WO2017217249A1

WO2017217249A1 - パワーコンバータ

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Publication number: WO2017217249A1
Application number: PCT/JP2017/020541
Authority: WO
Inventors: 和則津田
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2016-06-16
Filing date: 2017-06-02
Publication date: 2017-12-21
Also published as: CN209267451U

Abstract

パワーコンバータ（１）は、複数のスイッチ素子（Ｓ１１～Ｓ１７）を切り替えて複数のキャパシタ（Ｃ１１～Ｃ１３）を充放電することで電圧を昇降圧し、負荷へ出力する容量性電力変換部（１０）と、入力電圧を検出する入力電圧検出回路（１１）と、出力電圧を検出する出力電圧検出回路（１２）と、入力電圧検出回路（１１）が検出する入力検出値と、出力電圧検出回路（１２）が検出する出力検出値とを比較して、負荷の状態を判定する制御部（１４）とを備える。この構成により、電流検出のための損失を生じさせることなく負荷の状態を判定する。

Description

パワーコンバータ

　本発明は、複数のスイッチ素子を切り替えて、複数のキャパシタを充放電することで電圧を昇降圧する容量性電力変換部を有するパワーコンバータに関する。

　特許文献１には、スイッチトキャパシタ（チャージポンプ回路とも言う）等の容量性電力変換器が開示されている。これまで、容量性電力変換器は大電力が要求される系には用いられてこなかった。しかしながら、近年、電力変換効率の観点から、容量性電力変換器を大電流用途に用いる試みがある。

米国特許第８６１９４４５号明細書

　特許文献１に記載の容量性電力変換器は、スイッチ素子をオンオフして、キャパシタを充放電している。容量性電力変換器に接続される負荷が過負荷となり、負荷電流が大電流となると、キャパシタが過放電する。この状態で、スイッチ素子がオンされてキャパシタへの充電が開始されると、突入電流が発生する。突入電流は素子破壊等を引き起こす原因となりうる。

　一方、容量性変換器を大電力用途に用いる場合、電力変換効率を高めるため、容量性電力変換器のスイッチ素子のオン抵抗を小さくして、オン抵抗での損失を抑えることが重要である。しかし、スイッチ素子のオン抵抗を小さくすると、発生する突入電流はより大きくなり、素子破壊等が引き起こされる可能性が高まる。したがって、容量性変換器を大電力用途に用いる場合には、負荷の状態を監視して、キャパシタの過放電が引き起こされない範囲で動作させることが要求される。

　一般的に、負荷の状態を監視するために、負荷電流が流れる経路中に電流検出用の抵抗を設ける手法がある。しかしながら、負荷電流が増大するに従い、電流検出用抵抗での損失が増え、その結果、容量性電力変換器による電力変換効率が低下するといった問題がある。さらに、突入電流のような瞬間的に大きなピークを持つ電流を検出するのは困難である。

　そこで、本発明の目的は、電流検出のための損失を生じさせることなく負荷の状態を判定するパワーコンバータを提供することである。

　本発明に係るパワーコンバータは、複数のキャパシタと、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記複数のスイッチ素子を切り替えて前記複数のキャパシタを充放電することで電圧を昇降圧し、負荷へ出力する容量性電力変換部と、前記容量性電力変換部への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記容量性電力変換部からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記入力電圧検出部が検出する入力検出値と、前記出力電圧検出部が検出する出力検出値とを比較して、前記負荷の状態を判定する判定部とを備え、前記制御部は、負荷の増大に伴い前記出力検出値の値が線形的に低下するようにスイッチング制御されることを特徴とする。

　この構成では、容量性電力変換部の入力電圧と出力電圧とを検出することで、負荷の状態（負荷が過負荷であるか否か等）を判定する。この場合、負荷電流の流れる経路に抵抗を設けて負荷電流を検出する一般的な手法と比べて、損失を抑制でき、容量性電力変換部による電力変換効率の低下を回避できる。また、全負荷領域において負荷電流の増大に伴い出力電圧が線形的に下降する特性を持つため、負荷状態の判定を容易にすることができる。

　前記判定部は、既定の電圧変換比に基づく規定値で、前記入力検出値及び前記出力検出値の少なくとも一方を演算し、演算後の前記入力検出値と前記出力検出値とを比較して、前記負荷の状態を判定する構成でもよい。

