WO2022153941A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2022153941A1
WO2022153941A1 PCT/JP2022/000348 JP2022000348W WO2022153941A1 WO 2022153941 A1 WO2022153941 A1 WO 2022153941A1 JP 2022000348 W JP2022000348 W JP 2022000348W WO 2022153941 A1 WO2022153941 A1 WO 2022153941A1
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WO
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phase
motor
circuit
current
voltage
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Application number
PCT/JP2022/000348
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English (en)
French (fr)
Inventor
淳 藤井
Original Assignee
株式会社デンソー
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/46—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors for speed regulation of two or more dynamo-electric motors in relation to one another
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step

Definitions

  • This disclosure relates to a motor control device.
  • a motor control device that shares a circuit for driving a multi-phase motor and a DC motor.
  • the motor control device disclosed in Patent Document 1 drives a three-phase AC motor and two DC motors by one three-phase inverter drive circuit.
  • this motor control device is applied to a vehicle steering device, and drives a three-phase motor for electric power steering (EPS) and a direct current motor used around the driver's seat.
  • EPS electric power steering
  • the power converter is downsized.
  • Two-phase stepping motors may be used in actuators that require accurate positioning. For example, around the driver's seat of a vehicle, a two-phase stepping motor may be used to operate a head-up display or the like.
  • a two-phase stepping motor When driving a two-phase stepping motor with an independent circuit, it is necessary to connect an H-bridge circuit to each phase, so that a large number of switching elements are required. Furthermore, it is necessary to provide a dedicated microcomputer and miscellaneous protection element.
  • Patent Document 1 does not mention anything about driving a two-phase motor, not limited to a stepping motor.
  • An object of the present disclosure is to provide a motor control device that shares a circuit for driving a multi-phase motor and a two-phase motor.
  • the motor control device of the present disclosure includes a first circuit, a second circuit, and a control unit.
  • the first circuit is a two-system power conversion circuit that energizes a multi-phase motor having two sets of three-phase or more multi-phase winding sets.
  • the second circuit is a power conversion circuit that is provided in the same housing as the first circuit and energizes one or more two-phase motors having two-phase windings that are independent of each other.
  • the control unit operates the first circuit and the second circuit, and controls the operation of the multi-phase motor and the two-phase motor in common. Therefore, in the motor control device of the present disclosure, the circuit for driving the multi-phase motor and the two-phase motor is shared.
  • the motor control device of the present disclosure applies a voltage to a two-phase motor and a multi-phase motor to energize a current.
  • the two-phase motor is, for example, a two-phase stepping motor.
  • a set of high-potential side and low-potential side switching elements connected in series is used as a leg. More preferably, the circuit of each phase in the second circuit is composed of one leg for each two-phase motor added to the inverters of each system constituting the first circuit.
  • control unit can drive the two-phase motor by turning on and off the switching element of the added leg together with driving the inverter of each system.
  • the number of switching elements for driving the two-phase motor can be halved.
  • a dedicated component for the two-phase motor becomes unnecessary.
  • FIG. 1 is a diagram of a column type EPS system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 2 is a diagram of a rack type EPS system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 3 is a diagram of an SBW system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 4 is a block diagram of the first circuit and the second circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 5 is a schematic view showing the configuration of a three-phase double winding rotary machine.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the control algorithm of the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram of a column type EPS system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 2 is a diagram of a rack type EPS system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 3 is a diagram of an SBW system to which the motor control device of the present embodiment is applied.
  • FIG. 4 is a block diagram of the first
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing a three-phase voltage command after the operation when the two-phase stepping motor is stopped.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing a three-phase voltage command after operation when the two-phase stepping motor is driven.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the control algorithm of the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram for explaining that the A-phase current is superimposed on the phase current of the connection phase of the first system of the three-phase motor as the principle of estimating the two-phase current value according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of two-phase current estimation according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a waveform diagram illustrating the estimation of the A-phase current according to the second embodiment.
  • EPS system electric power steering system
  • SBW system steer-by-wire system
  • ECU steer-by-wire system
  • ECU steer-by-wire system
  • FIGS. 1 to 3 show an EPS system 901 in which a steering mechanism and a steering mechanism are mechanically connected.
  • FIG. 1 shows a column type
  • FIG. 2 shows a rack type EPS system 901.
  • the code of the column type EPS system is described as 901C
  • the code of the rack type EPS system is described as 901R.
  • FIG. 3 shows the SBW system 902 in which the steering mechanism and the steering mechanism are mechanically separated. In FIGS. 1 to 3, only one side of the wheel 99 is shown, and the other side of the wheel 99 is not shown.
  • the EPS system 901 and the SBW system 902 commonly include a three-phase motor 800 as a "multi-phase motor” and a two-phase stepping motor 700.
  • the three-phase motor 800 in the EPS system 901 is a steering assist motor that assists the steering of the driver
  • the three-phase motor 800 in the SBW system 902 is a reaction force motor that applies a reaction force to the steering of the driver.
  • the two-phase stepping motor 700 is used, for example, as a motor for operating a head-up display that displays information on a windshield with high accuracy.
  • the EPS system 901 includes a steering wheel 91, a steering shaft 92, an intermediate shaft 95, a steering rack 97, and the like.
  • the steering shaft 92 is included in the steering column 93, and the steering wheel 91 is connected to one end and the intermediate shaft 95 is connected to the other end.
  • the two-phase stepping motor 700 is provided inside, for example, the steering column 93.
  • a steering rack 97 is provided that converts rotation into reciprocating motion by a rack and pinion mechanism and transmits it.
  • the wheels 99 are steered via the tie rod 98 and the knuckle arm 985.
  • universal joints 961 and 962 are provided in the middle of the intermediate shaft 95.
  • the three-phase motor 800 is arranged on the steering column 93.
  • the output torque of the three-phase motor 800 is transmitted to the steering shaft 92.
  • the torque sensor 94 is provided in the middle of the steering shaft 92, detects torque based on the torsional displacement of the torsion bar, and outputs the torque sensor value T_sns.
  • the three-phase motor 800 is arranged in the steering rack 97.
  • the reciprocating motion of the steering rack 97 is assisted by the output torque of the three-phase motor 800.
  • the torque sensor 94 detects the torque transmitted to the steering rack 97 and outputs the torque sensor value T_sns.
  • the ECU 10 is activated by an ON / OFF signal of the vehicle switch 11.
  • the vehicle switch 11 corresponds to an ignition switch or a push switch of an engine vehicle, a hybrid vehicle, or an electric vehicle.
  • Each signal to the ECU 10 is communicated using CAN, serial communication, or the like, or is sent as an analog voltage signal. Further, in the present embodiment, it may be considered that the operation switch of the head-up display is included in the vehicle switch 11.
  • the intermediate shaft 95 does not exist with respect to the EPS system 901.
  • Driver input information such as the steering torque of the driver or the angle of the steering wheel 91 is electrically transmitted to the steering motor 890 via the ECU 10.
  • the rotation of the steering motor 890 is converted into the reciprocating motion of the steering rack 97, and the wheels 99 are steered via the tie rod 98 and the knuckle arm 985.
  • the ECU 10 controls the drive of the three-phase motor 800, which is a reaction force motor, rotates the steering wheel 91 so as to apply a reaction force to steering, and gives the driver an appropriate steering feeling.
  • the EPS system 901 and the SBW system 902.
  • the control unit 400 applies a voltage to the three-phase motor 800 and the two-phase stepping motor 700 having two sets of three-phase winding sets, and energizes the current.
  • a unit including a three-phase winding set and a three-phase inverter corresponding to the winding set is referred to as a "system".
  • the first circuit 68 is a power conversion circuit that energizes the three-phase motor 800, and includes two systems of three-phase inverters 681 and 682.
  • the second circuit 67 is a power conversion circuit that energizes the two-phase stepping motor 700, and includes an A-phase leg 671 and a B-phase leg 672.
  • the “leg” means a set of high-potential side and low-potential side switching elements connected in series.
  • the control unit 400 includes a CPU, a ROM, a RAM, an I / O, and a bus line connecting these configurations, and is composed of a microcomputer, a drive circuit, and the like, and is a substantial memory device (that is, a ROM and the like) such as a ROM. , Software processing by executing a program stored in advance in a readable non-temporary tangible recording medium) by the CPU, and control by hardware processing by a dedicated electronic circuit are executed.
  • the control unit 400 operates the first circuit 68 and the second circuit 67 to commonly control the operations of the three-phase motor 800 and the two-phase stepping motor 700.
  • the control unit 400 operates the first circuit 68 based on the torque sensor value T_sns detected by the torque sensor 94 and the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 14, and controls the operation of the three-phase motor 800. Further, the control unit 400 operates the second circuit 67 to control the operation of the two-phase stepping motor 700.
  • first circuit 68 and the second circuit 67 are provided in the same housing 600 together with the control unit 400.
  • the ECU 10 can be miniaturized and the number of wiring parts such as harnesses and connectors can be reduced.
  • the circuits of the A phase and the B phase in the second circuit 67 are composed of one leg 671 and 672 added to the inverters 681 and 682 of each system constituting the first circuit 68.
  • the three-phase motor 800 to be driven by the first circuit 68 has two sets of three-phase winding sets 801 and 802.
  • the three-phase winding set 801 of the first system is configured by connecting the U1 phase, V1 phase, and W1 phase windings 811, 812, and 813 at the neutral point N1.
  • a voltage is applied to the windings 811, 812, and 813 of each phase of the three-phase winding set 801 of the first system from the three-phase inverter 681 of the first system.
  • the three-phase winding set 802 of the second system is configured by connecting U2 phase, V2 phase, and W2 phase windings 821, 822, and 823 at the neutral point N2.
  • a voltage is applied to the windings 821, 822, and 823 of each phase of the three-phase winding set 802 of the second system from the three-phase inverter 682 of the second system.
