WO2018128043A1 - 回転電機、および、それを用いた自動車用電動補機システム - Google Patents

回転電機、および、それを用いた自動車用電動補機システム Download PDF

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WO2018128043A1
WO2018128043A1 PCT/JP2017/043935 JP2017043935W WO2018128043A1 WO 2018128043 A1 WO2018128043 A1 WO 2018128043A1 JP 2017043935 W JP2017043935 W JP 2017043935W WO 2018128043 A1 WO2018128043 A1 WO 2018128043A1
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WO
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magnetic pole
cogging torque
stator
rotating electrical
electrical machine
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PCT/JP2017/043935
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English (en)
French (fr)
Inventor
一農 田子
金澤　宏至
中山　賢治
大祐 郡
裕司 辻
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K1/00—Details of the magnetic circuit
    • H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
    • H02K1/22—Rotating parts of the magnetic circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K1/00—Details of the magnetic circuit
    • H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
    • H02K1/22—Rotating parts of the magnetic circuit
    • H02K1/27—Rotor cores with permanent magnets

Definitions

  • the present invention relates to a permanent magnet type rotating electrical machine and an electric auxiliary system for an automobile such as an electric power steering device and an electric brake device using the same.
  • EPS electric power steering
  • electric brake devices have increased rapidly in response to the shift from hydraulic systems to electric systems and the market expansion of hybrid vehicles and electric vehicles. ing.
  • EPS electric power steering
  • the driving comfort is being improved and the interior is quieter.
  • the excitation source caused by the electric motor that leads to vibration and noise in the passenger compartment includes the torque fluctuation component (cogging torque and torque pulsation) of the electric motor and the electromagnetic excitation force generated between the stator and rotor of the electric motor.
  • the vibration energy due to the torque fluctuation component propagates to the vehicle interior via the output shaft of the electric motor
  • the vibration energy due to the electromagnetic excitation force propagates to the vehicle interior via the mechanical parts of the EPS device. This leads to vibration and noise in the passenger compartment.
  • the electric motor used in the EPS device is required to suppress the cogging torque to less than 1/1000 of the assist torque and the torque pulsation to less than 1/100 of the assist torque.
  • the minimum order of the spatial mode of the electromagnetic excitation force should not be 2 or less.
  • the price of an electric motor consists of material costs for magnets, windings, etc., and manufacturing costs, but since the ratio of magnet prices is particularly high, there is a strong demand for suppression of magnet costs, and ease of manufacture. Reduction of manpower and manufacturing equipment is also desired. For this reason, the electric motor used for the electric auxiliary machine system for motor vehicles needs to satisfy these requests.
  • Permanent magnet type rotating electrical machine As an electric motor used in an EPS apparatus, a permanent magnet type brushless motor (hereinafter referred to as “permanent magnet type rotating electrical machine”) is usually used from the viewpoint of miniaturization and reliability. Permanent magnet type rotating electrical machines can be broadly divided into surface magnet type that excels in power density and embedded magnet type that excels in magnet cost. In either case, it was separated into several poles from the viewpoint of reducing magnet cost. Magnets are often used.
  • an integral rotor core having a magnet mounting hole is usually used. Since the integral rotor core has high manufacturing accuracy of the rotor magnetic pole, the air gap length between the rotor magnetic pole and the stator can be shortened. Torque is reduced with respect to the surface magnet type due to magnetic flux leakage from the bridge portion of the magnet mounting hole, but torque reduction can be suppressed by shortening the air gap length. Moreover, since a rectangular magnet can be used, magnet cost can be reduced. Furthermore, there is an advantage that a magnet cover that is necessary for the surface magnet type is not necessary.
  • the magnetic flux distribution will be different if the winding method, the number of poles, the number of slots, and the magnet method are different, it is necessary to devise different magnetic pole shapes for each. Further, since the EPS apparatus rotates in both forward and reverse directions, it is necessary to make the magnetic flux distribution around the magnetic poles symmetrical in both rotation directions, and symmetrical magnetic poles are used.
  • Patent Document 1 As a prior art of a brushless motor having a symmetrical magnetic pole shape, there is one described in Patent Document 1.
  • a brushless motor has an IPM type configuration in which a magnet is housed and fixed in a rotor.
  • the rotor has a rotor core formed by stacking steel plate materials.
  • the rotor core has a core main body portion, a magnet mounting hole, and a salient pole portion, and a magnet is accommodated and fixed in the magnet mounting hole while forming a gap.
  • a concave portion is provided between adjacent salient pole portions.
  • flanges are projected so as to extend the outer peripheral surface of the salient pole portion.
  • the collar part is provided on the outer peripheral side of the recess, and a gap is formed between the collar parts facing each other. Is described.
  • a gap portion serving as a nonmagnetic portion is formed at both circumferential ends of the mounting hole that accommodates the magnet, and a flange portion is formed at the circumferential end portion of the magnetic pole portion.
  • a formed rotor core is shown.
  • the radius of the magnetic pole arc (hereinafter referred to as “magnetic pole arc radius”) is smaller than the rotation radius of the rotor, and the end of the magnetic pole is located on the inner circumference than the outer circumference side of the magnet. The shape is located on the side.
  • the small magnetic pole arc radius is a shape unique to the 2: 3 series permanent magnet type rotating electrical machine such as the 6 pole 9 slot concentrated winding shown in FIG.
  • the cogging torque can be stabilized, the cogging torque cannot be sufficiently reduced only by this, and further contrivance is required.
  • paragraph 0011 and the like of Patent Document 1 show a configuration in which the length (concave portion) of the collar portion is less than 1 ⁇ 2 of the opening width in order to suppress torque reduction.
  • FIG. It is shown that the cogging torque can be reduced by 20% by setting the length of the collar portion to be equal to or greater than the plate thickness.
  • the effect of increasing the length of the flange is as small as a reduction rate of 20% because the magnetic pole arc radius is small, and as a result, the distance between the stator and the magnetic pole end is increased. This is probably because the influence of the length of the flange on the magnetic flux distribution is small.
  • the magnetic pole arc radius is small and the distance between the stator and the hook tip is larger than the distance between adjacent hook tips, the magnetic flux existing between the stator and the pole tip is reduced. The reason for the small reduction rate of% is considered.
  • Patent Document 1 leaves much room for improvement with respect to the reduction of cogging torque.
  • the winding method, the number of poles, the number of slots, and the magnet method are different, the magnetic flux distribution is different, so that a special device with a different magnetic pole shape is required.
  • the outer periphery shape of the magnetic pole and the position and shape of the magnet mounting hole are changed from predetermined values due to manufacturing errors, etc., the effect on reducing the manufacturing error is reduced when the influence on the cogging torque is smaller. It is desirable that the influence of the shape error on the cogging torque is small.
  • the present invention has been made in view of such a background, and an object of the present invention is to provide a permanent magnet type rotating electrical machine that can sufficiently reduce the cogging torque and reduce the influence of the magnetic pole shape error on the cogging torque. .
  • the above-described problem is a rotating electrical machine including a rotor on the inner peripheral side and a stator on the outer peripheral side, and the rotor includes a rotor core in which electromagnetic steel plates are laminated, and a magnet attached to the rotor core.
  • a permanent magnet inserted into the hole and a shaft serving as a rotating shaft, and a plurality of magnetic poles having protrusions at both ends are formed on the outer peripheral side of the rotor core, and the magnetic poles serving as the outer peripheral surface of each magnetic pole
  • the arc is entirely on the outer peripheral side of the permanent magnet, and can be solved by a rotating electrical machine in which the distance Lp between a certain magnetic pole protrusion and the adjacent magnetic pole protrusion is larger than the distance Le between the end and the stator.
  • the cogging torque can be sufficiently reduced, the influence of the change in the magnetic pole shape on the cogging torque is small, and the labor for reducing the manufacturing error can be reduced.
  • Sectional view in rotation surface of permanent magnet type rotating electric machine of embodiment 1 Sectional drawing of the rotor of Example 1 Enlarged view of the rotor cross section of Example 1 near the magnetic pole Enlarged view of the vicinity of the protrusion end of Example 1
  • Enlarged view of the rotor cross section of Example 2 near the magnetic pole
  • Enlarged view of the rotor cross section of Example 3 near the magnetic pole
  • Enlarged view of the rotor section of the comparative example near the magnetic pole
  • FIG. 1 is a cross-sectional view in the rotation plane of the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of the present embodiment
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the rotor 20 in FIG. 1
  • FIG. 3A is an X portion surrounded by a dotted line in FIG.
  • FIG. 3B is an enlarged view of the vicinity of the protrusion end.
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of the present embodiment has a 10-pole 60 in which a substantially annular stator 10 is disposed on the outer peripheral side and a substantially cylindrical rotor 20 is disposed on the inner peripheral side.
  • a slot-distributed permanent magnet type rotating electrical machine, and an air gap 30 is provided between the stator 10 and the rotor 20.
