WO2021040149A1

WO2021040149A1 - 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치

Info

Publication number: WO2021040149A1
Application number: PCT/KR2019/016852
Authority: WO
Inventors: 조용수; 사큅 칸모하메드
Original assignee: 중앙대학교 산학협력단
Priority date: 2019-08-28
Filing date: 2019-12-02
Publication date: 2021-03-04
Also published as: KR102308983B1; KR20210025867A

Abstract

진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치가 개시된다. 진동 펄스 시퀀스 생성 방법은, 선형 주파수 파형을 생성하는 단계; 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및 상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

Description

진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치

본 발명은 밀리미터파 셀룰러 시스템의 포지셔닝을 위한 신규한 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

미래의 5세대(5G) 기술은 밀리미터파 (Millimeter-Wave) 대역인 24 GHz 이상의 스펙트럼 대역에서 무선 광대역 통신이 가능하게 한다. 이 높은 주파수에서 사용할 수 있는 넓은 스펙트럼은 미래의 무선 통신 시스템에서 요구되는 높은 데이터 전송률과 용량을 제공할 수 있다. 5G 표준은 1 ms 이하의 지연시간, 10 Gbps 이상의 데이터 전송률, 높은 네트워크 안정성, 그리고 높은 포지셔닝 정확도를 제공할 수 있게 설계되고 있다. 그러나, 밀리미터파 대역의 송신 신호는 저주파 대역 신호보다 장애물에 민감하고, 더욱 높은 경로 손실을 겪는다. 큰 경로 손실을 보상하여 효율적인 통신을 제공하기 위해, 밀리미터파 주파수를 활용하는 5G 네트워크에서는 좁은 빔을 형성하기 위해 많은 수의 안테나 배열을 사용하는 송수신단이 요구된다.

OFDM 기반의 밀리미터파 V2X 시스템은 빠른 움직임으로 인해 발생하는 고주파 대역의 도플러 천이에 민감하다. 그러나, LTE 시스템의 낮은 반송파 주파수를 고려하였기 때문에 밀리미터파 시스템에서 발생할 수 있는 도플러 효과의 상한을 간과하였다. 현재까지 밀리미터파 셀룰러 시스템의 포지셔닝을 위해 도플러 천이 문제를 해결하려는 시도가 없었다.

본 발명은 높은 도플러 환경에서도 정확한 시간 또는 포지셔닝 값을 추정할 수 있는 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치를 제공하기 위한 것이다.

또한, 본 발명은 전파 지연이 추정되는 경우에도 높은 도플러 천이 환경에서 시간 모호성(ambiguity)을 거의 생성하지 않는 새로운 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 진동 펄스 시퀀스 생성 방법 및 이를 검출하는 방법이 제공된다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 선형 주파수 파형을 생성하는 단계; 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및 상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 생성 방법이 제공될 수 있다.

상기 진동 펄스 시퀀스는 프리앰블로서 전송될 수 있다.

상기 선형 주파수 파형을 생성하는 단계는, 송신단의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성할 수 있다.

상기 진동 펄스 시퀀스는 모호 함수(ambiguity function)에서의 시간 모호성(ambiguity)이 없으며, 전파 지연(delay)이 0'인 펄스이다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 단계; 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계; 상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용하는 단계; 및

상기 상호 상관 함수 적용 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 단계를 포함하는 프리앰블 검출 방법이 제공될 수 있다.

상기 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계는, 상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하되, 상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 단계를 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 진동 펄스 시퀀스를 생성하여 프리앰블로서 전송하는 송신 장치가 제공된다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 선형 주파수 파형을 생성하는 LFM 신호 생성부; 및 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 프리앰블 생성부를 포함하는 송신 장치가 제공될 수 있다.

상기 LFM 신호 생성부는, 상기 송신 장치의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성할 수 있다.

상기 진동 펄스 시퀀스를 프리앰블 신호로 전송하는 통신부를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 통신부; 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 레퍼런스 신호 생성부; 및 상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출부를 포함하는 수신 장치가 제공될 수 있다.