  • first system three-phase winding set 801" and “second system three-phase winding set 802" are omitted, and "first three-phase winding set 801" and “second three-phase winding set 801" are omitted. It is also written as "802".
  • the three-phase motor 800 having a two-system configuration is a double-winding rotary machine in which two sets of three-phase winding sets 801 and 802 are coaxially provided.
  • the two sets of three-phase winding sets 801 and 802 have the same electrical characteristics, and are arranged, for example, on a common stator with an electric angle of 30 [deg] shifted from each other.
  • the counter electromotive voltage generated in each phase of the first system and the second system is based on the voltage amplitude A, the rotation speed ⁇ , and the phase ⁇ , for example, equations (1.1) to (1.3), (2). It is represented by .1a) to (2.3a).
  • the phase ⁇ can also be rephrased as the electric angle ⁇ .
  • phase ( ⁇ + 30) of the U2 phase becomes ( ⁇ -30).
  • the counter electromotive voltage generated in each phase of the second system is represented by the formulas (2.1b) to (2.3b) instead of the formulas (2.1a) to (2.3a).
  • the phase difference equivalent to 30 [deg] is generally expressed as (30 ⁇ 60 ⁇ k) [deg] (k is an integer).
  • the second system may be arranged in phase with the first system.
  • FIG. 4 shows a configuration in the case where one two-phase stepping motor 700, which is the drive target of the second circuit 67, is used.
  • the two-phase stepping motor 700 has two-phase windings of an A-phase winding 714 and a B-phase winding 724 that are independent of each other. Voltage pulses are alternately applied to the A-phase winding 714 and the B-phase winding 724 to energize a direct current, and the rotor rotates by a constant angle accordingly.
  • the direct current energized in the A-phase winding 714 is referred to as the A-phase current Idc1, and the direct current energized in the B-phase winding 724 is referred to as the B-phase current Idc2.
  • the voltage between both terminals Tj1 and Tm1 of the A-phase winding 714 is referred to as Vx1
  • the voltage between both terminals Tj2 and Tm2 of the B-phase winding 724 is referred to as Vx2.
  • the first circuit 68 is composed of two systems of three-phase inverters 681 and 682.
  • the first system inverter 681 is connected to the U1 phase, V1 phase, and W1 phase windings 811, 812, and 813 of the first three-phase winding set 801.
  • the second system inverter 682 is connected to the U2 phase, V2 phase, and W2 phase windings 821, 822, and 823 of the second three-phase winding set 802.
  • the code of the component of the second system and the symbol of the current are represented by replacing "1" of the code of the component of the first system and the symbol of the current with "2".
  • the first system inverter 681 and the second system inverter 682 are connected in parallel with the power supply Bt.
  • the inverters 681 and 682 of each system are connected to the positive electrode of the power supply Bt via the high potential line Lp and connected to the negative electrode of the power supply Bt via the low potential line Lg.
  • the power supply Bt is, for example, a battery having a reference voltage of 12 [V].
  • the DC voltage input from the power supply Bt to the first system inverter 681 is referred to as an input voltage Vr1
  • the DC voltage input to the second system inverter 682 is referred to as an input voltage Vr2.
  • a capacitor C1 is provided between the high potential line Lp and the low potential line Lg on the power supply Bt side of the inverter 681.
  • the power supply relay P1r is connected in series on the power supply Bt side, and the reverse connection protection relay P1R is connected in series on the capacitor C1 side.
  • the power supply relay P1r and the reverse connection protection relay P1R are composed of a semiconductor switching element such as a MOSFET, a mechanical relay, or the like, and can cut off the energization from the power supply Bt to the inverter 681 when the power supply Bt is off.
  • the power relay P1r cuts off the current in the flowing direction when the electrodes of the power supply Bt are connected in the normal direction.
  • the reverse connection protection relay P1R cuts off the current in the flowing direction when the electrodes of the power supply Bt are connected in the direction opposite to the normal direction.
  • the inverter 681 converts the DC power of the power supply Bt into three-phase AC power by the operation of a plurality of bridge-connected inverter switching elements IU1H, IU1L, IV1H, IV1L, IW1H, and IW1L on the high potential side and the low potential side. 1
  • the three-phase winding set 801 is energized.
  • the inverter switching elements IU1H, IV1H, and IW1H are upper arm elements provided on the high potential side of the U1 phase, V1 phase, and W1 phase, respectively, and the inverter switching elements IU1L, IV1L, and IW1L are U1 phase and V1 respectively.
  • Current sensors SAU1, SAV1, and SAW1 for detecting the phase currents Iu1, Iv1, and Iw1 flowing through each phase are installed between the lower arm elements IU1L, IV1L, and IW1L of each phase of the inverter 681 and the low potential line Lg. There is.
  • the current sensors SAU1, SAV1, and SAW1 are composed of, for example, a shunt resistor.
  • the second circuit 67 is composed of an A-phase leg 671 and a B-phase leg 672.
  • the A-phase leg 671 and the B-phase leg 672 are connected to the first system inverter 681 and the second system inverter 682 in the first circuit 68, respectively.
  • the A-phase leg 671 is composed of a set of high-potential side switching element MU1H and low-potential side switching element MU1L added to the first system inverter 681.
  • the B-phase leg 672 is composed of a set of high-potential side switching element MU2H and low-potential side switching element MU2L added to the second system inverter 682.
  • a leg is added" to the inverters 681 and 682 means that a set of high-potential side and low-potential side switching elements are connected between the high-potential line Lp and the low-potential line Lg common to the inverters 681 and 682. Means to be done.
  • the A-phase leg 671 and the B-phase leg 672 added to the inverters 681 and 682 are also referred to as “additional legs”.
  • the high-potential side and low-potential side switching elements in the A-phase leg 671 and the B-phase leg 672 are collectively referred to as "MU1H / L, MU2H / L". Further, the points between the high-potential side and low-potential side switching elements in the additional leg are referred to as "leg midpoints M1 and M2".
  • the switching elements IU1H / L, IV1H / L, IW1H / L, IU2H / L, IV2H / L, IW2H / L of each system inverter 681 and 682, and the switching elements MU1H / L and MU2H / L of the additional legs are, for example. It is a MOSFET.
  • the switching element may be a field effect transistor other than the MOSFET, an IGBT, or the like.
  • the current energized in the two-phase stepping motor 700 is smaller than the phase current flowing in the three-phase motor 800. Therefore, a switching element having a current capacity smaller than that of the inverter switching element may be used for the additional leg.
  • a branch point side terminal Tj1 which is one terminal of the A phase winding 714 is connected to the branch point Ju1 of the U1 phase current path of the first three-phase winding set 801.
  • the leg-side terminal Tm1 which is the other terminal of the A-phase winding 714 is connected to the leg midpoint M1 of the A-phase leg 671.
  • a branch point side terminal Tj2, which is one terminal of the B-phase winding 724 is connected to the branch point Ju2 of the U2 phase current path of the second three-phase winding set 802.
  • the leg-side terminal Tm2, which is the other terminal of the B-phase winding 724 is connected to the leg midpoint M2 of the B-phase leg 672.
  • connection phase The phase in which the A-phase winding 714 and the B-phase winding 724 are connected in the three-phase winding sets 801 and 802 of each system of the three-phase motor 800 is defined as a "connection phase".
  • "U1" of the code "MU1H / L" of the switching element of the additional leg means the U1 phase which is the connection phase of the first system.
  • the U1 phase of the first system and the U2 phase of the second system are the connection phases, but any phase of each system may be the connection phase.
  • phase currents energized in the three-phase winding set 801 are referred to as Iu1 #, Iv1 #, and Iw1 # with respect to the phase currents Iu1, Iv1, and Iw1 flowing through the inverter 681.
  • a part of the phase current Iu1 is separated as the A phase current Idc1 at the branch point Ju1 of the U1 phase current path which is the connection phase.
  • the direction of the current Idc1 from the branch point side terminal Tj1 to the leg side terminal Tm1 is the positive direction
  • the direction of the current Idc1 from the leg side terminal Tm1 to the branch point side terminal Tj1 is the negative direction.
  • the sign of the terminal voltage Vx1 is positive when the voltage of the branch point side terminal Tj1 is higher than the voltage of the leg side terminal Tm1. The same applies to the B-phase winding 724.
  • the control unit 400 has phase current detection values Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2 detected by the current sensors SAU1, SAV1, SAW1, SAU2, SAV2, and SAW2 of each system, and an electric angle ⁇ of the three-phase motor 800.
  • the operation of the three-phase motor 800 is controlled based on the above. Further, the control unit 400 outputs a gate signal to the inverters 681 and 682 of each system while operating the center voltage of the three-phase voltage command value of the three-phase motor 800.
  • control unit 400 outputs a two-phase motor drive command so as to turn on one of the switching element MU1H / L of the A-phase leg 671 and the switching element MU2H / L of the B-phase leg 672 and turn off the other.
  • the control unit 400 when the A-phase winding 714 is energized in the positive direction, the control unit 400 turns on the low-potential side switching element MU1L of the A-phase leg 671, turns off the high-potential side switching element MU1H, and turns off the voltage of the branch point Ju1. Is set higher than the voltage at the midpoint M1 of the leg, and the voltage between terminals Vx1 is adjusted to a positive value. Further, when the A-phase winding 714 is energized in the negative direction, the control unit 400 turns on the high-potential side switching element MU1H of the A-phase leg 671, turns off the low-potential side switching element MU1L, and at the branch point Ju1. The voltage is set lower than the voltage at the midpoint M1 of the leg, and the voltage between terminals Vx1 is adjusted to a negative value.
  • the control unit 400 sequentially adjusts the voltage Vx1 and Vx2 between the terminals of the A phase and the B phase, and alternately applies the voltage pulses to the A phase winding 714 and the B phase winding 724 while overlapping them, thereby performing two phases.