  • the stator 10 includes an annular core back 110 disposed on the outer peripheral side and a magnetic steel sheet having radial teeth 130 disposed on the inner peripheral side to form a stator core 100, and a winding portion of the stator core 100. After the winding is formed in 140 and the distributed winding is formed, it is formed by shrink fitting or press-fitting into a housing (not shown) and integrating.
  • the rotor 20 of this embodiment includes a rotor core 200 that is an iron core in which electromagnetic steel plates are laminated, and a shaft 300 that serves as a rotating shaft.
  • a rotor core 200 that is an iron core in which electromagnetic steel plates are laminated
  • a shaft 300 that serves as a rotating shaft.
  • Each of the ten soft magnetic poles 220 provided on the outer periphery of the rotor core 200 is provided with protrusions 222 at both ends of the magnetic pole arc 221 serving as the magnetic pole outer peripheral surface, and a rectangular magnet mounting hole 212 with a rectangular shape.
  • a permanent magnet 210 is inserted. As shown in FIG.
  • the magnetic pole width of the soft magnetic pole 220 is Wp
  • the protrusion length of the protrusion 222 is La
  • the thickness of the side wall of the magnet mounting hole 212 is Wsw
  • the thickness of the corner magnetic pole material of the magnet mounting hole 212 is Is Tpe
  • the distance between adjacent protrusions 222 is Lp
  • the distance between the center of the magnetic pole and the inner periphery of the stator is Lg
  • the distance between the protrusion end 225 and the stator 10 is Le.
  • the cogging torque particularly the cogging torque of the order specified from the slot combination, makes the arc radius of the magnetic pole arc 221 (hereinafter referred to as “magnetic pole arc radius”) smaller than the rotational radius of the outer surface of the rotor 20. By doing so, it can be made smaller.
  • the magnetic pole arc radius is reduced, the cogging torque once disappears (the magnetic pole arc radius at this time is defined as the magnetic pole arc radius A).
  • the phase of the cogging torque waveform is reversed. Cogging torque tends to increase.
  • the magnetic pole arc radius B that is smaller than the polar arc radius A and has such a magnitude that the change in the shape of the magnetic pole end sufficiently affects the change in the cogging torque is referred to as a magnetic pole arc radius B.
  • protrusions 222 are provided at both ends of the magnetic pole outer peripheral surface.
  • the magnetic flux between the protrusion 222 and the stator 10 can be increased, and an effect equivalent to the magnetic pole arc radius A can be obtained effectively. That is, it is considered that the cogging torque can be improved to be as small as the magnetic pole arc radius A by improving the magnetic flux distribution in the vicinity of the magnetic pole end portion of the magnetic pole arc radius B.
  • the shape change applied to the soft magnetic pole 220 is local only to the protrusion 222, it is considered that the change in the magnetic flux with respect to the protrusion length La becomes more gradual than the change in the magnetic pole width Wp and the magnetic pole arc radius. Moreover, since the magnetic flux which leaks to the adjacent protrusion 222 via the protrusion 222 is very small, it is thought that a torque fall can also be suppressed.
  • the protrusion 222 has a shape that can easily guide the magnetic flux of the permanent magnet 210 to the stator 10.
  • the magnetic pole arc 221 is located on the outer peripheral side of the magnet outer peripheral surface 211 over the entire surface, and the distance Le between the protruding end 225 and the stator 10 is A shape that is within 2.5 times the distance Lg between the center of the magnetic pole and the inner periphery of the stator is desirable. Further, in order to keep the amount of magnetic flux leaking to the adjacent protrusion 222 via the protrusion 222 to a very small amount, it is desirable that the distance Lp between the protrusions is larger than the distance Le between the protrusion end 225 and the stator 10. .
  • the width Wp of the soft magnetic pole 220 is too small, a region with little magnetic flux is generated between the magnetic poles as in the case where the magnetic pole arc radius is too small, and in addition to moving away from the magnetic flux distribution that can reduce the cogging torque, Since the torque is reduced by reducing the width of the magnet 210, it is not preferable.
  • the width of the permanent magnet 210 is increased too much in order to obtain a high torque, it is difficult to reduce the cogging torque, as in the case where the magnetic pole arc radius is too large.
  • the magnetic pole width Wp needs to be an appropriate size, and the distance Le between the projecting end 225 and the stator 10 is within 2.5 times the distance Lg between the magnetic pole center and the inner periphery of the stator. It is desirable that the magnetic pole width Wp be such that both the magnetic pole arc radius A and the magnetic pole arc radius B exist in the range.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe which is the shortest distance between the corner of the magnet mounting hole 212 and the magnetic pole outer peripheral surface, affects thermal demagnetization and cogging torque.
  • the thermal demagnetization is not discussed here because the demagnetizing field from the teeth 130 of the stator 10 is dispersed by the 60 slots, the concentration at the magnet end is relaxed and does not become a problem.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe is decreased from a value larger than the side wall thickness Wsw to a value smaller than the side wall thickness while maintaining the magnetic pole arc radius B, the amount of magnetic flux leakage passing through the side wall is reduced.
  • the cogging torque decreases as the magnetic pole material thickness Tpe dominates.
  • This reduction in magnetic flux leakage has the same effect as increasing the magnetic flux of the inner magnetic pole from the corner of the magnet mounting hole 212 and effectively increasing the residual magnetic flux density of the magnet.
  • the increasing magnetic flux increases as a result between the magnetic pole at the end and the stator rather than the central portion where the magnetic flux is dense.
  • the protrusion 222 for reducing the cogging torque is formed after the corner magnetic pole material thickness Tpe is made larger than the sidewall thickness Wsw, the cogging torque is increased even if the corner magnetic pole material thickness Tpe changes due to a manufacturing error. It is thought that the fluctuation of the can be reduced.
  • the sidewall thickness Wsw should be set to the minimum thickness that can be stably mass-produced. desirable.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe is larger than the side wall thickness Wsw, the influence of the magnetic pole magnetic flux increase due to the decrease in the side wall thickness Wsw reaches the entire magnetic pole width Wp. At this time, it can be considered that both the increase in the residual magnetic flux density and the increase in the magnet width of the permanent magnet 210 have occurred effectively. Since the magnetic flux is increased more in the magnetic pole central portion when the magnet width is increased, the corner magnetic pole material thickness Tpe is increased. The effect will be leveled over the decrease. For this reason, it is considered that the influence on the cogging torque is smaller than in the case where the corner magnetic pole material thickness Tpe is decreased.
  • the magnetic pole arc 221 is on the outer peripheral side from the magnet outer peripheral surface 211 over the entire surface, (2) Protrusions 222 that extend the magnetic pole arc 221 are provided, and the distance Lp between the magnetic pole arc 221 and the stator is greater than the distance Le between the magnetic pole arc 221 and the stator. , (3) The corner magnetic pole material thickness Tpe is larger than the sidewall thickness Wsw. (4) It has a magnetic pole arc 221 in which the distance Le between the magnetic pole end and the stator is within 2.5 times the distance Lg between the magnetic pole center and the inner periphery of the stator.
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 includes a stator 10 and a rotor 20.
  • the rotor 20 has a rotor core 200, and a magnet mounting hole 212 is formed in a soft magnetic pole 220 that is integrated with the rotor core 200 and protrudes in the radial direction.
  • a permanent magnet 210 is arranged.
  • the rotor core 200 forms the rotor 20 having a thickness in the direction of the rotation axis by laminating the electromagnetic steel plates formed by punching.
  • the soft magnetic pole 220 has a magnetic pole arc 221 on the side close to the stator 10 and has a side wall 223 punched out on the side surface of the magnet mounting hole 212. If the side wall 223 is present, magnetic flux leakage occurs between the NS poles of the permanent magnet itself, resulting in torque reduction. Therefore, it is desirable that the side wall thickness Wsw be a minimum thickness that is possible in the mass production punching process.
  • the soft magnetic magnetic pole 220 has a corner magnetic pole material 224 between the corner of the magnet mounting hole 212 and the magnetic pole arc 221. The thickness of the corner magnetic pole material, which is the thickness Tpe, also affects the amount of magnetic flux leakage and the torque.
  • the soft magnetic magnetic pole 220 has a protrusion 222 with an extended magnetic pole arc 221 and a protrusion end 225 at the tip thereof, and the distance between both ends of the soft magnetic magnetic pole 220 is the magnetic pole width Wp.
  • 3B which is an enlarged view of the vicinity of the protrusion 222, an intersection 226 where the projecting direction of the magnetic pole width Wp and the magnetic pole arc 221 intersect corresponds to a portion where the distance between the magnetic pole arc 221 and the stator 10 is the longest.
  • the intersection 226 that is also the end of the arc 221 has a shape that is on the outer peripheral side of the extended surface of the magnet outer peripheral surface 211.
  • the distance Lp between the adjacent protrusions 222 is larger than the distance Le between the intersection 226 and the stator 10.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe is larger than the sidewall thickness Wsw, and the distance Le between the intersection 226 and the stator inner circumference is 2.5, which is 2.5 of the distance Lg between the magnetic pole center and the stator inner circumference. It has a magnetic pole arc 221 that is within double.
  • the soft magnetic magnetic pole 220 having the shape described above, it is possible to obtain a permanent magnet type rotating electric machine having a large torque output with respect to the amount of magnet used and excellent in cogging torque and torque ripple.
  • FIG. 7 shows the calculation result of the 60th-order component of the cogging torque obtained by magnetic field analysis of the rotor structure of the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of this example.
  • the magnetic pole shapes changed during the magnetic field analysis are the length La of the projection 222 and the corner magnetic pole material thickness Tpe.
