WO2019155958A1 - リラクタンスモータシステム - Google Patents

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WO2019155958A1
WO2019155958A1 PCT/JP2019/003167 JP2019003167W WO2019155958A1 WO 2019155958 A1 WO2019155958 A1 WO 2019155958A1 JP 2019003167 W JP2019003167 W JP 2019003167W WO 2019155958 A1 WO2019155958 A1 WO 2019155958A1
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WO
WIPO (PCT)
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rotor
phase
reluctance motor
stator
salient pole
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Application number
PCT/JP2019/003167
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English (en)
French (fr)
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祐一 高野
友博 福村
真弘 北野
貴俊 吉本
Original Assignee
日本電産株式会社
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Application filed by 日本電産株式会社 filed Critical 日本電産株式会社
Publication of WO2019155958A1 publication Critical patent/WO2019155958A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K19/00—Synchronous motors or generators
    • H02K19/02—Synchronous motors
    • H02K19/10—Synchronous motors for multi-phase current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/08—Reluctance motors

Definitions

  • This application relates to a reluctance motor system.
  • reluctance means magnetic reluctance.
  • the magnetic resistance is a degree of difficulty in the flow of magnetic flux in the magnetic circuit.
  • the reluctance motor is driven to rotate using reluctance torque without using magnet torque generated by a permanent magnet.
  • the rotor and the stator have a double salient pole structure.
  • the reluctance motor is roughly classified into a switched reluctance motor and a synchronous reluctance motor.
  • the reluctance torque is generated by the self-inductance changing according to the rotational position of the rotor.
  • a synchronous reluctance motor reluctance torque is generated by changing both the self-inductance and the mutual inductance according to the rotational position of the rotor.
  • the reluctance motor is considered to require more specific control because the torque generation mechanism is different from that of the widely used permanent magnet type motor and induction motor. Further, the basic characteristics of a reluctance motor are not always clear. For this reason, the control device for the reluctance motor has to be designed individually according to the structure of the reluctance motor to be employed.
  • an “asymmetrical full bridge circuit” in which a part of the switching elements in the inverter is replaced with a diode can be used.
  • the “asymmetric full bridge circuit” needs to be designed individually for the reluctance motor.
  • a conventional switched reluctance motor having high-speed rotation uses a 6-slot 4-pole configuration, and one-phase energization is performed by an inverter circuit having a three-phase asymmetric full bridge.
  • the cycle of the drive voltage (excitation voltage) necessary for rotation of 360 degrees in electrical angle is four cycles.
  • the voltage fundamental frequency (excitation frequency) is 4 with respect to the electrical angular rotation frequency.
  • Japanese Laid-Open Patent Publication No. 2015-162983 discloses a switched reluctance motor that operates with an inverter of a three-phase full bridge circuit.
  • the number of poles of the stator is 3n (n is an integer of 1 or more), and the number of poles of the rotor is 4n. It is taught to increase torque by bipolar sine wave drive.
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. 2000-312500 discloses a switched reluctance motor including a stator having 6 poles and a rotor having 2 poles.
  • This switched reluctance motor is suitable for high-speed rotation because the excitation frequency (number of applied voltage pulses per unit time in each phase) can be reduced as compared to using a rotor having four poles.
  • the basic voltage frequency (excitation frequency) is 2 with respect to the electrical angular rotation frequency. This means that the period of the driving voltage necessary to realize the rotation of 2 ⁇ radians in electrical angle is two cycles.
  • These motors are suitable for high-speed rotation as compared with a general switched reluctance motor system, but can realize only rotation of ⁇ radians in electrical angle by a driving voltage of one cycle.
  • This disclosure provides a reluctance motor system that operates at a voltage fundamental frequency (excitation frequency) of 1 with respect to an electrical angular rotation frequency.
  • the reluctance motor system of the present disclosure includes a rotor having 2 ⁇ N (N is an integer equal to or greater than 1) rotor salient poles and a stator having 6 ⁇ N stator salient poles. .
  • a reluctance motor having a three-phase concentrated winding for exciting the stator salient pole; and a sinusoidal bipolar drive inverter circuit connected to the three-phase concentrated winding.
  • the period of the driving voltage necessary for realizing the rotation of 2 ⁇ radians in electrical angle is reduced to one cycle. For this reason, an excitation frequency falls and the iron loss at the time of high frequency operation
  • FIG. 1A is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis C of the SR motor according to the embodiment of the present disclosure.
  • 1B is a cross-sectional view taken along line B1-B2 of FIG. 1A.
  • FIG. 2A is a cross-sectional view of another example of the rotor 20.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view of still another example of the rotor 20.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing a relative positional relationship in the circumferential direction of rotation of the stator 10 and the rotor 20 in the SR motor 100.
  • FIG. 4 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 0 degree in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 30 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5C is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is about 50 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5D is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 60 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 0 degree in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 30 degrees in the embodiment
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating a relative positional relationship in the circumferential direction of the rotation of the stator 10 and the rotor 20 in the SR motor 100 according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the present embodiment.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis C of another SR motor according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9A is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis C of another example of the rotor.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis C of still another example of the rotor.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing a relative positional relationship in the circumferential direction of rotation of the outer stator 10 and the inner rotor 20 in the SR motor 100.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of the relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ in the example shown in FIG.
  • FIG. 12 is a graph illustrating a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13A is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 0 degree in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of the relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ in the example shown in FIG.
  • FIG. 12 is a graph illustrating a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the embodiment of
  • FIG. 13B is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 30 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13C is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is about 50 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13D is a diagram illustrating a relationship between the rotor and the stator when the rotor position ⁇ is 60 degrees in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a graph showing an example of the relationship between torque and rotor position in the present embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the size of the rotor salient pole (rotor segment) 22 of the inner rotor 20.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the size of the rotor salient pole (rotor segment) 22 of the inner rotor 20.
  • FIG. 17 is a diagram schematically illustrating an arrangement example of the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the SR motor 100 according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 18 is a graph showing an example of the relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ in the example shown in FIG.
  • FIG. 19 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the embodiment of FIG.
  • FIG. 20 is a graph showing an example of the relationship between torque and rotor position in the embodiment of FIG. FIG.
  • FIG. 21 is a circuit diagram illustrating a non-limiting exemplary embodiment of a reluctance motor system according to the present disclosure.
  • FIG. 22 is a circuit diagram illustrating an example of another inverter circuit 200A including a three-phase full bridge circuit.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration of the motor control circuit 300 in the reluctance motor system according to the present disclosure.
  • the reluctance motor system drives a switched reluctance motor by sinusoidal driving by a three-phase inverter and performs excitation by bipolar energization, a period of a driving voltage necessary to realize rotation of 2 ⁇ radians by an electrical angle. Is reduced to one cycle. For this reason, even if the excitation frequency by the inverter circuit is the same, it is possible to realize a rotation speed four times that of a general switched reluctance motor. In the case of the same mechanical angular rotation speed, the excitation frequency is set to 1. / 4 times. Iron loss that becomes a problem at high rotational speed is mainly divided into hysteresis loss and eddy current loss. Since the hysteresis loss is proportional to the excitation frequency and the eddy current loss is proportional to the square of the excitation frequency, the reduction of the excitation frequency has a great effect on the reduction of the iron loss.
  • the reluctance motor of the present disclosure current flows through a plurality of windings simultaneously to form a magnetic flux by sinusoidal driving, so that not only self-inductance but also mutual inductance contributes to torque generation, and is smooth and quiet. To enable easy rotation. Further, since a relatively inexpensive general-purpose inverter circuit can be used, the manufacturing cost can be reduced.
  • the reluctance motor of this embodiment is a switched reluctance motor.
  • the “switched reluctance motor” is simply referred to as “SR motor”. This SR motor is connected to an inverter circuit described later and operates.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view perpendicular to the rotation axis C of the SR motor 100 in the present embodiment.
  • 1B is a cross-sectional view taken along line B1-B2 of FIG. 1A.
  • FIG. 1A corresponds to a cross section taken along line A1-A2 of FIG. 1B.
  • 1A and 1B show a part of the right-handed XYZ coordinates including the X axis, the Y axis, and the Z axis that are orthogonal to each other.
  • the orientation of the SR motor 100 described in the drawings does not limit the orientation when the reluctance motor according to the present disclosure is used.
  • rotation in the counterclockwise direction when viewing the positive side from the negative side of the Z-axis is defined as “forward rotation (forward rotation)”.
  • clockwise rotation is defined as “reverse rotation (reverse rotation)”.
  • the arrow of the curve described in FIG. 1A indicates the direction of “forward rotation”.
  • the SR motor 100 in this embodiment includes a stator 10 having six stator salient poles 12 and a rotor 20 having two rotor salient poles 22.
  • the number of stator salient poles 12 is not limited to six, and may be 6 ⁇ N (N is an integer of 1 or more).
