WO2021054005A1 - アンテナ装置及び電子機器 - Google Patents

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WO2021054005A1
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coil
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貴文 那須
石塚　健一
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株式会社村田製作所
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    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device connected to a high frequency circuit and an electronic device including the antenna device.
  • Patent Document 1 discloses a technique of providing a coupling element between a feeding circuit and a feeding radiating element and adding a non-feeding element connected to the coupling element in order to widen the bandwidth of the antenna device.
  • an antenna device having a structure in which a non-feeding radiating element is added requires a space for providing the non-feeding radiating element.
  • the installation space for radial elements is becoming more and more limited. Therefore, the non-feeding radiation element is installed in a limited area, and it is difficult to obtain good radiation characteristics.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device which is provided with a non-feeding radiating element provided in a limited installation area, and which is widened by a feeding radiating element and a non-feeding radiating element, and an electronic device including the same. ..
  • the first radiating element, the second radiating element, the first coil in which the first end is connected to the feeding circuit and the second end is connected to the first radiating element, and the first end are
  • the first phase adjusting element that adjusts the phase difference between the current flowing through the first radiating element and the current flowing through the second radiating element, the first end is connected to the first end of the second coil, and the second end is grounded. It is provided with a second phase adjusting element which is connected and adjusts the phase difference between the current flowing through the first radiating element and the current flowing through the second radiating element.
  • the electronic device of the present invention is characterized by including an antenna device having the above configuration, a feeding circuit, and a housing for accommodating the feeding circuit.
  • the current in the frequency band assigned to the second radiation element also flows to the first radiation element, so that the radiation characteristics are widened.
  • an antenna device provided with a non-feeding radiating element provided in a limited installation area, and an antenna device having a wide band by the feeding radiating element and the non-feeding radiating element, and an electronic device including the same.
  • FIG. 1 (A) and 1 (B) are circuit diagrams showing the configurations of the antenna devices 101A and 101B according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram showing the characteristics of the antenna devices 101A and 101B according to the first embodiment
  • FIG. 2B is a diagram showing the characteristics of the antenna device as a comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of another antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of the radiation efficiency of the antenna devices 101A and 101B according to the first embodiment and the antenna device as a comparative example.
  • FIG. 5 is a perspective view of the coupling element 30.
  • FIG. 6 is an exploded plan view showing a conductor pattern formed in each layer of the coupling element 30.
  • FIG. 7 is a diagram showing an internal configuration of an electronic device according to a second embodiment.
  • FIG. 8 is a partial cross-sectional view showing the configuration of another electronic device according to the second embodiment.
  • the "antenna device” shown in each embodiment can be applied to both the transmitting side and the receiving side of the signal. Even when this "antenna device" is described as an antenna that radiates electromagnetic waves, the antenna device is not limited to the source of electromagnetic waves. The same effect is obtained even when the communication partner antenna device receives the radiated electromagnetic wave, that is, even if the transmission / reception relationship is reversed.
  • 1 (A) and 1 (B) are circuit diagrams showing the configurations of the antenna devices 101A and 101B according to the first embodiment of the present invention.
  • the antenna device 101A shown in FIG. 1 (A) includes a first radiating element 10, a second radiating element 20, a coupling element 30, a first phase adjusting element 31, and a second phase adjusting element 32.
  • the first radiating element 10 is a feeding radiating element
  • the second radiating element 20 is a non-feeding radiating element.
  • the second radiating element 20 has a lower radiating efficiency than the first radiating element 10.
  • the first radiating element 10 has a wide electromagnetic field space around it, while the second radiating element 20 has a narrow electromagnetic field space around it.
  • the "radiated efficiency" is the ratio of the radiated power to the input power to the radiating element. The relationship between the electromagnetic space of the radiation element and the radiation efficiency will be described in detail later.
  • the coupling element 30 includes a first coil L1 and a second coil L2 that are electromagnetically coupled to each other.
  • the first end T11 of the first coil L1 is connected to the power feeding circuit 1, and the second end T12 is connected to the first radiating element 10.
  • the first end T21 of the second coil L2 is connected to the second radiating element 20, and the second end T22 is connected to the ground.
  • the first end of the first phase adjusting element 31 is connected to the power feeding circuit 1, and the second end is connected to the ground.
  • the first end of the second phase adjusting element 32 is connected to the first end of the second coil L2, and the second end is connected to the ground.
  • the first phase adjusting element 31 and the second phase adjusting element 32 adjust the phase difference between the current i10 flowing through the first radiating element 10 and the current i20 flowing through the second radiating element 20.
  • the first phase adjusting element 31 is composed of a capacitor C31 that induces a predetermined ratio of the current i20 flowing through the second radiating element 20 in the first radiating element 10 at the resonance frequency of the second radiating element 20.
  • the second phase adjusting element 32 is composed of an inductor L32 that causes a resonance current flowing through the second radiating element 20 to flow into the second coil L2.
  • a resonance current i21 flows through the second radiating element 20 and the second phase adjusting element 32, and a part of this resonance current flows through the second coil L2. Therefore, the resonance current i21 changes depending on the inductance of the inductor L32, and the current i22 flowing from the second radiating element 20 to the second coil L2 changes. That is, when a part of the resonance current i21 flows into the second coil L2, the phase of the current flowing through the second coil L2 changes. As a result, the difference between the phase of the current flowing through the first radiating element 10 and the phase of the current flowing through the second radiating element 20 is adjusted.
