WO2023112139A1 - 駆動回路、駆動回路の制御方法 - Google Patents

駆動回路、駆動回路の制御方法 Download PDF

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driven switching
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嘉章 水橋
昌宏 土肥
光洋 岩崎
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日立Astemo株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a configuration of a drive circuit for a voltage-driven power semiconductor switching device and a control method thereof, and more particularly to a voltage-driven power semiconductor switching device used in an on-vehicle power conversion device that requires power saving and high reliability.
  • the present invention relates to technology effective when applied to drive circuits.
  • IGBTs and SiC MOSFETs are used in voltage-driven power semiconductors used in power converters, and in recent years there has been a trend toward higher voltage resistance and higher current. These power converters are also used in electrified vehicles, and are used for purposes such as generating alternating current for driving a motor from direct current supplied from a battery.
  • Patent Document 1 a plurality of resistors and switching elements must be prepared in order to switch the drive circuit to operate, which causes problems such as an increase in the mounting area and the number of parts.
  • the switching of the drive circuit can only be changed in the prepared drive circuit, and the switching timing is also fixed. There is also a possibility that it may lead to destruction of the type power semiconductor.
  • the present invention provides a voltage-driven switching element, an ON circuit for injecting charge into the gate of the voltage-driven switching element according to a drive signal, and the voltage-driven switching element according to the drive signal.
  • an OFF circuit for extracting electric charge from the gate of the switching element, and by pulse-driving the ON circuit or the OFF circuit, the electric charge is injected into the gate of the voltage-driven switching element or the electric charge is extracted from the gate. and controlling the switching time of the voltage-driven switching element.
  • the present invention also provides a control method for a drive circuit that drives and controls a voltage-driven switching element, wherein a pulse drive of an ON circuit or an OFF circuit of the voltage-driven switching element causes a voltage to be applied to the gate of the voltage-driven switching element. charge is injected or extracted from the gate to control the switching time of the voltage-driven switching element.
  • a drive circuit for a voltage-driven power semiconductor switching element in a drive circuit for a voltage-driven power semiconductor switching element, it is possible to realize a drive circuit capable of efficient switching control according to drive conditions with a relatively simple configuration, and a control method thereof. .
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power converter according to Example 1 of the present invention
  • FIG. 2 is a diagram showing a control system for one system of the voltage-driven switching element of FIG. 1;
  • FIG. It is a figure which shows the loss in a voltage drive type switching element.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between slew rate and surge in a voltage-driven switching element;
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the number of pulsed charge injections to the control terminal of the voltage-driven switching element, the slew rate, and the surge.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the width of a pulse for injecting charge into the control terminal of a voltage-driven switching element, the slew rate, and the surge.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the width of a pulse for injecting charge into the control terminal of a voltage-driven switching element, the slew rate, and the surge.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a driver circuit according to Example 2 of the present invention
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the control terminal signal pattern, slew rate, and surge in FIG. 7;
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a driver circuit according to Example 3 of the present invention;
  • FIG. 1 The configuration of the drive circuit and its control method according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 6.
  • FIG. 1 The configuration of the drive circuit and its control method according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 6.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power converter between a battery and a motor generator configured using the drive circuit of this embodiment.
  • Reference numeral 100 denotes a battery, which serves to supply DC voltage, which is the source of power in the power conversion device, or to store power generated by the motor generator 400, which will be described later.
  • a reference numeral 110 is a capacitor that supplies power in an instantaneous voltage drop when the motor generator 400 is driven, and stores power when the motor generator 400 generates power. Also, noise generated in switching of the voltage-driven switching elements 200 to 205, which will be described later, is reduced by charge/discharge.
  • Numerals 200 to 205 are voltage-driven switching elements, such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and SiC MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors). , but not limited to. Voltage-driven switching elements 200 to 205 perform switching operations by charging and discharging the control terminals of the switching elements 200 to 205, thereby performing power conversion.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • SiC MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors
  • Reference numerals 210 to 215 are diodes connected in antiparallel to the voltage-driven switching elements 200 to 205, and are used to circulate current. Although it may be used as a single unit, it may be configured based on the parasitic elements of the voltage-driven switching elements 200 to 205 .
  • Reference numerals 220 to 225 are temperature sensors, which acquire temperature information of the voltage-driven switching elements 200 to 205 and output it to the control circuit 600, which will be described later. For example, a constant current is passed through the diodes 210 to 215, and the amount of voltage drop is measured.
  • FIG. 1 shows a configuration in which one temperature sensor 220-225 is arranged for each of the voltage-driven switching elements 200-205.
  • Switching elements 201 and 204, and voltage-driven switching elements 202 and 205, two voltage-driven switching elements are packaged together into one upper arm and lower arm, so there is no difference in temperature. If so, there is no problem in arranging one temperature sensor for each combination, and if there is no bias in temperature, one temperature sensor is arranged for each of the voltage-driven switching elements 200 to 205. You can take
  • Reference numerals 230 to 232 are current sensors, which acquire information on the amount of current flowing through each line of three phases (U, V, W) connected to motor generator 400 and output it to control circuit 600 .
  • a detection method using a magnetic field by a Hall element may be used, a detection method using a shunt resistor may be used, or other methods may be used. do not have.
  • Reference numeral 240 is a voltage sensor that acquires voltage information of the battery 100 and the capacitor 110 and outputs it to the control circuit 600 .
  • Reference numerals 300-305 are resistors, which limit the amount of current injected into or drawn from the control terminals of the voltage-driven switching elements 200-205.
  • the resistors 300 to 305 are configured such that one resistor is arranged for each of the voltage driven switching elements 200 to 205, but a configuration is also possible in which a plurality of resistors are arranged.
  • Reference numeral 400 denotes a motor generator such as a synchronous machine or an induction machine, which drives as a motor when electric power is supplied and acts as a generator when a rotational force is applied to the rotating shaft. Since the operation varies depending on the method, the present invention will be described as a motor generator.