상기 레퍼런스 신호 생성부는, 상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하며, 상기 프리앰블 검출부는, 상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스 생성 방법 및 그 장치를 제공함으로써, 높은 도플러 환경에서도 정확한 시간 또는 포지셔닝 값을 추정할 수 있는 시퀀스 생성이 가능하다.

또한, 본 발명은 전파 지연이 추정되는 경우에도 높은 도플러 천이 환경에서 시간 모호성(ambiguity)을 거의 생성하지 않는 새로운 시퀀스 생성이 가능한 이점이 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치에서의 진동 펄스 시퀀스 생성 방법을 나타낸 순서도.

도 2는 종래와 본 발명의 일 실시예에 따른 각 파형을 나타낸 그래프.

도 3은 도 2의 각 파형의 모호 함수를 나타낸 그래프.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 포지셔닝 방법을 나타낸 순서도.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 실험 결과를 비교한 그래프.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른

와 q의 변화에 따른 OPS의 AF의 최대 크기와 이에 해당하는 시간 이동을 나타낸 그래프.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른

에 따른 OPS의 AF의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 그래프.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS의 상호모호 함수의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 결과를 나타낸 그래프.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 분석적 상한값과 모의실험을 통해 얻어진 OPS의 상호 모호 함수의 최댓값을 비교한 결과.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수를 예시한 도면.

도 11 내지 도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 각각 하나의 송신 장치가 원점에 위치하고 수신 장치가 직선과 지그재그 경로로 움직이는 두 상황에서의 다른 시퀀스를 사용한 경우에 위치추정(포지셔닝) 결과를 나타낸 그래프.

도 15은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 신호(프리앰블 신호)를 검출하는 방법을 나타낸 순서도.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도.

본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "구성된다" 또는 "포함한다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.

이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치에서의 진동 펄스 시퀀스 생성 방법을 나타낸 순서도이다.

단계 110에서 송신 장치(100)는 LFM(linear frequency modulated) 파형을 생성한다.

예를 들어, LFM 시간 도메인 파형은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, c는 심볼 길이를 나타내고,

는 심볼 주기를 나타내고,

는 주파수 스위핑 변수를 나타내며, B는 가용 채널 대역폭을 나타낸다.

단계 115에서 송신 장치(100)는 생성된 LFM 파형을 주파수 도메인의 자원 그리드의 부반송파에 매핑하여 샘플링한다.

본 발명의 일 실시예에서는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 시스템을 가정하여 이를 중심으로 설명하기로 한다. 예를 들어, 송신 장치(100)는 LFM 파형을 OFDM 부반송파에 매핑하여 샘플링할 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 2와 같다.

여기서,

는 샘플 개수를 나타내며,

는 샘플링 주기를 나타낸다.

단계 120에서 송신 장치(100)는 샘플링된 LFM 파형을 역이산 푸리에 변환(IDFT: inverse discrete fourier transform)하여 시간 도메인 신호로 변환한다. 송신 장치(100)는 변환된 시간 도메인 신호를 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence, 이하 OPS라 칭하기로 함)로서 출력(또는 전송)할 수 있다.

수학식 2의 주파수 도메인의 LFM 파형(신호)의 IDFT는 수학식 3과 같이 프레넬 적분을 사용하여 도출될 수 있다.

여기서,

, Z는 복수 켤레 프레넬 적분을 나타낸다.

도플러 천이가 존재할 때 OPS의 자기 상관 특성을 분석하기 위해 모호 함수(ambiguilty function)을 수학식 4와 같이 유도할 수 있다.

여기서,

는 도플러 천이를 나타내고,

이다. 수학식 4에서 보여지는 바와 같이, OPS의 모호 함수의 크기는

와

에 따라 변하는 것을 알 수 있다.

이고,

일 때, 수학식 4는 수학식 5와 같이 근사화될 수 있다.

