WO2022171947A1 - Convertisseur modulaire multiniveaux pour application basse tension comprenant des branches de courant en mode de conduction discontinue - Google Patents

Convertisseur modulaire multiniveaux pour application basse tension comprenant des branches de courant en mode de conduction discontinue Download PDF

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WO2022171947A1
WO2022171947A1 PCT/FR2022/050196 FR2022050196W WO2022171947A1 WO 2022171947 A1 WO2022171947 A1 WO 2022171947A1 FR 2022050196 W FR2022050196 W FR 2022050196W WO 2022171947 A1 WO2022171947 A1 WO 2022171947A1
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terminal
external
branch
inductor
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PCT/FR2022/050196
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Igino TOIGO
Michele CORRADIN
Paolo Mattavelli
Original Assignee
Socomec
Universita Degli Studi Di Padova
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    • H02M7/4837—Flying capacitor converters

Definitions

  • Multilevel modular converter for low voltage application comprising current branches in discontinuous conduction mode
  • the invention relates generally to voltage source converters, and more particularly to a modular multilevel converter (MMC) for a low voltage application.
  • MMC modular multilevel converter
  • Multilevel converters have aroused great interest in this sector. They have different advantages such as lower harmonic distortion, smaller filter size, reduced electromagnetic interference (EMI), and higher efficiency. Additionally, low voltage semiconductor devices can be used to synthesize higher voltage levels.
  • EMI electromagnetic interference
  • NPC Neutral Point Clamped
  • FC Flying Capacitor
  • MMC Modular Multilevel Converter
  • the MMC topology introduced in the early 2000s for the high voltage to direct current (HVDC) converter, has received significant attention due to its many features.
  • the most relevant features are: modularity, scalability and reliability.
  • an MMC i.e., modular multi-level converter
  • an MMC is made up of six modules, each of which connects an AC terminal to a DC terminal.
  • each module of the two-level converter is a high-voltage switch composed of a large number of insulated-gate bipolar transistors (IGBTs), or equivalent semiconductors such As transistors, SIC Mosfets, etc., connected in series and acting as one
  • IGBTs or other semiconductors are connected in series in order to have a higher voltage equivalent device.
  • Each MMC module comprises a number of independent converter sub-modules, each containing its own storage capacitor.
  • each sub-module contains two IGBTs connected in series across the capacitor terminals, with the electrical node coupled to the two IGBTs and one of the two capacitor terminals pulled out to form two external connections.
  • the capacitor is bypassed or connected to the circuit.
  • Each sub-module therefore acts as an independent two-level converter generating a voltage of zero or of a value U sm (where Usm is the voltage of the capacitor of the sub-module).
  • the MMC differs from other converter types in that current flows continuously through all six converter modules throughout the mains frequency cycle.
  • the direct current divides equally in the three phases and the alternating current divides equally in the upper and lower modules of each phase.
  • a typical MMC for an HVDC application contains approximately 300 sub-modules connected in series in each valve and is therefore equivalent to a 301 level converter. As a result, harmonic performance is excellent and no filters are usually required.
  • MMC Another advantage of the MMC is that there is no need for Pulse Width Modulation (PWM), so the power losses are much lower than the two-level converter, at about 1% per end.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the IGBT gate drives need not be as sophisticated as those of a two-level converter.
  • the MMC has two main drawbacks. First of all, the control is much more complex than that of a two-level converter. Balancing the voltages of each of the submodule capacitors is a tall order and requires considerable computing power and high-speed communications between the central control unit and the valve. Second, the submodule capacitors themselves are large and bulky. An MMC is considerably larger than a comparable-level converter, although this may be offset by the space saving due to the lack of filters.
  • MMCs Due to the main characteristics (modularity, scalability and reliability) offered by the MMC topology, MMCs are used in high and medium voltage applications. For low voltages, MMCs are generally not used in industrial applications.
  • the MMC topology could be arranged with a high number of modules to share the voltage using lower quality components. This concept could also be extended to low voltage applications, but given the complexity of the components available (mainly solid-state switches), the reliability and target power of the converter must be taken into account.
  • FIG. 1 is illustrated a three-phase MMC 100, known in the state of the art, designed to be coupled to a power supply 101.
  • Each branch 102 of the MMC 100 comprises two arms 104 (an upper arm and a lower arm) with two modules 106 per arm 104.
  • Each module 106 comprises two switching units 108 coupled in series, and a capacitor 110 coupled in parallel with the assembly formed by the two switching units 108 in series.
  • Each switching unit 108 is formed by a MOSFET transistor coupled in parallel with a diode.
  • the two upper and lower arms 104 of the same branch 102 are coupled to an output terminal 112 of the leg via two separate inductances 114, an upper inductance 114 coupled between the upper arm 104 and the output terminal 112 and a lower inductor 114 coupled between lower arm 104 and output terminal 112.
  • the three-phase MMC 100 shown in Figure 1 represents the minimum installation to be able to use an MMC topology for a low voltage application.
  • the two arms 104 of a branch 102 operate practically parallel.
  • the upper current i u is defined by the following equation 1:
  • I d c the current from the power supply 101
  • U t the current from the output terminal 1 12
  • w the frequency of the signal supplied by the power supply 101 and f its phase shift.
  • (t) have one term representing the output current i out defined in Equation 3, and two common mode terms representing the circulating current defined by Equation 4.
  • the term l dc depends only on the power handled by the inverter, which in a three-phase inverter is the total output power P out
  • I 2w cos (2w ⁇ + f) depends on the current control strategy used. Generally, the higher the second harmonic current flowing, the lower the value required for the capacitance of each module for the same voltage ripple. Even the value of inductors and capacitors influences the current flow of second harmonics.
  • the optimal choice is to use 650 V or 1200 V components.
  • N is the number of 106 modules per 104 arm
  • V nom is the nominal DC bus voltage
  • 1 .5 is a safety margin taking into account any possible voltage increases during operation, such as overvoltage spikes, over voltage at rated voltage, etc.
  • the number N of modules 106 per branch 104 in a low voltage MMC is calculated with:
  • V n0m 1200 V for N>1.5
  • V nom 650 V for N>1.85
  • the minimum and optimal number N of 106 modules per branch 104 is two 106 modules.
  • a topology with more than three levels is possible and also applies to medium or high voltage applications, but its complexity and cost are so high that its use could be justified only in specific conditions and not for low voltage industrial applications.
  • NPC topology suffers from a major drawback due to parasitic inductance which can limit operation when high current or high current variation (dl/dt), due to high speed devices, are used especially when four-quadrant operation is required.
  • the leakage inductance in the switching loops limits the maximum current and the time variation of the current (Dl/dt).
  • the main critical situations appear when the inverter manages a current of opposite sign to the voltage or when it is used as a rectifier.
  • the standard MMC topology could solve the three previous problems, namely parasitic inductance, the fact that the switches are not used in the same way, and the synchronization at the zero crossing. Indeed, since each module can be made with two switches and a capacitor, parasitic inductance can be minimized quite easily even using a standard and inexpensive module assembly.
  • the switches are always modulated and not just half-wave.
  • the quantity of current that circulates depends on the power but also on the modulation strategy (control of the circulating current) and on the V dc and V out ratios.
  • the switches dissipate the same amount of losses, allowing for more even temperature operation.
  • each capacitor 110 in the circuit operates independently of one another and that there is no ripple compensation in a three-phase system or compensation between the upper and lower arms. Due to the independence of the 106 modules, the modulation required for the output voltage synthesis could be applied with some freedom between the 106 modules.
  • phase shift carrier or “phase sift carrier” in English
  • This modulation strategy could be of two types: phase-shifted carrier with N carriers or phase-shifted carrier with 2N carriers, N being the number of modules.
  • N being the number of modules.
  • the modules of the same arm are driven by a PWM generated from the same signal using carriers shifted by 2p/N.
  • Upper and lower arms are driven with the same PWM.
  • the upper arm modules are driven with a PWM generated using 2p/N shifted carriers.
  • the modules located in the lower arm are driven by a PWM generated using carriers offset by 2p/N between them but synchronized with an offset of p/N with respect to the upper arm.
  • the present invention proposes an MMC topology which can be used both for medium and high voltage applications and for low voltage applications and which has an optimized size.
  • a multilevel modular converter comprising at least one branch intended to be connected to a phase, said at least one branch comprising only a first external module, only a second external module, and a single internal module, each external module and each internal module comprising:
  • a first and a second switching unit each comprising a diode, a semiconductor transistor, a first connector electrically connected to a first pole of the diode and a first pole of the transistor, and a second connector electrically connected to a second pole of the diode and a second pole of the transistor,
  • Said at least one branch comprises a first inductor having a pole connected respectively to the third terminal of an internal or external module, a second inductor having a pole connected to the third terminal of an internal or external module distinct from the internal or external module to which the first inductor is coupled, a third inductor, said at least one branch being configured to be electrically connected to a phase of a load via said third inductor, and a capacitor comprising a first pole electrically connected to the first terminal of the internal module and a second pole electrically connected to the second terminal of the first module.
  • the first inductor and the second inductor each have an inductance value corresponding at least to the leakage inductance value of said multilevel modular converter and as close as possible to the inductance value of leak.
  • the third inductor is configured to maintain the desired peak-to-peak ripple in the output current and the desired dynamic time response for controlling the output voltage.
  • the multilevel modular converter comprises a control unit configured to operate in a branch current discontinuous mode comprising a first dead time during which said first switching unit of said first external module and said first switching unit of said internal module are both deactivated , that is to say open, and a second dead time during which said second switching unit of said second external module and said second switching unit of said internal module are both deactivated.