  • the stepping motor 700 is rotated by a constant angle.
  • the rotor rotation angle is calculated accurately based on the count of the number of voltage pulses applied to each phase. Further, since the two-phase stepping motor 700 is brushless and the brush is not consumed, the number of times of durable use is increased as compared with the DC motor with a brush.
  • control unit 400 drives the three-phase motor 800 and the two-phase stepping motor 700.
  • the control unit 400 controls the current flowing through the two-phase windings 714 and 724 of the two-phase stepping motor 700 in a feed-forward manner.
  • the control unit 400 controls the current by operating the inter-terminal voltages Vx1 and Vx2 of the two-phase windings 714 and 724 based on the current actually flowing through the two-phase windings 714 and 724. That is, feedback control is performed by the current of the two-phase stepping motor 700.
  • FIG. 6 shows the control algorithm of the first embodiment.
  • the upper side of FIG. 6 shows a block that outputs the gate signal of the first system
  • the lower side of FIG. 6 shows a block that outputs the gate signal of the second system.
  • the code of the blocks of both systems "481, 482" and "491, 492" are assigned a code for each system.
  • the distinction of the code for each system is omitted, and a common code is attached.
  • the current or voltage symbol “1" at the end indicates the value of the first system, and "2" indicates the value of the second system. In the following description, the symbols of the current and voltage of the first system will be described as representatives.
  • the control unit 400 includes a q-axis current deviation calculator 43, a q-axis current controller 44, a d-axis current deviation calculator 45, a d-axis current controller 46, a dq / three-phase conversion unit 47, and a neutral point for each system. It includes voltage control units 481 and 482 and PWM modulators 491 and 492.
  • the q-axis current deviation calculator 43 calculates the q-axis current deviation ⁇ Iq1 between the q-axis current command Iq1 * and the fed-back q-axis current Iq1.
  • the q-axis current controller 44 calculates the q-axis voltage command Vq1 * so that the q-axis current deviation ⁇ Iq1 approaches 0, in other words, the q-axis current Iq1 follows the q-axis current command Iq1 * .
  • the q-axis current command Iq1 * is calculated by torque control, position control, speed control, current control, voltage control, and the like. Further, it may be limited to the current limit value or less, if necessary.
  • the d-axis current deviation calculator 45 calculates the d-axis current deviation ⁇ Id1 between the d-axis current command Id1 * and the fed-back d-axis current Id1.
  • the d-axis current controller 46 calculates the d-axis voltage command Vd1 * so that the d-axis current deviation ⁇ Id1 approaches 0, in other words, the d-axis current Id1 follows the d-axis current command Id1 * .
  • the dq / three-phase conversion unit 47 converts the dq-axis voltage commands Vq1 * and Vd1 * into the three-phase voltage commands Vu1 * , Vv1 * and Vw1 * .
  • the signal of the electric angle ⁇ input to the dq / three-phase conversion unit 47 for the coordinate conversion calculation is omitted.
  • the center voltage of the three-phase voltage commands Vu1 * , Vv1 * , and Vw1 * output by the dq / three-phase conversion unit 47 is 0 [V].
  • the center voltage operation unit 481 of the first system operates the center voltages of the three-phase voltage commands Vu1 * , Vv1 * , and Vw1 * using the offset voltage Vm1 * .
  • the voltage at the neutral point N1 of the three-phase winding set 801 is shifted.
  • FIG. 7 shows the waveforms of the three-phase voltage commands Vu1 * #, Vv1 * #, and Vw1 * # after the operation when only the three-phase motor 800 is driven and the two-phase stepping motor 700 is stopped.
  • the horizontal axis represents one cycle of the electric angle ⁇ . For example, when the input voltage Vr1 is 12 [V], the center voltage is offset to 6 [V].
  • FIG. 8 shows the waveforms of the three-phase voltage commands Vu1 ****, Vv1 ****, and Vw1 ## after the operation when the two-phase stepping motor 700 is driven while driving the three-phase motor 800 .
  • the upper side of FIG. 8 shows the waveform when the A-phase winding 714 is energized in the positive direction
  • the lower side of FIG. 8 shows the waveform when the A-phase winding 714 is energized in the negative direction.
  • These waveform diagrams are treated as a set of related diagrams.
  • the thick solid arrow in FIG. 8 represents the voltage applied to the A-phase winding 714.
  • the control unit 400 When the A-phase winding 714 is energized in the positive direction, the control unit 400 turns on the low-potential side switching element MU1L of the A-phase leg 671. Further, the control unit 400 calculates the offset voltage Vm1 * so that the post-operation voltage command Vu1 * # of the U1 phase, which is the connection phase, becomes constant at a voltage VH (for example, 10 [V]) close to 12 [V]. As a result, a positive voltage is applied to the A-phase winding 714 as indicated by the thick solid arrow pointing upward.
  • the sine wave amplitude of the post-operation voltage commands Vv1 ## and Vw1 ## of the V1 phase and W1 phase is ⁇ 3 times the amplitude before the operation (that is, the amplitude of the line voltage).
  • the control unit 400 When the A-phase winding 714 is energized in the negative direction, the control unit 400 turns on the high-potential side switching element MU1H of the A-phase leg 671. Further, the control unit 400 calculates the offset voltage Vm1 * so that the post-operation voltage command Vu1 * # of the U1 phase, which is the connection phase, becomes constant at a voltage VL (for example, 2 [V]) close to 0 [V]. As a result, a negative voltage is applied to the A-phase winding 714 as indicated by the thick solid arrow pointing downward.
  • VL for example, 2 [V]
  • the first system PWM modulator 491 PWM-modulates the three-phase voltage command after the center voltage operation to generate a gate signal.
  • the gate signal output by the first system PWM modulator 491 is input to each gate of the switching elements IU1H / L, IV1H / L, and IW1H / L of the first system inverter 681.
  • the same control is performed for the second system, and the B-phase terminal voltage Vx2 is operated to a positive voltage or a negative voltage by the offset voltage Vm2 * calculated by the center voltage operation unit 482.
  • the gate signal output by the PWM modulator 492 of the second system is input to each gate of the switching elements IU2H / L, IV2H / L, and IW2H / L of the second system inverter 682.
  • FIG. 9 shows the control algorithm of the second embodiment.
  • the control unit 400 of the second embodiment turns on either one of the high-potential side or low-potential side switching elements of the A-phase leg 671 and the B-phase leg 672, and sets the phase voltage command value of the three-phase motor 800.
  • the inter-terminal voltages Vx1 and Vx2 applied to the phase windings 714 and 724 of the two-phase stepping motor 700 are determined.
  • control unit 400 includes an A-phase current deviation calculator 551, an A-phase current controller 561, a B-phase current deviation calculator 552, and a B-phase current controller 562.
  • Phase A will be described as a representative.
  • the A-phase current deviation calculator 551 calculates the A-phase current deviation ⁇ Idc1 between the A-phase current command value Idc1 * and the fed-back A-phase current value Idc1.
  • the presence or absence of a "value” may coexist, such as "A-phase current” and "A-phase current value”.
  • "current value” is a word that emphasizes that it is a "value”, but it does not make a strict distinction.
  • the A-phase current controller 561 calculates the offset voltage Vm1 * of the first system so that the A-phase current deviation ⁇ Idc1 approaches 0, in other words, the A-phase current Idc1 follows the A-phase current command Idc1 * . Operate the center voltage of the phase voltage command values Vu1 * , Vv1 * , and Vw1 * . As described above, the center voltage is manipulated according to the ON / OFF of the switching element MU1H / L of the A-phase leg 671, and the A-phase terminal voltage Vx1 changes. Then, the A-phase current value Idc1 changes with the A-phase terminal voltage Vx1. The changed A-phase current value Idc1 is fed back to the A-phase current deviation calculator 551.
  • control unit 400 controls the A-phase current value Idc1 and the B-phase current value Idc2 by feedback control using the center voltage of the phase voltage command values of the three-phase winding sets 801 and 802 of each system as the operation amount.
  • This control is based on the idea of accurately controlling the torque of the two-phase stepping motor 700, similar to the control of the three-phase motor 800.
  • the two-phase current values Idc1 and Idc2 that are fed back may be detected values or estimated values. That is, the control unit 400 applies a voltage to the three-phase winding sets 801 and 802 of each system based on the detected value or the estimated value of the current flowing in each phase of the two-phase motor.
  • a current sensor is provided in each current path of the A-phase winding 714 and the B-phase winding 724. In this configuration, the control unit 400 does not perform the estimation calculation of the current values Idc1 and Idc2, so that the calculation load is reduced.
  • a current sensor for two-phase current is not required, which is advantageous in terms of mounting space and component cost reduction.
  • the estimation principle of the A-phase current value Idc1 will be described with reference to FIG. Due to the Duty operation of the first system inverter 681, the U1 phase current Iu1 # flows from the V1 phase or the W1 phase to the low potential line Lg in the path of the thick solid line arrow via the neutral point N1. Further, when the high potential side switching element MU1H of the A phase leg 671 is turned on and the low potential side switching element MU1L is turned off, the A phase current Idc1 flows in the path indicated by the thick broken line arrow.
  • the control unit 400 estimates the A-phase current Idc1 by extracting the A-phase current Idc1 from the U1 phase current detection value Iu1 which is the connection phase.
  • the control unit 400 estimates the B-phase current Idc2 by extracting the B-phase current Idc2 from the U2 phase current detection value Iu2, which is the connection phase.
  • the control unit 400 estimates the A-phase current Idc1 and the B-phase current Idc2.
  • the control unit 400 includes a two-phase current estimation unit 50.
