WO2023229170A1 - 무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치 Download PDF

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WO2023229170A1
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circuit
impedance
transmission line
power amplifier
amplifier
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PCT/KR2023/003383
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양영구
지승훈
강현욱
김경태
김창욱
우승민
우영윤
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삼성전자 주식회사
성균관대학교산학협력단
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators

Definitions

  • This disclosure relates generally to wireless communication systems. More particularly, the present disclosure relates to a doherty power amplifier and electronic devices including the same in a wireless communication system.
  • MIMO Massive Multiple Input Multiple Output
  • the present disclosure provides an apparatus and method for expanding the frequency band of a Doherty power amplifier in a wireless communication system.
  • the present disclosure provides a circuit of a Doherty power amplifier and a device including the same for increasing the efficiency of a 5th generation (5G) transmitter in a wireless communication system.
  • 5G 5th generation
  • the present disclosure provides a Doherty power amplifier circuit and a device including the same for providing high gain in a wide frequency band through impedance distribution in the frequency domain in a wireless communication system.
  • an electronic device including a Doherty power amplifier may be provided.
  • the electronic device may include a carrier amplifier, a first circuit coupled to the output terminal of the carrier amplifier, a peaking amplifier, a second circuit coupled to the output terminal of the peaking amplifier, and a network circuit.
  • the network circuit may include a resonance circuit and a transmission line for impedance matching with the Doherty power amplifier.
  • the resonance circuit may be disposed between a first region and a second region of the transmission line.
  • the Doherty power amplifier may provide a first range of output impedance distributed based on frequency within the bandwidth, and the network circuit may provide a load impedance.
  • the network circuit may provide a second range of load impedance distributed based on frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line may provide a first phase shift impedance to reduce the difference between the output impedance in the first range and the load impedance in the second range.
  • the second region of the transmission line may provide a second phase shift impedance.
  • a radio frequency integrated circuit may be provided as an electronic device including a plurality of radio frequency (RF) processing chains.
  • each of the plurality of RF processing chains may include a phase shifter and a Doherty power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a carrier amplifier, a first circuit coupled to the output terminal of the carrier amplifier, a peaking amplifier, a second circuit coupled to the output terminal of the peaking amplifier, and a network circuit. there is.
  • the network circuit may include a resonance circuit and a transmission line for impedance matching with the Doherty power amplifier.
  • the resonant circuit may be disposed between a first region and a second region of the transmission line.
  • the Doherty power amplifier may provide a first range of output impedance distributed based on frequency within the bandwidth, and the network circuit may provide a load impedance.
  • the network circuit may provide a second range of load impedance distributed based on frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line may provide a first phase shift impedance to reduce the difference between the output impedance in the first range and the load impedance in the second range.
  • the second region of the transmission line may provide a second phase shift impedance.
  • the Doherty power amplifier circuit and the electronic device including the same provide a wide frequency range through a resonance circuit disposed within the transmission line for impedance matching with the output terminal of the Doherty power amplifier. Band can be provided.
  • FIG. 1 shows a wireless communication system according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2A shows an example of a Doherty power amplifier and network circuit arrangement, according to one embodiment of the present disclosure.
  • 2B shows an example of the functional configuration of a Doherty power amplifier and network circuit, according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 shows an example of impedance rotation on a Smith chart according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 4 shows an example of impedance rotation and dispersion according to an embodiment of the present disclosure.
  • 5A shows an example of the impedance of a network circuit according to one embodiment of the present disclosure.
  • 5B shows an example of the impedance of a network circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 6 shows the functional configuration of a network circuit consisting of a transmission line and a resonance circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 shows an example of a transmission line included in a network circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8A shows an example of a Doherty power amplifier circuit including a resonant circuit using a stub, according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8B shows an example of a Doherty power amplifier circuit including a resonant circuit using lumped elements, according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG 9 shows an example of a resonance circuit included in a network circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10A shows an example of a network circuit including a transmission line and a resonant circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10B is an equivalent circuit diagram in which some lumped elements of the equivalent circuit of a transmission line and some lumped elements of the equivalent circuit of a resonance circuit are combined in a network circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 11 shows an example of a Doherty power amplifier and network circuit, according to one embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12A shows the effect of improving the power gain of a Doherty power amplifier through a network structure according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 12b shows the effect of improving the drain efficiency of the Doherty power amplifier through the network structure according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13A shows an example of the power gain of the Doherty power amplifier in the average power region for each frequency based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 13b displays the maximum output power by frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 13c displays the drain efficiency at the maximum output power for each frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13D displays drain efficiency at the average output power for each frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • Terms used in the following description to refer to the amplifier of an electronic device and related components connected to the amplifier e.g., amplification circuit, amplifier circuit, matching circuit, impedance matching circuit, post matching network, output matching circuit
  • Terms referring to components e.g., substrate, plate, printed circuit board (PCB), flexible PCB (FPCB), module, antenna, antenna element, circuit, processor, chip, component, device
  • Terms that refer to the shape of a part e.g., structure, structure, support, contact, protrusion, opening
  • connections between structures e.g., connection, contact, support, contact structure, conductive member, assembly
  • terms referring to circuits e.g.
  • PCB, FPCB, signal line, feeding line, data line, RF signal line, antenna line, RF path, RF module, RF circuit are used for convenience of explanation. This is an example for. Accordingly, the present disclosure is not limited to the terms described below, and other terms having equivalent technical meaning may be used.
  • terms such as '... part', '... base', '... water', and '... body' used hereinafter mean at least one shape structure or a unit that processes a function. It can mean.
  • the expressions greater than or less than may be used to determine whether a specific condition is satisfied or fulfilled, but this is only a description for expressing an example, and the description of more or less may be used. It's not exclusion. Conditions written as ‘more than’ can be replaced with ‘more than’, conditions written as ‘less than’ can be replaced with ‘less than’, and conditions written as ‘more than and less than’ can be replaced with ‘greater than and less than’.
  • the present disclosure relates to a power amplifier, a network circuit, and an electronic device including the same in a wireless communication system.
  • the present disclosure proposes a circuit combining a Doherty power amplifier and a network circuit in a wireless communication system and an electronic device including the same.
  • the network circuit may include a resonant circuit for band expansion. Additionally, miniaturization of products including Doherty power amplifiers can be achieved through placement of capacitors and inductors in the network circuit.
  • FIG. 1 shows a wireless communication system according to one embodiment of the present disclosure.
  • a diagram 100 illustrates a base station 110, a terminal 120, and a terminal 130 as some of the nodes that use a wireless channel in a wireless communication system.
  • Figure 1 shows only one base station, but other base stations identical or similar to the base station 110 may be further included.
  • the base station 110 is a network infrastructure that provides wireless access to the terminal 120.
  • the base station 110 has coverage defined based on the distance at which signals can be transmitted.
  • the base station 110 includes mmWave (millimeter wave) equipment, 'access point (AP)', 'eNodeB (eNB)', '5G node (5th generation node)', ' 5G NodeB (NB)', 'wireless point', 'transmission/reception point (TRP)', 'access unit', 'distributed unit (DU) )', 'radio unit (RU), massive multiple input multiple output (MIMO) unit (MMU), remote radio head (RRH), or other terms with equivalent technical meaning.
  • the base station 110 may transmit a downlink signal or receive an uplink signal.
  • the terminal 120 is a device used by a user and communicates with the base station 110 through a wireless channel. In some cases, the terminal 120 may be operated without user involvement. That is, the terminal 120 is a device that performs machine type communication (MTC) and may not be carried by the user.
  • the terminal 120 is a terminal, as well as 'user equipment (UE)', 'mobile station', 'subscriber station', and 'customer premises equipment (CPE)'. , ‘remote terminal’, ‘wireless terminal’, ‘electronic device’, or ‘vehicle terminal’, ‘user device’ or technical equivalent. It may be referred to by other terms with different meanings.
  • the terminal 120 shown in FIG. 1 can support vehicle communication.
  • vehicle communication in the LTE system, standardization work on vehicle-to-everything (V2X) technology based on the device-to-device (D2D) communication structure was carried out in release 14 and release of the third generation partnership project (3GPP). It was completed in 15, and efforts are currently underway to develop V2X technology based on 5G new radio (NR).
  • NR V2X supports unicast communication, groupcast (or multicast) communication, and broadcast communication between terminals.
  • the power amplifier described in the embodiments of the present disclosure is a component used for power amplification of radio frequency (RF), and the operation and configuration of the invention is explained by taking signal transmission from a base station as an example, but the present disclosure
  • the embodiments are not limited to this.
  • the structure of the power amplifier proposed in this disclosure and equipment including the same may be implemented in a terminal as well as a base station. That is, embodiments of the present disclosure can be used not only for downlink transmission of the base station, but also for uplink transmission of the terminal and sidelink communication of the terminal.
  • the network circuit may not include a resonant circuit.
  • the network circuit may include transmission lines for impedance matching.
  • the Doherty power amplifier may include a carrier amplifier (201).
  • the carrier amplifier 201 may include a main amplifier stage 202 and a first circuit 203 for output matching.
  • the Doherty power amplifier may include a peaking amplifier (204).
  • the peaking amplifier 204 may include an auxiliary amplifier stage 205 and a second circuit 206 for output matching.
  • Network circuit 207 may include a transmission line 208 having an electrical length of 90 degrees.
  • the Doherty power amplifier may include a carrier power amplifier 201 and a peaking power amplifier 204.
  • the carrier amplifier 201 may be referred to as a main amplifier, and the peaking amplifier 204 may be referred to as an auxiliary amplifier in addition to the peaking amplifier 204.
  • the carrier amplifier 201 operates to maintain high efficiency, and at high output, two amplifiers, that is, the carrier amplifier 201 and the peaking amplifier 204, operate in parallel. Depending on the required characteristics of the amplifier, the ratio of the two amplifiers may vary. At this time, impedance matching problems and power combining problems may occur. To solve this problem, the Doherty power amplifier may include circuitry for output matching.
  • the carrier amplifier 201 is generally a class AB (operating point moves to class A bias) or class B (operating point at the cutoff point of the transistor) amplifier, but the peaking amplifier 204 is generally a class C (operating point moves to the cutoff point of the transistor).
  • the operating point below) is an amplifier, which produces a lot of distortion.
  • the bias is adjusted so that the formed distortion cancels out the distortion of the carrier amplifier 201, thereby maintaining linearity.
  • the Doherty power amplifier may include a structure for connecting the carrier amplifier 201 and the peaking amplifier 204. At this time, the Doherty power amplifier can be combined with a network circuit for impedance matching.
  • the network circuit may include a transmission line 208 having an electrical length of a specified size (e.g., (90 degrees)) for impedance matching.
  • a Doherty power amplifier may be connected to the transmission line 208.
  • the transmission line 208 may be connected to the output of the carrier amplifier 201 of the Doherty power amplifier and the output of the peaking amplifier 204 of the Doherty power amplifier. That is, the Doherty power amplifier may have a structure in which a carrier amplifier 201 and a peaking amplifier 204 are connected in parallel based on a transmission line 208 having an electrical length of 90 degrees. As the power level increases, the amount of current that the peaking amplifier 204 supplies to the load increases. The efficiency of the amplifier can be increased through adjustment and impedance matching of the load impedance of each of the carrier amplifier 201 and the peaking amplifier 204.
  • the basic operating principle of the Doherty power amplifier can be explained by load modulation (or (Active Load Pull)) by the output current of the peaking amplifier 204.
  • the operation of the Doherty power amplifier can be divided into three regions: a low power level region, a mid-power level region where load modulation occurs, and a maximum power level region. In the low power level region, peaking amplifier 204 does not operate. Peaking amplifier 204 can be viewed as an open circuit.
  • the carrier amplifier 201 may operate at 2R opt (R opt : optimal load impedance of the amplifier). The efficiency of the carrier amplifier 201 increases simultaneously as the output power is increased and can saturate at a point 6 dB backoff from the maximum output level.
  • the carrier amplifier 201 In the intermediate power level region, the carrier amplifier 201 is saturated and can operate at maximum efficiency. When the input power increases and reaches a 6dB backoff point, which is an intermediate power level, the peaking amplifier 204 can operate.
  • the impedance conversion circuit can generate load modulation from 2R opt to R opt . In the maximum power level area, the loads of the carrier amplifier 201 and peaking amplifier 204 operate at R opt , and each amplifier can supply half of the output power.
  • the communication circuit 200 represents a Doherty power amplifier, and the transmission line 208 for impedance matching has an electrical length of 90 degrees, It can have a characteristic impedance of is an impedance appropriate for the circuit for output matching of the carrier amplifier 201 and the peaking amplifier 204. When trying to convert to, The characteristic impedance may be equal to Equation 1.
  • the characteristic impedance of the transmission line 208 represents the load impedance, May be the equivalent impedance required in the output matching circuit of the main amplifier and the output matching circuit of the auxiliary amplifier.
  • the equivalent impedance of the first circuit 203 for matching and the second circuit 206 for matching ( ) is not distributed according to frequency, so the band may be limited compared to the case where impedance is distributed.
  • the impedance of the Doherty circuit draws an arc according to frequency, and the impedance ( ) can be in the form of a dot. Impedance and impedance of Doherty circuit ( ), the smaller the difference between them, the more likely it is that matching will be possible in a wider band. If only a resonant circuit is added to the network circuit, the distributed impedance does not rotate.
  • the Doherty power amplifier is capable of matching over a wider area by adding a resonant circuit on the transmission line.
  • the network circuit may include a resonant circuit and a transmission line for impedance matching.
  • the transmission line may include a first region adjacent to the output of the Doherty power amplifier and a second region adjacent to the load impedance.
  • the communication circuit 250 may include a Doherty power amplifier and a network circuit 257.
  • the Doherty power amplifier may include a carrier amplifier 251.
  • the carrier amplifier 251 may include a main amplifier stage 252 and a first circuit 253 for output matching.
  • the Doherty power amplifier may include a peaking amplifier 254.
  • the peaking amplifier 254 may include an auxiliary amplifier stage 255 and a second circuit 256 for output matching.
  • the network circuit 257 may include a resonance circuit and a transmission line.
  • the transmission line may provide a phase shift of a specified amount (e.g., 90 degrees) for impedance matching.
  • Transmission lines can extend the electrical length corresponding to one quarter of the wavelength.
  • a resonant circuit may be disposed within the transmission line. Accordingly, the transmission line can be distributed into two regions.
