WO2017014336A1 - 비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법 - Google Patents

비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법 Download PDF

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temperature
voltage signal
reference current
temperature sensor
circuit
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PCT/KR2015/007582
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French (fr)
Inventor
김현수
이종경
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주식회사 실리콘웍스
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions

Definitions

  • the present invention relates to a temperature sensor circuit and a method of compensating for a temperature sensor circuit in which a nonlinear component is compensated to provide an output signal proportional to absolute temperature (PTAT). More specifically, the present invention relates to a temperature sensor circuit in which a nonlinear component is compensated for, and an error in which the current-voltage characteristics of the transistor differ from the ideal case, and a method of compensating the temperature sensor circuit.
  • PTAT absolute temperature
  • CMOS devices vary with temperature, so designing integrated circuits that maintain consistent functionality over a wide operating temperature range is quite challenging.
  • the characteristics of the automotive integrated circuit is controlled according to the temperature through the temperature sensor (Temperature Sensor), it is possible to manufacture a vehicle integrated circuit that exhibits high performance in a wide operating temperature range.
  • the prior art is an invention derived from the intention of providing a transistor device and its use in integrated semiconductor circuits and temperature compensation methods whose core transistor properties are not affected by operating temperature.
  • a temperature sensor generates a temperature-dependent signal and even controls the geometric parameters of the transistor according to the temperature-dependent signal, resulting in an integrated circuit in which the core properties exposed to the outside of the transistor are not affected by temperature. to provide.
  • the temperature sensor utilized ideally should provide a linearly dependent signal
  • the linearity of the temperature sensor itself is due to the intrinsic temperature-dependent nonlinear component of the temperature sensor itself. Efforts are needed to improve the situation.
  • ⁇ VBE-based temperature sensor shows nonlinear components due to Forward Early Effect, Reverse Early Effect, and High Level Injection.
  • ⁇ VBE-based temperature sensor shows nonlinear components due to Forward Early Effect, Reverse Early Effect, and High Level Injection.
  • prior art techniques that attempt to compensate for the Forward / Reverse Early Effect to compensate for nonlinear components to produce more linear temperature-dependent signals, but these prior arts do not quantitatively estimate nonlinear components due to early effects. Otherwise it is difficult to obtain a precisely compensated signal.
  • the present invention is derived to solve the problems of the prior art as described above, by compensating for errors in the analog domain (Analog Domain), digital-analog for analog applications (Analog Application) requiring high accuracy (Accuracy) It can be used without a converter (DAC), and is intended to provide a temperature sensor with high accuracy in both analog and digital applications by passing through a general analog-to-digital converter (ADC) in a digital application.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the present invention aims to compensate for nonlinear errors in temperature-dependent signals that are outputs of temperature sensors in the analog domain. That is, since the linearly temperature-dependent signal can be obtained by directly removing the nonlinear components in the analog domain, it is aimed at reducing further digital signal processing later, and additional analog or digital circuits.
  • An object of the present invention is to provide a temperature sensor circuit that is linearly proportional to the absolute temperature even under operating conditions such as High Level Injection.
  • the present invention does not include a digital-to-analog converter (DAC) circuit, there are few factors to consider when designing a temperature sensor circuit, and thus an object of the present invention is to greatly increase the degree of freedom in designing a circuit such as an area of a device such as a transistor and a resistor. In addition, for the same reason, since there are few constraints in the design of the temperature sensor circuit, an object thereof is to easily optimize the performance of the circuit.
  • DAC digital-to-analog converter
  • the present invention provides a circuit for generating a linear temperature-dependent signal in which nonlinear components are removed from the analog domain through arithmetic operations between two different bias condition BJT pairs and their temperature-dependent voltage signals, and a compensation method using the circuit. It aims to provide.
  • the temperature sensor circuit is a first temperature sensor module circuit for generating a first temperature voltage signal having a positive correlation with the temperature by the first reference current level
  • a second temperature sensor module circuit for generating a second temperature voltage signal having a positive correlation with the temperature by a second reference current level different from the first reference current level, and the first temperature voltage signal and the second temperature current signal
  • a calculation circuit for generating an output signal that is a voltage signal proportional to the temperature using a temperature voltage signal, wherein the calculation circuit performs an arithmetic operation on the first temperature voltage signal and the second temperature voltage signal to perform the arithmetic operation; Generate the output signal from which components that are nonlinearly affected by the temperature of the first temperature voltage signal and the second temperature voltage signal have been removed.
  • the second reference current level is characterized in that the current level for causing the second temperature sensor module circuit has a high level injection state.
  • the component that is non-linearly affected by the temperature is characterized in that it comprises a component by the high level injection effect or reverse early effect corresponding to each of the first reference current level and the second reference current level.
  • the operation circuit performs arithmetic operations after multiplying the second temperature voltage signal by a second coefficient having a different value from the first coefficient multiplied by the first temperature voltage signal to remove components that are nonlinearly affected by the temperature.
  • the first reference current level may be positively correlated with the temperature by a current source having a temperature-dependent property.
  • the current source having a temperature-dependent property is characterized in that it comprises a temperature-dependent component having a degree or more of the secondary term of the temperature.
  • the compensation method of a temperature sensor circuit generates a first temperature voltage signal having a positive correlation with temperature by a first temperature sensor module circuit to which a first reference current level pair is applied, and Generate a second temperature voltage signal having a positive correlation with the temperature by a second temperature sensor module circuit to which a second reference current level pair different from the first reference current level pair is applied; An arithmetic operation is performed on the second temperature voltage signal to generate an output signal which is a voltage signal that is non-linearly affected by the temperature and is proportional to the temperature.
  • the method may further include generating the first reference current level pair and the second reference current level pair having a positive correlation with the temperature by a current source having a temperature dependent property.
  • the method may further include generating the second reference current level pair by multiplying a reference current level pair by a proportional constant.
  • the generating of the second temperature voltage signal may include: a second temperature voltage having a positive correlation with the temperature by the second reference current level for causing the second temperature sensor module circuit to have a high level injection state; It may be characterized by generating a signal.
  • generating the output signal may include multiplying the first temperature voltage signal by a first coefficient; Multiplying the second temperature voltage signal by a second coefficient having a value different from the first coefficient; And performing an arithmetic operation between the first temperature voltage signal multiplied by the first coefficient and the second temperature voltage signal multiplied by the second coefficient to remove a component that is nonlinearly affected by the temperature. It is done.
  • the temperature sensor circuit includes a first transistor to which a first reference current is applied through an emitter terminal and a second transistor to which a second reference current is applied through an emitter terminal, wherein the first transistor is applied to the temperature sensor circuit.
  • a first temperature sensor module circuit for generating a first temperature voltage signal using a difference between a first base-emitter voltage of a transistor and a second base-emitter voltage of the second transistor;
  • a third transistor to which a third reference current is applied through an emitter terminal and a fourth transistor to which a fourth reference current is applied through an emitter terminal, wherein the third base-emitter voltage and the third transistor of the third transistor are applied.
  • a second temperature sensor module circuit for generating a second temperature voltage signal using the difference in the fourth base-emitter voltage of the four transistors; And an arithmetic circuit for generating an output signal as a voltage signal proportional to temperature using the first temperature voltage signal and the second temperature voltage signal.
  • the ratio of the first reference current and the third reference current is equal to the ratio of the second reference current and the fourth reference current, and the ratio of the first reference current and the second reference current is the third.
  • a ratio of a reference current to a fourth reference current wherein the arithmetic circuit comprises a signal obtained by multiplying the first temperature voltage signal by a first coefficient and a second coefficient by the second temperature voltage signal.
  • a subtractor for subtracting the liver wherein the first coefficient and the second coefficient have different values.
  • the first reference current may be applied by a current source having a property that is dependent on the temperature.
  • the early effect of the temperature sensor circuit can be effectively compensated for a wide temperature range in both analog and digital applications, thereby obtaining a temperature measurement value with high accuracy.
  • nonlinear error of the temperature-dependent signal which is the output of the temperature sensor in the analog domain
  • nonlinear error of the temperature-dependent signal can be compensated. That is, by removing nonlinear components directly in the analog domain to obtain a linear, temperature-dependent signal, subsequent digital signal processing, additional analog or digital circuitry can be reduced.
  • the non-linear temperature-dependent component due to the early effect and the non-linear temperature-dependent component due to the high level injection effect can be removed together in the analog domain.
  • Each element of the analog domain is designed by reflecting an analytical model of non-linear temperature-dependent components, so that the analog domain does not have to be interpreted for the non-linear temperature-dependent components during actual circuit operation. By the circuit operation of the linear temperature-dependent signal can be obtained.
  • the degree of freedom in designing a circuit such as the area of a device such as a transistor and a resistor can be greatly increased.
  • circuit constraints are less constrained, making it easier to optimize circuit performance.
  • the temperature sensor circuit it is possible to integrate the temperature sensor circuit together with the automotive integrated circuit (Automotive IC), thereby improving the performance of the automotive integrated circuit (Automotive IC) according to the temperature change.
  • the present invention it is possible to provide a temperature sensor circuit that is linearly proportional to the absolute temperature even under operating conditions such as high level injection. That is, the temperature sensor circuit of the present invention may correspond to a wide operating bias condition.
  • an arithmetic operation between two different bias condition BJT pairs and their temperature-dependent voltage signals can provide a linear temperature-dependent signal with nonlinear components removed from the analog domain.
  • FIG. 1 is a circuit diagram and a characteristic graph showing a temperature sensor module circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a model diagram illustrating a bipolar transistor to explain an early effect.
  • FIG. 3 is a graph showing a bias region in which a reverse early effect and a high level injection effect occur, and an error according to each effect.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a temperature sensor circuit and an operation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a temperature-current characteristic curve of a bias current source of a temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is an operation flowchart illustrating a compensation method of a temperature sensor circuit according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating operations of S930 illustrated in FIG. 9 in more detail.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a method of compensating a temperature sensor circuit using a current source having a temperature dependent size according to an embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor circuit is a first temperature sensor module circuit for generating a first temperature voltage signal having a positive correlation with temperature by a first reference current level, different from the first reference current level.
  • a second temperature sensor module circuit for generating a second temperature voltage signal having a positive correlation with said temperature by a second reference current level and said first temperature voltage signal and said second temperature voltage signal
  • an arithmetic circuit for generating an output signal that is a proportional voltage signal, the arithmetic circuit performing arithmetic operations on the first temperature voltage signal and the second temperature voltage signal to perform the first temperature voltage signal and the second temperature signal.
  • the output signal is produced by removing components that are nonlinearly affected by the temperature of the temperature voltage signal.
  • the second reference current level is characterized in that the current level to the second temperature sensor module circuit has a high level injection state.
  • the component that is non-linearly affected by the temperature is characterized in that it comprises a component by the high level injection effect or reverse early effect corresponding to each of the first reference current level and the second reference current level.
  • the compensation method of a temperature sensor circuit generates a first temperature voltage signal having a positive correlation with temperature by a first temperature sensor module circuit to which a first reference current level pair is applied, and Generate a second temperature voltage signal having a positive correlation with the temperature by a second temperature sensor module circuit to which a second reference current level pair different from the first reference current level pair is applied; An arithmetic operation is performed on the second temperature voltage signal to generate an output signal which is a voltage signal that is non-linearly affected by the temperature and is proportional to the temperature.
  • the temperature sensor circuit includes a first transistor to which a first reference current is applied through an emitter terminal and a second transistor to which a second reference current is applied through an emitter terminal and an emitter terminal.
