WO2019017613A1 - 무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2019017613A1
WO2019017613A1 PCT/KR2018/007471 KR2018007471W WO2019017613A1 WO 2019017613 A1 WO2019017613 A1 WO 2019017613A1 KR 2018007471 W KR2018007471 W KR 2018007471W WO 2019017613 A1 WO2019017613 A1 WO 2019017613A1
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signal
subcarriers
power
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band
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PCT/KR2018/007471
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박은성
천진영
최진수
임동국
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엘지전자 주식회사
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/02—Power saving arrangements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present invention relates to a technique for performing low-power communication in a wireless LAN system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a wakeup packet by applying an OOK scheme in a wireless LAN system.
  • next generation wireless local area network Discussions are under way for the next generation wireless local area network (WLAN).
  • next generation WLAN 1) enhancement of IEEE 802.11 PHY (physical) layer and MAC (medium access control) layer in the 2.4GHz and 5GHz bands, 2) improvement of spectrum efficiency and area throughput throughput, and 3) to improve performance in real indoor and outdoor environments, such as environments where interference sources exist, dense heterogeneous networks, and environments with high user loads.
  • next generation WLAN The environment that is considered mainly in the next generation WLAN is a dense environment with AP (access point) and STA (station), and improvement in spectrum efficiency and area throughput is discussed in this dense environment.
  • next generation WLAN is concerned not only with the indoor environment but also with the actual performance improvement in the outdoor environment which is not considered much in the existing WLAN.
  • next-generation WLAN is interested in scenarios such as wireless office, smart home, stadium, hotspot, and building / apartment, And STA in a dense environment.
  • next generation WLAN improvement of system performance in an overlapping basic service set (OBSS) environment, improvement of outdoor environment performance, and cellular offloading will be actively discussed rather than improvement of single link performance in one basic service set (BSS) It is expected.
  • OBSS overlapping basic service set
  • BSS basic service set
  • the directionality of this next generation WLAN means that the next generation WLAN will have a technology range similar to that of mobile communication. Considering the recent discussions of mobile communication and WLAN technology in the area of small cell and D2D (direct-to-direct) communication, it is expected that the technological and business convergence of next generation WLAN and mobile communication will become more active.
  • the present invention proposes a method and apparatus for transmitting a wakeup packet by applying the OOK scheme in a wireless LAN system.
  • An example of the present disclosure proposes a method and apparatus for transmitting a wakeup packet on a subband in a wireless LAN system.
  • This embodiment is performed in the transmitting apparatus, and the user may correspond to the low power wake up receiver. Further, the transmitting apparatus may correspond to the AP, and the user may correspond to the STA.
  • the on signal can correspond to a signal having an actual power value.
  • An off signal may correspond to a signal that does not have an actual power value.
  • the tone corresponds to a subcarrier, and hereinafter, a combination of a tone and a subcarrier will be described.
  • the transmitting apparatus constitutes a wakeup packet to which an on-off keying (OOK) scheme is applied.
  • OOK on-off keying
  • the transmitting apparatus transmits the wakeup packet to the receiving apparatus through one subband.
  • the configuration of the wakeup packet is as follows.
  • the wakeup packet consists of an on signal or an off signal.
  • the ON signal or the OFF signal is generated by applying a first sequence to 13 consecutive subcarriers in the 20 MHz band and performing 64-point IFFT (Inverse Fast Fourier Transform).
  • the entire band corresponds to the 20 MHz band which is the reference band of the 802.11 system (or the legacy system), and the one partial band can correspond to the 4 MHz band capable of transmitting WUR packets in the 802.11 ba system.
  • the 13 subcarriers may correspond to the one partial band in the 20 MHz band. For example, supposing that 20 MHz is the reference band, even though 64 subcarriers (or bit sequences) can be used, only 13 subcarriers are sampled to perform IFFT, so that 13 subcarriers can support about 4.06 MHz band. However, in this example, the 4.06 MHz band is generalized and reported as a 4 MHz band.
  • the first sequence may have a coefficient of 1 or -1, or may have a coefficient of 1 or -1 except for the DC. That is, a coefficient of 1 or -1 may be inserted into all of the 13 subcarriers (DC may be inserted with a coefficient of 0). Therefore, the ON signal can be allocated power.
  • the power may correspond to a limit that can be allocated to the sub-band in consideration of power regulation.
  • the first sequence may only have a count of zero.
  • the off signal may not be allocated power.
  • the off signal may be more susceptible to interference from adjacent subcarriers.
  • Power is allocated to the remaining subcarriers except for the 13 subcarriers, DC, and guard subcarriers in the 20 MHz band. That is, it is possible to propose a scheme of allocating power not only to signals included in the wakeup packet but also to the remaining subcarriers. At this time, power may not be allocated to the DC and the guard subcarrier.
  • the wakeup packet since only 4 MHz, which is the partial band of 20 MHz, is used when transmitting the wakeup packet, interference occurs in the transmission of the wakeup packet due to the difference in the measured value of the energy level It can be suggested because it can be.
  • the other receiving apparatus which may be the STA supporting the legacy system
  • the power-allocated signal is generated by applying a second sequence to the remaining subcarriers and performing 64-point IFFT. That is, it is possible to transmit a signal (but not meaningful data) to which power is allocated even in a band corresponding to the remaining subcarrier, thereby solving the interference problem from another receiving apparatus.
  • the second sequence may have a coefficient of 1 or -1.
  • Power scaling is performed on all the subcarriers of the 20 MHz band. Thus, not only the one partial band but also the remaining subcarriers can be fully loaded with the power corresponding to the limit considering the power regulation.
  • the power scaling may be performed by multiplying all subcarriers of the 20 MHz band by sqrt (1 / k).
  • K may be the number of subcarriers whose coefficient is not 0 among all the subcarriers of the 20 MHz band.
  • the power scaling may be performed by further multiplying the remaining subcarriers by sqrt (1 / p). Thus, the power allocated to the remaining subcarriers can be lowered.
  • P may be determined in consideration of the influence of the interference on the one partial band and the influence on the energy detection of the other receiving apparatus. P may be a rational number greater than one.
  • the guard subcarrier may include a guard subcarrier located at both ends of the 20 MHz band and a guard subcarrier adjacent to the one subband.
  • the guard subcarriers located at both ends of the 20 MHz band can have six guard subcarriers on the leftmost side and five guard subcarriers on the right side in the 802.11n system and four guard subcarriers on the leftmost side in the 802.11ac system And three guard subcarriers on the rightmost side.
  • guard subcarriers adjacent to the one subband may be further included in the guard subcarrier .
  • the number of guard subcarriers adjacent to the one partial band may be determined based on the order and frequency of the LPF (Low Pass Filter) and the cut-off frequency.
  • guard subcarriers adjacent to the one partial band may be further included in the guard subcarrier even when the wakeup packet is transmitted with the ON signal.
  • the transmitting apparatus can configure the ON signal and the OFF signal to know the power value of the ON signal and the OFF signal first.
  • the receiving apparatus decodes the ON signal and the OFF signal using an envelope detector, thereby reducing power consumed in decoding.
  • a transmission apparatus constructs and transmits a wakeup packet by applying an OOK modulation scheme, so that power consumption can be reduced by using an envelope detector in a wakeup decoding at a receiving apparatus. Therefore, the receiving apparatus can decode the wakeup packet with the minimum power.
  • WLAN wireless local area network
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a PPDU used in the IEEE standard.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of an HE PPDU.
  • Figure 4 is a diagram illustrating a low power wake up receiver in an environment where no data is received.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a low power wake up receiver in an environment in which data is received
  • FIG. 6 shows an example of a wakeup packet structure according to the present embodiment.
  • Fig. 7 shows a signal waveform of the wakeup packet according to the present embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a principle in which power consumption is determined according to a ratio of 1 and 0 of a bit value constituting binary sequence type information using the OOK scheme.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram of a Manchester coding technique according to the present embodiment.
  • FIG. 11 shows various examples of a symbol repetition technique in which n symbols according to the present embodiment are repeated.
  • FIG. 13 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through one band within 20 MHz.
  • FIG. 14 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through four bands within 20 MHz.
  • 15 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through three bands within 20 MHz.
  • FIG. 16 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through two bands within 20 MHz.
  • 17 is a flowchart showing a procedure for transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through one subband.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a wireless device to which the present embodiment is applicable.
  • 19 is a block diagram showing an example of the apparatus included in the processor.
  • WLAN wireless local area network
  • FIG. 1 shows the structure of an infrastructure basic service set (BSS) of Institute of Electrical and Electronic Engineers (IEEE) 802.11.
  • BSS infrastructure basic service set
  • IEEE Institute of Electrical and Electronic Engineers
  • the WLAN system may include one or more infrastructure BSSs 100 and 105 (hereinafter, BSS).
  • BSSs 100 and 105 are a set of APs and STAs such as an access point 125 and an STA1 (station 100-1) capable of successfully synchronizing and communicating with each other.
  • the BSS 105 may include one or more associatable STAs 105-1 and 105-2 in one AP 130.
  • the BSS may include at least one STA, APs 125 and 130 providing a distribution service, and a distribution system (DS) 110 connecting a plurality of APs.
  • DS distribution system
  • the distributed system 110 may implement an extended service set (ESS) 140 that is an extended service set by connecting a plurality of BSSs 100 and 105.
  • ESS 140 may be used to refer to one network in which one or more APs 125 and 230 are connected through a distributed system 110.
  • An AP included in one ESS 140 may have the same service set identification (SSID).
  • a portal 120 may serve as a bridge for performing a connection between a wireless LAN network (IEEE 802.11) and another network (for example, 802.X).
  • IEEE 802.11 IEEE 802.11
  • another network for example, 802.X
  • a network between the APs 125 and 130 and a network between the APs 125 and 130 and the STAs 100-1, 105-1 and 105-2 may be implemented in the BSS as shown in the upper part of FIG. However, it is also possible to establish a network and perform communication between the STAs without the APs 125 and 130.
  • An ad-hoc network or an independent basic service set (IBSS) is defined as a network that establishes a network and establishes communication between STAs without APs 125 and 130.
  • 1 is a conceptual diagram showing IBSS.
  • the IBSS is a BSS operating in an ad-hoc mode. Since IBSS does not include APs, there is no centralized management entity. That is, in the IBSS, the STAs 150-1, 150-2, 150-3, 155-4, and 155-5 are managed in a distributed manner. In the IBSS, all the STAs 150-1, 150-2, 150-3, 155-4, and 155-5 may be mobile STAs, and the access to the distributed system is not allowed, network.
  • the STA is an arbitrary functional medium including a medium access control (MAC) conforming to IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) IEEE 802.11 standard and a physical layer interface for a wireless medium. May be used to mean both an AP and a non-AP STA (Non-AP Station).
  • MAC medium access control
  • IEEE 802.11 Institute of Electrical and Electronics Engineers
  • the STA may be a mobile terminal, a wireless device, a wireless transmit / receive unit (WTRU), a user equipment (UE), a mobile station (MS), a mobile subscriber unit Mobile Subscriber Unit), or simply a user.
  • WTRU wireless transmit / receive unit
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • Mobile Subscriber Unit Mobile Subscriber Unit
  • the term 'user' may be used in various meanings.
  • the term 'user' may be used to mean an STA participating in uplink MU MIMO and / or uplink OFDMA transmission in wireless LAN communication, But is not limited thereto.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a PPDU used in the IEEE standard.
  • PPDU PHY protocol data unit
  • LTF and STF fields included training signals
  • SIG-A and SIG-B included control information for the receiving station
  • the data field included user data corresponding to the PSDU.
  • This embodiment proposes an improved technique for the signal (or control information field) used for the data field of the PPDU.
  • the signal proposed in this embodiment can be applied on the HE PPDU (high efficiency PPDU) according to the IEEE 802.11ax standard. That is, the signal to be improved in this embodiment may be HE-SIG-A and / or HE-SIG-B included in the HE PPDU. Each of HE-SIG-A and HE-SIG-B can also be expressed as SIG-A, SIG-B.
  • the improved signal proposed by the present embodiment is not necessarily limited to the HE-SIG-A and / or HE-SIG-B standards, and various control and control schemes including control information in a wireless communication system, It is applicable to data fields.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of an HE PPDU.
  • the control information field proposed in this embodiment may be HE-SIG-B included in the HE PPDU as shown in FIG.
  • the HE PPDU according to FIG. 3 is an example of a PPDU for multiple users.
  • the HE-SIG-B is included only for multi-user, and the corresponding HE-SIG-B can be omitted for a PPDU for a single user.
  • an HE-PPDU for a Multiple User includes a legacy-short training field (L-STF), a legacy-long training field (L-LTF) (HE-SIG-A, HE-SIG-B, HE-STF, HE-LTF) , A data field (or MAC payload), and a Packet Extension (PE) field.
  • L-STF legacy-short training field
  • L-LTF legacy-long training field
  • PE Packet Extension
  • the PPDU used in the IEEE standard is mainly described by a PPDU structure transmitted over a channel bandwidth of 20 MHz.
  • the PPDU structure transmitted over a wide bandwidth (for example, 40 MHz, 80 MHz) than the channel bandwidth of 20 MHz may be a structure applying linear scaling to the PPDU structure used in the channel bandwidth of 20 MHz.
  • the PPDU structure used in the IEEE standard is generated based on 64 FFT (Fast Fourier Transform), and the CP portion (cyclic prefix portion) can be 1/4.
  • the length of the effective symbol interval (or the FFT interval) is 3.2us
  • the length of the CP is 0.8us
  • the symbol duration may be 4us (3.2us + 0.8us) plus the effective symbol interval and the CP length.
  • Wireless networks are ubiquitous and are usually installed indoors and often outdoors. Wireless networks transmit and receive information using a variety of technologies.
  • the two widely deployed technologies used in communications are those that comply with the IEEE 802.11 standard, such as the IEEE 802.11n standard and the IEEE 802.11ac standard.
  • the IEEE 802.11 standard specifies a common Medium Access Control (MAC) layer that provides various functions to support the operation of an IEEE 802.11-based wireless LAN (WLAN).
  • the MAC layer utilizes a protocol that coordinates access to the shared radio and improves communication over the wireless medium to enable the wireless network card (NIC) or other wireless device or station (STA) and access point AP)).
  • NIC wireless network card
  • STA wireless device or station
  • AP access point AP
  • IEEE 802.11ax is a follow-on product of 802.11ac and has been proposed to increase the efficiency of WLAN networks, especially in high density areas such as public hotspots and other high density traffic areas.
  • IEEE 802.11 may also use orthogonal frequency division multiple access (OFDMA).
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • the High Efficiency WLAN Study Group (HEW SG) within the IEEE 802.11 Work Group has been developing a spectrum for improving the system throughput / area in high density scenarios of AP (Access Point) and / or STA (Station) Efficiency is being considered.
  • Small computing devices such as wearable devices and sensors and mobile devices are limited by small battery capacities, but are not limited to wireless communication technologies such as Wi-Fi, Bluetooth®, and Bluetooth® Low Energy (BLE) Support, and connect to and exchange data with other computing devices such as smart phones, tablets, and computers. Since such communication consumes power, it is important to minimize the energy consumption of such communication in such devices.
  • One ideal strategy for minimizing energy consumption is to turn off the power to the communication block as often as possible while maintaining data transmission and reception without increasing the delay too much. That is, the communication block is transmitted immediately before data reception, and the communication block is turned on only when there is data to be woken up, and the communication block is turned off for the remaining time.
  • LP-WUR low-power wake-up receiver
  • the communication system (or communication subsystem) described herein includes a main radio (802.11) and a low power wake up receiver.
  • the main radio is used for transmitting and receiving user data.
  • the main radio turns off if there is no data or packet to transmit.
  • a low-power wake-up receiver wakes up the main radio when there are packets to receive. At this time, the user data is transmitted and received by the main radio.
  • a low power wakeup receiver is not for user data. It is simply a receiver for waking up the main radio. That is, the transmitter is not included.
  • a low-power wake-up receiver is active while the main radio is off.
  • a low-power wake-up receiver targets a target power consumption of less than 1mW in the active state.
  • a low power wake up receiver also uses a narrow bandwidth of less than 5 MHz.
  • the target transmission range of the low power wakeup receiver is the same as the target transmission range of the existing 802.11.
  • Figure 4 is a diagram illustrating a low power wake up receiver in an environment where no data is received.
  • 5 is a diagram illustrating a low power wake up receiver in an environment in which data is received;
  • one way to implement an ideal transmission / reception strategy is to use a main radio such as Wi-Fi, Bluetooth® radio, Bluetooth® Radio (BLE) Wake up receiver (LP-WUR) that can wake up the system.
  • a main radio such as Wi-Fi, Bluetooth® radio, Bluetooth® Radio (BLE) Wake up receiver (LP-WUR) that can wake up the system.
  • the Wi-Fi / BT / BLE 420 is off and the low power wakeup receiver 430 is turned on with no data received.
  • Some studies show that the power consumption of these low-power wake-up receivers (LP-WUR) can be less than 1mW.
  • the low power wakeup receiver 530 when a wakeup packet is received, the low power wakeup receiver 530 sends a full Wi-Fi / BT / BLE radio 520 ). In some cases, however, actual data or IEEE 802.11 MAC frames may be included in the wakeup packet. In this case, it is not necessary to wake up the entire Wi-Fi / BT / BLE radio 520, but only a part of the Wi-Fi / BT / BLE radio 520 should be woken up to perform the required process. This can result in significant power savings.
  • One exemplary technique disclosed herein defines a method for a granular wake-up mode for Wi-Fi / BT / BLE using a low power wake-up receiver. For example, the actual data contained in the wakeup packet can be passed directly to the device's memory block without waking the Wi-Fi / BT / BLE radio.
  • the PHY module of the Wi-Fi / BT / BLE radio can be turned off or kept in a low power mode.
  • a number of fine-grained wake-up modes are defined for Wi-Fi / BT / BLE radios using low-power wake-up receivers to power on the Wi-Fi / BT / BLE radio when a wakeup packet is received.
  • only necessary parts (or components) of the Wi-Fi / BT / BLE radio are selectively awakened, saving energy and reducing standby time.
  • Many solutions that use a low-power wake-up receiver to wake up a wake-up packet wake up the entire Wi-Fi / BT / BLE radio.
  • One exemplary aspect discussed herein is to wake up only the necessary portion of the Wi-Fi / BT / BLE radio needed to process the received data, thereby saving a significant amount of energy and reducing unnecessary latency in waking up the main radio .
  • the low power wakeup receiver 530 may wake up the main radio 520 based on the wakeup packet transmitted from the transmitting apparatus 500.
  • the transmitting apparatus 500 can be set to transmit a wakeup packet to the receiving apparatus 510.
  • the main radio 520 may instruct the low power wake up receiver 530 to wake up.
  • FIG. 6 shows an example of a wakeup packet structure according to the present embodiment.
  • the wakeup packet may include one or more legacy preambles.
  • One or more legacy devices may decode or process the legacy preamble.
  • the wakeup packet may also include a payload after the legacy preamble.
  • the payload may be modulated by a simple modulation scheme, e.g., an On-Off Keying (OOK) modulation scheme.
  • OOK On-Off Keying
  • a transmitting device may be configured to generate and / or transmit a wakeup packet 600.
  • the receiving device may be configured to process the received wakeup packet (600).
  • the wakeup packet 600 may include a legacy preamble defined by the IEEE 802.11 specification or any other preamble 610.
  • the wakeup packet 600 may include a payload 620.
  • the legacy preamble provides coexistence with the legacy STA.
  • the legacy preamble 610 for coexistence uses the L-SIG field to protect the packet.
  • the 802.11 STA can detect the beginning of a packet.
  • the 802.11 STA can know the end of the packet.
  • One symbol modulated with BPSK also has a bandwidth of 20MHz like a legacy part.
  • the legacy preamble 610 is a field for a third party legacy STA (STA not including the LP-WUR).
  • the legacy preamble 610 is not decoded from the LP-WUR.
  • the payload 620 may include a wakeup preamble 622.
  • the wake-up preamble 622 may comprise a sequence of bits configured to identify the wake-up packet 600.
  • the wakeup preamble 622 may include, for example, a PN sequence.
  • the payload 620 may also include a MAC header 624 that includes the address information of the receiving device that receives the wakeup packet 600 or the identifier of the receiving device.
  • the payload 620 may include a frame body 626 that may contain other information of the wakeup packet.
  • frame body 626 may include payload length or size information.
  • the payload 620 may include a Frame Check Sequence (FCS) field 628 that includes a Cyclic Redundancy Check (CRC) value.
