WO2016163605A1 - 무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 장치 Download PDF

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WO2016163605A1
WO2016163605A1 PCT/KR2015/010075 KR2015010075W WO2016163605A1 WO 2016163605 A1 WO2016163605 A1 WO 2016163605A1 KR 2015010075 W KR2015010075 W KR 2015010075W WO 2016163605 A1 WO2016163605 A1 WO 2016163605A1
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dft
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고현수
정재훈
노광석
김동규
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엘지전자 주식회사
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    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal

Definitions

  • the present disclosure relates to wireless communication, and more particularly, to a transmitting device for transmitting data in a wireless communication system.
  • the next generation multimedia wireless communication system which is being actively researched recently, requires a system capable of processing and transmitting various information such as video, wireless data, etc., out of an initial voice-oriented service.
  • various information such as video, wireless data, etc.
  • mission critical services requiring low latency
  • emergency services requiring extreme low latency
  • services such as the tactical internet, and V2X
  • massive machine communication and sensor networks are required to support an extremely large number of terminals.
  • next generation wireless communication system The purpose of this next generation wireless communication system is to enable a large number of users to communicate reliably regardless of location and mobility.
  • a wireless channel may be caused by path loss, noise, fading due to multipath, inter symbol interference (ISI), or mobility of UE.
  • ISI inter symbol interference
  • Various techniques have been developed to overcome the non-ideal characteristics of the wireless channel and to improve the reliability of the wireless communication.
  • CP-OFDM cyclic prefix-OFDM
  • new waveforms for satisfying this are emerging.
  • new waveforms such as Filter Bank Multi Carrier (FBMC), Generalized Frequency Division Multiplexing (GFDM), and Universal Filtered-OFDM (UF-OFMD) are being discussed as suitable waveforms for next generation wireless communication system services.
  • FBMC Filter Bank Multi Carrier
  • GFDM Generalized Frequency Division Multiplexing
  • U-OFMD Universal Filtered-OFDM
  • the present disclosure provides an apparatus for transmitting data in a wireless communication system.
  • the present specification proposes a transmission apparatus for transmitting data in a wireless communication system based on DFT spread OFDM.
  • the transmitting apparatus includes an S-to-P block, a DFT block, a subcarrier mapping block, a plurality of IDFT blocks, a P-to-S block, and a plurality of band pass filters.
  • the first IDFT block and the second IDFT block may be represented to represent a plurality of IDFT blocks
  • the first band pass filter and the second band pass filter may be represented to represent a plurality of band pass filters.
  • the modulated input symbols are converted from serial to parallel by an S-to-P block. At least one zero is inserted into the head and tail portions of the input symbols converted in parallel.
  • the allocation amount of zero may be determined by receiving information on a zero tone allocation amount by the receiving device and receiving the information through a physical layer signal or a higher layer signal.
  • a tone corresponds to a subcarrier, and a zero tone eventually corresponds to a subcarrier that is not used for interference prevention. According to the above process, an input symbol inserted with zero is sent to the DFT block.
  • the DFT block performs complex DFT on the input symbols and outputs complex-valued symbols. For example, if N symbols are input, the DFT size is N (N is a natural number). That is, the DFT block receives an input symbol in which at least one zero is inserted into the head part and the tail part to perform DFT spreading.
  • the subcarrier mapping block is also referred to as a frequency domain data processing block because the complex symbols on which the DFT spreading is performed are distributed in the frequency domain and mapped to the subcarrier.
  • the subcarrier mapping block outputs a first subband and a second subband by mapping complex symbols to subcarriers. Null may be inserted every two consecutive subbands. Complex symbols in one subband may be mapped to consecutive subcarriers in the frequency domain. That is, a centralized mapping scheme may be used in one subband. The signals in the frequency domain mapped in this way correspond to subcarriers.
  • the first IDFT block performs an IFFT on the first subband and outputs a baseband signal for data, which is a time domain signal.
  • the second IDFT block performs an IFFT on the second subband and outputs a baseband signal for data, which is a time domain signal.
  • M may be determined by the channel bandwidth (M is a natural number). If the DFT size N is equal to the IDFT size N, successive operations of the DFT and IDFT are inversely related to each other and completely cancel each other out. However, if M exceeds N, zero may be inserted into the remaining inputs exceeding each of the first IDFT block and the second IDFT block.
  • the P-to-S block is included in each of the first IDFT block and the second IDFT block to convert the baseband signals output from each of the first IDFT block and the second IDFT block from parallel to serial.
  • the first band pass filter filters the baseband signal output from the first IDFT block.
  • the second bandpass filter filters the baseband signal output from the second IDFT block.
  • the information on the allocation amount of 0 and the information on the first band pass filter and the second band pass filter on the head part and the tail part may be determined by estimating the delay spread length of the channel of the receiving apparatus based on the reference signal. .
  • the information on the allocation amount of 0 and the information on the first band pass filter and the second band pass filter are determined according to the delay spread length of the changed channel. If the delay spread length of the estimated channel is not changed, information on the allocation amount of 0 and information on the first bandpass filter and the second bandpass filter are maintained.
  • the physical layer signal transmits information about the allocation amount of 0 and information of the first bandpass filter and the second bandpass filter through the PDCCH or the ePDCCH.
  • the higher layer signal transmits information on the allocation amount of 0 and information on the first bandpass filter and the second bandpass filter through the PDSCH or the PUSCH.
  • the transmitting apparatus may include a processor, a memory, and a radio frequency (RF) unit.
  • the processor controls all of the above-described S-to-P block, DFT block, subcarrier mapping block, a plurality of IDFT blocks, P-to-S blocks, and a plurality of band pass filters.
  • the memory is operatively connected to the processor and the RF unit is operatively connected to the processor. That is, the radio signals generated through the first IDFT block and the first band pass filter from the first subband and the radio signals generated through the second IDFT block and the second band pass filter from the second subband are added together (superposition).
  • the radio signal is transmitted or received by the RF unit.
  • the UF-OFDM system that applies the DFT spreading and the filter on a subband basis, it reduces the inter-symbol interference caused by the delay of the multipath channel and the robustness of the multipath spread. Can increase.
  • 1 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating a resource grid for one uplink slot in 3GPP LTE.
  • 3 shows an example of a structure of a downlink subframe in 3GPP LTE.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a transmitting end of a conventional OFDM.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a transmitting end of the UF-OFDM.
  • 6 is a graph showing a power spectrum in the frequency domain of the conventional OFDM.
  • FIG. 9 is a graph illustrating a DFT spread OFDM signal in which 0 is inserted into a head part and a tail part.
  • FIG. 11 shows a signal of UF-OFDM to which DFT spreading is applied.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a procedure of performing a transmission / reception terminal according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a transmitting end according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a device in which an embodiment of the present specification is implemented.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier-frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • LTE long term evolution
  • E-UMTS Evolved UMTS
  • 1 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE.
  • a radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots. Slots in a radio frame are numbered from 0 to 19 slots.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI may be referred to as a scheduling unit for data transmission.
  • one radio frame may have a length of 10 ms
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe may be variously changed.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram illustrating a resource grid for one uplink slot in 3GPP LTE.
  • an uplink slot includes a plurality of SC-FDMA symbols in a time domain and includes a Nul resource block (RB) in a frequency domain.
  • the SC-FDMA symbol is used to represent one symbol period and may be called an OFDMA symbol or a symbol period according to a system.
  • the RB includes a plurality of subcarriers in the frequency domain in resource allocation units.
  • the number Nul of resource blocks included in an uplink slot depends on an uplink transmission bandwidth set in a cell.
  • the uplink transmission bandwidth is system information.
  • the terminal can know the Nul by obtaining system information.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • an exemplary resource block includes 7 SC-FDMA symbols in the time domain and 7 ⁇ 12 resource elements including 12 subcarriers in the frequency domain, but the number of subcarriers in the resource block and the SC-FDMA symbol are exemplarily described.
  • the number of is not limited thereto.