  • Network circuit 257 is A first region of the transmission line (hereinafter referred to as the first transmission line 258) having an electrical length of , a resonance circuit 259, and It may include a second region of the transmission line (hereinafter referred to as the second transmission line 260) having an electrical length of .
  • the communication circuit 250 may include the Doherty power amplifier and a network circuit 257 for impedance distribution coupled to the Doherty power amplifier. By inserting the resonance circuit 259 in the middle of the first transmission line 258 and the second transmission line 260, dispersion and rotation of impedance can be controlled.
  • the resonance circuit 259 may be implemented in various configurations. According to one embodiment, the resonance circuit 259 may be composed of an open circuit stub and a short circuit stub. According to one embodiment, the resonance circuit 259 may be composed of a series inductor and a series capacitor. According to one embodiment, the resonance circuit 259 may include a parallel inductor and a parallel capacitor. According to one embodiment, the resonance circuit 259 may include an open circuit stub and a parallel inductor. According to one embodiment, the resonance circuit 259 may include a short circuit stub and a parallel capacitor. However, it is not limited to these examples.
  • the resonance circuit 259 of the network circuit 257 distributes impedance.
  • the impedance refers to the impedance (Z L ') of the network circuit 257 looking in the direction of the load from the output terminal of the Doherty power amplifier (e.g., the output terminal of the first circuit 253 and the second circuit 256). do.
  • the resonant circuit 259 does not affect the impedance of the network circuit, but the resonant circuit 259 affects the impedance of the network circuit 257 in a frequency range near the resonant frequency. disperse.
  • imaginary values are included in the impedance.
  • the first transmission line 258 and the second transmission line 260 rotate the distributed impedance.
  • the first transmission line 258 is The characteristic impedance of It has an electrical length of
  • the second transmission line 260 is The characteristic impedance of It has an electrical length of
  • the network circuit 257 including the first transmission line 258 and the second transmission line 260 may provide an overall phase shift of 90 degrees.
  • the impedance of the network circuit is distributed by the resonance circuit 259 and rotated by the first transmission line 258 and the second transmission line 260. Therefore, through the impedance change of the resonance circuit 259 according to frequency adjustment and the phase adjustment between the first transmission line 258 and the second transmission line 260, the impedance of the Doherty power amplifier (e.g., looking at the Doherty power amplifier) The difference between the direction impedance) and the impedance of the network circuit 257 can be reduced.
  • FIG. 3 shows an example of impedance rotation on a Smith chart according to an embodiment of the present disclosure.
  • the communication circuit 300 may include a transmission line and impedance.
  • Input Impedance (301)( ) means the impedance in the direction facing the transmission line 303 and the load from the input terminal of the transmission line. That is, the input impedance 301 ( ) may be the impedance value before passing through the transmission line 303.
  • Load Impedance (305)( ) refers to the impedance in the direction facing the load from the output terminal of the transmission line. That is, the load impedance 305 ( ) may be the impedance value after passing through the transmission line 303.
  • the transmission line 303 has a characteristic impedance of And the electrical length is It can be.
  • the Smith chart 310 represents impedance rotation due to the transmission line of the communication circuit 300.
  • the input impedance 301 ( ) may mean the impedance value before passing through the transmission line
  • the load impedance 305 ( ) may mean the impedance value after passing through the transmission line.
  • Input impedance (301) on Smith chart (310) ( ) and load impedance (305) ( ) is the input impedance 301 ( ) and load impedance (305) ( ) is shown in the Smith chart 310.
  • the input impedance 301 ( ) is by the transmission line 303, On a circle centered at It can rotate counterclockwise as much as possible. That is, the impedance on the load side is the input impedance 301 based on the transmission line 303. At the load impedance 305 ( ) can be rotated.
  • FIG 4 shows an example of impedance rotation and dispersion according to an embodiment of the present disclosure.
  • the communication circuit 400 represents a network circuit for impedance matching of a Doherty power amplifier.
  • the network circuit may be coupled to the output of a Doherty power amplifier.
  • the communication circuit 400 may include a first transmission line 403, a resonance circuit 407, and a second transmission line 409.
  • Transmission line input impedance (401) ( ) means the impedance in the direction from the input terminal of the first transmission line 403 to the first transmission line 403, the resonance circuit 407, the second transmission line 409, and the load impedance.
  • the first transmission line 403 has a characteristic impedance of And the electrical length is It can be a phosphorus transmission line.
  • Resonant circuit impedance (405) ( ) means the impedance in the direction facing the resonance circuit 407, the second transmission line 409, and the load impedance at the input terminal of the resonance circuit 407.
  • the resonance circuit 407 may distribute impedance in a range other than the resonance frequency.
  • the second transmission line 409 has a characteristic impedance of And the electrical length is It can be a phosphorus transmission line.
  • the resonance circuit 407 may include elements arranged in parallel or elements arranged in series based on the signal transmission direction. Resonant circuit impedance (405) ( ) can be distributed according to frequency. According to one embodiment, when the resonant circuit 407 includes one or more lumped elements connected in parallel, the resonant circuit impedance 405 ( ) is the parallel resonant circuit impedance (411) on the Smith chart ( ) can be displayed. According to one embodiment, when the resonant circuit 407 includes one or more lumped elements connected in series, the resonant circuit impedance 405 ( ) is the series resonant circuit impedance 413 ( ) can be displayed.
  • the first transmission line may rotate distributed impedance on the Smith chart 410.
  • the distributed impedance is a parallel resonant circuit impedance 411 (411) distributed based on the change in frequency. ) or series resonant circuit impedance (413) ( ) means.
  • the transmission line input impedance 401 ( ) can be expressed as Equation 2.
  • the electrical length of the first transmission line 403 at frequency f. may mean the degree of phase change according to the frequency of the first transmission line 403. may mean the center frequency. may mean the electrical length at the center frequency.
  • the resonant circuit can be constructed based on various methods.
  • the resonant circuit may be configured through at least one of an open circuit stub or a short circuit stub.
  • the resonance circuit may be configured through parallel or series connection of lumped elements (eg, inductors and capacitors).
  • the resonance circuit may be configured through a combination of a lumped element and a stub.
  • the impedance of the resonant circuit composed of an open circuit stub and a short circuit stub may be expressed as Equation 4.
  • the electrical length of the open circuit stub is When , the electrical length of the short circuit stub is It can be. On the Smith chart 410, impedance may be distributed counterclockwise according to frequency. The electrical length of the open circuit stub is The degree of dispersion can be controlled based on coordination.
  • the impedance value of the resonance circuit composed of a parallel inductor and a parallel capacitor may be equal to Equation 5.
  • Z LC represents the characteristic impedance of the resonant circuit
  • L(f) represents the inductance at frequency f
  • C(f) represents the capacitance at frequency f
  • w 0 represents the angular frequency.
  • the dispersion of impedance can be controlled by adjusting the L value of the inductor and the C value of the capacitor.
  • the resonant circuit can distribute the impedance (on) a constant resistance circle on the Smith chart 410.
  • the impedance value of the resonance circuit composed of a series inductor and a series capacitor may be expressed as Equation 6.
  • Z LC represents the characteristic impedance of the resonance circuit
  • L(f) represents the inductance at frequency f
  • C(f) represents the capacitance at frequency f
  • w 0 represents the angular frequency.
  • the dispersion of impedance can be controlled by adjusting the L value of the inductor and the C value of the capacitor.
  • the resonant circuit can distribute the impedance over a constant resistance circle on the Smith chart 410.
  • resonant circuit impedance 405 ( ) is the parallel resonance circuit impedance, which is the impedance of a network circuit in which an inductor and a capacitor are connected in parallel according to the resonance circuit structure
  • the series resonance circuit impedance which is the impedance when (411) and the inductor and capacitor are connected in series. It may include (413).
  • the parallel resonance circuit impedance 411 ( ) is distributed over a constant conductance circle, and the series resonance circuit impedance 413 ( ) can be distributed over a constant resistance circle.
  • the first transmission line 403 may rotate the impedance.
  • the first transmission line 403 has the parallel resonance circuit impedance 411 shown in the Smith chart 410 ( ) or the series resonant circuit impedance 413 ( ), the transmission line input impedance 401 ( ) can be rotated as follows.
  • the network circuit may not include a resonant circuit.
  • the network circuit may include transmission lines for impedance matching.
  • the network circuit may include a resonant circuit and a transmission line for impedance matching.
  • the transmission line may include a first region adjacent to the output of the Doherty power amplifier and a second region adjacent to the load impedance.
  • the communication circuit 500 may include a network circuit that does not include a resonance circuit.
  • the network circuit can be combined with a Doherty power amplifier.
  • load impedance 507 ( ) is the optimal impedance ( ) can be matched.
  • the load impedance 507 ( ) The transmission line 505 may be connected to the. Since the network circuit does not include a resonant circuit, the impedance Z L ' of the network circuit can have a constant value even if the frequency varies.
  • Existing impedance (501) ( ) may mean the impedance seen from the input terminal of the first circuit in the communication circuit 500.
  • Distribution impedance (503) ( ) may refer to the impedance facing the main amplifier stage from the output terminal of the first circuit in the communication circuit 500.
  • the network circuit includes a transmission line 505 and a load impedance 507 ( ) may include.
  • the load impedance ( ) corresponds to the element corresponding to the antenna.
  • the value 513 may mean the impedance value of the matching network circuit.
  • the communication circuit 550 may include a network circuit including a resonance circuit 557.
  • the network circuit can be combined with a Doherty power amplifier.
  • the network circuit has a load impedance ( ) can be combined with.
  • the network circuit may include a first transmission line 556, a resonance circuit 557, and a second transmission line 558. Since the network circuit includes a resonant circuit 557, the impedance 555 of the network circuit ( ) The value may vary depending on the change in frequency.
  • New Impedance (551)( ) may mean the characteristic impedance looking from the main amplifier stage for matching to the first circuit 552 for matching.
  • Distribution Impedance (553)( ) may mean the characteristic impedance facing the first circuit 552 in the network circuit.
  • Carrier Impedance (554)( ) may mean the characteristic impedance looking from the first circuit 552 to the network circuit.
  • Network Impedance (555)( ) may mean the characteristic impedance looking at the network circuit from the output terminal of the Doherty power amplifier.
  • the network circuit includes a transmission line 556, a resonance circuit 557, a transmission line 558, and a load impedance. may include.
  • Conjugate distributed impedance (571) ( * ) is the distribution impedance 553 ( ) may be the conjugate impedance.
  • the conjugate distribution impedance 571 ( * ) may be distributed according to frequency, as shown in the Smith chart 570.
  • the distribution impedance 503 ( )'s conjugate complex number ( ) and the network impedance ( ) is dispersed and matching loss occurs.
  • the existing impedance 511 ( ) is the optimal impedance It may differ from the value (513), resulting in matching loss. These matching losses can cause the performance of the Doherty power amplifier to deviate from design goals.
  • the distribution impedance 553 ( ) and the carrier impedance 554 ( ) is the current ratio between the carrier amplifier and peaking amplifier It can be determined by the current phase difference between the carrier amplifier and the peaking amplifier at the coupling point. This can be expressed mathematically as follows: has a value obtained by subtracting the current phase of the main amplifier from the current phase of the auxiliary amplifier at the center frequency and may be a variable modeled as a linear function depending on the frequency.
  • the conjugate distribution impedance ( ) is distributed with respect to frequency, then the conjugate distributed impedance ( ) and optimal impedance ( ), a frequency-dependent characteristic impedance needs to be provided to resolve the matching loss.
  • the rotating network circuit according to embodiments of the present disclosure has a carrier impedance distributed clockwise according to frequency ( ) can be provided.
  • Figure 6 shows the functional configuration of a network circuit composed of a transmission line and a resonance circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • the first transmission line block 601 is a transmission line having an electrical length.
  • the resonance circuit block 603 is a resonance circuit that distributes impedance.
  • the second transmission line block 605 is a transmission line with an electrical length. Specific examples of the first transmission line block 601 or the second transmission line block 605 are described below with reference to FIG. 7 . Specific examples of the resonance circuit block 603 are described below with reference to FIGS. 8A, 8B, and 9.
  • Figure 7 shows an example of a transmission line included in a network circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • communication circuit 700 shows examples of transmission lines.
  • Transmission line 701 is It has a characteristic impedance of and the electrical length is It can be a phosphorus transmission line.
  • transmission line structure 703 is - It can refer to a low-frequency pass filter structure implemented as a network-type equivalent circuit. That is, the transmission line structure 703 is - It may be a network-type LCL filter.
  • the transmission line structure 703 may include one capacitor and two inductors.
  • transmission line structure 705 is - It can refer to a high-frequency pass filter structure implemented as a network-type equivalent circuit. That is, the transmission line structure 705 is - It may be a network-type CLC filter. Transmission line structure 705 may include one inductor and two capacitors.
  • the transmission line structure 707 may refer to a low-frequency pass filter structure implemented as an equivalent circuit in the form of a T-network. That is, the transmission line structure 707 may be a T-network type L-C-L filter. Transmission line structure 707 may include one capacitor and two inductors.
  • the transmission line structure 709 may refer to a high-frequency pass filter structure implemented as a T-network type equivalent circuit. That is, the transmission line structure 709 may be a C-L-C filter in the form of a T-network. Transmission line structure 709 may include one capacitor and two inductors.
  • the transmission line 701 when the transmission line 701 is implemented through lumped elements (e.g., inductors, capacitors), as in the equivalent circuit diagram described above, at least some of the lumped elements are connected to other blocks (e.g., in FIG. 6). It can be merged with lumped elements of the resonant circuit block 603). Through merging, the implementation of the circuit can be simplified.
  • lumped elements e.g., inductors, capacitors
  • FIG. 8A shows an example of a Doherty power amplifier circuit including a resonant circuit using a stub, according to one embodiment of the present disclosure.
  • the communication circuit 800 may include a Doherty power amplifier 801 and a network circuit 803 for impedance matching.
  • the description of the Doherty power amplifier described through FIGS. 2A, 2B, 5A, and 5B may be applied to the Doherty power amplifier 801 in the same or similar manner.
  • the network circuit 803 may be used.
  • the network circuit 803 may include a transmission line 805, a resonance circuit, and a transmission line 807.
  • the resonant circuit of the network circuit 803 may include a short circuit 809 and an open circuit 811.
  • the resonance circuit is The characteristic impedance of A short circuit 809 having an electrical length of The characteristic impedance of It may include an open circuit 811 having an electrical length of .