  • Said first dead time is triggered when said first switching unit of said internal module is deactivated, and said second dead time is triggered when said second switching unit of said internal module is deactivated.
  • the proposed solution is particularly advantageous in medium and high powers as well as with a bus voltage close to the "low voltage” limit (1000 Vac 1500 Vdc) where the size of the components and the wiring as well as the insulation requirements do not minimize the layout resulting in parasitic inductance in the circuit that could cause problems for the semiconductor blocking voltage headroom.
  • the optimum value of the inductors would be L/2 for the first and second inductors and L/ 4 for the third inductor, where L is the value of the branch inductors used in a standard MMC, in order to have the equivalent ripple in the current.
  • the arm current would be zero just after each break of the first switching unit and the second switching unit of the indoor module.
  • the value of the capacitance of the internal module could thus be reduced compared to a standard MMC, since its function would no longer be to manage the second order harmonic circulating current but only to store the limited amount of energy of the branch inductors.
  • the capacitance of the internal module could thus be designed to achieve an acceptable overvoltage for the blocking capacitance of the first and second switching units of the internal module.
  • the load current should be transferred from the first inductor to the second inductor.
  • the branch current discontinuous mode allows the remaining oscillation to be damped by disconnecting the first inductor for a short time just after the second inductor has been disconnected.
  • the oscillation is damped and blocked by the diode in the first switching unit thanks to the voltage in the capacitor of the internal module.
  • a similar reasoning can be repeated during the half-period of the negative output voltage and the switching of the first switching unit of the second external module and the second switching unit of the internal module.
  • the third inductance has an inductance value greater than or equal to half the highest inductance value between said first and second inductances and lower than the smallest value of inductance between said first and second inductors.
  • the third inductance has an inductance value greater than or equal to half the inductance value of the first and second inductances used in a standard MMC, in order to have performances equivalent dynamics and a current ripple.
  • the inductance value of the first inductor of the branch can be equal to the inductance value of the second inductance of the branch and preferably equal to the leakage inductance of the circuit between the external modules and the internal module.
  • This configuration concerning the inductance values of the first and second inductors of a branch makes it possible to minimize the value of the capacitance of the internal module and, when the first and second inductors have the same inductance value, to have the same behavior symmetrical of each switching.
  • the converter can also comprise a first external capacitor comprising a first pole electrically connected to the first terminal of a first external module and a second pole electrically connected to the second terminal of a first external module , and a second external capacitor comprising a first pole electrically connected to the first terminal of a second external module and a second pole electrically connected to the second terminal of a second external module.
  • control unit can use a modulation pattern calculated from a phase-shifted carrier with two carriers, and can be configured to drive the first and second external modules with a modulation signal of pulse width (PWM) calculated by a carrier with zero phase shift, and to drive the internal module with a pulse width modulation signal calculated by a carrier with phase p and the same error signal.
  • PWM pulse width
  • the converter can comprise one or three branches, each being configured to be connected to a different phase, and the first external capacitor can be electrically coupled in parallel to the first external module of the three branches, and the second external capacitor can be electrically coupled in parallel to the second external module of the three branches.
  • the second terminal of the first external module can be electrically connected to the first terminal of the second external module.
  • the first and second external capacitors are coupled together. In this way, the two capacitors can share the total voltage, act dynamically with a double capacitance value and be common to the three legs when the converter is in a three-phase converter configuration.
  • the MMC not only to be used for a low voltage application, but also to have a reduced overall size with a reduced number of capacitors and without complex processing.
  • the second terminal of the first external module and the first terminal of the second external module can be connected to neutral or to an alternating voltage (AC) reference point.
  • AC alternating voltage
  • control unit is configured to control the current in said at least one branch by monitoring only the current in the third inductor, thus allowing the use of a single current sensor for each phase rather than monitoring the currents in the first external module and in the second external module using two sensors for each phase as in a standard MMC converter.
  • the value of the capacitor of the internal module can then be reduced to the minimum value (allowing space and cost savings), since its function will no longer be to manage the second order harmonic circulating current but only to store the limited quantity of energy of arm inductors.
  • the rms current in the internal module capacitor will also be reduced.
  • the internal module capacity will be configured such that the surge in the internal module switches is acceptable for their blocking capacity.
  • Figure 1 previously described, is a three-phase MMC topology with two modules per arm and three levels as known in the state of the art.
  • FIG. 4 schematically represents a single-phase multilevel modular converter according to a first embodiment of the invention.
  • FIG. 5 schematically represents a three-phase multilevel modular converter according to a second embodiment of the invention.
  • Figure 6 schematically represents a method of generating a pulse-width modulation signal of the modular multilevel converter of Figure 4 according to an embodiment of the invention.
  • Figure 7 illustrates typical signal forms of the multilevel modular converter controlled by the signals shown in Figure 6.
  • FIG. 8 Figure 8 illustrates the results. of the invention on the various signals of the multilevel modular converter.
  • FIG. 4 schematically represents a multilevel modular converter (MMC) according to a first embodiment of the invention.
  • MMC multilevel modular converter
  • the MMC 1 comprises three modules: a first external module 2, a second external module 3 and an internal module 4.
  • Each external and internal module 2 to 4 comprises a first switching unit 7, a second switching unit 8, a first terminal 9, a second terminal 10 and a third terminal 11.
  • Each first and second switching unit 7 and 8 comprises a diode 12, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) 13, a first connector 14 electrically connected to a first pole of the diode 12 and to a first pole of the IGBT 13 , and a second connector 15 electrically connected to a second pole of diode 12 and to a second pole of IGBT 13.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the first terminal 9 of a module 2 to 4 is electrically connected to the first connector 14 of its first switching unit 7.
  • the second terminal 10 of a module 2 to 4 is electrically connected to the second connector 15 of its second switching unit 8.
  • the third terminal 11 of a module 2 to 4 is electrically connected to the second connector 15 of its first switching unit 7 and to the first connector 14 of its second switching unit 8.
  • the third terminal 11 of the first external module 2 is electrically coupled to the first terminal 9 of the interior module 4 via a first inductor 16.
  • the third terminal 11 of the second external module 3 is electrically coupled to the second terminal 10 of the internal module 4 via a second inductor 17.
  • the third terminal 11 of the internal module 4 is electrically coupled to a first pole of a third inductor 21 provided with a second pole configured to be connected to a phase of a load or of a network to which the MMC 1 is configured to be connected.
  • the second terminal 10 of the first external module 2 is electrically connected to the first terminal 9 of the second external module 3.
  • the internal module 4 comprises an internal capacitor 18, having an internal capacitance value C m and comprising a first pole 180 electrically connected to the first terminal 9 of the internal module 4 and a second pole 185 electrically connected to the second terminal 10 of the internal module 4.
  • the MMC 1 also comprises a first external capacitor 19 having a first external capacitance value C top and comprising a first pole 190 electrically connected to the first terminal 9 of the first external module 2 and a second pole 195 electrically connected to the second terminal 10 of the first external module 2, and a second external capacitor 20 having a second external capacitance value C ottom and comprising a first pole 200 electrically connected to the first terminal 9 of the second external module 3 and a second pole 205 electrically connected to the second terminal 10 of the second external module 3.
  • a first external capacitor 19 having a first external capacitance value C top and comprising a first pole 190 electrically connected to the first terminal 9 of the first external module 2 and a second pole 195 electrically connected to the second terminal 10 of the first external module 2
  • a second external capacitor 20 having a second external capacitance value C ottom and comprising a first pole 200 electrically connected to the first terminal 9 of the second external module 3 and a second pole 205 electrically connected to the second terminal
  • the MMC 1 is coupled to an input voltage V D c via the first terminal 9 of the first external module 2 and the second terminal 10 of the second external module 3.
  • Dotted lines show a coupling of the second pole 195 of the first external capacitor 19 and of the first pole 200 of the second external capacitor 20. This coupling only exists if the MMC 1 is in a configuration with a neutral point.
  • the MMC 1 shown in Figure 4 further comprises a filter capacitor 22 coupled between the reference point in a voltage distribution system (ground, neutral, etc.) and an output terminal of the MMC 1 which corresponds to the second pole of the third inductor 21 .
  • This filtering capacitor 22 makes it possible to compensate for the ripple of the output choke current in order to filter the switching frequency and to retain only the fundamental of the output voltage (50 or 60Hz).
  • the oscillation loop is different depending on whether it is during the positive half-wave of the output voltage or during the negative half-wave.
  • the internal capacitor 18 is charged because the first and second inductors 16 and 17 must exchange current (the first inductor 16 is discharged and the second inductor 17 is charged with the charging current).
  • the voltage of the internal capacitor 18 will be higher than that of the first external capacitor 19.
  • An oscillation can then begin to circulate in the circuit formed by the first external capacitor 19, the first switching unit 7 of the first external module 2, the first inductor 16, the internal capacitor 18, the second inductor 17 and the first switching unit 7 of the second external module 3.
  • the current passes through the diode 12 of the first switching unit 7 of the first external module 2 and when it reaches zero, that is to say, when the current is zero, the oscillation stops without switching loss.
  • the first switching unit 7 of the second external module 3 Upon deactivation of the first switching unit 7 of the internal module 4, the first switching unit 7 of the second external module 3 is activated to maintain a flow path for the current.
  • the internal capacitor 18 When the first switching unit 7 of the internal module 4 is turned on, the internal capacitor 18 is discharged because the first and second inductors 16 and 17 must exchange current (the second inductor 17 is discharged and the first inductor 16 is charged with current dump). The voltage of the internal capacitor 18 will be lower than that of the first external capacitor 19. An oscillation can then begin to circulate in the same circuit as before, that is to say in the circuit formed by the first external capacitor 19, the first switching unit 7 of the first external module 2, the first inductor 16, the internal capacitor 18, the second inductor 17 and the first switching unit 7 of the second external module 3.
