WO2018056343A1

WO2018056343A1 - 受電装置、制御方法、及び非接触給電システム

Info

Publication number: WO2018056343A1
Application number: PCT/JP2017/034030
Authority: WO
Inventors: 一行藤吉
Original assignee: 日本電産株式会社
Priority date: 2016-09-21
Filing date: 2017-09-21
Publication date: 2018-03-29

Abstract

【課題】高効率となる受送電を可能としつつ、ノイズの低減及び発熱量の低減等を可能とし、安定した電流を負荷に出力することができる受電装置を提供することである。【解決手段】受電装置２００は、送電装置１００から非接触で送電された交流電力を受電する受電共振器２０１と、受電された交流電力を直流電力に変換する整流器２０２と、整流器２０２から出力される直流電力の電圧を任意に変化させる複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１を並列に接続したＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０と、複数のコンバータが出力する電圧を制御する受電制御回路２１２と、を有する。ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、コイル２１３と、コイル２１３に流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ１とを有する。受電制御回路２１２は、複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１に含まれる個々のスイッチング素子Ｑ１を所定の位相差でそれぞれ動作させる。

Description

受電装置、制御方法、及び非接触給電システム

　本発明は、受電装置、制御方法、及び非接触給電システムに関する。

　特許文献１は、第１スイッチング素子Ｑ１を有する第１チョッパ回路と、第２スイッチング素子Ｑ２を有する第２チョッパ回路とを有し、第１チョッパ回路と第２チョッパ回路が互いに並列に接続されているＤＣ－ＤＣコンバータを開示している。特許文献１には、第１スイッチング素子Ｑ１の温度に関わらず第１スイッチング素子Ｑ１を周期的にオンオフさせ、第１スイッチング素子Ｑ１の温度が高くなった場合に第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を開始することが開示されている。

特開２０１５－１０９７２５号公報

　しかしながら、特許文献１では、各スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング態様（位相、オンオフのデューティ比、及び周波数）が同一となるように各スイッチング素子Ｑ１及びＱ２が制御される。各相を同位相となるように、スイッチングタイミングを制御した場合において、スイッチング素子のばらつきから、スイッチングタイミングがばらつく虞があり、電流にリップルが生じる虞がある。リップルにより、ノイズの発生及び受送電効率へ影響を及ぼす可能性がある。

　本発明の目的は、高効率となる受送電を可能としつつ、ノイズの低減及び発熱量の低減等を可能とし、安定した電流を負荷に出力することができる受電装置を提供することである。

　本願の例示的な第１発明は、送電装置から非接触で送電された交流電力を受電する受電コイルと、受電された前記交流電力を直流電力に変換する整流器と、前記整流器から出力される前記直流電力の電圧を任意に変化させる複数のコンバータを並列に接続した電力変換部と、前記複数のコンバータが出力する電圧を制御する受電制御回路と、を有し、前記コンバータは、コイルと、前記コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子とを有し、前記受電制御回路は、前記複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる。

　本願の例示的な第１発明によれば、高効率となる受送電を可能としつつ、ノイズの低減及び発熱量の低減等を可能とし、安定した電流を負荷に出力することができる受電装置を提供できる。

第１実施形態における非接触給電システムの構成を示すブロック図である。スイッチング動作と出力電流の関係を示す図である。２相の並列回路におけるインターリーブ制御を示す図である。３相の並列回路におけるインターリーブ制御を示す図である。同位相でスイッチングされる並列回路を含む場合の制御を示す図である。２相の並列回路における臨界デューティを示す図である。３相の並列回路における臨界デューティを示す図である。デューティ比が臨界デューティを下回る場合を示す図である。インピーダンスとＤＣ－ＤＣコンバータの個数の関係を示す図である。ＤＣ－ＤＣコンバータ装置の変形例を示す図である。

　以下、本発明を実施するための形態について図面などを参照して説明する。なお、本発明の範囲は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想の範囲内で任意に変更可能である。また、以下の図面においては、各構成をわかりやすくするために、実際の構造と各構造における縮尺や数等を異ならせる場合がある。
（第１実施形態）