수학식 5에 의해, 원점(

)에서의 크기가 1인 것을 알 수 있다. 그러나, 수학식 5의 결과는

인 경우에만 유효하다. 또한, N_s보다 훨씬 더 작은 도플러 값,

을 가지는 경우, 타이밍 에러가 값을 때의 모호 함수(AF)의 크기는

로 근사화되며, 이는

를 변수로 가지는 sinc 함수로 주어질 수 있다.

또한, 도플러 천이가 존재하는 상황에서 서로 다른

를 가진 OPS의 상호 상관 특성을 분석하기 위해, 각각

와

를 가지는 두 OPS의 상호 모호 함수를 수학식 6과 같이 유도하였다.

여기서,

이며, 시간 이동

는 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 7에서 시간 이동은 선형 근사화되었다. 수학식 7로부터

와

이 주어졌을 때, 시간 이동은

와

에 따라 증가하는 것을 알 수 있다.

와

를 가지는 두 OPS의 차이

는 많은 수의 시퀀스를 지원함과 동시에 낮은 상호 상관 값을 가지도록 선택되어야 한다. OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수는 상호 모호 함수의 상한을 통해 구할 수 있으며, 이는 수학식 8과 같이 유도될 수 있다.

여기서,

와

는 각각 sine과 cosine 프레넬 적분의 최대값이다. sine과 cosine 프레넬 적분으로 얻을 수 있는

와

의 비정규화 값은 각각 0.8948과 0.9775이다. 수학식 8에 도시된 바와 같이, 상한값은 도플러 천이

와 독립적이며, 상호 모호 함수의 크기에 큰 영향을 미치지 않는 것을 알 수 있다.

그러나, 심볼 길이

,

와

의 차이(

)는 매우 중요한 것을 알 수 있다. 즉,

의 값이 클수록 상한 값이 작아지게 된다. 수학식 8을 통해 OPS로 생성될 수 있는 시퀀스의 개수는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 q의 최소값을 나타낸다. 수학식 9에서 알 수 있듯이,

의 값이 클수록 OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수가 감소하는 것을 알 수 있다.

도 2는 종래와 본 발명의 일 실시예에 따른 각 파형을 나타낸 그래프이며, 도 3은 도 2의 각 파형의 모호 함수를 나타낸 그래프이다.

모호 함수(AF: ambiguity function)은 파형 설계를 위한 도구이자 정합필터를 거친 파형의 특성을 간략하게 표현하는 분석적 장치다. 모호 함수는 해상도, 사이드로브 특성, 그리고 주어진 파형의 지연(시간 이동)과 도플러의 모호성을 측정하는 데 유용하게 사용된다.

도 2의 (a)는 레이더에 널리 사용되는 펄스 파형(pulse waveform)을 나타낸 것이며, 도 2의 (b)는 소나 시스템에 널리 사용되는 LFM 파형을 나타낸 것이며, 도 2의 (c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS 파형을 나타낸 것이다.

도 3에서 보여지는 바와 같이, 길이(

)가지는 펄스 파형의 모호 함수는 지연(delay)축을 따라 나타나는 삼각형의 산등성이 모양을 가진다. 펄스 파형에서

혹은 더 큰 배수의 도플러 불일치는 모호 함수 피크 값을 현저하게 감소시키는 것을 알 수 있다.

도플러 불일치가 발생하지 않는 경우 (Doppler shift = 0) 모호 함수는 삼각형 모양의 함수가 된다. 예상되는 피크 시점(지연이 없는 경우)에서는 sinc 함수가 된다. 작은 지연 부정합(<

)이 존재할 경우 피크는 정확한 타이밍에 위치한다.

반면, LFM의 두 변수 (길이와 sweeping 대역폭)은 펄스 에너지와 거리 해상도를 독립적으로 조절하게 사용될 수 있다. 모호 함수는 여전히 삼각형의 산등성이 모양을 가지지만, 지연-도플러 면에 비스듬하게 위치한다(도 3 참조) LFM 파형의 모호 함수는 지연이 없을 경우 펄스 파형의 모호 함수(sinc 함수)와 동일하다. 그러나, 도플러 불일치가 존재할 경우, 피크는 정확한 시점에 나타나지 않으며, 도플러 천이에 비례하는 값만큼 이동한다. LFM 파형은 피크가 다른 위치에 발생하더라도, 넓은 범위의 도플러 천이 값에서 큰 값의 출력 피크를 가지기 때문에 도플러에 강건한다고 알려져 있다.

