WO2016202902A1 - Elektronischer schutzschalter - Google Patents

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WO2016202902A1
WO2016202902A1 PCT/EP2016/063833 EP2016063833W WO2016202902A1 WO 2016202902 A1 WO2016202902 A1 WO 2016202902A1 EP 2016063833 W EP2016063833 W EP 2016063833W WO 2016202902 A1 WO2016202902 A1 WO 2016202902A1
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WO
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semiconductor switch
comparator
circuit breaker
electronic circuit
switch
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Application number
PCT/EP2016/063833
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English (en)
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Inventor
Helmut Schröder
Original Assignee
Ellenberger & Poensgen Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/12—Modifications for increasing the maximum permissible switched current
    • H03K17/122—Modifications for increasing the maximum permissible switched current in field-effect transistor switches

Definitions

  • the invention relates to an electronic circuit breaker according to the preamble of claim 1, comprising at least a first and a second semiconductor switch, which are connected in parallel current paths between a voltage input for a supply voltage and a load output for a load to be connected or connected.
  • a circuit breaker is known from DE 20 2009 005 420 U1.
  • the semiconductor switch (power semiconductor) used is intended to be switched off quickly enough in the event of an overcurrent caused, for example, by a short circuit in a connected load line, and to be controlled accordingly, in order not to be destroyed as a result of the overcurrent.
  • the electronic circuit breaker in the case of only temporary overcurrent, caused for example by the charging current of a load-side capacitor, the overcurrent for a defined time and only switch off (trigger) when the overcurrent over the defined time or period of time is available. In this case, it is often desired that the overcurrent is limited to a defined value.
  • EP 1 150 410 A2 an electronic circuit breaker controlled by means of a microprocessor via a tripping circuit is known which interrupts the power supply to a load with a time delay. Before or at the same time there is a partial interruption of the circuit breaker.
  • a partial interruption of an electronic circuit breaker having a plurality of circuit blocks, each having an electronic switch in the form of a MOSFET and a comparator controlling it via a common microprocessor, is also known from EP 1 294 069 B1.
  • the power supply to the load is interrupted after a time delay following a partial prohibition of the at least one switch.
  • the semiconductor switch of the electronic circuit breaker is used as a constant current source for charging the capacitance.
  • the semiconductor switch and in particular a MOSFET used in this case must be capable of being able to carry the power loss as a result of the inrush current during the switching or in the course of charging the capacitor. Due to this situation, electronic circuit breakers, in particular those with constant current limitation, usually with an oversized semiconductor switch (MOSFET) are designed to provide sufficient power for this power loss. wear.
  • MOSFET semiconductor switch
  • the load current is detected by means of a measuring resistor (shunt) or with another current sensor, which must be provided for this purpose as an additional component or as an additional functional block (circuit block).
  • the shutdown in the short circuit and / or overload case by means of a hardware circuit or by means of a programmable controller in the form of typically a microcontroller, which also controls the temporary current limit.
  • the temporary current limit can be controlled by monitoring the temperature of the semiconductor switch, such as in the case of a so-called TEMPFET.
  • the invention has for its object to provide an effective as possible electronic circuit breaker. This object is achieved according to the invention with the features of claim 1. Advantageous embodiments and further developments are the subject of the dependent claims.
  • the electronic circuit breaker on a first semiconductor switch which is connected in a current path (main current path) between a voltage input for a supply voltage and a load output for a load to be connected or connected, and a second semiconductor switch, which is connected in parallel to the first semiconductor switch and to turn on a Current limiting paths is provided.
  • the two semiconductor switches are controlled by means of a comparator and this downstream on the drive side.
  • the comparator on the input side a derived from the drain-source voltage of the semiconductor switch monitoring signal is supplied.
  • the comparator is supplied via a threshold input, a reference signal as Ausschaltschwellwert for the semiconductor switches.
  • the input side of the comparator in particular its reference input, a function block for time-limited increase of the Ausschaltschwellhongs assigned. This threshold value increase preferably takes place during the switching on of the first semiconductor switch.
  • a driver is connected upstream of the first and / or the second semiconductor switch on the control side.
  • a current limiting element for example an ohmic resistance, is preferably connected in the current limiting path.
  • the comparator for generating a drive signal for the semiconductor switch receives a switch-on delayed.
  • the input side of the comparator is associated with a measuring device which detects the drain-source voltage of the semiconductor switch.
  • the comparator may be assigned to its activation a, preferably switchable, current source which is connected via a delay element to a control input of the electronic circuit breaker for receiving the switch-on signal.
  • the delay element is then suitably associated with a function block acting as a switch-on inhibit, which in the case of a short-circuit Final tripping blocks an immediate restart of the first semiconductor switch.
  • the delay element can also be assigned a reset function block, which resets the delay element in the event of overcurrent tripping.
  • the second semiconductor switch in particular its driver, which is connected in the current limiting path, is preceded on the control side by a function block adjusting the switching slope of the drive pulse.
  • the advantages achieved by the invention are in particular that due to the monitoring of the drain-source voltage of the or each semiconductor switch of the preferably self-protecting electronic circuit breaker (circuit breaker) in the current path no additional voltage drop takes place through a measuring shunt and beyond an additional current sensor for Detecting the load current is not required.
  • the provision of the additional current-limiting path with the second semiconductor switch in parallel with the first semiconductor switch in the main current path allows a temporary current limitation in the event of a short circuit for, for example, 5 ms and the loading of capacitors on the load side when the circuit breaker or its semiconductor switch is switched on.
  • the electronic circuit breaker is short-circuit proof for virtually any currents at low load inductances (greater than or equal to 1 ⁇ H) and rapid increase in current (less than or equal to 1000 ⁇ / ⁇ ).
  • Suitable semiconductor switches are for example a MOSFET or an IGBT.
  • TEMPFET behavior TEMPFET behavior
  • the reset functionality of the current-limiting path for charging switched capacitors allows or ensures a usually desired hot-swap functionality of the electronic circuit breaker.
  • the switching unit preferably connected upstream of the second semiconductor switch within the current limiting path, which is suitably connected to the control input of the electronic circuit breaker, enables the generation of fast switching edges on the semiconductor switch, even with comparatively slow switching signals. In this case, it is suitably always possible to achieve the same turn-on slope when the semiconductor switch is turned on.