  • the IGBT 13 of the first switching unit 7 of the second external module 3 is deactivated just after the first switching unit 7 of the internal module 4 is powered up, the current passes through the diode 12 of the first switching unit 7 of the internal module 4, and, when it reaches zero, i.e. when the current is zero, the oscillation stops without switching loss.
  • the first switching unit 7 of the internal module 4 When the first switching unit 7 of the internal module 4 is deactivated, the first switching unit 7 of the second external module 3 is switched on to maintain a circulation path for the current. For the negative half wave, the loop is mirrored. The reasoning made above for the positive half-wave is repeated exactly at the power-off and power-up of the second switching unit 8 of the internal module 4 instead of the switching pattern of the first switching unit 7 of the internal module 4
  • the oscillation loop involves in this case, the second switching unit 8 of the second external module 3 instead of the first switching unit 7 of the first external module 2, and the second switching unit 8 of the first external module 2 instead of the first switching unit 7 of the second outdoor module 3.
  • FIG. 5 schematically illustrates a three-phase MMC 31 according to another embodiment of the invention.
  • the MMC 31 comprises three branches 30 each comprising three modules: a first external module 32, a second external module 33 and an internal module 34.
  • Each branch 30 of the three-phase MMC 31 is composed of its three modules 32 to 34 in the same way as the single-phase MMC 1 illustrated in FIG. 4.
  • each external and internal module 32 to 34 comprises a first switching unit 37, a second switching unit 38, a first terminal 39, a second terminal 40 and a third terminal 41.
  • Each first and second switching unit 37 and 38 of a branch 30 comprises a diode 42, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) 43, a first connector 44 electrically connected to a first pole of the diode 42 and a first pole of the IGBT 43 and a second connector 45 electrically connected to a second pole of the diode 42 and to a second pole of the IGBT 43.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the first terminal 39 of a module 32 to 34 of a branch 30 is electrically connected to the first connector 44 of its first switching unit 37.
  • the second terminal 40 of a module 32 to 34 is electrically connected to the second connector 35 of its second switching unit 38.
  • the third terminal 41 of a module 32 to 34 is electrically connected to the second connector 45 of its first switching unit 37 and to the first connector 44 of its second switching unit 38.
  • the third terminal 41 of the first external module 32 of the branch 30 is electrically coupled to the first terminal 39 of the internal module 34 of the same branch 30 via a first inductor 46.
  • the third terminal 41 of the second external module 33 of branch 30 is electrically coupled to the second terminal 40 of the interior module 34 of the same branch 30 via a second inductor 47.
  • the third terminal 41 of the internal module 34 of the branch 30 is electrically coupled to a first pole of a third inductor 51 provided with a second pole intended to be connected to a phase of a load or a network to which the MMC 31 is intended to be connected.
  • the second terminal 40 of the first external module 32 of the branch 30 is electrically connected to the first terminal 39 of the second external module 33 of the same branch 30.
  • the internal module 34 of each branch 30 comprises an internal capacitor 48, having an internal capacitance value C m and comprising a first pole 480 electrically connected to the first terminal 39 of the internal module 34 of its branch 30 and a second pole 185 electrically connected to the second terminal 40 of the internal module 34 of its branch 30.
  • the MMC 1 also includes a first external capacitor 49 and a second external capacitor 50.
  • the first external capacitor 49 is coupled in parallel to the first external module 32 of the three branches 30, and the second external capacitor 50 is coupled in parallel to the second external module 33 of the three branches 30.
  • the first external capacitor 49 has a first external capacitance value C top and comprises a first pole 490 electrically connected to the first terminal 39 of the first external module 32 of each branch 30 and a second pole 495 electrically connected to the second terminal 40 of the first external module 32 of each branch 30.
  • the second external capacitor 50 has a second external capacitance value C o ttom and comprises a first pole 500 electrically connected to the first terminal 39 of the second external module 33 of each branch 30 and a second pole 505 electrically connected to the second terminal 40 of the second external module 33 of each branch 30.
  • the MMC 31 is coupled to an input voltage V D c via the first terminal 39 of the first external module 32 of each branch 30 and the second terminal 40 of the second external module 33 of each branch 30.
  • the MMC 31 may also include a filter capacitor for each branch 30 coupled between the reference point of a voltage distribution system and the output terminal of the branch 30 of the MMC 31 which corresponds to the second pole of the third inductor 51 of branch 30.
  • FIG. 6 is illustrated a diagram of the PWM signal generation method proposed for a phase of the multilevel modular converter.
  • Two triangular modulation carriers P1 and P2, offset by 180°, are used to modulate the reference signal (referenced “duty reference” in FIG. 6).
  • the reference signals thus modulated, and the corresponding inverted signals, via the inverters 61 and 62, are used as gate signals of the IGBTs after the introduction of an activation delay (dead time).
  • the usual, i.e. no-delay, gate signal patterns applied to the structure of Figure 4 generate the waveform shown in Figure 7.
  • the signals from top to bottom correspond respectively to the voltage (V Cm) across the terminals of capacitor 18 of internal module 4, to the current (1 L 16) across the terminals of first inductor 16, to the current (1 L 17) across terminals of the second inductor 17, to the current (sw13 of 2) at the terminals of the IGBT 13 of the first outdoor module 2, to the current (sw13 of 4) at the terminals of the IGBT 13 of the indoor module 4, and to the current (sw13 of 3) to the terminals of IGBT 13 of the second outdoor module 3.
  • the deactivation of the IGBT 13 of the internal module 4 forces the current to flow from the first inductor 16 to the second inductor 17 with an oscillation of the circuit comprising the first inductor 16, the internal capacitor 18 and the second inductor 17. And the reverse occurs when the IGBT 13 of the internal module 4 is switched on again.
  • the signals from top to bottom correspond to the voltage (C Cm) in the capacitor 18 of the internal module 4, to the current (1 L 16) in the first inductor 16, to the current (1 L 17) in the second inductor 17, to the gate signal (sw13 of 2) of the IGBT 13 of the first external module 2, to the gate signal (sw13 of 4) of the IGBT 13 of the internal module 4, and to the gate signal (sw13 of 3) of the IGBT 13 of the second external module 3.
  • the invention applies to all types of power converters for medium to high power converters (inverter or rectifier) as well as for low voltage applications with appropriately rated semiconductors.
  • the MMC could be realized as a printed circuit solution for low power applications, for example, or as a hardwired solution for medium or high power applications.

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Abstract

Un MMC (1, 31) avec au moins une branche (30), deux modules externes (2, 3, 32, 33) et un module interne (4, 34), chaque module (2-4, 32-34) comprenant une première, une deuxième et une troisième bornes (9, 10, 11, 39, 40, 41), et deux unités de commutation (7, 8, 37, 38) comportant chacune une diode (12, 42) et un transistor semi-conducteur (13, 43). Ladite au moins une branche (30) comprend un premier inducteur (16, 46) et un second inducteur (17, 47) ayant tous deux un pôle connecté respectivement à la troisième borne (11, 41) de deux modules extérieurs, ou intérieurs, différents (2, 3, 4, 5, 32, 33, 34), ladite au moins une branche (30) comprenant un troisième inducteur (21, 51) au travers duquel ladite au moins une branche (30) est destinée à être connectée à une phase d'une charge. Le MMC (1, 31) comprend une unité de commande configurée pour faire fonctionner le MMC en mode discontinu de courant de branche avec deux temps morts.

Description

Description
Titre de l'invention : Convertisseur modulaire multiniveaux pour application basse tension comprenant des branches de courant en mode de conduction discontinue
Domaine Technique
L'invention concerne de manière générale les convertisseurs de source de tension, et plus particulièrement un convertisseur modulaire multiniveaux (MMC) pour une application à basse tension.
Technique antérieure
Les convertisseurs multiniveaux ont suscité un vif intérêt dans ce secteur. Ils présentent des avantages différents tels qu’une plus faible distorsion harmonique, une taille de filtre plus petite, des interférences électromagnétiques (EMI) réduites, et une efficacité supérieure. De plus, des dispositifs à semi-conducteurs à basse tension peuvent être utilisés pour synthétiser des niveaux de tension plus élevés.
Plusieurs topologies peuvent fournir une tension alternative (AC). Les points neutres clampés (NPC pour « neutral point clamped » en anglais), les condensateurs volants (FC pour « flying capacitor » en anglais), le pont en H en cascade et le convertisseur modulaire multiniveaux (MMC) sont les topologies de base des onduleurs à plusieurs niveaux. La topologie NPC et ses variantes sont les plus répandues et les plus utilisées dans les applications industrielles pour les applications à basse tension.
La topologie MMC, introduite au début des années 2000 pour le convertisseur haute tension à courant continu (HVDC), a fait l’objet d’une attention particulière en raison de ses nombreuses fonctionnalités. Les fonctionnalités les plus pertinentes sont: la modularité, l'évolutivité et la fiabilité.
