WO2021040149A1 - 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치 - Google Patents
진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치 Download PDFInfo
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Definitions
- the present invention relates to a novel vibration pulse sequence generation, detection method and apparatus for positioning a millimeter wave cellular system.
- Future 5th generation (5G) technology will enable wireless broadband communication in a spectrum band of 24 GHz or higher, a millimeter-wave band.
- the wide spectrum available at these high frequencies can provide the high data rates and capacity required for future wireless communication systems.
- the 5G standard is designed to provide latency of less than 1 ms, data rates of more than 10 Gbps, high network stability, and high positioning accuracy.
- the transmission signal in the millimeter wave band is more sensitive to obstacles than the signal in the low frequency band, and suffers a higher path loss.
- a 5G network utilizing millimeter wave frequencies requires a transmitting and receiving end using a large number of antenna arrays to form a narrow beam.
- the OFDM-based millimeter wave V2X system is sensitive to Doppler transitions in high frequency bands caused by fast motion.
- the low carrier frequency of the LTE system is considered, the upper limit of the Doppler effect that may occur in the millimeter wave system is overlooked. To date, no attempt has been made to solve the Doppler transition problem for positioning millimeter-wave cellular systems.
- the present invention is to provide a vibration pulse sequence generation and detection method and apparatus capable of estimating an accurate time or positioning value even in a high Doppler environment.
- the present invention is to provide a new vibration pulse sequence generation and detection method and apparatus that hardly generates time ambiguity in a high Doppler transition environment even when propagation delay is estimated.
- a method of generating a vibration pulse sequence and a method of detecting the same are provided.
- generating a linear frequency waveform Mapping the linear frequency waveforms to subcarriers in the frequency domain, respectively; And generating an oscillatory pulse sequence by inverse discrete Fourier transforming the linear frequency waveform in the frequency domain into a time domain signal.
- the vibration pulse sequence may be transmitted as a preamble.
- the linear frequency waveform may be generated by applying a frequency sweeping variable differently according to the identification information (ID) of the transmitting end.
- ID identification information
- the vibration pulse sequence is a pulse having no time ambiguity in an ambiguity function and a propagation delay of 0'.
- the method includes the steps of: receiving a signal transmitted from a transmitting end; Generating an oscillatory pulse sequence signal as a reference signal; Applying a cross-correlation function to the received signal and the reference signal; And
- a preamble detection method comprising the step of detecting a preamble by estimating a point at which a maximum peak value occurs as a result of applying the cross-correlation function as a delay time may be provided.
- the generating of the reference signal includes generating all possible oscillatory pulse sequence signals when a plurality of cell IDs (CIDs) are present in the transmitted signal, and all generated vibration pulse sequences and It may include applying the received signal to a cross-correlation function, estimating a point at which a maximum peak value occurs as a delay time, and detecting each preamble.
- CIDs cell IDs
- a transmitting apparatus for generating a vibration pulse sequence and transmitting it as a preamble.
- the LFM signal generator for generating a linear frequency waveform; And a preamble generator configured to generate a vibration pulse sequence by mapping the linear frequency waveforms to subcarriers in the frequency domain and converting them into time domain signals by inverse discrete Fourier transform.
- the LFM signal generator may generate the linear frequency waveform by applying a frequency sweeping variable differently according to the identification information (ID) of the transmitting device.
- It may further include a communication unit for transmitting the vibration pulse sequence as a preamble signal.
- a communication unit for receiving a signal transmitted from a transmitting end;
- a reference signal generator for generating an oscillatory pulse sequence signal as a reference signal;
- a preamble detector configured to detect a preamble by estimating a point at which a maximum peak value occurs as a result of applying a cross-correlation function between the received signal and the reference signal, as a delay time.
- the reference signal generation unit generates all possible oscillatory pulse sequence signals when a plurality of cell IDs (CIDs) are present in the transmitted signal, and the preamble detection unit includes all the generated vibration pulses.
- CIDs cell IDs
- each preamble can be detected by estimating a point at which the maximum peak value occurs as a delay time.
- the present invention has the advantage of being able to generate a new sequence that hardly generates time ambiguity in a high Doppler transition environment even when the propagation delay is estimated.
- FIG. 1 is a flow chart showing a method of generating a vibration pulse sequence in a transmission device according to an embodiment of the present invention.
- Figure 2 is a graph showing each waveform according to an embodiment of the present invention and the prior art.
- FIG. 3 is a graph showing an ambiguous function of each waveform of FIG. 2;
- FIG. 4 is a flow chart showing a positioning method according to an embodiment of the present invention.
- FIG. 6 is a diagram according to an embodiment of the present invention A graph showing the maximum size of the AF of OPS and the corresponding time shift according to the change of and q.
- FIG. 7 is a diagram according to an embodiment of the present invention A graph comparing the analytical results of AF of OPS and simulation results according to.
- FIG. 8 is a graph showing a result of comparing the analytical result of the mutual ambiguity function of the OPS and the simulation result according to an embodiment of the present invention.
- FIG. 10 is a diagram illustrating the number of sequences that can be generated through OPS according to an embodiment of the present invention.
- 11 to 14 show position estimation (positioning) results when using different sequences in two situations in which one transmitting device is located at an origin and a receiving device moves in a straight line and a zigzag path according to an embodiment of the present invention. graph.
- 15 is a block diagram schematically showing an internal configuration of a transmission device according to an embodiment of the present invention.
- 16 is a flowchart illustrating a method of detecting a vibration pulse signal (preamble signal) according to an embodiment of the present invention.
- 17 is a block diagram schematically showing an internal configuration of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
- FIG. 1 is a flowchart illustrating a method of generating a vibration pulse sequence in a transmission device according to an embodiment of the present invention.
- step 110 the transmission device 100 generates a LFM (linear frequency modulated) waveform.
- the LFM time domain waveform can be expressed as Equation 1.
- c represents the symbol length
- B denotes an available channel bandwidth
- step 115 the transmission device 100 maps the generated LFM waveform to a subcarrier of the resource grid in the frequency domain and samples.
- an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system is assumed, and a description thereof will be given.
- the transmission device 100 may map an LFM waveform to an OFDM subcarrier and sample it. This can be expressed as Equation 2.
- the transmission device 100 converts the sampled LFM waveform into a time domain signal by performing an inverse discrete fourier transform (IDFT).
- IDFT inverse discrete fourier transform
- the transmission device 100 may output (or transmit) the converted time domain signal as an oscillatory pulse sequence (hereinafter referred to as OPS).