  • An input delay upstream of the comparator which is implemented, for example, by an RC element, activates the measuring current device, for example, only after 2.5 ms. This avoids high voltage values at the measuring current device or at the comparator when the semiconductor switches are switched off.
  • Fig. 1 shows schematically in a block diagram the electronic
  • FIG. 2 in a block diagram of Figure 1 the electronic
  • 3a and 3b show an overall circuit of the electronic circuit breaker according to FIG. 2.
  • the electronic circuit breaker 1 shown schematically in Fig. 1 comprises a first semiconductor switch 2a, which is connected in a main current path 3a between a voltage input 4 and a load output 5.
  • the DC supply voltage U D c may also be larger, for example 800V (DC), or smaller, for example 24V (DC), be.
  • the negative pole of the voltage source 6 leads via a load 7 to the load output 5 of the electronic circuit breaker. 1
  • the first semiconductor switch 2a is connected in parallel with a second semiconductor switch 2b in a current limiting path 3b.
  • the semiconductor switches 2a, 2b may be implemented as a MOSFET or as an IGBT.
  • the two semiconductor switches 2a, 2b are associated with a measuring or monitoring device 8 for detecting or monitoring the drain-source voltage of the semiconductor switches 2a, 2b.
  • This is the output side - suitably via a respective driver 10a, 10b - connected to the semiconductor switches 2a and 2b on the control side.
  • a monitoring signal S D s of the measuring / monitoring device 8 is fed to a first input Ei of the comparator 9.
  • a further input (reference input) E 2 of the comparator 9 is a reference signal RDS supplied from a reference value transmitter or a reference signal circuit 1 1.
  • the turn-on pulse S A is supplied to the comparator 9 via a delay element or a delay circuit 14 with a time delay.
  • the time-delayed supply of the turn-on pulse SA to the comparator 9 preferably does not take place directly, but indirectly via a switchable current source 15, which preferably activates the comparator 9 with a time delay.
  • the limiting module 1 6 provided for additional current limitation in the current limiting path 3b can be dispensed with if the second semiconductor switch 2b itself can already limit or limit the current.
  • the second semiconductor switch 2b in the current limiting path 3b is assigned a switching unit 17, which in the exemplary embodiment is connected on the output side of the comparator 9 between these and the driver 10b.
  • the switching unit 17 serves to accelerate the switch-on pulse SA, in particular bypassing the comparator 9.
  • the switching unit 1 7 is connected both to the corresponding output A 2 of the comparator 9 and directly to the switch-12 via the control input 13.
  • the corresponding drive signal Sb is supplied to the driver 10b and via this to the second semiconductor switch 2b connected in the current limiting path 3b on the control side with virtually the same switching or switch-on slope.
  • the selectable at the other output Ai of the comparator 9 drive signal Ai for the switched into the main current path 3a first semiconductor switch 2a is supplied to this control side only via the driver 10a.
  • a tap 18 at this output Ai of the comparator 9 leads to a reset circuit 19 as a function block for resetting the delay element to the switch-on delay.
  • the delay element 14 is reset according to the switching on by the switch-on pulse S A. This allows charged capacitors to be charged (hot swap).
  • a control side of the first semiconductor switch 2a connected in the main current path 3a behind the associated driver 10a leads on the one hand to a compensation circuit 21 and on the other hand to a function block 22 serving as a reset inhibit, leading to the reset circuit 19 and via this to the switch-on delay 14.
  • the function block 21 for switch-on compensation serves to compensate charging current peaks in the case of large capacitors.
  • the reference voltage or the threshold value U D s at the corresponding input E 2 of the comparator 9 for a short time for example, for 1 ms, raised when the first semiconductor switch 2 a is turned on.
  • the function block 22 prevents a repeated, fast turn on the first semiconductor switch 2a, for example, if a short-circuit release has occurred.
  • the resetting lock is set to a time of 100ms.
  • FIGS. 3a and 3b show an overall circuit diagram of the electronic
  • Circuit breaker 1 wherein the connection points at the transition of Fig. 3a to Fig. 3b with xi to x 7 are designated.
  • Fig. 3a left followed there by V2 pulser 12 from left to right, the reset circuit 19 with its circuit components and the delay circuit (switch-on delay for the driver 10a) 14 with the corresponding switching elements or components.
  • the reference signal circuit 1 which specifies the threshold value (UES).
  • the comparator or the comparator circuit 9 at. Visible this is assigned to the switchable power source 15 with the corresponding components.
  • Fig. 3a also shows the compensation circuit 21 as compensation for capacitor discharges.
  • Fig. 3a shows a compensation circuit 21 a for a starting current.
  • the driver 10a for the semiconductor switch 2a Connected to the comparator 9 in FIG. 3b is the driver 10a for the semiconductor switch 2a, which in FIG. 3b designates M1 and is preferably a low-resistance power MOSFET.
  • the driver or the driver circuit 10a is followed in FIG. 3b by the (on-off) switching unit 17 with its components. This is followed by the driver 10b for the semiconductor switch 2b with the current limiting resistor R10.
  • the semiconductor switch 2b is also preferably a power MOSFET and designated in Fig. 3b with M2. This is followed in FIG. 3b by the measuring circuit 8. In Fig. 3b (right) and the designated there V3 voltage source 6 and a resistance R2 are shown as a load 7 circuitry. 3b also shows the components for reclosing lockout of the first semiconductor switch 2a (M1) as a function block 22.
  • the semiconductor switch (power semiconductor) M1, M2 at the measuring diodes D1, D9 and D4, D7 for the drain-source voltage, the battery voltage U_BAT Voltage source V3 is applied.
  • the diodes D1 and D9 and D4 and D7 are thus in the blocking state.
  • the output level of the measuring circuit 8 at the resistor R46 is determined by the voltage drop across the diodes D8 and D18.
  • the output level of the measuring circuit 8 is determined by the current-dependent voltage drop across the drain-source paths of the semiconductor switches M1, M2.
  • the measuring diodes D1 and D9 and D4 and D7 are in the conductive state.
  • the voltage drop to the semiconductor switch M1, M2 and determines the output level of the measuring circuit 8.