  • the number of SC-FDMA symbols or the number of subcarriers included in the RB may be variously changed.
  • the number of SC-FDMA symbols may be changed according to the length of a cyclic prefix (CP). For example, the number of SC-FDMA symbols is 7 for a normal CP and the number of SC-FDMA symbols is 6 for an extended CP.
  • CP cyclic prefix
  • a resource grid for one uplink slot may be applied to a resource grid for a downlink slot.
  • the downlink slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • 3 shows an example of a structure of a downlink subframe in 3GPP LTE.
  • the downlink subframe includes two contiguous slots. Up to three OFDM symbols of the first slot in the downlink subframe are control regions to which a physical downlink control channel (PDCCH) is allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated. data region).
  • the control region may be allocated a control channel such as a physical control format indicator channel (PCFICH) and a physical hybrid-ARQ indicator channel (PHICH).
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PHICH physical hybrid-ARQ indicator channel
  • the control region includes 3 OFDM symbols.
  • the number of OFDM symbols included in the control region in the subframe can be known through the PCFICH.
  • the PHICH carries hybrid automatic repeat request (HARQ) acknowledgment (ACK) / not-acknowledgement (NACK) information in response to uplink data transmission.
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • ACK acknowledgment
  • NACK not-acknowledgement
  • the PDCCH may carry a downlink grant informing of resource allocation of downlink transmission on the PDSCH.
  • the UE may read downlink user data transmitted through the PDSCH by decoding control information transmitted through the PDCCH.
  • the PDCCH may carry control information used for physical uplink shared channel (PUSCH) scheduling to the UE.
  • the control information used for PUSCH scheduling is an uplink grant informing of resource allocation of uplink transmission.
  • the control region consists of a set of a plurality of control channel elements (CCE).
  • the PDCCH is transmitted on an aggregation of one or several consecutive CCEs.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups. Resource element groups are used to define control channel mappings to resource elements. If the total number of CCEs in the downlink subframe is Ncce, the CCE is indexed from 0 to Ncce, k-1. Since the number of OFDM symbols included in the control region in the subframe may change for each subframe, the total number of CCEs in the subframe may also change for each subframe.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a transmitting end of a conventional OFDM.
  • Conventional OFDM may correspond to CP-OFDM, which inserts a CP into an OFDM signal to solve inter-symbol interference in one subcarrier caused by the spread of the signal in time.
  • Conventional OFDM transmitters are S-to-P (S / P) block 410, DFT block 420, subcarrier mapping block 430, IDFT block and P-to-S (P / S) block 440 And a CP insertion unit 450.
  • the transmitter of the conventional OFDM may further include a channel coding unit (not shown) and a modulator (not shown).
  • the channel coding unit performs channel coding on information bits to generate coded bits.
  • the information bits may be referred to as data transmitted from a transmitting end.
  • the modulator maps the encoded bit into a symbol representing a location on a signal constellation to produce modulated symbols.
  • the modulation scheme is not limited and may be m-Phase Shift Keying (m-PSK) or m-Quadrature Amplitude Modulation (m-QAM).
  • m-PSK m-Phase Shift Keying
  • m-QAM m-Quadrature Amplitude Modulation
  • the DFT block 420 performs a DFT on the input symbols and outputs complex-valued symbols. For example, if N symbols are input, the DFT size is N (N is a natural number).
  • the subcarrier mapping block 430 is also referred to as a frequency domain data processing block by mapping complex symbols to each subcarrier. Complex symbols may be mapped to resource elements corresponding to resource blocks allocated for data transmission.
  • the IDFT block 440 performs an IFFT on the input symbol and outputs a baseband signal for data, which is a time domain signal.
  • M may be determined by the channel bandwidth (M is a natural number). If the DFT size N is equal to the IDFT size N, successive operations of the DFT and IDFT are inversely related to each other and completely cancel each other out. However, if M exceeds N, zero may be inserted into the remaining inputs exceeding the IDFT block.
  • the P-to-S block 440 is included in the IDFT block 440 to convert the baseband signal output from the IDFT block from parallel to serial, and the CP inserting unit 450 performs the rear part of the baseband signal for the data. Copy and insert it before the baseband signal for data.
  • ISI Inter Symbol Interference
  • ICI Inter Carrier Interference
  • SC-FDMA the transmission scheme in which IDFT is performed after DFT spreading. That is, in the uplink, the transmitting end performs both the DFT and the IDFT.
  • SC-FDMA may also be referred to as FTTS-OFMD (DFT spread-OFDM).
  • FTTS-OFMD DFT spread-OFDM
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • transmission power efficiency may be increased in a terminal with limited power consumption. Accordingly, user throughput may be increased.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a transmitting end of the UF-OFDM.
  • the UF-OFDM system does not have a CP insertion unit and thus does not insert a CP for the signal output by the IDFT block.
  • a band pass filter for filtering the signal output by the IDFT block is included in place of the CP insertion unit.
  • the UF-OFDM system has a plurality of IDFT blocks and a plurality of band pass filters corresponding to the plurality of IDFT blocks one-to-one. The plurality of IDFT blocks and the plurality of band pass filters may be applied to each subband in units of subbands. Specifically, the structure and operation procedure of the transmitting end of the UF-OFDM system will be described below.
  • the transmitter of the UF-OFDM includes an S-to-P (S / P) block 510, a DFT block 520, a subcarrier mapping block 530, a plurality of IDFT blocks, and a P-to-S (P / S) block. 540-1, 540-2, ..., 540-N 'and a plurality of band pass filters 550-1, 550-2, ..., 550-N'.
  • the transmitter of the UF-OFDM may further include a channel coding unit (not shown) and a modulator (not shown).
  • the channel coding unit performs channel coding on information bits to generate coded bits.
  • the information bits may be referred to as data transmitted from a transmitting end.
  • the modulator maps the encoded bit into a symbol representing a location on a signal constellation to produce modulated symbols.
  • the modulation scheme is not limited and may be m-Phase Shift Keying (m-PSK) or m-Quadrature Amplitude Modulation (m-QAM).
  • m-PSK m-Phase Shift Keying
  • m-QAM m-Quadrature Amplitude Modulation
  • the DFT block 520 outputs complex-valued symbols by performing a DFT on the input symbols. For example, if N symbols are input, the DFT size is N (N is a natural number).
  • the subcarrier mapping block 530 is also referred to as a frequency domain data processing block by dispersing the output complex symbols in the frequency domain to map the subcarriers.
  • the subcarrier mapping block maps complex symbols to subcarriers and outputs N 'subbands (N' is a natural number).
  • N 'subbands are divided into subband # 1, subband # 2,... , Subband #N '. Null may be inserted every two consecutive subbands.
  • Complex symbols in one subband may be mapped to consecutive subcarriers in the frequency domain. That is, a centralized mapping scheme may be used in one subband.
  • the signals in the frequency domain mapped in this way correspond to subcarriers.
  • a plurality of IDFT blocks 540-1, 540-2, ..., 540-N 'performs an IFFT for each subband of the N' subbands to perform a baseband for data that is a time domain signal. Output the signal. That is, the nth IDFT block 540-n outputs an nth baseband signal by performing IFFT on subblock #n (n 1, 2,..., N ′).
  • M may be determined by the channel bandwidth (M is a natural number). If the DFT size N is equal to the IDFT size N, successive operations of the DFT and IDFT are inversely related to each other and completely cancel each other out. However, if M exceeds N, zero may be inserted into the remaining inputs exceeded for each IDFT block 540-1, 540-2, ..., 540-N '.
  • the P-to-S block is included in each of the plurality of IDFT blocks (540-1, 540-2, ..., 540-N ') to convert the baseband signals output from each IDFT block from parallel to serial.
  • the length of each band pass filter may be given as L.
  • the UF-OFDM here is also an OFDM system to which DFT spreading is applied. That is, in the uplink, the transmitting end performs both the DFT and the IDFT.
  • 6 is a graph showing a power spectrum in the frequency domain of the conventional OFDM.