  • the sum of the three-phase currents Iu1 #, Iv1 #, and Iw1 # flowing through the phase windings 811, 812, and 813 of the first three-phase winding set 801 is theoretically zero. Therefore, as shown in the above equation (3.4), the difference between the sum of the three-phase phase current detection values Iu1, Iv1, and Iw1 and zero corresponds to the A-phase current value Idc1.
  • FIG. 12 shows the waveform of the U1 phase current detection value Iu1 on which the positive A phase current value Idc1 is superimposed at the start of energization of the two-phase stepping motor 700.
  • the two-phase current estimation unit 50 adds the U1 phase current detection value Iu1, the V1 phase current detection value Iv1, and the W1 phase current detection value Iw1 for the first system to calculate the A phase current estimation value Idc1_est. Similarly, the two-phase current estimation unit 50 adds the U2-phase current detection value Iu2, the V2-phase current detection value Iv2, and the W2-phase current detection value Iw2 for the second system to calculate the B-phase current estimation value Idc2_est. In this way, the control unit 400 estimates the sum of the three-phase current detection values in each system of the first circuit 68 as the current values Idc1 and Idc2 flowing in each phase of the two-phase stepping motor 700.
  • the two-phase current values Idc1 and Idc2 usually change to the same extent, and the offset voltage Vm1 * of each system, Vm2 * is a value that correlates with each other.
  • the offset voltages Vm1 * and Vm2 * of the two systems and the three-phase voltage after operation are used. Mediation by cooperative control or the like between the two systems may be performed so that the command value does not deviate by more than a predetermined value.
  • the two-phase current estimation unit 50 uses the sum of the three-phase phase current detection values, a method of obtaining the difference between the phase current detection value of the connected phase and the phase current command value, and a DC component by filtering.
  • the two-phase current values Idc1 and Idc2 may be estimated by using an extraction method or the like.
  • the two-phase motor is not limited to the stepping motor, and may be any motor having two-phase windings independent of each other. Further, the number of two-phase motors is not limited to one, and two or more may be provided. For example, when two two-phase motors are provided, two A-phase legs are added to the first system inverter 681 and two B-phase legs are added to the second system inverter 682 as the second circuit. That is, the A-phase and B-phase circuits in the second circuit are composed of "one for each two-phase motor" leg added to the first system inverter 681 and the second system inverter 682. To.
  • connection point side terminals of the A-phase windings of each two-phase motor are connected to the phase current paths of the same phase or different phases of the first three-phase winding set 801.
  • connection point side terminals of the B-phase windings of each two-phase motor are connected to the same-phase or different-phase phase current paths of the second-three-phase winding set 802.
  • the control unit 400 commonly controls the operation of the multi-phase motor and each of the two-phase motors.
  • the two-phase stepping motor may be used for a tilt actuator, a telescopic actuator, or the like in addition to the head-up display.
  • the position accuracy is improved as compared with the case of using a general DC motor, and the number of times of durable use is increased by brushless.
  • a brake hydraulic pump motor may be used in addition to the steering assist motor and the reaction force motor.
  • the present disclosure may be applied to motors other than those for automobiles.
  • the "multi-phase motor” is not limited to a three-phase motor, but may be a four-phase or higher-phase motor. In that case, the "sum of the current detection values of the three phases in each system" in the second embodiment is generalized to the "sum of the current detection values of all phases in each system".
  • the power supply relay and the reverse connection protection relay may not be provided in the two-system circuit configuration shown in FIG. Further, a three-phase motor relay or a two-phase motor relay may be added, or an LC filter circuit which is a miscellaneous protection element may be added to the input unit.
  • the two inverters 681 and 682 may be connected to individual power sources instead of being connected to a common power source Bt.
  • the controls and methods thereof described in the present disclosure are realized by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program. May be done.