  • the horizontal axis is the projection length La / maximum projection length Lamax
  • the vertical axis is the corner magnetic pole material thickness Tpe / side wall thickness Wsw.
  • the maximum protrusion length Lamax is a length at which the interval between adjacent protrusions 222 becomes zero.
  • the contour lines in FIG. 7 show both amplitudes of the 60th-order component of the cogging torque in units of mNm.
  • the sign of the numerical value corresponds to whether the waveform of the cogging torque swings in the positive direction or the negative direction from the start of calculation.
  • the sign of the cogging torque is described as positive or negative for convenience and depends on the shape of the soft magnetic pole 220. It shows that the phase of the torque waveform is reversed.
  • the change in the vertical axis direction (corner magnetic pole material thickness Tpe / side wall thickness Wsw) is small when the corner magnetic pole material thickness Tpe is larger than the side wall thickness Wsw (when the vertical axis is larger than 1).
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe is smaller than the side wall thickness (when the vertical axis is smaller than 1), it can be said to be large. This is because, when the corner magnetic pole material thickness Tpe is large, the change in the magnetic flux distribution in the air gap 30 is small even when the thickness changes, whereas when the corner magnetic pole material thickness Tpe is small, This corresponds to a large change in the magnetic flux distribution in the air gap 30 when the thickness changes.
  • the findings obtained from FIG. 7 coincide with the findings (1) to (4) obtained from the examination of the relationship between the magnetic pole structure and the cogging torque in the previous stage of this example.
  • the intersection 226 moves from the outer peripheral side of the extended surface of the magnet outer peripheral surface 211 toward the inner peripheral side. Corresponding to going. At this time, as can be seen from FIG. 7, the change in the 60th order component of the cogging torque with respect to the protrusion length La is small, but the change in the 60th order component of the cogging torque with respect to the corner magnetic pole material thickness Tpe is increased. It is not preferable. In the examination of the relationship between the magnetic pole structure and the cogging torque, it has been described that the intersection 226 is preferably on the outer peripheral side of the extended surface of the magnet outer peripheral surface 211 from the relationship with the magnetic pole arc radius.
  • intersection 226 is preferably on the outer peripheral side of the extended surface of the magnet outer peripheral surface 211 in relation to the thickness of the magnetic pole material at the corner portion Tpe. Therefore, the shape in which the intersection point 226 is on the outer peripheral side of the extended surface of the magnet outer peripheral surface 211 is preferable from the viewpoint of reducing cogging torque and stability against a change in shape.
  • increasing the protrusion length La corresponds to the distance Lp between adjacent protrusions shifting from a shape larger than the distance Le between the intersection 226 and the stator 10 to a smaller shape.
  • the change in the 60th-order component of the cogging torque with respect to the protrusion length La becomes small. This indicates that since the corner magnetic pole material thickness Tpe is small, the change in the magnetic flux distribution of the air gap 30 is small when the protrusion length La is large.
  • the distance Lp is decreased, the leakage of magnetic flux to adjacent magnetic poles increases, resulting in a decrease in torque and an increase in torque ripple. Therefore, a shape satisfying Lp> Le is preferable.
  • the change in cogging torque is 0.5 mNm with respect to a change in projection length La of 0.1 mm, and the change in corner magnetic pole material thickness Tpe is 0.1 mm.
  • the change in cogging torque was 0.4 mNm. That is, according to the configuration of this example, it was confirmed that the change of the cogging torque with respect to the manufacturing error of the projection length La and the corner magnetic pole material thickness Tpe was suppressed.
  • the structure of the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of this embodiment is a structure effective for reducing the cogging torque, and the influence of the shape change on the cogging torque can be reduced. This has the effect of reducing manufacturing accuracy improvement efforts.
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of the present embodiment can be used for an EPS device to suppress vibration and noise propagating into the vehicle interior, but vibration and noise can also be applied to other automotive electric auxiliary devices. Can be suppressed. Furthermore, the adoption of the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of the present embodiment is not limited to the automobile field, and can be applied to general industrial permanent magnet type rotating electrical machines in which low vibration is preferable.
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • a part of description common to Example 1 is abbreviate
  • the projection length La / maximum projection length Lamax was 0.4 and the corner magnetic pole material thickness Tpe was 20% thicker than the sidewall thickness Wsw.
  • the projection length La was made shorter, and the corner magnetic pole material thickness Tpe was made equal to the side wall thickness Wsw.
  • the projection length La / maximum projection length Lamax 0.3
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe / side wall thickness Wsw 1.0. Is indicated by a point ⁇ in FIG. 7, and it can be seen that the cogging torque 60th order component is substantially zero.
  • the change in the cogging torque with respect to the change in the corner magnetic pole material thickness Tpe tends to increase.
  • the change in cogging torque was 3 mNm with respect to the change in corner magnetic pole material thickness Tpe of 0.1 mm.
  • the soft magnetic magnetic pole 220 of the present embodiment has a structure effective for reducing the cogging torque. Is required to improve the manufacturing accuracy so that it is less than 0.1 mm.
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of Example 1 was a rotating machine with 10 poles and 60 slots distributed winding
  • the permanent magnet type rotating electrical machine 1 of Example 3 was a rotating machine with 10 poles and 12 slots concentrated winding.
  • a T-shaped tooth 130 is formed by a laminated body in which electromagnetic steel sheets are divided and punched, and a winding is formed on the tooth 130. It is formed by shrink fitting or press-fitting and integrating.
  • the cogging torque is 1 mNm
  • the change in the cogging torque is 0.3 mNm with respect to the change in the protrusion length La of 0.1 mm
  • the thickness Tpe of the corner magnetic pole material is 0.1 mm.
  • the change in cogging torque with respect to the change in was 0.1 mNm.
  • the configuration of the present embodiment in addition to sufficiently reducing the cogging torque, it is possible to obtain the characteristic that the cogging torque fluctuation with respect to the dimensional error is smaller than the configuration of the 10 pole 60 slot described in the first embodiment. .
  • the minimum order of the spatial mode of electromagnetic excitation force is 2, depending on the application, it is necessary to provide a mechanism for reducing vibration in a system incorporating a motor.
  • the protrusions 222 are provided at both ends of the soft magnetic pole 220.
  • the protrusion 222 is not provided, and the intersection 226 between the side surface of the soft magnetic magnetic pole 220 and the magnetic pole arc 221 is the same as in the first embodiment. This corresponds to the protruding end 225, that is, the portion where the distance between the magnetic pole arc 221 and the stator 10 is the largest.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe was made larger than the side wall thickness Wsw.
  • the corner magnetic pole material thickness Tpe was made smaller than the side wall thickness Wsw in order to reduce the cogging torque. .
  • the cogging torque of each configuration shown in FIG. 8 corresponds to the rotation angle by calculating the magnetic flux distribution of the stator 10, the rotor 20, and the air gap 30 and the electromagnetic stress of the air gap 30 by the magnetic field analysis by the finite element method. This is obtained by calculating the cogging torque.
  • the 60th-order component of cogging torque is 0.6 mNm
  • the change in cogging torque / the change in protrusion length La is 0.4 mNm / 0.1 mm
  • the change in cogging torque / the corner magnetic pole It can be seen that the change in the material thickness Tpe is 0.5 mNm / 0.1 mm, all of which are sufficiently small to achieve the object of the present invention.
  • the 60th-order component of the cogging torque is as small as 0.3 mNm, but the change in cogging torque / the change in the corner magnetic pole material thickness Tpe is as large as 5 mNm / 0.1 mm. Accuracy is required, and it is difficult to achieve the object of securing the likelihood for manufacturing error, which is one of the objects of the present invention.
  • the cogging torque change when the magnetic pole width Wp and the magnet mounting hole width were both increased was 0.5 mNm / 0.1 mm.
  • the variation in the magnetic pole width Wp and the magnet mounting hole width is unlikely to be the same in mass-production manufacturing by punching. Therefore, when the configuration of the comparative example is adopted, the influence of the change in the magnetic pole width on the change in the cogging torque is small.
  • high manufacturing accuracy is required to suppress the cogging torque within a desired range.
  • Example 1 is excellent in all aspects of cogging torque, change in cogging torque / change in protrusion length La, change in cogging torque / change in corner magnetic pole material thickness Tpe. The results show that it is effective in reducing cogging torque and reducing manufacturing accuracy.
  • Stator 20 Rotor 30 Air gap 31 The air gap 31 of a soft magnetic pole center and the inner periphery of a stator 32 The edge part of the surface of the outer side of a soft magnetic magnetic pole, and the air gap 33 of a stator inner periphery And protrusion spacing 100 Stator core 110 Core back 130 Teeth 140 Winding part 200 Rotor core 210 Permanent magnet 211 Magnet outer peripheral surface 212 Magnet mounting hole 220 Soft magnetic pole 221 Magnetic pole arc 222 Protrusion 223 Side wall 224 of magnet mounting hole Corner magnetic pole material 225 of magnet mounting hole Projection end portion 226 Intersection 300 in rotation surface Shaft La Protrusion length Lp Distance between adjacent protrusions Tpe Corner magnetic pole material thickness Wsw Side wall thickness Wp Magnetic pole width