  • 7 is a graph showing the power spectrum in the frequency domain of UF-OFDM.
  • 6 and 7 compare the power spectrum in the actual frequency domain with the conventional OFDM system to which the CP-OFDM is applied and the UF-OFDM system to which the bandpass filter is applied on a subband basis.
  • 6 shows a power spectrum in the frequency domain of the conventional OFDM
  • FIG. 7 shows a power spectrum in the frequency domain of the UF-OFDM.
  • a bandpass filter is applied in units of subbands, and thus the influence of a signal on other adjacent bands can be greatly reduced compared to the conventional OFDM system.
  • This characteristic has a great advantage in terms of utilization of fragmented spectrum in the situation where the frequency resources are currently depleted. It also serves as a big foundation for next-generation technology communications.
  • the UF-OFDM system has the advantage of reducing the influence of the signal on other adjacent bands.
  • performance is reduced due to the delay caused by the multipath by applying the bandpass filter in units of subbands without inserting the CP. That is, interference with previous symbols, that is, inter-symbol interference (ISI), which occurs due to delay due to multiple paths, has no effect of eliminating the CP length of the conventional OFDM system. That is, as shown in FIG. 8, in the UF-OFDM system, the symbol # 1 overlaps with the symbol # 2 due to a delay caused by the multipath, and the ISI occurs a lot because the CP is not inserted into the corresponding part.
  • ISI inter-symbol interference
  • FIG. 9 is a graph illustrating a DFT spread OFDM signal in which 0 is inserted into a head part and a tail part.
  • the waveform of the transmission signal has a smooth pulse waveform instead of the conventional rectangular pulse waveform, as shown in FIG. 8, the ISI generated by the delay due to the multi-path is reduced to some extent.
  • the interval length of this smooth pulse waveform portion is not designed to prevent delays caused by the multipath of the channel, but rather reduces the out-of-band (OBB) emission of the subbands. Determined by Thus, there is a need for improvements to reduce ISI.
  • One of the simplest ways to improve this is to put a zero guard time. That is, a method of inserting 0 in the time domain. By setting the zero guard time, the ISI caused by the delay due to the multipath with the previous symbol can be reduced. However, the method causes loss of time resources by setting a guard time of a fixed time regardless of the channel environment. In addition, there is a disadvantage in that the signal is made to be zero and becomes a rectangular pulse waveform so that the effect of out-of-band radiation is lost too much.
  • FIG. 9 illustrates a signal in which a certain portion of a data signal is filled with zeros through a DFT spreading scheme to form a smooth pulse waveform in a head portion, which is the beginning of the signal, and a tail portion, which is the last portion of the signal, in the time domain. That is, it can be seen that DFT spreading is performed by inserting 0 during the S_h time sample in the head part of the signal and during the S_t time sample in the tail part. This can adequately reduce out-of-band emissions through data loss. If the DFT spreading scheme is properly combined with the above-described method of applying a bandpass filter on a subband basis, it may be useful to remove ISI caused by delay caused by multipath in an UF-OFDM system.
  • the method of applying the band pass filter on a subband basis has an effect of reducing out-of-band radiation. That is, the length of the band pass filter is designed in terms of out-of-band radiation. Accordingly, a DFT spreading scheme is required to reduce ISI caused by delay caused by multipath.
  • signaling about how much 0 is required to be inserted into the transmitting terminal according to the channel state at the receiving terminal is required.
  • 10 shows a signal of UF-OFDM without DFT spreading.
  • 11 shows a signal of UF-OFDM to which DFT spreading is applied.
  • the signal 1010 in the time domain without inserting 0 and without applying DFT spreading is filtered using a band pass filter 1020 having a sample length of L.
  • FIG. The signal in the time domain was a rectangular pulse waveform having a sample length of N, but changes to a smooth pulse waveform 1030 having a total sample length of N + L-1 according to the waveform of the bandpass filter. Since the smooth pulse waveform 1030 has an effect that the interference signal size is somewhat smaller, this is called soft protection. Since the smooth portion has a sample length of L-1, the size of the interference signal must be smaller than the sample length of L-1 to be protected from interference. Therefore, if the delay caused by the multipath is longer than the sample length of L-1, performance degradation due to interference occurs.
  • DFT diffusion is performed by inserting 0 of the signal 1110 before passing through the bandpass filter 1120 by S_h and S_t in the tail by applying DFT spreading to obtain a smooth pulse waveform.
  • the performance improvement is achieved.
  • the smooth pulse waveform signal 1130 has a smooth length at a head portion of L-1 + S_h and a tail portion at L-1 + S_t.
  • the intermediate portion of the smooth pulse waveform signal 1130 has a short sample length of N-L-S_h-S_t + 1.
  • the waveform length of the portion where interference can occur becomes long, and in the middle portion, energy is collected by shortening the waveform length. This prevents performance degradation due to interference even if the delay caused by the multipath is longer than the sample length of L-1.
  • the length of S_h and S_t is related to the actual data loss, so it is necessary to adjust the length. In particular, to make the waveforms at both ends smoother, more zero tones are needed.
  • a tone corresponds to a subcarrier, and a zero tone eventually corresponds to a subcarrier that is not used for interference prevention.
  • the length of the filter may be dynamically optimized in consideration of S_h and S_t. Therefore, in consideration of the above, the delay degree due to the multipath of the channel environment must be estimated and dynamically implemented.
  • the filter is based on the Chebyshev filter, but is not limited thereto and may be based on various filters.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a procedure of performing a transmission / reception terminal according to an embodiment of the present specification.
  • a reference signal (RS) for estimating a current channel of a receiver is transmitted.
  • the uplink may be a DM (demodulation) -RS or a Sounding Reference Signal (SRS) or a third uplink RS of the uplink UE.
  • the downlink may be a cell-specific RS (CRS) or a DM-RS or a third downlink RS of the base station. That is, the transmitting end may be a terminal, the receiving end may be a base station, and conversely, the transmitting end may be a base station and a receiving end may be a terminal.
  • step S1220 the delay spread length of the current channel of the receiver is estimated by the channel estimation algorithm through the transmitted RS.
  • the degree of delay in the time domain may be calculated by performing IDFT / IFFT.
  • step S1230 it is checked whether the delay spread length has changed by comparing the delay spread length of the previous channel with the value of the delay spread length of the current channel.
  • the delay spread length of the channel can be set from one sample length to several sample lengths. If the set value is small, it is optimal from the performance point of view.However, overhead occurs because new signaling needs to be newly performed every time.If the set value is kept large, the new signal does not need to be newly performed. Only there can be performance degradation. On the other hand, even if the delay spread length of the channel is changed, the period can be considered. That is, if the delay spread length is changed too often, a lot of overhead due to new signaling is generated, so that the selected update period may be considered by selecting a change period at the receiver.
  • step S1240 if it is determined that there is no change in the delay spread length, the previously used filter information and the zero tone allocation are performed as it is. That is, the filter information and zero tone allocation information are maintained as they are.
  • a tone corresponds to a subcarrier, and a zero tone eventually corresponds to a subcarrier that is not used for interference prevention.
  • step S1250 since the delay spread length due to the multipath is changed unlike the previous channel, it is necessary to newly determine the information of the filter and the quota of zero tone based on the changed value. That is, the information of the filter and the allocation of zero tones need to be optimized. Such optimization can be found through a real-time algorithm. However, in consideration of processing time and the like, information optimized by a lookup table as shown in Table 1 below can be found. That is, the following Table 1 is configured according to the delay spread length to provide information on the optimized filter length, the coefficient of the filter, the number of zero tones for S_h and the number of zero tones for S_t. I can figure it out.
  • step S1260 the information of the filter determined in step S1250 and the quota of 0 (tone) tones are transmitted to the transmitter through a physical layer signal or an upper layer signal.
  • the physical layer signal may allocate time frequency resources to the transmitter through PDCCH or ePDCCH, and inform the filter information and zero tone allocation. For example, if the look-up table of Table 1 is shared by the transceiver, the information may be transmitted by passing the index of the look-up table.