  • the controls and methods thereof described in the present disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control unit and method thereof described in the present disclosure may be a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor composed of one or more hardware logic circuits. It may be realized by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may be stored in a computer-readable non-transitional tangible recording medium as an instruction executed by the computer.

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Abstract

モータ制御装置（１０）は、第１の回路（６８）と、第２の回路（６７）と、制御部（４００）とを備える。第１の回路（６８）は、二組の三相以上の多相巻線組（８０１、８０２）を有する多相モータ（８００）に通電する二系統の電力変換回路である。第２の回路（６７）は、第１の回路（６８）と同一の筐体（６００）内に設けられ、互いに独立した二相の巻線（７１４、７２４）を有する二相モータ（７００）に通電する電力変換回路である。制御部（４００）は、第１の回路（６８）及び第２の回路（６７）を操作し、多相モータ（８００）及び二相モータ（７００）の動作を共通に制御する。

Description

モータ制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２１年１月１３日に出願された特許出願番号２０２１－００３２１６号に基づくものであり、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、モータ制御装置に関する。
　従来、多相モータと直流モータとを駆動する回路を共用したモータ制御装置が知られている。例えば特許文献１に開示されたモータ制御装置は、一つの三相インバータ駆動回路により、三相交流モータと二つの直流モータとを駆動する。具体的にこのモータ制御装置は車両のステアリング装置に適用され、電動パワーステアリング（ＥＰＳ）用三相モータと、運転席周辺で使用される直流モータとを駆動する。三相モータ及び直流モータの電力変換器を共用することで、電力変換器の小型化を図っている。
特許第５６１４５８８号公報
　正確な位置決めが要求されるアクチュエータにおいて二相ステッピングモータモータが用いられる場合がある。例えば車両の運転席周辺では、二相ステッピングモータはヘッドアップディスプレイ等の作動に用いられる可能性がある。独立した回路で二相ステッピングモータを駆動する場合、各相にＨブリッジ回路を接続する必要があるためスイッチング素子数が多く必要となる。さらに専用のマイコンや雑防素子を設ける必要がある。ステッピングモータに限らず二相モータの駆動に関し、特許文献１には何ら言及されていない。
　本開示の目的は、多相モータと二相モータとを駆動する回路を共用したモータ制御装置を提供することにある。
　本開示のモータ制御装置は、第１の回路と、第２の回路と、制御部とを備える。第１の回路は、二組の三相以上の多相巻線組を有する多相モータに通電する二系統の電力変換回路である。第２の回路は、第１の回路と同一の筐体内に設けられ、互いに独立した二相の巻線を有する一台以上の二相モータに通電する電力変換回路である。
　制御部は、第１の回路及び第２の回路を操作し、多相モータ及び二相モータの動作を共通に制御する。よって本開示のモータ制御装置では、多相モータと二相モータとを駆動する回路が共用される。
　また本開示のモータ制御装置は、二相モータおよび多相モータに電圧を印加し、電流を通電する。二相モータは、例えば二相ステッピングモータである。
　直列接続された一組の高電位側及び低電位側スイッチング素子をレッグとする。さらに好ましくは、第２の回路における各相の回路は、第１の回路を構成する各系統のインバータに追加された、二相モータ一台につき一つのレッグにより構成されている。
　つまり制御部は、各系統のインバータの駆動と共に、追加されたレッグのスイッチング素子をオンオフすることで、二相モータを駆動することができる。これにより二相モータを駆動するためのスイッチング素子数を半減することができる。また、マイコンや雑防素子を多相モータ用の第１の回路と共用することで、二相モータの専用部品が不要となる。
　本開示についての上記目的及びその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、本実施形態のモータ制御装置が適用されるコラムタイプＥＰＳシステムの図であり、 図２は、本実施形態のモータ制御装置が適用されるラックタイプＥＰＳシステムの図であり、 図３は、本実施形態のモータ制御装置が適用されるＳＢＷシステムの図であり、 図４は、本実施形態による第１の回路及び第２の回路の構成図であり、 図５は、三相二重巻線回転機の構成を示す模式図であり、 図６は、第１実施形態の制御アルゴリズムを示すブロック図であり、 図７は、二相ステッピングモータ停止時の操作後三相電圧指令を示す波形図であり、 図８は、二相ステッピングモータ駆動時の操作後三相電圧指令を示す波形図であり、 図９は、第２実施形態の制御アルゴリズムを示すブロック図であり、 図１０は、第２実施形態による二相電流値の推定原理として、三相モータ第１系統の接続相の相電流にＡ相電流が重畳することを説明する回路図であり、 図１１は、第２実施形態による二相電流推定の構成を示す図であり、 図１２は、第２実施形態によるＡ相電流の推定を説明する波形図である。
　以下、本開示によるモータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。各実施形態のモータ制御装置は、車両の電動パワーステアリングシステム（以下「ＥＰＳシステム」）又はステアバイワイヤシステム（以下「ＳＢＷシステム」）に適用され、ＥＰＳ－ＥＣＵ又はＳＢＷ-ＥＣＵとして機能する。以下、ＥＰＳ－ＥＣＵ又はＳＢＷ－ＥＣＵをまとめて「ＥＣＵ」と表す。また、後述の各実施形態を包括して「本実施形態」という。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。
　［システム構成］
　最初に図１～図３を参照し、「モータ制御装置」としてのＥＣＵが適用されるシステムの構成について説明する。図１、図２には、操舵機構と転舵機構とが機械的に接続されたＥＰＳシステム９０１を示す。そのうち、図１にはコラムタイプ、図２にはラックタイプのＥＰＳシステム９０１を示す。区別する場合、コラムタイプのＥＰＳシステムの符号を９０１Ｃ、ラックタイプのＥＰＳシステムの符号を９０１Ｒと記す。図３には、操舵機構と転舵機構とが機械的に分離したＳＢＷシステム９０２を示す。図１～図３において車輪９９は片側のみを図示し、反対側の車輪の図示を省略する。
　ＥＰＳシステム９０１及びＳＢＷシステム９０２は共通に、「多相モータ」としての三相モータ８００、及び二相ステッピングモータ７００を備える。ＥＰＳシステム９０１における三相モータ８００は、ドライバの操舵をアシストする操舵アシストモータであり、ＳＢＷシステム９０２における三相モータ８００は、ドライバの操舵に対する反力を付与する反力モータである。二相ステッピングモータ７００は、例えばフロントガラスに情報を映し出すヘッドアップディスプレイを高精度に作動させるモータとして用いられる。
　図１、図２に示すように、ＥＰＳシステム９０１は、ステアリングホイール９１、ステアリングシャフト９２、インターミディエイトシャフト９５、ステアリングラック９７等を含む。ステアリングシャフト９２はステアリングコラム９３に内包されており、一端にステアリングホイール９１が接続され、他端にインターミディエイトシャフト９５が接続されている。二相ステッピングモータ７００は、例えばステアリングコラム９３の内部に設けられている。
　インターミディエイトシャフト９５のステアリングホイール９１と反対側の端部には、ラックアンドピニオン機構により回転を往復運動に変換して伝達するステアリングラック９７が設けられている。ステアリングラック９７が往復すると、タイロッド９８及びナックルアーム９８５を介して車輪９９が転舵される。また、インターミディエイトシャフト９５の途中にはユニバーサルジョイント９６１、９６２が設けられている。
　図１に示すコラムタイプのＥＰＳシステム９０１Ｃでは、三相モータ８００はステアリングコラム９３に配置される。三相モータ８００の出力トルクは、ステアリングシャフト９２に伝達される。トルクセンサ９４は、ステアリングシャフト９２の途中に設けられ、トーションバーの捩れ変位に基づきトルクを検出し、トルクセンサ値Ｔ＿ｓｎｓを出力する。
　図２に示すラックタイプのＥＰＳシステム９０１Ｒでは、三相モータ８００はステアリングラック９７に配置される。三相モータ８００の出力トルクによりステアリングラック９７の往復運動がアシストされる。トルクセンサ９４は、ステアリングラック９７に伝達されるトルクを検出し、トルクセンサ値Ｔ＿ｓｎｓを出力する。
　ＥＣＵ１０は、車両スイッチ１１のＯＮ／ＯＦＦ信号等により起動する。なお、車両スイッチ１１は、エンジン車、ハイブリッド車、電気自動車のイグニッションスイッチやプッシュスイッチに相当する。ＥＣＵ１０への各信号は、ＣＡＮやシリアル通信等を用いて通信されるか、アナログ電圧信号で送られる。また本実施形態では、ヘッドアップディスプレイの作動スイッチが車両スイッチ１１に含まれると考えてもよい。
　続いて図３に示すように、操舵機構と転舵機構とが機械的に分離されたＳＢＷシステム９０２では、ＥＰＳシステム９０１に対し、インターミディエイトシャフト９５が存在しない。ドライバの操舵トルクあるいはステアリングホイール９１の角度などのドライバ入力情報が、ＥＣＵ１０を経由して電気的に転舵モータ８９０に伝達される。転舵モータ８９０の回転は、ステアリングラック９７の往復運動に変換され、タイロッド９８及びナックルアーム９８５を介して車輪９９が転舵される。なお、図３には図示を省略するが、ドライバのステアリングホイール入力に対して転舵モータ８９０を駆動する転舵モータＥＣＵが存在する。
　また、ＳＢＷシステム９０２では、ドライバは操舵に対する反力を直接感知することができない。そこで、ＥＣＵ１０は、反力モータである三相モータ８００の駆動を制御し、操舵に対する反力を付与するようにステアリングホイール９１を回転させ、ドライバに適切な操舵フィーリングを与える。以下、ＥＣＵ１０の説明において、ＥＰＳシステム９０１とＳＢＷシステム９０２との違いは無い。
　制御部４００は、二組の三相巻線組を有する三相モータ８００、及び二相ステッピングモータ７００に電圧を印加し、電流を通電する。以下、三相モータ８００において三相巻線組と当該巻線組に対応する三相インバータとを含む単位を「系統」という。第１の回路６８は、三相モータ８００に通電する電力変換回路であり、二系統の三相インバータ６８１、６８２を含む。第２の回路６７は、二相ステッピングモータ７００に通電する電力変換回路であり、Ａ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２を含む。以下、「レッグ」とは、直列接続された一組の高電位側及び低電位側スイッチング素子を意味する。