　図１は、本実施形態に係る非接触給電システムの構成を示すブロック図である。
　送電装置１００は、外部の直流（ＤＣ）電源１０２に接続されたインバータ回路１０３と、インバータ回路１０３に接続された送電共振器１０１と、送電共振器１０１を流れる電流を検出する電流検出器（不図示）と、電流検出器によって検出された電流の量に基づいてインバータ回路１０３を制御する送電制御回路（不図示）とを有する。送電共振器１０１は、送電コイルを含む。

　受電装置２００は、受電共振器２０１と、受電共振器２０１に接続された整流器（整流回路）２０２と、整流器２０２に接続されたコンデンサＣＩと、コンデンサＣＩに接続されたＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０と、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０に接続された負荷（キャパシタ）３００とを有する。受電共振器２０１は、受電コイルを含む。受電装置２００はさらに、負荷３００に与えられる電圧を検出する電圧検出器（不図示）と、電圧検出器によって検出された電圧に基づいてＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０を制御する受電制御回路２１２とを有する。

　送電コイルと受電コイルとが磁界共振によって結合することにより、送電コイルから受電コイルに電力が無線で伝送される。このように、本実施形態では、磁界共振結合による無線電力伝送が利用される。磁界共振結合は、「磁界共鳴結合」または「共振磁界結合」と呼ばれることもある。なお、送電装置１００及び受電装置２００は、他の構成要素を有していてもよい。また、非接触給電システムは、必ずしも図１に示されている構成要素の全てを有している必要はなく、適宜省略することが可能である。以下、各構成要素をより詳細に説明する。

　＜ＤＣ電源＞
　ＤＣ電源１０２は、所定の大きさの直流電圧を出力する電源である。ＤＣ電源１０２は、例えば商用交流電力を、送電装置１００の動作電圧をもつ直流電力に変換して出力するコンバータを含み得る。

　＜インバータ回路及び送電制御回路＞
　インバータ回路１０３は、ＤＣ電源１０２から供給された直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路１０３は、例えばフルブリッジインバータ回路であり得る。フルブリッジインバータ回路は、４つのスイッチング素子のスイッチングのタイミングを調整することによって所望の周波数及び電圧値の交流電力を出力することができる。各スイッチング素子は、送電制御回路から供給される制御パルス信号に応じて導通（オン）及び非導通（オフ）の状態を切替える。

　なお、インバータ回路１０３は、例えば、４つのスイッチング素子のうちの２つのスイッチング素子を組にして動作させるハーフブリッジ型の構成でもよい。その場合でも、各スイッチング素子に与えるゲート・ソース間電圧のタイミングを調整することにより、所望の交流電圧を出力することができる。インバータ回路１０３は、例えば市販の高周波電源装置によって実現され得る。

　送電制御回路は、制御ＩＣと、ゲートドライバと、メモリとを有する。制御ＩＣは、メモリに格納された制御プログラムを実行することにより、インバータ回路１０３の各スイッチング素子のオン及びオフのタイミング（スイッチングタイミング）を決定する。ゲートドライバは、制御ＩＣが決定したスイッチングタイミングに応じて、各スイッチング素子のゲートに所定の電圧を印加する。なお、送電制御回路の一部または全体は、例えばマイクロコンピュータなどの集積回路によって実現され得る。

　＜送電共振器及び受電共振器＞
　送電共振器１０１は、送電コイルによるインダクタンス成分（Ｌ１）と、キャパシタンス成分（Ｃ１）と、抵抗成分（Ｒ１）とを有する直列共振回路である。受電共振器２０１は、受電コイルによるインダクタンス成分（Ｌ２）と、キャパシタンス成分（Ｃ２）と、抵抗成分（Ｒ２）とを有する直列共振回路である。キャパシタンス成分（Ｃ１及びＣ２）は、それぞれ、送電コイル１１２及び受電コイル２１２の寄生容量成分であってもよいし、別途設けられたキャパシタによるものでもよい。

　送電共振器１０１の共振周波数と、受電共振器２０１の共振周波数とは、ほぼ同じ値に設定される。共振周波数は、特に限定されないが、例えば、５キロヘルツ（ｋＨｚ）以上５０メガヘルツ（ＭＨｚ）以下に設定できる。共振周波数は、より好ましくは、１０ｋＨｚ以上１ＭＨｚである。本実施形態では、一例として、共振周波数は８５ｋＨｚであるものとする。各共振器は、直列共振回路に限らず、並列共振回路であってもよい。上述した構成に限られず、送電共振器１０１が電磁誘導によって結合する一次コイルを有し、受電共振器２０１が電磁誘導によって結合する二次コイルを有していてもよい。