  • a first temperature sensor module circuit configured to generate a first temperature voltage signal using a difference between a first base-emitter voltage of the first transistor and a second base-emitter voltage of the second transistor;
  • a second temperature sensor module circuit for generating a second temperature voltage signal using the difference in the fourth base-emitter voltage of the four transistors;
  • an arithmetic circuit for generating an output signal as a voltage signal proportional to temperature using the first temperature precancer signal and the second temperature voltage signal.
  • the first reference current is characterized by being applied by a current source having a property that is dependent on the temperature.
  • FIG. 1 is a circuit diagram and a characteristic graph showing a temperature sensor module circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor module circuit using the PNP-type bipolar transistor (BJT) shown in FIG. 1A uses two current sources 110 and 120 and two transistors Q1 and Q2. Each current source 110, 120 is connected to an emitter terminal of each transistor Q1, Q2, and the base terminal and collector terminal of each transistor Q1, Q2 are connected to each other to ground GND. Connected with
  • each of the current sources 110: I and 120: I x N has different current levels, and the current source 120, which is the bias current of transistor Q2, is N times the current source 110, which is the bias current of transistor Q1. It may have a size of.
  • the ratio N of the magnitude between the current levels of the two current sources 110, 120 functions as a proportional constant of the temperature-current characteristic of the temperature sensor module circuit.
  • the temperature sensor module circuit simplifies the implementation of a multi-node because a bipolar transistor pair (BJT pair) constitutes a sensor.
  • the base-emitter voltage (VBE) of a bipolar transistor decreases gradually as the temperature increases.
  • each of the base-emitter voltage VBE1 of the transistor Q1 and the base-emitter voltage VBE2 of the transistor Q2 of the temperature sensor module circuit maintains linearity with respect to temperature, but with respect to the bias current level. Therefore, the rate of change of the temperature of VBE1 and VBE2 shows a difference.
  • the difference between the base-emitter voltage (VBE) of each of the transistors Q1 and Q2 biased by the different bias currents by the current sources 110 and 120 is called the delta base-emitter voltage (Delta VBE: ⁇ VBE). It is possible to obtain a voltage signal that is linearly dependent on temperature, which is shown in Fig. 1 (c). This can be derived under the ideal premise that the VBE of each transistor Q1, Q2 maintains linearity proportional to temperature.
  • the temperature-dependent voltage signal is the most basic signal that can be used as a temperature sensor, and the temperature-dependent voltage signal ⁇ VBE can be expressed by Equation 1 below.
  • N is the ratio N between the bias currents of the transistors Q1 and Q2.
  • the temperature-dependent voltage signal ⁇ VBE is a signal that increases linearly with respect to temperature by being the product of the log function of V T and the current ratio N.
  • Equation 1 is a relation established when the transistors Q1 and Q2 operate under ideal conditions, and in reality, there are various nonlinear characteristics, so that the temperature-dependent voltage signal ⁇ VBE does not deviate from Equation 1. Have.
  • 2 (a) and 2 (b) are model diagrams illustrating bipolar transistors for explaining the early effects.
  • I S means saturation current and can be expressed as Equation 3.
  • q is the unit charge of the electron
  • n i is the intrinsic carrier concentration
  • D B is the effective minority-carrier diffusion constant in the base
  • a E is the base- The area of the emitter junction, Q B , refers to the charge in the neutral base.
  • the space charge layer (SCL) 220 of the base-emitter junction is affected by the base-emitter voltage VBE.
  • the base side boundary XE of the space charge layer 220 is represented by XE (VBE) since it is a function of VBE.
  • the space charge layer 240 of the base-collector junction is affected by the base-emitter voltage VBC.
  • the base side boundary XC of the space charge layer 240 is represented by XC (VBC) since it is a function of VBC.
  • the space charge layers 220 and 240 are formed so that the width of the base region 230 is narrowed, and the width of the space charge layers 220 and 240 is represented as a function of VBE and VBC as described above. Q B is affected by VBE and VBC.
  • VBE operates with forward bias and VBC is reverse biased
  • the effect of base-width modulation by VBE is called the forward early effect
  • VBC The effect is called the reverse early effect
  • the Gummel-Poon model is a well-known technique mathematically modeling such a reverse early effect.
  • the GP model is also referred to as the Integral Charge Control BJT Model, which is called "An Integral Charge Control Model of Bipolar Transistors.” H. K. Gummel and H. C. Poon, Bell System Technical Journal, pp. 827-851, 1970.
  • the collector current I C can be expressed as Equation 4 below.
  • I SS means I S at zero bias
  • q b is a value obtained by normalizing base charge Q B to base charge Q BO when zero bias, that is, normalized base charge amount.
  • the normalized base charge q b may be expressed as Equation 5 below in the GP model assuming a conventional bias condition, and may be approximated.
  • Equation 5 represents an approximation such as Equation 5.
  • V A is a forward early voltage and V B is a reverse early voltage.
  • V B is a reverse early voltage.
  • the forward early voltage V A may be assumed to be sufficiently larger than the reverse early voltage V B , the VBC / V A term may be negligible in Equation 5 above.
  • the VBE difference between transistors Q1 and Q2 is modeled.
  • the normalized base charge for modeling the collector current of transistor Q1 may be referred to as q b1
  • the normalized base charge for modeling the collector current of transistor Q2 may be referred to as q b2 .
  • the forward early voltage V A is sufficiently large and the forward early effect is negligible
  • the reverse early voltage V B1 is sufficiently larger than the base-emitter voltage VBE1 of the transistor Q1 and is larger than the base-emitter voltage VBE2 of the transistor Q2. Assume the reverse early voltage V B2 is large enough.
  • Equation 6 the VBE difference ⁇ V BE between transistors Q1 and Q2 can be expressed and approximated as Equation 6 below.
  • Equation 6 ⁇ VBE, Real, which is an actual temperature-dependent voltage signal of the temperature sensor circuit of FIG. 1 (a), has an ideal temperature dependent linear component and a temperature dependent nonlinear component due to the reverse early effect. It can be expressed as Equation 7.
  • FIG. 3 is a graph showing a bias region in which a reverse early effect and a high level injection effect occur, and an error according to each effect.
  • the high level injection error changes little by little depending on the emitter current level.
  • the high level injection error may be assumed as a function of the emitter current level.
  • Equation 8 the voltage signal ⁇ VBE depending on the temperature output from the temperature sensor of FIG. 1A may be expressed by Equation 8 below.
  • H.E. [IE] is a term that means that the high level injection error is a function of the emitter current IE.
  • the temperature-dependent voltage signal ⁇ VBE output from the temperature sensor of FIG. 1 (a) is an ideal temperature-dependent linear component and a temperature-dependent nonlinear component, but has an early effect error independent of the emitter current. It can be seen that it has a high level injection effect error term that is affected by the emitter current.
  • FIG. 4 is a block diagram of a temperature sensor circuit according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor circuit includes a first temperature sensor module circuit 410, a second temperature sensor module circuit 420, and a calculation circuit 430.
  • the first temperature sensor module circuit 410 generates a first temperature voltage signal ⁇ VBEa which has a positive correlation with temperature
  • the second temperature sensor module circuit 420 has a second temperature voltage having a positive correlation with temperature. Generate the signal ⁇ VBEb.
  • the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb have different temperature-dependent nonlinear components.
  • the calculation circuit 430 generates an output signal using the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb.
  • the output signal is a voltage signal proportional to temperature (PTAT).
  • the computing circuit 430 cancels the different temperature-dependent nonlinear components of the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb to generate a PTAT voltage signal from which the nonlinear components are removed as an output signal.
  • the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb may include a linear component proportional to the absolute temperature and a nonlinear component nonlinearly affected by the absolute temperature.
  • the nonlinear component is not intended from the beginning, but by adjusting the bias conditions of the first temperature sensor module circuit 410 and the second temperature sensor module circuit 420, the characteristics and size of the nonlinear component can be adjusted within the intended range.
  • the temperature sensor circuit adjusts the characteristics and sizes of the nonlinear components within the intended range by adjusting the bias conditions of the first temperature sensor module circuit 410 and the second temperature sensor module circuit 420.
  • the adjusted nonlinear component included in each of the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb may be removed through an arithmetic operation of the calculation circuit 430.
  • the ratio of the bias current of the BJT pair constituting the first temperature sensor module circuit 410 and the ratio of the bias current of the BJT pair constituting the second temperature sensor module circuit 420 may be designed to have a value of N. have.
  • the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb have the same characteristics as in Equation (8).
  • High Level Injection Error H.E. is a function of emitter current and therefore depends on the bias current level.
  • the bias condition may be set such that the first temperature sensor module circuit 410 has the characteristics of FIG. 3 (b), and the second temperature sensor module circuit 420 has the characteristics of FIG. 3 (c). have.
  • the error due to the reverse Early effect has a value that is proportional to the temperature regardless of the bias condition, it will appear the same in the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb.
  • the subtraction operation between the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb may be performed to obtain an error due to the high level injection effect.
  • a multiplier of the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb is multiplied by different coefficients, and then an arithmetic operation on the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and a linearly proportional voltage signal with all nonlinear components removed is performed.
  • the output signal of 430 can be obtained.
  • the arithmetic operation of the calculation circuit 430 may cancel the error component and generate a signal that is linearly proportional to the temperature without obtaining the [IE].
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor circuit includes a first temperature sensor module circuit 510, a second temperature sensor module circuit 520, and an operation circuit 530.
  • each of the first temperature sensor module circuit 510 and the second temperature sensor module circuit 520 is configured in the same topology as the two bipolar transistor pairs shown in FIG.
  • the first temperature sensor module circuit 510 includes two transistors Q1 and Q2 and two current sources 511 and 512.
  • the second temperature sensor module circuit 520 includes two transistors Q3 and Q4. Two current sources 521, 522.
  • the first current source 511 of the first temperature sensor module circuit 510 is connected to the emitter of the first transistor Q1, and from the first current source 511 a first bias current IEa is applied to the first transistor Q1. Applied as an emitter.
  • the second current source 512 is connected to the emitter of the second transistor Q2, and a second bias current N x IEa is applied from the second current source 512 to the emitter of the second transistor Q2.
  • the first temperature sensor module circuit 510 uses the first temperature voltage based on a difference between the first base-emitter voltage VBE1 of the first transistor Q1 and the second base-emitter voltage VBE2 of the second transistor Q2. Generate the signal ⁇ VBEa.
  • the third current source 521 of the second temperature sensor module circuit 520 is connected to the emitter of the third transistor Q3, and the third bias current IEb from the third current source 521 is connected to the emitter of the third transistor Q3. Applied as an emitter.
  • the fourth current source 522 is connected to the emitter of the fourth transistor Q4, and the fourth bias current N x IEb is applied to the emitter of the fourth transistor Q4 from the fourth current source 522.
  • N which is a variable of the linear component of the ideal temperature-voltage characteristic represented by Equation 1
  • N is set equally in the first temperature sensor module circuit 510 and the second temperature sensor module circuit 520. That is, the ratio between the two bias currents in the first temperature sensor module circuit 510 and the second temperature sensor module circuit 520 is designed to be equal to N, which is the same value.
  • the bias current level pairs IEa, N x IEa of the two current sources 511, 512 of the first temperature sensor module circuit 510 can be described using the ratio N between the two bias currents once the first bias current IEa is known.
  • the first bias current IEa may be referred to as a first reference current
  • the bias current level pairs IEa and N ⁇ IEa of the first temperature sensor module circuit 510 may be referred to as a first reference current level pair.
  • the bias current level pairs IEb, N x IEb of the two current sources 521, 522 of the second temperature sensor module circuit 520 can be described using the ratio N between the two bias currents once the third bias current IEb is known. Therefore, the third bias current IEb may be referred to as a second reference current, and the bias current level pairs IEb and N ⁇ IEb of the second temperature sensor module circuit 520 may be referred to as a second reference current level pair.
