WO2019106729A1

WO2019106729A1 - Electric machine controlling method and electric machine controlling device

Info

Publication number: WO2019106729A1
Application number: PCT/JP2017/042679
Authority: WO
Inventors: 正治　満博
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2017-11-28
Filing date: 2017-11-28
Publication date: 2019-06-06
Also published as: JPWO2019106729A1; JP6984663B2

Abstract

A control device 100, which performs either a voltage phase control or an electric current vector control so as to control electric power supply to an electric machine 9 according to the operating state of the electric machine 9, calculates a voltage command value for the voltage phase control on the basis of a voltage norm command value indicating the magnitude of a supply voltage for the electric machine 9 and of a voltage phase command value indicating the phase of the supply voltage. According to the orientation of the voltage generated in the electric machine 9, the control device 100 feeds back, to the voltage norm command value, at least one electric current component of d-axis and q-axis components of an electric current that is supplied to the electric machine 9.

Description

電動機の制御方法、及び電動機の制御装置Control method of motor and control device of motor

　本発明は、電動機の制御方法、及び電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control method of a motor and a control device of the motor.

　電動機を制御するための制御手法としては、例えば、電動機に供給される電流を直交座標に変換したｄｑ軸電流成分をフィードバックする電流ベクトル制御、及び、電動機への供給電圧に関する電圧ベクトルの位相を変更する電圧位相制御などが知られている。これらの制御については、電動機の作動状態に合わせていずれか一つの制御が選択されて実行されることが多い。 As a control method for controlling the motor, for example, current vector control for feeding back a dq-axis current component obtained by converting the current supplied to the motor into rectangular coordinates, and changing the phase of the voltage vector related to the voltage supplied to the motor Voltage phase control is known. Regarding these controls, one of the controls is often selected and executed in accordance with the operating state of the motor.

　上述の電圧位相制御においては、ｄ軸電流フィードバック値を用いて、電動機の電圧指令値の大きさを示す振幅を補正する制御装置が提案されている（ＪＰ２００３－２６４９９９Ａ）。 In the above-described voltage phase control, there has been proposed a control device that corrects an amplitude indicating the magnitude of a voltage command value of a motor using a d-axis current feedback value (JP2003-264999A).

　上述のような制御装置は、電動機への供給電圧の大きさを示す電圧ノルム指令値に対して電動機に供給されるｄ軸電流をフィードバックする構成であるため、電動機に生じる電圧の向きによっては制御の誤差が大きくなる。その結果、フィードバックの出力である電圧ノルム指令値が発散し、電動機の動作が不安定になることが懸念される。 The control device as described above is configured to feedback the d-axis current supplied to the motor to the voltage norm command value indicating the magnitude of the voltage supplied to the motor, so control is performed depending on the direction of the voltage generated in the motor The error of As a result, there is a concern that the voltage norm command value, which is the output of feedback, diverges and the operation of the motor becomes unstable.

　本発明の目的は、電動機の動作が不安定になることを抑制する制御方法、及び電動機の制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a control method for suppressing the instability of the operation of the motor, and a control device for the motor.

　本発明のある態様によれば、電動機の制御方法は、電動機の作動状態に応じて前記電動機の供給電力を制御する電流ベクトル制御及び電圧位相制御のうちいずれか一つの制御を実行する制御方法である。この制御方法は、前記電動機に対する供給電圧の大きさを示す電圧ノルム指令値と、当該供給電圧の位相を示す電圧位相指令値とに基づいて、前記電圧位相制御の電圧指令値を演算する電圧位相制御ステップを含む。前記電圧位相制御ステップは、前記電動機に生じる電圧の向きに応じて、前記電動機に供給される電流のｄ軸及びｑ軸成分のうち少なくとも一方の電流成分を前記電圧ノルム指令値にフィードバックする。 According to an aspect of the present invention, a control method of a motor is a control method of executing any one control of current vector control and voltage phase control for controlling supplied power of the motor according to an operation state of the motor. is there. This control method calculates a voltage command value of the voltage phase control based on a voltage norm command value indicating the magnitude of the supply voltage to the motor and a voltage phase command value indicating the phase of the supply voltage. Including control steps. The voltage phase control step feeds back at least one of d-axis and q-axis components of the current supplied to the motor to the voltage norm command value according to the direction of the voltage generated in the motor.

図１は、本発明の第１実施形態における電動機の制御装置の構成例を示す図である。FIG. 1 is a view showing a configuration example of a control device of a motor according to a first embodiment of the present invention. 図２は、制御装置における電流ベクトル制御部の一部構成を例示するブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a partial configuration of a current vector control unit in the control device. 図３は、制御装置における電圧位相制御部の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage phase control unit in the control device. 図４は、電圧位相制御の電流ＦＢ制御部における電流偏差を切り替える切替信号の生成手法を説明する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a method of generating a switching signal for switching the current deviation in the current FB control unit of voltage phase control. 図５は、電流ＦＢ制御部におけるＰＩ制御器の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of a PI controller in the current FB control unit. 図６は、電動機の中高速回転領域での電動機に生じる磁束ノルムと電圧ノルムとの関係を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the flux norm and the voltage norm generated in the motor in the middle to high speed rotation region of the motor. 図７は、電動機での電圧位相が０°近傍にある場合における電動機におけるｄ軸及びｑ軸の各電流成分の電圧ノルムに対する相関性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing the correlation of the d-axis and q-axis current components of the motor with respect to the voltage norm when the voltage phase of the motor is near 0 °. 図８は、電動機の電圧位相が±９０°近傍にある場合における各電流成分の電圧ノルムに対する相関性を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing the correlation of each current component to the voltage norm when the voltage phase of the motor is near ± 90 °. 図９Ａは、電動機の電圧位相ごとにｄ軸電流の電圧ノルムに対する相関性を示す図である。FIG. 9A is a diagram showing the correlation of the d-axis current with the voltage norm for each voltage phase of the motor. 図９Ｂは、電動機の電圧位相ごとにｑ軸電流の電圧ノルムに対する相関性を示す図である。FIG. 9B is a diagram showing the correlation of the q-axis current to the voltage norm for each voltage phase of the motor. 図１０は、ＰＩ制御器がアンチワインドアップ処理を実行する構成の一例を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing an example of a configuration in which the PI controller executes anti-windup processing. 図１１は、電圧位相制御部における電圧位相範囲の設定手法の一例を説明する図である。FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a method of setting the voltage phase range in the voltage phase control unit. 図１２は、電流ベクトル制御部又は電圧位相制御部への制御切替えの判定を行う切替判定部の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing an example of a configuration of a switching determination unit that determines control switching to a current vector control unit or a voltage phase control unit. 図１３は、制御切替えの判定に用いられる変調率閾値の設定例を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing an example of setting of a modulation factor threshold value used for determination of control switching. 図１４は、制御装置における制御モード判定器の判定手法の一例を説明する図である。FIG. 14 is a diagram for explaining an example of the determination method of the control mode determination unit in the control device. 図１５は、制御装置における制御切替器の詳細構成を例示するブロック図である。FIG. 15 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a control switch in the control device. 図１６は、本実施形態における電動機の制御方法の一例を示すフローチャートである。FIG. 16 is a flowchart showing an example of a control method of the motor in the present embodiment. 図１７は、電動機の制御方法に含まれる電圧位相制御処理の処理手順例を示すフローチャートである。FIG. 17 is a flow chart showing an example of a processing procedure of voltage phase control processing included in the control method of the motor. 図１８Ａは、一般的な制御切替えの判定手法を説明する図である。FIG. 18A is a diagram for explaining a general control switching determination method. 図１８Ｂは、本実施形態における制御切替えの判定手法を説明する図である。FIG. 18B is a diagram for explaining a control switching determination method in the present embodiment. 図１９は、本発明の第２実施形態における制御モード判定器の判定手法の一例を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing an example of the determination method of the control mode determination unit in the second embodiment of the present invention. 図２０は、本実施形態における制御切替器の詳細構成を例示するブロック図である。FIG. 20 is a block diagram illustrating the detailed configuration of the control switch in the present embodiment. 図２１は、本発明の第３実施形態における制御モード判定器の判定手法の一例を示す図である。FIG. 21 is a diagram showing an example of the determination method of the control mode determination unit in the third embodiment of the present invention. 図２２は、本実施形態における制御切替器の詳細構成を例示するブロック図である。FIG. 22 is a block diagram illustrating the detailed configuration of the control switch in the present embodiment. 図２３は、本発明の第４実施形態における制御装置の構成例を示す図である。FIG. 23 is a diagram showing a configuration example of a control device in the fourth embodiment of the present invention. 図２４は、本実施形態における切替判定部の構成の一例を示すブロック図である。FIG. 24 is a block diagram showing an example of the configuration of the switching determination unit in the present embodiment. 図２５は、切替判定部における制御モード判定器の判定手法の一例を示す図である。FIG. 25 is a diagram illustrating an example of the determination method of the control mode determination unit in the switching determination unit.

　以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the attached drawings.

　（第１実施形態）
　図１は、本発明の第１実施形態における電動機９を制御する制御装置１００の構成例を示す図である。 First Embodiment
FIG. 1 is a view showing a configuration example of a control device 100 that controls the motor 9 in the first embodiment of the present invention.

　制御装置１００は、電動機９に供給される電力を制御する。制御装置１００は、電動機９の動作を制御するようにプログラムされた処理を実行する。制御装置１００は、１又は複数のコントローラにより構成される。 The control device 100 controls the power supplied to the motor 9. The controller 100 executes a process programmed to control the operation of the motor 9. The control device 100 is configured of one or more controllers.

　制御装置１００は、電流ベクトル制御部１と、電圧位相制御部２と、制御切替器３と、座標変換器４と、ＰＷＭ変換器５と、インバータ６と、バッテリ電圧検出器７と、電動機電流検出器８と、電動機９と、を備える。さらに制御装置１００は、回転子検出器１０と、回転速度演算器１１と、座標変換器１２と、切替判定部１３と、を備える。 Control device 100 includes current vector control unit 1, voltage phase control unit 2, control switch 3, coordinate converter 4, PWM converter 5, inverter 6, battery voltage detector 7, motor current A detector 8 and a motor 9 are provided. The control device 100 further includes a rotor detector 10, a rotational speed calculator 11, a coordinate converter 12, and a switching determination unit 13.

　電流ベクトル制御部１は、電動機９に生じるトルクがトルク目標値Ｔ^*に収束するよう、電動機９に供給される電流に関するベクトルを制御する電流ベクトル制御を実行する。電流ベクトル制御部１は、電動機９のトルク目標値Ｔ^*に基づいて、インバータ６から電動機９に供給される電力の電流値を電動機９の電圧指令値にフィードバックするフィードバック制御を実行する。 The current vector control unit 1 executes current vector control for controlling a vector related to the current supplied to the motor 9 so that the torque generated in the motor 9 converges on the torque target value T ^* . The current vector control unit 1 executes feedback control to feed back the current value of the power supplied from the inverter 6 to the motor 9 to the voltage command value of the motor 9 based on the torque target value T ^* of the motor 9.

　本実施形態の電流ベクトル制御部１は、電動機９のトルク目標値Ｔ^*と回転速度検出値Ｎとバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとを用いて、ｄ軸電流検出値ｉ_dをｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin}にフィードバックし、ｑ軸電流検出値ｉ_qをｑ軸電圧指令値ｖ_{qi_fin}にフィードバックする。これにより、電流ベクトル制御部１は、電流ベクトル制御の電圧指令値としてｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin}及びｑ軸電圧指令値ｖ_{qi_fin}を制御切替器３に出力する。 The current vector control unit 1 of the present embodiment uses the torque target value T ^* of the motor 9, the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value V _dc to _generate the d-axis current detection value _id as the d-axis voltage command value. v is fed back to _{Di_fin,} it feeds back the detected q-axis current value i _q on the q-axis voltage command value v _{Qi_fin.} Thus, the current vector control unit 1 outputs a d-axis voltage command value v _{Di_fin} and q-axis voltage command value v _{Qi_fin} as a voltage command value of the current vector control of the control switch 3.

　上述のｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qは、それぞれ、インバータ６から電動機９に供給される電流のｄ軸成分及びｑ軸成分の値を示す。ｄ軸及びｑ軸は、互いに直交する座標軸である。 The above-mentioned d-axis current detection value _id and q-axis current detection value _iq indicate the values of the d-axis component and the q-axis component of the current supplied from the inverter 6 to the motor 9, respectively. The d-axis and the q-axis are coordinate axes orthogonal to each other.

　電圧位相制御部２は、電動機９に生じるトルクがトルク目標値Ｔ^*に収束するよう、電動機９の各相に供給される電圧間の位相を制御する電圧位相制御を実行する。電圧位相制御部２は、トルク目標値Ｔ^*に基づいて、インバータ６から電動機９に供給される電流の値を電動機９の電圧指令値に対してフィードバック制御を実行する。 The voltage phase control unit 2 executes voltage phase control to control the phase between the voltages supplied to the respective phases of the motor 9 so that the torque generated in the motor 9 converges on the torque target value T ^* . The voltage phase control unit 2 performs feedback control of the value of the current supplied from the inverter 6 to the motor 9 to the voltage command value of the motor 9 based on the torque target value T ^* .

　本実施形態の電圧位相制御部２は、トルク目標値Ｔ^*と回転速度検出値Ｎとバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとを用いて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを所定の電圧ノルム指令値及び電圧位相指令値にフィードバックする。そして電圧位相制御部２は、電圧ノルム指令値及び電圧位相指令値をｄ軸電圧指令値ｖ_{dv_fin}及びｑ軸電圧指令値ｖ_{qv_fin}に変換する。これにより、電圧位相制御部２は、電圧位相制御の電圧指令値としてｄ軸電圧指令値ｖ_{dv_fin}及びｑ軸電圧指令値ｖ_{qv_fin}を制御切替器３に出力する。 The voltage phase control unit 2 of the present embodiment uses the torque target value T ^* , the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value V _dc to _generate the d-axis current detection value _id and the q-axis current detection value _iq . It feeds back to a predetermined voltage norm command value and a voltage phase command value. The voltage phase control unit 2 converts the voltage norm command value and the voltage phase command value into the d-axis voltage command value _{vdv_fin} and the q-axis voltage command value _{vqv_fin} . Thus, the voltage phase control unit 2 outputs the d-axis voltage command value _{vdv_fin} and the q-axis voltage command value _{vqv_fin} to the control switch 3 as voltage command values for voltage phase control.

　制御切替器３は、電流ベクトル制御部１の出力及び電圧位相制御部２の出力などの中から、切替判定部１３の判定結果に応じていずれか一つの出力を選択する。そして制御切替器３は、選択した制御の電圧指令値を、ｄ軸及びｑ軸の最終電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*及びｖ_{q_fin} ^*として出力する。 The control switch 3 selects any one output from among the output of the current vector control unit 1 and the output of the voltage phase control unit 2 according to the determination result of the switching determination unit 13. Then, the control switch 3 outputs the voltage command values of the selected control as final voltage command values _{vd_fin} ^* and _{vq_fin} ^* of the d axis and the q axis.

　座標変換器４は、式（１）のように、電動機９の電気角検出値θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸の最終電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*及びｖ_{q_fin} ^*を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する。 Coordinate converter 4, as shown in Equation (1), on the basis of the electrical angle detection value θ of the electric motor 9, the final voltage command value of the d-axis and q-axis v _{D_fin} ^* and v _{Q_fin} ^* the three-phase voltage values v Convert to _u ^* , v _v ^* and v _w ^* .

　ＰＷＭ変換器５は、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcに基づいて、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を、インバータ６に備えられたパワー素子を駆動するためのパワー素子駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*及びＤ_wl ^*に変換する。ＰＷＭ変換器５は、変換したパワー素子駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*及びＤ_wl ^*をインバータ６に出力する。 The PWM converter 5 drives the power element for driving the power element provided in the inverter 6 for the three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* and v _w ^* based on the battery voltage detection value V _dc. The signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _v1 ^* , D _wu ^* and D _wl ^* are converted. The PWM converter 5 outputs the converted power element drive signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _vl ^* , D _wu ^* and D _wl ^* to the inverter 6.

　インバータ６は、パワー素子駆動信号Ｄ_uu ^*、Ｄ_ul ^*、Ｄ_vu ^*、Ｄ_vl ^*、Ｄ_wu ^*及びＤ_wl ^*に基づいて、バッテリ６１の直流電圧を、電動機９を駆動するための三相交流電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wに変換する。インバータ６は、変換した三相交流電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wを電動機９に供給する。 Inverter 6 _generates a DC voltage of battery 61 based on power element drive signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _v1 ^* , D _wu ^* and D _wl ^* to drive motor 9. Convert to phase alternating voltages v _u , v _v and v _w . The inverter 6 supplies the converted three-phase AC voltages v _u , v _v and v _w to the motor 9.

　バッテリ電圧検出器７は、インバータ６に接続されたバッテリ６１の電圧を検出する。バッテリ電圧検出器７は、検出した電圧を示すバッテリ電圧検出値Ｖ_dcを、電流ベクトル制御部１、電圧位相制御部２及び切替判定部１３の各々に出力する。 The battery voltage detector 7 detects the voltage of the battery 61 connected to the inverter 6. The battery voltage detector 7 outputs a battery voltage detection value V _dc indicating the detected voltage to each of the current vector control unit 1, the voltage phase control unit 2 and the switching determination unit 13.

　電動機電流検出器８は、インバータ６から電動機９に供給される三相の交流電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wのうち少なくとも二相の交流電流を検出する。本実施形態の電動機電流検出器８は、Ｕ相及びＶ相の交流電流ｉ_u及びｉ_vを検出して座標変換器１２に出力する。 The motor current detector 8 detects at least two-phase alternating current among three-phase alternating current i _u , _iv and i _w supplied from the inverter 6 to the motor 9. The motor current detector 8 of the present embodiment detects U-phase and V-phase AC currents i _u and i _v and outputs them to the coordinate converter 12.

　電動機９は、複数の相の各々に巻線（例えば、Ｕ、Ｖ及びＷの３相の巻線）を備えるモータであり、電動車両などの駆動源として用いることが可能である。例えば、電動機９は、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型の三相同期電動機により実現される。 The electric motor 9 is a motor provided with a winding (for example, three-phase winding of U, V and W) in each of a plurality of phases, and can be used as a drive source of an electric vehicle or the like. For example, the motor 9 is realized by an IPM (Interior Permanent Magnet) type three-phase synchronous motor.

　回転子検出器１０は、電動機９の電気角を検出する。回転子検出器１０は、検出した電気角の値を示す電気角検出値θを座標変換器４及び座標変換器１２の各々に出力するとともに、電気角検出値θを回転速度演算器１１に出力する。 The rotor detector 10 detects the electrical angle of the motor 9. The rotor detector 10 outputs an electrical angle detection value θ indicating the value of the detected electrical angle to each of the coordinate converter 4 and the coordinate converter 12, and outputs the electric angle detection value θ to the rotational speed calculator 11. Do.

　回転速度演算器１１は、電動機９の電気角検出値θの時間当たりの変化量から電動機９の回転速度を演算する。回転速度演算器１１は、演算した回転速度を、電動機９の回転速度検出値Ｎとして、電流ベクトル制御部１、電圧位相制御部２及び切替判定部１３の各々に出力する。 The rotational speed calculator 11 calculates the rotational speed of the motor 9 from the amount of change per unit time of the electric angle detection value θ of the motor 9. The rotational speed calculator 11 outputs the calculated rotational speed as the detected rotational speed N of the motor 9 to each of the current vector control unit 1, the voltage phase control unit 2 and the switching determination unit 13.

　座標変換器１２は、式（２）のように、電動機９の電気角検出値θに基づいて、Ｕ相及びＶ相の交流電流ｉ_u及びｉ_vをｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。座標変換器１２は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを、電流ベクトル制御部１、電圧位相制御部２及び切替判定部１３の各々に出力する。 The coordinate converter 12 converts the U-phase and V-phase AC currents i _u and i _v into a d-axis current detection value _id and q axis based on the electric angle detection value θ of the motor 9 as in equation (2). Convert to current detection value _iq . The coordinate converter 12 outputs the d-axis current detection value _id and the q-axis current detection value _iq to each of the current vector control unit 1, the voltage phase control unit 2, and the switching determination unit 13.

　切替判定部１３は、電動機９の作動状態に応じて、電流ベクトル制御、及び電圧位相制御などのうち電動機９に適用すべき制御を判定する。電動機９の作動状態を示すパラメータとして、本実施形態では、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*、ｄ軸電流検出値ｉ_d、ｄ軸電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*、ｑ軸電圧指令値ｖ_{q_fin} ^*、バッテリ電圧検出値Ｖ_dc及び回転速度検出値Ｎなどが挙げられる。切替判定部１３は、判定結果に応じて電動機９に適用すべき制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。 The switching determination unit 13 determines the control to be applied to the motor 9 among the current vector control and the voltage phase control according to the operating state of the motor 9. As a parameter indicating the operating state of the electric motor 9, in the present embodiment, d-axis current target value i _d ^*, d-axis current detection value i _d, d-axis voltage command value _v d_fin ^*, q-axis voltage command value _v q_fin ^*, The battery voltage detection value _{Vdc, the} rotational speed detection value N, and the like can be mentioned. The switching determination unit 13 outputs a control mode signal indicating control to be applied to the motor 9 to the control switch 3 according to the determination result.