　この構成では、損失を抑制し、容量性電力変換部による電力変換効率の低下を回避して、負荷の状態を判定できる。

　前記判定部は、前記入力検出値と、前記出力検出値と、既定の等価抵抗値とから、推定電流を演算し、前記推定電流に基づいて前記負荷の状態を判定する構成でもよい。

　前記パワーコンバータは、前記判定部による判定結果に基づいて、故障防止制御を行う故障防止制御部、を備えてもよい。

　この構成では、過負荷である場合に、パワーコンバータの動作を制限又は停止させることで、突入電流の発生を抑制して、突入電流によるスイッチ素子又はキャパシタの故障等を回避できる。

　前記判定部による判定結果を送信する送信部をさらに備えてもよい。

　前記容量性電力変換部に縦続接続され、インダクタと、スイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子の状態を切り替えて前記インダクタへのエネルギーを畜放電することで電圧を昇降圧する誘導性電力変換部をさらに備える構成でもよい。

　この構成では、初段コンバータの素子破壊による突入電流の発生を防止することができるため、後段のコンバータの連鎖的な素子破壊を防ぐことができる。

　本発明によれば、負荷の直前に抵抗を設けて負荷電流を検出する一般的な手法と比べて、損失を抑制し、容量性電力変換部による電力変換効率の低下を回避して、負荷の状態を判定できる。

図１は、実施形態１に係るパワーコンバータの回路図である。図２（Ａ）及び図２（Ｂ）は、容量性電力変換部でのスイッチング制御を説明するための図である。図３は、負荷が過負荷であるか否かの判定方法を説明するための図である。図４は、容量性電力変換部の出力電圧と負荷電流との関係を示す図である。図５は、別の例の過負荷の判定方法を示す図である。図６は、別の例の過負荷の判定方法を示す図である。図７は、実施形態２に係るパワーコンバータの回路図である。図８は、容量性電力変換部と、誘導性電力変換器とを縦続接続したパワーコンバータの回路図である。

（実施形態１）
　図１は、実施形態１に係るパワーコンバータ１の回路図である。

　パワーコンバータ１は、一対の入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２と、一対の出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２とを備える。入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２には直流電源が接続される。出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２には負荷が接続される。パワーコンバータ１は、入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２から入力される直流電圧を降圧して、出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２から出力する。本実施形態では、入力端子Ｉｎ２及び出力端子Ｏｕｔ２は回路グランドであるものとして説明する。

　パワーコンバータ１は、容量性電力変換部１０と、入力電圧検出回路１１と、出力電圧検出回路１２と、比較器１３と、制御部１４とを備える。

　容量性電力変換部１０は、入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２と、出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２との間に接続される。容量性電力変換部１０は、例えばスイッチトキャパシタであり、スイッチ素子の状態を切り替えてキャパシタを充放電させることで、入力電圧を降圧する。

　容量性電力変換部１０は、スイッチ素子Ｓ１１と、スイッチ素子Ｓ１２と、スイッチ素子Ｓ１３と、スイッチ素子Ｓ１４と、スイッチ素子Ｓ１５と、スイッチ素子Ｓ１６と、スイッチ素子Ｓ１７と、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とを有する。スイッチ素子Ｓ１１～Ｓ１７は制御部１４によりスイッチング制御される。

　スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１２とは、入力端子Ｉｎ１と出力端子Ｏｕｔ１との間に接続される。スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１２との接続点とグランドとの間には、キャパシタＣ１１とスイッチ素子Ｓ１４の直列回路が接続される。出力端子Ｏｕｔ１とグランドとの間には、スイッチ素子Ｓ１６と、キャパシタＣ１２と、スイッチ素子Ｓ１５との直列回路が接続される。キャパシタＣ１１とスイッチ素子Ｓ１４との接続点と、スイッチ素子Ｓ１６とキャパシタＣ１２との接続点との間には、スイッチ素子Ｓ１３が接続される。また、キャパシタＣ１２とスイッチ素子Ｓ１５との接続点と、出力端子Ｏｕｔ１との間には、スイッチ素子Ｓ１７が接続される。キャパシタＣ１３は、出力端子Ｏｕｔ１と出力端子Ｏｕｔ２との間に接続される。キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３は、それぞれ同じキャパシタンスを有する。なお、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３は、異なるキャパシタンスであってもよい。