- OPS oscillatory pulse sequence
- the IDFT of the LFM waveform (signal) in the frequency domain of Equation 2 can be derived using Fresnel integration as shown in Equation 3.
- Z represents the multi-conjugate Fresnel integral.
- Equation 4 In order to analyze the autocorrelation characteristic of the OPS in the presence of the Doppler transition, an ambiguilty function may be derived as shown in Equation 4.
- Equation 4 Represents the Doppler transition, to be.
- Equation 4 the size of the ambiguity function of the OPS is Wow You can see that it changes according to. ego, When, Equation 4 may be approximated as in Equation 5.
- Equation 5 the origin ( It can be seen that the size in) is 1. However, the result of Equation 5 is It is only valid if it is. Also, a Doppler value much smaller than N s, In the case of, the size of the ambiguity function (AF) when the timing error is a value is Is approximated by It can be given as a sinc function that has as a variable.
- Is and time shifts Can be expressed as in Equation 7.
- Equation 7 the time shift is linearly approximated. From Equation 7 Wow Given is, the time shift is Wow It can be seen that it increases with
- Equation 9 The number of sequences that can be generated by OPS through Equation 8 can be expressed as Equation 9.
- Equation 9 Represents the minimum value of q. As can be seen from Equation 9, It can be seen that, as the value of is larger, the number of sequences that can be generated through OPS decreases.
- FIG. 2 is a graph showing each waveform according to an embodiment of the present invention and the prior art
- FIG. 3 is a graph showing an ambiguous function of each waveform of FIG. 2.
- the ambiguity function is a tool for waveform design and an analytical device that simply expresses the characteristics of a waveform that has passed through a matched filter.
- the ambiguity function is useful for measuring the resolution, side lobe characteristics, delay (time shift) and Doppler ambiguity of a given waveform.
- Figure 2 (a) shows a pulse waveform widely used in radar
- Figure 2 (b) shows an LFM waveform widely used in a sonar system
- Figure 2 (c) shows the present invention. It shows the OPS waveform according to an embodiment of.
- the length ( The ambiguity function of the pulse waveform has the shape of a triangular ridge that appears along the delay axis.
- the pulse waveform Alternatively, it can be seen that a larger multiple of Doppler mismatch significantly reduces the ambiguity function peak value.
- Doppler shift 0
- the ambiguity function becomes a triangular function.
- the expected peak point if there is no delay, it becomes a sinc function.
- the two parameters of LFM can be used to independently adjust pulse energy and distance resolution.
- the ambiguity function still has a triangular ridge shape, but is located obliquely to the delay-Doppler plane (see Fig. 3).
- the ambiguity function of the LFM waveform is the same as the ambiguity function (sinc function) of the pulse waveform when there is no delay.
- the peak does not appear at an exact time point and shifts by a value proportional to the Doppler transition.
- the LFM waveform is known to be robust against Doppler because it has a large output peak in a wide range of Doppler transition values even if the peaks occur at different locations.
- the LFM waveform is widely used in the field of unmanned reconnaissance because it is highly likely to detect a target even in a high Doppler environment.
- the LFM waveform is not suitable for positioning because accurate timing cannot be predicted in the presence of Doppler.
- the ideal ambiguity function depends on the application.
- the ambiguity function of the LFM waveform (the shape of an oblique triangle in the delay-Doppler plane) is suitable for unmanned reconnaissance applications.
- a waveform capable of obtaining a high peak at an accurate timing regardless of the value of the Doppler transition is suitable.
- the OPS waveform according to an embodiment of the present invention has no delay and has an ideal ambiguity function without ambiguity.
- FIG. 4 is a flowchart illustrating a positioning method according to an embodiment of the present invention.
- a positioning technique in an OFDM-based millimeter-wave cellular system will be described.
- the receiving device 400 receives a signal from the transmitting device 100.
- the receiving device will be referred to as m, and the receiving device will be referred to as c.
- the receiving device may be a receiving device, and the transmitting device may be a transmitting device.
- the signal received by the receiving device may be expressed as Equation 10.
- Channel matrix ( ) Can be expressed as in Equation 11.
- Is the kth cluster Represents the complex gain of the th path
- Is the kth cluster Represents the delay of the second path
- Is the kth cluster According to the second path Represents the angle
- the transmission device and the reception device arrangement response vector for a uniform linear arrangement with dogs can be expressed as in Equation 12.
- the reception device 400 estimates an angle of arrival (AoA) and an angle of departure (AoD) of a signal using the received signal.
- AoA angle of arrival
- AoD angle of departure
- the signal received in Equation 10 is It can be expressed in the form of a vector such as Also, The received signals can be represented by Equation 13.
- Equation 14 The spatial cross-correlation matrix of the signals of Equation 13 can be estimated as shown in Equation 14.
- AoA and AoD can be estimated using a high-resolution multiple signal classification (MUSIC) algorithm that utilizes the eigen structure of the spatial cross-correlation matrix of Equation 14.
- MUSIC multiple signal classification
- Equation 14 may be divided into a signal subspace and a noise subspace through eigenvalue decomposition. This can be expressed as Equation 15.
- the 2D MUSIC spatial spectrum can be calculated as in Equation 16.
- Is Represents the Kronecker product operator.
- Equation 16 The maximum peak of Select the number and estimate AoA and AoD, respectively. Since the MUSIC algorithm requires a two-dimensional full search, the amount of computation is greatly increased, so subspace-based techniques such as RD-MUSIC and two-dimensional ESPRIT can be used.
- step 420 the reception device 400 estimates a distance using the received signal and a reference signal.
- the distance between the transmitting device and the receiving device is obtained through the cross-correlation value of the received signal and the reference signal generated at the receiving end. It can be calculated by extracting the value of and multiplying the propagation speed (v) of the signal. This can be expressed as Equation 17.
- Equation 17 is It can be expressed as A cross-correlation result of the signal received in Equation 10 and the reference signal generated by the receiving device may be expressed as Equation 18.
- the delay time ( Is a predetermined threshold value ( ) Can be obtained. This can be expressed as Equation 19.
- the reception device 400 calculates the location of the reception device using the calculated AoA, AoD, and estimated distance and delay time.
- Equation 5 is a graph comparing the analytical results obtained in Equation 3 with the simulated results.
