WO2021090478A1 - 非接触電圧観測装置 - Google Patents

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operational amplifier
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cable
impedance
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慶洋 明星
雄三 玉木
勇樹 野邊
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三菱電機株式会社
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/16—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using capacitive devices
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof

Definitions

  • the present invention relates to a non-contact voltage observing device that observes an AC voltage applied to the core wire of an electric wire.
  • Patent Document 1 describes a non-contact voltage observing device that observes an AC voltage applied to a core wire of an electric wire through a coupling capacitance generated between a probe electrode and the core wire of the electric wire.
  • the AC voltage detected by using the probe electrode is divided and then input to the buffer amplifier, and the voltage value output from the buffer amplifier is used as an observation target. AC voltage is calculated.
  • the inside of the non-contact voltage observation device is in a high impedance state. In this impedance state, there is a problem that the phase shift of the AC voltage due to the parasitic component existing inside the non-contact voltage observation device occurs.
  • the input resistance of an operational amplifier that functions as a buffer amplifier is a parasitic component that is the real part of complex impedance, and the phase of the AC voltage is rotated by 90 ° in the operational amplifier.
  • the phase of the AC voltage may further shift from 90 ° due to the combined complex impedance of these parasitic components. is there.
  • the present invention solves the above problems, and an object of the present invention is to obtain a non-contact voltage observation device capable of suppressing a phase shift of an AC voltage to be observed.
  • the non-contact voltage observation device includes a probe electrode arranged on a coating film covering the core wire of an electric wire, an impedance circuit in which an input end is connected to the probe electrode and simulates a complex impedance from the core wire to the input end.
  • the positive electrode input terminal is connected to the ground
  • the negative electrode input terminal is connected to the input end of the impedance circuit
  • an operational capacitor that outputs an AC voltage having a phase opposite to the AC voltage applied to the core wire is provided.
  • the impedance circuit simulates the complex impedance from the core wire to the input end of the electric wire, the inside of the device is high even if the coupling capacitance generated between the probe electrode and the core wire is a minute capacitance. It does not enter the impedance state. As a result, the non-contact voltage observation device according to the present invention can suppress the phase shift of the AC voltage to be observed.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the non-contact voltage observation apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit of the non-contact voltage observation apparatus of FIG.
  • It is a circuit diagram which shows the structure of the impedance circuit (example 1) in Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structure of the impedance circuit (example 2) in Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows the outline of the operation of the phase compensation circuit in Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit of the non-contact voltage observation apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • It is a schematic diagram which shows the outline of the operation of the phase compensation circuit in Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the non-contact voltage observation apparatus which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the non-contact voltage observation device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the non-contact voltage observation device of FIG.
  • Non-contact voltage observation apparatus 1 observes the AC voltage V in applied to the cable conductor 2a.
  • the cable 2A and the cable 2B are a pair of two wires and transmit an AC voltage.
  • the cable conductor 2a is a core wire in the cable 2A and the cable 2B.
  • the cable coating 2b is an insulating coating that covers the cable conductor 2a.
  • the cable conductor 2a is connected AC power source 3, the AC voltage V in to the cable conductor 2a is applied by the AC power source 3.
  • cable 2A and cable 2B are collectively referred to as cable 2.
  • the sensor circuit 12 includes a phase compensation circuit 13.
  • the phase compensation circuit 13 includes an impedance circuit 14 and a first operational amplifier 15.
  • the AC voltage output from the phase compensation circuit 13 is input to the second operational amplifier 16.
  • the second operational amplifier 16 is an output operational amplifier in which the negative electrode input terminal is connected to the output terminal and the positive electrode input terminal is connected to the output terminal of the first operational amplifier 15, and functions as a unity gain buffer amplifier. For example, when the AC voltage output from the first operational amplifier 15 is input to the positive electrode input terminal of the second operational amplifier 16, it is output from the second operational amplifier 16 as it is.
  • the AD converter 17 converts an AC voltage analog signal output from the second operational amplifier 16 into a digital signal.
  • the input end of the impedance circuit 14 is connected to the probe electrode 10 via the probe cable 11, and the output end of the impedance circuit 14 is connected to the output terminal of the first operational amplifier 15.
  • the positive electrode input terminal of the first operational amplifier 15 is connected to the ground, and the negative electrode input terminal of the second operational amplifier 16 is connected to the input terminal of the impedance circuit 14.
  • the input end of the impedance circuit 14 is in a virtual short-circuited state (VS) as shown in FIG.
  • the impedance circuit 14 includes, for example, a first inductor element having an inductance L 1 , a first capacitor element having a capacitance C 1, and a first resistance element having a resistor R 1.
  • the first inductor element and the first capacitor element are connected in series, and the first resistance element is connected in parallel with the first capacitor element.
  • the end of the first inductor element on the cable 2 side is the input end of the impedance circuit 14
  • the end of the first capacitor element on the first operational amplifier 15 side is the output end of the impedance circuit 14. is there.
  • the complex impedance Z int from the input end to the output end of the impedance circuit 14 is the complex impedance of the inductance L 1 of the first inductor element, the capacitance C 1 of the first capacitor element, and the resistance R 1 of the first resistance element. It is composed of.
  • the complex impedance Z int of the impedance circuit 14 simulates the complex impedance Z obs (hereinafter, referred to as the complex impedance Z obs of the observation system) from the cable conductor 2a to the input end of the impedance circuit 14.
  • the resistor R 0 is a pull-down resistor provided to prevent the node potential inside the sensor circuit 12 from becoming unstable in terms of direct current, and is not included in the impedance simulating the complex impedance Z obs.
  • the impedance circuit 14 can be configured according to the frequency of the AC voltage applied from the AC power supply 3 to the cable conductor 2a.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an impedance circuit (Example 1) according to the first embodiment.
  • Example 1 a is the impedance circuit 14A, if the AC power supply 3 frequency of the AC voltage V in applied to the cable conductor 2a is high (e.g., several GHz) is a circuit corresponding to.
  • the impedance circuit 14A includes a first capacitor element 141 and a first inductor element 142 connected in series with each other.
  • the first inductor element 142 is an element that simulates the inductance of the probe cable 11, and the inductance of the probe cable 11 and the inductance L 1 of the first inductor element 142 are equivalent.
  • the inductance of the probe cable 11 is estimated in advance based on the cable length of the probe cable 11 or measured from the probe cable 11.
  • the inductor element in which the inductance thus obtained is equivalent to the inductance is selected as the first inductor element 142.