　以下に、容量性電力変換部１０での降圧動作について説明する。

　図２（Ａ）及び図２（Ｂ）は、容量性電力変換部１０でのスイッチング制御を説明するための図である。この例では、容量性電力変換部１０は、３．０Ｖの入力電圧を、１．０Ｖの出力電圧に降圧する場合について考える。

　制御部１４（図１参照）は、第１状態では、図２（Ａ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１と、スイッチ素子Ｓ１３と、スイッチ素子Ｓ１７とをオンにし、スイッチ素子Ｓ１２と、スイッチ素子Ｓ１４と、スイッチ素子Ｓ１５と、スイッチ素子Ｓ１６とをオフにする。この場合、図２（Ａ）の矢印で示すように、入力端子Ｉｎ１とグランドとの間には、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３との直列回路が接続される構成となる。この場合には、入力電圧は３．０Ｖであるため、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とに、それぞれ１．０Ｖの電圧が充電される。

　次に、制御部１４は、第２状態で、図２（Ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１と、スイッチ素子Ｓ１３と、スイッチ素子Ｓ１７とをオフにし、スイッチ素子Ｓ１２と、スイッチ素子Ｓ１４と、スイッチ素子Ｓ１５と、スイッチ素子Ｓ１６とをオンにする。この場合、図２（Ｂ）に示すように、出力端子Ｏｕｔ１とグランドとの間には、キャパシタＣ１１と、キャパシタＣ１２と、キャパシタＣ１３とがそれぞれ並列に接続される構成となる。そのため、出力端子Ｏｕｔ１と出力端子Ｏｕｔ２とから１．０Ｖの電圧が出力される。

　このように、容量性電力変換部１０において、図２（Ａ）の第１状態と、図２（Ｂ）の第２状態とを交互に切り替えることによって、入力電圧は１／３に降圧される。

　図１に戻り、入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２には、入力電圧検出回路１１が接続される。入力電圧検出回路１１は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とを含む分圧回路である。入力電圧検出回路１１は、入力端子Ｉｎ１及び入力端子Ｉｎ２からの入力電圧を分圧して出力する。入力電圧検出回路１１は、本発明に係る「入力電圧検出部」の一例である。

　出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２には、出力電圧検出回路１２が接続される。出力電圧検出回路１２は、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とを含む分圧回路である。出力電圧検出回路１２は、出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２からの出力電圧を分圧して出力する。出力電圧検出回路１２は、本発明に係る「出力電圧検出部」の一例である。

　入力電圧検出回路１１の出力電圧と、出力電圧検出回路１２の出力電圧は、比較器１３に入力される。比較器１３は、入力電圧検出回路１１及び出力電圧検出回路１２それぞれの出力電圧を比較し、比較した結果により、Ｈレベル又はＬレベルの信号を制御部１４へ出力する。

　制御部１４は、比較器１３の出力信号がＨレベルであるか、Ｌレベルであるかに従い、出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２に接続される負荷側の状態を判定する。負荷側の状態とは、例えば、負荷が過負荷状態、又は、負荷側がショートした状態等を言う。以下では、制御部１４は、負荷が過負荷であるか否かを判定するものとして説明する。

　負荷が過負荷であると、容量性電力変換部１０の出力電流（負荷電流）は大きくなる。出力電流が大きくなると、容量性電力変換部１０のキャパシタが過放電する。その結果、キャパシタを充電する際に突入電流が発生し、スイッチ素子又はキャパシタの故障の原因となる。そこで、制御部１４は、負荷が過負荷であるか否かを判定して、過負荷である場合には、例えば、パワーコンバータ１の動作を制限又は停止させる。これにより、突入電流によるスイッチ素子又はキャパシタの故障等を回避する。