  • the second temperature sensor module circuit 520 uses the difference between the third base-emitter voltage VBE3 of the third transistor Q3 and the fourth base-emitter voltage VBE4 of the fourth transistor Q4. Generate the signal ⁇ VBEb.
  • the calculating circuit 530 is proportional to the temperature using the first temperature voltage signal ⁇ VBEa generated by the first temperature sensor module circuit 510 and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb generated by the second temperature sensor module circuit 520. Generate the output signal VCOMP, which is a voltage signal (PTAT, Proportional to Absolute Temperature).
  • the arithmetic circuit 530 may include a subtractor that performs subtraction between a signal obtained by multiplying the first temperature voltage signal ⁇ VBEa by a first coefficient and a signal obtained by multiplying the second temperature voltage signal ⁇ VBEb by a second coefficient.
  • the first coefficient and the second coefficient have different values.
  • FIG. 5 shows the 1st coefficient as 2 and the 2nd coefficient as 1 for convenience of description, it is not necessarily limited to the Example of FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an operation of a temperature voltage signal in the temperature sensor circuit of FIG. 5.
  • the first temperature voltage signal ⁇ VBEa has a nonlinear error component of the form shown in FIG. 3 (b), and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb has a nonlinear error component of the form shown in FIG. 3 (c).
  • the case is shown.
  • the second reference current IEb of the second temperature sensor module circuit 520 is set to be M times larger than the first reference current IEa of the first temperature sensor module circuit 510 so that the second temperature sensor module circuit 520 has a high level. Assume a case where the injection effect is designed to stand out.
  • the non-linear component (reverse early effect error + HE [IE]) derived from Equation 8 with respect to the first temperature voltage signal ⁇ VBEa is ETOTAL, it is derived with respect to the second temperature voltage signal ⁇ VBEb.
  • the bias current levels of the first temperature sensor module circuit 410 and the second temperature sensor module circuit 420 may be adjusted so that the nonlinear component becomes 2 x ETOTAL.
  • the calculation circuit 430 subtracts ⁇ VBEb at twice the ⁇ VBEa, so that all of the non-linearity errors are canceled and only linear components may be obtained.
  • Such a process may be represented by Equations 9 and 10.
  • a relation of the first temperature voltage signal ⁇ VBEa may be obtained by inputting the first reference current level IEa of the first temperature sensor module circuit 510 in Equation 8, and in Equation 8 of the second temperature sensor module circuit 520
  • a relational expression of the second temperature voltage signal ⁇ VBEb may be obtained by inputting the second reference current level IEb.
  • the second reference current level IEb is larger than the first reference current level IEa, the high level injection effect caused by the first reference current level IEa H.E. High level injection effect by the second reference current level IEb than [IEa] H.E. [IEb] is large.
  • the second reference current level IEb may be adjusted such that the nonlinear component included in the second temperature voltage signal ⁇ VBEb is 2 ⁇ ETOTAL.
  • the calculation circuit 530 subtracts the second temperature voltage signal ⁇ VBEb from the signal twice the first temperature voltage signal ⁇ VBEa, the nonlinear component ETOTAL is canceled to generate the output signal VCOMP having only the linear component.
  • the output signal VCOMP is generated by subtracting the second temperature voltage signal ⁇ VBEb from the double signal of the first temperature voltage signal ⁇ VBEa is illustrated, but the spirit of the present invention is not limited to the embodiment.
  • the nonlinear components of Equation 9 the nonlinear components due to the reverse early effect and the nonlinear components due to the high level injection effect H.E. [IEa] and H.E.
  • the configuration of the arithmetic operation of the calculation circuit 530 may be determined according to the size of the [IEb].
  • a GP model and a VBIC model which are known analytical models, are introduced to explain an error due to a high level injection effect.
  • the GP model was introduced in the 1970s to describe nonlinear components with temperature using the normalized base charge q b .
  • the VBIC model is a model introduced by "VBIC95: An improved vertical, IC bipolar transistor model", Colin McAndrew, BCTM, 1995, which can model q b more accurately.
  • FIG. 7A is a graph showing collector current according to collector-emitter voltage under various base-emitter voltage conditions.
  • the I-V characteristic curve predicted by the GP model is shown in dashed-dotted form, and the measurement data is indicated by x markers.
  • FIG. 7B is a graph showing the collector current according to the collector-emitter voltage under various base-emitter voltage conditions, together with the I-V characteristic curve predicted by the VBIC model.
  • the I-V characteristic curves predicted by the VBIC model are indicated by solid lines and the measurement data are indicated by x markers.
  • the normalized base charge amount q b can be described using q 1 and q 2 .
  • the effect by the early effect is represented by q 1 and the effect by the high level injection effect can be described by q 2 .
  • Equation 5 may be calculated without using q 1 and q 2 approximated by partially using the GP model and the VBIC model.
  • Equation 5 may be rewritten as Equation 11.
  • Equation 12 the model coefficient q 1 due to the reverse early effect is calculated as in Equation 12.
  • V B is the reverse Early voltage.
  • the model coefficient q 2 due to the high level injection effect is approximated as in Equation 13.
  • nkf is the forward current gain of the bipolar transistor, i.e., the collector current I C divided by the emitter current IE and is close to one.
  • I KF is the threshold current in the high level injection region.
  • the exponent nkf in Equation 11 is a process dependent rational number. In the GP model, nkf is calculated to be 0.5, but in the VBIC model, it is calculated to be 0.407.
  • Equation 11 Using Equation 11 partially applied to the GP model and the VBIC model, the error due to the high level injection effect can be derived as a function of the emitter current IE. In this case, it is assumed that 4IE q b ⁇ I KF to approximate Equation (11). From this assumption, Equation 11 can be developed using the Taylor series. After developing Equation 11 using the Taylor series, it can be approximated as Equation 14.
  • Equation 14 may be expressed as a function of the emitter current IE as shown in Equation 15.
  • Equation 15 instead of Equation 5 into Equation 6, which represents the difference ⁇ VBE between the transistors Q1 and Q2, is applied to the linear component, the non-linear component due to the reverse early effect, and the high level injection effect.
  • Equation 16 By dividing the non-linear components by the equation can be expressed as shown in equation (16).
  • the normalized base charge of transistor Q1 is q b1 , and the modeling coefficient reflecting the reverse early effect is q 1,1 .
  • the normalized base charge of transistor Q2 is q b2 , and the modeling coefficients reflecting the reverse early effect are q 1,2 .
  • the emitter current of transistor Q1 is assumed to be I E
  • the emitter current of transistor Q2 is assumed to be N * IE.
  • Equation 16 Equation 17
  • Equation 17 Comparing Equation 17 and Equation 8, the error HE [IE] due to the high level injection effect may be described as in the last term of Equation 17.
  • the last term in Equation 17 is expressed as a function of temperature and emitter current I E.
  • the second reference current IEb is M times the first reference current IEa, and the nonlinear component (nonlinear component due to reverse early effect and nonlinear component due to high level injection effect) of Equation 10 is used. If the condition that the sum of the components) becomes 0 and cancels is obtained, it can be expressed by the equation shown in Equation 18.
  • Equation 19 IEa satisfying Equation 18 is obtained, IEa, which is a function of the temperature T, may be expressed as Equation 19.
  • V B , nkf, I KF and are parameters dependent on the semiconductor process
  • N is the current ratio of the BJT pair
  • M is the ratio of IEa and IEb, as described above.
  • a current source 511 having a magnitude characteristic expressed as a function of the temperature T is designed, and N times and M times of the current source 511.
  • the current sources 512, 521, and 522 having the size of N * M times a temperature sensor circuit capable of compensating both the non-linear components due to the reverse early effect and the high level injection effect can be realized.
  • FIG. 8 is a temperature-current characteristic curve of a bias current source of a temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention.
  • Equation 19 a solution of the first reference current IEa (IEa Solution) and an approximation value (IEa Approximation) of IEa are shown in Equation 19. Since it is difficult to construct the exact solution of Equation 19 as a circuit, IEa approximated within the second temperature coefficient of Equation 19 may be expressed as Equation 20.
  • FIG. 9 is an operation flowchart illustrating a compensation method of a temperature sensor circuit according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • a method of compensating a temperature sensor circuit includes a first temperature sensor module circuit including a first transistor pair to which a first reference current level pair (I, N ⁇ I) is applied. Generating a first temperature voltage signal ⁇ VBEa having a correlation (S910), and including a second transistor pair to which a second reference current level pair different from the first reference current level pair is applied. In operation S920, a second temperature voltage signal ⁇ VBEb having a positive correlation with temperature is generated.
  • the second reference current level pair may be (M x I, M x N x I).
  • the adjustment factor M of the second reference current level pair may be derived from a bias condition that causes the second temperature sensor module circuit to have a high level injection state.
  • the first reference current level pair and the second reference current level pair may be configured by proportionally replicating a current source having the same temperature-current characteristics. That is, the first reference current level pair (I, N x I) may be configured by using a current source having a value of I [T] and a current source replicated N times of I [T], and M of I [T].
  • the second reference current level pair (M x I, M x N x I) may be configured using the current source duplicated by double and the current source duplicated by M ⁇ N times I [T].
  • Each temperature voltage signal [Delta] VBEa and [Delta] VBEb depending on the temperature includes nonlinear components due to the high level injection effect and the reverse early effect corresponding to the bias conditions of the first reference current level IEa and the second reference current level IEb, respectively.
  • the compensation method of the temperature sensor circuit performs an arithmetic operation on the first temperature voltage signal ⁇ VBEa and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb to remove components that are non-linearly affected by the temperature and are proportional to the temperature.
  • An output signal that is a voltage signal is generated (S930).
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating operations of S930 illustrated in FIG. 9 in more detail.
  • the compensation method of the temperature sensor circuit multiplies the first temperature voltage signal ⁇ VBEa by the first coefficient (S931), and applies the second coefficient having a value different from the first coefficient to the second temperature voltage signal ⁇ VBEb. Multiply (S932). An arithmetic operation is performed between the first temperature voltage signal ⁇ VBEa multiplied by the first coefficient and the second temperature voltage signal ⁇ VBEb multiplied by the second coefficient to remove a nonlinearly affected component (S933).
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a method of compensating a temperature sensor circuit using a current source having a temperature dependent size according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation method of the temperature sensor circuit according to an embodiment of the present invention, generating a current source having a temperature-dependent property (S940), the first reference current level pair and the second has a positive correlation with the temperature from the current source A reference current level pair is generated (S950 and S960).
  • the first temperature sensor module circuit (first transistor pair) to which the first reference current level pair (I, N x I) is applied, the temperature and the positive
  • a second temperature sensor module generating a first temperature voltage signal ⁇ VBEa having a correlation (S910) and receiving a second reference current level pair (M x I, M x N x I) different from the first reference current level pair
  • a second temperature voltage signal ⁇ VBEb having a positive correlation with temperature is generated by the circuit (second transistor pair) (S920).
  • step S930 illustrated in FIG. 11 is substantially the same as step S930 illustrated in FIGS. 9 and 10, a description of overlapping portions will be omitted.
  • the present invention relates to a temperature sensor circuit and a method of compensating for a temperature sensor circuit in which a nonlinear component is compensated to provide an output signal proportional to absolute temperature (PTAT). More particularly, the present invention relates to a temperature sensor circuit in which a nonlinear component is compensated for, and an error in which a current-voltage characteristic of a transistor is different from an ideal case, and a method of compensating the temperature sensor circuit.
