WO2018143716A1 - 전이중 통신에서 간섭 제거를 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국과 사용자 단말 - Google Patents

전이중 통신에서 간섭 제거를 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국과 사용자 단말 Download PDF

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WO2018143716A1
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terminal
signal
base station
uplink
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PCT/KR2018/001434
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김동구
김광순
양민호
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연세대학교 산학협력단
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    • H04J13/12—Generation of orthogonal codes
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0016—Time-frequency-code
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex

Definitions

  • the present invention relates to a precoding method for interference cancellation in full-duplex communication, and a base station and a user terminal performing the same, and more particularly, a half duplex uplink that communicates with a full duplex base station.
  • the present invention relates to a precoding method for a technique for removing interference between an uplink terminal and a downlink terminal, and a base station and a user terminal performing the same.
  • FD single-channel full-duplex
  • Hyf-Duplex High-Duplex
  • Uplink transmission and downlink transmission are separate. Use radio resources.
  • a node in the full duplex method, can receive a different signal at the same frequency while transmitting a radio signal and performs both uplink and downlink transmission using the same radio resource.
  • the capacity can be increased up to 2 times.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating a case where interference between terminals occurs during communication in a general full duplex based wireless network, and may include a plurality of user terminals and a base station (BS).
  • BS base station
  • the base station BS when the base station BS communicates with the uplink terminal and the downlink terminal, the uplink transmission and the downlink reception are performed at the same frequency, so that the signal transmitted by the uplink terminal is downlink. It may act as interference to the terminal.
  • the present invention is to solve the above-described problems of the prior art, to provide a precoding method of a technique for removing the interference between the half-duplex uplink terminal and the downlink terminal communicating with the full duplex base station.
  • a channel estimator for estimating channel coefficients between the base station, uplink terminals, and downlink terminals;
  • a reception precoding matrix generator for generating a reception precoding matrix based on a first code and a channel with the uplink terminal;
  • a transmission precoding matrix generator for generating a transmission precoding matrix based on a second code orthogonal to the first code and a channel with the downlink terminal, wherein the first code is a transmission signal of the uplink terminal.
  • a base station used for generation, wherein the second code is used to remove a transmission signal of the uplink terminal, including the first code, which is received as an interference signal when the downlink terminal receives a signal from the base station; This is provided.
  • the reception precoding matrix is an inverse of a matrix having, as an element, a product of a channel coefficient between the base station and each uplink terminal and the first code.
  • the transmission precoding matrix is an inverse of a matrix having, as an element, a product of the channel coefficient between the base station and each downlink terminal and the conjugate complex number of the second code.
  • the transmission precoding matrix is generated using the following equation.
  • h i is a channel coefficient between the base station and the i-th downlink terminal
  • C 2 (1) and C 2 (2) is a second code
  • C * is a conjugate complex of C.
  • the reception precoding matrix may be generated using the following equation.
  • f j is the channel coefficient between the base station and the j-th uplink terminal
  • C 1 (1) and C 1 (2) is the first code.
  • a full duplex base station for eliminating signal interference between a half duplex uplink terminal and a downlink terminal, the first code to the uplink terminal
  • a code allocator for allocating a second code and allocating a second code orthogonal to the first code to the downlink terminal
  • an orthogonal code provider for providing an orthogonal code including the first code and the second code to the user terminal operating as the uplink terminal or the downlink terminal, wherein the uplink terminal includes the first code.
  • a base station for removal.
  • the code allocator allocates one same first code to all uplink terminals and one same second code to all downlink terminals.
  • the length of the orthogonal code is determined by reflecting the number of the uplink terminal and the downlink terminal, and the code allocation unit is determined according to the number of the uplink terminal and the downlink terminal in the number of orthogonal codes corresponding to the determined length. Allocates a first code and a second code.
  • the second code allocated to the downlink terminal is assigned to all the first codes assigned to the plurality of groups. Orthogonal.
  • the base station transmits a signal using a number of subcarriers corresponding to the length of the first code or the second code.
  • a method in which a full duplex base station removes signal interference between a half duplex uplink terminal and a downlink terminal (a) the base station Estimating channel coefficients between uplink terminals and downlink terminals; And (b) generating a reception precoding matrix based on a first code and a channel with the uplink terminal; And (c) generating a transmission precoding matrix based on a second code orthogonal to the first code and a channel with the downlink terminal, wherein the first code generates a transmission signal of the uplink terminal.
  • the second code is a precoding used to remove a transmission signal of the uplink terminal, including the first code, which is received as an interference signal when the downlink terminal receives a signal from the base station.
  • the reception precoding matrix is an inverse of a matrix having, as an element, a product of a channel coefficient between the base station and each uplink terminal and the first code. .
  • the transmission precoding matrix is an inverse of a matrix having, as an element, a product of the channel coefficient between the base station and each downlink terminal and the conjugate complex number of the second code.
  • the transmission precoding matrix is generated using the following equation.
  • h i is a channel coefficient between the base station and the i-th downlink terminal
  • C 2 (1) and C 2 (2) is a second code
  • C * is a conjugate complex of C.
  • the reception precoding matrix is generated using the following equation.
  • f j is the channel coefficient between the base station and the j-th uplink terminal
  • C 1 (1) and C 1 (2) is the first code.
  • the base station transmits a signal using a number of subcarriers corresponding to the length of the first code or the second code.
  • a full duplex scheme is applied by applying an allocated first code among orthogonal codes for signal interference cancellation.
  • a signal generator for generating a signal to be transmitted to the base station;
  • a signal transmitter configured to transmit the generated signal to the base station in a number of time slots corresponding to the length of the first code or using a subcarrier corresponding to the length of the first code.
  • One code is orthogonal to a second code assigned to a downlink terminal receiving a half duplex signal from the base station among the orthogonal codes and used to remove a signal transmitted from the downlink terminal to the base station received as an interference signal.
  • the signal transmitter is provided with a user terminal for transmitting the generated signal in the time slot in the time domain and the subcarrier in the frequency domain.
  • the first code is the same in all user terminals transmitting signals in the half duplex scheme
  • the second code is the same in all downlink terminals.
  • a user terminal that receives a signal in a half duplex method, a signal transmitted from a base station of a full duplex method and a half duplex method of transmitting a signal to the base station
  • a signal receiver for receiving an interference signal by a user terminal (hereinafter referred to as an "uplink terminal") of the apparatus;
  • an interference signal canceller configured to remove the interference signal by using a second code orthogonal to a first code included in the interference signal as an orthogonal code assigned to the uplink terminal for signal interference cancellation.
  • interference between an uplink terminal and a downlink terminal can be efficiently removed.
  • 1 is a schematic diagram illustrating a case where interference between terminals occurs during communication in a general full duplex based wireless network.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a system for preventing signal interference between terminals in a full duplex scheme according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a precoding process of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram of a precoding matrix generator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating generation and transmission of a transmission signal of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a downlink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an interference cancellation process of a downlink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating the operation of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating the operation of a downlink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a system for preventing signal interference between terminals in a full duplex scheme according to an embodiment of the present invention.
  • the present invention includes a system including a base station 100 of a multi-user multiple input / output (MIMO) full duplex scheme and user terminals 300 and 400 that transmit or receive signals in a half duplex scheme (hereinafter, referred to as a “full duplex system”).
  • MIMO multi-user multiple input / output
  • user terminals 300 and 400 that transmit or receive signals in a half duplex scheme (hereinafter, referred to as a “full duplex system”).
  • a half duplex scheme hereinafter, referred to as a “full duplex system”.
  • an OFDM wireless communication system will be described as an embodiment of a full duplex system, but the same can be applied to a wireless communication system conforming to another standard.
  • the base station 100 of the full duplex system may generate an orthogonal code for eliminating signal interference between the uplink terminal 200 and the downlink terminal 300, the uplink of the orthogonal code
  • the first code may be allocated to the terminal 200
  • the second code among the orthogonal codes may be allocated to the downlink terminal 300.