　制御部４００は、マイコン、駆動回路等で構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備え、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
　制御部４００は、第１の回路６８及び第２の回路６７を操作し、三相モータ８００及び二相ステッピングモータ７００の動作を共通に制御する。制御部４００は、トルクセンサ９４が検出したトルクセンサ値Ｔ＿ｓｎｓや車速センサ１４が検出した車速Ｖに基づいて第１の回路６８を操作し、三相モータ８００の動作を制御する。また制御部４００は、第２の回路６７を操作し、二相ステッピングモータ７００の動作を制御する。
　［第１の回路及び第２の回路の構成］
　続いて図４を参照し、第１の回路６８及び第２の回路６７の構成について説明する。第１の回路６８及び第２の回路６７は、制御部４００と共に同一の筐体６００内に設けられている。これにより、ＥＣＵ１０を小型化し、ハーネスやコネクタ等の配線部品を減らすことができる。また、第２の回路６７におけるＡ相及びＢ相の各相の回路は、第１の回路６８を構成する各系統のインバータ６８１、６８２に追加された一つのレッグ６７１、６７２により構成される。
　第１の回路６８の駆動対象である三相モータ８００は二組の三相巻線組８０１、８０２を有する。第１系統の三相巻線組８０１は、Ｕ１相、Ｖ１相、Ｗ１相の巻線８１１、８１２、８１３が中性点Ｎ１で接続されて構成されている。第１系統の三相巻線組８０１の各相の巻線８１１、８１２、８１３には、第１系統の三相インバータ６８１から電圧が印加される。
　第２系統の三相巻線組８０２は、Ｕ２相、Ｖ２相、Ｗ２相の巻線８２１、８２２、８２３が中性点Ｎ２で接続されて構成されている。第２系統の三相巻線組８０２の各相の巻線８２１、８２２、８２３には、第２系統の三相インバータ６８２から電圧が印加される。以下、「第１系統の三相巻線組８０１」及び「第２系統の三相巻線組８０２」を省略して「第１三相巻線組８０１」及び「第２三相巻線組８０２」とも記す。
　図５に示すように、二系統構成の三相モータ８００は、二組の三相巻線組８０１、８０２が同軸に設けられた二重巻線回転機をなしている。二組の三相巻線組８０１、８０２は電気的特性が同等であり、例えば共通のステータに、互いに電気角３０［ｄｅｇ］ずらして配置されている。その場合、第１系統及び第２系統の各相に発生する逆起電圧は、電圧振幅Ａ、回転数ω、位相θに基づき、例えば式（１．１）～（１．３）、（２．１ａ）～（２．３ａ）により表される。後述の箇所では、位相θは電気角θとも言い換えられる。
　　Ｅｕ１＝－Ａωｓｉｎθ　　　　　　　・・・（１．１）
　　Ｅｖ１＝－Ａωｓｉｎ（θ－１２０）　・・・（１．２）
　　Ｅｗ１＝－Ａωｓｉｎ（θ＋１２０）　・・・（１．３）
　　Ｅｕ２＝－Ａωｓｉｎ（θ＋３０）　　・・・（２．１ａ）
　　Ｅｖ２＝－Ａωｓｉｎ（θ－９０）　　・・・（２．２ａ）
　　Ｅｗ２＝－Ａωｓｉｎ（θ＋１５０）　・・・（２．３ａ）
　なお、二系統の位相関係を逆にした場合、例えばＵ２相の位相（θ＋３０）は（θ－３０）となる。その場合、第２系統の各相に発生する逆起電圧は、式（２．１ａ）～（２．３ａ）に代えて式（２．１ｂ）～（２．３ｂ）で表される。さらに、３０［ｄｅｇ］と等価な位相差は、一般化して（３０±６０×ｋ）［ｄｅｇ］（ｋは整数）と表される。或いは第２系統が第１系統と同位相に配置されてもよい。
　　Ｅｕ２＝－Ａωｓｉｎ（θ－３０）　　・・・（２．１ｂ）
　　Ｅｖ２＝－Ａωｓｉｎ（θ＋９０）　　・・・（２．２ｂ）
　　Ｅｗ２＝－Ａωｓｉｎ（θ－１５０）　・・・（２．３ｂ）
　図４には、第２の回路６７の駆動対象である二相ステッピングモータ７００が一台の場合の構成を示す。二相ステッピングモータ７００は、互いに独立したＡ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４の二相の巻線を有する。Ａ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４に電圧パルスが交互に印加されて直流電流が通電され、それに応じてロータが一定角度ずつ回転する。
　Ａ相巻線７１４に通電される直流電流をＡ相電流Ｉｄｃ１と記し、Ｂ相巻線７２４に通電される直流電流をＢ相電流Ｉｄｃ２と記す。また、Ａ相巻線７１４の両端子Ｔｊ１、Ｔｍ１間の電圧をＶｘ１と記し、Ｂ相巻線７２４の両端子Ｔｊ２、Ｔｍ２間の電圧をＶｘ２と記す。
　第１の回路６８は、二系統の三相インバータ６８１、６８２により構成される。第１系統インバータ６８１は、第１三相巻線組８０１のＵ１相、Ｖ１相、Ｗ１相の巻線８１１、８１２、８１３に接続されている。第２系統インバータ６８２は、第２三相巻線組８０２のＵ２相、Ｖ２相、Ｗ２相の巻線８２１、８２２、８２３に接続されている。第２系統の構成要素の符号及び電流の記号は、第１系統の構成要素の符号及び電流の記号の「１」を「２」に置き換えて表される。
　第１系統インバータ６８１及び第２系統インバータ６８２は、電源Ｂｔに対して並列に接続されている。各系統のインバータ６８１、６８２は、高電位線Ｌｐを介して電源Ｂｔの正極と接続され、低電位線Ｌｇを介して電源Ｂｔの負極と接続されている。電源Ｂｔは、例えば基準電圧１２［Ｖ］のバッテリである。電源Ｂｔから第１系統インバータ６８１に入力される直流電圧を入力電圧Ｖｒ１と記し、第２系統インバータ６８２に入力される直流電圧を入力電圧Ｖｒ２と記す。
　以下、代表として第１系統の構成について説明する。第２系統の構成については、第１系統の説明が援用される。インバータ６８１の電源Ｂｔ側には高電位線Ｌｐと低電位線Ｌｇとの間にコンデンサＣ１が設けられている。電源ＢｔとコンデンサＣ１との間の電流経路において、電源Ｂｔ側に電源リレーＰ１ｒ、コンデンサＣ１側に逆接保護リレーＰ１Ｒが直列接続されている。
　電源リレーＰ１ｒ及び逆接保護リレーＰ１Ｒは、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子もしくは機械式リレー等により構成され、オフ時に電源Ｂｔからインバータ６８１への通電を遮断可能である。電源リレーＰ１ｒは、電源Ｂｔの電極が正規の向きに接続されたときに流れる方向の電流を遮断する。逆接保護リレーＰ１Ｒは、電源Ｂｔの電極が正規の向きとは逆向きに接続されたときに流れる方向の電流を遮断する。
　インバータ６８１は、ブリッジ接続された高電位側及び低電位側の複数のインバータスイッチング素子ＩＵ１Ｈ、ＩＵ１Ｌ、ＩＶ１Ｈ、ＩＶ１Ｌ、ＩＷ１Ｈ、ＩＷ１Ｌの動作により電源Ｂｔの直流電力を三相交流電力に変換し、第１三相巻線組８０１に通電する。詳しくは、インバータスイッチング素子ＩＵ１Ｈ、ＩＶ１Ｈ、ＩＷ１Ｈは、それぞれＵ１相、Ｖ１相、Ｗ１相の高電位側に設けられる上アーム素子であり、インバータスイッチング素子ＩＵ１Ｌ、ＩＶ１Ｌ、ＩＷ１Ｌは、それぞれＵ１相、Ｖ１相、Ｗ１相の低電位側に設けられる下アーム素子である。以下、同相の上アーム素子と下アーム素子とをまとめて、インバータ各相レッグの符号を「ＩＵ１Ｈ／Ｌ、ＩＶ１Ｈ／Ｌ、ＩＷ１Ｈ／Ｌ」と記す。
　インバータ６８１の各相の下アーム素子ＩＵ１Ｌ、ＩＶ１Ｌ、ＩＷ１Ｌと低電位線Ｌｇとの間には、各相を流れる相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する電流センサＳＡＵ１、ＳＡＶ１、ＳＡＷ１が設置されている。電流センサＳＡＵ１、ＳＡＶ１、ＳＡＷ１は、例えばシャント抵抗で構成される。
　第２の回路６７は、Ａ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２により構成される。Ａ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２は、第１の回路６８における第１系統インバータ６８１及び第２系統インバータ６８２にそれぞれ接続されている。具体的には、Ａ相レッグ６７１は、第１系統インバータ６８１に追加された一組の高電位側スイッチング素子ＭＵ１Ｈ及び低電位側スイッチング素子ＭＵ１Ｌにより構成される。Ｂ相レッグ６７２は、第２系統インバータ６８２に追加された一組の高電位側スイッチング素子ＭＵ２Ｈ及び低電位側スイッチング素子ＭＵ２Ｌにより構成される。
　インバータ６８１、６８２に「レッグが追加される」とは、インバータ６８１、６８２と共通の高電位線Ｌｐと低電位線Ｌｇとの間に、一組の高電位側及び低電位側スイッチング素子が接続されることを意味する。インバータ６８１、６８２に追加されたＡ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２を「追加レッグ」ともいう。Ａ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２における高電位側及び低電位側スイッチング素子をまとめて、追加レッグの符号を「ＭＵ１Ｈ／Ｌ、ＭＵ２Ｈ／Ｌ」と記す。また、追加レッグにおける高電位側及び低電位側スイッチング素子の間の点を「レッグ中点Ｍ１、Ｍ２」と記す。
　各系統インバータ６８１、６８２のスイッチング素子ＩＵ１Ｈ／Ｌ、ＩＶ１Ｈ／Ｌ、ＩＷ１Ｈ／Ｌ、ＩＵ２Ｈ／Ｌ、ＩＶ２Ｈ／Ｌ、ＩＷ２Ｈ／Ｌ、及び、追加レッグのスイッチング素子ＭＵ１Ｈ／Ｌ、ＭＵ２Ｈ／Ｌは、例えばＭＯＳＦＥＴである。その他、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等であってもよい。ここで、二相ステッピングモータ７００に通電される電流は、三相モータ８００に流れる相電流よりも小さい。そのため、追加レッグには、インバータスイッチング素子よりも電流容量が小さいスイッチング素子が使用されてもよい。
　第１三相巻線組８０１のＵ１相電流経路の分岐点Ｊｕ１には、Ａ相巻線７１４の一方の端子である分岐点側端子Ｔｊ１が接続されている。Ａ相巻線７１４の他方の端子であるレッグ側端子Ｔｍ１は、Ａ相レッグ６７１のレッグ中点Ｍ１に接続されている。同様に、第２三相巻線組８０２のＵ２相電流経路の分岐点Ｊｕ２には、Ｂ相巻線７２４の一方の端子である分岐点側端子Ｔｊ２が接続されている。Ｂ相巻線７２４の他方の端子であるレッグ側端子Ｔｍ２は、Ｂ相レッグ６７２のレッグ中点Ｍ２に接続されている。
　三相モータ８００の各系統の三相巻線組８０１、８０２においてＡ相巻線７１４、Ｂ相巻線７２４が接続された相を「接続相」と定義する。例えば追加レッグのスイッチング素子の符号「ＭＵ１Ｈ／Ｌ」の「Ｕ１」は、第１系統の接続相であるＵ１相を意味する。図４の構成例では第１系統のＵ１相及び第２系統のＵ２相が接続相であるが、各系統のどの相が接続相であってもよい。
　続いて、三相巻線組８０１、８０２及び二相巻線７１４、７２４に流れる電流の関係について、第１三相巻線組８０１及びＡ相巻線７１４を代表として説明する。インバータ６８１に流れる相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１に対し、三相巻線組８０１に通電される相電流をＩｕ１＃、Ｉｖ１＃、Ｉｗ１＃と記す。図４の例では接続相であるＵ１相電流経路の分岐点Ｊｕ１において相電流Ｉｕ１の一部がＡ相電流Ｉｄｃ１として分かれる。
　分岐点Ｊｕ１のインバータ６８１側に流れるインバータ相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１と、分岐点Ｊｕ１の三相巻線組８０１側に通電されるモータ相電流Ｉｕ１＃、Ｉｖ１＃、Ｉｗ１＃との関係は、式（３．１）～（３．４）により表される。式（３．４）の関係は、第２実施形態によるＡ相電流Ｉｄｃ１の推定に利用される。