  • the thick white arrows indicate the overall current path.
  • connection of the first radiating element 10 to the first coil L1 and the connection of the second radiating element 20 to the second coil L2 occur in the first coil L1 when a current flows from the first coil L1 to the first radiating element 10.
  • This is a connection in which the direction of the magnetic field and the direction of the magnetic field generated in the second coil L2 when a current flows from the second coil L2 to the second radiating element 20 are opposite to each other.
  • the electromagnetic field coupling between the first radiation element 10 and the second radiation element 20 may become too strong, and good antenna matching may not be obtained. .. In that case, by providing the coupling element 30 that magnetically couples with the above polarity, the degree of coupling can be adjusted and the antenna matching can be improved.
  • the coupling element 30 shown above uses a coupling element having an opposite coupling relationship between the first coil L1 and the second coil L2. As a result, a wide band can be realized by providing the first radiating element 10 and the second radiating element 20.
  • the antenna device 101B shown in FIG. 1B is an example in which the capacitor C31 of the first phase adjusting element 31 is provided in the coupling element 30. That is, the coupling element 30 includes a capacitor C31 together with a first coil L1 and a second coil L2 that are electromagnetically coupled to each other.
  • FIG. 2A is a diagram showing the characteristics of the antenna devices 101A and 101B according to the first embodiment
  • FIG. 2B is a diagram showing the characteristics of the antenna device as a comparative example.
  • the antenna device as a comparative example is obtained by removing the first phase adjusting element 31 and the second phase adjusting element 32 from the antenna devices 101A and 101B shown in FIGS. 1 (A) and 1 (B).
  • FIGS. 2A and 2B the current i10 flowing through the first radiating element 10, the current i20 flowing through the second radiating element 20, and the reflectance coefficient S11 of the antenna device seen from the feeding circuit 1 are shown, respectively. Shown.
  • the resonance frequency of the second radiating element 20 of the antenna device of the comparative example is 4.5 GHz
  • the resonance frequency of the first radiating element 10 is 3.9 GHz.
  • the resonance frequency of the second radiating element 20 of the antenna devices 101A and 101B of the present embodiment is 4.7 GHz
  • the resonance frequency of the first radiating element 10 is 4.1 GHz.
  • the current i20 flowing through the second radiating element 20 has a peak near 4.5 GHz.
  • the reflectance coefficient S11 at 4.5 GHz is -5 dB, which is low.
  • the current i10 flowing through the first radiating element 10 is less than 1/2 of the i20 at 4.5 GHz. That is, in the 4.5 GHz band, the current flowing through the second radiating element 20 having low radiation efficiency is large, but the current flowing through the first radiating element 10 having high radiation efficiency is small. Therefore, the antenna device of this comparative example has low radiation efficiency in the 4.5 GHz band.
  • the capacitor C31 increases the current flowing through the first radiating element 10 at the resonance frequency of the second radiating element 20.
  • the inductor L32 adjusts the phase of the current flowing through the first radiating element 10 and the second radiating element 20 by causing the resonance current flowing through the second radiating element 20 to flow into the second coil L2.
  • the current i20 flowing through the second radiating element 20 and the current i10 flowing through the first radiating element 10 are equal in the vicinity of 4.7 GHz.
  • the reflectance coefficient S11 at 4.7 GHz is -5 dB, which is low.
  • the current flowing through the second radiating element 20 is induced in the first radiating element 10 and radiated with high efficiency not only from the second radiating element 20 but also from the first radiating element 10.
  • the amount of current induced in the first radiating element 10 and the amount of current flowing through the second radiating element 20 are equal.
  • FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of another antenna device according to the first embodiment.
  • the current i10 flowing through the first radiating element 10 and the current i20 flowing through the second radiating element 20 are shown, respectively.
  • the resonance frequency of the second radiating element 20 of this antenna device is 2.69 GHz
  • the resonance frequency of the first radiating element 10 is 2.46 GHz.
  • the resonance frequency of the second radiating element 20 is 2.69 GHz in the center of the three broken lines, and the left and right broken lines indicate the frequency band of ⁇ 5% ( ⁇ 67.5 MHz).
  • the current i10 flowing through the first radiating element 10 is 50% or more of the current value at the resonance frequency of the current i20 flowing through the second radiating element 20.
  • the current flowing through the second radiating element 20 is induced in the first radiating element 10 and radiated with high efficiency not only from the second radiating element 20 but also from the first radiating element 10.
  • the second radiating element 20 has.
  • the flowing current is induced in the first radiating element 10 and radiated from the first radiating element 10 with high efficiency, so that the radiating efficiency in the vicinity of the resonance frequency of the second radiating element 20 is increased and the band is widened.
  • the current flowing through the first radiating element 10 having good radiation efficiency in the vicinity of the resonance frequency of 4.1 GHz. i10 is equivalent in FIG. 2 (A) and FIG. 2 (B). Then, the current i20 flowing through the second radiating element 20 and the current i10 flowing through the first radiating element 10 are equal even in the vicinity of 4.1 GHz. Further, the reflectance coefficient S11 at 4.1 GHz is -4 dB, which is low. That is, in the 4.1 GHz band, the current flowing through the second radiating element 20 is induced in the first radiating element 10 and radiated with high efficiency not only from the second radiating element 20 but also from the first radiating element 10.
  • FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of the radiation efficiency of the antenna devices 101A and 101B according to the present embodiment and the antenna device as a comparative example.
  • a in FIG. 4 is a characteristic of the antenna devices 101A and 101B of the present embodiment
  • B is a characteristic of the antenna device as a comparative example.
  • a large amount of current at the resonance frequency (high frequency side of the used frequency band) of the second radiating element 20 flows to the first radiating element 10 having high radiation efficiency, so that the used frequency band
  • An antenna device having high radiation efficiency is configured over the entire range (for example, a wide band of 3.9 GHz to 4.8 GHz).
  • FIG. 5 is a perspective view of the coupling element 30, and FIG. 6 is an exploded plan view showing a conductor pattern formed in each layer of the coupling element 30.
  • the coupling element 30 included in the antenna device 101B of the present embodiment is a rectangular parallelepiped chip component mounted on a circuit board.
  • FIG. 5 the outer shape of the coupling element 30 and the internal structure thereof are shown separately.
  • the outer shape of the coupling element 30 is represented by a chain double-dashed line.
  • the first end T11 of the first coil, the second end T12 of the first coil, the first end T21 of the second coil L2, and the second end T22 of the second coil L2 are formed on the outer surface of the coupling element 30.
  • the coupling element 30 includes a first surface MS1 and a second surface MS2 which is a surface opposite to the first surface.
  • a first conductor pattern L11, a second conductor pattern L12, a third conductor pattern L21, and a fourth conductor pattern L22 are formed inside the coupling element 30 .
  • the first conductor pattern L11 and the second conductor pattern L12 are connected via an interlayer connection conductor V1.
  • the third conductor pattern L21 and the fourth conductor pattern L22 are connected via an interlayer connection conductor V2.
  • the insulating base materials S11, S12, S21, and S22 on which the conductor patterns are formed are shown separately in the stacking direction.
  • the first conductor pattern L11, the second conductor pattern L12, the third conductor pattern L21, and the fourth conductor pattern L22 are formed in order from the layer closest to the mounting surface.
  • the first end of the first conductor pattern L11 is connected to the second end T12 of the first coil, and the second end is connected to the first end of the second conductor pattern L12 via the interlayer connection conductor V1.
  • the second end of the second conductor pattern L12 is connected to the first end T11 of the first coil.
  • the first end of the third conductor pattern L21 is connected to the second end T22 of the second coil, and the second end of the third conductor pattern L21 is the second end of the fourth conductor pattern L22 via the interlayer connecting conductor V2. It is connected to one end.
  • the second end of the fourth conductor pattern L22 is connected to the first end T21 of the second coil.
  • the winding direction of the first coil L1 from the first end T11 to the second end T12 is the same as the winding direction of the second coil L2 from the first end T21 to the second end T22. That is, the direction of the magnetic field generated in the first coil L1 when a current flows from the first coil L1 to the first radiating element 10, and in the second coil L2 when a current flows from the second coil L2 to the second radiating element 20.
  • the directions of the generated magnetic fields are opposite to each other.
  • the second conductor pattern L12 and the third conductor pattern L21 run in parallel adjacent to each other in the stacking direction, and are between the second conductor pattern L12 and the third conductor pattern L21.
  • Parasitic capacitance occurs in. This parasitic capacitance is the capacitor C31 of the first phase adjusting element 31.
  • the capacitor C31 of the first phase adjusting element 31 by configuring the capacitor C31 of the first phase adjusting element 31 with the parasitic capacitance generated between the first coil L1 and the second coil L2, the number of components mounted on the circuit board can be reduced.
  • the occurrence of the parasitic capacitance also has the effect of increasing the coupling coefficient of the electromagnetic fields of the first coil L1 and the second coil L2.
  • the capacitor C31 may be added to the outside of the coupling element 30 as shown in FIG. 1A.
  • Second Embodiment In the second embodiment, an example of an electronic device including the antenna device of the present invention will be shown.
  • FIG. 7 is a diagram showing the internal configuration of the electronic device according to the second embodiment.
  • This electronic device is, for example, a communication terminal such as a mobile phone.
  • This electronic device includes an inner housing 42 and a circuit board 41 inside the outer housing.
  • a ground conductor non-forming region NGA is formed on the circuit board 41, and a second radiating element 20 is provided in this ground conductor non-forming region NGA.
  • the second radiating element 20 is a conductor pattern formed on the circuit board 41.
  • the inner housing 42 is a resin molded body, and the first radiating element 10 is provided in the inner housing 42.
  • the first radiating element 10 is, for example, a conductor pattern formed on a flexible substrate, and the first radiating element 10 is provided by attaching the flexible substrate to the inner housing 42.
  • the first radiating element 10 is formed by forming a conductor pattern on the surface of the inner housing 42 by, for example, the LDS method (Laser-Direct-Structuring).