  • the number of rotor salient poles 22 is not limited to two, and may be 2 ⁇ N.
  • the stator salient poles 12 and the rotor salient poles 22 are arranged symmetrically at equal intervals on the same circumference around the rotation axis C.
  • Each rotor salient pole 22 has a shape protruding in the radial direction from the rotation axis C of the rotor 20.
  • the rotor salient poles 22 extend outward along the radial direction from a region (cylindrical portion) having a cross section surrounded by a dotted circle.
  • the dotted circle is only shown for the sake of clarity, and there is no need for a physical boundary at the dotted line position.
  • stator 10 and the rotor 20 are not limited to the shape and size illustrated.
  • a portion of the stator 10 and the rotor 20 through which magnetic flux passes is preferably formed from a soft magnetic material, and may be constituted by, for example, laminated silicon steel plates.
  • FIG. 2A and 2B are cross-sectional views showing other examples of the rotor 20, respectively.
  • the width W of the central portion of the rotor 20 may be larger than the width of the rotor salient pole 22 (length of the chord).
  • the width of the rotor salient pole 22 is represented by 2 ⁇ sin ( ⁇ s / 2).
  • the circumferential size of the rotor salient poles 22 may be enlarged, and the chord angle ⁇ s of each rotor salient pole 22 may be 60 degrees or more in electrical angle.
  • the SR motor 100 in this embodiment includes a three-phase winding 30 that excites the stator salient poles 12 and a shaft 40 that is connected to the rotor 20 and rotates.
  • the winding 30 in this example is a concentrated winding and is connected to an inverter circuit (not shown in FIGS. 1A and 1B) as will be described later.
  • the inverter circuit applies a voltage necessary for the operation of the SR motor 100 to a desired winding 30 and causes a current (drive current) to flow through the winding 30.
  • a current flows through the winding 30, the stator salient poles 12 in the winding 30 are excited to generate a magnetic flux.
  • the magnetic flux is incident on the adjacent rotor salient pole 22 via the magnetic gap from the excited stator salient pole 12, and forms a closed magnetic circuit inside the stator 10 and the rotor 20.
  • a current of an appropriate magnitude flows through each winding 30 at an appropriate timing according to the rotational position of the rotor 20, the rotor 20 rotates with a necessary torque in a predetermined direction.
  • the three-phase windings 30 are U, V, and W-phase windings, respectively.
  • stator salient pole 12 around which the U-phase winding 30 is wound is referred to as “U-phase salient pole”
  • stator salient pole 12 around which the V-phase winding is wound as “V-phase salient pole”
  • W-phase salient poles The stator salient poles 12 wound with the windings are referred to as “W-phase salient poles”.
  • a reluctance motor rotates on the same principle as an electromagnet attracts an iron piece.
  • the excited stator salient pole 12 corresponds to “electromagnet”
  • the rotor salient pole 22 adjacent to the excited stator salient pole 12 corresponds to “iron piece”.
  • the direction of the current flowing through the winding 30 is reversed, the direction of the generated magnetic flux is also reversed.
  • the force with which the “electromagnet” attracts the “iron piece” does not depend on the direction of the current flowing through the winding 30.
  • the SR motor 100 in the present embodiment includes a shaft 40 fixed to the rotor 20.
  • the shaft 40 is rotatably supported by a bearing (not shown). As the rotor 20 rotates, the shaft 40 rotates with the rotor 20.
  • the shaft 40 can transmit torque to a load via mechanical parts (not shown) such as gears.
  • a magnet sensor may be attached to a part of the shaft 40 or the rotor 20 in order to measure the rotational position of the rotor 20.
  • the rotational position of the rotor 20 can be obtained by detecting the magnetic field generated by the magnet sensor using, for example, a Hall element or Hall IC.
  • the rotational position of the rotor 20 can be estimated by other methods.
  • FIG. 3 schematically shows a cross section perpendicular to the rotation axis C of the SR motor 100 in the present embodiment.
  • the description of the winding 30 is omitted for simplicity.
  • the symbols “U”, “V”, and “W” indicate “U-phase salient pole”, “V-phase salient pole”, and “W-phase salient pole” of the stator 10, respectively.
  • a straight line (broken line) passing through the center of the “U-phase salient pole” and the rotation axis C indicates the stator reference axis B1-B2.
  • a straight line (one-dot chain line) passing through the rear end 22T of the rotor salient pole 22 and the rotation axis C in the rotor 20 indicates the rotor reference axis R1-R2 that defines the rotation position of the rotor 20.
  • the rotor reference shaft R1-R2 rotates with respect to the fixed stator reference shaft B1-B2.
  • the angle ⁇ from the stator reference axis B1-B2 to the rotor reference axis R1-R2 defines the rotational position of the rotor 20.
  • the angle ⁇ increases with counterclockwise rotation.
  • the angle ⁇ may be referred to as the rotor position ⁇ or the rotor angle ⁇ .
  • each rotor salient pole 22 of the rotor 20 faces the “V-phase salient pole” and faces the “U-phase salient pole” and the “W-phase salient pole”. Absent.
  • the magnetic resistance for the U-phase winding and the W-phase winding is relatively high, and the inductance is relatively small.
  • the inductances of the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding vary depending on the rotor position ⁇ . The relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ depends on the circumferential size of the rotor salient pole 22 and the circumferential size of the stator salient pole 12.
  • a plurality of salient poles are excited by a current flowing through a plurality of windings simultaneously.
  • self-inductance not only self-inductance but also mutual inductance contributes to torque generation.
  • the number of flux linkages formed in each of the three-phase concentrated windings depends on both self-inductance and mutual inductance.
  • the torque obtained in the embodiment of the present disclosure is the sum of the component T L caused by the self-inductance shown in Equation 1 and the component T M caused by the mutual inductance shown in Equation 2.
  • Iu, Iv, and Iw are currents flowing through the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding, respectively.
  • Lu, Lv, and Lw are self-inductances of the U-phase winding, the V-phase winding, and the W-phase winding, respectively.
  • Muv, Mvw, and Mwu are mutual inductances of the U-phase winding and the V-phase winding, the V-phase winding and the W-phase winding, and the W-phase winding and the U-phase winding, respectively.
  • These currents are alternating current (bipolar) whose phase changes in a sine wave shape with an electrical angle shifted by 120 degrees.
  • the inductance varies depending on the rotor position ⁇ .
  • the total torque generated by the motor is proportional to N.
  • FIG. 4 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the embodiment of the present disclosure.
  • the vertical axis represents the applied voltage
  • the horizontal axis represents the rotor position ⁇ .
  • the dotted curve shows the voltage applied to the U-phase winding.
  • the solid line curve and the alternate long and short dash line curve are applied voltages of the V-phase winding and the W-phase, respectively. These applied voltages are sine waves whose phases differ by 120 degrees.
  • the phase of the waveform of the voltage actually applied to the winding is not limited to the example of FIG.
  • the phase of the sine wave can be adjusted and shifted.
  • FIGS. 5A, 5B, 5C, and 5D the movement of the rotor 20 will be described with reference to FIGS. 5A, 5B, 5C, and 5D. It is assumed that the voltage shown in FIG. 5 is repeatedly applied to the SR motor 100, and the rotor 20 is constantly rotating. In the following description, a part of the rotation will be described for the sake of simplicity.
  • FIG. 5A shows a state where the rotor position ⁇ is 0 degree.
  • an arrow extending from the rotation axis is described. This arrow represents the direction of the rotor reference axis R1-R2 described in FIG. 3, that is, the direction of the rotor 20.
  • FIG. 5B shows a state where the rotor position ⁇ is 30 degrees.
  • the rotor salient pole 22 of the rotor 20 faces the V-phase salient pole.
  • the rotor 20 continues to rotate in the same manner.
  • Adopted and sinusoidal drive by bipolar energization using a three-phase inverter circuit is executed.
  • the period of the driving voltage necessary to realize the rotation of 2 ⁇ radians in electrical angle is 1 cycle, and the rotation of 2 ⁇ radians in electrical angle is realized by the driving voltage of 1 cycle.
  • a switched reluctance motor system that operates at a voltage fundamental frequency of 1 with respect to the electrical angular rotation frequency. That is, the fundamental frequency of the voltage applied by the inverter circuit to each of the three-phase concentrated windings is equal to the electrical angular rotation frequency.
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating a relative positional relationship in the circumferential direction of the rotation of the stator 10 and the rotor 20 in the SR motor 100 according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the present embodiment. Also in this embodiment, the same effect as the above-described embodiment can be obtained.
  • the reluctance motor of the present disclosure may include a rotor having a segment type salient pole whose circumferential size is enlarged so as to face two adjacent stator salient poles.
  • the SR motor 100 includes an outer stator 10 having six stator salient poles 12 and an inner rotor 20 having two rotor salient poles 22.