LFM 파형은 높은 도플러 환경에서도 목표를 감지할 가능성이 높기 때문에 무인 정찰 분야에 널리 사용되고 있다. 그러나, LFM 파형은 도플러가 존재하는 환경에서 정확한 타이밍을 예측할 수 없기 때문에 포지셔닝에는 적합하지 않다. 이상적인 모호 함수는 응용 분야에 따라 달라진다. LFM 파형의 모호 함수(지연-도플러 평면에서 비스듬한 삼각형 모양)는 무인 정찰 분야에 적합하다. 하지만, 높은 도플러 환경에서의 포지셔닝에서는 도플러 천이의 값에 상관없이 정확한 타이밍에 높은 피크를 얻을 수 있는 파형이 적합하다.

도 3에서 보여지는 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS 파형은 지연이 없으며, ambiguity가 없는 이상적인 모호 함수를 가진 파형인 것을 알 수 있다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 포지셔닝 방법을 나타낸 순서도이다. 이하에서는 OFDM 기반의 밀리미터파 셀룰러 시스템에서의 포지셔닝 기법에 대해 설명하기로 한다.

단계 410에서 수신 장치(400)는 송신 장치(100)로부터 신호를 수신한다. 편의상 수신 장치는 m이라 칭하며, 수신 장치는 c로 칭하여 설명하기로 한다. 예를 들어, 수신 장치는 수신 장치일 수 있으며, 송신 장치는 송신 장치일 수 있다. 여기서, 수신 장치에서 수신된 신호는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

와

는 각각 클러스터와 전파 경로의 개수를 나타낸다.

는 k번째 클러스터의 l번째 경로의 수신 장치와 송신 장치간의 채널 임펄스 응답을 나타내며, m은 수신 장치를 나타내고, c는 송신 장치를 나타내며,

은 송신 장치(c)로부터 송신된 신호를 나타내며,

는 수신단측의 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN: additive white Gaussian noise)을 나타내며,

는 수신된 신호를 나타내고,

는 컨볼루션 연산자를 나타낸다.

채널 행렬(

)은 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 k번째 클러스터의

번째 경로의 복소 이득을 나타내며,

는

초에 측정된 T-spaced 신호를 위한 펄스 성형 함수를 나타내고,

는 k번째 클러스터의

번째 경로의 지연을 나타내며,

는 k번째 클러스터의

번째 경로에 따른

각도를 나타내고,

는

의 배열 응답 벡터를 나타내며,

는 Hermitian 연산자를 나타낸다.

개를 가지는 균일한 선형 배열을 위한 송신 장치와 수신 장치 배열 응답 벡터는 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

단계 415에서 수신 장치(400)은 수신된 신호를 이용하여 신호의 수신 각도(AoA: angle of arrival)와 출발 신호 각도(AoD: angle of departure)를 추정한다.

수학식 10에서 수신된 신호는

와 같은 벡터 형태로 나타낼 수 있다. 또한,

개의 수신 신호는 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 13의 신호들의 공간 상호 상관 행렬은 수학식 14와 같이 추정될 수 있다.

수학식 14의 공간 상호상관 행렬의 고유구조를 활용하는 MUSIC(high-resolution multiple signal classification) 알고리즘을 이용하여 AoA와 AoD가 추정될 수 있다.

고유값 분해를 통해 수학식 14는 신호 부분공간과 잡음 부분 공간으로 구분될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 15와 같다.

여기서,

는

개의 최대 고유값을 가지는 대각 행렬을 나타내고,

는

개의 최소 고유값을 가지는 대각 행렬을 나타내며,

는

의

개의 최대 고유값에 해당하는 고유 벡터로 이루어진 행렬을 나타내는 신호 부분 공간을 나타내며,

는 그외의 고유 벡터를 포함하는 행렬을 나타내는 잡음 부분 공간을 나타낸다. 2차원 MUSIC 공간 스펙트럼은 수학식 16과 같이 계산될 수 있다.