　図２は、本実施形態における電流ベクトル制御部１の一部構成を例示するブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram illustrating a partial configuration of the current vector control unit 1 in the present embodiment.

　電流ベクトル制御部１は、非干渉電圧演算器１０１と、ＬＰＦ１０２と、電流目標値演算部１０３と、減算器１０４と、ＰＩ制御器１０５と、加算器１０６と、を備える。 The current vector control unit 1 includes a non-interference voltage computing unit 101, an LPF 102, a current target value computing unit 103, a subtractor 104, a PI controller 105, and an adder 106.

　非干渉電圧演算器１０１は、トルク目標値Ｔ^*と回転速度検出値Ｎとバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、ｄ軸及びｑ軸の間で互いに干渉する干渉電圧を打ち消す非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*を演算する。非干渉電圧演算器１０１には、例えば、あらかじめ定められた非干渉テーブルが記憶されている。具体的には、トルク目標値Ｔ^*、回転速度検出値Ｎ及びバッテリ電圧検出値Ｖ_dcにより特定される動作点ごとに、非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*が非干渉テーブルに対応付けられている。 The non-interference voltage calculator 101 is a non-interference voltage value that cancels interference voltages that interfere with each other between the d-axis and the q-axis based on the torque target value T ^* , the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value _Vdc. v _{Calculate d_dcpl} ^* . The non-interference voltage calculator 101 stores, for example, a predetermined non-interference table. Specifically, the non-interference voltage value v _{d — dcpl} ^* is associated with the non-interference table at each operation point specified by the torque target value T ^* , the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value V _dc .

　非干渉電圧演算器１０１は、トルク目標値Ｔ^*、回転速度検出値Ｎ及びバッテリ電圧検出値Ｖ_dcの各パラメータを取得すると、非干渉テーブルを参照し、各パラメータにより特定される動作点に対応付けられた非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*を演算する。そして非干渉電圧演算器１０１は、演算した非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*をＬＰＦ１０２に出力する。 When the non-interference voltage computing unit 101 acquires each parameter of the torque target value T ^* , the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value V _dc , it refers to the non-interference table and corresponds to the operating point specified by each parameter. _{Calculate the} attached non-interference voltage value v _{d — dcpl} ^* . Then, the non-interference voltage computing unit 101 outputs the computed non-interference voltage value v _{d — dcpl} ^* to the LPF 102.

　ＬＰＦ１０２は、電動機９に生じる干渉電圧が電動機９への供給電流に依存することを考慮したローパスフィルタである。ＬＰＦ１０２の時定数は、目標とするd軸電流の応答性が確保されるように設定される。ＬＰＦ１０２は、非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*に対してローパスフィルタ処理を施した値である非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl_flt} ^*を加算器１０６に出力する。 The LPF 102 is a low pass filter that takes into consideration that the interference voltage generated in the motor 9 depends on the current supplied to the motor 9. The time constant of the LPF 102 is set so as to ensure the response of the target d-axis current. The LPF 102 outputs a non-interference voltage value v _{d _dcpl_flt} ^* , which is a value obtained by _performing low-pass filter processing on the non-interference voltage value v _{d _dcpl} ^*, to the adder 106.

　電流目標値演算部１０３は、非干渉電圧演算器１０１と同様、あらかじめ定められた電流テーブルを参照し、電動機９のｄ軸電流目標値ｉ_d ^*を演算する。電流テーブルには、トルク目標値Ｔ^*、回転速度検出値Ｎ及びバッテリ電圧検出値Ｖ_dcによって定められる動作点ごとに、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*が対応付けられている。 Similar to the non-interference voltage calculator 101, the current target value calculator 103 calculates the d-axis current target value _id ^* of the motor 9 with reference to a predetermined current table. In the current table, a d-axis current target value _id ^* is associated with each operation point determined by the torque target value T ^* , the rotational speed detection value N, and the battery voltage detection value _Vdc .

　電流テーブルのｄ軸電流目標値ｉ_d ^*には、電動機９がトルク目標値Ｔ^*で動作するにあたり、電動機９の効率が最大となる電流値が格納される。格納される電流値は、実験データやシミュレーションなどによってあらかじめ求められる。電流目標値演算部１０３は、演算したｄ軸電流目標値ｉ_d ^*を電圧位相制御部２及び切替判定部１３に出力するとともに、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*を減算器１０４に出力する。 The d-axis current target value _id ^* of the current table stores a current value at which the efficiency of the motor 9 is maximized when the motor 9 operates at the torque target value T ^* . The stored current value is obtained in advance by experimental data or simulation. The target current value calculation unit 103 outputs the calculated d-axis current target value _id ^* to the voltage phase control unit 2 and the switching determination unit 13, and outputs the d-axis current target value _id ^* to the subtractor 104.

　減算器１０４は、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*からｄ軸電流検出値ｉ_dを減算する。減算器１０４は、減算した値をｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}としてＰＩ制御器１０５に出力する。 Subtractor 104 subtracts the d-axis current detection value i _d from the d-axis current target value i _d ^*. The subtractor 104 outputs the subtracted value to the PI controller 105 as the d-axis current deviation _{id_err} .

　ＰＩ制御器１０５は、ｄ軸電流検出値ｉ_dがｄ軸電流目標値ｉ_d ^*に追従するようにｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}をｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin}にフィードバックする電流フィードバック制御を実行する。本実施形態のＰＩ制御器１０５は、式（３）のように、ｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}（＝ｉ_d ^*－ｉ_d）に基づいて、電流ＦＢ電圧指令値ｖ_di’を算出する。 PI controller 105 executes the current feedback control d-axis current detection value i _d is fed back to the d-axis current deviation i _{D_err} to follow the d-axis current target value i _d ^* in the d-axis voltage command value v _{Di_fin} . PI controller 105 of the present embodiment, as shown in equation (3), based on the d-axis current deviation _{_{^{i d_err (= i d * -i}}} d), calculates the current FB voltage command value v _di '.

　ただし、Ｋ_dpはｄ軸比例ゲインであり、Ｋ_diはｄ軸積分ゲインである。ｄ軸比例ゲインＫ_dp及びｄ軸積分ゲインＫ_diは、実験データやシミュレーション結果などにより求められる。ＰＩ制御器１０５は、電流ＦＢ電圧指令値ｖ_di’を加算器１０６に出力する。 Where K _dp is a d-axis proportional gain and K _di is a d-axis integral gain. The d-axis proportional gain K _dp and the d-axis integral gain K _di are obtained from experimental data, simulation results, and the like. PI controller 105 outputs current FB voltage command value v _di ′ to adder 106.

　加算器１０６は、式（４）のように電流ＦＢ電圧指令値ｖ_di’に非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl_flt} ^*を加算し、加算した値を電流ベクトル制御のｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*として出力する。 The adder 106 adds the non-interference voltage value v _{d_dcpl_flt} ^* to the current FB voltage command value v _di 'as in equation (4), and outputs the added value as the d-axis voltage command value v _{di_fin} ^* of current vector control. Do.

　このように、電流ベクトル制御部１は、トルク目標値Ｔ^*に基づいて、ｄ軸電流検出値ｉ_dをフィードバックすることにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*を出力する。 Thus, the current vector control unit 1 based on torque target value T ^*, by feeding back the d-axis current detection value i _d, and outputs the d-axis voltage command value _v di_fin ^*.

　なお、図２には電流ベクトル制御のｄ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*を演算する構成例が示されているが、電流ベクトル制御のｑ軸電圧指令値ｖ_{qi_fin} ^*を演算する構成についても、図２に示した構成と同様の構成である。 Although FIG. 2 shows a configuration example for calculating the d-axis voltage command value _{vdi_fin} ^* of current vector control, the figure also shows a configuration for calculating the q-axis voltage command value v _{qi_fin} ^* of current vector control. The configuration is the same as that shown in FIG.

　したがって、電流ベクトル制御部１は、トルク目標値Ｔ^*に基づいて、電動機９に供給される電力のｄ軸及びｑ軸電流成分をそれぞれｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*及びｖ_{qi_fin} ^*にフィードバックして制御切替器３に出力する。 Therefore, based on torque target value T ^* , current vector control unit 1 sets the d-axis and q-axis current components of the power supplied to motor 9 to the d-axis and q-axis voltage command values _{vdi_fin} ^* and _{vqi_fin} ^*, _respectively ^. Feed back to the control switch 3 for output.

　図３は、本実施形態における電圧位相制御部２の構成の一例を示すブロック図である。 FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage phase control unit 2 in the present embodiment.

　電圧位相制御部２は、電圧ノルム生成部２１０と、電流ＦＢ制御部２２０と、ノルム合成器２３０と、ノルム制限器２４０と、電圧位相生成部２５０と、トルクＦＢ制御部２６０と、位相合成器２７０と、位相制限器２８０と、ベクトル変換器２９０と、を備える。 The voltage phase control unit 2 includes a voltage norm generation unit 210, a current FB control unit 220, a norm synthesizer 230, a norm limiter 240, a voltage phase generation unit 250, a torque FB control unit 260, and a phase synthesis unit. 270, a phase limiter 280, and a vector converter 290.

　電圧ノルム生成部２１０は、フィードフォワード制御により、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcに基づいて基準変調率Ｍ^*に相当する電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}を生成する。ここにいう基準変調率Ｍ^*は、電圧位相制御における変調率の基準値を示す。電圧位相制御における変調率とは、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcに対する電動機９の相間電圧における基本波成分の振幅の比率のことである。電動機９の相間電圧とは、例えば、Ｕ相とＶ相との間の電圧ｖ_u－ｖ_vのことである。 Voltage norm generation unit 210 generates voltage norm reference value _{Va_ff} corresponding to reference modulation ratio M ^* based on battery voltage detection value _Vdc by feedforward control. The reference modulation factor M ^* referred to here indicates a reference value of the modulation factor in voltage phase control. The modulation factor in voltage phase control is the ratio of the amplitude of the fundamental wave component in the interphase voltage of the motor 9 to the battery voltage detection value _Vdc . The inter-phase voltage of the motor 9 is, for example, the voltage v _u −v _v between the U phase and the V phase.

　例えば、電圧位相制御における変調率が０．０から１．０までの範囲は、ＰＷＭ変調により疑似正弦波電圧が生成可能な通常変調領域に該当する。これに対して変調率が１．０を上回る範囲は、過変調領域に該当し、疑似正弦波を生成しようとしても相間電圧の基本波成分の最大値及び最小値が制限される。例えば、変調率が約１．１まで大きくなると、相間電圧の基本波成分はいわゆる矩形波電圧と同様の波形になる。 For example, the range in which the modulation factor in voltage phase control is from 0.0 to 1.0 corresponds to a normal modulation area in which a pseudo sine wave voltage can be generated by PWM modulation. On the other hand, the range in which the modulation ratio exceeds 1.0 corresponds to the overmodulation region, and the maximum value and the minimum value of the fundamental wave component of the interphase voltage are limited even if the pseudo sine wave is generated. For example, when the modulation rate increases to about 1.1, the fundamental wave component of the interphase voltage has a waveform similar to a so-called rectangular wave voltage.

　本実施形態における電圧ノルム生成部２１０は、式（５）のように、電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}を算出する。電圧ノルム生成部２１０は、算出した電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}を電圧位相生成部２５０に出力するとともにノルム合成器２３０に出力する。 The voltage norm generation unit 210 in the present embodiment calculates the voltage norm reference value V a — _ff as in equation (5). The voltage norm generation unit 210 outputs the calculated voltage norm reference value V a — _ff to the voltage phase generation unit 250 and also outputs it to the norm synthesizer 230.

　電流ＦＢ制御部２２０は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックするための電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を出力する。本実施形態の電流ＦＢ制御部２２０は、ｄ軸電流検出値ｉｄと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との相関性、又は、ｑ軸電流検出値ｉ_qと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との相関性の高さに応じて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qのうち一方の電流成分の検出値をフィードバックする。 Current FB control unit 220 outputs a voltage norm FB value V _{A_FB} for feeding back the d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q to the voltage norm command value V _a ^*. Current FB control unit 220 of the present embodiment, correlation between the d-axis current detection value id and the voltage norm command value V _a ^*, or correlation between q-axis current detection value i _q and voltage norm command value V _a ^* The detected value of one of the current components of the d-axis current detection value _id and the q-axis current detection value _iq is fed back according to the height of the sex.

　電流ＦＢ制御部２２０は、ｄ軸参照生成器２２１と、ｄ軸偏差演算器２２２と、ｑ軸参照生成器２２３と、絶対値演算器２２４と、絶対値演算器２２５と、ｑ軸偏差演算器２２６と、電流成分切替器２２７と、ＦＢ選択器２２８と、ＰＩ制御器２２９と、を備える。 The current FB control unit 220 includes a d-axis reference generator 221, a d-axis deviation calculator 222, a q-axis reference generator 223, an absolute value calculator 224, an absolute value calculator 225, and a q-axis deviation calculator 226, a current component switch 227, an FB selector 228, and a PI controller 229.

　ｄ軸参照生成器２２１は、図２に示したＬＰＦ１０２と同様の構成である。ｄ軸参照生成器２２１は、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*に基づいてｄ軸電流の目標応答を表すｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*を算出する。ｄ軸参照生成器２２１は、算出したｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*をｄ軸偏差演算器２２２に出力する。 The d-axis reference generator 221 has the same configuration as the LPF 102 shown in FIG. d-axis reference generator 221 calculates a d-axis current reference value i _{d_ref} ^* representing the target response of the d-axis current based on the d-axis current target value i _d ^*. The d-axis reference generator 221 outputs the calculated d-axis current reference value _{id_ref} ^* to the d-axis deviation calculator 222.

　ｄ軸偏差演算器２２２は、ｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差であるｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}を演算し、演算したｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}を電流成分切替器２２７に出力する。 d-axis difference calculator 222 calculates a deviation in a d-axis current deviation i _{D_err} the d-axis current reference value i _{d_ref} ^* and d-axis current detection value i _d, the current components computed d-axis current deviation i _{D_err} It outputs to the switch 227.

　ｑ軸参照生成器２２３は、ｄ軸参照生成器２２１と同じものである。ｑ軸参照生成器２２３は、ｑ軸電流目標値ｉ_q ^*に基づいてｑ軸電流の目標応答を表すｑ軸電流参照値ｉ_{q_ref} ^*を算出する。ｑ軸参照生成器２２３は、算出したｑ軸電流参照値ｉ_{q_ref} ^*を絶対値演算器２２４に出力する。 The q-axis reference generator 223 is the same as the d-axis reference generator 221. q-axis reference generator 223 calculates a q-axis current reference value _i q_ref ^* representing the target response of q-axis current based on the q-axis current target value i _q ^*. The q-axis reference generator 223 outputs the calculated q-axis current reference value _{iq_ref} ^* to the absolute value calculator 224.

　絶対値演算器２２４は、ｑ軸電流参照値の絶対値|ｉ_{q_ref} ^*|を取得してｑ軸偏差演算器２２６に出力する。絶対値演算器２２５は、ｑ軸電流検出値ｉ_qの絶対値|ｉ_q|を取得してｑ軸偏差演算器２２６に出力する。 The absolute value calculator 224 obtains the absolute value | _{iq_ref} ^* | of the q-axis current reference value, and outputs it to the q-axis deviation calculator 226. Absolute value calculator 225, the absolute value of q-axis current detection value i _q | i _q | the acquired outputs the q-axis deviation calculation unit 226.

　ｑ軸偏差演算器２２６は、ｑ軸電流参照値ｉ_{q_ref} ^*の絶対値|ｉ_{q_ref} ^*|とｑ軸電流検出値ｉ_qの絶対値|ｉ_q|との偏差であるｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_errを演算する。ｑ軸偏差演算器２２６は、演算したｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_errを電流成分切替器２２７に出力する。 q-axis difference calculator 226, q-axis current reference value _i q_ref ^* absolute value | _i q_ref ^* | and the absolute value of q-axis current detection value i _q | i _q | and q-axis current absolute value deviation is a deviation Calculate | i _q | _err . The q-axis deviation calculator 226 outputs the calculated q-axis current absolute value deviation | i _q | _err to the current component switch 227.

　電流成分切替器２２７は、ＦＢ選択器２２８の指示に従って、ＰＩ制御器２２９への出力を、ｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_errとｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}とのうち一方の電流偏差に切り替える。 According to the instruction of the FB selector 228, the current component switching device 227 sets the output to the PI controller 229 to one of the current deviation _among the q-axis current absolute value deviation | i _q | _err and the d-axis current deviation _{id_err.} Switch.

　ＦＢ選択器２２８は、電動機９に生じる電圧の向きと相関のあるパラメータに基づいてｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_d|_errとｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}とのうち一方の偏差を選択し、選択した偏差を示す切替信号を生成する。 FB selector 228, q-axis current absolute value deviation based on a correlation with the direction of the voltage generated in the electric motor 9 parameter | i _d | Select _err and d-axis current deviation i _{D_err} Tonouchi one deviation selection The switching signal indicating the deviation is generated.

　本実施形態のＦＢ選択器２２８は、電動機９に供給すべき電圧の位相を示す電圧位相指令値α^*に基づいて切替信号を生成する。切替信号の生成手法については図４を参照して後述する。ＦＢ選択器２２８は、生成した切替信号を電流成分切替器２２７及びＰＩ制御器２２９に出力する。 The FB selector 228 of the present embodiment generates a switching signal based on the voltage phase command value α ^* indicating the phase of the voltage to be supplied to the motor 9. The method of generating the switching signal will be described later with reference to FIG. The FB selector 228 outputs the generated switching signal to the current component switch 227 and the PI controller 229.

　ＰＩ制御器２２９は、電流成分切替器２２７から出力される電流偏差が無くなるよう、その電流偏差を電圧ノルム指令値ｖ_a ^*にフィードバックするための電流フィードバック制御を実行する。 PI controller 229, so that the current deviation outputted from the current component switcher 227 is eliminated, executes current feedback control for feeding back the current deviation in voltage norm command value v _a ^*.

　すなわち、ＰＩ制御器２２９は、電動機９に供給される電流に関する参照値と推定値の電流偏差を入力し、電流偏差に基づき電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を算出する。ＰＩ制御器２２９の詳細構成については図５を参照して後述する。ＰＩ制御器２２９は、電流フィードバック制御を実行することにより、電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}をノルム合成器２３０に出力する。 That is, the PI controller 229 inputs the current deviation of the reference value and the estimated value regarding the current supplied to the motor 9, and calculates the voltage norm FB value _{Va_fb} based on the current deviation. The detailed configuration of the PI controller 229 will be described later with reference to FIG. The PI controller 229 outputs the voltage norm FB value _{Va_fb} to the norm synthesizer 230 by executing current feedback control.

　ノルム合成器２３０は、電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}に加算し、加算した値を電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*としてノルム制限器２４０に出力する。 The norm synthesizer 230 _{adds the} voltage norm FB value _{Va_fb} to the voltage norm reference value _{Va_ff,} and _outputs the added value to the norm limiter 240 as _a voltage norm command value Va ^* .

　ノルム制限器２４０は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を下限値（例えば０）から上限値Ｖ_{a_max}までの間に制限する。バッテリ電圧検出値Ｖ_dcが低下するほど、電圧ノルム上限値Ｖ_{a_max}は小さくなる。 The norm limiter 240 limits the voltage norm command value V _a ^* from the lower limit (for example, 0) to the upper limit V a — _max . As the battery voltage detection value _Vdc decreases, the voltage norm upper limit value _{Va_max} decreases.

　上述の上限値Ｖ_{a_max}は、式（６）のように、電圧位相制御における変調率の最大許容設定値である変調率上限値Ｍ_max ^*とバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて算出される。変調率上限値Ｍ_max ^*はあらかじめ定められた値である。 The upper limit value _{Va_max} described above is calculated based on the modulation factor upper limit value M _max ^* , which is the maximum allowable setting value of the modulation factor in voltage phase control, and the battery voltage detection value V _dc as shown in equation (6). . The modulation factor upper limit value M _max ^* is a predetermined value.

　ノルム制限器２４０は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}を上回っている間は、ベクトル変換器２９０に出力される電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を上限値Ｖ_{a_max}に設定する。電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}に固定されている間は、トルクＦＢ制御部２６０によりトルク推定値Ｔ_estが電圧位相指令値α^*にフィードバックされることで電動機９のトルクが増減される。 Norm restrictor 240, while ^{the *} voltage norm command value V _a is above the upper limit value V _{a_max} sets the voltage norm command value V _a ^* to be output to the vector converter 290 to the upper limit value V _{a_max.} During the torque increase or decrease of the motor 9 by the torque estimate T _est by the torque FB control unit 260 is fed back to the voltage phase command value alpha ^* ^{where *} is a voltage norm command value V _a is fixed to the upper limit value V _{a_max} Be done.

　ノルム制限器２４０は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}又は下限値に固定さている間は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が制限されている旨の通知信号をＰＩ制御器２２９に出力する。 Norm restrictor 240, while ^{the *} voltage norm command value V _a is fixed to the upper limit value V _{a_max} or lower limit value, a notification signal indicating ^{that *} the voltage norm command value V _a is limited to the PI controller 229 Output.