Tout comme un convertisseur à deux niveaux ou un convertisseur à commutation de ligne à six impulsions, un MMC, c’est-à-dire un convertisseur modulaire multiniveaux, est composée de six modules, chacun connectant une borne alternative à une borne continue. Toutefois, là où chaque module du convertisseur à deux niveaux est un commutateur à haute tension composé d’un grand nombre de transistors bipolaires à grille isolée (IGBT), ou de semi-conducteurs équivalents tels que des transistors, des Mosfet SIC, etc., connectés en série et agissant comme un seul, chaque module d’un MMC est une source de tension contrôlable distincte. Les IGBT ou autres semi-conducteurs sont connectés en série afin d'avoir un dispositif équivalent de tension supérieure. Chaque module MMC comprend un certain nombre de sous-modules de conversion indépendants, chacun contenant son propre condensateur de stockage. Dans la forme la plus courante du circuit, la variante en demi-pont, chaque sous-module contient deux IGBT connectés en série aux bornes du condensateur, avec le nœud électrique couplé aux deux IGBT et une des deux bornes du condensateur sortis pour former deux connexions externes. Selon lequel des deux IGBT de chaque sous-module est activé, le condensateur est contourné ou connecté au circuit. Chaque sous-module agit donc comme un convertisseur à deux niveaux indépendant générant une tension nulle ou d’une valeur Usm (où Usm est la tension du condensateur du sous-module). Avec un nombre approprié de sous- modules connectés en série, le module peut synthétiser une forme d'onde de tension échelonnée se rapprochant de très près d'une onde sinusoïdale et contenant de très faibles niveaux de distorsion harmonique.
Le MMC diffère des autres types de convertisseur en ce que le courant circule de manière continue dans les six modules du convertisseur tout au long du cycle de fréquence du secteur. Le courant continu se divise de manière égale dans les trois phases et le courant alternatif se divise également dans les modules supérieure et inférieure de chaque phase.
Un MMC typique pour une application HVDC contient environ 300 sous-modules connectés en série dans chaque vanne et équivaut donc à un convertisseur de niveau 301. Par conséquent, les performances harmoniques sont excellentes et aucun filtre n’est généralement nécessaire.
Un autre avantage du MMC réside dans le fait qu’il n’est pas nécessaire de recourir à une modulation de largeur d’impulsion (PWM), de sorte que les pertes de puissance sont bien inférieures à celles du convertisseur à deux niveaux, à environ 1% par extrémité.
Enfin, étant donné que la connexion en série directe des IGBT n’est pas nécessaire, les commandes de grille IGBT n’ont pas besoin d’être aussi sophistiquées que celles d’un convertisseur à deux niveaux. Le MMC présente deux inconvénients principaux. Tout d'abord, le contrôle est beaucoup plus complexe que celui d'un convertisseur à deux niveaux. Équilibrer les tensions de chacun des condensateurs de sous-module est un défi de taille et nécessite une puissance de calcul considérable et des communications à haute vitesse entre l'unité de commande centrale et la vanne. Deuxièmement, les condensateurs de sous-module sont eux-mêmes grands et encombrants. Un MMC est considérablement plus grand qu'un convertisseur à niveau comparable, bien que cela puisse être compensé par le gain de place dû à l'absence de filtres.
En raison des principales caractéristiques (modularité, évolutivité et fiabilité) offertes par la topologie MMC, les MMC sont utilisés dans les applications haute et moyenne tension. Pour les basses tensions, les MMC ne sont généralement pas utilisés dans les applications industrielles.
La topologie MMC pourrait être arrangée avec un nombre élevé de modules afin de partager la tension en utilisant des composants de qualité inférieure. Ce concept pourrait également être étendu aux applications basse tension, mais compte tenu de la complexité des composants disponibles (principalement des commutateurs à semi-conducteurs), la fiabilité et la puissance cible du convertisseur doivent être prises en compte.
Sur la figure 1 est illustré un MMC 100 triphasé, connu dans l'état de la technique, conçu pour être couplé à une alimentation 101. Chaque branche 102 du MMC 100 comporte deux bras 104 (un bras supérieur et un bras inférieur) avec deux modules 106 par bras 104. Chaque module 106 comprend deux unités de commutation 108 couplées en série, et un condensateur 110 couplé en parallèle avec l'ensemble formé par les deux unités de commutation 108 en série. Chaque unité de commutation 108 est formée d'un transistor MOSFET couplé en parallèle avec une diode.
Les deux bras supérieur et inférieur 104 d'une même branche 102 sont couplés à une borne de sortie 112 de la jambe par l'intermédiaire de deux inductances 114 distinctes, une inductance supérieure 114 couplée entre le bras supérieur 104 et la borne de sortie 112 et une inductance inférieure 114 couplée entre le bras inférieur 104 et la borne de sortie 112. Le MMC triphasé 100 illustré à la figure 1 représente l'installation minimale pour pouvoir utiliser une topologie MMC pour une application à basse tension.
Les deux bras 104 d'une branche 102 fonctionnent pratiquement parallèlement. Le courant supérieur iu est défini par l’équation 1 suivante :
[Math
Figure imgf000006_0001
équation 1
Avec Idc le courant issu de l'alimentation 101 , Ut le courant issu de la borne de sortie 1 12, w la fréquence du signal alimenté par l'alimentation 101 et f son déphasage.
Le courant inférieur il est défini par l'équation 2 :
[Math équation 2
Figure imgf000006_0002
A partir des équations 1 et 2 on peut obtenir les équations 3 et 4 suivantes:
[Math 3] iu{t) - it(t) = Iout sin (cot + ø) équation 3
[Math équation 4
Figure imgf000006_0003
Comme on peut le voir, le courant supérieur iu(t) et le courant inférieur i|(t) ont un terme représentant le courant de sortie iout défini dans l’équation 3, et deux termes de mode commun représentant le courant en circulation défini par l'équation 4.
Tel que défini par l'équation 5 suivante, le terme ldc dépend uniquement de la puissance gérée par l'onduleur, qui, dans un onduleur triphasé, correspond à la puissance de sortie totale Pout·
[Math 5] Idc = ^c- équation 5
Le terme I2w cos (2wΐ + f) dépend de la stratégie de contrôle actuelle utilisée. En règle générale, plus le courant de deuxième harmonique circulant est élevé, plus la valeur requise pour la capacité de chaque module pour la même ondulation de tension est basse. Même la valeur des inductances et des condensateurs influence la circulation du courant des deuxièmes harmoniques.
La basse tension a été définie internationalement comme allant jusqu'à 1000 VAc et 1500 VDc- En effet, dans les applications industrielles à basse tension, il existe deux principaux bus à courant continu (bus DC) utilisés pour faire fonctionner un onduleur: - 800 Vnom 1000 Vmax
- 1200 Vnom 1500 Vmax Les semi-conducteurs potentiellement utilisables sont :
- des IGBT de 650 V et 1200 V
- des MOSFET SIC de 650V, 900V, ou 1200V,
- des MOSFET GAN.
Mais les MOSFETS silicium qui ont une tension de polarisation Vdd supérieure à 200 V ne conviennent pas à cause de la faible capacité de recouvrement de la diode.
En conséquence, pour les applications à basse tension, le choix optimal consiste à utiliser des composants de 650 V ou 1200 V.
La tension de maintien minimale de chaque commutateur Vsw dans le MMC pourrait être évaluée comme suit par l'équation 6 :
[Math 6] Vsw = 1,5
Figure imgf000007_0001
équation 6
Où N est le nombre de modules 106 par bras 104, Vnom est la tension nominale du bus DC et 1 ,5 est une marge de sécurité tenant compte de toute augmentation de tension possible pendant le fonctionnement, telle que pics de surtension, tension supérieure à la tension nominale, etc.
Le nombre optimal N de modules 106 par bras 104 à utiliser est défini par l'équation 7 :
[Math 7] N > 1,5
Figure imgf000007_0002
équation 7
Le nombre N de modules 106 par branche 104 dans un MMC basse tension est calculé avec :
Vn0m= 1200 V pour N>1 ,5 Vnom= 650 V pour N>1 ,85
Par conséquent, pour la basse tension, le nombre minimal et optimal N de modules 106 par branche 104 est de deux modules 106.
Les solutions actuelles pour les onduleurs ou les redresseurs multiniveaux pour la basse tension dans le secteur industriel sont l'inverseur à point neutre clampé (NPC) ou une solution dérivée avec un agencement similaire (TNPC ou NPC2).
Une topologie comportant un nombre de niveaux supérieur à trois est possible et s'applique également aux applications à moyenne ou haute tension, mais sa complexité et son coût sont si élevés que son utilisation ne pourrait être justifiée que dans des conditions spécifiques et non pour des applications industrielles à basse tension.
La topologie des NPC souffre d'un inconvénient majeur en raison de l'inductance parasite qui peut limiter le fonctionnement lorsqu'un courant élevé ou une variation importante de courant (dl/dt), due à des dispositifs à grande vitesse, sont utilisés notamment lorsque le fonctionnement à quatre quadrants est requis.
En raison de la connexion géométrique des différents commutateurs, l'inductance de fuite dans les boucles de commutation limite le courant maximal et la variation temporelle du courant (Dl/dt).
Les principales situations critiques apparaissent lorsque l'onduleur gère un courant de signe opposé à la tension ou lorsqu'il est utilisé en tant que redresseur.
La connexion géométrique et la minimisation des boucles de commutation obligent à utiliser des modules de puissance spécialement dédiés pour les applications de moyenne puissance, dans lesquelles un segment est intégré dans un seul boîtier, tandis que pour les applications de forte puissance, cette solution est applicable, du fait des dimensions des composants, mais seulement avec des dispositions spécifiques ou pour contrôler activement le chemin de circulation du courant.
Ce problème a peu d’impact dans les applications utilisant des onduleurs pour énergies renouvelables fonctionnant avec un facteur de puissance assez élevé (cos(|) ~ 1 à 0,9), mais il est particulièrement pertinent dans les applications relatives aux onduleurs ou aux redresseurs.
