WO2017081386A1 - Dispositif de conversion d'energie a tension continue reversible - Google Patents

Dispositif de conversion d'energie a tension continue reversible Download PDF

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WO2017081386A1
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inductance
transformer
connection means
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PCT/FR2016/052789
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Daniel Sadarnac
Romaric DECOULARE DELAFONTAINE
Alain Rouault
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Watt Consulting
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    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Definitions

  • the present invention relates to the field of electrical engineering, and more particularly to DC voltage converters, and relates more particularly to reversible and isolated DC voltage converters intended to be used in particular in vehicles with electric traction or on board. aircraft.
  • DC voltage energy conversion devices are known in galvanic isolation, using the principle of inverter-rectifiers associating the two preceding structures with a transformer interposed between the inverter assembly of the converter device. DC voltage and the rectifier assembly of the AC voltage conversion device in DC voltage.
  • the soft-switching converter as described in EP 0 898 357, has a better conversion efficiency and / or greater compactness.
  • the soft-switching converter can not usually be made simply reversible to provide two-way power transfers with extended power and voltage ranges.
  • any hard switching converter can be made reversible; by implementing structures "in bridge” or “half-bridge” as the document EP 2 814 155.
  • few of them are capable of self-protection in case of fault (short circuit for example) for both directions of energy transfer.
  • Some can but are the least efficient in terms of mass, compactness, yield, cost; for example the flyback, the structure of Cuk.
  • a first objective of the present invention is to overcome, at least partially, the disadvantages of the prior art mentioned above.
  • Another object of the invention is to provide a hard switching converter that performs well over a wide operating range, reversible and able to self-protect in both directions.
  • a DC power conversion device of a first DC voltage voltage of a second voltage equal to or different from the first voltage, characterized in that it comprises: "a transformer comprising a primary winding and a secondary winding;
  • An inductor comprising a primary winding and a secondary winding
  • a second complete bridge of switches (S5, S6, S7, S8) connected to the secondary of said transformer, and which is in series with the secondary of said inductor, said secondary of said transformer being in series with said second bridge of switches ( S5, S6, S7, S8);
  • This device is reversible; said first connection means can be connected to a supply means and said second connection means can be connected to a load, or said first connection means can be connected to a load and said second connection means can be connected to a load means of feeding.
  • the ratio N'2 / ⁇ between the number of turns N'2 of the secondary of the inductance and the number of turns ⁇ of the primary of the inductance is equal to the ratio N2 / N1 between the number of turns N2 of the secondary of the transformer and the number of turns N 1 of the primary of the transformer.
  • the transfer ratio (here called "ratio M”) of said converter is equal to the number of turns of the secondary divided by the number of turns of the primary, this ratio is between 1 and 1000 and preferably between 3 and 10, and even more preferably between 5 and 7.
  • the number of turns of the secondary of the inductor is equal to the number of turns of the secondary of the transformer and the number of turns of the primary of the inductor is equal to the number of turns of the primary of the transformer.
  • Another subject of the invention is a method of using the device according to the invention in which:
  • Said first connection means are connected to a supply means and said second load connection means, or said first connection means are connected to a load and said second connection means to a supply means,
  • the switch bridges are actuated by a control signal so as to supply the voltage across said supply means to said load,
  • the voltage is measured at the terminals of the connection means connected to load and / or the currents flowing respectively at the primary and secondary of the transformer T1 From the measured values and from the transformation ratio M, the instantaneous value T ins t of the duty ratio is determined.
  • the instantaneous value ⁇ of the duty cycle is less than a predetermined threshold value, and this method then comprises the following steps:
  • the instantaneous value ⁇ of the duty cycle greater than a predetermined threshold value can be chosen, this method comprising the following steps:
  • the predetermined and / or instantaneous values of ⁇ are defined by the formula:
  • Vsout / Ventrue ((2 * ⁇ * ⁇ * ⁇ ) / ( ⁇ + 1 -2 * ⁇ ))
  • Vsortie / Ventrée (( ⁇ ) / (1 - ⁇ )).
  • the predetermined value of ⁇ is equal to 0.5, ie 50%.
  • Another object of the invention is an aircraft, characterized in that it comprises for the supply of at least a portion of its electronic and / or computer systems at least one conversion device according to the invention.
  • a final object of the invention is the use of the conversion device according to the invention in an aircraft for supplying electricity to the lighting system and / or the electronic control systems and / or at least one on-board computer and / or at least one control servomotor and / or the wiper motors and / or the air conditioning system.
  • FIG. 1 represents the electrical diagram of a single-phase DC voltage conversion device according to the invention.
  • FIG. 1 is an illustration of the control mode of this device.
  • FIGS. 3a, 3b, 3c and 3d show the configuration of the switches and the current flow for each of the steps that take place in the device according to the invention when the duty cycle of the switch S1 is less than 50%.
  • Figures 4a, 4b, 4c and 4d show the configuration of the switches and the current flow for each of the steps that take place in the device according to the invention when the duty cycle of the switch S1 is greater than 50%.
  • FIG. 5 is a logarithmic graph showing the evolution of the voltage gain of the converter as a function of the duty cycle.
  • the topology of the device for converting energy into direct current into DC energy according to the invention is shown in FIG.
  • the device comprises a transformer T1 comprising a primary winding 2 and a secondary winding 3.
  • a first inverter 4 constituted by a first bridge of switches S1, S2, S3, S4.
  • the primary winding 2 of the transformer T1 is connected between the junctions of the switches S1 and S3 on the one hand, and S2 and S4 on the other hand.
  • junction points 10, 1 1 of the switches S1 and S2 on the one hand and S3 and S4 on the other hand, constitute the terminals of the inverter.
  • the junction point 10 of the switches S1 and S2 is connected to the primary 6 of an inductor L1 whose function will be indicated later.
  • the junction point 1 1 of the switches S3 and S4 on the one hand and the junction point of the primary 6 of the inductor L1, on the other hand, constitute the terminals to which a capacitor C1, the function of which will be indicated below, is connected.
  • the secondary winding 3 of the transformer T1 is connected to a second inverter 5 comprising a second bridge of switches S5, S6, S7, S8.
  • the secondary winding 3 of the transformer T1 is connected between the junction points of the switches S5 and S7 on the one hand, and S6 and S8 on the other hand; the junction points 12, 13 constitute the terminals of the second inverter 5.
  • junction point 12 between the switches S5 and S6 is connected to the secondary 7 of the inductor L1 whose function will be indicated later.