　＜整流器、受電制御回路、負荷＞
　整流器２０２は、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサを含む全波整流回路であり得る。整流器２０２は、他の種類の全波整流回路であってもよいし、半波整流回路であってもよい。整流器２０２は、受電共振器２０１からの交流電力を直流電力に変換して出力する。

　受電制御回路２１２は、送電制御回路と同様に、制御ＩＣと、ゲートドライバと、メモリとを有する。制御ＩＣは、メモリに格納された制御プログラムを実行することにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０が有する各ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１のスイッチング素子のオン及びオフのタイミング（スイッチングタイミング）を決定する。ゲートドライバは、制御ＩＣが決定したスイッチングタイミングに応じて、各スイッチング素子のゲートに所定の電圧を印加する。なお、受電制御回路２１２の一部または全体は、例えばマイクロコンピュータなどの集積回路によって実現され得る。受電制御回路２１２によるスイッチング動作の詳細については、後述する。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０は、各ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン／オフの状態を適切なタイミングで切り替えることにより、所望の降圧比で降圧された電圧を負荷３００に供給することができる。各スイッチング素子のスイッチング制御は、負荷３００に与えられる電圧または整流器２０２に入力される電圧を検出する電圧検出器（不図示）の検出結果に基づいて行われる。

　本実施形態では、本実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータを複数個並列に接続する。この構成によると、一つ当たりのＤＣ－ＤＣコンバータに通電する電流量が小さくなることから、スイッチング素子や受動素子に通電する電流が各々小さくなる。そのため、各々の素子が持つ発熱を低減することができ、局所的に大きな発熱を持つことを避けることができる。また、多相コンバータとすると、電気的磁気的な制約が緩和され、受動部品は安価な素子を採用しやすい。また、冷却部品を小型化しやすくなる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の発熱を低減する事ができる。さらに、本実施形態では、インターリーブ制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の出力電圧を安定させることができる。

　負荷３００は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０に並列に接続されている。負荷３００は、例えば電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタである。電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタは、内部抵抗が小さいため、大電流での充放電を低損失で行うことができる。なお、負荷３００における負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、充電電圧と充電電流の比率としている（０．０１≦負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）≦０．２８）。このため、バッテリと比較して、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタは、急速な充電が可能である。また、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタは、他の種類のキャパシタと比較して静電容量が大きいため、比較的長時間の連続放電が可能である。

　本実施形態に係る受電装置２００は、例えば、無人搬送車（Ａｕｔｏｍａｔｅｄ　Ｇｕｉｄｅｄ　Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＡＧＶ）に適用することができる。ＡＧＶがバッテリを有しておらず、ＡＧＶのモータへの給電がキャパシタによって行われる場合、ＡＧＶは、バッテリを省略することにより、バッテリを制御する回路も省略できる。これにより、ＡＧＶの小型化、軽量化、及び急速充電が可能である。バッテリを除いたことにより、エネルギ密度が低下するが、複数の送電装置１００を設け、充電回数を多くすることにより、補うことができる。

　＜ＤＣ－ＤＣコンバータ装置＞
　次に本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ装置（電力変換部）２１０の構成について図１を用いて説明する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ装置（電力変換部）２１０は、複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１を並列に接続し、複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の各スイッチング素子のゲートに印加する電圧に位相差をつけたインターリーブ制御を行うよう構成されたものである。本実施形態で行うインターリーブ制御についての詳細は後述する。

　なお、本施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０は、１２個のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１を並列に接続する。以下、１２個のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１をそれぞれ区別する際には、各々のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－２、・・・、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１２と記載して説明する。なお、本実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数を１２個としたがこれに限定されるものではない。ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数についての詳細は後述する。