  • a three-phase power conversion device driven by six voltage-driven switching elements 200 to 205 and six diodes 210 to 215 is taken as an example, but it is not limited to this. It may be a configuration in which the quantity is increased or decreased according to the configuration.
  • Reference numeral 500 denotes a driver circuit that drives voltage-driven switching elements 200-205 via resistors 300-305.
  • Reference numeral 600 denotes a control circuit, which uses information from temperature sensors 220 to 225, current sensors 230 to 232, and voltage sensor 240, and operation instruction information for motor generator 400 from a higher control unit (not shown) to operate a driver circuit. 500 control.
  • FIG. 2 is a diagram showing one control system for driving the voltage-driven switching element 200. As shown in FIG.
  • the driver circuit 500 includes a gate control pulse generator 510 , a drive circuit 530 that injects charge into the control terminal of the voltage-driven switching element 200 via the resistor 300 , and controls the voltage-driven switching element 200 via the resistor 300 . It is composed of a drive circuit 531 that extracts charge from a terminal.
  • a table for setting what kind of pulse is generated to inject or extract charge when switching the voltage-driven switching element 200 is stored. These are stored in advance as a gate control pulse table 520 and a gate control pulse table 521 for charge extraction.
  • the drive circuit 530 and the drive circuit 531 operate, and charge is injected as a pulse to the control terminal of the voltage-driven switching element 200 via the resistor 300 according to the gate control pulse table 520. , and similarly according to the gate control pulse table 521, charge extraction is performed as pulses.
  • the gate control pulse tables 520 and 521 each hold a plurality of pulse patterns for switching the voltage-driven switching element 200, and which pulse pattern is used according to a signal instructed by the control circuit 600. is selected.
  • These gate control pulse tables may hold a pulse frequency, a pulse time, and a delay time from the switching instruction of the voltage-driven switching element 200 from the control circuit 600 to the generation of the first pulse.
  • the pulse waveform itself may be retained. Also, there is no reason why the generated pulses must be uniform, and there is no problem even if the pulses are non-uniformly spaced.
  • FIG. 3 shows the loss in the voltage-driven switching element.
  • FIG. 4 shows the relationship between the slew rate and the surge in the voltage-driven switching element.
  • the loss in voltage-driven switching elements used in power converters is divided into On loss and switching loss as shown in FIG.
  • the on loss is determined by the characteristics of the voltage-driven switching element, it cannot be reduced unless the characteristics are improved.
  • the time required for switching can be shortened by increasing the amount of charge injected into or withdrawn from the control terminal of the voltage-driven switching element and increasing the switching slew rate of the voltage-driven switching element. switching losses can be reduced accordingly.
  • the resistors corresponding to the resistors 300 to 305 are set so that the slew rate is such that the surge does not exceed the voltage that can be applied to the voltage-driven switching element within the range of usage conditions.
  • the value was determined as a fixed value.
  • the slew rate is controlled by changing the number of pulses for injecting charges to the control terminal of the voltage-driven switching element 200 via the resistor 300 .
  • the slew rate becomes steeper if the number of pulses to inject charges into the control terminal is increased, and becomes gentler if the number is decreased. This is performed by selecting from the waveforms registered in the gate control pulse tables 520 and 521 .
  • the slew rate of the voltage-driven switching element 200 is controlled by the number of pulses as shown in FIG. 5
  • the slew rate is controlled by the pulse width as shown in FIG.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) method may be used. In this case, the wider the pulse width, the higher the switching slew rate of the voltage-driven switching element 200 .
  • the slew rate can only be changed by a maximum of 2 n ⁇ 1 steps, and each physical size is large, so it is not realistic to arrange many systems.
  • the present embodiment it is possible to control the slew rate for each PFM or PWM step by using only one system of the drive circuit corresponding to the drive circuits 530 and 531 and the resistor 300.
  • the slew rate can be changed efficiently.
  • the switching loss of the voltage-driven switching element 200 can be reduced, and the DC power charged in the battery 100 can be more efficiently converted into three-phase AC power.
  • the waveforms registered in the gate control pulse tables 520 and 521 do not have to be equally spaced pulses.
  • the pulse amount is increased, or the pulse duty ratio (Duty) is increased to increase the slew rate, and in the latter half of switching, the pulse amount is increased. or by registering a waveform that lowers the slew rate by lowering the pulse duty ratio (Duty), and by controlling the switching waveform, the switching time is shortened and the voltage-driven switching element 200 A configuration that suppresses loss and suppresses surge that occurs during switching may be employed.
  • both sets of the gate control pulse table 520 and the drive circuit 530 and the gate control pulse table 521 and the drive circuit 531 operate during one switching from On to Off or from Off to On of the voltage-driven switching element 200. It does not matter if the configuration is such that
  • the gate control pulse table 520 and the drive circuit 530 are used in the initial stage of switching to charge the control terminal of the voltage-driven switching element 200 through the resistor 300 . is injected to perform switching, and in the latter half of the switching, the gate control pulse table 521 and the drive circuit 531 are used to draw out a portion of the charge from the control terminal of the voltage-driven switching element 200 via the resistor 300 to obtain the switching slew rate may be reduced to suppress the surge, and after the switching is completed, the drive circuit 530 may be turned on again to fix it.
  • the control circuit 600 includes a gate control selection section 601.
  • Gate control selector 601 uses information from temperature sensors 220-225, current sensors 230-232, and voltage sensor 240 to output signals for selecting waveforms to be used in gate control pulse tables 520 and 521.
  • FIG. 1 A block diagram illustrating an exemplary computing environment in accordance with the present disclosure.
  • the higher the voltage the smaller the allowable surge amount within the rated voltage that can be applied to the voltage-driven switching element 200.
  • PWM the one with a smaller number of pulses is selected.