- Subcarrier spacing ( ), carrier frequency, sequence length ( ) Were assumed to be 15 kHz, 28 GHz, and 1024, respectively. It is assumed that the beamforming antenna array of the transmitting device and the receiving device is a uniform linear array consisting of 8 antennas. It is assumed that the number of beams of the receiving device and the transmitting device is 8, and the channel between the transmitting device and the receiving device is assumed to be a Rician fading channel. For the simulation, a spatial channel model (SCM) with a k-factor of 10 dB was used, and the number of rays in the NLoS path was assumed to be 20.
- SCM spatial channel model
- the time domain LFM and oscillation pulse signal (OPS) waveforms are of 2 MHz and 0.1302, respectively. It was created with the values of and q. Also, the symbol length ( ) And sampling interval (T) are respectively Wow Was set to. As shown in FIG. 3, it can be seen that the AF of the OPS can be approximated by a "line" located on the Doppler transition axis. Therefore, it can be seen that the OPS provides accurate timing even when a high Doppler transition is present.
- FIG. 5 two vibration pulse sequences having q values, 0.1302 and 0.3255 corresponding to 2 MHz and 5 MHz, respectively, are shown. As shown in FIG. 5, it can be seen that the simulation results and the analytical results coincide.
- 6A and 6B show that when q is 0.0326, the maximum size does not decrease below 93% and time shift does not occur.
- the magnitude decreases according to the sinc function, and a corresponding time shift occurs.
- q is ⁇ 0.3255, 0.6510 ⁇
- a time shift of one sample occurs at.
- 6C and 6D show that when a Doppler transition is present, a decrease in the maximum magnitude occurs faster for a large value of q, and a corresponding time shift occurs.
- Is ⁇ 15, 30 ⁇ kHz Side peaks of the same size occur at, A time shift of one sample occurs for the value of.
- FIG. 8 is a graph showing a result of comparing the analytical result of the mutual ambiguity function of the OPS given in Equation 6 with the simulation result.
- 10 shows the number of sequences that can be generated through OPS. 10 is in Equation 9 Value of It is the result obtained by changing to. Therefore, in sequence design through OPS, the cross-correlation value and the number of sequences are It can be seen that the relationship is the opposite of each other depending on the choice of.
- 11 to 14 are graphs showing results of position estimation (positioning) when using different sequences in two situations in which one transmitting device is located at an origin and a receiving device moves in a straight line and a zigzag path, respectively.
- Subcarrier spacing in OFDM system was set to ⁇ 15, 30, 60 ⁇ kHz, and was estimated using the positioning technique described above in FIG. 4.
- AoA and AoD information are estimated from signals received in the antenna array, and the distance between the transmitting device and the receiving device is estimated through four different sequences (LTE PRS, ZC, LFM, OPS).
- the PRS and ZC sequences are signals currently used for location estimation and preamble design of a receiving device in an LTE system.
- FIGS. 11 to 14 FIGS. 11, 13, 12, and 14 are respectively Wow Indicate the situation. 11 shows that in the absence of Doppler shift, the performance of position estimation is almost the same regardless of the sequence used. Similar results appear in the zigzag situation of FIG. 13. However, in the presence of Doppler (FIGS.
- Table 1 summarizes the delay (or location) estimation characteristics of LTE PRS, ZC, LFM, and OPS.
- 15 is a block diagram schematically showing an internal configuration of a transmission device according to an embodiment of the present invention.
- a transmission device 100 includes a communication unit 1510, an LFM signal generation unit 1515, a preamble generation unit 1520, a memory 1525, and a processor 1530. It consists of including.
- the communication unit 1510 is a means for transmitting and receiving data with another device (for example, the reception device 400) through a communication network.
- the communication unit 1510 may transmit the time domain OPS signal as a preamble signal under the control of the processor 1530.
- the LFM signal generation unit 1515 is a means for generating a linear frequency waveform.
- the LFM signal generator 1515 may generate an LFM waveform by applying a frequency sweeping variable differently according to each CID. Since this is the same as described with reference to FIGS. 1 to 14, a duplicate description will be omitted.
- the preamble generator 1520 is a means for generating a vibration pulse sequence (preamble signal) by mapping a linear frequency waveform to a subcarrier in a frequency domain, converting it into a time domain signal by inverse discrete Fourier transform.
- the memory 1525 is a means for storing instructions (program codes) for performing a method of generating a vibration pulse sequence according to an embodiment of the present invention, various data derived from this process, and the like.
- the processor 1530 includes internal components of the transmission device 100 according to an embodiment of the present invention (e.g., a communication unit 1510, an LFM signal generation unit 1515, a preamble generation unit 1520), and a memory ( 1525), etc.).
- 16 is a flowchart illustrating a method of detecting a vibration pulse signal (preamble signal) according to an embodiment of the present invention.
- step 1610 the receiving device 400 receives the signal transmitted from the transmitting device 100.
- step 1615 the receiving device 400 generates a vibration pulse signal as a reference signal.
- step 1620 the reception device 400 detects the preamble signal by using the result of applying the received signal and the generated reference signal to the cross-correlation function.
- the reception device 400 may detect a preamble by estimating a point at which a maximum peak value occurs as a result of applying a cross-correlation function between the received signal and the reference signal as a delay time.
- the reception device 400 may generate all possible OPS signals as a reference signal. Subsequently, each of the generated vibration pulse sequences and the received signal may be applied to a cross-correlation function to estimate a sequence and a point at which the maximum peak value occurs as a CID and a delay time, respectively, to detect each preamble.
- 17 is a block diagram schematically showing an internal configuration of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
- a receiving device 400 includes a communication unit 1710, a reference signal generation unit 1715, a preamble detection unit 1720, a memory 1725, and a processor 1730. It is composed of.
- the communication unit 1710 is a means for receiving a signal from another device (for example, the transmission device 100) through a communication network.
- the reference signal generation unit 1715 is a means for generating a reference signal.
- the reference signal may be an OPS signal.
- CIDs cell IDs
- the preamble detection unit 1720 is a means for detecting a preamble by estimating a point at which a maximum peak value occurs as a result of applying a cross-correlation function between the received signal and the reference signal as a delay time.
- the preamble detector 1720 may generate all possible OPS signals as a reference signal. Subsequently, each of the generated vibration pulse sequences and the received signal may be applied to a cross-correlation function to estimate a sequence and a point at which the maximum peak value occurs as a CID and a delay time, respectively, to detect each preamble.
- the memory 1725 is a means for storing instructions (program codes) for performing a method of detecting a vibration pulse sequence according to an embodiment of the present invention, various data derived from this process, and the like.