  • the first radiating element 10 is provided along the insulator, and is farther from the ground conductor forming region GA of the circuit board 41 than the second radiating element 20. That is, since a wide electromagnetic field space extends around the first radiating element 10, the radiating efficiency of the first radiating element 10 is high. On the other hand, since the second radiating element 20 is provided in the ground conductor non-forming region NGA in a limited area of the circuit board 41, the electromagnetic field space around the second radiating element 20 is narrow. Therefore, the radiation efficiency is lower than that of the first radiation element 10.
  • the types of radiation efficiency of radiation elements are as follows.
  • the circuit board 41 is formed with a case-board-to-board connection portion 51
  • the inner housing 42 is formed with a case-board-to-board connection portion 52.
  • the first radiating element 10 and the second radiating element 20 are connected via the case-board connection portions 51 and 52.
  • FIG. 8 is a partial cross-sectional view showing the configuration of another electronic device according to the second embodiment.
  • This electronic device includes a circuit board 41, an inner housing 42, and the like between the lower housing 44 and the upper housing 45. Further, a card slot 43 is provided between the circuit board 41 and the lower housing 44. A card device such as a SIM card is installed in the card slot 43.
  • the first radiating element 10 is formed on the inner housing 42, and the second radiating element 20 is formed on the circuit board 41.
  • the configurations of the first radiating element 10 and the second radiating element 20 are as shown in FIG.
  • the second radiating element 20 is provided at a position overlapping the mounting portion of the card device in a plan view of the card device. Since the ground conductor is not provided around the card slot 43 of the circuit board 41, the distance between the ground conductor and the second radiating element 20 can be increased, thereby increasing the radiating efficiency of the second radiating element 20. Can be enhanced.
  • the second radiating element 20 is formed on the circuit board 41, but both the first radiating element 10 and the second radiating element 20 are electronic devices. It may be provided in the housing. In that configuration, the radiation efficiency of the first radiation element 10 and the second radiation element 20 alone can be improved.
  • Second radiation element 30 ... Coupling element 31 ... First phase adjustment element 32 ... Second phase adjustment Element 41 ... Circuit board 42 ... Inner housing 43 ... Card slot 44 ... Lower housing 45 ... Upper housing 51, 52 ... Case-board connection portions 101A, 101B ... Antenna device

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Abstract

