WO2019220066A2 - Poursuite écartométrique à corrélation par ré-génération du signal - Google Patents

Poursuite écartométrique à corrélation par ré-génération du signal Download PDF

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WO2019220066A2
WO2019220066A2 PCT/FR2019/051135 FR2019051135W WO2019220066A2 WO 2019220066 A2 WO2019220066 A2 WO 2019220066A2 FR 2019051135 W FR2019051135 W FR 2019051135W WO 2019220066 A2 WO2019220066 A2 WO 2019220066A2
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channel
misalignment
sum
antenna
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Marc THIRY
Hervé Guillon
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Centre National d'Études Spatiales
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
    • G01S3/28—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using amplitude comparison of signals derived simultaneously from receiving antennas or antenna systems having differently-oriented directivity characteristics
    • G01S3/32—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using amplitude comparison of signals derived simultaneously from receiving antennas or antenna systems having differently-oriented directivity characteristics derived from different combinations of signals from separate antennas, e.g. comparing sum with difference
    • G01S3/325—Automatic tracking systems

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for estimating misalignment as well as a deviation tracking method and device implementing the estimate of misalignment.
  • the invention relates in particular to the units, systems and associated methods for guaranteeing the pointing of an antenna by estimating the misalignment of a beam of said antenna with respect to the direction of arrival of the radio-frequency signal to be received.
  • the deviation tracking uses radio frequency signals whose characteristics are related to the misalignment of the antenna.
  • the offset of an antenna is estimated by means of the relative levels of the signals received on the channels ⁇ and D (ratio of the amplitudes) of the receiver.
  • Such misalignment is used in a deviation tracking receiver.
  • This type of receiver analyzes the power received in a band B around the center frequency of the received signal (band B corresponds to the characteristics of the received signal) both on the channel ⁇ and on the channel D on reception. Different power levels estimated, we deduce the misalignment of the antenna.
  • This type of receiver works well for a signal-to-noise ratio of the high channel ⁇ allowing the detection of a weak signal on the D-channel. Such a receiver does not need adjustment. There are tracking receivers with consistent detection of the error signal.
  • This type of receiver can operate in coherent or non-coherent signal acquisition mode.
  • the signal of the channel ⁇ is detected and continued in frequency (CAF - Automatic Frequency Control) inconsistently by analysis of the power received in a band B around the center frequency of the received signal (band B corresponds to the characteristics of the received signal), and this same signal ⁇ standardized by AGC (Automatic Gain Control) is used to detect the signal of the channel D by means of a product in phase of the two signals ⁇ and D after the amplitude of the latter has undergone the same normalization as the ⁇ way; the fact of proceeding with a product in phase of the two signals ⁇ and D supposes that a prior adjustment has been made of the phase difference between the channels of these two signals.
  • This type of receiver requires a signal-to-noise ratio greater than 3 dB (and therefore a symbol energy ratio to noise density, Es / No> 3dB) for various reasons: good operation of the coherent detection, good operation of the AGC (which regulates and normalizes the level according to the received signal, ie the sum Signal + Noise and not only the useful signal), good functioning of the frequency tracking and rejection of the clashes of the loops CAG and CAF on noise.
  • a PLL Phase Lock Loop
  • the operating threshold is typically 10 dB of signal-to-noise ratio in the PLL, knowing that the loop band is of the order of 1 kHz.
  • correlation tracking receivers are known.
  • One type of this receiver is described in WO2006018571 which operate only for spread spectrum signals.
  • a correlation between the signal received on the channel lane et and a replica of the spreading code of the signal is carried out; the procedure is the same for channel D and, from the ratio of the complex values of the correlation peaks, the misalignment of the antenna is deduced.
  • this type of receiver does not require any adjustment. However, it is necessary to do a search in frequency fine enough for the correlations to present significant results allowing the deviation tracking.
  • An object of the invention is to estimate the misalignment of an antenna by means of a correlation deviation tracking receiver which operates with all types of signals.
  • Another object of the invention is to simplify the settings useful for the correlations of this type of receiver.
  • the invention proposes a method for estimating misalignment (dq) from a modulated radio frequency signal of sum channel ( ⁇ ) and of a modulated radio frequency signal of difference channel (D), called primary signals. the method comprising the following steps:
  • the cross-correlation product is carried out on a time window T.
  • the step (E2) of generating the replica signal comprises steps of:
  • the step (E2) comprises, after the steps (E21) to (E24), a remodulation step (E25) on the central frequency (fO) to obtain said replica signal, l step (E3) being implemented for the primary signals and the replica signal.
  • step (E2) comprises, after steps (E21) to (E24), a step of generating a baseband complex signal to obtain said replica signal, the method further comprising a step (E3 ') of frequency descent of the primary signals on the estimated central frequency (fO), the step (E3) being implemented for said primary signals down in frequency and said replica signal.
  • the method may comprise a step (Es) of storing the primary signals to delay them before the implementation of step (E3).
  • the primary signals are digital, and the storage step is preferably a bufferization.
  • the storage step (Es) is configured to delay the primary signals by a time corresponding to the implementation of the step (E2).
  • the storage step (Es) can be of the order of ten to several hundreds of milliseconds.
