaltung 108 kann insbesondere einen hier nicht dargestellten Gleich- und Gegentakt-LC- Filter aufweisen. The battery 120 provides an intermediate circuit voltage U0, which provides a voltage Udc = UDC to a first input terminal and a second input terminal of the inverter 100 via a line 121. The inverter has a B6 bridge, which is electrically coupled to the input terminals of the inverter 100. The B6 bridge has a first half-bridge with a high-side switch 101 and a low-side switch 102, and a second half-bridge with a high-side switch 103 and a low-side switch 104 and a third half-bridge with a high-side switch 105 and a low-side switch 106. The respective center taps lu, Iv, Iw of the corresponding half-bridges are electrically coupled to the three-phase electric drive 110 in order to provide a three-phase voltage. The two input terminals of the inverter 100 are electrically coupled to two contacts of a filter circuit 108, which consists of a series connection of an inductance ESL and a resistor ERS and a capacitor Czk. This line filter circuit 108 can in particular have a common-mode and differential-mode LC filter (not shown here).
Dieser Wechselrichter kann auch als Inverter (PWR) bezeichnet werden und die Schalter der Halbbrücken können als IGBTs (insulated-gate bipolar transistor) und/oder als SiC-MOSFET (Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) oder mit anderen steuerbaren Schaltern ausgeführt sein. This inverter can also be called an inverter (PWR) and the switches of the half-bridges can be designed as IGBTs (insulated-gate bipolar transistor) and/or as SiC-MOSFETs (Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) or with other controllable switches.
Die dreiphasige elektrische Kopplung zwischen dem Wechselrichter 100 und dem elektrischen Dreiphasenantrieb 110 weist jeweils eine Impedanz 119 Xieit_Ac und eine Schirmleitung 117 auf, die ein Gehäuse des elektrischen Dreiphasenantriebs 110 und ein Gehäuse des Wechselrichters 100 elektrisch miteinander koppeln. Der elektrische Dreiphasenantrieb 110 weist drei Statorwicklungen 112, 114, 118 mit jeweils einer Induktivität Ls und einem Widerstand RPh-stP auf. The three-phase electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase electric drive 110 has an impedance 119 Xi e it_Ac and a shield line 117, which electrically couple a housing of the three-phase electric drive 110 and a housing of the inverter 100 to one another. The electrical Three-phase drive 110 has three stator windings 112, 114, 118, each with an inductance Ls and a resistance R P h-st P.
Außerdem ist in der Figur 1 eine Koppel- Kapazität Cw-h der Statorwicklung 114 gegenüber einem Gehäuse des elektrischen Dreiphasenantrieb 110 skizziert. In addition, Figure 1 shows a coupling capacitance C w -h of the stator winding 114 relative to a housing of the three-phase electric drive 110.
Gestrichelt ist in der Figur 1 ein Hochfrequenz-Strompfad skizziert, der von einem Hochpotenzial-Eingangsanschluss des Wechselrichters über einen leitend geschalteten Highside-Schalter 105 weiter über eine Phase der dreiphasigen elektrischen Kopplung zwischen dem Wechselrichter 100 und dem elektrischen Dreiphasenantrieb 110 zu einem Anschluss der Statorwicklung 114 führt. A high-frequency current path is outlined in dashed lines in Figure 1, which leads from a high-potential input connection of the inverter via a conductively switched high-side switch 105 and further via a phase of the three-phase electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase electrical drive 110 to a connection of the stator winding 114.
Da die Startorwicklung 114 mit ihrer Wicklung, die einen elektrischen Widerstand RPh-stP aufweist, kapazitiv mit dem Gehäuse des drei Phasen Antriebs 110 gekoppelt ist, verläuft der Hochfrequenz-Strompfad weiter über die Koppel-Kapazität Cw-h der Statorwicklung 114 gegenüber dem Gehäuse des elektrischen Dreiphasenantriebs 110, und führt zurück über die Schirmleitung 117 der elektrischen Kopplung zwischen Wechselrichter 100 und Dreiphasenantrieb 110, oder alternativ über ein gemeinsames Chassis des Wechselrichters 100 und dem Dreiphasenantrieb 110, an das Gehäuse des Wechselrichters 100 und über eine Ableitkapazität CY, die einen Niederpotenzial- Eingangsanschluss an das Gehäuse des Wechselrichters 100 koppelt, geschlossen wird. Since the stator winding 114 with its winding, which has an electrical resistance R P h-st P , is capacitively coupled to the housing of the three-phase drive 110, the high-frequency current path continues via the coupling capacitance C w -h of the stator winding 114 relative to the housing of the three-phase electrical drive 110, and leads back via the shield line 117 of the electrical coupling between inverter 100 and three-phase drive 110, or alternatively via a common chassis of the inverter 100 and the three-phase drive 110, to the housing of the inverter 100 and is closed via a leakage capacitance CY, which couples a low-potential input terminal to the housing of the inverter 100.
Dieser Hochfrequenz-Strompfad kann einen Resonanzkreis ausbilden, der eine Schaltspitze beim Einschalten der jeweiligen Schalter 101-106 der Halbbrücken generieren kann, die typischerweise eine höhere Frequenz dieses Resonanzkreises aufweist als die Schaltfrequenz des Wechselrichters 100. Die beschriebene Schaltspitze bei einem Einschalten der jeweiligen Schalter 101-106 kann in unterschiedlicher Ausprägung bei Hochvoltsystemen und bei Niedervolt-Systemen von Wechselrichtern auftreten. This high-frequency current path can form a resonant circuit that can generate a switching peak when the respective switches 101-106 of the half-bridges are switched on, which typically has a higher frequency of this resonant circuit than the switching frequency of the inverter 100. The described switching peak when the respective switches 101-106 are switched on can occur in different forms in high-voltage systems and in low-voltage systems of inverters.
Der in dem skizzierten Ersatzschaltbild des Wechselrichters 100 der Figur 1 eingezeichnete und oben beschriebene Hochfrequenz-Strompfad kann für taktfrequente Schaltvorgänge des Wechselrichters 100, z.B. beim Einschalten des Highside-Schalters 105 in einem skizzierten Ersatzschaltbild entsprechend der Figur 2 zusammengefasst werden. The high-frequency current path shown in the sketched equivalent circuit diagram of the inverter 100 in Figure 1 and described above can be summarized in a sketched equivalent circuit diagram according to Figure 2 for clock-frequency switching operations of the inverter 100, e.g. when switching on the high-side switch 105.