　制御部１４は、判定結果を、外部、例えば他の回路へ送信する。

　制御部１４は、本発明に係る「判定部」、「故障防止制御部」及び「送信部」の一例である。

　以下、負荷が過負荷であるか否かの判定方法について詳述する。

　図３は、負荷が過負荷であるか否かの判定方法を説明するための図である。図３は、図１を簡略化した図である。

　図３において、容量性電力変換部１０の電圧変換比１／Ｋ、容量性電力変換部１０の入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、負荷電流をＩｃ、容量性電力変換部１０の等価抵抗をＲｓｃで表す。

　理想状態での容量性電力変換部１０の出力電圧をＶ_IDEALで表した場合、Ｖ_IDEAL＝Ｖｉ／Ｋで表せる。理想状態とは、容量性電力変換部１０において損失が発生しない状態を言う。負荷電流Ｉｃが流れると、容量性電力変換部１０での電圧降下（Ｒｓｃ*Ｉｃ）が生じる。理想状態において、入力電圧検出回路１１及び出力電圧検出回路１２は、出力電圧検出回路１２の出力電圧が、入力電圧検出回路１１の出力電圧よりも高くなるよう、定数設定される。

　例えば、容量性電力変換部１０は、１２．０Ｖの入力電圧を４．０Ｖに降圧するものとする。この場合に、入力電圧検出回路１１は、分圧比が１／１２となるように定数設定する。出力電圧検出回路１２は、分圧比が１／２となるように定数設定する。そうすると、入力電圧検出回路１１の出力電圧は１．０Ｖ、出力電圧検出回路１２の出力電圧は２．０Ｖである。つまり、出力電圧検出回路１２の出力電圧は、入力電圧検出回路１１の出力電圧よりも高い。

　比較器１３は、出力電圧検出回路１２の出力電圧が入力電圧検出回路１１の出力電圧よりも高い場合、Ｌレベルの信号を出力する。制御部１４は、比較器１３の出力信号がＬレベルである場合には、負荷は過負荷でないと判定する。

　負荷電流が流れると、前記のように、容量性電力変換部１０において電圧降下が生じる。このときの出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖ_IDEAL－Ｒｓｃ*Ｉｃ＝Ｖｉ／Ｋ－Ｒｓｃ*Ｉｃで表せる。

　図４は、容量性電力変換部１０の出力電圧Ｖｏと負荷電流Ｉｃとの関係を示す図である。

　図４に示すように、負荷電流Ｉｃが大きくなるに従い、容量性電力変換部１０の出力電圧Ｖｏには線形的な電圧降下が発生する。この電圧降下は、出力電圧Ｖｏと理想電圧Ｖ_IDEAL（＝Ｖｉ／Ｋ）との乖離度合いである。すなわち、出力電圧Ｖｏは、Ｖｉ／Ｋよりも電圧（Ｒｓｃ*Ｉｃ）分低くなる。この結果、出力電圧検出回路１２の出力電圧は、理想状態での出力電圧検出回路１２の出力電圧よりも低くなる。出力電圧検出回路１２の出力電圧が、入力電圧検出回路１１の出力電圧よりも低くなると、比較器１３は、Ｈレベルの信号を出力する。制御部１４は、比較器１３の出力信号がＨレベルである場合には、負荷は過負荷であると判定する。

　このように、制御部１４は、容量性電力変換部１０の入力電圧Ｖｉと、出力電圧Ｖｏとを検出することで、出力電圧Ｖｏの電圧降下を監視して、負荷が過負荷であるか否かを判定する。本実施形態では、入力電圧と出力電圧との電圧差を計測して、負荷の状態を判定するため、負荷電流検出用抵抗を設ける場合と異なり、その抵抗での損失は生じない。そして、過負荷である場合に、制御部１４は、容量性電力変換部１０の動作を制限又は停止させることで、突入電流の発生を回避する。具体的には、制御部１４は、全部又は一部のスイッチ素子をオフにする。

　なお、制御部１４による過負荷の判定レベルは、入力電圧検出回路１１と出力電圧検出回路１２との分圧比により調整できる。具体的には、負荷電流Ｉｃが大きくなり、出力電圧検出回路１２の出力電圧が、入力電圧検出回路１１の出力電圧よりも低くなる電圧値の条件を調整することで、過負荷の判定レベルを調整できる。理想状態において、入力電圧検出回路１１の出力電圧と出力電圧検出回路１２の出力電圧との差分を小さくすれば、過負荷電流検出の閾値が低くなる。一方で、理想状態において、入力電圧検出回路１１の出力電圧と出力電圧検出回路１２の出力電圧との差分を大きくすれば、前記閾値は高くなる。