  • Equation (1) V in is the amplitude of the AC voltage applied to the cable conductors 2a
  • V out is the amplitude of the observed AC voltage by the sensor circuit 12.
  • the gain G is the gain of the AC voltage observed by the sensor circuit 12, and is a real value.
  • V out -G x V in ...
  • G Z int / Z obs ... (2)
  • the complex impedance Z int simulated by the impedance circuit 14A is a real multiple (G times) of the complex impedance Z obs of the observation system.
  • V out depends on the value of the complex impedance Z int , and is inverting amplified or inverting attenuated by the gain G.
  • the gain G becomes a real number larger than 1, and the complex impedance Z int becomes larger than the complex impedance Z obs.
  • the gain G is set to a value in a range in which the phase rotation of V out due to the parasitic component existing in the sensor circuit 12 does not occur.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of an impedance circuit (Example 2) according to the first embodiment.
  • Example 2 a is the impedance circuit 14B, when the AC power supply 3 frequency of the AC voltage V in applied to the cable conductor 2a is low (e.g., 50 Hz or 60Hz is applied from the commercial AC power supply) is a circuit corresponding to.
  • the impedance circuit 14B includes a first capacitor element 141 and a first resistance element 143 connected in parallel with each other.
  • the first capacitor element 141 simulates the coupling capacitance C 0 generated between the cable conductor 2a and the probe electrode 10 in the same manner as in the circuit shown in FIG.
  • the first resistance element 143 is an element that simulates the insulation resistance of the cable coating 2b, and the insulation resistance of the cable coating 2b and the resistance R1 of the first resistance element 143 are equivalent.
  • the insulation resistance of the cable coating 2b is estimated in advance based on the insulating material of the cable coating 2b and the size of the probe electrode 10.
  • a resistance element in which the insulation resistance and the resistance R 1 are equivalent is selected as the first resistance element 143.
  • the above equations (1) and (2) are satisfied with respect to the complex impedance Z obs of the observation system.
  • the impedance circuit 14 in the first embodiment is not limited to the configuration shown in FIGS. 3 and 4.
  • the impedance circuit 14 includes an element that simulates other parasitic components in addition to the coupling capacitance C 0 , the inductance of the probe cable 11, and the insulation resistance of the cable coating 2b.
  • the impedance circuit 14 may include a resistance element that simulates the conductor resistance of the probe cable 11, and may include a resistance element that simulates the parasitic capacitance of the connector portion that connects the probe cable 11 to the sensor circuit 12.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an outline of the operation of the phase compensation circuit 13.
  • the positive electrode input terminal of the first operational amplifier 15 is electrically connected to the ground, and the negative electrode input terminal is connected to the input terminal of the impedance circuit 14.
  • the input end of the impedance circuit 14 is in a virtual short-circuited state (VS) with respect to the ground.
  • the first operational amplifier 15 outputs an AC voltage that cancels out the AC voltage detected by the probe electrode 10 and input to the impedance circuit 14 so that the positive electrode input terminal and the negative electrode input terminal have the same voltage. That is, the first operational amplifier 15, the output voltage V out to the AC voltage V in to be observed is operated so as to follow a state in which phase inversion (reverse phase) was.
  • the gain G is a real number determined by the ratio of the complex impedance Z int and the complex impedance Z obs as shown in the above equation (2).
  • the gain G is smaller than 1 real number.
  • Waveform of the output voltage V out as shown in FIG. 5, a waveform obtained by inverting attenuated AC voltage V in.
  • the cable conductor 2a it is assumed that the AC voltage V in of ⁇ 100 (V) by the AC power source 3 at 50 (Hz) is applied.
  • the output voltage V out of the first operational amplifier 15 becomes ⁇ 2 (V) according to the above equation (1).
  • the first capacitor element in the impedance circuit 14B The capacitance C 1 of 141 is 250 (pF), and the resistance R 1 of the first resistance element 143 is 500 (k ⁇ ).
  • the AC voltage V in is an AC voltage of opposite phase.
  • the second operational amplifier 16 outputs the AC voltage output from the first operational amplifier 15 as an output voltage V out with the same waveform.
  • the AD converter 17 converts the output voltage V out output from the second operational amplifier 16 into a digital signal. Although digital signal converted by the AD converter 17 is in a state of reverse phase to the AC voltage V in, simply by reversing the sign of the digital signal, a digital signal of the AC voltage V in to be observed is obtained.
  • the impedance circuit 14 simulates the complex impedance zobs of the observation system, so that the device even if the coupling capacitance C 0 is a minute capacitance. The inside of is not in a high impedance state.
  • non-contact voltage monitoring device 1 can suppress the phase shift of the AC voltage V in.
  • the first operational amplifier 15 the positive electrode input terminal is connected to the ground, and the negative electrode input terminal is connected to the input terminal of the impedance circuit 14.
  • the input end of the impedance circuit 14 is virtually short-circuited, and the first operational amplifier 15 operates so that the output voltage V out accurately follows the AC voltage Vin to be observed in the opposite phase. since the AC voltage of opposite phase is observed with high accuracy and an AC voltage V in. By reversing the sign of the AC voltage of the observed opposite phase, it is possible to calculate the AC voltage V in to be observed.
  • the non-contact voltage observation device described in Patent Document 1 corrects the phase rotation of the AC voltage caused by the resistance component of the cable coating 2b.
  • a non-contact voltage monitoring device described in Patent Document 1 due to the binding capacity C 0 is a small volume, inside the apparatus becomes high impedance state, due to the parasitic components existing in the apparatus A phase shift of the AC voltage occurs. Therefore, non-contact voltage monitoring device described in Patent Document 1, can not be observed accurately AC voltage V in and the phase of the observation target.
  • the non-contact voltage observation apparatus 1 according to the first embodiment it is possible to suppress the phase shift itself of the AC voltage V in, the AC voltage V in and the phase of the observation target to observe accurately It is possible.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the non-contact voltage observation device 1A according to the second embodiment.
  • Non-contact voltage observation apparatus 1A as well as non-contact voltage monitoring device 1, an AC power source 3 by an apparatus for observing the AC voltage V in applied to the cable conductors 2a, a phase compensation circuit in the configuration shown in FIG. 1 A phase compensation circuit 13A is provided instead of 13.
  • the phase compensation circuit 13A is a first circuit having an impedance circuit 14C and a first operational amplifier 15A.
  • the description of the AD converter 17 is omitted in FIG. 6, it is assumed that the non-contact voltage observation device 1A includes the AD converter 17 as in the non-contact voltage observation device 1.