  • Transmission line 805 is has a characteristic impedance of It can have an electrical length of .
  • Transmission line 807 is The characteristic impedance of It can have an electrical length of .
  • FIG. 8B shows an example of a Doherty power amplifier circuit including a resonant circuit using lumped elements, according to one embodiment of the present disclosure.
  • the communication circuit 850 may include a Doherty power amplifier 851 and a network circuit 853 for impedance matching.
  • the description of the Doherty power amplifier described through FIGS. 2A, 2B, 5A, and 5B may be applied to the Doherty power amplifier 851 in the same or similar manner.
  • the network circuit 853 may be used.
  • the network circuit 853 may include a transmission line 855, a resonance circuit 859, and a transmission line 857.
  • the resonant circuit 859 of the network circuit 853 may include lumped elements.
  • the resonant circuit 859 may include lumped elements.
  • the resonance circuit 859 may include an inductor and a capacitor connected in series.
  • Transmission line 855 is has a characteristic impedance of It can have an electrical length of .
  • Transmission line 857 is The characteristic impedance of It can have an electrical length of .
  • FIG 9 shows an example of a resonance circuit included in a network circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • communication circuit 900 shows examples of resonant circuits.
  • the resonance circuit 901 refers to a circuit with frequency selective characteristics. As the difference between the inductive component and the capacitive component of the resonance circuit 901 is balanced at the resonance frequency, resonance may occur in the resonance circuit 901.
  • the resonance circuit structure 903 may be a structure in which a short circuit stub and an open circuit stub are connected in parallel. Between the input port (e.g. port 1) and the output port (e.g. port 2), a short circuit stub (R 1 ⁇ 1 ) and an open circuit stub (R 1 ⁇ 90- ⁇ 1 ) may be placed in parallel. .
  • the resonant circuit structure 903 has a characteristic impedance of And the electrical length is The short circuit stub and characteristic impedance are And the electrical length is It may be a structure in which open circuit stubs are connected in parallel. Impedance of a resonant circuit consisting of a short-circuit stub and an open-circuit stub As described above, is equivalent to Equation 4. In equation 4: Can be expressed as Equation 10.
  • the electrical length of the transmission line may mean the degree of phase change according to the frequency of the transmission line. may mean the center frequency. may mean the electrical length at the center frequency.
  • the resonance circuit structure 905 may have an inductor and a capacitor connected in parallel. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), an inductor (L 1 ) may be placed in parallel. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), a capacitor (C 1 ) may be placed in parallel.
  • L 1 an inductor
  • C 1 a capacitor
  • the impedance of the resonant circuit The above-mentioned equation 5 may be referred to.
  • the resonance circuit structure 907 may be a structure in which an inductor and a capacitor are connected in series. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), an inductor (L 1 ) may be placed in series.
  • an inductor L 1
  • the impedance of the resonant circuit The above-mentioned Equation 6 may be referred to.
  • the resonance circuit structure 909 may be a structure in which a short-circuit stub that rotates impedance like an inductor and a capacitor are connected in parallel. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), a short circuit stub (R 1 ⁇ 1 ) may be placed in parallel. A short-circuit stub can provide an inductive load. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), a capacitor (C 1 ) may be placed in parallel.
  • the resonance circuit structure 911 may be a structure in which open circuit stubs that rotate impedance, like an inductor and a capacitor, are connected in parallel. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), an inductor (L 1 ) may be placed in parallel. Between an input port (eg, port 1) and an output port (eg, port 2), an open circuit stub (R 1 ⁇ 90- ⁇ 1 ) may be placed in parallel. An open circuit stub can provide a capacitive load.
  • the transmission line when the transmission line is implemented through lumped elements (e.g., inductors, capacitors), such as the equivalent circuits described above, at least some of the lumped elements are connected to other blocks (e.g., the first block of FIG. 6). It can be merged with the lumped element of the transmission line block 601). Through merging, the implementation of the circuit can be simplified.
  • lumped elements e.g., inductors, capacitors
  • FIG. 10A shows an example of a network circuit including a transmission line and a resonance circuit, according to an embodiment of the present disclosure.
  • communication circuit 1000 shows examples of network circuits.
  • the communication circuit 1010 includes a first transmission line 1011, a resonance circuit 1013, a second transmission line 1015, and a load impedance. It shows a network circuit consisting of
  • the network circuit structure 1030 shows a network circuit including a first transmission line 1031, a resonant circuit 1035 including a short-circuit stub and an open-circuit stub, and a second transmission line 1033. . Between the first transmission line 1031 and the second transmission line 1033, a short circuit stub (R 1 ⁇ 1 ) and an open circuit stub (R 1 ⁇ 90- ⁇ 1 ) may be arranged in parallel.
  • the structure of the resonance circuit 1035 has a characteristic impedance And the electrical length is The short circuit stub and characteristic impedance are And the electrical length is It may be a structure in which open circuit stubs are connected in parallel. Impedance of a resonant circuit consisting of a short-circuit stub and an open-circuit stub As described above, is equivalent to Equation 4.
  • the network circuit structure 1050 shows a network circuit including a first transmission line 1051, a resonance circuit 1055 in which an inductor and a capacitor are connected in parallel, and a second transmission line 1053.
  • An inductor (L 1 ) may be arranged in parallel between the first transmission line 1051 and the second transmission line 1053.
  • a capacitor C 1 may be placed in parallel between the first transmission line 1051 and the second transmission line 1053.
  • the impedance of the resonant circuit The above-mentioned equation 5 may be referred to.
  • the network circuit structure 1070 shows a network circuit including a first transmission line 1071, a resonance circuit 1075 in which an inductor and a capacitor are connected in series, and a second transmission line 1073.
  • An inductor ( ) can be placed in series.
  • a capacitor (C 1 ) may be placed in series between the first transmission line 1071 and the second transmission line 1073.
  • the impedance of the resonance circuit The above-mentioned Equation 6 may be referred to.
  • the position of the resonance circuit placed on the transmission line is constant, although the values are shown as being constant, embodiments of the present disclosure are not limited thereto.
  • the resonant circuit is composed of lumped elements, as the position of the resonant circuit on the transmission line with an electrical length of 90 degrees changes, the Values may change. in this case, The value can be determined to provide the best match through simulation.
  • FIG. 10B is an equivalent circuit diagram in which some lumped elements of the equivalent circuit of a transmission line and some lumped elements of the equivalent circuit of a resonance circuit are combined in a network circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • the circuit diagram 1020 of the network circuit includes a first transmission line 1021, a resonance circuit 1023, a second transmission line 1025, and a load impedance. may include.
  • the first transmission line 1021 is - It may be a network-type LCL filter.
  • the resonance circuit 1023 may be composed of a resonance circuit structure 905 in which an inductor and a capacitor are connected in parallel.
  • the circuit diagram 1040 which is an equivalent circuit diagram to the circuit diagram 1020, the inductor 1022 and the inductor 1024 components may be combined to form one inductor.
  • the circuit structure can be simplified by using appropriate structures of transmission lines and resonance circuits.
  • a circuit in which an inductor and a capacitor are connected in series may be equivalent to a circuit in which an inductor and a capacitor are connected in parallel and a transmission line with an electrical length of 90 degrees is added. Therefore, depending on the selection of the structure of the resonance circuit, the degree of impedance dispersion and rotation can be controlled without adding a separate transmission line.
  • FIG 11 shows an example of a Doherty power amplifier and network circuit, according to one embodiment of the present disclosure.
  • communication circuit 1100 illustrates a Doherty power amplifier and network circuit.
  • the circuit portion 1101 may refer to a power divider.
  • the circuit portion 1102 may refer to a phase compensation circuit.
  • the circuit portion 1103 may refer to a carrier amplifier.
  • the circuit portion 1104 may represent a peaking amplifier.
  • the circuit portion 1105 may refer to a network circuit.
  • the design frequency band of the communication circuit 1100 is 3.4-3.8 GHz.
  • FIG. 12A shows the effect of improving the power gain of a Doherty power amplifier through a network structure according to an embodiment of the present disclosure.
  • graph 1201 represents the gain value of a Doherty power amplifier coupled with a transmission line for impedance matching.
  • Graph 1201 may represent the power gain for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals in the Doherty power amplifier.
  • the horizontal axis of the graph 1201 represents output power (unit: dBm (decibel milliwatt)), and the vertical axis of the graph 1201 represents gain (unit: dB (decibel)).
  • Graph 1202 shows the gain performance of a Doherty power amplifier combined with a network circuit for rotation of distributed impedance according to an embodiment of the present disclosure.
  • Graph 1202 may represent the power gain for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals in the Doherty power amplifier.
  • the overall power gain has increased in a certain frequency band (e.g., 3.4 GHz to 3.7 GHz). As the gain increases overall, the range of serviceable frequency bands increases. Through a network circuit for rotating distributed impedance, Doherty power amplifier can support wide bandwidth.
  • a certain frequency band e.g., 3.4 GHz to 3.7 GHz.
  • Figure 12b shows the effect of improving the drain efficiency of the Doherty power amplifier through the network structure according to an embodiment of the present disclosure.
  • graph 1251 represents drain efficiency values of a Doherty power amplifier coupled with a transmission line for impedance matching.
  • the graph 1251 may represent drain efficiency values for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at intervals of 100 MHz in the Doherty power amplifier.
  • the horizontal axis of the graph 1251 represents output power (unit: dBm (decibel milliwatt)), and the vertical axis of the graph 1251 represents drain efficiency (unit: % (percentage)).
  • Graph 1252 represents the drain efficiency value of a Doherty power amplifier combined with a network circuit for rotation of distributed impedance according to an embodiment of the present disclosure.
  • Graph 1252 may represent drain efficiency values for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals in the Doherty power amplifier.
  • the horizontal axis of the graph 1252 represents output power (unit: dBm (decibel milliwatt)), and the vertical axis of the graph 1252 represents drain efficiency (unit: % (percentage)).
  • FIG. 13A shows an example of the power gain of the Doherty power amplifier in the average power region for each frequency based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • a graph 1300 displays the power gain of the Doherty power amplifier in the average power region for each frequency based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • the graph 1300 may represent the power gain of the Doherty power amplifier in the average power range for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at intervals of 100 MHz.
  • the horizontal axis of the graph 1300 represents frequency (unit: GHz (Gigahertz)), and the vertical axis of the graph 1300 represents power gain (unit: dB (decibel)) in the average power region.
  • the black graph can represent the power gain of a Doherty power amplifier coupled with a transmission line for impedance matching.
  • the white graph can represent the power gain of the Doherty power amplifier in the average power range for each frequency when a network circuit for rotation of distributed impedance is combined.
  • the power gain of the power amplifier including the impedance rotation-based network matching circuit according to the embodiments is greater than the power gain of the legacy power amplifier.
  • a network circuit for rotating distributed impedance according to embodiments can provide a band expansion effect.
  • Figure 13b displays the maximum output power by frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • a graph 1310 displays the maximum output power of the Doherty power amplifier for each frequency based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • the graph 1310 may represent the maximum output power of the Doherty power amplifier for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals.
  • the horizontal axis of the graph 1310 represents frequency (unit: GHz (Gigahertz)), and the vertical axis of the graph 1310 represents maximum output power (Psat) (unit: dBm (decibel milliwatt)).
  • the black graph can represent the maximum output power by frequency of the Doherty power amplifier combined with the transmission line for impedance matching.
  • the white graph can represent the maximum output power by frequency of the Doherty power amplifier combined with a network circuit for rotation of distributed impedance.
  • the maximum output power of a power amplifier including a network circuit for rotation of distributed impedance according to embodiments is greater than the maximum output power of a legacy power amplifier. With high maximum output power, the possible frequency band is expanded.
  • a network circuit for rotating distributed impedance according to embodiments can provide a band expansion effect.
  • Figure 13c displays the drain efficiency at the maximum output power for each frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • a graph 1320 displays the drain efficiency of the Doherty power amplifier in the maximum output power region for each frequency based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • the graph 1320 may represent the drain efficiency of the Doherty power amplifier in the maximum output power region for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals.
  • the horizontal axis of the graph 1320 represents frequency (unit: GHz (GigaHertz)), and the vertical axis of the graph 1320 represents drain efficiency (unit: % (percentage)) in the maximum output power region.
  • the black graph can represent the drain efficiency at the maximum output power by frequency of the Doherty power amplifier combined with the transmission line for impedance matching.
  • the white graph can represent the drain efficiency in the maximum output power range for each frequency of the Doherty power amplifier combined with a network circuit for rotation of distributed impedance.
  • the drain efficiency of a power amplifier including a network circuit for rotation of distributed impedance according to embodiments is greater than that of a legacy power amplifier. Through high drain efficiency, the possible frequency band is expanded.
  • a network circuit for rotating distributed impedance according to embodiments can provide a band expansion effect.
  • FIG. 13D displays drain efficiency at the average output power for each frequency of the Doherty power amplifier based on whether or not a network circuit is added according to an embodiment of the present disclosure.
  • a graph 1330 displays the drain efficiency of the Doherty power amplifier in the average output power region for each frequency depending on whether or not a network circuit is added, which is an embodiment of the present disclosure.
  • Graph 1330 may represent the drain efficiency of the Doherty power amplifier in the average output power region for five frequencies from 3.4 GHz to 3.8 GHz at 100 MHz intervals.
  • the horizontal axis of the graph 1330 represents frequency (unit: GHz (Gigahertz)), and the vertical axis of the graph 1320 represents drain efficiency (unit: % (percentage)) in the average output power region.
  • the black graph can represent the drain efficiency in the frequency-specific average output power range of the Doherty power amplifier, which does not include a network circuit for rotation of the distributed impedance.
  • the white graph may represent the drain efficiency in the average output power region for each frequency of the Doherty power amplifier including a network circuit for rotation of distributed impedance.
  • drain efficiency at the average output power of the power amplifier including the network circuit for rotation of the distributed impedance according to the embodiments is greater than the drain efficiency at the average output power of the legacy power amplifier. Drain efficiency at high average output power expands the possible frequency range.
  • a network circuit for rotating distributed impedance according to embodiments can provide a band expansion effect.
  • the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure may include a matching network circuit implemented in a simpler manner than the Doherty power amplifier that fixes the load impedance and uses a multi-stage circuit.
  • the degree of dispersion and rotation of the impedance can be controlled.
  • the circuit structure for matching is simplified. Accordingly, performance such as maximum output power, efficiency, and linearity is improved over a wider band.