  • the method may further comprise a step (EN) of digitizing the primary signals. This step is done after the reception step E1, before the subsequent processing, and therefore in particular before the step E2 and the storage step Es.
  • step (E4) may comprise the following steps:
  • the invention also proposes a method of differential tracking of an antenna, implemented subsequently to a depointing estimation method as described above, and comprising a step (E5) for generating a displacement instruction (C50). of the antenna based on the estimated misalignment (dq), preferably on an azimuthal axis and on an elevation axis.
  • the invention also proposes a deviation tracking unit, comprising a processor, a buffer memory, a displacement instruction generating module, the unit being configured to implement a depointing method or a deviation tracking method as described.
  • the invention also proposes a deviation tracking system comprising a telemetric system comprising an antenna configured to receive radio frequency signals and an antenna source for generating a sum channel signal ( ⁇ ) and a difference channel signal (D). said block further comprising a deviation tracking unit as described above, in which the direction of the antenna (A) is controllable by the movement instructions generated by the unit.
  • Phase demodulation allows the acquisition of the signal at low ES / No ( ⁇ 3dB) and the application of a narrow narrow band AGC on both channels.
  • FIG. 1 illustrates the hardware for implementing the method.
  • FIG. 2 illustrates a first embodiment of the invention
  • FIG. 3 illustrates a second embodiment of the invention.
  • FIG. 1 illustrates a deviation tracking device according to one embodiment of the invention.
  • the deviation tracking device comprises a receiving antenna A, a deviation tracking unit 1, an antenna orientation device A1, a telemetric system 2.
  • the antenna A is configured to receive a radio frequency signal from, for example, a satellite S, a launcher or any other vehicle. This signal to be received is considered to be modulated around a frequency f0.
  • the telemetric system 2 receives this modulated signal from the machine observed by the antenna A.
  • This received signal is processed by an antenna source 21 to provide a channel signal sum ⁇ and a difference channel signal D whose amplitude relative to that of the sum signal ⁇ is proportional to misalignment for low misalignments.
  • the antenna source 21 is also capable of digitizing analog signals. These signals (analog or digital) are then optionally amplified. It is assumed for this that the antenna A is originally correctly oriented towards the satellite to be observed to allow the acquisition of the signal (typically: in the lobe at 3dB of the antenna).
  • the antenna orientation device Al is configured to orient the antenna mechanically (motor, etc.) or digital for the active antennas.
  • the deviation tracking unit 1 comprises a processor 11 (or any other equipment capable of fulfilling the same function) for implementing a method of estimating the offset dq of the antenna as a function of the channel and train signals. difference D on the one hand and implement a deviation tracking method from the estimated misalignment.
  • the deviation tracking unit is thus able to generate an estimate of the misalignment dq and to provide an orientation setpoint Cd0 of the antenna so that it is oriented correctly.
  • the deviation tracking unit 1 also comprises a buffer memory 12 capable of either buffering data, that is to say of delaying their transmission, and, if necessary, a non-volatile memory 13.
  • the memory buffer 12 is preferably a circular buffer.
  • the deviation tracking unit 1 further comprises an input interface 15 for receiving data (coaxial, wired or wireless) and an output interface 16 for transmitting the processed data.
  • the input interface 15 thus comprises at least two ports (physical or virtual) for respectively a channel signal sum ⁇ and a difference channel signal D (three ports if we consider the signal channel sum ⁇ and two difference channel signals DAz and DEI).
  • a method of estimating the dq misalignment implemented by a processor of the deviation tracking unit 1 is described below with reference to FIG.
  • the sum ⁇ and difference channel signal D are received (step E1) by the deviation tracking unit 1 in order to calculate the misalignment dq, in particular by calculating a replica signal, generated from the sum channel signal, removed from the noise by a conventional demodulation / decoding / synchronization method followed by a conventional coding / modulation process to correlate with the primary signals.
  • These primary signals are modulated around a central frequency f0.
  • step EN of digitizing the primary signals is advantageously implemented, before the treatments which will be described later. This allows working with digital signals.
  • a local replica signal is generated from the received channel signal sum.
  • the generation of this replica signal notably comprises steps of demodulation (step E21) of the channel signal sum ⁇ to estimate (step E22) the central frequency f0.
  • this demodulated signal is decoded (step E23) to obtain information data.
  • This information data can be provided to a user as output data.
  • a recoding of the data is performed (step E24) in order to obtain a replica signal at the same frequency as the primary signals (step E25 in FIG. 2) or a complex signal in a band of base (step E25 'in Figure 3).
  • a correlation product is implemented on a time window of duration T (that is to say a given time interval T), carried out in particular by the processor of the unit 11 of the unit 1.
  • T time window of duration
  • an intercorrelation product calculation is made from said primary signal and the replica signal.
  • the cross-correlation products make it possible to identify peaks CA, CA, respectively resulting from the correlation between the replica signal resulting from the sum channel signal and each primary signal.
  • the misalignment dq can be given according to the following formula:
  • the ratio of the modules of these peak values C, CA is proportional to the misalignment of the antenna A during the tracking. angular deviation.
  • the direction of misalignment is determined by the relative sign of the real parts of C ⁇ and CA.