Un autre inconvénient du NPC est que les commutateurs ne sont pas tous utilisés de la même manière, car les commutateurs externe et interne ne présentent pas la même dissipation de puissance en raison de la stratégie de modulation. De plus, les transactions entre les sections supérieure et inférieure (passage par zéro de la tension) doivent être soigneusement synchronisées, en particulier lorsque le courant est déphasé par rapport à la tension.
La topologie MMC standard pourrait résoudre les trois problèmes précédents, à savoir l’inductance parasite, le fait que les commutateurs ne sont pas utilisés de la même manière et la synchronisation au passage par zéro. En effet, chaque module pouvant être réalisé avec deux commutateurs et un condensateur, l’inductance parasite peut être minimisée assez facilement même en utilisant un assemblage de module standard et peu coûteux.
De plus, dans une topologie MMC, les commutateurs sont toujours modulés et pas seulement en demi-onde. La quantité de courant qui circule dépend de la puissance mais également de la stratégie de modulation (contrôle du courant circulant) et des rapports Vdc et Vout. En conséquence, les commutateurs dissipent la même quantité de pertes, ce qui permet un fonctionnement plus uniforme de la température.
De plus, la synchronisation au passage par zéro n'est plus demandée grâce à la modulation continue qui améliore également le THD de la forme d'onde de sortie.
Malheureusement, l’énorme valeur de la capacité et, à son tour, de l’énergie stockée dans les condensateurs des modules, limite l’utilisation de la topologie classique MMC dans les applications à basse tension.
Comme il est illustré sur les figures 2 et 3, qui représentent deux schémas électriques de deux branches MMC standard 102 avec deux modules 106 par bras (figure 2 sans point neutre et figure 3 avec point neutre), le nombre de niveaux de tension appliqués à une charge ou à un filtre de sortie pour un convertisseur triphasé est de trois (N + 1) si l'on considère phase à neutre, alors qu'il est de cinq (2N + 1) si l'on considère phase à phase.
D'après les schémas présentés aux figures 2 et 3, on peut immédiatement se rendre compte que chaque condensateur 110 dans le circuit fonctionne indépendamment l'un de l'autre et qu'il n'y a pas de compensation d'ondulation dans un système triphasé ni de compensation entre les bras supérieur et inférieur. Du fait de l’indépendance des modules 106, la modulation demandée pour la synthèse de la tension de sortie pourrait être appliquée avec une certaine liberté entre les modules 106.
Cependant, il a été prouvé que l’utilisation d’une «porteuse à décalage de phase», ou « phase sift carrier » en anglais, est recommandée pour un MMC. Cette stratégie de modulation pourrait être de deux types : porteuse déphasée avec N porteuses ou porteuse déphasée avec 2N porteuses, N étant le nombre de modules. Dans une porteuse déphasée à N porteuse, les modules d'un même bras sont pilotés par un PWM généré à partir du même signal à l'aide de porteuses décalées de 2p/N. Les bras supérieurs et inférieurs sont entraînés avec le même PWM.
Dans une porteuse déphasée avec une porteuse 2N, les modules du bras supérieur sont pilotés avec un PWM généré à l'aide de porteuses décalées de 2p/N. Les modules situés dans le bras inférieur sont entraînés par un PWM généré à l’aide de porteuses décalées de 2p/N entre elles mais synchronisées avec un décalage de p/N par rapport au bras supérieur.
Le besoin de recourir à des capacités relativement importantes dans les topologies MMC est un problème majeur. Différentes idées ont déjà été proposées pour réduire ce problème en introduisant des modifications de la topologie, comme indiqué dans l'article de la revue IEEE publiée en octobre 2015 et intitulé « A modified modular multilevel converter with reduced capacitor voltage fluctuation », ou en contrôlant le courant traversant les bras du convertisseur, tels que décrits dans l'article de la revue IEEE publiée en 2018 et intitulé « An enhanced steady-state model and capacitor sizing method for modular multilevel converters for HVDC applications ».
Néanmoins, les réductions de capacité obtenues ne sont pas telles qu’elles présentent des avantages économiques et en termes de taille par rapport aux solutions actuelles. De plus, aucune recherche ou solution n'est proposée dans les applications à basse tension où la quantité de condensateurs est plus élevée en raison d'un rapport l/V plus élevé pour l'unité de puissance.
Il est nécessaire de trouver une solution de topologie MMC offrant une taille plus petite, un meilleur coût et des pertes moindres, permettant de meilleures performances pour la topologie MMC en basse tension. L’état de la technique ne propose actuellement aucune solution pour les MMC dans les applications à basse tension où la taille n’est pas optimale car le rapport l/V plus élevé pour l’unité de puissance.
Exposé de l’invention
A cet effet, la présente invention propose une topologie MMC qui peut être utilisée aussi bien pour des applications à moyenne et haute tension que pour des applications à basse tension et qui présente une dimension optimisée. Dans un premier objet de l'invention, il est proposé un convertisseur modulaire multiniveaux comprenant au moins une branche destinée à être connectée à une phase, ladite au moins une branche comportant seulement un premier module externe, seulement un second module externe, et un unique module interne, chaque module externe et chaque module interne comprenant:
- une première et une deuxième unités de commutation comprenant chacune une diode, un transistor semi-conducteur, un premier connecteur électriquement connecté à un premier pôle de la diode et un premier pôle du transistor, et un deuxième connecteur électriquement connecté à un second pôle de la diode et un deuxième pôle du transistor,
- une première borne électriquement connectée au premier connecteur de la première unité de commutation,
- une deuxième borne connectée électriquement au deuxième connecteur de la deuxième unité de commutation, et - une troisième borne connectée électriquement au deuxième connecteur de la première unité de commutation et au premier connecteur de la deuxième unité de commutation.
Ladite au moins une branche comporte un premier inducteur ayant un pôle connecté respectivement à la troisième borne d’un module interne ou externe, un second inducteur ayant un pôle connecté à la troisième borne d’un modules interne ou externe distinct du module interne ou externe auquel le premier inducteur est couplé, un troisième inducteur, ladite au moins une branche étant configurée pour être électriquement connectée à une phase d'une charge via ledit troisième inducteur, et une capacité comprenant un premier pôle électriquement connecté à la première borne du module interne et un second pôle électriquement connecté à la seconde borne du premier module.
Selon une caractéristique générale de l’invention, le premier inducteur et le deuxième inducteur ont chacun une valeur d'inductance correspondant au moins à la valeur d'inductance de fuite dudit convertisseur modulaire multiniveau et aussi proche que possible de la valeur d'inductance de fuite.
Le troisième inducteur est configuré pour conserver l'ondulation crête à crête souhaitée dans le courant de sortie et la réponse temporelle dynamique souhaitée pour la commande de la tension de sortie. Et le convertisseur modulaire multiniveaux comprend une unité de commande configurée pour fonctionner dans un mode discontinu de courant de branche comprenant un premier temps mort pendant lequel ladite première unité de commutation dudit premier module externe et ladite première unité de commutation dudit module interne sont toutes deux désactivées, c’est-à-dire ouvertes, et un second temps mort pendant lequel ladite seconde unité de commutation dudit second module externe et ladite seconde unité de commutation dudit module interne sont toutes deux désactivées.
Ledit premier temps mort est déclenché lorsque ladite première unité de commutation dudit module interne est désactivée, et ledit second temps mort est déclenché lorsque ladite seconde unité de commutation dudit module interne est désactivée.
La solution proposée est particulièrement avantageuse en moyenne et haute puissances ainsi qu'avec une tension de bus proche de la limite de «basse tension» (1000 Vac 1500 Vdc) où la taille des composants et du câblage ainsi que les exigences d'isolation ne permettent pas de minimiser la disposition avec pour conséquence une inductance parasite dans le circuit qui pourrait poser des problèmes pour la marge de sécurité de la tension de blocage des semi- conducteurs.
Si le convertisseur modulaire multiniveaux (MMC) tel que spécifié ci-dessus dans le premier objet de l'invention fonctionnait dans un mode continu de courant de branche, la valeur optimale des inducteurs serait L/2 pour les premier et deuxième inducteurs et L/4 pour le troisième inducteur, où L est la valeur des inductances de branche utilisées dans un MMC standard, afin d'avoir l'ondulation équivalente dans le courant.
Si la valeur des inducteurs de branche, c'est-à-dire la valeur des premier et deuxième inducteurs, était réduite à son minimum possible pour être aussi petite que possible, c'est-à-dire la valeur d'inductance parasite de l'interconnexion, et si la troisième inductance était augmentée en conséquence, le courant des bras serait nul juste après chaque coupure de la première unité de commutation et de la deuxième unité de commutation du module intérieur. La valeur de la capacité du module interne pourrait ainsi être réduite par rapport à un MMC standard, car sa fonction ne serait plus de gérer le courant de circulation harmonique du second ordre mais uniquement de stocker la quantité limitée d'énergie des inductances de branche. La capacité du module interne pourrait ainsi être conçue pour atteindre une surtension acceptable pour la capacité de blocage des première et seconde unités de commutation du module interne.
Pendant la transition de l'état actif à l'état de recyclage, le courant de charge devrait être transféré du premier inducteur au deuxième inducteur.
Cependant, parce que la tension de la capacité du module interne serait proche d'être égale à la tension de la capacité équivalente couplée à la phase, et que cette capacité est bien supérieure à la valeur de la capacité du module interne, la boucle d'oscillation serait seulement légèrement amortie. Une bonne sélection de la valeur de capacité du module interne par rapport à la valeur des premier et deuxième inducteurs permettrait de minimiser les effets d'oscillation mais pas de les supprimer totalement.