- the processor 1730 includes internal components of the reception device 400 according to an embodiment of the present invention (for example, a communication unit 1710, a reference signal generation unit 1715, a preamble detection unit 1720, and a memory 1725). ), etc.).
- the apparatus and method according to an embodiment of the present invention may be implemented in the form of program instructions that can be executed through various computer means and recorded in a computer-readable medium.
- the computer-readable medium may include program instructions, data files, data structures, and the like alone or in combination.
- the program instructions recorded on the computer-readable medium may be specially designed and configured for the present invention, or may be known and usable to those skilled in the computer software field.
- Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks and magnetic tapes, optical media such as CD-ROMs and DVDs, and magnetic media such as floptical disks.
- Examples of program instructions include not only machine language codes such as those produced by a compiler, but also high-level language codes that can be executed by a computer using an interpreter or the like.
- the above-described hardware device may be configured to operate as one or more software modules to perform the operation of the present invention, and vice versa.
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Abstract
진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치가 개시된다. 진동 펄스 시퀀스 생성 방법은, 선형 주파수 파형을 생성하는 단계; 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및 상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.
Description
본 발명은 밀리미터파 셀룰러 시스템의 포지셔닝을 위한 신규한 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
미래의 5세대(5G) 기술은 밀리미터파 (Millimeter-Wave) 대역인 24 GHz 이상의 스펙트럼 대역에서 무선 광대역 통신이 가능하게 한다. 이 높은 주파수에서 사용할 수 있는 넓은 스펙트럼은 미래의 무선 통신 시스템에서 요구되는 높은 데이터 전송률과 용량을 제공할 수 있다. 5G 표준은 1 ms 이하의 지연시간, 10 Gbps 이상의 데이터 전송률, 높은 네트워크 안정성, 그리고 높은 포지셔닝 정확도를 제공할 수 있게 설계되고 있다. 그러나, 밀리미터파 대역의 송신 신호는 저주파 대역 신호보다 장애물에 민감하고, 더욱 높은 경로 손실을 겪는다. 큰 경로 손실을 보상하여 효율적인 통신을 제공하기 위해, 밀리미터파 주파수를 활용하는 5G 네트워크에서는 좁은 빔을 형성하기 위해 많은 수의 안테나 배열을 사용하는 송수신단이 요구된다.
OFDM 기반의 밀리미터파 V2X 시스템은 빠른 움직임으로 인해 발생하는 고주파 대역의 도플러 천이에 민감하다. 그러나, LTE 시스템의 낮은 반송파 주파수를 고려하였기 때문에 밀리미터파 시스템에서 발생할 수 있는 도플러 효과의 상한을 간과하였다. 현재까지 밀리미터파 셀룰러 시스템의 포지셔닝을 위해 도플러 천이 문제를 해결하려는 시도가 없었다.
본 발명은 높은 도플러 환경에서도 정확한 시간 또는 포지셔닝 값을 추정할 수 있는 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치를 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명은 전파 지연이 추정되는 경우에도 높은 도플러 천이 환경에서 시간 모호성(ambiguity)을 거의 생성하지 않는 새로운 진동 펄스 시퀀스 생성, 검출 방법 및 그 장치를 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 진동 펄스 시퀀스 생성 방법 및 이를 검출하는 방법이 제공된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 선형 주파수 파형을 생성하는 단계; 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및 상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 생성 방법이 제공될 수 있다.
상기 진동 펄스 시퀀스는 프리앰블로서 전송될 수 있다.
상기 선형 주파수 파형을 생성하는 단계는, 송신단의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성할 수 있다.
상기 진동 펄스 시퀀스는 모호 함수(ambiguity function)에서의 시간 모호성(ambiguity)이 없으며, 전파 지연(delay)이 0'인 펄스이다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 단계; 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계; 상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용하는 단계; 및
상기 상호 상관 함수 적용 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 단계를 포함하는 프리앰블 검출 방법이 제공될 수 있다.
상기 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계는, 상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하되, 상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 진동 펄스 시퀀스를 생성하여 프리앰블로서 전송하는 송신 장치가 제공된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 선형 주파수 파형을 생성하는 LFM 신호 생성부; 및 상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 프리앰블 생성부를 포함하는 송신 장치가 제공될 수 있다.
상기 LFM 신호 생성부는, 상기 송신 장치의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성할 수 있다.
상기 진동 펄스 시퀀스를 프리앰블 신호로 전송하는 통신부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 통신부; 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 레퍼런스 신호 생성부; 및 상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출부를 포함하는 수신 장치가 제공될 수 있다.
상기 레퍼런스 신호 생성부는, 상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하며, 상기 프리앰블 검출부는, 상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스 생성 방법 및 그 장치를 제공함으로써, 높은 도플러 환경에서도 정확한 시간 또는 포지셔닝 값을 추정할 수 있는 시퀀스 생성이 가능하다.
또한, 본 발명은 전파 지연이 추정되는 경우에도 높은 도플러 천이 환경에서 시간 모호성(ambiguity)을 거의 생성하지 않는 새로운 시퀀스 생성이 가능한 이점이 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치에서의 진동 펄스 시퀀스 생성 방법을 나타낸 순서도.
도 2는 종래와 본 발명의 일 실시예에 따른 각 파형을 나타낸 그래프.
도 3은 도 2의 각 파형의 모호 함수를 나타낸 그래프.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 포지셔닝 방법을 나타낸 순서도.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 실험 결과를 비교한 그래프.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS의 상호모호 함수의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 결과를 나타낸 그래프.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 분석적 상한값과 모의실험을 통해 얻어진 OPS의 상호 모호 함수의 최댓값을 비교한 결과.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수를 예시한 도면.
도 11 내지 도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 각각 하나의 송신 장치가 원점에 위치하고 수신 장치가 직선과 지그재그 경로로 움직이는 두 상황에서의 다른 시퀀스를 사용한 경우에 위치추정(포지셔닝) 결과를 나타낸 그래프.
도 15은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 신호(프리앰블 신호)를 검출하는 방법을 나타낸 순서도.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도.
본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "구성된다" 또는 "포함한다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치에서의 진동 펄스 시퀀스 생성 방법을 나타낸 순서도이다.
단계 110에서 송신 장치(100)는 LFM(linear frequency modulated) 파형을 생성한다.
예를 들어, LFM 시간 도메인 파형은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
단계 115에서 송신 장치(100)는 생성된 LFM 파형을 주파수 도메인의 자원 그리드의 부반송파에 매핑하여 샘플링한다.