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  • Permanent Field Magnets Of Synchronous Machinery (AREA)
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Abstract

本発明の課題は、分布巻方式の１０極６０スロットの埋め込み永久磁石式回転電機において、コギングトルクを十分低減可能な磁極形状を有し、磁極形状の変化によるコギングトルクへの影響が小さい、回転子構造を提供することである。　内周側の回転子と、外周側の固定子と、からなる回転電機であって、前記回転子は、電磁鋼板を積層した回転子コアと、該回転子コアの磁石取付孔に挿入した永久磁石と、回転軸となるシャフトと、からなり、前記回転子コアの外周側には、両端に突起を有した磁極が複数形成されており、各磁極の外周面となる磁極円弧は、全体が前記永久磁石より外周側にあり、ある磁極の突起と隣接する磁極の突起の距離Ｌｐが、前記端部と前記固定子の距離Ｌｅよりも大きいことを特徴とする。

Description

回転電機、および、それを用いた自動車用電動補機システム
　本発明は、永久磁石式回転電機、および、これを用いた電動パワーステアリング装置や電動ブレーキ装置などの自動車用電動補機システムに関する。
　近年の自動車は、油圧システムから電動システムへの移行や、ハイブリッド自動車、電気自動車の市場拡大の流れを受けて、電動パワーステアリング（以下、ＥＰＳ）装置や電動ブレーキ装置の装着率が急速に増大している。また、アイドリングストップやブレーキなどの運転操作の一部を自動化した車の普及を背景に、運転快適性の向上とともに車室内の静音化が進展している。
　車室内の振動、騒音に繋がる電気モータ起因の加振源としては、電気モータのトルク変動成分（コギングトルクやトルク脈動）と、電気モータの固定子と回転子の間に発生する電磁加振力がある。これらのうちトルク変動成分による振動エネルギーは、電気モータの出力軸を介して車室内へ伝搬し、また、電磁加振力による振動エネルギーは、ＥＰＳ装置の機械部品などを介して車室内へ伝搬することで、車室内の振動、騒音に繋がっている。
　例えば、ＥＰＳ装置では、電気モータがステアリングホイール操作をアシストすることから、運転者はステアリングホイールを介して、電気モータのトルク脈動を手に感じることになる。これを抑制するため、ＥＰＳ装置に用いる電気モータでは、コギングトルクをアシストトルクの１／１０００未満に、トルク脈動をアシストトルクの１／１００未満に抑制することが求められる。また、電磁加振力の空間モードの最小次数が２以下でないことがよいとされる。
　ここで、電気モータの価格は、磁石、巻線などの材料費用と、製造費用からなるが、磁石価格の比率が特に高いため、磁石コストの抑制が強く求められており、また、製造の容易化や、必要なマンパワー、製造装置の軽減も望まれている。このため、自動車用電動補機システムに用いられる電気モータも、これらの要望を満たす必要がある。
　ＥＰＳ装置に用いられる電気モータとしては、通常、小型化および信頼性の点から永久磁石式のブラシレスモータ（以下、「永久磁石式回転電機」と称する）が使用される。永久磁石式回転電機には、大別して、出力密度で優れる表面磁石式と、磁石コストで優れる埋め込み磁石式があるが、何れの場合も、磁石コスト低減の点から、極数個に分離された磁石が使用されることが多い。
　例えば、埋め込み磁石式では、通常、磁石取付孔を持つ一体ロータコアを用いる。一体ロータコアはロータ磁極の製造精度が高いため、ロータ磁極と固定子間のエアギャップ長を短縮できる。磁石取付孔のブリッジ部からの磁束漏れにより、表面磁石式に対してトルクが低下するが、エアギャップ長の短縮によりトルク低下を抑制できる。また、矩形の磁石を使用できるため、磁石コストを低減できる。さらに、表面磁石式で必要となる磁石カバーが不要になることも利点である。
　しかしながら、均一な磁化を持つ矩形磁石を周方向に配置するとき、一体ロータコアの外周を円環状にすると、磁束分布が正弦波状でなくなり、トルク脈動とコギングトルクを十分低減できないという問題が発生する。このため、磁極の外周側端部を突出させるなどの、磁極形状の工夫により、コギングトルクを低減する必要が生じる。表面磁石式を採用する場合でも同様の問題が発生するため、同じく磁石の幅・外周曲率を工夫してコギングトルクを低減する必要が生じる。
　巻線方式、極数、スロット数、磁石方式が違うと磁束分布が違ってくるため、それぞれに異なる磁極形状の工夫が必要となる。また、ＥＰＳ装置では正逆の両方に回転するため、磁極周囲の磁束分布を両回転方向に対称にする必要があり、対称な形状の磁極が用いられる。
　磁極形状を対称にしたブラシレスモータの先行技術として、特許文献１に記載されたものがある。例えば、特許文献１の要約書には、『ブラシレスモータは、ロータ内にマグネットが収容固定されたＩＰＭ型の構成となっている。ロータは、鋼板材を積層してなるロータコアを有する。ロータコアは、コア本体部と、マグネット取付孔と、突極部を有し、マグネット取付孔には、空隙部を形成しつつマグネットが収容固定されている。隣接する突極部間には凹部が設けられている。各突極部の周方向両端には、突極部の外周面を延長させる形で鍔部が突設されている。鍔部は、凹部の外周側に設けられており、対向する鍔部の間には隙間が形成されている。』と記載されている。
特開２０１４－２３９６３３号公報
　以下では、埋め込み磁石式を使用した特許文献１における、コギングトルクの低減余地を検討する。
　特許文献１の図２等には、ロータ（回転子）において、磁石を収容した取付孔の周方向両端に非磁性部となる空隙部を形成し、磁極部の周方向端部に鍔部を形成されたロータコアが示されている。また、同文献の図４から明らかなように、ロータの回転半径に比べて、磁極円弧の半径（以下「磁極円弧半径」と称する）が小さく、磁極の端は磁石の外周側よりも内周側に位置する形状になっている。この磁極円弧半径の小ささは、同文献の図２等に示される６極９スロット集中巻のような２：３系列の永久磁石式回転電機に特有な形状であり、磁極円弧半径を小さくすることで、コギングトルクを安定化させることができるが、これだけではコギングトルクを十分低減できないため、さらに工夫が必要となる。
　また、特許文献１の段落００１１等には、トルク低下抑制のため鍔部の長さ（凹部）を開口幅の１／２未満とする構成が示されており、同文献の図５等には、鍔部の長さを板厚以上としてコギングトルクを２０％低減できる効果が示されている。特許文献１で、鍔部を長くしたことによる効果が低減率２０％と小さいのは、磁極円弧半径が小さいため、固定子と磁極端部との距離が大きくなる結果、両者間に存在する磁束が少なくなり、磁束分布への鍔部の長さの影響が小さいためと考えられる。また、磁極円弧半径が小さく、固定子と鍔部先端との距離が、隣接する鍔部先端同士の距離より大きいため、固定子と磁極端部の間に存在する磁束が少なくなることが、２０％という小さな低減率の理由と考えられる。
　このように、特許文献１が開示する構成には、コギングトルクの低減に関して改良の余地が多く残されている。また、巻線方式、極数、スロット数、磁石方式が異なる場合は、磁束分布が違ってくるため、異なる磁極形状の特有の工夫が必要となる。さらに、磁極の外周形状、磁石取付孔の位置と形状が、製造誤差などによって所定値から変化したとき、コギングトルクへの影響が小さい方が製造誤差低減のための労力が軽減されるため、磁極形状の誤差がコギングトルクへ与える影響が小さいことが望ましい。
　本発明は、このような背景に鑑みてなされたのであり、コギングトルクを十分に低減でき、磁極形状の誤差がコギングトルクへ与える影響を小さくできる永久磁石式回転電機を提供することを目的とする。
　前記の課題は、内周側の回転子と、外周側の固定子と、からなる回転電機であって、前記回転子は、電磁鋼板を積層した回転子コアと、該回転子コアの磁石取付孔に挿入した永久磁石と、回転軸となるシャフトと、からなり、前記回転子コアの外周側には、両端に突起を有した磁極が複数形成されており、各磁極の外周面となる磁極円弧は、全体が前記永久磁石より外周側にあり、ある磁極の突起と隣接する磁極の突起の距離Ｌｐが、前記端部と前記固定子の距離Ｌｅよりも大きい回転電機により解決できる。