  • FCS Frame Check Sequence
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • the MAC header 624 and the CRC-8 value or CRC-16 value of the frame body 626 may include a Frame Check Sequence (FCS) field 628 that includes a Cyclic Redundancy Check (CRC) value.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • FIG. 7 shows a signal waveform of the wakeup packet according to this embodiment.
  • the wakeup packet 700 includes a legacy preamble (802.11 preamble, 710) and a payload modulated with OOK. That is, the legacy preamble and the new LP-WUR signal waveform coexist.
  • the legacy preamble 710 can be modulated according to the OFDM modulation scheme. That is, the legacy preamble 710 does not use the OOK scheme.
  • the payload can be modulated according to the OOK scheme.
  • the payload wakeup preamble 722 may be modulated according to another modulation scheme.
  • the payload may be transmitted on a channel bandwidth of about 4.06 MHz. This will be described in the OOK pulse design method described later.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a principle in which power consumption is determined according to a ratio of 1 and 0 of a bit value constituting binary sequence type information using the OOK scheme.
  • a binary sequence type information having 1 or 0 as a bit value is represented.
  • the bit value of 1 or 0 of the information of the binary sequence type it is possible to perform communication in the OOK modulation method. That is, the communication of the OOK modulation method can be performed in consideration of the bit values of the binary sequence type information. For example, when the light emitting diode is used for visible light communication, the light emitting diode is turned on when the bit value constituting the binary sequence information is 1, and the light emitting diode is turned off when the bit value is 0 The light emitting diode can be made to blink.
  • the light emitting diode As the light emitting diode is turned on and off, the data received in the form of visible light is received and restored by the receiving device, thereby enabling communication using visible light.
  • the human eye can not recognize the blinking of such a light emitting diode, the person feels that the illumination is continuously maintained.
  • FIG. 8 For convenience of description, information of a binary sequence type having 10 bit values is used as shown in FIG. Referring to FIG. 8, there is binary sequence type information having a value of '1001101011'.
  • the bit value when the bit value is 1, the transmitting apparatus is turned on.
  • the bit value when the transmitting apparatus is turned off, 6 bits of the 10 bit values are turned on. ) do. Therefore, assuming that all the 10 bit values have a power consumption of 100% when a symbol is turned on, it can be said that the power consumption is 60% in accordance with the duty cycle of FIG. 8.
  • the power consumption of the transmitter is determined by the ratio of 1 and 0 composing binary sequence type information.
  • the ratio of 1 to 0 constituting binary sequence information should also be maintained.
  • the ratio of 1 and 0 constituting binary sequence information should also be maintained.
  • the receiving apparatus is the main body of the wake-up receiver (WUR)
  • the transmission power is not important.
  • the main reason for using OOK is that the power consumption in decoding the received signal is very low. There is no significant difference in power consumption in the main radio or WUR until decoding, but there is a big difference in the decoding process. Below is the approximate power consumption.
  • the existing Wi-Fi power consumption is about 100mW.
  • power consumption of Resonator + Oscillator + PLL (1500uW) -> LPF (300uW) -> ADC (63uW) -> decoding processing (OFDM receiver) (100mW) can occur.
  • WUR power consumption is about 1mW.
  • power consumption of Resonator + Oscillator (600uW) -> LPF (300uW) -> ADC (20uW) -> decoding processing (Envelope detector) (1uW) can occur.
  • the OFDM transmitter of 802.11 can be reused to generate OOK pulses.
  • the transmitting apparatus can generate a sequence having 64 bits by applying a 64-point IFFT like the existing 802.11.
  • the transmitting apparatus must generate the payload of the wakeup packet by modulating it in the OOK manner.
  • the OOK method is applied to the ON signal.
  • the ON signal is a signal having an actual power value
  • the OFF signal corresponds to a signal having no actual power value.
  • Off signal is also applied to the OOK scheme, but the signal is not generated using the transmitting apparatus, but is not considered in the configuration of the wakeup packet because there is no signal actually transmitted.
  • information (bit) 1 is an ON signal and information (bit) 0 can be an OFF signal.
  • applying the Manchester coding scheme may indicate that information 1 transitions from an off signal to an on signal, and information 0 may be transited from an on signal to an off signal.
  • information 1 indicates that transition from the on-signal to the off-signal
  • information 0 indicates that the transition from the off-signal to the on-signal.
  • the Manchester coding scheme will be described later.
  • the transmitter applies a sequence by selecting 13 consecutive subcarriers in the 20 MHz band, which is a reference band, as a sample.
  • 13 subcarriers located in the middle of the 20 MHz band subcarriers are selected as samples. That is, subcarriers whose subcarrier indices are from -6 to +6 out of 64 subcarriers are selected.
  • the subcarrier index 0 can be nulled to 0 on the DC subcarrier.
  • a specific sequence is set only for thirteen subcarriers selected as samples, and the remaining subcarriers excluding subcarriers (subcarrier indices -32 to -7 and subcarrier indices +7 to +31) are all set to 0 .
  • the subcarrier spacing is 312.5 KHz
  • 13 subcarriers have a channel bandwidth of about 4.06 MHz. That is, it can be seen that there is power only for 4.06 MHz in the 20 MHz band in the frequency domain.
  • the signal to noise ratio (SNR) can be increased and the power consumption of the AC / DC converter of the receiving apparatus can be reduced.
  • the sampling frequency band is reduced to 4.06 MHz, power consumption can be reduced.
  • the transmitter can perform one 64-point IFFT on 13 subcarriers to generate one ON signal in the time domain.
  • One ON signal has a size of 1 bit. That is, a sequence composed of 13 subcarriers can correspond to one bit.
  • the transmitting apparatus may not transmit the OFF signal at all. If IFFT is performed, a symbol of 3.2 us can be generated, and if a CP (Cyclic Prefix, 0.8 us) is included, a symbol having a length of 4 us can be generated. That is, one bit indicating one on-signal can be stored in one symbol.
  • CP Cyclic Prefix, 0.8 us
  • the reason why the bits are constructed and transmitted as in the above-described embodiment is to reduce the power consumption by using an envelope detector in the receiving apparatus. Thereby, the receiving apparatus can decode the packet with the minimum power.
  • the basic data rate for one piece of information may be 125 Kbps (8 us) or 62.5 Kbps (16 us).
  • each signal having a length K in the 20 MHz band can be transmitted on K consecutive subcarriers out of a total of 64 subcarriers. That is, K can correspond to the bandwidth of the OOK pulse by the number of subcarriers used for transmitting the signal.
  • the coefficients of subcarriers other than K are all zero.
  • the indexes of the K subcarriers used by the signals corresponding to information 0 and information 1 are the same.
  • the subcarrier index used may be expressed as 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) -1.
  • information 1 and information 0 may have the following values.
  • Alpha is a power normalization factor and may be, for example, 1 / sqrt (K).
  • FIG. 10 is an explanatory diagram of a Manchester coding technique according to the present embodiment.
  • Manchester coding is a kind of line coding, and it can represent information as shown in the following table in such a manner that a transition of a magnitude value takes place in the middle of one bit period.
  • the Manchester coding scheme refers to a method of converting data with 1 as 01, 0 as 10, or 1 as 10 and 0 as 01.
  • Table 1 shows an example in which Manchester coding is used and data is converted to 1 by 10 and 0 by 01.
  • bit stream to be transmitted As shown in Fig. 10, the bit stream to be transmitted, the Manchester coded signal, the clock reproduced on the receiving side, and the data reproduced on the clock are shown in order from top to bottom.
  • the receiving side When data is transmitted from the transmitting side using the Manchester coding scheme, the receiving side reads data slightly after the transition point transition from 1? 0 or 0? 1 to recover data, and transitions from 1? 0 or 0? 1 And the clock is restored by recognizing the transition advantage of the clock as a transition point of the clock.
  • the symbol when the symbol is divided based on the transition point, it can be simply decoded by comparing the power of the front part and the rear part at the center of the symbol.
  • the bit string to be transmitted is 10011101
  • the Manchester coded bit stream to be transmitted is 0110100101011001
  • the clock reproduced at the receiving side recognizes the transition point of the Manchester coded signal as the transition point of the clock And recover data using the recovered clock.
  • a synchronous communication can be performed using only a data transmission channel without using a separate clock.
  • such a scheme can use the TXD pin for data transmission, and the RXD pin for data transmission by using only the data transmission channel. Therefore, synchronized bidirectional transmission is possible.
  • the present specification proposes various symbol types that can be used in WUR and the corresponding data rates.
  • each symbol can be generated using existing 802.11 OFDM transmission.
  • the number of subcarriers used for generating each symbol may be 13. However, it is not limited thereto.
  • each symbol can use OOK modulation, which is formed by an ON-signal and an OFF-signal.
  • One symbol generated for the WUR may be composed of a CP (Cyclic Prefix or Guard Interval) and a signal portion indicating actual information. It is possible to design a symbol having various data rates by repeatedly setting or repeating the CP and the length of the actual information signal.
  • CP Cyclic Prefix or Guard Interval
  • the basic WUR symbol can be represented as CP + 3.2us. That is, 1 bit is represented using a symbol having the same length as the existing Wi-Fi.
  • the transmitter applies a specific sequence to all available subcarriers (e.g., 13 subcarriers) and then performs an IFFT to form an information signal portion of 3.2 us.
  • a coefficient of 0 may be stored in the DC subcarrier or the middle subcarrier index among all available subcarriers.
  • the 3.2 off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • the CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 3.2us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • 1-bit information corresponding to one basic WUR symbol can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us including CP, can point to a single bit of information. That is, the 3.2us on signal can be seen as (CP + 3.2us) on signal.
  • 3.2 us off signal can be seen as (CP + 3.2us) off signal.
  • the Manchester coded symbols can be represented as CP + 1.6us + CP + 1.6us or CP + 1.6us + 1.6us.
  • the Manchester coded symbols can be generated as follows.
  • the time used for transmission of one bit (or symbol) excluding the guard interval of the transmission signal is 3.2us.
  • the signal size should be shifted at 1.6us. That is, each sub-information having a length of 1.6us must have a value of 0 or 1, and a signal can be configured in the following manner.
  • Sub information 1 can have the value of beta * ones (1, K).
  • the beta is a power normalizing factor and may be, for example, 1 / sqrt (ceil (K / 2)).
  • a specific sequence is applied to all available subcarriers (e.g., 13 subcarriers) in units of two to generate Manchester coded symbols. That is, even-numbered subcarriers in a specific sequence are null-nulled. That is, a particular sequence may have coefficients at intervals of two squares.
  • a specific sequence with coefficients in two spaces is ⁇ a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g ⁇ , ⁇ 0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 ⁇ or ⁇ a 0 b 0 c 0 0 0 0 d 0 e 0 f ⁇ .
  • a, b, c, d, e, f, and g are 1 or -1.
  • the transmitting apparatus maps a specific sequence to consecutive K subcarriers among 64 subcarriers (for example, 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) And sets the coefficient to 0 to perform IFFT.
  • a signal in the time domain can be generated.
  • the signal in the time domain is a signal having a length of 3.2us having a period of 1.6us because the coefficient exists at intervals of two spaces in the frequency domain.
  • the first or second 1.6us period signal can be selected and used as sub information 1.
  • sub information 0 can have the value of zeros (1, K).
  • the transmitting apparatus maps a specific sequence to consecutive K subcarriers among 64 subcarriers (for example, 33-floor (K / 2): 33 + ceil (K / 2) -1) IFFT So that a signal in the time domain can be generated.
  • Sub information 0 can correspond to 1.6us off signal.
  • the 1.6us off signal can be generated by setting all coefficients to zero.
  • One of the first or second 1.6 us periodic signals of the time domain signal may be selected and used as the sub information 0.
  • the zeros (1, 32) signal can be simply used as sub information 0.
  • - Information 1 is divided into the first 1.6 us (sub information 0) and the second 1.6 us (sub information 1), so that a signal corresponding to each sub information can be configured in the same manner as the method of generating information 0.
  • the coexistence problem is a problem that occurs when another device determines a channel idle state due to consecutive off-symbols and transmits a signal. If only OOK modulation is used, for example, the off-symbol may be continuous with a sequence of 100001 or the like, but when Manchester coding is used, the off-symbol can not be continuous with the sequence of 100101010110.
  • the sub information may be called 1.6us information signal.
  • the 1.6us information signal may be a 1.6us on signal or a 1.6 off signal.
  • the 1.6us on signal and the 1.6 off signal can be applied to different subcarriers.
  • CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 1.6us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • 1-bit information corresponding to a symbol to which one Manchester coding is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 1.6us + CP + 1.6us or CP + 1.6us + 1.6us, including CP can point to a single bit of information. That is, in the case of the former, the signal is 1.6us on, the signal 1.6us off is (CP + 1.6us) on, and (CP + 1.6us) is off.
  • a method of constructing a wakeup packet by repeating symbols is proposed to improve performance.
  • the symbol repetition scheme is applied to the wakeup payload 724.
  • the symbol repetition scheme means repetition of time signals after insertion of IFFT and CP (Cyclic Prefix) of each symbol.
  • IFFT and CP Cyclic Prefix
  • Option 1 Information 0 and information 1 can be repeated with the same symbol.
  • Option 2 Information 0 and information 1 can be repeated with different symbols.
  • the transmitted signal can correspond to the wakeup packet, and the method for decoding the wakeup packet can be largely divided into two methods.
  • the first is the non-coherent detection method and the second is the coherent detection method.
  • the non-coherent detection scheme is such that the phase relationship between signals of the transmitting apparatus and the receiving apparatus is not fixed. Therefore, the receiving apparatus does not need to measure and adjust the phase of the received signal.
  • the coherent detection scheme must be in phase between the transmitter and receiver signals.
  • the receiving device includes the low-power wake-up receiver described above.
  • a low-power wake-up receiver can decode packets (wake-up packets) transmitted using an OOK modulation scheme using an envelope detector to reduce power consumption.
  • the envelope detector measures the power or magnitude of the received signal and decodes it.
  • the receiver sets a threshold based on the power or magnitude measured through the envelope detector. When decoding the symbol to which OOK is applied, information 1 is determined to be greater than or equal to the threshold value, and information 0 is determined to be less than the threshold value.
  • a method for decoding a symbol to which a symbol repetition scheme is applied is as follows.
  • the receiving apparatus can calculate the power or the like when symbol 1 (symbol containing information 1) is transmitted using the wakeup preamble 722 and use it to determine a threshold value.
  • the average power in two symbols is determined to be information 1 (1 1) if it is greater than or equal to a threshold value, and information 0 (0 0) can be determined to be less than a threshold value.
  • the power of two symbols can be compared to determine information without a procedure for determining a threshold value.
  • information 0 is determined if the power of the first symbol is greater than the power of the second symbol. Conversely, if the power of the first symbol is less than the power of the second symbol, it is determined as information 1.
  • the interleaver can be applied in units of a specific number of symbols under a packet unit.
  • n symbols as follows, as well as two symbols. 11 shows various examples of a symbol repetition technique in which n symbols according to the present embodiment are repeated.
  • Option 1 As shown in FIG. 11, information 0 and information 1 can be represented by repeating the same symbol n times.
  • Option 2 As shown in FIG. 11, information 0 and information 1 can be repetitively represented by n symbols with different symbols.
  • Option 3 As shown in FIG. 11, half of the symbols can be composed of information 0 and the other half can be composed of information 1 to represent n symbols.
  • Option 4 As shown in FIG. 11, when n is an odd number, a total of n symbols can be represented by dividing the number of symbols 1 (symbols containing information 1) and the number of symbols 0 (symbols containing information 0).
  • the order of the symbols can be reconstructed by the interleaver.
  • the interleaver can be applied in units of packets and specific symbols.
  • the receiving apparatus can determine whether the information is 0 or 1 by comparing the power of n symbols with the threshold value.
  • the coexistence problem is a problem that occurs when another device determines a channel idle state due to consecutive off-symbols and transmits a signal. Therefore, it is desirable to avoid the use of consecutive off-symbols to solve the problem of solving the problem, so the option of the above option 2 may be preferred.
  • the first or last m is represented by a symbol of 0 (OFF) or 1 (ON) according to information, and a redundant symbol of 0 (OFF) or 1 (ON) can do.
  • the code rate 3/4 is applied to the information 010, it can be 1,010 or 010,1 or 0,010 or 010,0. However, it may be desirable to apply a code rate of 1/2 or less to prevent the use of consecutive off-symbols.
  • the order of the symbols can be reconstructed by the interleaver.
  • the interleaver can be applied in units of packets and specific symbols.
  • symbols with symbol repetition can be represented as n (CP + 3.2us) or CP + n (1.6us).
  • the 3.2 off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • the CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 3.2us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • 1-bit information corresponding to a symbol to which a general symbol repetition technique is applied can be represented as shown in the following table.
  • n (CP + 3.2us) or CP + n (3.2us), including CP can point to a single bit of information. That is, in the case of n (CP + 3.2us), the 3.2us on signal can be regarded as (CP + 3.2us) on signal and the 3.2us off signal can be regarded as (CP + 3.2us) off signal.
  • symbols with symbol repetition technique can be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us.
  • a specific sequence is applied to all available subcarriers (for example, thirteen) representing one bit by using two information signals (symbols), and IFFT is taken to obtain an information signal (symbol) of 3.2 us .
  • the 3.2 off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • the CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 3.2us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • the 1-bit information corresponding to the symbol to which the symbol repetition scheme is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us + CP + 3.2us including CP, or CP + 3.2us + 3.2us may point to a single bit of information.
  • the 3.2us on signal can be regarded as (CP + 3.2us) on signal and the 3.2us off signal can be regarded as (CP + 3.2us) off signal .
  • symbols with symbol repetition can be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us.
  • a specific sequence is applied to all available subcarriers (for example, thirteen) representing one bit by using three information signals (symbols), and IFFT is then taken to obtain an information signal (symbol) of 3.2 us .
  • the 3.2 off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • the CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 3.2us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • the 1-bit information corresponding to the symbol to which the symbol repetition scheme is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us, including CP may point to a single bit of information.
  • the 3.2us on signal can be viewed as (CP + 3.2us) It can be seen as a signal.
  • symbols with symbol repetition can be represented as CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us + 3.2us.
  • a specific sequence is applied to all usable subcarriers (for example, thirteen) representing one bit by using four information signals (symbols), and IFFT is then taken to obtain an information signal (symbol) of 3.2 us .
  • the 3.2 off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • the CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 3.2us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • the 1-bit information corresponding to the symbol to which the symbol repetition scheme is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us + CP + 3.2us or CP + 3.2us + 3.2us + 3.2us + 3.2us containing CP may point to a single bit of information.
  • the 3.2us on signal can be seen as (CP + 3.2us) + 3.2us) off signal.
  • Manchester coded symbols can be represented as n (CP + 1.6us + CP + 1.6us) or CP + n (1.6us + 1.6us).
  • a signal of 3.2us having a period of 1.6us is generated. Take one of them and set it to 1.6us information signal (symbol).
  • the sub information may be called 1.6us information signal.
  • the 1.6us information signal may be a 1.6us on signal or a 1.6 off signal.
  • the 1.6us on signal and the 1.6 off signal can be applied to different subcarriers.
  • the 1.6us off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • CP can be used by adopting a specific length behind the information signal 1.6us immediately behind it. At this time, CP may be 0.4us or 0.8us. This length is the same as the guard interval of the 802.11ac.
  • the 1-bit information corresponding to the Manchester-coded symbol based on the symbol repetition can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • n (CP + 1.6us + CP + 1.6us) or CP + n (1.6us + 1.6us), including CP can point to a single bit of information. That is, in the case of n (CP + 1.6us + CP + 1.6us), the 1.6us ON signal can be viewed as (CP + 1.6us) Can be seen as.
  • the use of symbol repetition techniques can satisfy a range requirement of low power wake up communication.
  • the data rate for one symbol is 250 Kbps (4 us). If the symbols are repeated twice using the symbol repetition technique, the data rate may be 125 Kbps (8 us), the data rate may be 62.5 Kbps (16 us) if it is repeated four times, and the data rate may be 31.25 Kbps have.
  • the symbol can be repeated eight times to satisfy the range requirement.
  • the symbol is further reduced so that the length of a symbol carrying one information is reduced.
  • a certain sequence is applied to all available subcarriers (for example, 13) by a unit of m, representing 1 bit by using a symbol reduction scheme applied symbol, do. If IFFT is applied to the subcarrier to which the specific sequence is applied, a signal of 3.2 us having a period of 3.2 us / m is generated. Take one of them and map it to the 3.2 us / m information signal (information 1).
  • the on-signal can be configured as follows.
  • B0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, e, f, and g are 1 or -1.
  • the on-signal can be configured as follows.
  • the on-signal can be configured as follows.
  • the 3.2us / m information signal is divided into 3.2us / m on signal and 3.2us / m off signal.