  • Impedance circuit 14C is a circuit for simulating a complex impedance Z obs of the observation system, it comprises a second resistive element 144, a third resistor element 145 and the second capacitor element 146.
  • One end of the second resistance element 144 is connected to the input end (end on the cable 2 side) of the impedance circuit 14C, and the other end is connected to the output terminal of the first operational amplifier 15A.
  • the positive electrode input terminal of the first operational amplifier 15A is electrically connected to the ground, and the negative electrode input terminal is connected to the input terminal of the impedance circuit 14C.
  • the input end of the impedance circuit 14C and the end of the second resistance element 144 connected to the input end are in a virtual short-circuited state (VS).
  • the output voltage V 1 of the first operational amplifier 15A is divided by the resistance R 3 of the third resistance element 145 and the capacitance C 2 of the second capacitor element 146, and the divided voltage is divided.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing an outline of the operation of the phase compensation circuit 13A in the second embodiment.
  • the non-contact voltage monitoring device 1A, the complex impedance Z obs the observation system is a reactance Z C0 of the coupling capacitance C 0.
  • the end portion connected to the input terminal of the impedance circuit 14C in the second resistive element 144 is in a state of being virtually shorted, the output voltage V 1 of the AC voltage V in and the first operational amplifier 15A, the following formula It has the relationship of (3).
  • V 1 -(R 2 / Z obs ) x V in ... (3)
  • the output voltage V 1 of the first operational amplifier and the output voltage V out of the second operational amplifier 16 have the relationship of the following equation (4).
  • Z C2 is the reactance of the second capacitor element 146.
  • V out Z C2 / (R 3 + Z C2 ) ⁇ V 1 ... (4)
  • V out -Z C2 / (R 3 + Z C2 ) x (R 2 / Z C0 ) x V in ... (5)
  • the first operational amplifier 15A operates so that the output voltage V 1 follows the AC voltage Vin in opposite phase.
  • the output voltage V 1 is divided by the resistance R 3 of the third resistance element 145 and the capacitance C 2 of the second capacitor element 146, and the output voltage V out, which is the divided voltage, is transferred to the second operational amplifier 16. It is output.
  • the output voltage V out accurately follows the observation target AC voltage V in in opposite phase.
  • (R 2 / R 3 ) ⁇ (Z C2 / Z C0 ) in the above equation (6) is the gain G, which is a real value.
  • the impedance circuit 14C is, to simulate the complex impedance Z obs of the observation system, not inside the device is in a high impedance state, due to the parasitic components phase shift of the AC voltage V in that is suppressed. Further, in the first operational amplifier 15A, the positive electrode input terminal is connected to the ground and the negative electrode input terminal is connected to the input terminal of the impedance circuit 14C.
  • the input terminal of the impedance circuit 14C becomes a state of being virtually shorted
  • the first operational amplifier 15A is operated so that the output voltages V 1 to the AC voltage V in to be observed to follow exactly the reverse phase since the output voltage V 1 of the opposite phase is observed with high accuracy and an AC voltage V in.
  • the observed output voltage V 1 it is possible to calculate the AC voltage V in to be observed.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the non-contact voltage observation device 1B according to the third embodiment.
  • the non-contact voltage observation device 1B is a device for observing the difference between the AC voltage applied to each of the cable conductors 2a of the pair of two-wire cables 2A and the cable 2B.
  • the cable 2A and the cable 2B are electric wires that transmit an AC voltage.
  • the cable conductor 2a is a core wire of the cable 2A and the cable 2B.
  • the cable coating 2b is an insulating coating that covers the cable conductor 2a.
  • the cable conductors 2a of the cable 2A and cable 2B AC power source 3 is connected is different from the FIG. 1, the cable conductor 2a, the AC voltage V in is applied by the alternating-current power supply 3.
  • the non-contact voltage observation device 1B includes a probe electrode 10A, a probe electrode 10B, a probe cable 11A, a probe cable 11B, and a sensor circuit 12A.
  • the probe electrode 10A and the sensor circuit 12A are connected by a probe cable 11A, and the probe electrode 10B and the sensor circuit 12A are connected by a probe cable 11B.
  • the phase compensation circuit 13A and the phase compensation circuit 13B are first circuits having an impedance circuit 14 and a first operational amplifier 15, respectively.
  • the AC voltage output from the phase compensation circuit 13A is input to the second operational amplifier 16A, and the AC voltage output from the phase compensation circuit 13B is input to the second operational amplifier 16B.
  • the probe electrode 10A is arranged on the cable coating 2b of the cable 2A
  • the probe electrode 10B is arranged on the cable coating 2b of the cable 2B.
  • the first unit via coupling capacitor C 0 that occur between the cable conductors 2a and the probe electrode 10A via a cable coating 2b, observing the AC voltage V in applied to the cable conductor 2a.
  • the second unit via coupling capacitor C 0 that occur between the cable conductors 2a and the probe electrode 10B via a cable coating 2b, observing the AC voltage V in applied to the cable conductor 2a.
  • the second operational amplifier 16A and the second operational amplifier 16B are output operational amplifiers that function as unity gain buffer amplifiers, and the negative negative input terminal is connected to the output terminal and the positive positive input terminal is connected to the output terminal of the first operational amplifier 15. Has been done.
  • the AC voltage input from the first operational amplifier 15 to the positive input terminal of the second operational amplifier 16A is output as an output voltage V out from the second operational amplifier 16A with the same waveform.
  • the AC voltage input from the first operational amplifier 15 to the positive input terminal of the second operational amplifier 16B is output as an output voltage V out from the second operational amplifier 16B with the same waveform.
  • AD converter 17A is AD conversion of the differential input, converts the voltage difference between the output voltage V out of the output voltage V out and the second operational amplifier 16B of the second operational amplifier 16A into a digital signal.
  • 1,1A, 1B non-contact voltage observation device 2,2A, 2B cable, 2a cable conductor, 2b cable coating, 3 AC power supply, 10,10A, 10B probe electrode, 11,11A, 11B probe cable, 12,12A sensor Circuit, 13, 13A, 13B phase compensation circuit, 14, 14A, 14B, 14C impedance circuit, 15, 15A first operational amplifier, 16, 16A, 16B second operational amplifier, 17, 17A AD converter, 141 first Capacitor element, 142 first inductor element, 143 first resistance element, 144 second resistance element, 145 third resistance element, 146 second capacitor element, 161 first capacitor element.