  • the first code and the second code are orthogonal codes orthogonal to each other.
  • the first code and the second code may be separately classified as needed, or the first code and the second code may be referred to as orthogonal codes.
  • the base station 100 may transmit the allocation information of the orthogonal code and the first code and the second code to the user terminals 300 and 400. At this time, when allocating resources to the user terminals 300 and 400, that is, Can be sent during scheduling.
  • the time point at which the base station 100 transmits the orthogonal code again may be when a change occurs in the orthogonal code (for example, the length of the orthogonal code is changed).
  • the uplink terminal 200 may generate a signal by applying (multiplying) a first code, which is an orthogonal code assigned by the base station 100, to a modulated symbol to be transmitted, and generates the signal, and generates the generated signal. Can be sent.
  • a first code which is an orthogonal code assigned by the base station 100
  • the uplink terminal 200 may transmit the generated signal in a number of time slots or subcarriers corresponding to the length of the first code.
  • the generated signal may be transmitted to the base station 100 by using the number of subcarriers corresponding to the length of the first code in the number of time slots corresponding to the length of the first code. .
  • the uplink terminal 200 may transmit a signal to the base station 100 in the first time slot and the second time slot.
  • the present invention increases the time axis according to the length of an orthogonal code to transmit a signal, and thus the number of users can be doubled by increasing the time axis.
  • the downlink terminal 300 receives a signal transmitted from the base station 100 and an interference signal by the uplink terminal 200 transmitting a signal to the base station 100.
  • the downlink terminal 300 uses the second code orthogonal to the first code to the uplink terminal 200. Can remove the interference signal.
  • the interference signal by the uplink terminal 200 received by the downlink terminal 300 is also the first. It may be received in a number of time slots corresponding to the length of the code.
  • the base station 100 may apply a precoding matrix to the transmission signal and the reception signal for beamforming the MIMO antenna.
  • a precoding matrix applied to a transmission signal of a base station is referred to as a transmission precoding matrix and a precoding matrix applied to a received signal is called a reception precoding matrix.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a precoding process of a base station 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the precoding apparatus for beamforming may determine a transmission precoding matrix based on a channel with the downlink terminals 300 and a second code.
  • a precoding device for beamforming a base station antenna since the base station 100 receives a signal including a first code from the uplink terminal 200, a precoding device for beamforming a base station antenna according to an embodiment of the present invention. May determine the reception precoding matrix based on the channel with the uplink terminals 200 and the first code.
  • the base station 100 may transmit the generated signal in a number of time slots or subcarriers corresponding to the length of the orthogonal code.
  • the base station determines the transmission precoding matrix and the reception precoding matrix by using the channel and the first code and the second code with the user terminal (200, 300), effectively preventing interference
  • the beamforming of the MIMO antenna of the base station can be effectively performed.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a base station 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 100 includes an orthogonal code generator 110, a code allocator 120, an orthogonal code provider 130, a precoding matrix generator 160, and a channel estimator 180. ), The controller 140 and the storage 150.
  • the channel estimator 180 can estimate the channel coefficient between the base station and the user terminal (200, 300).
  • the channel coefficient between the base station and the uplink terminal 200 is used by the reception precoding matrix generator 164 to calculate the reception precoding matrix, and the channel coefficient between the base station and the downlink terminal 300 generates the transmission precoding matrix.
  • the reception precoding matrix generator 164 it may be used to calculate the transmission precoding matrix.
  • the orthogonal code generator 110 may generate an orthogonal code for removing signal interference between the uplink terminal 200 and the downlink terminal 300.
  • the orthogonal code generation unit 110 may determine the length of the orthogonal code by reflecting the number of the uplink terminal 200 and the downlink terminal 300.
  • the orthogonal code includes one first code assigned to the uplink terminal 200 and a second code assigned to the downlink terminal 300 (orthogonal to the first code). May include a dog.
  • all uplink terminal 200 may use the same first code
  • all downlink terminal 300 may use the same second code.
  • the code allocator 120 may allocate the first code of the orthogonal codes to the uplink terminal 200 and the second code orthogonal to the first code to the downlink terminal 300. Once code assignment is made, orthogonal codes are used as they are assigned, and code assignment may not occur at specific times.
  • the code allocator 120 may allocate one first code and one second code to the uplink terminal 200 and the downlink terminal 300, respectively. have.
  • the code allocator 120 removes three different orthogonal codes.
  • One code may be allocated to the A, B, and C groups, and the remaining one orthogonal code may be allocated to the downlink terminal 300 as a second code.
  • the code allocation unit 120 is the number of the uplink terminal 200 and the number of the downlink terminal (400) ) Can be adaptively adjusted.
  • the orthogonal code providing unit 130 may provide orthogonal codes including the first code and the second code to the user terminal (300, 400), the time of providing can be transmitted when allocating resources, that is, scheduling .
  • the allocation information of the first code and the second code may be further included along with the orthogonal code.
  • the orthogonal code providing unit 130 may retransmit the orthogonal code and the allocation information to the user terminal (300, 400) when a change occurs in the orthogonal code, such as a change in the length of the code.
  • the orthogonal code providing unit 130 may add and transmit orthogonal code and allocation information to a field newly added in front of the existing subframe.
  • the precoding matrix generator 160 may generate a precoding matrix for beamforming the MIMO antenna of the base station.
  • FIG. 5 is a block diagram of a precoding matrix generator according to an embodiment of the present invention.
  • the precoding matrix generator 160 may include a transmission precoding matrix generator 162 and a reception precoding matrix generator 164.
  • the transmission precoding matrix generator 162 may generate a transmission precoding matrix.
  • the transmission precoding matrix may be determined in consideration of an interference cancellation process using an orthogonal code of the downlink terminal 300. That is, the transmission precoding matrix may be determined in consideration of the second code and the channel coefficient between the base station and the downlink terminal 300.
  • the signal after the i-th downlink terminal 300 removes the interference by using the second code is represented by Equation 1 below.
  • Equation 1 r i is a signal after the i-th downlink terminal removes interference, h i is a channel coefficient of the base station and the i-th downlink terminal, x (1) and x (2) is a transmission signal of the base station And C 2 (1) and C 2 (2) are second codes, and C * is a conjugate complex of C.
  • K d is the total number of downlink terminals 300.
  • the transmission signal of the base station for the entire downlink terminal 300 to obtain the desired signal after the interference cancellation is as follows.
  • Equation 3 [H ⁇ 1 ] i denotes an i th row vector of H ⁇ 1 , and r i is a signal that the i th downlink terminal 300 tries to obtain after interference cancellation.
  • the transmission precoding matrix can be determined as shown in Equation 4 below.
  • the transmission precoding matrix may be calculated as an inverse of a matrix having, as an element, a product of the channel coefficient between the base station and each downlink terminal 300 and the conjugate complex number of the second code.
  • the reception precoding matrix generator 164 may generate a reception precoding matrix.
  • the reception precoding matrix may be determined in consideration of the transmission signal of the uplink terminal 200. That is, the reception precoding matrix may be determined in consideration of the first code and the channel coefficient between the base station and the uplink terminal 200.
  • the received signal of the base station received from the entire uplink terminal 200 is shown in Equation 5 below.
  • Equation 5 v (1) and v (2) is the received signal of the base station, f j is the channel coefficient between the j-th uplink terminal 200 and the base station, C 1 is the first code, s j Is the signal that the j th uplink terminal 200 wants to send, and K u is the total number of uplink terminals 200.
  • the signal to be sent by the uplink terminal 200 may be calculated using Equation 6 below.
  • the reception precoding matrix can be determined as shown in Equation 7 below.
  • the reception precoding matrix may be calculated as an inverse of a matrix having, as an element, a product of a channel coefficient and a first code between the base station and each uplink terminal 200.
  • control unit 140 the components of the base station 100, for example, orthogonal code generation unit 110, code allocation unit 120, orthogonal code providing unit 130, precoding matrix generation unit 160 And the channel estimator 180 may perform the above-described operation.