　その他の解決手段は、実施形態において適宜記載する。
　本発明の永久磁石式回転電機によれば、コギングトルクを十分低減でき、磁極形状の変化がコギングトルクへ与える影響が小さく、製造誤差低減のための労力を軽減することができる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１の永久磁石式回転電機の回転面内断面図 実施例１の回転子の断面図 実施例１の回転子断面の磁極付近の拡大図 実施例１の突起端部付近の拡大図 実施例２の回転子断面の磁極付近の拡大図 実施例３の回転子断面の磁極付近の拡大図 比較例の回転子断面の磁極付近の拡大図 コギングトルクと突起長さおよび角部厚さとの関係を説明する図 実施例１と比較例の効果の比較説明図
　本発明の実施例について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　図１から図３Ｂを用いて、実施例１の永久磁石式回転電機１の構成を説明する。図１は、本実施例の永久磁石式回転電機１の回転面内断面図であり、図２は、図１の回転子２０の断面図、図３Ａは、図１の点線で囲ったＸ部の拡大図、図３Ｂは、突起端部付近の拡大図である。
　図１に示すように、本実施例の永久磁石式回転電機１は、外周側に略環状の固定子１０を配置し、内周側に略円柱状の回転子２０を配置した、１０極６０スロット分布巻の永久磁石式回転電機であり、固定子１０と回転子２０の間にはエアギャップ３０が設けられている。固定子１０は、外周側に環状のコアバック１１０を配し、内周側に放射状のティース１３０を配した電磁鋼板を積層して固定子コア１００を構成し、固定子コア１００の巻線部１４０に巻線を形成して分布巻線を形成した後、図示しないハウジングに焼嵌めまたは圧入して一体化することで形成される。
　また、図２に示すように、本実施例の回転子２０は、電磁鋼板を積層した鉄心である回転子コア２００と、回転軸となるシャフト３００からなる。そして、回転子コア２００の外周に設けられた１０極の軟磁性磁極２２０の各々は、磁極外周面となる磁極円弧２２１の両端に突起２２２が設けられるとともに、矩形の磁石取付孔２１２に矩形の永久磁石２１０が挿入されている。なお、図３Ａに示すように、軟磁性磁極２２０の磁極幅をＷｐ、突起２２２の突起長さをＬａ、磁石取付孔２１２の側壁厚さをＷｓｗ、磁石取付孔２１２の角部磁極材厚さをＴｐｅ、隣接する突起２２２間の距離をＬｐ、磁極中央と固定子内周の距離をＬｇ、突起端部２２５と固定子１０の距離をＬｅとする。以下では、軟磁性磁極２２０の形状とコギングトルクの関係の検討結果を説明した後、本実施例の詳細構造について説明する。
　一般的に、コギングトルク、特に、スロットコンビネーションから指定される次数のコギングトルクは、磁極円弧２２１の円弧半径（以下「磁極円弧半径」と称する）を回転子２０の外表面の回転半径よりも小さくすることで、小さくできる。ところが、磁極円弧半径を小さくしていくと、コギングトルクが一旦消えるが（このときの磁極円弧半径を磁極円弧半径Ａとする）、さらに小さくしていくと、コギングトルク波形の位相が逆転してコギングトルクが増大する傾向がある。
　また、磁極円弧半径が小さすぎると、突起端部２２５と固定子１０の距離Ｌｅが大きくなるため、そこでの磁束が少なくなり、磁極端部の形状変化に対してコギングトルクが変化しにくくなる。このため、磁極端部の形状を変化させてコギングトルクを低減させたい場合には、磁極円弧半径が磁極円弧半径Ａより小さすぎる形状は好ましくない。以下では、極円弧半径Ａより小さく、かつ、磁極端部の形状変化がコギングトルクの変化に十分影響する大きさの磁極円弧半径を磁極円弧半径Ｂとする。
　この磁極円弧半径Ｂを維持したまま磁極端部の形状を変化させる構造として、磁極外周面の両端に突起２２２を設ける構造がある。この突起２２２を適切に設計することで、突起２２２と固定子１０の間の磁束を増加させることができ、実効的に磁極円弧半径Ａと同等の効果を得ることができる。すなわち、磁極円弧半径Ｂの磁極端部付近の磁束分布を改善することで、コギングトルクを磁極円弧半径Ａと同程度の小ささに改善できると考えられる。なお、軟磁性磁極２２０に施す形状変化は、突起２２２のみの局所的なものであるため、突起長さＬａに対する磁束の変化は、磁極幅Ｗｐや磁極円弧半径を変化させるより緩やかになると考えられる。また、突起２２２を経由して隣接する突起２２２に漏れる磁束は、微少量であるため、トルク低下も抑制できると考えられる。
　突起２２２の延長によりコギングトルクを十分小さくできる場合は、磁極円弧半径Ｂの突起端部２２５と固定子１０の間に、コギングトルクに影響し、かつ、トルクに寄与するほどの磁束が存在することになる。このため、突起２２２は、永久磁石２１０の磁束を固定子１０に導きやすい形状であることが望ましい。具体的には、突起端部２２５を固定子１０に近づけるため、磁極円弧２２１が全面に亘り磁石外周面２１１よりも外周側に位置し、かつ、突起端部２２５と固定子１０の距離Ｌｅが磁極中央と固定子内周の距離Ｌｇの２．５倍以内となる形状であることが望ましい。また、突起２２２を経由して隣接する突起２２２に漏れる磁束量を微少量に留めるには、突起間の距離Ｌｐが、突起端部２２５と固定子１０の距離Ｌｅより大きい形状であることが望ましい。
　さらに、軟磁性磁極２２０の幅Ｗｐが小さすぎると、磁極円弧半径が小さすぎる場合と同様に、磁極間に磁束の少ない領域が発生し、コギングトルクを小さくできる磁束分布から遠ざかることに加え、永久磁石２１０の幅の縮小によりトルクを低下させることになるため、好ましくない。一方、高トルクを得ようとして永久磁石２１０の幅を増加させ過ぎると、磁極円弧半径が大きすぎる場合と同様に、コギングトルクの低減が困難になる。このため、磁極幅Ｗｐは適度な大きさである必要があり、磁極中央と固定子内周の距離Ｌｇに対して、突起端部２２５と固定子１０の距離Ｌｅが２．５倍以内となる範囲に、磁極円弧半径Ａと磁極円弧半径Ｂがともに存在するような磁極幅Ｗｐが望ましい。
　また、磁石取付孔２１２の角部と磁極外周面との最短距離である、角部磁極材厚さＴｐｅは、熱減磁とコギングトルクに影響する。熱減磁に関しては、固定子１０のティース１３０からの減磁界が６０スロットにより分散して、磁石端部への集中が緩和され、問題にならない程度になるため、ここでは議論しない。
　一方、磁極円弧半径Ｂを維持したまま、角部磁極材厚さＴｐｅを側壁厚さＷｓｗよりも大きな値から側壁厚さよりも小さな値に小さくしていくと、側壁を通る磁束漏れ量を角部磁極材厚さＴｐｅが支配してコギングトルクが減少するようになる。この磁束漏れの減少は、磁石取付孔２１２の角部から内側の磁極の磁束を増加させ、実効的に磁石の残留磁束密度を増加するのと同様の効果になる。このとき、増加する磁束は、結果として、磁束の過密な中央部よりも端部の磁極と固定子の間で増加する。これにより、磁極円弧半径を増加させた場合と似た効果になり、磁極と固定子の間の磁束分布がコギングトルクを小さくする方向に変化すると考えられる。ただし、この突起端部２２５と固定子１０の間の磁束増加は、角部磁極材厚さＴｐｅの変化による磁性体内の磁束量の減少に起因するため、突起延長による突起端部２２５と固定子１０の間の空間の磁束量の増加より変化が大きいと考えられる。
　このため、角部磁極材厚さＴｐｅを側壁厚さＷｓｗより大きくした上で、コギングトルクを小さくする突起２２２を形成すると、角部磁極材厚さＴｐｅが製造誤差により変化しても、コギングトルクの変動を小さくできると考えられる。
　また、側壁厚さＷｓｗが大きいと永久磁石２１０のＮＳ極間の磁束漏れが増加してトルクが低下するため、側壁厚さＷｓｗは、安定して量産可能な最小の厚さに設定するのが望ましい。角部磁極材厚さＴｐｅが側壁厚さＷｓｗより大きい場合、側壁厚さＷｓｗの減少による磁極磁束増加の影響は、磁極幅Ｗｐ全体に及ぶ。このとき、実効的に、永久磁石２１０の残留磁束密度増加と磁石幅増加が両方生じたと考えることができ、磁石幅増加では磁極中央部でより磁束が増加するため、角部磁極材厚さＴｐｅの減少の場合よりも影響が均される。このため、角部磁極材厚さＴｐｅの減少の場合よりもコギングトルクへの影響は小さくなると考えられる。