  • the inner rotor 20 has a magnetic insulating portion 22N that connects the rotor salient poles 22 to each other.
  • the magnetic insulating portion 22N in the present embodiment substantially insulates the magnetic flux in each rotor salient pole 22.
  • each of the plurality of rotor salient poles 22 functions as a plurality of segments (rotor segments) constituting one inner rotor 20.
  • the rotor segment is magnetically separated by the magnetic insulating portion 22N.
  • a typical example of the magnetic insulating portion 22N may be made partly or entirely of a nonmagnetic material.
  • the nonmagnetic material can be formed of a material having a non-magnetic permeability of 1.5 or less, for example.
  • the inner rotor 20 may include, for example, a magnetic insulating portion 22N having a cylindrical shape and a rotor core 22C positioned inside the magnetic insulating portion 22N.
  • the shape and number of the magnetic insulating portions 22N are not limited to the example shown in FIG. 9A.
  • the magnetic insulating portion 22N may fill a part or the whole between the two rotor salient poles 22 arranged in the circumferential direction.
  • FIG. 10 schematically shows a cross section perpendicular to the rotation axis C of the SR motor 100 shown in FIG.
  • the description of the winding 30 is omitted for simplicity.
  • the circumferential length (string angle: 120 degrees) of each rotor salient pole 22 is the circumferential length (string angle: chord angle :) of the portion forming the gap between the rotor salient poles 22 aligned in the circumferential direction. 60 degrees).
  • the symbols “U”, “V”, and “W” in FIG. 10 indicate “U-phase salient pole”, “V-phase salient pole”, and “W-phase salient pole” of the outer stator 10, respectively.
  • a straight line (broken line) passing through the center of the “U-phase salient pole” and the rotation axis C indicates the stator reference axis B1-B2.
  • a straight line (one-dot chain line) passing through the rear end 22T of the rotor salient pole 22 and the rotation axis C in the inner rotor 20 indicates the rotor reference axis R1-R2 that defines the rotation position of the inner rotor 20.
  • the rotor reference shaft R1-R2 rotates with respect to the fixed stator reference shaft B1-B2.
  • the angle ⁇ from the stator reference axis B1-B2 to the rotor reference axis R1-R2 defines the rotational position of the inner rotor 20.
  • the angle ⁇ increases with counterclockwise rotation.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of the relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ in the example shown in FIG.
  • the vertical axis represents inductance
  • the horizontal axis represents rotor position ⁇ .
  • the dotted curve in the graph indicates the self-inductance of the U-phase winding.
  • the solid line curve and the alternate long and short dash line curve indicate the mutual inductances of the V-phase winding and the W-phase when current flows only through the U-phase winding, respectively.
  • the self-inductance of the U-phase winding takes a minimum value.
  • the U-phase salient pole faces the center of the magnetic insulating portion 22N of the inner rotor 20.
  • the inductance waveform shown in FIG. 11 depends on the chord angle of the rotor salient pole 22 and the magnetic insulating portion 22N in the inner rotor 20, the size of the stator salient pole 12, and the like.
  • FIG. 12 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in the present embodiment.
  • the vertical axis represents the applied voltage
  • the horizontal axis represents the rotor position ⁇ .
  • the dotted curve shows the voltage applied to the U-phase winding.
  • the solid line curve and the alternate long and short dash line curve are applied voltages of the V-phase winding and the W-phase, respectively. These applied voltages are sine waves whose phases differ by 120 degrees.
  • FIGS. 13A, 13B, 13C, and 13D the movement of the inner rotor 20 will be described with reference to FIGS. 13A, 13B, 13C, and 13D. It is assumed that the voltage shown in FIG. 12 is repeatedly applied to the SR motor 100, and the inner rotor 20 is constantly rotating. In the following description, a part of the rotation will be described for the sake of simplicity.
  • FIG. 13A shows a state where the rotor position ⁇ is 0 degree.
  • an arrow extending from the rotation axis is described. This arrow represents the direction of the rotor reference axis R1-R2 described in FIG. 10, that is, the direction of the inner rotor 20.
  • FIG. 13B shows a state where the rotor position ⁇ is 30 degrees.
  • the rotor salient pole 22 of the inner rotor 20 faces the V-phase salient pole and the W-phase salient pole.
  • the inner rotor 20 continues to rotate in the same manner.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the size of the rotor salient pole (rotor segment) 22 of the inner rotor 20.
  • the rotor salient pole 22 includes one stator salient pole 12 (V-phase salient pole in the state of FIG. 15) and two stators located on both sides of the one stator salient pole 12.
  • Each of the salient poles (a U-phase salient pole and a W-phase salient pole in the state of FIG. 15) 12 has a circumferential size facing a small portion of each.
  • chord angle ⁇ s that defines the circumferential size of the rotor salient pole 22 is substantially equal to the chord angle ⁇ g that defines the circumferential size of the portion between the two rotor salient poles 22 arranged in the circumferential direction.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another example of the size of the rotor salient poles 22 of the inner rotor 20.
  • the rotor salient pole 22 includes one stator salient pole 12 (V-phase salient pole in the state of FIG. 15) and two stators located on both sides of the one stator salient pole 12. It has a circumferential size facing the entire salient pole (U-phase salient pole and W-phase salient pole in the state of FIG. 15) 12.
  • the chord angle ⁇ s that defines the circumferential size of the rotor salient pole 22 is approximately five times the chord angle ⁇ g that defines the circumferential size of the portion between the two rotor salient poles 22 arranged in the circumferential direction. It is.
  • chord angle ⁇ s that defines the circumferential size of each rotor salient pole 22 can be changed to a size in an arbitrary range. In this range, an example of the rotor salient pole 22 having a relatively small chord angle ⁇ s is shown in FIG. 15, and an example of the rotor salient pole 22 having a relatively large chord angle ⁇ s is shown in FIG. .
  • Each rotor salient pole 22 (rotor segment) includes one stator salient pole 12 as a whole and two stator salient poles 12 positioned on both sides of the one stator salient pole 12 during the rotation of the inner rotor 20. If it has a circumferential size so as to face at least a part of each, magnetic flux can be obtained from a plurality of stator salient poles excited by sinusoidal driving and can be efficiently rotated. In other words, reluctance torque is generated using not only self-inductance but also mutual inductance, and smooth operation can be achieved by sinusoidal driving by a three-phase inverter.
  • FIG. 17 is a diagram schematically illustrating a relative positional relationship in the circumferential direction of rotation of the outer stator 10 and the inner rotor 20 in the SR motor 100 according to another embodiment of the present disclosure.
  • the “phases” of the windings 30 are arranged in the order of “U”, “U”, “V”, “V”, “W”, “W”, counterclockwise.
  • FIG. 18 is a graph showing an example of the relationship between the inductance of each winding and the rotor position ⁇ in the embodiment shown in FIG.
  • FIG. 19 is a graph showing a waveform example of a voltage applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings in this embodiment.
  • FIG. 20 is a graph showing an example of the relationship between torque and rotor position in the present embodiment. Also by such an embodiment, the same effect as the above-described embodiment can be obtained.
  • the SR motor 100 is an inner rotor type, but the reluctance motor system in the present disclosure may be an outer rotor type.
  • FIG. 21 is a circuit diagram illustrating a non-limiting exemplary embodiment of a reluctance motor system according to the present disclosure.
  • a reluctance motor system 1000 shown in FIG. 21 includes the above-described SR motor 100, an inverter circuit 200 electrically connected to three-phase (U, V, W phase) windings of the SR motor 100, and an inverter circuit 200. And a motor control circuit 300 electrically connected to the motor.
  • a gate driver circuit may be inserted between the inverter circuit 200 and the motor control circuit 300. The gate driver circuit may be provided in the motor control circuit 300.
  • the motor control circuit 300 receives the output of the sensor 60 that detects the rotor position, and outputs a drive signal (gate control signal) that switches the voltage applied to the three-phase winding according to the rotor position.
  • a drive signal gate control signal
  • the inverter circuit 200 excites the stator winding with a bipolar sinusoidal voltage whose polarity changes every 180 degrees in electrical angle.
  • the actual applied voltage is defined by a voltage pulse train whose duty changes by PWM.
  • an estimated value of the rotor position may be generated and the estimated value may be used.
  • the inverter circuit 200 illustrated in FIG. 21 is a general-purpose inverter circuit including a three-phase full-bridge inverter, and can be used by being connected to the DC power source 400.
  • the DC power supply 400 may include a converter circuit (not shown) that converts a commercial AC voltage into a DC voltage.
  • the inverter circuit 200 of FIG. 21 includes switching elements HS 1 , HS 2 , HS 3 , LS 1 , LS 2 , LS 3 .