  • the value of the peak C is generally easy to obtain; on the other hand, the value of the peak C D on the difference channel D can be more difficult to estimate, in particular when the antenna A is well pointed (and thus the signal on the difference channel D is weak, or even null, with the noise close).
  • the processing delays between the sum ⁇ and difference D channels can be known, which can make it possible to know a priori the position of the correlation peak CA on the difference channel A with respect to the position of the correlation peak C sur on the track sum ⁇ .
  • a step Es of storage of the primary signals ⁇ , D is performed in order to delay them for a duration corresponding substantially to the processing time to generate the non-noisy replica signal ⁇ before the correlation. More details will be given for each of the embodiments of steps E2 and E3.
  • the storage step Es corresponds to a buffering, preferably circular, that is to say that the first data entered will be the first data output (FIFO ). Given the time scales involved in the signal processing, related to the current calculation capabilities, the storage step Es lasts between ten and several hundreds of milliseconds.
  • a decoding step E23 is generally performed to obtain the information conveyed by the sum signal and transfer it to the users concerned (whether an operator or other data processing blocks, not concerned). by the invention). We will talk about "user data”. Subsequent to this decoding step E23, a coding step E24 (recoding more specifically) is necessary.
  • the coding algorithms are known and conventionally used: turbo-code decoding, convolutional, Reed Solomon, BDv-S2 frames, etc.
  • step E21 At the end of the demodulation step (step E21) and obtaining the central frequency f0 (step E22), and in addition to the decoding steps Ed / recoding Ec (steps E23 and E24), the demodulated signal (and in practice decoded then recoded) is again modulated using the central frequency fO. More precisely, we are talking about remodulation (step E25). A non-noisy digital replica of the sum channel signal is then available (assuming decoding has corrected all errors).
  • the replica signal therefore corresponds to this resodulated sum channel signal. It will serve as a reference signal.
  • the cross-correlation product calculation step E3 thus comprises the computation of a product of intercorrelation between the track signal sum ⁇ , which has been stored, and the sum signal remodulated (called the replica signal) and a product of cross-correlation between the difference channel signal D and the remodulated sum channel signal (said replica signal).
  • steps E21 to E25 take time, the storage duration is determined to correspond to the processing time of these steps.
  • step E21 At the end of the demodulation step (step E21) and obtaining the central frequency f0 (step E22), and in addition to the decoding step Ed / recoding Ec, the demodulated, decoded and then recoded signal n ' this time is remodulated.
  • a complex baseband signal E25 ' is then generated from the decoded signal during step E23. Whereas in the case of FIG. 2, the signal generated at the end of step E25 would have been of the form:
  • the cross-correlation product calculation step E3 therefore comprises the calculation of a cross-correlation product between the sum-of-channel signal, which has been stored and then downgraded and the complex replica signal generated and a product of intercorrelation between the difference channel signal D and the complex replica signal generated.
  • the duration of the storage is determined to correspond to the processing time of these steps, minus the time necessary to effect the frequency descent on the primary signals ( In practice, this is a very fast operation - multiplication and low-pass filtering.
  • Complex signal generation may appear as a more delicate and difficult method to implement.
  • simple modulation such as BPSK, QPSK or OQPSK
  • the complex symbols are simple to handle ( ⁇ 1 for BPSK, ⁇ 1 ⁇ j for QPSK and OQPSK).
  • a noiseless replica of a primary signal is used here.
  • the misalignment is advantageously used in a deviation tracking method.
  • the calculated misalignment dq is used to generate a displacement setpoint (generally an angular setpoint) which delivers a setpoint C50 typically in the form of a deviation measurement voltage K ⁇ dq, K being a deviation measurement voltage coefficient.
  • the method is advantageously implemented for azimuth axes Az and El elevation.

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Abstract

L'invention propose un procédé d'estimation de dépointage (δθ) à partir d'un signal radiofréquence modulé de voie somme (Σ) et d'un signal radiofréquence modulé de voie différence (Δ), dits signaux primaires, le procédé comprenant les étapes suivantes: -(E1) réception des signaux primaires (Σ, Δ) modulés sur une fréquence centrale (f0), -(E2) génération d'un signal de réplique à partir du signal de voie somme (Σ) reçu, -(E3) calcul d'au moins un produit d'intercorrélation, pour chaque signal primaire, à partir dudit signal primaire (Σ, Δ) et du signal de réplique (Σs), -(E4) estimation du dépointage (δθ) au moyen des produits d'intercorrélation calculés précédemment obtenus pour les voies somme (Σ) et différence (Δ).

Description

Poursuite écartométrique à corrélation par ré-génération du signal DOMAINE TECHNIQUE GENERAL L'invention concerne un procédé et un dispositif d'estimation de dépointage ainsi que qu'un procédé et un dispositif de poursuite écartométrique mettant en œuvre l'estimation du dépointage.
L'invention concerne notamment les unités, systèmes et procédés associés permettant de garantir le pointage d'une antenne par estimation du dépointage d'un faisceau de ladite antenne par rapport à la direction d'arrivée du signal radio-fréquence à recevoir.
La poursuite écartométrique utilise des signaux radio-fréquences dont les caractéristiques sont liées au dépointage de l'antenne.