Dabei wird das Ersatzschaltbild des Wechselrichters 100 auf den Widerstand Rds,on eines Schalters der B6-Brücke, dessen erster Anschluss mit dem Hochpotenzial- Eingangsanschluss des Wechselrichters 100, bzw. der Batterie 120, die die Spannung UDC bereitstellt, gekoppelt ist, und die Ableitkapazität Cy 107 deren erster Anschluss mit dem Niederpotenzial-Eingangsanschluss des Wechselrichters 100, bzw. der Batterie 120, gekoppelt ist, vereinfacht. The equivalent circuit of the inverter 100 is applied to the resistance Rds,on of a switch of the B6 bridge, the first terminal of which is connected to the high-potential input terminal of the inverter 100, or the battery 120, which supplies the voltage UDC, and the leakage capacitance C y 107, the first terminal of which is coupled to the low-potential input terminal of the inverter 100, or the battery 120, respectively.
Die Kopplung 119 des Wechselrichters 100 mit dem Dreiphasenantrieb 110 wird mittels einem Widerstand RL 212, einer Kapazität Chamess 218 und einer Induktivität LL 214 charakterisiert, wobei ein erster Anschluss des Widerstands RL 212 mit einem zweiten Anschluss des Widerstands Rds,on eines Schalters der B6-Brücke elektrisch gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss des Widerstands RL 212 mit einem ersten Anschluss der Induktivität LL 214 elektrisch gekoppelt ist, deren zweiter Anschluss an einen ersten Anschluss des Dreiphasenantriebs 110 elektrisch gekoppelt ist. Ein Mittelabgriff der Serienschaltung aus dem Widerstand RL 212 und der Induktivität LL 214 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators Chames gekoppelt und der zweite Anschluss des Kondensators Chames ist sowohl mit einem zweiten Anschluss des Wechselrichters, bzw. mit einem zweiten Anschluss der Kapazität Cy, als auch mit einem zweiten Anschluss des Dreiphasenantriebs 120 elektrisch gekoppelt. The coupling 119 of the inverter 100 with the three-phase drive 110 is characterized by means of a resistor RL 212, a capacitance Chamess 218 and an inductance LL 214, wherein a first connection of the resistor RL 212 is electrically coupled to a second connection of the resistor Rds,on of a switch of the B6 bridge and a second connection of the resistor RL 212 is electrically coupled to a first connection of the inductance LL 214, the second connection of which is electrically coupled to a first connection of the three-phase drive 110. A center tap of the series connection of the resistor RL 212 and the inductance LL 214 is coupled to a first connection of the capacitor Chames and the second connection of the capacitor Chames is electrically coupled both to a second connection of the inverter, or to a second connection of the capacitance C y , and to a second connection of the three-phase drive 120.
Der Dreiphasenantrieb 110 kann durch eine Serienschaltung eines Widerstands Rph- stp 114, dessen Wert x* Rph-stp, mit x kleiner 1, ist und einer Kapazität Cw-h 219 an der eine Spannung Uph,EM-hsg anliegt, für den Resonanzkreis charakterisiert werden. Dabei ist ein erster Anschluss des Widerstands Rph-stp 114 mit dem Hochpotenzial- Anschluss des Dreiphasenantriebs 110 gekoppelt und der zweite Anschluss der Kapazität Cw-h 219 ist mit einem Niederpotenzial-Anschluss des Dreiphasenantriebs 120 elektrisch gekoppelt. Dabei charakterisiert die Spannung Uph-hsg eine Spannung zwischen dem entsprechenden Phasenanschluss und dem Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110. Der Hochpotenzial-Anschluss des Dreiphasenantrieb 110 ist mit einem zweiten Anschluss der Induktivität LL 214 gekoppelt und der Niederpotenzial-Anschluss des Dreiphasenantriebs 110 ist mit dem zweiten Anschluss der Kapazität Chames gekoppelt. Beispielsweise kann für den Widerstand Rds,on ein Widerstand eines MOSFET als Highside-Schalter eingesetzt werden. The three-phase drive 110 can be characterized for the resonance circuit by a series connection of a resistor Rph-stp 114, whose value is x* Rph-stp, with x less than 1, and a capacitor Cw-h 219 to which a voltage Uph,EM-hsg is applied. A first connection of the resistor Rph-stp 114 is coupled to the high-potential connection of the three-phase drive 110 and the second connection of the capacitor Cw-h 219 is electrically coupled to a low-potential connection of the three-phase drive 120. The voltage Uph-hsg characterizes a voltage between the corresponding phase connection and the housing of the three-phase drive 110. The high-potential connection of the three-phase drive 110 is coupled to a second connection of the inductance LL 214 and the low-potential connection of the three-phase drive 110 is coupled to the second connection of the capacitor Chames. For example, a resistor from a MOSFET can be used as a high-side switch for the resistor Rds,on.
Der Widerstand RL kann beispielsweise mit einem Anschluss mittels eines typisch verwendeten Kupferkabels abgeschätzt werden und ein Widerstand der Abschirmung kann mit dem Widerstand einer typischen Abschirmung abgeschätzt werden. For example, the resistance RL can be estimated by connecting a typically used copper cable and a shield resistance can be estimated by using the resistance of a typical shield.
Ein Wert des Widerstands Rph-stp 114 der Wicklung einer Phase des Dreiphasenantriebs 110 kann mit x*Rph-stp abgeschätzt werden, wobei aufgrund eines Skineffekts der Wert für Rph-stp von einem Gleichstromwiderstand abweicht. Mittels des Faktors x kann dabei berücksichtigt werden, dass durch die Geometrie der Wicklung nicht alle Widerstandsanteile der Wicklung in gleichem Maße kapazitiv mit dem Gehäuse gekoppelt sind. A value of the resistance Rph-stp 114 of the winding of a phase of the three-phase drive 110 can be estimated with x*Rph-stp, whereby the value for Rph-stp deviates from a direct current resistance due to a skin effect. Using the factor x, it can be taken into account that the geometry of the Winding not all resistance components of the winding are capacitively coupled to the housing to the same extent.