  • the storage unit 150 may store an algorithm for allowing the controller 140 to control the components of the base station 100 and various data necessary or derived in the control process.
  • the base station 100 may include only the precoding matrix generator 160, the channel estimator 180, the controller 140, and the storage 150. In another embodiment of the present invention, the base station 100 may not include the orthogonal code generation unit 110, the code assignment unit 120, and the orthogonal code providing unit 130. Orthogonal codes may be preset and stored.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a diagram illustrating transmission signal generation and transmission of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the uplink terminal 200 may include a transmission signal generator 210, a signal transmitter 220, a controller 230, and a memory 240.
  • the transmission signal generator 210 may generate a signal using a first code C1 for causing the downlink terminal 300 to remove interference due to the transmission signal of the 300. Can be.
  • the transmission signal generated by the transmission signal generator 210 during the L symbol by applying the first code C 1 may be represented by Equation 8 below.
  • the signal transmitter 220 may transmit the transmission signal generated by the transmission signal generator 210 to the base station 100.
  • the signal transmitter 220 may transmit the generated signal in a number of time slots corresponding to the length of the first code C 1 .
  • the transmission signal can be expressed as Equation 9 below.
  • K u is the number of uplink users, and (1) and (2) on the left side may mean a subcarrier or time for transmitting a signal.
  • the first time slot and transmits a x c 11 ⁇ s at uj uj (1), it is possible to transfer c 21 ⁇ s uj 2 in time slot x uj (2).
  • the present invention transmits a signal by extending the time axis according to the length of a code, so that the number of users can be doubled by increasing the time axis.
  • the controller 230 generates a signal using the first code C 1 , which is an orthogonal code, and transmits the signal to the base station 100 when the uplink terminal 200 corresponds to the length of the first code.
  • the components of the uplink terminal 200 for example, the transmission signal generator 210 and the signal transmitter 220 may be controlled to perform the above-described operation so as to transmit a signal in the slot, and the memory 240 It can also be controlled.
  • the memory 240 may store an algorithm for allowing the controller 230 to control the components of the uplink terminal 200 and various data necessary or derived in the control process.
  • FIG 8 is a block diagram showing the configuration of a downlink terminal according to an embodiment of the present invention
  • Figure 9 is a diagram illustrating an interference cancellation process of the downlink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the downlink terminal 300 may include a signal receiver 310, an interference signal canceller 320, a controller 330, and a memory 340.
  • the signal receiver 310 may receive a signal from the base station 100, and at this time, the uplink terminal 200 may receive a part of a signal transmitted to the base station 100. .
  • uplink terminal 200 and the downlink terminal 300 transmit or receive signals in half duplex, while the base station 100 operates in full duplex.
  • Equation 10 When the signal received from the signal receiving unit 310 is represented by Equation 10, Equation 10 below.
  • u (t) is a signal received by the downlink terminal 300 at time t
  • h is a channel coefficient between the base station 100 transmitter 110 and the downlink terminal 300
  • W d is beamforming Analog precoding matrix of the base station 100 for
  • K d is the number of the downlink terminal 300
  • S d is a modulated symbol containing information to be transmitted from the base station 100 to the downlink terminal 300
  • P is Digital precoding matrix for the S d of the base station 100 for beamforming
  • K u is the number of the uplink terminal 200
  • g ji is j j uplink terminal 200 and ith downlink terminal 300
  • X u is a transmission signal of the uplink terminal 200
  • n (t) is noise of the downlink terminal 300.
  • the signal received by the signal receiver 310 of the downlink terminal 300 during the L symbol may be represented by Equation 11 below.
  • Equation 8 Equation 8 to Equation 11 can be expressed as Equation 12 below.
  • the 'first code C 1 ' is reflected in the signal received by the downlink terminal 300 among the signals transmitted by the uplink terminal 200 to the base station 100.
  • the interference signal canceller 320 is an interference signal that is a signal of the uplink terminal 200 from the signal received by the signal receiver 310, that is, of the signals transmitted by the uplink terminal 200 to the base station 100 The signal received by the downlink terminal 300 may be removed.
  • the interference signal canceller 320 receives (internally) a second code (hereinafter referred to as an orthogonal code) C 2 , which is a code orthogonal to the code C 1 of the uplink terminal 200.
  • the interference signal by the uplink terminal 200 included in the signal may be removed, and this is represented by Equation 13 below.
  • the orthogonal code C 2 may be internalized into the interference signal by the uplink terminal 200 to confirm that the interference signal has been removed.
  • the second code C 2 orthogonal to the first code is Can be expressed as:
  • FIG. 9 a process of removing the interference signal by the downlink terminal 300 by the uplink terminal 200 is illustrated in FIG. 9.
  • the controller 330 is a component of the downlink terminal 300, for example, so that the downlink terminal 300 to remove the interference signal by the uplink terminal 200 using the orthogonal code (C 2 ).
  • the signal receiver 310, the interference signal canceller 320, and the memory 340 may be controlled.
  • the memory 340 may store various data necessary or derived in an algorithm and a control process for allowing the controller 330 to control the components of the downlink terminal 300.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating the operation of the base station 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 100 generates an orthogonal code having a specific length by reflecting the number of the uplink terminal 200 and the downlink terminal 300 (S801).
  • the base station 100 assigns a first code of the orthogonal code to the uplink terminal 200, and allocates a second code of the orthogonal code to the downlink terminal 300 (S802).
  • the base station 100 After S802, the base station 100 provides an orthogonal code at resource allocation, that is, scheduling, to a user terminal operating as an uplink terminal or a downlink terminal (S803).
  • the allocation information of the first code and the second code may be further provided.
  • the base station 100 estimates a channel coefficient with each terminal (S804).
  • the base station 100 After S804, the base station 100 generates a precoding matrix based on the orthogonal code and the channel coefficients (S805).
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation of an uplink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the uplink terminal 200 generates a signal to be transmitted to the base station 100 during the L symbol.
  • the downlink terminal 300 generates a signal by using the first code C 1 to remove the interference by the transmission signal of the 300 (S901).
  • the first code C 1 is orthogonal to the second code C 2 , which is an orthogonal code assigned to the downlink terminal 300.
  • the uplink terminal 200 transmits the generated signal to the base station 100 in a time slot corresponding to the length of the orthogonal code (S902).
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating the operation of a downlink terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the downlink terminal 300 receives a signal transmitted from the base station 100 and an interference signal by the uplink terminal 200 transmitting a signal to the base station 100 (S1001).
  • the downlink terminal 300 removes the interference signal by the uplink terminal 200 using the second code C 2 which is an orthogonal code orthogonal to the first code C 1 included in the interference signal. (S1002).
  • the technical contents described above may be embodied in the form of program instructions that may be executed by various computer means and may be recorded in a computer readable medium.
  • the computer readable medium may include program instructions, data files, data structures, etc. alone or in combination.
  • Program instructions recorded on the media may be those specially designed and constructed for the purposes of the embodiments, or they may be of the kind well-known and available to those having skill in the computer software arts.
  • Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks, and magnetic tape, optical media such as CD-ROMs, DVDs, and magnetic disks, such as floppy disks.
  • Examples of program instructions include not only machine code generated by a compiler, but also high-level language code that can be executed by a computer using an interpreter or the like.
  • the hardware device may be configured to operate as one or more software modules to perform the operations of the embodiments, and vice versa.
  • each component described as a single type may be implemented in a distributed manner, and similarly, components described as distributed may be implemented in a combined form.