  • junction point 13 of the switches S7 and S8 on the one hand and the junction point of the secondary 7 of the inductor on the other hand constitute the terminals to which a capacitor C2, whose function will be indicated later, is connected.
  • the switches S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8 are advantageously (all or some of them) MOSFET field effect transistors.
  • the transistors it is possible to use any type of solid state semiconductor switches such as, for example, GTOs, IGBTs, etc.
  • the closed or open state of the switches S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8 is defined by a control signal sent to each switch; this will be explained in greater detail below in connection with FIG. 2.
  • the cyclic ratio of a switch is the ratio of time during which the switch is passing; this ratio is expressed as a percentage over a period. The rest of the time over the period, the switch is open.
  • the predetermined duty cycle makes it possible to establish two modes of operation which are each characterized by four steps which will be explained below in greater detail.
  • the switching frequency envisaged has an impact on the dimensioning of the components.
  • switching MOSFETs is more difficult to manage.
  • the switching losses of the MOSFETs are greater and the heat released is more difficult to dissipate.
  • the application voltages for recharging batteries in on-board aviation devices are usually of the order of 28V.
  • MOSFETs, often used for this voltage level, are better suited than other switching components (IGBT, etc.).
  • Switching hard types that to have an advantageous balance between the level of losses and the power density is advantageously used a switching frequency of the order of 50kHz.
  • the coupled inductance L1 must be able to store energy at a first stage of the cycle in the primary 6 to restore it in a second time at the secondary 7.
  • the higher the inductance L1 the higher the magnetic material inductance L1 must be able to store energy.
  • the magnetic material of the inductor L1 must therefore be selected and dimensioned so as to have a minimum of losses and not to saturate. Its dimensioning is done on the maximum parameters of current, losses and weight. For aeronautical applications, the weight of a part must always be taken into consideration.
  • this inductance L1 acts as an electromagnetic compatibility filter (abbreviated "CEM"), on the input 6; it thus avoids the addition of a new inductor to the converter.
  • CEM electromagnetic compatibility filter
  • the magnetic component consisting of its core and drivers, will be larger.
  • the system is isolated at two levels, the coupled inductance and the transformer.
  • the advantage of having these two entities on the power transfers is explained below.
  • the transformer T1 allows the direct and bilateral transfer of the power between the two H 4.5 bridges of switches via the primary windings 2 and secondary 3.
  • Vsout / Ventrue ((2 * ⁇ * ⁇ * ⁇ ) / ( ⁇ + 1 -2 * ⁇ ))
  • the parameter ⁇ represents the cyclic ratio of the converter in percentage, which corresponds to the conduction times of the switches.
  • the predetermined value of ⁇ of the duty cycle depends on the values inherent to the input and output voltage characteristics as well as the transformation ratio.
  • the parameter x is the ratio of the transformation ratios of the two magnetic materials, that of the transformer T1 and the inductance L1.
  • Vsortie / Ventrée ((MT) / (1-T))
  • the transformation ratio of the transformer assembly T1 and the inductance L1 is given by:
  • N2 and N'2 correspond to the number of turns at secondary 3
  • 7 and N1 and ⁇ correspond to the number of primary turns 2, 6.
  • the conversion ratio M of the converter can be characterized by a number of identical primary turns for the transformer and the inductance and a number of turns identical to the secondary of each of the devices L1, T1.
  • the ratio of transformation which is chosen as optimal transfer function, is equal to the ratio of the DC voltages comprising a ratio 1 ⁇ 2 which ensures a shape of the DC currents at the switches, a predetermined cyclic ratio ⁇ close to 0.5 which allows to limit the current ripple in the inductance L1 coupled.
  • the reduction of the ratio of the transformer causes the reduction of the effective current in the transformer
  • T1 at the nominal point thus allowing the reduction of the copper sections and the length of the windings.
  • An excessive reduction of the transformation ratio induces greater leakage inductances at the level of the magnetic components. From these data, it is preferred to choose a transformer ratio of between 6 and 10: • at a value close to 6, the rms current in the transformer is the lowest
  • the number of windings N 1, N 1 ' is determined by the calculation of the losses of the two magnetic materials.
  • N 1 may be different from ⁇ and N 2 may be different from N'2.
  • the transformation ratio M has no limit in its coefficient, it is adaptable to the application that is made.
  • the converter can be used in applications implementing a few volts to thousands of volts.
  • FIG. 2 represents the time evolution of various signals carrying out the command.
  • this control consists of an assembly of two triangular signals 22 and 24 of identical frequencies but out of phase by 180 ° on which the control voltage 20 makes it possible to establish the supply times and extinguishing the various switches as described below.
  • the intersections of the control voltage 20 on the frequency curves 22 and 24 define times A, B, C, D.
  • the corresponding complementary time is C.
  • the corresponding complementary time is D.
  • the control signal related to the control voltage 20 comes from a not shown control system.
  • the formation of this control voltage 20 is based on the analysis of factors such as the control of the output voltage, the control of the internal current and / or the temperature which are related to the load which is on the terminals of the converter 1.
  • FIG. 5 represents the graph showing the impact of the cyclic ratio along the horizontal axis on the gain, transfer function, in voltage along the vertical axis for different transformation ratios M of the converter 1 as previously explained.
  • the choice of the duty cycle makes it possible to influence the gain of the converter 1.
  • the control voltage 20, according to the state of the converter, makes it possible to obtain two modes of operation according to the instantaneous duty cycle.
  • the first step (FIG. 3a) is executed in a configuration in which the switches (S1, S4, S5, S8) are closed while the switches (S2, S3, S6, S7) remain open.
  • the duration of this state is ⁇ .
  • the transformer T1 operates a direct power transfer from the primary 2 to the secondary 3 to the terminals (V2 +, V2-) of the capacitor C2, while the primary 6 of the inductor L1 is loaded on the side of the terminal V1 +. This step makes it possible to charge the inductance L1 at the primary 6 and at the secondary 7 and allows a direct transfer at the transformer T1 with a positive current.
  • the second step (FIG. 3b) is executed in a configuration in which the switches (S5, S6, S7, S8) are closed, while the switches (S1, S4, S5, S8) remain open.
  • the duration of this state is (1/2 - ⁇ ) ⁇ .
  • This configuration of the switches allows a discharge at the secondary 7 of the inductance L1 to the capacitor C2 of the terminals (V2 +, V2-). No transfer occurs at the terminals of the primary transformer 2 T1, neither charge nor discharge.