　各ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、図１に示すように、降圧チョッパ型の回路構成を有する。なお、本実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、降圧チョッパ型の回路構成を有するが、これに限られるものではない。また昇降圧チョッパ型の回路構成を有していてもよい。ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、コイル２１３と、コイル２１３に流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣＬとを有する。スイッチング素子Ｑ１とコイル２１３とは、互いに直列に接続されている。ダイオードＤ１は、コイル２１３に対して並列に接続され、ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ１（ＦＥＴ）のドレイン・ソース間に接続されている。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０は、スイッチング素子Ｑ１の導通（オン）／非導通（オフ）の状態を切り替えることにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０に入力された直流電圧を、所望の大きさの直流電圧に降圧して負荷３００に出力する。スイッチング素子Ｑ１の導通／非導通の状態は、受電制御回路２１２によって制御される。ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の制御動作についての詳細は後述する。

　複数（１２個）のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２は、スイッチング素子Ｑ１の入力側において、互いに並列接続されるとともに、整流器２０２に接続される。整流器２０２と複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２とを繋ぐ共通の入力配線にコンデンサＣＩが接続される。複数（１２個）のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２は、コイル２１３の出力側において、互いに並列接続されるとともに、負荷３００に接続される。複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２と負荷３００とを繋ぐ共通の出力配線にコンデンサＣＯが接続される。コンデンサＣＩは、整流器２０２の直流電力を平滑化する。コンデンサＣＯは、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２の出力電力を平滑化する。

　＜非接触給電システムの動作＞
　受電コイルは、送電コイルに所定の距離（例えば、数ｃｍから数十ｃｍ）を隔てて対向する姿勢で待機する。送電装置１００は、受電装置２００の接近を検知すると、送電のための初期調整を行い、最適な発振周波数を決定して、送電を開始する。送電装置１００は、送電中も、所定時間毎に同様の動作を行い、発振周波数をその時の最適値に更新する。これにより、高い伝送効率での送電が維持できる。

　送電装置１００から送電が開始されると、受電制御回路２１２は、例えば負荷３００に接続された電圧検出器により検出された負荷３００に与えられる電圧に基づいて、各ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチングタイミングを制御する。以下、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の制御動作について説明する。

　＜ＤＣ－ＤＣコンバータ装置の制御動作＞
　図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０のスイッチング動作と出力電流の関係を示す図である。
　Ｖｇｓ１は、受電制御回路２１２から供給された制御パルス信号（制御信号）に基づくスイッチング素子２１１－１Ｑ１のゲート・ソース間電圧を示す。同様に、Ｖｇｓ２は、スイッチング素子２１１－２Ｑ１のゲート・ソース間電圧を示す。Ｖｇｓ１が印加されたタイミングで、スイッチング素子２１１－１Ｑ１はオンとなり、コイル２１３－１に電流が通電する。同様に、Ｖｇｓ２が入力されたタイミングで、スイッチング素子２１１－２Ｑ１はオンとなり、コイル２１３－１に電流が通電する。

　図２に示すように、受電制御回路２１２は、一定の周期でＶｇｓ１及びＶｇｓ２を印加する。受電制御回路２１２は、Ｖｇｓ１とＶｇｓ２が位相差を有するように制御する。すなわち、受電制御回路２１２は、複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差で動作させる。Ｉ１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１が出力する電流を示す。Ｉ２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－２が出力する電流を示す。Ｉｏｕｔは、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０が出力する電流を示し、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２が出力する電流Ｉ１～Ｉ１２の総電流である。

　なお、本実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０は、１２個のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１～２１１－１２から構成される。しかし、図２では、その中の２個分のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－１及び２１１－２におけるスイッチングタイミングと出力される電流について説明する。他のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１－３～２１１－１２についての説明は省略する。インターリーブ制御のより具体的な制御の例については、図３～５を用いて後述する。

　本実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の各スイッチング素子Ｑ１の導通（オン）／非導通（オフ）の状態を切り替えることにより、整流器２０２によって整流された直流電力が、負荷３００の電圧と同一電圧の直流電力に変換される。この場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の入力端から負荷３００までのインピーダンスである変換インピーダンスは、スイッチング素子のオン／オフのデューティ比に依存する。なお、変換インピーダンスは、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の入力インピーダンス、すなわち、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）のことである。