  • Each of the switching elements HS 1 , HS 2 , HS 3 , LS 1 , LS 2 , and LS 3 is, for example, a MOS field effect transistor (MOSFET) having a built-in free-wheeling diode or free-wheeling diode elements connected in parallel. It can be a MOSFET. An insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.
  • MOSFET MOS field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • These switching elements HS 1 , HS 2 , HS 3 , LS 1 , LS 2 , LS 3 constitute a three-phase full bridge circuit.
  • the switching elements HS 1 and LS 1 connect the first connection point N 1 between the high side line PL connected to the positive side of the DC power supply 400 and the low side line NL connected to the negative side.
  • the first connection point N ⁇ b> 1 is connected to one end of the winding of the U-phase salient pole in the SR motor 100.
  • Switching element HS 2 and LS 2 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via the second connection point N2.
  • the second connection point N ⁇ b> 2 is connected to one end of the V-phase salient pole winding in the SR motor 100.
  • the switching elements HS 3 and LS 3 are connected in series via the third connection point N3 between the high side line PL and the low side line NL.
  • the third connection point N3 is connected to one end of the W-phase salient pole winding in the SR motor 100.
  • the windings of the U-phase salient pole, the V-phase salient pole, and the W-phase salient pole are connected by Y connection or delta connection. For this reason, for example, when a current is passed through the winding of the U-phase salient pole, the current needs to be fed back through at least one of the winding of the V-phase salient pole and the winding of the W-phase salient pole. If the inverter circuit 200 having such a three-phase full bridge circuit is used, a three-phase sinusoidal voltage as shown in FIG. 4 or FIG. 7 can be applied.
  • FIG. 22 is a circuit diagram illustrating an example of another inverter circuit 200A including a three-phase full bridge circuit.
  • Inverter circuit 200A of FIG. 22 has a switching element S 1, S 2, S 3 , S 4, S 5, S 6 and the diode D 1, D 2, D 3 , D 4, D 5, D 6 .
  • the switching elements S 1 , S 2 , S 3 , S 4 , S 5 , S 6 are typically MOSFETs or IGBTs.
  • Switching elements HS 1 , HS 2 , HS 3 , LS 1 , LS 2 , LS 3 and diodes D 1 , D 2 , D 3 , D 4 , D 5 , D 6 constitute a three-phase full bridge circuit Yes.
  • the gate electrodes of the switching elements S 1 , S 2 , S 3 , S 4 , S 5 , S 6 are connected to the motor control circuit 300.
  • the switching elements S 1 and S 2 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via the first connection point N1a.
  • Diodes D 1 and D 2 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via the second connecting point N 1 b.
  • the first connection point N1a and the second connection point N1b are both connected to one end of the winding of the U-phase salient pole in the SR motor 100.
  • Switching element S 3 and S 4 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via a third connection point N2a.
  • Diodes D 3 and D 4 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via a fourth connection point N2b.
  • connection point N2a and the fourth connection point N2b are both connected to one end of the winding of the V-phase salient pole in the SR motor 100.
  • Switching element S 5 and S 6 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via the fifth connection point N3a.
  • Diodes D 5 and D 6 are connected in series between the high side line PL and the low-side line NL via a sixth connection point N3b.
  • the fifth connection point N3a and the sixth connection point N3b are both connected to one end of the winding of the W-phase salient pole in the SR motor 100.
  • a three-phase sine wave bipolar drive is also possible by the inverter circuit 200A of FIG.
  • the windings of the U-phase salient pole, the V-phase salient pole, and the W-phase salient pole are connected by Y connection or delta connection.
  • FIG. 23 shows an example of the hardware configuration of the motor control circuit 300.
  • the motor control circuit 300 in this example includes a CPU (central processing unit) 320, a PWM circuit 330, a ROM (read only memory) 340, a RAM (random access memory) 350, and an I / F (input / output interface) connected to each other via a bus. ) 360.
  • Other circuits or devices not shown in the figure may be additionally connected to the bus.
  • the PWM circuit 330 gives a drive signal to the inverter circuit 200. This drive signal is input to the gate terminal of the switching element in the inverter circuit 200, and on / off of each switching element is controlled.
  • a gate driver circuit (pre-driver circuit) (not shown) may be provided between the PWM circuit 330 and the inverter circuit 200.
  • Programs and data that define the operation of the CPU 320 are stored in at least one of the ROM 340 and the RAM 350.
  • Such a motor control circuit 300 can be realized by, for example, a 32-bit general-purpose microcontroller.
  • Such a microcontroller can be comprised of, for example, one or more integrated circuit chips.
  • the various operations performed by the motor control circuit 300 are defined by a program.