  • the physical layer signal may allocate time frequency resources to the receiver through PUCCH or PUSCH and inform the filter information and zero tone allocation. For example, if the look-up table of Table 1 is shared by the transceiver, the information may be transmitted by passing the index of the look-up table.
  • both uplink and downlink may transmit data through the PDSCH or the PUSCH, and restore the data in the upper layer to transmit information.
  • data may be transmitted by applying information of a new filter received from the receiver and a zero tone allocation amount.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a transmitting end according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 13 illustrates a transmitting end in an UF-OFDM system to which DFT spreading is applied according to an embodiment of the present specification.
  • the transmitting end is an S-to-P (S / P) block 1310, a DFT block 1320, a subcarrier mapping block 1330, a plurality of IDFT blocks and a P-to-S (P / S) block 1340-1. 1340-2, ..., 1340-N ') and a plurality of band pass filters 1350-1, 1350-2, ..., 1350-N'.
  • the modulated input symbols are converted from serial to parallel by the S-to-P block 1310. At least one zero is inserted into the head and tail portions of the input symbols converted in parallel.
  • the allocation amount of zero may be determined by receiving information on a zero tone allocation amount by the receiving end and receiving the information through a physical layer signal or a higher layer signal.
  • a tone corresponds to a subcarrier, and a zero tone eventually corresponds to a subcarrier that is not used for interference prevention. According to the above process, an input symbol having zero inserted therein is sent to the DFT block 1320.
  • the DFT block 1320 performs a DFT on the input symbols and outputs complex-valued symbols. For example, if N symbols are input, the DFT size is N (N is a natural number).
  • the subcarrier mapping block 1330 is also called a frequency domain data processing block by dispersing the output complex symbols in the frequency domain to map the subcarriers.
  • the subcarrier mapping block maps complex symbols to subcarriers and outputs N 'subbands (N' is a natural number).
  • N 'subbands are divided into subband # 1, subband # 2,... , Subband #N '. Null may be inserted every two consecutive subbands.
  • Complex symbols in one subband may be mapped to consecutive subcarriers in the frequency domain. That is, a centralized mapping scheme may be used in one subband.
  • the signals in the frequency domain mapped in this way correspond to subcarriers.
  • a plurality of IDFT blocks 1340-1, 1340-2,..., 1340 -N 'perform an IFFT for each subband of the N' subbands to perform a baseband for data that is a time domain signal. Output the signal. That is, the n-th IDFT block 1134-n outputs an n-th baseband signal by performing IFFT on subblock #n (n 1, 2, ..., N ').
  • M may be determined by the channel bandwidth (M is a natural number). If the DFT size N is equal to the IDFT size N, successive operations of the DFT and IDFT are inversely related to each other and completely cancel each other out. However, if M exceeds N, zero may be inserted into the remaining inputs exceeded for each IDFT block 1340-1, 1340-2, ..., 1340-N '.
  • the P-to-S block is included in each of the plurality of IDFT blocks (1340-1, 1340-2, ..., 1340-N ') to convert the baseband signal output from each IDFT block from parallel to serial.
  • the information of the filter such as the length of the filter and the coefficient of the filter, may also be determined by the receiver to receive the information of the filter through a physical layer signal or a higher layer signal.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a device in which an embodiment of the present specification is implemented.
  • the wireless device 1400 may include a processor 1410, a memory 1420, and a radio frequency (RF) unit 1430.
  • the wireless device 1400 may be a transmitter (or a transmitter) or a receiver (or a receiver).
  • the processor 1410 may be configured to implement the above-described functions, procedures, and methods. That is, the processor may include the S-to-P block 1310, the DFT block 1320, the subcarrier mapping block 1330, the plurality of IDFT blocks and the P-to-S blocks 1340-1 and 1340-shown in FIG. 13. 2, ..., 1340-N ') and a plurality of band pass filters 1350-1, 1350-2, ..., 1350-N'. Layers of a radio interface protocol may be implemented in a processor.
  • the processor 1410 may perform a procedure for driving the above-described operation.
  • the memory 1420 is operatively connected to the processor 1410, and the RF unit 1430 is operatively connected to the processor 1410. That is, in FIG.
  • the processor 1410 may include an application-specific integrated circuit (ASIC), another chipset, a logic circuit, and / or a data processing device.
  • the memory 1420 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium, and / or other storage device.
  • the RF unit 1430 may include a baseband circuit for processing a radio signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module is stored in the memory 1420 and can be executed by the processor 1410.
  • the memory 1420 may be inside or outside the processor 1410 and may be connected to the processor 1410 through various well-known means.

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Abstract

DFT 확산 OFDM을 기반으로 하는 무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 송신 장치가 제공된다. 구체적으로, 프로세서가 제어하는 DFT 블록에 의해 적어도 하나의 0이 삽입된 헤드부 및 테일부와 입력 심벌에 DFT를 수행하여 제1 서브밴드 및 제2 서브밴드를 출력하고, 제1 IDFT 블록에 의해 맵핑된 제1 서브밴드에 IDFT가 수행되어 신호를 출력하고 그 신호가 제1 밴드패스필터에 의해 필터링되고, 제2 IDFT 블록에 의해 맵핑된 제2 서브밴드에 IDFT가 수행되어 신호를 출력하고 그 신호가 제2 밴드패스필터에 의해 필터링되는 송신 장치가 제공된다.

Description

무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 장치
본 명세서는 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 송신 장치에 관한 것이다.
최근 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하여 전송할 수 있는 시스템이 요구되고 있다. 예를 들어, 기존 광대역 서비스에서 더 많은 주파수 자원을 사용함으로써 더 높은 전송률을 제공하는 홀로그램 및 실시간 UHD 고화질 서비스들이 요구된다. 또한, 저지연(low latency)을 요구하는 미션 크리티컬(mission critical) 서비스, 극도의 저지연을 요구하는 응급 서비스나 전술 인터넷(tactical internet), V2X와 같은 서비스도 요구되고 있다. 또한, 극도로 많은 단말들을 지원하기 위한 massive machine 통신, 센서 네트워크(sensor network)도 요구된다.
이러한 차세대 무선 통신 시스템의 목적은 다수의 사용자가 위치와 이동성에 관계없이 신뢰할 수 있는(reliable) 통신을 할 수 있도록 하는 것이다. 그런데, 무선 채널(wireless channel)은 경로 손실(path loss), 잡음(noise), 다중 경로(multipath)에 의한 페이딩(fading) 현상, 심벌 간 간섭(Inter Symbol Interference, ISI) 또는 단말의 이동성으로 인한 도플러 효과(Doppler effect) 등의 비이상적인 특성이 있다. 무선 채널의 비이상적 특성을 극복하고, 무선 통신의 신뢰도(reliability)를 높이기 위해 다양한 기술이 개발되고 있다.
상술한 서비스를 기존 LTE 시스템의 CP-OFDM(Cyclic Prefix-OFDM) 방법으로 제공하는 것은 어렵다. 특히, 기존 LTE 시스템으로는 1ms 길이의 TTI로 저지연 통신의 요구 사항을 만족시키기 어렵다. 따라서, 이를 만족시키기 위한 새로운 waveform들이 부각되고 있다. 예를 들어, FBMC(Filter Bank Multi Carrier), GFDM(Generalized Frequency Division Multiplexing), UF-OFMD(Universal Filtered-OFDM)과 같은 새로운 waveform들이 차세대 무선 통신 시스템 서비스를 위한 적합한 waveform으로서 논의 되고 있다. 그 중에서 CP를 사용하지 않고 서브밴드 단위로 필터를 적용하는 UF-OFDM 방법을 적용하여 저지연 통신의 요구를 만족시킬 수 있는 차세대 무선 통신 시스템을 살펴보기로 한다.
본 명세서는 무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 장치를 제공한다.
본 명세서는 DFT 확산 OFDM을 기반으로 하는 무선 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 송신 장치를 제안한다.