여기서,

이며,

는 크로네커 곱 연산자를 나타낸다. 수학식 16을 통해

의 최대 피크를

만큼 선택하여 AoA와 AoD를 각각 추정한다. MUSIC 알고리즘은 2차원 전체 탐색이 요구되기 때문에 연산량이 매우 증가하므로, RD-MUSIC, 2차원 ESPRIT과 같은 부공간 기반의 기법들을 이용할 수 있다.

MUSIC 알고리즘을 이용하여 AoA와 AoD를 추정하는 방법 자체는 당업자에게는 자명한 사항이므로 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

단계 420에서 수신 장치(400)은 수신된 신호와 기준 신호를 이용하여 거리를 추정한다.

이에 대해 상세히 설명하기로 한다.

송신 장치와 수신 장치 사이의 거리는 수신된 신호와 수신단에서 생성된 기준 신호의 상호 상관 값을 통해 획득되는

의 값을 추출하여 신호의 전파 속도(v)를 곱하여 계산될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 17과 같다.

만일 하나의 LoS 경로만 존재한다면, 수학식 17은

와 같이 나타낼 수 있다. 수학식 10에서 수신된 신호와 수신 장치에서 생성된 기준 신호의 상호 상관 결과는 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 지연시간(

는 미리 결정된 문턱 값(

)을 이용하여 획득될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 19와 같다.

단계 425에서 수신 장치(400)은 계산된 AoA, AoD, 추정된 거리 및 지연 시간을 이용하여 수신 장치의 위치를 계산한다.

도 5는 수학식 3에서 구한 분석적 결과를 모의 실험한 결과와 비교한 그래프이다.

OFDM 시스템에서 부반송파 간격(

), 반송파 주파수, 시퀀스 길이(

)는 각각 15 kHz, 28 GHz, 1024개로 가정하였다. 송신 장치와 수신 장치의 빔포밍 안테나 배열은 모두 8개의 안테나로 이루어진 균일한 선형 배열인 것을 가정하기로 한다. 수신 장치와 송신 장치의 빔 개수는 8개인 것을 가정하기로 하며, 송신 장치와 수신 장치 사이의 채널은 Rician 페이딩 채널로 가정되었다. 모의실험을 위해, 10 dB의 k-factor를 가진 SCM(spatial channel model)이 사용되었고, NLoS 경로의 ray의 수는 20개인 것을 가정하였다.

도 2에서 시간 도메인 LFM과 진동 펄스 신호(OPS) 파형은 각각 2MHz와 0.1302의

와 q의 값으로 생성된 것이다. 또한, 심볼 길이(

)와 샘플링 구간(T)는 각각

와

로 설정되었다. 도 3에서 도시된 바와 같이, OPS의 AF는 도플러 천이 축에 위치하는 "선"으로 근사될 수 있는 것을 알 수 있다. 따라서, OPS는 높은 도플러 천이가 존재하는 경우에도 정확한 타이밍을 제공하는 것을 알 수 있다.

도 5에서는 2MHz, 5MHz에 해당하는 q값, 0.1302, 0.3255를 갖는 두개의 진동 펄스 시퀀스가 각각 나타난 결과이다. 도 5에서 보여지는 바와 같이, 모의 실험 결과와 분석적 결과가 일치하는 것을 알 수 있다.