ETAT DE L'ART
Classiquement le dépointage d'une antenne, noté dq, est estimé au moyen des niveaux relatifs des signaux reçus sur les voies å et D (rapport des amplitudes) du récepteur. Un tel dépointage est utilisé dans un récepteur de poursuite écartométrique.
On connaît plusieurs types de récepteur de poursuite écartométrique. II existe les récepteurs de poursuite entièrement non-cohérents.
Ce type de récepteur analyse la puissance reçue dans une bande B autour de la fréquence centrale du signal reçu (bande B correspond aux caractéristiques du signal reçu) à la fois sur la voie å et sur la voie D en réception. Des différents niveaux de puissance estimés, on en déduit le dépointage de l'antenne. Ce type de récepteur fonctionne bien pour un rapport signal à bruit de la voie å élevé permettant la détection d'un signal faible sur la voie D. Un tel récepteur n'a pas besoin de réglage. Il existe les récepteurs de poursuite à détection cohérente du signal d'erreur. Ce type de récepteur peut fonctionner en mode acquisition du signal cohérente ou non cohérente. En mode non cohérent : le signal de la voie å est détecté et poursuivi en fréquence (CAF - Contrôle Automatique en Fréquence) de façon non cohérente par analyse de la puissance reçue dans une bande B autour de la fréquence centrale du signal reçu (bande B correspond aux caractéristiques du signal reçu), et ce même signal å normalisé par CAG (Contrôle Automatique de Gain) est utilisée pour détecter le signal de la voie D au moyen d'un produit en phase des deux signaux å et D après que l'amplitude de ce dernier a subi la même normalisation que la voie å ; le fait de procéder à un produit en phase des deux signaux å et D suppose qu'on a au préalable effectué un réglage du déphasage entre les voies de ces deux signaux. Ce type de récepteur nécessite un rapport signal à bruit supérieur à 3 dB (et donc un rapport d'énergie symbole à densité de bruit, Es/No >3dB) pour différentes raisons : bon fonctionnement de la détection cohérente, bon fonctionnement de la CAG (qui régule et normalise le niveau en fonction de du signal reçu, c’est-à- dire la somme Signal + Bruit et non uniquement le signal utile), bon fonctionnement de la poursuite en fréquence et rejet des accrochages des boucles CAG et CAF sur du bruit.
En mode cohérent : une PLL (Boucle à Verrouillage de Phase) est utilisée pour poursuivre le résidu de porteuse du signal de la voie å (s'il en existe un) en phase/fréquence dans une bande de boucle étroite, et utiliser la référence ainsi constituée pour détecter par produit en phase le résidu de porteuse du signal de la voie D après normalisation par la CAG cohérente des signaux des deux voies. Le seuil de fonctionnement est classiquement de 10 dB de rapport signal à bruit dans la PLL, sachant que la bande de boucle est de l'ordre de 1 kHz. Dans les deux cas (acquisition du signal cohérente ou non cohérente), le récepteur nécessite un réglage de phase en fonction de la fréquence de réception pour garantir une mise en phase correcte des signaux ; de plus ce réglage est à reprendre en cas de remplacement d'un équipement de la chaîne de réception. Ce réglage est encore plus critique lorsque les voies DAz et DEI (voie différence pour l'axe azimutal et pour l'axe d'élévation respectivement) sont multiplexées en quadrature : dans ce dernier cas, une erreur de réglage de phase se traduit non seulement par une variation de la pente d'écartométrie mais aussi par l'apparition d'une diaphonie entre les deux voies d'écartométrie élévation et azimut.
Afin de s'affranchir des réglages ci-dessus mentionnés, on connaît des récepteurs de poursuite par corrélation. Un type de ce récepteur est décrit dans le document W02006018571 qui fonctionnent uniquement pour les signaux à spectre étalé. Dans ce document, une corrélation entre le signal reçu sur la voie voies å et une réplique du code d'étalement du signal est effectuée ; on procède de la même façon pour la voie D et, du rapport des valeurs complexes des pics de corrélation, on déduit le dépointage de l'antenne.
Comme mentionné ce type de récepteur ne nécessite aucun réglage. Toutefois, il est nécessaire de faire une recherche en fréquence assez fine pour que les corrélations présentent des résultats significatifs permettant la poursuite écartométrique.
En outre, ce type de récepteur ne fonctionne pas pour tous types de signaux.
PRESENTATION DE L'INVENTION
Un but de l'invention est d'estimer le dépointage d'une antenne au moyen d'un récepteur de poursuite écartométrique par corrélation qui fonctionne avec tous types de signaux.
Un autre but de l'invention est de simplifier les réglages utiles aux corrélations de ce type de récepteur. Pour atteindre ces buts, l'invention propose un procédé d'estimation de dépointage (dq) à partir d'un signal radiofréquence modulé de voie somme (å) et d'un signal radiofréquence modulé de voie différence (D), dits signaux primaires, le procédé comprenant les étapes suivantes :
- (El) réception des signaux primaires (å, D) modulés sur une fréquence centrale (fO),
- (E2) génération d'un signal de réplique à partir du signal de voie somme (å) reçu,
- (E3) calcul d'au moins un produit d'intercorrélation, pour chaque signal primaire, à partir dudit signal primaire (å, D) et du signal de réplique (ås),
- (E4) estimation du dépointage (dq) au moyen des produits d'intercorrélation calculés précédemment obtenus pour les voies somme (å) et différence (D).