　電圧位相生成部２５０は、フィードフォワード制御により、トルク目標値Ｔ^*に基づいて、電動機９に供給すべき電圧の位相を示す電圧位相ＦＦ値α_ffを生成する。本実施形態の電圧位相生成部２５０は、トルク目標値Ｔ^*と電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}と回転速度検出値Ｎとを用いて電圧位相ＦＦ値α_ffを算出する。電圧位相生成部２５０には、あらかじめ定められた位相テーブルが記憶されている。 The voltage phase generation unit 250 generates a voltage phase FF value α _ff indicating the phase of the voltage to be supplied to the motor 9 based on the torque target value T ^* by feedforward control. The voltage phase generation unit 250 of the present embodiment calculates the voltage phase FF value α _ff using the torque target value T ^* , the voltage norm reference value V a — _ff, and the rotational speed detection value N. The voltage phase generation unit 250 stores a predetermined phase table.

　上述の位相テーブルには、トルク目標値Ｔ^*、電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}及び回転速度検出値Ｎによって定まる動作点ごとに電圧位相ＦＦ値α_ffが対応付けられている。位相テーブルの電圧位相ＦＦ値α_ffには、例えば、実験において動作点ごとにノミナル状態で計測された電圧位相値が格納される。 A voltage phase FF value α _ff is associated with each of the operating points determined by the torque target value T ^* , the voltage norm reference value _{Va_ff,} and the rotational speed detection value N in the above-described phase table. In the voltage phase FF value α _ff of the phase table, for example, voltage phase values measured in a nominal state for each operating point in the experiment are stored.

　電圧位相生成部２５０は、トルク目標値Ｔ^*、電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}及び回転速度検出値Ｎの各パラメータを取得すると、位相テーブルを参照し、各パラメータにより特定される動作点に対応付けられた電圧位相ＦＦ値α_ffを算出する。そして電圧位相生成部２５０は、算出した電圧位相ＦＦ値α_ffを位相合成器２７０に出力する。 When voltage phase generation unit 250 obtains each parameter of torque target value T ^* , voltage norm reference value _{Va_ff} and rotational speed detection value N, it refers to the phase table and is associated with the operating point specified by each parameter. The voltage phase FF value α _ff is calculated. Then, the voltage phase generation unit 250 outputs the calculated voltage phase FF value α _ff to the phase synthesizer 270.

　トルクＦＢ制御部２６０は、トルク目標値Ｔ^*に基づいて電動機９のトルク推定値Ｔ_estを電圧位相指令値α^*にフィードバックするための電圧位相ＦＢ値α_fbを出力する。トルクＦＢ制御部２６０は、参照トルク生成部２６１と、トルク演算器２６２と、トルク偏差演算器２６３と、ＰＩ制御器２６４と、を備える。 The torque FB control unit 260 outputs a voltage phase FB value _αfb for feeding back the estimated torque value _Test of the motor 9 to the voltage phase command value α ^* based on the torque target value T ^* . The torque FB control unit 260 includes a reference torque generation unit 261, a torque calculator 262, a torque deviation calculator 263, and a PI controller 264.

　参照トルク生成部２６１は、図２に示したＬＰＦ１０２と同様の構成である。参照トルク生成部２６１は、トルク目標値Ｔ^*に基づいて電動機９でのトルクの目標応答を表すトルク参照値Ｔ_ref ^*を算出する。参照トルク生成部２６１は、算出したトルク参照値Ｔ_ref ^*をトルク偏差演算器２６３に出力する。 The reference torque generation unit 261 has the same configuration as the LPF 102 shown in FIG. The reference torque generation unit 261 calculates a torque reference value T _ref ^* representing a target response of the torque of the motor 9 based on the torque target value T ^* . The reference torque generation unit 261 outputs the calculated torque reference value T _ref ^* to the torque deviation calculator 263.

　トルク演算器２６２は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに基づいてトルク推定値Ｔ_estを演算する。トルク演算器２６２には、あらかじめ定められたトルクテーブルが記憶されている。トルクテーブルには、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qにより特定められる動作点ごとにトルク推定値Ｔ_estが対応付けられている。トルクテーブルのトルク推定値Ｔ_estには、例えば、実験においてｄｑ軸電流の動作点ごとに計測したトルクの計測値があらかじめ格納される。 Torque calculator 262 calculates the torque estimated value T _est based on the d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q. The torque calculator 262 stores a predetermined torque table. The torque table, torque estimation value T _est for each operating point defined Patent is associated with d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q. For example, measurement values of torque measured for each operating point of the dq axis current in the experiment are stored in advance in the torque estimated value T _est of the torque table.

　トルク演算器２６２は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qの各パラメータを取得すると、トルクテーブルを参照し、各パラメータにより特定される動作点に対応付けられたトルク推定値Ｔ_estを算出する。トルク演算器２６２は、算出したトルク推定値Ｔ_estをトルク偏差演算器２６３に出力する。 Torque unit 262 acquires the parameters of the d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q, referring to the torque table, torque estimation value associated with the operating point specified by the parameters Calculate T _est . The torque calculator 262 outputs the calculated torque estimated value T _est to the torque deviation calculator 263.

　トルク偏差演算器２６３は、トルク参照値Ｔ_ref ^*とトルク推定値Ｔ_estとのトルク偏差Ｔ_errを演算し、演算したトルク偏差Ｔ_errをＰＩ制御器２６４に出力する。 The torque deviation calculator 263 calculates a torque deviation T _err between the torque reference value T _ref ^* and the torque estimated value T _est, and outputs the calculated torque deviation T _err to the PI controller 264.

　ＰＩ制御器２６４は、トルク参照値Ｔ_ref ^*にトルク推定値Ｔ_estが追従するようトルク偏差演算器２６３からのトルク偏差Ｔ_errを電圧位相指令値α^*にフィードバックするためのトルクフィードバック制御を実行する。 The PI controller 264 executes torque feedback control for feeding back the torque deviation T _err from the torque deviation calculator 263 to the voltage phase command value α ^* so that the torque estimated value T _est follows the torque reference value T _ref ^*. Do.

　本実施形態のＰＩ制御器２６４は、式(７)のように、トルク偏差Ｔ_err（Ｔ_ref ^*－Ｔ_est）に基づいて電圧位相ＦＢ値α_fbを算出する。ＰＩ制御器２６４は、算出した電圧位相ＦＢ値α_fbを位相合成器２７０に出力する。 The PI controller 264 according to the present embodiment calculates the voltage phase FB value α _fb based on the torque deviation T _err (T _ref ^* −T _est ), as in equation (7). The PI controller 264 outputs the calculated voltage phase FB value α _fb to the phase synthesizer 270.

　なお、Ｋ_αpは比例ゲインであり、Ｋ_αiは積分ゲインである。比例ゲインＫ_αp及び積分ゲインＫ_αiは、実験データやシミュレーション結果などによって求められる。 _Here , K _αp is a proportional gain, and K _αi is an integral gain. The proportional gain K _αp and the integral gain K _αi are determined by experimental data, simulation results, and the like.

　位相合成器２７０は、電圧位相ＦＢ値α_fbを電圧位相ＦＦ値α_ffに加算し、加算した値を電圧位相制御の電圧位相指令値α^*として位相制限器２８０に出力する。 Phase combiner 270 adds the voltage phase FB value alpha _fb to voltage phase FF value alpha _ff, and outputs the sum value as ^* voltage voltage phase command value of the phase control alpha phase limiter 280.

　位相制限器２８０は、電圧位相下限値α_minから電圧位相上限値α_maxまでの所定の電圧位相範囲に電圧位相指令値α^*を制限する。所定の電圧位相範囲の設定手法については、図１０で後述する。位相制限器２８０は、電圧位相範囲内に制限した電圧位相指令値α^*をベクトル変換器２９０に出力する。 Phase limiter 280 limits voltage phase command value α ^* to a predetermined voltage phase range from voltage phase lower limit value α _min to voltage phase upper limit value α _max . The method of setting the predetermined voltage phase range will be described later with reference to FIG. Phase limiter 280 outputs, to vector converter 290, voltage phase command value α ^* restricted within the voltage phase range.

　ベクトル変換器２９０は、式(８)のように、ノルム制限器２４０からの電圧ノルム指令値Ｖａ^*と位相制限器２８０からの電圧位相指令値α^*とをｄ軸電圧指令値ｖ_dv ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_qv ^*に変換し、電圧位相制御の電圧指令値として出力する。 The vector converter 290 sets the voltage norm command value Va ^* from the norm limiter 240 and the voltage phase command value α ^* from the phase limiter 280 to the d-axis voltage command value v _dv ^* and It converts into q-axis voltage command value v _qv ^*, and outputs it as a voltage command value of voltage phase control.

　このように、電圧位相制御部２は、トルク偏差Ｔ_errがゼロに収束するように電圧位相指令値α^*を変更する。これにより、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が過変調領域において固定された状態であっても、電動機９のトルクを増減することができる。 Thus, voltage phase control unit 2 changes voltage phase command value α ^* such that torque deviation T _err converges to zero. As a result, even if the voltage norm command value V _a ^* is fixed in the overmodulation region, the torque of the motor 9 can be increased or decreased.

　さらに本実施形態では電圧位相制御部２は、電圧位相指令値α^*に応じてｄ軸及びｑ軸の電流偏差のうち一方を選択し、選択した電流偏差がゼロに収束するように電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を変更する。これにより、電動機９の電圧位相指令値α^*に応じて、適切に電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を増減させることができる。 Furthermore, in the present embodiment, voltage phase control unit 2 selects one of the current deviations of the d axis and q axis according to voltage phase command value α ^* , and the voltage norm command is performed so that the selected current deviation converges to zero. Change the value V _a ^* . Thus, in accordance with the voltage phase command value of the motor 9 alpha ^*, it is possible to appropriately increase or decrease the voltage norm command value V _a ^*.

　図４は、ＦＢ選択器２２８から出力される切替信号の生成手法を説明する図である。 FIG. 4 is a diagram for explaining a method of generating the switching signal output from the FB selector 228.

　図４では、縦軸が切替信号のレベルを示し、横軸が電圧位相指令値α^*を示す。この例では、電動機９が正回転、力行動作である場合、電圧位相α＝０°であるときに電動機９のトルクＴ≒０であり、進み側が正トルクとなり、遅れ側は負トルクとなる。なお、電動機が逆回転、回生動作である場合、トルクＴ≒０となる電圧位相αの基準は１８０°となり、１８０°に対して進み側が正トルクとなり、遅れ側がトルクとなる。 In FIG. 4, the vertical axis indicates the level of the switching signal, and the horizontal axis indicates the voltage phase command value α ^* . In this example, when the motor 9 is in the positive rotation or power running operation, the torque T of the motor 9 is approximately 0 when the voltage phase α is 0 °, the leading side is the positive torque, and the lag side is the negative torque. When the motor is in reverse rotation and regeneration operation, the reference of the voltage phase α at which the torque T00 is 180 °, the lead side becomes positive torque and the lag side becomes torque with respect to 180 °.

　図４に示すように、切替信号がＬレベルである場合には、電流成分切替器２２７からＰＩ制御器２２９にｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}が出力されることにより、ｄ軸電流フィードバック制御が実行される。一方、切替信号がＨレベルである場合には、電流成分切替器２２７からＰＩ制御器２２９にｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_errが出力されることにより、ｑ軸電流フィードバック制御が実行される。 As shown in FIG. 4, when the switching signal is L level, the d-axis current feedback control is executed by outputting the d-axis current deviation _{id_err} from the current component switch 227 to the PI controller 229. Ru. On the other hand, when the switching signal is at the H level, the q-axis current feedback control is executed by the q-axis current absolute value deviation | i _q | _err being output from the current component switching device 227 to the PI controller 229. Ru.

　電流成分切替器２２７でのチャタリングの発生を回避するために、電圧位相指令値α^*に対して第１閾値α_th1と第２閾値α_th2との２つの閾値を用いてヒステリシスを持たせている。 In order to avoid the occurrence of chattering in the current component switching device 227, hysteresis is provided to the voltage phase command value α ^* using two thresholds of the first threshold α _th1 and the second threshold α _th2 .

　そしてＦＢ選択器２２８は、電圧位相指令値α^*が±９０度の近傍にある場合にはｑ軸電流フィードバック制御を選択し、電圧位相指令値α^*が０度の近傍にある場合にはｄ軸電流フィードバック制御を選択する。 Then, the FB selector 228 selects q-axis current feedback control when the voltage phase command value α ^* is near ± 90 degrees, and d when the voltage phase command value α ^* is near 0 degrees. Select axis current feedback control.

　図５は、ＰＩ制御器２２９の機能構成の一例を示すブロック図である。 FIG. 5 is a block diagram showing an example of a functional configuration of the PI controller 229. As shown in FIG.

　ＰＩ制御器２２９は、可変ゲイン演算器９１と、可変ゲイン乗算器９２と、インダクタンス切替器９３と、インダクタンス乗算器９４と、比例ゲイン乗算器９５と、積分ゲイン乗算器９６と、積分器９７と、加算器９８と、を備える。なお、可変ゲイン乗算器９２、インダクタンス乗算器９４、比例ゲイン乗算器９５、及び積分ゲイン乗算器９６に設定される各ゲインを総じてＰＩ制御器２２９の制御ゲインと称する。 The PI controller 229 includes a variable gain calculator 91, a variable gain multiplier 92, an inductance switch 93, an inductance multiplier 94, a proportional gain multiplier 95, an integral gain multiplier 96, and an integrator 97. , And an adder 98. The gains set in variable gain multiplier 92, inductance multiplier 94, proportional gain multiplier 95, and integral gain multiplier 96 are collectively referred to as a control gain of PI controller 229.

　可変ゲイン演算器９１は、式（９）のように、電動機９の回転速度検出値Ｎに基づいて、ＰＩ制御器２２９の制御ゲインを構成する可変ゲインとして電気角速度ω_reを演算する。 The variable gain computing unit 91 computes the electric angular velocity ω _re as a variable gain that configures the control gain of the PI controller 229 based on the rotational speed detection value N of the motor 9 as shown in equation (9).

　可変ゲイン乗算器９２は、ｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_err及びｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}のうち、電流成分切替器２２７から出力される電流偏差に対して可変ゲインである電気角速度ω_reを乗算する。 Variable gain multiplier 92 sets an electrical angular velocity ω _re which is a variable gain with respect to the current deviation output from current component switching device 227 out of q axis current absolute value deviation | i _q | _err and d axis current deviation _{id_err.} Multiply.

　インダクタンス切替器９３は、ＦＢ選択器２２８からの切替信号に応じて、インダクタンス乗算器９４に設定されるゲイン定数であるインダクタンスＬ_xをｄ軸インダクタンスＬ_d及びｑ軸インダクタンスＬ_qのうち一方の値に切り替える。 The inductance switching device 93 selects one of the d-axis inductance L _d and the q-axis inductance L _q as an inductance L _x which is a gain constant set in the inductance multiplier 94 in accordance with the switching signal from the FB selector 228. Switch to

　例えば、インダクタンス切替器９３は、切替信号がＬレベルである場合、すなわちＦＢ選択器２２８によりｄ軸電流フィードバック制御が選択された場合には、インダクタンスＬｘとしてｄ軸インダクタンスＬｄを設定する。一方、インダクタンス切替器９３は、切替信号がＨレベルである場合、すなわちＦＢ選択器２２８によりｑ軸電流フィードバック制御が選択された場合には、インダクタンスＬｘとしてｑ軸インダクタンスＬｑを設定する。 For example, when the switching signal is L level, that is, when the d-axis current feedback control is selected by the FB selector 228, the inductance switch 93 sets the d-axis inductance Ld as the inductance Lx. On the other hand, when the switching signal is at H level, that is, when q-axis current feedback control is selected by the FB selector 228, the inductance switch 93 sets the q-axis inductance Lq as the inductance Lx.

　インダクタンス乗算器９４は、可変ゲイン乗算器９２の出力に対してインダクタンスＬｘを乗算する。そして比例ゲイン乗算器９５は、インダクタンス乗算器９４の出力に対して比例ゲインＫ_ipを乗算する。 The inductance multiplier 94 multiplies the output of the variable gain multiplier 92 by the inductance Lx. Then, the proportional gain multiplier 95 multiplies the output of the inductance multiplier 94 by the proportional gain K _ip .

　積分ゲイン乗算器９６は、インダクタンス乗算器９４の出力に対して積分ゲインＫ_iiを乗算する。積分器９７は、積分ゲイン乗算器９６の出力を順次積分する。 The integral gain multiplier 96 multiplies the output of the inductance multiplier 94 by the integral gain K _ii . The integrator 97 sequentially integrates the output of the integral gain multiplier 96.

　加算器９８は、比例ゲイン乗算器９５の出力と積分器９７の出力とを加算し、加算した値を電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}として出力する。 The adder 98 adds the output of the proportional gain multiplier 95 and the output of the integrator 97 and outputs the added value as a voltage norm FB value _{Va_fb} .

　したがって、ＦＢ選択器２２８がｄ軸電流フィードバック制御を選択した場合には、ＰＩ制御器２２９は、式（１０）のように、ｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}に基づいて電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を算出する。 Therefore, when the FB selector 228 selects d-axis current feedback control, the PI controller 229 calculates the voltage norm FB value _{Va_fb} based on the d-axis current deviation _{id_err} as in equation (10). Do.

　一方、ＦＢ選択器２２８がｑ軸電流フィードバック制御を選択した場合には、ＰＩ制御器２２９は、式（１１）のように、ｑ軸電流絶対値偏差|ｉ_q|_errに基づいて電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を算出する。 On the other hand, when the FB selector 228 selects q-axis current feedback control, the PI controller 229 calculates the voltage norm FB based on the q-axis current absolute value deviation | i _q | _err as shown in equation (11). The value _{Va_fb} is calculated.

　以上のように、ＰＩ制御器２２９の制御ゲインを構成する電気角速度ω_reは、電動機９の回転速度検出値Ｎに応じて変動する可変ゲインとして用いられる。また、ｄ軸電流フィードバック制御が選択された場合は、制御ゲインの定数としてｄ軸インダクタンスＬ_dが用いられ、ｑ軸電流フィードバック制御が選択された場合は、制御ゲインの定数としてｑ軸インダクタンスＬ_qが用いられる。すなわち、切替信号に応じて制御ゲインが切り替えられる。 As described above, the electric angular velocity ω _re constituting the control gain of the PI controller 229 is used as a variable gain that fluctuates according to the rotational speed detection value N of the motor 9. When d-axis current feedback control is selected, d-axis inductance L _d is used as a constant of control gain, and when q-axis current feedback control is selected, q-axis inductance L _q is selected as a constant of control gain. Is used. That is, the control gain is switched according to the switching signal.

　次に、電動機９の電圧位相指令値α^*を用いてｄ軸電流フィードバック制御及びｑ軸電流フィードバック制御のうち一方の制御を実行する手法の一例を説明する。 Next, an example of a method for executing one of the d-axis current feedback control and the q-axis current feedback control using the voltage phase command value α ^* of the motor 9 will be described.

　図６は、電動機９の中高速回転領域において電動機９に生じる磁束ノルムφ₀と電圧ノルムＶ_aとの関係を示す図である。図６では、横軸がｄｑ軸の直交座標系におけるｄ軸を示し、縦軸がもう一方のｑ軸を示す。 FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the magnetic flux norm φ ₀ and the voltage norm V _a generated in the motor 9 in the middle high speed rotation region of the motor 9. In FIG. 6, the horizontal axis indicates the d axis in the dq axis orthogonal coordinate system, and the vertical axis indicates the other q axis.

　図６に示すように、電動機９の回転速度検出値Ｎが中高回転領域にある場合は、電動機９の巻線抵抗による電圧降下は、誘起電圧の大きさω_reφ₀に比べて無視できるほど小さくなるので、電動機９の巻線抵抗による電圧降下を省略している。すなわち、電動機９の端子電圧の大きさを示す電圧ノルムＶ_aは、磁束ノルムφ₀及び電気角速度ω_reに比例しているとみなすことができる。 As shown in FIG. 6, when the rotational speed detection value N of the motor 9 is in the middle-high range, the voltage drop due to the winding resistance of the motor 9 can be neglected compared to the magnitude ω _re φ ₀ of the induced voltage. As it becomes smaller, the voltage drop due to the winding resistance of the motor 9 is omitted. That is, the voltage norm V _a indicating the magnitude of the terminal voltage of the motor 9 can be regarded as being proportional to the magnetic flux norm φ ₀ and the electrical angular velocity ω _re .

　磁束ノルムφ₀は、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qにより生じる電流磁束と、電動機９に設けられた磁石により生じる磁石磁束Φ_aとを合成した磁束の大きさである。磁束ノルムφ₀は、ｄ軸電流ｉ_d及びｄ軸インダクタンスＬ_dによるｄ軸磁束Ｌ_dｉ_dと、ｑ軸電流ｉ_q及びｑ軸インダクタンスＬ_qによるｑ軸磁束Ｌ_qｉ_qとに基づいて決まる。 Flux norm phi ₀ is the magnitude of the magnetic flux which combines the current magnetic flux generated by the d-axis current i _d and the q-axis current i _q, a magnetic flux [Phi _a caused by a magnet provided in the motor 9. Flux norm phi _0, based the d-axis flux L _d i _d by the d-axis current i _d and the d-axis inductance L _d, the q-axis flux L _q i _q by the q-axis current i _q and the q-axis inductance L _q It is decided.