  • the matching network circuit according to embodiments of the present disclosure can minimize power consumption and heat generation by minimizing matching loss in a wireless communication system. Minimizing power consumption and heat generation leads to improved performance of the entire wireless communication system.
  • the device and method according to embodiments of the present disclosure can control the degree of dispersion and rotation of impedance by adjusting the length of the resonance circuit and transmission line in the network circuit.
  • the circuit structure for matching is simplified. Additionally, performance such as maximum output power, efficiency, and linearity can be improved over a wider band.
  • an electronic device including a Doherty power amplifier includes a carrier amplifier, a first circuit coupled to the output terminal of the carrier amplifier, a peaking amplifier, and the peaking amplifier. It may include a second circuit and a network circuit coupled to the output terminal of.
  • the network circuit may include a resonance circuit and a transmission line for impedance matching with the Doherty power amplifier.
  • the resonance circuit may be disposed between a first region and a second region of the transmission line.
  • the Doherty power amplifier may provide a first range of output impedance distributed based on frequency within the bandwidth, and the network circuit may provide a load impedance.
  • the network circuit may provide a second range of load impedance distributed based on frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line may provide a first phase shift impedance to reduce the difference between the output impedance in the first range and the load impedance in the second range.
  • the second region of the transmission line may provide a second phase shift impedance.
  • the resonance circuit may include a first transmission line configured as a short circuit and a second transmission line configured as an open circuit.
  • the resonance circuit may include an inductor and a capacitor connected in series.
  • the resonance circuit may include an inductor and a capacitor connected in parallel.
  • the transmission line may be a microstrip.
  • the transmission line is - May include capacitors and inductors arranged in a shape.
  • the transmission line may include capacitors and inductors arranged in a T-shape.
  • the load impedance in the second range may be provided by applying the first phase shift impedance to the distributed impedance of the resonance circuit distributed based on the frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line is configured to reduce the difference between the distributed impedance of the resonant circuit and the output impedance of the first range through the first phase shift impedance.
  • the distributed impedance of the circuit can be rotated.
  • the resonance circuit may be variably disposed between the first area and the second area of the transmission line.
  • the first phase shift impedance When the resonance circuit is at the first position, the first phase shift impedance may be a first value, and the second phase shift impedance may be a second value.
  • the first phase shift impedance When the resonance circuit is in the second position, the first phase shift impedance may be a third value different from the first value, and the second phase shift impedance may be a fourth value different from the second value.
  • the sum of the first value and the second value may be equal to the sum of the third value and the fourth value.
  • a radio frequency integrated circuit may include a plurality of radio frequency (RF) processing chains.
  • Each of the plurality of RF processing chains may include a phase shifter and a Doherty power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a carrier amplifier, a first circuit coupled to the output terminal of the carrier amplifier, a peaking amplifier, a second circuit coupled to the output terminal of the peaking amplifier, and a network circuit. there is.
  • the network circuit may include a resonance circuit and a transmission line for impedance matching with the Doherty power amplifier. In the electronic device, the resonance circuit may be disposed between a first region and a second region of the transmission line.
  • the Doherty power amplifier may provide a first range of output impedance distributed based on frequency within the bandwidth, and the network circuit may provide a load impedance.
  • the network circuit may provide a second range of load impedance distributed based on frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line may provide a first phase shift impedance to reduce the difference between the output impedance in the first range and the load impedance in the second range.
  • the second region of the transmission line may provide a second phase shift impedance.
  • the resonance circuit may include an inductor and a capacitor connected in series.
  • the resonance circuit may include an inductor and a capacitor connected in series.
  • the resonance circuit may include an inductor and a capacitor connected in series.
  • the transmission line may be a microstrip.
  • the transmission line is It may include capacitors and inductors arranged in a -type.
  • the transmission line may include capacitors and inductors arranged in a T-shape.
  • the load impedance in the second range may be provided by applying the first phase shift impedance to the distributed impedance of the resonance circuit distributed based on the frequency within the bandwidth.
  • the first region of the transmission line is configured to reduce the difference between the distributed impedance of the resonant circuit and the output impedance of the first range through the first phase shift impedance.
  • the distributed impedance of the circuit can be rotated.
  • the resonance circuit may be variably arranged between the first area and the second area of the transmission line.
  • the first phase shift impedance When the resonance circuit is at the first position, the first phase shift impedance may be a first value, and the second phase shift impedance may be a second value.
  • the first phase shift impedance When the resonance circuit is in the second position, the first phase shift impedance may be a third value different from the first value, and the second phase shift impedance may be a fourth value different from the second value.
  • the sum of the first value and the second value may be equal to the sum of the third value and the fourth value.
  • a computer-readable storage medium that stores one or more programs (software modules) may be provided.
  • One or more programs stored in a computer-readable storage medium are configured to be executable by one or more processors in an electronic device (configured for execution).
  • One or more programs include instructions that cause the electronic device to execute methods according to embodiments described in the claims or specification of the present disclosure.
  • These programs may include random access memory, non-volatile memory, including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other types of disk storage. It can be stored in an optical storage device or magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory consisting of a combination of some or all of these. Additionally, multiple configuration memories may be included.
  • non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other types of disk storage. It can be stored in an optical storage device or magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory consisting of a combination of some or all of these. Additionally, multiple configuration memories may
  • the program may be distributed through a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that is accessible. This storage device can be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. Additionally, a separate storage device on a communications network may be connected to the device performing embodiments of the present disclosure.
  • a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that is accessible. This storage device can be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. Additionally, a separate storage device on a communications network may be connected to the device performing embodiments of the present disclosure.

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Abstract

전자 장치는 도허티 전력 증폭기를 포함할 수 있다. 상기 전자 장치는 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치
본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 특히, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기(doherty power amplifier) 및 이를 포함하는 전자 장치에 관한 것이다.
통신 성능을 높이기 위해 다수의 안테나들을 장착한 제품이 개발되고 있고, Massive multiple input multiple output(MIMO) 기술을 활용하여 점점 보다 훨씬 더 많은 수의 안테나를 갖는 장비가 사용될 것으로 예상된다. 통신 장치에 안테나 엘리멘트(element)의 숫자가 늘어나면서 이에 따른 RF(radio frequency) 부품들(예: 전력 증폭기(power amplifier, PA))의 숫자도 필연적으로 증가하게 된다.
상기 정보는 본 발명의 이해를 돕기 위한 배경정보로 제시된다. 본 개시와 관련하여 상기 중 어떤 것이 선행기술로서 적용될 수 있는지에 대해 결정되지 않았고, 주장이 이뤄지지 않았다.
상술한 바와 같은 본 개시의 측면에 기초하여, 상술한 문제점들 및/또는 단점을 해결하고, 후술되는 장점들을 제공한다. 이에 따라, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 도허티(doherty) 전력 증폭기의 주파수 대역의 확장하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 다른 측면에서 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 5G(5th generation) 송신기(transmitter)의 효율을 높이기 위한 도허티(doherty) 전력 증폭기의 회로와 이를 포함하는 장치를 제공한다.
또한, 다른 측면에서 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 주파수 영역(frequency domain)에서 임피던스의 분산을 통해, 넓은 주파수 대역에서 높은 이득을 제공하기 위한 도허티 전력 증폭기의 회로와 이를 포함하는 장치를 제공한다.
추가적인 측면들은 다음의 설명에서 부분적으로 설명될 것이며, 설명으로부터 명백하거나, 부분적으로 제시된 실시예들의 실시에 의해 학습될 수 있다.
본 개시의 일 측면에 따라, 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치가 제공될 수 있다. 상기 전자 장치는 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 상기 네트워크 회로는 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 상기 공진 회로는 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치될 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고, 상기 네트워크 회로는 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제2 영역은 제2 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다.
본 개시의 일 측면에 따라, RFIC(radio frequency integrated circuit)는, 복수의 RF(radio frequency) 처리 체인들을 포함하는 전자 장치가 제공될 수 있다. 상기 RFIC는 상기 복수의 RF 처리 체인들 각각은 위상 쉬프터(phase shifter), 도허티 전력 증폭기를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는, 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 상기 전자 장치 내에서, 상기 공진 회로가 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치될 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고, 상기 네트워크 회로는 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제2 영역은, 제2 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다.
본 개시의 실시예들에 따른 도허티 전력 증폭기 회로 및 이를 포함하는 전자 장치는, 도허티 전력 증폭기의 출력단과의(with) 임피던스 정합을 위한 전송 선로 내에서(within) 배치되는 공진 회로를 통해, 넓은 주파수 대역을 제공할 수 있다.
본 개시의 다른 측면, 이점 및 두드러진 특징들은 첨부된 도면들과 함께 본 개시의 일 실시예를 개시하는 하기의 상세한 설명으로부터 당업자들에게 명백해질 수 있다.
상기의 특정 실시예들의 다른 측면, 특징 및 이점들은 첨부된 도면들과 함께 포함된 다음의 설명으로부터 더 명백해질 수 있다.
도 1은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로 배치의 예를 도시한다.
도 2b는 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로의 기능적 구성의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따른 임피던스 회전의 예를 스미스 차트 상에 도시한다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 임피던스 회전과 분산의 예를 도시한다.
도 5a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로의 임피던스의 예를 도시한다.
도 5b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로의 임피던스의 예를 도시한다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른, 전송 선로와 공진 회로로 구성된 네트워크 회로의 기능적 구성을 도시한다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른, 네트워크 회로에 포함되는 전송 선로(transmission line)의 예를 도시한다.
도 8a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 스터브(stub)를 이용하는 공진 회로를 포함하는 도허티 전력 증폭기 회로의 예를 도시한다.
도 8b는 본 개시의 일 실시예에 따른, 집중 소자(lumped element)를 이용하는 공진 회로를 포함하는 도허티 전력 증폭기 회로의 예를 도시한다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따른, 네트워크 회로에 포함되는 공진 회로(resonance circuit)의 예를 도시한다.
도 10a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 전송 선로와 공진 회로를 포함하는 네트워크 회로의 예를 도시한다.
도 10b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로에서, 전송 선로의 등가 회로 중 일부 집중 소자와 공진 회로의 등가 회로 중 일부 집중 소자가 합쳐진 등가 회로도이다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로의 예를 도시한다.
도 12a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 구조를 통해 도허티 전력 증폭기의 전력 이득이 개선된 효과를 표시한다.
도 12b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 구조를 통해 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율이 개선된 효과를 표시한다.
도 13a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 주파수별 평균 전력 영역에서의 도허티 전력 증폭기의 전력 이득의 예를 표시한다.
도 13b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력을 표시한다.
도 13c는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력에서의 드레인 효율을 표시한다.
도 13d는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 평균 출력 전력에서의 드레인 효율을 표시한다.
도면들 전반에 걸쳐 동일하거나 유사한 요소, 특징 및 구조를 묘사하기 위해 동일한 참조번호가 사용됨이 유의될 수 있다.
첨부된 도면들을 참조하여 다음의 설명은 청구항들 및 이의 등가들에 의해 정의되는 본 개시의 다양한 실시예들에 대한 포괄적인 이해를 돕기 위해 제공될 수 있다. 다음의 설명들은 이해를 돕기 위해 다양한 구체적인 세부사항을 포함하지만, 단지 예시적인 것으로 간주될 수 있다. 따라서, 당업자에 의해 본 명세서에 기재된 다양한 실시예들의 다양한 변경 및 수정이 본 개시의 범위 및 취지를 벗어나지 않고 이루어질 수 있음이 인식될 수 있다. 또한, 명확성 및 간결성을 위해 잘 알려진 기능 및 구조에 대한 설명은 생략할 수 있다.
본 개시에서 사용되는 용어들은 서지적인 의미에 한정되지 않고, 발명자가 명확하고 일관된 이해를 가능하도록 하기 위해 사용되는 것일 수 있다. 따라서, 본 개시의 다양한 실시예들에 대한 이하의 설명은 예시적인 목적으로만 제공되며, 첨부된 청구항들 및 이의 등가물들에 의해 정의된 본 발명을 제한하는 목적으로 제공되지 않음이 당업자들에게 명백할 수 있다.
문맥이 명확하게 달리 지시하지 않는 한 단수 형태 "a", "an" 및 "the"는 복수의 참조를 포함하는 것으로 이해될 수 있다. 그러므로 예를 들어, "구성요소 표면"에 대한 참조는 그러한 표면 중 하나 이상에 대한 참조를 포함할 수 있다.
이하에서 설명되는 본 개시의 일 실시예에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 일 실시예에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 일 실시예가 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.
이하 설명에서 사용되는 전자 장치의 증폭기 및 증폭기와 연결된 관련 구성요소들을 지칭하는 용어(예: 증폭 회로, 증폭기 회로, 정합 회로, 임피던스 정합 회로, 포스트 정합 네트워크(post matching network), 출력 정합 회로), 부품을 지칭하는 용어(예: 기판(substrate), 기판(plate), PCB(printed circuit board), FPCB(flexible PCB), 모듈, 안테나, 안테나 소자, 회로, 프로세서, 칩, 구성요소, 기기), 부품의 형상을 지칭하는 용어(예: 구조체, 구조물, 지지부, 접촉부, 돌출부, 개구부), 구조체들 간 연결부를 지칭하는 용어(예: 연결부, 접촉부, 지지부, 컨택 구조체, 도전성 부재, 조립체(assembly)), 회로를 지칭하는 용어(예: PCB, FPCB, 신호선, 급전선(feeding line), 데이터 라인(data line), RF 신호 선, 안테나 선, RF 경로, RF 모듈, RF 회로) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다. 또한, 이하 사용되는 '...부', '...기', '...물', '...체' 등의 용어는 적어도 하나의 형상 구조를 의미하거나 또는 기능을 처리하는 단위를 의미할 수 있다.
또한, 본 개시에서, 특정 조건의 만족(satisfied), 충족(fulfilled) 여부를 판단하기 위해, 초과 또는 미만의 표현이 사용될 수 있으나, 이는 일 예를 표현하기 위한 기재일 뿐 이상 또는 이하의 기재를 배제하는 것이 아니다. '이상'으로 기재된 조건은 '초과', '이하'로 기재된 조건은 '미만', '이상 및 미만'으로 기재된 조건은 '초과 및 이하'로 대체될 수 있다.
이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 전력 증폭기, 네트워크 회로 및 이를 포함하는 전자 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로가 결합된 회로 및 이를 포함하는 전자 장치를 제안한다. 네트워크 회로는 대역 확장을 위한 공진 회로를 포함할 수 있다. 또한, 네트워크 회로 내 커패시터(capacitor) 및 인덕터(inductor)들의 배치를 통해, 도허티 전력 증폭기를 포함한 제품의 소형화가 달성될 수 있다.