  • the transistor Q3 with its wiring stabilizes the measured value during the switching of the semiconductor switches M1, M2.
  • the comparator 9 according to FIG. 3 a as a differential amplifier from the two transistors Q 1 and Q 2 compares the reference signal with the measured value supplied from the measuring circuit 8.
  • the differential amplifier is only active when the switchable current source 15, that is, whose local transistor Q7 is activated.
  • the output resistors R1 and R4 of the comparator 9 switch the driver 10a via the transistors Q5 and Q12 and the driver 10b via the transistors Q6 and Q13.
  • the reference signal circuit 1 1 as a reference value for the switch-off threshold UDS supplies the reference value for the comparator 9, in which this by the Voltage drop across the diodes D2, D10 and D28 and determined on the resistor R48 and is supplied to the comparator 9 via the resistor R6.
  • the delay element 14 for turn-on delay of the semiconductor switch 2a (M1) by means of the resistor R8 and the Zener diode D5 at the transistor Q17 of the comparator (differential amplifier) 9, formed from the transistors Q9 and Q17 a comparison voltage is generated.
  • the voltage at the capacitor C5 increases.
  • the current source formed from the transistor Q18 with the diodes D1 6 and D17 and from the resistors R43 and R18, the capacitor C6 is charged.
  • the transistor Q9 turns on and re-activates the switchable current source 15 of the comparator 9 so that the drain-source voltage monitor 8 is active.
  • the switchable current source 15 is activated by the current from the transistor Q9.
  • the current value is determined by the voltage drop across the diodes D1 1 and D13 and the resistor R7.
  • the switching unit (on-off) switching unit 17 is directly connected to the pulse generator 12 (V2) via the resistor R15 and the capacitor C5.
  • the voltage at the capacitor C5 increases.
  • the resistor R15 limits the inrush current and filters voltage drops due to possible bouncing of the turn-on signal.
  • the transistor Q4 turns on.
  • the transistors Q21 and Q14 generate a fast switching signal on the driver 10b for the semiconductor switch 2b (M2).
  • the collector signal of the transistor Q6 is performed as a reset pulse to the transistor Q10 at the comparator 9.
  • the reference level RDS of the comparator or differential amplifier, formed from the transistors Q1 1 and Q22, is fed from the drain-source turn-on threshold UDS to the transistor Q22.
  • the control signal from the reset switch 22 is supplied to the semiconductor switch 2a (M1).
  • the reset pulse at transistor Q10 will only be sistor Q6 when the level of the reset enable latch 22 is not active and the potential of the base of the transistor Q1 1 is lower than the base level of the transistor Q22.
  • a compensation signal is fed to the comparator 9 when the driver 10a for the semiconductor switch 2a (M1) is switched on via the R-C element from the capacitor C1 1 and the resistor R50 and the diode D14.
  • This compensation signal raises the reference signal RDS at the comparator 9 for a short time.
  • the compensation for the starting current according to the circuit 21 a of the set by the drain-source Abschaltsschwelle UDS operating current is dimensioned such that even at a higher operating current, for example, the 4-fold rated current is not turned off.
  • the turn-off threshold is turned on at the same time as the reset inhibit 22 by the compensation circuit 21a after a time determined by the capacitor C14 and the resistor R64 time of the transistor Q23.
  • the switch-off threshold is reduced to the normal value of, for example, 2 times the rated current.
  • the capacitor C4 After switching on the driver 10a for the semiconductor switch 2a (M1), the capacitor C4 is charged via the resistor R32 and the diode D12 by means of the reset inhibit 22. Via the diode D26, the voltage at the base of the transistor Q1 1 in the reset circuit 19 after an overcurrent only delayed, and allows a reset (reset) of the entire circuit at the control input 13. After switching off the driver 10a, the capacitor C4 via Discharge diode D24 and resistor R62 quickly to prevent instantaneous turn-on. LIST OF REFERENCE NUMBERS

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen elektronischen Schutzschalter (1) mit mindestens einem ersten Halbleiterschalter (2a), der in einen Strompfad (3a) zwischen einem Spannungseingang (4) für eine Versorgungsspannung (UDS) und einen Lastausgang (5) für eine anzuschließende oder angeschlossene Last (7) geschaltet ist, wobei dem ersten Halbleiterschalter (2a) ein zweiter Halbleiterschalter (2b) zum Einschalten eines Strombegrenzungspfads (3b) parallel geschaltet ist, wobei die Halbleiterschalter (2a, 2b) mittels eines Komparators (9) angesteuert sind, dem ein aus der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter (2a, 2b) abgeleitetes Überwachungssignal (SDS) zugeführt ist, wobei dem Komparator (9) über einen Schwellwerteingang (E2) ein Referenzsignal ( RDS) als Ausschaltschwellwert (UDS) für den ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter (2a, 2b) zugeführt ist, und wobei dem Komparator (9) eingangsseitig ein Funktionsbaustein (21) zugeordnet ist, der den Ausschaltschwellwert (UDS) zeitbegrenzt anhebt.

Description

Beschreibung
Elektronischer Schutzschalter
Die Erfindung betrifft einen elektronischer Schutzschalter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , mit mindestens einem ersten und einem zweiten Halbleiterschalter, die in parallele Strompfade zwischen einem Spannungseingang für eine Versorgungsspannung und einen Lastausgang für eine anzuschließende oder angeschlossene Last geschaltet sind. Ein derartiger Schutzschalter ist aus der DE 20 2009 005 420 U1 bekannt.
Bei einem elektronischen Schutzschalter soll der eingesetzte Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) bei einem beispielsweise durch einen Kurzschluss in einer angeschlossenen Lastleitung verursachten Überstrom schnell genug abgeschaltet und hierzu entsprechend angesteuert werden, um infolge des Überstroms nicht zerstört zu werden. Zudem soll der elektronische Schutzschalters im Falle eines nur temporären Überstroms, beispielsweise verursacht durch den Ladestrom eines lastseitigen Kondensators, den Überstrom für eine definierte Zeit führen können und nur dann abschalten (auslösen), wenn der Überstrom über die definierte Zeit oder Zeitspanne hinaus vorhanden ist. Hierbei ist es häufig gewünscht, dass der Überstrom auf einen definierten Wert begrenzt wird.