  • PTAT absolute temperature
  • the present invention provides a temperature sensor circuit and a method of compensating the temperature sensor circuit for canceling the error caused by the reverse early effect and the error caused by the high level injection effect by a simple calculation.
  • the Early Effecr of the temperature sensor circuit can be effectively compensated for a wide temperature range in both analog and digital applications, thereby obtaining a temperature measurement value with high accuracy.
  • the temperature sensor circuit it is possible to integrate the temperature sensor circuit together with the automotive integrated circuit (Automotive IC), thereby improving the performance of the automotive integrated circuit (Automotive IC) according to the temperature change.

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Abstract

본 발명은 비선형 성분이 보상되어 절대온도에 비례하는(PTAT, Proportional to Absolute Temperature) 출력 신호를 제공하는 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다. 보다 상세하게는 트랜지스터의 전류-전압 특성(I-V Characteristics)이 이상적인(ideal) 경우와 다르게 나타나는 오차인 비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 그 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다. 본 발명은 reverse Early 효과에 의한 오차와 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 오차를 간단한 연산으로 상쇄할 수 있는 온도 센서 회로 및 그 온도 센서 회로의 보상 방법을 제공한다.

Description

비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법
본 발명은 비선형 성분이 보상되어 절대온도에 비례하는(PTAT, Proportional to Absolute Temperature) 출력 신호를 제공하는 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다. 보다 상세하게는 트랜지스터의 전류-전압 특성(I-V Characteristics)이 이상적인(ideal) 경우와 다르게 나타나는 오차인 비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 그 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다.
최근 자동차의 많은 부분이 기계적 설비에서 전자 설비로 대체되고 있다. 이러한 과정에서 자동차 어플리케이션(Automotive Application)을 위한 자동차용 집적회로(Automotive IC)의 중요성이 점점 증가하고 있다.
자동차용 집적회로의 설계에 있어서 어려운 점은, 요구되는 동작 온도 범위(Operating Temperature Range)가 통상의 집적회로에 비하여 넓다는 점이다. 일반적으로 CMOS 장치(CMOS Device)의 특성은 온도에 따라 변하므로, 넓은 동작 온도 범위에서 일관된 기능을 유지하는 집적회로를 설계하는 것은 상당히 어려운 일이다.
이 때, 자동차용 집적회로의 특성을 온도 센서(Temperature Sensor)를 통하여 온도에 따라 제어하게 되면, 넓은 동작 온도 범위에서 높은 성능을 내는 자동차용 집적회로를 제조할 수 있다.
이처럼 온도 의존적인 신호(Temperature-dependent signal)를 이용하여 반도체 회로의 특성, 기하학적 파라미터를 제어하는 발명의 일 예로 한국등록특허 제10-0871111호 "온도 보상 트랜지스터 장치 및 온도 보상 방법"을 들 수 있다.
선행문헌은 핵심적인 트랜지스터 속성들이 동작 온도에 영향을 받지 않는 트랜지스터 장치와 트랜지스터 장치의 집적 반도체 회로에서의 용도 및 온도 보상 방법을 제공하려는 의도에서 도출된 발명이다.
선행문헌에 따르면 온도 센서는 온도-의존적인 신호를 생성하고, 온도-의존적인 신호에 따라 트랜지스터의 기하학적 파라미터까지도 제어하여 결과적으로 트랜지스터의 외부로 노출되는 핵심 속성이 온도에 영향을 받지 않는 집적회로를 제공한다.
그러나 이에 활용되는 온도 센서는 이상적으로는 온도에 선형적으로 종속적인 신호를 제공하는 것이 바람직하겠으나, 온도 센서 자체가 가지고 있는 내재적인(intrinsic) 온도-의존적인 비선형 성분으로 인하여, 온도 센서 자체의 선형성을 개선하고자 하는 노력이 필요하다.
일반적으로 널리 이용되는 온도 센서는 바이폴라 정션 트랜지스터(BJT, Bipolar Junction Transistor)의 페어(pair)의 베이스-이미터 전압 차이(base-emitter voltage difference, ΔVBE)에 기반하여 온도-의존적인 신호를 생성한다. 그런데 이러한 ΔVBE 기반의 온도 센서에서는 Forward Early Effect, Reverse Early Effect, High Level Injection 등에 의한 비선형 성분이 나타난다. 비선형 성분을 보상하여 보다 선형적인 온도-의존적인 신호를 생성하기 위하여 Forward/Reverse Early Effect에 대한 보상을 시도하는 선행기술들이 존재하지만, 이러한 선행기술들은 대부분 Early Effect에 의한 비선형 성분을 정량적으로 추정하지 않으면 정확하게 보상된 신호를 얻기 어렵다. 그런데 트랜지스터에 내재적인 비선형 성분으로 인하여 Early Effect에 의한 비선형 성분을 정량적으로 추정하기란 대단히 어려운 일이다.
한편, ΔVBE 기반의 온도 센서의 후단에 차동 출력단(differential output stage)이나 전류 미러(current mirror)를 연결하는 회로가 연구되고 있으며, 일 예로 미국등록특허 US6,784,746호 "Circuit and method for correcting thermal deviations of one or more output signals from an amplifier with early effect compensation"을 들 수 있다.
그러나 위의 선행문헌에 의하더라도 High Level Injection을 일으키는 넓은 동작 바이어스 조건에서 일관적으로 선형적인 온도-의존적 신호를 생성하기는 어려움이 있다.
본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하고자 도출된 것으로서, 아날로그 도메인(Analog Domain)에서 오차(error)를 보상하여, 높은 정확도(Accuracy)가 요구되는 아날로그 어플리케이션(Analog Application)에 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 없이 활용이 가능하고, 디지털 어플리케이션(Digital Application)에는 일반적인 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 통과시켜 활용하여 아날로그 어플리케이션과 디지털 어플리케이션 모두 높은 정확도를 가지는 온도 센서를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 아날로그 도메인에서 온도 센서의 출력인 온도-의존적인 신호의 비선형적 오차를 보상하기 위한 것을 목적으로 한다. 즉, 아날로그 도메인에서 직접적으로 비선형 성분을 제거하여 선형적으로 온도-의존적인 신호를 얻을 수 있으므로, 이후의 추가적인 디지털 신호 처리, 부가적인 아날로그 또는 디지털 회로를 줄이는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 Reverse Early Effect로 인한 비선형 성분을 정량적으로 추정할 필요 없이, 신호 간의 산술 연산을 통하여 비선형 성분을 상쇄(cancel)할 수 있는 온도 센서 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 High Level Injection과 같은 동작 조건에서도 일관성 있게 절대온도에 선형적으로 비례하는 온도 센서 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 디지털-아날로그 컨버터(DAC)회로를 포함하지 않아, 온도 센서 회로의 설계 시 고려할 요소가 적으므로 트랜지스터, 저항기 등 소자의 면적 등 회로 설계 시 자유도를 크게 높이는 것을 목적으로 한다. 또한, 마찬가지 이유로 온도 센서 회로의 설계 시 제약 조건이 적으므로 회로의 성능을 용이하게 최적화하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 2개의 서로 다른 바이어스 조건의 BJT pair와 그 온도-의존적인 전압 신호 간의 산술적 연산을 통하여 비선형 성분이 아날로그 도메인에서 제거된 선형 온도-의존적 신호를 생성하는 회로 및 그 회로를 이용한 보상 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 제1 기준 전류 레벨에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호를 생성하는 제1 온도 센서 모듈 회로, 상기 제1 기준 전류 레벨과 다른 제2 기준 전류 레벨에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하는 제2 온도 센서 모듈 회로 및 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호를 이용하여 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 연산 회로를 포함하고, 상기 연산 회로는 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호의 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거된 상기 출력 신호를 생성한다.
이 때, 상기 제2 기준 전류 레벨은 상기 제2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 전류 레벨인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분은 상기 제1 기준 전류 레벨 및 상기 제2 기준 전류 레벨 각각에 대응하는 하이 레벨 인젝션 효과 또는 리버스 얼리 효과에 의한 성분을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 연산 회로는 상기 제1 온도 전압 신호에 곱해지는 제1 계수와 다른 값을 가지는 제2 계수를 상기 제2 온도 전압 신호에 곱한 후 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분을 제거하고, 상기 제1 기준 전류 레벨은 상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 것을 특징으로 한다.
이 때, 상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원이 온도의 2차항 이상의 차수를 가지는 온도 의존적 성분을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은 제1 기준 전류 레벨 페어가 인가된 제1 온도 센서 모듈 회로에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호를 생성하고, 상기 제1 기준 전류 레벨 페어와 다른 제2 기준 전류 레벨 페어가 인가되는 제2 온도 센서 모듈 회로에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하며, 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거되고 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.
또한, 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 상기 제1 기준 전류 레벨 페어 및 상기 제2 기준 전류 레벨 페어를 생성하는 단계를 더 포함할 수도 있으며, 상기 제1 기준 전류 레벨 페어에 비례 상수를 곱하여 상기 제2 기준 전류 레벨 페어를 생성하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
이 때, 제2 온도 전압 신호를 생성하는 단계는 상기 제2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 상기 제2 기준 전류 레벨에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하는 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 출력 신호를 생성하는 단계는 상기 제1 온도 전압 신호에 제1 계수를 곱하는 단계; 상기 제1 계수와 다른 값을 가지는 제2 계수를 상기 제2 온도 전압 신호에 곱하는 단계; 및 상기 제1 계수가 곱해진 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 계수가 곱해진 제2 온도 전압 신호 간의 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 이미터 단자를 통하여 제1 기준 전류가 인가되는 제1 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제2 기준 전류가 인가되는 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 트랜지스터의 제1 베이스-이미터 전압과 상기 제2 트랜지스터의 제2 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제1 온도 전압 신호를 생성하는 제1 온도 센서 모듈 회로; 이미터 단자를 통하여 제3 기준 전류가 인가되는 제3 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제4 기준 전류가 인가되는 제4 트랜지스터를 포함하고, 상기 제3 트랜지스터의 제3 베이스-이미터 전압과 상기 제4 트랜지스터의 제4 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제2 온도 전압 신호를 생성하는 제2 온도 센서 모듈 회로; 및 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호를 이용하여 온도에 비례하는 전압 신호로서 출력 신호를 생성하는 연산 회로를 포함한다.
이 때, 상기 제1 기준 전류와 상기 제3 기준 전류의 비율은 상기 제2 기준 전류와 상기 제4 기준 전류의 비율과 같고, 상기 제1 기준 전류와 상기 제2 기준 전류의 비율은 상기 제3 기준 전류와 상기 제4 기준 전류의 비율과 같은 것을 특징으로 하며, 상기 연산 회로는 상기 제1 온도 전압 신호에 제1 계수가 곱해진 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 제2 계수가 곱해진 신호 간의 뺄셈을 실행하는 감산기를 포함하고, 상기 제1 계수와 상기 제2 계수는 서로 다른 값을 가지는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 기준 전류는 상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 인가되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면 아날로그 어플리케이션과 디지털 어플리케이션 양 쪽에서 모두 넓은 온도 범위에 대해서 온도 센서 회로의 Early Effect를 효과적으로 보상할 수 있어, 높은 정확도를 가지는 온도 측정 값을 얻을 수 있다.