도 1은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 1을 참조하면, 도면(100)은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)을 예시한다. 도 1은 하나의 기지국만을 도시하나, 기지국(110)과 동일 또는 유사한 다른 기지국이 더 포함될 수 있다.
기지국(110)은 단말(120)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기반하여 정의되는 커버리지(coverage)를 가진다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 mmWave (millimeter wave) 장비, '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '5G 노드비(5G NodeB, NB)', '무선 포인트(wireless point)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)', '액세스 유닛(access unit)', '분산 유닛(distributed unit, DU)', '무선 유닛(radio unit, RU), massive multiple input multiple output(MIMO) unit(MMU), 원격 무선 장비(remote radio head, RRH) 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다. 기지국(110)은 하향링크 신호를 송신하거나 상향링크 신호를 수신할 수 있다.
단말(120)은 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말(120)은 사용자의 관여 없이 운영될 수 있다. 즉, 단말(120)은 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말(120)은 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치'(customer premises equipment, CPE), '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', '전자 장치(electronic device)', 또는 '차량(vehicle)용 단말', '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
도 1에 도시된 단말(120)은 차량 통신을 지원할 수 있다. 차량 통신의 경우, LTE 시스템에서는 장치간 통신(device-to-device, D2D) 통신 구조를 기초로 vehicle-to-everything(V2X) 기술에 대한 표준화 작업이 third generation partnership project(3GPP) 릴리즈 14과 릴리즈 15에서 완료되었으며, 현재 5G new radio(NR) 기초로 V2X 기술을 개발하려는 노력이 진행되고 있다. NR V2X에서는 단말과 단말 간 유니캐스트(unicast) 통신, 그룹캐스트(groupcast)(또는 멀티캐스트(multicast)) 통신, 및 브로드캐스트(broadcast) 통신을 지원한다.
본 개시의 실시예들에서 서술되는 전력 증폭기(power amplifier)는 RF(radio frequency)의 전력 증폭을 위해 이용되는 구성요소로서, 기지국에서의 신호 전송을 예로 발명의 동작 및 구성을 설명하나, 본 개시의 실시예들이 이에 한정되는 것은 아니다. 본 개시에서 제안되는 전력 증폭기의 구조 및 이를 포함하는 장비는 기지국뿐만 아니라 단말에서 구현될 수도 있다. 즉, 기지국의 하향링크 전송뿐만 아니라, 단말의 상향링크 전송, 단말의 사이드링크 통신에도 본 개시의 실시예들이 이용될 수 있다.
도 2a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로 배치의 예를 도시한다. 네트워크 회로는 공진 회로를 포함하지 않을 수 있다. 네트워크 회로는 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다.
도 2a를 참조하면, 통신 회로(200)는 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로를 도시한다. 도허티 전력 증폭기는 캐리어 증폭기(201)를 포함할 수 있다. 캐리어 증폭기(201)는 주 증폭단(202)과 출력 정합을 위한 제1 회로(203)를 포함할 수 있다. 도허티 전력 증폭기는 피킹 증폭기(204)를 포함할 수 있다. 피킹 증폭기(204)는 보조 증폭단(205)과 출력 정합을 위한 제2 회로(206)를 포함할 수 있다. 네트워크 회로(207)는 90도의 전기적 길이를 가지는 전송 선로(208)를 포함할 수 있다. 도허티 전력 증폭기는 캐리어 증폭기(carrier power amplifier)(201) 및 피킹 증폭기(peaking power amplifier)(204)를 포함할 수 있다. 캐리어 증폭기(201)는 주 증폭기(main amplifier), 피킹 증폭기(204)는, 피킹 증폭기(204) 외에 보조 증폭기(auxiliary amplifier)로 지칭될 수 있다. 일반적으로, 저출력에서는 고효율을 유지하기 위해 캐리어 증폭기(201)가 동작하고, 고출력에서는 두 증폭기들, 즉 캐리어 증폭기(201)와 피킹 증폭기(204)가 병행해서 동작하게 된다. 증폭기의 요구 특성에 따라서, 두 증폭기들의 비(ratio)가 달라질 수 있다. 이 때, 임피던스 정합(impedance matching) 문제와 전력 결합(power combining) 문제가 발생할 수 있다. 이를 해소하기 위해, 도허티 전력 증폭기는 출력 정합을 위한 회로를 포함할 수 있다.
캐리어 증폭기(201)는 일반적으로 AB급(동작점이 A급 바이어스로 이동) 혹은 B급(트랜지스터의 차단점에 동작점)의 증폭기이나, 피킹 증폭기(204)는 일반적으로 C급(트랜지스터의 차단점 이하에 동작점) 증폭기로, 많은 왜곡을 형성한다. 형성된 왜곡은 캐리어 증폭기(201)의 왜곡과 서로 상쇄되도록, 바이어스가 조정됨으로써, 선형성이 유지된다. 도허티 전력 증폭기는 캐리어 증폭기(201)와 피킹 증폭기(204)를 연결하기 위한 구조를 포함할 수 있다. 이 때, 도허티 전력 증폭기는 임피던스 정합을 위한 네트워크 회로와 결합될 수 있다. 네트워크 회로는, 임피던스 정합을 위해, 지정된 크기(예: (90도))의 전기적 길이를 갖는 전송 선로(208)를 포함할 수 있다.
도허티 전력 증폭기는, 전송 선로(208)와 연결될 수 있다. 전송 선로(208)는 도허티 전력 증폭기의 캐리어 증폭기(201)의 출력 및 도허티 전력 증폭기의 피킹 증폭기(204)의 출력과 연결될 수 있다. 즉, 도허티 전력 증폭기는, 90도의 전기적 길이를 갖는 전송 선로(208)에 기반하여, 캐리어(carrier) 증폭기(201) 및 피킹(peaking) 증폭기(204)를 병렬로 연결하는 구조를 가질 수 있다. 전력 레벨이 증가함에 따라 상기 피킹 증폭기(204)가 부하(load)에 공급하는 전류의 양이 증가한다. 상기 캐리어 증폭기(201) 및 상기 피킹 증폭기(204) 각각의 부하 임피던스의 조절 및 임피던스 정합을 통해 증폭기의 효율이 높아질 수 있다. 구체적으로, 도허티 전력 증폭기의 기본 동작원리는 피킹 증폭기(204)의 출력 전류에 의한 부하 변조(load modulation, 혹은 (Active Load Pull))로 설명이 가능하다. 도허티 전력 증폭기의 동작은 낮은 전력 레벨 영역과 부하 변조가 일어나는 중간 전력 레벨 영역, 그리고 최대 전력 레벨 영역의 세 가지로 구별될 수 있다. 낮은 전력 레벨 영역에서 피킹 증폭기(204)는 동작하지 않는다. 피킹 증폭기(204)는 개방 회로(open circuit)로 보일 수 있다. 이 때, 캐리어 증폭기(201)는 2Ropt　(Ropt: 증폭기의 최적 부하 임피던스)로 동작할 수 있다. 캐리어 증폭기(201)의 효율은 출력 전력이 증가됨에 따라 동시에 증가되며 최대 출력 레벨로부터 6dB 백오프된 지점에서 포화될 수 있다. 중간 전력 레벨 영역에서 캐리어 증폭기(201)는 포화되어 최대 효율로 동작할 수 있다. 입력 전력이 증가하여 중간 전력 레벨인 6dB 백오프된 지점에 도달하게 되면 피킹 증폭기(204)가 동작할 수 있다. 임피던스 변환 회로는 2Ropt에서 Ropt로 부하 변조를 발생시킬 수 있다. 최대 전력 레벨 영역에서 보면 캐리어 증폭기(201)와 피킹 증폭기(204)의 부하는　Ropt로 동작하며 각각의 증폭기는 출력 전력의 절반을 공급할 수 있다.
통신 회로(200)는 도허티 전력 증폭기를 나타내는 것으로, 임피던스 정합을 위한 전송 선로(208)는 90도의 전기적 길이를 가지며,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000001
의 특성 임피던스를 가질 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000002
을 캐리어 증폭기(201)와 피킹 증폭기(204)의 출력 정합을 위한 회로에 적절한 임피던스인
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000003
으로 변환하려고 할 때,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000004
의 특성 임피던스는 수학식 1과 같을 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000005
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000006
는 전송 선로(208)의 특성 임피던스를 나타내고,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000007
은 부하 임피던스를 나타내고,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000008
는 주 증폭기의 출력 정합 회로 및 보조 증폭기의 출력 정합 회로에서 요구되는 등가 임피던스일 수 있다.
상기 네트워크 회로가 공진 회로를 포함하지 않을 시, 정합을 위한 제1 회로(203)와 정합을 위한 제2 회로(206)의 등가 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000009
)는 주파수에 따라 분산되지 않아, 임피던스가 분산되는 경우에 비해 대역이 한정될 수 있다. 스미스 차트 상에서 도허티 회로의 임피던스는 주파수에 따라 호를 그리고, 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000010
)는 점으로 찍힌 형태가 될 수 있다. 도허티 회로의 임피던스와 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000011
) 간 차이가 적을수록 넓은 대역에서 정합이 가능할 수 있다. 네트워크 회로에 공진 회로만 추가될 경우, 분산된 임피던스가 회전 되지 않는다. 따라서, 임피던스를 회전시키는 전송 선로에 공진 회로를 추가함으로써, 도허티 전력 증폭기의 임피던스와 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000012
) 간 차이가 줄여질 수 있다. 스미스 차트 상에서 도허티 회로의 임피던스는 주파수에 따라 호를 그리고, 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000013
)도 주파수에 따라 호를 그리게 된다. 그러므로. 도허티 회로의 임피던스와 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000014
) 간 차이가 줄어들게 된다. 다시 말해 도허티 전력 증폭기는, 전송 선로 상에 공진 회로를 추가함으로써 보다 넓은 영역에서 정합이 가능하다.
도 2b는 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로의 기능적 구성의 예를 도시한다. 네트워크 회로는 공진 회로와 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 전송 선로는 도허티 전력 증폭기의 출력에 인접한 제1 영역과 부하 임피던스에 인접한 제2 영역을 포함할 수 있다. 도 2a에서 서술된 도허티 전력 증폭기에 대한 설명은 도 2b의 도허티 전력 증폭기에서도 동일한 방식 혹은 유사한 방식으로 적용될 수 있다.
도 2b를 참조하면, 통신 회로(250)는 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로(257)를 포함할 수 있다. 도허티 전력 증폭기는 캐리어 증폭기(251)를 포함할 수 있다. 상기 캐리어 증폭기(251)는 주 증폭단(252)과 출력 정합을 위한 제1 회로(253)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 피킹 증폭기(254)를 포함할 수 있다. 상기 피킹 증폭기(254)는 보조 증폭단(255)과 출력 정합을 위한 제2 회로(256)를 포함할 수 있다.
네트워크 회로(257)는 공진 회로와 전송 선로를 포함할 수 있다. 전송 선로는 임피던스 정합을 위해, 지정된 크기(예: 90도)의 위상 변환을 제공할 수 있다. 전송 선로는, 파장의 4분의 1에 대응하는 전기적 길이를 늘릴 수 있다. 전송 선로 내에 공진 회로가 배치될 수 있다. 따라서, 전송 선로는 2개의 영역들로 분배될 수 있다. 네트워크 회로(257)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000015
의 전기적 길이를 가지는 전송 선로의 제1 영역(이하, 제1 전송 선로(258)), 공진 회로(259) 및
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000016
의 전기적 길이를 가지는 전송 선로의 제2 영역(이하, 제2 전송 선로(260))를 포함할 수 있다.
통신 회로(250)는 상기 도허티 전력 증폭기 및 상기 도허티 전력 증폭기에 결합되는 임피던스 분산을 위한 네트워크 회로(257)를 포함할 수 있다. 상기 공진 회로(259)가 상기 제1 전송 선로(258) 및 제2 전송 선로(260)의 중간에 삽입됨으로써 임피던스의 분산 및 회전이 제어될 수 있다.
상기 공진 회로(259)는 다양한 구성들로 구현될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 공진 회로(259)는 개방 회로 스터브와 단락 회로 스터브로 구성될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 공진 회로(259)는 직렬 인덕터(inductor)와 직렬 커패시터(capacitor)로 구성될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 공진 회로(259)는 병렬 인덕터와 병렬 커패시터를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 공진 회로(259)는 개방 회로 스터브와 병렬 인덕터를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 공진 회로(259)는 단락 회로 스터브와 병렬 커패시터를 포함할 수 있다. 그러나, 이러한 실시예에 한정되지 않는다.
상기 네트워크 회로(257)의 상기 공진 회로(259)는 임피던스를 분산시킨다. 여기서, 임피던스는 도허티 전력 증폭기의 출력단(예: 제1 회로(253)와 제2 회로(256)의 출력단))에서 부하의 방향으로 바라보는 네트워크 회로(257)의 임피던스(ZL')를 의미한다. 상기 공진 회로(259)의 공진 주파수에서 상기 공진 회로(259)는 상기 네트워크 회로의 임피던스에 영향을 주지 않으나, 상기 공진 회로(259)는 공진 주파수 근처의 주파수 범위에서 상기 네트워크 회로(257)의 임피던스를 분산시킨다. 상기 임피던스가 분산되면, 상기 임피던스에 허수 값이 포함된다.
상기 제1 전송 선로(258)및 상기 제2 전송 선로(260)는 분산된 임피던스를 회전시킨다. 상기 제1 전송 선로(258)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000017
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000018
의 전기적 길이를 가진다. 상기 제2 전송 선로(260)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000019
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000020
의 전기적 길이를 가진다. 상기 제1 전송 선로(258) 및 상기 제2 전송 선로(260)를 포함하는 네트워크 회로(257)는 전체적으로 90도의 위상 변환을 제공할 수 있다.
상기 네트워크 회로의 임피던스는 공진 회로(259)에 의해 분산되고, 상기 제1 전송 선로(258) 및 상기 제2 전송 선로(260)에 의해 회전된다. 따라서, 주파수 조정에 따른 공진 회로(259)의 임피던스 변화와 제1 전송 선로(258) 및 제2 전송 선로(260)간의 위상 조정을 통해, 도허티 전력 증폭기의 임피던스(예: 도허티 전력 증폭기를 바라보는 방향의 임피던스)와 네트워크 회로(257)의 임피던스의 차이를 줄일 수 있다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따른 임피던스 회전의 예를 스미스 차트 상에 도시한다.