  • the third step (FIG. 3c) is executed in a configuration in which the switches (S2, S3, S6, S7) are closed, while the switches (S1, S4, S5, S8) remain open.
  • the duration of this state is ⁇ .
  • the transformer T1 operates a direct power transfer with a negative current from the primary 2 to the secondary 3 across the terminals (V2 +, V2-) of the capacitor C2, while the primary 6 of the inductor L1 is loaded on the terminal side. V1 +.
  • the fourth step ( Figure 3d) is performed in a configuration in which the switches (S5, S6, S7, S8) are closed, while the switches (S1, S2, S3, S4) remain open. The duration of this state is (1/2 - ⁇ ) ⁇ .
  • the duty cycle of the switch S1 is greater than 50% of its cycle.
  • the first step (FIG. 4a) is executed in a configuration in which the switches (S1, S4, S5, S8) are closed, while the switches (S2, S3, S6, S7) remain open.
  • the duration of this state is (1 - ⁇ ) ⁇ .
  • the transformer T1 performs a direct power transfer with a positive current from the secondary 3 to the primary 2 to the terminals (V1 + .V1 -) of the capacitor C1, while the secondary 7 of the inductor L1 is charged to the terminal side. V2 +.
  • the second step (FIG. 4b) is executed in a configuration in which the switches (S5, S6, S7, S8) are open, while the switches (S1, S2, S3, S4) are closed.
  • the duration of this state is ( ⁇ -1/2) ⁇ .
  • This positioning of the switches allows a primary discharge 6 of the inductance L1 to the capacitor C1 of the terminals (Vint +, Vint-). No transfer occurs at the terminals of the primary transformer 2 T1, neither charge nor discharge.
  • the third step (FIG. 4c) is executed in a configuration in which the switches (S2, S3, S6, S7) are closed, while the switches (S1, S4, S5, S8) remain open.
  • the duration of this state is (1 - ⁇ ) ⁇ .
  • the transformer T1 operates a direct power transfer with a negative current from the secondary 3 to the primary 2 to the terminals (V1 +, V1 -) of the capacitor C1, while the secondary 7 of the inductor L1 is charged to the terminal side V2 +.
  • the fourth step (FIG. 4d) is executed in a configuration in which the switches (S1, S2, S3, S4) are closed, while the switches (S5, S6, S7, S8) remain open.
  • the duration of this state is ( ⁇ -1/2) ⁇ .
  • a device and characterized its operation.
  • the device was a converter performing a direct current conversion of a voltage of about 28 V direct current of a voltage of about 270 V (so-called “elevator” mode), and vice versa (so-called “depressing” mode).
  • the switches were MOSFETs with a diode voltage of 1 V.
  • the output power was about 4 kW in boost mode and 700 W in step mode. In “lift” mode, this implies an output load of the order of 18 ⁇ at terminals V2 + and V2- of the secondary to obtain the current at a voltage of 270 V.
  • Capacitor C2 has a capacity of 250 F.
  • the output load at terminals V1 + and V1 - of the primary was about 100 to 1 10 ⁇ .
  • Capacitor C1 has a capacity of about 10 mF.

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Abstract

Dispositif de conversion d'énergie à courant continu comportant un transformateur (T1) et une inductance (L1), et -un premier ensemble comprenant un premier pont (4) complet d'interrupteurs (S1, S2, S3, S4) relié au primaire (2) dudit transformateur (T1), et qui est en série avec le primaire (6) de ladite inductance (L1); un premier condensateur (C1) en parallèle avec le primaire (6) de ladite inductance (L1) et en parallèle avec ledit premier pont (4) d'interrupteurs (S1, S2, S3, S4), ledit primaire (6) étant en série dudit premier pont (4) d'interrupteurs (S1, S2, S3, S4); des premiers moyens de connexion V1+,V1-qui sont aux bornes dudit premier condensateur (C1); -un second ensemble comprenant un second pont (5) complet d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) relié au secondaire (3) dudit transformateur (T1), et qui est en série avec le secondaire (7) de ladite inductance (L1), ledit secondaire (3) dudit transformateur (T1) étant en série avec ledit second pont (5) d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8); un second condensateur (C2) en parallèle avec le secondaire (7) de ladite inductance (L1) et en parallèle avec ledit second pont (5) d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8), ledit secondaire (7) étant en série dudit second pont (5) d'interrupteurs (S5,S6, S7, S8); des seconds moyens de connexion V2+,V2-qui sont aux bornes dudit second condensateur (C2).

Description

DISPOSITIF DE CONVERSION D'ENERGIE A TENSION CONTINUE REVERSIBLE Domaine technique de l'invention
La présente invention concerne le domaine de l'électrotechnique, et plus particulièrement les convertisseurs de tension continue, et se rapporte plus particulièrement à des convertisseurs de tension continue réversibles et isolés destinés à être utilisés notamment dans les véhicules à traction électrique ou à bord d'aéronefs.
Etat de la technique
Dans le domaine de la conversion statique d'énergie, on connaît des dispositifs de conversion d'énergie à tension continue en énergie à tension alternative reposant sur la technique des onduleurs monophasés ou polyphasés.
On connaît également des dispositifs de conversion d'énergie à tension alternative en énergie à tension continue dont la construction repose sur l'emploi de redresseurs monophasés ou polyphasés.
On connaît de plus des dispositif de conversion d'énergie à tension continue en énergie à tension continue, à isolement galvanique faisant appel au principe des onduleurs- redresseurs associant les deux structures précédentes avec un transformateur interposé entre l'ensemble onduleur du dispositif de convertisseur de tension continu en tension alternative et l'ensemble redresseur du dispositif de conversion de tension alternative en tension continue.
Ces derniers dispositifs, que nous appellerons « convertisseurs », peuvent être classés en deux catégories : ceux à commutation « dure » et ceux à commutation « douce » suivant que certaines précautions ont été prises ou non pour limiter les pertes par commutation dans les transistors et dans les diodes.
Ainsi, le convertisseur à commutation douce, comme décrit dans le document EP 0 898 357, présente un meilleur rendement de conversion et / ou une plus grande compacité. Malheureusement, le convertisseur à commutation douce ne peut généralement pas être rendu simplement réversible pour assurer des transferts d'énergie dans les deux sens avec des gammes de puissance et de tension étendues.