Le produit d'intercorrélation est effectuée sur une fenêtre temporelle T.
Dans un premier mode de réalisation, lequel l'étape (E2) de génération du signal de réplique comprend des étapes de :
- (E21) démodulation du signal de voie somme (å) ;
- (E22) estimation de la fréquence centrale (fO) à partir du signal démodulé ;
- (E23) décodage du signal démodulé pour en extraire des données d'informations ;
- (E24) recodage desdites données d'information.
Complémentairement, dans ce premier mode de réalisation, l'étape (E2) comprend, après les étapes (E21) à (E24), une étape de remodulation (E25) sur la fréquence centrale (fO) pour obtenir ledit signal de réplique, l'étape (E3) étant mise en œuvre pour les signaux primaires et le signal de réplique. Dans un deuxième mode de réalisation, l'étape (E2) comprend, après les étapes (E21) à (E24), une étape de génération d'un signal complexe en bande de base pour obtenir ledit signal de réplique le procédé comprenant en outre une étape (E3') de descente en fréquence des signaux primaires sur la fréquence centrale (fO) estimée, l'étape (E3) étant mise en œuvre pour lesdits signaux primaires descendus en fréquence et ledit signal de réplique.
Le procédé, pour les deux modes de réalisation, peut comprendre une étape (Es) de stockage des signaux primaires pour les retarder avant la mise en œuvre de l'étape (E3).
Dans une variante particulière, les signaux primaires sont numériques, et l'étape de stockage est préférablement une bufferisation. L'étape de stockage (Es) est configurée pour retarder les signaux primaires d'un temps correspondant à la mise en œuvre de l'étape (E2). L'étape de stockage (Es) peut être de l'ordre de la dizaine à plusieurs centaines de millisecondes.
Le procédé peut en outre comprendre une étape (EN) de numérisation des signaux primaires. Cette étape se fait après l'étape de réception El, avant les traitements subséquents, et donc en particulier avant l'étape E2 et l'étape de stockage Es.
Pour calculer le dépointage, l'étape (E4) peut comprendre les étapes suivantes :
- calcul des valeurs des pics Cå, CA pour la voie somme et pour la voie différence,
- calcul du dépointage dq par la formule :
Figure imgf000007_0001
où signe() est la fonction qui attribue 1 ou -1 en fonction du signe positif ou négatif et Re() désigne la fonction partie réelle. L'invention propose aussi un procédé de poursuite écartométrique d'une antenne, mis en œuvre postérieurement à un procédé d'estimation de dépointage tel que décrit précédemment, et comprenant une étape (E5) de génération d'une consigne de déplacement (C50) de l'antenne sur les base du dépointage estimé (dq), préférablement sur un axe azimutal et un sur un axe d'élévation.
L'invention propose aussi une unité de poursuite écartométrique, comprenant un processeur, une mémoire tampon, un module de génération de consigne de déplacement, l'unité étant configurée pour mettre en œuvre un procédé de dépointage ou un procédé de poursuite écartométrique tel que décrit précédemment L'invention propose aussi un système de poursuite écartométrique comprenant un système télémétrique comprenant une antenne configurée pour réceptionner des signaux radiofréquences et une source d'antenne pour générer un signal de voie somme (å) et un signal de voie différence (D), ledit bloc comprenant en outre une unité de poursuite écartométrique tel que décrite précédemment, dans lequel la direction de l'antenne (A) est pilotable par les consignes de déplacement générée par l'unité.
Les avantages de l'invention sont doubles pour un récepteur d'écartométrie fonctionnant sur ces principes :
- il peut fonctionner avec un rapport signal à bruit plus faible qu'à l'heure actuelle pour des signaux sans résidu de porteuse :
o La démodulation de phase permet l'acquisition du signal à des Es/No faibles (<3dB) et l'application d'une CAG bande étroite précise sur les deux voies.
o La corrélation utilisant une réplique sans bruit pour la voie somme est par construction plus précise que la cross corrélation classique il n'y a pas de réglage de phase à effectuer, puisque le principe de l'intercorrélation de la réplique vers les signaux somme et delta sur une plage temporelle donnée permet de s'en affranchir. Cela soulage les opérations de maintenance de façon très importante.
PRESENTATION DES FIGURES
D'autres caractéristiques, buts et avantages de l'invention ressortiront de la description qui suit, qui est purement illustrative et non limitative, et qui doit être lue en regard des dessins annexés, sur lesquels :
- La figure 1 illustre le matériel permettant de mettre en œuvre le procédé.
- La figure 2 illustre un premier mode de réalisation de l'invention, - La figure 3 illustre un deuxième mode de réalisation de l'invention.
DESCRIPTION DETAILLEE
La figure 1 illustre un dispositif de poursuite écartométrique selon un mode de réalisation de l'invention.
Le dispositif de poursuite écartométrique comprend une antenne A réceptrice, une unité 1 de poursuite écartométrique, un dispositif Al d'orientation de l'antenne, un système 2 télémétrique.