Le mode discontinu de courant de branche permet d'amortir l'oscillation restante en déconnectant le premier inducteur pendant une courte durée juste après que le deuxième inducteur a été déconnecté. L'oscillation est amortie et bloquée par la diode dans la première unité de commutation grâce à la tension dans la capacité du module interne. Un raisonnement similaire peut être répété pendant la demi-période de la tension de sortie négative et la commutation de la première unité de commutation du deuxième module externe et de la deuxième unité de commutation du module interne.
Dans un mode de réalisation préféré, avec mode continu, la troisième inductance a une valeur d'inductance supérieure ou égale à la moitié de la valeur d'inductance la plus élevée entre lesdites première et deuxième inductances et inférieure à la plus petite valeur d'inductance entre lesdites première et deuxième inductances.
Dans un mode de réalisation préféré, avec un mode discontinu, la troisième inductance a une valeur d'inductance supérieure ou égale à la moitié de la valeur d'inductance des première et deuxième inductances utilisées dans une MMC standard, afin d'avoir des performances dynamiques équivalentes et une ondulation du courant. Dans un premier aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, pour une branche, c'est-à-dire pour une branche ou pour chaque branche, la valeur d'inductance du premier inducteur de la branche peut être égale à la valeur d'inductance de la seconde inductance de la branche et de préférence égale à l’inductance de fuite du circuit entre les modules externes et le module interne.
Cette configuration concernant les valeurs d'inductance des premier et deuxième inducteurs d’une branche permet de minimiser la valeur de la capacité du module interne et, lorsque les premier et deuxième inducteurs ont la même valeur d'inductance, d’avoir le même comportement symétrique de chaque commutation.
Dans un second aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, le convertisseur peut également comprendre une première capacité externe comportant un premier pôle connecté électriquement à la première borne d’un premier module externe et un second pôle connecté électriquement à la seconde borne d’un premier module externe, et une seconde capacité externe comprenant un premier pôle connecté électriquement à la première borne d’un second module externe et un second pôle connecté électriquement à la seconde borne d’un second module externe.
Dans un troisième aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, l’unité de commande peut utiliser un motif de modulation calculé à partir d’une porteuse déphasée avec deux porteuses, et peut être configurée pour piloter les premier et second modules externes avec un signal de modulation de largeur d'impulsion (PWM) calculé par une porteuse à déphasage nul, et pour piloter le module interne avec un signal de modulation de largeur d'impulsion calculé par une porteuse à phase p et le même signal d'erreur.
Dans un quatrième aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, le convertisseur peut comprendre une ou trois branches, chacune étant configurée pour être connectée à une phase différente, et la première capacité externe peut être couplée électriquement en parallèle au premier module externe des trois branches, et la seconde capacité externe peut être couplée électriquement en parallèle au deuxième module externe des trois branches.
Dans un cinquième aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, la seconde borne du premier module externe peut être connectée électriquement à la première borne du second module externe. En connectant la seconde borne du premier module externe à la première borne du second module externe, les première et seconde capacités externes sont couplées ensemble. De cette façon, les deux capacités peuvent partager la tension totale, agir de manière dynamique avec une valeur de capacité double et être communes aux trois branches lorsque le convertisseur est dans une configuration de convertisseur triphasé.
De plus, pour toute application du convertisseur modulaire multiniveaux, lorsque le neutre doit être fourni à la charge, généralement pour une utilisation dans une alimentation sans interruption (ASI), il n’est pas nécessaire d’ajouter les deux condensateurs classiquement requis pour créer le point milieu étant donné qu’ils sont déjà intégrés à la structure de la présente invention, ces deux condensateurs étant formés par les deux capacités externes.
C'est un gros avantage, car une batterie de condensateurs DC est toujours nécessaire pour gérer le flux d'énergie, le déséquilibre de l'alimentation des phases et des ondulations et les condensateurs externes des bras font naturellement partie de cette batterie de condensateurs.
La combinaison des deux modules internes d'une topologie MMC classique en un unique module interne telle que dans la topologie de la présente invention avec une troisième borne connectée à la charge permet de compenser l'ondulation de tension.
Toutes ces caractéristiques du MMC selon l'invention permettent au MMC non seulement d'être utilisé pour une application à basse tension, mais également d'avoir une taille globale réduite avec un nombre réduit de capacités et sans traitement complexe.
Dans un sixième aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, la deuxième borne du premier module externe et la première borne du second module externe peuvent être connectées au neutre ou à un point de référence de la tension alternative (AC).
Dans un septième aspect du convertisseur modulaire multiniveaux, l'unité de commande est configurée pour contrôler le courant dans ladite au moins une branche en surveillant uniquement le courant dans la troisième inductance, permettant ainsi l’utilisation d’un seul capteur de courant pour chaque phase plutôt que de surveiller les courants dans le premier module externe et dans le second module externe en utilisant deux capteurs pour chaque phase comme dans un convertisseur MMC standard.
En effet, avec l’architecture de l’invention telle que définie ci-dessus et le mode de courant de branche discontinu, il n’est plus nécessaire de commander les courants de branche comme pour une topologie d’un MMC standard. Seul le courant dans la troisième inductance, c’est-à-dire le courant au travers de l’inductance de sortie, a besoin d’être mesurée.
La valeur du condensateur du module interne peut alors être réduite à la valeur minimale (permettant des gains de place et de coûts), car sa fonction ne sera plus de gérer le courant de circulation harmonique du second ordre mais uniquement de stocker la quantité limitée d'énergie des inductances de bras. Plus la valeur des inductances de bras est faible (meilleure est la disposition géométrique), plus les exigences sur la capacité du module interne sont faibles. Le courant efficace dans le condensateur du module interne sera également réduit. La capacité du module interne sera configurée de telle sorte que la surtension dans les commutateurs du module intérieur soit acceptable pour leur capacité de blocage.
Brève description des dessins
L'invention sera mieux comprise à la lecture faite ci-après, à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :
[Fig. 1] La figure 1 , précédemment décrite, est une topologie MMC à trois phases avec deux modules par bras et trois niveaux telle que connue dans l'état de la technique.
[Fig. 2] La figure 2, précédemment décrite, est un schéma électrique d'une branche d’un MMC standard avec deux modules par bras avec N = 2 et sans point neutre, comme cela est connu dans l'état de la technique.
[Fig. 3] La figure 3, précédemment décrite, est un schéma électrique d'une branche d’un MMC standard à deux modules par bras avec N = 2 et un point neutre, tels qu'ils sont connus dans l'état de la technique.
[Fig. 4] La figure 4 représente schématiquement un convertisseur modulaire multiniveaux monophasé selon un premier mode de réalisation de l'invention. [Fig. 5] La figure 5 représente schématiquement un convertisseur modulaire multiniveaux triphasé selon un deuxième mode de réalisation de l'invention.
[Fig. 6] La figure 6 représente schématiquement un procédé de génération d’un signal de modulation à largeur d’impulsion du convertisseur modulaire multiniveaux de la figure 4 selon un mode de réalisation de l’invention.
[Fig. 7] La figure 7 illustre des formes de signaux typiques du convertisseur modulaire multiniveaux commandé par les signaux présentés sur la figure 6.
[Fig. 8] La figure 8 illustre les résultats. de l’invention sur les différents signaux du convertisseur modulaire multiniveaux.
Description des modes de réalisation
La présente invention sera décrite en relation avec des modes de réalisation particuliers et en référence à certains dessins, mais l'invention n'est pas limitée à cela, mais uniquement par les revendications. Les dessins décrits ne sont que schématiques et ne sont pas limitatifs. Dans les dessins, la taille de certains des éléments peut être exagérée et non dessinée à l’échelle à des fins d’illustration. Lorsque le terme "comprenant" est utilisé dans la présente description et les revendications, il n’exclut pas d’autres éléments ou étapes.
Le terme "comprenant", utilisé dans les revendications, ne doit pas être interprété comme étant limité aux moyens énumérés ci-après; il n'exclut pas d'autres éléments ou étapes. Ainsi, la portée de l'expression "un dispositif comprenant les moyens A et B" ne devrait pas être limitée aux dispositifs constitués uniquement des composants A et B. Cela signifie que, par rapport à la présente invention, les seuls composants pertinents du dispositif sont A et B.
En outre, les termes premier, deuxième, troisième et similaires dans la description et les revendications sont utilisés pour distinguer des éléments similaires et pas nécessairement pour décrire un ordre séquentiel ou chronologique. Il faut comprendre que les termes ainsi utilisés sont interchangeables dans des circonstances appropriées et que les modes de réalisation de l'invention décrits ici sont capables de fonctionner dans d'autres séquences que celles décrites ou illustrées ici. La figure 4 représente schématiquement un convertisseur modulaire multiniveaux (MMC) selon un premier mode de réalisation de l'invention.
Le MMC 1 comprend trois modules : un premier module externe 2, un second module externe 3 et un module interne 4. Chaque module externe et interne 2 à 4 comprend une première unité de commutation 7, une seconde unité de commutation 8, une première borne 9, une seconde borne 10 et une troisième borne 11.
Chaque première et seconde unité de commutation 7 et 8 comprend une diode 12, un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) 13, un premier connecteur 14 connecté électriquement à un premier pôle de la diode 12 et à un premier pôle de l'IGBT 13, et un second connecteur 15 connecté électriquement à un deuxième pôle de la diode 12 et à un deuxième pôle de l'IGBT 13.
La première borne 9 d'un module 2 à 4 est connectée électriquement au premier connecteur 14 de sa première unité de commutation 7. La deuxième borne 10 d'un module 2 à 4 est connectée électriquement au deuxième connecteur 15 de sa deuxième unité de commutation 8. Et la troisième borne 11 d'un module 2 à 4 est connectée électriquement au deuxième connecteur 15 de sa première unité de commutation 7 et au premier connecteur 14 de sa deuxième unité de commutation 8. La troisième borne 11 du premier module externe 2 est couplée électriquement à la première borne 9 du module intérieur 4 par l'intermédiaire d'un premier inducteur 16.