Au contraire, tout convertisseur à commutation dure peut être rendu réversible ; en mettant en œuvre des structures « en pont » ou en « demi-pont » comme le document EP 2 814 155. Cependant, peu d'entre eux sont capables de s'auto-protéger en cas de défaut (court-circuit par exemple) pour les deux sens du transfert d'énergie. Certains le peuvent mais sont les moins performants d'un point de vue masse, compacité, rendement, coût ; par exemple le « flyback », la structure de Cuk. Un premier objectif de la présente invention est de remédier, au moins partiellement, aux inconvénients de l'art antérieur évoqués ci-dessus.
Un autre objectif de l'invention est de proposer un convertisseur à commutation dure performant sur une large gamme de fonctionnement, réversible et capable de s'auto- protéger dans les deux sens.
Objet de l'invention
Selon l'invention, le problème est résolu par un dispositif de conversion d'énergie à courant continu d'une première tension en énergie à courant continu d'une seconde tension, égale à ou différente de la première tension, caractérisé en ce qu'il comporte : « un transformateur comprenant un enroulement primaire et un enroulement secondaire ;
• une inductance comprenant un enroulement primaire et un enroulement secondaire ;
• un premier ensemble comprenant
• un premier pont complet d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4) relié au primaire dudit transformateur, et qui est en série avec le primaire de ladite inductance ;
• un premier condensateur (C1 ) en parallèle avec le groupe formé par le primaire (6) de ladite inductance (L1 ) et le premier pont d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4), ledit primaire (6) de l'inductance étant en série ledit premier pont d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4);
· des premiers moyens de connexion (+ et -) qui sont aux bornes dudit premier condensateur ;
• un second ensemble comprenant
• un second pont complet d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) relié au secondaire dudit transformateur, et qui est en série avec le secondaire de ladite inductance, ledit secondaire dudit transformateur étant en série avec ledit second pont d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) ;
• un second condensateur (C2) en parallèle avec le groupe formé par le secondaire de l'inductance (L1 ) et le second pont d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8), ledit secondaire (7) de l'inductance étant en série avec ledit second pont d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) ; • des seconds moyens de connexion (+,-) qui sont aux bornes dudit second condensateur.
Ce dispositif est réversible ; lesdits premiers moyens de connexion peuvent être reliés à un moyen d'alimentation et lesdits seconds moyens de connexion peuvent être reliés à une charge, ou lesdits premiers moyens de connexion peuvent être reliés à une charge et lesdits seconds moyens de connexion peuvent être reliés à un moyen d'alimentation.
Dans un mode réalisation particulier le rapport N'2/ΝΊ entre le nombre de spires N'2 du secondaire de l'inductance et le nombre de spires ΝΊ du primaire de l'inductance est égal au rapport N2/N 1 entre le nombre de spires N2 du secondaire du transformateur et le nombre de spires N 1 du primaire du transformateur.
Dans un autre mode de réalisation particulier, le rapport de transfert (appelé ici « rapport M ») dudit convertisseur est égal au nombre de spires du secondaire divisé par le nombre de spires du primaire, ce rapport est compris entre 1 et 1000 et de préférence entre 3 et 10, et encore plus préférentiellement entre 5 et 7.
Dans un autre mode de réalisation particulier, le nombre de spires du secondaire de l'inductance est égal au nombre de spires du secondaire du transformateur et le nombre de spires du primaire de l'inductance est égal au nombre de spires du primaire du transformateur.
Un autre objet de l'invention est un procédé d'utilisation du dispositif selon l'invention dans lequel :
• on relie lesdits premiers moyens de connexion à un moyen d'alimentation et lesdits seconds moyens de connexion à une charge, ou on relie lesdits premiers moyens de connexion à une charge et lesdits seconds moyens de connexion à un moyen d'alimentation,
• on actionne les ponts d'interrupteurs par un signal de commande de manière à fournir la tension aux bornes dudit moyen d'alimentation vers ladite charge,
on mesure la tension aux bornes des moyens de connexion reliés à charge et/ou les intensités circulant respectivement au primaire et secondaire du transformateur T1 • on détermine à partir des valeurs mesurées ainsi que du rapport de transformation M, la valeur instantanée Tinst du rapport cyclique
• on actionne les étapes d'alimentation des interrupteurs en fonction de la valeur instantanée du rapport cyclique Tinst-
Dans un mode de réalisation de ce procédé, la valeur instantanée τ du rapport cyclique est inférieure à une valeur seuil prédéterminée, et ce procédé comprend alors les étapes suivantes :
• charge de l'inductance au primaire et au secondaire selon un premier temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) ;
• décharge de l'inductance uniquement au secondaire selon un deuxième temps d'alimentation des interrupteurs (S5, S6, S7, S8);
• charge de l'inductance au primaire et au secondaire selon un troisième temps d'alimentation des interrupteurs (S2, S3, S6, S7) ;
· décharge de l'inductance uniquement au secondaire selon un quatrième temps d'alimentation des interrupteurs (S5, S6, S7, S8).
On peut choisir la valeur instantanée τ du rapport cyclique supérieure à une valeur seuil prédéterminée, ce procédé comprenant les étapes suivantes :
· charge de l'inductance au primaire et au secondaire selon un premier temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) ;
• décharge de l'inductance uniquement au primaire selon un deuxième temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S2, S3, S4);
• charge de l'inductance au primaire et au secondaire selon un troisième temps d'alimentation des interrupteurs (S2, S3, S6, S7) ;
• décharge de l'inductance uniquement au primaire selon un quatrième temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S2, S3, S4).
Dans une variante de ce procédé d'utilisation les valeurs prédéterminée et/ou instantanée de τ sont définies par la formule :
Vsortie/Ventrée= ((2*χ*Μ*τ)/(χ+1 -2*τ))
qui peut être ramenée à sa plus simple expression Vsortie/Ventrée= ((Μτ)/(1 -τ)).
Dans une variante la valeur prédéterminée de τ est égale à 0,5 soit 50%. Un autre objet de l'invention est un aéronef, caractérisé en qu'il comporte pour l'alimentation d'au moins une partie de ses systèmes électroniques et/ou informatiques au moins un dispositif de conversion selon l'invention.
Un dernier objet de l'invention est l'utilisation du dispositif de conversion selon l'invention dans un aéronef pour alimenter en électricité le système d'éclairage et/ou les systèmes électroniques de pilotage et/ou au moins un ordinateur de bord et/ou au moins un servomoteur de pilotage et/ou les moteurs d'essuie-glaces et/ou le système de climatisation.
Description des figures
L'invention est décrite ci-après, en référence aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples non limitatifs, dans lesquels:
La figure 1 représente le schéma électrique d'un dispositif monophasé de conversion de tension continue en tension continue selon l'invention.