도 3을 참조하면, 통신 회로(300)는 전송 선로와 임피던스를 포함할 수 있다. 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000021
)는 전송 선로의 입력단에서 전송 선로(303) 및 부하를 바라보는 방향의 임피던스를 의미한다. 즉, 상기 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000022
)는 전송 선로(303)를 통과하기 전의 임피던스 값일 수 있다. 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000023
)는 전송 선로의 출력단에서 부하를 바라보는 방향의 임피던스를 의미한다. 즉, 상기 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000024
)는 상기 전송 선로(303)를 통과한 후의 임피던스 값일 수 있다. 상기 전송 선로(303)는 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000025
이고, 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000026
일 수 있다. 스미스 차트(310)는 통신 회로(300)의 전송 선로에 의한 임피던스 회전을 나타낸다. 상기 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000027
)는 전송 선로를 통과하기 전의 임피던스 값을 의미할 수 있고, 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000028
)는 전송 선로를 통과한 후의 임피던스 값을 의미할 수 있다. 스미스 차트(310) 상의 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000029
)와 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000030
)는 통신 회로(300) 상의 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000031
)와 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000032
)를 스미스 차트(310)에 도시한 것이다.
상기 스미스 차트(310)의 상기 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000033
)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000034
가 중심인 원 위에서 반사 계수의 크기
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000035
를 반지름으로 하는 원 상에서 회전할 수 있다. 상기 입력 임피던스(301)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000036
)는, 상기 전송 선로(303)에 의해,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000037
가 중심인 원 위에서
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000038
만큼 반 시계 방향으로 회전할 수 있다. 즉, 부하 측의 임피던스는 상기 전송 선로(303)에 기반하여 상기 입력 임피던스 (301)
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000039
에서 상기 부하 임피던스(305)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000040
)로 회전할 수 있다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 임피던스 회전과 분산의 예를 도시한다.
도 4를 참조하면, 통신 회로(400)는 도허티 전력 증폭기의 임피던스 정합을 위한 네트워크 회로를 나타낸다. 상기 네트워크 회로는 도허티 전력 증폭기의 출력과 결합될 수 있다. 통신 회로(400)는 제1 전송 선로(403), 공진 회로(407) 및 제2 전송 선로(409)를 포함할 수 있다. 전송 선로 입력 임피던스(401)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000041
)는 제1 전송 선로(403)의 입력단에서 제1 전송 선로(403), 공진 회로(407), 및 제2 전송 선로(409), 부하 임피던스를 바라보는 방향의 임피던스를 의미한다. 상기 제1 전송 선로(403)는 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000042
이고, 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000043
인 전송 선로일 수 있다. 공진 회로 임피던스(405)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000044
)는 공진 회로(407)의 입력단에서, 공진 회로(407), 제2 전송 선로(409), 및 부하 임피던스를 바라보는 방향의 임피던스를 의미한다. 상기 공진 회로(407)는 공진 주파수 이외의 범위에서 임피던스를 분산시킬 수 있다. 상기 제2 전송 선로(409)는 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000045
이고, 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000046
인 전송 선로일 수 있다.
스미스 차트(410) 상에 공진 회로(407)의 배치에 따른 임피던스 회전이 표시된다. 공진 회로(407)는 신호의 전달 방향을 기준으로 소자들의 병렬 배치 또는 소자들의 직렬 배치를 포함할 수 있다. 공진 회로 임피던스(405)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000047
)는 주파수에 따라 분산될 수 있다. 일 실시예에 따라, 공진 회로(407)가 병렬로 연결되는 하나 이상의 집중 소자(lumped element) 들을 포함하는 경우, 공진 회로 임피던스(405)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000048
)는 스미스 차트 상에 병렬 공진 회로 임피던스(411)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000049
)로 표시될 수 있다. 일 실시예에 따라, 공진 회로(407)가 직렬로 연결되는 하나 이상의 집중 소자들을 포함하는 경우, 공진 회로 임피던스(405)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000050
)는 스미스 차트(410) 상에 직렬 공진 회로 임피던스(413)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000051
)로 표시될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따르면, 제1 전송 선로는 분산된 임피던스를 상기 스미스 차트(410) 상에서 회전시킬 수 있다. 여기서, 분산된 임피던스는 주파수의 변경에 기반하여 분산되는 병렬 공진 회로 임피던스(411)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000052
) 또는 직렬 공진 회로 임피던스(413)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000053
)를 의미한다. 예를 들어, 상기 전송 선로 입력 임피던스(401)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000054
)는 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000055
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000056
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000057
는 주파수 f에서 제1 전송 선로(403)의 전기적 길이를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000058
는 제1 전송 선로(403)의 주파수에 따른 위상 변화의 정도를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000059
는 중심 주파수를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000060
는 중심 주파수에서의 전기적 길이를 의미할 수 있다.
공진 회로는 다양한 방식들에 기반하여 구성될 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 개방 회로 스터브 또는 단락 회로 스터브 중 적어도 하나를 통해 구성될 수도 있다. 다른 일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 집중 소자(lumped element)(예: 인덕터와 커패시터)들의 병렬 연결 또는 직렬 연결을 통해 구성될 수 있다. 또 다른 일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 집중 소자 및 스터브의 조합을 통해 구성될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른, 개방 회로 스터브와 단락 회로 스터브로 구성되는 공진 회로의 임피던스는 수학식 4와 같을 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000061
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000062
은 스터브의 특성 임피던스를 나타낼 수 있다. 개방 회로 스터브의 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000063
일 때, 단락 회로 스터브의 전기적 길이는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000064
일 수 있다. 스미스 차트(410) 상에서 주파수에 따라 임피던스는 반시계 방향으로 분산될 수 있다. 개방 회로 스터브의 전기적 길이인
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000065
조정에 기반하여 분산 정도가 제어될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른, 병렬 인덕터와 병렬 커패시터로 구성된 공진 회로의 임피던스 값은 수학식 5와 같을 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000066
ZLC는 공진 회로의 특성 임피던스를 나타내고, L(f)는 주파수 f에서 인덕턴스(inductance), C(f)는 주파수 f에서 커패시턴스(capacitance)를 나타낸다. w0는 각주파수를 나타낸다. 임피던스의 분산은 인덕터의 L값 조정과 커패시터의 C값 조정을 통해 제어될 수 있다. 주파수가 변경되는 경우, 공진 회로는 스미스 차트(410) 상에서 일정한 저항 원(constant resistance circle) 위에서(on) 임피던스를 분산시킬 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따른, 직렬 인덕터와 직렬 커패시터로 구성된 공진 회로의 임피던스 값은 수학식 6과 같을 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000067
ZLC는 공진 회로의 특성 임피던스를 나타내고, L(f)는 주파수 f에서 인덕턴스(inductance), C(f)는 주파수 f에서 캐패시턴스(capacitance)를 나타낸다. w0는 각주파수를 나타낸다. 임피던스의 분산은 인덕터 L값 조정과 커패시터의 C값 조정을 통해 제어될 수 있다. 주파수가 변경되는 경우, 공진 회로는 스미스 차트(410) 상에서 일정한 컨덕턴스 원(constant resistance circle) 위에 임피던스를 분산시킬 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 임피던스(405)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000068
)는 공진 회로 구조에 따라 인덕터 및 커패시터가 병렬로 연결된 네트워크 회로의 임피던스인 상기 병렬 공진 회로 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000069
(411)와 인덕터 및 커패시터가 직렬로 연결된 경우의 임피던스인 상기 직렬 공진 회로 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000070
(413)를 포함할 수 있다. 주파수 변경 시, 상기 병렬 공진 회로 임피던스(411)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000071
)는 일정한 컨덕턴스 원(constant conductance circle) 위에서 분산하고, 상기 직렬 공진 회로 임피던스(413)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000072
)는 일정한 저항 원(constant resistance circle)위에서 분산될 수 있다.
제1 전송 선로(403)는 임피던스를 회전시킬 수 있다. 상기 제1 전송 선로(403)는 스미스 차트(410)에 도시된 상기 병렬 공진 회로 임피던스(411)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000073
)의 궤적 또는 상기 직렬 공진 회로 임피던스(413)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000074
)의 궤적을, 상기 전송 선로 입력 임피던스(401)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000075
)와 같이 회전시킬 수 있다.
도 5a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로의 임피던스의 예를 도시한다. 네트워크 회로는 공진 회로를 포함하지 않을 수 있다. 네트워크 회로는 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다.
도 5b는 본 개시의 일 실시예에 따른 공진 회로를 포함하는 네트워크 회로의 임피던스의 예를 도시한다.　네트워크 회로는 공진 회로와 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 전송 선로는 도허티 전력 증폭기의 출력에 인접한 제1 영역과 부하 임피던스에 인접한 제2 영역을 포함할 수 있다.
도 5a를 참조하면, 통신 회로(500)는 공진 회로를 포함하지 않는 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 네트워크 회로는 도허티 전력 증폭기와 결합될 수 있다. 통신 회로(500)에서, 부하 임피던스(507)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000076
)는 최적 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000077
)로 정합될 수 있다. 이를 위해, 부하 임피던스(507)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000078
)에 전송 선로(505)가 연결될 수 있다. 네트워크 회로가 공진 회로를 포함하지 않으므로, 네트워크 회로의 임피던스 ZL'는 주파수가 달라지더라도 일정한 값을 가질 수 있다.
기존 임피던스(501)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000079
)는 통신 회로(500)에서 제1 회로의 입력단에서 바라보는 임피던스를 의미할 수 있다. 배분 임피던스(503)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000080
)는 통신 회로(500)에서 제1 회로의 출력단에서 주 증폭단을 바라보는 임피던스를 의미할 수 있다. 네트워크 회로는 전송 선로(505)와 부하 임피던스(507)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000081
)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 부하 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000082
)에 안테나에 해당하는 소자가 대응된다. 최적 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000083
값(513)은 정합 시키는 네트워크 회로의 임피던스 값을 의미할 수 있다.
도 5b를 참조하면, 통신 회로(550)는 공진 회로(557)를 포함하는 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 네트워크 회로는 도허티 전력 증폭기와 결합될 수 있다. 네트워크 회로는 부하 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000084
)와 결합될 수 있다. 네트워크 회로는 제1 전송 선로(556), 공진 회로(557), 및 제2 전송 선로(558)를 포함할 수 있다. 네트워크 회로가 공진 회로(557)를 포함하므로, 네트워크 회로의 임피던스(555)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000085
)의 값은, 주파수의 변경에 따라 달라질 수 있다.
신규 임피던스(551)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000086
)는 정합을 위한 주 증폭단에서 정합을 위한 제1 회로(552)를 바라보는 특성 임피던스를 의미할 수 있다. 배분 임피던스(553)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000087
)는 네트워크 회로에서 상기 제1 회로(552)를 바라보는 특성 임피던스를 의미할 수 있다. 캐리어 임피던스(554)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000088
)는 상기 제1 회로(552)에서 네트워크 회로를 바라보는 특성 임피던스를 의미할 수 있다. 네트워크 임피던스(555)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000089
)는, 도허티 전력 증폭기의 출력단에서 네트워크 회로를 바라보는 특성 임피던스를 의미할 수 있다. 네트워크 회로는 전송 선로(556), 공진 회로(557), 전송 선로(558)와 부하 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000090
을 포함할 수 있다. 피킹 증폭기에서 제2 회로(559)는 출력 정합을 위한 것이다. 피킹 임피던스(560)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000091
)는 상기 제2 회로(559)에서 네트워크 회로를 바라보는 특성 임피던스를 의미할 수 있다.
켤레 배분 임피던스(571)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000092
*)는 상기 배분 임피던스(553)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000093
)의 켤레 임피던스일 수 있다. 상기 켤레 배분 임피던스(571)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000094
*)는 스미스 차트(570)에 도시된 바와 같이, 주파수에 따라 분산될 수 있다.
스미스 차트(510)에서, 정합 회로 특성 상 배분 임피던스(503)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000095
)의 공액 복소수(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000096
)의 분산과 네트워크 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000097
) 사이의 비정합 정도만큼 기존 임피던스(501) (
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000098
)가 분산되며 정합 손실이 발생한다.
기존 임피던스(511)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000099
)가 분산될 경우, 기존 임피던스(511)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000100
)는 최적 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000101
값(513)과 달라져 정합 손실이 발생할 수 있다. 이러한 정합 손실로 인해 도허티 전력 증폭기의 성능이 설계 목표와 상이해질 수 있다.
상기 배분 임피던스(553)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000102
)와 상기 캐리어 임피던스(554)(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000103
)는 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기 간의 전류비
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000104
와 결합점에서의 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기의 전류 위상차에 의해 결정될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000105
는 중심 주파수에서 보조 증폭기의 전류 위상에서 주 증폭기의 전류 위상을 뺀 값을 가지며 주파수에 따라 1차 함수로 모델링 된 변수일 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000106
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000107
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000108
본 개시의 일 실시예에 따르면, 켤레 배분 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000109
)가 주파수에 대해 분산되어 있는 경우 켤레 배분 임피던스 (
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000110
)와 최적 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000111
) 간의 정합 손실을 해결하기 위해서, 주파수에 의존적인 특성 임피던스가 제공될 필요가 있다. 본 개시의 실시예들에 따른 회전 네트워크 회로는, 주파수에 따라 시계방향으로 분산되어 있는 캐리어 임피던스(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000112
)를 제공할 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전송 선로와 공진 회로로 구성된 네트워크 회로의 기능적 구성을 도시한다.
도 6을 참조하면, 제1 전송 선로 블록(601)은 전기적 길이를 갖는 전송 선로이다. 공진 회로 블록(603)은 임피던스를 분산시키는 공진 회로이다. 제2 전송 선로 블록(605)은 전기적 길이를 갖는 전송 선로이다. 제1 전송 선로 블록(601) 또는 제2 전송 선로 블록(605)은 이하, 도 7을 통해 구체적인 예시들이 서술된다. 공진 회로 블록(603)은 이하, 도 8a, 도 8b, 및 도 9를 통해 구체적인 예시들이 서술된다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로에 포함되는 전송 선로(transmission line)의 예를 도시한다.