본 발명에 따르면 아날로그 도메인에서 온도 센서의 출력인 온도-의존적인 신호의 비선형적 오차를 보상할 수 있다. 즉, 아날로그 도메인에서 직접적으로 비선형 성분을 제거하여 선형적으로 온도-의존적인 신호를 얻을 수 있으므로, 이후의 추가적인 디지털 신호 처리, 부가적인 아날로그 또는 디지털 회로를 줄일 수 있다. 또한 본 발명에 따르면 Early effect에 의한 비선형적인 온도-의존적인 성분과, High level injection 효과에 의한 비선형적인 온도-의존적인 성분을 아날로그 도메인에서 함께 제거할 수 있다. 비선형적인 온도-의존적인 성분에 대한 해석적 모델이 반영되어 아날로그 도메인의 각 요소(element)가 설계되므로, 실제 회로의 동작 시에는 비선형적인 온도-의존적인 성분에 대한 해석이 이루어질 필요가 없이 아날로그 도메인의 회로 동작에 의하여 선형적으로 온도-의존적인 신호를 얻을 수 있다.
본 발명에 따르면 온도 센서 회로의 설계 시 고려해야 할 요소가 적으므로 트랜지스터, 저항기 등 소자의 면적 등 회로 설계 시 자유도를 크게 높일 수 있다. 마찬가지 이유로 회로 설계 시 제약 조건이 적으므로 회로의 성능을 용이하게 최적화할 수 있다.
본 발명에 따르면 온도 센서 회로를 자동차 집적회로(Automotive IC)와 함께 집적이 가능하여 온도 변화에 따라 자동차 집적회로(Automotive IC)의 퍼포먼스(Performance)를 향상시킬 수 있다.
본 발명에 따르면 High Level Injection과 같은 동작 조건에서도 일관성 있게 절대온도에 선형적으로 비례하는 온도 센서 회로를 제공할 수 있다. 즉, 본 발명의 온도 센서 회로는 넓은 동작 바이어스 조건에 대응할 수 있다.
본 발명에 따르면 2개의 서로 다른 바이어스 조건의 BJT pair와 그 온도-의존적인 전압 신호 간의 산술적 연산을 통하여 비선형 성분이 아날로그 도메인에서 제거된 선형 온도-의존적 신호를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 모듈 회로를 도시한 회로도 및 특성 그래프이다.
도 2는 얼리 효과(Early effect)를 설명하기 위하여 바이폴라 트랜지스터를 도시한 모형도이다.
도 3은 reverse Early effect와 High Level Injection 효과가 나타나는 바이어스 영역과 각각의 효과에 따른 오차를 도시하는 그래프이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로를 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로를 도시한 회로도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로 및 동작을 도시한 회로도이다.
도 7은 바이폴라 트랜지스터의 컬렉터-이미터 전압과 컬렉터 전류 간의 관계에 대한 해석적 모델을 소개하기 위한 I-V 특성 곡선이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 바이어스 전류원의 온도-전류 특성 곡선이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 10은 도 9에 도시된 S930 단계를 보다 상세하게 나타낸 동작 흐름도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 의존적인 크기를 가지는 전류원을 이용한 온도 센서 회로의 보상 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 제 1 기준 전류 레벨에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제 1 온도 전압 신호를 생성하는 제 1 온도 센서 모듈 회로, 상기 제 1 기준 전류 레벨과 다른 제 2 기준 전류 레벨에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제 2 온도 전압 신호를 생성하는 제 2 온도 센서 모듈 회로 및 상기 제 1 온도 전압 신호와 상기 제 2 온도 전압 신호를 이용하여 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 연산 회로를 포함하고, 상기 연산회로는 상기 제 1 온도 전압 신호와 상기 제 2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 제 1 온도 전압 신호와 상기 제 2 온도 전압 신호의 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거된 상기 출력 신호를 생성한다.
이 때, 상기 제 2 기준 전류 레벨은 상기 제 2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 전류 레벨인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분은 상기 제 1 기준 전류 레벨 및 상기 제 2 기준 전류 레벨 각각에 대응하는 하이 레벨 인젝션 효과 또는 리버스 얼리 효과에 의한 성분을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은 제 1 기준 전류 레벨 페어가 인가된 제 1 온도 센서 모듈 회로에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제 1 온도 전압 신호를 생성하고, 상기 제 1 기준 전류 레벨 페어와 다른 제 2 기준 전류 레벨 페어가 인가되는 제 2 온도 센서 모듈 회로에 의하여 상기 온도와 양의 상관관례를 가지는 제 2 온도 전압 신호를 생성하며, 상기 제 1 온도 전압 신호와 상기 제 2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거되고 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 이미터 단자를 통하여 제 1 기준 전류가 인가되는 제 1 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제 2 기준 전류가 인가되는 제 2 트랜지스터 및 이미터 단자를 포함하고, 상기 제 1 트랜지스터의 제 1 베이스-이미터 전압과 상기 제 2 트랜지스터의 제 2 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제 1 온도 전압 신호를 생성하는 제 1 온도 센서 모듈 회로; 이미터 단자를 통하여 제 3 기준 전류가 인가되는 제 3 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제 4 기준 전류가 인가되는 제 4 트랜지스터를 포함하고, 상기 제 3 트랜지스터의 제 3 베이스-이미터 전압과 상기 제 4 트랜지스터의 제 4 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제 2 온도 전압 신호를 생성하는 제 2 온도 센서 모듈 회로; 및 상기 제 1 온도 전암 신호와 상기 제 2 온도 전압 신호를 이용하여 온도에 비례하는 전압 신호로서 출력 신호를 생성하는 연산 회로를 포함한다.
또한, 상기 제 1 기준 전류는 상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 인가되는 것을 특징으로 한다.
상기 목적 외에 본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부 도면을 참조한 실시 예에 대한 설명을 통하여 명백히 드러나게 될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다. 또한 각 도면 및 실시예에 도시된 제원은 설명을 위하여 과장된 것일 수 있다.
또한, 본 발명이 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 모듈 회로를 도시한 회로도 및 특성 그래프이다.
도 1(a)에 도시된 PNP형 바이폴라 트랜지스터(BJT)를 이용한 온도 센서 모듈 회로는 2개의 전류원(110, 120)과 2개의 트랜지스터(Q1, Q2)를 이용한다. 각각의 전류원(110, 120)은 각각의 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터(emitter) 단자와 연결되며, 각각의 트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스 단자와 컬렉터 단자는 서로 연결되어 그라운드(GND)와 연결된다.
이 때, 각각의 전류원(110: I, 120: I x N)은 서로 다른 전류 레벨을 가지고 있으며, 트랜지스터 Q2의 바이어스 전류인 전류원(120)은 트랜지스터 Q1의 바이어스 전류인 전류원(110)의 N배의 크기를 가질 수 있다. 두 전류원(110, 120)의 전류 레벨 간의 크기의 비율 N은 온도 센서 모듈 회로의 온도-전류 특성의 비례 상수로서 기능한다. 온도 센서 모듈 회로는 바이폴라 트랜지스터 페어(BJT Pair) 하나가 센서(Sensor) 하나를 이루기 때문에 멀티-노드(Multi-Node) 구현이 간단하다.
일반적으로 바이폴라 트랜지스터의 베이스-이미터 전압(VBE)은 온도가 커짐에 따라서 점점 감소하는 특성을 보인다. 도 1(b)를 참조하면, 온도 센서 모듈 회로의 트랜지스터 Q1의 베이스-이미터 전압 VBE1와 트랜지스터 Q2의 베이스-이미터 전압 VBE2 각각은 온도에 대한 선형성(Linearity)을 유지하지만, 바이어스 전류 레벨에 따라서 VBE1과 VBE2의 온도에 대한 변화율은 차이를 나타낸다.
따라서, 전류원(110, 120)에 의하여 서로 다른 바이어스 전류로 바이어스된 각각의 트랜지스터 Q1, Q2의 베이스-이미터 전압(VBE)의 차이를 이용하면 델타 베이스-이미터 전압(Delta VBE: ΔVBE)이라는 온도에 선형적으로 의존적인 전압 신호를 획득할 수 있으며, 이는 도 1(c)에 도시되어 있다. 이는 각 트랜지스터 Q1, Q2의 VBE가 온도에 비례하는 선형성을 유지하고 있다는 이상적인 전제 하에 도출될 수 있다.
온도에 의존적인 전압 신호는 온도 센서로서 사용 가능한 가장 기본적인 신호이며, 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE는 아래 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000001
이 때, q는 전자의 전하량, k는 볼츠만 상수이고, VT는 Thermal Voltage, N은 트랜지스터 Q1과 트랜지스터 Q2의 바이어스 전류 간의 비율(Current Ratio) N이다.
수학식 1에 따르면, 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE는 VT와 전류 비율 N의 로그 함수(Log Function)의 곱으로 이루어져서 온도에 대해 선형(Linear)으로 증가하는 신호임을 알 수 있다.
그러나, 수학식 1은 트랜지스터 Q1과 Q2가 이상적인(ideal) 조건 하에서 동작하는 경우에 성립하는 관계식이고, 실제로는 다양한 비선형적 특성이 존재하여 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE는 수학식 1로부터 벗어나는 특성을 가지게 된다.
이러한 비선형적이고 비이상적인(non-ideal) 특성의 일 예로 Early effect를 들 수 있다.
도 2(a), 도 2(b)는 Early effect를 설명하기 위한 바이폴라 트랜지스터를 도시한 모형도이다.
일반적인 바이폴라 트랜지스터 소자에서 대표적으로 발생하는 오차로서 얼리 효과(Early Effect)가 있다. 한편, 도 1(a)와 같이 BJT pair를 이용한 온도 의존적 전압을 생성하는 회로에서는 리버스 얼리 효과 오차(Reverse Early Effect Error)가 중요한 영향을 미친다. 리버스 얼리 효과 오차(Reverse Early Effect Error)는 바이폴라 트랜지스터의 전류-전압 특성(I-V Characteristics)이 이상적인 경우(Ideal case)와 다르게 나타나기 때문에 발생하게 된다. 이 때, 이상적인 컬렉터 전류(IC)는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000002
이 때, IS는 Saturation Current를 의미하며, 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000003
이 때, q는 전자의 단위 전하량, ni는 진성 캐리어 농도(intrinsic carrier concentration), DB는 베이스 영역 내의 실효 소수 캐리어 확산 상수(effective minority-carrier diffusion constant in the base), AE는 베이스-이미터 접합의 면적, QB는 중립 베이스 영역의 전하량(charge in the neutral base)을 의미한다.
베이스-이미터 접합(base-emitter junction)의 공간 전하층(Space Charge Layer, SCL)(220)은 베이스-이미터 전압 VBE의 영향을 받는다. 특히 공간 전하층(220)의 베이스 측 경계 XE는 VBE의 함수이므로 XE(VBE)로 나타내어진다. 베이스-컬렉터 접합(base-collector junction)의 공간 전하층(240)은 베이스-이미터 전압 VBC의 영향을 받는다. 특히 공간 전하층(240)의 베이스 측 경계 XC는 VBC의 함수이므로 XC(VBC)로 나타내어진다.
공간 전하층(220, 240)이 형성되어 베이스 영역(230)의 폭이 좁아지며, 공간 전하층(220, 240)의 폭은 앞서 기술한 것처럼 VBE와 VBC의 함수로 나타내어지므로, 베이스에 저장된 전하 QB는 VBE와 VBC의 영향을 받는다.
일반적으로 VBE는 포워드 바이어스, VBC는 리버스 바이어스인 상태로 동작하기 때문에 VBE에 의한 베이스 폭 변화(base-width modulation)의 영향은 포워드 얼리 효과(forward Early effect)로 불리고, VBC에 의한 베이스 폭 변화의 영향은 리버스 얼리 효과(reverse Early effect)로 불린다.
도 1(a)와 같은 온도 센서 회로의 경우에는 VBE가 변화가 없으므로 포워드 얼리 효과보다는 리버스 얼리 효과가 큰 영향을 나타냄이 널리 알려져 있다.