　電源電圧の変動が小さい場合、つまり、電源電圧変動の影響を受けない場合には、図３の構成により、過負荷の判定を行える。以下では、電源電圧の変動が大きい場合でも行える過負荷の判定方法の例を示す。

　図５は、別の例の過負荷の判定方法を示す図である。

　この例では、出力電圧検出回路１２は設けられない。入力電圧検出回路１１は、分圧比が、容量性電力変換部１０の電圧変換比１／Ｋと同じとなるように定数設定する。入力電圧検出回路１１の出力は、比較器１８の非反転入力部に入力される。比較器１８の反転入力部には、比較器１８の出力がフィードバック入力される。比較器１８の出力は抵抗１７を介して、比較器１８の非反転入力部に入力される。また、抵抗１７の出力側（比較器１８側）には、定電流回路１９が接続される。

　比較器１８の反転入力部には、容量性電力変換部１０の出力電圧Ｖｏが入力される。ここで、抵抗１７の抵抗値をＲ_ＬＩＭ、抵抗１７を流れる電流をＩ_ＬＩＭで表す。入力電圧検出回路１１の分圧比は容量性電力変換部１０と同じであるため、入力電圧検出回路１１の出力電圧は、理想状態での容量性電力変換部１０の出力電圧Ｖ_IDEAL＝Ｖｉ／Ｋで表せる。

　比較器１８の非反転入力部への入力電圧Ｖ_ＬＩＭは、Ｖ_ＬＩＭ＝Ｖ_IDEAL－Ｒ_ＬＩＭ＊Ｉ_ＬＩＭ＝Ｖｉ／Ｋ－Ｒ_ＬＩＭ＊Ｉ_ＬＩＭで表せる。また、前記のように、容量性電力変換部１０の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖ_IDEAL－Ｒｓｃ*Ｉｃ＝Ｖｉ／Ｋ－Ｒｓｃ*Ｉｃで表せる。

　比較器１８は、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖ_ＬＩＭよりも高い場合、Ｌレベルの信号を出力する。制御部１４は、比較器１８の出力信号がＬレベルである場合には、負荷は過負荷でないと判定する。また、比較器１８は、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖ_ＬＩＭよりも低くなると、Ｈレベルの信号を出力する。制御部１４は、比較器１８の出力信号がＨレベルである場合には、負荷は過負荷であると判定する。

　なお、入力電圧Ｖ_ＬＩＭは、前記のパラメータ、Ｒ_ＬＩＭ、Ｉ_ＬＩＭを任意に設定することで、適宜変更可能である。つまり、過負荷の判定レベルは、電源の依存性、又は温度等によって、前記のパラメータを任意に設定することで、調整可能である。

　また、比較器１８がＶｏと電圧Ｖ_ＬＩＭとの誤差増幅を出力する誤差増幅回路である場合には、制御部１４は、連続的な負荷電流Ｉｃを検出できる。

　図６は、別の例の過負荷の判定方法を示す図である。

　この例では、入力電圧検出回路１１の出力が、抵抗２１，２２，２３，２４と、比較器２５とからなる増幅回路に入力される。この増幅回路は、入力電圧検出回路１１の出力電圧Ｖ_IDEALと、出力電圧Ｖｏとの誤差を増幅した電圧Ｖdifを出力する。ここで、抵抗２１，２２、２３，２４のインピーダンスをそれぞれＲ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_２３，Ｒ_２４で表し、Ｒ_２１＝Ｒ_２３，Ｒ_２２，＝Ｒ_２４とすると、増幅回路の出力電圧Ｖdifは、Ｖdif＝（Ｖ_IDEAL－Ｖｏ）*（Ｒ_２４／Ｒ_２３）で表せる。出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖ_IDEAL－Ｒｓｃ*Ｉｃ＝Ｖｉ／Ｋ－Ｒｓｃ*Ｉｃで表せるため、Ｖdif＝Ｒｓｃ*Ｉｃ*（Ｒ_２４／Ｒ_２３）で表せる。