La troisième borne 11 du second module externe 3 est couplée électriquement à la deuxième borne 10 du module intérieur 4 par l'intermédiaire d'un deuxième inducteur 17. La troisième borne 11 du module interne 4 est électriquement couplée à un premier pôle d’un troisième inducteur 21 doté d’un second pôle configuré pour être connecté à une phase d’une charge ou d’un réseau auquel le MMC 1 est configuré pour être connecté.
La deuxième borne 10 du premier module externe 2 est connectée électriquement à la première borne 9 du second module externe 3. Le module interne 4 comprend un condensateur interne 18, ayant une valeur de capacité interne Cm et comprenant un premier pôle 180 connecté électriquement à la première borne 9 du module interne 4 et un second pôle 185 connecté électriquement à la seconde borne 10 du module interne 4.
Le MMC 1 comprend également un premier condensateur externe 19 ayant une première valeur de capacité externe Ctop et comprenant un premier pôle 190 connecté électriquement à la première borne 9 du premier module externe 2 et un second pôle 195 connecté électriquement à la seconde borne 10 du premier module externe 2, et un deuxième condensateur externe 20 ayant une deuxième valeur de capacité externe C ottom et comprenant un premier pôle 200 connecté électriquement à la première borne 9 du second module externe 3 et un deuxième pôle 205 relié électriquement à la deuxième borne 10 du second module externe 3.
Le MMC 1 est couplé à une tension d'entrée VDc par l'intermédiaire de la première borne 9 du premier module externe 2 et de la seconde borne 10 du second module externe 3.
En traits pointillés est représenté un couplage du deuxième pôle 195 du premier condensateur externe 19 et du premier pôle 200 du deuxième condensateur externe 20. Ce couplage n'existe que si le MMC 1 est dans une configuration avec un point neutre.
Le MMC 1 illustré sur la figure 4 comprend en outre une capacité de filtrage 22 couplée entre le point de référence dans un système de distribution de tension (masse, neutre ..) et une borne de sortie du MMC 1 qui correspond au second pôle du troisième inducteur 21 . Cette capacité de filtrage 22 permet de compenser l'ondulation du courant de starter de sortie afin de filtrer la fréquence de commutation et de ne conserver que le fondamental de la tension de sortie (50 ou 60Hz).
La boucle d'oscillation est différente selon qu’on soit pendant la demi-onde positive de la tension de sortie ou pendant la demi-onde négative.
Pendant la demi-onde positive, lorsque la première unité de commutation 7 du module interne 4 est désactivée, le condensateur interne 18 est chargé car les premier et second inducteurs 16 et 17 doivent échanger le courant (le premier inducteur 16 est déchargé et le deuxième inducteur 17 est chargé avec le courant de charge). La tension du condensateur interne 18 sera plus élevée que celle du premier condensateur externe 19. Une oscillation peut alors commencer à circuler dans le circuit formé par le premier condensateur externe 19, la première unité de commutation 7 du premier module externe 2, le premier inducteur 16, le condensateur interne 18, le deuxième inducteur 17 et la première unité de commutation 7 du second module externe 3. Si l'IGBT 13 de la première unité de commutation 7 du premier module externe 2 est désactivé juste après la mise hors tension de la première unité de commutation 7 du module interne 4, le courant passe à travers la diode 12 de la première unité de commutation 7 du premier module externe 2 et quand il atteint zéro, c’est-à-dire, lorsque le courant est nul, l'oscillation s'arrête sans perte de commutation.
Lors de la désactivation de la première unité de commutation 7 du module interne 4, la première unité de commutation 7 du second module externe 3 est activée pour maintenir un chemin de circulation pour le courant.
Lorsque la première unité de commutation 7 du module interne 4 est allumée, le condensateur interne 18 est déchargé car les premier et second inducteurs 16 et 17 doivent échanger le courant (le second inducteur 17 est déchargé et le premier inducteur 16 est chargé avec le courant de charge). La tension du condensateur interne 18 sera inférieure à celle du premier condensateur externe 19. Une oscillation peut alors commencer à circuler dans le même circuit que précédemment, c’est-à-dire dans le circuit formé par le premier condensateur externe 19, la première unité de commutation 7 du premier module externe 2, le premier inducteur 16, le condensateur interne 18, le deuxième inducteur 17 et la première unité de commutation 7 du second module externe 3. Si l'IGBT 13 de la première unité de commutation 7 du second module externe 3 est désactivé juste après la mise sous tension de la première unité de commutation 7 du module interne 4, le courant passe au travers de la diode 12 de la première unité de commutation 7 du module interne 4, et, lorsqu'il atteint zéro, c’est-à-dire lorsque le courant est nul, l'oscillation s'arrête sans perte de commutation.
A la désactivation de la première unité de commutation 7 du module interne 4, la première unité de commutation 7 du second module externe 3 est mise en marche pour maintenir un chemin de circulation pour le courant. Pour la demi-onde négative, la boucle est mise en miroir. Le raisonnement fait ci- dessus pour la demi-onde positive est répété exactement à la mise hors tension et à la mise sous tension de la seconde unité de commutation 8 du module interne 4 au lieu du motif de commutation de la première unité de commutation 7 du module interne 4
La boucle d'oscillation implique dans ce cas, la seconde unité de commutation 8 du second module externe 3 au lieu de la première unité de commutation 7 du premier module externe 2, et la seconde unité de commutation 8 du premier module externe 2 au lieu de la première unité de commutation 7 du second module extérieur 3.
La figure 5 illustre schématiquement un MMC 31 triphasée selon un autre mode de réalisation de l'invention.
Le MMC 31 comprend trois branches 30 comprenant chacune trois modules : un premier module externe 32, un second module externe 33 et un module interne 34.
Chaque branche 30 du MMC 31 triphasé est composée de ses trois modules 32 à 34 de la même manière que le MMC monophasé 1 illustré sur la figure 4. Ainsi, chaque module externe et interne 32 à 34 comprend une première unité de commutation 37, une seconde unité de commutation 38, une première borne 39, une seconde borne 40 et une troisième borne 41.
Chaque première et seconde unité de commutation 37 et 38 d'une branche 30 comprend une diode 42, un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) 43, un premier connecteur 44 connecté électriquement à un premier pôle de la diode 42 et un premier pôle de l'IGBT 43 et un deuxième connecteur 45 connecté électriquement à un deuxième pôle de la diode 42 et à un deuxième pôle de l'IGBT 43.
La première borne 39 d'un module 32 à 34 d'une branche 30 est connectée électriquement au premier connecteur 44 de sa première unité de commutation 37. La seconde borne 40 d'un module 32 à 34 est connectée électriquement au second connecteur 35 de sa seconde unité de commutation 38. Et la troisième borne 41 d'un module 32 à 34 est connectée électriquement au deuxième connecteur 45 de sa première unité de commutation 37 et au premier connecteur 44 de sa deuxième unité de commutation 38. Pour chaque branche 30, la troisième borne 41 du premier module externe 32 de la branche 30 est couplée électriquement à la première borne 39 du module interne 34 de la même branche 30 par l'intermédiaire d'un premier inducteur 46.
Pour chaque branche 30, la troisième borne 41 du deuxième module externe 33 de la branche 30 est couplée électriquement à la deuxième borne 40 du module intérieur 34 de la même branche 30 par l'intermédiaire d'un deuxième inducteur 47.
Pour chaque branche 30, la troisième borne 41 du module interne 34 de la branche 30 est couplée électriquement à un premier pôle d’un troisième inducteur 51 doté d’un second pôle destiné à être connecté à une phase d'une charge ou d'un réseau auquel le MMC 31 est destiné à être connecté.
Pour chaque branche 30, la deuxième borne 40 du premier module externe 32 de la branche 30 est connectée électriquement à la première borne 39 du second module externe 33 de la même branche 30.
Le module interne 34 de chaque branche 30 comprend un condensateur interne 48, ayant une valeur de capacité interne Cm et comprenant un premier pôle 480 connecté électriquement à la première borne 39 du module interne 34 de sa branche 30 et un second pôle 185 relié électriquement à la deuxième borne 40 du module interne 34 de sa branche 30.
Le MMC 1 comprend également un premier condensateur externe 49 et un second condensateur externe 50. Le premier condensateur externe 49 est couplé en parallèle au premier module externe 32 des trois branches 30, et le second condensateur externe 50 est couplé en parallèle au second module externe 33 des trois branches 30. En d’autres termes, il existe un premier condensateur externe 49 couplé en parallèle à trois premiers modules externes 32 et un second condensateur externe 50 couplé en parallèle à trois seconds modules externes 33.
Le premier condensateur externe 49 a une première valeur de capacité externe Ctop et comprend un premier pôle 490 connecté électriquement à la première borne 39 du premier module externe 32 de chaque branche 30 et un second pôle 495 connecté électriquement à la seconde borne 40 du premier module externe 32 de chaque branche 30. Le deuxième condensateur externe 50 a une deuxième valeur de capacité externe C ottom et comprend un premier pôle 500 connecté électriquement à la première borne 39 du second module externe 33 de chaque branche 30 et un deuxième pôle 505 relié électriquement au deuxième terminal 40 du second module externe 33 de chaque branche 30.
Le MMC 31 est couplé à une tension d'entrée VDc par l'intermédiaire de la première borne 39 du premier module externe 32 de chaque branche 30 et de la seconde borne 40 du second module externe 33 de chaque branche 30.