이 같은 리버스 얼리 효과를 수학적으로 모델링한 공지의 기술로서 Gummel-Poon 모델을 들 수 있다. GP 모델은 Integral Charge Control BJT Model이라고도 불리며, "An Integral Charge Control Model of Bipolar Transistors." H. K. Gummel and H. C. Poon, Bell System Technical Journal, pp. 827-851, 1970 에 소개되어 있다.
GP 모델을 적용하면, 컬렉터 전류 IC는 다음의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000004
이 때 ISS는 zero 바이어스일 때의 IS를 의미하고, qb는 베이스 전하 QB를 zero 바이어스일 때의 베이스 전하 QBO로 정규화한 값, 즉, 정규화된 베이스 전하량이다.
정규화된 베이스 전하량 qb는 통상적인 바이어스 조건을 가정한 GP 모델에서 아래의 수학식 5와 같이 표현되고, 근사화될 수 있다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000005
이때, GP 모델에서 q1은 베이스 폭 변조의 모델 계수, q2는 하이 레벨 인젝션 효과의 모델 계수를 의미한다. 통상적인 바이어스 조건을 가정하면, q2는 무시할 수 있으므로 상기 수학식 5와 같은 근사(approximation)가 가능하다.
이때 VA는 포워드 얼리 전압(forward Early voltage)이고, VB는 리버스 얼리 전압(reverse Early voltage)이다. 일반적인 동작 조건에서는 포워드 얼리 전압 VA가 리버스 얼리 전압 VB보다 충분히 크다고 가정할 수 있으므로, 상기 수학식 5에서 VBC/VA 항은 무시할 수 있다(negligible).
이제 도 1(a)의 온도 센서 회로에 대한 얼리 효과를 고려하기 위하여, 트랜지스터 Q1과 Q2 사이의 VBE 차이를 모델링한다. 트랜지스터 Q1의 컬렉터 전류를 모델링하기 위한 정규화된 베이스 전하를 qb1이라 하고, 트랜지스터 Q2의 컬렉터 전류를 모델링하기 위한 정규화된 베이스 전하를 qb2라 할 수 있다.
이 때, 포워드 얼리 전압 VA는 충분히 커서 포워드 얼리 효과는 무시할 만하다고 가정하고, 또한 트랜지스터 Q1의 베이스-이미터 전압 VBE1보다 리버스 얼리 전압 VB1가 충분히 크며, 트랜지스터 Q2의 베이스-이미터 전압 VBE2보다 리버스 얼리 전압 VB2가 충분히 크다고 가정한다.
qb1과 qb2를 이용하여 수학식 4를 변형하고 위의 가정을 이용하면, 트랜지스터 Q1과 Q2 사이의 VBE 차이 ΔVBE는 하기 수학식 6과 같이 표현되고 근사화될 수 있다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000006
Figure PCTKR2015007582-appb-I000007
상기 수학식 6을 다시 쓰면, 도 1(a)의 온도 센서 회로의 실제 온도-의존적 전압 신호인 ΔVBE,Real는 이상적인 온도 의존적 선형 성분과, 리버스 얼리 효과에 의한 온도 의존적 비선형 성분을 함께 가지며, 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 7]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000008
도 3은 reverse Early effect와 High Level Injection 효과가 나타나는 바이어스 영역과 각각의 효과에 따른 오차를 도시하는 그래프이다.
도 3(a)를 참조하면, 상대적으로 낮은 VBE 조건 하에서는 리버스 얼리 효과에도 불구하고, 상기 수학식 2에 의한 I-V 특성에 가까운 I-V 특성이 나타남을 알 수 있다. 그러나, VBE가 일정 수준 이상이 되어 전류 레벨이 커지면 하이 레벨 인젝션이라 불리는 상태가 되어 I-V 특성이 낮은 VBE 조건일 때의 I-V 특성과는 달라진다.
이때, 도 3(a)를 참조하면, 낮은 VBE 조건의 I-V 특성의 점근선과 하이 레벨 인젝션 상태의 I-V 특성의 점근선 각각이 도시된다. 두 점근선의 교점을 통해 하이 레벨 인젝션 상태의 임계 전류 IKF를 찾을 수 있다. 즉, VBE가 커짐에 따라 트랜지스터의 전류 IC가 IKF 이상이면, 하이 레벨 인젝션 상태에 진입한 것으로 간주한다.
도 3(b)를 참조하면, 도 1(a)의 온도 센서에 낮은 VBE 및 전류 바이어스가 인가된 경우, 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE에 리버스 얼리 효과 오차(Reverse Early Effect Error: R.E.E Error)가 현저하게(dominant) 나타나는 것을 알 수 있다.
도 3(c)를 참조하면, 도 1(a)의 온도 센서가 하이 레벨 인젝션 상태인 경우, 리버스 얼리 효과 오차(R.E.E. Error)와 하이 레벨 인젝션 오차(H.E.)가 함께 나타나는 것을 볼 수 있다. 이 때, 하이 레벨 인젝션 오차는 이미터 전류 레벨에 따라서 조금씩 변화하게 된다. 즉, 하이 레벨 인젝션 오차는 이미터 전류 레벨의 함수로 가정해도 무방하다.
도 3(c)를 참조하면, 도 1(a)의 온도 센서가 출력하는 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE는 아래의 수학식 8과 같이 나타내어질 수 있다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000009
이때 H.E.[IE]는 하이 레벨 인젝션 오차가 이미터 전류 IE의 함수임을 의미하는 항(term)이다. 수학식 8을 참조하면, 도 1(a)의 온도 센서가 출력하는 온도에 의존적인 전압 신호 ΔVBE는 이상적인 온도-의존적 선형 성분, 온도-의존적 비선형 성분이되 이미터 전류와는 무관한 얼리 효과 오차 항, 이미터 전류에 영향받는 하이 레벨 인젝션 효과 오차 항을 가짐을 알 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 블록도를 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 제1 온도 센서 모듈 회로(410), 제2 온도 센서 모듈 회로(420) 및 연산 회로(430)를 포함한다.
제1 온도 센서 모듈 회로(410)는 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa를 생성하고, 제2 온도 센서 모듈 회로(420)는 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 생성한다. 이 때, 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb는 서로 다른 온도-의존적 비선형 성분을 가진다. 연산 회로(430)는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 이용하여 출력 신호를 생성한다. 출력 신호는 온도에 비례하는(PTAT) 전압 신호이다. 연산 회로(430)는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb의 서로 다른 온도-의존적 비선형 성분을 상쇄하여 비선형 성분이 제거된 PTAT 전압 신호를 출력 신호로서 생성한다.
제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb는 절대온도에 비례하는 선형 성분(linear component)과, 절대온도에 비선형적으로 영향 받는 비선형 성분을 포함할 수 있다. 비선형 성분은 처음부터 의도된 것은 아니지만, 제1 온도 센서 모듈 회로(410) 및 제2 온도 센서 모듈 회로(420)의 바이어스 조건을 조정함으로써 비선형 성분의 특성 및 크기를 의도된 범위 내로 조정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 제1 온도 센서 모듈 회로(410) 및 제2 온도 센서 모듈 회로(420)의 바이어스 조건을 조정함으로써 비선형 성분의 특성 및 크기를 의도된 범위 내로 조정하고, 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb 각각에 포함된 조정된 비선형 성분을 연산 회로(430)의 산술적 연산을 통하여 제거할 수 있다.
제1 온도 센서 모듈 회로(410)를 구성하는 BJT pair의 바이어스 전류의 비율과 제2 온도 센서 모듈 회로(420)를 구성하는 BJT pair의 바이어스 전류의 비율 각각은 N의 값을 가지도록 설계될 수 있다. 이 때 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb는 상기 수학식 8과 같은 특성을 가진다.
하이 레벨 인젝션 오차 H.E. [IE]는 이미터 전류의 함수이므로, 바이어스 전류 레벨에 따라서 달라진다. 예를 들어, 제1 온도 센서 모듈 회로(410)은 도 3(b)의 특성을 가지고, 제2 온도 센서 모듈 회로(420)는 도 3(c)의 특성을 가지도록 바이어스 조건이 설정될 수 있다. 상기 수학식 7과 수학식 8을 참조하면 reverse Early 효과로 인한 오차는 바이어스 조건에 무관하게 온도에만 비례하는 값을 가지므로 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에서 동일하게 나타날 것이다. 한편 하이 레벨 인젝션 효과로 인한 오차를 구하기 위해서는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb 간의 뺄셈 연산을 실행할 수 있다. 그러나, 뺄셈 연산의 결과를 통하여 하이 레벨 인젝션 효과로 인한 오차를 구하기 위해서는 이미터 전류 IE가 어떻게 하이 레벨 인젝션 효과로 인한 오차에 영향을 미치는 지를 해석해야만 그 효과를 보상하고 온도에 선형적으로 비례하는 신호를 생성할 수 있다.
이와는 대조적으로 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb 각각에 서로 다른 계수를 곱한 후 이들에 대한 산술적 연산을 통하여 비선형 성분이 모두 제거된, 온도에 선형적으로 비례하는 전압 신호를 연산 회로(430)의 출력 신호로 얻을 수 있다. 이러한 방식에 따르면 구체적인 각 이미터 전류 IE에 따른 하이 레벨 인젝션 효과로 인한 오차 H.E. [IE]를 구할 필요 없이 연산 회로(430)의 산술적 연산을 통하여 오차 성분을 상쇄하고 온도에 선형적으로 비례하는 신호를 생성할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로를 도시한 회로도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로는 제1 온도 센서 모듈 회로(510), 제2 온도 센서 모듈 회로(520) 및 연산 회로(530)를 포함한다.
제1 온도 센서 모듈 회로(510)와 제2 온도 센서 모듈 회로(520) 각각이 도 1(a)에 도시된 2개의 바이폴라 트랜지스터 페어와 같은 토폴로지로 구성된 경우를 가정한다. 제1 온도 센서 모듈 회로(510)는 2개의 트랜지스터(Q1, Q2)와 2개의 전류원(511, 512)를 포함하며, 제2 온도 센서 모듈 회로(520)는 2개의 트랜지스터(Q3, Q4)와 2개의 전류원(521, 522)을 포함한다.
제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 제1 전류원(511)은 제1 트랜지스터(Q1)의 이미터와 연결되고, 제1 전류원(511)으로부터 제1 바이어스 전류 IEa가 제1 트랜지스터(Q1)의 이미터로 인가된다. 또한, 제2 전류원(512)은 제2 트랜지스터(Q2)의 이미터와 연결되고, 제2 전류원(512)으로부터 제2 바이어스 전류 N x IEa가 제2 트랜지스터(Q2)의 이미터로 인가된다.
제1 온도 센서 모듈 회로(510)는 제1 트랜지스터(Q1)의 제1 베이스-이미터 전압 VBE1과 제2 트랜지스터(Q2)의 제2 베이스-이미터 전압 VBE2의 차이를 이용하여 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa를 생성한다.
제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 제3 전류원(521)은 제3 트랜지스터(Q3)의 이미터와 연결되고, 제3 전류원(521)으로부터 제3 바이어스 전류 IEb가 제3 트랜지스터(Q3)의 이미터로 인가된다. 또한, 제4 전류원(522)은 제4 트랜지스터(Q4)의 이미터와 연결되고, 제4 전류원(522)으로부터 제4 바이어스 전류 N x IEb가 제4 트랜지스터(Q4)의 이미터로 인가된다. 제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb는 출력 신호 VCOMP를 생성하기 위한 기저(basis)가 되므로, 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb의 온도-전압 특성의 선형 성분은 동일하게 설계된다. 따라서 상기 수학식 1로 나타내어지는 이상적인 온도-전압 특성의 선형 성분의 변수인 N을 제1 온도 센서 모듈 회로(510)와 제2 온도 센서 모듈 회로(520)에서 동일하게 설정한다. 즉, 제1 온도 센서 모듈 회로(510)와 제2 온도 센서 모듈 회로(520)에서 두 바이어스 전류 간의 비율은 동일한 값인 N으로 설계된다.