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Abstract

プローブ電極（１０）と、入力端がプローブ電極（１０）に接続され、ケーブル導体（２ａ）から入力端までにおける複素インピーダンスを模擬するインピーダンス回路（１４）と、正極入力端子がグラウンドに接続され、負極入力端子がインピーダンス回路（１４）の入力端に接続され、ケーブル導体（２ａ）に印加された交流電圧とは逆相の交流電圧を出力する第１のオペアンプ（１５）とを備える。

Description

非接触電圧観測装置
　本発明は、電線の芯線に印加された交流電圧を観測する非接触電圧観測装置に関する。
　従来、プローブ電極を電線の芯線に接触させることなく、電線の芯線に印加された交流電圧を観測する技術がある。例えば、特許文献１には、電線の芯線に印加された交流電圧を、プローブ電極と電線の芯線との間に生じた結合容量を通じて観測する非接触電圧観測装置が記載されている。特許文献１に記載される非接触電圧観測装置においては、プローブ電極を用いて検出された交流電圧が分圧された後にバッファアンプに入力され、バッファアンプから出力された電圧値を用いて観測対象の交流電圧が算出される。
特開２００５－１４０５０６号公報
　プローブ電極と電線の芯線との間に生じる結合容量は、芯線を被覆する被膜を誘電体と見なして見積もられる微小な容量であるため、非接触電圧観測装置の内部は、高いインピーダンス状態になる。このインピーダンス状態においては、非接触電圧観測装置の内部に存在する寄生成分に起因した交流電圧の位相ずれが発生するという課題があった。
　例えば、バッファアンプとして機能するオペアンプの入力抵抗は、複素インピーダンスの実部となる寄生成分であり、オペアンプにおいて交流電圧の位相を９０°回転させる。また、非接触電圧観測装置の内部にオペアンプの入力抵抗に加えて、これ以外に寄生成分が存在する場合、これらの寄生成分の合成複素インピーダンスによって交流電圧の位相は９０°からさらにずれる可能性がある。
　本発明は上記課題を解決するものであって、観測対象の交流電圧の位相ずれを抑制することができる非接触電圧観測装置を得ることを目的とする。
　本発明に係る非接触電圧観測装置は、電線の芯線を被覆する被膜に配置されるプローブ電極と、入力端がプローブ電極に接続され、芯線から入力端までにおける複素インピーダンスを模擬するインピーダンス回路と、正極入力端子がグラウンドに接続され、負極入力端子がインピーダンス回路の入力端に接続されて、芯線に印加された交流電圧とは逆相の交流電圧を出力するオペアンプとを備える。
　本発明によれば、インピーダンス回路が、電線の芯線から入力端までにおける複素インピーダンスを模擬するので、プローブ電極と芯線との間に生じる結合容量が微小な容量であっても、装置の内部が高いインピーダンス状態にならない。これにより、本発明に係る非接触電圧観測装置は、観測対象の交流電圧の位相ずれを抑制することができる。
実施の形態１に係る非接触電圧観測装置の構成を示すブロック図である。 図１の非接触電圧観測装置の等価回路を示す回路図である。 実施の形態１におけるインピーダンス回路（例１）の構成を示す回路図である。 実施の形態１におけるインピーダンス回路（例２）の構成を示す回路図である。 実施の形態１における位相補償回路の動作の概要を示す概要図である。 実施の形態２に係る非接触電圧観測装置の等価回路を示す回路図である。 実施の形態２における位相補償回路の動作の概要を示す概要図である。 実施の形態３に係る非接触電圧観測装置の構成を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る非接触電圧観測装置１の構成を示すブロック図である。図２は、図１の非接触電圧観測装置の等価回路を示す回路図である。非接触電圧観測装置１は、ケーブル導体２ａに印加された交流電圧Ｖｉｎを観測する。ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂは２線一対の電線であり、交流電圧を伝送する。ケーブル導体２ａは、ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂにおける芯線である。ケーブル被膜２ｂは、ケーブル導体２ａを被覆する絶縁性の被膜である。ケーブル導体２ａには交流電源３が接続され、交流電源３によってケーブル導体２ａに交流電圧Ｖｉｎが印加される。以降では、特に明記しない限り、ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂは、ケーブル２と総称される。
　非接触電圧観測装置１は、プローブ電極１０、プローブケーブル１１およびセンサ回路１２を備える。プローブ電極１０とセンサ回路１２の間は、プローブケーブル１１により接続される。プローブ電極１０は、ケーブル２のうち、グラウンドに接続されていないケーブル２Ａのケーブル被膜２ｂに配置される。ケーブル被膜２ｂによってケーブル導体２ａとプローブ電極１０は非接触の状態である。プローブ電極１０は、ケーブル被膜２ｂに接触した状態で配置されてもよいし、ケーブル被膜２ｂからわずかな距離を隔てて配置されてもよい。
　非接触電圧観測装置１は、交流電源３によってケーブル導体２ａに印加された交流電圧Ｖｉｎを、ケーブル導体２ａとプローブ電極１０との間に生じた結合容量Ｃ０を通じて観測する。例えば、長さおよび幅が１（ｃｍ）であるプローブ電極１０とケーブル導体２ａとの間に生じる結合容量Ｃ０は、数（ｐＦ）程度の微小な容量である。
　センサ回路１２は、位相補償回路１３を備える。位相補償回路１３は、インピーダンス回路１４および第１のオペアンプ１５を備える。位相補償回路１３から出力された交流電圧は、第２のオペアンプ１６に入力される。
　第２のオペアンプ１６は、負極入力端子が出力端子に接続され、正極入力端子が第１のオペアンプ１５の出力端子に接続された出力用オペアンプであり、ユニティ利得バッファアンプとして機能する。例えば、第１のオペアンプ１５から出力された交流電圧は、第２のオペアンプ１６の正極入力端子に入力されると、そのままの波形で第２のオペアンプ１６から出力される。ＡＤ変換器１７は、第２のオペアンプ１６から出力された交流電圧のアナログ信号をデジタル信号へ変換する。
　インピーダンス回路１４の入力端は、プローブケーブル１１を介してプローブ電極１０に接続されており、インピーダンス回路１４の出力端は、第１のオペアンプ１５の出力端子に接続されている。第１のオペアンプ１５の正極入力端子は、グラウンドに接続され、第２のオペアンプ１６の負極入力端子は、インピーダンス回路１４の入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４の入力端は、図２に示すように仮想短絡された状態（ＶＳ）になっている。