  • the 3.2 us / m on signal and the 3.2 us / m off signal can each have different sequences applied to (available) subcarriers.
  • the 3.2 us / m off signal can be generated by applying all coefficients to zero.
  • 1-bit information corresponding to a symbol to which a general symbol reduction technique is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us / m can point to a single bit of information.
  • the 3.2us / m on signal can be viewed as CP + 3.2us / m on signal
  • the 3.2us / m off signal can be seen as CP + 3.2us / m off signal.
  • the time used for transmission of one bit (or symbol) excluding the guard interval of the transmission signal is 3.2us.
  • the time used for one bit transmission is 3.2 us / m.
  • the time to be used for one bit transmission is set to 3.2 us / m + 3.2 us / m by repeating the symbols with the symbol reduction technique applied thereto, Size transition. That is, each sub-information having a length of 3.2 us / m should have a value of 0 or 1, and a signal can be constructed in the following manner.
  • sub information 1 or sub symbol 1 for every available subcarrier (e.g., 13 subcarriers) to generate a symbol with symbol reduction technique, Is applied. That is, a particular sequence may have coefficients at intervals of m squares.
  • the transmitter performs IFFT by mapping a specific sequence to consecutive K subcarriers among 64 subcarriers and setting a coefficient to 0 for the remaining subcarriers.
  • a signal in the time domain can be generated. Since the signal in the time domain has a coefficient at intervals of m cells in the frequency domain, a signal of 3.2us having a period of 3.2us / m is generated. You can take one of these and use it as a 3.2 us / m on signal (sub information 1).
  • the second 3.2 us / m signal (sub information 0 or sub symbol 0):
  • the transmitter maps a specific sequence to consecutive K subcarriers out of 64 subcarriers, So that a signal in the time domain can be generated.
  • Sub information 0 can correspond to a 3.2 us / m off signal.
  • the 3.2 us / m off signal can be generated by setting all coefficients to zero.
  • One of the first or second 3.2 us / m periodic signals of the time domain signal may be selected and used as the sub information 0.
  • the information 0 may be composed of 01 and the information 1 may be composed of 10.
  • the 1-bit information corresponding to the symbols to which the symbol reduction technique is applied can be represented as shown in the following table.
  • CP is not indicated separately.
  • CP + 3.2us / m can point to a single bit of information.
  • the 3.2us / m on signal can be viewed as CP + 3.2us / m on signal
  • the 3.2us / m off signal can be seen as CP + 3.2us / m off signal.
  • each signal is represented by a length including CP. That is, CP + 3.2us / m including CP can indicate one 1-bit information.
  • the length of a symbol carrying information is CP + 0.8us, so 1us off signal or 1us on signal consists of CP (0.2us) + 0.8us signal.
  • the data rate for one piece of information can be 500 Kbps.
  • the length of a symbol carrying information is CP + 0.4us, so 0.5us off signal or 0.5us on signal consists of CP (0.1us) + 0.4us signal.
  • the energy detection level of other STAs is designed to solve the problem of coexistence.
  • a transmitting apparatus can transmit a wakeup packet to a specific STA (s) using a specific band.
  • a particular band can be 4 MHz (13 subcarriers) and the power that is actually allocated can be limited by power regulation.
  • another STA can not read the L-SIG of the wakeup packet, a coexistence problem may occur depending on the energy detection level.
  • 13 to 16 show an example of transmitting a wakeup packet.
  • FIG. 13 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through one band within 20 MHz.
  • a Wi-Fi system with a conventional subcarrier spacing of 312.5 KHz can transmit a wakeup packet using an OFDM transmitter.
  • the wakeup packet includes a legacy part (L-part) for coexistence with another Wi-Fi system, a BPSK symbol for reducing a false alarm of the 802.11n terminal, and a wakeup preamble for transmitting using a narrow band, And a wake-up payload.
  • the wakeup preamble and wakeup payload may be formed with a signal bandwidth of 4 MHz (13 subcarriers).
  • the remaining 16 MHz of 20 MHz except for 4 MHz is not used, and thus may not be good in terms of bandwidth efficiency. Accordingly, it is possible to consider a WUR system using multi-band within 20 MHz as shown in FIG. 14 to FIG.
  • FIG. 14 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through four bands within 20 MHz.
  • 15 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through three bands within 20 MHz.
  • FIG. 16 shows an example of transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through two bands within 20 MHz.
  • a wakeup packet it is considered to transmit a wakeup packet to a specific STA (s) using only a specific band in a WUR system capable of transmitting a signal using the multi-band as described above.
  • WUR band 1 if WUR band 1 is assigned, a wakeup packet can be transmitted using WUR band 1. At this time, the remaining band can be transmitted without allocating any power.
  • the power that can be allocated to the actual 4 MHz band is limited as shown in Table 16 below in terms of power regulation. Therefore, even though the wakeup packet is actually transmitted using the 4 MHz band, other STAs measuring the energy level in 20 MHz units can use the wakeup packet It can be determined that the energy level of the wakeup packet does not exceed the specific threshold value. In this case, the channel may be determined to be idle to cause interference in the transmission of the wakeup packet. Therefore, in order to solve this problem, it may be desirable to transmit power to another 4 MHz band even when a specific 4 MHz band is used to transmit a wakeup packet.
  • Table 16 shows the difference between the power limit of the AP, the PSD limit of the AP, the limit of the 20 MHz band in 802.11, the limit of the 4 MHz band, the limit of the 20 MHz band and the limit of the 4 MHz band, . According to Table 16, it can be seen that the limit value of the 20 MHz band is generally larger than the limit value of the 4 MHz band.
  • the available power at the AP is X dBm (or x mWatt).
  • the power available at 4 MHz is Y dBm (y mWatt).
  • the power allocation of a specific 4 MHz band can be considered as follows.
  • a sequence of coefficients of 1 or -1 may be applied to thirteen subcarriers, or a sequence of coefficients of zero may be applied to a central subcarrier for DC consideration.
  • the power factor of 4MHz is multiplied by sqrt (1/13) and the power is scaled.
  • the IFFT is used to transmit the data in Y dBm (y mW) .
  • power scaling is performed by multiplying sqrt (1/12) and IFFT is performed to transmit in Y dBm (y mW) in the time domain. In this case, the power of Y dBm (y mW) is fully loaded in a specific 4MHz band.
  • the other 4MHz band is allocated the power considering interference
  • the performance of the 4 MHz band signal to be actually transmitted due to the interference of the adjacent 4 MHz band may not be good. Therefore, in this case, it is possible to reduce the power to other bands. That is, applying the same sequence (or other sequence) to the other 4 MHz band, multiplying all usable subcarriers within 20 MHz by sqrt (1 / k) to perform power scaling, and then adding sqrt (1 / To lower the actual allocated power. Where p is a value greater than one. Then, the IFFT is performed to transmit n * y mW in the time domain. In this case, the power of y mW is completely loaded in the 4 MHz band where the signal is transmitted, and the power of y / p mW is loaded in the other band.
  • n * y exceeds x, it transmits at x mW.
  • the power of x / 3 mW is transmitted in the 4 MHz band and the power of x / 3 p mW is transmitted in the other band.
  • p can be determined by considering the effect of interference on the 4 MHz band used for transmission and the effect on energy detection of other STAs.
  • the signal to transmit is on or off, it can always supply power to other 4MHz band.
  • the k value may be a number of subcarriers whose coefficients are not 0 in the other 4 MHz band when the signal to be transmitted is off-signal. Then, the process of multiplying the other 4MHz band by sqrt (1 / p) can be added. If the signal to send is off-signal, the effect of interference from the adjacent 4 MHz band may be greater, so sqrt (1 / p) multiplying is recommended.
  • IFFT is performed to transmit the signal in the time domain with n * y mW (when the signal to be transmitted is on-signal) or (n-1) * y mW (when the signal to be transmitted is off-signal). If n * y or (n-1) * y exceeds x, transmit at x mW.
  • the signal to be sent is off-signal, no power is put on other subcarriers, and power can be applied to other subcarriers only when the signal to be transmitted is an on-signal.
  • guard in the 20 MHz band is added to the other subcarriers (guard in the 20 MHz band and DC can be loaded 0).
  • Power scaling is performed by multiplying all usable subcarriers within 20 MHz by sqrt (1 / k). Then, it performs IFFT and transmits it at x mW in the time domain.
  • the guard in the 20 MHz band is located at both ends. That is, the guard area in the 20 MHz band includes the leftmost 6 guard subcarriers and the rightmost 5 guard subcarriers in the case of the 801.11n system, and in the case of the 802.11ac system, the leftmost 4 guard subcarriers and the rightmost 3 Guard subcarriers.
  • the performance of the 4 MHz band signal to be actually transmitted due to the interference of other subcarriers may not be good. Therefore, in this case, power can be reduced to other subcarriers. That is, applying the same sequence (or another sequence) to the other subcarriers, multiplying all usable subcarriers within 20 MHz by sqrt (1 / k) to perform power scaling, and then adding sqrt (1 / To lower the actual allocated power. Where p is a value greater than one. Then, the IFFT is performed to transmit n * y mW in the time domain.
  • the power of y mW is completely loaded in the 4 MHz band where the signal is transmitted, and the power of y / p mW is loaded in the other subcarriers. If n * y exceeds x, it transmits at x mW. In this case, the power of x / 3 mW is transmitted in the 4 MHz band and the power of x / 3 p mW is transmitted in the other subcarriers. Where p can be determined by considering the effect of interference on the 4 MHz band used for transmission and the effect on energy detection of other STAs.
  • the signal to send is on-signal or off-signal, it can always supply power to other subcarriers.
  • a coefficient of 1 or -1 is applied to other subcarriers (guard in the 20 MHz band and 0 in DC).
  • Lt; / RTI > is multiplied by sqrt (1 / k) to perform power scaling.
  • the k value may be the number of subcarriers whose coefficients are not 0 in the other subcarriers when the signal to be transmitted is off. Thereafter, the process of multiplying sqrt (1 / p) by other subcarriers may be added.
  • the sqrt (1 / p) multiplying procedure may be recommended because the interference effect from adjacent subcarriers can be greater if the signal to transmit is off-signal.
  • IFFT is performed to transmit in the time domain with x mW (when the signal to be transmitted is on-signal) or z mW (when the signal to be transmitted is off-signal).
  • the following schemes can be considered to reduce the effect of interference from adjacent 4 MHz bands.
  • a guard subcarrier between 4 MHz bands can be arbitrarily changed, and power can be supplied to another 4 MHz band.
  • the guard 2 and the guard 3 may be larger and the WUR band 1 and the WUR band 3 may be powered.
  • the sizes of Guard 2 and guard 3 can be determined according to the specifications of the WUR STA (Low Pass Filter (LPF) order and cut-off frequency). In this case, the above method 4 is applicable.
  • WUR STA Low Pass Filter (LPF) order and cut-off frequency
  • the adjacent 4 MHz band can only power some tones.
  • WUR band 1 and WUR band 3 can only power some tones.
  • power can be applied to six subcarriers located far from WUR band 2 based on the middle subcarrier.
  • the method of 4. can be applied as it is, but the power used for transmission in the time domain can be replaced by z 'mW and z' is the power that can be maximally loaded on the entire subcarrier carrying the actual power it means.
  • all subcarriers can be powered with the exception of a guard around the 4 MHz band used for actual transmission.
  • Guard and DC in the 20 MHz band can be loaded with zeros.
  • the guard around the 4 MHz band can be determined.
  • the number of guard subcarriers is 8, for example. That is, at least eight guard subcarriers around the 4 MHz band used for the actual transmission can minimize interference effects.
  • the scheme of 5 can be applied as it is, but the power used in transmission in the time domain is replaced by z '.
  • 17 is a flowchart showing a procedure for transmitting a wakeup packet according to the present embodiment through one subband.
  • the transmitting apparatus may correspond to the AP, and the user may correspond to the STA.
  • the on signal can correspond to a signal having an actual power value.
  • An off signal may correspond to a signal that does not have an actual power value.
  • the tone corresponds to a subcarrier, and hereinafter, a combination of a tone and a subcarrier will be described.
  • step S1710 the transmitting apparatus constructs a wakeup packet to which an on-off keying (OOK) scheme is applied.
  • OOK on-off keying
  • step S1720 the transmitting apparatus transmits the wakeup packet to the receiving apparatus via one subband.
  • the configuration of the wakeup packet is as follows.
  • the wakeup packet consists of an on signal or an off signal.
  • the ON signal or the OFF signal is generated by applying a first sequence to 13 consecutive subcarriers in the 20 MHz band and performing 64-point IFFT (Inverse Fast Fourier Transform).
  • the entire band corresponds to the 20 MHz band which is the reference band of the 802.11 system (or the legacy system), and the one partial band can correspond to the 4 MHz band capable of transmitting WUR packets in the 802.11 ba system.
  • the 13 subcarriers may correspond to the one partial band in the 20 MHz band. For example, supposing that 20 MHz is the reference band, even though 64 subcarriers (or bit sequences) can be used, only 13 subcarriers are sampled to perform IFFT, so that 13 subcarriers can support about 4.06 MHz band. However, in this example, the 4.06 MHz band is generalized and reported as a 4 MHz band.
  • the first sequence may have a coefficient of 1 or -1, or may have a coefficient of 1 or -1 except for the DC. That is, a coefficient of 1 or -1 may be inserted into all of the 13 subcarriers (DC may be inserted with a coefficient of 0). Therefore, the ON signal can be allocated power.
  • the power may correspond to a limit that can be allocated to the sub-band in consideration of power regulation.
  • the first sequence may only have a count of zero.
  • the off signal may not be allocated power.
  • the off signal may be more susceptible to interference from adjacent subcarriers.
  • Power is allocated to the remaining subcarriers except for the 13 subcarriers, DC, and guard subcarriers in the 20 MHz band. That is, it is possible to propose a scheme of allocating power not only to signals included in the wakeup packet but also to the remaining subcarriers. At this time, power may not be allocated to the DC and the guard subcarrier.
  • the wakeup packet since only 4 MHz, which is the partial band of 20 MHz, is used when transmitting the wakeup packet, interference occurs in the transmission of the wakeup packet due to the difference in the measured value of the energy level It can be suggested because it can be.
  • the other receiving apparatus which may be the STA supporting the legacy system
  • the power-allocated signal is generated by applying a second sequence to the remaining subcarriers and performing 64-point IFFT. That is, it is possible to transmit a signal (but not meaningful data) to which power is allocated even in a band corresponding to the remaining subcarrier, thereby solving the interference problem from another receiving apparatus.
  • the second sequence may have a coefficient of 1 or -1.
  • Power scaling is performed on all the subcarriers of the 20 MHz band. Thus, not only the one partial band but also the remaining subcarriers can be fully loaded with the power corresponding to the limit considering the power regulation.
  • the power scaling may be performed by multiplying all subcarriers of the 20 MHz band by sqrt (1 / k).
  • K may be the number of subcarriers whose coefficient is not 0 among all the subcarriers of the 20 MHz band.
  • the power scaling may be performed by further multiplying the remaining subcarriers by sqrt (1 / p). Thus, the power allocated to the remaining subcarriers can be lowered.
  • P may be determined in consideration of the influence of the interference on the one partial band and the influence on the energy detection of the other receiving apparatus. P may be a rational number greater than one.
  • the guard subcarrier may include a guard subcarrier located at both ends of the 20 MHz band and a guard subcarrier adjacent to the one subband.
  • the guard subcarriers located at both ends of the 20 MHz band can have six guard subcarriers on the leftmost side and five guard subcarriers on the right side in the 802.11n system and four guard subcarriers on the leftmost side in the 802.11ac system And three guard subcarriers on the rightmost side.
  • guard subcarriers adjacent to the one subband may be further included in the guard subcarrier .
  • the number of guard subcarriers adjacent to the one partial band may be determined based on the order and frequency of the LPF (Low Pass Filter) and the cut-off frequency.
  • guard subcarriers adjacent to the one partial band may be further included in the guard subcarrier even when the wakeup packet is transmitted with the ON signal.
  • the transmitting apparatus can configure the ON signal and the OFF signal to know the power value of the ON signal and the OFF signal first.
  • the receiving apparatus decodes the ON signal and the OFF signal using an envelope detector, thereby reducing power consumed in decoding.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a wireless device to which the present embodiment is applicable.
  • a wireless device is an STA capable of implementing the above-described embodiment, and can operate as an AP or a non-AP STA. Further, the wireless device may correspond to the above-described user, or may correspond to a transmitting device that transmits a signal to the user.
  • processor 18 includes a processor 1810, a memory 1820, and a transceiver 1830, as shown.
  • the illustrated processor 1810, memory 1820 and transceiver 1830 may each be implemented as separate chips, or at least two blocks / functions may be implemented on a single chip.
  • the transceiver 1830 is a device including a transmitter and a receiver. When a specific operation is performed, only the operation of either the transmitter or the receiver is performed, or both the transmitter and the receiver are performed .
  • the transceiver 1830 may include one or more antennas for transmitting and / or receiving wireless signals.
  • the transceiver 1830 may include an amplifier for amplifying a received signal and / or a transmitted signal, and a band-pass filter for transmitting on a specific frequency band.
  • the processor 1810 may implement the functions, processes, and / or methods suggested herein. For example, the processor 1810 may perform the operations according to the embodiment described above. That is, processor 1810 may perform the operations described in the embodiments of FIGS.
  • the processor 1810 may include an application-specific integrated circuit (ASIC), another chipset, logic circuitry, a data processing device, and / or a transducer for converting baseband signals and radio signals.
  • Memory 1820 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory cards, storage media, and / or other storage devices.
  • 19 is a block diagram showing an example of the apparatus included in the processor. 19 is described with reference to a block for a transmission signal, it is obvious that a received signal can be processed using the block.
  • the illustrated data processing unit 1910 generates transmission data (control data and / or user data) corresponding to a transmission signal.
  • the output of the data processing unit 1910 may be input to the encoder 1920.
  • the encoder 1920 can perform coding through BCC (binary convolutional code) or LDPC (low-density parity-check) techniques. At least one of the encoders 1920 may be included, and the number of the encoders 1920 may be determined according to various information (for example, the number of data streams).
  • the output of the encoder 1920 may be input to the interleaver 1930.
  • the interleaver 1930 performs an operation of distributing consecutive bit signals on radio resources (e.g., time and / or frequency) to prevent burst errors due to fading or the like.
  • At least one interleaver 1930 may be included, and the number of interleavers 1930 may be determined according to various information (e.g., the number of spatial streams).
  • the output of the interleaver 1930 may be input to a constellation mapper 1940.
  • the constellation mapper 1940 performs constellation mapping such as biphase shift keying (BPSK), quadrature phase shift keying (QPSK), and quadrature amplitude modulation (n-QAM).
  • BPSK biphase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • n-QAM quadrature amplitude modulation
  • the output of the constellation mapper 1940 may be input to a spatial stream encoder 1950.
  • the spatial stream encoder 1950 performs data processing to transmit a transmission signal on at least one spatial stream.
  • the spatial stream encoder 1950 may perform at least one of space-time block coding (STBC), cyclic shift diversity (CSD) insertion, and spatial mapping for a transmission signal.
  • STBC space-time block coding
  • CSS cyclic shift diversity
  • the output of the spatial stream encoder 1950 may be input to the IDFT 1960 block.
  • the IDFT block 1960 performs inverse discrete Fourier transform (IDFT) or inverse fast Fourier transform (IFFT).
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the output of the IDFT 1960 block is input to the GI (Guard Interval) inserter 1970 and the output of the GI inserter 1970 is input to the transceiver 1830 of FIG.
  • GI Guard Interval

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

무선랜 시스템에 웨이크업 프레임을 송신하는 방법 및 장치가 제안된다. 구체적으로, 송신장치는 OOK 방식이 적용되는 웨이크업 프레임을 구성하고, 웨이크업 프레임을 하나의 부분대역을 통해 수신장치로 송신한다. 웨이크업 패킷은 온 신호 또는 오프 신호로 구성된다. 온 신호 또는 오프 신호는 20MHz 대역에서 연속된 13개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성된다. 20MHz 대역에서 13개의 서브캐리어, DC 및 가드 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어에 전력이 할당된다. 전력이 할당된 신호는 나머지 서브캐리어에 제2 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성된다. 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 전력 스케일링이 수행된다.