　ここで、負荷３００は、入力される電圧に応じてインピーダンスが変動する。これに対して、上述したように、受電制御回路２１２は、各スイッチング素子Ｑ１のオン／オフの制御（ゲート・ソース間電圧の制御）を行う。受電制御回路２１２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の入力インピーダンスＺｉｎ２（Ω）が一定値（最適な特定インピーダンスＺｑｔ）に近づくように、負荷３００のインピーダンスの変動に応じて各スイッチング素子のオン／オフのデューティ比を調整する。

　すなわち、受電制御回路２１２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０の各スイッチング素子Ｑ１のオン／オフの状態を周期的に切り替える。これにより、受電制御回路２１２は、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）が最適な値となるようにインピーダンス調整を行うことができる。したがって、高効率となるように受送電が可能となる。

　次に、本実施形態で実行するインターリーブ制御についてより詳細に説明する。
　本実施形態に係るインターリーブ制御は、受電制御回路２１２が複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１に含まれる個々のスイッチング素子Ｑ１を所定の位相差で制御することをいう。例えば、Ｎ相の並列回路がある場合に、受電制御回路２１２は、所定の位相差を電気角で３６０度／Ｎとし、各相におけるスイッチング素子の位相を３６０度／Ｎだけずらして制御する。

　図３は、２相の並列回路がある場合の、各相におけるスイッチング素子の位相を示す図である。２相の並列回路がある場合に、受電制御回路２１２は、所定の位相差を電気角で３６０度／２＝１８０度とし、１相目と２相目においてスイッチングが開始されるタイミングを１８０度ずらす。

　図４は、３相の並列回路がある場合の、各相におけるスイッチング素子の位相を示す図である。３相の並列回路がある場合に、受電制御回路２１２は、所定の位相差を電気角で３６０度／３＝１２０度とし、１相目と２相目においてスイッチングが開始されるタイミングを１２０度ずらす。受電制御回路２１２は、さらに２相目と３相目においてスイッチングが開始されるタイミングを１２０度ずらす。以下、同様に、受電制御回路２１２は、４相の場合には３６０度／４＝９０度ずつ、５相の場合には３６０度／５＝７２度ずつ、６相の場合には３６０度／６＝６０度ずつ、各相の位相をずらすように制御する。

　なお、本実施形態では、インターリーブ制御として、Ｎ相の並列回路のうち一部の相が同位相となるようにスイッチングタイミングが制御される場合も含む。図５は、６相の並列回路のうち、同位相でスイッチングされる並列回路が２相ずつある場合の例を示す図である。この場合、同位相でスイッチングする並列回路は１相とみなす。図５においては、１列目及び２列目が同位相でスイッチングされ、３列目と４列目が同位相でスイッチングされ、５列目と６列目が同位相でスイッチングされる。

　このとき、３相の並列回路とみなされ、１列目と２列目に対して、３列目と４列目のスイッチング開始のタイミングは、電気角で３６０度／３＝１２０度の位相差を有する。さらに、３列目と４列目に対して、５列目と６列目のスイッチング開始のタイミングは、１２０度の位相差を有する。このように、同位相となる並列回路をひと組とし、位相が異なるコンバータの組数をＭとした場合に、所定の位相差は３６０度／Ｍとする。

　なお、本実施形態では、インターリーブ制御を行う場合、スイッチングの時間として臨界デューティ（Ｄｍ）が存在する。図６は、２相の並列回路における臨界デューティを示す図である。スイッチング開始のタイミングは、上述したように１８０度の位相差を有する。ここで、臨界デューティは、Ｄｍ＞５０％とする必要がある。すなわち、１列目におけるスイッチング素子のオン期間と、２列目におけるスイッチング素子のオン期間に重なりが生じる。

　図７は、３相の並列回路における臨界デューティを示す図である。スイッチング開始のタイミングは、上述したように１２０度の位相差を有する。ここで、臨界デューティは、Ｄｍ＞３４％とする必要がある。以下、同様に、４相の場合にはＤｍ＞２５％、５相の場合にはＤｍ＞２０％となる。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数に応じて、臨界デューティは変わる。受電制御回路２１２は、すべての相のデューティの合計が１００％以上となるようにスイッチング動作を制御する。