アンテナ装置（１０１Ａ，１０１Ｂ）は、第１放射素子（１０）と、第１放射素子（１０）に比べて放射効率が低い第２放射素子（２０）と、互いに電磁界結合する第１コイル（Ｌ１）及び第２コイル（Ｌ２）を有する結合素子（３０）と、第１位相調整素子（３１）と、第２位相調整素子（３２）と、を備える。第１位相調整素子（３１）及び第２位相調整素子（３２）は、第２放射素子（２０）が有する共振周波数において、第２放射素子（２０）に流れる電流の所定割合を第１放射素子（１０）に誘起させる。このことにより、限られた設置領域に設けられた無給電放射素子を備えつつ、給電放射素子及び無給電放射素子によって広帯域化されたアンテナ装置及びそれを備える電子機器を得る。

Description

アンテナ装置及び電子機器
　本発明は、高周波回路に接続されるアンテナ装置及びそれを備える電子機器に関する。
　例えば携帯電話器用のアンテナにおいては、使用周波数帯域がますます拡大され、広帯域に対応する特性が要求される。アンテナ装置の広帯域化のために、給電回路と給電放射素子との間に結合素子を設け、この結合素子に接続される無給電素子を追加する技術が特許文献１に示されている。
国際公開第２０１２／１５３６９０号
　特許文献１に示されているように、無給電放射素子を付加する構造のアンテナ装置では、無給電放射素子を設けるためのスペースが必要となるが、近年のディスプレイの大型化等に伴って、放射素子の設置スペースはますます限られてきている。そのため、限られた領域に無給電放射素子を設置することになり、良好な放射特性を得ることが困難になっている。
　本発明の目的は、限られた設置領域に設けられた無給電放射素子を備えつつ、給電放射素子及び無給電放射素子によって広帯域化されたアンテナ装置及びそれを備える電子機器を提供することにある。
　本発明のアンテナ装置は、第１放射素子と、第２放射素子と、第１端が給電回路に接続され、第２端が第１放射素子に接続される第１コイルと、第１端が第２放射素子に接続され、第２端がグランドに接続されて、第１コイルと電磁界結合する第２コイルと、第１端が給電回路に接続され、第２端がグランドに接続され、第１放射素子に流れる電流と第２放射素子に流れる電流との位相差を調整する第１位相調整素子と、第１端が第２コイルの第１端に接続され、第２端がグランドに接続され、第１放射素子に流れる電流と第２放射素子に流れる電流との位相差を調整する第２位相調整素子と、を備える。
　上記構成により、第２放射素子に流れる電流の一部が第１放射素子に誘起されて、第２放射素子の共振周波数帯域の信号が第１放射素子で放射され、そのことによって広帯域に亘って放射効率の高いアンテナ装置が得られる。
　本発明の電子機器は、上記構成のアンテナ装置と、給電回路と、当該給電回路を収める筐体と、を備えることを特徴とする。
　上記構成により、限られた領域に第２放射素子を設置しても、第２放射素子に割り当てられる周波数帯域の電流が第１放射素子にも流れるので、放射特性が広帯域化される。
　本発明によれば、限られた設置領域に設けられた無給電放射素子を備えつつ、給電放射素子及び無給電放射素子によって広帯域化されたアンテナ装置及びそれを備える電子機器が得られる。
図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの構成を示す回路図である。 図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの特性を示す図であり、図２（Ｂ）は比較例としてのアンテナ装置の特性を示す図である。 図３は第１の実施形態に係る別のアンテナ装置の特性を示す図である。 図４は、第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂと、比較例としてのアンテナ装置の、放射効率の周波数特性を示す図である。 図５は結合素子３０の斜視図である。 図６は結合素子３０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。 図７は第２の実施形態に係る電子機器の内部の構成を示す図である。 図８は第２の実施形態に係る別の電子機器の構成を示す部分断面図である。
　各実施形態に示す「アンテナ装置」は、信号の送信側、受信側のいずれにも適用できる。この「アンテナ装置」を、電磁波を放射するアンテナとして説明する場合でも、そのアンテナ装置が電磁波の発生源であることに限るものではない。通信相手側アンテナ装置が放射した電磁波を受ける場合にも、すなわち送受の関係が逆であっても、同様の作用効果を奏する。
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの構成を示す回路図である。
　まず、図１（Ａ）に示すアンテナ装置１０１Ａについて説明する。アンテナ装置１０１Ａは、第１放射素子１０と、第２放射素子２０と、結合素子３０と、第１位相調整素子３１と、第２位相調整素子３２と、を備える。第１放射素子１０は給電放射素子であり、第２放射素子２０は無給電放射素子である。
　本実施形態のアンテナ装置１０１Ａでは、第２放射素子２０は第１放射素子１０に比べて放射効率が低い。例えば第１放射素子１０は、その周囲に広い電磁界的空間が拡がっているのに対し、第２放射素子２０は、その周囲の電磁界的空間が狭い。ここで「放射効率」とは、放射素子への入力電力に対する放射電力の比である。放射素子の電磁界的空間と放射効率との関係については後に詳述する。
　結合素子３０は互いに電磁界結合する第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を備える。第１コイルＬ１は、その第１端Ｔ１１が給電回路１に接続され、第２端Ｔ１２が第１放射素子１０に接続される。第２コイルＬ２は、その第１端Ｔ２１が第２放射素子２０に接続され、第２端Ｔ２２がグランドに接続される。
　第１位相調整素子３１は、第１端が給電回路１に接続され、第２端がグランドに接続される。第２位相調整素子３２は、第１端が第２コイルＬ２の第１端に接続され、第２端がグランドに接続される。
　第１位相調整素子３１及び第２位相調整素子３２は、第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０と第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０との位相差を調整する。
　第１位相調整素子３１は、第２放射素子２０が有する共振周波数において、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０の所定割合を第１放射素子１０に誘起させるキャパシタＣ３１で構成される。
　第２位相調整素子３２は第２放射素子２０に流れる共振電流を第２コイルＬ２へ流入させるインダクタＬ３２で構成される。図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、第２放射素子２０及び第２位相調整素子３２に共振電流ｉ２１が流れ、この共振電流の一部が第２コイルＬ２に流れる。したがって、インダクタＬ３２のインダクタンスによって、共振電流ｉ２１が変わり、第２放射素子２０から第２コイルＬ２へ流れる電流ｉ２２が変化する。つまり、第２コイルＬ２に共振電流ｉ２１の一部が流入することで、第２コイルＬ２に流れる電流の位相が変化する。このことにより、第１放射素子１０に流れる電流の位相と第２放射素子２０に流れる電流の位相との差が調整される。図１（Ａ）において、白抜きの太い矢印は総合的な電流の経路を示す。