Description

무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치
본 명세서는 무선랜 시스템에서 저전력 통신을 수행하는 기법에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선랜 시스템에서 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
차세대 WLAN(wireless local area network)를 위한 논의가 진행되고 있다. 차세대 WLAN에서는 1) 2.4GHz 및 5GHz 대역에서 IEEE(institute of electronic and electronics engineers) 802.11 PHY(physical) 계층과 MAC(medium access control) 계층의 향상, 2) 스펙트럼 효율성(spectrum efficiency)과 영역 쓰루풋(area through put)을 높이는 것, 3) 간섭 소스가 존재하는 환경, 밀집한 이종 네트워크(heterogeneous network) 환경 및 높은 사용자 부하가 존재하는 환경과 같은 실제 실내 환경 및 실외 환경에서 성능을 향상 시키는 것을 목표로 한다.
차세대 WLAN에서 주로 고려되는 환경은 AP(access point)와 STA(station)이 많은 밀집 환경이며, 이러한 밀집 환경에서 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)과 공간 전송률(area throughput)에 대한 개선이 논의된다. 또한, 차세대 WLAN에서는 실내 환경뿐만 아니라, 기존 WLAN에서 많이 고려되지 않던 실외 환경에서의 실질적 성능 개선에 관심을 가진다.
구체적으로 차세대 WLAN에서는 무선 오피스(wireless office), 스마트 홈(smart home), 스타디움(Stadium), 핫스팟(Hotspot), 빌딩/아파트(building/apartment)와 같은 시나리오에 관심이 크며, 해당 시나리오 기반으로 AP와 STA이 많은 밀집 환경에서의 시스템 성능 향상에 대한 논의가 진행되고 있다.
또한, 차세대 WLAN에서는 하나의 BSS(basic service set)에서의 단일 링크 성능 향상보다는, OBSS(overlapping basic service set) 환경에서의 시스템 성능 향상 및 실외 환경 성능 개선, 그리고 셀룰러 오프로딩 등에 대한 논의가 활발할 것으로 예상된다. 이러한 차세대 WLAN의 방향성은 차세대 WLAN이 점점 이동 통신과 유사한 기술 범위를 갖게 됨을 의미한다. 최근 스몰셀 및 D2D(Direct-to-Direct) 통신 영역에서 이동 통신과 WLAN 기술이 함께 논의되고 있는 상황을 고려해 볼 때, 차세대 WLAN과 이동 통신의 기술적 및 사업적 융합은 더욱 활발해질 것으로 예측된다.
본 명세서는 무선랜 시스템에서 OOK 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 송신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 명세서의 일례는 무선랜 시스템에서 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 송신하는 방법 및 장치를 제안한다.
본 실시예는 송신장치에서 수행되고, 사용자는 저전력 웨이크업 수신기에 대응할 수 있다. 또한, 송신장치는 AP에 대응할 수 있고, 사용자는 STA에 대응할 수 있다.
먼저 용어를 정리하면, 온 신호(on signal)는 실제 전력 값을 가지는 신호에 대응할 수 있다. 오프 신호(off signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응할 수 있다. 톤(tone)은 서브캐리어(subcarrier)에 대응하고, 이하에서는 톤과 서브캐리어를 혼용해서 서술한다.
송신장치는 OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성한다.
송신장치는 상기 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 수신장치로 송신한다.
상기 웨이크업 패킷이 어떻게 구성되는지는 다음과 같다.
상기 웨이크업 패킷은 온 신호(on signal) 또는 오프 신호(off signal)로 구성된다. 상기 온 신호 또는 상기 오프 신호는 20MHz 대역에서 연속된 13개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성된다.
전체 대역은 802.11 시스템(또는 레가시 시스템)의 기준 대역인 상기 20MHz 대역에 대응하고, 상기 하나의 부분대역은 802.11ba 시스템에서 WUR 패킷을 전송할 수 있는 4MHz 대역에 대응할 수 있다.
상기 13개의 서브캐리어는 상기 20MHz 대역에서 상기 하나의 부분대역에 대응할 수 있다. 예를 들어, 20MHz를 기준 대역이라 하면, 64개의 서브캐리어(또는 비트 시퀀스)를 사용할 수 있음에도 13개의 서브캐리어만 샘플링하여 IFFT를 수행하므로, 13개의 서브캐리어는 약 4.06MHz 대역에 대응할 수 있다. 다만 여기서는 4.06MHz 대역을 일반화하여 4MHz 대역으로 보고 기술한다.
상기 웨이크업 패킷이 상기 온 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가지거나 또는 상기 DC를 제외하고 1 또는 -1의 계수를 가질 수 있다. 즉, 상기 13개의 서브캐리어에 모두 1 또는 -1의 계수가 삽입될 수 있다(DC는 0의 계수가 삽입될 수도 있다). 따라서, 상기 온 신호는 전력이 할당될 수 있다. 상기 전력은 power regulation을 고려하여 상기 부분대역에 할당할 수 있는 한계치에 대응할 수 있다.
상기 웨이크업 패킷이 상기 오프 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 0의 계수만을 가질 수 있다. 상기 오프 신호는 전력이 할당되지 않을 수 있다. 따라서, 상기 오프 신호가 인접한 서브캐리어로부터 오는 간섭의 영향을 더 많이 받을 수 있다.
상기 20MHz 대역에서 상기 13개의 서브캐리어, DC 및 가드 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어에 전력이 할당된다. 즉, 웨이크업 패킷에 포함되는 신호뿐만 아니라, 상기 나머지 서브캐리어에도 전력을 할당하는 방식을 제안할 수 있다. 이때, 상기 DC 및 상기 가드 서브캐리어는 전력이 할당되지 않을 수 있다.
상기 방식은, 웨이크업 패킷을 송신할 때 전체 대역인 20MHz 중 부분대역인 4MHz만을 사용하므로 나머지 16MHz 대역은 사용하지 않는 구조에서, 에너지 레벨의 측정값의 차이로 웨이크업 패킷의 전송에 간섭이 발생될 수 있기 때문에 제안할 수 있다. 구체적으로, 웨이크업 패킷은 부분대역인 4MHz 대역을 이용하여 송신되고 있음에도, 다른 수신장치(레가시 시스템을 지원하는 STA일 수 있다)는 전체 대역인 20MHz 대역 단위로 에너지 레벨을 측정하여 웨이크업 패킷의 에너지 레벨이 특정 임계값을 넘지 않는다고 판단할 수 있다. 이에 따라, 다른 수신장치는 채널을 idle하다고 판단하여 신호를 송신한다면, 웨이크업 패킷의 전송에 간섭이 발생할 수 있다. 따라서, 간섭 문제를 해결하기 위해 상기 나머지 서브캐리어에도 전력을 할당할 수 있다.
상기 전력이 할당된 신호는 상기 나머지 서브캐리어에 제2 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성된다. 즉, 상기 나머지 서브캐리어에 대응하는 대역에서도 전력이 할당된 신호(다만, 의미있는 데이터가 실리는 것은 아니다)를 송신하여 다른 수신장치로부터의 간섭 문제를 해결할 수 있다. 상기 제2 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가질 수 있다.
상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 전력 스케일링이 수행된다. 이로써, 상기 하나의 부분대역뿐만 아니라 상기 나머지 서브캐리어에도 power regulation을 고려한 한계치에 해당하는 전력을 온전히 실을 수 있다.
상기 전력 스케일링은 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)를 곱하는 것으로 수행될 수 있다. 상기 k는 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어 중 계수(coefficient)가 0이 아닌 서브캐리어의 개수일 수 있다.
상기 전력 스케일링은 상기 나머지 서브캐리어에 sqrt(1/p)를 더 곱하는 것으로 수행될 수 있다. 이로써, 상기 나머지 서브캐리어에 할당되는 전력을 낮춰줄 수 있다. 상기 p는 상기 하나의 부분대역에 미치는 간섭의 영향과 다른 수신장치의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정될 수 있다. 상기 p는 1보다 큰 유리수일 수 있다.
상기 가드 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어 및 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 포함할 수 있다. 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어는, 802.11n 시스템에서는 최좌측에 가드 서브캐리어 6개 및 최우측에 가드 서브캐리어 5개를 가질 수 있고, 802.11ac 시스템에서는 최좌측에 가드 서브캐리어 4개 및 최우측에 가드 서브캐리어 3개를 가질 수 있다.
특히, 상기 웨이크업 패킷이 상기 오프 신호로 송신되는 경우, 인접한 서브캐리어로부터 오는 간섭의 영향이 더 클 수 있으므로, 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 상기 가드 서브캐리어에 더 포함시킬 수 있다. 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어의 개수(또는 가드 영역의 크기)는 LPF(Low Pass Filter)의 차수 및 컷오프 주파수(cut-off frequency)를 기반으로 결정될 수 있다. 다만, 상기 웨이크업 패킷이 상기 온 신호로 송신되는 경우에도, 상기 가드 서브캐리어에 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어가 더 포함될 수 있다.
또한, 송신장치는 온 신호와 오프 신호의 전력 값을 먼저 알고 온 신호와 오프 신호를 구성할 수 있다. 수신장치는 온 신호와 오프 신호를 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 복호함으로써, 복호 시 소모되는 전력을 줄일 수 있다.
본 명세서의 일례에 따르면 송신장치에서 OOK 변조 방식을 적용하여 웨이크업 패킷을 구성하여 송신함으로써 수신장치에서 웨이크업 복호 시 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 전력 소모를 적게 할 수 있다. 따라서, 수신장치는 웨이크업 패킷을 최소 전력으로 복호할 수 있다.
또한, 송신장치가 상기 웨이크업 패킷을 실제로 송신하는 대역 외에 나머지 서브캐리어에도 전력을 할당해줌으로써, 다른 수신장치가 상기 웨이크업 패킷에 간섭 영향을 주는 것을 방지할 수 있다.
도 1은 무선랜(wireless local area network, WLAN)의 구조를 나타낸 개념도이다.
도 2는 IEEE 규격에서 사용되는 PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도 3은 HE PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도 4는 데이터가 수신되지 않는 환경에서의 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 5는 데이터가 수신되는 환경에서 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 6은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷 구조의 일례를 나타낸다.
도 7은 본 실시에에 따른 웨이크업 패킷의 신호 파형을 나타낸다.
도 8은 OOK 방식을 이용해 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값의 1과 0의 비율에 따라 소비 전력이 결정되는 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 실시예에 따른 OOK 펄스의 설계 방법을 나타낸다.
도 10은 본 실시예에 따른 맨체스터 코딩 기법에 대한 설명도이다.
도 11은 본 실시예에 따른 n개의 심벌을 반복한 심벌 반복 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 12는 본 실시예에 따른 심벌 감소 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 13은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 하나의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
도 14는 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 네 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
도 15는 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 세 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
도 16은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 두 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
도 17은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 송신하는 절차를 도시한 흐름도이다.
도 18은 본 실시예가 적용될 수 있는 무선 장치를 나타내는 블록도이다.
도 19는 프로세서에 포함되는 장치의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 1은 무선랜(wireless local area network, WLAN)의 구조를 나타낸 개념도이다.
도 1의 상단은 IEEE(institute of electrical and electronic engineers) 802.11의 인프라스트럭쳐 BSS(basic service set)의 구조를 나타낸다.
도 1의 상단을 참조하면, 무선랜 시스템은 하나 또는 그 이상의 인프라스트럭쳐 BSS(100, 105)(이하, BSS)를 포함할 수 있다. BSS(100, 105)는 성공적으로 동기화를 이루어서 서로 통신할 수 있는 AP(access point, 125) 및 STA1(Station, 100-1)과 같은 AP와 STA의 집합으로서, 특정 영역을 가리키는 개념은 아니다. BSS(105)는 하나의 AP(130)에 하나 이상의 결합 가능한 STA(105-1, 105-2)을 포함할 수도 있다.
BSS는 적어도 하나의 STA, 분산 서비스(distribution Service)를 제공하는 AP(125, 130) 및 다수의 AP를 연결시키는 분산 시스템(distribution System, DS, 110)을 포함할 수 있다.
분산 시스템(110)는 여러 BSS(100, 105)를 연결하여 확장된 서비스 셋인 ESS(extended service set, 140)를 구현할 수 있다. ESS(140)는 하나 또는 여러 개의 AP(125, 230)가 분산 시스템(110)을 통해 연결되어 이루어진 하나의 네트워크를 지시하는 용어로 사용될 수 있다. 하나의 ESS(140)에 포함되는 AP는 동일한 SSID(service set identification)를 가질 수 있다.
포털(portal, 120)은 무선랜 네트워크(IEEE 802.11)와 다른 네트워크(예를 들어, 802.X)와의 연결을 수행하는 브리지 역할을 수행할 수 있다.
도 1의 상단과 같은 BSS에서는 AP(125, 130) 사이의 네트워크 및 AP(125, 130)와 STA(100-1, 105-1, 105-2) 사이의 네트워크가 구현될 수 있다. 하지만, AP(125, 130)가 없이 STA 사이에서도 네트워크를 설정하여 통신을 수행하는 것도 가능할 수 있다. AP(125, 130)가 없이 STA 사이에서도 네트워크를 설정하여 통신을 수행하는 네트워크를 애드-혹 네트워크(Ad-Hoc network) 또는 독립 BSS(independent basic service set, IBSS)라고 정의한다.
도 1의 하단은 IBSS를 나타낸 개념도이다.
도 1의 하단을 참조하면, IBSS는 애드-혹 모드로 동작하는 BSS이다. IBSS는 AP를 포함하지 않기 때문에 중앙에서 관리 기능을 수행하는 개체(centralized management entity)가 없다. 즉, IBSS에서 STA(150-1, 150-2, 150-3, 155-4, 155-5)들은 분산된 방식(distributed manner)으로 관리된다. IBSS에서는 모든 STA(150-1, 150-2, 150-3, 155-4, 155-5)이 이동 STA으로 이루어질 수 있으며, 분산 시스템으로의 접속이 허용되지 않아서 자기 완비적 네트워크(self-contained network)를 이룬다.
STA은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11 표준의 규정을 따르는 매체 접속 제어(medium access control, MAC)와 무선 매체에 대한 물리 계층(Physical Layer) 인터페이스를 포함하는 임의의 기능 매체로서, 광의로는 AP와 비-AP STA(Non-AP Station)을 모두 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
STA은 이동 단말(mobile terminal), 무선 기기(wireless device), 무선 송수신 유닛(Wireless Transmit/Receive Unit; WTRU), 사용자 장비(User Equipment; UE), 이동국(Mobile Station; MS), 이동 가입자 유닛(Mobile Subscriber Unit) 또는 단순히 유저(user) 등의 다양한 명칭으로도 불릴 수 있다.
한편 사용자(user)라는 용어는, 다양한 의미로 사용될 수 있으며, 예를 들어, 무선랜 통신에 있어서 상향링크 MU MIMO 및/또는 및 상향링크 OFDMA 전송에 참여하는 STA을 의미하는 것으로도 사용될 수 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다.
도 2는 IEEE 규격에서 사용되는 PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
도시된 바와 같이, IEEE a/g/n/ac 등의 규격에서는 다양한 형태의 PPDU(PHY protocol data unit)가 사용되었다. 구체적으로, LTF, STF 필드는 트레이닝 신호를 포함하였고, SIG-A, SIG-B 에는 수신 스테이션을 위한 제어정보가 포함되었고, 데이터 필드에는 PSDU에 상응하는 사용자 데이터가 포함되었다.
본 실시예는 PPDU의 데이터 필드를 위해 사용되는 시그널(또는 제어정보 필드)에 관한 개선된 기법을 제안한다. 본 실시예에서 제안하는 시그널은 IEEE 802.11ax 규격에 따른 HE PPDU(high efficiency PPDU) 상에 적용될 수 있다. 즉, 본 실시예에서 개선하는 시그널은 HE PPDU에 포함되는 HE-SIG-A 및/또는 HE-SIG-B일 수 있다. HE-SIG-A 및 HE-SIG-B 각각은 SIG-A, SIG-B로도 표시될 수 있다. 그러나 본 실시예가 제안하는 개선된 시그널이 반드시 HE-SIG-A 및/또는 HE-SIG-B 규격에 제한되는 것은 아니며, 사용자 데이터를 전달하는 무선통신시스템에서 제어정보를 포함하는 다양한 명칭의 제어/데이터 필드에 적용 가능하다.
도 3은 HE PPDU의 일례를 도시한 도면이다.
본 실시예에서 제안하는 제어정보 필드는 도 3에 도시된 바와 같은 HE PPDU 내에 포함되는 HE-SIG-B일 수 있다. 도 3에 따른 HE PPDU는 다중 사용자를 위한 PPDU의 일례로, HE-SIG-B는 다중 사용자를 위한 경우에만 포함되고, 단일 사용자를 위한 PPDU에는 해당 HE-SIG-B가 생략될 수 있다.
도시된 바와 같이, 다중 사용자(Multiple User; MU)를 위한 HE-PPDU는 L-STF(legacy-short training field), L-LTF(legacy-long training field), L-SIG(legacy-signal), HE-SIG-A(high efficiency-signal A), HE-SIG-B(high efficiency-signal-B), HE-STF(high efficiency-short training field), HE-LTF(high efficiency-long training field), 데이터 필드(또는 MAC 페이로드) 및 PE(Packet Extension) 필드를 포함할 수 있다. 각각의 필드는 도시된 시간 구간(즉, 4 또는 8 ㎲ 등) 동안에 전송될 수 있다.
IEEE 규격에서 사용되는 PPDU는 주로20MHz의 채널 대역폭 상에서 전송되는 PPDU 구조로 설명된다. 20MHz의 채널 대역폭보다 넓은 대역폭(예를 들어, 40MHz, 80MHz) 상에서 전송되는 PPDU 구조는 20MHz의 채널 대역폭에서 사용되는 PPDU 구조에 대한 선형적인 스케일링을 적용한 구조일 수 있다.
IEEE 규격에서 사용되는 PPDU 구조는 64 FFT(Fast Fourier Tranform)를 기반으로 생성되고, CP 부분(cyclic prefix portion)은 1/4일 수 있다. 이러한 경우, 유효 심볼 구간(또는 FFT 구간)의 길이가 3.2us, CP 길이가 0.8us, 심볼 듀레이션은 유효 심볼 구간 및 CP 길이를 더한 4us(3.2us+0.8us)일 수 있다.
무선 네트워크는 유비쿼터스(ubiquitous)이며 실내에 보통 있고 실외에 자주 설치되고 있다. 무선 네트워크는 다양한 기술을 사용하여 정보를 송신 및 수신한다. 예를 들어, 이에 한정되는 것은 아니지만, 통신에 사용되는 2 가지의 널리 보급 된 기술은 IEEE 802.11n 표준 및 IEEE 802.11ac 표준과 같은 IEEE 802.11 표준을 준수하는 기술이다.
IEEE 802.11 표준은 IEEE 802.11 기반 무선 LAN (WLAN)의 작동을 지원하는 다양한 기능을 제공하는 공통 MAC(Medium Access Control) 계층을 지정한다. MAC 계층은 공유 라디오에 대한 액세스를 조정하고 무선 매체를 통한 통신을 향상시키는 프로토콜을 활용하여 IEEE 802.11 스테이션(예 : PC의 무선 네트워크 카드 (NIC) 또는 다른 무선 장치 또는 스테이션 (STA) 및 액세스 포인트 (AP)) 간의 통신을 관리하고 유지한다.
IEEE 802.11ax는 802.11ac의 후속 제품으로, 특히 공공 핫스팟 및 기타 고밀도 트래픽 영역과 같은 고밀도 영역에서 WLAN 네트워크의 효율성을 높이기 위해 제안되었다. IEEE 802.11은 또한 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA)을 사용할 수 있다. IEEE 802.11 작업 그룹(Work Group) 내의 High Efficiency WLAN 연구 그룹 (HEW SG)은 IEEE 802.11 표준과 관련하여 AP (액세스 포인트) 및 / 또는 STA (스테이션)의 고밀도 시나리오에서 시스템 처리량 / 면적을 향상시키기 위해 스펙트럼 효율 향상을 고려하고 있다.
웨어러블 장치(wearable device) 및 센서, 모바일 장치 등과 같은 소형 컴퓨팅 장치(small computing device)는 소규모 배터리 용량으로 인해 제약을 받지만 Wi-Fi, Bluetooth®, BLE (Bluetooth® Low Energy) 등과 같은 무선 통신 기술을 지원하고, 스마트폰, 태블릿, 컴퓨터 등과 같은 다른 컴퓨팅 장치에 연결하고 데이터를 교환해야 한다. 이러한 통신은 전력을 소비하므로 이러한 장치에서 이러한 통신의 에너지 소비를 최소화하는 것이 중요하다. 에너지 소비를 최소화하기 위한 하나의 이상적인 전략은 지연을 너무 많이 증가시키지 않고 데이터 송신 및 수신을 유지하면서 통신 블록에 대한 전원을 가능한 빈번하게 끄는 것이다. 즉, 데이터 수신 직전에 통신 블록을 송신하고 웨이크 업할 데이터가 있을 때만 통신 블록을 켜고 나머지 시간 동안 통신 블록의 전원을 끈다.