　図８は、２相の並列回路において、デューティ比が臨界デューティを下回る場合を示す図である。
　具体的には、上述したように、スイッチング開始のタイミングは、１８０度の位相差を有し、臨界デューティＤｍは、臨界デューティを下回り、Ｄｍ＜５０％である。期間Ｔでは、送電コイルから見た場合、受電コイルに電流が流れていない。

　その結果として、送電コイルからみた受電コイルのインピーダンスは無限大に見える。非接触給電システムでは、インピーダンス制御を行い、送電制御をしているため、送電制御回路は、送電コイルから見た受電コイルのインピーダンスが無限大に見えると送電できない条件であるとみなす。すなわち、非接触給電システムにおいてインピーダンス整合を行って送電する場合、各ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１におけるデューティ比は、臨界デューティＤｍ以上とすることが望ましい。そのため、受電制御回路２１２は、コンバータの個数に応じた臨界デューティを上回るデューティ比によって、個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させることが望ましい。

　次に、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０において並列接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数について説明する。
　図９は、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）と、負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）と、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数（相数）との関係を示す図である。

　本実施形態によれば、負荷３００として電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタを適用した場合、負荷３００の負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０１≦Ｚｌｏａｄ（Ω）≦０．２８を満たし得る。ここで、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）の取り得る値の範囲は、幅広く、例えば、０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０としたい。これは、Ｚｉｎ２（Ω）の取り得る値の範囲を広くすることにより、送電共振器１０１及び受電共振器２０１のコイルの設計指標に自由度が得られるためである。

　図９に示すように、Ｚｌｏａｄ（Ω）及びＺｉｎ２（Ω）の範囲が決まると、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の取り得る個数が決まる。本実施形態では、特にＺｌｏａｄ（Ω）が０．２５（２５Ｖ１００Ａ）である一般的な電気二重層キャパシタへ適用する場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数は少なくとも６個以上とすることが望ましい。図８に示したように、５相以下とした場合、デューティ比が、臨界デューティを下回るためである。

　並列接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数が増えるほど１つのＤＣ－ＤＣコンバータ２１１に流れる電流を小さくでき、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１におけるノイズの低減及び発熱量の低減等を可能とし、安定した電流を負荷に出力することができる。また、入力電力の安定化を行うための整流器の容量を小さくすることができる。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１を構成する電子部品のグレードを下げることが可能となる。

　ここで、負荷３００が放電し、充電電圧が低下した場合、負荷インピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０６≦Ｚｌｏａｄ（Ω）≦０．２８を満たしうる。負荷３００が一般的な電気二重層キャパシタ（２５Ｖ１００Ａ）である場合、１００Ａ一定充電を行うことができる最低動作電圧は６Ｖを取りうるためである。例えば、Ｚｉｎ２（Ω）＝１０（Ω）である場合に成り立つ。そして、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）を幅広くとるため、０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０とした場合に、一般的な負荷インピーダンスで動作させる場合はＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数は１２個とすることが望ましい。このため、本実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数を１２個とした。

　以上のように、本実施形態によれば、受電装置２００は、送電装置１００から非接触で送電された交流電力を受電する受電共振器２０１と、受電された交流電力を直流電力に変換する整流器２０２と、整流器２０２から出力される直流電力の電圧を任意に変化させる複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１を並列に接続したＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０と、複数のコンバータが出力する電圧を制御する受電制御回路２１２と、を有し、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、コイル２１３と、コイル２１３に流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ１とを有し、受電制御回路２１２は、複数のＤＣ－ＤＣコンバータ２１１に含まれる個々のスイッチング素子Ｑ１を所定の位相差でそれぞれ動作させる。

　これにより、非接触給電において、高効率となる受送電を可能としつつ、ノイズの低減及び発熱量の低減等を可能とし、受電装置２００は、安定した電流を負荷３００に出力することができる。したがって、ＤＣ－ＤＣコンバータが有する電子部品のグレードを下げることが可能となる。

　本実施形態によれば、受電装置１００に接続される負荷３００は、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタを適用することが可能であり、負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０１≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす。これは、主流の電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタは、２５Ｖ１００Ａの仕様であるとき、負荷のインピーダンスは、０．０１≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たし得る。すなわち、受電装置２００は、汎用的に用いられる蓄電装置に対して、適用可能である。さらに、負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０６≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす。これは、負荷３００が一般的な電気二重層キャパシタ（２５Ｖ１００Ａ）である場合、１００Ａ一定充電を行うことができる最低動作電圧は６Ｖを取りうるためである。