제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 두 전류원(511, 512)의 바이어스 전류 레벨 페어 (IEa, N x IEa)는 제1 바이어스 전류 IEa를 알면 두 바이어스 전류 간의 비율 N을 이용하여 기술될 수 있으므로, 설명의 편의상 제1 바이어스 전류 IEa를 제1 기준 전류라 부르고, 제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 바이어스 전류 레벨 페어 (IEa, N x IEa)를 제1 기준 전류 레벨 페어라 부를 수 있다.
마찬가지로, 제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 두 전류원(521, 522)의 바이어스 전류 레벨 페어 (IEb, N x IEb)는 제3 바이어스 전류 IEb를 알면 두 바이어스 전류 간의 비율 N을 이용하여 기술될 수 있으므로, 제3 바이어스 전류 IEb를 제2 기준 전류라 부르고, 제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 바이어스 전류 레벨 페어 (IEb, N x IEb)를 제2 기준 전류 레벨 페어라 부를 수 있다.
한편 제1 기준 전류와 제2 기준 전류 간의 비율을 M으로 정의하면, 제3 바이어스 전류 IEb는 IEb = M x IEa 로 표현될 수 있다.
제2 온도 센서 모듈 회로(520)는 제3 트랜지스터(Q3)의 제3 베이스-이미터 전압 VBE3과 제4 트랜지스터(Q4)의 제4 베이스-이미터 전압 VBE4의 차이를 이용하여 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 생성한다.
연산 회로(530)는 제1 온도 센서 모듈 회로(510)에서 생성된 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 센서 모듈 회로(520)에서 생성된 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 이용하여 온도에 비례하는 전압 신호(PTAT, Proportional to Absolute Temperature)인 출력 신호 VCOMP를 생성한다.
이 때, 연산 회로(530)는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa에 제1 계수가 곱해진 신호와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에 제2 계수가 곱해진 신호 간의 뺄셈을 실행하는 감산기를 포함할 수 있으며, 제1 계수와 제2 계수는 서로 다른 값을 가진다. 도 5는 설명의 편의상 제1 계수를 2, 제2 계수를 1로 나타냈지만 반드시 도 5의 실시예에 한정되는 것은 아니다.
도 6은 도 5에 도시된 온도 센서 회로에서 온도 전압 신호의 동작을 함께 도시한 회로도이다.
도 6을 참조하면, 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa가 도 3(b)에 도시된 형태의 비선형 오차 성분을 가지고, 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb가 도 3(c)에 도시된 형태의 비선형 오차 성분을 가지는 경우가 도시된다. 제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 제2 기준 전류 IEb를 제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 제1 기준 전류 IEa보다 M배 크게 설정하여, 제2 온도 센서 모듈 회로(520)에서 하이 레벨 인젝션 효과가 두드러지게 나타나도록 설계된 경우를 가정한다.
예를 들어 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa에 대하여 수학식 8로부터 도출되는 비선형 성분(reverse Early 효과 오차 + H. E. [IE])을 ETOTAL이라 하였을 때, 제2 온도 전압 신호 제1 온도 전압 신호 ΔVBEb에 대하여 도출되는 비선형 성분이 2 x ETOTAL이 되도록 제1 온도 센서 모듈 회로(410) 및 제2 온도 센서 모듈 회로(420)의 바이어스 전류 레벨이 조정될 수 있다.
이 후, 연산 회로(430)는 ΔVBEa의 2배에서 ΔVBEb를 뺌으로써, 비선형 오차(Non-Linearity Error)는 모두 상쇄(cancel)되고 선형적인 성분만 획득할 수 있다. 이와 같은 과정을 수학식 9 및 수학식 10 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000010
Figure PCTKR2015007582-appb-I000011
수학식 8에 제1 온도 센서 모듈 회로(510)의 제1 기준 전류 레벨 IEa를 입력하여 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa의 관계식을 얻을 수 있고, 수학식 8에 제2 온도 센서 모듈 회로(520)의 제2 기준 전류 레벨 IEb를 입력하여 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb의 관계식을 얻을 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이 제1 기준 전류 레벨 IEa보다 제2 기준 전류 레벨 IEb가 크기 때문에 제1 기준 전류 레벨 IEa에 의한 하이 레벨 인젝션 효과 H.E. [IEa]보다 제2 기준 전류 레벨 IEb에 의한 하이 레벨 인젝션 효과 H.E. [IEb]가 크다.
[수학식 10]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000012
Figure PCTKR2015007582-appb-I000013
Figure PCTKR2015007582-appb-I000014
수학식 9에서 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa에 포함된 비선형 성분을 ETOTAL이라 하면, 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에 포함된 비선형 성분이 2 x ETOTAL이 되도록 제2 기준 전류 레벨 IEb가 조정될 수 있다.
연산 회로(530)가 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa의 2배 신호로부터 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 빼면, 비선형 성분 ETOTAL이 상쇄되어 선형 성분만 남은 출력 신호 VCOMP를 생성할 수 있다.
도 6의 실시예에서는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa의 2배 신호로부터 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 빼어 출력 신호 VCOMP를 생성하는 경우가 도시되었지만, 본 발명의 사상은 실시예에 국한되지 않는다. 수학식 9의 비선형 성분 중 reverse Early 효과에 의한 비선형 성분과, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 비선형 성분 H.E. [IEa] 및 H.E. [IEb] 의 크기에 따라 연산 회로(530)의 산술적 연산의 구성이 결정될 수 있다.
이하에서는 연산 회로(530)의 산술적 연산을 간단하게 구성하고, 온도 의존적인 특성을 가지는 전류원을 이용하여 절대온도에 선형적으로 비례하는 전압 신호를 생성하는 본 발명의 다른 실시예가 설명된다.
도 7은 바이폴라 트랜지스터의 컬렉터-이미터 전압과 컬렉터 전류 간의 관계에 대한 해석적 모델을 소개하기 위한 I-V 특성 곡선이다.
도 7을 참조하면, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 오차를 설명하기 위하여 공지의 해석적 모델(analytical model)인 GP 모델과 VBIC 모델이 소개된다.
앞서 수학식 5를 통하여 설명한 바와 같이 GP 모델은 1970년대에 소개되어 정규화된 베이스 전하량 qb를 이용하여 온도에 따른 비선형 성분을 기술한다.
한편, VBIC 모델은 "VBIC95: An improved vertical, IC bipolar transistor model", Colin McAndrew, BCTM, 1995에 의하여 소개된 모델로서, qb를 보다 정확하게 모델링할 수 있는 모델이다.
도 7(a)는 다양한 베이스-이미터 전압 조건 하에서 컬렉터 전류를 컬렉터-이미터 전압에 따라 도시한 그래프이다. GP 모델에 의하여 예측되는 I-V 특성 곡선을 일점 쇄선 형태로 도시하고, 측정 데이터는 x 마커로 표시되었다.
컬렉터 전류 IC가 임계값 IKF보다 큰 경우에 GP 모델에 의하여 예측되는 I-V 특성 곡선과 측정 데이터 간의 오차가 발생함을 알 수 있다. 즉, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 I-V 특성을 GP 모델이 정확히 예측하지 못함을 의미한다.
도 7(b)는 다양한 베이스-이미터 전압 조건 하에서 컬렉터 전류를 컬렉터-이미터 전압에 따라 도시한 그래프이며, VBIC 모델에 의하여 예측되는 I-V 특성 곡선을 함께 도시하였다. VBIC 모델에 의하여 예측되는 I-V 특성 곡선은 실선으로 표시되고, 측정 데이터는 x 마커로 표시되었다.
도 7(b)를 참조하면 컬렉터 전류 IC가 임계값 IKF보다 큰 경우에도 GP 모델보다 VBIC 모델에 의한 예측이 측정 데이터에 더 가깝게 나타남을 알 수 있다.
다시 수학식 5를 참조하면, 정규화된 베이스 전하량 qb는 q1과 q2를 이용하여 기술될 수 있다. Early 효과에 의한 영향은 q1에 의하여 나타나고, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 영향은 q2에 의하여 기술될 수 있다.
따라서, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 영향을 해석적으로 모델링하기 위하여 GP 모델과 VBIC 모델을 부분적으로 이용하여 수학식 5를 q1과 q2가 근사화되지 않은 채로 계산할 수 있다. 그 결과로 수학식 5는 수학식 11과 같이 다시 쓰여질 수 있다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000015
이 때 reverse Early 효과에 의한 모델 계수 q1은 수학식 12와 같이 계산된다.
[수학식 12]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000016
이 때 VB는 reverse Early 전압이다. 한편 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 모델 계수 q2는 수학식 13과 같이 근사화된다.
[수학식 13]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000017
이 때, 는 바이폴라 트랜지스터의 순방향 전류 이득, 즉, 컬렉터 전류 IC를 이미터 전류 IE로 나눈 값이며 1에 가까운 값이다. IKF는 하이 레벨 인젝션 영역의 임계전류이다. 수학식 11의 지수 nkf는 공정에 의존적인 유리수이다. GP 모델에서는 nkf를 0.5로 산출하였으나, VBIC 모델에서는 0.407로 산출된다.
GP Model과 VBIC Model이 부분적으로 적용된 수학식 11을 이용하여 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 오차를 이미터 전류 IE의 함수로 유도할 수 있다. 이 때, 수학식 11을 근사화하기 위하여 4IE qb<< IKF라고 가정한다. 이 가정으로부터 수학식 11을 Taylor 급수를 이용하여 전개할 수 있다. 수학식 11을 Taylor 급수를 이용하여 전개한 후, 수학식 14와 같이 근사화할 수 있다.
[수학식 14]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000018
수학식 14를 qb에 대하여 정리하면 수학식 15와 같이 qb를 이미터 전류 IE의 함수로 나타낼 수 있다.
[수학식 15]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000019
트랜지스터 Q1과 Q2 간의 베이스-이미터 전압 간의 차이 ΔVBE를 나타내는 수학식 6에 수학식 5 대신 수학식 15를 대입하고 수학식 8과 같이 선형 성분과 reverse Early 효과에 의한 비선형 성분, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 비선형 성분을 구분하여 정리하면 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 16]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000020
Figure PCTKR2015007582-appb-I000021
트랜지스터 Q1의 정규화된 베이스 전하량은 qb1, reverse Early 효과를 반영한 모델링 계수는 q1,1이다. 트랜지스터 Q2의 정규화된 베이스 전하량은 qb2, reverse Early 효과를 반영한 모델링 계수는 q1,2 이다. 이 때 트랜지스터 Q1의 이미터 전류를 IE라 하고, 트랜지스터 Q2의 이미터 전류는 N*IE라 가정한다.
이 때 4IE qb<< IKF라고 가정하고, 수학식 16의 마지막 항을 Taylor 급수를 이용하여 전개하면 수학식 16을 수학식 17과 같이 근사화할 수 있다.
[수학식 17]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000022
Figure PCTKR2015007582-appb-I000023
상기 수학식 17과 수학식 8을 비교하면, 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 오차 H.E. [IE]는 수학식 17의 마지막 항과 같이 기술할 수 있다. 수학식 17의 마지막 항은 온도와 이미터 전류 IE의 함수로 나타내어진다.