본 발명의 일 실시예에서는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 시스템을 가정하여 이를 중심으로 설명하기로 한다. 예를 들어, 송신 장치(100)는 LFM 파형을 OFDM 부반송파에 매핑하여 샘플링할 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 2와 같다.
단계 120에서 송신 장치(100)는 샘플링된 LFM 파형을 역이산 푸리에 변환(IDFT: inverse discrete fourier transform)하여 시간 도메인 신호로 변환한다. 송신 장치(100)는 변환된 시간 도메인 신호를 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence, 이하 OPS라 칭하기로 함)로서 출력(또는 전송)할 수 있다.
수학식 2의 주파수 도메인의 LFM 파형(신호)의 IDFT는 수학식 3과 같이 프레넬 적분을 사용하여 도출될 수 있다.
도플러 천이가 존재할 때 OPS의 자기 상관 특성을 분석하기 위해 모호 함수(ambiguilty function)을 수학식 4와 같이 유도할 수 있다.
여기서, 는 도플러 천이를 나타내고, 이다. 수학식 4에서 보여지는 바와 같이, OPS의 모호 함수의 크기는 와 에 따라 변하는 것을 알 수 있다. 이고, 일 때, 수학식 4는 수학식 5와 같이 근사화될 수 있다.
수학식 5에 의해, 원점()에서의 크기가 1인 것을 알 수 있다. 그러나, 수학식 5의 결과는 인 경우에만 유효하다. 또한, Ns보다 훨씬 더 작은 도플러 값, 을 가지는 경우, 타이밍 에러가 값을 때의 모호 함수(AF)의 크기는 로 근사화되며, 이는 를 변수로 가지는 sinc 함수로 주어질 수 있다.
또한, 도플러 천이가 존재하는 상황에서 서로 다른 를 가진 OPS의 상호 상관 특성을 분석하기 위해, 각각 와 를 가지는 두 OPS의 상호 모호 함수를 수학식 6과 같이 유도하였다.
와 를 가지는 두 OPS의 차이 는 많은 수의 시퀀스를 지원함과 동시에 낮은 상호 상관 값을 가지도록 선택되어야 한다. OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수는 상호 모호 함수의 상한을 통해 구할 수 있으며, 이는 수학식 8과 같이 유도될 수 있다.
여기서, 와 는 각각 sine과 cosine 프레넬 적분의 최대값이다. sine과 cosine 프레넬 적분으로 얻을 수 있는 와 의 비정규화 값은 각각 0.8948과 0.9775이다. 수학식 8에 도시된 바와 같이, 상한값은 도플러 천이 와 독립적이며, 상호 모호 함수의 크기에 큰 영향을 미치지 않는 것을 알 수 있다.
그러나, 심볼 길이, 와 의 차이()는 매우 중요한 것을 알 수 있다. 즉, 의 값이 클수록 상한 값이 작아지게 된다. 수학식 8을 통해 OPS로 생성될 수 있는 시퀀스의 개수는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
도 2는 종래와 본 발명의 일 실시예에 따른 각 파형을 나타낸 그래프이며, 도 3은 도 2의 각 파형의 모호 함수를 나타낸 그래프이다.
모호 함수(AF: ambiguity function)은 파형 설계를 위한 도구이자 정합필터를 거친 파형의 특성을 간략하게 표현하는 분석적 장치다. 모호 함수는 해상도, 사이드로브 특성, 그리고 주어진 파형의 지연(시간 이동)과 도플러의 모호성을 측정하는 데 유용하게 사용된다.
도 2의 (a)는 레이더에 널리 사용되는 펄스 파형(pulse waveform)을 나타낸 것이며, 도 2의 (b)는 소나 시스템에 널리 사용되는 LFM 파형을 나타낸 것이며, 도 2의 (c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS 파형을 나타낸 것이다.
도 3에서 보여지는 바와 같이, 길이()가지는 펄스 파형의 모호 함수는 지연(delay)축을 따라 나타나는 삼각형의 산등성이 모양을 가진다. 펄스 파형에서 혹은 더 큰 배수의 도플러 불일치는 모호 함수 피크 값을 현저하게 감소시키는 것을 알 수 있다.
도플러 불일치가 발생하지 않는 경우 (Doppler shift = 0) 모호 함수는 삼각형 모양의 함수가 된다. 예상되는 피크 시점(지연이 없는 경우)에서는 sinc 함수가 된다. 작은 지연 부정합(<)이 존재할 경우 피크는 정확한 타이밍에 위치한다.
반면, LFM의 두 변수 (길이와 sweeping 대역폭)은 펄스 에너지와 거리 해상도를 독립적으로 조절하게 사용될 수 있다. 모호 함수는 여전히 삼각형의 산등성이 모양을 가지지만, 지연-도플러 면에 비스듬하게 위치한다(도 3 참조) LFM 파형의 모호 함수는 지연이 없을 경우 펄스 파형의 모호 함수(sinc 함수)와 동일하다. 그러나, 도플러 불일치가 존재할 경우, 피크는 정확한 시점에 나타나지 않으며, 도플러 천이에 비례하는 값만큼 이동한다. LFM 파형은 피크가 다른 위치에 발생하더라도, 넓은 범위의 도플러 천이 값에서 큰 값의 출력 피크를 가지기 때문에 도플러에 강건한다고 알려져 있다.
LFM 파형은 높은 도플러 환경에서도 목표를 감지할 가능성이 높기 때문에 무인 정찰 분야에 널리 사용되고 있다. 그러나, LFM 파형은 도플러가 존재하는 환경에서 정확한 타이밍을 예측할 수 없기 때문에 포지셔닝에는 적합하지 않다. 이상적인 모호 함수는 응용 분야에 따라 달라진다. LFM 파형의 모호 함수(지연-도플러 평면에서 비스듬한 삼각형 모양)는 무인 정찰 분야에 적합하다. 하지만, 높은 도플러 환경에서의 포지셔닝에서는 도플러 천이의 값에 상관없이 정확한 타이밍에 높은 피크를 얻을 수 있는 파형이 적합하다.
도 3에서 보여지는 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 OPS 파형은 지연이 없으며, ambiguity가 없는 이상적인 모호 함수를 가진 파형인 것을 알 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 포지셔닝 방법을 나타낸 순서도이다. 이하에서는 OFDM 기반의 밀리미터파 셀룰러 시스템에서의 포지셔닝 기법에 대해 설명하기로 한다.