  • This program generates a PWM signal for realizing sinusoidal driving and inputs it to the gate terminal of the switching element in the inverter circuit 200. Since the drive signal generated after the start-up can be generated to realize a known drive method according to the rotational speed, details are not described here.
  • the inverter circuit 200 is controlled to energize the three-phase concentrated windings by 120 degrees. If the rotor rotates at a predetermined speed after 120-degree energization, the inverter circuit 200 is controlled to switch from 120-degree energization to 180-degree energization. Thus, it can be operated in the sinusoidal bipolar drive mode.
  • the reluctance motor system of the present disclosure can be used as a drive source for various machines, devices, and moving bodies that need to convert electric power into mechanical energy. It is particularly suitable for applications that rotate at high speed.

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Abstract

本開示のリラクタンスモータシステムは、ある実施形態において、２×Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のロータ突極２２を有するロータ２０と、６×Ｎ個のステータ突極１２を有するステータ１０と、ステータ突極１２を励磁する３相の集中巻線３０と、３相の集中巻線３０に接続される正弦波バイポーラ駆動のインバータ回路２００とを備える。

Description

リラクタンスモータシステム
　本願は、リラクタンスモータシステムに関する。
　永久磁石を必要としないリラクタンスモータの研究が進められている。「リラクタンス」の用語は、磁気抵抗（ｍａｇｎｅｔｉｃ　ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ）を意味する。磁気抵抗は、磁気回路における磁束の流れにくさの度合いである。リラクタンスモータは、永久磁石によるマグネットトルクを用いることなく、リラクタンストルクを用いて回転駆動を行う。リラクタンストルクを発生させるため、ロータおよびステータは双突極（ｄｏｕｂｌｅ　ｓａｌｉｅｎｔ）構造を有している。
　リラクタンスモータには、大きく分けてスイッチトリラクタンスモータとシンクロナスリラクタンスモータとがある。従来のスイッチトリラクタンスモータでは、自己インダクタンスがロータの回転位置（ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ　ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に応じて変化することによってリラクタンストルクが発生する。一方、シンクロナスリラクタンスモータでは、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスの両方がロータの回転位置に応じて変化することよってリラクタンストルクが発生する。
　リラクタンスモータは、広く普及している永久磁石型モータおよび誘導モータに比べると、トルク発生メカニズムが異なるため、より特殊な制御を必要とすると考えられている。また、リラクタンスモータの基本特性は必ずしも明確になっていない。このため、リラクタンスモータの制御装置は、採用するリラクタンスモータの構造に応じて個別に設計する必要があった。
　スイッチトリラクタンスモータでは、従来、ステータの各相コイルに独立した通電が行われてきたため、ハーフブリッジ回路ではなく、フルブリッジ回路（「Ｈブリッジ回路」とも呼ばれる）のインバータを用いることが主流である。３相のハーフブリッジ回路のインバータは、様々な技術分野で広く使用されているため、価格の低い量産品を容易に入手できる。しかし、２個のハーフブリッジ回路のインバータを用いてフルブリッジ回路のインバータを実現すると、パワー半導体素子（スイッチング素子）の個数がハーフブリッジ回路のインバータに比べて２倍に増加する。一方、各相コイルを流れる電流を一方向に限定するユニポーラ駆動を行う場合は、インバータ内のスイッチング素子の一部をダイオードに置き換えた「非対称フルブリッジ回路」を用いることができる。しかし、「非対称フルブリッジ回路」は、リラクタンスモータに合わせて個別に設計する必要がある。
　高速回転の用途を有する従来のスイッチトリラクタンスモータでは、６スロット４ポールの構成が採用され、３相の非対称フルブリッジを有するインバータ回路による１相通電が実行されている。このような従来のスイッチトリラクタンスモータでは、電気角で３６０度の回転に必要な駆動電圧（励磁電圧）の周期が４サイクルである。言い換えると、電気角回転周波数に対する電圧基本周波数（励磁周波数）は４である。
　日本国公開公報特開２０１５－１６２９８３号公報は、３相フルブリッジ回路のインバータで動作するスイッチトリラクタンスモータを開示している。このモータにおいて、ステータの極数は３ｎ（ｎは１以上の整数）、ロータの極数は４ｎである。バイポーラ正弦波駆動によってトルクを高めることが教示されている。
　日本国公開公報特開２０００－３１２５００号公報は、極数が６であるステータと極数が２であるロータとを備えるスイッチトリラクタンスモータを開示している。このスイッチトリラクタンスモータは、極数が４であるロータを用いるよりも励磁周波数（各相における単位時間あたりの印加電圧パルス数）を低減できるため、高速回転に適している。
日本国公開公報：特開２０１５－１６２９８３号公報 日本国公開公報：特開２０００－３１２５００号公報
　上記の特許文献に開示されているスイッチトリラクタンスモータによれば、いずれも、電気角回転周波数に対する電圧基本周波数（励磁周波数）が２である。このことは、電気角で２πラジアンの回転を実現するために必要な駆動電圧の周期が２サイクルであることを意味している。これらのモータは、一般的なスイッチトリラクタンスモータシステムに比べると高速回転に適してはいるが、１サイクルの駆動電圧によって電気角でπラジアンの回転しか実現しない。
　モータの回転速度を高めるには、駆動電圧の周波数（励磁周波数）を高める必要がある。しかしながら、励磁周波数の上限は、インバータ回路のスイッチング周波数によって制約されている。また、励磁周波数の増加はモータの鉄損を増大させる。このため、励磁周波数を増大させることなく、回転速度を高めることが求められている。
　本開示は、電気角回転周波数に対する電圧基本周波数（励磁周波数）が１で動作するリラクタンスモータシステムを提供する。
　本開示のリラクタンスモータシステムは、例示的な実施形態において、２×Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のロータ突極を有するロータと、６×Ｎ個のステータ突極を有するステータとを備える。また前記ステータ突極を励磁する３相の集中巻線とを有するリラクタンスモータと、前記３相の集中巻線に接続される正弦波バイポーラ駆動のインバータ回路とを備える。
　本開示のリラクタンスモータシステムの実施形態によれば、電気角で２πラジアンの回転を実現するために必要な駆動電圧の周期が１サイクルに低減される。このため、励磁周波数が低下し、高周波動作時の鉄損を低減できる。
図１Ａは、本開示の実施形態におけるＳＲモータの回転軸Ｃに垂直な断面図である。 図１Ｂは、図１ＡのＢ１－Ｂ２線断面図である。 図２Ａは、ロータ２０の他の例の断面図である。 図２Ｂは、ロータ２０の更に他の例の断面図である。 図３は、ＳＲモータ１００におけるステータ１０およびロータ２０の回転の周方向における相対位置関係を模式的に示す図である。 図４は、本開示の実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。 図５Ａは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図５Ｂは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが３０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図５Ｃは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが約５０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図５Ｄは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが６０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図６は、本開示の他の実施形態によるＳＲモータ１００におけるステータ１０およびロータ２０の回転の周方向における相対位置関係を模式的に示す図である。 図７は、本実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。 図８は、本開示の実施形態における他のＳＲモータの回転軸Ｃに垂直な断面図である。 図９Ａは、ロータの他の例の回転軸Ｃに垂直な断面図である。 図９Ｂは、ロータの更に他の例の回転軸Ｃに垂直な断面図である。 図１０は、ＳＲモータ１００におけるアウタステータ１０およびインナロータ２０の回転の周方向における相対位置関係を模式的に示す図である。 図１１は、図１０に示される例における各巻線のインダクタンスとロータ位置θとの関係の例を示すグラフである。 図１２は、本開示の実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。 図１３Ａは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図１３Ｂは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが３０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図１３Ｃは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが約５０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図１３Ｄは、本開示の実施形態において、ロータ位置θが６０度であるときのロータとステータとの関係を示す図である。 図１４は、本実施形態におけるトルクとロータ位置との関係の例を示すグラフである。 図１５は、インナロータ２０のロータ突極（ロータセグメント）２２の大きさの例を示す図である。 図１６は、インナロータ２０のロータ突極（ロータセグメント）２２の大きさの例を示す図である。 図１７は、本開示の他の実施形態によるＳＲモータ１００におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相巻線の配置例を模式的に示す図である。 図１８は、図１７に示される例における各巻線のインダクタンスとロータ位置θとの関係の例を示すグラフである。 図１９は、図１７の実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。 図２０は、図１７の実施形態におけるトルクとロータ位置との関係の例を示すグラフである。 図２１は、本開示によるリラクタンスモータシステムの限定的ではない例示的な実施形態を示す回路図である。 図２２は、３相のフルブリッジ回路を備える他のインバータ回路２００Ａの例を示す回路図である。 図２３は、本開示によるリラクタンスモータシステムにおけるモータ制御回路３００のハードウェア構成の例を示す図である。