　本実施形態の電流ＦＢ制御部２２０は、図６に示した電動機９への供給電流の電流成分（ｉ_d及びｉ_q）と磁束ノルムφ₀と電圧ノルムＶ_aとの関係を利用して電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が増減するように構成されている。 Current FB control unit 220 of the present embodiment, voltage using the relationship current component of the current supplied to the motor 9 shown in FIG. 6 and (i _d and i _q) and flux norm phi ₀ and the voltage norm V _a The norm command value V _a ^* is configured to increase or decrease.

　図７は、電動機９の電圧位相αが０度近傍にある場合におけるｄ軸及びｑ軸の各電流成分ｉ_d及びｉ_qの電圧ノルムＶ_aに対する相関性を示す図である。 Figure 7 is a diagram illustrating the correlation to the voltage norm V _a of the current component of the d-axis and q-axis i _d and i _q when the voltage phase α of the electric motor 9 is in the 0 degree vicinity.

　図７に示すように、電圧位相αが０°近傍にある場合は、ｑ軸磁束Ｌ_qｉ_qが小さいため、ｑ軸電流ｉ_qの増減に対して磁束ノルムφ₀の変化幅は小さくなるのに対して、ｄ軸電流ｉ_dの増減に対して磁束ノルムφ₀の変化幅は大きくなる。 As shown in FIG. 7, when the voltage phase α is near 0 °, the q-axis magnetic flux L _q i _q is small, so the variation width of the flux norm φ ₀ becomes small with respect to the increase or decrease of the q-axis current i _q whereas, the variation width of the flux norm phi ₀ relative increase or decrease of the d-axis current i _d is increased.

　このように、電圧ノルムＶ_aに比例する磁束ノルムφ₀の感度、すなわち磁束ノルムφ₀との相関性についてはｄ軸電流ｉ_dが支配的になる。したがって、電圧位相αが０°近傍にある場合は、電圧ノルムＶ_aに対してｄ軸電流ｉ_dの相関性が高くなり、ｑ軸電流ｉ_qの相関性が低くなる。 As described above, the d-axis current _id becomes dominant with respect to the sensitivity of the flux norm φ ₀ proportional to the voltage norm V _a , that is, the correlation with the flux norm φ ₀ . Therefore, if the voltage phase α in near 0 °, the correlation of the d-axis current i _d is increased relative to the voltage norm V _a, the correlation of the q-axis current i _q is lowered.

　このため、本実施形態のＰＩ制御器２２９は、図４に示したように、電動機９に生じる電圧の向きを示す電圧位相指令値α^*が０近傍にある場合には、ｄ軸電流フィードバック制御が選択されるように切替信号をＬレベルに設定する。 For this reason, as shown in FIG. 4, the PI controller 229 according to the present embodiment performs d-axis current feedback control when the voltage phase command value α ^* indicating the direction of the voltage generated in the motor 9 is near 0. Is set to L level so that is selected.

　図８は、電動機９の電圧位相αが±９０°近傍にある場合における電動機９の各電流成分ｉ_d及びｉ_qの電圧ノルムＶ_aに対する相関性を示す図である。 Figure 8 is a graph showing the correlation with respect to the voltage norm V _a of the current components i _d and i _q of the motor 9 when the voltage phase α of the electric motor 9 is in the vicinity ± 90 °.

　図８に示すように、電圧位相αが±９０度近傍にある場合は、ｄ軸磁束Ｌ_dｉ_dが大きくなるため、ｄ軸電流ｉ_dの増減に対して磁束ノルムφ₀の変化幅は小さくなるとともに、ｑ軸電流ｉ_qの増減に対して磁束ノルムφ₀の変化幅は大きくなる。 As shown in FIG. 8, if the voltage phase α is near 90 degrees ±, since the d-axis flux L _d i _d is increased, the variation width of the flux norm phi ₀ relative increase or decrease of the d-axis current i _d is As it becomes smaller, the variation width of the flux norm φ ₀ becomes larger with respect to the increase and decrease of the q-axis current _iq .

　このように、電圧ノルムＶ_aに比例する磁束ノルムφ₀の感度についてはｑ軸電流ｉ_qが支配的になる。したがって、電圧位相αが±９０°近傍にある場合は、電圧ノルムＶ_aに対してｑ軸電流ｉ_qの相関性が高くなり、ｄ軸電流ｉ_dの相関性が低くなる。 Thus, the q-axis current i _q is dominant in the sensitivity of the flux norm φ ₀ which is proportional to the voltage norm V _a . Therefore, if the voltage phase α is near ± 90 °, the correlation of the q-axis current i _q becomes higher than the voltage norm V _a, the correlation of the d-axis current i _d is lowered.

　このため、本実施形態のＰＩ制御器２２９は、図４に示したように、電圧位相指令値α^*が±９０°近傍にある場合には、ｑ軸電流フィードバック制御が選択されるように切替信号をＨレベルに設定する。 Therefore, as shown in FIG. 4, when the voltage phase command value α ^* is in the vicinity of ± 90 °, the PI controller 229 of this embodiment switches so that q-axis current feedback control is selected. Set the signal to H level.

　図９は、電動機９の供給電流と電圧ノルムＶ_aとの相関性を示す図である。図９Ａは、電動機９の電圧位相αごとにｄ軸電流ｉ_dの電圧ノルムＶ_aに対する相関性を示す図である。図９Ｂは、電圧位相αごとにｑ軸電流ｉ_qの電圧ノルムＶ_aに対する相関性を示す図である。 Figure 9 is a graph illustrating the correlation between the supply current and voltage norm V _a of the motor 9. Figure 9A is a diagram illustrating the correlation to the voltage norm V _a d-axis current i _d for each voltage phase α of the electric motor 9. FIG. 9B is a diagram showing the correlation of the q-axis current i _{q to} the voltage norm V _a for each voltage phase α.

　例えば、電圧位相αが±９０°の近傍では、図９Ａに示すように、ｄ軸電流ｉ_dと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との間には相関性がない。このため、仮にｄ軸電流ｉ_dを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックすると、相関性がないにもかかわらずｄ軸電流ｉ_dの変化に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が変化してしまう。 For example, in the vicinity of the voltage phase alpha ± 90 °, as shown in FIG. 9A, there is no correlation between the d-axis current i _d and the voltage norm command value V _a ^*. Therefore, if when feeding back the d-axis current i _d to a voltage norm command value V _a ^*, and ^* the voltage norm command value V _a changes in accordance with changes in spite of the d-axis current i _d is no correlation I will.

　これに対して、図９Ｂに示すように、電圧位相αが±９０°の近傍では、ｑ軸電流ｉ_qと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との間には相関性がある。このため、ｑ軸電流ｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックすることにより、ｑ軸電流ｉ_qの変化に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を適切に増減させることができる。 In contrast, as shown in FIG. 9B, in the vicinity of the voltage phase alpha ± 90 °, there is a correlation between the q-axis current i _q and the voltage norm command value V _a ^*. Therefore, by feeding back the q-axis current i _q to a voltage norm command value V _a ^*, a voltage norm command value V _a ^* may be appropriately increased or decreased according to the change of the q-axis current i _q.

　また、電圧位相αが０°の近傍では、図９Ａに示すように、ｄ軸電流ｉ_dと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との間には十分な相関性がある。このため、ｄ軸電流ｉ_dを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックすることにより、ｄ軸電流ｉ_dの変化に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を適切に増減させることができる。 Further, in the vicinity of the voltage phase alpha 0 °, as shown in FIG. 9A, there is sufficient correlation between the d-axis current i _d and the voltage norm command value V _a ^*. Therefore, by feeding back the d-axis current i _d to a voltage norm command value V _a ^*, a voltage norm command value V _a ^* may be appropriately increased or decreased according to the change of the d-axis current i _d.

　これに対して、電圧位相αが±０°の近傍では、図９Ｂに示すように、ｑ軸電流ｉ_qと電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*との間には相関性がない。このため、仮にｑ軸電流ｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックすると、電動機９に生じる電圧ノルムＶ_aが一定である状況でもｑ軸電流ｉ_qの変化に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が変化してしまう。 In contrast, the voltage phase α in the vicinity of ± 0 °, as shown in FIG. 9B, there is no correlation between the q-axis current i _q and the voltage norm command value V _a ^*. Therefore, if the q-axis current i _q is fed back to the voltage norm command value V _a ^* , even if the voltage norm V _a generated in the motor 9 is constant, the voltage norm command value V according to the change of the q-axis current i _q _a ^* changes.

　このため、本実施形態では、図４に示したように、ＦＢ選択器２２８により電圧位相指令値α^*が±９０°近傍にある場合にはｑ軸電流フィードバック制御が選択され、電圧位相指令値α^*が０°近傍にある場合には、ｄ軸電流フィードバック制御が選択される。これにより、電動機９の動作に応じた適切な電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に対し電動機９の電圧ノルムＶ_aが過大になるのを抑制することができる。 For this reason, in the present embodiment, as shown in FIG. 4, when the voltage phase command value α ^* is near ± 90 ° by the FB selector 228, q-axis current feedback control is selected, and the voltage phase command value is selected. If α ^* is near 0 °, d-axis current feedback control is selected. Thus, the voltage norm V _a of the motor 9 to a suitable voltage norm command value V _a ^* corresponding to the operation of the electric motor 9 can be prevented from becoming excessive.

　なお、ｑ軸電流ｉ_qと電圧ノルムＶ_aとの相関は、電圧位相αが正の値をとる力行領域と、電圧位相αが負の値をとる回生領域との間で逆の関係になる。これに対しては、相関関係がｑ軸電流ｉｑが０Ａ（アンペア）を基準に対称となるので、ｑ軸電流ｉ_qの絶対値を求める絶対値処理を施すことにより、力行領域でも回生領域でも共通のフィードバック構成で実現することができる。 Incidentally, the correlation between the q-axis current i _q and voltage norm V _a becomes a power running region where the voltage phase α takes a positive value, the inverse relationship between the regeneration region in which the voltage phase α takes a negative value . For this, the correlation q-axis current iq is symmetrical relative to 0A (amperes) by applying the absolute value processing for determining the absolute value of q-axis current i _q, in the regenerative region at the power running region It can be realized by a common feedback configuration.

　図６乃至図９に示したように、電動機９が中高速回転領域にある場合に、電圧ノルムＶ_aは、磁束ノルムφ₀と比例関係にある。このため、電流ＦＢ制御部２２０は、磁束ノルムφ₀に対して相関性の高い電流成分のみでフィードバック制御を実行するので、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*の応答速度を確保しつつ、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*の演算負荷を低減することができる。 As shown in FIGS. 6 to 9, when the motor 9 is in the middle or high speed region, the voltage norm V _a, is proportional to the flux norm phi _0. For this reason, current FB control unit 220 executes feedback control only with current components having high correlation to magnetic flux norm φ ₀ , so that the voltage norm command is ensured while the response speed of voltage norm command value V _a ^* is ensured. it is possible to reduce the calculation load value V _a ^*.

　さらに電圧ノルムＶ_aは、磁束ノルムφ₀だけでなく電気角速度ω_reと比例関係にあるため、電流ＦＢ制御部２２０は、ＰＩ制御器２２９の制御ゲインを回転速度検出値Ｎに応じて変更する。これにより、電動機９の制御における応答速度を向上させることができる。 Furthermore, since voltage norm V _a is proportional to not only magnetic flux norm φ ₀ but also electrical angular velocity ω _re , current FB control unit 220 changes the control gain of PI controller 229 according to rotational speed detection value N. . Thereby, the response speed in control of the motor 9 can be improved.

　そして、磁束ノルムφ₀に対する電流成分ｉ_d及びｉ_qの相関性を考慮し、電流ＦＢ制御部２２０は、電圧位相指令値α^*に基づいてＰＩ制御器２２９の制御ゲインの定数にｄ軸インダクタンスＬ_d又はｑ軸インダクタンスＬ_qを設定する。これにより、電圧位相指令値α^*にかかわらず電動機９の制御における応答速度を確保することができる。 Then, taking into account the correlation of the current component i _d and i _q for flux norm phi _0, the current FB controller 220, d-axis inductance constant control gain of the PI controller 229 on the basis of the voltage phase command value alpha ^* L _d or q axis inductance L _q is set. Thus, the response speed in the control of the motor 9 can be secured regardless of the voltage phase command value α ^* .

　図１０は、図３に示したＰＩ制御器２２９においてアンチワインドアップ処理を実行する機能構成の一例を示すブロック図である。 FIG. 10 is a block diagram showing an example of a functional configuration for performing anti-windup processing in the PI controller 229 shown in FIG.

　ノルム制限器２４０が電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を制限している旨の通知信号をＰＩ制御器２２９に出力している間、図１０に示すように、ＰＩ制御器２２９はアンチワインドアップ処理を実行する。 While the norm limiter 240 outputs a notification signal indicating that the voltage norm command value V _a ^* is limited to the PI controller 229, as shown in FIG. 10, the PI controller 229 performs anti-windup processing. Run.

　この例では、ＰＩ制御器２２９の入力に対して積分器９７が更新されないよう０（ゼロ）が積分器９７に入力される。そしてＰＩ制御器２２９の出力である電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}と電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}との和が電圧ノルム上限値Ｖ_{a_max}又は電圧ノルム下限値０となるように初期化処理が実行される。 In this example, 0 (zero) is input to the integrator 97 so that the integrator 97 is not updated with respect to the input of the PI controller 229. Then, the initialization process is executed so that the sum of voltage norm FB value _{Va_fb} output from PI controller 229 and voltage norm reference value _{Va_ff} becomes voltage norm upper limit value _{Va_max} or voltage norm lower limit value 0.

　なお、ノルム制限器２４０が電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を制限していない間は、ＰＩ制御器２２９は、図５に示した構成により電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を算出する。 Incidentally, while the norm limiter 240 does not limit the voltage norm command value V _a ^*, PI controller 229 calculates a voltage norm FB value V _{A_FB} by the configuration shown in FIG. 5.

　図１１は、図３に示した位相制限器２８０に設定される電圧位相範囲の設定手法の一例を説明する図である。 FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a method of setting the voltage phase range set in phase limiter 280 shown in FIG. 3.

　図１１には、電動機９における電圧位相αとトルクＴとの関係を示す電圧位相特性が例示されている。ここでは、横軸が電動機９の電圧位相αを示し、縦軸が電動機９のトルクＴを示す。 FIG. 11 illustrates voltage phase characteristics indicating the relationship between the voltage phase α and the torque T in the motor 9. Here, the horizontal axis indicates the voltage phase α of the motor 9, and the vertical axis indicates the torque T of the motor 9.

　図１１に示すように、電動機９の電圧位相αとトルクＴとの相関が維持される電圧位相の範囲が凡そ－１０５度から＋１０５度までの範囲である。このような例では、図３で述べた位相制限器２８０に関する電圧位相範囲の電圧位相下限値α_min及び電圧位相上限値α_maxは、それぞれ、－１０５度及び＋１０５度に設定される。 As shown in FIG. 11, the range of the voltage phase in which the correlation between the voltage phase α of the motor 9 and the torque T is maintained is in the range of approximately −105 degrees to +105 degrees. In such an example, the voltage phase lower limit value α _min and the voltage phase upper limit value α _max of the voltage phase range for the phase limiter 280 described with reference to FIG. 3 are set to −105 degrees and +105 degrees, respectively.

　図１２は、図１に示した切替判定部１３の構成の一例を示すブロック図である。 FIG. 12 is a block diagram showing an example of the configuration of the switching determination unit 13 shown in FIG.

　切替判定部１３は、第１乃至第３ノルム閾値演算器１３１乃至１３３と、平均化処理フィルタ１３４及び１３５と、ノルム演算器１３６と、ノイズ処理フィルタ１３７と、参照電流フィルタ１３８と、電流閾値演算器１３９と、制御モード判定器１４０とを備える。 The switching determination unit 13 includes first to third norm threshold calculators 131 to 133, averaging

processing filters

134 and 135, a norm calculator 136, a noise processing filter 137, a reference current filter 138, and current threshold calculation. And a control mode determination unit 140.

　第１ノルム閾値演算器１３１は、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えるための変調率閾値Ｍ_th1に基づいて、電圧ノルムに関する閾値である第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}を演算する。第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}は、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替え条件として用いられる。 The first norm threshold calculator 131, based on the modulation rate threshold M _th1 for switching from the voltage phase control to the current vector control calculates a first norm threshold V _{A_th1} a threshold for voltage norm. The first norm threshold value _{Va_th1} is used as a switching condition from voltage phase control to current vector control.

　第２ノルム閾値演算器１３２は、電流ベクトル制御から電圧位相制御へ切り替えるための変調率閾値Ｍ_th2に基づいて、電圧ノルムに関する閾値である第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}を演算する。第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}は、電流ベクトル制御から電圧位相制御への切替え条件として用いられる。 The second norm threshold calculator 132, based on the modulation rate threshold M _th2 for switching from the current vector control to the voltage phase control, calculates a second norm threshold V _{A_th2} a threshold for voltage norm. The second norm threshold value _{Va_th2} is used as a switching condition from current vector control to voltage phase control.

　第３ノルム閾値演算器１３３は、電圧位相制御から保護制御へ切り替えるための変調率閾値Ｍ_th3に基づいて、電圧ノルムに関する閾値である第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}を演算する。第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}は、電流ベクトル制御から保護制御への切替え条件として用いられる。 Third norm threshold calculator 133, based on the modulation rate threshold M _th3 for switching from the voltage phase control to the protection control, and calculates a third norm threshold V _{A_th3} a threshold for voltage norm. The third norm threshold value _{Va_th3} is used as a switching condition from current vector control to protection control.

　第１乃至第３変調率閾値Ｍ_th1乃至Ｍ_th3は、例えば、式（１２）のような関係になるように設定される。なお、変調率上限値Ｍ_max ^*は、１．０よりも大きな値に設定される。 The first to third modulation factor thresholds M _{th1 to} M _th3 are set, for example, to have a relationship as shown in equation (12). The modulation factor upper limit value M _max ^* is set to a value larger than 1.0.

　本実施形態の第１乃至第３ノルム閾値演算器１３１乃至１３３は、それぞれ、式（１３）のように、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと第１乃至第３変調率閾値Ｍ_th1乃至Ｍ_th3とに基づいて、第１乃至第３ノルム閾値Ｖ_{a_th1}乃至Ｖ_{a_th3}を算出する。 The first to third norm threshold calculators 131 to 133 according to the present embodiment respectively use the battery voltage detection value V _dc and the first to third modulation factor thresholds M _{th1 to} M _th3 as shown in equation (13). based on, to calculate the first to third norm threshold V _{A_th1} to _V a_th3.

　平均化処理フィルタ１３４は、入力値に対して平均化処理を施して出力するフィルタである。本実施形態の平均化処理フィルタ１３４は、制御切替器３から出力されたｄ軸の最終電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*に対して、入力値のノイズ成分を除去するノイズカット処理を施し、ノイズカット処理を施した値ｖ_{d_fin_flt}をノルム演算器１３６に出力する。平均化処理フィルタ１３４は、例えば、ローパスフィルタにより実現される。 The averaging processing filter 134 is a filter that performs averaging processing on input values and outputs the result. The averaging processing filter 134 of the present embodiment performs noise cutting processing for removing the noise component of the input value on the final voltage command value v _{d_fin} ^{* of} the d axis output from the control switch 3 to _perform noise cutting processing. The value v _{d — fin — flt} obtained by the above is output to the norm calculator 136. The averaging process filter 134 is realized by, for example, a low pass filter.

　平均化処理フィルタ１３５は、平均化処理フィルタ１３４と同様の構成である。平均化処理フィルタ１３５は、制御切替器３から出力されたｑ軸の最終電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*に対してノイズカット処理を施し、ノイズカット処理を施した値ｖ_{q_fin_flt}をノルム演算器１３６に出力する。 The averaging process filter 135 has the same configuration as the averaging process filter 134. Averaging filter 135 performs a noise cut process to the control switch final voltage command value of the q-axis output from the ₃ v d_fin ^*, outputs the value v _{Q_fin_flt} subjected to noise cut process norm calculator 136 Do.

　ノルム演算器１３６は、式（１４）のように、平均化処理フィルタ１３４及び１３５の各出力値ｖ_{d_fin_flt}及びｖ_{q_fin_flt}に基づいて、電圧令指令値のノルム成分を示す平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*を算出する。 The norm calculator 136 calculates the averaged voltage norm _{Va_fin_flt} ^* indicating the norm component of the voltage command value based on the output values _{vd_fin_flt} and _{vq_fin_flt} of the averaging

processing filters

134 and 135 as shown in equation (14) ^. Calculate

　なお、制御切替器３から電圧位相制御の電圧指令値が出力される場合には、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*に代えて、図３に示したベクトル変換器２９０に入力される電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を用いるようにしてもよい。 In addition, when the voltage command value of voltage phase control is output from the control switch 3, the voltage norm command value input to the vector converter 290 shown in FIG. 3 instead of the averaged voltage norm _{Va_fin_flt} ^* . it is also possible to use a V _a ^*.

　ノイズ処理フィルタ１３７は、入力値に対して平均化処理を施して出力するフィルタである。本実施形態のノイズ処理フィルタ１３７は、図１に示した座標変換器１２からのｄ軸電流検出値ｉ_dに対してノイズカット処理を施すことにより、平均化ｄ軸電流値ｉ_{d_flt}を算出する。ノイズ処理フィルタ１３７は、例えば、ローパスフィルタにより実現される。 The noise processing filter 137 is a filter that performs averaging processing on input values and outputs the result. Noise processing filter 137 of the present embodiment, by performing the noise cut process on the d-axis current detection value i _d from the coordinate converter 12 shown in FIG. 1, calculates the average d-axis current value i _{D_flt} . The noise processing filter 137 is realized by, for example, a low pass filter.