　第１コイルＬ１に対する第１放射素子１０の接続、及び第２コイルＬ２に対する第２放射素子２０の接続は、第１コイルＬ１から第１放射素子１０へ電流が流れるときに第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子２０へ電流が流れるときに第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とが互いに逆になる接続である。
　高周波において、省スペースで無給電放射素子による広帯域化を行う場合、第１放射素子１０と第２放射素子２０との電磁界結合が強くなりすぎて、良好なアンテナ整合が得られないことがある。その場合、上記のような極性で磁界結合する結合素子３０を設けることで、結合度を調整でき、アンテナ整合を改善することができる。
　一方、第１放射素子１０と第２放射素子２０との間が比較的大きく離れているなどの場合、第１放射素子１０及び第２放射素子２０だけでは十分な電磁界結合が得られない。その場合には、上記に示した結合素子３０とは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合関係が逆の結合素子を用いる。このことで、第１放射素子１０及び第２放射素子２０を備えることによる広帯域化が実現できる。
　図１（Ｂ）に示すアンテナ装置１０１Ｂは、第１位相調整素子３１のキャパシタＣ３１を結合素子３０内に設けた例である。つまり、結合素子３０は、互いに電磁界結合する第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２と共にキャパシタＣ３１を備える。
　図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの特性を示す図であり、図２（Ｂ）は比較例としてのアンテナ装置の特性を示す図である。この比較例としてのアンテナ装置は、図１（Ａ）、図１（Ｂ）、に示したアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂから第１位相調整素子３１及び第２位相調整素子３２を取り除いたものである。
　図２（Ａ）、図２（Ｂ）においては、第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０、及び、給電回路１から見たアンテナ装置の反射係数Ｓ１１をそれぞれ示している。比較例のアンテナ装置の第２放射素子２０の共振周波数は４．５ＧＨｚであり、第１放射素子１０の共振周波数は３．９ＧＨｚである。また、本実施形態のアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの第２放射素子２０の共振周波数は４．７ＧＨｚであり、第１放射素子１０の共振周波数は４．１ＧＨｚである。
　図２（Ｂ）に示す比較例のアンテナ装置では、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０は４．５ＧＨｚ近傍でピークが生じている。そして、４．５ＧＨｚでの反射係数Ｓ１１は－５ｄＢであり、低い。しかし、第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０は、４．５ＧＨｚでｉ２０の１／２に満たない。つまり、４．５ＧＨｚ帯において、放射効率の低い第２放射素子２０に流れる電流が大きいが、放射効率の高い第１放射素子１０に流れる電流は小さい。そのため、この比較例のアンテナ装置は、４．５ＧＨｚ帯での放射効率が低い。
　本実施形態のアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂでは、キャパシタＣ３１は、第２放射素子２０の共振周波数で第１放射素子１０に流れる電流を増大させる。また、インダクタＬ３２は第２放射素子２０に流れる共振電流を第２コイルＬ２へ流入させることで、第１放射素子１０と第２放射素子２０とに流れる電流の位相が調整される。このことにより、図２（Ａ）に示す例では、図中丸印で示すように、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０と第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０とは、４．７ＧＨｚ近傍で等しくなる。そして、４．７ＧＨｚでの反射係数Ｓ１１は－５ｄＢであり、低い。つまり、４．７ＧＨｚ帯において、第２放射素子２０に流れる電流は第１放射素子１０に誘起されて、第２放射素子２０からだけでなく、第１放射素子１０から高効率で放射される。この例では、第２放射素子２０の共振周波数４．７ＧＨｚにおいて、第１放射素子１０に誘起される電流量と、第２放射素子２０に流れる電流量とは等しい。
　図３は第１の実施形態に係る別のアンテナ装置の特性を示す図である。図３において、第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０をそれぞれ示している。このアンテナ装置の第２放射素子２０の共振周波数は２．６９ＧＨｚであり、第１放射素子１０の共振周波数は２．４６ＧＨｚである。
　図３において、３本の破線のうち中央は第２放射素子２０の共振周波数は２．６９ＧＨｚであり、左右の破線は、±５％（±６７．５ＭＨｚ）の周波数帯を示す。この例では、図中楕円で示すように、上記±５％において、第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０は、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０の、共振周波数における電流値の５０％以上となる。つまり、２．７ＧＨｚ帯において、第２放射素子２０に流れる電流は第１放射素子１０に誘起されて、第２放射素子２０からだけでなく、第１放射素子１０から高効率で放射される。
　このように、第２放射素子２０が有する共振周波数において、第１放射素子１０に誘起される電流が、第２放射素子２０に流れる電流量の５０％以上であれば、第２放射素子２０に流れる電流が第１放射素子１０に誘起されて、第１放射素子１０から高効率で放射されることで、第２放射素子２０の共振周波数付近での放射効率が高まり、広帯域化される。