도 7을 참조하면, 통신 회로(700)는 전송 선로의 예시들을 도시한다. 전송 선로(701)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000113
의 특성 임피던스를 갖고, 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000114
인 전송 선로일 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로 구조(703)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000115
- 네트워크 형태의 등가 회로로 구현되는 저주파 통과 필터 구조를 의미할 수 있다. 즉, 전송 선로 구조(703)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000116
- 네트워크 형태의 L-C-L 필터일 수 있다. 전송 선로 구조(703)는 하나의 커패시터와 두 개의 인덕터들을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로 구조(705)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000117
- 네트워크 형태의 등가 회로로 구현되는 고주파 통과 필터 구조를 의미할 수 있다. 즉, 전송 선로 구조(705)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000118
- 네트워크 형태의 C-L-C 필터일 수 있다. 전송 선로 구조(705)는 하나의 인덕터와 두 개의 커패시터들을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로 구조(707)는 T-네트워크 형태의 등가 회로로 구현되는 저주파 통과 필터 구조를 의미할 수 있다. 즉, 전송 선로 구조(707)는 T-네트워크 형태의 L-C-L 필터일 수 있다. 전송 선로 구조(707)는 하나의 커패시터와 두 개의 인덕터들을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로 구조(709)는 T-네트워크 형태의 등가 회로로 구현되는 고주파 통과 필터 구조를 의미할 수 있다. 즉, 전송 선로 구조(709)는 T-네트워크 형태의 C-L-C 필터일 수 있다. 전송 선로 구조(709)는 하나의 커패시터와 두 개의 인덕터들을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로(701)가 상술된 등가 회로도와 같이, 집중 소자들(예: 인덕터, 커패시터)를 통해 구현되는 경우, 집중 소자들 중에서 적어도 일부는 다른 블록(예: 도 6의 공진 회로 블록(603))의 집중 소자와 병합될 수 있다. 병합을 통해, 회로의 구현이 간소화될 수 있다.
도 8a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 스터브(stub)를 이용하는 공진 회로를 포함하는 도허티 전력 증폭기 회로의 예를 도시한다.
도 8a를 참조하면, 통신 회로(800)는 도허티 전력 증폭기(801)와 임피던스 매칭을 위한 네트워크 회로(803)를 포함할 수 있다. 도 2a, 도 2b, 도 5a, 및 도 5b를 통해 서술된 도허티 전력 증폭기에 대한 설명은, 도허티 전력 증폭기(801)에게 동일 또는 유사한 방식으로 적용될 수 있다. 도허티 전력 증폭기(801)의 대역 확장을 위한 임피던스 정합 시, 네트워크 회로(803)가 이용될 수 있다. 네트워크 회로(803)는 전송 선로(805), 공진 회로 및 전송 선로(807)를 포함할 수 있다. 네트워크 회로(803)의 공진 회로는 단락 회로(809)와 개방 회로(811)를 포함할 수 있다.
공진 회로는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000119
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000120
의 전기적 길이를 갖는 단락 회로(809)와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000121
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000122
의 전기적 길이를 갖는 개방 회로(811)를 포함할 수 있다. 전송 선로(805)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000123
의 특성 임피던스를 갖고,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000124
의 전기적 길이를 가질 수 있다. 전송 선로(807)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000125
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000126
의 전기적 길이를 가질 수 있다.
도 8b는 본 개시의 일 실시예에 따른, 집중 소자(lumped element)를 이용하는 공진 회로를 포함하는 도허티 전력 증폭기 회로의 예를 도시한다.
도 8b를 참조하면, 통신 회로(850)는 도허티 전력 증폭기(851)와 임피던스 매칭을 위한 네트워크 회로(853)를 포함할 수 있다. 도 2a, 도 2b, 도 5a, 및 도 5b를 통해 서술된 도허티 전력 증폭기에 대한 설명은, 도허티 전력 증폭기(851)에게 동일 또는 유사한 방식으로 적용될 수 있다.
도허티 전력 증폭기(851)의 대역 확장을 위한 임피던스 정합 시, 네트워크 회로(853)가 이용될 수 있다. 네트워크 회로(853)는 전송 선로(855), 공진 회로(859) 및 전송 선로(857)를 포함할 수 있다. 네트워크 회로(853)의 공진 회로(859)는 집중 소자들을 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 공진 회로(859)는 집중 소자들을 포함할 수 있다. 일 실시예에 따라, 공진 회로(859)는 직렬로 연결되는 인덕터 및 커패시터를 포함할 수 있다. 전송 선로(855)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000127
의 특성 임피던스를 갖고,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000128
의 전기적 길이를 가질 수 있다. 전송 선로(857)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000129
의 특성 임피던스와
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000130
의 전기적 길이를 가질 수 있다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따른, 네트워크 회로에 포함되는 공진 회로(resonance circuit)의 예를 도시한다.
도 9를 참조하면, 통신 회로(900)는 공진 회로의 예시들을 도시한다. 공진 회로(901)는 주파수 선택적 특성을 가지는 회로를 의미한다. 공진 주파수에서 공진 회로(901)의 유도성 성분과 용량성 성분 간의 차이가 평형을 이룸으로써, 공진 회로(901)에 공진이 발생할 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 구조(903)는 단락 회로 스터브와 개방 회로 스터브가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 단락 회로 스터브(R1∠θ1) 및 개방 회로 스터브(R1∠90-θ1)가 병렬로 배치될 수 있다.
공진 회로 구조(903)는 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000131
이고 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000132
인 단락 회로 스터브와 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000133
이고 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000134
인 개방 회로 스터브가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 단락 회로 스터브와 개방 회로 스터브로 구성된 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000135
는 전술한 바와 같이, 수학식 4와 같다. 수학식 4에서
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000136
는 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000137
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000138
는 전송 선로의 전기적 길이를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000139
는 전송 선로의 주파수에 따른 위상 변화의 정도를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000140
는 중심 주파수를 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000141
는 중심 주파수에서의 전기적 길이를 의미할 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 구조(905)는 인덕터와 커패시터가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 인덕터(L1)가 병렬로 배치될 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 커패시터(C1)가 병렬로 배치될 수 있다. 예를 들어, 상기 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000142
는 전술된 수학식 5가 참조될 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 구조(907)는 인덕터와 커패시터가 직렬로 연결된 구조일 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 인덕터(L1)가 직렬로 배치될 수 있다. 예를 들어, 상기 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000143
는 전술된 수학식 6이 참조될 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 구조(909)는 인덕터처럼 임피던스를 회전시키는 단락 회로 스터브와 커패시터가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 단락 회로 스터브(R1∠θ1)가 병렬로 배치될 수 있다. 단락 회로 스터브는 유도성 부하를 제공할 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 커패시터(C1)가 병렬로 배치될 수 있다.
일 실시예에 따라, 공진 회로 구조(911)는 인덕터와 커패시터처럼 임피던스를 회전시키는 개방 회로 스터브가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 인덕터(L1)가 병렬로 배치될 수 있다. 입력 포트(예: port 1)와 출력 포트(예: port 2) 사이에, 개방 회로 스터브(R1∠90-θ1)가 병렬로 배치될 수 있다. 개방 회로 스터브는 용량성 부하를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따라, 전송 선로가 상술된 등가 회로들과 같이, 집중 소자들(예: 인덕터, 커패시터)를 통해 구현되는 경우, 집중 소자들 중에서 적어도 일부는 다른 블록(예: 도 6의 제1 전송 선로 블록(601))의 집중 소자와 병합될 수 있다. 병합을 통해, 회로의 구현이 간소화될 수 있다.
도 10a는 본 개시의 일 실시예에 따른, 전송 선로(Transmission line)와 공진 회로(resonance circuit)를 포함하는 네트워크 회로의 예를 도시한다.
도 10a를 참조하면, 통신 회로(1000)는 네트워크 회로의 예시들을 도시한다. 통신 회로(1010)는 제1 전송 선로(1011)와 공진 회로(1013), 제2 전송 선로(1015) 및 부하 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000144
로 구성된 네트워크 회로를 도시한다.
일 실시예에 따라, 네트워크 회로 구조(1030)는 제1 전송 선로(1031)와 단락 회로 스터브와 개방 회로 스터브를 포함한 공진 회로(1035), 제2 전송 선로(1033)를 포함한 네트워크 회로를 도시한다. 제1 전송 선로(1031)와 제2 전송 선로(1033) 사이에, 단락 회로 스터브(R1∠θ1) 및 개방 회로 스터브(R1∠90-θ1)가 병렬로 배치될 수 있다.
공진 회로(1035)의 구조는 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000145
이고 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000146
인 단락 회로 스터브와 특성 임피던스가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000147
이고 전기적 길이가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000148
인 개방 회로 스터브가 병렬로 연결된 구조일 수 있다. 단락 회로 스터브와 개방 회로 스터브로 구성된 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000149
는 전술한 바와 같이, 수학식 4와 같다.
일 실시예에 따라, 네트워크 회로 구조(1050)는 제1 전송 선로(1051)와 인덕터와 커패시터가 병렬로 연결된 공진 회로(1055), 제2 전송 선로(1053)를 포함한 네트워크 회로를 도시한다. 제1 전송 선로(1051)와 제2 전송 선로(1053) 사이에 인덕터(L1)가 병렬로 배치될 수 있다. 제1 전송 선로(1051)와 제2 전송 선로(1053) 사이에 커패시터(C1)가 병렬로 배치될 수 있다. 예를 들어, 상기 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000150
는 전술된 수학식 5가 참조될 수 있다.
일 실시예에 따라, 네트워크 회로 구조(1070)는 제1 전송 선로(1071)와 인덕터와 커패시터가 직렬로 연결된 공진 회로(1075), 제2 전송 선로(1073)를 포함한 네트워크 회로를 도시한다. 제1 전송 선로(1071)와 제2 전송 선로(1073) 사이에 인덕터(
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000151
)가 직렬로 배치될 수 있다. 제1 전송 선로(1071)와 제2 전송 선로(1073) 사이에 커패시터(C1)가 직렬로 배치될 수 있다 예를 들어, 상기 공진 회로의 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000152
는 전술된 수학식 6이 참조될 수 있다.
도 10a에서는 전송 선로 상에 배치되는 공진 회로의 위치가 일정하여,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000153
값이 일정한 것처럼 도시되었으나, 본 개시의 실시예들은 이에 한정되지 않는다. 공진 회로가 집중 소자로 구성된 경우, 90도의 전기적 길이를 갖는 전송 선로상의 공진 회로의 위치가 변경됨에 따라, 전송 선로의
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000154
값이 변경될 수 있다. 이 경우,
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000155
값은 시뮬레이션을 통해 정합이 가장 잘 되도록 결정될 수 있다.
도 10b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로에서, 전송 선로의 등가 회로 중 일부 집중 소자와 공진 회로의 등가 회로 중 일부 집중 소자가 합쳐진 등가 회로도이다.
도 10b를 참조하면, 네트워크 회로의 회로도(1020)는 제1 전송 선로(1021), 공진 회로(1023), 제2 전송 선로(1025), 부하 임피던스
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000156
을 포함할 수 있다. 상기 제1 전송 선로(1021)는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000157
- 네트워크 형태의 L-C-L 필터일 수 있다. 상기 공진 회로(1023)는 인덕터와 커패시터가 병렬로 연결된 공진 회로 구조(905)로 구성될 수 있다. 회로도(1020)와 등가 회로도인 회로도(1040)에서는 인덕터(1022)와 인덕터(1024)성분이 합쳐져 하나의 인덕터로 구성될 수 있다. 집중 소자만을 이용하여 네트워크 회로를 구현할 시, 전송 선로와 공진 회로의 적절한 구조가 이용됨으로써 회로 구조가 간소화될 수 있다.
도 10b에는 도시되지 않았으나, 공진 회로에서, 인덕터 및 커패시터가 직렬로 연결된 회로는 인덕터 및 커패시터가 병렬로 연결되고, 90도의 전기적 길이를 갖는 전송 선로를 추가한 회로와 등가 회로일 수 있다. 따라서, 공진 회로의 구조의 선택에 따라 별도의 전송 선로 추가 없이도 임피던스의 분산 정도와 회전 정도가 제어될 수 있다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른, 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로의 예를 도시한다.
도 11을 참조하면, 통신 회로(1100)는 도허티 전력 증폭기와 네트워크 회로를 도시한다. 회로 부분(1101)은 전력 분배기를 의미할 수 있다. 회로 부분(1102)은 위상 보상 회로를 의미할 수 있다. 회로 부분(1103)은 캐리어 증폭기를 의미할 수 있다. 회로 부분(1104)은 피킹 증폭기를 의미할 수 있다. 회로 부분(1105)은 네트워크 회로를 의미할 수 있다. 상기 통신 회로(1100)의 설계 주파수 대역은 3.4-3.8 GHz이다. 이하 도 12a, 도 12b, 도 13a, 도 13b, 도 13c에서 본 개시의 발명 실시 여부에 기반한 증폭기의 성능 개선 여부를 확인할 수 있다.
도 12a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 구조를 통해 도허티 전력 증폭기의 전력 이득이 개선된 효과를 표시한다.
도 12a를 참조하면, 그래프(1201)는 임피던스 매칭을 위한 전송 선로와 결합되는 도허티 전력 증폭기의 이득 값을 나타낸다. 그래프(1201)는, 상기 도허티 전력 증폭기에서, 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 전력 이득을 나타낼 수 있다. 그래프(1201)의 가로축은 출력 전력(output power)(단위: dBm(decibel milliwatt))을 나타내고, 그래프(1201)의 세로축은 이득(단위: dB(decibel))을 나타낸다.
그래프(1202)는 본 개시의 일 실시예에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로가 결합된 도허티 전력 증폭기의 이득 성능을 나타낸다. 그래프(1202)는, 상기 도허티 전력 증폭기에서, 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 전력 이득을 나타낼 수 있다.
그래프(1202)에서 일정 주파수 대역(예: 3.4GHz 내지 3.7 GHz)에서 전력 이득이 전체적으로 올라간 것이 확인된다. 이득이 전체적으로 증가함에 따라, 서비스 가능한 주파수 대역의 범위가 증가한다. 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 통해, 도허티 전력 증폭기는 광대역을 지원할 수 있다.
도 12b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 구조를 통해 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율이 개선된 효과를 표시한다.
도 12b를 참조하면, 그래프(1251)는 임피던스 매칭을 위한 전송 선로와 결합되는 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율 값을 나타낸다. 그래프(1251)는, 상기 도허티 전력 증폭기에서`, 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 드레인 효율 값을 나타낼 수 있다. 그래프(1251)의 가로축은 출력 전력(output power)(단위: dBm(decibel milliwatt))을 나타내고, 그래프(1251)의 세로축은 드레인 효율(단위: %(percentage))을 나타낸다.