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Abstract

전이중 통신에서 간섭 제거를 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국이 개시된다. 개시된 기지국은 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하기 위한 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국에 있어서, 상기 기지국과 상향 링크 단말들 및 하향 링크 단말들간의 채널 계수를 추정하는 채널 추정부; 제1 코드 및 상기 상향 링크 단말과의 채널에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 생성하는 수신 프리코딩 행렬 생성부; 및 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드 및 상기 하향 링크 단말과의 채널에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 생성하는 송신 프리코딩 행렬 생성부를 포함하되, 상기 제1 코드는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 생성에 이용되고, 상기 제2 코드는 상기 하향 링크 단말이 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 제거하기 위해 사용되는 것을 특징으로 한다. 개시된 기지국에 따르면, 풀 듀플렉스 방식의 기지국과 하프 듀플렉스 방식의 사용자 단말을 포함하는 시스템에서, 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있다.

Description

전이중 통신에서 간섭 제거를 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국과 사용자 단말
본 발명은 전이중 통신에서 간섭 제거를 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국과 사용자 단말에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국과 통신하는 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크(up-link) 단말과 하향 링크(down-link) 단말간 간섭을 제거하는 기술을 위한 프리코딩 방법 및 이를 수행하는 기지국과 사용자 단말에 관한 것이다.
최근 모바일 트래픽의 폭발적인 증가로 인해 이동 통신망의 무선 전송 용량을 증대시키기 위한 노력이 요구되고 있다.
그 중에 단일 채널 풀 듀플렉스 방식(Single-Channel Full-Duplex, FD)은 무선 전송 용량을 대폭 향상시킬 수 있는 획기적인 통신 방식으로 주목을 받고 있다.
현재의 무선 통신 시스템은 특정 시간-주파수에서 한 노드가 전송 또는 수신 중 하나의 동작만을 수행하는 하프 듀플렉스 방식(Half-Duplex, HD)을 가정하고 있으며, 상향 링크 전송과 하향 링크 전송은 각각 별도의 무선 자원을 사용한다.
반면, 풀 듀플렉스 방식은 노드가 무선 신호를 전송하면서 동시에 동일한 주파수에서 다른 신호를 수신할 수 있으며, 동일 무선 자원을 사용해 상·하향 링크 전송을 모두 수행하므로, 현재의 하프 듀플렉스 방식 대비 무선 링크의 전송 용량을 최대 2배까지 향상시킬 수 있다.
기존의 무선망에서 동일한 셀에 연결된 사용자 단말들은 서로 다른 주파수와 타임 슬롯 등 직교하는(orthogonal) 무선 자원을 사용하게 되므로, 이들 간의 간섭은 없다고 할 수 있다.
하지만, 풀 듀플렉스 방식 기반의 무선망 - 사용자 단말(상향 링크 단말 및 하향 링크 단말)은 하프 듀플렉스 방식임 - 에서는 셀 내에서도 사용자 단말 간에 간섭이 발생할 수 있는 문제점이 있었다.
도 1은 일반적인 풀 듀플렉스 방식 기반 무선망에서 통신 시 단말간 간섭이 발생하는 경우를 나타낸 개략적인 구성도로서, 복수의 사용자 단말들 및 기지국(BS)을 포함할 수 있다.
도 1에서 보는 바와 같이, 기지국(BS)이 상향 링크 단말 및 하향 링크 단말과 통신을 할 경우, 동일 주파수에서 상향 링크의 전송과 하향 링크의 수신이 이루어지므로 상향 링크 단말이 전송한 신호가 하향 링크 단말에게 간섭으로 작용할 수 있다.
만일 상향 링크 단말과 하향 링크 단말이 서로 가까운 거리에 있을 경우 이러한 간섭은 무선 데이터를 송수신하는 무선 통신 성능에 큰 영향을 미칠 수가 있다.
이에, 풀 듀플렉스 방식의 무선 통신망에서 서로 간섭이 작은 단말과의 통신뿐 아니라, 단말간 간섭 가능성이 있는 광범위의 단말 간에서도 안정적으로 무선 통신을 할 수 있고, 풀 듀플렉스 무선 통신 시 액세스 포인트 또는 기지국과 복수개의 단말간 통신을 효율적으로 가능하게 할 수 있는 기술의 개발이 절실히 필요한 상황이다.
본 발명은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 풀 듀플렉스 방식의 기지국과 통신하는 하프 듀플렉스 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 간섭을 제거하는 기술의 프리코딩 방법을 제공하고자 한다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일 실시예에 따르면, 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하기 위한 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국에 있어서, 상기 기지국과 상향 링크 단말들 및 하향 링크 단말들간의 채널 계수를 추정하는 채널 추정부; 제1 코드 및 상기 상향 링크 단말과의 채널에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 생성하는 수신 프리코딩 행렬 생성부; 및 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드 및 상기 하향 링크 단말과의 채널에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 생성하는 송신 프리코딩 행렬 생성부를 포함하되, 상기 제1 코드는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 생성에 이용되고, 상기 제2 코드는 상기 하향 링크 단말이 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 제거하기 위해 사용되는 기지국이 제공된다.
상기 수신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 상향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제1 코드의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬이다.
상기 송신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 하향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제2 코드의 켤레 복소수의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬이다.
상기 송신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성된다.
Figure PCTKR2018001434-appb-I000001
위 수학식에서, hi는 기지국과 i번째 하향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C2(1) 및 C2(2)는 제2 코드이며, C*은 C의 켤레복소수이다.
상기 수신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 한다.
Figure PCTKR2018001434-appb-I000002
위 수학식에서, fj는 기지국과 j번째 상향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C1(1) 및 C1(2)는 제1 코드이다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하기 위한 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국에 있어서, 상기 상향 링크 단말에게 제1 코드를 할당하고, 상기 하향 링크 단말에게 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 할당하는 코드 할당부; 및 상기 상향 링크 단말 또는 하향 링크 단말로 동작하는 사용자 단말에게 스케줄링 시 상기 제1 코드 및 상기 제2 코드를 포함하는 직교 코드를 제공하는 직교 코드 제공부를 포함하되, 상기 상향 링크 단말은 상기 제1 코드를 이용하여 송신 신호를 생성 후 전송하고, 상기 하향 링크 단말은 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 상기 제2 코드를 이용하여 제거하는 기지국이 제공된다.
상기 코드 할당부는 모든 상향 링크 단말에게 하나의 동일한 제1 코드를 할당하고, 모든 하향 링크 단말에게 하나의 동일한 제2 코드를 할당한다.
상기 직교 코드의 길이는 상기 상향 링크 단말과 하향 링크 단말의 수를 반영하여 결정되며, 상기 코드 할당부는 상기 결정된 길이에 상응하는 직교 코드의 수에서 상기 상향 링크 단말과 하향 링크 단말의 수에 따라서 상기 제1 코드와 제2 코드를 할당한다.
상기 상향 링크 단말이 복수의 그룹으로 분류되고, 상기 복수의 그룹에 서로 다른 제1 코드가 할당되는 경우, 상기 하향 링크 단말에 할당되는 제2 코드는 상기 복수의 그룹에 할당된 모든 제1 코드에 직교한다.
상기 기지국은 상기 제1 코드 또는 상기 제2 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 신호를 송신한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국이 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하는 방법에 있어서, (a) 상기 기지국과 상향 링크 단말들 및 하향 링크 단말들간의 채널 계수를 추정하는 단계; 및 (b) 제1 코드 및 상기 상향 링크 단말과의 채널에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 생성하는 단계; 및 (c) 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드 및 상기 하향 링크 단말과의 채널에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 생성하는 단계를 포함하되, 상기 제1 코드는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 생성에 이용되고, 상기 제2 코드는 상기 하향 링크 단말이 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 제거하기 위해 사용되는 프리코딩 방법이 제공된다.
상기 수신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 상향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제1 코드의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬이다. .
상기 송신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 하향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제2 코드의 켤레 복소수의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬이다.
상기 송신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성된다.
Figure PCTKR2018001434-appb-I000003
위 수학식에서, hi는 기지국과 i번째 하향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C2(1) 및 C2(2)는 제2 코드이며, C*은 C의 켤레복소수이다.
상기 수신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성된다.
Figure PCTKR2018001434-appb-I000004
위 수학식에서, fj는 기지국과 j번째 상향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C1(1) 및 C1(2)는 제1 코드이다.