　以上の検討から、永久磁石式回転電機には、次の構成の採用が有効であることが確認された。
（１）磁極円弧２２１が、全面に亘り磁石外周面２１１より外周側にあること、
（２）磁極円弧２２１を延長する突起２２２を設け、当該突起と隣り合っている磁極の突起との距離Ｌｐが、磁極円弧２２１と固定子との距離が最も大きい部分の距離Ｌｅよりも大きいこと、
（３）角部磁極材厚さＴｐｅが、側壁厚さＷｓｗより大きいこと、
（４）磁極中央と固定子内周の距離Ｌｇに対して、磁極端部と固定子の間の距離Ｌｅが２．５倍以内となる磁極円弧２２１を有すること。
　以上の検討結果を踏まえ、本実施例の永久磁石式回転電機１の構成を詳細に説明する。図１に示すように、永久磁石式回転電機１は、固定子１０と回転子２０を備えるものである。また、回転子２０は、図２に示すように、回転子コア２００を有し、これと一体化して径方向に突出した軟磁性磁極２２０には磁石取付孔２１２が穿たれており、そこに永久磁石２１０が配置される。回転子コア２００は、打ち抜き形成された電磁鋼板を積層することで、回転軸方向に厚さを持つ回転子２０を形成する。
　軟磁性磁極２２０は、図３Ａに示すように、固定子１０に近い側に磁極円弧２２１を有し、磁石取付孔２１２の側面に打ち抜き形成した側壁２２３を有する。側壁２２３が存在すると、永久磁石自身のＮＳ極間に磁束漏れが起きてトルク低下を引き起こすので、側壁厚さＷｓｗは量産打ち抜き工程で可能となる最小の厚さであることが望ましい。また、軟磁性磁極２２０は、磁石取付孔２１２の角部と磁極円弧２２１の間に、角部磁極材２２４を有する。これの厚さである角部磁極材厚さＴｐｅも磁束漏れ量に影響しトルクに影響する。また、軟磁性磁極２２０は、磁極円弧２２１が延長された突起２２２と、その先端の突起端部２２５を有し、軟磁性磁極２２０の両端の距離が磁極幅Ｗｐである。また、突起２２２付近の拡大図である図３Ｂに示す、磁極幅Ｗｐの突出方向と磁極円弧２２１が交わる交点２２６が、磁極円弧２２１と固定子１０との距離が最も大きい部分に該当し、磁極円弧２２１の端部でもある交点２２６が、磁石外周面２１１の延長面より外周側にある形状を有する。また、本実施例では、隣接する突起２２２同士の距離Ｌｐが、交点２２６と固定子１０との距離Ｌｅよりも大きい形状を有する。また、角部磁極材厚さＴｐｅが、側壁厚さＷｓｗより大きい形状を有し、さらに、交点２２６と固定子内周の距離Ｌｅが、磁極中央と固定子内周の距離Ｌｇの２．５倍以内となる磁極円弧２２１を有する。
　以上で説明した形状の軟磁性磁極２２０を用いることにより、磁石使用量に対するトルク出力が大きく、コギングトルク、トルクリップルに優れた永久磁石式回転電機を得ることができる。
　本実施例の永久磁石式回転電機１の回転子構造を磁場解析して得られたコギングトルクの６０次成分の計算結果を図７に示す。この磁場解析時に変化させた磁極形状は、突起２２２の長さＬａと、角部磁極材厚さＴｐｅである。図７では、横軸を、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘとし、縦軸を、角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗとした。なお、最大突起長さＬａｍａｘは隣接する突起２２２の間隔が０になる長さである。また、図７の等高線は、コギングトルクの６０次成分の両振幅をｍＮｍの単位で示したものである。数値の符号は、コギングトルクの波形が計算開始から正方向に振れるか、負方向に振れるかに対応させたもので、便宜的に正負を記したものであり、軟磁性磁極２２０の形状によってコギングトルク波形の位相が逆になることを示している。
　図７の等高線から分かるように、横軸方向（突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘ）の変化に対して、コギングトルク６０次成分の変化は小さいといえる。これは突起長さＬａが変化してもエアギャップ３０内の磁束分布の変化が小さいことと対応する。
　一方、縦軸方向（角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗ）の変化に関しては、角部磁極材厚さＴｐｅが側壁厚さＷｓｗより大きいとき（縦軸が１より大きいとき）は小さいが、角部磁極材厚さＴｐｅが側壁厚さより小さいとき（縦軸が１より小さいとき）は大きいといえる。これは、角部磁極材厚さＴｐｅが大きいときは、その厚さが変化してもエアギャップ３０内の磁束分布の変化が小さいのに対し、角部磁極材厚さＴｐｅが小さいときは、その厚さが変化したときのエアギャップ３０内の磁束分布の変化が大きいことと対応する。図７から得られる知見は、本実施例の前段で、磁極構造とコギングトルクの関係の検討から得られた知見（１）～（４）と一致する。
　ここで、突起長さＬａを大きく、また、角部磁極材厚さＴｐｅを小さくしていくことは、交点２２６が、磁石外周面２１１の延長面の外周側から内周側の方向に移っていくことと対応する。このとき、図７から分かるように、突起長さＬａに対するコギングトルク６０次成分の変化は小さくなるが、角部磁極材厚さＴｐｅに対するコギングトルク６０次成分の変化が大きくなるため、全体としては好ましくない。前記の磁極構造とコギングトルクの関係の検討においては、磁極円弧半径との関係から、交点２２６が磁石外周面２１１の延長面の外周側にあることが好ましいことを述べたが、突起長さＬａおよび角部磁極材厚さＴｐｅとの関係においても交点２２６が磁石外周面２１１の延長面の外周側にあることが好ましいことが分かる。したがって、交点２２６が磁石外周面２１１の延長面の外周側にある形状は、コギングトルクの低減と形状の変化に対する安定性の観点から好ましいことになる。
　また、突起長さＬａを大きくしていくことは、隣接する突起間の距離Ｌｐが、交点２２６と固定子１０の距離Ｌｅよりも大きい形状から、小さい形状へと移っていくことと対応する。このとき、図７から分かるように、突起長さＬａに対するコギングトルク６０次成分の変化は小さくなる。これは、角部磁極材厚さＴｐｅが小さいために、突起長さＬａが大きいとエアギャップ３０の磁束分布の変化が小さくなることを示している。一方、距離Ｌｐが小さくなると、隣りあう磁極への磁束漏れが増大して、トルク低下と、トルクリップル増加が生じて好ましくない。このためにＬｐ＞Ｌｅとなる形状が好ましい。
　また、突起長さＬａを大きくしていく場合は、交点２２６と固定子１０との距離Ｌｅも大きくなるため、前記の磁極構造とコギングトルクの関係の検討において議論したように、磁極端部での磁束が減少し、コギングトルク６０次成分の変化が小さくなる現象も生じている。ただし、実施例１においてＬｐ＞Ｌｅとなる形状の場合は、Ｌｅの磁極中央と固定子内周のエアギャップ３１の距離Ｌｇに対する比（Ｌｅ／Ｌｇ）が２．５を超えないため、Ｌｅ／Ｌｇによる形状の制限は問題にならない。しかし、磁極の円弧半径が小さすぎることによって、Ｌｐ≦ＬｅであってもＬｅ／Ｌｇが２．５を超えることは好ましくない。
　また、コギングトルク６０次成分を小さくするには、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘと、角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗの関係が、図７の一点破線（０ｍＮｍ）に近い位置にある磁極形状を有すると好ましい。また、突起長さＬａ＝０かつＴｐｅ／Ｗｓｗ＝１の形状に対して、突起長さＬａを大きくしていくとき、および、Ｔｐｅ／Ｗｓｗを小さくしていくときに、コギングトルク６０次成分が小さくなることは、前記の磁極構造とコギングトルクの関係の検討から得られた知見と一致する。ただし、一点破線において、Ｔｐｅ／Ｗｓｗ＜１の場合は、Ｔｐｅ／Ｗｓｗの変化に対するコギングトルク６０次成分の変化が大きいことが問題である。このため、Ｔｐｅ／Ｗｓｗ＞１となる形状であることが好ましい。