　インピーダンス回路１４は、例えば、インダクタンスＬ１を有する第１のインダクタ素子と、容量Ｃ１を有する第１のキャパシタ素子と、抵抗Ｒ１を有する第１の抵抗素子とを備えている。第１のインダクタ素子と第１のキャパシタ素子は、直列に接続され、第１の抵抗素子は、第１のキャパシタ素子と並列に接続されている。インピーダンス回路１４において、第１のインダクタ素子におけるケーブル２側の端部がインピーダンス回路１４の入力端であり、第１のキャパシタ素子における第１のオペアンプ１５側の端部がインピーダンス回路１４の出力端である。
　インピーダンス回路１４の入力端から出力端までの複素インピーダンスＺｉｎｔは、第１のインダクタ素子のインダクタンスＬ１、第１のキャパシタ素子の容量Ｃ１および第１の抵抗素子の抵抗Ｒ１の各複素インピーダンスから構成されている。インピーダンス回路１４の複素インピーダンスＺｉｎｔは、ケーブル導体２ａからインピーダンス回路１４の入力端までにおける複素インピーダンスＺｏｂｓ（以下、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓと記載する）を模擬したものである。
　なお、抵抗Ｒ０は、一方の端部がインピーダンス回路１４の入力端に接続され、他方の端部がグラウンドに接続されている。抵抗Ｒ０は、センサ回路１２の内部のノード電位が直流的に不安定になることを避けるために設けられたプルダウン抵抗であり、複素インピーダンスＺｏｂｓを模擬するインピーダンスには含まれない。
　インピーダンス回路１４は、交流電源３からケーブル導体２ａに印加される交流電圧の周波数に応じた構成とすることができる。図３は、実施の形態１におけるインピーダンス回路（例１）の構成を示す回路図である。例１であるインピーダンス回路１４Ａは、交流電源３によってケーブル導体２ａに印加される交流電圧Ｖｉｎの周波数が高い場合（例えば、数ＧＨｚ）に対応した回路である。インピーダンス回路１４Ａは、互いに直列に接続された第１のキャパシタ素子１４１および第１のインダクタ素子１４２を備える。
　第１のキャパシタ素子１４１は、ケーブル導体２ａとプローブ電極１０との間に生じる結合容量Ｃ０を模擬する素子であり、結合容量Ｃ０と第１のキャパシタ素子１６１の容量Ｃ１は等価である。例えば、事前に測定された結合容量Ｃ０の測定値と容量が等価であるキャパシタ素子が、第１のキャパシタ素子１４１として選択される。
　第１のインダクタ素子１４２は、プローブケーブル１１のインダクタンスを模擬する素子であり、プローブケーブル１１のインダクタンスと第１のインダクタ素子１４２のインダクタンスＬ１は等価である。例えば、プローブケーブル１１のインダクタンスは、プローブケーブル１１のケーブル長に基づいて事前に見積もられるか、またはプローブケーブル１１から実測される。このようにして得られたインダクタンスとインダクタンスが等価であるインダクタ素子が、第１のインダクタ素子１４２として選択される。
　インピーダンス回路１４Ａの複素インピーダンスＺｉｎｔは、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓに対して下記式（１）および下記式（２）が成立する。下記式（１）において、Ｖｉｎは、ケーブル導体２ａに印加された交流電圧の振幅であり、Ｖｏｕｔは、センサ回路１２によって観測された交流電圧の振幅である。下記式（２）において、利得Ｇは、センサ回路１２によって観測された交流電圧の利得であり、実数値である。
Ｖｏｕｔ＝－Ｇ×Ｖｉｎ　　　・・・（１）
Ｇ＝Ｚｉｎｔ／Ｚｏｂｓ　　　・・・（２）
　上記式（２）に示すように、インピーダンス回路１４Ａによって模擬される複素インピーダンスＺｉｎｔは、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓの実数倍（Ｇ倍）である。また、上記式（１）に示すように、Ｖｏｕｔは、複素インピーダンスＺｉｎｔの値に依存し、利得Ｇによって反転増幅または反転減衰される。Ｖｏｕｔを反転増幅する場合、利得Ｇは１よりも大きな実数となり、複素インピーダンスＺｉｎｔは複素インピーダンスＺｏｂｓよりも大きくなる。ただし、利得Ｇには、センサ回路１２に存在する寄生成分によるＶｏｕｔの位相回転が生じない範囲の値が設定される。
　また、図４は、実施の形態１におけるインピーダンス回路（例２）の構成を示す回路図である。例２であるインピーダンス回路１４Ｂは、交流電源３によってケーブル導体２ａに印加される交流電圧Ｖｉｎの周波数が低い場合（例えば、商用交流電源から印加される５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に対応した回路である。インピーダンス回路１４Ｂは、互いに並列に接続された第１のキャパシタ素子１４１および第１の抵抗素子１４３を備える。
　第１のキャパシタ素子１４１は、図３に示した回路と同様に、ケーブル導体２ａとプローブ電極１０との間に生じる結合容量Ｃ０を模擬する。第１の抵抗素子１４３は、ケーブル被膜２ｂの絶縁抵抗を模擬する素子であり、ケーブル被膜２ｂの絶縁抵抗と第１の抵抗素子１４３の抵抗Ｒ１は等価である。例えば、ケーブル被膜２ｂの絶縁抵抗は、ケーブル被膜２ｂの絶縁材料とプローブ電極１０のサイズに基づいて事前に見積もられる。この絶縁抵抗と抵抗Ｒ１が等価である抵抗素子が、第１の抵抗素子１４３として選択される。インピーダンス回路１４Ｂにおける複素インピーダンスＺｉｎｔは、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓに対して上記式（１）および上記式（２）が成立する。
　なお、実施の形態１におけるインピーダンス回路１４は、図３および図４に示した構成に限定されるものではない。例えば、インピーダンス回路１４は、結合容量Ｃ０、プローブケーブル１１のインダクタンスおよびケーブル被膜２ｂの絶縁抵抗に加え、これら以外の寄生成分を模擬する素子を含む。例えば、インピーダンス回路１４は、プローブケーブル１１の導体抵抗を模擬する抵抗素子を含む場合があり、プローブケーブル１１をセンサ回路１２に接続するコネクタ部の寄生容量を模擬する抵抗素子を含む場合がある。
　図５は、位相補償回路１３の動作の概要を示す概要図である。第１のオペアンプ１５の正極入力端子は、グラウンドに電気的に接続され、負極入力端子が、インピーダンス回路１４の入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４の入力端は、グラウンドに対して仮想短絡された状態（ＶＳ）となっている。このとき、第１のオペアンプ１５は、正極入力端子と負極入力端子が同電圧となるように、プローブ電極１０によって検出されてインピーダンス回路１４に入力された交流電圧を打ち消し合う交流電圧を出力する。すなわち、第１のオペアンプ１５は、観測対象の交流電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが位相反転（逆相）した状態で追随するように動作する。
　利得Ｇは、上記式（２）に示したように、複素インピーダンスＺｉｎｔと複素インピーダンスＺｏｂｓの比率で決定される実数である。図５の例では、交流電圧Ｖｉｎの振幅よりも出力電圧Ｖｏｕｔの振幅が小さくなっており、利得Ｇは１より小さい実数である。出力電圧Ｖｏｕｔの波形は、図５に示すように、交流電圧Ｖｉｎを反転減衰させた波形となる。