도 6은

와 q의 변화에 따른 OPS의 AF의 최대 크기와 이에 해당하는 시간 이동을 나타낸 그래프이다. 도 6의 (a)와 (b)는 각각

에 해당하는 q = {0.0326, 0.1302, 0.3255, 0.6510}에 따라 OPS의 AF의 최대 크기와 시간 이동을

영역에서 나타낸 것이다. 도 6의 (c)와 (d) 는 각각

따른 OPS의 AF의 최대 크기와 시간 이동을 q 영역에서 나타낸 것이다. 이 도면들로부터

일 경우, 모든 q값에 대해 최대 크기는 1이며 시간 이동은 일어나지 않는 것을 알 수 있다. 그러나, 도플러 천이가 존재할 경우 이에 해당하는 시간 이동이 발생하며 최대 크기가 변한다. 도 6의 (a) 와 (b)는 q가 0.0326 일 때, 최대 크기는 93% 아래로 감소하지 않으며 시간 이동 또한 발생하지 않는 것을 보여준다. q가 가할 경우, 크기는 sinc 함수에 따라 감소하며, 이에 해당하는 시간 이동이 발생한다. 예를 들어, q가 {0.3255, 0.6510}일 때,

에서 한 샘플의 시간 이동이 발생한다. 도 6의 (c)와 (d)는 도플러 천이가 존재할 때, 큰 값의 q에 대해 최대 크기의 감소가 더 빠르게 발생하며, 이에 해당하는 시간 이동도 발생한다는 것을 보여준다. 예를 들어,

가 {15, 30}kHz일 때,

에서 같은 크기의 사이드 피크가 발생하고,

의 값에 대해 한 샘플의 시간 이동이 발생한다.

도 7은 수학식 4와 수학식 5에서 주어진

에 따른 OPS의 AF의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 그래프이다. 도 7의 (a)와 (b)는 q = {0.0326, 0.3255, 0.6510, 1}에 따른 OPS의 AF 최대 크기와 n = 0에서의 크기를

영역에서 각각 보여준다. 도 7의 (b)으로부터 q의 값이 작을수록 도플러 천이에 더 강인하고, q의 값이 증가함에 따라 도플러 증가에 더 민감하다는 것을 알 수 있다. 도 7은 수학식 4와 수학식 5에서 주어진 분석적 결과가 모든

와 q의 값에서 모의실험 결과와 일치하는 것을 보여준다.

도 8은 수학식 6에서 주어진 OPS 의 상호모호 함수의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 결과를 나타낸 그래프이다. 도 8의 (a)와 (b)는 q=0.0326와 4개의 다른 값을 가지는

에 대해 두 OPS의 상호모호 함수의 최대 크기와 n = 0 에서의 크기를 각각

영역에서 보여준다. 도 8의 (c)는 q=0.0326와

일 때 두 OPS의 선형 이동 상호상관을 시간 도메인에서 보여준다. 도 8에서 보여지는 바와 같이,

가 증가함에 따라 상호모호 함수의 크기가 감소하는 것을 알 수 있다. 이는

의 값이 증가할 때 두 OPS의 상호상관 값이 더 작아진다는 것을 의미한다.

도 8의 결과를 통해 수학식 6에서 구한 분석적 결과가 모의 실험 결과와 일치하는 것을 알 수 있다.

도 9는 수학식 8서 유도된 분석적 상한값과 모의실험을 통해 얻어진 OPS의 상호 모호 함수의 최댓값을 비교한다. 도 9의 결과를 얻기 위해 q의 값은 0.0326인

으로 설정되었다. 또한

의 값은 변화하는 값인

에 의해 결정되었다. 도 9는

와

가 증가할수록 상한이 감소하는 것을 보여준다. 분석적 상한은 모의실험 결과보다 약간 큰 값을 가진다.

도 10은 OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수를 나타낸다. 도 10은 수학식 9에서

의 값을

로 변화시키며 획득한 결과이다. 따라서, OPS를 통한 시퀀스 설계에 있어서 상호상관 값과 시퀀스의 개수는

의 선택에 따라 서로 반대의 결과가 되는 관계임을 알 수 있다.