　本実施形態のアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂでは、図２（Ａ）、図２（Ｂ）に表れているように、放射効率の良い第１放射素子１０に流れる、共振周波数４．１ＧＨｚ付近での電流ｉ１０は、図２（Ａ）と図２（Ｂ）とで同等となっている。そして、第２放射素子２０に流れる電流ｉ２０と第１放射素子１０に流れる電流ｉ１０とが、４．１ＧＨｚ近傍でも等しい。さらに、４．１ＧＨｚでの反射係数Ｓ１１は－４ｄＢであり、低い。つまり、４．１ＧＨｚ帯において、第２放射素子２０に流れる電流は第１放射素子１０に誘起されて、第２放射素子２０からだけでなく、第１放射素子１０から高効率で放射される。
　図４は、本実施形態に係るアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂと、比較例としてのアンテナ装置の、放射効率の周波数特性を示す図である。図４中のＡは本実施形態のアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂの特性であり、Ｂは比較例としてのアンテナ装置の特性である。本実施形態のアンテナ装置１０１Ａ，１０１Ｂでは、第２放射素子２０が有する共振周波数（使用周波数帯域の高域側）の電流が、放射効率の高い第１放射素子１０に多く流れるため、使用周波数帯域の全域（例えば３．９ＧＨｚ～４．８ＧＨｚの広帯域）に亘って高い放射効率を有するアンテナ装置が構成される。
　次に、図１（Ｂ）に示したアンテナ装置１０１Ｂが備える結合素子３０の構成について示す。図５は結合素子３０の斜視図であり、図６は結合素子３０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。
　本実施形態のアンテナ装置１０１Ｂが備える結合素子３０は回路基板に実装される、直方体状のチップ部品である。図５においては、結合素子３０の外形とその内部の構造とを分離して図示している。結合素子３０の外形は二点鎖線で表している。結合素子３０の外面には、第１コイルの第１端Ｔ１１、第１コイルの第２端Ｔ１２、第２コイルＬ２の第１端Ｔ２１、及び第２コイルＬ２の第２端Ｔ２２が形成されている。また、結合素子３０は第１面ＭＳ１と当該第１面とは反対側の面である第２面ＭＳ２とを備える。
　結合素子３０の内部には、第１導体パターンＬ１１、第２導体パターンＬ１２、第３導体パターンＬ２１、第４導体パターンＬ２２が形成されている。第１導体パターンＬ１１と第２導体パターンＬ１２とは層間接続導体Ｖ１を介して接続されている。第３導体パターンＬ２１と第４導体パターンＬ２２とは層間接続導体Ｖ２を介して接続されている。なお、図５においては、上記各導体パターンが形成された絶縁基材Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２を積層方向に分離して表している。
　図６に表れているように、実装面に近い層から順に第１導体パターンＬ１１、第２導体パターンＬ１２、第３導体パターンＬ２１、第４導体パターンＬ２２が形成されている。第１導体パターンＬ１１の第１端は第１コイルの第２端Ｔ１２に接続されていて、第２端は層間接続導体Ｖ１を介して第２導体パターンＬ１２の第１端に接続されている。第２導体パターンＬ１２の第２端は第１コイルの第１端Ｔ１１に接続されている。また、第３導体パターンＬ２１の第１端は第２コイルの第２端Ｔ２２に接続されていて、第３導体パターンＬ２１の第２端は層間接続導体Ｖ２を介して第４導体パターンＬ２２の第１端に接続されている。第４導体パターンＬ２２の第２端は第２コイルの第１端Ｔ２１に接続されている。
　また、第１コイルＬ１の第１端Ｔ１１から第２端Ｔ１２への巻回方向と、第２コイルＬ２の第１端Ｔ２１から第２端Ｔ２２への巻回方向は同じである。つまり、第１コイルＬ１から第１放射素子１０へ電流が流れるときに第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子２０へ電流が流れるときに第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とは互いに逆の関係にある。
　図５、図６に示すように、第２導体パターンＬ１２と第３導体パターンＬ２１とは積層方向に隣接して並走していて、この第２導体パターンＬ１２と第３導体パターンＬ２１との間に寄生容量が生じる。この寄生容量が第１位相調整素子３１のキャパシタＣ３１である。
　このように、第１位相調整素子３１のキャパシタＣ３１を、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に生じる寄生容量で構成することにより、回路基板への実装部品数を削減できる。また、上記寄生容量が生じることにより、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との電磁界の結合係数が高まる、という効果もある。
　なお、図１（Ｂ）に示すアンテナ装置１０１Ｂにおいて、キャパシタＣ３１のキャパシタンスが不足する場合には、図１（Ａ）に示すように、結合素子３０の外部にキャパシタＣ３１を付加してもよい。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、本発明のアンテナ装置を備える電子機器の例について示す。
　図７は第２の実施形態に係る電子機器の内部の構成を示す図である。この電子機器は例えば携帯電話器等の通信端末である。この電子機器は、その外筐体の内部に内筐体４２及び回路基板４１を備える。
　回路基板４１にはグランド導体非形成領域ＮＧＡが形成されていて、このグランド導体非形成領域ＮＧＡに第２放射素子２０が設けられている。この第２放射素子２０は回路基板４１に形成された導体パターンである。
　内筐体４２は樹脂成型体であり、この内筐体４２に第１放射素子１０が設けられている。この第１放射素子１０は例えばフレキシブル基板に形成された導体パターンであり、内筐体４２にフレキシブル基板が貼付されることによって第１放射素子１０が設けられる。または、内筐体４２の表面に例えばＬＤＳ工法（Laser-Direct-Structuring）で導体パターンが形成されることで、第１放射素子１０が構成される。
　第１放射素子１０は、絶縁体に沿って設けられていて、第２放射素子２０に比べて、回路基板４１のグランド導体形成領域ＧＡから離れている。つまり、第１放射素子１０の周囲に広い電磁界的空間が拡がっているので、第１放射素子１０の放射効率が高い。これに対し、第２放射素子２０は、回路基板４１の限られた面積のグランド導体非形成領域ＮＧＡに設けられているので、第２放射素子２０の周囲の電磁界的空間は狭い。したがって、第１放射素子１０に比べて放射効率は低い。
　放射素子の放射効率の類型を挙げると次のとおりである。
（１）放射素子とグランド導体との面方向及び厚み方向（積層方向）の間隔が大きいほど、放射効率は高い。
（２）放射素子とグランド導体との間に生じるキャパシタンスが小さいほど、放射効率は高い。
（３）電子機器の筐体の端部や側部の近傍にまでグランド導体が存在する場合に、放射素子の配置位置が筐体の端部や側部から離れるほど、放射効率は高い。