단계 410에서 수신 장치(400)는 송신 장치(100)로부터 신호를 수신한다. 편의상 수신 장치는 m이라 칭하며, 수신 장치는 c로 칭하여 설명하기로 한다. 예를 들어, 수신 장치는 수신 장치일 수 있으며, 송신 장치는 송신 장치일 수 있다. 여기서, 수신 장치에서 수신된 신호는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 와 는 각각 클러스터와 전파 경로의 개수를 나타낸다. 는 k번째 클러스터의 l번째 경로의 수신 장치와 송신 장치간의 채널 임펄스 응답을 나타내며, m은 수신 장치를 나타내고, c는 송신 장치를 나타내며, 은 송신 장치(c)로부터 송신된 신호를 나타내며, 는 수신단측의 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN: additive white Gaussian noise)을 나타내며, 는 수신된 신호를 나타내고, 는 컨볼루션 연산자를 나타낸다.
여기서, 는 k번째 클러스터의 번째 경로의 복소 이득을 나타내며, 는 초에 측정된 T-spaced 신호를 위한 펄스 성형 함수를 나타내고, 는 k번째 클러스터의 번째 경로의 지연을 나타내며, 는 k번째 클러스터의 번째 경로에 따른 각도를 나타내고, 는 의 배열 응답 벡터를 나타내며, 는 Hermitian 연산자를 나타낸다.
단계 415에서 수신 장치(400)은 수신된 신호를 이용하여 신호의 수신 각도(AoA: angle of arrival)와 출발 신호 각도(AoD: angle of departure)를 추정한다.
수학식 13의 신호들의 공간 상호 상관 행렬은 수학식 14와 같이 추정될 수 있다.
수학식 14의 공간 상호상관 행렬의 고유구조를 활용하는 MUSIC(high-resolution multiple signal classification) 알고리즘을 이용하여 AoA와 AoD가 추정될 수 있다.
고유값 분해를 통해 수학식 14는 신호 부분공간과 잡음 부분 공간으로 구분될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 15와 같다.
여기서, 는 개의 최대 고유값을 가지는 대각 행렬을 나타내고, 는 개의 최소 고유값을 가지는 대각 행렬을 나타내며, 는 의 개의 최대 고유값에 해당하는 고유 벡터로 이루어진 행렬을 나타내는 신호 부분 공간을 나타내며, 는 그외의 고유 벡터를 포함하는 행렬을 나타내는 잡음 부분 공간을 나타낸다. 2차원 MUSIC 공간 스펙트럼은 수학식 16과 같이 계산될 수 있다.
여기서, 이며, 는 크로네커 곱 연산자를 나타낸다. 수학식 16을 통해 의 최대 피크를 만큼 선택하여 AoA와 AoD를 각각 추정한다. MUSIC 알고리즘은 2차원 전체 탐색이 요구되기 때문에 연산량이 매우 증가하므로, RD-MUSIC, 2차원 ESPRIT과 같은 부공간 기반의 기법들을 이용할 수 있다.
MUSIC 알고리즘을 이용하여 AoA와 AoD를 추정하는 방법 자체는 당업자에게는 자명한 사항이므로 이에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
단계 420에서 수신 장치(400)은 수신된 신호와 기준 신호를 이용하여 거리를 추정한다.
이에 대해 상세히 설명하기로 한다.
송신 장치와 수신 장치 사이의 거리는 수신된 신호와 수신단에서 생성된 기준 신호의 상호 상관 값을 통해 획득되는 의 값을 추출하여 신호의 전파 속도(v)를 곱하여 계산될 수 있다. 이를 수학식으로 나타내면 수학식 17과 같다.
만일 하나의 LoS 경로만 존재한다면, 수학식 17은 와 같이 나타낼 수 있다. 수학식 10에서 수신된 신호와 수신 장치에서 생성된 기준 신호의 상호 상관 결과는 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
단계 425에서 수신 장치(400)은 계산된 AoA, AoD, 추정된 거리 및 지연 시간을 이용하여 수신 장치의 위치를 계산한다.
도 5는 수학식 3에서 구한 분석적 결과를 모의 실험한 결과와 비교한 그래프이다.
OFDM 시스템에서 부반송파 간격(), 반송파 주파수, 시퀀스 길이()는 각각 15 kHz, 28 GHz, 1024개로 가정하였다. 송신 장치와 수신 장치의 빔포밍 안테나 배열은 모두 8개의 안테나로 이루어진 균일한 선형 배열인 것을 가정하기로 한다. 수신 장치와 송신 장치의 빔 개수는 8개인 것을 가정하기로 하며, 송신 장치와 수신 장치 사이의 채널은 Rician 페이딩 채널로 가정되었다. 모의실험을 위해, 10 dB의 k-factor를 가진 SCM(spatial channel model)이 사용되었고, NLoS 경로의 ray의 수는 20개인 것을 가정하였다.
도 2에서 시간 도메인 LFM과 진동 펄스 신호(OPS) 파형은 각각 2MHz와 0.1302의 와 q의 값으로 생성된 것이다. 또한, 심볼 길이()와 샘플링 구간(T)는 각각 와 로 설정되었다. 도 3에서 도시된 바와 같이, OPS의 AF는 도플러 천이 축에 위치하는 "선"으로 근사될 수 있는 것을 알 수 있다. 따라서, OPS는 높은 도플러 천이가 존재하는 경우에도 정확한 타이밍을 제공하는 것을 알 수 있다.
도 5에서는 2MHz, 5MHz에 해당하는 q값, 0.1302, 0.3255를 갖는 두개의 진동 펄스 시퀀스가 각각 나타난 결과이다. 도 5에서 보여지는 바와 같이, 모의 실험 결과와 분석적 결과가 일치하는 것을 알 수 있다.
도 6은 와 q의 변화에 따른 OPS의 AF의 최대 크기와 이에 해당하는 시간 이동을 나타낸 그래프이다. 도 6의 (a)와 (b)는 각각 에 해당하는 q = {0.0326, 0.1302, 0.3255, 0.6510}에 따라 OPS의 AF의 최대 크기와 시간 이동을 영역에서 나타낸 것이다. 도 6의 (c)와 (d) 는 각각 따른 OPS의 AF의 최대 크기와 시간 이동을 q 영역에서 나타낸 것이다. 이 도면들로부터 일 경우, 모든 q값에 대해 최대 크기는 1이며 시간 이동은 일어나지 않는 것을 알 수 있다. 그러나, 도플러 천이가 존재할 경우 이에 해당하는 시간 이동이 발생하며 최대 크기가 변한다. 도 6의 (a) 와 (b)는 q가 0.0326 일 때, 최대 크기는 93% 아래로 감소하지 않으며 시간 이동 또한 발생하지 않는 것을 보여준다. q가 가할 경우, 크기는 sinc 함수에 따라 감소하며, 이에 해당하는 시간 이동이 발생한다. 예를 들어, q가 {0.3255, 0.6510}일 때, 에서 한 샘플의 시간 이동이 발생한다. 도 6의 (c)와 (d)는 도플러 천이가 존재할 때, 큰 값의 q에 대해 최대 크기의 감소가 더 빠르게 발생하며, 이에 해당하는 시간 이동도 발생한다는 것을 보여준다. 예를 들어, 가 {15, 30}kHz일 때, 에서 같은 크기의 사이드 피크가 발생하고, 의 값에 대해 한 샘플의 시간 이동이 발생한다.