Le MMC 31 peut également comporter une capacité de filtrage pour chaque branche 30 couplée entre le point de référence d'un système de distribution de tension et la borne de sortie de la branche 30 de la MMC 31 qui correspond au deuxième pôle du troisième inducteur 51 de la branche 30.
Sur la figure 6 est illustré un schéma du procédé de génération du signal PWM proposé pour une phase du convertisseur modulaire multiniveaux.
Deux porteuses P1 et P2 de modulation triangulaires, décalées de 180 °, sont utilisées pour moduler le signal de référence (référencé « duty reference » sur la figure 6). Les signaux de références ainsi modulés, et les signaux inversés, via les inverseurs 61 et 62, correspondants sont utilisés comme signaux de grille des IGBT après l'introduction d'un retard d'activation (temps mort).
Les motifs de signaux de grille habituels, c'est-à-dire sans temps mort, appliqués à la structure de la figure 4 génèrent la forme d'onde représentée sur la figure 7. Les signaux de haut en bas (ou de gauche droite par rapport à la hauteur de la page) correspondent respectivement à la tension (V Cm) aux bornes du condensateur 18 du module interne 4, au courant (1 L 16) aux bornes du premier inducteur 16, au courant (1 L 17) aux bornes du deuxième inducteur 17, au courant (sw13 of 2) aux bornes de l'IGBT 13 du premier module extérieur 2, au courant (sw13 of 4) aux bornes de l'IGBT 13 du module intérieur 4, et au courant (sw13 of 3) aux bornes de l'IGBT 13 du deuxième module extérieur 3.
Comme on peut le voir sur la figure 7, la désactivation de l'IGBT 13 du module interne 4 force le courant à passer du premier inducteur 16 au deuxième inducteur 17 avec une oscillation du circuit comprenant le premier inducteur 16, le condensateur interne 18 et le deuxième inducteur 17. Et l'inverse se produit lorsque l'IGBT 13 du module interne 4 est remis en marche. Pour réduire la première oscillation, il suffit d'éteindre l'IGBT 13 du premier module externe 2 avec un retard par rapport au moment où l'IGBT 13 du module interne 4 est éteint, bloquant le chemin du courant oscillant lorsqu'il devient négatif grâce à la diode 12 du premier module externe 2.
Pour réduire la deuxième oscillation, il suffit d'appliquer le même principe à l'IGBT 13 du deuxième module externe 3, en l'éteignant avec un retard par rapport au moment où l'IGBT 13 du module interne 4 est éteint.
Le résultat est représenté sur la figure 8 sur laquelle il est possible d'apprécier la suppression de l'oscillation. Comme pour la figure 7, les signaux de haut en bas (ou de gauche droite par rapport à la hauteur de la page) correspondent à la tension (C Cm) dans le condensateur 18 du module interne 4, au courant (1 L 16) dans la première inductance 16, au courant (1 L 17) dans la deuxième inductance 17, au signal (sw13 of 2) de grille de l'IGBT 13 du premier module externe 2, au signal (sw13 of 4) de grille de l'IGBT 13 du module interne 4, et au signal (sw13 of 3) de grille de l'IGBT 13 du deuxième module externe 3. L’invention s’applique à tous les types de convertisseurs de puissance pour convertisseurs de moyenne à grande puissance (onduleur ou redresseur) ainsi que pour les applications à basse tension avec des semi-conducteurs de calibres appropriés.
Le MMC pourrait être réalisé sous forme de solution de circuit imprimé pour des applications à faible puissance, par exemple, ou sous forme de solution câblée pour des applications de moyenne ou grande puissance.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) comprenant au moins une branche (30) destinée à être connectée à une phase, ladite au moins une branche comportant seulement un premier module externe (2, 32), seulement un second module externe (3, 33), et un unique module interne (4, 34), chaque module externe et le module interne (2-4, 32-34) de ladite au moins une branche (30) comprenant:
- une première et une deuxième unités de commutation (7, 8, 37, 38) comprenant chacune une diode (12, 42), un transistor semi-conducteur (13, 43), un premier connecteur (14, 44) électriquement connecté à un premier pôle de la diode (12, 42) et un premier pôle du transistor (13, 43), et un deuxième connecteur (15, 45) électriquement connecté à un second pôle de la diode (12, 42) et un deuxième pôle du transistor (13, 43),
- une première borne (9, 39) électriquement connectée au premier connecteur (14, 44) de la première unité de commutation (7, 37),
- une deuxième borne (10, 40) connectée électriquement au deuxième connecteur (15, 45) de la deuxième unité de commutation (8, 38), et
- une troisième borne (11, 41) connectée électriquement au deuxième connecteur (15, 45) de la première unité de commutation (7, 37) et au premier connecteur (14, 44) de la deuxième unité de commutation (8, 38), ladite au moins une branche (30) comportant un premier inducteur (16, 46) ayant un pôle connecté respectivement à la troisième borne (11, 41) d'un module interne ou externe, un second inducteur (17, 47) ayant un pôle connecté à la troisième borne (11, 41) d'un module interne ou externe distinct du module interne ou externe auquel le premier inducteur (16, 46) est couplé, un troisième inducteur (21, 51), ladite au moins une branche (30) étant configurée pour être électriquement connectée à une phase d’une charge via ledit troisième inducteur (21, 51) , et une capacité (18, 48) comprenant un premier pôle (180, 480) électriquement connecté à la première borne (9, 39) du module interne (4, 34) et un second pôle (185, 485) électriquement connecté à la seconde borne 10,
40) du premier module (4, 34), caractérisé en ce que ledit premier inducteur (16, 46) et ledit deuxième inducteur (17, 47) ont chacun une valeur d'inductance correspondant au moins à une valeur d'inductance de fuite du circuit entre les modules externes (2 et 3, 32 et 33) et le module interne (4, 34) et aussi proche que possible de la valeur d'inductance de fuite, ledit troisième inducteur (21, 51) est dimensionné pour conserver l'ondulation crête à crête souhaitée dans le courant de sortie et la réponse temporelle dynamique souhaitée pour la commande de la tension de sortie, ledit convertisseur modulaire multiniveaux comprend une unité de commande configurée pour fonctionner dans un mode discontinu de courant de branche consistant à déconnecter le premier inducteur (16, 46) pendant une courte durée juste après que le deuxième inducteur (17, 47) a été déconnecté , le mode discontinu de courant de branche comprenant un premier temps mort pendant lequel ladite première unité de commutation (7, 37) dudit premier module externe (2, 32) et ladite première unité de commutation (7, 37) dudit module interne (4, 34) sont toutes deux ouvertes, et un second temps mort pendant lequel ladite seconde unité de commutation (8, 38) dudit second module externe (3, 33) et ladite seconde unité de commutation (8, 38) dudit module interne (4, 34) sont toutes deux ouvertes, ledit premier temps mort étant déclenché juste après l'ouverture de ladite première unité de commutation (7, 37) dudit module interne (4, 34), et ledit second temps mort étant déclenché juste après l'ouverture de ladite seconde unité de commutation (8, 38) dudit module interne (4, 34).
[Revendication 2] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon la revendication 1, dans lequel, pour une branche (30), la valeur d’inductance du premier inducteur (16, 46) de la branche est égale à la valeur d’inductance de la seconde inductance (17, 47) de la branche.
[Revendication 3] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel le convertisseur (1, 31) comprend en outre une première capacité externe (19, 49) comportant un premier pôle (190, 490) connecté électriquement à la première borne (9, 39) du premier module externe (2, 32) et un second pôle (195, 495) connecté électriquement à la seconde borne (10, 40) du premier module externe (2, 32), et une seconde capacité externe (20, 50) comportant un premier pôle (200, 500) connecté électriquement à la première borne (9, 39) du second module externe (3, 33) et un second pôle (205, 505) connecté électriquement à la seconde borne (10, 40) du second module externe (3, 33).
[Revendication 4] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel l'unité de commande utilise un motif de modulation calculé à partir d'une porteuse déphasée avec deux porteuses, et est configurée pour piloter les premier et second modules externes (2, 32, 3, 33) avec un signal de modulation de largeur d'impulsion calculé par une porteuse à déphasage nul, et pour piloter le module interne (4, 5, 34) avec un signal de modulation de largeur d’impulsion (PWM) calculé par une porteuse à déphasage de 180° et le même signal d’erreur.
[Revendication 5] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon l'une des revendications 1 à 4, comprenant trois branches (30), chacune étant configurée pour être connectée à une phase différente, et la première capacité externe (49) est couplée électriquement en parallèle au premier module externe (32) des trois branches (30), et la seconde capacité externe (50) est couplée électriquement en parallèle au deuxième module (50) externe des trois branches (30).
[Revendication 6] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon l'une des revendications 1 à 5, dans lequel la seconde borne (10, 40) du premier module externe (2, 32) est connectée électriquement à la première borne (9, 39) du second module externe (3, 33).
[Revendication 7] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon la revendication 6, dans lequel la seconde borne (10, 40) du premier module externe (2, 32) et la première borne (9, 39) du second module externe (3, 33) sont connectées électriquement à la masse.
[Revendication 8] Convertisseur modulaire multiniveaux (1, 31) selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel l'unité de commande est également configurée pour contrôler le courant dans ladite au moins une branche (30) en surveillant uniquement le courant dans le troisième inducteur (21, 51).
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EP3174190A1 (fr) * 2015-11-24 2017-05-31 ABB Schweiz AG Convertisseur à trois niveaux
DE102016224312A1 (de) * 2016-12-07 2018-06-07 Siemens Aktiengesellschaft Hocheffizienter Stromrichter für dreiphasige Systeme

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