　本実施形態によれば、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）は、０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０を満たす。すなわち、インピーダンスＺｉｎ２（Ω）の取り得る値の範囲を広くすることが可能であり、送電共振器１０１及び受電共振器２０１のコイルの設計指標に自由度が増す。

　本実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０が有するＤＣ－ＤＣコンバータ２１１の個数は、２≦Ｎ≦１２である。これにより、負荷３００として電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタを適用し、送電装置１００から見た受電装置２００のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）の取り得る値の範囲を０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０を満たすことができる。

　＜ＤＣ－ＤＣコンバータの変形例＞
　図１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置の変形例を含む非接触給電システムの構成を示すブロック図である。
　図１０に示す非接触給電システムの特徴は、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２２０が有する各ＤＣ－ＤＣコンバータ２２１の構成が図１に示したＤＣ－ＤＣコンバータ装置２１０と異なる点にある。以下、図１と同一構成のものには同一の符号を付し、説明を省略する。

　図１０におけるＤＣ－ＤＣコンバータ２２１は、図１におけるＤＣ－ＤＣコンバータ２１１に対してスイッチング素子Ｑ２が追加されている。詳細には、ＤＣ－ＤＣコンバータ２１１は、コイル２２３と、コイル２２３に流れる電流を制御するスイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、ダイオードＤ１及びＤ２と、コンデンサＣＬとを有する。スイッチング素子Ｑ１とコイル２１３とは互いに直列に接続される。

　ダイオードＤ１は、コイル２２３に対して並列に接続され、ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ１（ＦＥＴ）のドレイン・ソース間に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１に対して直列に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、コイル２２３に対して並列に接続される。

　受電制御回路２２２が、各ＤＣ－ＤＣコンバータ２２１の２つのスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を交互に導通させ、２つのスイッチング素子のＯＮ期間の長さを制御する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置２２０は、所望の出力電圧に所望の降圧比で降圧された電圧を負荷３００に供給することができる。このように、スイッチング素子Ｑ１に加え新たなスイッチング素子Ｑ２を有することにより、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧は、図１に示したスイッチング素子Ｑ１の半分となり、ＤＣ－ＤＣコンバータ装置の耐久性を向上させることができる。

　以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。

　（特徴１）
　送電装置から非接触で送電された交流電力を受電する受電コイルと、
　受電された前記交流電力を直流電力に変換する整流器と、
　整流器から出力される直流電力の電圧を任意に変化させる複数のコンバータを並列に接続した電力変換部と、
　複数のコンバータが出力する電圧を制御する受電制御回路と、を有し、
　コンバータは、コイルと、コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子とを有し、
　受電制御回路は、複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする受電装置。
　（特徴２）
　所定の位相差は、コンバータの個数をＮとしたときに、３６０度／Ｎとする、ことを特徴とする特徴１に記載の受電装置。
　（特徴３）
　受電制御回路は、複数のコンバータのうち、一部のコンバータのスイッチング素子を同位相で動作させる、ことを特徴とする特徴１または２に記載の受電装置。
　（特徴４）
　コンバータの個数をＮとしたときに、Ｎ個のコンバータのうち、同位相で動作するスイッチング素子を有するコンバータ装置をひと組とし、位相が異なるコンバータの組の個数をＭとした場合に、所定の位相差は、３６０度／Ｍとする、ことを特徴とする特徴３に記載の受電装置。
　（特徴５）
　受電装置に接続される負荷は、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタであり、負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０１≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす、ことを特徴とする特徴１乃至４のいずれか１つに記載の受電装置。
　（特徴６）
　受電装置に接続される負荷は、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタであり、負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０６≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす、ことを特徴とする特徴５に記載の受電装置。
　（特徴７）
　送電装置から見た受電装置のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）は、０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０を満たす、ことを特徴とする特徴１乃至６のいずれか１つに記載の受電装置。
　（特徴８）
　コンバータの個数をＮとしたときに、２≦Ｎ≦１２である、ことを特徴とする特徴１乃至７のいずれか１つに記載の受電装置。
　（特徴９）
　受電制御回路は、コンバータの個数に応じた臨界デューティを上回るデューティ比によって、個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする特徴８に記載の受電装置。
　（特徴１０）
　交流電力が入力される送電コイルを有する送電装置と、
　特徴１乃至９のいずれか１つに記載の受電装置と、を有する、ことを特徴とする非接触給電システム。
　（特徴１１）
　送電装置は、受電装置へ磁界共振により送電する、ことを特徴とする特徴１０に記載の非接触給電システム。
　（特徴１２）
　受電コイルが、送電装置から非接触で送電された交流電力を受電する工程と、
　整流器が、受電された交流電力を直流電力に変換する工程と、
　複数のコンバータを並列に接続した電力変換部が、整流器から出力される直流電力の電圧を任意に変化させる工程と、
　受電制御回路が、前記複数のコンバータが出力する電圧を制御する工程と、を有し、
　コンバータは、コイルと、コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子とを有し、
　制御する工程では、受電制御回路が、複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする受電装置の制御方法。