송신 장치는 S-to-P 블록, DFT 블록, 부반송파 맵핑 블록, 복수의 IDFT 블록과 P-to-S 블록 및 복수의 밴드패스필터를 포함한다. 여기서, 복수의 IDFT 블록을 나타내기 위해 제1 IDFT 블록 및 제2 IDFT 블록으로 나타내고, 복수의 밴드패스필터를 나타내기 위해 제1 밴드패스필터 및 제2 밴드패스필터로 나타낼 수 있다.
변조된 입력 심벌들을 S-to-P 블록에 의해 직렬에서 병렬로 변환한다. 병렬로 변환된 입력 심벌들의 헤드부와 테일부에 적어도 하나의 0(zero)를 삽입한다. 0(zero)의 할당량은 수신 장치에 의해 0(zero) 톤(tone) 할당량에 대한 정보가 결정되어 물리 계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 정보를 수신함으로써 결정될 수 있다. 여기서 톤(tone)은 부반송파에 대응하는 것으로 0(zero) 톤은 결국 간섭 방지를 위해 사용되지 않는 부반송파에 대응한다. 상기 과정에 따라 0(zero)이 삽입된 입력 심벌을 DFT 블록으로 보낸다.
DFT 블록은 입력되는 심벌들에 DFT 확산을 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어 N개의 심벌들이 입력되면 DFT 크기(size)는 N이다(N은 자연수). 즉, DFT 블록은 헤드부와 테일부에 적어도 하나의 0(zero)을 삽입한 입력 심벌을 수신하여 DFT 확산을 수행한다.
부반송파 맵핑 블록은 DFT 확산이 수행된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파에 맵핑(mapping)한다 하여 주파수 영역 데이터 처리 블록이라고도 한다. 부반송파 맵핑 블록은 복소수 심벌들을 부반송파에 맵핑하여 제1 서브밴드 및 제2 서브밴드를 출력한다. 연속된 2개의 서브밴드들 사이마다 Null이 삽입될 수 있다. 하나의 서브밴드 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브밴드 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다. 이렇게 맵핑된 주파수 영역의 신호는 부반송파에 대응된다.
제1 IDFT 블록은 제1 서브밴드에 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드(baseband) 신호를 출력한다. 제2 IDFT 블록은 제2 서브밴드에 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드(baseband) 신호를 출력한다. 여기서, IFFT 크기를 M이라 할 때, M은 채널 대역폭에 의해 결정될 수 있다(M은 자연수). 만약 DFT 크기 N이 IDFT 크기 N과 같다면 DFT와 IDFT의 연속적인 연산은 서로 역함수의 관계에 있으므로 서로를 완전히 상쇄시키게 된다. 그러나, M이 N을 초과하는 경우에는 제1 IDFT 블록 및 제2 IDFT 블록 각각에 초과되는 나머지 입력들에 0을 삽입할 수 있다.
P-to-S 블록은 제1 IDFT 블록 및 제2 IDFT 블록 각각에 포함되어 제1 IDFT 블록 및 제2 IDFT 블록 각각에서 출력된 베이스밴드 신호를 병렬에서 직렬로 변환한다. 제1 밴드패스필터는 제1 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다. 제2 밴드패스 필터는 제2 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다. 이를 통해 UF-OFDM 시스템에서 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용하는 것을 확인할 수 있다. 여기서, 필터의 길이 및 필터의 계수와 같은 필터의 정보도 수신 장치에 의해 결정되어 물리 계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 상기 필터의 정보를 수신함으로써 결정될 수 있다.
헤드부와 테일부에 0의 할당량에 대한 정보 및 제1 밴드패스필터와 제2 밴드패스필터의 정보는 참조신호를 전송하여 참조신호에 의해 수신 장치의 채널의 지연 확산 길이를 추정하여 결정할 수 있다.
추정된 채널의 지연 확산 길이가 변경되면, 헤드부와 테일부에 0의 할당량에 대한 정보 및 제1 밴드패스필터와 제2 밴드패스필터의 정보가 변경된 채널의 지연 확산 길이에 따라 결정된다. 추정된 채널의 지연 확산 길이가 변경되지 않는다면, 헤드부와 테일부에 0의 할당량에 대한 정보 및 제1 밴드패스필터와 제2 밴드패스필터의 정보가 유지된다.
물리 계층 신호는 PDCCH 또는 ePDCCH를 통해서 헤드부와 테일부에 0의 할당량에 대한 정보 및 제1 밴드패스필터와 제2 밴드패스필터의 정보를 전송한다.
상위 계층 신호는 PDSCH 또는 PUSCH를 통해서 헤드부와 테일부에 0의 할당량에 대한 정보 및 제1 밴드패스필터와 제2 밴드패스필터의 정보를 전송한다.
또한, 송신 장치는 프로세서, 메모리 및 RF(radio frequency) 부를 포함할 수 있다. 프로세서는 상술한 S-to-P 블록, DFT 블록, 부반송파 맵핑 블록, 복수의 IDFT 블록과 P-to-S 블록 및 복수의 밴드패스필터를 모두 제어한다. 메모리는 동작적으로 프로세서에 연결되고, RF 부는 프로세서에 동작적으로 연결된다. 즉, 제1 서브밴드로부터 제1 IDFT 블록 및 제1 밴드패스필터를 거쳐 생성된 무선 신호와 제2 서브밴드로부터 제2 IDFT 블록 및 제2 밴드패스필터를 거쳐 생성된 무선 신호가 모두 더해진(superposition) 후에 RF 부에 의해 무선 신호가 전송 또는 수신된다.
DFT 확산과 서브밴드 단위로 필터를 적용하는 UF-OFDM 시스템을 적용하여 다중 경로 채널(multi path channel)의 지연에 의한 ISI(Inter-Symbol Interference)를 줄이고, 다중 경로 확산(multi path spread)의 강건성을 높일 수 있다.
도 1은 3GPP LTE에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 3GPP LTE에서 하나의 상향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸 예시도이다.
도 3은 3GPP LTE에서 하향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
도 4는 기존 OFDM의 송신단을 나타낸 블록도이다.
도 5는 UF-OFDM의 송신단을 나타낸 블록도이다.
도 6은 기존 OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 7은 UF-OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 8은 UF-OFDM에서 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 나타낸다.
도 9는 헤드부와 테일부에 0을 삽입한 DFT 확산 OFDM 신호를 나타낸 그래프이다.
도 10은 DFT 확산을 적용하지 않은 UF-OFDM의 신호를 나타낸다.
도 11은 DFT 확산을 적용한 UF-OFDM의 신호를 나타낸다.
도 12는 본 명세서의 실시예에 따른 송수신단의 수행 절차를 나타내는 흐름도이다.
도 13은 본 명세서의 실시예에 따른 송신단을 나타낸 블록도이다.
도 14는 본 명세서의 실시예가 구현되는 기기를 나타낸 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 3GPP LTE에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 0부터 19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수 등은 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 3GPP LTE에서 하나의 상향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸 예시도이다.
도 2를 참조하면, 상향링크 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 SC-FDMA 심벌을 포함하고, 주파수 영역(frequency domain)에서 Nul 자원블록(Resource Block, RB)을 포함한다. SC-FDMA 심벌은 하나의 심벌 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것으로, 시스템에 따라 OFDMA 심벌 또는 심벌 구간이라고 할 수 있다. 자원블록은 자원 할당 단위로 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. 상향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 Nul은 셀에서 설정되는 상향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 상향링크 전송 대역폭은 시스템 정보(system information)이다. 단말은 시스템 정보를 획득하여 Nul을 알 수 있다.
자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(resource element)라 한다. 자원 그리드 상의 자원요소는 슬롯 내 인덱스 쌍(pair) (k, ℓ)에 의해 식별될 수 있다. 여기서, k(k=0,...,Nul×12-1)는 주파수 영역 내 부반송파 인덱스이고, ℓ(ℓ=0,...,6)은 시간 영역 내 SC-FDMA 심벌 인덱스이다.