이하에서는, 저전력 웨이크업 수신기(Low-Power Wake-Up Receiver; LP-WUR)를 설명한다.
본 명세서에서 기술하는 통신 시스템(또는 통신 서브 시스템)은 메인 라디오(802.11)과 저전력 웨이크업 수신기를 포함한다.
메인 라디오는 사용자 데이터의 송수신을 위해 사용된다. 메인 라디오는 송신할 데이터 또는 패킷이 있지 않으면 꺼진다. 저전력 웨이크업 수신기는 수신할 패킷이 있을 때 메인 라디오를 깨운다. 이때, 사용자 데이터는 메인 라디오에 의해 송수신된다.
저전력 웨이크업 수신기는 사용자 데이터를 위함이 아니다. 단순히 메인 라디오를 깨우기 위한 수신기이다. 즉, 송신기는 포함하지 않는다. 저전력 웨이크업 수신기는 메인 라디오가 꺼져있는 동안 활성화된다. 저전력 웨이크업 수신기는 활성화 상태에서 1mW 미만의 타겟 전력 소비를 목표로 한다. 또한, 저전력 웨이크업 수신기는 5MHz 미만의 좁은 대역폭을 사용한다. 또한, 저전력 웨이크업 수신기의 타겟 송신 범위(target transmission range)는 기존 802.11의 타겟 송신 범위와 동일하다.
도 4는 데이터가 수신되지 않는 환경에서의 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다. 도 5는 데이터가 수신되는 환경에서 저전력 웨이크업 수신기를 도시한 도면이다.
도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 송수신할 데이터가 있는 경우, 이상적인 송수신 전략을 구현하는 한 가지 방법은 Wi-Fi, Bluetooth® 라디오, BLE (Bluetooth® Radio)와 같은 메인 라디오(Main radio)를 웨이크업 할 수 있는 저전력 웨이크업 수신기(LP-WUR)를 추가하는 것이다.
도 4를 참조하면, Wi-Fi / BT / BLE(420)가 꺼져 있고 저전력 웨이크업 수신기(430)는 데이터가 수신되지 않는 상태로 켜져 있다. 일부 연구에 따르면 이러한 저전력 웨이크업 수신기(LP-WUR)의 전력 소비는 1mW 미만일 수 있다.
그러나, 도 5에 도시된 바와 같이, 웨이크업 패킷이 수신되면, 저전력 웨이크업 수신기(530)는 웨이크업 패킷 다음에 오는 데이터 패킷이 정확하게 수신될 수 있도록 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(520)를 웨이크업 한다. 그러나 어떤 경우에는 실제 데이터 또는 IEEE 802.11 MAC 프레임이 웨이크업 패킷에 포함될 수도 있다. 이 경우 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(520)를 깨울 필요는 없지만 Wi-Fi / BT / BLE 라디오(520)의 일부만 깨우쳐 필요한 프로세스를 수행해야 한다. 이는 상당한 절전을 가져올 수 있다.
본 명세서에 개시된 하나의 예시적인 기술은 저전력 웨이크업 수신기를 이용하는 Wi-Fi / BT / BLE에 대한 세분화된 웨이크업 모드에 대한 방법을 정의한다. 예를 들어, 웨이크업 패킷에 포함 된 실제 데이터는 Wi-Fi / BT / BLE 라디오를 깨우지 않고도 장치의 메모리 블록으로 직접 전달할 수 있다.
다른 예로서, 웨이크업 패킷에 IEEE 802.11 MAC 프레임이 포함 된 경우 웨이크업에 포함 된 IEEE 802.11 MAC 프레임을 처리하기 위해 Wi-Fi / BT / BLE 무선 장치의 MAC 프로세서만 깨우면 된다. 즉, Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 PHY 모듈의 전원을 끄거나 저전력 모드로 유지할 수 있다.
저전력 웨이크업 수신기를 사용하는 Wi-Fi / BT / BLE 라디오에 대해 다수의 세분화된 웨이크업 모드가 정의되어, 웨이크업 패킷이 수신될 때 Wi- -Fi / BT / BLE 라디오의 전원을 켜야 한다. 그러나, 상기 실시예에 따르면, Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 필요한 파트(또는 구성 요소)만 선택적으로 깨어나게 되어 에너지를 절약하고 대기 시간을 줄일 수 있다. 웨이크업 패킷 수신 시 저전력 웨이크업 수신기를 사용하는 많은 솔루션이 전체 Wi-Fi / BT / BLE 라디오를 웨이크업 한다. 본 명세서에서 논의된 하나의 예시적인 양태는 수신된 데이터를 처리하는데 필요한 Wi-Fi / BT / BLE 라디오의 필요한 부분만을 깨우므로 상당한 양의 에너지를 절약하고 메인 라디오를 깨우는 데 있어 불필요한 대기 시간을 줄일 수 있다.
또한, 상기 실시예에서, 저전력 웨이크업 수신기(530)는 송신장치(500)로부터 송신된 웨이크업 패킷에 기초하여 메인 라디오(520)를 웨이크업 할 수 있다.
또한, 송신장치(500)은 수신장치로(510)로 웨이크업 패킷을 송신하도록 설정될 수 있다. 예를 들어, 메인 라디오(520)가 웨이크업 되도록 저전력 웨이크업 수신기(530)에 지시할 수 있다.
도 6은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷 구조의 일례를 나타낸다.
웨이크업 패킷은 하나 이상의 레거시 프리앰블(legacy preamble)을 포함할 수 있다. 하나 이상의 레거시 장치는 상기 레거시 프리앰블을 디코딩하거나 처리할 수 있다.
또한, 웨이크업 패킷은 레거시 프리앰블 뒤에 페이로드를 포함할 수 있다. 페이로드는 간단한 변조 방식, 예를 들어, 온오프 키잉(On-Off Keying; OOK) 변조 방식에 의해 변조될 수 있다.
도 6을 참조하면, 송신장치는 웨이크업 패킷(600)을 생성 및/또는 송신하도록 구성될 수 있다. 수신장치는 수신된 웨이크업 패킷(600)을 처리하도록 구성될 수 있다.
또한, 웨이크업 패킷(600)은 IEEE 802.11 스펙에 의해 정의된 레거시 프리앰블 또는 임의의 다른 프리앰블(610)을 포함할 수 있다. 또한, 웨이크업 패킷(600)은 페이로드(620)을 포함할 수 있다.
레거시 프리앰블은 레거시 STA과의 공존을 제공한다. 공존을 위한 레거시 프리앰블(610)은 패킷을 보호하기 위해 L-SIG 필드를 사용한다. 레거시 프리앰블(610) 내 L-STF 필드를 통해 802.11 STA은 패킷의 시작을 검출할 수 있다. 레거시 프리앰블(610) 내 L-SIG 필드를 통해 802.11 STA은 패킷의 마지막을 알 수 있다. 또한 L-SIG 다음에 BPSK로 변조한 하나의 심볼을 추가함으로써 802.11n 단말의 잘못된 알람(false alarm)을 줄일 수 있다. BPSK로 변조한 하나의 심볼(4us) 또한 레거시 파트와 같이 20MHz 대역폭을 가진다. 레거시 프리앰블(610)은 써드 파티(third party) 레거시 STA(LP-WUR을 포함하지 않은 STA)을 위한 필드이다. 레거시 프리앰블(610)은 LP-WUR로부터 복호되지 않는다.
페이로드(620)는 웨이크업 프리앰블(622)을 포함할 수 있다. 웨이크업 프리앰블(Wake-Up preamble, 622)은 웨이크업 패킷(600)을 식별하도록 구성된 비트들의 시퀀스를 포함할 수 있다. 웨이크업 프리앰블(622)는 예를 들어, PN 시퀀스를 포함할 수 있다.
또한, 페이로드(620)는 웨이크업 패킷(600)을 수신하는 수신장치의 어드레스 정보 또는 수신장치의 식별자를 포함하는 MAC 헤더(624)를 포함할 수 있다.
또한, 페이로드(620)는 웨이크업 패킷의 다른 정보를 포함할 수 있는 프레임 바디(Frame Body, 626)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 프레임 바디(626)에는 페이로드의 길이 또는 사이즈 정보가 포함될 수 있다.
또한, 페이로드(620)는 Cyclic Redundancy Check (CRC) 값을 포함하는 Frame Check Sequence (FCS) 필드(628)를 포함 할 수 있다. 예를 들어 MAC 헤더(624) 및 프레임 바디(626)의 CRC-8 값 또는 CRC-16 값을 포함 할 수 있다.
도 7은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷의 신호 파형을 나타낸다.
도 7을 참조하면, 웨이크업 패킷(700)은 레거시 프리앰블(802.11 프리앰블, 710)과 OOK로 변조된 페이로드를 포함한다. 즉, 레가시 프리앰블과 새로운 LP-WUR 신호 파형이 공존하는 형태이다.
또한, 레거시 프리앰블(710)은 OFDM 변조 방식에 따라 변조될 수 있다. 즉, 레거시 프리앰블(710)은 OOK 방식이 적용되지 않는다. 이에 반해 페이로드는 OOK 방식에 따라 변조될 수 있다. 다만, 페이로드 내 웨이크업 프리앰블(722)은 다른 변조 방식에 따라 변조될 수도 있다.
레거시 프리앰블(710)이 64 FFT가 적용되는 20MHz의 채널 대역폭 상에서 송신된다고 하면, 페이로드는 약 4.06MHz의 채널 대역폭 상에서 송신될 수 있다. 이는 후술하는 OOK 펄스(pulse) 설계 방법에서 설명하도록 한다.
먼저, OOK 방식을 이용한 변조 기법과 맨체스터 코딩(manchester coding) 기법에 대해 설명한다.
도 8은 OOK 방식을 이용해 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값의 1과 0의 비율에 따라 소비 전력이 결정되는 원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 8을 참조하면, 1 또는 0을 비트 값으로 갖는 이진 수열 형태의 정보를 표현하고 있다. 이와 같은 이진 수열 형태의 정보가 갖는 1 또는 0의 비트 값을 이용하면, OOK 변조 방식의 통신을 수행할 수 있다. 즉, 이진 수열 형태의 정보가 갖는 비트 값들을 고려하여, OOK 변조 방식의 통신을 수행할 수 있다. 예를 들어, 발광 다이오드를 가시광 통신에 이용하는 경우, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 비트 값이 1인 경우 발광 다이오드를 온(on) 시키고, 비트 값이 0인 경우 발광 다이오드를 오프(off) 시킴으로써 발광 다이오드를 점멸하게 할 수 있다. 이와 같은 발광 다이오드의 점멸에 따라 가시광 형태로 전송된 데이터를 수신장치가 수신하여 복원함으로써, 가시광을 이용한 통신이 가능하게 된다. 다만, 이와 같은 발광 다이오드의 점멸을 사람의 눈은 인지할 수 없으므로, 사람은 조명이 계속하여 유지되는 것으로 느껴진다.
설명의 편의상 도 8에 도시된 바와 같이 10개의 비트 값을 갖는 이진 수열 형태의 정보를 이용한다. 도 8을 참조하면, '1001101011'의 값을 가지는 이진 수열 형태의 정보가 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 비트 값이 1인 경우 송신장치를 온(on) 시키고, 비트 값이 0인 경우 송신장치를 오프(off) 시키면, 10개의 비트 값 중 6개의 비트 값에서 심볼이 온(on) 된다. 따라서, 10개의 비트 값 모두에서 심볼이 온 되는 경우, 100%의 소비 전력을 가진다고 하면, 도 8의 듀티 사이클(duty cycle)에 따르는 경우, 소비 전력은 60% 가 된다고 할 수 있다.
즉, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율에 따라 송신기의 소비 전력이 결정된다고 할 수 있다. 바꾸어 말하면, 송신기의 소비 전력을 특정한 값으로 유지하여야 한다는 제약 조건이 있는 경우, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율 또한 유지되어야 한다. 예를 들어, 조명 기기의 경우, 사람들이 원하는 특정 휘도 값으로 조명이 유지되어야 하므로, 이진 수열 형태의 정보를 구성하는 1 과 0의 비율 또한 유지되어야 한다.
다만, 웨이크업 수신기(WUR)에 대해서는 수신장치가 주체이므로 송신 전력은 크게 중요하지 않다. OOK를 사용하는 가장 큰 이유는 수신 신호의 복호 시 소모전력이 굉장히 적다는 데에 있다. 복호를 수행하기 전까지는 메인 라디오나 WUR에서 전력 소모가 크게 차이가 없지만 복호 과정으로 가면서 큰 차이가 발생한다. 아래는 대략적인 소모 전력이다.
- 기존 Wi-Fi 전력 소모는 약 100mW가 된다. 구체적으로, Resonator + Oscillator + PLL (1500uW) -> LPF (300uW) -> ADC (63uW) -> decoding processing (OFDM receiver) (100mW)의 전력 소모가 발생할 수 있다.
- 다만, WUR 전력 소모는 약 1mW가 된다. 구체적으로, Resonator + Oscillator (600uW) -> LPF (300uW) -> ADC(20uW) -> decoding processing (Envelope detector) (1uW)의 전력 소모가 발생할 수 있다.
도 9는 본 실시예에 따른 OOK 펄스의 설계 방법을 나타낸다.
OOK 펄스를 생성하기 위해 802.11의 OFDM 송신장치를 재사용할 수 있다. 상기 송신장치는 기존 802.11과 같이 64-point IFFT를 적용하여 64개의 비트를 가지는 시퀀스를 생성할 수 있다.
송신장치는 웨이크업 패킷의 페이로드를 OOK 방식으로 변조하여 생성해야 한다. 다만, 웨이크업 패킷은 저전력 통신을 위한 것이므로 온 신호(ON-signal)에 대해서 OOK 방식을 적용한다. 온 신호는 실제 전력 값을 가지는 신호이고, 오프 신호(OFF-signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응한다. 오프 신호 또한, OOK 방식이 적용되나 송신장치를 이용하여 신호가 발생된 것이 아니라, 실제 송신되는 신호가 없으므로 웨이크업 패킷의 구성에서 고려하지 않는다.
OOK 방식에서는 정보(비트) 1은 온 신호이고, 정보(비트) 0은 오프 신호가 될 수 있다. 이와 달리, 맨체스터 코딩 방식을 적용하면, 정보 1은 오프 신호에서 온 신호로 천이되는 것을 나타내고, 정보 0은 온 신호에서 오프 신호로 천이되는 것을 나타낼 수 있다. 또는 반대로, 정보 1은 온 신호에서 오프 신호로 천이되는 것을 나타내고, 정보 0은 오프 신호에서 온 신호로 천이되는 것을 나타낼 수도 있다. 맨체스터 코딩 방식은 후술하도록 한다.
도 9를 참조하면, 오른쪽 주파수 영역 그래프(920)와 같이, 송신장치는 기준 대역인 20MHz 대역의 연속된 13개의 서브캐리어를 샘플로 선택하여 시퀀스를 적용한다. 도 9에서는, 20MHz 대역의 서브캐리어 중 가운데 위치한 13개의 서브캐리어를 샘플로 선택한다. 즉, 64개의 서브캐리어 중 서브캐리어 인덱스가 -6부터 +6까지인 서브캐리어를 선택한다. 이때, 서브캐리어 인덱스 0은 DC 서브캐리어로 0으로 널링될 수 있다. 샘플로 선택한 13개의 서브캐리어에만 특정 시퀀스를 설정하고, 13개의 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어(서브캐리어 인덱스 -32부터 -7까지 및 서브캐리어 인덱스 +7부터 +31까지)는 모두 0으로 설정한다.
또한, 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)은 312.5KHz이므로 13개의 서브캐리어는 약 4.06MHz의 채널 대역폭을 가진다. 즉, 주파수 영역에서 20MHz 대역 중 4.06MHz에 대해서만 전력이 있다고 볼 수 있다. 이렇게 전력을 가운데로 몰아줌으로써 SNR(Signal to Noise Ratio)이 커질 수 있고 수신장치의 AC/DC 컨버터에서 전력 소모가 적어질 수 있다는 장점이 있다. 또한, 샘플링 주파수 대역을 4.06MHz로 감소시켰으므로 전력 소모가 줄어들 수 있다.
또한, 도 9의 왼쪽 시간 영역 그래프(910)와 같이, 송신장치는 13개의 서브캐리어에 대해 64-point IFFT를 수행하여 시간 영역에서 하나의 온 신호를 생성할 수 있다. 하나의 온 신호는 1비트의 크기를 가진다. 즉, 13개의 서브캐리어로 구성된 시퀀스가 1비트에 대응할 수 있다. 반면에, 송신장치는 오프 신호는 아예 송신하지 않을 수 있다. IFFT를 수행하면 3.2us의 심벌을 생성할 수 있고, CP(Cyclic Prefix, 0.8us)를 포함한다면, 4us의 길이를 가지는 하나의 심벌을 생성할 수 있다. 즉, 하나의 온 신호를 지시하는 1비트를 하나의 심벌에 실을 수 있다.
상술한 실시예와 같이 비트를 구성하여 보내는 이유는 수신장치에서 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 전력 소모를 적게 하기 위함이다. 이로써, 수신장치는 패킷을 최소 전력으로 복호할 수 있다.
다만, 하나의 정보에 대한 기본적인 데이터 레이트(data rate)는 125Kbps(8us) 또는 62.5Kbps(16us)가 될 수 있다.
상기 내용을 일반화시켜 주파수 영역에서 송신되는 신호는 다음과 같다. 즉, 20MHz 대역에서 길이가 K인 각각의 신호는 총 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 실려 송신될 수 있다. 즉, K는 신호를 송신하기 위해 사용되는 서브캐리어의 개수로 OOK 펄스의 대역폭에 대응할 수 있다. K개 이외의 서브캐리어의 계수(coefficient)는 모두 0이다. 이때, 정보 0과 정보 1에 해당하는 신호가 사용하는 K개의 서브캐리어의 인덱스는 동일하다. 예를 들어, 사용되는 서브캐리어 인덱스는 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1로 나타낼 수 있다.
이때, 정보 1과 정보 0은 다음의 값을 가질 수 있다.
- 정보 0 = zeros(1,K)
- 정보 1 = alpha*ones(1,K)
상기 alpha는 전력 정규화 요소(power normalization factor)이고, 예를 들어, 1/sqrt(K)가 될 수 있다.
도 10은 본 실시예에 따른 맨체스터 코딩 기법에 대한 설명도이다.
맨체스터 코딩은 라인 코딩(line coding)의 일종으로 하나의 비트 구간(bit period)의 중간에서 크기(magnitude) 값의 전이가 일어나는 방식으로 아래의 표와 같이 정보를 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018007471-appb-T000001
즉, 맨체스터 코딩 기법이란 1은 01로 0은 10으로 또는 1은 10로 0은 01로 데이터를 변환하는 방법을 말한다. 상기 표 1은 맨체스터 코딩을 사용하여 1은 10로 0은 01로 데이터가 변환되는 일례를 나타낸다.
도 10에 도시된 바와 같이, 송신할 비트열, 맨체스터 코딩된 신호, 수신측에서 재생한 클럭 및 클럭에서 재생한 데이터를 위에서 아래로 순서대로 나타낸다.
상기 맨체스터 코딩 기법을 이용하여 송신측에서 데이터를 송신하면 수신측에서는 1→0 또는 0→1로 천이하는 천이점을 기준으로 조금 뒤에 데이터를 읽어 데이터를 복구하고, 1→0 또는 0→1로 천이하는 천이점을 클럭의 천이점으로 인식하여 클럭을 복구한다. 또는 천이점을 기준으로 심벌을 나누었을 때 심벌의 중심에서 앞부분과 뒷부분의 전력 비교로 간단히 복호할 수 있다.
도 10에 도시된 바와 같이, 송신할 비트열는 10011101이고, 송신할 비트열을 맨체스터 코딩한 신호는 0110100101011001이며, 수신측에서 재생한 클럭은 맨체스터 코딩된 신호의 천이점을 클럭의 천이점으로 인식하여 구하며, 이렇게 재생된 클럭을 이용하여 데이터를 복구한다.
이와 같은 맨체스터 코딩 기법을 이용하면, 별도의 클럭을 사용하지 않고 데이터 송신 채널만을 이용하여 동기 방식으로 통신을 할 수 있다.
또한, 이와 같은 방식은 데이터 송신 채널만을 이용함으로써 TXD 핀을 데이터 송신을 위해서 RXD 핀은 수신을 위해서 사용할 수 있다. 그러므로, 동기화된 양방향의 송신을 할 수 있는 것이다.
본 명세서는 WUR에서 사용될 수 있는 다양한 심벌 유형과 이에 따른 데이터 레이트에 대해 제안한다.