도 11 내지 도 14는 각각 하나의 송신 장치가 원점에 위치하고 수신 장치가 직선과 지그재그 경로로 움직이는 두 상황에서의 다른 시퀀스를 사용한 경우에 위치추정(포지셔닝) 결과를 나타낸 그래프이다. 모의실험 결과는 도플러 천이가 0인 경우와 15 kHz인 경우에서 수행되었으며, LTE PRS (NIDcell = 3), ZC(root index = 11), LFM (

), ops(q=0.1302)로서 4가지의 다른 시퀀스를 사용하였다. OFDM 시스템에서 부반송파 간격

를 {15, 30, 60}kHz로 정하였고, 도 4에서 상술한 포지셔닝 기법을 이용하여 추정하였다. 여기서 AoA와 AoD 정보는 안테나 배열에 수신된 신호로부터 추정되고, 송신 장치와 수신 장치 사이의 거리는 4개의 다른 시퀀스(LTE PRS, ZC, LFM, OPS)를 통해 추정된다. 여기서 PRS와 ZC 시퀀스는 LTE 시스템에서 수신 장치의 위치 추정, 프리앰블 설계(primary synchronization signals)를 위하여 현재 사용되고 신호이다. 도 11 내지 도 14 에서 도 11, 도 13과 도 12, 도 14는 각각

와

인 상황을 나타낸다. 도 11는 도플러 천이가 없을 경우, 위치 추정의 성능이 사용된 시퀀스에 상관없이 거의 같다는 것을 보여준다. 이와 비슷한 결과가 도 13의 지그재그 상황에서도 나타난다. 그러나, 도플러가 존재할 경우(도 12, 도 14), (i) LTE PRS, (ii) ZC, and (iii) LFM의 포지셔닝 결과는 부정확한 거리 추정으로 인해 잘못된 값을 가지는 것을 알 수 있다. 여기서 LFM 경우에 부정확한 거리 추정은 도플러 천이가 존재할 때 LFM 파형을 사용하여 발생한 시간 이동 때문에 발생한 것이다. 그러나, OPS가 사용된 경우에는 이러한 시간 이동이 발생하지 않으며, 정확한 거리 추정 값을 얻을 수 있는 것을 알 수 있다.

LTE PRS, ZC, LFM, OPS의 지연 (혹은 위치) 추정 특성을 요약하면 표 1과 같다.

특성	LTE PRS	ZC	LFM	OPS
도플러 민감도	부반송파 간격 증가할수록 낮아짐 (보통)	부반송파 간격 증가할수록 낮아짐(높음)	낮음	낮음
도플러로 인한 시간이동	큼	큼	작음	매우 작음
도플러에 대한 특성	무작위	root 인덱스 감소할수록 덜함	증가할수록 덜함	q감소할수록 덜함
상호상관	좋음	좋음	증가할수록 좋음	증가할수록 좋음
ID 개수	Cell ID		1	감소할수록 많아짐
OFDM 시스템에서의 다중화	가능	가능	불가능	가능

도 15은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.

도 15을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치(100)는 통신부(1510), LFM 신호 생성부(1515), 프리앰블 생성부(1520), 메모리(1525) 및 프로세서(1530)를 포함하여 구성된다.

통신부(1510)는 통신망을 통해 다른 장치(예를 들어, 수신 장치(400))와 데이터를 송수신하기 위한 수단이다.

예를 들어, 통신부(1510)는 프로세서(1530)의 제어에 따라 시간 도메인의 OPS 신호를 프리앰블 신호로 전송할 수 있다.

LFM 신호 생성부(1515)는 선형 주파수 파형을 생성하기 위한 수단이다. 또한, LFM 신호 생성부(1515)는 각 CID에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 LFM 파형을 생성할 수 있다. 이는 도 1 내지 도 14를 참조하여 설명한 바와 동일하므로 중복되는 설명은 생략하기로 한다.

프리앰블 생성부(1520)는 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스(프리앰블 신호)로서 생성하기 위한 수단이다.

진동 펄스 시퀀스를 생성하는 방법에 대해서는 전술한 바와 동일하므로 중복되는 설명은 생략하기로 한다.

메모리(1525)는 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 방법을 수행하기 위한 명령어들(프로그램 코드들), 이 과정에서 파생되는 다양한 데이터 등을 저장하기 위한 수단이다.