　例えば、ケーブル導体２ａには、交流電源３によって５０（Ｈｚ）で±１００（Ｖ）の交流電圧Ｖｉｎが印加されているものと仮定する。この交流電圧Ｖｉｎは、低い周波数かつ大振幅であるので、図４に示したインピーダンス回路１４Ｂには、例えば、利得Ｇ＝１／５０が設定される。このとき、第１のオペアンプ１５の出力電圧Ｖｏｕｔは、上記式（１）に従って±２（Ｖ）となる。観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓが、結合容量Ｃ０＝５（ｐＦ）とケーブル被膜２ｂの絶縁抵抗Ｒ＝２５（ＭΩ）の各インピーダンスから構成される場合、インピーダンス回路１４Ｂにおいて、第１のキャパシタ素子１４１の容量Ｃ１は２５０（ｐＦ）となり、第１の抵抗素子１４３の抵抗Ｒ１は５００（ｋΩ）となる。
　第１のオペアンプ１５から出力される交流電圧は、交流電圧Ｖｉｎとは逆相の交流電圧である。第２のオペアンプ１６は、第１のオペアンプ１５から出力された上記交流電圧をそのままの波形で出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。ＡＤ変換器１７は、第２のオペアンプ１６から出力された出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１７によって変換されたデジタル信号は交流電圧Ｖｉｎとは逆相の状態であるが、このデジタル信号の符号を反転させるだけで、観測対象の交流電圧Ｖｉｎのデジタル信号が得られる。
　以上のように、実施の形態１に係る非接触電圧観測装置１において、インピーダンス回路１４が、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓを模擬するので、結合容量Ｃ０が微小な容量であっても、装置の内部が高いインピーダンス状態にならない。これにより、非接触電圧観測装置１は、交流電圧Ｖｉｎの位相ずれを抑制することができる。
　また、第１のオペアンプ１５は、正極入力端子がグラウンドに接続され、負極入力端子がインピーダンス回路１４の入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４の入力端は仮想短絡された状態になり、第１のオペアンプ１５は、観測対象の交流電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが逆相で正確に追随するように動作するので、交流電圧Ｖｉｎとは逆相の交流電圧が高精度に観測される。観測された逆相の交流電圧の符号を反転させることで、観測対象の交流電圧Ｖｉｎを算出することが可能である。
　なお、特許文献１に記載された非接触電圧観測装置は、ケーブル被膜２ｂの抵抗成分に起因した交流電圧の位相回転を補正する。しかしながら、特許文献１に記載された非接触電圧観測装置においても、結合容量Ｃ０が微小な容量であることに伴い、装置内部が高いインピーダンス状態になり、装置内部に存在する寄生成分に起因した交流電圧の位相ずれが発生する。このため、特許文献１に記載された非接触電圧観測装置は、観測対象の交流電圧Ｖｉｎおよびその位相を精度よく観測できない。これに対して、実施の形態１に係る非接触電圧観測装置１は、交流電圧Ｖｉｎの位相ずれ自体を抑制することができるので、観測対象の交流電圧Ｖｉｎおよびその位相を精度よく観測することが可能である。
実施の形態２．
　図６は、実施の形態２に係る非接触電圧観測装置１Ａの等価回路を示す回路図である。非接触電圧観測装置１Ａは、非接触電圧観測装置１と同様に、交流電源３によりケーブル導体２ａに印加された交流電圧Ｖｉｎを観測する装置であり、図１に示した構成における位相補償回路１３の代わりに位相補償回路１３Ａを備える。位相補償回路１３Ａは、インピーダンス回路１４Ｃおよび第１のオペアンプ１５Ａを有した第１の回路である。なお、図６にはＡＤ変換器１７の記載が省略されているが、非接触電圧観測装置１Ａは、非接触電圧観測装置１と同様に、ＡＤ変換器１７を備えているものとする。
　インピーダンス回路１４Ｃは、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓを模擬する回路であり、第２の抵抗素子１４４、第３の抵抗素子１４５および第２のキャパシタ素子１４６を備える。第２の抵抗素子１４４は、一方の端部がインピーダンス回路１４Ｃの入力端（ケーブル２側の端部）に接続され、他方の端部が第１のオペアンプ１５Ａの出力端子に接続されている。第１のオペアンプ１５Ａの正極入力端子は、グラウンドに電気的に接続されており、負極入力端子は、インピーダンス回路１４Ｃの入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４Ｃの入力端とこれに接続する第２の抵抗素子１４４の端部は、仮想短絡された状態（ＶＳ）になっている。
　第３の抵抗素子１４５と第２のキャパシタ素子１４６は直列に接続されており、第２のオペアンプ１６の正極入力端子が、第３の抵抗素子１４５と第２のキャパシタ素子１４６との接続点に接続されている。第３の抵抗素子１４５における、第２のキャパシタ素子１４６との接続点とは反対側の端部は、第１のオペアンプ１５Ａの出力端子に接続されている。第２のキャパシタ素子１４６における、第３の抵抗素子１４５との接続点とは反対側の端部は、グラウンドに接続されている。
　位相補償回路１３Ａにおいて、第１のオペアンプ１５Ａの出力電圧Ｖ１は、第３の抵抗素子１４５の抵抗Ｒ３と第２のキャパシタ素子１４６の容量Ｃ２によって分圧され、分圧された電圧が、第２のオペアンプ１６の正極入力端子に入力され、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
　図７は、実施の形態２における位相補償回路１３Ａの動作の概要を示す概要図である。非接触電圧観測装置１Ａにおいて、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓは、結合容量Ｃ０のリアクタンスＺＣ０である。第２の抵抗素子１４４におけるインピーダンス回路１４Ｃの入力端に接続している端部は仮想短絡された状態であるので、交流電圧Ｖｉｎと第１のオペアンプ１５Ａの出力電圧Ｖ１とは、下記式（３）の関係を有する。
Ｖ１＝－（Ｒ２／Ｚｏｂｓ）×Ｖｉｎ　　　・・・（３）
　第１のオペアンプの出力電圧Ｖ１と第２のオペアンプ１６の出力電圧Ｖｏｕｔは、下記式（４）の関係を有する。下記式（４）において、ＺＣ２は、第２のキャパシタ素子１４６のリアクタンスである。
Ｖｏｕｔ＝ＺＣ２／（Ｒ３＋ＺＣ２）×Ｖ１　　　・・・（４）
　第１のオペアンプ１５Ａの出力電圧Ｖ１は、第３の抵抗素子１４５の抵抗Ｒ３と第２のキャパシタ素子１４６の容量Ｃ２とによって分圧される。このため、位相補償回路１３Ａから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、下記式（５）の関係を有する。