여기서, 하나의 자원블록은 시간 영역에서 7 SC-FDMA 심벌, 주파수 영역에서 12 부반송파로 구성되는 7×12 자원요소를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 자원블록 내 부반송파의 수와 SC-FDMA 심벌의 수는 이에 제한되는 것은 아니다. 자원블록이 포함하는 SC-FDMA 심벌의 수 또는 부반송파의 수는 다양하게 변경될 수 있다. SC-FDMA 심벌의 수는 CP(cyclic prefix)의 길이에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어, 노멀(normal) CP의 경우 SC-FDMA 심벌의 수는 7이고, 확장된(extended) CP의 경우 SC-FDMA 심벌의 수는 6이다.
도 2의 3GPP LTE에서 하나의 상향링크 슬롯에 대한 자원 그리드는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드에도 적용될 수 있다. 다만, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 포함한다.
도 3은 3GPP LTE에서 하향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 하향링크 서브프레임은 2개의 연속적인(contiguous) 슬롯을 포함한다. 하향링크 서브프레임 내의 제1 슬롯의 앞선 최대 3 OFDM 심벌들이 PDCCH(physical downlink control channel)가 할당되는 제어영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심벌들은 PDSCH(physical downlink shared channel)가 할당되는 데이터 영역(data region)이 된다. 제어영역에는 PDCCH 이외에도 PCFICH(physical control format indicator channel), PHICH(physical hybrid-ARQ indicator channel) 등의 제어채널이 할당될 수 있다. 여기서, 제어영역이 3 OFDM 심벌을 포함하는 것은 예시에 불과하다. 서브프레임 내 제어영역이 포함하는 OFDM 심벌의 수는 PCFICH를 통해 알 수 있다. PHICH는 상향링크 데이터 전송의 응답으로 HARQ(hybrid automatic repeat request) ACK(acknowledgement)/NACK(not-acknowledgement) 정보를 나른다.
PDCCH는 PDSCH 상의 하향링크 전송의 자원 할당을 알려주는 하향링크 그랜트를 나를 수 있다. 단말은 PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 디코딩하여 PDSCH를 통해 전송되는 하향링크 사용자 데이터를 읽을 수 있다. 또한, PDCCH는 단말에게 PUSCH(physical uplink shared channel) 스케줄링을 위해 사용되는 제어정보를 나를 수 있다. PUSCH 스케줄링을 위해 사용되는 제어정보는 상향링크 전송의 자원 할당을 알려주는 상향링크 그랜트이다.
제어영역은 복수의 CCE(control channel elements)들의 집합으로 구성된다. PDCCH는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE의 집단(aggregation) 상으로 전송된다. CCE는 복수의 자원요소 그룹(resource element group)에 대응된다. 자원요소 그룹은 자원요소로의 제어채널 맵핑을 정의하기 위해 사용된다. 하향링크 서브프레임에서 CCE의 총 수가 Ncce라면, CCE는 0부터 Ncce,k-1까지 CCE 인덱스가 매겨진다. 서브프레임마다 서브프레임 내 제어영역이 포함하는 OFDM 심벌의 수가 변할 수 있기 때문에, 서브프레임 내 CCE의 총 수 역시 서브프레임마다 변할 수 있다.
도 4는 기존 OFDM의 송신단을 나타낸 블록도이다.
기존 OFDM은 시간적으로 신호의 퍼짐으로써 발생하는 하나의 부반송파내의 심벌 간 간섭을 해결하기 위해 OFDM 신호에 CP를 삽입하는 CP-OFDM에 대응할 수 있다.
기존 OFDM의 송신단은 S-to-P(S/P) 블록(410), DFT 블록(420), 부반송파 맵핑 블록(430), IDFT 블록과 P-to-S(P/S) 블록(440) 및 CP 삽입부 (450)를 포함한다. 또한, 기존 OFDM의 송신단은 채널 코딩부(미도시) 및 변조기(미도시)를 더 포함할 수 있다.
채널 코딩부는 정보 비트들(information bits)에 채널 코딩을 수행하여 부호화된 비트(coded bit)를 생성한다. 상기 정보 비트들은 송신단으로부터 전송되는 데이터라 할 수 있다. 변조기는 부호화된 비트를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 심벌로 맵핑하여 변조된 심벌들을 생성한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 변조된 심벌들은 S-to-P 블록(410)에 의해 직렬에서 병렬로 변환되고 DFT 블록(420)에 입력된다.
DFT 블록(420)은 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어 N개의 심벌들이 입력되면 DFT 크기(size)는 N이다(N은 자연수).
부반송파 맵핑 블록(430)은 복소수 심벌들을 각 부반송파에 맵핑(mapping)시켜 주파수 영역 데이터 처리 블록이라고도 한다. 복소수 심벌들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원블록에 대응하는 자원요소들에 맵핑될 수 있다.
IDFT 블록(440)은 입력되는 심벌에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드(baseband) 신호를 출력한다. 여기서, IFFT 크기를 M이라 할 때, M은 채널 대역폭에 의해 결정될 수 있다(M은 자연수). 만약 DFT 크기 N이 IDFT 크기 N과 같다면 DFT와 IDFT의 연속적인 연산은 서로 역함수의 관계에 있으므로 서로를 완전히 상쇄시키게 된다. 그러나, M이 N을 초과하는 경우에는 IDFT 블록에 초과되는 나머지 입력들에 0을 삽입할 수 있다.
P-to-S 블록(440)은 IDFT 블록(440)에 포함되어 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 병렬에서 직렬로 변환하고 CP 삽입부(450)는 데이터를 위한 베이스밴드 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 베이스밴드 신호 앞에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISI(Inter Symbol Interference), ICI(Inter Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
이와 같이, DFT 확산(spread) 후 IDFT가 수행되는 전송 방식을 SC-FDMA라 한다. 즉, 상향링크에서 송신단이 DFT와 IDFT를 둘 다 수행한다. SC-FDMA는 DFTS-OFMD(DFT spread-OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FMDA에서는 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우, 전력 소모가 제한된 단말에서 전송 전력 효율이 높아질 수 있다. 이에 따라 사용자 수율(user throughput)이 높아질 수 있다.
도 5는 UF-OFDM의 송신단을 나타낸 블록도이다.
UF-OFDM 시스템은 기존 OFDM 시스템과 달리 CP 삽입부가 없어서 IDFT 블록에 의해 출력된 신호에 대해서는 CP 삽입을 하지 않는다. 또한, CP 삽입부 대신에 IDFT 블록에 의해 출력된 신호를 필터링하는 밴드패스필터가 포함된다. 기존 OFDM 시스템이 하나의 IDFT 블록만을 가진 것과는 달리, UF-OFDM 시스템에서는 복수의 IDFT 블록을 가지고, 상기 복수의 IDFT 블록에 일대일 대응하는 복수의 밴드패스필터가 있는 구조로 구성된다. 상기 복수의 IDFT 블록과 복수의 밴드패스필터는 서브밴드(sub-band) 단위로 각 서브밴드마다 하나씩 적용할 수 있다. 구체적으로, 이하에서 UF-OFDM 시스템의 송신단의 구조 및 동작 절차를 살펴본다.
UF-OFDM의 송신단은 S-to-P(S/P) 블록(510), DFT 블록(520), 부반송파 맵핑 블록(530), 복수의 IDFT 블록과 P-to-S(P/S) 블록(540-1, 540-2,…, 540-N’) 및 복수의 밴드패스필터(band pass filter, 550-1, 550-2,…, 550-N’)를 포함한다. 또한, UF-OFDM의 송신단은 채널 코딩부(미도시) 및 변조기(미도시)를 더 포함할 수 있다.
기존 OFDM의 송신단과 마찬가지로, 채널 코딩부는 정보 비트들(information bits)에 채널 코딩을 수행하여 부호화된 비트(coded bit)를 생성한다. 상기 정보 비트들은 송신단으로부터 전송되는 데이터라 할 수 있다. 변조기는 부호화된 비트를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 심벌로 맵핑하여 변조된 심벌들을 생성한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 변조된 심벌들은 S-to-P 블록(510)에 의해 직렬에서 병렬로 변환되고 DFT 블록(520)에 입력된다.