Des Weiteren ist es wünschenswert, dass das Abschalten bei dauerhaftem Überstrom und das Führen eines temporären Überstroms sowohl beim Einschalten des elektronischen Schutzschalters als auch bei Zuschalten des Überstroms während des Normalbetriebs gewährleistet sind. Ferner ist häufig gefordert, dass sich die Abschaltbedingungen des elektronischen Schutzschalters an die Last- und Temperatureigenschaften des Halbleiterschalters anpassen (Save Operating Area). So weist ein beispielsweise aus der DE 203 02 275 U1 bekannter elektronischer Schalter einen Halbleiterschalter in Form eines MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor) auf, der zwischen einen Betriebsspannungsanschluss und einen Lastanschluss in einen Strompfad geschaltet ist. Um in einem Gleichspannungsnetz eine zuverlässige Strombegrenzung zu erreichen, wird ein von einem Stromsensor im Strompfad erfasster Messwert einem Komparatoreingang einer Regeleinrichtung zugeführt. Bei Vorliegen eines Einschaltsignals und bei einem einen Referenzwert unterschreitenden Messwert steuert die Regeleinrichtung den Halbleiterschalter auf, während bei einem den Referenzwert überschreitenden Messwert die Regeleinrichtung den Leistungstransistor zusteuert und den über diesen fließende Strom auf den Referenzwert begrenzt.
Aus der EP 1 150 410 A2 ist ein mittels eines Mikroprozessors über einen Auslösekreis angesteuerter elektronischer Schutzschalter bekannt, der die Energieversorgung zu einer Last mit einer Zeitverzögerung unterbricht. Zuvor oder zeitgleich erfolgt eine partielle Unterbrechung des Schutzschalters.
Eine partielle Unterbrechung eines elektronischen Schutzschalters mit mehreren Schaltblöcken, die jeweils einen elektronischen Schalter in Form eines MOSFET und einen diesen über einen gemeinsamen Mikroprozessor steuernden Kompara- tor aufweisen, ist auch aus der EP 1 294 069 B1 bekannt. Im Falle eines Überstroms wird die Energieversorgung zur Last nach einer Zeitverzögerung unterbrochen, die auf eine partielle Untersagung des wenigstens einen Schalters folgt.
Zum Schalten insbesondere kapazitiver Lasten und/oder zu deren Schutz gegen Überstrom und Kurzschluss wird der Halbleiterschalter des elektronischen Schutzschalters als Konstantstromquelle zum Laden der Kapazität genutzt. Der Halbleiterschalter und insbesondere ein hierbei eingesetzter MOSFET muss in der Lage sein, während des Schaltens beziehungsweise im Zuge des Ladens der Kapazität die Verlustleistung in Folge des Einschaltstroms tragen zu können. Aufgrund dieser Situation werden elektronische Schutzschalter, insbesondere solche mit konstanter Strombegrenzung, üblicherweise mit einem überdimensionierten Halbleiterschalter (MOSFET) ausgelegt, um dieser Verlustleistung ausreichend Rech- nung zu tragen. Eine derartige Dimensionierung des eingesetzten Halbleiterschalters führt jedoch zu einem erhöhten Kostenaufwand und einem entsprechend großen Raumbedarf innerhalb der Schaltung des elektronischen Schutzschalters.
Üblicherweise wird der Laststrom mit Hilfe eines Messwiderstandes (Shunt) oder mit einem anderen Stromsensor erfasst, der hierzu als zusätzliches Bauelement oder als zusätzlicher Funktionsblock (Schaltungsblock) bereitgestellt werden muss. Die Abschaltung im Kurzschluss- und/oder Überlastfall erfolgt mittels einer Hardwareschaltung oder mittels einer programmierbaren Steuerung in Form typischerweise eines Microcontrollers, die bzw. der zudem die temporäre Strombegrenzung steuert. Alternativ kann die temporäre Strombegrenzung durch die Überwachung der Temperatur des Halbleiterschalters, wie beispielsweise im Falle eines sogenannten TEMPFET, gesteuert werden.
Aus der eingangs genannten DE 20 2009 005 420 U1 ist ein elektronischer Schutzschalter mit einstellbarer Strombegrenzung bekannt, der in einem Strompfad zwischen einem Lastanschluss und einem Spannungsanschluss ein Leistungsteil aufweist, das in Abhängigkeit vom über den Strompfad fließenden Strom angesteuert ist und zwei Halbleiterschalter in zueinander parallelen Teilpfaden aufweist, von denen ein Teilpfad dazu eingerichtet ist, im Überlast- und/oder Kurzschlussfall einen begrenzten Strom über den Strompfad und/oder über eine Last zu führen.
Aus der US 7,760,479 B2 ist eine Schutzschaltung mit zwei parallelen Halbleiterschaltern bekannt, wobei einer der Halbleiterschalter (SMALL-FET) direkt und der andere Halbleiterschalter (PASS-FET) über einen Logikbaustein (logic gate) von einem Komparator angesteuert wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen möglichst effektiv arbeitenden elektronischen Schutzschalter anzugeben. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst mit den Merkmalen des Anspruchs 1 . Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche.
Hierzu weist der elektronische Schutzschalter einen ersten Halbleiterschalter, der in einen Strompfad (Hauptstrompfad) zwischen einem Spannungseingang für eine Versorgungsspannung und einen Lastausgang für eine anzuschließende oder angeschlossene Last geschaltet ist, und einen zweiter Halbleiterschalter auf, der dem ersten Halbleiterschalter parallel geschaltet und zum Einschalten eines Strombegrenzungspfads vorgesehen ist. Die beiden Halbleiterschalter sind mittels eines Komparators angesteuert und diesem hierzu ansteuerseitig nachgeschaltet. Dem Komparator ist eingangsseitig ein aus der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter abgeleitetes Überwachungssignal zugeführt. Dem Komparator ist über einen Schwellwerteingang ein Referenzsignal als Ausschaltschwellwert für die Halbleiterschalter zugeführt ist. Zudem ist dem Komparator eingangsseitig, insbesondere dessen Referenzeingang, ein Funktionsblock zur zeitbegrenzten Anhebung des Ausschaltschwellwertes zugeordnet. Diese Schwellwertanhebung erfolgt vorzugsweise während des Einschaltens des ersten Halbleiterschalters.