　参照電流フィルタ１３８は、図２に示した電流目標値演算部１０３からのｄ軸電流目標値ｉ_d ^*に対して、電動機９の応答性を考慮したフィルタ処理を施すことにより、ｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*を算出する。参照電流フィルタ１３８は、例えば、ローパスフィルタにより実現される。 The reference current filter 138 performs d-axis current reference by performing filter processing in consideration of the responsiveness of the motor 9 with respect to the d-axis current target value _id ^* from the current target value calculation unit 103 shown in FIG. 2. Calculate the value _{id_ref} ^* . The reference current filter 138 is realized by, for example, a low pass filter.

　電流閾値演算器１３９は、入力値に対して平均化処理を施して出力するフィルタである。本実施形態の電流閾値演算器１３９は、参照電流フィルタ１３８からのｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*に対して、ノイズ処理フィルタ１３７と同様のノイズカット処理を施すことにより、平均化ｄ軸電流値ｉ_{d_flt}と同等の遅延特性を有するｄ軸電流閾値ｉ_{d_th} ^*を算出する。 The current threshold calculator 139 is a filter that performs averaging on the input value and outputs the result. The current threshold calculator 139 of this embodiment performs the same noise cut processing as the noise processing filter 137 on the d-axis current reference value _{id_ref} ^* from the reference current filter 138 to obtain an averaged d-axis current value. calculating a d-axis current threshold i _{D_TH} ^* with i _{D_flt} equivalent delay characteristics.

　ｄ軸電流閾値ｉ_{d_th} ^*は、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替条件のひとつとして用いられる。電流閾値演算器１３９は、例えば、ノイズ処理フィルタ１３７と同一のローパスフィルタにより実現される。 The d-axis current threshold _{id_th} ^* is used as one of the switching conditions from voltage phase control to current vector control. The current threshold calculator 139 is realized, for example, by the same low pass filter as the noise processing filter 137.

　制御モード判定器１４０は、電圧位相制御、電流ベクトル制御、及び保護制御のうち電動機９の作動状態に応じて、電動機９に適した制御を判定する。そして制御モード判定器１４０は、判定結果を示す制御モードを制御切替器３に出力する。 The control mode determination unit 140 determines the control suitable for the motor 9 according to the operating state of the motor 9 among the voltage phase control, the current vector control, and the protection control. Then, the control mode determination unit 140 outputs the control mode indicating the determination result to the control switch 3.

　本実施形態の制御モード判定器１４０は、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*と、平均化ｄ軸電流値ｉ_{d_flt}とに基づいて、電流ベクトル制御と電圧位相制御との間で電動機９の制御を切り替える。また、制御モード判定器１４０は、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*と、回転速度検出値Ｎとに基づいて、電動機９の制御を電圧位相制御から電動機９を保護するための保護制御に切り替える。 The control mode determiner 140 of this embodiment switches the control of the motor 9 between the current vector control and the voltage phase control based on the averaged voltage norm _{Va_fin_flt} ^* and the averaged d-axis current value _{id_flt.} . Further, the control mode determination unit 140 switches control of the motor 9 to protection control for protecting the motor 9 from voltage phase control based on the averaged voltage norm _{Va_fin_flt} ^* and the rotational speed detection value N.

　図１３は、第１乃至第３の変調率閾値Ｍ_th1乃至Ｍ_th3の設定例を示す図である。 FIG. 13 is a diagram showing a setting example of the first to third modulation factor thresholds M _{th1 to} M _th3 .

　図１３に示すように、変調率上限値Ｍ_max ^*は１．１に設定され、第２変調率閾値Ｍ_th2は１．０に設定され、第１変調率閾値Ｍ_th1は０．９に設定され、第３変調率閾値Ｍ_th3は０．５に設定される。 As shown in FIG. 13, the modulation factor upper limit value M _max ^* is set to 1.1, the second modulation factor threshold M _th2 is set to 1.0, and the first modulation factor threshold M _th1 is set to 0.9 And the third modulation rate threshold M _th3 is set to 0.5.

　なお、図３に示した電圧ノルム生成部２１０の基準変調率Ｍ^*は、電圧位相制御の動作領域のうち電動機９の動作の大部分を占める第２変調率閾値Ｍ_th2から変調率上限値Ｍ_max ^*までの範囲内に設定するのが好ましい。 The reference modulation factor M ^* of the voltage norm generation unit 210 shown in FIG. 3 is from the second modulation factor threshold M _th2 which occupies most of the operation of the motor 9 in the operation area of voltage phase control, to the modulation factor upper limit M _It is preferable to set in the range up to _max ^* .

　図１４は、制御モード判定器１４０による制御モードの判定手法の一例を説明する図である。 FIG. 14 is a diagram for explaining an example of a control mode determination method by the control mode determination unit 140. As shown in FIG.

　図１４に示すように、電流ベクトル制御の実行中において平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}以上になったときに制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が電圧位相制御であると判定する。そして制御モード判定器１４０は、電圧位相制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電動機９の制御は、電流ベクトル制御から電圧位相制御へ切り替えられる。 As shown in FIG. 14, when the averaging voltage norm _{Va_fin_flt} ^* becomes _{equal to} or higher than the second norm threshold _{Va_th2} during execution of the current vector control, the control mode discriminator 140 controls the voltage phase suitable for the motor 9. It determines that it is control. Then, the control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating voltage phase control to the control switch 3. Thereby, control of the motor 9 is switched from current vector control to voltage phase control.

　電圧位相制御の実行中において、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}以下になり、かつ、平均化ｄ軸電流値ｉ_{d_flt}がｄ軸電流閾値ｉ_{d_th} ^*以上になったときに制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が電流ベクトル制御であると判定する。そして制御モード判定器１４０は、電流ベクトル制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電動機９の制御は、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えられる。 During execution of voltage phase control, when the averaged voltage norm V _{a_fin_flt} ^* becomes less than or equal to the first norm threshold V _{a_th} 1 and the averaged d-axis current value _{id_flt} becomes more than the d-axis current threshold _{id_th} ^* The control mode determination unit 140 determines that the control suitable for the motor 9 is current vector control. Then, the control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating current vector control to the control switch 3. Thereby, control of the motor 9 is switched from voltage phase control to current vector control.

　さらに電圧位相制御の実行中においては、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}以下になり、又は、回転速度検出値Ｎの絶対値が回転速度閾値Ｎｔｈを下回ったときに制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が保護制御であると判定する。 Furthermore, during execution of the voltage phase control, the control _mode is performed when the averaged voltage norm V _{a_fin_flt} ^* becomes less than or equal to the third norm threshold V a — _th3 or the absolute value of the rotational speed detection value N falls below the rotational speed threshold Nth. The determiner 140 determines that the control suitable for the motor 9 is protection control.

　上述の回転速度閾値Ｎ_thは、電動機９の回転速度が下り過ぎているか否かを判定するための所定の閾値である。制御モード判定器１４０は、保護制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電動機９の制御が電圧位相制御から保護制御へ切り替えられる。 Rotational speed threshold N _th above is a predetermined threshold for determining whether or not the rotational speed of the electric motor 9 is too down. The control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating protection control to the control switch 3. As a result, control of the motor 9 is switched from voltage phase control to protection control.

　なお、保護制御の実行中に電動機９に対して電流及び電圧が過剰に供給されておらず、電動機９の故障が起っていないときには、制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が電流ベクトル制御であると判定する。すなわち、電動機９の制御は保護制御から電流ベクトル制御に復帰する。 When the current and voltage are not excessively supplied to the motor 9 during the execution of the protection control and no failure of the motor 9 occurs, the control mode determination unit 140 performs control suitable for the motor 9. It is determined that current vector control is performed. That is, the control of the motor 9 returns from protection control to current vector control.

　図１５は、図１に示した制御切替器３の詳細構成を例示するブロック図である。 FIG. 15 is a block diagram illustrating a detailed configuration of control switch 3 shown in FIG.

　制御切替器３は、電流ベクトル制御部１からの電圧指令値ｖ_{di_fin}及びｖ_{qi_fin}と、電圧位相制御部２からの電圧指令値ｖ_{dv_fin}及びｖ_{qv_fin}と、保護制御に用いられる電圧指令値と、制御モード判定器１４０からの制御モード信号とを取得する。保護制御用のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値は、互いにゼロ（０）を示すゼロ電圧値に設定される。 Control switch 3, the voltage command value v _{Di_fin} and v _{Qi_fin} from the current vector control unit 1, the voltage command value v _{Dv_fin} and v _{Qv_fin} from voltage phase control unit 2, and the voltage command value for the protective control, The control mode signal from the control mode determination unit 140 is acquired. The d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value for protection control are set to zero voltage values that indicate zero (0) to each other.

　制御切替器３は、制御モード判定器１４０からの制御モード信号に応じて、電流ベクトル制御部１の出力を用いて電動機９を駆動するか、電圧位相制御部２の出力を用いて電動機を駆動するかを選択する。 The control switch 3 drives the motor 9 using the output of the current vector control unit 1 according to the control mode signal from the control mode determination unit 140 or drives the motor using the output of the voltage phase control unit 2 Choose what to do.

　また、制御モードが保護制御を示す場合には、制御切替器３は、電動機電流検出器８及び回転子検出器１０などに依存しないゼロ電圧を選択する。これにより、インバータ６から電動機９に供給される交流電力を抑制することができる。 When the control mode indicates protection control, the control switch 3 selects a zero voltage that does not depend on the motor current detector 8 and the rotor detector 10 or the like. Thereby, the alternating current power supplied from the inverter 6 to the motor 9 can be suppressed.

　そして、制御切替器３からゼロ電圧が出力されている間、制御装置１００は、電動機９又は制御装置１００自体が異常状態であるか否かのチェック及び故障診断などを実行する。 Then, while the zero voltage is output from the control switch 3, the control device 100 executes a check as to whether or not the motor 9 or the control device 100 itself is in an abnormal state, a failure diagnosis, and the like.

　図１６は、本実施形態における電動機９の制御方法の一例を示すフローチャートである。 FIG. 16 is a flowchart showing an example of a control method of the motor 9 in the present embodiment.

　ステップＳ１において座標変換器１２は、電動機電流検出器８により検出されるＵ相及びＶ相の電流ｉ_u及びｉ_vをｄ軸及びｑ軸の電流検出値ｉ_d及びｉ_qに変換する。 In step S1, the coordinate converter 12 converts the U- and V-phase currents i _u and i _v detected by the motor current detector 8 into d-axis and q-axis current detection values _id and i _q .

　ステップＳ２において回転速度演算器１１は、回転子検出器１０により検出される電気角検出値θに基づいて、電動機９の回転速度検出値Ｎを演算する。 In step S2, the rotational speed calculator 11 calculates the rotational speed detection value N of the motor 9 based on the electrical angle detection value θ detected by the rotor detector 10.

　ステップＳ３において制御装置１００は、電動機９のトルク目標値Ｔ^*とバッテリ電圧検出器７からのバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとを取得する。 In step S3, control device 100 obtains torque target value T ^* of electric motor 9 and battery voltage detection value _Vdc from battery voltage detector 7.

　ステップＳ４において切替判定部１３は、電動機９の作動状態に応じて、電動機９に適用すべき制御を判定する。 In step S <b> 4, the switching determination unit 13 determines the control to be applied to the motor 9 in accordance with the operating state of the motor 9.

　ステップＳ５において切替判定部１３は、電動機９に適用すべき制御が電流ベクトル制御であるか否かを判断する。 In step S5, the switching determination unit 13 determines whether the control to be applied to the motor 9 is current vector control.

　ステップＳ６において電流ベクトル制御部１は、電動機９に適用すべき制御が電流ベクトル制御であると判定された場合には、トルク目標値Ｔ^*に基づいてｄ軸及びｑ軸電流目標値ｉ_d ^*及びｉ_q ^*を演算する。 Current vector control unit 1 in step S6, if the control to be applied to the electric motor 9 is judged to be the current vector control based on torque target value T ^* d-axis and q-axis current target value i _d ^* And _iq ^* .

　ステップＳ７において電流ベクトル制御部１は、ｄ軸電流目標値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差に応じてｄ軸の電流ＦＢ電圧指令値ｖ_di ^*を算出するとともにｑ軸電流目標値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差に応じてｑ軸の電流ＦＢ電圧指令値ｖ_qi ^*を算出する。 In step S7, the current vector control unit 1 calculates the d-axis current FB voltage command value v _di ^* according to the deviation between the d-axis current target value _id ^* and the d-axis current detection value _id, and the q-axis current calculating the current FB voltage command value v _qi of q-axis ^* in accordance with the deviation between the target value i _q ^* and the q-axis current detection value i _q.

　ステップＳ８において電流ベクトル制御部１は、トルク目標値Ｔ^*に基づいてｄ軸及びｑ軸の非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*及びｖ_{q_dcpl} ^*を演算する。そして電流ベクトル制御部１は、その非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl} ^*及びｖ_{q_dcpl} ^*の各々に対してローパスフィルタ処理を施した非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl_flt} ^*及びｖ_{q_dcpl_flt} ^*を出力する。 Step current vector control unit 1 in S8, the non-interference voltage value of d-axis and q-axis v _{D_dcpl} ^* and v computes a _{Q_dcpl} ^* based on the torque target value T ^*. Then, the current vector control unit 1 outputs non-interference voltage values _{vd_dcpl_flt} ^* and _{vq_dcpl_flt} ^{* obtained} by _performing low-pass filter processing on the respective non-interference voltage values _{vd_dcpl} ^* and _{vq_dcpl} ^* .

　ステップＳ９において電流ベクトル制御部１は、ｄ軸及びｑ軸の電流ＦＢ電圧指令値ｖ_qi ^*及びｖ_qi ^*に対して、それぞれ非干渉電圧値ｖ_{d_dcpl_flt} ^*及びｖ_{q_dcpl_flt} ^*を加算することにより、電流ベクトル制御のｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*及びｖ_{qi_fin} ^*を出力する。 In step S9, the current vector control unit 1 adds non-interference voltage values v _{d_dcpl_flt} ^* and v _{q_dcpl_flt} ^* to the d-axis and q-axis current FB voltage command values v _qi ^* and v _qi ^* , respectively. The d-axis and q-axis voltage command values _{vdi_fin} ^* and _{vqi_fin} ^* of the current vector control are output.

　ステップＳ１０において座標変換器４は、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{di_fin} ^*及びｖ_{qi_fin} ^*を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する。 In step S10, the coordinate converter 4 converts the d-axis and q-axis voltage command values v _{di — fin} ^* and v _{qi _ fin} ^* into three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* and v _w ^* .

　次に、ステップＳ５で電動機９に適用すべき制御が電流ベクトル制御ではないと判定された場合には、制御装置１００はステップＳ１１の処理に進む。 Next, when it is determined in step S5 that the control to be applied to the motor 9 is not the current vector control, the control device 100 proceeds to the process of step S11.

　ステップＳ１１において切替判定部１３は、電動機９に適用すべき制御が電圧位相制御であるか否かを判断する。 In step S11, the switching determination unit 13 determines whether the control to be applied to the motor 9 is voltage phase control.

　ステップＳ１２において電圧位相制御部２は、電動機９に適用すべき制御が電圧位相制御であると判定された場合には、本実施形態における電圧位相制御処理を実行する。この電圧位相制御処理については図１７を参照して後述する。 When it is determined in step S12 that the control to be applied to the motor 9 is voltage phase control, the voltage phase control unit 2 executes the voltage phase control process in the present embodiment. The voltage phase control process will be described later with reference to FIG.

　ステップＳ１３において電圧位相制御部２は、電圧位相制御のｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{dv_fin} ^*及びｖ_{qv_fin} ^*を出力する。その後、制御装置１００はステップＳ１０の処理に進む。 In step S13, the voltage phase control unit 2 outputs d-axis and q-axis voltage command values v _{dv _fin} ^* and v _{qv _fin} ^* for voltage phase control. Thereafter, the control device 100 proceeds to the process of step S10.

　次に、ステップＳ１１で電動機９に適用すべき制御が電流ベクトル制御ではなく、かつ電圧位相制御でもないと判定された場合には、制御装置１００はステップＳ１４の処理に進む。 Next, when it is determined in step S11 that the control to be applied to the motor 9 is neither current vector control nor voltage phase control, the control device 100 proceeds to the process of step S14.

　ステップＳ１４において制御切替器３は、電動機９に適用すべき制御が電流ベクトル制御ではなく、かつ電圧位相制御でもないと判定された場合には、保護制御のｄ軸及びｑ軸電圧指令値をそれぞれゼロに設定する。その後、制御装置１００はステップＳ１０の処理に進み、制御装置１００の制御方法を終了する。 If it is determined in step S14 that the control to be applied to the motor 9 is neither current vector control nor voltage phase control, the d-axis and q-axis voltage command values for protection control are respectively determined. Set to zero. Thereafter, the control device 100 proceeds to the process of step S10 and ends the control method of the control device 100.

　図１７は、ステップＳ１２の電圧位相制御処理に関する処理手順例を示すフローチャートである。 FIG. 17 is a flowchart showing an example of a processing procedure relating to the voltage phase control process of step S12.

　ステップＳ１２１において電圧位相制御部２は、図３で述べたとおり、電流ベクトル制御部１からのｄ軸及びｑ軸電流目標値ｉ_d ^*及びｉ_q ^*と、電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}と、電圧位相ＦＦ値α_ffとを取得する。 Voltage phase control unit 2 in step S121, as described in FIG. 3, a ^* d-axis and q-axis current target value i _d ^* and i _q from the current vector control unit 1, and a voltage norm reference value V _{A_ff,} voltage The phase FF value α _ff is acquired.

　ステップＳ１２２において電圧位相制御部２は、トルク参照値Ｔ_refとトルク推定値Ｔ_estとを演算する。 In step S122, the voltage phase control unit 2 calculates the torque reference value T _ref and the torque estimated value T _est .

　ステップＳ１２３において電圧位相制御部２は、トルク参照値Ｔ_refとトルク推定値Ｔ_estとのトルク偏差Ｔ_errを用いて電圧位相ＦＢ値α_fbを演算する。 In step S123, the voltage phase control unit 2 calculates a voltage phase FB value α _fb using the torque deviation T _err between the torque reference value T _ref and the torque estimated value T _est .

　ステップＳ１２４において電圧位相制御部２は、電圧位相ＦＢ値α_fbを電圧位相ＦＦ値α_ffに加算した電圧位相指令値α^*を所定の電圧位相範囲内に制限する。 In step S124, voltage phase control unit 2 limits voltage phase command value α ^* obtained by adding voltage phase FB value _αfb to voltage phase FF value _αff within a predetermined voltage phase range.

　ステップＳ１２５において電圧位相制御部２は、電圧位相指令値α^*が電圧位相範囲の上限値に制限されたか否かを判断する。そして電圧位相制御部２は、電圧位相指令値α^*が電圧位相範囲の上限値に制限されていない場合には、ステップＳ１２６の処理に進む。 In step S125, voltage phase control unit 2 determines whether or not voltage phase command value α ^* is limited to the upper limit value of the voltage phase range. When voltage phase command value α ^* is not limited to the upper limit value of the voltage phase range, voltage phase control unit 2 proceeds to the process of step S126.

　ステップＳ１２６において電圧位相制御部２は、電圧位相指令値α^*が電圧位相範囲の上限値に制限された場合には、トルク偏差Ｔ_errを電圧位相指令値α^*にフィードバックするためのＰＩ制御器２６４を初期化する。 Voltage phase control unit in step S126 2, the voltage phase when the command value alpha ^* is limited to the upper limit value of the voltage phase range, the torque deviation T _err voltage phase command value alpha PI controller for feedback to ^* Initialize H.264.

　ステップＳ１２７において電圧位相制御部２は、ｄ軸電流参照値ｉ_{d_ref} ^*とｄ軸電流検出値ｉ_dとの間のｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}と、ｑ軸電流参照値の絶対値｜ｉ_{q_ref} ^*｜とｄ軸電流検出値の絶対値｜ｉ_q｜と間のｑ軸電流絶対値偏差｜ｉ_q｜_errとを演算する。 Step voltage phase control unit 2 in S127 includes a d-axis current deviation i _{D_err} between d-axis current reference value i _{d_ref} ^* and d-axis current detection value i _d, the absolute value of q-axis current reference value _| i q_ref ^* The q-axis current absolute value deviation | i _q | _err between | and the absolute value | i _q | of the d-axis current detection value is calculated.

　ステップＳ１２８において電圧位相制御部２は、ｄ軸又はｑ軸の電流偏差を電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックするため、電圧位相指令値α^*に基づいてｄ軸電流偏差ｉ_{d_err}とｑ軸電流絶対値偏差｜ｉ_q｜_errとのうちいずれか一方の電流偏差を選択する。 Step voltage phase control unit 2 in S128 is, d-axis or for feeding back a current deviation voltage norm command value V _a ^* of the q-axis, based on the voltage phase command value alpha ^* d-axis current deviation i _{D_err} and q-axis current One of the current deviations is selected from the absolute value deviation | i _q | _err .

　ステップＳ１２９において電圧位相制御部２は、選択した電流偏差を用いて電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を演算する。 In step S129, voltage phase control unit 2 calculates voltage norm FB value _{Va_fb} using the selected current deviation.