La figure 2 est une illustration du mode de commande de ce dispositif.
Les figures 3a, 3b, 3c et 3d représentent la configuration des interrupteurs et le flux de courant pour chacune des étapes qui se déroulent dans le dispositif selon l'invention lorsque que le rapport cyclique de l'interrupteur S1 est inférieur à 50%.
Les figures 4a, 4b, 4c et 4d représentent la configuration des interrupteurs et le flux de courant pour chacune des étapes qui se déroulent dans le dispositif selon l'invention lorsque le rapport cyclique de l'interrupteur S1 est supérieur à 50%.
La figure 5 est un graphique logarithmique présentant l'évolution du gain en voltage du convertisseur en fonction du rapport cyclique.
Les références alphanumériques suivantes sont utilisées dans la présente description:
1 convertisseur 7 secondaire de l'inductance
2 enroulement primaire 10,1 1 points de jonction
3 enroulement secondaire 12,13 points de jonction
4 premier pont d'interrupteur 20 tension de commande
5 second pont d'interrupteur 22,24 courbes de signaux
6 primaire de l'inductance
A,B,C,D laps de temps L1 inductance
C1 , C2 condensateur S1 -S8 interrupteurs
T1 transformateur M rapport de transformation
V1 - connexion négative V1 + connexion positive
V2- connexion négative V2+ connexion positive Description détaillée
La topologie du dispositif de conversion d'énergie en courant continu en énergie en courant continu selon l'invention est représentée sur la figure 1 . Le dispositif comporte un transformateur T1 comprenant un enroulement primaire 2 et un enroulement secondaire 3. Aux bornes de l'enroulement primaire 2 est connecté un premier onduleur 4 constitué d'un premier pont d'interrupteurs S1 , S2, S3, S4.
L'enroulement primaire 2 du transformateur T1 est connecté entre les jonctions des interrupteurs S1 et S3 d'une part, et de S2 et S4 d'autre part.
Les points de jonction 10, 1 1 des interrupteurs S1 et S2 d'une part et S3 et S4 d'autre part, constituent les bornes de l'onduleur. Le point de jonction 10 des interrupteurs S1 et S2 est connecté au primaire 6 d'une inductance L1 dont la fonction sera indiquée plus loin. Le point de jonction 1 1 des interrupteurs S3 et S4 d'une part et le point de jonction du primaire 6 de l'inductance L1 , d'autre part, constituent les bornes auxquelles un condensateur C1 , dont la fonction sera indiquée plus loin, est connecté.
L'enroulement secondaire 3 du transformateur T1 est connecté à un second onduleur 5 comprenant un second pont d'interrupteurs S5, S6, S7, S8.
L'enroulement secondaire 3 du transformateur T1 est connecté entre les points de jonction des interrupteurs S5 et S7 d'une part, et S6 et S8 d'autre part; les points de jonction 12, 13 constituent les bornes du second onduleur 5.
Le point de jonction 12 entre les interrupteurs S5 et S6 est connecté au secondaire 7 de l'inductance L1 dont la fonction sera indiquée plus loin. Le point de jonction 13 des interrupteurs S7 et S8 d'une part et le point de jonction du secondaire 7 de l'inductance d'autre part constituent les bornes auxquelles un condensateur C2, dont la fonction sera indiquée plus loin, est connecté.
Les interrupteurs S1 , S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8 sont avantageusement (tous ou certains d'entre eux) des transistors du type effet de champ MOSFET. A la place des transistors on peut utiliser tout type d'interrupteurs statiques à semi-conducteurs tels que par exemple les GTO, IGBT, etc.
L'état fermé ou ouvert des interrupteurs S1 , S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8 est défini par un signal de commande envoyé à chaque interrupteur ; cela sera expliqué en plus grand détail ci-dessous en relation avec la figure 2. On distingue deux modes de fonctionnement. Ces modes de fonctionnement sont définis par le fait d'intervertir la source d'alimentation du primaire (V1 +, V1 -) vers le secondaire (V2+, V2-). Dès lors que l'alimentation est intervertie, on réalise la même action pour la charge qui prend place au primaire. Le rapport cyclique d'un interrupteur est le ratio de temps pendant lequel l'interrupteur est passant ; ce ratio est exprimé en pourcentage sur une période. Le reste du temps sur la période, l'interrupteur est ouvert.
Dans le dispositif 1 , le rapport cyclique prédéterminé permet d'établir deux modes de fonctionnement qui se caractérisent chacun de quatre étapes qui seront expliquées ci- dessous en plus grand détail.
La fréquence de commutation envisagée a un impact sur le dimensionnement des composants. Plus la fréquence est élevée, plus la taille de l'ensemble magnétique utilisé peut être réduite. Cependant la commutation des MOSFETs est plus difficile à gérer. Les pertes par commutation des MOSFETs sont plus importantes et la chaleur dégagée est plus difficile à évacuer. Les tensions d'application pour la recharge de batteries dans les dispositifs aéronautiques embarqués sont habituellement de l'ordre de 28V. Les MOSFETs, souvent utilisés pour ce niveau de tension, sont mieux adaptés que les autres composants de commutations (IGBT, etc.). Les commutations de types dures font que pour avoir un équilibre avantageux entre le niveau de pertes et la densité de puissance, on utilise avantageusement une fréquence de commutation de l'ordre de 50kHz.
L'inductance L1 couplée doit pouvoir emmagasiner de l'énergie dans un premier temps du cycle dans le primaire 6 pour la restituer dans un second temps au secondaire 7. D'une manière générale, plus l'inductance L1 est élevée plus le matériau magnétique de l'inductance L1 doit pouvoir emmagasiner de l'énergie. Le matériau magnétique de l'inductance L1 doit donc être sélectionné et dimensionné de manière à avoir un minimum de pertes et ne pas saturer. Son dimensionnement se fait sur les paramètres maximaux de courant, de pertes et de poids. Pour des applications aéronautiques embarquées, le poids d'une pièce doit toujours être pris en considération.
De plus cette inductance L1 agit comme filtre à compatibilité électromagnétique (abrégé « CEM »), sur l'entrée 6 ; elle évite ainsi l'ajout d'une nouvelle inductance au convertisseur. Plus l'inductance L1 est élevée, plus ce filtre atténue les perturbations (notamment les rémanences magnétiques). Cependant le composant magnétique, constitué de son noyau et des conducteurs, sera plus volumineux.