Ｖｏｕｔ＝－ＺＣ２／（Ｒ３＋ＺＣ２）×（Ｒ２／ＺＣ０）×Ｖｉｎ　　　・・・（５）
　抵抗Ｒ３がリアクタンスＺＣ２よりも十分に大きい（Ｒ３＞＞ＺＣ２）と仮定すると、上記式（５）は、下記式（６）の関係を有する。
Ｖｏｕｔ＝－（Ｒ２／Ｒ３）×（ＺＣ２／ＺＣ０）×Ｖｉｎ　　　　　　・・・（６）
　第１のオペアンプ１５Ａは、図７に示すように、出力電圧Ｖ１が交流電圧Ｖｉｎに対して逆相で追随するように動作する。出力電圧Ｖ１は、第３の抵抗素子１４５の抵抗Ｒ３と第２のキャパシタ素子１４６の容量Ｃ２によって分圧され、分圧された電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが第２のオペアンプ１６に出力される。出力電圧Ｖｏｕｔは、上記式（６）に示すように、観測対象の交流電圧Ｖｉｎに対して逆相で正確に追随する。上記式（６）における（Ｒ２／Ｒ３）×（ＺＣ２／ＺＣ０）は利得Ｇであり、実数値である。
　以上のように、実施の形態２に係る非接触電圧観測装置１Ａにおいて、インピーダンス回路１４Ｃが、観測系の複素インピーダンスＺｏｂｓを模擬するので、装置内部が高いインピーダンス状態にならず、寄生成分に起因した交流電圧Ｖｉｎの位相ずれが抑制される。
　また、第１のオペアンプ１５Ａは、正極入力端子がグラウンドに接続され、負極入力端子がインピーダンス回路１４Ｃの入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４Ｃの入力端は仮想短絡された状態になり、第１のオペアンプ１５Ａが、観測対象の交流電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖ１が逆相で正確に追随するように動作するので、交流電圧Ｖｉｎとは逆相の出力電圧Ｖ１が高精度に観測される。観測された出力電圧Ｖ１を用いることで、観測対象の交流電圧Ｖｉｎを算出することが可能である。
実施の形態３．
　図８は、実施の形態３に係る非接触電圧観測装置１Ｂの構成を示すブロック図である。非接触電圧観測装置１Ｂは、図８に示すように、２線一対のケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂの各ケーブル導体２ａに印加された交流電圧の差分を観測する装置である。ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂは、交流電圧を伝送する電線である。ケーブル導体２ａは、ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂの芯線である。ケーブル被膜２ｂは、ケーブル導体２ａを被覆する絶縁性の被膜である。ケーブル２Ａおよびケーブル２Ｂのケーブル導体２ａに交流電源３が接続されている点で図１と異なっており、ケーブル導体２ａには、交流電源３によって交流電圧Ｖｉｎが印加される。
　非接触電圧観測装置１Ｂは、プローブ電極１０Ａ、プローブ電極１０Ｂ、プローブケーブル１１Ａ、プローブケーブル１１Ｂおよびセンサ回路１２Ａを備えている。プローブ電極１０Ａとセンサ回路１２Ａとの間は、プローブケーブル１１Ａによって接続され、プローブ電極１０Ｂとセンサ回路１２Ａとの間は、プローブケーブル１１Ｂによって接続されている。
　センサ回路１２Ａは、位相補償回路１３Ａ、位相補償回路１３Ｂ、第２のオペアンプ１６Ａ、第２のオペアンプ１６ＢおよびＡＤ変換器１７Ａを備える。プローブ電極１０Ａ、位相補償回路１３Ａおよび第２のオペアンプ１６Ａが、第１のユニットを構成し、プローブ電極１０Ｂ、位相補償回路１３Ｂおよび第２のオペアンプ１６Ｂが、第２のユニットを構成している。
　位相補償回路１３Ａおよび位相補償回路１３Ｂは、それぞれ、インピーダンス回路１４および第１のオペアンプ１５を有した第１の回路である。位相補償回路１３Ａから出力された交流電圧は、第２のオペアンプ１６Ａに入力され、位相補償回路１３Ｂから出力された交流電圧は、第２のオペアンプ１６Ｂに入力される。
　プローブ電極１０Ａは、ケーブル２Ａのケーブル被膜２ｂに配置され、プローブ電極１０Ｂは、ケーブル２Ｂのケーブル被膜２ｂに配置される。第１のユニットは、ケーブル被膜２ｂを介してケーブル導体２ａとプローブ電極１０Ａとの間に生じた結合容量Ｃ０を通じて、ケーブル導体２ａに印加された交流電圧Ｖｉｎを観測する。第２のユニットは、ケーブル被膜２ｂを介してケーブル導体２ａとプローブ電極１０Ｂとの間に生じた結合容量Ｃ０を通じて、ケーブル導体２ａに印加された交流電圧Ｖｉｎを観測する。
　位相補償回路１３Ａおよび位相補償回路１３Ｂにおいて、第１のオペアンプ１５の正極入力端子は、グラウンドに電気的に接続され、負極入力端子が、インピーダンス回路１４の入力端に接続されている。これにより、インピーダンス回路１４の入力端は、グラウンドに対して仮想短絡された状態（ＶＳ）となっている。また、第１のオペアンプ１５は、交流電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが逆相で追随するように動作する。
　第２のオペアンプ１６Ａおよび第２のオペアンプ１６Ｂは、ユニティ利得バッファアンプとして機能する出力用オペアンプであり、負極入力端子が出力端子に接続され、正極入力端子が第１のオペアンプ１５の出力端子に接続されている。第１のオペアンプ１５から第２のオペアンプ１６Ａの正極入力端子に入力された交流電圧は、そのままの波形で第２のオペアンプ１６Ａから出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。同様に、第１のオペアンプ１５から第２のオペアンプ１６Ｂの正極入力端子に入力された交流電圧は、そのままの波形で第２のオペアンプ１６Ｂから出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。ＡＤ変換器１７Ａは、差動入力のＡＤ変換部であり、第２のオペアンプ１６Ａの出力電圧Ｖｏｕｔと第２のオペアンプ１６Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔとの電圧差をデジタル信号へ変換する。
　以上のように、実施の形態３に係る非接触電圧観測装置１Ｂは、２線一対のケーブル２Ａおよび２Ｂのそれぞれに印加された交流電圧Ｖｉｎの電圧差を観測するので、例えば、三相３線または単相２線といった様々な種類の配電ケーブルにおける電圧測定に利用することができる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において、実施の形態のそれぞれの自由な組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係る非接触電圧観測装置は、様々な種類の配電ケーブルに印加された交流電圧の観測に利用可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ　非接触電圧観測装置、２，２Ａ，２Ｂ　ケーブル、２ａ　ケーブル導体、２ｂ　ケーブル被膜、３　交流電源、１０，１０Ａ，１０Ｂ　プローブ電極、１１，１１Ａ，１１Ｂ　プローブケーブル、１２，１２Ａ　センサ回路、１３，１３Ａ，１３Ｂ　位相補償回路、１４，１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ　インピーダンス回路、１５，１５Ａ　第１のオペアンプ、１６，１６Ａ，１６Ｂ　第２のオペアンプ、１７，１７Ａ　ＡＤ変換器、１４１　第１のキャパシタ素子、１４２　第１のインダクタ素子、１４３　第１の抵抗素子、１４４　第２の抵抗素子、１４５　第３の抵抗素子、１４６　第２のキャパシタ素子、１６１　第１のキャパシタ素子。