Geeigneterweise ist dem ersten und/oder dem zweiten Halbleiterschalter steuer- seitig ein Treiber vorgeschaltet. Zudem ist in den Strombegrenzungspfad vorzugsweise ein Strombegrenzungsglied, beispielsweise ein ohmscher Widerstand, geschaltet. In besonders vorteilhafter Ausgestaltung empfängt der Komparator zur Erzeugung eines Ansteuersignais für die Halbleiterschalter ein Einschaltsignal zeitverzögert.
Zweckmäßigerweise ist dem Komparator eingangsseitig eine Messeinrichtung zugeordnet, welche die Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter erfasst. Zudem kann dem Komparator zu dessen Aktivierung eine, vorzugsweise schaltbare, Stromquelle zugeordnet sein, die über ein Verzögerungsglied mit einem Steuereingang des elektronischen Schutzschalters zum Empfangen des Einschaltsignals verbunden ist. Dem Verzögerungsglied ist dann geeigneterweise ein als Einschaltsperre wirkender Funktionsblock zugeordnet, der im Falle einer Kurz- Schlussauslösung ein sofortiges Wiedereinschalten des ersten Halbleiterschalters blockiert bzw. verhindert. Dem Verzögerungsglied kann zudem ein Reset- Funktionsbaustein zugeordnet sein, der das Verzögerungsglied im Falle einer Überstromauslösung zurücksetzt.
Dem in den Strombegrenzungspfad geschalteten zweiten Halbleiterschalter, insbesondere dessen Treiber, ist geeigneterweise ansteuerseitig ein die Schaltsteilheit des AnSteuerimpulses einstellender Funktionsblock vorgeschaltet.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass aufgrund der Überwachung der Drain-Source-Spannung des oder jedes Halbleiterschalters des vorzugsweise selbstschützenden elektronischen Schutzschalters (Leistungsschutzschalter) im Strompfad kein zusätzlicher Spannungsabfall durch einen Mess-Shunt erfolgt und darüber hinaus ein zusätzlicher Stromsensor zur Erfassung des Laststroms nicht erforderlich ist. Die Bereitstellung des zusätzlichen strombegrenzenden Pfades mit dem zweiten Halbleiterschalter parallel zum ersten Halbleiterschalter im Hauptstrompfad ermöglicht eine temporäre Strombegrenzung bei Kurzschluss für beispielsweise 5ms sowie das Laden von lastseiti- gen Kondensatoren beim Einschalten des Schutzschalters beziehungsweise dessen Halbleiterschalter.
Des Weiteren ist der elektronische Schutzschalter kurzschlussfest für praktisch beliebige Ströme bei kleinen Lastinduktivitäten (größer oder gleich 1 μ H) und schnellem Stromanstieg (kleiner oder gleich 1000 Α/με). Zudem erfolgt eine automatische Anpassung der Abschaltschwelle an die Temperatur des oder jedes eingesetzten Halbleiterschalters. Geeignete Halbleiterschalter sind beispielsweise ein MOSFET oder ein IGBT. Ferner erfolgt ein zuverlässiges Abschalten des oder jedes Halbleiterschalters bei Erwärmung beziehungsweise bei Anstieg der Umgebungstemperatur oder im Falle eines Überstroms (TEMPFET- Verhalten). Besonders vorteilhaft ist die hohe Zuverlässigkeit des selbstschützenden elektronischen Schutzschalters aufgrund der reinen, prozessor- und softwarelosen Hardware- Schaltung mit einem Komparator. Die Reset-Funktionalität des strombegrenzenden Pfades zum Laden zugeschalteter Kondensatoren ermöglicht beziehungsweise gewährleistet eine üblicherweise gewünschte hot-swap-Funktionalität des elektronischen Schutzschalters. Die dem zweiten Halbleiterschalter innerhalb des Strombegrenzungspfades ansteuerseitig bevorzugt vorgeschaltete Schalteinheit, die geeigneterweise mit dem Steuereingang des elektronischen Schutzschalters verbunden ist, ermöglicht die Generierung schneller Schaltflanken am Halbleiterschalter, auch bei vergleichsweise langsamen Schaltsignalen. Hierbei kann geeigneterweise stets eine gleiche Einschaltsteilheit beim Einschalten des Halbleiterschalters erreicht werden. Eine dem Komparator eingangsseitig vorgeordnete Einschaltverzögerung, die beispielsweise durch ein RC-Glied realisiert ist, aktiviert die Messstromeinrichtung beispielsweise erst nach 2,5ms. Hierdurch werden hohe Spannungswerte an der Messstromeinrichtung bzw. am Komparator bei ausgeschalteten Halbleiterschaltern vermieden.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Fig. 1 schematisch in einem Blockschaltbild den elektronischen
Schutzschalter mit dessen wesentlichen Komponenten,
Fig. 2 in einem Blockschaltbild gemäß Figur 1 den elektronischen
Schutzschalter mit zusätzlichen Funktionsbausteinen, und
Fig. 3a und 3b eine Gesamtschaltung des elektronischen Schutzschalters gemäß Figur 2.
Einander entsprechende Teile sind in beiden Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Der in Fig. 1 schematisch dargestellte elektronische Schutzschalter 1 weist einen ersten Halbleiterschalter 2a auf, der in einen Hauptstrompfad 3a zwischen einen Spannungseingang 4 und einen Lastausgang 5 geschaltet ist. An den Spannungseingang 4 ist der Pluspol einer Spannungsquelle 6 für eine Versorgungs- Gleichspannung UDC mit beispielsweise UDC = 500 V(DC) angeschlossen. Die Versorgungs-Gleichspannung UDc kann jedoch auch größer, beispielsweise 800V(DC), oder kleiner, beispielsweise 24V(DC), sein. Der Minuspol der Spannungsquelle 6 führt über eine Last 7 an den Lastausgang 5 des elektronischen Schutzschalters 1 .
Dem ersten Halbleiterschalter 2a ist ein zweiter Halbleiterschalter 2b in einem Strombegrenzungspfad 3b parallel geschaltet. Die Halbleiterschalter 2a, 2b können als MOSFET oder als IGBT ausgeführt sein. Den beiden Halbleiterschaltern 2a, 2b ist eine Mess- oder Überwachungseinrichtung 8 zur Erfassung beziehungsweise zur Überwachung der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter 2a, 2b zugeordnet.