프로세서(1530)는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치(100)의 내부 구성 요소들(예를 들어, 통신부(1510), LFM 신호 생성부(1515), 프리앰블 생성부(1520), 메모리(1525) 등)을 제어하기 위한 수단이다.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 신호(프리앰블 신호)를 검출하는 방법을 나타낸 순서도이다.

단계 1610에서 수신 장치(400)는 송신 장치(100)로부터 송신된 신호를 수신한다.

단계 1615에서 수신 장치(400)는 진동 펄스 신호를 레퍼런스 신호로서 생성한다.

단계 1620에서 수신 장치(400)는 수신된 신호와 생성된 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수에 적용한 결과를 이용하여 프리앰블 신호를 검출한다.

예를 들어, 수신 장치(400)는 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출할 수 있다.

또한, 수신 장치(400)는 송신된 신호에 다른 CID를 포함하는 경우, 가능한 모든 OPS 신호를 레퍼런스 신호로 생성할 수 있다. 이어, 각 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 시퀀스와 지점을 각각 CID와 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수도 있다.

도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.

도 17을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치(400)는 통신부(1710), 레퍼런스 신호 생성부(1715), 프리앰블 검출부(1720), 메모리(1725) 및 프로세서(1730)를 포함하여 구성된다.

통신부(1710)는 통신망을 통해 다른 장치(예를 들어, 송신 장치(100))로부터 신호를 수신하기 위한 수단이다.

레퍼런스 신호 생성부(1715)는 레퍼런스 신호를 생성하기 위한 수단이다. 여기서, 레퍼런스 신호는 OPS 신호일 수 있다. 예를 들어, 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 생성할 수 있다.

프리앰블 검출부(1720)는 수신된 신호와 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하기 위한 수단이다.

또한, 프리앰블 검출부(1720)는 송신된 신호에 다른 CID를 포함하는 경우, 가능한 모든 OPS 신호를 레퍼런스 신호로 생성할 수 있다. 이어, 각 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 시퀀스와 지점을 각각 CID와 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수도 있다.

메모리(1725)는 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스를 검출하는 방법을 수행하기 위한 명령어들(프로그램 코드들), 이 과정에서 파생되는 다양한 데이터 등을 저장하기 위한 수단이다.

프로세서(1730)는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치(400)의 내부 구성 요소들(예를 들어, 통신부(1710), 레퍼런스 신호 생성부(1715), 프리앰블 검출부(1720), 메모리(1725) 등)을 제어하기 위한 수단이다.

본 발명의 실시 예에 따른 장치 및 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 분야 통상의 기술자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media) 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다.

상술한 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims

선형 주파수 파형을 생성하는 단계;

상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및

상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 생성 방법.
제1 항에 있어서,

상기 진동 펄스 시퀀스는 프리앰블로서 전송되는 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
제1 항에 있어서,

상기 선형 주파수 파형을 생성하는 단계는,

송신단의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
제1 항에 있어서,

상기 진동 펄스 시퀀스는 모호 함수(ambiguity function)에서의 딜레이(delay)가 '0'인 펄스인 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
제1 항 내지 제4 항 중 어느 하나의 항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 기록한 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체 제품.
선형 주파수 파형을 생성하는 LFM 신호 생성부; 및

상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 프리앰블 생성부를 포함하는 송신 장치.
제6 항에 있어서,

상기 LFM 신호 생성부는,

상기 송신 장치의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제6 항에 있어서,

상기 진동 펄스 시퀀스를 프리앰블 신호로 전송하는 통신부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
송신단에서 송신된 신호를 수신하는 단계;

진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계;

상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용하는 단계; 및

상기 상호 상관 함수 적용 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 단계를 포함하는 프리앰블 검출 방법.
제9 항에 있어서,

상기 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계는,

상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하되,

상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 검출 방법.
송신단에서 송신된 신호를 수신하는 통신부;

진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 레퍼런스 신호 생성부; 및

상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출부를 포함하는 수신 장치.
제11 항에 있어서,

상기 레퍼런스 신호 생성부는,

상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하며,

상기 프리앰블 검출부는,

상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.