상기 기지국은 상기 제1 코드 또는 상기 제2 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 신호를 송신한다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 하프 듀플렉스(half duplex) 방식으로 신호를 전송하는 사용자 단말에 있어서, 신호 간섭 제거를 위한 직교 코드 중 할당된 제1 코드를 적용하여 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국으로 전송할 신호를 생성하는 신호 생성부; 및 상기 생성된 신호를 상기 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 또는 상기 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 상기 기지국으로 전송하는 신호 전송부를 포함하되, 상기 제1 코드는 상기 직교 코드 중 상기 기지국으로부터 하프 듀플렉스 방식으로 신호를 수신하는 하향 링크 단말에게 할당된 제2 코드와 직교하여 상기 하향 링크 단말에서 간섭 신호로 수신되는 상기 기지국으로 전송되는 신호의 제거에 이용되며, 상기 신호 전송부는 시간 영역에서는 상기 타임 슬롯에서, 주파수 영역에서는 상기 서브캐리어를 이용하여 상기 생성된 신호를 전송하는 사용자 단말이 제공된다.
상기 직교 코드가 2개인 경우, 상기 제1 코드는 상기 하프 듀플렉스 방식으로 신호를 전송하는 모든 사용자 단말에서 동일하며, 상기 제2 코드는 모든 하향 링크 단말에서 동일하다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 하프 듀플렉스(half duplex) 방식으로 신호를 수신하는 사용자 단말에 있어서, 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국으로부터 전송되는 신호와 상기 기지국으로 신호를 송신하는 하프 듀플렉스 방식의 사용자 단말(이하 ‘상향 링크 단말’이라 칭함)에 의한 간섭 신호를 수신하는 신호 수신부; 및 상기 상향 링크 단말에 신호 간섭 제거를 위해 할당된 직교 코드로서 상기 간섭 신호에 포함된 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 이용하여 상기 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거부를 포함하는 사용자 단말이 제공된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 풀 듀플렉스 방식의 기지국과 하프 듀플렉스 방식의 사용자 단말을 포함하는 시스템에서, 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있다.
본 발명의 효과는 상기한 효과로 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 상세한 설명 또는 특허청구범위에 기재된 발명의 구성으로부터 추론 가능한 모든 효과를 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
도 1은 일반적인 풀 듀플렉스 방식 기반 무선망에서 통신 시 단말간 간섭이 발생하는 경우를 나타낸 개략적인 구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 풀 듀플렉스 방식에서 단말간 신호 간섭을 방지하는 시스템의 구성을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 프리코딩 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 구성을 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 행렬 생성부의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 구성을 도시한 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 송신 신호 생성 및 전송을 도식화한 것이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 구성을 도시한 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 간섭 제거 과정을 도식화한 것이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 동작을 도시한 흐름도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명을 설명하기로 한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 따라서 여기에서 설명하는 실시예로 한정되는 것은 아니다.
그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 부재를 사이에 두고 "간접적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.
또한 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 구비할 수 있다는 것을 의미한다.
이하 첨부된 도면을 참고하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 풀 듀플렉스 방식에서 단말간 신호 간섭을 방지하는 시스템의 구성을 도시한 도면이다.
본 발명은 다중 사용자 다중입출력(MIMO) 풀 듀플렉스 방식의 기지국(100)과 하프 듀플렉스 방식으로 신호를 송신 또는 수신하는 사용자 단말(300, 400)을 포함하는 시스템(이하 '풀 듀플렉스 시스템'이라 칭함)에서, 하프 듀플렉스 방식의 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)이 서로 다른 코드(직교 코드)를 사용함으로써 상향 링크 단말(200)의 신호 전송으로 인해 발생하는 하향 링크 단말(300)의 간섭을 감소시키는 발명이다.
이하, 풀 듀플렉스 시스템의 실시예로서 OFDM 방식의 무선 통신 시스템을 설명하나 다른 규격을 따르는 무선 통신 시스템에도 동일한 방식으로 적용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 풀 듀플렉스 시스템의 기지국(100)은 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)간 신호 간섭을 제거하기 위한 직교 코드를 생성할 수 있으며, 직교 코드 중 상향 링크 단말(200)에게 제1 코드를 할당하고, 하향 링크 단말(300)에게 직교 코드 중 제2 코드를 할당할 수 있다.
즉, 제1 코드와 제2 코드는 서로 직교하는 직교 코드이다. 이하에서는 필요에 따라서 제1 코드와 제2 코드를 구분하여 칭하거나, 제1 코드와 제2 코드를 포함하여 직교 코드라 칭하도록 한다.
또한, 기지국(100)은 직교 코드와 제1 코드 및 제2 코드의 할당 정보를 사용자 단말(300, 400)에게 전송할 수 있는데, 이 시점은 사용자 단말(300, 400)에게 자원을 할당 시, 즉 스케줄링 시 전송할 수 있다.
그리고 기지국(100)이 직교 코드를 다시 전송하는 시점은 직교 코드에 변화가 생길 때(예를 들어 직교 코드의 길이가 변화되는 등)일 수 있다.
한편, 상향 링크 단말(200)은 전송하고자 하는 변조된 심볼에 기지국(100)에서 할당된 직교 코드인 제1 코드를 적용하여(곱하여) 신호를 생성할 수 있으며, 생성된 신호를 기지국(100)으로 전송할 수 있다.
이 때, 상향 링크 단말(200)은 생성된 신호를 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯 또는 서브 캐리어에서 전송할 수 있다.
즉, 시간 영역에서는 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서, 주파수 영역에서는 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 상기 생성된 신호를 기지국(100)으로 전송할 수 있다.
이하에서는 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 상기 생성된 신호를 기지국(100)으로 전송하는 실시예를 설명하도록 한다.
예를 들어 제1 코드의 길이가 2라면, 상향 링크 단말(200)은 제1 타임 슬롯과 제2 타임 슬롯에서 기지국(100)으로 신호를 전송할 수 있다.
종래에는 하나의 타임 슬롯에서 하나의 신호를 전송하였지만, 본 발명은 직교 코드의 길이에 따라서 시간 축을 늘려 신호를 전송하므로, 시간 축을 늘린 만큼 사용자 수를 배로 증가시킬 수 있다.
한편, 하향 링크 단말(300)은 기지국(100)으로부터 전송되는 신호와 기지국(100)으로 신호를 송신하는 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 수신한다.
이 때, 상향 링크 단말(200)의 간섭 신호에는 직교 코드인 제1 코드가 포함되어 있으므로, 하향 링크 단말(300)은 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 이용하여 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거할 수 있다.
참고로, 상향 링크 단말(200)에서 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 신호를 전송하므로, 하향 링크 단말(300)이 수신하는 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호 또한 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 수신될 수 있다.
한편, 기지국(100)은 MIMO 안테나의 빔포밍을 위해 송신 신호 및 수신 신호에 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 본 명세서에서는, 기지국의 송신 신호에 적용되는 프리코딩 행렬을 송신 프리코딩 행렬, 수신 신호에 적용되는 프리코딩 행렬을 수신 프리코딩 행렬이라 하겠다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국(100)의 프리코딩 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 3 (a)를 참조하면, 하향 링크 단말(300)은 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거하기 위해 수신 신호에 제2 코드를 곱하므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 안테나의 빔포밍을 위한 프리코딩 장치는 하향 링크 단말(300)들과의 채널 및 제2 코드에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다.
도 3 (b)를 참조하면, 기지국(100)은 상향 링크 단말(200)로부터 제1 코드가 포함된 신호를 수신하므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 안테나의 빔포밍을 위한 프리코딩 장치는 상향 링크 단말(200)들과의 채널 및 제1 코드에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다.