  • the temperature sensors 220 to 225 for example, if an IGBT is used as the voltage-driven switching element 200, the effect of the surge becomes noticeable at low temperatures. It is also possible to adopt a configuration in which it is determined to be critical and the waveforms used in the gate control pulse tables 520 and 521 are selected based on that information.
  • the gate control pulse tables 520 and 521 are generated using information such as information on the required output torque and rotation speed of the motor generator 400 from a higher-level control unit, the voltage applied to each phase of the motor generator 400, and the like.
  • a signal may be generated to select the waveform used in .
  • the temperature is expected to rise. It is possible to take a configuration such as Similarly, when the number of rotations is high, a further temperature rise is expected, so when selecting the waveforms to be used in the gate control pulse tables 520 and 521, it is said that a table with a higher ratio of On is used. It is possible to take configurations.
  • the signal that selects the waveform used in the gate control pulse tables 520 and 521 is changed during the switching operation of the voltage-driven switching element 200, an unexpected pulse pattern will occur and the withstand voltage of the voltage-driven switching element 200 will be reduced. There is a possibility that it will be exceeded and lead to destruction. Therefore, by switching signals for selecting waveforms used in the gate control pulse tables 520 and 521 at timings when switching does not occur in synchronization with the On/Off switching period of the voltage-driven switching element 200, the voltage-driven switching element 200 is switched. It is desirable to control 200 so that it does not lead to destruction.
  • the driver circuit 500 drives the voltage-driven switching elements 200 to 205 via the resistors 300 to 305. Signals for selecting the waveforms used in the respective gate control pulse tables 520 and 521 for these are If they are not switched at the same time, there will be a difference in switching between the voltage-driven switching elements 200 to 205, and there is a possibility that the motor generator 400 cannot be controlled as expected.
  • FIG. 7 The configuration of the drive circuit and its control method according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 The configuration of the drive circuit and its control method according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the driver circuit of this embodiment, and shows a control system for one system of voltage-driven switching elements, like FIG.
  • the configuration of the power conversion device is substantially the same as that of the first embodiment (FIG. 1). It becomes a configuration that replaces the individual.
  • Four resistors 306 to 309 are connected to the control terminal of the voltage-driven switching element 200 . Descriptions of the configurations and functions that have already been described in the first embodiment will be omitted below.
  • the driver circuit 501 contains a gate control pulse generator 511 and contains gate control pulse tables 522 and 523 .
  • the driver circuit 501 has drive circuits 532 and 534 in addition to the drive circuits 533 and 535 controlled by the gate control pulse tables 522 and 523 . Unlike the drive circuits 533 and 535, the drive circuits 532 and 534 are not controlled by the gate control pulse table but directly controlled by the gate control pulse generator 511. FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the control terminal signal pattern, slew rate, and surge in FIG.
  • the gate control pulse generation unit 511 When the control circuit 600 issues a control instruction to switch the voltage-driven switching element 200 from the off state to the on state, the gate control pulse generation unit 511 first turns off the control signal of the drive circuit 534 to reduce the through current. control the flow.
  • control signal of the drive circuit 532 is turned on to inject charge into the control terminal of the voltage-driven switching element 200 .
  • This is the basic state (lowest slew rate) when switching the voltage-driven switching element 200 from the OFF state to the ON state.
  • the gate control pulse generation unit 511 turns on the control signal of the drive circuit 532, and at the same time, the drive circuit 533 is driven by the waveform of the gate control pulse table 522 selected according to the gate control selection unit 602 of the control circuit 600. , and an additional charge is injected to the control terminal of the voltage-driven switching element 200 via the resistor 307 to control the slew rate.
  • Waveform selection by the gate control selection unit 602 is performed based on information from a temperature sensor, a voltage sensor, a current sensor, etc., as in the first embodiment. state, the loss of the voltage-driven switching element 200 is reduced, and efficient power conversion processing is performed.
  • two drive circuits for injecting charges and two drive circuits for extracting charges are prepared. It is possible to continue switching the driven switching element 200 .
  • the drive circuit 532 injects electric charges through the resistor 306, so that the voltage-driven switching element 200 can be switched.
  • the drive circuit 535 is driven by selecting a waveform of the gate control pulse table 523 that has a high duty ratio (Duty) or a large number of pulses.
  • the voltage-driven switching element 200 can be switched at a slew rate close to that when there is no problem by extracting electric charges via the resistor 309 . This makes it possible to provide a power converter with high robustness.
  • one resistor 306 to 309 is arranged in each of the drive circuits 532 to 535.
  • the drive circuits 532 and 535 share one resistor, and the drive circuit 533 Even with a configuration in which 534 shares one resistor, it is possible to obtain the same effect. It is also possible to adopt a configuration in which one resistor is shared by the drive circuits 532-535.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the driver circuit of this embodiment, and shows a control system for one system of voltage-driven switching elements, like FIGS. 2 and 7.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the driver circuit of this embodiment, and shows a control system for one system of voltage-driven switching elements, like FIGS. 2 and 7.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the driver circuit of this embodiment, and shows a control system for one system of voltage-driven switching elements, like FIGS. 2 and 7.
  • the configuration of the power conversion device is substantially the same as that of the first embodiment (FIG. 1), with the driver circuit 500 replaced with the driver circuit 502 .
  • the voltage of the control terminal of the voltage-driven switching element 200 is input to the driver circuit 502 . Descriptions of the configurations and functions that have already been described in the first embodiment will be omitted below.
  • the gate control pulse generator 512 includes gate control pulse generators 540 and 541 .
  • the gate control pulse generators 540 and 541 hold the relationship between the target voltage of the control terminal and the time when the voltage-driven switching element 200 is switched.
  • This information can be rewritten by the gate control selector 603 of the control circuit 600 based on information from temperature sensors, voltage sensors, current sensors, and the like.
  • it is configured to output a waveform for controlling the drive circuits 530 and 531 by PWM or PFM, and to receive the voltage of the control terminal of the voltage-driven switching element 200 .