도 7은 수학식 4와 수학식 5에서 주어진 에 따른 OPS의 AF의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 그래프이다. 도 7의 (a)와 (b)는 q = {0.0326, 0.3255, 0.6510, 1}에 따른 OPS의 AF 최대 크기와 n = 0에서의 크기를 영역에서 각각 보여준다. 도 7의 (b)으로부터 q의 값이 작을수록 도플러 천이에 더 강인하고, q의 값이 증가함에 따라 도플러 증가에 더 민감하다는 것을 알 수 있다. 도 7은 수학식 4와 수학식 5에서 주어진 분석적 결과가 모든 와 q의 값에서 모의실험 결과와 일치하는 것을 보여준다.
도 8은 수학식 6에서 주어진 OPS 의 상호모호 함수의 분석적 결과와 모의실험 결과를 비교한 결과를 나타낸 그래프이다. 도 8의 (a)와 (b)는 q=0.0326와 4개의 다른 값을 가지는 에 대해 두 OPS의 상호모호 함수의 최대 크기와 n = 0 에서의 크기를 각각 영역에서 보여준다. 도 8의 (c)는 q=0.0326와 일 때 두 OPS의 선형 이동 상호상관을 시간 도메인에서 보여준다. 도 8에서 보여지는 바와 같이, 가 증가함에 따라 상호모호 함수의 크기가 감소하는 것을 알 수 있다. 이는의 값이 증가할 때 두 OPS의 상호상관 값이 더 작아진다는 것을 의미한다.
도 8의 결과를 통해 수학식 6에서 구한 분석적 결과가 모의 실험 결과와 일치하는 것을 알 수 있다.
도 9는 수학식 8서 유도된 분석적 상한값과 모의실험을 통해 얻어진 OPS의 상호 모호 함수의 최댓값을 비교한다. 도 9의 결과를 얻기 위해 q의 값은 0.0326인 으로 설정되었다. 또한 의 값은 변화하는 값인 에 의해 결정되었다. 도 9는 와 가 증가할수록 상한이 감소하는 것을 보여준다. 분석적 상한은 모의실험 결과보다 약간 큰 값을 가진다.
도 10은 OPS를 통해 생성될 수 있는 시퀀스의 개수를 나타낸다. 도 10은 수학식 9에서 의 값을 로 변화시키며 획득한 결과이다. 따라서, OPS를 통한 시퀀스 설계에 있어서 상호상관 값과 시퀀스의 개수는 의 선택에 따라 서로 반대의 결과가 되는 관계임을 알 수 있다.
도 11 내지 도 14는 각각 하나의 송신 장치가 원점에 위치하고 수신 장치가 직선과 지그재그 경로로 움직이는 두 상황에서의 다른 시퀀스를 사용한 경우에 위치추정(포지셔닝) 결과를 나타낸 그래프이다. 모의실험 결과는 도플러 천이가 0인 경우와 15 kHz인 경우에서 수행되었으며, LTE PRS (NIDcell = 3), ZC(root index = 11), LFM (), ops(q=0.1302)로서 4가지의 다른 시퀀스를 사용하였다. OFDM 시스템에서 부반송파 간격 를 {15, 30, 60}kHz로 정하였고, 도 4에서 상술한 포지셔닝 기법을 이용하여 추정하였다. 여기서 AoA와 AoD 정보는 안테나 배열에 수신된 신호로부터 추정되고, 송신 장치와 수신 장치 사이의 거리는 4개의 다른 시퀀스(LTE PRS, ZC, LFM, OPS)를 통해 추정된다. 여기서 PRS와 ZC 시퀀스는 LTE 시스템에서 수신 장치의 위치 추정, 프리앰블 설계(primary synchronization signals)를 위하여 현재 사용되고 신호이다. 도 11 내지 도 14 에서 도 11, 도 13과 도 12, 도 14는 각각 와 인 상황을 나타낸다. 도 11는 도플러 천이가 없을 경우, 위치 추정의 성능이 사용된 시퀀스에 상관없이 거의 같다는 것을 보여준다. 이와 비슷한 결과가 도 13의 지그재그 상황에서도 나타난다. 그러나, 도플러가 존재할 경우(도 12, 도 14), (i) LTE PRS, (ii) ZC, and (iii) LFM의 포지셔닝 결과는 부정확한 거리 추정으로 인해 잘못된 값을 가지는 것을 알 수 있다. 여기서 LFM 경우에 부정확한 거리 추정은 도플러 천이가 존재할 때 LFM 파형을 사용하여 발생한 시간 이동 때문에 발생한 것이다. 그러나, OPS가 사용된 경우에는 이러한 시간 이동이 발생하지 않으며, 정확한 거리 추정 값을 얻을 수 있는 것을 알 수 있다.
LTE PRS, ZC, LFM, OPS의 지연 (혹은 위치) 추정 특성을 요약하면 표 1과 같다.
특성 | LTE PRS | ZC | LFM | OPS |
도플러 민감도 | 부반송파 간격 증가할수록 낮아짐 (보통) | 부반송파 간격 증가할수록 낮아짐(높음) | 낮음 | 낮음 |
도플러로 인한 시간이동 | 큼 | 큼 | 작음 | 매우 작음 |
도플러에 대한 특성 | 무작위 | root 인덱스 감소할수록 덜함 | 증가할수록 덜함 | q감소할수록 덜함 |
상호상관 | 좋음 | 좋음 | 증가할수록 좋음 | 증가할수록 좋음 |
ID 개수 | Cell ID | 1 | 감소할수록 많아짐 | |
OFDM 시스템에서의 다중화 | 가능 | 가능 | 불가능 | 가능 |
도 15은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.