DFT 블록(520)은 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어 N개의 심벌들이 입력되면 DFT 크기(size)는 N이다(N은 자연수).
부반송파 맵핑 블록(530)은 출력된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파에 맵핑(mapping)한다 하여 주파수 영역 데이터 처리 블록이라고도 한다. 부반송파 맵핑 블록은 복소수 심벌들을 부반송파에 맵핑하여 N’개의 서브밴드를 출력한다(N’은 자연수). 여기서, N’개의 서브밴드를 서브밴드 #1, 서브밴드 #2,…, 서브밴드 #N’으로 나타낼 수 있다. 연속된 2개의 서브밴드들 사이마다 Null이 삽입될 수 있다. 하나의 서브밴드 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브밴드 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다. 이렇게 맵핑된 주파수 영역의 신호는 부반송파에 대응된다.
복수의 IDFT 블록(540-1, 540-2,…, 540-N’)은 상기 N’개의 서브밴드들 중 각각의 서브밴드마다 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드(baseband) 신호를 출력한다. 즉, 제n IDFT 블록(540-n)은 서브블록 #n에 IFFT를 수행하여 제n 베이스밴드 신호를 출력한다(n = 1, 2,…, N’). 여기서, IFFT 크기를 M이라 할 때, M은 채널 대역폭에 의해 결정될 수 있다(M은 자연수). 만약 DFT 크기 N이 IDFT 크기 N과 같다면 DFT와 IDFT의 연속적인 연산은 서로 역함수의 관계에 있으므로 서로를 완전히 상쇄시키게 된다. 그러나, M이 N을 초과하는 경우에는 각 IDFT 블록(540-1, 540-2,…, 540-N’)마다 초과되는 나머지 입력들에 0을 삽입할 수 있다.
P-to-S 블록은 복수의 IDFT 블록 각각에(540-1, 540-2,…, 540-N’)에 포함되어 각 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 병렬에서 직렬로 변환한다. 복수의 밴드패스필터(550-1, 550-2,…, 550-N’)는 복수의 IDFT 블록(540-1, 540-2,…, 540-N’)에 일대일 대응되어 대응되는 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다. 즉, 제n 밴드패스필터는 제n IDFT 블록에 의해 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다(n = 1, 2,…, N’). 이를 통해 UF-OFDM 시스템에서 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용하는 것을 확인할 수 있다. 여기서, 각 밴드패스필터의 길이는 L로 주어질 수 있다.
여기서의 UF-OFDM도 마찬가지로 DFT 확산이 적용되는 OFDM 시스템이다. 즉, 상향링크에서 송신단이 DFT와 IDFT를 둘 다 수행한다.
도 6은 기존 OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다. 도 7은 UF-OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 6과 도 7은 CP-OFDM이 적용되는 기존 OFDM 시스템과 서브밴드 단위로 밴드패스필터가 적용되는 UF-OFDM 시스템과의 실제 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 비교한다. 도 6은 기존 OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타내고, 도 7은 UF-OFDM의 주파수 영역에서의 전력 스펙트럼을 나타낸다.
UF-OFDM 시스템은 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용함으로써 기존 OFDM 시스템에 비해 다른 인접 밴드로 미치는 신호의 영향을 많이 줄일 수 있다. 이러한 특성은 현재 주파수 자원이 고갈되어 있는 상황에서 단편화된(fragmented) 스펙트럼의 활용도 측면에서 큰 이득을 가진다. 또한, 차세대 기술 통신을 위한 큰 밑거름으로 작용한다.
도 6을 참조하면, 하나의 서브밴드를 기준으로 하여, 기존 OFDM은 다른 밴드로 영향을 미치는 신호의 전력이 서서히 떨어진다. 반면에, 도 7을 참조하면, UF-OFDM의 경우는 다른 밴드로 영향을 미치는 신호의 전력이 빨리 떨어지는 것을 알 수 있다. 즉, 다른 인접 밴드에 미치는 신호의 영향을 줄일 수 있다는 특성에 의해 차세대 waveform의 하나의 후보로 간주되고 있다.
도 8은 UF-OFDM에서 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 나타낸다.
UF-OFDM 시스템은 다른 인접 밴드에 미치는 신호의 영향을 줄일 수 있다는 장점을 가진다. 그러나, CP를 삽입하지 않고 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용함으로 다중 경로에 의한 지연으로 인해 성능이 약화되는 단점도 가진다. 즉, 기존 OFDM 시스템이 가지던 CP 길이만큼 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 이전 심볼과의 간섭, 즉, 심벌 간 간섭(Inter Symbol Interference, ISI)이 제거되는 효과를 가지지 못한다. 즉, 도 8과 같이, UF-OFDM 시스템은 심벌 #1이 다중 경로에 의한 지연이 발생하여 심벌 #2와 겹쳐지고, 해당 부분에 CP를 삽입하지 않으므로 ISI가 많이 발생하게 된다.
도 9는 헤드부와 테일부에 0을 삽입한 DFT 확산 OFDM 신호를 나타낸 그래프이다.
물론, 도 8과 같이 전송 신호의 파형이 기존의 직사각형 펄스 파형이 아닌 매끄러운(smooth) 펄스 파형을 가지기 때문에, 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 어느 정도 줄이는 효과가 있다. 하지만, 이러한 매끄러운 펄스 파형 부분의 구간 길이는 채널의 다중 경로에 의한 지연을 방지하기 위한 목표로 설계되는 것이 아니라, 서브밴드의 대역외(out-of-band; OOB) 방사(emission)를 줄이는 정도에 의해서 결정된다. 따라서, ISI를 줄이기 위한 개선이 필요하다.
이를 개선하기 위한 가장 단순한 방법 중에 하나가 zero guard time을 두는 방법이다. 즉, 시간 영역 상에서 0을 삽입하는 방법이다. zero guard time을 설정함으로써 이전 심벌과의 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 줄일 수 있다. 다만, 상기 방법은 채널의 환경에 무관하게 고정된 시간의 guard time을 설정함으로써 시간 자원의 손실을 가져온다. 또한, 신호를 아예 0으로 만들어 직사각형 펄스 파형이 되어 대역외 방사의 효과가 너무 없어지는 단점도 있다.
도 9는 DFT 확산 방식을 통해 일정 부분의 데이터 신호를 0으로 채워서 시간 영역에서 신호의 시작 부분인 헤드(head)부와 신호의 마지막 부분인 테일(tail)부를 매끄러운 펄스 파형으로 만든 신호를 나타낸다. 즉, 신호의 헤드(head)부에 S_h 시간 샘플 동안과 테일(tail)부에 S_t 시간 샘플 동안에 0을 삽입하여 DFT 확산을 수행하는 것을 알 수 있다. 이를 통해 적당하게 데이터 손실을 통한 대역외 방사를 줄일 수 있다. DFT 확산 방식을 상술한 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용하는 방식과 적절히 조합한다면 UF-OFDM 시스템에서 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 제거하는데 유용할 수 있다.
즉, 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용하는 방법은 대역외 방사를 줄이는 효과를 가져온다. 즉, 상기 밴드패스필터의 길이는 대역외 방사 관점에서 설계가 된다. 따라서, 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 ISI를 줄이기 위해서는 DFT 확산 방식이 필요하다. 다만, DFT 확산이 적용된 UF-OFDM 시스템을 구현하기 위해서는 수신단에서 채널의 상태에 따라 송신단에 얼마만큼의 0의 삽입이 필요한지에 대한 시그널링(signaling)이 필요하다.
도 10은 DFT 확산을 적용하지 않은 UF-OFDM의 신호를 나타낸다. 도 11은 DFT 확산을 적용한 UF-OFDM의 신호를 나타낸다.