다시 도 5 및 도 6을 참조하여 제2 기준 전류 IEb가 제1 기준 전류 IEa의 M배인 성질을 이용하고, 수학식 10의 비선형 성분(reverse Early 효과에 의한 비선형 성분과 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 비선형 성분의 합)이 0이 되어 상쇄되는(cancel) 조건을 구하면 수학식 18과 같은 방정식으로 나타낼 수 있다.
[수학식 18]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000024
Figure PCTKR2015007582-appb-I000025
수학식 18을 만족하는 IEa를 구하면, 온도 T의 함수인 IEa를 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 19]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000026
이 때, VB, nkf, IKF 및 는 반도체 공정에 의존적인 파라미터이고, N은 BJT Pair의 Current Ratio이며, M은 IEa와 IEb의 비율로 N과 M은 조절이 가능함은 앞에서 설명한 바와 같다.
이와 같이 연산 회로(530)의 산술적 연산을 2*ΔVBEa - ΔVBEb로 단순화한 경우, 온도 T의 함수로 나타내어지는 크기 특성을 가지는 전류원(511)을 설계하고, 전류원(511)의 N배, M배, N*M배의 크기를 가지는 전류원(512, 521, 522)을 설계함으로써 reverse Early 효과와 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 비선형 성분을 모두 보상할 수 있는 온도 센서 회로를 구현할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 바이어스 전류원의 온도-전류 특성 곡선이다.
도 8을 참조하면, 수학식 19에 의한 온도 의존적인 특성을 가지는 전류원(511)의 전류, 즉, 제1 기준 전류인 IEa의 온도-전류 특성이 도시된다.
도 8을 참조하면, 수학식 19에 대한 제1 기준 전류 IEa의 해(IEa Solution)와, IEa의 근사값(IEa Approximation)이 도시된다. 수학식 19의 정확한 해를 회로로 구성하기는 어려우므로, 수학식 19의 2차 Temperature Coefficient 이내로 근사화된 IEa를 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 20]
Figure PCTKR2015007582-appb-I000027
도 8에 도시된 IEa의 Approximation은 TC1= 3.356 x 10-3, TC2= 7.5 x 10-6을 이용하여 도시되었다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은 제1 기준 전류 레벨 페어 (I, N x I)가 인가된 제1 트랜지스터 페어를 포함하는 제1 온도 센서 모듈 회로에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호(ΔVBEa)를 생성하고(S910), 제1 기준 전류 레벨 페어와 다른 제2 기준 전류 레벨 페어가 인가되는 제2 트랜지스터 페어를 포함하는 제2 온도 센서 모듈 회로에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호(ΔVBEb)를 생성한다(S920).
제2 기준 전류 레벨 페어는 (M x I, M x N x I)일 수 있다. 제2 기준 전류 레벨 페어의 조정 계수 M은 제2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 바이어스 조건으로부터 도출될 수 있다.
이때 제1 기준 전류 레벨 페어와 제2 기준 전류 레벨 페어는 동일한 온도-전류 특성을 가지는 전류원을 비례 복제하여 구성될 수 있다. 즉, I[T]의 값을 가지는 전류원과 I[T]의 N배로 복제된 전류원을 이용하여 제1 기준 전류 레벨 페어 (I, N x I)를 구성할 수 있고, I[T]의 M배로 복제된 전류원과 I[T]의 M x N 배로 복제된 전류원을 이용하여 제2 기준 전류 레벨 페어 (M x I, M x N x I)를 구성할 수 있다.
온도에 의존적인 각각의 온도 전압 신호 ΔVBEa와 ΔVBEb은 제1 기준 전류 레벨 IEa과 제2 기준 전류 레벨 IEb 각각의 바이어스 조건에 대응하는 하이 레벨 인젝션 효과 및 리버스 얼리 효과에 의한 비선형 성분을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에 대하여 산술 연산을 실행하여 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거되고 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성한다(S930).
도 10은 도 9에 도시된 S930 단계를 보다 상세하게 나타낸 동작 흐름도 이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa에 제1 계수를 곱하고(S931), 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에 제1 계수와 다른 값을 가지는 제2 계수를 곱한다(S932). 제1 계수가 곱해진 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 계수가 곱해진 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb 간의 산술적 연산을 실행하여 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분을 제거한다(S933). 이때, 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb 각각의 하이 레벨 인젝션 레벨 오차가 서로 다르기 때문에 리버스 얼리 효과 오차(Reverse Early Effect Error: R.E.E Error)와의 비선형 성분의 합이 ΔVBEa에서는 ETOTAL이 되도록 조정하고, ΔVBEb에서에서는 2 x ETOTAL이 되도록 조정할 수 있다. 이처럼 조정된 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa와 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb에 제1 계수를 2로 하고 제2 계수를 1로 하여 산술적 연산을 실행하면, 온도에 비례하는 출력 신호를 생성할 수 있다(S933).
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 온도 의존적인 크기를 가지는 전류원을 이용한 온도 센서 회로의 보상 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은, 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원을 생성하고(S940), 전류원으로부터 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 기준 전류 레벨 페어 및 제2 기준 전류 레벨 페어를 생성한다(S950, S960).
본 발명의 일 실시예에 따른 온도 센서 회로의 보상 방법은, 제1 기준 전류 레벨 페어 (I, N x I)가 인가된 제1 온도 센서 모듈 회로(제1 트랜지스터 Pair)에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호 ΔVBEa를 생성하고(S910), 제1 기준 전류 레벨 페어와 다른 제2 기준 전류 레벨 페어 (M x I, M x N x I)가 인가되는 제2 온도 센서 모듈 회로(제2 트랜지스터 pair)에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호 ΔVBEb를 생성한다(S920).
도 11에 도시된 단계 S930은 도 9 및 도 10에 도시된 단계 S930과 실질적으로 동일하므로 중복된 부분에 대한 설명은 생략한다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
본 발명은 비선형 성분이 보상되어 절대온도에 비례하는(PTAT, Proportional to Absolute Temperature) 출력 신호를 제공하는 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다. 보다 상세하게는 트랜지스터의 전류-전압 특성(I-V Characteristeristics)이 이상적인(ideal) 경우와 다르게 나타나는 오차인 비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 그 온도 센서 회로의 보상 방법에 관한 것이다.
본 발명은 reverse Early 효과에 의한 오차와 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 오차를 간단한 연산으로 상쇄할 수 있는 온도 센서 회로 및 그 온도 센서 회로의 보상 방법을 제공한다.
본 발명에 따르면 아날로그 어플리케이션과 디지털 어플리케이션 양 쪽에서 모두 넓은 온도 범위에 대해서 온도 센서 회로의 Early Effecr를 효과적으로 보상할 수 있어, 높은 정확도를 가지는 온도 측정 값을 얻을 수 있다.
본 발명에 따르면 온도 센서 회로를 자동차 집적회로(Automotive IC)와 함께 집적이 가능하여 온도 변화에 따라 자동차 집적회로(Automotive IC)의 퍼포먼스(Performance)를 향상시킬 수 있다.

Claims (16)

  1. 제1 기준 전류 레벨에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호를 생성하는 제1 온도 센서 모듈 회로;
    상기 제1 기준 전류 레벨과 다른 제2 기준 전류 레벨에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하는 제2 온도 센서 모듈 회로; 및
    상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호를 이용하여 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 연산 회로;
    를 포함하고,
    상기 연산 회로는
    상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호의 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거된 상기 출력 신호를 생성하는 온도 센서 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 기준 전류 레벨은
    상기 제2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 전류 레벨인 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분은
    상기 제1 기준 전류 레벨 및 상기 제2 기준 전류 레벨 각각에 대응하는 하이 레벨 인젝션 효과에 의한 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분은
    상기 제1 기준 전류 레벨 및 상기 제2 기준 전류 레벨 각각에 대응하는 리버스 얼리 효과에 의한 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 연산 회로는
    상기 제1 온도 전압 신호에 곱해지는 제1 계수와 다른 값을 가지는 제2 계수를 상기 제2 온도 전압 신호에 곱한 후 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분을 제거하는 온도 센서 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 기준 전류 레벨은
    상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원이 온도의 2차항 이상의 차수를 가지는 온도 의존적 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  8. 제1 기준 전류 레벨 페어가 인가된 제1 온도 센서 모듈 회로에 의하여 온도와 양의 상관관계를 가지는 제1 온도 전압 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 기준 전류 레벨 페어와 다른 제2 기준 전류 레벨 페어가 인가되는 제2 온도 센서 모듈 회로에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 대하여 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분이 제거되고 상기 온도에 비례하는 전압 신호인 출력 신호를 생성하는 단계;
    를 포함하는 온도 센서 회로의 보상 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    제2 온도 전압 신호를 생성하는 단계는
    상기 제2 온도 센서 모듈 회로가 하이 레벨 인젝션 상태를 가지도록 하는 상기 제2 기준 전류 레벨에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 제2 온도 전압 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로의 보상 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 출력 신호를 생성하는 단계는
    상기 제1 온도 전압 신호에 제1 계수를 곱하는 단계;
    상기 제1 계수와 다른 값을 가지는 제2 계수를 상기 제2 온도 전압 신호에 곱하는 단계; 및
    상기 제1 계수가 곱해진 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 계수가 곱해진 제2 온도 전압 신호 간의 산술 연산을 실행하여 상기 온도에 비선형적으로 영향 받는 성분을 제거하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로의 보상 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 상기 온도와 양의 상관관계를 가지는 상기 제1 기준 전류 레벨 페어 및 상기 제2 기준 전류 레벨 페어를 생성하는 단계
    를 더 포함하는 온도 센서 회로의 보상 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1 기준 전류 레벨 페어에 비례 상수를 곱하여 상기 제2 기준 전류 레벨 페어를 생성하는 단계
    를 더 포함하는 온도 센서 회로의 보상 방법.
  13. 이미터 단자를 통하여 제1 기준 전류가 인가되는 제1 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제2 기준 전류가 인가되는 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 트랜지스터의 제1 베이스-이미터 전압과 상기 제2 트랜지스터의 제2 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제1 온도 전압 신호를 생성하는 제1 온도 센서 모듈 회로;
    이미터 단자를 통하여 제3 기준 전류가 인가되는 제3 트랜지스터 및 이미터 단자를 통하여 제4 기준 전류가 인가되는 제4 트랜지스터를 포함하고, 상기 제3 트랜지스터의 제3 베이스-이미터 전압과 상기 제4 트랜지스터의 제4 베이스-이미터 전압의 차이를 이용하여 제2 온도 전압 신호를 생성하는 제2 온도 센서 모듈 회로; 및
    상기 제1 온도 전압 신호와 상기 제2 온도 전압 신호를 이용하여 온도에 비례하는 전압 신호로서 출력 신호를 생성하는 연산 회로;
    를 포함하는 온도 센서 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 기준 전류와 상기 제3 기준 전류의 비율은 상기 제2 기준 전류와 상기 제4 기준 전류의 비율과 같고, 상기 제1 기준 전류와 상기 제2 기준 전류의 비율은 상기 제3 기준 전류와 상기 제4 기준 전류의 비율과 같은 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 연산 회로는
    상기 제1 온도 전압 신호에 제1 계수가 곱해진 신호와 상기 제2 온도 전압 신호에 제2 계수가 곱해진 신호 간의 뺄셈을 실행하는 감산기를 포함하고,
    상기 제1 계수와 상기 제2 계수는 서로 다른 값을 가지는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 제1 기준 전류는
    상기 온도에 의존적인 성질을 가지는 전류원에 의하여 인가되는 것을 특징으로 하는 온도 센서 회로.
PCT/KR2015/007582 2015-07-21 2015-07-21 비선형 성분이 보상된 온도 센서 회로 및 온도 센서 회로의 보상 방법 WO2017014336A1 (ko)

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