Claims (5)

  1. 　電線の芯線を被覆する被膜に配置されるプローブ電極と、
    　入力端が前記プローブ電極に接続され、前記芯線から前記入力端までにおける複素インピーダンスを模擬するインピーダンス回路と、
    　正極入力端子がグラウンドに接続され、負極入力端子が前記インピーダンス回路の前記入力端に接続されて、前記芯線に印加された交流電圧とは逆相の交流電圧を出力するオペアンプと、
    　を備えたことを特徴とする非接触電圧観測装置。
  2. 　前記インピーダンス回路は、前記芯線から前記入力端までにおける複素インピーダンスの実数倍を模擬すること
    　を特徴とする請求項１記載の非接触電圧観測装置。
  3. 　前記インピーダンス回路は、互いに直列に接続されたインダクタ素子とキャパシタ素子とを備え、
    　前記インダクタ素子は、前記プローブ電極に接続された配線が有するインダクタンスを模擬する素子であり、
    　前記キャパシタ素子は、前記プローブ電極と前記電線の芯線との間に生じる結合容量を模擬する素子であること
    　を特徴とする請求項１記載の非接触電圧観測装置。
  4. 　前記インピーダンス回路は、互いに並列に接続されたキャパシタ素子と抵抗素子とを備え、
    　前記キャパシタ素子は、前記プローブ電極と前記芯線との間に生じる結合容量を模擬する素子であり、
    　前記抵抗素子は、前記被膜の絶縁抵抗を模擬する素子であること
    　を特徴とする請求項１記載の非接触電圧観測装置。
  5. 　前記プローブ電極、前記インピーダンス回路、前記オペアンプおよび出力用オペアンプをそれぞれ有した第１のユニットおよび第２のユニットと、
    　差動入力のＡＤ変換部とを備え、
    　前記出力用オペアンプは、負極入力端子が出力端子に接続され、正極入力端子に入力された交流電圧を出力し、
    　前記第１のユニットが有する前記プローブ電極は、２線一対の一方の前記電線における前記被膜に配置され、
    　前記第２のユニットが有する前記プローブ電極は、２線一対の他方の前記電線における前記被膜に配置され、
    　前記ＡＤ変換部は、前記第１のユニットが有する前記出力用オペアンプの出力電圧と、前記第２のユニットが有する前記出力用オペアンプの出力電圧との電圧差をデジタル信号に変換すること
    　を特徴とする請求項１記載の非接触電圧観測装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113721071A (zh) * 2021-07-16 2021-11-30 中国电力科学研究院有限公司 一种测量非介入式对地电压的***和方法
JP7205000B1 (ja) * 2021-12-27 2023-01-16 三菱電機株式会社 非接触電圧センサ装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6415669A (en) * 1987-07-10 1989-01-19 Nippon Telegraph & Telephone Noise terminal voltage probe circuit of communication apparatus
JP2018132346A (ja) * 2017-02-14 2018-08-23 日置電機株式会社 電圧検出装置
US20190081601A1 (en) * 2017-09-08 2019-03-14 Analog Devices Global Unlimited Company Method of and Apparatus for Reducing the Influence of a Common Mode Signal on a Differential Signal and to Systems including such an Apparatus
JP2019174129A (ja) * 2018-03-26 2019-10-10 株式会社関電工 絶縁型電圧測定装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5313033B2 (ja) 2009-04-30 2013-10-09 日置電機株式会社 電圧検出装置および線間電圧検出装置
CN108020573B (zh) 2016-10-31 2019-12-17 清华大学 区分碳纳米管类型的方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6415669A (en) * 1987-07-10 1989-01-19 Nippon Telegraph & Telephone Noise terminal voltage probe circuit of communication apparatus
JP2018132346A (ja) * 2017-02-14 2018-08-23 日置電機株式会社 電圧検出装置
US20190081601A1 (en) * 2017-09-08 2019-03-14 Analog Devices Global Unlimited Company Method of and Apparatus for Reducing the Influence of a Common Mode Signal on a Differential Signal and to Systems including such an Apparatus
JP2019174129A (ja) * 2018-03-26 2019-10-10 株式会社関電工 絶縁型電圧測定装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113721071A (zh) * 2021-07-16 2021-11-30 中国电力科学研究院有限公司 一种测量非介入式对地电压的***和方法
JP7205000B1 (ja) * 2021-12-27 2023-01-16 三菱電機株式会社 非接触電圧センサ装置
WO2023126991A1 (ja) * 2021-12-27 2023-07-06 三菱電機株式会社 非接触電圧センサ装置

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