  • the target voltage and the voltage-driven switching element at the time from the control instruction for switching from the Off state to the On state from the control circuit 600 200 control terminal voltage, and if it is low, increase the PWM duty ratio (Duty), or control to increase the number of PFM pulses, and increase the amount of charge injected through the resistor 300 make it Conversely, if it is high, the duty ratio (Duty) of PWM is lowered, or the number of PFM pulses is controlled to be reduced, the charge injection amount is lowered, and the slew rate of the voltage-driven switching element 200 is adjusted. .
  • the control is performed using the voltage of the control terminal of the voltage-driven switching element 200, so that the switching slew rate of the voltage-driven switching element 200 can be controlled more accurately. By shortening the time, it is possible to reduce the loss of the voltage-driven switching element 200 and suppress the surge that occurs during switching.
  • the gate control pulse generators 540 and 541 are also made to hold a threshold when the voltage fluctuates excessively from the target voltage.
  • the drive circuit on the opposite side for example, in the case of switching from Off to On, the drive circuit 530 is related to switching, and the drive circuit 531 is on the opposite side
  • Control may be performed to approach the target voltage by injecting or extracting electric charge from the control terminal of the voltage-driven switching element 200 .
  • the drive circuit has been described by taking as an example a power conversion device that drives the motor generator 400, but the present invention is not limited to this, and includes an inverter circuit for a vehicle, an uninterruptible power supply, and a train.
  • the present invention can also be applied to power converters for ships and ships, industrial power converters such as electric motors in factory equipment, power converters for photovoltaic power generation systems, power converters for home electric motors, and the like.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the described configurations.
  • it is possible to replace part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment.

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Abstract

電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の駆動回路において、比較的シンプルな構成で、駆動条件に応じて効率的なスイッチング制御が可能な駆動回路を提供する。電圧駆動型スイッチング素子と、駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートに電荷を注入するオン回路と、駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートから電荷を引き抜くオフ回路と、を備え、前記オン回路または前記オフ回路のパルス駆動により、前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートへの電荷の注入または前記ゲートからの電荷の引き抜きを行い、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を制御することを特徴とする。

Description

駆動回路、駆動回路の制御方法
　本発明は、電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の駆動回路の構成とその制御方法に係り、特に、省電力及び高信頼性が要求される車載電力変換装置に用いられる電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の駆動回路に適用して有効な技術に関する。
　電力変換装置に用いられる電圧駆動型パワー半導体においては、IGBTやSiC MOSFETなどが用いられており、近年、高耐圧化、大電流化が進んでいる。これらの電力変換装置は、電動化車両にも用いられており、バッテリより供給される直流から、モータを駆動するための交流を生成する用途などに用いられている。
　そのような分野では、バッテリの使用効率を高めることを目的として、電力変換装置における発熱による損失を抑えるため、スイッチング損失を低減することが求められている。このような問題を解決するために、例えばIGBTの入力抵抗を切替えてスイッチングする特許文献１のような技術が開発されている。
特開平９－４６２０１号公報
　しかしながら、上記特許文献１の技術では、動作させる駆動回路を切り換えるために、複数の抵抗やスイッチング素子を準備しなければならず、それらの実装面積や部品点数が増加する等の問題が生じる。
　また、駆動回路の切り換えは、用意した駆動回路においてしか変更を行うことができず、切り換えのタイミングも固定されているため、条件によっては効率的なスイッチングを行うことができず、最悪、電圧駆動型パワー半導体の破壊に至る可能性も考えられる。
　そこで、本発明の目的は、電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の駆動回路において、比較的シンプルな構成で、駆動条件に応じて効率的なスイッチング制御が可能な駆動回路及びその制御方法を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明は、電圧駆動型スイッチング素子と、駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートに電荷を注入するオン回路と、駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートから電荷を引き抜くオフ回路と、を備え、前記オン回路または前記オフ回路のパルス駆動により、前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートへの電荷の注入または前記ゲートからの電荷の引き抜きを行い、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を制御することを特徴とする。