Die Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter 2a, 2b erfolgt mittels eines Komparators 9. Dieser ist ausgangsseitig - geeigneterweise über jeweils einen Treiber 10a, 10b - mit den Halbleiterschaltern 2a beziehungsweise 2b ansteuerseitig verbunden. Einem ersten Eingang Ei des Komparators 9 ist ein Überwachungssignal SDs der Mess-/Überwachungseinrichtung 8 zugeführt. Einem weiteren Eingang (Referenzeingang) E2 des Komparators 9 ist ein Referenzsignal RDS von einem Referenzwertgeber oder einer Referenzsignalschaltung 1 1 zugeführt. Der Referenzwertgeber 1 1 gibt eine Schwellwert (Spannungsschwellwert) U DS mit beispielsweise UDs = 1 V als EinVAusschaltschwelle für den ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter 2a beziehungsweise 2b vor.
Ein Impulsgeber 12 als externe Steuerquelle, die einen Einschaltpuls SA zur AnSteuerung des ersten und/oder zweiten Halbleiterschalters 2a, 2b in Form insbesondere eines Spannungspulses mit (+) 15 V liefert, ist an einen Steuereingang 13 des elektronischen Schutzschalters 1 angeschlossen. Der Einschaltpuls SA wird dem Komparator 9 über ein Verzögerungsglied oder eine Verzögerungsschaltung 14 zeitverzögert zugeführt. Die zeitverzögerte Zuführung des Einschaltpulses SA zum Komparator 9 erfolgt vorzugsweise jedoch nicht direkt, sondern indirekt über eine schaltbare Stromquelle 15, die den Komparator 9 vorzugsweise zeitverzögert aktiviert. Bei dem in Fig. 2 gezeigten erweiterten Blockschaltbild des elektronischen Schutzschalters 1 sind mit dem Blockschaltbild nach Fig. 1 übereinstimmende Funktionsund Schaltungsbausteine mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In den Strombegrenzungspfad 3b ist zusätzlich ein Strombegrenzungsglied 1 6, beispielsweise in Form eines ohmschen Widerstandes, insbesondere mit einem Widerstandwert R = 5Ω geschaltet. Der zur zusätzlichen Strombegrenzung im Strombegrenzungspfad 3b vorgesehenen Begrenzungsbaustein 1 6 kann entfallen, wenn der zweite Halbleiterschalter 2b selbst bereits den Strom begrenzen kann oder begrenzt.
Ansteuerseitig ist dem zweiten Halbleiterschalter 2b im Strombegrenzungspfad 3b eine Schalteinheit 17 zugeordnet, die im Ausführungsbeispiel ausgangsseitig des Komparators 9 zwischen diesen und den Treiber 10b geschaltet ist. Die Schalteinheit 17 dient zur Beschleunigung des Einschaltpulses SA, insbesondere auch unter Umgehung des Komparators 9. Hierzu ist die Schalteinheit 1 7 sowohl mit den entsprechenden Ausgang A2 des Komparators 9 als auch direkt mit der Einschaltpuls-Quelle 12 über den Steuereingang 13 verbunden. Das entsprechende Ansteuersignal Sb wird dem Treiber 10b und über diesen dem in den Strombegrenzungspfad 3b geschalteten zweiten Halbleiterschalter 2b ansteuerseitig mit praktisch stets gleicher Schalt- oder Einschaltsteilheit zugeführt.
Das am weiteren Ausgang Ai des Komparators 9 abgreifbare Ansteuersignal Ai für den in den Hauptstrompfad 3a geschalteten erste Halbleiterschalter 2a wird diesem ansteuerseitig lediglich über den Treiber 10a zugeführt. Ein Abgriff 18 an diesem Ausgang A-i des Komparators 9 führt an eine Reset-Schaltung 19 als Funktionsbaustein zum Rücksetzen des Verzögerungsgliedes zur Einschaltverzögerung. Hierbei wird nach einer Überstrom-Abschaltung mittels des Komparators 9 das Verzögerungsglied 14 entsprechend dem Einschalten durch den Einschaltpuls SA zurückgesetzt. Hierdurch können zugeschaltete Kondensatoren geladen werden (hot swap). Ein steuerseitig des in den Hauptstrompfad 3a geschalteten ersten Halbleiterschalters 2a hinter dem diesem zugeordneten Treiber 10a vorgesehener Abgriff 20 führt einerseits zu einer Kompensationsschaltung 21 und andererseits zu einem als Widereinschaltsperre dienenden Funktionsblock 22, der zur Reset- Schaltung 19 und über diese zur Einschaltverzögerung 14 führt. Der Funktionsbaustein 21 zur Einschaltkompensation dient zur Kompensierung von Ladestromspitzen bei großen Kondensatoren. Hierzu wird die Referenzspannung beziehungsweise der Schwellwert UDs am entsprechenden Eingang E2 des Kompara- tors 9 für kurze Zeit, beispielsweise für 1 ms, angehoben, wenn der erste Halbleiterschalter 2a eingeschaltet wird. Der Funktionsbaustein 22 verhindert ein wiederholtes, schnelles Widereinschalten des ersten Halbleiterschalters 2a, wenn beispielsweise eine Kurzschlussauslösung erfolgt ist. Die Widereinschaltsperre ist beispielsweise auf eine Zeit von 100ms eingestellt.
Die Figuren 3a und 3b zeigen einen Gesamtschaltplan des elektronischen
Schutzschalters 1 , wobei die Anschlussstellen am Übergang der Fig. 3a zur Fig. 3b mit mit xi bis x7 bezeichnet sind. In Fig. 3a (links) folgt dem dort mit V2 bezeichneten Impulsgeber 12 von links nach rechts die Resetschaltung 19 mit deren Schaltungskomponenten sowie die Verzögerungsschaltung (Einschaltverzögerung für den Treiber 10a) 14 mit den entsprechenden Schaltelementen bzw. Bauteilen. Es folgt die Referenzsignalschaltung 1 1 , welche den Schwellwert (UES) vorgibt. Hieran schließt sich in Fig. 3a der Komparator bzw. die Komparatorschaltung 9 an. Erkennbar ist diesem die schaltbare Stromquelle 15 mit den entsprechenden Bauteilen zugeordnet. Die Fig. 3a zeigt zudem die Kompensationsschaltung 21 als Kompensation für Kondensatorentladungen. Auch zeigt Fig. 3a eine Kompensationsschaltung 21 a für einen Anlaufstrom.