　ステップＳ１３０において電圧位相制御部２は、電圧ノルムＦＢ値Ｖ_{a_fb}を電圧ノルム基準値Ｖ_{a_ff}に加算した電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を所定の電圧ノルム範囲内に制限する。 Step voltage phase control unit 2 in S130 limits the voltage norm FB value V _{A_FB} voltage norm reference value V _{A_ff} in addition the voltage norm command value V _a ^* within a predetermined voltage norm range.

　ステップＳ１３１において電圧位相制御部２は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が電圧ノルム範囲の上限値Ｖ_{a_max}に制限されたか否かを判断する。そして電圧位相制御部２は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}に制限されていない場合には、ステップＳ１３３の処理に進む。 Step voltage phase control unit 2 in S131, it is determined whether the voltage norm command value V _a ^* is limited to the upper limit value V _{a_max} voltage norm range. The voltage phase control unit 2, when the voltage norm command value V _a ^* are not limited to the upper limit value V _{a_max,} the process proceeds to step S133.

　ステップＳ１３２において電圧位相制御部２は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}に制限された場合には、電流偏差を電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックするためのＰＩ制御器２２９を初期化する。 Voltage phase control unit 2 in step S132, when ^{the *} voltage norm command value V _a is limited to the upper limit value V _{a_max} is a PI controller 229 for feeding back the current deviation in voltage norm command value V _a ^* initialize.

　ステップＳ１３３において電圧位相制御部２は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*と電圧位相指令値α^*とにより特定される電圧指令ベクトルをｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{dv_fin} ^*及びｖ_{qv_fin} ^*に変換する。 Step voltage phase control unit 2 in S133, the conversion of the voltage command vector is specified by a voltage norm command value V _a ^* and the voltage phase command value alpha ^* the d-axis and q-axis voltage command value _v dv_fin ^* and _v qv_fin ^* Do.

　ステップＳ１３３の処理が終了すると、制御装置１００は、電圧位相制御処理を終了させ、図１６に示した制御方法の処理手順に戻る。 When the process of step S133 ends, the control device 100 ends the voltage phase control process, and returns to the process procedure of the control method shown in FIG.

　次に、本実施形態における電動機９の制御によって得られる作用効果について次図を参照して説明する。 Next, the operation and effect obtained by the control of the motor 9 in the present embodiment will be described with reference to the following drawings.

　図１８Ａ及び図１８Ｂは、電圧位相制御と電流ベクトル制御と間の切替え手法を説明する図である。図１８Ａ及び図１８Ｂにおいては、横軸が電動機９の回転速度を示し、縦軸が電動機９の各相に供給される電力の相間電圧に関する電圧ノルムを示す。 FIG. 18A and FIG. 18B are diagrams for explaining a switching method between voltage phase control and current vector control. 18A and 18B, the horizontal axis indicates the rotational speed of the motor 9, and the vertical axis indicates the voltage norm related to the interphase voltage of the power supplied to each phase of the motor 9.

　図１８Ａは、本実施形態との比較例として一般的な制御切替えの手法を説明する図である。 FIG. 18A is a diagram for explaining a general control switching method as a comparative example with the present embodiment.

　一般的に、電流ベクトル制御では電動機９への供給電流が最小となるように又は電動機９の運転効率が最大となるように電動機９の制御が行われ、電圧位相制御では電動機９の電圧ノルムが一定となるように電動機９の制御が行われる。このため、電流ベクトル制御動作ラインと電圧位相制御の動作ラインとが互いに交わる交点で電動機９の制御を切り替えることが理想である。 Generally, in the current vector control, the control of the motor 9 is performed such that the supply current to the motor 9 is minimized or the operation efficiency of the motor 9 is maximized, and in the voltage phase control, the voltage norm of the motor 9 is Control of the motor 9 is performed so as to be constant. Therefore, it is ideal to switch the control of the motor 9 at the intersection where the current vector control operation line and the voltage phase control operation line cross each other.

　しかしながら、交点でチャタリングが発生することがあるため、この対策として、図１８Ａに示すように、いずれかの制御が交点を超えてもある程度その制御を継続して行うことを許容したり、ヒステリシスを持たせるために切替周期に対して所定の時間幅を持たせたりすることが一般的である。 However, since chattering may occur at the intersection, as shown in FIG. 18A, even if any control exceeds the intersection, it is permitted to continue the control to some extent or as hysteresis. It is general to give a predetermined time width to the switching cycle in order to have it.

　また、電圧位相制御については、主に過変調領域から矩形波領域で用いられるため、電動機９への供給電流に含まれる高調波電流が増加する。その結果、制御切替の判定に用いられる電流値から高調波成分を除去するローパスフィルタの時定数を大きくすることが必要になり、理想的な切替えタイミングに対して切替え判定の遅れが大きくなる傾向にある。 In addition, since the voltage phase control is mainly used from the overmodulation region to the rectangular wave region, the harmonic current included in the current supplied to the motor 9 is increased. As a result, it is necessary to increase the time constant of the low-pass filter that removes harmonic components from the current value used to determine control switching, and the delay in switching determination tends to increase with respect to the ideal switching timing. is there.

　さらに、上述のような構成では、電動機９の負荷が急変することなどに起因して電動機９の回転速度が急峻に減少したときには、電圧位相制御が許容範囲を超えて継続して行われる場合がある。このような場合には、電動機９への過電流を引き起こすことが懸念される。これに対し、本実施形態における電流ベクトル制御と電圧位相制御との間の制御切替え手法について図１８Ｂを参照して説明する。 Furthermore, in the configuration as described above, when the rotational speed of the motor 9 sharply decreases due to a sudden change in the load of the motor 9 or the like, voltage phase control may be continuously performed beyond the allowable range. is there. In such a case, there is a concern that an overcurrent to the motor 9 may occur. On the other hand, a control switching method between current vector control and voltage phase control in the present embodiment will be described with reference to FIG. 18B.

　図１８Ｂは、本実施形態における電動機９の制御を切り替える手法を説明する図である。 FIG. 18B is a diagram for describing a method of switching control of the motor 9 in the present embodiment.

　まず、本実施形態の電圧位相制御部２には、図３に示したように、ｄ軸及びｑ軸の電流目標値ｉ_d ^*及びｉ_q ^*並びに電流検出値ｉ_d及びｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に対してフィードバックする構成が備えられている。このような構成をとることにより、電圧位相制御を用いて電動機９を駆動している状態であっても、電動機９の回転速度が低下した場合には、回転速度の低下に合わせて適切に電圧ノルムを小さくすることができる。 First, as shown in FIG. 3, in the voltage phase control unit 2 of the present embodiment, the current target values _id ^* and _iq ^* of the d axis and the q axis, and the detected current values _id and _id are voltage norms. A configuration for feedback to the command value V _a ^* is provided. By adopting such a configuration, even when the motor 9 is driven using voltage phase control, when the rotational speed of the motor 9 is decreased, the voltage is appropriately applied according to the decrease in rotational speed. The norm can be reduced.

　これにより、図１８Ｂに示すように、電圧位相制御の実行中に電動機９の電圧ノルムが電流ベクトル制御の動作ライン近傍を追従するので、制御切替えのポイントとなる第１乃至第３電圧ノルム閾値Ｖ_{a_th1} ^*乃至Ｖ_{a_th3} ^*を任意の変調率又は電圧ノルム値に設定することができる。 As a result, as shown in FIG. 18B, the voltage norm of the motor 9 follows the vicinity of the current vector control operation line during the execution of voltage phase control, so the first to third voltage norm thresholds V serving as control switching points. _{A_th1} ^{* to} _{Va_th3} ^* can be set to any modulation rate or voltage norm value.

　これに伴い、高調波電流が増加してしまう過変調領域を避けるように、制御切替えのポイントを設定することが可能になる。したがって、図１２に示したノイズ処理フィルタ１３７の時定数を小さくすることが可能になるので、切替判定部１３での電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替え判定の遅れを短くすることができる。 Along with this, it becomes possible to set the control switching point so as to avoid the overmodulation region where the harmonic current increases. Therefore, since it is possible to reduce the time constant of the noise processing filter 137 shown in FIG. 12, it is possible to shorten the delay in switching determination from voltage phase control to current vector control in the switching determination unit 13.

　仮に、判定の遅れに起因して電圧位相制御が制御切替えのポイントを超えて実行されたとしても、同一の回転速度における電圧位相制御と電流ベクトル制御との電圧ノルムの差が小さいため、どちらの制御でも動作可能なマージンを十分に確保することができる。これにより、電動機９での過電流の発生を抑制することができる。 Even if voltage phase control is executed beyond the point of control switching due to a delay in determination, the difference in voltage norm between voltage phase control and current vector control at the same rotational speed is small. Even in the control, a sufficient operable margin can be secured. Thereby, the generation of the overcurrent in the motor 9 can be suppressed.

　また、何らかの異常が原因となり電圧位相制御において電圧ノルムが第１電圧ノルム閾値Ｖ_{a_th1} ^*よりも低下した場合であっても、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を監視することにより、電圧ノルムの低下を検出して異常を検知することが可能になる。そして異常を検知した場合には、電動機９の制御を電圧位相制御から保護制御へと移行させることにより、電動機９を保護することができる。 Also, even if the voltage norm is lower than the first voltage norm threshold V a — _th1 ^* in voltage phase control due to some abnormality, the voltage norm command value V _a ^* is monitored to reduce the voltage norm. It becomes possible to detect and detect abnormalities. When an abnormality is detected, the motor 9 can be protected by shifting control of the motor 9 from voltage phase control to protection control.

　本発明の第１実施形態によれば、電動機９を制御する制御方法は、電動機９の作動状態に応じて電動機９の供給電力を制御する電流ベクトル制御及び電圧位相制御のうちいずれか一つの制御を実行する制御方法である。この制御方法において電圧位相制御部２は、電動機９に対する供給電圧の大きさを示す電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*と、その供給電圧の位相を示す電圧位相指令値α^*とに基づいて電圧位相制御の電圧指令値を演算する。 According to the first embodiment of the present invention, the control method for controlling the motor 9 is any one of current vector control and voltage phase control for controlling the supplied power of the motor 9 according to the operating state of the motor 9. Is a control method for executing Voltage phase control unit 2 in this control method, a voltage norm command value V _a ^* indicating the magnitude of the supply voltage to the electric motor 9, the voltage phase control based on the voltage phase command value alpha ^* indicating a phase of the supply voltage Calculate the voltage command value of.

　そして電圧位相制御部２は、電動機９に生じる電圧の向きに応じて、電動機９に供給される電流のｄ軸及びｑ軸成分のうち少なくとも一方の電流成分を示す電流検出値ｉ_d又はｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックする。 Then, voltage phase control unit 2 detects a current detection value _id or i _q indicating at least one of d-axis and q-axis components of the current supplied to motor 9 according to the direction of the voltage generated in motor 9. Are fed back to the voltage norm command value V _a ^* .

　例えば、図７に示したように、直交座標系において電動機９に生じる電圧Ｖ_aの向きがｄ軸に比べてｑ軸に近い場合には、電圧ノルムＶ_aに対するｄ軸電流検出値ｉ_dの相関性が、電圧ノルムＶ_aに対するｑ軸電流検出値ｉ_qの相関性に比べて高くなる。一方、図８に示したように、電動機９に生じる電圧Ｖ_aの向きがｑ軸に比べてｄ軸に近い場合には、電圧ノルムＶ_aに対するｑ軸電流検出値ｉ_qの相関性が、電圧ノルムＶ_aに対するｄ軸電流検出値ｉ_dの相関性に比べて高くなる。 For example, as shown in FIG. 7, the orientation of the voltage V _a generated electric motor 9 in the orthogonal coordinate system when they are near the q-axis as compared to the d-axis, the d-axis current detection value i _d for the voltage norm V _a correlated, it is higher than the correlation of the q-axis current detection value i _q for the voltage norm V _a. On the other hand, as shown in FIG. 8, when the direction of the voltage V _a generated in the motor 9 is closer to the d axis than the q axis, the correlation of the q axis current detection value i _{q with} the voltage norm V _a is It becomes higher than the correlation of the d-axis current detection value i _d for the voltage norm V _a.

　すなわち、電動機９に生じる電圧の向きがｄ軸に近づくほど、電圧ノルムＶ_aに対するｄ軸電流検出値ｉ_dの相関性が高くなり、電動機９に生じる電圧の向きがｑ軸に近づくほど、電圧ノルムＶ_aに対するｑ軸電流検出値ｉ_qの相関性が高くなる。 That is, the direction of the voltage generated in the electric motor 9 is closer to the d-axis, the higher the correlation of the d-axis current detection value i _d for the voltage norm V _a, the direction of the voltage generated in the electric motor 9 is closer to the q-axis voltage The correlation between the q-axis current detection value i _{q and} the norm V _a becomes high.

　このため、電圧位相制御部２は、電動機９に生じる電圧の向きがｄ軸に近づくほど、ｑ軸電流検出値ｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックし、電動機９に生じる電圧の向きがｑ軸に近づくほど、ｑ軸電流検出値ｉ_qを電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックすることが可能になる。 Therefore, voltage phase control unit 2 feeds back q-axis current detection value _iq to voltage norm command value V _a ^* as the direction of the voltage generated in motor 9 approaches the d axis, and the direction of the voltage generated in motor 9 Becomes closer to the q-axis, the q-axis current detection value _iq can be fed back to the voltage norm command value V _a ^* .

　これにより、図１８Ｂに示したように、電動機９の回転速度が急峻に低下した場合であっても、電圧位相制御の実行中に電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*と電圧ノルムＶ_aとの誤差が過大になるのを抑制することができる。このため、制御の誤差が過大になることに伴う電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*の発散を抑えられるので、電動機９の動作が不安定になるのを回避することができる。 As a result, as shown in FIG. 18B, even when the rotational speed of the motor 9 sharply decreases, the error between the voltage norm command value V _a ^* and the voltage norm V _a during execution of the voltage phase control is It can suppress becoming excessive. For this reason, since the divergence of voltage norm command value V _a ^* accompanying the excessive control error can be suppressed, it is possible to avoid the operation of motor 9 becoming unstable.

　また、本実施形態によれば、電動機９の制御方法において電流ベクトル制御部１は、図１に示したように、電動機９のトルク目標値Ｔ^*に基づいて、電動機９の電流に関するｄ軸目標値及びｑ軸目標値を示すｄ軸電流目標値ｉ_d ^*及びｑ軸電流目標値ｉ_q ^*を演算する。 Further, according to the present embodiment, in the control method of the motor 9, as shown in FIG. 1, the d-axis target regarding the current of the motor 9 is calculated based on the torque target value T ^* of the motor 9. A d-axis current target value _id ^* indicating a value and a q-axis target value and a q-axis current target value _iq ^* are calculated.

　そして、電圧位相制御部２は、図３に示したように、ｄ軸電流検出値ｉ_dがｄ軸電流目標値ｉ_d ^*に収束するように電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を算出するｄ軸ＦＢ処理と、ｑ軸電流検出値ｉ_qがｑ軸電流目標値ｉ_q ^*に収束するように電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を算出するｑ軸ＦＢ処理とを実行する。さらに電圧位相制御部２の電流ＦＢ制御部２２０は、電圧位相指令値α^*を用いてｄ軸ＦＢ処理及びｑ軸ＦＢ処理のうち一方のＦＢ処理を選択し、選択したＦＢ処理を実行して電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を変更する。 Then, voltage phase control unit 2, as shown in FIG. 3, d-axis d-axis current detection value i _d calculates the voltage norm command value V _a ^* to converge to the d-axis current target value i _d ^* and FB process, q-axis current detection value i _q executes a q-axis FB process of calculating a voltage norm command value V _a ^* to converge to the q-axis current target value i _q ^*. Further, the current FB control unit 220 of the voltage phase control unit 2 selects one of the d-axis FB processing and the q-axis FB processing using the voltage phase command value α ^* , and executes the selected FB processing. The voltage norm command value V _a ^* is changed.

　このように、電動機９に生じる電圧の向きを特定するパラメータとして電圧位相指令値α^*を用いることにより、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qのうち電動機９の電圧ノルムＶ_aに対して相関性の高い電流検出値を的確に選択することができる。したがって、電動機９の低回転領域において電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に対し電動機９の電圧ノルムＶａが過大になるのを抑制することができる。 Thus, by using a voltage phase command value alpha ^* as a parameter for specifying the direction of the voltage generated in the motor 9, the voltage norm V of the motor 9 of the d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q _The current detection value having high correlation to a can be properly selected. Therefore, the voltage norm Va of the electric motor 9 to the voltage norm command value V _a ^* in the low rotation region of the electric motor 9 can be prevented from becoming excessive.

　また、本実施形態によれば、電流ＦＢ制御部２２０におけるｄ軸偏差演算器２２２がｄ軸電流検出値ｉ_dとｄ軸電流目標値ｉ_d ^*との間のｄ軸電流偏差を演算し、ｑ軸偏差演算器２２６がｑ軸電流検出値ｉ_qとｑ軸電流目標値ｉ_q ^*との間のｑ軸電流偏差を演算する。そしてＦＢ選択器２２８は、電圧位相指令値α^*に応じてｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差のうち一方の電流偏差を選択し、ＰＩ制御器２２９は、ＦＢ選択器２２８により選択された電流偏差に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を増減させる。 Further, according to the present embodiment, the d-axis deviation calculator 222 in the current FB control unit 220 calculates the d-axis current deviation between the d-axis current detection value _id and the d-axis current target value _id ^* , The q-axis deviation calculator 226 calculates the q-axis current deviation between the q-axis current detection value _iq and the q-axis current target value _iq ^* . Then, the FB selector 228 selects one of the d-axis current deviation and the q-axis current deviation according to the voltage phase command value α ^* , and the PI controller 229 selects the current selected by the FB selector 228. The voltage norm command value V _a ^* is increased or decreased according to the deviation.

　これにより、ｄ軸ＦＢ処理及びｑ軸ＦＢ処理の各々においてフィードバックするためのＰＩ制御器を設けることなく、ひとつのＰＩ制御器２２９を用いて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックさせることができる。したがって、簡易な構成により、電動機９の電圧ノルムＶ_aに対する相関性の高い電流偏差の変化に応じて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を増減させることができる。 Thus, without providing a PI controller for feedback in each of the d-axis FB processing and a q-axis FB process, one of the PI controller 229 can be fed back to the voltage norm command value V _a ^* using. Thus, with a simple structure, it can increase or decrease the voltage norm command value V _a ^* in accordance with a change in the high current deviation correlated against voltage norm V _a of the motor 9.

　また、本実施形態によれば、電動機９の制御方法において電動機電流検出器８は、電動機９に供給される三相交流電流を検出する。そして座標変換器１２は、電動機電流検出器８により検出された三相交流電流をｑ軸電流検出値ｉ_qに変換し、ｑ軸偏差演算器２２６は、ｑ軸電流検出値の絶対値｜ｉ_q｜とｑ軸電流目標値の絶対値｜ｉ_q ^*｜との絶対値差分であるｑ軸電流偏差を演算する。 Further, according to the present embodiment, in the control method of the motor 9, the motor current detector 8 detects a three-phase alternating current supplied to the motor 9. The coordinate converter 12 converts the three-phase alternating current detected by the motor current detector 8 into a q-axis current detection value _iq , and the q-axis deviation calculator 226 calculates the absolute value | i of the q-axis current detection value. _{A q-} axis current deviation, which is an absolute value difference between _q | and the absolute value | _iq ^* | of the q-axis current target value, is calculated.

　ｑ軸電流検出値ｉ_qと電圧ノルムＶ_aとの相関は、電動機９が力行領域から回生領域へと切り替われば逆転する。そのため、ｑ軸電流に関する検出値ｉ_q及び目標値ｉ_q ^*の絶対値を求める絶対値処理を行うことなく電動機９の力行領域で電流ＦＢ制御部２２０が動作するように構成すると、回生領域ではｑ軸電流検出値ｉ_qの増加に対して電圧ノルムＶ_aが減少してしまう。その結果、電動機９の回転速度が急峻に低下するような状況では、かえって電圧ノルムＶａに対し電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が過大になり、電動機９の動作が不安定になる。 Correlation between the q-axis current detection value i _q and voltage norm V _a is the electric motor 9 is reversed if Kirikaware to regeneration region from power running region. Therefore, if the current FB control unit 220 operates in the power running area of the motor 9 without performing the absolute value processing for obtaining the absolute values of the detection value _iq and the target value _iq ^* regarding the q-axis current, in the regeneration area voltage norm V _a relative increase in the q-axis current detection value i _q is reduced. As a result, in a situation such as the rotational speed of the motor 9 decreases sharply, rather ^* voltage norm command value V _a becomes excessive relative to the voltage norms Va, the operation of the electric motor 9 becomes unstable.

　これに対して、本実施形態ではｑ軸電流に関する検出値及び目標値の絶対値を求めることにより、ｑ軸電流偏差を電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックさせる際に、回生領域及び力行領域のうちいずれの領域であっても電動機９を安定して制御することができる。 In contrast, by the present embodiment for obtaining the absolute value of the detected value and the target value relating to the q-axis current, when feeding back the q-axis current deviation to a voltage norm command value V _a ^*, the regeneration region and powering region The motor 9 can be stably controlled in any of the regions.