　また、本発明は、電圧駆動型スイッチング素子を駆動制御する駆動回路の制御方法であって、前記電圧駆動型スイッチング素子のオン回路またはオフ回路のパルス駆動により、前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートへの電荷の注入または前記ゲートからの電荷の引き抜きを行い、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を制御することを特徴とする。
　本発明によれば、電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の駆動回路において、比較的シンプルな構成で、駆動条件に応じて効率的なスイッチング制御が可能な駆動回路及びその制御方法を実現することができる。
　これにより、電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子のスイッチング損失低減が可能となり、電力変換装置の高効率化及び信頼性向上に寄与できる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の実施例１に係る電力変換装置の概略構成図である。 図１の電圧駆動型スイッチング素子の１系統分の制御系統を示す図である。 電圧駆動型スイッチング素子における損失を示す図である。 電圧駆動型スイッチング素子におけるスルーレートとサージの関係を示す図である。 電圧駆動型スイッチング素子の制御端子にパルスで電荷を注入する回数とスルーレート及びサージの関係を示す図である。 電圧駆動型スイッチング素子の制御端子に電荷を注入するパルスの幅とスルーレート及びサージの関係を示す図である。 本発明の実施例２に係るドライバ回路の構成図である。 図７における制御端子信号パターンとスルーレート及びサージの関係を示す図である。 本発明の実施例３に係るドライバ回路の構成図である。
　以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
　図１から図６を参照して、本発明の実施例１に係る駆動回路の構成とその制御方法について説明する。
　図１は、本実施例の駆動回路を用いて構成した、バッテリ－モータジェネレータ間の電力変換装置の概略構成図である。
　符号１００は、バッテリであり、電力変換装置における電力の元となる直流電圧を供給、若しくは、後述するモータジェネレータ４００で発生した電力を貯めておく役割を担う。
　符号１１０は、コンデンサであり、モータジェネレータ４００が駆動された場合には瞬間的な電圧低下において電力を供給し、モータジェネレータ４００が発電した際には電力を貯蔵する。また、後述する電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５のスイッチングにおいて発生するノイズを電荷の充放電によって低減する。
　符号２００～２０５は、電圧駆動型スイッチング素子であり、例えばIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）や、SiC MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）であるが、これに限定されるものではない。電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の制御端子に対して電荷を充放電することによりスイッチング動作し、電力変換を行う。
　符号２１０～２１５は、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５に対して逆並列に接続されたダイオードであり、電流を還流させるために使用する。単体として使用する場合もあるが、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の寄生素子を元に構成しても良い。
　符号２２０～２２５は、温度センサであり、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の温度情報を取得し、後述する制御回路６００へ出力する。例えば、ダイオード２１０～２１５に一定の電流を流し、その電圧降下量により測定を行う。
　図１では、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の各々に対して、温度センサ２２０～２２５をそれぞれ１個ずつ配置する構成を示しているが、例えば電圧駆動型スイッチング素子２００と２０３、電圧駆動型スイッチング素子２０１と２０４、電圧駆動型スイッチング素子２０２と２０５と言った具合に、２つの電圧駆動型スイッチング素子が上アームと下アームまとめて１つにパッケージングされているなど温度に差異がないのであれば、その組み合せ毎に１個の温度センサを配置しても問題はなく、さらには温度に偏りがなければ、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５に対し、１個の温度センサを配置する構成を取っても良い。
　符号２３０～２３２は、電流センサであり、モータジェネレータ４００に接続された３相（U,V,W）の各ラインを流れる電流量の情報を取得し、制御回路６００へ出力する。電流センサ２３０～２３２には、ホール素子による磁界を用いて検出する方式を用いても良いし、シャント抵抗を用いて検出する方式を取ることも可能であり、また他の方式を用いてもかまわない。
　符号２４０は、電圧センサであり、バッテリ１００及びコンデンサ１１０の電圧情報を取得し、制御回路６００へ出力する。
　符号３００～３０５は、抵抗であり、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の制御端子に注入される電流量、若しくは、引き抜かれる電流量を制限する。図１では、抵抗３００～３０５は、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の各々に対して、それぞれ１個の抵抗を配置する構成としたが、複数の抵抗を配置する構成もあり得る。
　符号４００は、例えば同期機、あるいは、誘導機であるモータジェネレータであり、電力が供給されればモータとして駆動し、回転軸に対して回転力が与えられれば発電機として働く装置であり、運転方法によって動作が変わるため、本発明ではモータジェネレータとして記載することとする。
　図１では、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５、ダイオード２１０～２１５をそれぞれ６個ずつ用いて駆動する３相式の電力変換装置を例として取り上げているが、これに限定されるものではなく、構成に合わせて数量を増減した構成であってもかまわない。
　符号５００は、抵抗３００～３０５を介して電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５を駆動するドライバ回路である。
　符号６００は、制御回路であり、温度センサ２２０～２２５、電流センサ２３０～２３２、電圧センサ２４０の各情報、及び図示しないさらに上位の制御部からのモータジェネレータ４００に対する動作指示情報を用いてドライバ回路５００を制御する。
　図２を用いて、ドライバ回路５００及び制御回路６００の動作を詳しく説明する。図２は、電圧駆動型スイッチング素子２００を駆動する１系統分の制御系統を示す図である。
　ドライバ回路５００は、ゲート制御パルス生成部５１０と、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に電荷を注入する駆動回路５３０と、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子から電荷を引き抜く駆動回路５３１から構成されている。
　ゲート制御パルス生成部５１０には、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング時に、どの様なパルス（Pulse）を生成して電荷の注入、若しくは、引き抜きを行うかを設定するテーブルが、電荷注入用のゲート制御パルステーブル５２０、電荷引き抜き用のゲート制御パルステーブル５２１として予め記憶されている。