Die Figur 3 stellt eine Näherung 300 des Ersatzschaltbildes des Hochfrequenz- Strompfades dar, welches mit der Figur 2 skizziert und erläutert wurde. Diese Näherung 300 des Ersatzschaltbildes des Hochfrequenz-Strompfades entspricht dem oben erläuterten Ersatzschaltbild mit dem Unterschied, dass die Kapazität Chames 218 elektrisch direkt parallel zu der Kapazität Cw-h 118 gekoppelt ist. Dabei ist der zweite Anschluss von der Kapazität Chames 218 mit dem zweiten Anschluss von der Kapazität Cw-h 118 mittels der Kopplung über die Abschirmung der elektrischen Kopplung zwischen dem Wechselrichter 100 und dem Dreiphasenantrieb 110 elektrisch verbunden. Figure 3 represents an approximation 300 of the equivalent circuit of the high-frequency current path, which was sketched and explained with Figure 2. This approximation 300 of the equivalent circuit of the high-frequency current path corresponds to the equivalent circuit explained above with the difference that the capacitance Chames 218 is electrically coupled directly in parallel to the capacitance Cw-h 118. The second connection of the capacitance Chames 218 is electrically connected to the second connection of the capacitance Cw-h 118 by means of the coupling via the shielding of the electrical coupling between the inverter 100 and the three-phase drive 110.
Die resultierende Kombination aus Kapazitäten kann mit: The resulting combination of capacities can be:
Cg = (Charnes + Cw-h) Cy/( Charnes + Cw-h + Cy) Formel 1 abgeschätzt werden. Cg = (Charnes + Cw-h) Cy/( Charnes + Cw-h + Cy) Formula 1 can be estimated.
Für eine analytische Berechnung von Spannungsverläufen kann somit in einer weiteren Näherung das Ersatzschaltbild des Hochfrequenz-Strompfades wie in der Figur 4a skizziert werden. Dabei sind die Widerstände in einem Widerstand R 430 zusammengefasst worden und der Einfachheit halber sind die Indices der Schaltelemente des Ersatzteilkreises weggelassen worden. D. h. C wird mit der Kapazität Cg gleichgesetzt und die Induktivität LL 214 mit L gleichgesetzt. Das Schalten des Schalters 105 der entsprechenden Halbbrücke wird durch einen Schalter 420 ersetzt, der im eingeschalteten Zustand den Hochfrequenz-Strompfad mit einer Spannungsquelle U0 verwendet. Somit entspricht die Spannungsquelle U0 der Spannung UDC der anderen Ersatzschaltbilder. For an analytical calculation of voltage curves, the equivalent circuit of the high-frequency current path can thus be sketched as in Figure 4a in a further approximation. The resistors have been combined in a resistor R 430 and, for the sake of simplicity, the indices of the switching elements of the equivalent circuit have been omitted. This means that C is equated with the capacitance Cg and the inductance LL 214 is equated with L. The switching of the switch 105 of the corresponding half-bridge is replaced by a switch 420 which, when switched on, uses the high-frequency current path with a voltage source U0. The voltage source U0 therefore corresponds to the voltage UDC of the other equivalent circuits.
Ein damit verbundener Verlauf 480 der Einschalt-Spannung U0, die zu einem Zeitpunkt T0 an der Schaltung mit dem Ersatzschaltbild 400 anliegt, ist in der Figur 4b über der Zeit t skizziert. A related curve 480 of the switch-on voltage U0, which is applied to the circuit with the equivalent circuit 400 at a time T0, is sketched in Figure 4b over time t.
D. h. die Figur 4a fasst die Bauelemente des vereinfachten Ersatzschaltbildes der Figur 3 für eine analytische Berechnung des Resonanzkreises weiter zusammen, indem eine Spannungsquelle 410 mit einer Spannung U0 eine Serienschaltung aus einem Schalter S 420 einem Widerstand R 430 einer Induktivität L 440 und einer Kapazität C 450, an der eine Spannung uc(t) bestimmt werden kann. Dabei fließt in dem Resonanzkreis ein Strom i(t) 460. This means that Figure 4a further summarizes the components of the simplified equivalent circuit diagram of Figure 3 for an analytical calculation of the resonant circuit, in that a voltage source 410 with a voltage U0 is a series circuit consisting of a switch S 420, a resistor R 430, an inductance L 440 and a capacitor C 450, at which a voltage uc(t) can be determined. A current i(t) 460 flows in the resonant circuit.
Hierbei entspricht die Spannung uc(t) einem Verlauf einer Spannung zwischen einem Phasenanschluss des Dreiphasenantriebs 110 und dem Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110, also eine Klemmenspannung einer Phase des Dreiphasenantriebs 110 gegen das Gehäuse des Dreiphasenantriebs 120, wobei mit dieser Spannung die Isolierung der Phasenwicklung gegen ein Blechpaket oder das Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110 belastet wird. Here, the voltage uc(t) corresponds to a voltage curve between a phase connection of the three-phase drive 110 and the housing of the Three-phase drive 110, i.e. a terminal voltage of a phase of the three-phase drive 110 against the housing of the three-phase drive 120, whereby this voltage loads the insulation of the phase winding against a laminated core or the housing of the three-phase drive 110.
Eine analytische Lösung einer aus der mit der Figur 4a beschriebenen Schaltung abgeleiteten Differentialgleichung für die über der Kapazität C 450 anliegenden Spannung Uc(t) bzw. der Spannung an der Kapazität Cw, kann aus einer homogenen Lösung und einer partikulären Lösung der Differenzialgleichungen hergeleitet werden. An analytical solution of a differential equation derived from the circuit described in Figure 4a for the voltage Uc(t) across the capacitor C 450 or the voltage at the capacitor Cw can be derived from a homogeneous solution and a particular solution of the differential equations.