An den Komparator 9 schließt sich in Fig. 3b der Treiber 10a für den Halbleiterschalter 2a an, der in Fig. 3b mit M1 bezeichnet und vorzugsweise ein nieder- ohmiger Power-MOSFET ist. Dem Treiber bzw. der Treiberschaltung 10a folgt in Fig. 3b die (Ein-Aus-)Schalteinheit 17 mit deren Bauteilen. An diese schließt sich der Treiber 10b für den Halbleiterschalter 2b mit dem Strombegrenzungswieder- stand R10 an. Der Halbleiterschalter 2b ist ebenfalls vorzugsweise ein Power- MOSFET und in Fig. 3b mit M2 bezeichnet. Es schließt sich in Fig. 3b die Messschaltung 8 an. In Fig. 3b (rechts) sind auch die dort mit V3 bezeichnete Spannungsquelle 6 und ein Wiederstand R2 als Last 7 schaltungstechnisch dargestellt. Fig. 3b zeigt zudem die Komponenten zur Wiedereinschaltsperre des ersten Halbleiterschalters 2a (M1 ) als Funktionsblock 22.
Hinsichtlich der Funktionsweise wird nachfolgend bei Betrachtung der Mess- bzw. Überwachungseinrichtung 8 davon ausgegangen, dass im ausgeschalteten Zustand der Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) M1 , M2 an den Messdioden D1 , D9 und D4, D7 für die Drain-Source-Spannung die Batteriespannung U_BAT der Spannungsquell V3 anliegt. Die Dioden D1 und D9 sowie D4 und D7 sind somit im Sperrzustand. Der Ausgangspegel der Messschaltung 8 am Wiederstand R46 wird durch den Spannungsabfall an den Dioden D8 und D18 bestimmt.
Im eingeschalteten Zustand der Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) M1 , M2 ist der Ausgangspegel der Messschaltung 8 durch den stromabhängigen Spannungsabfall an den Drain-Source-Strecken der Halbleiterschalter M1 , M2 bestimmt. Die Messdioden D1 und D9 sowie D4 und D7 sind im leitfähigen Zustand. Bei Überstrom oder Kurzschluss im Lastpfad 3a steigt der Spannungsfall an den Halbleiterschalter M1 , M2 und bestimmt den Ausgangspegel der Messschaltung 8. Der Transistor Q3 mit dessen Beschaltung stabilisiert den Messwert während der Umschaltung der Halbleiterschalter M1 , M2.
Der Komparator 9 gemäß Fig. 3a als Differenzverstärker aus den beiden Transistoren Q1 und Q2 vergleicht das Referenzsignal mit dem aus der Messschaltung 8 zugeführten Messwert. Der Differenzverstärker ist nur aktiv, wenn die schaltbare Stromquelle 15, das heißt deren dortiger Transistor Q7 aktiviert ist. Die Ausgangswiederstände R1 und R4 des Komparators 9 schalten über die Transistoren Q5 und Q12 den Treiber 10a und über die Transistoren Q6 und Q13 den Treiber 10b.
Die Referenzsignalschaltung 1 1 als Referenzwertgeber für die Abschaltschwelle UDS liefert den Referenzwert für den Komparator 9, in dem dieser durch den Spannungsabfall an den Dioden D2, D10 und D28 sowie an dem Widerstand R48 bestimmt und über den Widerstand R6 dem Komparator 9 zugeführt wird.
Im Verzögerungsglied 14 zur Einschaltverzögerung des Halbleiterschalters 2a (M1 ) wird mittels des Widerstandes R8 und der Zehnerdiode D5 am Transistor Q17 des Komparator (Differenzverstärkers) 9, gebildet aus den Transistoren Q9 und Q17, eine Vergleichsspannung erzeugt. Beim Einschalten des Einschaltpulses SA am Steuereingang steigt die Spannung am Kondensator C5. Über die Stromquelle, gebildet aus dem Transistor Q18 mit den Dioden D1 6 und D17 sowie aus den Widerständen R43 und R18, wird der Kondensator C6 geladen. Wenn die Spannung am Kondensator C6 die Vergleichsspannung am Transistor Q17 erreicht, schaltet der Transistor Q9 und aktiviert die schaltbare Stromquelle 15 des Komparators 9 neu, sodass die Drain-Source-Spannungsüberwachung 8 aktiv ist. Die schaltbare Stromquelle 15 wird aktiviert durch den Strom aus dem Transistor Q9. Der Stromwert wird durch den Spannungsabfall an den Dioden D1 1 und D13 sowie am Widerstand R7 bestimmt.
Die Schalteinheit (Ein-Aus-)Schalteinheit 17 steht über dem Widerstand R15 und dem Kondensator C5 direkt mit dem Impulsgeber 12 (V2) in Verbindung. Beim Einschalten des Einschaltpulses SA am Steuereingang 13 steigt die Spannung am Kondensator C5 an. Der Widerstand R15 begrenzt den Einschaltstrom und filtert Spannungseinbrüche aufgrund eventuellen Prellens des Einschaltsignals. Wenn die Spannung den Wert der Zehnerdiode D15 überschreitet, schaltet der Transistor Q4. Die Transistoren Q21 und Q14 erzeugen am Treiber 10b für den Halbleiterschalter 2b (M2) ein schnelles Schaltsignal.
Mittels der Schaltung 19, die für einen Reset nach einem Überstrom eingerichtet ist, wird am Komparator 9 das Kollektorsignal des Transistors Q6 als Reset-Puls an den Transistor Q10 geführt. Der Referenzpegel RDS des Komparators oder Differenzverstärkers, gebildet aus den Transistoren Q1 1 und Q22, wird aus der Drain-Source-Einschaltschwelle UDS an den Transistor Q22 geführt. Am Transistor Q1 1 wird das Steuersignal aus der Widereinschaltsperre 22 dem Halbleiterschalter 2a (M1 ) zugeführt. Der Reset-Puls am Transistor Q10 wird nur dann am Tran- sistor Q6 wirksam, wenn der Pegel der Widereinschaltsperre 22 nicht aktiv ist und das Potential der Basis des Transistors Q1 1 niedriger ist als der Basispegel des Transistors Q22.