　これらのテーブルを基に、駆動回路５３０及び駆動回路５３１が動作し、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に対して、ゲート制御パルステーブル５２０に従ってパルスとして電荷の注入が行われ、同様にゲート制御パルステーブル５２１に従ってパルスとして電荷の引き抜きが行われる。
　ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１には、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングを行うためのパルスのパターンが、それぞれ複数保持されており、制御回路６００から指示される信号により、どのパルスパターンを使用するかが選択される。
　これらのゲート制御パルステーブルには、パルスの周波数、パルスの時間、制御回路６００からの電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング指示から最初のパルス発生までの遅延時間が保持されていても良く、生成するパルス波形そのものが保持されていても良い。また、生成するパルスも、均等でなければならない理由はなく、非均等間隔のパルスでも問題ない。
　図３に、電圧駆動型スイッチング素子における損失を示す。また、図４に、電圧駆動型スイッチング素子におけるスルーレートとサージの関係を示す。
　一般的に、電力変換装置に用いられる電圧駆動型スイッチング素子における損失は、図３に示すようなOn損失とスイッチング損失とに分けられる。
　On損失については、電圧駆動型スイッチング素子の特性により決定されるため、特性を改善しない限り、損失を低減することはできない。
　一方、スイッチング損失については、電圧駆動型スイッチング素子の制御端子に注入する電荷、若しくは、引き抜く電荷を多くし、電圧駆動型スイッチング素子のスイッチングスルーレートを上げることでスイッチングに要する時間を短縮することが可能になり、それに伴いスイッチング損失を低減することができる。
　しかし、図４に示すように、スルーレートを上げると、同時にサージ量も増加し、最終的には電圧駆動型スイッチング素子に印可することが可能な定格電圧を超えて、スイッチング素子の破壊に至る恐れがある。
　そのため従来の方式では、使用する条件の範囲内において、サージが電圧駆動型スイッチング素子に印可しても良い電圧を超えないようなスルーレートになるよう、抵抗３００～３０５に相当する抵抗について、抵抗値を固定値として決定していた。
　しかし、この方式では、環境条件により電圧駆動型スイッチング素子に印可しても良い定格電圧に対して余裕があるにもかかわらず、スルーレートは変えられないことになってしまう。
　そこで、本実施例では、図５に示すように、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に電荷を注入するパルスの回数を変更することでスルーレートを制御する。電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング中に、パルスによって制御端子に電荷を注入する回数を増大させれば、スルーレートは急峻となり、回数を減らせば緩やかになる。これをゲート制御パルステーブル５２０及び５２１に登録されている波形から選択して実施する。
　また、図５に示すようなパルスの回数で電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングのスルーレートを制御するPFM（Pulse Frequency Modulation）方式ではなく、図６に示すようなパルスの幅でスルーレートの制御を行うPWM（Pulse Width Modulation）方式を用いても良い。この場合には、パルスの幅を広げれば広げるほど、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングのスルーレートは高くなる。
　従来の方式では、このようなスルーレート制御を行うためには、駆動回路５３０及び駆動回路５３１に相当する駆動回路と、抵抗３００に相当する素子を複数並べて、駆動する回路を切替える、若しくは、駆動する回路数を変更する必要があった。
　しかし、n系統並べた場合でも最大２ｎ－１段階しかスルーレートを変更することができず、またそれぞれ物理的サイズが大きく、多数の系統を並べることは現実的ではない。
　一方、本実施例では、駆動回路５３０及び駆動回路５３１に相当する駆動回路と、抵抗３００の１系統だけで、PFM、若しくは、PWMの段階分、スルーレートを制御することが可能であり、より効率的にスルーレートを変更することができる。
　これにより、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング損失を低減することが可能となり、バッテリ１００に充電されている直流電力をより効率的に三相交流電力に変換することが可能になる。
　ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１に登録されている波形については、等間隔のパルスでなくてもかまわない。
　例えば、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング開始の初期においては、パルスの量を多く、若しくは、パルスのデューティ比（Duty）を大きくしてスルーレートを高くし、スイッチングの後半においては、パルスの量を少なく、若しくは、パルスのデューティ比（Duty）を下げてスルーレートを下げるような波形を登録しておき、スイッチングの波形をコントロールすることによって、スイッチング時間を短くして電圧駆動型スイッチング素子２００の損失を抑えると共に、スイッチングの際に生じるサージを抑えるような構成を取っても良い。
　さらには、電圧駆動型スイッチング素子２００のOnからOff、若しくは、OffからOnの１スイッチングの間に、ゲート制御パルステーブル５２０及び駆動回路５３０、ゲート制御パルステーブル５２１及び駆動回路５３１の組を両方動作させる構成を取ってもかまわない。
　例えば、電圧駆動型スイッチング素子２００のOffからOnのスイッチングの際、スイッチング初期においてはゲート制御パルステーブル５２０及び駆動回路５３０を用いて、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に電荷を注入してスイッチングを行い、スイッチング後半においてはゲート制御パルステーブル５２１及び駆動回路５３１を用いて、抵抗３００を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子から一部電荷を引き抜いてスイッチングのスルーレートを下げてサージを抑え、スイッチング完了後には再度、駆動回路５３０をOnして固定するような処理を行ってもかまわない。
　このような処理を行うことで、より自由度の高いスイッチング波形の制御が可能となり、スイッチング時間を短くして、電圧駆動型スイッチング素子２００の損失を低減し、かつスイッチングの際に生じるサージを抑えることが可能になる。
　制御回路６００は、ゲート制御選択部６０１を内包している。ゲート制御選択部６０１は、温度センサ２２０～２２５、電流センサ２３０～２３２、電圧センサ２４０の各情報を使用して、ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する信号を出力する。
　例えば、電圧センサ２４０については、電圧が高ければ高いほど、電圧駆動型スイッチング素子２００に印可しても良い定格電圧内で許容されるサージ量が減少するため、Onの割合が低いテーブル（PFMの場合はパルス数が少ないもの、PWMの場合はDutyが低いもの）が選択される。
　温度センサ２２０～２２５については、例えば、電圧駆動型スイッチング素子２００としてIGBTが使用されている場合、低温でサージの影響が顕著になるため、温度センサ２２０～２２５の中で最も温度が低いものがクリティカルになると判定し、その情報を基にゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する構成を取っても良い。
　同様に、電流センサ２３０～２３２についても、電流センサ２３０～２３２からの情報を基に、ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する構成を取ることが可能である。