Die aus der Schaltung des Ersatzschaltbilds 400 abgeleitete Differentialgleichung für die Spannung Uc(t) können mit einer partikulären und einer homogenen Lösung erfüllt werden: The differential equation for the voltage Uc(t) derived from the circuit of the equivalent circuit diagram 400 can be fulfilled with a particular and a homogeneous solution:
Mit einer partikulären Lösung: t — > oo
Figure imgf000016_0001
Formel 2 folgt eine allgemeine Lösung der inhomogenen Differentialgleichung:
Figure imgf000016_0003
With a particular solution: t — > oo
Figure imgf000016_0001
Formula 2 follows a general solution of the inhomogeneous differential equation:
Figure imgf000016_0003
■8 = arccos (ö) ■8 = arccos (ö)
Es ergibt sich also eine Schwingung mit der Kreisfrequenz o>0 und Periodendauer T:
Figure imgf000016_0002
This results in an oscillation with the circular frequency o> 0 and period T:
Figure imgf000016_0002
In der Figur 5 ist ein entsprechender Verlauf 510 der Spannung Uc(t) = Ucw = U(ph- Housing), entsprechend Formel 4, gegen die Zeit t dargestellt. Mit dem der Spannung U(ph-housing) kann dabei eine Spannung gekennzeichnet werden, die zwischen einem Phasenanschluss und einem Gehäuse einer Last anliegt. Mittels galvanischer Kopplung zwischen dem Gehäuse der Last und einem Gehäuse des Wechselrichters, mittels Schirmungsleitung oder Kopplung an ein gemeinsames Chassis, kann diese Spannung auch zwischen einem Phasenanschluss und dem Gehäuse des Wechselrichters anliegen. Mit anderen Worten entspricht der Verlauf der Spannung Uc(t) = Ucw entsprechend der genäherten Herleitung mit dem vereinfachten Ersatzschaltbild 400 einer transienten Phasenspannung an einem Phasenanschluss des Dreiphasenantriebs 110 gegen das Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110, bzw. gegen ein Blechpaket eines Rotors des Dreiphasenantrieb 110, nach einem Takt- Einschalten, das hier mit einer Sprungfunktion für die Spannung an dem Hochfrequenz-Strompfad abgebildet wurde. In Figure 5, a corresponding curve 510 of the voltage Uc(t) = U cw = U(ph-housing), according to formula 4, is shown against time t. The voltage U(ph-housing) can be used to identify a voltage that is present between a phase connection and a housing of a load. By means of galvanic coupling between the housing of the load and a housing of the inverter, by means of a shielding cable or coupling to a common chassis, this voltage can also be present between a phase connection and the housing of the inverter. In other words, the curve of the voltage corresponds to Uc(t) = Ucw according to the approximate derivation with the simplified equivalent circuit diagram 400 of a transient phase voltage at a phase connection of the three-phase drive 110 against the housing of the three-phase drive 110, or against a laminated core of a rotor of the three-phase drive 110, after a clock switch-on, which was depicted here with a step function for the voltage at the high-frequency current path.
Die gestrichelte Kurve 520 entspricht einem Spannungsverlauf zwischen dem Phasenanschluss des Dreiphasenantrieb 110, bzw. einer Maschinenklemme, und dem Niederpotenzial-Anschluss des Wechselrichters 100, bzw. dem negativem HV- Potential oder einem Zwischenkreis-„GND“. Im Beispielfall Dreiphasenantriebs 110 tritt eine transiente Spannungsspitze der Uc(t) = UCw mit einer 1,7-facher DC Zwischenkreis-Spannung UDC auf. The dashed curve 520 corresponds to a voltage curve between the phase connection of the three-phase drive 110, or a machine terminal, and the low-potential connection of the inverter 100, or the negative HV potential or an intermediate circuit "GND". In the example case of the three-phase drive 110, a transient voltage peak of Uc(t) = U C w occurs with a 1.7-fold DC intermediate circuit voltage UDC.
Um einen Wechselrichter 100 mit einer ersten Halbbrücke und einer zweiten Hängebrücke mit jeweils einem Highside-Schalter 105 und einem Lowside-Schalter 104 zu beschreiben, beschreibt die Figur 6 ein Ersatzschaltbild 600, welches entsprechend aus zwei überlagerten Ersatzschaltbildern der Figur 4a resultiert, also zwei Hochfrequenz-Strompfaden, um eine Situation zu beschreiben in der der Wechselrichter 100 zum Betreiben einer Last, wie beispielsweise dem Dreiphasenantrieb 110, zusätzlich zu dem eingeschalteten Highside-Schalter 105 einer Halbbrücke einen Lowside-Schalter, zum Beispiel 104, einer anderen Halbbrücke gleichzeitig gegen GND des Wechselrichters 100 einschaltet, um Lastströme in den Wicklungen des Dreiphasenantriebs 110 fließen zu lassen. Dabei ist die Kapazität Cw-h eine Kapazität zwischen den Windungen der jeweiligen Statorwicklungen des Dreiphasenantriebs 110 und dem Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110. Wie schon oben beschrieben wurde, kann Mittels des Faktors x berücksichtigt werden, dass durch die Geometrie der Wicklung nicht alle Widerstandsanteile der Wicklung in gleichem Maße kapazitiv mit dem Gehäuse gekoppelt sind. Daher ist in dem Ersatzschaltbild 600 der Figur 6 dieser Sachverhalt durch einen Abgriff auf dem Widerstand Rph-stp 216, insbesondere entsprechend einem Potentiometer, charakterisiert. Die hier mit den Widerständen RU-stp 216 bzw. RV-stp beschriebenen Widerstände der Statoren für die Phase U bzw. für die Phase V des Wechselrichters 100 sind dabei über die jeweilige Induktivitäten der Statoren am Sternpunkt 610 elektrisch miteinander gekoppelt, sodass ein Stromfluss durch den Dreiphasenantrieb 110 erfolgen kann. Ein Wert der Kapazität Cw-h 118 wurde für die bessere Übersicht auf die beiden Zweige der Ersatzschaltung zwischen den beiden Hochfrequenz-Strompfaden zu Cw-h/2 aufgeteilt. Dabei wird der erste Zweig der Phase u mit einer Spannung UDC1 beaufschlagt und der zweite Zweig der Phase v mit einer Spannung UDC2 beaufschlagt, um zu berücksichtigen, dass die jeweiligen Highside-Schalter 105 einer Halbbrücke und die jeweiligen Lowside-Schalter einer anderen Halbbrücke unabhängig voneinander geschaltet werden können. In order to describe an inverter 100 with a first half-bridge and a second suspension bridge, each with a high-side switch 105 and a low-side switch 104, Figure 6 describes an equivalent circuit diagram 600, which results from two superimposed equivalent circuit diagrams of Figure 4a, i.e. two high-frequency current paths, in order to describe a situation in which the inverter 100, in order to operate a load, such as the three-phase drive 110, in addition to the switched-on high-side switch 105 of a half-bridge, simultaneously switches on a low-side switch, for example 104, of another half-bridge against GND of the inverter 100 in order to allow load currents to flow in the windings of the three-phase drive 110. The capacitance C w -h is a capacitance between the turns of the respective stator windings of the three-phase drive 110 and the housing of the three-phase drive 110. As already described above, the factor x can be used to take into account that, due to the geometry of the winding, not all resistance components of the winding are capacitively coupled to the housing to the same extent. Therefore, in the equivalent circuit diagram 600 of Figure 6, this situation is characterized by a tap on the resistor Rph-stp 216, in particular corresponding to a potentiometer. The resistances of the stators for phase U and for phase V of the inverter 100, described here with the resistors RU-stp 216 and RV-stp, are electrically coupled to one another via the respective inductances of the stators at the star point 610, so that a current can flow through the three-phase drive 110. For a better overview, a value of the capacitance Cw-h 118 was divided into the two branches of the equivalent circuit between the two high-frequency current paths to Cw-h/2. The first branch of phase u is supplied with a voltage UDC1 and the second branch of phase v is supplied with a voltage UDC2 in order to take into account that the respective high-side switches 105 of a half-bridge and the respective low-side switches of another half-bridge can be switched independently of one another.