　比較器２６は、増幅回路の出力電圧Ｖdifと、基準電圧Ｖrefとを比較する。比較器２６は、電圧Ｖdifが電圧Ｖrefよりも高い場合、Ｈレベルの信号を出力する。制御部１４は、比較器２６の出力信号がＨレベルである場合には、負荷は過負荷であると判定する。また、比較器２６は、電圧Ｖdifが電圧Ｖrefよりも低くなると、Ｌレベルの信号を出力する。比較器２６の出力信号がＬレベルである場合には、負荷は過負荷でないと判定する。このように、図６に示す例では、電圧Ｖdifのドロップを視ることで、負荷の過負荷を判定する。

　なお、電圧Ｖdifは、前記のパラメータ、Ｒ_２３、Ｒ_２４、Ｖrefを任意に設定することで、適宜変更可能である。つまり、過負荷の判定レベルは、電源の依存性、又は温度等によって、前記のパラメータを任意に設定することで、調整可能である。

（実施形態２）
　図７は、実施形態２に係るパワーコンバータ２の回路図である。この例では、負荷側の状態を判定する構成（方法）が実施形態１と相違する。以下、その相違点について説明する。容量性電力変換部１０と、入力電圧検出回路１１と、出力電圧検出回路１２との構成は、実施形態１と同じであるため、説明は省略する。

　パワーコンバータ２は、ＡＤコンバータ１５Ａと、ＡＤコンバータ１５Ｂとを備える。ＡＤコンバータ１５Ａは、入力電圧検出回路１１の出力電圧が入力され、デジタル値に変換し、制御部１６へ出力する。ＡＤコンバータ１５Ｂは、出力電圧検出回路１２の出力電圧が入力され、デジタル値に変換し、制御部１６へ出力する。

　制御部１６は、入力された２つのデジタル値と、容量性電力変換部１０の電圧変換比１／Ｋ及び等価抵抗Ｒｓｃとに基づいて、負荷電流Ｉｃを算出する。この算出される負荷電流Ｉｃは、本発明に係る「推定電流」の一例である。実施形態１で説明したように、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｉ／Ｋ－Ｒｓｃ*Ｉｃで表せる。Ｒｓｃ、Ｋは既知であり、ＶｏとＶｉとは、ＡＤコンバータ１５ＡとＡＤコンバータ１５Ｂとから得られる。その結果、制御部１６は負荷電流Ｉｃを算出できる。

　制御部１６は、例えば不図示の記憶部に閾値を記憶しておき、算出した負荷電流Ｉｃと閾値とを比較して、閾値よりも大きいと、負荷が過負荷であると判定する。このように、実施形態１と同様、パワーコンバータ２は、損失を発生させて、電力変換効率を低下させることなく、負荷の状態を判定することができる。

　なお、制御部１６は、温度情報、又は、製造プロセスによる各素子のばらつきを考慮して、負荷電流Ｉｃの算出を行ってもよい。例えば、容量性電力変換部１０の等価抵抗Ｒｓｃ、又は、記憶部に記憶する閾値は、固定値であってもよいし、温度又は電圧に応じて変わる変数値としてもよい。また、予め計算した値をテーブル（ルックアップテーブル）として書き込んでおき，その値を必要に応じて参照するようにしてもよい。さらには、外部から補正可能としてもよい。

　また、実施形態１，２では、降圧用のパワーコンバータ１について説明したが、本発明に係る「パワーコンバータ」は、昇圧することも可能である。詳しくは、図１に示す出力端子Ｏｕｔ１と出力端子Ｏｕｔ２を入力側とし、入力端子Ｉｎ１と入力端子ＩＮ２を出力側とする。これにより、出力端子Ｏｕｔ１及び出力端子Ｏｕｔ２からの入力電圧を、昇圧して、入力端子Ｉｎ１及び入力端子ＩＮ２から出力できる。このように、容量性電力変換部１０が昇圧動作するパワーコンバータにおいても、同様に過負荷状態であるか否かを判定することができる。