　図７に表れているように、回路基板４１にはケース・基板間接続部５１が形成されていて、内筐体４２にはケース・基板間接続部５２が形成されている。第１放射素子１０と第２放射素子２０とはケース・基板間接続部５１，５２を介して接続される。
　図８は第２の実施形態に係る別の電子機器の構成を示す部分断面図である。この電子機器は、下部筐体４４と上部筐体４５との間に、回路基板４１、及び内筐体４２等を備える。また、回路基板４１と下部筐体４４との間にカードスロット４３が設けられている。このカードスロット４３に、例えばＳＩＭカード等のカードデバイスが装着される。
　内筐体４２には第１放射素子１０が形成されていて、回路基板４１には第２放射素子２０が形成されている。これら第１放射素子１０及び第２放射素子２０の構成は図７に示したとおりである。
　第２放射素子２０は、カードデバイスの平面視で、カードデバイスの装着部に重なる位置に設けられている。回路基板４１のカードスロット４３の周囲にはグランド導体が設けられていないので、グランド導体と第２放射素子２０との間隔を大きくすることができ、そのことによって第２放射素子２０の放射効率を高めることができる。
　なお、図７、図８に示した例では、第２放射素子２０が回路基板４１に形成された例を示したが、第１放射素子１０及び第２放射素子２０のいずれもが電子機器の筐体に設けられてもよい。その構成では、第１放射素子１０及び第２放射素子２０単体での放射効率を高めることができる。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ３１…キャパシタ
ＧＡ…グランド導体形成領域
Ｌ１…第１コイル
Ｌ２…第２コイル
Ｌ１１…第１導体パターン
Ｌ１２…第２導体パターン
Ｌ２１…第３導体パターン
Ｌ２２…第４導体パターン
Ｌ３２…インダクタ
ＭＳ１…第１面
ＭＳ２…第２面
ＮＧＡ…グランド導体非形成領域
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２…絶縁基材
Ｔ１１…第１コイルの第１端
Ｔ１２…第１コイルの第２端
Ｔ２１…第２コイルの第１端
Ｔ２２…第２コイルの第２端
Ｖ１，Ｖ２…層間接続導体
１…給電回路
１０…第１放射素子
２０…第２放射素子
３０…結合素子
３１…第１位相調整素子
３２…第２位相調整素子
４１…回路基板
４２…内筐体
４３…カードスロット
４４…下部筐体
４５…上部筐体
５１，５２…ケース・基板間接続部
１０１Ａ，１０１Ｂ…アンテナ装置

Claims (12)

  1. 　第１放射素子と、
    　第２放射素子と、
    　第１端が給電回路に接続され、第２端が前記第１放射素子に接続される第１コイルと、
    　第１端が前記第２放射素子に接続され、第２端がグランドに接続されて、前記第１コイルと電磁界結合する第２コイルと、
    　第１端が給電回路に接続され、第２端がグランドに接続され、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を調整する第１位相調整素子と、
    　第１端が前記第２コイルの第１端に接続され、第２端がグランドに接続され、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を調整する第２位相調整素子と、を備える、
    　アンテナ装置。
  2. 　前記第１位相調整素子及び前記第２位相調整素子は、前記第２放射素子が有する共振周波数において、前記第２放射素子に流れる電流の所定割合を前記第１放射素子に誘起させ、
    　前記第２放射素子が有する共振周波数において、前記第１放射素子に誘起される電流が、前記第２放射素子に流れる電流量の５０％以上である、
    　請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第１位相調整素子はキャパシタで構成され、
    　前記第２位相調整素子はインダクタで構成される、
    　請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記キャパシタは、前記第２放射素子の共振周波数で前記第１放射素子に流れる電流を増大させ、
    　前記インダクタは、前記第２放射素子に流れる共振電流を前記第２コイルへ流入させる、
    　請求項３に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第１コイル及び前記第２コイルは互いに電磁界結合する結合素子として構成され、
    　前記第１位相調整素子は前記第１コイルの第１端と前記第２コイルの第２端との間に生じる寄生容量で構成された、
    　請求項１から４のいずれかに記載のアンテナ装置。
  6. 　前記第１放射素子は、電子機器の筐体に設けられ、前記第２放射素子は前記筐体内に配置される回路基板に形成される、
    　請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ装置。
  7. 　前記回路基板はグランド導体パターンを有し、
    　前記回路基板の前記第２放射素子の形成位置は、前記グランド導体パターンの非形成領域内である、
    　請求項６に記載のアンテナ装置。
  8. 　前記第１放射素子及び前記第２放射素子は電子機器の筐体に設けられる、
    　請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ装置。
  9. 　前記第１コイルに対する前記第１放射素子の接続、及び前記第２コイルに対する前記第２放射素子の接続は、前記第１コイルから前記第１放射素子へ電流が流れるときに前記第１コイルに生じる磁界の方向と、前記第２コイルから前記第２放射素子へ電流が流れるときに前記第２コイルに生じる磁界の方向とが互いに逆になる接続である、
    　請求項１から８のいずれかに記載のアンテナ装置。
  10. 　前記第１コイルに対する前記第１放射素子の接続、及び前記第２コイルに対する前記第２放射素子の接続は、前記第１コイルから前記第１放射素子へ電流が流れるときに前記第１コイルに生じる磁界の方向と、前記第２コイルから前記第２放射素子へ電流が流れるときに前記第２コイルに生じる磁界の方向とが同じになる接続である、
    　請求項１から８のいずれかに記載のアンテナ装置。
  11. 　請求項１から１０のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記給電回路と、当該給電回路を収める筐体と、を備える、電子機器。
  12. 　前記筐体はカードデバイスの装着部を備え、
    　前記第２放射素子の形成位置は、前記カードデバイスの平面視で前記カードデバイスの装着部に重なる、
    　請求項１１に記載の電子機器。
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