　　Ｉｕ１＃＝－Ｉｖ１－Ｉｗ１　・・・（３．１）
　　Ｉｖ１＃＝Ｉｖ１　・・・（３．２）
　　Ｉｗ１＃＝Ｉｗ１　・・・（３．３）
　　Ｉｄｃ１＝Ｉｕ１－Ｉｕ＃１＝Ｉｕ１＋Ｉｖ１＋Ｉｗ１　・・・（３．４）
　Ａ相巻線７１４において、分岐点側端子Ｔｊ１からレッグ側端子Ｔｍ１に向かう電流Ｉｄｃ１の方向を正方向とし、レッグ側端子Ｔｍ１から分岐点側端子Ｔｊ１に向かう電流Ｉｄｃ１の方向を負方向とする。端子間電圧Ｖｘ１の符号は、分岐点側端子Ｔｊ１の電圧がレッグ側端子Ｔｍ１の電圧より高いときを正とする。Ｂ相巻線７２４についても同様とする。
　制御部４００は、各系統の電流センサＳＡＵ１、ＳＡＶ１、ＳＡＷ１、ＳＡＵ２、ＳＡＶ２、ＳＡＷ２が検出した相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２、及び、三相モータ８００の電気角θに基づき、三相モータ８００の動作を制御する。また制御部４００は、三相モータ８００の三相電圧指令値の中心電圧を操作しながら、各系統のインバータ６８１、６８２にゲート信号を出力する。それと同時に制御部４００は、Ａ相レッグ６７１のスイッチング素子ＭＵ１Ｈ／Ｌ及びＢ相レッグ６７２のスイッチング素子ＭＵ２Ｈ／Ｌのそれぞれ一方をＯＮし、他方をＯＦＦするように二相モータ駆動指令を出力する。
　例えばＡ相巻線７１４の正方向に通電するとき、制御部４００は、Ａ相レッグ６７１の低電位側スイッチング素子ＭＵ１ＬをＯＮし、高電位側スイッチング素子ＭＵ１ＨをＯＦＦすると共に、分岐点Ｊｕ１の電圧をレッグ中点Ｍ１の電圧よりも高く設定して、端子間電圧Ｖｘ１を正の値に調整する。また、Ａ相巻線７１４の負方向に通電するとき、制御部４００は、Ａ相レッグ６７１の高電位側スイッチング素子ＭＵ１ＨをＯＮし、低電位側スイッチング素子ＭＵ１ＬをＯＦＦすると共に、分岐点Ｊｕ１の電圧をレッグ中点Ｍ１の電圧よりも低く設定して、端子間電圧Ｖｘ１を負の値に調整する。
　制御部４００は、Ａ相及びＢ相の端子間電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２を逐次調整し、Ａ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４に電圧パルスをオーバーラップさせつつ交互に印加することで、二相ステッピングモータ７００を一定角度ずつ回転させる。各相に印加された電圧パルス数のカウントに基づき、ロータ回転角が精度良く算出される。また、二相ステッピングモータ７００はブラシレスであり、ブラシの消耗が無いため、ブラシ付きＤＣモータに比べ耐久使用回数が増加する。
　独立した回路で一台の二相ステッピングモータ７００を駆動する従来技術では、各相にＨブリッジ回路を接続するため、計四つのレッグが必要となる。それに対し本実施形態では、計二つの追加レッグ６７１、６７２で一台の二相ステッピングモータ７００を駆動することができるため、スイッチング素子数を半減することができる。また、マイコンや雑防素子を三相モータ８００用の第１の回路６８と共用することで、二相ステッピングモータ７００の専用部品が不要となる。
　［モータ駆動制御構成］
　次に、制御部４００が三相モータ８００及び二相ステッピングモータ７００を駆動する制御構成について二通りの実施形態を説明する。第１実施形態では、制御部４００は、二相ステッピングモータ７００の二相巻線７１４、７２４に流れる電流をフィードフォワード的に制御する。第２実施形態では、制御部４００は、二相巻線７１４、７２４に実際に流れる電流に基づいて、二相巻線７１４、７２４の端子間電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２を操作し、電流を制御する。すなわち、二相ステッピングモータ７００の電流によるフィードバック制御を行う。
　（第１実施形態）
　図６～図８を参照し、第１実施形態によるモータ駆動制御構成について説明する。図６に第１実施形態の制御アルゴリズムを示す。図６の上側には第１系統のゲート信号を出力するブロックを示し、図６の下側には第２系統のゲート信号を出力するブロックを示す。両系統のブロックの符号について、「４８１、４８２」及び「４９１、４９２」は系統毎の符号を付す。その他のブロックについては系統毎の符号の区別を省略し、共通の符号を付す。電流又は電圧の記号について、末尾の「１」は第１系統、「２」は第２系統の値を示す。以下の説明中では、代表として第１系統の電流、電圧の記号を記載する。
　制御部４００は、系統毎に、ｑ軸電流偏差算出器４３、ｑ軸電流制御器４４、ｄ軸電流偏差算出器４５、ｄ軸電流制御器４６、ｄｑ／三相変換部４７、中性点電圧操作部４８１、４８２及びＰＷＭ変調器４９１、４９２を備える。
　ｑ軸電流偏差算出器４３は、ｑ軸電流指令Ｉｑ１*と、フィードバックされたｑ軸電流Ｉｑ１とのｑ軸電流偏差ΔＩｑ１を算出する。ｑ軸電流制御器４４は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑ１を０に近づけるように、言い換えればｑ軸電流Ｉｑ１がｑ軸電流指令Ｉｑ１*に追従するようにｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を演算する。なお、ｑ軸電流指令Ｉｑ１*は、トルク制御、位置制御、速度制御、電流制御、電圧制御等により演算される。また、必要に応じて電流制限値以下に制限されてもよい。
　ｄ軸電流偏差算出器４５は、ｄ軸電流指令Ｉｄ１*と、フィードバックされたｄ軸電流Ｉｄ１とのｄ軸電流偏差ΔＩｄ１を算出する。ｄ軸電流制御器４６は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ１を０に近づけるように、言い換えればｄ軸電流Ｉｄ１がｄ軸電流指令Ｉｄ１*に追従するようにｄ軸電圧指令Ｖｄ１*を演算する。
　ｄｑ／三相変換部４７は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ１*、Ｖｄ１*を三相電圧指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*に座標変換する。なお、座標変換演算のためｄｑ／三相変換部４７に入力される電気角θの信号図示を省略する。ｄｑ／三相変換部４７が出力する三相電圧指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*の中心電圧は０［Ｖ］である。
　第１系統の中心電圧操作部４８１は、オフセット電圧Ｖｍ１*を用いて三相電圧指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*の中心電圧を操作する。言い換えれば、三相巻線組８０１の中性点Ｎ１の電圧がシフトされる。図７に、三相モータ８００のみを駆動し二相ステッピングモータ７００を停止している時の操作後三相電圧指令Ｖｕ１*＃、Ｖｖ１*＃、Ｖｗ１*＃の波形を示す。横軸は電気角θの一周期を表す。例えば入力電圧Ｖｒ１が１２［Ｖ］の場合、中心電圧は６［Ｖ］にオフセットされる。
　図８に、三相モータ８００を駆動しながら二相ステッピングモータ７００を駆動する時の操作後三相電圧指令Ｖｕ１*＃、Ｖｖ１*＃、Ｖｗ１*＃の波形を示す。図８の上側にはＡ相巻線７１４の正方向に通電するときの波形を示し、図８の下側にはＡ相巻線７１４の負方向に通電するときの波形を示す。これらの波形図は、一式の関連図として扱われる。図８における太実線矢印は、Ａ相巻線７１４への印加電圧を表す。
　Ａ相巻線７１４の正方向に通電するとき、制御部４００は、Ａ相レッグ６７１の低電位側スイッチング素子ＭＵ１ＬをＯＮする。また制御部４００は、接続相であるＵ１相の操作後電圧指令Ｖｕ１*＃が１２［Ｖ］に近い電圧ＶＨ（例えば１０［Ｖ］）で一定となるようにオフセット電圧Ｖｍ１*を演算する。これにより、上向きの太実線矢印で示すように、Ａ相巻線７１４に正電圧が印加される。なお、Ｖ１相及びＷ１相の操作後電圧指令Ｖｖ１*＃、Ｖｗ１*＃の正弦波振幅は操作前の振幅の√３倍（すなわち線間電圧の振幅）になる。
　Ａ相巻線７１４の負方向に通電するとき、制御部４００は、Ａ相レッグ６７１の高電位側スイッチング素子ＭＵ１ＨをＯＮする。また制御部４００は、接続相であるＵ１相の操作後電圧指令Ｖｕ１*＃が０［Ｖ］に近い電圧ＶＬ（例えば２［Ｖ］）で一定となるようにオフセット電圧Ｖｍ１*を演算する。これにより、下向きの太実線矢印で示すように、Ａ相巻線７１４に負電圧が印加される。
　第１系統のＰＷＭ変調器４９１は、中心電圧操作後の三相電圧指令をＰＷＭ変調し、ゲート信号を生成する。第１系統のＰＷＭ変調器４９１が出力したゲート信号は、第１系統インバータ６８１のスイッチング素子ＩＵ１Ｈ／Ｌ、ＩＶ１Ｈ／Ｌ、ＩＷ１Ｈ／Ｌの各ゲートに入力される。
　第２系統についても同様の制御が行われ、中心電圧操作部４８２で演算されるオフセット電圧Ｖｍ２*により、Ｂ相端子間電圧Ｖｘ２が正電圧又は負電圧に操作される。第２系統のＰＷＭ変調器４９２が出力したゲート信号は、第２系統インバータ６８２のスイッチング素子ＩＵ２Ｈ／Ｌ、ＩＶ２Ｈ／Ｌ、ＩＷ２Ｈ／Ｌの各ゲートに入力される。
　各系統のＰＷＭ変調器４９１、４９２が所定の電気角位相をずらしてゲート信号を出力することで、二相ステッピングモータ７００のＡ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４に電圧パルスが交互に印加される。二相ステッピングモータ７００の負荷が変動せず、動作環境が安定している前提では、Ａ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４に理論通りの電流が流れると推定される。このように第１実施形態では、二相巻線７１４、７２４に流れる電流がフィードフォワード的に制御される。
　（第２実施形態）
　図９～図１２を参照し、第２実施形態によるモータ駆動制御構成について説明する。図９に第２実施形態の制御アルゴリズムを示す。図９には、図６に示す第１実施形態の制御アルゴリズムに加え、中心電圧操作部４８１、４８２において三相電圧指令値の中心電圧を操作するオフセット電圧Ｖｍ１*、Ｖｍ２*の演算が追加された構成を示す。第２実施形態の制御部４００は、Ａ相レッグ６７１及びＢ相レッグ６７２の高電位側又は低電位側スイッチング素子のうちいずれか一方をＯＮし、且つ、三相モータ８００の相電圧指令値の中心電圧についてのオフセット量を調整することにより、二相ステッピングモータ７００の各相巻線７１４、７２４に印加する端子間電圧Ｖｘ１、Ｖｘ２を決定する。
　制御部４００は、図６の構成に加え、Ａ相電流偏差算出器５５１、Ａ相電流制御器５６１、Ｂ相電流偏差算出器５５２、及びＢ相電流制御器５６２を備える。代表としてＡ相について説明する。Ａ相電流偏差算出器５５１は、Ａ相電流指令値Ｉｄｃ１*とフィードバックされたＡ相電流値Ｉｄｃ１とのＡ相電流偏差ΔＩｄｃ１を算出する。以下、文脈により「Ａ相電流」と「Ａ相電流値」のように「値」の有無が併存する場合がある。基本的には「電流値」は「値」であることを強調した語であるが、厳密に区別するものではない。