Robust한 성능이 필요한 STA와 AP로부터 강한 신호를 받는 STA들이 섞여 있기 때문에 상황에 따라 효율적인 데이터 레이트를 지원하는 것이 필요하다. 신뢰성(reliable) 있고 robust한 성능을 얻기 위해서는 심벌 기반 맨체스터 코딩(machester coding based symbol) 기법과 심벌 반복(symbol repetition) 기법이 사용될 수 있다. 또한, 높은 데이터 레이트를 얻기 위해서는 심벌 감소(symbol reduction) 기법이 사용될 수 있다.
이때, 각 심벌은 기존 802.11 OFDM 송신이기를 이용하여 생성될 수 있다. 또한, 각 심벌을 생성하기 위해 사용되는 서브캐리어 개수는 13개일 수 있다. 다만, 이에 국한되지는 않는다.
또한, 각 심벌은 온 신호(ON-signal) 및 오프 신호(OFF-signal)로 형성되는 OOK 변조를 사용할 수 있다.
WUR을 위해 생성된 하나의 심벌은 CP(Cyclic Prefix 또는 Guard Interval) 및 실제 정보를 나타내는 신호 부분으로 구성될 수 있다. CP 및 실제 정보 신호의 길이를 다양하게 설정하거나 반복하여 다양한 데이터 레이트를 갖는 심벌을 설계할 수 있다.
아래는 심벌 유형에 간한 다양한 일례를 나타낸다.
일례로, 기본 WUR 심벌은 CP+3.2us로 나타낼 수 있다. 즉, 기존 Wi-Fi와 동일한 길이를 갖는 심벌을 이용해 1비트를 나타낸다. 구체적으로, 송신장치는 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개의 서브캐리어)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 수행하여 3.2us의 정보 신호 부분을 형성한다. 이때, 이용 가능한 모든 서브캐리어 중 DC 서브캐리어 또는 가운데 서브캐리어 인덱스에는 0의 계수(coefficient)가 실릴 수 있다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 하나의 기본 WUR 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal
상기 표 2는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있다. 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 CP+1.6us+CP+1.6us 또는 CP+1.6us+1.6us로 나타낼 수 있다. 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 다음과 같이 생성될 수 있다.
Wi-Fi 송신장치를 사용하는 OOK 송신에서 송신 신호의 가드 인터벌을 제외한 하나의 비트(또는 심벌) 송신에 사용되는 시간은 3.2us이다. 이때, 맨체스터 코딩까지 적용된다면 1.6us에서 신호 크기의 전이가 일어나야 한다. 즉, 1.6us 길이를 갖는 각 서브 정보(sub-information)는 0 또는 1의 값을 가져야 하고, 다음과 같은 방식으로 신호를 구성할 수 있다.
* 정보 0 -> 1 0 (각각을 서브 정보 1 0 또는 서브 심벌 1(ON) 0(OFF)라 할 수 있다)
- 첫 번째 1.6us (서브 정보 1 또는 서브 심벌 1): 서브 정보 1은 beta*ones(1,K)의 값을 가질 수 있다. 상기 beta는 전력 정규화 요소이고 예를 들어, 1/sqrt(ceil(K/2))가 될 수 있다.
또한, 맨체스터 코딩이 적용된 심벌을 생성하기 위해 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개 서브캐리어)에 두 칸 단위로 특정 시퀀스를 적용한다. 즉, 특정 시퀀스의 짝수 번째 서브캐리어는 0으로 널링한다. 즉, 특정 시퀀스는 두 칸 간격으로 계수가 존재할 수 있다. 예를 들어, 13개의 서브캐리어를 사용하여 온 신호를 구성한다고 가정하면, 두 칸 간격으로 계수가 존재하는 특정 시퀀스는 {a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g}, {0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0} 또는 {a 0 b 0 c 0 0 0 d 0 e 0 f}일 수 있다. 이때, a,b,c,d,e,f,g는 1 또는 -1이다.
즉, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고(예를 들어, 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1) 나머지 서브캐리어에는 0으로 계수를 설정하여 IFFT를 수행시킨다. 이로써, 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 상기 시간 영역의 신호는 주파수 영역에서 두 칸 간격으로 계수가 존재하므로 1.6us 주기를 갖는 3.2us 길이의 신호이다. 첫 번째 또는 두 번째 1.6us 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 1로 사용할 수 있다.
- 두 번째 1.6us (서브 정보 0 또는 서브 심벌 0): 서브 정보 0은 zeros(1,K)의 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고(예를 들어, 33-floor(K/2) : 33+ceil(K/2)-1) IFFT를 수행시켜 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 서브 정보 0은 1.6us 오프 신호에 대응할 수 있다. 1.6us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 설정하여 생성될 수 있다.
상기 시간 영역의 신호의 첫 번째 또는 두 번째 1.6us 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 0으로 사용할 수 있다. 간단히 zeros(1,32) 신호를 서브 정보 0으로 사용할 수도 있다.
* 정보 1 -> 0 1(각각을 서브 정보 '0', '1' 또는 서브 심벌 0(OFF) 1(ON)라 할 수 있다)
- 정보 1도 첫 번째 1.6us(서브 정보 0)와 두 번째 1.6us(서브 정보 1)로 나누어지므로, 정보 0을 생성하는 방식과 동일하게 각 서브 정보에 해당하는 신호를 구성할 수 있다.
맨체스터 코딩을 사용하여 정보 0과 정보 1을 생성하는 기법을 사용하게 되면, 기존에 비해 오프 심벌이 연속되는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 기존 Wi-Fi 장치와의 공존(coexistence) 문제가 발생하지 않을 수 있다. 공존 문제란 연속된 오프 심벌로 인해 다른 장치가 채널 유휴(channel idle) 상태로 판단하여 신호를 송신하여 발생되는 문제이다. OOK 변조만을 사용하면 예를 들어, 시퀀스가 100001 등으로 오프 심벌이 연속될 수 있지만, 맨체스터 코딩을 사용하면 시퀀스가 100101010110으로 오프 심벌이 연속될 수 없다.
상술한 내용에 따르면, 서브 정보는 1.6us 정보 신호라고 부를 수 있다. 1.6us 정보 신호는 1.6us 온 신호 또는 1.6 오프 신호가 될 수 있다. 1.6us 온 신호와 1.6 오프 신호는 각 서브캐리어에 다른 시퀀스가 적용될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 1.6us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 하나의 맨체스터 코딩이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal 1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal
혹은 1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal 혹은 1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal
상기 표 3은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+1.6us+CP+1.6us 또는 CP+1.6us+1.6us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 전자의 경우 1.6us 온 신호, 1.6us 오프 신호는 (CP+1.6us) 온 신호, (CP+1.6us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 성능 향상을 위해 심벌을 반복하여 웨이크업 패킷을 구성하는 방식을 제안한다.
심벌 반복(symbol repetition) 기법은 웨이크업 페이로드(724)에 적용된다. 심벌 반복 기법은 각 심벌의 IFFT 및 CP(Cyclic Prefix) 삽입 후의 시간 신호의 반복을 의미한다. 이로써, 웨이크업 페이로드(724)의 길이(시간)은 두 배가 된다.
즉, 정보 0 또는 정보 1과 같은 정보를 나타내는 심벌을 특정 시퀀스에 적용 및 이를 반복하여 다음과 같이 구성하는 것을 제안한다.
* Option 1: 정보 0과 정보 1을 동일한 심벌로 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 (정보 0을 2번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 1 (정보 1을 2번 반복한다)
* Option 2: 정보 0과 정보 1을 다른 심벌로 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 1 또는 1 0 (정보 0과 정보 1을 반복한다)
- 정보 1 -> 1 0 또는 0 1 (정보 1과 정보 0을 반복한다)
이하에서는, 송신장치에서 심벌 반복 기법을 적용하여 송신한 신호를 수신장치가 복호하는 방법을 설명한다.
송신된 신호는 웨이크업 패킷에 대응할 수 있고, 웨이크업 패킷을 복호하는 방법은 크게 2가지로 나눌 수 있다. 첫째는 non-coherent 검출 방식이고, 두 번째는 coherent 검출 방식이다. non-coherent 검출 방식은 송신장치와 수신장치의 신호 간에 위상 관계가 고정되지 않는 것이다. 따라서, 수신장치는 수신된 신호의 위상을 측정하여 조정할 필요가 없다. 이와 반대로, coherent 검출 방식은 송신장치와 수신장치의 신호 간에 위상이 맞춰줘야 한다.
수신장치는 앞서 설명한 저전력 웨이크업 수신기를 포함한다. 저전력 웨이크업 수신기는 전력 소모를 줄이기 위해 OOK 변조 방식을 사용하여 송신된 패킷(웨이크업 패킷)을 포락선 검출기(envelope detector)를 이용하여 복호할 수 있다.
포락선 검출기는 수신된 신호의 전력 또는 크기(magnitude)를 측정하여 복호하는 방식이다. 수신장치는 포락선 검출기를 통해 측정한 전력 또는 크기를 기반으로 임계값(threshold)를 정해놓는다. 그리고, OOK가 적용된 심벌에 대한 복호를 할 때 임계값보다 크거나 같으면 정보 1로 판단하고, 임계값보다 작으면 정보 0으로 판단한다.
심벌 반복 기법이 적용된 심벌을 복호하는 방법은 다음과 같다. 상기 option 1에서 수신장치는 웨이크업 프리앰블(722)을 이용해 심벌 1(정보 1이 포함된 심벌)이 전송된 경우의 전력 등을 계산하여 임계값을 결정하는데 사용할 수 있다.
구체적으로, 두 심벌에서의 평균 전력을 구해 임계값 이상이면 정보 1(1 1)로 판단하고, 임계값 이하면 정보 0(0 0)으로 판단할 수 있다.
또한, 상기 option 2에서는 임계값을 결정하는 절차 없이 두 심벌의 전력을 비교하여 정보를 판단할 수 있다.
구체적으로, 정보 1은 0 1로 구성되어 있고 정보 0은 1 0으로 구성되어 있다면, 첫 번째 심벌의 전력이 두 번째 심벌의 전력보다 크면 정보 0으로 판단한다. 반대로, 첫 번째 심벌의 전력이 두 번째 심벌의 전력보다 작다면 정보 1로 판단한다.
이는, 인터리버(interleaver)에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 밑 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
또한, 심벌을 두 개뿐만 아니라 다음과 같이 n개를 사용하여 확장할 수 있다. 도 11은 본 실시예에 따른 n개의 심벌을 반복한 심벌 반복 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
* Option 1: 도 11과 같이 정보 0과 정보 1을 동일한 심벌로 n번 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 ... 0 (정보 0을 n번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 1 ... 1 (정보 1을 n번 반복한다)
* Option 2: 도 11과 같이 정보 0과 정보 1을 서로 다른 심벌로 n번 반복하여 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 1 0 1 ... 또는 1 0 1 0 ... (정보 0과 정보 1을 서로 n번 반복한다)
- 정보 1 -> 1 0 1 0 ... 또는 0 1 0 1 ... (정보 1과 정보 0을 서로 n번 반복한다)
* Option 3: 도 11과 같이 심벌의 반은 정보 0으로 구성하고 나머지 반은 정보 1로 구성하여 n개의 심벌을 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 0 0 ... 1 1 ... 또는 1 1 ... 0 0 ... (n/2개의 심벌은 정보 0으로 구성하고, 나머지 n/2개의 심벌은 정보 1로 구성한다)
- 정보 1 -> 1 1 ... 0 0 ... 또는 0 0 ... 1 1 ... (n/2개의 심벌은 정보 0으로 구성하고, 나머지 n/2개의 심벌은 정보 1로 구성한다)
* Option 4: 도 11과 같이 n이 홀수일 때 심벌 1(정보 1이 포함된 심벌)의 개수와 심벌 0(정보 0이 포함된 심벌)의 개수를 구분하여 총 n개의 심벌을 나타낼 수 있다.
- 정보 0 -> 심벌 1의 개수가 홀수이고 심벌 0의 개수가 짝수로 구성된 n개의 심벌, 또는 심벌 1의 개수가 짝수이고 심벌 0의 개수가 홀수로 구성된 n개의 심벌
- 정보 1 -> 심벌 0의 개수가 홀수이고 심벌 1의 개수가 짝수로 구성된 n개의 심벌, 또는 심벌 0의 개수가 짝수이고 심벌 1의 개수가 홀수로 구성된 n개의 심벌
또한, 인터리버에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 및 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
또한, 앞서 설명한 것과 같이, 수신장치는 임계값의 결정 및 n개의 심벌의 전력을 비교하여 정보 0 또는 정보 1인지를 판단할 수 있다.
다만, 연속된 심벌 0(또는 오프 심벌)을 사용하면 기존 Wi-Fi 장치 및/또는 다른 장치와의 공존(coexistence) 문제가 발생할 수 있다. 공존 문제란 연속된 오프 심벌로 인해 다른 장치가 채널 유휴(channel idle) 상태로 판단하여 신호를 송신하여 발생되는 문제이다. 따라서, 공준 문제를 해결하기 위해 연속된 오프 심벌의 사용을 피하는 것이 바람직하므로 상기 option 2의 방식이 선호될 수 있다.
또한, n개의 심벌을 이용해 m개의 정보를 표현하는 방식으로 확장될 수 있다. 이 경우 처음 또는 마지막 m개는 정보에 따라 0(OFF) 또는 1(ON)의 심벌로 나타내고, 뒤에 또는 앞에 n-m개의 0(OFF) 또는 1(ON)의 리던던트 심벌(redundant symbol)을 연속하여 구성할 수 있다.
예를 들어, 정보 010에 코드율(code rate) 3/4을 적용하면, 1,010 또는 010,1 또는 0,010 또는 010,0이 될 수 있다. 다만, 연속된 오프 심벌의 사용을 방지하기 위해 코드율 1/2 이하를 적용하는 것이 바람직할 수 있다.
상기 실시예도, 마찬가지로, 인터리버에 의해 심벌의 순서가 재구성될 수 있다. 인터리버는 패킷 단위 및 특정 심벌 수 단위로 적용될 수 있다.
이하에서는, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌의 다양한 실시예를 설명한다.
일반적으로 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 n개의(CP+3.2us) 또는 CP+n개의(1.6us)로 나타낼 수 있다.
도 11과 같이, n(n>=2)개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 일반적인 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
모두 3.2us OFF-signal 모두 3.2us ON-signal
혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF 혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF
혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF 혹은 특정 두 개의 연속된 signal이3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal,나머지 signal 모두 ON 혹은 모두 OFF
혹은 특정 위치에 놓인 특정 개수(혹은 ceil(n/2개) 혹은 floor(n/2)개)는 3.2us OFF-signal나머지는 3.2us ON-signalEx) ON+OFF+ON+OFF… 혹은 특정 위치에 놓인 특정 개수(혹은 ceil(n/2개) 혹은 floor(n/2)개)는 3.2us ON-signal나머지는 3.2us OFF-signalEx) OFF+ON+OFF+ON+OFF…
상기 표 4는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 n개(CP+3.2us) 또는 CP+n개의(3.2us)가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, n개(CP+3.2us)의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 두 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
상기 표 5는 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 세 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
상기 표 6은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us+3.2us로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, 네 개의 정보 신호(심벌)를 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용한 후 IFFT를 취하여 3.2us의 정보 신호(심벌)를 형성한다.
3.2us 온 신호와 3.2us 오프 신호에 따라 이용 가능한 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal
혹은3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us OFF-signal 혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal
혹은 3.2us OFF-signal + 3.2us OFF-signal + 3.2us ON-signal+ 3.2us ON-signal 혹은 3.2us ON-signal + 3.2us ON-signal + 3.2us OFF-signal+ 3.2us OFF-signal
상기 표 7은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us 또는 CP+3.2us+3.2us+3.2us+3.2us가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us+CP+3.2us의 경우에서, 3.2us 온 신호는 (CP+3.2us) 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us 오프 신호는 (CP+3.2us) 오프 신호로 볼 수 있다.
또 다른 예로, 심벌 반복을 기반으로 맨체스터 코딩이 적용된 심벌은 n개의(CP+1.6us+CP+1.6us) 또는 CP+n개의(1.6us+1.6us)로 나타낼 수 있다.
상기 실시예에 따르면, n(>=2)번 반복된 심벌을 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 특정 시퀀스를 적용하고 나머지는 0의 계수(coefficient)를 설정하여 IFFT를 취하면 1.6us 주기를 갖는 3.2us의 신호가 생성된다. 이 중에 하나를 취해 1.6us 정보 신호(심벌)로 설정한다.
서브 정보는 1.6us 정보 신호라고 부를 수 있다. 1.6us 정보 신호는 1.6us 온 신호 또는 1.6 오프 신호가 될 수 있다. 1.6us 온 신호와 1.6 오프 신호는 각 서브캐리어에 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 1.6us 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 1.6us 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다.
따라서, 상기 심벌 반복을 기반으로 맨체스터 코딩이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
(1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) n번 반복 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) n번 반복
혹은 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) n번 반복 혹은 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) n번 반복
(1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)+ (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)+ (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)
(1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal)+ (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)+ (1.6us OFF-signal + 1.6us ON-signal) floor(n/2)반복+ 필요시 (1.6us ON-signal + 1.6us OFF-signal)
상기 표 8은 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 n개의(CP+1.6us+CP+1.6us) 또는 CP+n개의(1.6us+1.6us)가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, n개의(CP+1.6us+CP+1.6us)의 경우에서, 1.6us 온 신호는 (CP+1.6us) 온 신호로 볼 수 있고, 1.6us 오프 신호는 (CP+1.6us) 오프 신호로 볼 수 있다.
상술한 실시예들과 같이, 심벌 반복 기법을 사용하면 저전력 웨이크업 통신의 레인지 요구(range requirement)를 만족시킬 수 있다. OOK 방식만을 적용하는 경우 하나의 심벌에 대한 데이터 레이트는 250Kbps(4us)이다. 이때, 심벌 반복 기법을 사용하여 심벌을 2번 반복하면 데이터 레이트는 125Kbps(8us), 4번 반복하면 데이터 레이트는 62.5Kbps(16us), 8번 반복하면 데이터 레이트는 31.25Kbps(32us)가 될 수 있다. 저전력 웨이크업 통신의 경우 BCC가 없다면 심벌을 8번 반복해야 레인지 요구를 만족시킬 수 있다.
이하에서는, WUR에서 사용될 수 있는 심벌 유형 중 심벌 감소(symbol reduction) 기법이 적용된 심벌의 다양한 실시예를 설명한다.
도 12는 본 실시예에 따른 심벌 감소 기법의 다양한 일례를 나타낸다.
도 12의 실시예에 따르면, m 값이 커질수록 심벌을 더욱 감소하여 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이가 줄어들게 된다. m=2인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+1.6us가 된다. m=4인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.8us가 된다. m=8인 경우, 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.4us가 된다.
심벌의 길이가 줄어들수록 높은 데이터 레이트를 확보할 수 있다. 단순히 OOK 방식만을 적용하는 경우 하나의 심벌에 대한 데이터 레이트는 250Kbps(4us)이다. 이때, 심벌 감소 기법을 사용하여 m=2이면 데이터 레이트는 500Kbps(2us)이고, m=4이면 데이터 레이트는 1Mbps(1us)이고, m=8이면 데이터 레이트는 2Mbps(0.5us)가 될 수 있다.
일례로, 일반적으로 심벌 감소 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us/m (m=2,4,8,16,32,...)로 나타낼 수 있다(option 1).
도 12의 option 1과 같이, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌을 이용해 1비트를 나타내며 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개)에 m칸 단위로 특정 시퀀스를 적용하고 나머지는 0의 계수를 설정한다. 이후 상기 특정 시퀀스가 적용된 서브캐리어에 IFFT를 취하면 3.2us/m 주기를 갖는 3.2us의 신호가 발생한다. 이 중에 하나를 취해 3.2us/m 정보 신호(정보 1)에 매핑한다.
예를 들어, 13개의 서브캐리어에 2칸 단위로(m=2) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0 g} 또는 {0 a 0 b 0 c 0 d 0 e 0 f 0}, 이때, a,b,c,d,e,f,g는 1 또는 -1이다.
다른 예로, 13개의 서브캐리어에 4칸 단위로(m=4) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0 0 d} 또는 {0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0 0} 또는 {0 0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0 0} 또는 {0 0 0 a 0 0 0 b 0 0 0 c 0} 또는 {0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0}, 이때, a,b,c,d는 1 또는 -1이다.
또 다른 예로, 13개의 서브캐리어에 8칸 단위로(m=8) 특정 시퀀스를 적용한다면 온 신호는 다음과 같이 구성될 수 있다.