기지국(100)은 생성된 신호를 직교 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯 또는 서브 캐리어에서 전송할 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국은 사용자 단말(200, 300)과의 채널과 제1 코드 및 제2 코드를 이용하여 송신 프리코딩 행렬 및 수신 프리코딩행렬을 결정하므로, 간섭을 효과적으로 제거함과 동시에 기지국의 MIMO 안테나의 빔포밍을 효과적으로 수행할 수 있게 된다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국(100)의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국(100)은 직교 코드 생성부(110), 코드 할당부(120), 직교 코드 제공부(130), 프리코딩 행렬 생성부(160), 채널 추정부(180), 제어부(140) 및 저장부(150)를 포함할 수 있다.
각 구성 요소를 설명하면, 채널 추정부(180)는 기지국과 사용자 단말(200, 300)간의 채널 계수를 추정할 수 있다. 기지국과 상향 링크 단말(200)간의 채널 계수는 수신 프리코딩 행렬 생성부(164)에서 수신 프리코딩 행렬을 산출하기 위해 사용되며, 기지국과 하향 링크 단말(300)간의 채널 계수는 송신 프리코딩 행렬 생성부(162)에서 송신 프리코딩 행렬을 산출하기 위해 사용될 수 있다.
직교 코드 생성부(110)는 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)간 신호 간섭 제거를 위한 직교 코드를 생성할 수 있다. 이 때, 직교 코드 생성부(110)는 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)의 수를 반영하여 직교 코드의 길이를 결정할 수 있다.
만일, 직교 코드의 길이가 2인 경우, 직교 코드는 상향 링크 단말(200)에 할당되는 제1 코드 1개와, 하향 링크 단말(300)에 할당되는 제2 코드(제1 코드에 직교함) 1개를 포함할 수 있다.
이 경우, 모든 상향 링크 단말(200)은 동일한 제1 코드를 사용하고, 모든 하향 링크 단말(300)은 동일한 제2 코드를 사용할 수 있다.
한편, 코드 할당부(120)는 상향 링크 단말(200)에게 직교 코드 중 제1 코드를 할당하고, 하향 링크 단말(300)에게 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 할당할 수 있다. 코드 할당은 한번 이루어지면 할당된 대로 직교 코드가 사용되어지며, 특정 시점마다 코드 할당이 이루어지지는 않을 수 있다.
일 실시예로서, 직교 코드의 길이가 2인 경우 코드 할당부(120)는 1개의 제1 코드와 1개의 제2 코드를 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)에게 각각 할당할 수 있다.
다른 실시예로서, 상향 링크 단말(200)이 A, B 및 C와 같이 3개의 그룹으로 분류되고 직교 코드의 길이가 4인 경우, 코드 할당부(120)는 서로 다른 3개의 각 직교 코드를 제1 코드로서 A, B 및 C 그룹에 각각 할당할 수 있으며, 나머지 1개의 직교 코드를 제2 코드로서 하향 링크 단말(300)에게 할당할 수 있다.
이는 상향 링크 단말(200)의 수와 상기 하향 링크 단말의 수(400)에 비대칭이 발생하는 경우, 코드 할당부(120)는 상향 링크 단말(200)의 수와 상기 하향 링크 단말의 수(400)에 따라서 적응적으로 조절될 수 있다.
한편, 직교 코드 제공부(130)는 제1 코드와 제2 코드를 포함하는 직교 코드를 사용자 단말(300, 400)에게 제공할 수 있으며, 제공 시점은 자원을 할당 시, 즉 스케줄링 시 전송할 수 있다.
참고로, 직교 코드와 함께 제1 코드와 제2 코드의 할당 정보를 더 포함하여 전송할 수도 있다.
또한, 직교 코드 제공부(130)는 코드의 길이가 변화되는 등의 직교 코드에 변화가 생길 때 직교 코드와 할당 정보를 사용자 단말(300, 400)에게 재전송 할 수 있다.
이 때 직교 코드 제공부(130)는 기존 서브 프레임의 앞 단에 새롭게 추가된 필드에 직교 코드와 할당 정보를 추가하여 전송할 수 있다.
프리코딩 행렬 생성부(160)는 기지국의 MIMO 안테나의 빔포밍을 위한 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 행렬 생성부의 블록도이다.
도 5를 참조하면, 프리코딩 행렬 생성부(160)는 송신 프리코딩 행렬 생성부(162) 및 수신 프리코딩 행렬 생성부(164)를 포함할 수 있다.
송신 프리코딩 행렬 생성부(162)는 송신 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다. 송신 프리코딩 행렬은 하향 링크 단말(300)의 직교 코드를 이용한 간섭 제거 과정을 고려하여 결정될 수 있다. 즉, 송신 프리코딩 행렬은 제2 코드 및 기지국과 하향 링크 단말(300) 사이의 채널 계수를 고려하여 결정될 수 있다. i번째 하향 링크 단말(300)이 제2 코드를 이용하여 간섭을 제거한 후의 신호는 하기 [수학식 1]과 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000001
수학식 1에서, ri는 i번째 하향 링크 단말이 간섭을 제거한 후의 신호이고, hi는 기지국과 i번째 하향 링크 단말의 채널 계수이며, x(1) 및 x(2)는 기지국의 송신 신호이고, C2(1) 및 C2(2)는 제2 코드이며, C*은 C의 켤레복소수이다.
따라서 전체 하향 링크 단말의 간섭을 제거한 후의 신호는 하기 [수학식 2]와 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000002
수학식 2에서, Kd는 전체 하향 링크 단말(300)의 개수이다.
그러므로, 전체 하향 링크 단말(300)이 간섭 제거 후 원하는 신호를 얻도록 하기 위한 기지국의 송신 신호는 하기 수학식과 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000003
수학식 3에서, [H-1]i는 H-1의 i번째 행벡터를 의미하고, ri는 i번째 하향 링크 단말(300)이 간섭 제거 후 얻고자 하는 신호이다.
그러므로, 송신 프리코딩 행렬은 하기 [수학식 4]와 같이 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000004
즉, 송신 프리코딩 행렬은 기지국과 각 하향 링크 단말(300)간의 채널 계수와 제2 코드의 켤레 복소수의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬로 산출될 수 있다.
수신 프리코딩 행렬 생성부(164)는 수신 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다. 수신 프리코딩 행렬은 상향 링크 단말(200)의 송신 신호를 고려하여 결정될 수 있다. 즉, 수신 프리코딩 행렬은 제1 코드 및 기지국과 상향 링크 단말(200) 사이의 채널 계수를 고려하여 결정될 수 있다.
전체 상향 링크 단말(200)로부터 수신한 기지국의 수신 신호는 하기 [수학식 5]와 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000005
수학식 5에서, v(1) 및 v(2)는 기지국의 수신 신호이고, fj는 j번째 상향 링크 단말(200)과 기지국 사이의 채널 계수이며, C1은 제1 코드이고, sj는 j번째 상향 링크 단말(200)이 보내고자 하는 신호이며, Ku는 전체 상향 링크 단말(200)의 개수이다.
따라서, 상향 링크 단말(200)이 보내고자 하는 신호는 하기 [수학식 6]를 이용하여 산출될 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000006
그러므로, 수신 프리코딩 행렬은 하기 [수학식 7]과 같이 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000007
즉, 수신 프리코딩 행렬은 기지국과 각 상향 링크 단말(200) 간의 채널 계수와 제1 코드의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬로 산출될 수 있다.
한편, 제어부(140)는 기지국(100)의 구성 요소들, 예를 들어 직교 코드 생성부(110), 코드 할당부(120), 직교 코드 제공부(130), 프리코딩 행렬 생성부(160) 및 채널 추정부(180)가 전술한 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 저장부(150)는 제어부(140)가 상기 기지국(100)의 구성 요소들을 제어하도록 하는 알고리즘 및 그 제어 과정에서 필요하거나 파생되는 다양한 데이터를 저장할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예로서, 기지국(100)은 프리코딩 행렬 생성부(160), 채널 추정부(180), 제어부(140) 및 저장부(150)만으로 구성될 수도 있다. 본 발명의 다른 실시예의 경우, 기지국(100)은 직교 코드 생성부(110), 코드 할당부(120) 및 직교 코드 제공부(130)를 포함하지 않을 수 있다. 직교 코드는 사전에 설정되어 저장될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 구성을 도시한 블록도이고, 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 송신 신호 생성 및 전송을 도식화한 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말(200)은 송신 신호 생성부(210), 신호 전송부(220), 제어부(230) 및 메모리(240)를 포함할 수 있다.