　本開示のリラクタンスモータシステムは、３相インバータによる正弦波駆動でスイッチトリラクタンスモータを駆動し、バイポーラ通電で励磁を行うため、電気角で２πラジアンの回転を実現するために必要な駆動電圧の周期が１サイクルに低減される。このため、インバータ回路による励磁周波数が同じであっても、一般的なスイッチトリラクタンスモータの４倍の回転速度を実現することが可能になり、同じ機械角回転速度の場合には励磁周波数を１／４倍に低減することができる。高回転速度で問題になる鉄損は、主にヒステリシス損および渦電流損に分けられる。ヒステリシス損は励磁周波数に比例し、渦電流損は励磁周波数の二乗に比例するため、励磁周波数の低減は鉄損の低減に大きな効果をもたらす。
　また、本開示のリラクタンスモータによれば、正弦波駆動により、同時に複数の巻線を電流が流れて磁束を形成するため、自己インダクタンスだけではなく相互インダクタンスもトルクの生成に寄与し、スムーズで静かな回転を可能にする。更に、比較的安価な汎用インバータ回路を用いることが可能になるため、製造コストの低減も可能になる。
＜リラクタンスモータ＞
　以下、本開示のリラクタンスモータシステムが備えるリラクタンスモータの限定的ではない例示的な実施形態を説明する。
　まず、図１Ａおよび図１Ｂを参照しながら、本実施形態におけるリラクタランスモータの基本構造を説明する。本実施形態のリラクタンスモータは、スイッチトリラクタンスモータである。以下、「スイッチトリラクタンスモータ」を単に「ＳＲモータ」と呼ぶ。このＳＲモータは、後述するインバータ回路に接続されて動作する。
　図１Ａは、本実施形態におけるＳＲモータ１００の回転軸Ｃに垂直な断面図である。図１Ｂは、図１ＡのＢ１－Ｂ２線断面図である。図１Ａは、図１ＢのＡ１－Ａ２線断面に相当する。図１Ａおよび図１Ｂには、相互に直交するＸ軸、Ｙ軸、およびＺ軸を含む右手系ＸＹＺ座標の一部が示されている。図面に記載されたＳＲモータ１００の向きは、本開示によるリラクタンスモータの使用時における向きをなんら限定しない。
　本開示では、Ｚ軸の負側から正側を視たときに反時計回り方向の回転を「正転（正回転）」と定義する。この場合において、時計回り方向の回転を「逆転（逆回転）」と定義する。図１Ａに記載されている曲線の矢印は、「正転」の方向を示している。
　本実施形態におけるＳＲモータ１００は、６個のステータ突極１２を有するステータ１０と、２個のロータ突極２２を有するロータ２０とを備えている。ステータ突極１２の個数は６個に限定されず、６×Ｎ個（Ｎは１以上の整数）であればよい。また、ロータ突極２２の個数も、２個に限定されず、２×Ｎ個であればよい。ステータ突極１２およびロータ突極２２は、それぞれ、回転軸Ｃの周りの同一円周上に等間隔で対称に配列されている。
　各ロータ突極２２は、ロータ２０の回転軸Ｃから径方向に突出した形状を有している。図１Ａに示される例において、ロータ突極２２は、点線の円によって囲まれた断面を有する領域（円柱部分）から半径方向に沿って外部に延びている。点線の円は、わかりやすさのために記載されているに過ぎず、点線の位置に物理的な境界が設けられている必要はない。
　ステータ１０およびロータ２０は、図示されている形状およびサイズに限定されない。ステータ１０およびロータ２０のうちで磁束を通す部分は、軟磁性材料から好適に形成され、例えば積層された珪素鋼板によって構成され得る。
　図２Ａおよび図２Ｂは、それぞれ、ロータ２０の他の例を示す断面図である。図２Ａに示される断面において、ロータ２０の中央部の幅Ｗがロータ突極２２の幅（弦の長さ）よりも大きくてもよい。ロータ突極２２の弦角度θｓを用いると、ロータ突極２２の幅は、２×ｓｉｎ（θｓ／２）によって示される。また、図２Ｂに示されるように、ロータ突極２２の周方向サイズが拡大され、各ロータ突極２２の弦角度θｓが電気角度で６０度以上であってもよい。
　再び図１Ａおよび図１Ｂを参照する。本実施形態におけるＳＲモータ１００は、ステータ突極１２を励磁する３相の巻線３０と、ロータ２０に接続されて回転するシャフト４０とを備えている。この例における巻線３０は、集中巻であり、後に説明するようにインバータ回路（図１Ａおよび図１Ｂにおいて不図示）に接続される。インバータ回路はＳＲモータ１００の動作に必要な電圧を所望の巻線３０に印加し、当該巻線３０に電流（駆動電流）を流す。電流が巻線３０を流れると、その巻線３０内のステータ突極１２が励磁され、磁束を生成する。磁束は、励磁されたステータ突極１２から磁気ギャップを介して近接するロータ突極２２に入射し、ステータ１０およびロータ２０の内部で閉じた磁気回路を形成する。ロータ２０の回転位置に応じて適切な大きさの電流が適切なタイミングで各巻線３０を流れると、ロータ２０は所定の方向に必要なトルクを得て回転する。本開示において、３相の巻線３０を、それぞれ、Ｕ、Ｖ、およびＷ相の巻線とする。以下の説明において、Ｕ相の巻線３０が巻かれたステータ突極１２を「Ｕ相突極」、Ｖ相の巻線が巻かれたステータ突極１２を「Ｖ相突極」、Ｗ相の巻線が巻かれたステータ突極１２を「Ｗ相突極」と称する。
　一般に、リラクタンスモータは、電磁石が鉄片を引き付ける原理と同じ原理によって回転する。励磁されたステータ突極１２が「電磁石」に対応し、励磁されたステータ突極１２に近接するロータ突極２２が「鉄片」に対応する。巻線３０を流れる電流の向きを反転すると、生成される磁束の方向も反転する。しかし、「電磁石」が「鉄片」を引き付ける力は、巻線３０を流れる電流の向きに依存しない。
　本実施形態におけるＳＲモータ１００は、ロータ２０に固定されたシャフト４０を備える。シャフト４０は、不図示のベアリングによって回転可能に支持されている。ロータ２０が回転するとき、シャフト４０はロータ２０とともに回転する。シャフト４０は、ギヤなどの不図示の機械部品を介して負荷にトルクを伝達することができる。
　シャフト４０またはロータ２０の一部には、ロータ２０の回転位置を測定するため、マグネットセンサが取り付けられていてもよい。マグネットセンサが生成する磁界を例えばホール素子またはホールＩＣによって検知することにより、ロータ２０の回転位置を求めることができる。ロータ２０の回転位置は、他の方法によって推定することも可能である。
　以下、図３を参照してロータ２０の回転位置を規定する基準の軸を説明する。図３は、本実施形態におけるＳＲモータ１００の回転軸Ｃに垂直な断面を模式的に示している。図３では、簡単のため、巻線３０の記載は省略されている。
　図３における「Ｕ」、「Ｖ」、および「Ｗ」の符号は、それぞれ、ステータ１０の「Ｕ相突極」、「Ｖ相突極」、および「Ｗ相突極」を示している。図３の断面において、「Ｕ相突極」の中心と回転軸Ｃを通る直線（破線）が、ステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２を示している。一方、ロータ２０におけるロータ突極２２の後端２２Ｔと回転軸Ｃを通る直線（一点鎖線）が、ロータ２０の回転位置を規定するロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２を示している。ロータ２０が回転すると、固定されたステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２に対して、ロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２が回転する。ステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２からロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２までの角度θは、ロータ２０の回転位置を規定する。この例において、角度θは、反時計回りの回転によって増加する。以下、角度θをロータ位置θまたはロータ角度θと呼ぶことがある。
　図３に示されるロータ位置θにおいて、ロータ２０の各ロータ突極２２は、「Ｖ相突極」に対向しており、「Ｕ相突極」および「Ｗ相突極」には対向していない。このとき、Ｕ相巻線およびＷ相巻線にとっての磁気抵抗は相対的に高く、インダクタンスが相対的に小さい。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線のインダクタンスは、それぞれ、ロータ位置θに応じて変動する。各巻線のインダクタンスとロータ位置θとの関係は、ロータ突極２２の周方向サイズおよびステータ突極１２の周方向サイズなどに依存する。
　本開示の実施形態によれば、同時に複数の巻線を電流が流れて複数の突極が励磁される。このため、自己インダクタンスだけではなく、相互インダクタクスがトルクの生成に寄与する。言い換えると、３相の集中巻線のそれぞれに形成される磁束の鎖交数は、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスの両方に依存する。このため、本開示の実施形態で得られるトルクは、数式１に示す自己インダクタンスに起因する成分ＴＬと、数式２に示す相互インダクタンスに起因する成分ＴＭとの総和である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、それぞれ、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線を流れる電流である。Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、それぞれ、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線の自己インダクタンスである。Ｍｕｖ、Ｍｖｗ、Ｍｗｕは、それぞれ、Ｕ相巻線とＶ相巻線、Ｖ相巻線とＷ相巻線、Ｗ相巻線とＵ相巻線の相互インダクタンスである。これらの電流は、位相が電気角で１２０度ずれた正弦波状に変化する交流（バイポーラ）である。インダクタンスは、いずれも、ロータ位置θに依存して変化する。なお、上記のトルクは、Ｎ＝１の場合に値である。モータが発生するトルクの全体は、Ｎに比例する。
　図４は、本開示の実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。このグラフの縦軸は印加電圧であり、横軸はロータ位置θである。点線の曲線は、Ｕ相巻線の印加電圧を示している。実線の曲線および一点鎖線の曲線は、それぞれ、Ｖ相巻線およびＷ相の印加電圧である。これらの印加電圧は、位相が１２０度ずつ異なる正弦波である。実際に巻線に印加する電圧の波形の位相は、図４の例に限定されない。ステータ突極１２およびロータ突極２２の形状およびサイズに応じて、正弦波の位相は調節されてシフトし得る。
　次に、図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃおよび図５Ｄを参照しながら、ロータ２０の動きを説明する。ＳＲモータ１００には、図５に示される電圧が繰り返して印加され、ロータ２０は定常的に回転しているものとする。以下の説明では、簡単のため、その回転の一部の動きを説明する。