　Ａ相電流制御器５６１は、Ａ相電流偏差ΔＩｄｃ１を０に近づけるように、言い換えればＡ相電流Ｉｄｃ１がＡ相電流指令Ｉｄｃ１*に追従するように第１系統のオフセット電圧Ｖｍ１*を演算し、相電圧指令値Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*の中心電圧を操作する。上述の通り、Ａ相レッグ６７１のスイッチング素子ＭＵ１Ｈ／ＬのＯＮ／ＯＦＦに合わせて中心電圧が操作されることで、Ａ相端子間電圧Ｖｘ１が変化する。そして、Ａ相端子間電圧Ｖｘ１に伴ってＡ相電流値Ｉｄｃ１が変化する。変化後のＡ相電流値Ｉｄｃ１は、Ａ相電流偏差算出器５５１にフィードバックされる。
　このように制御部４００は、各系統の三相巻線組８０１、８０２の相電圧指令値の中心電圧を操作量とするフィードバック制御によりＡ相電流値Ｉｄｃ１及びＢ相電流値Ｉｄｃ２を制御する。この制御は、三相モータ８００の制御と同様に、二相ステッピングモータ７００のトルクを正確に制御しようとする思想によるものである。
　ここで、フィードバックされる二相の電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２は、検出値でもよく推定値でもよい。つまり制御部４００は、二相モータの各相に流れる電流の検出値又は推定値に基づいて、各系統の三相巻線組８０１、８０２に電圧を印加する。二相の電流検出値を用いる構成では、例えばＡ相巻線７１４及びＢ相巻線７２４の各電流経路に電流センサが設けられる。この構成では制御部４００が電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２の推定演算をしないため、演算負荷が低減する。一方、制御部４００が電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を推定する構成では、二相電流用の電流センサが不要となるため、搭載スペースや部品コスト低減の点で有利となる。
　図１０を参照し、Ａ相電流値Ｉｄｃ１の推定原理について説明する。第１系統インバータ６８１のＤｕｔｙ動作により、Ｖ１相又はＷ１相から中性点Ｎ１を経由して、Ｕ１相電流Ｉｕ１＃は、太実線矢印の経路で低電位線Ｌｇに流れる。また、Ａ相レッグ６７１の高電位側スイッチング素子ＭＵ１ＨがＯＮし、低電位側スイッチング素子ＭＵ１ＬがＯＦＦしたとき、Ａ相電流Ｉｄｃ１は太破線矢印の経路で流れる。
　したがって、電流センサＳＡＵ１には、Ｕ１相電流Ｉｕ１＃にＡ相電流Ｉｄｃ１が重畳した電流Ｉｕ１が流れる。つまり、Ｕ１相電流Ｉｕ１＃にＡ相電流Ｉｄｃ１が重畳した値が、電流センサＳＡＵ１によりＵ１相電流検出値Ｉｕ１として検出される。そこで制御部４００は、接続相であるＵ１相電流検出値Ｉｕ１からＡ相電流Ｉｄｃ１を抽出することで、Ａ相電流Ｉｄｃ１を推定する。同様に制御部４００は、接続相であるＵ２相電流検出値Ｉｕ２からＢ相電流Ｉｄｃ２を抽出することで、Ｂ相電流Ｉｄｃ２を推定する。
　続いて図１１、図１２を参照し、制御部４００がＡ相電流Ｉｄｃ１及びＢ相電流Ｉｄｃ２を推定する具体的な構成について説明する。図１１に示すように、制御部４００は二相電流推定部５０を含む。例えば第１三相巻線組８０１の各相巻線８１１、８１２、８１３に流れる三相電流Ｉｕ１＃、Ｉｖ１＃、Ｉｗ１＃の和は理論的にゼロである。そのため、上述の式（３．４）の通り、三相の相電流検出値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の和とゼロとの差分がＡ相電流値Ｉｄｃ１に相当する。
　図１２に、二相ステッピングモータ７００の通電開始時に正のＡ相電流値Ｉｄｃ１が重畳したＵ１相電流検出値Ｉｕ１の波形を示す。時刻ｔｓに通電を開始すると、突入電流によりＡ相電流値Ｉｄｃ１が増加し、時刻ｔｐにピークに達する。時刻ｔｐ後、Ａ相電流値Ｉｄｃ１は漸減する。
　そこで二相電流推定部５０は、第１系統についてＵ１相電流検出値Ｉｕ１、Ｖ１相電流検出値Ｉｖ１及びＷ１相電流検出値Ｉｗ１を加算し、Ａ相電流推定値Ｉｄｃ１＿ｅｓｔを算出する。同様に二相電流推定部５０は、第２系統についてＵ２相電流検出値Ｉｕ２、Ｖ２相電流検出値Ｉｖ２及びＷ２相電流検出値Ｉｗ２を加算し、Ｂ相電流推定値Ｉｄｃ２＿ｅｓｔを算出する。このように制御部４００は、第１の回路６８の各系統における三相の電流検出値の和を、二相ステッピングモータ７００の各相に流れる電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２として推定する。
　なお、二相ステッピングモータ７００の負荷が変動した場合や周囲温度等の動作環境が変化した場合、通常は二相の電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２が同程度に変化し、各系統のオフセット電圧Ｖｍ１*、Ｖｍ２*は互いに相関する値となる。ただし、Ａ相巻線７１４とＢ相巻線７２４との特性ばらつき等により二相の電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２が相違する場合でも、二系統のオフセット電圧Ｖｍ１*、Ｖｍ２*や操作後の三相電圧指令値が所定値以上乖離しないように、二系統間での協調制御等による調停を実施してもよい。
　また、二相電流推定部５０は、三相の相電流検出値の和を用いる他に、接続相の相電流検出値と相電流指令値との差分を求める方法や、フィルタ処理により直流成分を抽出する方法等を用いて、二相の電流値Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を推定してもよい。
　（その他の実施形態）
　（ａ）二相モータは、ステッピングモータに限らず、互いに独立した二相の巻線を有するモータであればよい。また、二相モータは一台に限らず、二台以上設けられてもよい。例えば二台の二相モータが設けられる場合、第２の回路として、第１系統インバータ６８１に二つのＡ相レッグが追加され、第２系統インバータ６８２に二つのＢ相レッグが追加される。つまり、第２の回路におけるＡ相及びＢ相の各相の回路は、第１系統インバータ６８１及び第２系統インバータ６８２に追加された、「二相モータ一台につき一つ」のレッグにより構成される。
　さらに各二相モータのＡ相巻線の接続点側端子は、第１三相巻線組８０１の同じ相又は異なる相の相電流経路に接続される。各二相モータのＢ相巻線の接続点側端子は、第２三相巻線組８０２の同じ相又は異なる相の相電流経路に接続される。制御部４００は、多相モータ及び各二相モータの動作を共通に制御する。
　（ｂ）本開示が車両のＥＰＳシステムやＳＢＷシステムに適用される例において、二相ステッピングモータは、ヘッドアップディスプレイ以外にチルトアクチュエータやテレスコピックアクチュエータ等に用いられてもよい。二相ステッピングモータを用いることで、一般のＤＣモータを用いる場合に比べて位置精度が向上し、ブラシレスにより耐久使用回数が増加する。また、多相モータは、操舵アシストモータや反力モータ以外にブレーキの油圧ポンプ用モータが用いられてもよい。さらに、本開示は車載用以外のモータに適用されてもよい。
　（ｃ）「多相モータ」は三相モータに限らず、四相以上のモータであってもよい。その場合、第２実施形態における「各系統における三相の電流検出値の和」は、「各系統における全相の電流検出値の和」に一般化される。
　（ｄ）図４に示す二系統の回路構成において電源リレーや逆接保護リレーが設けられなくてもよい。また、三相モータリレーや二相モータリレーが追加されたり、入力部に雑防素子素子であるＬＣフィルタ回路が追加されたりしてもよい。二系統のインバータ６８１、６８２が共通の電源Ｂｔに接続されるのでなく、個別の電源に接続されてもよい。
　本開示はこのような実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。
　本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は実施形態に準拠して記述された。しかしながら、本開示は当該実施形態および構造に限定されるものではない。本開示は、様々な変形例および均等の範囲内の変形をも包含する。また、様々な組み合わせおよび形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせおよび形態も本開示の範疇および思想範囲に入るものである。

Claims (8)

  1. 　二組の三相以上の多相巻線組（８０１、８０２）を有する多相モータ（８００）に通電する二系統の電力変換回路である第１の回路（６８）と、
    　前記第１の回路と同一の筐体（６００）内に設けられ、互いに独立した二相の巻線（７１４、７２４）を有する一台以上の二相モータ（７００）に通電する電力変換回路である第２の回路（６７）と、
    　前記第１の回路及び前記第２の回路を操作し、前記多相モータ及び前記二相モータの動作を共通に制御する制御部（４００）と、
    　を備えるモータ制御装置。
  2. 　前記二相モータおよび前記多相モータに電圧を印加し、電流を通電する請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記第２の回路における二相の回路は、前記第１の回路における各系統の回路にそれぞれ接続されている請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　直列接続された一組の高電位側及び低電位側スイッチング素子をレッグとすると、
    　前記第２の回路における各相の回路は、前記第１の回路を構成する各系統のインバータに追加された、前記二相モータ一台につき一つのレッグにより構成され、
    　前記二相モータの各相巻線の一方の端子が対応する系統の前記多相巻線組における一相の相電流経路に接続されており、前記二相モータの各相巻線の他方の端子が前記第２の回路を構成するレッグにおける高電位側及び低電位側スイッチング素子の間に接続されている請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記制御部は、
    　前記第２の回路を構成するレッグの高電位側又は低電位側スイッチング素子のうちいずれか一方をＯＮし、且つ、前記多相モータの相電圧指令値の中心電圧についてのオフセット量を調整することにより、前記二相モータの各相巻線に印加する電圧を決定する請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記制御部は、前記二相モータの各相に流れる電流の検出値又は推定値に基づいて、各系統の前記多相巻線組に電圧を印加する請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記制御部は、
    　前記第１の回路の各系統における全相の電流検出値の和を、前記二相モータの各相に流れる電流値として推定する請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記多相モータは、車両の電動パワーステアリングシステムにおいてドライバの操舵をアシストする操舵アシストモータ、又は、ステアバイワイヤシステムにおいてドライバの操舵に対する反力を付与する反力モータであり、
    　前記二相モータは、二相ステッピングモータである請求項１～７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
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