　１００　送電装置、１０１　送電共振器、１０２　直流電源、１０３　インバータ回路、２００　受電装置、２０１　受電共振器、２０２　整流器、２１０　ＤＣ－ＤＣコンバータ装置、２１１　ＤＣ－ＤＣコンバータ、２１２　受電制御回路、２１３　コイル、３００　負荷

Claims

　送電装置から非接触で送電された交流電力を受電する受電コイルと、
　受電された前記交流電力を直流電力に変換する整流器と、
　前記整流器から出力される前記直流電力の電圧を任意に変化させる複数のコンバータを並列に接続した電力変換部と、
　前記複数のコンバータが出力する電圧を制御する受電制御回路と、を有し、
　前記コンバータは、コイルと、前記コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子とを有し、
　前記受電制御回路は、前記複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする受電装置。
　前記所定の位相差は、前記コンバータの個数をＮとしたときに、３６０度／Ｎとする、ことを特徴とする請求項１に記載の受電装置。
　前記受電制御回路は、前記複数のコンバータのうち、一部のコンバータのスイッチング素子を同位相で動作させる、ことを特徴とする請求項１または２に記載の受電装置。
　前記コンバータの個数をＮとしたときに、前記Ｎ個のコンバータのうち、同位相で動作するスイッチング素子を有するコンバータ装置をひと組とし、位相が異なるコンバータの組の個数をＭとした場合に、前記所定の位相差は、３６０度／Ｍとする、ことを特徴とする請求項３に記載の受電装置。
　前記受電装置に接続される負荷は、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタであり、前記負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０１≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす、ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受電装置。
　前記受電装置に接続される負荷は、電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタであり、前記負荷のインピーダンスＺｌｏａｄ（Ω）は、０．０６≦Ｚｌｏａｄ≦０．２８を満たす、ことを特徴とする請求項５に記載の受電装置。
　前記送電装置から見た前記受電装置のインピーダンスＺｉｎ２（Ω）は、０＜Ｚｉｎ２（Ω）≦１４０を満たす、ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の受電装置。
　前記コンバータの個数をＮとしたときに、２≦Ｎ≦１２である、ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の受電装置。
　前記受電制御回路は、前記コンバータの個数に応じた臨界デューティを上回るデューティ比によって、前記個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする請求項８に記載の受電装置。
　交流電力が入力される送電コイルを有する送電装置と、
　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の受電装置と、を有する、ことを特徴とする非接触給電システム。
　前記送電装置は、前記受電装置へ磁界共振により送電する、ことを特徴とする請求項１０に記載の非接触給電システム。
　受電コイルが、送電装置から非接触で送電された交流電力を受電する工程と、
　整流器が、受電された前記交流電力を直流電力に変換する工程と、
　複数のコンバータを並列に接続した電力変換部が、前記整流器から出力される前記直流電力の電圧を任意に変化させる工程と、
　受電制御回路が、前記複数のコンバータが出力する電圧を制御する工程と、を有し、
　前記コンバータは、コイルと、前記コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子とを有し、
　前記制御する工程では、前記受電制御回路が、前記複数のコンバータに含まれる個々のスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させる、ことを特徴とする受電装置の制御方法。