각 구성 요소를 설명하면, 송신 신호 생성부(210)는 하향 링크 단말(300)이 자신(300)의 송신 신호로 인한 간섭을 제거하도록 하기 위한 제1 코드(C1)를 이용하여 신호를 생성할 수 있다.
구체적으로, j번째 상향 링크 단말(200)의 송신 신호를 xuj(t), j번째 상향 링크 단말(200)이 기지국(100)에 전송하고자 하는 정보가 담긴 변조된 심볼을 suj라 할 때, 송신 신호 생성부(210)가 제1 코드(C1)를 적용하여 L 심볼 동안 생성하는 송신 신호는 아래의 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000008
이와 같이 상향 링크 단말(200)이 송신 신호 생성하여 전송하는 과정을 도 5에 도식화하였다.
한편, 신호 전송부(220)는 송신 신호 생성부(210)에서 생성된 송신 신호를 기지국(100)으로 전송할 수 있다.
이 때, 신호 전송부(220)는 생성된 신호를 제1 코드(C1)의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 전송할 수 있다.
예를 들어 심볼이 2일 때(L=2), 제1 코드를
Figure PCTKR2018001434-appb-I000005
이라고 하면, 상기 [수학식 8]에 의해 송신 신호는 아래의 [수학식 9]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000009
여기서, Ku는 상향 링크 사용자의 수이며, 좌측의 (1), (2)는 신호를 전송하는 서브 캐리어 또는 시간을 의미할 수 있다.
따라서, 제1 타임 슬롯 xuj(1)에서 c11·suj를 전송하고, 제2 타임 슬롯 xuj(2)에서 c21·suj를 전송할 수 있다.
종래에는 하나의 타임 슬롯에서 하나의 신호를 전송하였지만, 본 발명은 코드의 길이에 따라서 시간 축을 늘려 신호를 전송하므로, 시간 축을 늘린 만큼 사용자 수를 배로 증가시킬 수 있다.
한편, 제어부(230)는 상향 링크 단말(200)이 직교 코드인 제1 코드(C1)를 이용하여 신호를 생성하고 기지국(100)으로 신호를 전송 시, 제1 코드의 길이에 상응하는 타임 슬롯에서 신호를 전송하도록 상향 링크 단말(200)의 구성 요소들, 예를 들어 송신 신호 생성부(210)와 신호 전송부(220)가 전술한 동작을 수행하도록 제어할 수 있으며, 메모리(240) 또한 제어할 수 있다.
한편, 메모리(240)는 제어부(230)가 상향 링크 단말(200)의 구성 요소들을 제어하도록 하는 알고리즘 및 그 제어 과정에서 필요하거나 파생되는 다양한 데이터를 저장할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 구성을 도시한 블록도이고, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 간섭 제거 과정을 도식화한 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말(300)은 신호 수신부(310), 간섭 신호 제거부(320), 제어부(330) 및 메모리(340)를 포함할 수 있다.
각 구성 요소를 설명하면, 신호 수신부(310)는 기지국(100)으로부터 신호를 수신할 수 있으며, 이 때, 상향 링크 단말(200)이 기지국(100)으로 송신하는 신호 중 일부를 수신할 수 있다.
이는 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)은 하프 듀플렉스(half duplex)로 신호를 송신하거나 수신하는 반면, 기지국(100)은 풀 듀플렉스(full duplex)로 동작하기 때문이다.
신호 수신부(310)에서 수신되는 신호를 수학식으로 나타내면 아래의 [수학식 10]과 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000010
여기서, u(t)는 시간 t에서 하향 링크 단말(300)이 수신하는 신호이고, h는 기지국(100) 송신부(110)와 하향 링크 단말(300) 사이의 채널 계수, Wd는 빔포밍을 위한 기지국(100)의 아날로그 프리코딩 행렬, Kd는 하향 링크 단말(300)의 수, Sd는 기지국(100)에서 하향 링크 단말(300)로 전송하고자 하는 정보가 담긴 변조된 심볼, P는 빔포밍을 위한 기지국(100)의 상기 Sd에 대한 디지털 프리코딩 행렬, Ku는 상향 링크 단말(200)의 수, gji는 j번째 상향 링크 단말(200)과 i번째 하향 링크 단말(300) 사이의 채널 계수, xu는 상향 링크 단말(200)의 송신 신호, n(t)는 하향 링크 단말(300)의 노이즈이다.
L 심볼 동안 하향 링크 단말(300)의 신호 수신부(310)에서 수신되는 신호는 아래의 [수학식 11]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000011
상기 [수학식 11]에 상기 [수학식 8]을 적용하면 아래의 [수학식 12]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000012
여기서, 상향 링크 단말(200)이 기지국(100)으로 송신하는 신호 중 하향 링크 단말(300)로 수신되는 신호에 ‘제1 코드 C1’이 반영되어 있는 것을 확인할 수 있다.
한편, 간섭 신호 제거부(320)는 신호 수신부(310)가 수신하는 신호에서 상향 링크 단말(200)의 신호인 간섭 신호, 즉, 상향 링크 단말(200)이 기지국(100)으로 송신하는 신호 중 하향 링크 단말(300)로 수신되는 신호를 제거할 수 있다.
이를 위해 간섭 신호 제거부(320)는 상향 링크 단말(200)의 코드(C1)에 직교하는 코드인 제2 코드(이하 '직교 코드'라 칭함)(C2)를 이용(내적)하여 수신 신호에 포함되는 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거할 수 있으며, 이를 수학식으로 나타내면 아래의 [수학식 13]과 같다.
Figure PCTKR2018001434-appb-M000013
상기 [수학식 13]에서 직교 코드 C2를 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호에 내적함으로써 해당 간섭 신호가 제거되었음을 확인할 수 있다.
참고로, 상향 링크 단말(200)을 설명하면서 언급한 실시예, 즉, 제1 코드(C1)의 길이가 2일 때
Figure PCTKR2018001434-appb-I000006
이라고 하면, 제1 코드에 직교하는 제2 코드(C2)는
Figure PCTKR2018001434-appb-I000007
와 같이 나타낼 수 있다.
이와 같이 하향 링크 단말(300)이 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거하는 과정을 도 9에 도식화하였다.
한편, 제어부(330)는 하향 링크 단말(300)이 직교 코드(C2)를 이용하여 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거하도록 하향 링크 단말(300)의 구성 요소들, 예를 들어 신호 수신부(310), 간섭 신호 제거부(320) 및 메모리(340)를 제어할 수 있다.
한편, 메모리(340)는 제어부(330)가 하향 링크 단말(300)의 구성 요소들을 제어하도록 하는 알고리즘 및 제어 과정에서 필요하거나 파생되는 다양한 데이터를 저장할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국(100)의 동작을 도시한 흐름도이다.
기지국(100)은 상향 링크 단말(200)과 하향 링크 단말(300)의 수를 반영하여 특정 길이의 직교 코드를 생성한다(S801).
S801 후, 기지국(100)은 직교 코드 중 제1 코드를 상향 링크 단말(200)에 할당하고, 직교 코드 중 제2 코드를 하향 링크 단말(300)에 할당한다(S802).
S802 후, 기지국(100)은 상향 링크 단말 또는 하향 링크 단말로 동작하는 사용자 단말에게 자원 할당 시, 즉, 스케줄링 시 직교 코드를 제공한다(S803).
이 때, 제1 코드와 제2코드의 할당 정보가 더 포함되어 제공될 수 있다.
S803 후, 기지국(100)은 각 단말들과의 채널 계수를 추정한다(S804).