- 온 신호(정보 1): {a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0 0 0} 혹은 {0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0 0} 혹은 {0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0 0} 혹은 {0 0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b 0}, 혹은 {0 0 0 0 a 0 0 0 0 0 0 0 b}, 이때, a,b는 1 또는 -1이다.
3.2us/m 정보 신호는 3.2us/m 온 신호와 3.2us/m 오프 신호로 나뉜다. 또한, 3.2us/m 온 신호와 3.2us/m 오프 신호는 각각 (이용 가능한) 서브캐리어에 서로 다른 시퀀스가 적용될 수 있다. 3.2us/m 오프 신호는 모든 계수를 0으로 적용하여 생성될 수 있다.
CP는 바로 뒤의 정보 신호 3.2us/m 중 뒤에서 특정 길이만큼을 채택하여 사용할 수 있다. 이때, CP는 0.4us 또는 0.8us일 수 있다. 이 길이는 802.11ac의 가드 인터벌(guard interval)과 동일한 길이이다. 다만, m=8인 경우 CP는 0.8us가 될 수 없다. 또는 CP는 0.1us 또는 0.2us일 수도 있으며 다른 값일 수도 있다.
따라서, 일반적인 심벌 감소 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us/m OFF-signal 3.2us/m ON-signal
상기 표 9에서 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us/m 온 신호는 CP+3.2us/m 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us/m 오프 신호는 CP+3.2us/m 오프 신호로 볼 수 있다.
다른 예로, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌은 CP+3.2us/m+CP+3.2us/m (m=2,4,8)로 나타낼 수 있다(option 2).
Wi-Fi 송신장치를 사용하는 OOK 송신에서 송신 신호의 가드 인터벌을 제외한 하나의 비트(또는 심벌) 송신에 사용되는 시간은 3.2us이다. 이때, 심벌 감소 기법을 적용한다면 하나의 비트 송신에 사용되는 시간은 3.2us/m이다. 다만, 본 실시예에서는 심벌 감소 기법이 적용된 심벌을 반복하여 하나의 비트 송신에 사용되는 시간을 3.2us/m+3.2us/m으로 하였고, 맨체스터 코딩의 특성도 이용하여 3.2us/m 신호 간에 신호 크기의 전이가 일어나도록 하였다. 즉, 3.2us/m 길이를 갖는 각 서브 정보(sub-information)는 0 또는 1의 값을 가져야 하고, 다음과 같은 방식으로 신호를 구성할 수 있다.
* 정보 0 -> 1 0 (각각을 서브 정보 1 0 또는 서브 심벌 1(ON) 0(OFF)라 할 수 있다)
- 첫 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 1 또는 서브 심벌 1): 심벌 감소 기법 이 적용된 심벌을 생성하기 위해 이용 가능한 모든 서브캐리어(예를 들어, 13개 서브캐리어)에 m칸 단위로 특정 시퀀스를 적용한다. 즉, 특정 시퀀스는 m칸 간격으로 계수가 존재할 수 있다.
송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고 나머지 서브캐리어에는 0으로 계수를 설정하여 IFFT를 수행시킨다. 이로써, 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 상기 시간 영역의 신호는 주파수 영역에서 m칸 간격으로 계수가 존재하므로 3.2us/m 주기를 갖는 3.2us의 신호가 발생한다. 이 중에 하나를 취해 3.2us/m 온 신호(서브 정보 1)로 사용할 수 있다.
- 두 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 0 또는 서브 심벌 0): 첫 번째 3.2us/m 신호와 마찬가지로, 송신장치는 64개의 서브캐리어 중 연속된 K개의 서브캐리어에 특정 시퀀스를 매핑시키고 IFFT를 수행시켜 시간 영역의 신호가 생성될 수 있다. 서브 정보 0은 3.2us/m 오프 신호에 대응할 수 있다. 3.2us/m 오프 신호는 모든 계수를 0으로 설정하여 생성될 수 있다.
상기 시간 영역의 신호의 첫 번째 또는 두 번째 3.2us/m 주기 신호 중 하나를 선택하여 서브 정보 0으로 사용할 수 있다.
* 정보 1 -> 0 1(각각을 서브 정보 '0', '1' 또는 서브 심벌 0(OFF) 1(ON)라 할 수 있다)
- 정보 1도 첫 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 0)와 두 번째 3.2us/m 신호(서브 정보 1)로 나누어지므로, 정보 0을 생성하는 방식과 동일하게 각 서브 정보에 해당하는 신호를 구성할 수 있다.
또한, 정보 0은 01로 구성될 수도 있고 정보 1은 10으로 구성될 수도 있다.
도 12의 option 2와 같이, 심벌 감소 기법이 적용된 심벌에 대응하는 1비트 정보는 아래 표와 같이 나타낼 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
3.2us/m OFF-signal + 3.2us/m ON-signal혹은3.2us/m ON-signal + 3.2us/m OFF-signal 3.2us/m ON-signal + 3.2us/m OFF-signal혹은3.2us/m OFF-signal + 3.2us/m ON-signal
상기 표 10에서 CP는 따로 표시하지 않았다. 실제로, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다. 즉, 3.2us/m 온 신호는 CP+3.2us/m 온 신호로 볼 수 있고, 3.2us/m 오프 신호는 CP+3.2us/m 오프 신호로 볼 수 있다.
도 12의 option 1과 option 2가 설시하는 실시예는 아래 표와 같이 일반화시킬 수 있다.
Information ‘0’ Information ‘1’
Option 1(m=2,4,8) 2us OFF-signal 2us ON-signal
1us OFF-signal 1us ON-signal
0.5us OFF-signal 0.5us ON-signal
Option 2(m=4,8) 1us OFF-signal + 1us ON-signal 혹은1us ON-signal + 1us OFF-signal 1us ON-signal + 1us OFF-signal 혹은1us OFF-signal + 1us ON-signal
0.5us OFF-signal + 0.5us ON-signal 혹은0.5us ON-signal + 0.5us OFF-signal 0.5us ON-signal + 0.5us OFF-signal 혹은0.5us OFF-signal + 0.5us ON-signal
상기 표 11은 각 신호를 CP를 포함한 길이로 나타내었다. 즉, CP를 포함한 CP+3.2us/m가 하나의 1비트 정보를 가리킬 수 있다.
예를 들어, Option 2에서 m=4인 경우 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.8us가 되므로, 1us 오프 신호 또는 1us 온 신호는 CP(0.2us)+0.8us 신호로 구성된다. Option 2에서는 맨체스터 코딩이 적용되어 심벌이 반복되었으므로 m=4일 때 하나의 정보에 대한 데이터 레이트는 500Kbps가 될 수 있다.
다른 예로, Option 2에서 m=8인 경우 하나의 정보를 싣는 심벌의 길이는 CP+0.4us가 되므로, 0.5us 오프 신호 또는 0.5us 온 신호는 CP(0.1us)+0.4us 신호로 구성된다. Option 2에서는 맨체스터 코딩이 적용되어 심벌이 반복되었으므로 m=8일 때 하나의 정보에 대한 데이터 레이트는 1Mbps가 될 수 있다.
아래 표에서는, 상술한 실시예를 통해 확보할 수 있는 데이터 레이트를 각 실시예 별로 비교하여 나타낸다.
CP 기본 symbol (실시예1)(CP+3.2us) Man. Symbol (실시예2)(CP+1.6+CP+1.6) Man. Symbol (실시예3)(CP+1.6+1.6)
0.4us 277.8 250.0 277.8
0.8us 250.0 208.3 250.0
CP Symbol rep.n개(CP+3.2us) Symbol rep.CP+n개(3.2us) Man. symbol rep.n개(CP+1.6us+CP+1.6us)
n=2 (실시예4) n=3 (실시예 5) n=4 (실시예 6) n=2 (실시예7) n=3 (실시예8) n=4 (실시예 9) n=2 (실시예 10) n=3 (실시예 11) n=4 (실시예 12)
0.4us 138.9 92.6 69.4 147.1 100.0 75.8 125.0 83.3 62.5
0.8us 125.0 83.3 62.5 138.9 96.2 73.5 104.2 69.4 52.1
CP Man. symbol rep.CP+n개(1.6us+1.6us) Symbol reductionCP+3.2us/m
n=2 (실시예13) n=3 (실시예 14) n=4 (실시예 15) m=2 (실시예16) m=4 (실시예17) m=8 (실시예18)
0.4us 147.1 100.0 75.8 500.0 833.3 1250.0
0.8us 138.9 96.2 73.5 416.7 625.0 NA
CP Symbol reductionCP+3.2us/m Man. symbol rep. w/ Man.CP+3.2us/m+CP+3.2us/m
m=4 m=8 m=4 m=8
0.1us 1111.1 2000 555.6 1000
0.2us 1000 1666.7 500 833.3
본 명세서에서는 여러 개의 대역(band)을 사용하여 전송할 수 있는 WUR 시스템에서 특정 하나의 대역을 사용하여 특정 STA(들)에게 웨이크업 패킷 전송을 고려할 경우 다른 STA들의 에너지 검출 레벨(energy detection level)에 따른 공존(coexistence) 문제를 해결하기 위해 타 대역의 전력 할당에 관하여 제안한다.
즉, 여러 개의 대역을 사용하여 전송할 수 있는 WUR 시스템에서 송신 장치는 특정 하나의 대역을 사용하여 특정 STA(들)에게 웨이크업 패킷을 전송할 수 있다. 특정 하나의 대역은 4MHz (13개 subcarrier) 일 수 있으며 power regulation으로 인해 실제 할당 가능한 전력이 제한될 수 있다. 이 경우 다른 STA이 웨이크업 패킷의 L-SIG를 읽지 못한다면 에너지 검출 레벨에 따른 공존 문제가 발생할 수 있다. 이를 해결하기 위해 전송을 위해 사용하는 특정 하나의 대역 이외의 타 대역에도 전력을 할당하는 방식에 관하여 제안한다.
도 13 내지 도 16은 웨이크업 패킷을 송신하는 일례를 나타낸다.
도 13은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 하나의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
기존 312.5KHz의 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)을 갖는 Wi-Fi 시스템은 OFDM 송신 장치를 이용하여 웨이크업 패킷을 전송할 수 있다. 웨이크업 패킷은 다른 Wi-Fi 시스템과의 공존을 위한 레가시 파트(L-part)와 802.11n 단말의 거짓 경보(false alarm)를 줄이기 위한 BPSK 심벌, 및 좁은 대역을 사용하여 전송하는 웨이크업 프리앰블 및 웨이크업 페이로드로 구성이 된다. 웨이크업 프리앰블 및 웨이크업 페이로드는 4MHz의 신호 대역폭(13개 서브캐리어)으로 형성될 수 있다.
도 13을 참조하면, 20MHz 중에서 4MHz를 제외한 나머지 16MHz는 사용을 하지 않는 구조이므로 대역 효율성 측면에서 좋지 않을 수 있다. 따라서, 도 14 내지 도 16과 같이 20MHz 내에서 다중 대역(multi-band)을 사용하는 WUR 시스템을 고려할 수 있다.
도 14는 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 네 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다. 도 15는 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 세 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다. 도 16은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 20MHz 내 두 개의 대역을 통해 송신하는 일례를 나타낸다.
본 명세서에서는 위와 같은 다중 대역을 사용하여 신호를 전송할 수 있는 WUR 시스템에서 특정 하나의 대역만 사용하여 웨이크업 패킷을 특정 STA(들)에게 전송하는 경우를 고려한다. 이 경우 여러 대역 중 인접 20MHz 대역과의 간섭을 줄이기 위해 중앙의 4MHz 대역(혹은 다른 신호 대역폭를 가질 수 있다. 다만, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 4MHz를 고려한다.)를 사용하는 것이 유리할 수 있지만 미리 할당 받은 다른 4MHz 대역을 사용하여 웨이크업 패킷을 전송할 수도 있다. 즉, 도 15의 실시예를 참고하면, WUR band 2를 사용하는 것이 간섭 측면에서 유리할 수 있지만 WUR band 1을 할당 받았다면 WUR band 1을 사용하여 웨이크업 패킷을 전송할 수 있다. 이 때 나머지 대역은 어떤 전력도 할당하지 않고 전송할 수 있다.
1. 공존 문제
웨이크업 패킷 전송 시 자신이 할당 받은 4MHz 대역 이외의 다른 4MHz 대역에 아무런 전력을 할당하지 않는다면 다른 STA들이 웨이크업 패킷의 L-SIG를 복호하지 못한 경우 문제가 발생할 수 있다. 실제 4MHz 대역에 할당할 수 있는 전력은 power regulation 상 아래 표 16과 같이 제한이 되어 있고 따라서 실제 4MHz 대역을 이용하여 웨이크업 패킷이 전송되고 있음에도 20MHz 단위로 에너지 레벨을 측정하는 다른 STA들은 웨이크업 패킷의 에너지 레벨이 특정 임계값을 넘지 않는다고 판단할 수 있으며 이 경우 채널을 idle로 판단하여 웨이크업 패킷의 전송에 간섭을 일으킬 수 있다. 따라서 이 문제를 해결하기 위해 특정 하나의 4MHz 대역을 사용하여 웨이크업 패킷을 전송하는 경우에도 타 4MHz 대역에 전력을 실어주는 것이 바람직할 수 있다.
Figure PCTKR2018007471-appb-T000002
2. 전력을 위한 파라미터
상기 표 16은 power regulation과 지역 및 대역의 위치 등을 고려하여, AP의 전력 한계치, AP의 PSD 한계치, 802.11에서 20MHz 대역의 한계치, 4MHz 대역의 한계치 및 20MHz 대역의 한계치와 4MHz 대역의 한계치의 차이를 나타낸 일례이다. 상기 표 16에 따르면, 보통 20MHz 대역의 한계치가 4MHz 대역의 한계치보다 크다는 것을 알 수 있다.
AP에서 사용할 수 있는 전력을 X dBm (혹은 x mWatt)이라고 가정하자. 또한 4MHz에서 사용할 수 있는 power는 Y dBm (y mWatt)라고 가정하자. 표 16의 예시를 따르면, FCC의 5.15~5.25GHz 대역 고려 시 X = 30 dBm (x = 10^3), Y = 23 dBm (y = 10^2.3)이다.
3. 할당된 4MHz 대역에 대한 전력 할당
특정 하나의 4MHz 대역만 사용하여 웨이크업 패킷을 전송하는 경우 특정 4MHz 대역의 전력 할당은 다음과 같이 고려할 수 있다. 13개의 서브캐리어에 1 혹은 -1의 계수(coefficient)로 이루어진 시퀀스가 적용되거나, 혹은 DC 고려를 위해 중앙의 서브캐리어는 0의 계수로 이루어진 시퀀스가 적용될 수 있다. 전자인 경우(DC 고려하지 않는 경우)는 전송에 사용되는 4MHz의 각 계수에 sqrt(1/13)을 곱하여 전력 스케일링(power scaling)을 해주고 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 Y dBm (y mW)으로 전송을 한다. 후자인 경우(DC 고려하는 경우)에 sqrt(1/12)를 곱하여 전력 스케일링을 해주고 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 Y dBm (y mW)으로 전송을 한다. 이 경우 특정 4MHz 대역에 Y dBm (y mW)의 전력이 온전히 실리게 된다.
4. 타 4MHz 대역에 대한 전력 할당
(1) 보내고자 하는 신호의 on, off에 따른 전력 할당
단순히 보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우에는 타 4MHz 대역에도 아무런 전력을 싣지 않고, 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우에만 타 4MHz 대역에도 전력을 실어 줄 수 있다.
A. 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우 타 4MHz 대역에도 동일한 전력 할당
타 4MHz 대역에도 동일한 시퀀스 (또는 다른 시퀀스의 적용도 가능)를 적용하고 전력 스케일링을 20MHz 내의 모든 사용 가능한 서브캐리어에 적용하며 그 값은 sqrt(1/k)이다. 여기서 k는 모든 사용 가능한 서브캐리어의 개수가 0이 아닌 계수의 개수이다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 n*y mW로 전송을 하며 n은 4MHz 대역의 개수이다. 이 경우 각 4MHz band 마다 Y dBm (y mW)의 전력이 온전히 실리게 된다. 만약 n*y가 x를 넘으면 x mW로 전송을 한다. 이 경우 각 대역폭마다 x/3 mW의 전력이 실리게 된다.
B. 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우 타 4MHz 대역에 간섭을 고려한 전력 할당
인접 4MHz 대역의 간섭으로 인해 실제 보내고자 하는 4MHz 대역의 신호의 성능이 좋지 않을 수 있다. 따라서 이 경우 타 대역에는 전력을 적게 실어 줄 수 있다. 즉, 타 4MHz 대역에 동일한 시퀀스 (혹은 다른 시퀀스 적용)를 적용하고 20MHz 내의 사용 가능한 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)을 곱하여 전력 스케일링을 한 후 타 4MHz 대역에는 추가로 sqrt(1/p)을 곱하여 실제 할당되는 전력을 낮춰준다. 여기서 p는 1보다 큰 값이다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 n*y mW로 전송을 하며 이 경우 신호가 전송되는 4MHz 대역은 y mW의 전력이 온전히 실리게 되고 타 대역은 y/p mW의 전력이 실리게 된다. 만약 n*y가 x를 넘으면 x mW로 전송을 하며 이 경우 신호가 전송되는 4MHz 대역은 x/3 mW의 전력이 실리게 되고 타 대역은 x/3p mW의 전력이 실리게 된다. 여기서 p는 전송에 사용되는 4MHz 대역에 미치는 간섭의 영향과 타 STA 들의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정될 수 있다.
(2) 보내고자 하는 신호가 on, off인지 상관없는 전력 할당
보내고자 하는 신호가 on이던 off이던 항상 타 4MHz 대역에 전력을 실어 줄 수 있다. 이 경우는 (1)의 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우와 동일하게 우선 타 4MHz 대역에 동일한 시퀀스 (다른 시퀀스의 적용도 가능)를 적용하고 20MHz 내의 사용 가능한 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)을 곱하여 전력 스케일링을 한다. k값은 보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우 타 4MHz 대역에서 계수가 0이 아닌 서브캐리어 개수일 수 있다. 그 후 타 4MHz 대역에 sqrt(1/p)을 곱하는 과정이 추가될 수 있다. 보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우 인접 4MHz 대역으로부터 오는 간섭 영향이 더 클 수 있으므로 sqrt(1/p) 곱하는 과정이 추천될 수 있다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 n*y mW (보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우) 혹은 (n-1)*y mW (보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우)로 전송을 한다. 만약 n*y 혹은 (n-1)*y가 x를 넘으면 x mW로 전송을 한다.
5. 모든 서브캐리어에 대한 전력 할당
위와 같이 다중 대역을 고려하여 각 4MHz 대역에 전력을 할당해주는 방식을 고려할 수도 있지만 모든 타 서브캐리어에 전력을 할당해 줄 수도 있다. 이 경우에도 보내고자 하는 신호의 on, off에 따라 전력을 할당하거나 혹은 안 할 수도 있으며 이와 상관없이 타 서브캐리어에는 항상 전력을 할당할 수도 있다.
(1) 보내고자 하는 신호의 on, off에 따른 전력 할당
단순히 보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우에는 타 서브캐리어에도 아무런 전력을 싣지 않고, 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우에만 타 서브캐리어에 전력을 실어 줄 수 있다.
A. 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우 타 서브캐리어에도 동일한 전력 할당
타 서브캐리어에 1 혹은 -1의 계수를 실어주고 (20MHz 대역의 가드 및 DC는 0이 실릴 수 있다.) 20MHz 내의 사용 가능한 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)을 곱하여 전력 스케일링을 한다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 x mW로 전송을 한다. 20MHz 대역의 가드는 양 끝에 위치한다. 즉, 20MHz 대역의 가드 영역은, 801.11n 시스템의 경우 최좌측 6개의 가드 서브캐리어 및 최우측 5개의 가드 서브캐리어를 포함하고, 802.11ac 시스템의 경우 최좌측 4개 가드 서브캐리어 및 최우측 3개의 가드 서브캐리어를 포함한다.
B. 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우 타 서브캐리어에 간섭을 고려한 전력 할당
타 서브캐리어의 간섭으로 인해 실제 보내고자 하는 4MHz 대역의 신호의 성능이 좋지 않을 수 있다. 따라서 이 경우 타 서브캐리어에는 전력을 적게 실어 줄 수 있다. 즉, 타 서브캐리어에 동일한 시퀀스 (혹은 다른 시퀀스 적용)를 적용하고 20MHz 내의 사용 가능한 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)을 곱하여 전력 스케일링을 한 후 타 서브캐리어에는 추가로 sqrt(1/p)을 곱하여 실제 할당되는 전력을 낮춰준다. 여기서 p는 1보다 큰 값이다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 n*y mW로 전송을 하며 이 경우 신호가 전송되는 4MHz 대역은 y mW의 전력이 온전히 실리게 되고 타 서브캐리어는 y/p mW의 전력이 실리게 된다. 만약 n*y가 x를 넘으면 x mW로 전송을 하며 이 경우 신호가 전송되는 4MHz 대역은 x/3 mW의 전력이 실리게 되고 타 서브캐리어는 x/3p mW의 전력이 실리게 된다. 여기서 p는 전송에 사용되는 4MHz 대역에 미치는 간섭의 영향과 타 STA 들의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정될 수 있다.