도 15을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치(100)는 통신부(1510), LFM 신호 생성부(1515), 프리앰블 생성부(1520), 메모리(1525) 및 프로세서(1530)를 포함하여 구성된다.
통신부(1510)는 통신망을 통해 다른 장치(예를 들어, 수신 장치(400))와 데이터를 송수신하기 위한 수단이다.
예를 들어, 통신부(1510)는 프로세서(1530)의 제어에 따라 시간 도메인의 OPS 신호를 프리앰블 신호로 전송할 수 있다.
LFM 신호 생성부(1515)는 선형 주파수 파형을 생성하기 위한 수단이다. 또한, LFM 신호 생성부(1515)는 각 CID에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 LFM 파형을 생성할 수 있다. 이는 도 1 내지 도 14를 참조하여 설명한 바와 동일하므로 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
프리앰블 생성부(1520)는 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스(프리앰블 신호)로서 생성하기 위한 수단이다.
진동 펄스 시퀀스를 생성하는 방법에 대해서는 전술한 바와 동일하므로 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
메모리(1525)는 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 방법을 수행하기 위한 명령어들(프로그램 코드들), 이 과정에서 파생되는 다양한 데이터 등을 저장하기 위한 수단이다.
프로세서(1530)는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치(100)의 내부 구성 요소들(예를 들어, 통신부(1510), LFM 신호 생성부(1515), 프리앰블 생성부(1520), 메모리(1525) 등)을 제어하기 위한 수단이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 신호(프리앰블 신호)를 검출하는 방법을 나타낸 순서도이다.
단계 1610에서 수신 장치(400)는 송신 장치(100)로부터 송신된 신호를 수신한다.
단계 1615에서 수신 장치(400)는 진동 펄스 신호를 레퍼런스 신호로서 생성한다.
단계 1620에서 수신 장치(400)는 수신된 신호와 생성된 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수에 적용한 결과를 이용하여 프리앰블 신호를 검출한다.
예를 들어, 수신 장치(400)는 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출할 수 있다.
또한, 수신 장치(400)는 송신된 신호에 다른 CID를 포함하는 경우, 가능한 모든 OPS 신호를 레퍼런스 신호로 생성할 수 있다. 이어, 각 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 시퀀스와 지점을 각각 CID와 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수도 있다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 내부 구성을 개략적으로 도시한 블록도이다.
도 17을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치(400)는 통신부(1710), 레퍼런스 신호 생성부(1715), 프리앰블 검출부(1720), 메모리(1725) 및 프로세서(1730)를 포함하여 구성된다.
통신부(1710)는 통신망을 통해 다른 장치(예를 들어, 송신 장치(100))로부터 신호를 수신하기 위한 수단이다.
레퍼런스 신호 생성부(1715)는 레퍼런스 신호를 생성하기 위한 수단이다. 여기서, 레퍼런스 신호는 OPS 신호일 수 있다. 예를 들어, 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 생성할 수 있다.
프리앰블 검출부(1720)는 수신된 신호와 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하기 위한 수단이다.
또한, 프리앰블 검출부(1720)는 송신된 신호에 다른 CID를 포함하는 경우, 가능한 모든 OPS 신호를 레퍼런스 신호로 생성할 수 있다. 이어, 각 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 시퀀스와 지점을 각각 CID와 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출할 수도 있다.
메모리(1725)는 본 발명의 일 실시예에 따른 진동 펄스 시퀀스를 검출하는 방법을 수행하기 위한 명령어들(프로그램 코드들), 이 과정에서 파생되는 다양한 데이터 등을 저장하기 위한 수단이다.
프로세서(1730)는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치(400)의 내부 구성 요소들(예를 들어, 통신부(1710), 레퍼런스 신호 생성부(1715), 프리앰블 검출부(1720), 메모리(1725) 등)을 제어하기 위한 수단이다.
본 발명의 실시 예에 따른 장치 및 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 분야 통상의 기술자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media) 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다.
상술한 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
Claims (12)
- 선형 주파수 파형을 생성하는 단계;상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑하는 단계; 및상기 주파수 도메인의 선형 주파수 파형을 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 생성 방법.
- 제1 항에 있어서,상기 진동 펄스 시퀀스는 프리앰블로서 전송되는 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
- 제1 항에 있어서,상기 선형 주파수 파형을 생성하는 단계는,송신단의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
- 제1 항에 있어서,상기 진동 펄스 시퀀스는 모호 함수(ambiguity function)에서의 딜레이(delay)가 '0'인 펄스인 것을 특징으로 하는 진동 펄스 시퀀스 생성 방법.
- 제1 항 내지 제4 항 중 어느 하나의 항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 기록한 컴퓨터로 판독 가능한 기록 매체 제품.
- 선형 주파수 파형을 생성하는 LFM 신호 생성부; 및상기 선형 주파수 파형을 주파수 도메인의 부반송파에 각각 매핑한 후 역 이산 푸리에 변환하여 시간 도메인 신호로 변환하여 진동 펄스 시퀀스를 생성하는 프리앰블 생성부를 포함하는 송신 장치.
- 제6 항에 있어서,상기 LFM 신호 생성부는,상기 송신 장치의 식별정보(ID)에 따라 주파수 스위핑 변수를 다르게 적용하여 상기 선형 주파수 파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
- 제6 항에 있어서,상기 진동 펄스 시퀀스를 프리앰블 신호로 전송하는 통신부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
- 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 단계;진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계;상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용하는 단계; 및상기 상호 상관 함수 적용 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 단계를 포함하는 프리앰블 검출 방법.
- 제9 항에 있어서,상기 레퍼런스 신호로서 생성하는 단계는,상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하되,상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 검출 방법.
- 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 통신부;진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 레퍼런스 신호로서 생성하는 레퍼런스 신호 생성부; 및상기 수신된 신호와 상기 레퍼런스 신호를 상호 상관 함수를 적용한 결과 최대 피크치가 발생하는 지점을 지연 시간으로 추정하여 프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출부를 포함하는 수신 장치.
- 제11 항에 있어서,상기 레퍼런스 신호 생성부는,상기 송신된 신호에 복수의 셀 아이디(CID)가 존재하는 경우, 발생 가능한 모든 진동 펄스 시퀀스(oscillatory pulse sequence) 신호를 발생하며,상기 프리앰블 검출부는,상기 발생된 모든 진동 펄스 시퀀스와 상기 수신된 신호를 상호 상관 함수에 적용하여 최대의 피크치가 발생하는 지점을 각각 지연시간으로 추정하여 프리앰블을 각각 검출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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