　本実施例の永久磁石式回転電機１の軟磁性磁極２２０に相当する、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘ＝０．４、角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗ＝１．２は、図７の点αで示され、コギングトルク６０次成分が十分小さいことが分かる。なお、点αの近傍では、突起長さＬａの０．１ｍｍの変化に対してコギングトルクの変化は０．５ｍＮｍであり、また、角部磁極材厚さＴｐｅの０．１ｍｍの変化に対してコギングトルクの変化は０．４ｍＮｍであった。すなわち、本実施例の構成によれば、突起長さＬａや角部磁極材厚さＴｐｅの製造誤差に対するコギングトルクの変化が抑制されていることが確認された。
　また、側壁厚さＷｓｗの変化に関しては、角部磁極材厚さＴｐｅと磁極幅Ｗｐを変えずに、Ｗｓｗを０．７５ｍｍから０．５ｍｍに変化させたときに、コギングトルクの変化の計算結果が０．６ｍＮｍであったため、Ｗｓｗの影響は小さいと考えられる。このことは、前記の磁極構造とコギングトルクの関係の検討において議論した現象と一致する。
　図７の計算結果を用いて説明したように、本実施例の永久磁石式回転電機１の構造は、コギングトルク低減に有効な構造であり、また、形状変化のコギングトルクへの影響を低減できて製造精度向上努力を軽減できる効果を有する。
　なお、本実施例の永久磁石式回転電機１を、ＥＰＳ装置に用いることで、車室内に伝搬する振動や騒音を抑制できるが、その他の自動車用電動補機装置へ適用することでも振動や騒音を抑制することが可能である。さらには、本実施例の永久磁石式回転電機１の採用は自動車分野に限定されず、低振動化が好ましい産業用の永久磁石式回転電機全般にも適用可能である。
　図４を用いて、実施例２の永久磁石式回転電機１を説明する。なお、実施例１と共通の部分は説明を一部省略する。
　実施例１の軟磁性磁極２２０では、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘが０．４で、角部磁極材厚さＴｐｅが側壁厚さＷｓｗより２０％厚い形状であったが、本実施例の軟磁性磁極２２０では、突起長さＬａをより短くするとともに、角部磁極材厚さＴｐｅを側壁厚さＷｓｗと等しい厚さとした。
　本実施例の永久磁石式回転電機１の軟磁性磁極２２０に相当する、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘ＝０．３、角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗ＝１．０は、図７の点βで示され、コギングトルク６０次成分が略ゼロであることが分かる。
　一方、実施例１に対応する点αと比較し、角部磁極材厚さＴｐｅが減少しているため、角部磁極材厚さＴｐｅの変化に対するコギングトルクの変化は増加する傾向にある。磁場解析の結果によれば、角部磁極材厚さＴｐｅの０．１ｍｍの変化に対して、コギングトルクの変化は３ｍＮｍであった。
　これは、実施例１の構成におけるコギングトルク変化０．４ｍＮｍ／０．１ｍｍに対して大きな値であり、本実施例の軟磁性磁極２２０は、コギングトルク低減に有効な構造であるが、製造誤差が０．１ｍｍを下回るような製造精度向上の努力が求められる。
　次に、図５を用いて、実施例３の永久磁石式回転電機１を説明する。なお、実施例１、２と共通の部分は説明を一部省略する。
　実施例１の永久磁石式回転電機１は、１０極６０スロット分布巻の回転電機であったが、実施例３の永久磁石式回転電機１は、１０極１２スロット集中巻の回転電機である。本実施例の固定子１０は、例えば、電磁鋼板の分割打ち抜きコアを積層した積層体によりＴ形のティース１３０を形成し、このティース１３０に巻線を形成して、円環に組み、ハウジングに焼嵌めまたは圧入して一体化されることで形成される。
　本実施例の永久磁石式回転電機１の軟磁性磁極２２０は、突起長さＬａ／最大突起長さＬａｍａｘ＝０．３４、角部磁極材厚さＴｐｅ／側壁厚さＷｓｗ＝１．１５のものである。本実施例の回転電機の特性を磁場解析すると、コギングトルクが１ｍＮｍ、突起長さＬａの０．１ｍｍの変化に対するコギングトルクの変化が０．３ｍＮｍ、角部磁極材の厚さＴｐｅの０．１ｍｍの変化に対するコギングトルクの変化が０．１ｍＮｍであった。すなわち、本実施例の構成によれば、コギングトルクを十分に小さくできることに加え、実施例１で説明した１０極６０スロットの構成よりも寸法誤差に対するコギングトルク変動が小さいという特性を得ることができる。ただし、電磁加振力の空間モードの最小次数が２であるため、用途によってはモータを組み込むシステムにおいて振動低減のための機構を設ける必要が生じる。
比較例
　次に、図６を用いて、１０極６０スロット分布巻の永久磁石式回転電機の比較例を、実施例１と比較しながら説明する。実施例１では軟磁性磁極２２０の両端に突起２２２を設けたが、図６の比較例では突起２２２を設けておらず、軟磁性磁極２２０の側面と磁極円弧２２１の交点２２６が実施例１の突起端部２２５、すなわち、磁極円弧２２１と固定子１０の距離が最も大きい部分に相当する。また、実施例１では、角部磁極材厚さＴｐｅを側壁厚さＷｓｗより大きくしたが、比較例では、コギングトルクを小さくするために角部磁極材厚さＴｐｅを側壁厚さＷｓｗより小さくした。
　図８に示す実施例１と比較例のコギングトルクの比較から、両構成の効果の相違を説明する。図８に示す各構成のコギングトルクは、固定子１０、回転子２０、および、エアギャップ３０の磁束分布と、エアギャップ３０の電磁応力を有限要素法による磁界解析で計算し、回転角に対応するコギングトルクを算出することにより得たものである。ここに示すように、実施例１では、コギングトルクの６０次成分は０．６ｍＮｍ、コギングトルクの変化／突起長さＬａの変化は０．４ｍＮｍ／０．１ｍｍ、コギングトルクの変化／角部磁極材厚さＴｐｅの変化は０．５ｍＮｍ／０．１ｍｍであり、どれも十分に小さく、本発明の目的を達成できることが分かる。
　これに対し、比較例では、コギングトルクの６０次成分は０．３ｍＮｍと小さいが、コギングトルクの変化／角部磁極材厚さＴｐｅの変化は５ｍＮｍ／０．１ｍｍと大きかったため、非常に高い製造精度が求められ、本発明の目的の一つである製造誤差に対する尤度の確保という目的を達成することが困難である。
　ここで、比較例では突起２２２がないため、磁極幅Ｗｐを０．２ｍｍ増加させることは、磁石取付孔の幅を変えない場合は各々の側壁厚さＷｓｗを０．１ｍｍ増加させることになる。このとき、角部磁極材厚さＴｐｅは変わらない。この構成で磁極幅Ｗｐを増加させた場合のコギングトルク変化は４．５ｍＮｍ／０．１ｍｍとなった。また、側壁厚さＷｓｗを変えないで磁極幅Ｗｐを０．２ｍｍ増加させることは、磁石取付孔の幅も０．２ｍｍ増加させ、磁石と側壁の空隙が増加することになる。このとき、角部磁極材厚さＴｐｅはやや減少する。この構成で磁極幅Ｗｐと磁石取付孔の幅をともに増加させた場合のコギングトルク変化は０．５ｍＮｍ／０．１ｍｍとなった。すなわち、打ち抜きによる量産製造において磁極幅Ｗｐと磁石取付孔幅の変動が同じにはなりにくいため、比較例の構成を採用した場合には、磁極幅の変化がコギングトルクの変化に与える影響は小さくはなく、コギングトルクを所望の範囲に抑制するには、高い製造精度が要求されることが分かる。
　以上の比較検討からも、実施例１の構成は、コギングトルク、コギングトルクの変化／突起長さＬａの変化、コギングトルクの変化／角部磁極材厚さＴｐｅの変化、の何れの面でも優れており、コギングトルク低減と製造精度向上努力の軽減に関して効果のあることが示された。
１　　　永久磁石式回転電機
１０　　固定子
２０　　回転子
３０　　エアギャップ
３１　　軟磁性磁極中央と固定子内周のエアギャップ
３２　　軟磁性磁極の外周側の表面の端部と固定子内周のエアギャップ
３３　　突起と突起の間隔
１００　固定子コア
１１０　コアバック
１３０　ティース　
１４０　巻線部
２００　回転子コア
２１０　永久磁石　
２１１　磁石外周面
２１２　磁石取付孔
２２０　軟磁性磁極
２２１　磁極円弧
２２２　突起
２２３　磁石取付孔の側壁
２２４　磁石取付孔の角部磁極材
２２５　突起端部
２２６　円弧状磁極外周面と磁極幅における突出方向との回転面内の交点
３００　シャフト
Ｌａ　突起長さ
Ｌｐ　隣接する突起間の距離
Ｔｐｅ　角部磁極材厚さ
Ｗｓｗ　側壁厚さ
Ｗｐ　磁極幅