Le dépointage existe pour les axes Az et El, comme indiqué en introduction. Par souci de simplicité, seule l'obtention d'un seul dépointage dq sera décrit. L'antenne A est configurée pour recevoir un signal radiofréquences issu par exemple, d'un satellite S, d'un lanceur ou de tout autre véhicule. On considère que ce signal à recevoir est modulé autour d'une fréquence fO. Le système 2 télémétrique reçoit ce signal modulé issu de l'engin observé par l'antenne A. Ce signal reçu est traité par une source d'antenne 21 pour délivrer un signal de voie somme å et un signal de voie différence D dont l'amplitude relativement à celle du signal somme å est proportionnelle au dépointage pour les dépointages faibles. La source d'antenne 21 est aussi capable de numériser des signaux analogiques. Ces signaux (analogiques ou numériques) sont ensuite éventuellement amplifiés. On suppose pour cela que l'antenne A est à l'origine correctement orientée vers le satellite à observer pour permettre l'acquisition du signal (typiquement : dans le lobe à 3dB de l'antenne).
Ces signaux de voie somme å et de voie différence D sont ensuite envoyés vers et reçus par l'unité de poursuite écartométrique 1 qui procède à leur traitement. Ces signaux seront appelés signaux primaires par la suite.
Le dispositif Al d'orientation de l'antenne est configuré pour orienter l'antenne de manière mécanique (moteur, etc.) ou numérique pour les antennes actives.
L'unité de poursuite écartométrique 1 comprend un processeur 11 (ou tout autre matériel capable de remplir la même fonction) pour mettre en œuvre un procédé d'estimation du dépointage dq de l'antenne en fonction des signaux de voie somme å et de voie différence D d'une part et mettre en œuvre un procédé de poursuite écartométrique à partir du dépointage estimé.
En particulier, l'unité de poursuite écartométrique est donc capable de générer une estimation du dépointage dq et de fournir une consigne de d'orientation Cd0 de l'antenne afin qu'elle soit orientée correctement.
Cette consigne d'orientation Cd0 est fournie au dispositif Al d'orientation de l'antenne A. L'unité de poursuite écartométrique 1 comprend également une mémoire tampon ( buffer ) 12 capable soit de mettre en tampon des données, c'est- à-dire de retarder leur transmission, et, si besoin, une mémoire non volatile 13. La mémoire tampon 12 est préférablement un buffer circulaire.
L'unité de poursuite écartométrique 1 comprend en outre une interface d'entrée 15 pour recevoir des données (par connexion coaxiale, filaire ou sans fil) et une interface de sortie 16 pour transmettre les données traitées. L'interface d'entrée 15 comprend ainsi au moins deux ports (physiques ou virtuels) pour respectivement un signal de voie somme å et un signal de voie différence D (trois ports si on considère le signal voie somme å et deux signaux de voie différence DAz et DEI).
On décrit ci-après en relation avec la figure 2 un procédé d'estimation du dépointage dq mis en œuvre par un processeur de l'unité 1 de poursuite écartométrique.
Les signaux de voie somme å et de voie différence D sont reçus (étape El) par l'unité 1 de poursuite écartométrie en vue de calculer le dépointage dq, notamment en calculant un signal de réplique, généré à partir du signal de voie somme, débarrassé du bruit par un procédé classique de démodulation/décodage/synchronisation, suivi d'un processus classique de codage/modulation afin d'effectuer des corrélations avec les signaux primaires. Ces signaux primaires sont modulés autour d'une fréquence centrale fO.
Juste après l'étape El, une étape EN de numérisation des signaux primaires est avantageusement mise en œuvre, avant les traitements qui vont être décrits par la suite. Cela permet de travailler avec des signaux numériques.
Dans une étape E2, un signal de réplique local est généré à partir du signal de voie somme å reçu. La génération de ce signal de réplique comprend notamment des étapes de démodulation (étape E21) du signal de voie somme å pour en estimer (étape E22) la fréquence central fO.
Ensuite, ce signal démodulé est décodé (étape E23) pour obtenir des données d'informations. Ces données d'information peuvent être fournies à un utilisateur comme données de sortie. A partir des données d'information ainsi obtenues, un recodage des données est effectué (étape E24) afin d'obtenir un signal de réplique à la même fréquence que les signaux primaire (étape E25 en Figure 2) ou un signal complexe en bande de base (étape E25' en Figure 3). Ensuite, dans une étape E3, on met en œuvre un produit de corrélation sur une fenêtre temporelle de durée T (c'est-à-dire un intervalle de temps donnée T), effectué notamment par le processeur de l'unité 11 de l'unité 1. Pour chaque signal primaire, c'est-à-dire le signal de voie somme å et le signal de voie différence D, un calcul de produit d'intercorrélation est fait à partir dudit signal primaire et du signal de réplique.
Les produits d'intercorrélation permettent d'identifier des pics Cå, CA, respectivement issus de la corrélation entre le signal de réplique issu du signal de voie somme å et chaque signal primaire.
Le dépointage dq peut être donné selon la formule suivante :
Figure imgf000012_0001
où signe() est la fonction qui attribue 1 ou -1 en fonction du signe positif ou négatif, et Re() désigne la fonction partie réelle.