그래프(1252)는 본 개시의 일 실시예에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로가 결합된 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율 값을 나타낸다. 그래프(1252)는, 상기 도허티 전력 증폭기에서, 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 드레인 효율 값을 나타낼 수 있다. 그래프(1252)의 가로축은 출력 전력(output power)(단위: dBm(decibel milliwatt))을 나타내고, 그래프(1252)의 세로축은 드레인 효율(단위: %(percentage))을 나타낸다.
그래프(1252)에서 드레인 효율이 전체적으로 올라간 것을 확인할 수 있다.
도 13a는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 주파수별 평균 전력 영역에서의 도허티 전력 증폭기의 전력 이득의 예를 표시한다.
도 13a를 참조하면, 그래프(1300)는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반한 주파수별 평균 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 전력 이득을 표시한다. 상기 그래프(1300)는 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 평균 전력 영역에서의 도허티 전력 증폭기의 전력 이득을 나타낼 수 있다. 상기 그래프(1300)의 가로축은 주파수(단위: GHz(Gigahertz))를 나타내고, 그래프(1300)의 세로축은 평균 전력 영역에서의 전력 이득(단위: dB(decibel))을 나타낸다. 검은색 그래프는 임피던스 매칭을 위한 전송 선로와 결합되는 도허티 전력 증폭기의 전력 이득을 나타낼 수 있다. 흰색 그래프는 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로가 결합된 경우, 주파수별 평균 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 전력 이득을 나타낼 수 있다.
실시예들에 따른 임피던스 회전 기반 네트워크 매칭 회로를 포함하는 전력 증폭기의 전력 이득이 기존(legacy)의 전력 증폭기의 전력 이득보다 큰 것이 확인될 수 있다. 큰 전력 이득을 통해, 가능한 주파수 대역이 확장된다. 실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로는 대역 확장 효과를 제공할 수 있다.
도 13b는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력을 표시한다.
도 13b를 참조하면, 그래프(1310)는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반한 주파수별 도허티 전력 증폭기의 최대 출력 전력을 표시한다. 상기 그래프(1310)는 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수들에 대한 도허티 전력 증폭기의 최대 출력 전력을 나타낼 수 있다. 상기 그래프(1310)의 가로축은 주파수(단위: GHz(Gigahertz))를 나타내고, 그래프(1310)의 세로축은 최대 출력 전력(Psat)(단위: dBm(decibel milliwatt))을 나타낸다. 검은색 그래프는 임피던스 매칭을 위한 전송 선로와 결합되는 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력을 나타낼 수 있다. 흰색 그래프는 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로가 결합된 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력을 나타낼 수 있다.
실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 포함하는 전력 증폭기의 최대 출력 전력이 기존(legacy)의 전력 증폭기의 최대 출력 전력보다 큰 것이 확인될 수 있다. 높은 최대 출력 전력을 통해, 가능한 주파수 대역이 확장된다. 실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로는 대역 확장 효과를 제공할 수 있다.
도 13c는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력에서의 드레인 효율을 표시한다.
도 13c를 참조하면, 그래프(1320)는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반한 주파수별 최대 출력 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율을 표시한다. 상기 그래프(1320)는 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수에 대한 최대 출력 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율을 나타낼 수 있다. 상기 그래프(1320)의 가로축은 주파수(단위: GHz(GigaHertz))를 나타내고, 그래프(1320)의 세로축은 최대 출력 전력 영역에서의 드레인 효율(단위: %(percentage))을 나타낸다. 검은색 그래프는 임피던스 매칭을 위한 전송 선로와 결합되는 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력에서의 드레인 효율을 나타낼 수 있다. 흰색 그래프는 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로가 결합된 도허티 전력 증폭기의 주파수별 최대 출력 전력 영역에서의 드레인 효율을 나타낼 수 있다.
실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 포함하는 전력 증폭기의 드레인 효율이 기존(legacy)의 전력 증폭기의 드레인 효율보다 큰 것이 확인될 수 있다. 높은 드레인 효율을 통해, 가능한 주파수 대역이 확장된다. 실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로는 대역 확장 효과를 제공할 수 있다.
도 13d는 본 개시의 일 실시예에 따른 네트워크 회로 추가 여부에 기반하여 도허티 전력 증폭기의 주파수별 평균 출력 전력에서의 드레인 효율을 표시한다.
도 13d를 참조하면, 그래프(1330)는 본 개시의 일 실시예인 네트워크 회로 추가 여부에 따른 주파수별 평균 출력 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율을 표시한다. 그래프(1330)는 주파수가 3.4 GHz에서 3.8 GHz까지 100MHz 간격으로 5개 주파수에 대한 평균 출력 전력 영역에서 도허티 전력 증폭기의 드레인 효율을 나타낼 수 있다. 상기 그래프(1330)의 가로축은 주파수(단위: GHz(Gigahertz))를 나타내고, 그래프(1320)의 세로축은 평균 출력 전력 영역에서의 드레인 효율(단위: %(percentage))을 나타낸다. 검은색 그래프는 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 포함하지 않는, 도허티 전력 증폭기의 주파수별 평균 출력 전력 영역에서의 드레인 효율을 나타낼 수 있다. 흰색 그래프는 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 포함하는 도허티 전력 증폭기의 주파수별 평균 출력 전력 영역에서의 드레인 효율을 나타낼 수 있다.
실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로를 포함하는 전력 증폭기의 평균 출력 전력에서의 드레인 효율이 기존(legacy)의 전력 증폭기의 평균 출력 전력에서의 드레인 효율보다 큰 것이 확인될 수 있다. 높은 평균 출력 전력에서의 드레인 효율을 통해, 가능한 주파수 대역이 확장된다. 실시예들에 따른 분산 임피던스의 회전을 위한 네트워크 회로는 대역 확장 효과를 제공할 수 있다.
본 개시의 실시예들에 따른 도허티 전력 증폭기는, 부하 임피던스를 고정하고 다단 회로를 이용하는 도허티 전력 증폭기보다 간단한 방식으로 구현된 매칭 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 공진 회로와 전송 선로 길이가 조정됨으로써, 임피던스의 분산 정도와 회전 정도가 제어될 수 있다. 제어된 임피던스를 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기의 부하 네트워크에 제공함으로써 정합을 위한 회로 구조를 간소화된다. 이에 따라, 더 넓은 대역에서 최대 출력 전력과 효율, 선형성 등의 성능이 개선된다. 본 개시의 실시예들에 따른 매칭 네트워크 회로는, 무선 통신 시스템 내의 정합손실 최소화를 통해 전력 소모량과 발열을 최소화할 수 있다. 전력 소모량과 발열 최소화는 무선통신 시스템 전체의 성능 개선으로 이어진다.
본 개시의 실시예들에 따른 장치 및 방법은, 네트워크 회로에서 공진 회로와 전송 선로 길이를 조정함으로써 임피던스의 분산 정도와 회전 정도를 제어할 수 있다. 제어된 임피던스를 캐리어 증폭기와 피킹 증폭기의 부하 네트워크에 제공함으로써 정합을 위한 회로 구조가 간소화된다. 또한, 더 넓은 대역에서 최대 출력 전력과 효율, 선형성 등의 성능이 개선될 수 있다.
상술한 바와 같은, 실시예들에 따른, 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치는, 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 상기 네트워크 회로는 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 상기 공진 회로는 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치될 수 있다. 상기 전자 장치에서, 상기 도허티 전력 증폭기는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고, 상기 네트워크 회로는 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제2 영역은 제2 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 단락 회로로 구성된 제1 전송 선로와 개방회로로 구성된 제2 전송 선로를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 병렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로는 마이크로스트립일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로는
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000158
-형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함할 수 있다
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로는 T-형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 제2 범위의 부하 임피던스는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 상기 공진 회로의 분산 임피던스에, 상기 제1 위상 변환 임피던스가 적용됨으로써, 제공될 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 위상 변환 임피던스를 통해, 상기 공진 회로의 분산 임피던스와 상기 제1 범위의 출력 임피던스와의 차이가 감소하도록, 스미스 차트 상에서 상기 공진 회로의 분산 임피던스를 회전시킬 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는, 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 가변적으로 배치될 있다. 상기 공진 회로가 제1 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 제1 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 제2 값일 수 있다. 상기 공진 회로가 제2 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 상기 제1 값과 다른 제3 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 상기 제2 값과 다른 제4 값일 수 있다. 상기 제1 값과 상기 제2 값의 합은 상기 제3 값과 제4 값의 합과 동일할 수 있다.
상술한 바와 같은, 실시예들에 따른 RFIC(radio frequency integrated circuit)는, 복수의 RF(radio frequency) 처리 체인들을 포함할 수 있다. 상기 복수의 RF 처리 체인들 각각은 위상 쉬프터(phase shifter), 도허티 전력 증폭기를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는, 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함할 수 있다. 상기 전자 장치에서, 상기 공진 회로가 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치될 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고, 상기 네트워크 회로는 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 네트워크 회로는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 전송 선로의 제2 영역은, 제2 위상 변환 임피던스를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로는 마이크로스트립일 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로가
Figure PCTKR2023003383-appb-img-000159
-형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로가 T-형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 제2 범위의 부하 임피던스는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 상기 공진 회로의 분산 임피던스에, 상기 제1 위상 변환 임피던스가 적용됨으로써, 제공될 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 위상 변환 임피던스를 통해, 상기 공진 회로의 분산 임피던스와 상기 제1 범위의 출력 임피던스와의 차이가 감소하도록, 스미스 차트 상에서 상기 공진 회로의 분산 임피던스를 회전시킬 수 있다.
일 실시예에 따라, 상기 공진 회로는, 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 가변적으로 배치될 수 있다. 상기 공진 회로가 제1 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 제1 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 제2 값일 수 있다. 상기 공진 회로가 제2 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 상기 제1 값과 다른 제3 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 상기 제2 값과 다른 제4 값일 수 있다. 상기 제1 값과 상기 제2 값의 합은 상기 제3 값과 제4 값의 합과 동일할 수 있다.
본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편, 본 발명은 다양한 실시예들을 참조하여 도시되고 설명되었으나, 첨부된 청구항들 및 이의 등가물들에 의해 정의되는 본 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않고 그 안에서 형식상 다양한 변화와 세부사항의 변경이 이루어질 수 있다는 것은 당업자들에 의해 이해될 것이다.

Claims (15)

  1. 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치에 있어서,
    캐리어 증폭기(carrier amplifier);
    상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로;
    피킹 증폭기(peaking amplifier);
    상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로; 및
    네트워크 회로를 포함하고,
    상기 네트워크 회로는 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함하고,
    상기 공진 회로는 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치되고,
    상기 도허티 전력 증폭기는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고,
    상기 네트워크 회로는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공하고,
    상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공하고,
    상기 전송 선로의 제2 영역은, 제2 위상 변환 임피던스를 제공하는 전자 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 공진 회로는 단락 회로로 구성된 제1 전송 선로와 개방회로로 구성된 제2 전송 선로를 포함하는 전자 장치.
  3. 청구항 1 내지 2 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함하는 전자 장치.
  4. 청구항 1 내지 3 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 회로는 병렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함하는 전자 장치.
  5. 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전송 선로는 마이크로스트립인 전자 장치.
  6. 청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전송 선로는
    Figure PCTKR2023003383-appb-img-000160
    -형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함하는 전자 장치.
  7. 청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전송 선로는 T-형으로 배치되는 커패시터들 및 인덕터를 포함하는 전자 장치.
  8. 청구항 1 내지 7 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 범위의 부하 임피던스는, 상기 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 상기 공진 회로의 분산 임피던스에, 상기 제1 위상 변환 임피던스가 적용됨으로써, 제공되는 전자 장치.
  9. 청구항 1 내지 8 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 위상 변환 임피던스를 통해, 상기 공진 회로의 분산 임피던스와 상기 제1 범위의 출력 임피던스와의 차이가 감소하도록, 스미스 차트 상에서 상기 공진 회로의 분산 임피던스를 회전시키는 전자 장치.
  10. 청구항 1 내지 9 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 회로는, 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 가변적으로 배치되고,
    상기 공진 회로가 제1 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 제1 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 제2 값이고,
    상기 공진 회로가 제2 위치인 경우, 상기 제1 위상 변환 임피던스는 상기 제1 값과 다른 제3 값이고, 상기 제2 위상 변환 임피던스는 상기 제2 값과 다른 제4 값이고,
    상기 제1 값과 상기 제2 값의 합은 상기 제3 값과 상기 제4 값의 합과 동일한 전자 장치.
  11. 무선 통신 시스템에서, RFIC(radio frequency integrated circuit)에 있어서, 상기 RFIC는,
    복수의 RF(radio frequency) 처리 체인들을 포함하고,
    상기 복수의 RF 처리 체인들 각각은 위상 쉬프터(phase shifter), 도허티 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 도허티 전력 증폭기는, 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 상기 캐리어 증폭기의 출력단에 결합되는 제1 회로, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 상기 피킹 증폭기의 출력단에 결합되는 제2 회로 및 네트워크 회로를 포함하고,
    상기 네트워크 회로는 공진 회로 및 상기 도허티 전력 증폭기와의 임피던스 정합을 위한 전송 선로를 포함하고,
    상기 공진 회로는 상기 전송 선로의 제1 영역 및 제2 영역 사이에서 배치되고,
    상기 도허티 전력 증폭기는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제1 범위의 출력 임피던스를 제공하고,
    상기 네트워크 회로는, 대역폭 내의 주파수에 기반하여 분산되는 제2 범위의 부하 임피던스를 제공하고,
    상기 전송 선로의 제1 영역은, 상기 제1 범위의 출력 임피던스와 상기 제2 범위의 부하 임피던스와의 차이를 감소시키기 위한 제1 위상 변환 임피던스를 제공하고,
    상기 전송 선로의 제2 영역은, 제2 위상 변환 임피던스를 제공하는 RFIC.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 공진 회로는 단락 회로로 구성된 제1 전송 선로와 개방회로로 구성된 제2 전송 선로를 포함하는 RFIC.
  13. 청구항 11 내지 12 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 회로는 직렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함하는, RFIC.
  14. 청구항 11 내지 13 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진 회로는 병렬로 연결되는 인덕터와 커패시터를 포함하는, RFIC.
  15. 청구항 11 내지 14 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전송 선로는 마이크로스트립인 RFIC.
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