　まず、図５Ａを参照する。図５Ａは、ロータ位置θが０度である状態を示している。図には、回転軸から延びる矢印が記載されている。この矢印は、図３に記載されているロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２の向き、すなわちロータ２０の向きを表している。
　次に、図５Ｂを参照する。図５Ｂは、ロータ位置θが３０度である状態を示している。このとき、ロータ２０のロータ突極２２は、Ｖ相突極に対向している。その後、ロータ２０は、図５Ｃに示される状態（θ＝約５０度）を経て回転し、図５Ｄの状態（θ＝６０度）に移動する。図５Ｄの状態の後、ロータ２０は、同様にして回転を継続する。
　このように、本開示の実施形態によれば、２×Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のロータ突極を有するロータと、６×Ｎ個のステータ突極を有するステータとを備える構成を採用し、かつ、３相インバータ回路を用いたバイポーラ通電による正弦波駆動を実行している。これにより、従来のリラクタンスモータが有していた鉄損およびスイッチング損失が大きいという課題を解決することが可能になる。すなわち本開示の実施形態によれば、電気角で２πラジアンの回転を実現するために必要な駆動電圧の周期が１サイクルであり、１サイクルの駆動電圧によって電気角で２πラジアンの回転が実現する。本実施形態によれば、電気角回転周波数に対する電圧基本周波数が１で動作するスイッチトリラクタンスモータシステムが提供される。すなわち、３相の集中巻線のそれぞれにインバータ回路が印加する電圧の基本周波数は、電気角回転周波数に等しい。
　前述したように、モータの回転速度を高めるには、駆動電圧の周波数（１秒あたりのサイクル数）を高める必要がある。本開示の実施形態によれば、スイッチング周波数（ＰＷＭキャリア周波数）が例えば２０ｋＨｚで、正弦波の１周期に１６回以上のデューティ値更新を行う場合でも、毎分７００００回転数（ｒｐｍ）以上の高速回転を実現し得る。
　図６は、本開示の他の実施形態によるＳＲモータ１００におけるステータ１０およびロータ２０の回転の周方向における相対位置関係を模式的に示す図である。図７は、本実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。本実施形態でも、前述の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　本開示のリラクタンスモータは、隣接する２個のステータ突極に対向するように周方向サイズが拡大されたセグメントタイプの突極を有するロータを有していてもよい。
　図８に示される例において、ＳＲモータ１００は、６個のステータ突極１２を有するアウタステータ１０と、２個のロータ突極２２を有するインナロータ２０とを備えている。この例において、インナロータ２０は、ロータ突極２２を相互に連結する磁気絶縁部２２Ｎを有している。本実施形態における磁気絶縁部２２Ｎは、個々のロータ突極２２内の磁束を実質的に絶縁する。このため、複数のロータ突極２２は、それぞれ、１個のインナロータ２０を構成する複数のセグメント（ロータセグメント）として機能する。ロータセグメントは、磁気絶縁部２２Ｎによって磁気的に分離される。磁気絶縁部２２Ｎの典型例は、その一部または全部が非磁性材料から形成され得る。非磁性材料は、例えば非透磁率が１．５以下の材料から形成され得る。
　図９Ａに示されるように、インナロータ２０は、例えば円筒形状を有する磁気絶縁部２２Ｎと、磁気絶縁部２２Ｎの内部に位置するロータコア２２Ｃとを有していても良い。磁気絶縁部２２Ｎの形状および個数は、図９Ａに示されている例に限定されない。例えば図９Ｂに示されるように、磁気絶縁部２２Ｎは、周方向に並んだ２個のロータ突極２２の間の一部または全部を埋めていてもよい。
　以下、図１０を参照してインナロータ２０の回転位置を規定する基準の軸を説明する。図１０は、図８に示されるＳＲモータ１００の回転軸Ｃに垂直な断面を模式的に示している。図１０では、簡単のため、巻線３０の記載は省略されている。この例において、個々のロータ突極２２の周方向長さ（弦角度：１２０度）は、周方向に並んだロータ突極２２の間隙を形成している部分の周方向長さ（弦角度：６０度）の２倍である。
　図１０における「Ｕ」、「Ｖ」、および「Ｗ」の符号は、それぞれ、アウタステータ１０の「Ｕ相突極」、「Ｖ相突極」、および「Ｗ相突極」を示している。図１０の断面において、「Ｕ相突極」の中心と回転軸Ｃを通る直線（破線）が、ステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２を示している。一方、インナロータ２０におけるロータ突極２２の後端２２Ｔと回転軸Ｃを通る直線（一点鎖線）が、インナロータ２０の回転位置を規定するロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２を示している。インナロータ２０が回転すると、固定されたステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２に対して、ロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２が回転する。ステータ基準軸Ｂ１－Ｂ２からロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２までの角度θは、インナロータ２０の回転位置を規定する。この例において、角度θは、反時計回りの回転によって増加する。
　図１１は、図１０に示される例における各巻線のインダクタンスとロータ位置θとの関係の例を示すグラフである。このグラフにおいて、縦軸はインダクタンス、横軸はロータ位置θである。グラフ中の点線の曲線は、Ｕ相巻線の自己インダクタンスを示している。実線の曲線および一点鎖線の曲線は、それぞれ、Ｕ相巻線のみを電流が流れるときのＶ相巻線およびＷ相の相互インダクタンスを示している。
　図１１から明らかなように、ロータ位置θが３０度および２１０度であるとき、Ｕ相巻線の自己インダクタンスは極小値をとる。ロータ位置θが３０度および２１０度であるとき、Ｕ相突極は、インナロータ２０の磁気絶縁部２２Ｎの中央に対向する。図１１に示されるインダクタンスの波形は、インナロータ２０におけるロータ突極２２および磁気絶縁部２２Ｎのそれぞれの弦角度、およびステータ突極１２のサイズなどに依存する。
　図１２は、本実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。このグラフの縦軸は印加電圧であり、横軸はロータ位置θである。点線の曲線は、Ｕ相巻線の印加電圧を示している。実線の曲線および一点鎖線の曲線は、それぞれ、Ｖ相巻線およびＷ相の印加電圧である。これらの印加電圧は、位相が１２０度ずつ異なる正弦波である。
　次に、図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃおよび図１３Ｄを参照しながら、インナロータ２０の動きを説明する。ＳＲモータ１００には、図１２に示される電圧が繰り返して印加され、インナロータ２０は定常的に回転しているものとする。以下の説明では、簡単のため、その回転の一部の動きを説明する。
　まず、図１３Ａを参照する。図１３Ａは、ロータ位置θが０度である状態を示している。図には、回転軸から延びる矢印が記載されている。この矢印は、図１０に記載されているロータ基準軸Ｒ１－Ｒ２の向き、すなわちインナロータ２０の向きを表している。
　次に、図１３Ｂを参照する。図１３Ｂは、ロータ位置θが３０度である状態を示している。このとき、インナロータ２０のロータ突極２２は、Ｖ相突極およびＷ相突極に対向している。その後、インナロータ２０は、図１３Ｃに示される状態（θ＝約５０度）を経て回転し、図１３Ｄの状態（θ＝６０度）に移動する。図１３Ｄの状態の後、インナロータ２０は、同様にして回転を継続する。
　図１４は、トルクとロータ位置θとの関係を示すグラフである。図１４に示されるように、本実施形態では、６０度の周期でトルクが最大値を示す。図１３Ａから図１３Ｄに示される各状態では、図１３Ｃの状態（θ＝約５０度）で最も高いトルクが実現されている。
　図１５は、インナロータ２０のロータ突極（ロータセグメント）２２の大きさの例を示す図である。この例において、ロータ突極２２は、１個のステータ突極１２（図１５の状態では、Ｖ相突極）の全体と、この１個のステータ突極１２の両側に位置する２個のステータ突極（図１５の状態では、Ｕ相突極およびＷ相突極）１２のそれぞれの僅かな一部とに対向する周方向サイズを有している。具体的には、ロータ突極２２の周方向サイズを規定する弦角度θｓは、周方向に並ぶ２個のロータ突極２２の間の部分の周方向サイズを規定する弦角度θｇにほぼ等しい。
　図１６は、インナロータ２０のロータ突極２２の大きさの他の例を示す図である。この例において、ロータ突極２２は、１個のステータ突極１２（図１５の状態では、Ｖ相突極）の全体と、この１個のステータ突極１２の両側に位置する２個のステータ突極（図１５の状態では、Ｕ相突極およびＷ相突極）１２の全体とに対向する周方向サイズを有している。具体的には、ロータ突極２２の周方向サイズを規定する弦角度θｓは、周方向に並ぶ２個のロータ突極２２の間の部分の周方向サイズを規定する弦角度θｇの約５倍である。
　本開示の実施形態では、個々のロータ突極２２の周方向サイズを規定する弦角度θｓは、任意の範囲の大きさに変更することが可能である。この範囲のうち、比較的小さな弦角度θｓを持つロータ突極２２の例は図１５に示されており、比較的大きな弦角度θｓを持つロータ突極２２の例は図１６に示されている。
　ロータ突極２２の周方向サイズを規定する弦角度θｓは、求められるモータ特性に応じて適宜設計変更され得る。各ロータ突極２２（ロータセグメント）が、インナロータ２０の回転中に、１個のステータ突極１２の全体と、この１個のステータ突極１２の両側に位置する２個のステータ突極１２のそれぞれの少なくとも一部とに対向するような周方向サイズを有していると、正弦波駆動によって励磁された複数のステータ突極から磁束を得て効率よく回転することができる。言い換えると、自己インダクタンスだけではなく相互インダクタンスも利用してリラクタンストルクが形成され、３相インバータによる正弦波駆動でスムーズに動作することができる。
　図１７は、本開示の他の実施形態によるＳＲモータ１００におけるアウタステータ１０およびインナロータ２０の回転の周方向における相対位置関係を模式的に示す図である。この実施形態において、巻線３０の「相」は、反時計回りに、「Ｕ」、「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｖ」、「Ｗ」、「Ｗ」の順に並んでいる。図１８は、図１７に示される実施形態における各巻線のインダクタンスとロータ位置θとの関係の例を示すグラフである。図１９は、この実施形態において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に印加する電圧の波形例を示すグラフである。図２０は、本実施形態におけるトルクとロータ位置との関係の例を示すグラフである。このような実施形態によっても、前述した実施形態と同様の効果を得ることができる。
　上記の例において、ＳＲモータ１００はインナロータ型であるが、本開示におけるリラクタンスモータシステムは、アウタロータ型であってもよい。
＜リラクタンスモータシステム＞
　図２１は、本開示によるリラクタンスモータシステムの限定的ではない例示的な実施形態を示す回路図である。
　図２１に示されるリラクタンスモータシステム１０００は、上記のＳＲモータ１００と、ＳＲモータ１００の３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）の巻線に電気的に接続されたインバータ回路２００と、インバータ回路２００に電気的に接続されたモータ制御回路３００とを備えている。インバータ回路２００とモータ制御回路３００との間には、ゲートドライバ回路が挿入されていてもよい。ゲートドライバ回路は、モータ制御回路３００の内部に備えられていてもよい。