Le système est isolé à deux niveaux, l'inductance couplée et le transformateur. L'avantage d'avoir ces deux entités sur les transferts de puissance est explicité ci-après. Le transformateur T1 permet le transfert direct et bilatéral de la puissance entre les deux ponts en H 4,5 d'interrupteurs par l'intermédiaire des enroulements primaire 2 et secondaire 3. La fonction de transfert du convertisseur 1 est directement proportionnelle aux rapports de transformation du transformateur T1 (M) et de l'inductance L1 couplée (M'=xM). On note la formule dont les tensions de sortie et d'entrée ne sont pas limitées à celles représentées car dépendantes de l'exemple ci-dessous décrit :
Vsortie/Ventrée= ((2*χ*Μ*τ)/(χ+1 -2*τ))
Le paramètre τ représente le rapport cyclique du convertisseur en pourcentage, qui correspond aux temps de conduction des interrupteurs. La valeur de τ prédéterminée du rapport cyclique dépend des valeurs inhérentes aux caractéristiques de tensions d'entrée et de sortie ainsi qu'au rapport de transformation.
Le paramètre x est le ratio des rapports de transformations des deux matériaux magnétiques, celui du transformateur T1 et de l'inductance L1.
Pour la suite, le rapport M7M est égal à 1 ramenant l'équation précédente à :
Vsortie/Ventrée= ((MT)/(1 -T))
Le rapport de transformation de l'ensemble transformateur T1 et de l'inductance L1 est donné par :
M=N2/N1 =N'2/N'1
où N2 et N'2 correspondent au nombre de spires aux secondaires 3, 7 et N1 et ΝΊ correspondent au nombre de spires au primaire 2, 6.
Dans un mode de réalisation avantageux, on définit :
Le rapport de transformation M du convertisseur peut se caractériser par un nombre de spires du primaire identique pour le transformateur et l'inductance ainsi qu'un nombre de spires identique au secondaire de chacun des dispositifs L1 , T1. - Le rapport de transformation, qui est choisi comme fonction de transfert optimale, est égal au rapport des tensions continues comprenant un rapport ½ ce qui assure une allure des courants continus au niveau des interrupteurs, un rapport cyclique prédéterminé τ proche de 0,5 qui permet de limiter l'ondulation de courant dans l'inductance L1 couplée. Cependant, on note que la réduction du rapport du transformateur entraîne la diminution du courant efficace dans le transformateur
T1 au point nominal permettant ainsi la réduction des sections de cuivre et la longueur des enroulements. Une réduction trop forte du rapport de transformation induit des inductances de fuite plus importantes au niveau des composants magnétiques. A partir de ces données, on préfère choisir un rapport de transformateur compris entre 6 et 10 : • à une valeur proche de 6, le courant efficace dans le transformateur est le plus faible
• à une valeur proche de 10 l'ondulation est quasiment nulle. Le nombre d'enroulements N 1 , N 1 ' est déterminé par le calcul des pertes des deux matériaux magnétiques.
Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention on choisit pour le convertisseur 1 : N 1 =N'1 et N2=N'2 , ce qui facilite les calculs du rapport cyclique lors de la conception du circuit.
Néanmoins à titre de variante, on peut prévoir que N 1 est différent de ΝΊ et que N2 est différent de N'2.
Les inventeurs ont trouvé que le rapport de transformation M=6 permet de réaliser un dispositif particulièrement compact. Plus précisément, le rapport de transformation M=6 permet de limiter le nombre de spires totales dans le dispositif. Le gain de la fonction de transfert sera augmenté par l'utilisation du rapport cyclique.
Le rapport de transformation M n'a pas de limite dans son coefficient, celui-ci est adaptable à l'application qui en est faite. Le convertisseur peut être utilisé dans des applications mettant en œuvre quelques volts à des milliers de volts.
La figure 2 représente l'évolution temporelle de différents signaux réalisant la commande. Afin de paramétrer les temps d'ouverture des interrupteurs, cette commande est constituée d'un assemblage de deux signaux triangulaires 22 et 24 de fréquences identiques mais déphasés de 180° sur lequel la tension de commande 20 permet d'établir les temps d'alimentation et d'extinction des différents interrupteurs comme décrit ci- dessous. Les intersections de la tension de commande 20 sur les courbes fréquentielles 22 et 24 définissent des temps A, B, C, D.
A titre d'exemple, lorsque le signal 24 est supérieur à la tension de commande 20, cela définit le temps B, le temps complémentaire correspondant est C. Lorsque le signal 22 est supérieur à la tension de commande 20, cela définit le temps A, le temps complémentaire correspondant est D.
Les rapports cycliques des différents interrupteurs sont liés entre eux :
■ Les ordres des interrupteurs S1 et S4 sont identiques, ils sont associés au temps A ;
■ Les ordres des interrupteurs S2 et S3 sont identiques, ils sont associés au temps B ;
■ Les ordres des interrupteurs S5 et S8 sont identiques, ils sont associés au temps C ; ■ Les ordres des interrupteurs S6 et S7 sont identiques, ils sont associés au temps D. L'illustration du mode de commande est présentée ici de manière simplifiée avec des temps morts nuls. Cette absence de temps mort est propre au fonctionnement du convertisseur. La symétrie des triangles est essentielle pour un bon fonctionnement du convertisseur.
Par ailleurs :
■ Les ordres des interrupteurs S1 et S6 sont complémentaires ;
■ Les ordres des interrupteurs S1 et S5 sont en phases ;
■ Les ordres des interrupteurs S2 et S5 sont complémentaires.
Le signal de commande lié à la tension de commande 20 provient d'un système de régulation non représenté. La constitution de cette tension de commande 20 est basée sur l'analyse de facteurs comme le contrôle de la tension de sortie, le contrôle du courant interne et/ou de la température qui sont liés à la charge qui est aux bornes dudit convertisseur 1.
L'ensemble de ces facteurs va permettre de générer un signal d'erreur qui ajustera la tension de commande ; et par analogie le mode de fonctionnement auquel se rattache le rapport cyclique instantané.
La grandeur à réguler (tension V1 -V2, courant i1 -i2) par action sur le rapport cyclique instantané évolue sans discontinuité en modifiant ce rapport cyclique entre 0 et 100%. La figure 5 représente le graphique montrant l'impact du rapport cyclique selon l'axe horizontal sur le gain, fonction de transfert, en voltage selon l'axe vertical pour différents rapports de transformation M du convertisseur 1 comme expliqué précédemment. On note que la fonction du graphe dépend de ί(τ)= Vsortie/Ventrée= ((Μτ)/(1 -τ)). τ correspond au rapport cyclique pouvant aller de 1 % à 99% pour un rapport de transformation M, M= {0,1 ; 0,5 ; 1 ; 5 ; 10}. Au-delà de 99%, les courbes pour M ayant un rapport de transformation inférieur à 5 (M<5) ne sont plus visibles du fait de l'échelle. Le choix du rapport cyclique permet d'influencer le gain du convertisseur 1 .