　また、図示していないが、より上位の制御部からのモータジェネレータ４００での出力要求トルクや回転数、モータジェネレータ４００の各相に掛かる電圧の情報等を用いて、ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する信号を生成しても良い。
　例えば、モータジェネレータ４００での出力要求トルクが大きい場合には、温度の上昇が予想さることから、ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する際、よりOnの割合が高いテーブルを使用すると言った構成を取ることが可能である。同様に、回転数が高い場合も、更なる温度の上昇が予想されることから、ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する際、よりOnの割合が高いテーブルを使用すると言った構成を取ることが可能である。
　ゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する信号が、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチング動作中に変更された場合には、予期しないパルスパターンとなり、電圧駆動型スイッチング素子２００の耐圧を超え、破壊に至る可能性が考えられる。そのため、電圧駆動型スイッチング素子２００のOn/Offスイッチング周期に同期して、スイッチングが起こらないタイミングでゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する信号を切替えることにより、電圧駆動型スイッチング素子２００が破壊に至らないよう制御するのが望ましい。
　また、ドライバ回路５００は、抵抗３００～３０５を介して、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５を駆動しているが、これらに対するそれぞれのゲート制御パルステーブル５２０及び５２１で使用する波形を選択する信号が同時に切り替わらなければ、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５間でスイッチングに差異が生じてしまい、モータジェネレータ４００を想定通り制御できなくなってしまう可能性が考えられる。
　これを防止するために、電圧駆動型スイッチング素子２００～２０５の上下アーム計６相について、それぞれのゲート制御パルステーブル５２０及び５２１の選択信号を同期して更新するよう制御するのが望ましい。
　以上説明した本実施例の駆動回路の構成とその制御方法によれば、様々な環境条件下において、電圧駆動型パワー半導体スイッチング素子の効率的なスイッチング制御が可能となり、効率の良い電力変換装置を提供することができる。
　図７及び図８を参照して、本発明の実施例２に係る駆動回路の構成とその制御方法について説明する。
　図７は、本実施例のドライバ回路の構成図であり、図２と同様に、電圧駆動型スイッチング素子の１系統分の制御系統を示している。
　電力変換装置としての構成は、実施例１（図１）と略同様であり、ドライバ回路５００がドライバ回路５０1に置き換えられ、抵抗３００～３０５の１個ずつが、それぞれ抵抗３０６～抵抗３０９の四個に置き換わった構成になる。電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子には、抵抗３０６～抵抗３０９の４個が接続されている。以下では、実施例１で既に説明した構成及び機能については、説明を省略する。
　ドライバ回路５０１は、ゲート制御パルス生成部５１１を内包しており、ゲート制御パルステーブル５２２及び５２３を内蔵している。
　また、ドライバ回路５０１は、ゲート制御パルステーブル５２２及び５２３により制御される駆動回路５３３，５３５に加えて、駆動回路５３２，５３４を保有している。駆動回路５３２，５３４は、駆動回路５３３，５３５と異なり、ゲート制御パルステーブルで制御されるのではなく、ゲート制御パルス生成部５１１により直接制御される構成となる。
　図８を用いて、制御回路６００、ゲート制御パルス生成部５１１、抵抗３０６～抵抗３０９、及び電圧駆動型スイッチング素子２００の動作について説明する。図８は、図７における制御端子信号パターンとスルーレート及びサージの関係を示す図である。
　制御回路６００から、電圧駆動型スイッチング素子２００のOff状態からOn状態へのスイッチングの制御指示が出た場合、ゲート制御パルス生成部５１１は、まず駆動回路５３４の制御信号をオフし、貫通電流が流れないよう制御する。
　その後、駆動回路５３２の制御信号をオンして、電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に電荷を注入する。これが電圧駆動型スイッチング素子２００のOff状態からOn状態へのスイッチングを行う際の基本の（最もスルーレートの低い）状態になる。
　これに加え、ゲート制御パルス生成部５１１は、駆動回路５３２の制御信号をオンすると同時に、制御回路６００のゲート制御選択部６０２に従い選択されたゲート制御パルステーブル５２２の波形によって、駆動回路５３３が駆動され、抵抗３０７を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子に追加で電荷が注入され、スルーレートが制御される。
　ゲート制御選択部６０２の波形選択は、実施例１と同様に、温度センサ、電圧センサ、電流センサ等の情報を基に行われ、電圧駆動型スイッチング素子２００の耐圧の範囲内でスルーレートが高い状態となるように制御され、電圧駆動型スイッチング素子２００の損失の低減を行い、効率の良い電力変換処理を行う。
　一方、電圧駆動型スイッチング素子２００のOn状態からOff状態へのスイッチングの制御指示の場合には、駆動回路５３２と駆動回路５３４の動作が逆になり、抵抗３０８を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電荷が引き抜かれると共に、駆動回路５３３の替わりとして、ゲート制御パルステーブル５２３の波形によって駆動回路５３５が動作し、抵抗３０９を介して電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電荷が追加で引き抜かれ、スイッチングのスルーレートが制御される。これにより効率の良い電力変換処理が実施される。
　実施例１とは異なり、本実施例では、電荷を注入する駆動回路と、電荷を引き抜く駆動回路が、それぞれ２系統準備されており、それぞれどちらか片方の駆動回路が動作しなくなっても、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングを継続することが可能である。
　例えば、駆動回路５３３が動作しなくなった場合には、駆動回路５３２が抵抗３０６を介して電荷を注入することで、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングを行うことが可能である。また、例えば、駆動回路５３４が動作しなくなった場合には、ゲート制御パルステーブル５２３の波形を、デューティ比（Duty）が高い、若しくは、パルス数の多いものを選択して駆動回路５３５を駆動し、抵抗３０９を介して電荷を引き抜くことで、問題がなかった時に近いスルーレートで電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングを行うことも可能である。これにより、ロバスト性の高い電力変換装置を提供することが可能になる。
　本実施例では、駆動回路５３２～５３５にそれぞれ１個ずつの抵抗３０６～３０９を配置した構成を取ったが、駆動回路５３２と５３５で１個の抵抗を共有する構成を取り、駆動回路５３３と５３４で１個の抵抗を共有する構成であっても、同等の効果を得ることが可能である。また、１個の抵抗を駆動回路５３２～５３５で共有する様な構成を取ることも可能である。
　図９を参照して、本発明の実施例３に係る駆動回路の構成とその制御方法について説明する。
　図９は、本実施例のドライバ回路の構成図であり、図２及び図７と同様に、電圧駆動型スイッチング素子の１系統分の制御系統を示している。
　電力変換装置としての構成は、実施例１（図１）と略同様であり、ドライバ回路５００がドライバ回路５０２に置き換えられた構成になる。但し、電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電圧が、ドライバ回路５０２に入力される構成となっている。以下では、実施例１で既に説明した構成及び機能については、説明を省略する。