　また、本実施形態によれば、ＰＩ制御器２２９において、ｄ軸電流検出値ｉ_d又はｑ軸電流検出値ｉ_qをフィードバックする際の制御ゲインを電動機９の電気角速度ω_reに応じて変更する。これにより、電動機９の回転速度にかかわらず、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*のｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに対する応答速度を的確に調整することができる。 Further, according to this embodiment, the PI controller 229 is changed in accordance with the control gain at the time of feeding back the d-axis current detection value i _d or q-axis current detection value i _q to the electrical angular velocity omega _re of the motor 9 . Thus, regardless of the rotational speed of the electric motor 9 can accurately adjust the response speed to the voltage norm command value V _a ^* of the d-axis current detection value i _d and the q-axis current detection value i _q.

　また、本実施形態によれば、ＰＩ制御器２２９において、ｑ軸電流検出値ｉ_qをフィードバックする際の制御ゲインの定数Ｌ_qは、ｄ軸電流検出値ｉ_dをフィードバックする際の制御ゲインの定数Ｌ_dに対して異なる値に設定される。 Further, according to this embodiment, the PI controller 229, a constant L _q of the control gain when feedback q-axis current detection value i _q is the control gain when feedback d-axis current detection value i _d The constant L _d is set to a different value.

　ｄ軸電流検出値ｉ_dにより生じる電流磁束は、図６に示したようにｄ軸インダクタンスＬ_dに依存し、ｑ軸電流検出値ｉ_qにより生じる電流磁束は、ｑ軸インダクタンスＬ_qに依存する。特にＩＰＭ型電動機においては、ｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qとの差異が大きくなる。 current magnetic flux generated by the d-axis current detection value i _d is dependent on the d-axis inductance L _d as shown in FIG. 6, the current magnetic flux generated by the q-axis current detection value i _q depends on the q-axis inductance L _q . Particularly in the IPM type motor, the difference between the d-axis inductance L _d and q-axis inductance L _q is larger.

　このため、ｄ軸インダクタンスＬ_d及びｑ軸インダクタンスＬ_qを考慮したうえでｄ軸ＦＢ処理の制御ゲインに対してｑ軸ＦＢ処理の制御ゲインを異なる値に設定する。これにより、ｄ軸ＦＢ処理及びｑ軸ＦＢ制御の両者において同等の応答速度を確保することができる。 Therefore, the control gain of the q-axis FB process is set to a different value with respect to the control gain of the d-axis FB process after taking into consideration the d-axis inductance L _d and the q-axis inductance L _q . Thereby, the same response speed can be secured in both the d-axis FB processing and the q-axis FB control.

　また、本実施形態によれば、ＰＩ制御器２２９は、図５に示したように、ｄ軸電流偏差又はｑ軸電流偏差を電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックする際に積分器９７により積分処理を実行する。そしてノルム制限器２４０は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が所定の上限値Ｖ_{a_max}を上回る場合には、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を上限値Ｖ_{a_max}に制限するとともに、ＰＩ制御器２２９は、積分器９７による積分処理を停止する。 Further, according to the present embodiment, as shown in FIG. 5, PI controller 229 integrates with integrator 97 when feeding back d-axis current deviation or q-axis current deviation to voltage norm command value V _a ^*. Execute the process The norm restrictor 240, along with the voltage norm command value V _a ^* if above a predetermined upper limit value V _{a_max} limits the voltage norm command value V _a ^* to the upper limit value V _{a_max,} PI controller 229, The integration process by the integrator 97 is stopped.

　または、ノルム制限器２４０は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を上限値Ｖ_{a_max}に制限するとともに、ＰＩ制御器２２９は、図１０に示したように、所定のアンチワインドアップ処理を実行する。アンチワインドアップ処理とは、ノルム制限器２４０によって制限される前の電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が上限値Ｖ_{a_max}と一致するよう、積分器９７の入出力バッファに保持された積分値（前回値）を更新する処理のことをいう。 Or norm limiter 240 serves to limit the voltage norm command value V _a ^* to the upper limit value V _{a_max,} PI controller 229, as shown in FIG. 10, executes a predetermined anti-windup processing. The anti-windup processing, so that the ^* previous voltage norm command value V _a is limited by the norm limiter 240 matches the upper limit value V _{a_max,} the integrator held integral value to output buffer 97 (previous value Process of updating).

　このように、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に対してノルム制限器２４０により上限値Ｖ_{a_max}に制限するリミット処理が実行されるときには、ＰＩ制御器２２９によりアンチワインドアップ処理が実行される。 As described above, when limit processing for limiting the voltage norm command value V _a ^* to the upper limit value V a — _max is performed by the norm limiter 240, the anti-windup processing is performed by the PI controller 229.

　これにより、電動機９の高速回転領域では、図３に示した電圧位相制御部２の構成から、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*を固定してトルク推定値Ｔ_estを電圧位相指令値α^*にフィードバックする他の構成に切り替えるような制御構成であっても電圧位相制御中に２つの構成をシームレスに切り替えることができる。 Thus, in the high speed region of the motor 9, feedback from the configuration of the voltage phase control unit 2 shown in FIG. 3, the torque estimate T _est fixed voltage norm command value V _a ^* to the voltage phase command value alpha ^* Even in a control configuration in which switching is performed to another configuration, the two configurations can be seamlessly switched during voltage phase control.

　また、本実施形態によれば、制御モード判定器１４０は、電圧位相制御の実行中に、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に相関のある相関パラメータ又は電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}を下回るときには、電動機９の制御を電流ベクトル制御に切り替える。 Further, according to the present embodiment, the control mode determination unit 140 determines that the correlation parameter or voltage norm command value V _a ^* having _a correlation with the voltage norm command value V _a ^* during execution of the voltage phase control has a first norm threshold value. When V _{a_th1} is _less than, control of the motor 9 is switched to current vector control.

　本実施形態の電圧位相制御では、図１８Ｂに示したように、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が電動機９の電圧ノルムＶ_aに追従するので、電動機９に供給される電圧の過変調による電圧歪みが小さく、かつ、高調波電流が小さい動作領域に第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}を設定することが可能となる。これにより、切替え判定用の電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*又はこれと相関のあるパラメータに含まれるノイズ成分が小さくなる。 In the voltage phase control of the present embodiment, as shown in FIG. 18B, the voltage norm command value V _a ^* follows the voltage norm V _a of the motor 9, so voltage distortion due to overmodulation of the voltage supplied to the motor 9 It is possible to set the first norm threshold value _{Va_th1} in an operation area where the harmonic current is small and the harmonic current is small. As a result, the noise component included in the voltage norm command value V _a ^* for switching determination or a parameter correlated therewith is reduced.

　このため、ノイズ成分を除去する平均化処理フィルタ１３４及び１３５を省略したり、平均化処理フィルタ１３４及び１３５の時定数を小さくしたりできるので、制御切替えの遅れを短くすることができる。したがって、電動機９の負荷が急変した場合であっても、電動機９の回転速度が電圧位相制御の許容範囲を超えて電圧位相制御が実行されるのを抑制することができ、電動機９に対する過電流の発生を抑制することができる。 Therefore, the averaging

processing filters

134 and 135 for removing noise components can be omitted, and the time constants of the averaging

processing filters

134 and 135 can be reduced, so that the delay in control switching can be shortened. Therefore, even when the load of the motor 9 changes suddenly, it is possible to suppress that the rotational speed of the motor 9 exceeds the allowable range of voltage phase control and voltage phase control is performed, and the overcurrent to the motor 9 Can be suppressed.

　例えば、上述の相関パラメータとしては、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に平均化処理を施した平均化処理値、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*及びｖ_{q_fin} ^*で特定される電圧指令ベクトルのノルム成分、及び、このノルム成分の平均化処理値Ｖ_{a_fin_flt} ^*などが挙げられる。あるいは、これらのうち少なくともひとつを相関パラメータとして用いてもよい。そして、第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*の上限値よりも小さな値に設定される。 For example, as a correlation parameter above, the voltage command vector that is specified by the averaging process value subjected to averaging processing in a voltage norm command value V _a ^*, d-axis and q-axis voltage command value _v d_fin ^* and _v q_fin ^* And an averaged value _{Va_fin_flt} ^* of the norm component. Alternatively, at least one of these may be used as a correlation parameter. The first norm threshold V _{A_th1} is set to a value smaller than the upper limit value of the voltage norm command value V _a ^*.

　また、本実施形態によれば、制御モード判定器１４０は、電動機９の電流成分にひとつであるｄ軸電流検出値ｉ_d又はこの平均化処理値が所定の電流閾値ｉ_{d_th} ^*を上回る場合には、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替える。これにより、電動機９の負荷が急変したことを検出することが可能になるので、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替えの際に電動機９に与える影響を抑制することが可能になる。 Further, according to this embodiment, the control mode determiner 140, if it is one current component of the electric motor 9 d-axis current detection value i _d or this averaging process value exceeds the ^* predetermined current threshold i _{D_TH} Switches from voltage phase control to current vector control. This makes it possible to detect that the load of the motor 9 has suddenly changed, so that it is possible to suppress the influence on the motor 9 when switching from voltage phase control to current vector control.

　また、本実施形態によれば、所定の電流閾値ｉ_{d_th} ^*は、電流ベクトル制御のｄ軸電流目標値ｉ_d ^*又はこの平均化処理値に設定される。これにより、電流成分の検出値が目標値に対して追従しているか否かを判断することが可能になる。このため、目標値が急峻に変化した際に検出値の追従が遅くなるようなシーンを特定することが可能になるので、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替えに伴う電動機９の供給電流又はトルクの急変を抑制することができる。 Further, according to this embodiment, ^* the predetermined current threshold value i _{D_TH,} is set to d-axis current target value i _d ^*, or the averaging process value of the current vector control. This makes it possible to determine whether the detected value of the current component follows the target value. For this reason, it is possible to specify a scene in which the tracking of the detected value is delayed when the target value changes sharply, so that the supplied current of the motor 9 or the accompanying change from voltage phase control to current vector control Sudden changes in torque can be suppressed.

　また、本実施形態によれば、制御モード判定器１４０は、電流ベクトル制御の実行中に、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値ｖ_{d_fin} ^*及びｖ_{q_fin} ^*で特定される電圧指令ベクトルのノルム成分が第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}を上回るときには、電圧位相制御に切り替える。そして第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}は、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*の上限値Ｖ_{a_max}よりも小さく、かつ、第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}よりも大きい特定の電圧閾値に設定される。 Further, according to the present embodiment, the control mode determination unit 140 determines the norm component of the voltage command vector specified by the voltage command values _{vd_fin} ^* and _{vq_fin} ^* of the d axis and the q axis during the execution of the current vector control. _Switches to voltage phase control when it exceeds the second norm threshold V a — th 2. The second norm threshold V _{A_th2} is smaller than the upper limit value V _{a_max} voltage norm command value V _a ^*, and is set to a particular voltage threshold greater than the first norm threshold _V a_th1.

　本実施形態の電圧位相制御では、図１８Ｂに示したように、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が電動機９の電圧ノルムＶ_aに追従する。このため、電圧位相制御と電流ベクトル制御との間の切替えにおいて、第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}に対してヒステリシスを持たせつつ、過変調による電圧歪みが小さく、かつ、高調波電流が小さい動作領域に第２ノルム閾値Ｖ_{a_th2}を設定することが可能となる。これにより、切替え判定用の電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*又はこれと相関のあるパラメータに含まれるノイズ成分が小さくなるので切替え判定の遅れを抑制することができるとともに、チャタリングの発生を抑制することができる。 Voltage phase control of the present embodiment, as shown in FIG. 18B, ^* voltage norm command value V _a follows the voltage norm V _a of the motor 9. Therefore, in switching between the voltage phase control and the current vector control, while a hysteresis with respect to the first norm threshold V _{A_th1,} small voltage distortion due to overmodulation, and the harmonic current is small operation region It is possible to set the second norm threshold value _{Va_th2} . As a result, since the noise component included in voltage norm command value V _a ^* for switching determination or a parameter correlated therewith becomes small, delay in switching determination can be suppressed, and the occurrence of chattering can be suppressed. it can.

　また、本実施形態によれば、制御モード判定器１４０は、電圧位相制御の実行中に、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*が第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}を下回るとき、又は電動機９の回転速度検出値Ｎが回転速度閾値Ｎ_thを下回るときには、電動機９の供給電力を抑制する保護制御に切り替える。第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}は、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えるための第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}よりも小さい第１閾値であり、回転速度閾値Ｎ_thは、第２閾値である。 Further, according to this embodiment, the control mode determiner 140, during execution of the voltage phase control, when the voltage norm command value V _a ^* below the third norm threshold V _{A_th3,} or rotational speed detection value of the motor 9 When N falls below the rotation speed threshold value N _th , the control is switched to protection control for suppressing the power supplied to the motor 9. Third norm threshold V _{A_th3} is a first threshold value smaller than the first norm threshold V _{A_th1} for switching from the voltage phase control to the current vector control, the rotational speed threshold value N _th is the second threshold value.

　このように、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が電動機９の正常動作で想定される値よりも低下した場合には、判定用パラメータの平均化処理に起因する判定遅れに対して許容できない電動機９の負荷変動が起きた可能性がある。そのため、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*又は電動機９の回転速度が想定よりも低下した場合に、速やかに電動機９を保護する制御に移行することができる。 As described above, when the averaging processing value for the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 is lower than the value assumed in the normal operation of the motor 9, the determination processing is caused by the averaging processing of the parameters. The load fluctuation of the motor 9 may have occurred due to the judgment delay. Therefore, when the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 is lower than expected, it is possible to shift to control for protecting the motor 9 promptly.

　また、本実施形態によれば、制御切替器３は、電動機９の保護制御として、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値をゼロに設定する、又は、電動機に設けられた各相の電源線を短絡する。これにより、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*又は電動機９の回転速度が想定よりも低下した場合には、電動機電流検出器８の故障など、何らかの異常が起きた可能性がある。このため、電動機９への通電を速やかに停止することにより、電動機９の耐久性を超えるようなトルクが発生するという事態を回避することができる。 Further, according to the present embodiment, the control switch 3 sets the d-axis and q-axis voltage command values to zero as protection control of the motor 9, or the power supply line of each phase provided in the motor. Short circuit. Thereby, when the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 is lower than expected, there may be some abnormality such as a failure of the motor current detector 8. Therefore, it is possible to avoid the occurrence of a torque that exceeds the durability of the motor 9 by stopping the energization of the motor 9 promptly.

　なお、第１実施形態では電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が正常動作時に想定される値よりも低下した場合には電圧位相制御から保護制御に遷移した。しかしながら、制御装置１００として厳しいフェールセーフが要求される場合は、電動機９が想定外の動作をしたときに電動機９を完全に停止することを優先することも考えられる。 In the first embodiment, when the averaging processing value for the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 is lower than the value assumed during normal operation, transition from voltage phase control to protection control is made. However, when strict fail-safe is required for the control device 100, it may be considered to give priority to completely stopping the motor 9 when the motor 9 performs an unexpected operation.

（第２実施形態）
　そこで次の実施形態では、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が正常動作時に想定される値よりも低下した場合に、保護制御のひとつとして電動機９を停止する停止制御を実行する例について図１９を参照して説明する。 Second Embodiment
Therefore, in the next embodiment, the motor 9 is stopped as one of the protection control when the averaging processing value regarding the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 is lower than the value assumed during normal operation. An example of executing stop control will be described with reference to FIG.

　図１９は、本発明の第２実施形態における制御モード判定器１４０による判定手法の一例を示す図である。 FIG. 19 is a diagram showing an example of a determination method by the control mode determination unit 140 in the second embodiment of the present invention.

　図１９に示すように、電圧位相制御の実行中に平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}以下になり、又は、回転速度検出値Ｎの絶対値が回転速度閾値Ｎｔｈを下回ったときに制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が停止制御であると判定する。そして制御モード判定器１４０は、停止制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電動機９の停止制御が実行されて停止シーケンスに移行する。 As shown in FIG. 19, the averaged voltage norm V _{A_fin_flt} during the voltage phase control ^* becomes less third norm threshold V _{A_th3,} or the absolute value of the detected rotational speed N falls below the rotational speed threshold value Nth At this time, the control mode determination unit 140 determines that the control suitable for the motor 9 is the stop control. Then, the control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating the stop control to the control switch 3. As a result, the stop control of the motor 9 is executed, and the process shifts to the stop sequence.

　図２０は、本実施形態における制御切替器３の詳細構成を例示するブロック図である。 FIG. 20 is a block diagram illustrating the detailed configuration of the control switch 3 in the present embodiment.

　本実施形態の制御切替器３は、電圧指令値切替器３１と、出力停止切替器３２とを含む。電圧指令値切替器３１については、図１５に示した構成と同一であるため、構成の説明については省略する。 The control switch 3 of the present embodiment includes a voltage command value switch 31 and an output stop switch 32. The voltage command value switching unit 31 is the same as the configuration shown in FIG. 15, so the description of the configuration will be omitted.

　出力停止切替器３２は、制御モード判定器１４０から停止制御を示す制御モード信号を受信すると、ＰＷＭ変換器５の出力を停止（ＯＦＦ）するゲート信号をＰＷＭ変換器５に出力する。一方、出力停止切替器３２は、電圧位相制御又は電流ベクトル制御を示す制御モード信号を受信すると、ＰＷＭ変換器５の出力を許可（ＯＮ）するゲート信号をＰＷＭ変換器５に出力する。 When receiving the control mode signal indicating the stop control from the control mode determiner 140, the output stop switch 32 outputs a gate signal to the PWM converter 5 to stop (turn off) the output of the PWM converter 5. On the other hand, when receiving the control mode signal indicating voltage phase control or current vector control, the output stop switch 32 outputs, to the PWM converter 5, a gate signal for enabling (turning on) the output of the PWM converter 5.

　このように、電圧位相制御の実行中に電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が想定よりも低下した場合には電圧位相制御から停止制御に遷移させることができる。これにより、電動機９による想定外の動作を検出した場合には、インバータ６に備えられたスイッチング素子のゲート電流が停止するので、電動機９での異常な動作の再発を抑制することができる。 As described above, when the averaging processing value for the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 becomes lower than expected during execution of voltage phase control, transition can be made from voltage phase control to stop control. . As a result, when an unexpected operation of the motor 9 is detected, the gate current of the switching element provided in the inverter 6 is stopped, so that it is possible to suppress the recurrence of the abnormal operation of the motor 9.

　本発明の第２実施形態によれば、出力停止切替器３２は、電動機９の保護制御として、インバータ６に備えられたスイッチング素子のゲート電流を停止する。これにより、電動機９をより確実に保護することができる。 According to the second embodiment of the present invention, the output stop switch 32 stops the gate current of the switching element provided in the inverter 6 as the protection control of the motor 9. Thereby, the motor 9 can be protected more reliably.

　なお、本実施形態では電動機９が想定外な動作をしたときに電動機９を完全に停止する例にいて説明したが、制御装置１００以外の仕組みにより電動機９のフェールセーフが担保されているような場合は電動機９の制御を可能な限り継続させることも考えられる。 In the present embodiment, an example is described in which the motor 9 is completely stopped when the motor 9 performs an unexpected operation, but failsafe of the motor 9 is secured by a mechanism other than the control device 100. In this case, it is also conceivable to continue control of the motor 9 as much as possible.

（第３実施形態）
　そこで次の実施形態では、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が正常動作で想定される値よりも低下した場合に、保護制御として電流ベクトル制御に切り替える例について図２１を参照して説明する。 Third Embodiment
Therefore, in the next embodiment, when the averaging processing value for voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of motor 9 is lower than the value assumed in normal operation, an example of switching to current vector control as protection control This will be described with reference to FIG.

　図２１は、本発明の第３実施形態における制御モード判定器１４０による判定手法の一例を示す図である。 FIG. 21 is a diagram showing an example of the determination method by the control mode determination unit 140 in the third embodiment of the present invention.

　図２１に示すように、電圧位相制御の実行中に平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}以下になり、又は、回転速度検出値Ｎの絶対値が回転速度閾値Ｎｔｈを下回ったときでも制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が電流ベクトル制御であると判定する。 As shown in FIG. 21, the averaged voltage norm V _{A_fin_flt} during the voltage phase control ^* becomes less third norm threshold V _{A_th3,} or the absolute value of the detected rotational speed N falls below the rotational speed threshold value Nth Even at this time, the control mode determination unit 140 determines that the control suitable for the motor 9 is current vector control.

　そして制御モード判定器１４０は、電流ベクトル制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*に関する平均化処理値又は電動機９の回転速度が正常動作時に想定される値よりも低下した場合に、強制的に電流ベクトル制御に切り替えられるので、電動機９の制御を継続することができる。 Then, the control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating current vector control to the control switch 3. As a result, when the averaging processing value for the voltage norm command value V _a ^* or the rotational speed of the motor 9 falls below the value assumed during normal operation, the current vector control is forcibly switched, so Control can be continued.

　図２２は、本実施形態における制御切替器３の詳細構成を例示するブロック図である。 FIG. 22 is a block diagram illustrating the detailed configuration of the control switch 3 in the present embodiment.

　本実施形態の制御切替器３は、図１５に示した保護制御のゼロ電圧値の入力が削除されている。このため、制御切替器３は、制御モード判定器１４０から制御モード信号を受信すると、電流ベクトル制御又は電圧位相制御のいずれか一方の電圧指令値を出力する。 In the control switch 3 of this embodiment, the input of the zero voltage value of the protection control shown in FIG. 15 is deleted. Therefore, when receiving the control mode signal from the control mode determination unit 140, the control switch 3 outputs one of voltage command values of current vector control or voltage phase control.