L'intégration de la composante du rapport cyclique permet pour un rapport de transformation M, établi physiquement par les composantes T1 et L1 du convertisseur, de faire varier le gain de la fonction de transfert.
La tension de commande 20, selon l'état du convertisseur, permet d'obtenir deux modes de fonctionnement suivant le rapport cyclique instantané.
Ces modes de fonctionnement permettent d'ajuster la tension en V2 en fonction de V1 ou en fonction de l'intensité parcourant le dispositif en fonction de la charge. On décrit maintenant deux modes de fonctionnement spécifiques du dispositif selon l'invention dans un mode avantageux ou le rapport cyclique prédéterminé τ est de ½, 0.5, 50%. a) Mode de fonctionnement avec rapport cyclique inférieur à 50%
Dans ce mode de fonctionnement comprenant un mode de connexion des bornes V1 vers V2, le rapport cyclique de l'interrupteur S1 est inférieur à 50% de son cycle. La première étape (figure 3a) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) sont fermés tandis que les interrupteurs (S2, S3, S6, S7) restent ouverts. La durée de cet état est τΤ. Le transformateur T1 opère un transfert direct de puissance du primaire 2 vers le secondaire 3 aux bornes (V2+,V2-) du condensateur C2, tandis que le primaire 6 de l'inductance L1 se charge du côté de la borne V1 +. Cette étape permet une charge de l'inductance L1 au primaire 6 et au secondaire 7 et permet un transfert direct au niveau du transformateur T1 avec un courant positif.
La deuxième étape (figure 3b) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S5, S6, S7, S8) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) restent ouverts. La durée de cet état est de (1/2 -τ)Τ. Cette configuration des interrupteurs permet une décharge au secondaire 7 de l'inductance L1 vers le condensateur C2 des bornes (V2+, V2-). Aucun transfert ne s'opère aux bornes du primaire 2 du transformateur T1 , ni charge ni décharge.
La troisième étape (figure 3c) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S2, S3, S6, S7) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) restent ouverts. La durée de cet état est τΤ. Le transformateur T1 opère un transfert direct de puissance avec un courant négatif du primaire 2 vers le secondaire 3 aux bornes de (V2+,V2-) du condensateur C2, tandis que le primaire 6 de l'inductance L1 se charge du côté de la borne V1 +. La quatrième étape (figure 3d) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S5, S6, S7, S8) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S1 , S2, S3, S4) restent ouverts. La durée de cet état est de (1/2 -τ)Τ. Cette configuration des interrupteurs permet une décharge au secondaire 7 de l'inductance L1 vers le condensateur C2 des bornes (V2+, V2-). Aucun transfert ne s'opère aux bornes du primaire 2 du transformateur T1 , ni charge ni décharge. b) Mode de fonctionnement avec un rapport cyclique supérieur à 50%
Dans ce mode de fonctionnement comprenant un mode de connexion des bornes V1 vers V2, le rapport cyclique de l'interrupteur S1 est supérieur à 50% de son cycle.
La première étape (figure 4a) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S2, S3, S6, S7) restent ouverts. La durée de cet état est (1 -τ)Τ. Le transformateur T1 opère un transfert direct de puissance avec un courant positif du secondaire 3 vers le primaire 2 aux bornes (V1 +.V1 -) du condensateur C1 , tandis que le secondaire 7 de l'inductance L1 se charge du côté de la borne V2+.
La deuxième étape (figure 4b) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S5, S6, S7, S8) sont ouverts, tandis que les interrupteurs (S1 , S2, S3, S4) sont fermés. La durée de cet état est de (τ-1/2)Τ. Ce positionnement d'interrupteurs permet une décharge au primaire 6 de l'inductance L1 vers le condensateur C1 des bornes (Vint+, Vint-). Aucun transfert ne s'opère aux bornes du primaire 2 du transformateur T1 , ni charge ni décharge. La troisième étape (figure 4c) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S2, S3, S6, S7) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) restent ouverts. La durée de cet état est de (1 -τ)Τ. Le transformateur T1 opère un transfert direct de puissance avec un courant négatif du secondaire 3 vers le primaire 2 aux bornes (V1 +, V1 -) du condensateur C1 , tandis que le secondaire 7 de l'inductance L1 se charge du côté de la borne V2+.
La quatrième étape (figure 4d) est exécutée dans une configuration dans laquelle les interrupteurs (S1 , S2, S3, S4) sont fermés, tandis que les interrupteurs (S5, S6, S7, S8) restent ouverts. La durée de cette état est de (τ-1/2)Τ. Cette configuration des interrupteurs permet une décharge au primaire 6 de l'inductance L1 vers le condensateur
C1 des bornes (V1 +, V1 -). Aucun transfert ne s'opère aux bornes du primaire 2 du transformateur T1 , ni charge ni décharge. Exemple
On a réalisé un dispositif selon l'invention et caractérisé son fonctionnement. Le dispositif était un convertisseur réalisant une conversion de courant direct d'une tension d'environ 28 V en courant direct d'une tension d'environ 270 V (mode dit « élévateur »), et inversement (mode dit « abaisseur »). Les interrupteurs étaient des MOSFETs avec une tension de diode de 1 V.
La puissance de sortie était d'environ 4 kW en mode élévateur et 700 W en mode abaisseur. En mode « élévateur », cela implique une charge de sortie de l'ordre de 18 Ω aux bornes V2+ et V2- du secondaire pour obtenir le courant à une tension de 270 V. Le condensateur C2 a une capacité de 250 F. En mode « abaisseur » la charge de sortie aux bornes V1 + et V1 - du primaire était d'environ 100 à 1 10 Ω. Le condensateur C1 a une capacité d'environ 10 mF.
La résistance filaire entre V1 + et le primaire 6 de l'inductance L1 était de l'ordre de 340 μΩ , la capacité entre ces deux points était de 15 nF ; les mêmes valeurs s'appliquent entre V2+ et le secondaire 7 de l'inductance L1.
Avec ce circuit on a obtenu un rendement de l'ordre de 93% en mode « élévateur » de l'ordre de 92% en mode « abaisseur ».