　ゲート制御パルス生成部５１２には、ゲート制御パルス発成部５４０及び５４１が含まれている。ゲート制御パルス発成部５４０，５４１には、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングの際の制御端子の目標電圧と時間の関係が保持されている。
　この情報は、温度センサ、電圧センサ、電流センサ等の情報を基に制御回路６００のゲート制御選択部６０３によって書き変えることが可能な構成になっている。また、PWM、若しくは、PFMにより駆動回路５３０及び５３１を制御する波形を出力可能であると共に、電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電圧が入力される構成を取っている。
　例えば、電圧駆動型スイッチング素子２００のOff状態からOn状態へのスイッチングの場合には、制御回路６００からのOff状態からOn状態へのスイッチングの制御指示からの時間における目標電圧と電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電圧とを比較し、低い場合には、PWMのデューティ比（Duty）を上げる、若しくは、PFMのパルスの回数を増やすよう制御し、抵抗３００を介しての電荷注入量を上げるようにする。逆に高い場合には、PWMのデューティ比（Duty）を下げる、若しくは、PFMのパルスの回数を減らすように制御して、電荷注入量を下げ、電圧駆動型スイッチング素子２００のスルーレートを調整する。
　本実施例においては、電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子の電圧を用いて制御を行っており、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングのスルーレートをより正確にコントロールすることが可能になり、スイッチング時間を短くして電圧駆動型スイッチング素子２００の損失を下げると共に、スイッチングの際に生じるサージを抑えることが可能になる。
　また、ゲート制御パルス発成部５４０，５４１に目標電圧から過剰に電圧変動した場合の閾値も保持するようにし、その場合には駆動回路５３０，５３１の内、電圧駆動型スイッチング素子２００のスイッチングに係るものと反対側（例えばOffからOnのスイッチングの場合、駆動回路５３０がスイッチングに係るものになり、反対側となるものが駆動回路５３１となる）の駆動回路により、実施例１と同様に、電圧駆動型スイッチング素子２００の制御端子から電荷の注入、若しくは、引き抜きを行うことで目標電圧に近づけるよう制御を行ってもかまわない。
　以上の各実施例では、モータジェネレータ４００を駆動する電力変換装置を例として、駆動回路を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、車載向けインバータ回路、無停電電源装置、電車や船舶の電力変換装置、工場設備の電動機等の産業用電力変換装置、太陽光発電システムの電力変換装置、家庭用電動機の電力変換装置等にも適用することが可能である。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　１００…バッテリ
　１１０…コンデンサ
　２００～２０５…電圧駆動型スイッチング素子
　２１０～２１５…ダイオード
　２２０～２２５…温度センサ
　２３０～２３２…電流センサ
　２４０…電圧センサ
　３００～３０９…抵抗
　４００…モータジェネレータ
　５００～５０２…ドライバ回路
　５１０～５１２…ゲート制御パルス生成部
　５２０～５２３…ゲート制御パルステーブル
　５３０～５３５…駆動回路
　５４０，５４１…ゲート制御パルス発成部
　６００…制御回路
　６０１～６０３…ゲート制御選択部

Claims (15)

  1. 　電圧駆動型スイッチング素子と、
    　駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートに電荷を注入するオン回路と、
    　駆動信号に応じて前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートから電荷を引き抜くオフ回路と、を備え、
    　前記オン回路または前記オフ回路のパルス駆動により、前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートへの電荷の注入または前記ゲートからの電荷の引き抜きを行い、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を制御する駆動回路。
  2. 　請求項１に記載の駆動回路であって、
    　前記オン回路または前記オフ回路を駆動するパルスのパターンがテーブルとして保持されている駆動回路。
  3. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記電圧駆動型スイッチング素子の温度、前記電圧駆動型スイッチング素子に流れる電流量、前記電圧駆動型スイッチング素子に供給される直流電圧、前記電圧駆動型スイッチング素子の端子の電圧の少なくともいずれかに基づいて前記パルスのパターンを選択する駆動回路。
  4. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング周期に同期して前記パルスのパターンを更新する駆動回路。
  5. 　請求項４に記載の駆動回路であって、
    　三相以上の相数の交流を生成する回路に用いられる駆動回路。
  6. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記オン回路および前記オフ回路とは異なる別のオン回路およびオフ回路を備え、
    　前記別のオン回路およびオフ回路は、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング周期に１回のみオンおよびオフする駆動回路。
  7. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記パルスのパターンが非均等である駆動回路。
  8. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング動作中に、前記オン回路を駆動するパルスのパターンと前記オフ回路を駆動するパルスのパターンが共に存在する駆動回路。
  9. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記駆動回路により駆動される同期機または誘導機が出力するトルクに基づいて前記パルスのパターンを選択する駆動回路。
  10. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記駆動回路により駆動される同期機または誘導機の回転数に基づいて前記パルスのパターンを選択する駆動回路。
  11. 　請求項２に記載の駆動回路であって、
    　前記パルスのパターンを変更することで、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を変更する駆動回路。
  12. 　請求項１に記載の駆動回路であって、
    　電力変換装置に搭載された前記電圧駆動型スイッチング素子を駆動制御する駆動回路。
  13. 　電圧駆動型スイッチング素子を駆動制御する駆動回路の制御方法であって、
    　前記電圧駆動型スイッチング素子のオン回路またはオフ回路のパルス駆動により、前記電圧駆動型スイッチング素子のゲートへの電荷の注入または前記ゲートからの電荷の引き抜きを行い、前記電圧駆動型スイッチング素子のスイッチング時間を制御する駆動回路の制御方法。
  14. 　請求項１３に記載の駆動回路の制御方法であって、
    　前記オン回路または前記オフ回路を駆動するパルスのパターンがテーブルとして保持されている駆動回路の制御方法。
  15. 　請求項１４に記載の駆動回路の制御方法であって、
    　前記電圧駆動型スイッチング素子の温度、前記電圧駆動型スイッチング素子に流れる電流量、前記電圧駆動型スイッチング素子に供給される直流電圧、前記電圧駆動型スイッチング素子の端子の電圧の少なくともいずれかに基づいて前記パルスのパターンを選択する駆動回路の制御方法。
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JPH1075164A (ja) * 1996-09-02 1998-03-17 Meidensha Corp 電圧制御形スイッチング素子のゲート駆動回路
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