　本発明の第３実施形態によれば、制御モード判定器１４０は、電圧位相制御の実行中に平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第３ノルム閾値Ｖ_{a_th3}以下になり、又は、回転速度検出値Ｎの絶対値が回転速度閾値Ｎｔｈを下回ったときに、電流ベクトル制御に切り替えられる。これにより、電動機９が想定外の動作をしている場合であっても、電動機９の制御を可能な限り継続させることができる。 According to the third embodiment of the present invention, the control mode determiner 140, averaging voltage norm V _{A_fin_flt} during the voltage phase control ^* becomes less third norm threshold V _{A_th3,} or rotational speed detection value N When the absolute value of V falls below the rotation speed threshold Nth, the control is switched to current vector control. Thereby, even when the motor 9 is operating unexpectedly, control of the motor 9 can be continued as much as possible.

（第４実施形態）
　図２３は、本発明の第４実施形態における電動機９の制御装置１１０の構成例を示す図である。 Fourth Embodiment
FIG. 23 is a view showing a configuration example of a control device 110 of the motor 9 in the fourth embodiment of the present invention.

　本実施形態の制御装置１１０では、図１に示した制御装置１００の電流ベクトル制御部１から、ｄ軸目標電流ｉ_dが切替判定部１３に供給されているのに対してｑ軸目標電流ｉ_qが切替判定部１３に供給されている点が異なる。他の構成については制御装置１００と同じ構成である。 In the control device 110 of the present embodiment, the d-axis target current _id is supplied to the switching determination unit 13 from the current vector control unit 1 of the control device 100 shown in FIG. _The difference is that _q is supplied to the switching determination unit 13. The other configuration is the same as that of the control device 100.

　図２４は、本実施形態における切替判定部１３の構成の一例を示すブロック図である。 FIG. 24 is a block diagram showing an example of the configuration of the switching determination unit 13 in the present embodiment.

　本実施形態の切替判定部１３は、図１２に示した構成に加えて、絶対値演算器１４１及び１４２を備える。他の構成については、図１２に示した構成と同様であるため、ここでの説明を省略する。 The switching determination unit 13 of the present embodiment includes

absolute value calculators

141 and 142 in addition to the configuration shown in FIG. The other configuration is the same as the configuration shown in FIG. 12, and thus the description thereof is omitted here.

　本実施形態においては、ノイズ処理フィルタ１３７がｑ軸電流検出値ｉ_qに対してノイズカット処理を施し、参照電流フィルタ１３８がｑ軸電流目標値ｉ_q ^*に対して電動機９の応答遅れを模擬するフィルタ処理を施す。 In this embodiment, subjected to a noise cut process noise processing filter 137 relative to the q-axis current detection value i _q, simulates the response delay of the motor 9 reference current filter 138 with respect to ^* q-axis current target value i _q Apply filtering processing.

　絶対値演算器１４１は、ノイズ処理フィルタ１３７により算出された平均化ｑ軸電流値ｉ_{q_flt}に対する絶対値｜ｉ_{q_flt}｜を演算する。 The absolute value calculator 141 calculates an absolute value | _{iq_flt} | for the averaged q-axis current value _{iq_flt} calculated by the noise processing filter 137.

　絶対値演算器１４２は、電流閾値演算器１３９により算出されたｑ軸電流閾値ｉ_{q_th} ^*に対する絶対値｜ｉ_{q_th} ^*｜を演算する。 The absolute value calculator 142 calculates an absolute value | _{iq_th} ^* | for the q-axis current threshold _{iq_th} ^* calculated by the current threshold calculator 139.

　制御モード判定器１４０は、平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*と、平均化ｑ軸電流値の絶対値｜ｉ_{q_flt}｜とに基づいて、電流ベクトル制御と電圧位相制御と保護制御との間で電動機９の制御を切り替える。 Control mode discriminator 140 performs motor 9 between current vector control and voltage phase control and protection control based on averaged voltage norm V _{a_fin_flt} ^* and the absolute value of averaged q-axis current value | i _{q_flt} |. Switch control of

　制御モード判定器１４０は、電動機９の電流検出値が電流目標値近傍に達していることを確認することにより、電圧位相制御から電流位相制御へ切り替えるべきか否かを判断する。切替え判定に用いられるｑ軸電流に関する検出値ｉ_q及び目標値ｉ_q ^*は、電動機９の回生領域と力行領域とで符号が反対になるため、切替判定部１３に絶対値演算器１４１及び１４２が備えられている。 The control mode determination unit 140 determines whether or not to switch from voltage phase control to current phase control by confirming that the current detection value of the motor 9 has reached the vicinity of the current target value. The detection value _iq and the target value i _q ^* related to the q-axis current used for the switching determination have opposite signs in the regeneration region and the power running region of the motor 9. Is equipped.

　このように、ｑ軸電流に関する検出値ｉ_q及び目標値ｉ_q ^*に対して絶対値を取ることにより、ｑ軸電流を用いても制御切替えの判定を行うことができる。なお、ｑ軸電流だけでなくｄ軸電流の両者を用いても制御切替えの判定を行うことができる。 As described above, by taking the absolute values of the detection value _iq and the target value _iq ^* regarding the q-axis current, the control switching can be determined even using the q-axis current. The determination of control switching can be performed by using both the d-axis current as well as the q-axis current.

　図２５は、本実施形態における制御モード判定器１４０による判定手法の一例を示す図である。 FIG. 25 is a diagram showing an example of a determination method by the control mode determination unit 140 in the present embodiment.

　本実施形態では、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替え条件が図１４に示した切替え条件と異なるため、この条件についてのみ説明する。なお、本実施形態の他の条件については、図１４に示した切替え条件と同じである。 In this embodiment, since the switching condition from voltage phase control to current vector control is different from the switching condition shown in FIG. 14, only this condition will be described. The other conditions of the present embodiment are the same as the switching conditions shown in FIG.

　図２５に示すように、電圧位相制御の実行中において平均化電圧ノルムＶ_{a_fin_flt} ^*が第１ノルム閾値Ｖ_{a_th1}以下になり、かつ、平均化ｑ軸電流値の絶対値｜ｉ_{q_flt}｜がｑ軸電流閾値｜ｉ_{q_th} ^*｜以上になったときに制御モード判定器１４０は、電動機９に適した制御が電流ベクトル制御であると判定する。そして制御モード判定器１４０は、電流ベクトル制御を示す制御モード信号を制御切替器３に出力する。これにより、電動機９の制御は、電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切り替えられる。 As shown in FIG. 25, during execution of voltage phase control, the averaging voltage norm _{Va_fin_flt} ^* becomes equal to or less than the first norm threshold value _{Va_th1} , and the absolute value | _{iq_flt} | of the averaging q-axis current value is the q axis When the current threshold value | i _q — th ^* | is exceeded, the control mode determination unit 140 determines that the control suitable for the motor 9 is current vector control. Then, the control mode determination unit 140 outputs a control mode signal indicating current vector control to the control switch 3. Thereby, control of the motor 9 is switched from voltage phase control to current vector control.

　本発明の第４実施形態によれば、制御切替器３は、電動機９の電流成分のひとつであるｑ軸電流検出値ｉ_qの平均化処理値の絶対値｜ｉ_{q_flt}｜又はｑ軸電流検出値の絶対値｜ｉ_q｜が所定の電流閾値であるｑ軸電流閾値｜ｉ_{q_th} ^*｜を上回る場合には、電圧位相制御から電流ベクトル制御に切り替える。ｑ軸電流閾値｜ｉ_{q_th} ^*｜は、電流ベクトル制御のｑ軸電流目標値ｉ_q ^*の絶対値又はｑ軸電流目標値の平均化処理値ｉ_{q_ref} ^*の絶対値である。 According to the fourth embodiment of the present invention, the control switch 3, the absolute value of the averaging process value of which is one of the current components of the electric motor 9 q-axis current detection value _i _q | i q_flt | or q-axis current detection absolute value | i _q | is the q-axis current threshold is a predetermined current threshold _| ^* i q_th | when exceeding switches the current vector control from voltage phase control. q-axis current threshold _| i q_th ^* | is the averaging process value _i q_ref ^* of the absolute value of the absolute value or the q-axis current target value of the current vector control q-axis current target value i _q ^*.

　このように、ｑ軸電流に関する検出値ｉ_q及び目標値ｉ_q ^*に対して絶対値を取ることにより、電動機９の動作点が目標値近傍に達しているか否かを判断することが可能になる。 Thus, it is possible to determine whether the operating point of the motor 9 has reached near the target value by taking absolute values with respect to the detected value _iq and the target value _iq ^* regarding the q-axis current Become.

　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。 As mentioned above, although the embodiment of the present invention was described, the above-mentioned embodiment showed only a part of application example of the present invention, and in the meaning of limiting the technical scope of the present invention to the concrete composition of the above-mentioned embodiment. Absent. Moreover, the said embodiment can be combined suitably.

　例えば、図６に示したように、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qの両者を用いて電圧ノルム指令値Ｖ_a ^*にフィードバックするようにしてもよい。この場合には、例えば、電圧位相指令値α^*が９０°近傍にあるときに、ｄ軸電流フィードバックの制御ゲインを小さくし、ｑ軸電流フィードバックの制御ゲインを大きくする。 For example, as shown in FIG. 6, it may be fed back to the voltage norm command value V _a ^* using both d-axis current i _d and the q-axis current i _q. In this case, for example, when the voltage phase command value α ^* is near 90 °, the control gain of the d-axis current feedback is reduced and the control gain of the q-axis current feedback is increased.

Claims

　電動機の作動状態に応じて前記電動機の供給電力を制御する電流ベクトル制御及び電圧位相制御のうちいずれか一つの制御を実行する制御方法であって、
　前記電動機に対する供給電圧の大きさを示す電圧ノルム指令値と、当該供給電圧の位相を示す電圧位相指令値とに基づいて、前記電圧位相制御の電圧指令値を演算する電圧位相制御ステップを含み、
　前記電圧位相制御ステップは、前記電動機に生じる電圧の向きに応じて、前記電動機に供給される電流のｄ軸成分及びｑ軸成分のうち少なくとも一方の電流成分を前記電圧ノルム指令値にフィードバックする、
電動機の制御方法。 A control method for executing any one control of current vector control and voltage phase control for controlling the supplied power of the motor according to the operating state of the motor,
The voltage phase control step of calculating the voltage command value of the voltage phase control based on the voltage norm command value indicating the magnitude of the supply voltage to the motor and the voltage phase command value indicating the phase of the supply voltage,
The voltage phase control step feeds back at least one of the d-axis component and the q-axis component of the current supplied to the motor to the voltage norm command value according to the direction of the voltage generated in the motor.
Motor control method.
　請求項１に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電動機のトルク目標値に基づいて、前記電動機の電流に関するｄ軸目標値及びｑ軸目標値を演算する目標電流演算ステップをさらに含み、
　前記電圧位相制御ステップは、
　前記電流のｄ軸成分が前記ｄ軸目標値に収束するように前記電圧ノルム指令値を算出するｄ軸ＦＢステップと、
　前記電流のｑ軸成分が前記ｑ軸目標値に収束するように前記電圧ノルム指令値を算出するｑ軸ＦＢステップと、
　前記電圧位相指令値を用いて前記ｄ軸ＦＢステップ及び前記ｑ軸ＦＢステップのうち一方のステップを選択し、前記選択したステップを実行することにより前記電圧ノルム指令値を変更するノルム変更ステップと、を含む、
電動機の制御方法。 The control method of the motor according to claim 1, wherein
The method further includes a target current calculation step of calculating a d-axis target value and a q-axis target value related to the current of the motor based on the torque target value of the motor.
The voltage phase control step is
A d-axis FB step of calculating the voltage norm command value such that the d-axis component of the current converges on the d-axis target value;
Q axis FB step of calculating the voltage norm command value such that the q axis component of the current converges on the q axis target value;
A norm change step of changing the voltage norm command value by selecting one of the d-axis FB step and the q-axis FB step using the voltage phase command value and executing the selected step; including,
Motor control method.
　請求項２に記載の電動機の制御方法であって、
　前記ｄ軸ＦＢステップは、前記電流のｄ軸成分と前記ｄ軸目標値との間のｄ軸偏差を演算し、
　前記ｑ軸ＦＢステップは、前記電流のｑ軸成分と前記ｑ軸目標値との間のｑ軸偏差を演算し、
　前記ノルム変更ステップは、前記電圧位相指令値に応じて前記ｄ軸偏差及び前記ｑ軸偏差のうち一方の電流偏差を選択し、前記選択した電流偏差に応じて前記電圧ノルム指令値を増減する、
電動機の制御方法。 The control method of the motor according to claim 2,
The d-axis FB step calculates a d-axis deviation between the d-axis component of the current and the d-axis target value,
The q-axis FB step calculates a q-axis deviation between the q-axis component of the current and the q-axis target value,
The norm changing step selects one of the d-axis deviation and the q-axis deviation according to the voltage phase command value, and increases or decreases the voltage norm command value according to the selected current deviation.
Motor control method.
　請求項３に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電動機に供給される電流を検出する検出ステップをさらに含み、
　前記ｑ軸ＦＢステップは、前記検出した電流のｑ軸成分の絶対値と前記ｑ軸目標値との差分を前記ｑ軸偏差として演算する、
電動機の制御方法。 The control method of the motor according to claim 3,
The method further comprising: detecting a current supplied to the motor;
The q-axis FB step calculates the difference between the absolute value of the q-axis component of the detected current and the q-axis target value as the q-axis deviation.
Motor control method.
　請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電圧位相制御ステップは、前記電流のｄ軸成分又はｑ軸成分をフィードバックする際の制御ゲインを前記電動機の電気角速度に応じて変更する、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 1 to 4, wherein
The voltage phase control step changes a control gain at the time of feeding back the d-axis component or the q-axis component of the current according to the electric angular velocity of the motor.
Motor control method.
　請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電圧位相制御ステップは、前記電流のｄ軸成分をフィードバックする際の制御ゲインに対して、前記電流のｑ軸成分をフィードバックする際の制御ゲインを異なる値に設定する、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 1 to 5, wherein
The voltage phase control step sets the control gain at the time of feeding back the q-axis component of the current to a different value from the control gain at the time of feeding back the d-axis component of the current.
Motor control method.
　請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電圧位相制御ステップは、
　前記電圧ノルム指令値が所定の上限値を上回る場合には、当該電圧ノルム指令値を前記所定の上限値に設定するとともに、
　前記電流成分を前記電圧ノルム指令値にフィードバックする際に実行される積分処理を停止する、又は当該フィードバックする際に所定のアンチワインドアップ処理を実行する、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 1 to 6, wherein
The voltage phase control step is
When the voltage norm command value exceeds a predetermined upper limit, the voltage norm command value is set to the predetermined upper limit.
Stopping an integration process performed when the current component is fed back to the voltage norm command value, or performing a predetermined anti-windup process when the feedback is performed;
Motor control method.
　請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記電動機の制御が前記電流ベクトル制御から前記電圧位相制御に切り替えられた場合において、前記電圧ノルム指令値に相関のあるパラメータ又は前記電圧ノルム指令値が所定の電圧閾値を下回るときには、前記電動機の制御を前記電流ベクトル制御に切り替える切替ステップをさらに含む、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 1 to 7, wherein
When the control of the motor is switched from the current vector control to the voltage phase control, the control of the motor is performed when the parameter correlated with the voltage norm command value or the voltage norm command value falls below a predetermined voltage threshold. And switching the current vector control to the current vector control,
Motor control method.
　請求項８に記載の電動機の制御方法であって、
　前記相関のあるパラメータは、前記電圧ノルム指令値に対して平均化処理を施した値、前記電圧指令値のノルム成分、及び、前記電圧指令値のノルム成分に対して平均化処理を施した値のうち少なくとも１つを含み、
　前記所定の電圧閾値は、前記電圧ノルム指令値の上限値よりも小さな値である、
電動機の制御方法。 The control method of the motor according to claim 8,
The correlated parameters are a value obtained by averaging the voltage norm command value, a norm component of the voltage command value, and a value obtained by averaging the norm component of the voltage command value. At least one of
The predetermined voltage threshold is a value smaller than an upper limit value of the voltage norm command value.
Motor control method.
　請求項８又は請求項９に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電流成分に対して平均化処理を施した値又は前記電流成分が所定の電流閾値を上回る場合には、前記電圧位相制御から前記電流ベクトル制御に切り替える、
電動機の制御方法。 The control method of the electric motor according to claim 8 or 9.
The switching step switches the voltage phase control to the current vector control when a value obtained by averaging the current component or the current component exceeds a predetermined current threshold.
Motor control method.
　請求項１０に記載の電動機の制御方法であって、
　前記所定の電流閾値は、
　前記電流成分が前記ｄ軸成分である場合には、前記電流ベクトル制御のｄ軸目標値又は当該ｄ軸目標値に対して平均化処理を施した値であり、
　前記電流成分が前記ｑ軸成分である場合には、前記電流ベクトル制御のｑ軸目標値又は当該ｑ軸目標値に対して平均化処理を施した値である、
電動機の制御方法。 The control method of a motor according to claim 10, wherein
The predetermined current threshold is
When the current component is the d-axis component, it is a d-axis target value of the current vector control or a value obtained by performing averaging processing on the d-axis target value,
When the current component is the q-axis component, the current vector control q-axis target value or the q-axis target value is an averaged value.
Motor control method.
　請求項８から請求項１１までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電流ベクトル制御により前記電動機の制御が行われている場合において、前記電圧指令値のノルム成分が特定の電圧閾値を上回るときには、前記電動機の制御を前記電圧位相制御に切り替え、
　前記特定の電圧閾値は、前記電圧ノルム指令値の上限値よりも小さく、かつ、前記所定の電圧閾値よりも大きい値に設定される、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 8 to 11, wherein
The switching step switches control of the motor to the voltage phase control when a norm component of the voltage command value exceeds a specific voltage threshold when control of the motor is performed by the current vector control.
The specific voltage threshold is set to a value smaller than the upper limit value of the voltage norm command value and larger than the predetermined voltage threshold.
Motor control method.
　請求項８から請求項１２までのいずれか１項に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電動機の制御が前記電流ベクトル制御から前記電圧位相制御に切り替えられた場合において、前記電圧ノルム指令値が所定の電圧閾値よりも小さい第１閾値を下回るとき又は前記電動機の回転速度が第２閾値を下回るときには、前記電動機の制御を前記電動機の供給電力を抑制する保護制御に切り替える、
電動機の制御方法。 A control method of a motor according to any one of claims 8 to 12, wherein
In the switching step, when the control of the motor is switched from the current vector control to the voltage phase control, the voltage norm command value falls below a first threshold smaller than a predetermined voltage threshold or rotation of the motor When the speed falls below a second threshold, the control of the motor is switched to protection control that suppresses the power supplied to the motor.
Motor control method.
　請求項１３に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電動機の保護制御として、前記電圧指令値をゼロに設定する、又は、前記電動機に設けられた各相の電源線を短絡する、
電動機の制御方法。 The control method of an electric motor according to claim 13.
In the switching step, the voltage command value is set to zero or the power supply line of each phase provided in the motor is short-circuited as protection control of the motor.
Motor control method.
　請求項１３に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電動機の保護制御として、前記電動機に交流電力を供給するインバータに備えられたスイッチング素子のゲート電流を停止する、
電動機の制御方法。 The control method of an electric motor according to claim 13.
In the switching step, as protection control of the motor, a gate current of a switching element provided in an inverter for supplying AC power to the motor is stopped.
Motor control method.
　請求項１３に記載の電動機の制御方法であって、
　前記切替ステップは、前記電動機の保護制御として、前記電圧位相制御から前記電流ベクトル制御に切り替える、
電動機の制御方法。 The control method of an electric motor according to claim 13.
The switching step switches from the voltage phase control to the current vector control as protection control of the motor.
Motor control method.
　電動機の作動状態に応じて前記電動機の供給電力を制御する電流ベクトル制御及び電圧位相制御のうちいずれか一つの制御を実行する制御装置であって、
　前記電動機の電圧指令値に基づいて前記電動機に交流電力を供給するインバータと、
　前記インバータから前記電動機に供給される電流を検出するセンサと、
　前記電動機の供給電圧の大きさを示す電圧ノルム指令値と、当該供給電圧の位相を示す電圧位相指令値とに基づいて、前記電圧位相制御の電圧指令値を演算するコントローラと、を含み、
　前記コントローラは、前記電動機に生じる電圧の向きに応じて、前記センサにより検出された電流のｄ軸及びｑ軸成分のうち少なくとも一方の電流成分を前記電圧ノルム指令値にフィードバックする、
電動機の制御装置。 A control device that executes any one control of current vector control and voltage phase control that controls supplied power of the motor according to the operating state of the motor,
An inverter for supplying AC power to the motor based on a voltage command value of the motor;
A sensor for detecting a current supplied from the inverter to the motor;
A controller that calculates a voltage command value of the voltage phase control based on a voltage norm command value indicating a magnitude of a supply voltage of the motor and a voltage phase command value indicating a phase of the supply voltage;
The controller feeds back at least one of d-axis and q-axis components of the current detected by the sensor to the voltage norm command value according to the direction of voltage generated in the motor.
Motor control device.