Die Figur 7a skizziert das gleiche Ersatzschaltbild 600 mit zwei Hochfrequenz- Strompfaden in einer symmetrischen Darstellung entsprechend einem Ersatzschaltbild 700. Figure 7a sketches the same equivalent circuit 600 with two high-frequency current paths in a symmetrical representation corresponding to an equivalent circuit 700.
Die Spannnungen Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg sind die jeweiligen Phasenspannung an den Maschinenklemmen des Dreiphasenantrieb 110 gegen das Gehäuse des Dreiphasenantrieb 110, und die verkette Leiter-Leiter-Spannung Uu-v ist dann die Differenz beider Phasenspannungen Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg , wie in der Figur 7 a skizziert. The voltages Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg are the respective phase voltages at the machine terminals of the three-phase drive 110 against the housing of the three-phase drive 110, and the linked phase-to-phase voltage Uu-v is then the difference between the two phase voltages Uu,EM-hsg, Uv,EM-hsg, as outlined in Figure 7a.
Für die Spannung Uu-v zwischen den Phasen u und v gilt die Formel 6: For the voltage Uu-v between phases u and v, formula 6 applies:
Uu-v = (Uu,EM-hsg + Ucy) - (Uv,EM-hsg + Ucy) = U(u-GND) - U(v-GND) Uu-v = (Uu,EM-hsg + Ucy) - (Uv,EM-hsg + Ucy) = U(u-GND) - U(v-GND)
Die Figur 7b skizziert einen Verlauf eines Steuersignals eines Highside-Schalters einer Halbbrücke in Form z.B. eines periodischen Rechtecksignals. Die Figur 7c skizziert einen Verlauf eines Steuersignal eines Lowside-Schalters einer anderen Halbbrücke, welcher dem Steuersignal des Highside-Schalters entspricht, aber um ein zeitliches Interval tl gegenüber dem Steuersignal des Highside-Schalters verschoben ist, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter betriebenen Last zu reduzieren. Figure 7b outlines a profile of a control signal of a high-side switch of a half-bridge in the form of, for example, a periodic square-wave signal. Figure 7c outlines a profile of a control signal of a low-side switch of another half-bridge, which corresponds to the control signal of the high-side switch, but is shifted by a time interval tl compared to the control signal of the high-side switch in order to reduce switching voltage peaks in a load operated with the inverter.
In diesem Beispiel haben die Signale einen identischen Tastgrad von 50%, der Tastgrad für die Steuerung des Wechselrichters kann dabei aber verschieden von 50 % sein. In this example, the signals have an identical duty cycle of 50%, but the duty cycle for controlling the inverter can be different from 50%.
Der gesamte Verlauf der Schaltspannung UDC2 kann gegenüber der Schaltspannung UDC1 um ein beliebig wählbares Zeitintervall tl 702 zeitversetzt sein. The entire course of the switching voltage UDC2 can be offset from the switching voltage UDC1 by an arbitrarily selectable time interval tl 702.
Die Figur 8 skizziert in einem Diagramm einen Verlauf der Spannung U(u-GND) 820 der Phase u gegen das Niederspannungspotenzial GND des Wechselrichters 100 und einen Verlauf der Spannung U(v-GND) 810 der Phase v gegen das Niederspannungspotenzial GND des Wechselrichters 100 jeweils gegenüber der Zeit t. Diese Spannungen können eine Isolation zwischen einer Maschinenwicklung eines Stators und einem Blechpaket des Stators bzw. einem Gehäuse des Dreiphasenantriebs 110 belasten. Figure 8 shows a diagram of the voltage U(u-GND) 820 of phase u against the low-voltage potential GND of the inverter 100 and a diagram of the voltage U(v-GND) 810 of phase v against the low-voltage potential GND of the inverter 100, each plotted against time t. These voltages can cause insulation between a machine winding of a Stator and a laminated core of the stator or a housing of the three-phase drive 110.
Entsprechend der Polarität der Spannung U(v-GND) 810 und der Spannung U(u-GND) 820 addieren sich diese Spannungen zu dem zeitlichen Verlauf der Spannung Uu-v(t) 830, der eine, insbesondere transiente Differenzspannung von zwei Phasen, hier beispielsweise der Phase u gegenüber der Phase v, darstellt. Depending on the polarity of the voltage U(v-GND) 810 and the voltage U(u-GND) 820, these voltages add up to the time profile of the voltage Uu-v(t) 830, which represents a, in particular transient, differential voltage of two phases, here, for example, phase u versus phase v.