Claims

REVENDICATIONS
1 . Dispositif de conversion d'énergie à courant continu d'une première tension en énergie à courant continu d'une seconde tension, égale à ou différente de la première tension, caractérisé en ce qu'il comporte :
un transformateur (T1 ) comprenant un enroulement primaire (2) et un enroulement secondaire (3) ;
une inductance (L1 ) comprenant un enroulement primaire (6) et un enroulement secondaire (7) ;
un premier ensemble comprenant
• un premier pont (4) complet d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4) relié au primaire (2) dudit transformateur (T1 ), et qui est en série avec le primaire (6) de ladite inductance (L1 ) ;
• un premier condensateur (C1 ) en parallèle avec le groupe formé par le primaire (6) de l'inductance (L1 ) et le premier pont (4) d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4), ledit primaire (6) de l'inductance étant en série avec ledit premier pont (4) d'interrupteurs (S1 , S2, S3, S4);
• des premiers moyens de connexion V1 +,V1 - qui sont aux bornes dudit premier condensateur (C1 ) ;
un second ensemble comprenant
un second pont (5) complet d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) relié au secondaire (3) dudit transformateur (T1 ), et qui est en série avec le secondaire (7) de ladite inductance (L1 ), ledit secondaire (3) dudit transformateur (T1 ) étant en série avec ledit second pont (5) d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) ;
• un second condensateur (C2) en parallèle avec le groupe formé par le secondaire (7) de l'inductance (L1 ) et le second pont (5) d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8), ledit secondaire (7) de l'inductance étant en série avec ledit second pont (5) d'interrupteurs (S5, S6, S7, S8) ;
• des seconds moyens de connexion V2+,V2- qui sont aux bornes dudit second condensateur (C2),
sachant que
• lesdits premiers moyens de connexion V1 +,V1 - peuvent être reliés à un moyen d'alimentation et lesdits seconds moyens de connexion V2+,V2- peuvent être reliés à une charge, ou • lesdits premiers moyens de connexion V1 +.V1 - peuvent être reliés à une charge et lesdits seconds moyens de connexion V2+,V2- peuvent être reliés à un moyen d'alimentation.
2. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en que le rapport N'2/ΝΊ entre le nombre de spires N'2 du secondaire (7) de l'inductance L1 et le nombre de spires ΝΊ du primaire (6) de l'inductance L1 est égal au rapport N2/N1 entre le nombre de spires N2 du secondaire (3) du transformateur T1 et le nombre de spires N1 du primaire (2) du transformateur T1 .
3. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en que le rapport de transfert (appelé ici « rapport M ») dudit convertisseur est égal au nombre de spires du secondaire divisé par le nombre de spires du primaire, ce rapport est compris entre 1 et 1000 et de préférence entre 3 et 10, et encore plus préférentiellement entre 5 et 7.
4. Procédé d'utilisation du dispositif selon l'une, quelconque, des revendications 1 à 3, dans lequel :
• on relie lesdits premiers moyens de connexion V1 +.V1 - à un moyen d'alimentation et lesdits seconds moyens de connexion V2+,V2- à une charge, ou on relie lesdits premiers moyens de connexion V1 +.V1 - à une charge et lesdits seconds moyens de connexion V2+,V2- à un moyen d'alimentation,
• on actionne les ponts (4,5) d'interrupteurs par un signal de commande de manière à fournir la tension aux bornes dudit moyen d'alimentation vers ladite charge,
• on mesure la différence de tension entre V1 et V2 aux bornes des moyens de connexion reliés à la charge et/ou les intensités 11 et 12 circulant respectivement au primaire et au secondaire du transformateur T1 ,
• on détermine à partir des valeurs mesurées ainsi que du rapport de transformation M, la valeur instantanée Tinst du rapport cyclique,
• on actionne les étapes d'alimentation des interrupteurs en fonction de la valeur instantanée du rapport cyclique Tinst-
5. Procédé d'utilisation selon la revendication précédente, dans lequel la valeur instantanée τ du rapport cyclique est inférieure à une valeur seuil prédéterminée, ce procédé comprenant les étapes suivantes :
• charge de l'inductance L1 au primaire (6) et secondaire (7) selon un premier temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) ;
• décharge de l'inductance uniquement au secondaire (7) selon un deuxième temps d'alimentation des interrupteurs (S5, S6, S7, S8);
• charge de l'inductance au primaire (6) et secondaire (7) selon un troisième temps d'alimentation des interrupteurs (S2, S3, S6, S7) ;
• décharge de l'inductance uniquement au secondaire (7) selon un quatrième temps d'alimentation des interrupteurs (S5, S6, S7, S8).
6. Procédé d'utilisation selon la revendication 5, dans lequel la valeur instantanée τ du rapport cyclique est supérieure à une valeur seuil prédéterminée, ce procédé comprenant les étapes suivantes :
• charge de l'inductance au primaire (6) et secondaire (7) selon un premier temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S4, S5, S8) ;
• décharge de l'inductance uniquement au primaire (6) selon un deuxième temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S2, S3, S4);
• charge de l'inductance au primaire (6) et secondaire (7) selon un troisième temps d'alimentation des interrupteurs (S2, S3, S6, S7) ;
• décharge de l'inductance uniquement au primaire (6) selon un quatrième temps d'alimentation des interrupteurs (S1 , S2, S3, S4).
7. Procédé d'utilisation selon l'une des revendications 4 à 6, dans lequel les valeurs prédéterminée et/ou instantanée de τ sont définies par la formule :
Vsortie/Ventrée= ((2*χ*Μ*τ)/(χ+1 -2*τ))
qui peut être ramené à sa plus simple expression Vsortie/Ventrée= ((Μτ)/(1 -τ)) 8. Procédé de mise en œuvre selon l'une des revendications 4 à 7, dans lequel la valeur prédéterminée de τ est égale à 0,5 soit 50%.
9. Aéronef, caractérisé en qu'il comporte pour l'alimentation d'au moins une partie de ses systèmes électroniques et/ou informatiques au moins un dispositif de conversion selon l'une quelconque des revendications 1 à 3.
10. Utilisation du dispositif de conversion selon les revendications 1 à 3 dans un aéronef pour alimenter en électricité le système d'éclairage et/ou les systèmes électroniques de pilotage et/ou au moins un ordinateur de bord et/ou au moins un servomoteur de pilotage et/ou les moteurs d'essuie-glaces et/ou le système de climatisation.
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