Claims (5)

  1. 　内周側の回転子と、外周側の固定子と、からなる回転電機であって、
    　前記回転子は、電磁鋼板を積層した回転子コアと、該回転子コアの磁石取付孔に挿入した永久磁石と、回転軸となるシャフトと、からなり、
    　前記回転子コアの外周側には、両端に突起を有した磁極が複数形成されており、
    　各磁極の外周面となる磁極円弧は、全体が前記永久磁石より外周側にあり、
    　ある磁極の突起と隣接する磁極の突起の距離Ｌｐが、前記突起と前記固定子の距離Ｌｅよりも大きいことを特徴とする回転電機。
  2. 　請求項１に記載の回転電機において、
    　前記磁石取付孔の角部磁極材厚さＴｐｅが、前記磁石取付孔の側壁厚さＷｓｗより大きいことを特徴とする回転電機。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の回転電機において、
    　各磁極の磁極円弧は、前記突起と前記固定子の距離Ｌｅが、前記磁極円弧の磁極中央と前記固定子の距離Ｌｇの２．５倍以内となる円弧形状であることを特徴とする回転電機。
  4. 　請求項１から請求項３の何れか一項に記載の回転電機において、
    　該回転電機は、１０極６０スロット分布巻、または、１０極１２スロット集中巻の構成であることを特徴とする回転電機。
  5. 　請求項１から請求項４の何れか一項に記載の回転電機を、
    　電動パワーステアリングまたは、電動ブレーキに用いたことを特徴とする自動車用電動補機システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112968557A (zh) * 2021-02-01 2021-06-15 珠海格力电器股份有限公司 电机转子、电机、汽车
US20220271584A1 (en) * 2021-02-25 2022-08-25 Mitsubishi Electric Corporation Rotating electric machine

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7149783B2 (ja) * 2018-09-14 2022-10-07 株式会社ミツバ 電動モータおよび電動モータの製造方法
JP2020089039A (ja) * 2018-11-22 2020-06-04 日立オートモティブシステムズ株式会社 回転電機および自動車用電動補機システム
JP2022164020A (ja) 2021-04-15 2022-10-27 株式会社シマノ モータおよび電動リール

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169560U (ja) * 1983-04-28 1984-11-13 日本電気精器株式会社 永久磁石回転形電動機

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169560U (ja) * 1983-04-28 1984-11-13 日本電気精器株式会社 永久磁石回転形電動機

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112968557A (zh) * 2021-02-01 2021-06-15 珠海格力电器股份有限公司 电机转子、电机、汽车
US20220271584A1 (en) * 2021-02-25 2022-08-25 Mitsubishi Electric Corporation Rotating electric machine

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