Aus dem Diagramm kann abgelesen werden, dass diese Differenzspannung der Phasen Uu-v(t) ca. ein 2,5 faches der Zwischenkreisspannung UDC erreichen kann. Diese Potenzialdifferenzen können eine Drahtisolation der jeweiligen Leitungen der Phasen belasten und damit eine Lebensdauer der Einheit aus Wechselrichter und Dreiphasenantrieb 110 reduzieren. Zusätzlich können diese hohen Potenzialdifferenzen elektromagnetische Störpegel (EMV) generieren. From the diagram it can be seen that this differential voltage of the phases Uu-v(t) can reach approximately 2.5 times the intermediate circuit voltage UDC. These potential differences can strain the wire insulation of the respective phase cables and thus reduce the service life of the unit consisting of the inverter and three-phase drive 110. In addition, these high potential differences can generate electromagnetic interference levels (EMC).
Das Diagramm in der Figur 9 skizziert einen Verlauf der Spannung U(u-GND) 920 der Phase u gegen das Niederspannungspotenzial GND des Wechselrichters 100 und einen Verlauf der Spannung U(v-GND) 910 der Phase v gegen das Niederspannungspotenzial GND des Wechselrichters 100 jeweils gegenüber der Zeit t. Diese verbesserten Spannungsverläufe resultieren aus der Verwendung eines Wechselrichters 100 zur Erzeugung eines mindestens einphasigen Wechselstroms in einer Last 110, der eine erste Halbbrücke aufweist, die einen Highside-Schalter 103 und einen Lowside-Schalter 104 umfasst; und eine zweite Halbbrücke aufweist, die einen Highside-Schalter 105 und einen Lowside- Schalter 106 umfasst; und ein Steuermodul aufweist. Dabei ist das Steuermodul zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters 103, 105 und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters 104, 106 der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke eingerichtet. Weiterhin ist das Steuermodul eingerichtet, den Lowside-Schalter 104, 106 einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter 103, 105 einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, insbesondere, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter 100 betriebenen Last 110 zu reduzieren. The diagram in Figure 9 outlines a curve of the voltage U(u-GND) 920 of the phase u against the low-voltage potential GND of the inverter 100 and a curve of the voltage U(v-GND) 910 of the phase v against the low-voltage potential GND of the inverter 100, each against time t. These improved voltage curves result from the use of an inverter 100 for generating at least a single-phase alternating current in a load 110, which has a first half-bridge comprising a high-side switch 103 and a low-side switch 104; and a second half-bridge comprising a high-side switch 105 and a low-side switch 106; and a control module. The control module is set up to control the respective high-side switch 103, 105 and/or the respective low-side switch 104, 106 of the first half-bridge and/or the second half-bridge. Furthermore, the control module is configured to switch on the low-side switch 104, 106 of one of the half-bridges with a time interval offset from a high-side switch 103, 105 of a respective other half-bridge, which corresponds to operating the load, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load 110 operated with the inverter 100.
Werden beide Schaltvorgänge um etwa eine halbe Periodendauer T/2 verschoben, d.h. das Zeitintervall beträgt T/2, so kann die maximal auftretende Resonanzamplitude der Differenzspannung zweier Phasen Uu-v(t) 930 verringert werden, wie im Folgenden gezeigt wird. If both switching operations are shifted by about half a period T/2, i.e. the time interval is T/2, the maximum occurring resonance amplitude of the differential voltage of two phases Uu-v(t) 930 can be reduced, as shown below.
Entsprechend Formel 5 gilt für T/2: Formel 6
Figure imgf000020_0001
According to formula 5, for T/2: Formula 6
Figure imgf000020_0001
Der Verlauf der Differenzspannung zweier Phasen Uu-v(t) 930 kann aus dem Diagramm der Figur 9 als eine waagerechte Linie ohne einen sichtbaren Einschwingvorgang abgelesen werden. Durch diese, gegenüber der Kurve 830 der Darstellung aus Figur 8, deutlich geringere spannungsmäßige Belastung können Drahtisolationen der jeweiligen Leitungen der Phasen weniger belasten werden und damit eine Lebensdauer des Wechselrichters 100 und/oder des Dreiphasenantriebs 110 verlängert werden. Zusätzlich kann ein Generieren von einem elektromagnetischen Störpegel (EMV) durch die geringere Amplitude der Spannung Uu-v(t) 930 verringert werden. The course of the differential voltage of two phases Uu-v(t) 930 can be read from the diagram in Figure 9 as a horizontal line without a visible transient response. Due to this significantly lower voltage load compared to the curve 830 in the illustration in Figure 8, wire insulation of the respective phase lines can be subjected to less load and thus the service life of the inverter 100 and/or the three-phase drive 110 can be extended. In addition, the generation of an electromagnetic interference level (EMC) can be reduced by the lower amplitude of the voltage Uu-v(t) 930.
Wenn das Zeitintervall etwas größer als T/2 oder etwas kleiner als T/2 ist, ergibt sich eine anteilmäßige Reduzierung einer Kompensation der Spannungen U(u-GND) 920 und U(v-GND) 910, sodass eine Reduzierung des Übersschwingens der Spannung Uu-v(t) 830 wie sie in der Figur 8 gezeigt ist, nur anteilmäßig erreicht werden kann. If the time interval is slightly larger than T/2 or slightly smaller than T/2, a proportional reduction in compensation of the voltages U(u-GND) 920 and U(v-GND) 910 results, so that a reduction in the overshoot of the voltage Uu-v(t) 830 as shown in Figure 8 can only be achieved proportionally.
Bei einem realen Ansteuerbetrieb eines elektrischen Antriebs, im allgemeinen Fall mit einer frei wählbaren Spannungskurvenform an einer elektrischen Last 110, kann immer ein gemeinsam synchronisierbarer Einschaltvorgang zweier Halbbrücken, wie im Vorherigen ausgeführt wurde, erreicht werden. In a real control operation of an electric drive, in the general case with a freely selectable voltage waveform on an electrical load 110, a jointly synchronizable switch-on process of two half-bridges can always be achieved, as described above.