(2) 보내고자 하는 신호가 on, off인지 상관없는 전력 할당
보내고자 하는 신호가 on-signal이던 off-signal이던 항상 타 서브캐리어에 전력을 실어 줄 수 있다. 이 경우는 (1)의 보내고자 하는 신호가 on-signal인 경우와 동일하게 우선 타 서브캐리어에 1 혹은 -1의 계수를 실어주고 (20MHz 대역의 가드 및 DC는 0이 실릴 수 있다.) 20MHz 내의 사용 가능한 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)을 곱하여 전력 스케일링을 한다. k값은 보내고자 하는 신호가 off인 경우 타 서브캐리어에서 계수가 0이 아닌 서브캐리어 개수일 수 있다. 그 후 타 서브캐리어에는 sqrt(1/p)을 곱하는 과정이 추가될 수 있다. 보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우 인접 서브캐리어로부터 오는 간섭 영향이 더 클 수 있으므로 sqrt(1/p) 곱하는 과정이 추천될 수 있다. 그 후 이를 IFFT 취하여 시간 영역에서 x mW (보내고자 하는 신호가 on-signal 인 경우) 혹은 z mW (보내고자 하는 신호가 off-signal인 경우)로 전송을 한다. 여기서 z는 위의 power regulation에서 16MHz에 쓰일 수 있는 최대 전력일 수 있다. 표 16의 예시를 따르면, FCC의 5.15~5.25GHz 대역에서 Z = 29dBm이고 z = 10^2.9 mW이다.
또 다른 방식으로 인접 4MHz 대역으로부터 오는 간섭의 영향을 줄이기 위해 다음과 같은 방식들을 고려할 수 있다.
6. 인접한 4MHz 대역으로부터 간섭 감소
타 4MHz 대역 중 인접 4MHz 대역을 제외한 그 이외의 4MHz 대역에만 전력을 실어 줄 수 있다. 예를 들어, 도 15의 일례에서 WUR band 1을 이용해 신호가 전송된다면 WUR band 3에만 전력을 실어 줄 수 있다. 4.의 방식이 그대로 적용 가능하며 단 n 대신에 n-1 (인접 4MHz 대역이 1개인 경우) 혹은 n-2 (인접 4MHz 대역이 2개인 경우)가 대입될 수 있다.
또 다른 방식으로 4MHz 대역 사이의 가드 서브캐리어(guard subcarrier)를 임의로 바꾸어 타 4MHz 대역에 전력을 실어 줄 수 있다. 예를 들어, 도 15의 일례에서 WUR band 2를 이용해 신호가 전송된다면 guard 2와 guard 3을 좀더 크게 잡고 WUR band 1과 WUR band 3에 전력을 실어 줄 수 있다. Guard 2와 guard 3의 크기는 WUR STA의 사양 (LPF(Low Pass Filter) 차수 및 컷오프 주파수(cut-off frequency))에 따라서 결정될 수 있다. 이 경우 위의 4.의 방식이 그대로 적용 가능하다.
또 다른 예로 인접 4MHz 대역은 일부의 톤(tone)에만 전력을 실어줄 수 있다. 예를 들어, 도 15의 일례에서 WUR band 2를 이용해 신호가 전송된다면 WUR band 1과 WUR band 3은 일부 톤에만 전력을 실어 줄 수 있다. WUR band 1과 WUR band 3에서 가운데 서브캐리어를 기준으로 WUR band 2로부터 먼 곳에 위치한 6개의 서브캐리어에 전력을 실어줄 수 있다. 혹은 WUR STA의 사양 (LPF order 및 cut-off frequency)에 따라 인접 대역에서 전력을 실어주는 톤을 결정할 수 있다. 이 경우 4.의 방식이 그대로 적용 가능하며, 단, 시간 영역에서 전송 시 사용하는 전력은 z' mW로 대체할 수 있으며 z'는 실제 전력이 실리는 서브캐리어 전체에 최대로 실릴 수 있는 전력을 의미한다.
또 다른 예로 5.에서 실제 전송에 사용되는 4MHz 대역 주변에 일정한 가드를 제외하고 모든 서브캐리어에 전력을 실어줄 수 있다. (20MHz 대역의 가드 및 DC는 0이 실릴 수 있다.) WUR STA의 사양 (LPF order 및 cut-off frequency)에 따라 4MHz 대역 주변의 가드는 결정될 수 있다. 가드 서브캐리어의 개수가 8인 것이 하나의 예가 될 수 있다. 즉, 실제 전송에 사용되는 4MHz 대역 주변에 가드 서브캐리어가 최소 8개는 되어야 간섭 영향을 최소화할 수 있다. 이 경우, 5.의 방식이 그대로 적용될 수 있고 단, 시간 영역에서 전송 시 사용되는 전력을 z'로 대체한다.
도 17은 본 실시예에 따른 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 송신하는 절차를 도시한 흐름도이다.
도 17의 일례는 송신장치에서 수행되고, 사용자는 저전력 웨이크업 수신기에 대응할 수 있다. 또한, 송신장치는 AP에 대응할 수 있고, 사용자는 STA에 대응할 수 있다.
먼저 용어를 정리하면, 온 신호(on signal)는 실제 전력 값을 가지는 신호에 대응할 수 있다. 오프 신호(off signal)는 실제 전력 값을 가지지 않는 신호에 대응할 수 있다. 톤(tone)은 서브캐리어(subcarrier)에 대응하고, 이하에서는 톤과 서브캐리어를 혼용해서 서술한다.
S1710 단계에서, 송신장치는 OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성한다.
S1720 단계에서, 송신장치는 상기 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 수신장치로 송신한다.
상기 웨이크업 패킷이 어떻게 구성되는지는 다음과 같다.
상기 웨이크업 패킷은 온 신호(on signal) 또는 오프 신호(off signal)로 구성된다. 상기 온 신호 또는 상기 오프 신호는 20MHz 대역에서 연속된 13개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성된다.
전체 대역은 802.11 시스템(또는 레가시 시스템)의 기준 대역인 상기 20MHz 대역에 대응하고, 상기 하나의 부분대역은 802.11ba 시스템에서 WUR 패킷을 전송할 수 있는 4MHz 대역에 대응할 수 있다.
상기 13개의 서브캐리어는 상기 20MHz 대역에서 상기 하나의 부분대역에 대응할 수 있다. 예를 들어, 20MHz를 기준 대역이라 하면, 64개의 서브캐리어(또는 비트 시퀀스)를 사용할 수 있음에도 13개의 서브캐리어만 샘플링하여 IFFT를 수행하므로, 13개의 서브캐리어는 약 4.06MHz 대역에 대응할 수 있다. 다만 여기서는 4.06MHz 대역을 일반화하여 4MHz 대역으로 보고 기술한다.
상기 웨이크업 패킷이 상기 온 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가지거나 또는 상기 DC를 제외하고 1 또는 -1의 계수를 가질 수 있다. 즉, 상기 13개의 서브캐리어에 모두 1 또는 -1의 계수가 삽입될 수 있다(DC는 0의 계수가 삽입될 수도 있다). 따라서, 상기 온 신호는 전력이 할당될 수 있다. 상기 전력은 power regulation을 고려하여 상기 부분대역에 할당할 수 있는 한계치에 대응할 수 있다.
상기 웨이크업 패킷이 상기 오프 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 0의 계수만을 가질 수 있다. 상기 오프 신호는 전력이 할당되지 않을 수 있다. 따라서, 상기 오프 신호가 인접한 서브캐리어로부터 오는 간섭의 영향을 더 많이 받을 수 있다.
상기 20MHz 대역에서 상기 13개의 서브캐리어, DC 및 가드 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어에 전력이 할당된다. 즉, 웨이크업 패킷에 포함되는 신호뿐만 아니라, 상기 나머지 서브캐리어에도 전력을 할당하는 방식을 제안할 수 있다. 이때, 상기 DC 및 상기 가드 서브캐리어는 전력이 할당되지 않을 수 있다.
상기 방식은, 웨이크업 패킷을 송신할 때 전체 대역인 20MHz 중 부분대역인 4MHz만을 사용하므로 나머지 16MHz 대역은 사용하지 않는 구조에서, 에너지 레벨의 측정값의 차이로 웨이크업 패킷의 전송에 간섭이 발생될 수 있기 때문에 제안할 수 있다. 구체적으로, 웨이크업 패킷은 부분대역인 4MHz 대역을 이용하여 송신되고 있음에도, 다른 수신장치(레가시 시스템을 지원하는 STA일 수 있다)는 전체 대역인 20MHz 대역 단위로 에너지 레벨을 측정하여 웨이크업 패킷의 에너지 레벨이 특정 임계값을 넘지 않는다고 판단할 수 있다. 이에 따라, 다른 수신장치는 채널을 idle하다고 판단하여 신호를 송신한다면, 웨이크업 패킷의 전송에 간섭이 발생할 수 있다. 따라서, 간섭 문제를 해결하기 위해 상기 나머지 서브캐리어에도 전력을 할당할 수 있다.
상기 전력이 할당된 신호는 상기 나머지 서브캐리어에 제2 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성된다. 즉, 상기 나머지 서브캐리어에 대응하는 대역에서도 전력이 할당된 신호(다만, 의미있는 데이터가 실리는 것은 아니다)를 송신하여 다른 수신장치로부터의 간섭 문제를 해결할 수 있다. 상기 제2 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가질 수 있다.
상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 전력 스케일링이 수행된다. 이로써, 상기 하나의 부분대역뿐만 아니라 상기 나머지 서브캐리어에도 power regulation을 고려한 한계치에 해당하는 전력을 온전히 실을 수 있다.
상기 전력 스케일링은 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)를 곱하는 것으로 수행될 수 있다. 상기 k는 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어 중 계수(coefficient)가 0이 아닌 서브캐리어의 개수일 수 있다.
상기 전력 스케일링은 상기 나머지 서브캐리어에 sqrt(1/p)를 더 곱하는 것으로 수행될 수 있다. 이로써, 상기 나머지 서브캐리어에 할당되는 전력을 낮춰줄 수 있다. 상기 p는 상기 하나의 부분대역에 미치는 간섭의 영향과 다른 수신장치의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정될 수 있다. 상기 p는 1보다 큰 유리수일 수 있다.
상기 가드 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어 및 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 포함할 수 있다. 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어는, 802.11n 시스템에서는 최좌측에 가드 서브캐리어 6개 및 최우측에 가드 서브캐리어 5개를 가질 수 있고, 802.11ac 시스템에서는 최좌측에 가드 서브캐리어 4개 및 최우측에 가드 서브캐리어 3개를 가질 수 있다.
특히, 상기 웨이크업 패킷이 상기 오프 신호로 송신되는 경우, 인접한 서브캐리어로부터 오는 간섭의 영향이 더 클 수 있으므로, 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 상기 가드 서브캐리어에 더 포함시킬 수 있다. 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어의 개수(또는 가드 영역의 크기)는 LPF(Low Pass Filter)의 차수 및 컷오프 주파수(cut-off frequency)를 기반으로 결정될 수 있다. 다만, 상기 웨이크업 패킷이 상기 온 신호로 송신되는 경우에도, 상기 가드 서브캐리어에 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어가 더 포함될 수 있다.
또한, 송신장치는 온 신호와 오프 신호의 전력 값을 먼저 알고 온 신호와 오프 신호를 구성할 수 있다. 수신장치는 온 신호와 오프 신호를 포락선 검출기(envelope detector)를 사용하여 복호함으로써, 복호 시 소모되는 전력을 줄일 수 있다.
도 18은 본 실시예가 적용될 수 있는 무선 장치를 나타내는 블록도이다.
도 18을 참조하면, 무선 장치는 상술한 실시예를 구현할 수 있는 STA로서, AP 또는 non-AP STA로 동작할 수 있다. 또한, 상기 무선 장치는 상술한 사용자(user)에 대응되거나, 상기 사용자에 신호를 송신하는 송신 장치에 대응될 수 있다.
도 18의 무선장치는, 도시된 바와 같이 프로세서(1810), 메모리(1820) 및 트랜시버(1830)를 포함한다. 도시된 프로세서(1810), 메모리(1820) 및 트랜시버(1830)는 각각 별도의 칩으로 구현되거나, 적어도 둘 이상의 블록/기능이 하나의 칩을 통해 구현될 수 있다.
상기 트랜시버(transceiver, 1830)는 송신기(transmitter) 및 수신기(receiver)를 포함하는 장치이며, 특정한 동작이 수행되는 경우 송신기 및 수신기 중 어느 하나의 동작만이 수행되거나, 송신기 및 수신기 동작이 모두 수행될 수 있다. 상기 트랜시버(1830)는 무선 신호를 전송 및/또는 수신하는 하나 이상의 안테나를 포함할 수 있다. 또한, 상기 트랜시버(1830)는 수신 신호 및/또는 송신 신호의 증폭을 위한 증폭기와 특정한 주파수 대역 상으로의 송신을 위한 밴드패스필터를 포함할 수 있다.
상기 프로세서(1810)는 본 명세서에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(1810)는 전술한 본 실시예에 따른 동작을 수행할 수 있다. 즉, 프로세서(1810)는 도 1 내지 17의 실시예에서 개시된 동작을 수행할 수 있다.
프로세서(1810)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로, 데이터 처리 장치 및/또는 베이스밴드 신호 및 무선 신호를 상호 변환하는 변환기를 포함할 수 있다. 메모리(1820)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다.
도 19는 프로세서에 포함되는 장치의 일례를 나타내는 블록도이다. 설명의 편의를 위해, 도 19의 일례는 송신 신호를 위한 블록을 기준으로 설명되어 있으나, 해당 블록을 이용하여 수신 신호를 처리할 수 있다는 점은 자명하다.
도시된 데이터 처리부(1910)는 송신 신호에 대응되는 송신 데이터(제어 데이터 및/또는 사용자 데이터)를 생성한다. 데이터 처리부(1910)의 출력은 인코더(1920)로 입력될 수 있다. 상기 인코더(1920)는 BCC(binary convolutional code)나 LDPC(low-density parity-check) 기법 등을 통해 코딩을 수행할 수 있다. 상기 인코더(1920)는 적어도 1개 포함될 수 있고, 인코더(1920)의 개수는 다양한 정보(예를 들어, 데이터 스트림의 개수)에 따라 정해질 수 있다.
상기 인코더(1920)의 출력은 인터리버(1930)로 입력될 수 있다. 인터리버(1930)는 페이딩 등에 의한 연집 에러(burst error)를 방지하기 위해 연속된 비트 신호를 무선 자원(예를 들어, 시간 및/또는 주파수) 상에서 분산시키는 동작을 수행한다. 상기 인터리버(1930)는 적어도 1개 포함될 수 있고, 인터리버(1930)의 개수는 다양한 정보(예를 들어, 공간 스트림의 개수)에 따라 정해질 수 있다.
상기 인터리버(1930)의 출력은 성상 맵퍼(constellation mapper, 1940)로 입력될 수 있다. 상기 성상 맵퍼(1940)는 BPSK(biphase shift keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), n-QAM(quadrature amplitude modulation) 등의 성상 맵핑을 수행한다.
상기 성상 맵퍼(1940)의 출력은 공간 스트림 인코더(1950)로 입력될 수 있다. 상기 공간 스트림 인코더(1950)는 송신 신호를 적어도 하나의 공간 스티림을 통해 송신하기 위해 데이터 처리를 수행한다. 예를 들어, 상기 공간 스트림 인코더(1950)는 송신 신호에 대한 STBC(space-time block coding), CSD(Cyclic shift diversity) 삽입, 공간 매핑(spatial mapping) 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.
상기 공간 스트림 인코더(1950)의 출력은 IDFT(1960) 블록에 입력될 수 있다. 상기 IDFT(1960) 블록은 IDFT(inverse discrete Fourier transform) 또는 IFFT(inverse Fast Fourier transform)을 수행한다.
상기 IDFT(1960) 블록의 출력은 GI(Guard Interval) 삽입기(1970)에 입력되고, 상기 GI 삽입기(1970)의 출력은 도 18의 트랜시버(1830)에 입력된다.

Claims (14)

  1. 무선 랜(wireless LAN) 시스템에서 웨이크업 패킷(wake-up packet)을 송신하는 방법에 있어서,
    송신장치가, OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성하는 단계; 및
    상기 송신장치가, 상기 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 수신장치로 송신하는 단계를 포함하되,
    상기 웨이크업 패킷은 온 신호(on signal) 또는 오프 신호(off signal)로 구성되고,
    상기 온 신호 또는 상기 오프 신호는 20MHz 대역에서 연속된 13개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성되고,
    상기 20MHz 대역에서 상기 13개의 서브캐리어, DC 및 가드 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어에 전력이 할당되고,
    상기 전력이 할당된 신호는 상기 나머지 서브캐리어에 제2 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성되고,
    상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 전력 스케일링이 수행되는
    방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스케일링은 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)를 곱하는 것으로 수행되고,
    상기 k는 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어 중 계수(coefficient)가 0이 아닌 서브캐리어의 개수인
    방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전력 스케일링은 상기 나머지 서브캐리어에 sqrt(1/p)를 더 곱하는 것으로 수행되고,
    상기 p는 상기 하나의 부분대역에 미치는 간섭의 영향과 다른 수신장치의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정되고,
    상기 p는 1보다 큰 유리수인
    방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 가드 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어 및 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 포함하는
    방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어의 개수는 LPF(Low Pass Filter)의 차수 및 컷오프 주파수(cut-off frequency)를 기반으로 결정되는
    방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 웨이크업 패킷이 상기 온 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가지거나 또는 상기 DC를 제외하고 1 또는 -1의 계수를 가지고,
    상기 온 신호는 전력이 할당되는
    방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 웨이크업 패킷이 상기 오프 신호로 구성되는 경우, 상기 제1 시퀀스는 0의 계수만을 가지고,
    상기 오프 신호는 전력이 할당되지 않는
    방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 DC 및 상기 가드 서브캐리어는 전력이 할당되지 않는
    방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제2 시퀀스는 1 또는 -1의 계수를 가지는
    방법.
  10. 무선 랜(wireless LAN) 시스템에서 웨이크업 패킷(wake-up packet)을 송신하는 송신장치에 있어서,
    무선 신호를 송신하거나 수신하는 트랜시버; 및
    상기 트랜시버를 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는:
    OOK(On-Off Keying) 방식이 적용되는 웨이크업 패킷을 구성하고; 및
    상기 웨이크업 패킷을 하나의 부분대역(subband)을 통해 수신장치로 송신하되,
    상기 웨이크업 패킷은 온 신호(on signal) 또는 오프 신호(off signal)로 구성되고,
    상기 온 신호 또는 상기 오프 신호는 20MHz 대역에서 연속된 13개의 서브캐리어에 제1 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성되고,
    상기 20MHz 대역에서 상기 13개의 서브캐리어, DC 및 가드 서브캐리어를 제외한 나머지 서브캐리어에 전력이 할당되고,
    상기 전력이 할당된 신호는 상기 나머지 서브캐리어에 제2 시퀀스를 적용하고 64-point IFFT를 수행하여 생성되고,
    상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 전력 스케일링이 수행되는
    송신장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전력 스케일링은 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어에 sqrt(1/k)를 곱하는 것으로 수행되고,
    상기 k는 상기 20MHz 대역의 모든 서브캐리어 중 계수(coefficient)가 0이 아닌 서브캐리어의 개수인
    송신장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 전력 스케일링은 상기 나머지 서브캐리어에 sqrt(1/p)를 더 곱하는 것으로 수행되고,
    상기 p는 상기 하나의 부분대역에 미치는 간섭의 영향과 다른 수신장치의 에너지 검출에 미치는 영향을 고려하여 결정되고,
    상기 p는 1보다 큰 유리수인
    송신장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 가드 서브캐리어는 상기 20MHz 대역의 양단에 위치한 가드 서브캐리어 및 상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어를 포함하는
    송신장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 하나의 부분대역에 인접한 가드 서브캐리어의 개수는 LPF(Low Pass Filter)의 차수 및 컷오프 주파수(cut-off frequency)를 기반으로 결정되는
    송신장치.
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