　また、容量性電力変換部１０の電圧変換比１／Ｋは固定倍率とし、レギュレーションを行なわない構成としてもよい。ここで、レギュレーションとは、電力変換器の入力電圧や負荷電流などが変動した場合であっても、出力電圧を一定に保とうとする制御のことを指す。容量性電力変換部１０でレギュレーションを行なわないことで、全負荷領域において負荷電流の増大に伴い出力電圧が線形的に下降する特性を持つため、負荷状態の判定を容易にすることができる。

　また、容量性電力変換部１０に誘導性電力変換器を縦続接続することも可能である。

　図８は、容量性電力変換部１０と、誘導性電力変換器３０とを縦続接続したパワーコンバータ３の回路図である。

　容量性電力変換部１０と誘導性電力変換器３０とは、容量性電力変換部１０が入力側となるように、端子Ｉｎ１及び端子Ｉｎ２と、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２との間で縦続接続される。

　誘導性電力変換器３０は降圧コンバータである。誘導性電力変換器２０は、スイッチ素子Ｑ１１と、スイッチ素子Ｑ１２と、インダクタＬ１と、キャパシタＣ２と、ドライバ３１とを有する。スイッチ素子Ｑ１１はｐ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。スイッチ素子Ｑ１２はｎ型ＭＯＳ－ＦＥＴである。ドライバ３１は、スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とをスイッチング制御する。誘導性電力変換器２０は、スイッチ素子Ｑ１１と、スイッチ素子Ｑ１２とをオンオフして、容量性電力変換部１０の出力電圧を降圧し、端子Ｏｕｔ１及び端子Ｏｕｔ２に接続される負荷へ供給する。

　この構成とすることで、初段コンバータの素子破壊による突入電流の発生を防止することができるため、後段のコンバータの連鎖的な素子破壊を防ぐことができる。さらに、初段の容量性電力変換部１０を非レギュレーション段とし、後段の誘導性電力変換器３０にレギュレーション機能を担わせることで、安定した電力を出力することができ、電力変換効率が向上する。

Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３…キャパシタ
Ｉｃ…負荷電流
Ｉｎ１，Ｉｎ２…入力端子
Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２…出力端子
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２…抵抗
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１６，Ｓ１７…スイッチ素子
１，２，３…パワーコンバータ
１０…容量性電力変換部
１１…入力電圧検出回路（入力電圧検出部）
１２…出力電圧検出回路（出力電圧検出部）
１３…比較器
１４…制御部（判定部、故障防止制御部）
１５Ａ，１５Ｂ…ＡＤコンバータ
１６…制御部（判定部、故障防止制御部）

Claims

　複数のキャパシタと、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子をスイッチング制御する制御部とを有し、前記複数のスイッチ素子を切り替えて前記複数のキャパシタを充放電することで電圧を昇降圧し、負荷へ出力する容量性電力変換部と、
　前記容量性電力変換部への入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
　前記容量性電力変換部からの出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
　前記入力電圧検出部が検出する入力検出値と、前記出力電圧検出部が検出する出力検出値とを比較して、前記負荷の状態を判定する判定部と、
　を備え、
　前記制御部は、負荷の増大に伴い前記出力検出値の値が線形的に低下するようにスイッチング制御されるパワーコンバータ。
　前記判定部は、
　既定の電圧変換比に基づく規定値で、前記入力検出値及び前記出力検出値の少なくとも一方を演算し、演算後の前記入力検出値と前記出力検出値とを比較して、前記負荷の状態を判定する、
　請求項１に記載のパワーコンバータ。
　前記判定部は、
　前記入力検出値と、前記出力検出値と、既定の等価抵抗値とから、推定電流を演算し、前記推定電流に基づいて前記負荷の状態を判定する、
　請求項１又は２に記載のパワーコンバータ。
　前記判定部による判定結果に基づいて、故障防止制御を行う故障防止制御部、
　を備える、請求項１から請求項３の何れか１項に記載のパワーコンバータ。
　前記判定部による判定結果を送信する送信部をさらに備える、請求項１から請求項４の何れか１項に記載のパワーコンバータ。
　前記容量性電力変換部に縦続接続され、インダクタと、スイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子の状態を切り替えて前記インダクタへのエネルギーを畜放電することで電圧を昇降圧する誘導性電力変換部をさらに備える、
　請求項１から請求項５の何れか１項に記載のパワーコンバータ。