　モータ制御回路３００は、ロータ位置を検出するセンサ６０の出力を受け取り、ロータ位置に応じて３相の巻線に印加する電圧を切り替える駆動信号（ゲート制御信号）を出力する。この駆動信号に応じて、インバータ回路２００は、電気角で１８０度ごとに極性が交代するバイポーラの正弦波状の電圧によってステータの巻線を励磁する。なお、現実の印加電圧は、ＰＷＭによってデューティが変化する電圧パルス列によって規定される。また、ロータ位置を検出するセンサ６０を用いる代わりに、ロータ位置の推定値を生成し、その推定値を用いても良い。
　図２１に例示されるインバータ回路２００は、３相のフルブリッジインバータを備える汎用的なインバータ回路であり、直流電源４００に接続されて使用され得る。直流電源４００は、商用の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路（不図示）を含み得る。
　図２１のインバータ回路２００は、スイッチング素子ＨＳ１、ＨＳ２、ＨＳ３、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳ３を備えている。スイッチング素子ＨＳ１、ＨＳ２、ＨＳ３、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳ３は、それぞれ、例えば還流ダイオードを内蔵したＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、または、還流ダイオード素子が並列的に接続されたＭＯＳＦＥＴであり得る。ＭＯＳＦＥＴの代わりに、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられても良い。これらのスイッチング素子ＨＳ１、ＨＳ２、ＨＳ３、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳ３は、３相のフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子ＨＳ１、ＨＳ２、ＨＳ３、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳ３のそれぞれのゲート電極（ゲート端子）は、モータ制御回路３００に接続されている。
　より詳細には、スイッチング素子ＨＳ１およびＬＳ１は、直流電源４００の正側に接続されたハイサイドラインＰＬと、負側に接続されたローサイドラインＮＬとの間で第１の接続点Ｎ１を介して直列に接続されている。第１の接続点Ｎ１は、ＳＲモータ１００におけるＵ相突極の巻線の一端に接続されている。スイッチング素子ＨＳ２およびＬＳ２は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第２の接続点Ｎ２を介して直列に接続されている。第２の接続点Ｎ２は、ＳＲモータ１００におけるＶ相突極の巻線の一端に接続されている。スイッチング素子ＨＳ３およびＬＳ３は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第３の接続点Ｎ３を介して直列に接続されている。第３の接続点Ｎ３は、ＳＲモータ１００におけるＷ相突極の巻線の一端に接続されている。
　この例において、Ｕ相突極、Ｖ相突極、およびＷ相突極の巻線は、Ｙ結線またはデルタ結線によって接続されている。このため、例えばＵ相突極の巻線に電流を流すとき、その電流は、Ｖ相突極の巻線およびＷ相突極の巻線の少なくとも一方を通って帰還する必要がある。このような３相のフルブリッジ回路を備えるインバータ回路２００を使用すれば、図４または図７に示されるような３相の正弦波状電圧の印加が可能になる。
　図２２は、３相のフルブリッジ回路を備える他のインバータ回路２００Ａの例を示す回路図である。図２２のインバータ回路２００Ａは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６およびダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備えている。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６は、典型的には、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである。スイッチング素子ＨＳ１、ＨＳ２、ＨＳ３、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳ３およびダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、３相のフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６のそれぞれのゲート電極は、モータ制御回路３００に接続されている。
　より詳細には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第１の接続点Ｎ１ａを介して直列に接続されている。ダイオードＤ１およびＤ２は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第２の接続点Ｎ１ｂを介して直列に接続されている。第１の接続点Ｎ１ａおよび第２の接続点Ｎ１ｂは、いずれも、ＳＲモータ１００におけるＵ相突極の巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第３の接続点Ｎ２ａを介して直列に接続されている。ダイオードＤ３およびＤ４は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第４の接続点Ｎ２ｂを介して直列に接続されている。第３の接続点Ｎ２ａおよび第４の接続点Ｎ２ｂは、いずれも、ＳＲモータ１００におけるＶ相突極の巻線の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第５の接続点Ｎ３ａを介して直列に接続されている。ダイオードＤ５およびＤ６は、ハイサイドラインＰＬとローサイドラインＮＬとの間で第６の接続点Ｎ３ｂを介して直列に接続されている。第５の接続点Ｎ３ａおよび第６の接続点Ｎ３ｂは、いずれも、ＳＲモータ１００におけるＷ相突極の巻線の一端に接続されている。
　図２２のインバータ回路２００Ａによっても、３相の正弦波バイポーラ駆動が可能である。なお、この例においても、Ｕ相突極、Ｖ相突極、およびＷ相突極の巻線は、Ｙ結線またはデルタ結線によって接続されている。
　図２３は、モータ制御回路３００のハードウェア構成の例を示している。この例におけるモータ制御回路３００は、互いにバス接続されたＣＰＵ（中央演算ユニット）３２０、ＰＷＭ回路３３０、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）３４０、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）３５０、およびＩ／Ｆ（入出力インタフェース）３６０を有している。図示されていない他の回路またはデバイス（ＡＤ変換器など）が付加的にバスに接続されていても良い。ＰＷＭ回路３３０は、インバータ回路２００に駆動信号を与える。この駆動信号は、インバータ回路２００におけるスイッチング素子のゲート端子に入力され、各スイッチング素子のオンオフが制御される。ＰＷＭ回路３３０とインバータ回路２００との間には、不図示のゲートドライバ回路（プリドライバ回路）が設けられていてもよい。ＣＰＵ３２０の動作を規定するプログラムおよびデータは、ＲＯＭ３４０およびＲＡＭ３５０の少なくとも一方に記憶されている。このようなモータ制御回路３００は、例えば３２ビットの汎用的なマイクロコントローラによって実現され得る。そのようなマイクロコントローラは、例えば１個または複数の集積回路チップから構成され得る。
　モータ制御回路３００が行う各種の動作は、プログラムによって規定されている。このプログラムは、正弦波駆動を実現するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２００におけるスイッチング素子のゲート端子に入力する。始動後に生成する駆動信号は、回転速度に応じた公知の駆動方法を実現するように生成され得るため、ここでは詳細を記載しない。典型的には、ロータの回転を開始するとき、インバータ回路２００を制御して３相の集中巻線に１２０度通電を行う。そして、１２０度通電を行った後、ロータが所定の速度で回転したならば、インバータ回路２００を制御して１２０度通電から１８０度通電に切り換える。こうして、正弦波バイポーラ駆動のモードで動作させることができる。
　プログラムの内容の一部または全部を更新することにより、モータ制御回路３００の動作の一部または全部を変更することも可能である。そのようなプログラムの更新は、プログラムを格納した記録媒体を用いて行ってもよいし、有線または無線の通信によって行っても良い。通信は、図２３のＩ／Ｆ３６０を用いて行うことができる。モータ制御回路３００の構成は、図２３に示すものに限定されない。
　本開示のリラクタンスモータシステムは、電力を機械的エネルギに変換することが必要な各種の機械、装置、および、移動体の駆動源に利用され得る。特に高速で回転する用途に適している。
１０・・・ロータ、１２・・・ロータ突極、２０・・・ステータ、２２・・・ステータ突極、３０・・・巻線、４０・・・シャフト、２００・・・インバータ回路、３００・・・モータ制御回路、３２０・・・ＣＰＵ（中央演算ユニット）３２０、３３０・・・ＰＷＭ回路、３４０・・・ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）、３５０・・・ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、３６０・・・Ｉ／Ｆ（入出力インタフェース）、４００・・・電源、１０００・・・モータシステム

Claims (8)

  1. 　２×Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のロータ突極を有するロータと、６×Ｎ個のステータ突極を有するステータと、前記ステータ突極を励磁する３相の集中巻線とを有するリラクタンスモータと、
    　前記３相の集中巻線に接続される正弦波バイポーラ駆動のインバータ回路と、を備える、リラクタンスモータシステム。
  2. 　Ｎは１である、請求項１に記載のリラクタンスモータシステム。
  3. 　前記３相の集中巻線のそれぞれに前記インバータ回路が印加する電圧の基本周波数は、電気角回転周波数に等しい、請求項１または２に記載のリラクタンスモータシステム。
  4. 　前記３相の集中巻線のそれぞれに形成される磁束の鎖交数は、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスの両方に依存する、請求項１から３のいずれかに記載のリラクタンスモータシステム。
  5. 　前記インバータ回路に接続されたモータ制御回路を備え、
    　前記モータ制御回路は、前記ロータの回転を開始するとき、前記インバータ回路を制御して前記３相の集中巻線に１２０度通電を行う、請求項１から４のいずれかに記載のリラクタンスモータシステム。
  6. 　前記モータ制御回路は、１２０度通電を行った後、前記インバータ回路を制御して１２０度通電から１８０度通電に切り換える、請求項５に記載のリラクタンスモータシステム。
  7. 　前記３相の集中巻線は、Ｙ結線またはデルタ結線によって接続されている、請求項１から６のいずれかに記載のリラクタンスモータシステム。
  8. 　前記インバータ回路は、前記３相の集中巻線に接続された少なくともひとつの３相フルブリッジインバータを含む、請求項１から７のいずれかに記載のリラクタンスモータシステム。
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