En d'autres termes, le rapport des modules de ces valeurs de pics Cå, CA est proportionnel au dépointage de l'antenne A lors de la poursuite écartométrique. Le sens du dépointage est déterminé par le signe relatif des parties réelles de Cå et CA.
Il peut exister d'autres calculs ou d'autres variantes pour obtenir le dépointage, mais la formule ci-dessus permet d'obtenir de bons résultats.
La valeur du pic Cå est généralement aisée à obtenir ; en revanche, la valeur du pic C D sur la voie différence D peut être plus délicate à estimer, notamment lorsque l'antenne A est bien pointée (et donc le signal sur la voie différence D est faible, voire nul, au bruit près). Or, les retards de traitement entre les voies somme å et différence D peuvent être connus, ce qui peut permettre de connaître a priori la position du pic de corrélation CA sur la voie différence A par rapport à la position du pic de corrélation Cå sur la voie somme å. En limitant la recherche du pic de corrélation CA sur la voie différence D de corrélation dans cette zone temporelle, on peut améliorer les performances de pointage (diminution de la durée de calcul et donc diminution des retards introduits pas le récepteur et/ou augmentation de la durée d'intégration des mesures ; d'autre part, elle limitant la zone de recherche d'un pic de corrélation faible, on diminue le risque d'identifier un pic dû au bruit).
Pour mettre en œuvre les corrélations de l'étape E3, une étape Es de stockage des signaux primaires å, D est effectuée afin de les retarder pour une durée correspondant sensiblement à la durée de traitement pour générer la réplique non bruitée du signal å avant la corrélation. Davantage de détails seront donnés pour chacun des modes de réalisation des étapes E2 et E3.
Comme les données traitées par l'unité de poursuite écartométrique 1 sont numériques, l'étape de stockage Es correspond à une mise en tampon, préférablement circulaire, c'est-à-dire que les premières données entrées seront les premières données sorties (FIFO). Etant données les échelles de temps impliquées dans le traitement des signaux, liées aux capacités de calcul actuelles, l'étape de stockage Es dure entre une dizaine et plusieurs centaines de millisecondes. Après l'étape de démodulation E21, une étape de décodage E23 est généralement effectuée pour obtenir les informations véhiculées par le signal somme å et les transférer aux utilisateurs concernés (que ce soit un opérateur ou d'autres blocs de traitement de données, non concernés par l'invention). On parlera de « données utilisateur ». Postérieurement à cette étape de décodage E23, une étape de codage E24 (de recodage plus spécifiquement) est nécessaire.
Les algorithmes de codage sont connus et classiquement utilisés : décodage turbo-code, convolutionnel, Reed Solomon, trames BDv-S2, etc.
On décrit ci-après deux modes de réalisation quant à la génération du signal de réplique et son utilisation. Premier mode de réalisation : intercorrelation à fO (figure 2)
A l'issue de l'étape de démodulation (étape E21) et d'obtention de la fréquence centrale fO (étape E22), et outre les étapes de décodage Ed/recodage Ec (étapes E23 et E24), le signal démodulé (et en pratique décodé puis recodé) est à nouveau modulé à l'aide de la fréquence centrale fO. On parle plus précisément de remodulation (étape E25). On dispose alors d'une réplique numérique non bruité du signal de voie somme å (en supposant que le décodage ait permis de corriger toutes les erreurs).
Dans ce premier mode de réalisation, le signal de réplique correspond donc au ce signal de voie somme remodulé. Il va servir de signal de référence. L'étape de calcul de produit d'intercorrélation E3 comprend donc le calcul d'un produit d'intercorrélation entre le signal de voie somme å, qui a été stocké, et le signal somme remodulé (dit signal de réplique) et un produit d'intercorrélation entre le signal de voie différence D et le signal de voie somme remodulé (dit signal de réplique).
Comme les étapes E21 à E25 prennent du temps, la durée du stockage est déterminée pour correspondre au temps de traitement de ces étapes- là.
Deuxième mode de réalisation : intercorrelation en bande de base (figure
3) A l'issue de l'étape de démodulation (étape E21) et d'obtention de la fréquence centrale fO (étape E22), et outre les étapes de décodage Ed/recodage Ec, le signal démodulé, décodé puis recodé n'est cette fois par remodulé. Un signal complexe en bande de base E25' est alors généré à partir du signal décodé, pendant l'étape E23. Alors que dans le cas de la Figure 2, le signal généré à l'issue de l'étape E25 aurait été de la forme :
Figure imgf000015_0001
il sera ici, à l'issue de l'étape E25' de la forme : s(t) = A(t). exp(j p(t ))
Parallèlement, les signaux de voie somme et différence å, D sont chacun descendus E3' en fréquence en bande de base à l'aide de la fréquence fO estimée ; à l'issue de cette descente en fréquence, ces signaux sont considérés comme en bande de base (c'est-à-dire centrés autour de la fréquence nulle) L'étape de calcul de produit d'intercorrélation E3 comprend donc le calcul d'un produit d'intercorrélation entre le signal de voie somme å, qui a été stocké, puis descendus en fréquence et le signal de réplique complexe généré et un produit d'intercorrélation entre le signal de voie différence D et le signal de réplique complexe généré.