Aufgrund unterschiedlicher Tastverhältnisse zweier Halbbrückenspannungen können allerdings auch nicht synchronisierbare Abschaltvorgänge in einem beliebigen Schaltmuster der Ansteuerung der Schalter der jeweiligen Halbbrücken auftreten. Denn zu einer Modulierung der Phasenspannung, beispielsweise eines sinusförmigen symmetrischen Dreh- bzw. Mehrphasen-Spannungssystems müssen die Halbbrückenspannungen jeweils unterschiedliche Tastgrade erhalten. Hier verbleibt ein entsprechender Einschwingvorgang für UUv, sodass effektiv die zwischen zwei Phasenanschlüssen auftretende Schalttransiente nur bis zu einem Faktor 1,75 von UDC reduziert werden können. However, due to different duty cycles of two half-bridge voltages, non-synchronizable shutdown processes can also occur in any switching pattern of the control of the switches of the respective half-bridges. This is because in order to modulate the phase voltage, for example of a sinusoidal symmetrical rotary or multi-phase voltage system, the half-bridge voltages must each have different duty cycles. This leaves a corresponding transient for U U v, so that the switching transient occurring between two phase connections can effectively only be reduced by a factor of 1.75 of UDC.

Claims

Ansprüche Expectations
1. Wechselrichter (100) zur Erzeugung eines mindestens einphasigen Wechselstroms in einer Last (110), aufweisend eine erste Halbbrücke, die einen Highside-Schalter (103) und einen Lowside- Schalter (104) aufweist; eine zweite Halbbrücke, die einen Highside-Schalter (105) und einen Lowside- Schalter (106) aufweist; und ein Steuermodul, zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters (103, 105) und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters (104, 106) der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke; wobei das Steuermodul eingerichtet ist, den Lowside-Schalter (104, 106) einer der Halbbrücken um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber einem, für ein Betreiben der Last korrespondierenden Highside-Schalter (103, 105) einer jeweils anderen Halbbrücke einzuschalten, insbesondere, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter (100) betriebenen Last (110) zu reduzieren. 1. Inverter (100) for generating at least one-phase alternating current in a load (110), comprising a first half-bridge having a high-side switch (103) and a low-side switch (104); a second half-bridge having a high-side switch (105) and a low-side switch (106); and a control module for controlling the respective high-side switch (103, 105) and/or the respective low-side switch (104, 106) of the first half-bridge and/or the second half-bridge; wherein the control module is configured to switch on the low-side switch (104, 106) of one of the half-bridges offset by a time interval from a high-side switch (103, 105) of a respective other half-bridge corresponding to operating the load, in particular in order to reduce switching voltage peaks in a load (110) operated with the inverter (100).
2. Wechselrichter (100) gemäß Anspruch 1 , wobei das Einschalten des jeweiligen Lowside-Schalters (104, 106) einer jeweiligen Halbbrücke um ein Zeitintervall früher gegenüber dem, für einen Betrieb der Last korrespondierenden Highside-Schalters (103, 105) einer jeweiligen anderen Halbbrücke zeitversetzt ist; oder wobei das Einschalten des jeweiligen Lowside-Schalters (104, 106) einer jeweiligen Halbbrücke um ein Zeitintervall später gegenüber dem, für einen Betrieb der Last korrespondierenden Highside-Schalters (103, 105) einer jeweiligen anderen Halbbrücke zeitversetzt ist. 2. Inverter (100) according to claim 1, wherein the switching on of the respective low-side switch (104, 106) of a respective half-bridge is offset by one time interval earlier than the high-side switch (103, 105) of a respective other half-bridge corresponding to operation of the load; or wherein the switching on of the respective low-side switch (104, 106) of a respective half-bridge is offset by one time interval later than the high-side switch (103, 105) of a respective other half-bridge corresponding to operation of the load.
3. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Zeitintervall einen Wert aufweist, der in einem Bereich zwischen einer zehntel Störoder Resonanz-Schwingperiode und einer ganzen Stör- oder Resonanz- Schwingperiode liegt; oder vorzugsweise in einem Bereich zwischen einer viertel Störoder Resonanz-Schwingperiode und einer dreiviertel Stör- oder Resonanz- Schwingperiode liegt; oder besonders vorzugsweise innerhalb eines Intervalls von einer Zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode um eine halbe Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder ganz besonders vorzugsweise eine halbe Resonanz-Schwingperiode oder halben Stör-Schwingperiode beträgt, wobei die Störoder Resonanz-Schwingperiode mittels eines Hochfrequenz-Strompfads des Wechselrichters 100 in Zusammenwirkung mit der Last 110 bestimmt wird. 3. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the time interval has a value which lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and a three-quarter of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period by half a disturbance or Resonance oscillation period; or most preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period, wherein the disturbance or resonance oscillation period is determined by means of a high-frequency current path of the inverter 100 in cooperation with the load 110.
4. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Zeitintervall mittels einer Berechnung, basierend auf Parametern des Wechselrichters (100) und/oder Parametern der Last (110), bestimmt wird; und/oder wobei das Zeitintervall basierend auf einer Messung der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode bestimmt wird; und wobei der Wechselrichter (100) und/oder die Steuereinrichtung eingerichtet ist, das bestimmte Zeitintervall zu empfangen. 4. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the time interval is determined by means of a calculation based on parameters of the inverter (100) and/or parameters of the load (110); and/or wherein the time interval is determined based on a measurement of the disturbance or resonance oscillation period; and wherein the inverter (100) and/or the control device is configured to receive the determined time interval.
5. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Wechselrichter (100) eingerichtet ist, eine Temperatur des Wechselrichters zu bestimmen und/oder eine Temperatur der Last (110) zu bestimmen und/oder zu empfangen; und der Wechselrichter (100) eingerichtet ist, mittels einer gespeicherten Kennlinie oder einem gespeicherten Kennfeld das Zeitintervall abhängig von der5. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the inverter (100) is configured to determine a temperature of the inverter and/or to determine and/or receive a temperature of the load (110); and the inverter (100) is configured to determine the time interval by means of a stored characteristic curve or a stored characteristic field depending on the
T emperatur des Wechselrichters (100) und/oder der T emperatur der Last (110) zu bestimmen. temperature of the inverter (100) and/or the temperature of the load (110).