S804 후, 기지국(100)은 직교 코드 및 채널 계수에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성한다(S805).
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 상향 링크 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
상향 링크 단말(200)은 기지국(100)으로 전송할 신호를 L 심볼 동안 생성한다. 이 때, 하향 링크 단말(300)이 자신(300)의 전송 신호에 의한 간섭을 제거하도록 하기 위한 제1 코드(C1)를 이용하여 신호를 생성한다(S901).
참고로, 상기 제1 코드(C1)는 하향 링크 단말(300)에 할당된 직교 코드인 제2 코드(C2)와 직교된다.
S901 후, 상향 링크 단말(200)은 생성된 신호를 직교 코드의 길이에 상응하는 타임 슬롯에서 기지국(100)으로 전송한다(S902).
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 하향 링크 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
하향 링크 단말(300)은 기지국(100)으로부터 전송되는 신호와 기지국(100)으로 신호를 송신하는 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 수신한다(S1001).
S1001 후, 하향 링크 단말(300)은 간섭 신호에 포함된 제1 코드(C1)에 직교하는 직교 코드인 제2 코드(C2)를 이용하여 상향 링크 단말(200)에 의한 간섭 신호를 제거한다(S1002).
앞서 설명한 기술적 내용들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예들을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 하드웨어 장치는 실시예들의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.
예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본 발명의 범위는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (19)

  1. 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하기 위한 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국에 있어서,
    상기 기지국과 상향 링크 단말들 및 하향 링크 단말들간의 채널 계수를 추정하는 채널 추정부;
    제1 코드 및 상기 상향 링크 단말과의 채널에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 생성하는 수신 프리코딩 행렬 생성부; 및
    상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드 및 상기 하향 링크 단말과의 채널에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 생성하는 송신 프리코딩 행렬 생성부를 포함하되,
    상기 제1 코드는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 생성에 이용되고,
    상기 제2 코드는 상기 하향 링크 단말이 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 제거하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 기지국.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 수신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 상향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제1 코드의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬인 것을 특징으로 하는 기지국.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 송신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 하향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제2 코드의 켤레 복소수의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬인 것을 특징으로 하는 기지국.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 송신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
    Figure PCTKR2018001434-appb-I000008
    위 수학식에서, hi는 기지국과 i번째 하향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C2(1) 및 C2(2)는 제2 코드이며, C*은 C의 켤레복소수임.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 수신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
    Figure PCTKR2018001434-appb-I000009
    위 수학식에서, fj는 기지국과 j번째 상향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C1(1) 및 C1(2)는 제1 코드임.
  6. 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하기 위한 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국에 있어서,
    상기 상향 링크 단말에게 제1 코드를 할당하고, 상기 하향 링크 단말에게 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 할당하는 코드 할당부; 및
    상기 상향 링크 단말 또는 하향 링크 단말로 동작하는 사용자 단말에게 스케줄링 시 상기 제1 코드 및 상기 제2 코드를 포함하는 직교 코드를 제공하는 직교 코드 제공부
    를 포함하되,
    상기 상향 링크 단말은
    상기 제1 코드를 이용하여 송신 신호를 생성 후 전송하고,
    상기 하향 링크 단말은
    상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 상기 제2 코드를 이용하여 제거하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 코드 할당부는
    모든 상향 링크 단말에게 하나의 동일한 제1 코드를 할당하고,
    모든 하향 링크 단말에게 하나의 동일한 제2 코드를 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 직교 코드의 길이는 상기 상향 링크 단말과 하향 링크 단말의 수를 반영하여 결정되며,
    상기 코드 할당부는
    상기 결정된 길이에 상응하는 직교 코드의 수에서 상기 상향 링크 단말과 하향 링크 단말의 수에 따라서 상기 제1 코드와 제2 코드를 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 상향 링크 단말이 복수의 그룹으로 분류되고, 상기 복수의 그룹에 서로 다른 제1 코드가 할당되는 경우,
    상기 하향 링크 단말에 할당되는 제2 코드는 상기 복수의 그룹에 할당된 모든 제1 코드에 직교하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 기지국은 상기 제1 코드 또는 상기 제2 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 신호를 송신하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  11. 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국이 하프 듀플렉스(half duplex) 방식의 상향 링크 단말과 하향 링크 단말간 신호 간섭을 제거하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 기지국과 상향 링크 단말들 및 하향 링크 단말들간의 채널 계수를 추정하는 단계; 및
    (b) 제1 코드 및 상기 상향 링크 단말과의 채널에 기초하여 수신 프리코딩 행렬을 생성하는 단계; 및
    (c) 상기 제1 코드에 직교하는 제2 코드 및 상기 하향 링크 단말과의 채널에 기초하여 송신 프리코딩 행렬을 생성하는 단계를 포함하되,
    상기 제1 코드는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 생성에 이용되고,
    상기 제2 코드는 상기 하향 링크 단말이 상기 기지국으로부터 신호를 수신 시 간섭 신호로 수신되는 상기 상향 링크 단말의 송신 신호 - 상기 제1 코드를 포함함 - 를 제거하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 수신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 상향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제1 코드의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬인 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 송신 프리코딩 행렬은 상기 기지국과 각 하향 링크 단말 간의 채널 계수와 상기 제2 코드의 켤레 복소수의 곱을 엘리먼트로 갖는 행렬의 역행렬인 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 송신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
    Figure PCTKR2018001434-appb-I000010
    위 수학식에서, hi는 기지국과 i번째 하향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C2(1) 및 C2(2)는 제2 코드이며, C*은 C의 켤레복소수임.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 수신 프리코딩 행렬은 하기 수학식을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
    Figure PCTKR2018001434-appb-I000011
    위 수학식에서, fj는 기지국과 j번째 상향 링크 단말 사이의 채널 계수이고, C1(1) 및 C1(2)는 제1 코드임.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 기지국은 상기 제1 코드 또는 상기 제2 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 신호를 송신하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 방법.
  17. 하프 듀플렉스(half duplex) 방식으로 신호를 전송하는 사용자 단말에 있어서,
    신호 간섭 제거를 위한 직교 코드 중 할당된 제1 코드를 적용하여 풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국으로 전송할 신호를 생성하는 신호 생성부; 및
    상기 생성된 신호를 상기 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 타임 슬롯에서 또는 상기 제1 코드의 길이에 상응하는 수의 서브캐리어를 이용하여 상기 기지국으로 전송하는 신호 전송부
    를 포함하되,
    상기 제1 코드는
    상기 직교 코드 중 상기 기지국으로부터 하프 듀플렉스 방식으로 신호를 수신하는 하향 링크 단말에게 할당된 제2 코드와 직교하여 상기 하향 링크 단말에서 간섭 신호로 수신되는 상기 기지국으로 전송되는 신호의 제거에 이용되며,
    상기 신호 전송부는
    시간 영역에서는 상기 타임 슬롯에서, 주파수 영역에서는 상기 서브캐리어를 이용하여 상기 생성된 신호를 전송하는 것을 특징으로 하는 사용자 단말.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 직교 코드가 2개인 경우,
    상기 제1 코드는 상기 하프 듀플렉스 방식으로 신호를 전송하는 모든 사용자 단말에서 동일하며,
    상기 제2 코드는 모든 하향 링크 단말에서 동일한 것을 특징으로 하는 사용자 단말.
  19. 하프 듀플렉스(half duplex) 방식으로 신호를 수신하는 사용자 단말에 있어서,
    풀 듀플렉스(full duplex) 방식의 기지국으로부터 전송되는 신호와 상기 기지국으로 신호를 송신하는 하프 듀플렉스 방식의 사용자 단말(이하 ‘상향 링크 단말’이라 칭함)에 의한 간섭 신호를 수신하는 신호 수신부; 및
    상기 상향 링크 단말에 신호 간섭 제거를 위해 할당된 직교 코드로서 상기 간섭 신호에 포함된 제1 코드에 직교하는 제2 코드를 이용하여 상기 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 제거부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 사용자 단말.
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