Comme les étapes E21 à E25' prennent du temps, à l'échelle informatique, la durée du stockage est déterminée pour correspondre au temps de traitement de ces étapes-là, moins le temps nécessaire pour effectuer la descente en fréquence sur les signaux primaires (il s'agit en pratique d'une opération très rapide - multiplication et filtrage passe-bas).
La génération de signaux complexe peut apparaître comme une méthode plus délicate et difficile à mettre en œuvre. Toutefois, en cas de modulation simple, telle que BPSK, QPSK ou OQPSK, les symboles complexes sont simples à manipuler (± 1 pour BPSK, ± 1 ± j pour QPSK et OQPSK).
Similairement au premier mode de réalisation, on utilise ici une réplique sans bruit d'un signal primaire.
Comme indiqué précédemment, le dépointage est avantageusement utilisé dans un procédé de poursuite écartométrique. En particulier, dans le cadre de ce procédé, le dépointage calculé dq est utilisé pour générer une consigne de déplacement (généralement une consigne angulaire) qui délivre une consigne C50 typiquement sous la forme d’une tension d’écartométrie K x dq, K étant un coefficient de tension d’écartométrie.
Comme indiqué précédemment, le procédé est mis en œuvre avantageusement pour les axes azimutal Az et d'élévation El.

Claims

Revendications
1. Procédé d'estimation de dépointage (dq) à partir d'un signal radiofréquence modulé de voie somme (å) et d'un signal radiofréquence modulé de voie différence (D), dits signaux primaires, le procédé comprenant les étapes suivantes :
- (El) réception des signaux primaires (å, D) modulés sur une fréquence centrale (fO),
- (E2) génération d'un signal de réplique à partir du signal de voie somme (å) reçu,
- (E3) calcul d'au moins un produit d'intercorrélation, pour chaque signal primaire, à partir dudit signal primaire (å, D) et du signal de réplique (ås),
- (E4) estimation du dépointage (dq) au moyen des produits d'intercorrélation calculés précédemment obtenus pour les voies somme (å) et différence (D).
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l'étape (E2) de génération du signal de réplique comprend des étapes de :
- (E21) démodulation du signal de voie somme (å) ;
- (E22) estimation de la fréquence centrale (fO) à partir du signal démodulé ;
- (E23) décodage du signal démodulé pour en extraire des données d'informations ;
- (E24) recodage desdites données d'information.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel l'étape (E2) comprend, après les étapes (E21) à (E24), une étape de remodulation (E25) sur la fréquence centrale (fO) pour obtenir ledit signal de réplique, l'étape (E3) étant mise en œuvre pour les signaux primaires et le signal de réplique.
4. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l'étape (E2) comprend, après les étapes (E21) à (E24), une étape de génération d'un signal complexe en bande de base pour obtenir ledit signal de réplique le procédé comprenant en outre une étape (E3') de descente en fréquence des signaux primaires sur la fréquence centrale (fO) estimée, l'étape (E3) étant mise en œuvre pour lesdits signaux primaires descendus en fréquence et ledit signal de réplique.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant une étape (Es) de stockage des signaux primaires pour les retarder avant la mise en œuvre de l'étape (E3). 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel les signaux primaires sont numériques, et l'étape de stockage est préférablement une bufferisation.
7. Procédé selon la revendication 5 ou 6, dans lequel l'étape de stockage (Es) est configurée pour retarder les signaux primaires d'un temps correspondant à la mise en œuvre de l'étape (E2).
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel l'étape de stockage (Es) est de l'ordre de la dizaine à plusieurs centaines de millisecondes.
9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant une étape (EN) de numérisation des signaux primaires, effectuée avant l'étape (E2).
10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'étape (E4) comprend les étapes suivantes :
- calcul des valeurs des pics Cå, CA pour la voie somme et pour la voie différence,
- calcul du dépointage dq par la formule :
Figure imgf000018_0001
où signe() est la fonction qui attribue 1 ou -1 en fonction du signe positif ou négatif et Re() désigne la fonction partie réelle.
11. Procédé de poursuite écartométrique d'une antenne, mis en œuvre postérieurement à un procédé d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications précédentes, et comprenant une étape (E5) de génération d'une consigne de déplacement (C50) de l'antenne
(21) sur les base du dépointage estimé (dq), préférablement sur un axe azimutal et un sur un axe d'élévation.
12. Unité de poursuite écartométrique (1), comprenant un processeur (11), une mémoire tampon (12), un module (14) de génération de consigne de déplacement, l'unité (1) étant configurée pour mettre en œuvre un procédé d'estimation de dépointage selon l'une quelconque des revendications 1 à 10. 13. Système de poursuite écartométrique comprenant un système télémétrique (2) comprenant une antenne (A) configurée pour réceptionner des signaux radiofréquences et une source d'antenne (21)pour générer un signal de voie somme (å) et un signal de voie différence (D), ledit bloc comprenant en outre une unité de poursuite écartométrique (1) selon la revendication 12, dans lequel la direction de l'antenne (A) est pilotable par les consignes de déplacement générée par l'unité de poursuite écartométrique (1).
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