6. Wechselrichter (110) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Steuermodul, mittels einer Regelschaltung, eingerichtet ist, basierend auf einem bestimmten Anfangswert für das Zeitintervall mittels einer Messung einer Amplitude der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode und/oder einer Messung der Stör- oder Resonanz-Schwingperiode das Zeitintervall zu regeln, um Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter (100) betriebenen Last (110) zu reduzieren. 6. Inverter (110) according to one of the preceding claims, wherein the control module is configured, by means of a control circuit, to regulate the time interval based on a specific initial value for the time interval by means of a measurement of an amplitude of the disturbance or resonance oscillation period and/or a measurement of the disturbance or resonance oscillation period in order to reduce switching voltage peaks in a load (110) operated with the inverter (100).
7. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schalter (103, 104, 105, 106) ein spannungsgesteuerter und/oder stromgesteuerter Schalter (103, 104, 105, 106) ist. 7. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the switch (103, 104, 105, 106) is a voltage-controlled and/or current-controlled switch (103, 104, 105, 106).
8. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schalter (100) ein Leistungs-Halbleiter ist. 8. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the switch (100) is a power semiconductor.
9. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Leistungs-Halbleiter auf der Basis von Silizium-Carbid und/oder Galliumnitrid gefertigt ist. 9. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the power semiconductor is made on the basis of silicon carbide and/or gallium nitride.
10. Wechselrichter (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schalter (103, 104, 105, 106) ein MOS-Feldeffekttransistor und/oder ein IGB-Transistor ist. 10. Inverter (100) according to one of the preceding claims, wherein the switch (103, 104, 105, 106) is a MOS field effect transistor and/or an IGB transistor.
11. Verfahren zum Steuern eines Wechselrichters (100), der eingerichtet ist, zumindest einen einphasigen Wechselstrom an einer Last (110) zu erzeugen, wobei der Wechselrichter (110) eine erste Halbbrücke, die einen Highside-Schalter (103) und einen Lowside-Schalter (104) aufweist; und eine zweite Halbbrücke, die einen Highside-Schalter (105) und einen Lowside- Schalter (106) aufweist; und ein Steuermodul, zur Ansteuerung des jeweiligen Highside-Schalters (103, 105) und/oder des jeweiligen Lowside-Schalters (104, 106) der ersten Halbbrücke und/oder der zweiten Halbbrücke aufweist; mit den Schritten: 11. Method for controlling an inverter (100) which is designed to generate at least one single-phase alternating current at a load (110), wherein the inverter (110) has a first half-bridge which has a high-side switch (103) and a low-side switch (104); and a second half-bridge which has a high-side switch (105) and a low-side switch (106); and a control module for controlling the respective high-side switch (103, 105) and/or the respective low-side switch (104, 106) of the first half-bridge and/or the second half-bridge; with the steps:
Einschalten des Lowside-Schalters (104, 106) oder des Highside-Schalters (103, 105) einer der Halbbrücken; Turning on the low-side switch (104, 106) or the high-side switch (103, 105) of one of the half-bridges;
Nachfolgendes Einschalten eines für ein Betreiben der Last (110) korrespondierenden Highside-Schalters (103, 105) oder eines für ein Betreiben der Last korrespondierenden Lowside-Schalters (104, 106) einer anderen Halbbrücke, wobei das nachfolgende Einschalten um ein Zeitintervall zeitversetzt gegenüber dem Einschalten erfolgt, um insbesondere Schalt-Spannungsspitzen in einer mit dem Wechselrichter (100) betriebenen Last (110) zu reduzieren. Subsequent switching on of a high-side switch (103, 105) corresponding to operating the load (110) or of a low-side switch (104, 106) of another half-bridge corresponding to operating the load, wherein the subsequent switching on takes place with a time interval offset from the switching on, in particular to reduce switching voltage peaks in a load (110) operated with the inverter (100).
12. Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das Zeitintervall basierend auf einer halben Periode einer Einschalt-Schwingung oder einer halben Stör- oder Resonanz- Schwingperiode, insbesondere eines Hochfrequenz-Strompfads des Wechselrichters 100 in Zusammenwirkung mit der Last 110 bestimmt wird. 12. The method according to claim 11, wherein the time interval is determined based on a half period of a switch-on oscillation or a half period of a disturbance or resonance oscillation, in particular of a high-frequency current path of the inverter 100 in cooperation with the load 110.
13. Verfahren gemäß Anspruch 11 oder 12, wobei das Zeitintervall einen Wert aufweist, der in einem Bereich zwischen einer zehntel Stör- oder Resonanz- Schwingperiode und einer ganzen Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder vorzugsweise in einem Bereich zwischen einer viertel Stör- oder Resonanz- Schwingperiode und einer dreiviertel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder besonders vorzugsweise innerhalb eines Intervalls von einer Zehntel Stör- oder Resonanz-Schwingperiode um eine halbe Stör- oder Resonanz-Schwingperiode liegt; oder ganz besonders vorzugsweise eine halbe Resonanz-Schwingperiode oder halben Stör-Schwingperiode beträgt, wobei insbesondere die Stör- oder Resonanz- Schwingperiode mittels eines Hochfrequenz-Strompfads des Wechselrichters 100 in Zusammenwirkung mit der Last 110 bestimmt wird. 13. Method according to claim 11 or 12, wherein the time interval has a value which lies in a range between a tenth of a disturbance or resonance oscillation period and a whole disturbance or resonance oscillation period; or preferably lies in a range between a quarter of a disturbance or resonance oscillation period and a three-quarter of a disturbance or resonance oscillation period; or particularly preferably lies within an interval of a tenth of a disturbance or resonance oscillation period by half a disturbance or resonance oscillation period; or very particularly preferably is half a resonance oscillation period or half a disturbance oscillation period, wherein in particular the disturbance or resonance Oscillation period is determined by means of a high-frequency current path of the inverter 100 in cooperation with the load 110.
14. Verwendung eines Wechselrichters (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, zum Bereitstellen eines mehrphasigen Wechselstroms zum Betreiben eines bürstenlosen elektrischen Mehrphasen-Antriebs (110). 14. Use of an inverter (100) according to one of claims 1 to 10, for providing a multiphase alternating current for operating a brushless electric multiphase drive (110).
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