Bei der Kompensationsschaltung 21 als Kompensation für die Kondensatorentladung wird beim Einschalten des Treibers 10a für den Halbleiterschalter 2a (M1 ) über das R-C-Glied aus dem Kondensator C1 1 und dem Widerstand R50 und die Diode D14 ein Kompensationssignal an den Komparator 9 geführt. Dieses Kompensationssignal hebt für eine kurze Zeit das Referenzsignal RDS am Komparator 9 an. Dadurch wird bei einem kapazitiven Nachladestrom eines Ladekondensators nicht abgeschaltet, wenn der Nachladestrom die normale Abschaltschwelle überschreitet.
Hinsichtlich der Kompensation für den Anlaufstrom gemäß der Schaltung 21 a ist der durch die Drain-Source-Abschaltsschwelle UDS eingestellte Arbeitsstrom derart bemessen, dass auch bei einem höheren Arbeitsstrom, zum Beispiel dem 4- fachen Nennstrom, nicht abgeschaltet wird. Nach dem Einschalten des Halbleiterschalters 2a (M1 ) wird gleichzeitig mit der Widereinschaltsperre 22 durch die Kompensationsschaltung 21 a die Abschaltschwelle nach einer durch den Kondensator C14 und den Widerstand R64 bestimmten Zeit der Transistor Q23 eingeschaltet. Dadurch reduziert sich nach Ablauf der Kompensationszeit, beispielsweise nach 100ms, die Abschaltschwelle auf den Normalwert von beispielsweise dem 2-fachen Nennstrom.
Nach dem Einschalten des Treibers 10a für den Halbleiterschalter 2a (M1 ) wird mittels der Widereinschaltsperre 22 über den Widerstand R32 und die Diode D12 der Kondensator C4 geladen. Über die Diode D26 steigt die Spannung an der Basis des Transistors Q1 1 in der Resetschaltung 19 nach einem Überstrom erst verzögert an, und ermöglicht ein Widereinschalten (Reset) der gesamten Schaltung am Steuereingang 13. Nach dem Abschalten des Treibers 10a wird der Kondensator C4 über die Diode D24 und den Widerstand R62 schnell entladen, um ein sofortiges Widereinschalten zu verhindern. Bezugszeichenliste
I elektronischer Schutzschalter
2a erster Halbleiterschalter
2b zweiter Halbleiterschalter
3a Hauptstrompfad
3b Strombegrenzungspfad
4 Spannungseingang
5 Lastausgang
6 Spannungsquelle
7 Last
8 Mess-/Überwachungseinrichtung
9 Komparator
10a Treiber
10b Treiber
I I Referenzwertgeber
12 Impulsgeber
13 Steuereingang
14 Verzögerungsglied
15 schaltbare Stromquelle
1 6 Strombegrenzungsglied
17 Schalteinheit
18 Abgriff
19 Reset-Schaltung
20 Abgriff
21 Kompensationsschaltung
22 Funktionsbaustein/Widereinschaltsperre
Ai,2 Komparatorausgang
E 2 Komparatoreingang
RDS Referenzsignal/Schwellwert
Sa Ansteuersignal
Sb Ansteuersignal SA Einschaltpuls
SDs Überwachungssignal
UDS Schwellwert

Claims

Ansprüche
1 . Elektronischer Schutzschalter (1 ) mit mindestens einem ersten Halbleiterschalter (2a), der in einen Strompfad (3a) zwischen einem Spannungseingang (4) für eine Versorgungsspannung (UDc) und einen Lastausgang (5) für eine anzuschließende oder angeschlossene Last (7) geschaltet ist, wobei dem ersten Halbleiterschalter (2a) ein zweiter Halbleiterschalter (2b) zum Einschalten eines Strombegrenzungspfads (3b) parallel geschaltet ist, und wobei die beiden Halbleiterschalter (2a, 2b) mittels eines Komparators (9) angesteuert sind, dem ein aus der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter (2a, 2b) abgeleitetes Überwachungssignal (SDs) zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet,
- dass dem Komparator (9) über einen Schwellwerteingang (E2) ein Referenzsignal (RDS) als Ausschaltschwellwert (UDS) für den ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter (2a, 2b) zugeführt ist, und
- dass dem Komparator (9) eingangsseitig ein Funktionsbaustein (21 ) zur zeitbegrenzten Anhebung des Ausschaltschwellwert (UDs), insbesondere während des Einschaltens des ersten Halbleiterschalters (2a), zugeordnet ist.
2. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Komparator (9) ein Einschaltsignal (SA) zur Erzeugung eines An- steuersignals (Sa, Sb) für den ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter (2a, 2b) zeitverzögert empfängt.
3. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass dem Komparator (9) zu dessen Aktivierung eine schaltbare Stromquelle (15) zugeordnet ist, die über ein Verzögerungsglied (14) mit einem Steuereingang (13) zum Empfangen des Einschaltsignals (SA) verbunden ist.
4. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass dem Komparator (9) eingangsseitig eine Messeinrichtung (8) zugeordnet ist, welche die Drain-Source-Spannung (U DS) der Halbleiterschalter (2a, 2b) erfasst.
5. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass dem ersten und/oder dem zweiten Halbleiterschalter (2a, 2b) steuer- seitig ein Treiber (1 0a, 1 0b) vorgeschaltet ist.
6. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass dem in den Strombegrenzungspfad (3b) geschalteten zweiten Halbleiterschalter (2b), insbesondere dessen Treiber (10b), ansteuerseitig eine die Schaltsteilheit des AnSteuerimpulses (Sb) einstellende Schalteinheit (1 7) vorgeschaltet ist
7. Elektronischer Schutzschalter (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass in den Strombegrenzungspfad (3b) ein Strombegrenzungsglied (1 6), insbesondere ein ohmscher Widerstand (R1 0), geschaltet ist.
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