도 10을 참조하면, 0을 삽입하지 않고 DFT 확산을 적용하지 않은 시간 영역의 신호(1010)를 L의 샘플 길이를 가지는 밴드패스필터(1020)를 사용하여 필터링을 한다. 시간 영역의 신호는 N의 샘플 길이를 가지는 직사각형 펄스 파형이었으나 밴드패스필터의 파형에 따라 총 N+L-1의 샘플 길이를 가지는 매끄러운 펄스 파형(1030)으로 변한다. 매끄러운 펄스 파형(1030)을 가지기 때문에 간섭 신호 크기가 어느 정도 작게 들어오는 효과가 있고 이를 소프트 프로텍션(soft protection)이라고 한다. 매끄러운 부분이 L-1의 샘플 길이를 가지므로 간섭 신호의 크기가 L-1의 샘플 길이보다 작아야 간섭에서 보호될 수 있다. 따라서, 다중 경로에 의한 지연이 L-1의 샘플 길이보다 길다면 간섭으로 인한 성능 열화가 발생한다.
따라서, 도 11과 같이 DFT 확산을 적용하여 밴드패스필터(1120)를 통과하기 전의 신호(1110)를 헤드부에서 S_h와 테일부에서 S_t만큼 0을 삽입하여 DFT 확산을 수행하여 매끄러운 펄스 파형으로 먼저 만들어서 다중 경로에 의한 지연으로부터의 강건함이 추가되어 성능 개선의 효과를 얻는다. 상기 신호(1110)를 밴드패스필터(1120)에 통과시킨 후의 매끄러운 펄스 파형의 신호(1130)는 매끄러운 부분은 헤드부는 L-1+S_h로 테일부는 L-1+S_t로 샘플 길이가 길어진다. 또한, 매끄러운 펄스 파형의 신호(1130)의 중간 부분은 N-L-S_h-S_t+1로 샘플 길이가 짧아진다. 즉, 간섭이 발생할 수 있는 부분의 파형 길이는 길어지고, 중간 부분에는 파형 길이를 짧게 하여 에너지를 모은다고 볼 수 있다. 이로써 다중 경로에 의한 지연이 L-1의 샘플 길이보다 길어도 간섭으로 인한 성능 열화를 방지할 수 있다.
다만, S_h와 S_t의 길이는 실제 데이터 손실과 연관이 되어서 적절한 길이의 조절이 필요하다. 특히 양쪽 끝의 파형을 좀 더 매끄럽게 만들려면 더 많은 0 톤(zero tone)을 필요로 하게 된다. 여기서 톤(tone)은 부반송파에 대응하는 것으로 0(zero) 톤은 결국 간섭 방지를 위해 사용되지 않는 부반송파에 대응한다. 또한, 필터의 길이도 S_h와 S_t를 고려하여 동적으로 최적화될 수 있다. 따라서, 상술한 것들을 고려하여 채널 환경의 다중 경로에 의한 지연 정도를 추정하여 동적으로 구현하여야 효율적이다.
이하에서는, DFT 확산이 적용되는 UF-OFDM 시스템에서 다중 경로에 의한 지연으로 발생하는 간섭을 줄이기 위한 시그널링 방법을 기술한다. 즉, 수신단의 채널 환경에 따라 송신단에 동적으로 최적화된 정보를 알려주는 것이다. 여기서, 시그널링에 필요한 정보는 S_h와 S_t를 위한 0(zero) 톤의 할당량 및 사용할 필터의 정보에 대응한다. 본 명세서에서 필터는 체비세프(chebyshev) 필터를 기반으로 하였지만 이에 제한되는 것은 아니고 다양한 필터를 기반으로 할 수 있다.
도 12는 본 명세서의 실시예에 따른 송수신단의 수행 절차를 나타내는 흐름도이다.
도 12를 참조하면, 단계 S1210에서는, 수신단의 현재 채널을 추정하기 위한 참조신호(Reference Signal; RS)를 전송한다. 예를 들어, 상향링크의 경우 상향링크 단말의 DM(demodulation)-RS 또는 SRS(Sounding Reference Signal) 또는 제3의 상향링크 RS가 될 수 있다. 하향링크의 경우 기지국의 CRS(Cell-specific RS) 또는 DM-RS 또는 제3의 하향링크 RS가 될 수 있다. 즉, 송신단이 단말, 수신단이 기지국일 수 있고 반대로 송신단이 기지국, 수신단이 단말일 수도 있다.
단계 S1220에서는, 전송된 RS를 통해서 채널 추정 알고리즘에 의하여 수신기의 현재 채널의 지연 확산(delay spread) 길이를 추정한다. 이때, 주파수 영역의 채널 추정의 경우 IDFT/IFFT를 수행하여 시간 영역에서의 지연 정도를 계산할 수 있다.
단계 S1230에서는, 이전 채널의 지연 확산 길이와 현재 채널의 지연 확산 길이의 값을 비교하여 지연 확산 길이가 변경되었는지 여부를 확인한다. 여기서, 예를 들어, 채널의 지연 확산 길이를 1 샘플 길이부터 수 샘플 길이까지 설정이 가능하다. 이 설정된 값이 작을 경우에는 성능 관점에서 최적을 유지하지만, 매번 새로운 시그널링이 새롭게 수행되어야 해서 오버헤드가 발생하고, 설정된 값이 크게 유지되면, 새로운 시그널링이 새로 수행되어야 될 필요는 없어 오버헤드는 줄어들지만 성능의 열화가 있을 수 있다. 한편으로, 채널의 지연 확산 길이가 변경되더라도 주기를 고려할 수 있다. 즉, 너무 자주 지연 확산 길이가 변경되는 경우는 새로운 시그널링으로 인한 오버헤드가 많이 발생하므로, 수신기에서 변경 주기를 선택함으로써 선택된 업데이트 주기를 고려할 수도 있다.
단계 S1240에서는, 지연 확산 길이의 변경이 없다고 결정된다면 이전에 사용하던 필터의 정보와 0(zero) 톤의 할당량을 그대로 수행한다. 즉, 필터 정보와 0(zero) 톤 할당 정보가 그대로 유지된다. 여기서 톤(tone)은 부반송파에 대응하는 것으로 0(zero) 톤은 결국 간섭 방지를 위해 사용되지 않는 부반송파에 대응한다.
단계 S1250에서는, 다중 경로에 의한 지연 확산 길이가 이전 채널과 달리 변경되었기 때문에 변경된 값을 기준으로 새롭게 필터의 정보와 0(zero) 톤의 할당량을 결정해야 한다. 즉, 필터의 정보와 0(zero) 톤의 할당량을 최적화해야하는데, 이러한 최적화는 실시간 알고리즘을 통해서 찾을 수 있다. 하지만, 프로세싱 시간 등을 고려하여 이하의 표 1과 같은 룩업 테이블(lookup table)로 최적화된 정보를 알아낼 수 있다. 즉, 이하의 표 1을 지연 확산 길이에 따라 구성하여 그 때의 최적화된 필터의 길이, 필터의 계수, S_h를 위한 0(zero) 톤 수 및 S_t를 위한 0(zero) 톤 수에 대한 정보를 알아낼 수 있다.
표 1
채널 지연 길이(# of samples) 필터 길이 필터 계수 S_h를 위한 zero tone 수 S_t를 위한 zero tone 수
10 40 {...} 5 10
20 45 {...} 10 20
{...} {...} {...} {...} {...}
단계 S1260에서는, 단계 S1250에서 결정된 필터의 정보 및 0(tone) 톤의 할당량을 송신단에 물리 계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 전달한다.
먼저, 물리 계층을 통해 전송을 고려해본다. 상향링크에서 물리 계층 신호를 통해서는, PDCCH 또는 ePDCCH를 통해 송신단에게 시간 주파수 자원을 할당하는 동시에 필터의 정보와 0(zero) 톤 할당량을 알려줄 수 있다. 예를 들어, 표 1의 룩업 테이블을 송수신단이 공유하고 있는 경우라면 룩업 테이블의 인덱스를 전달함으로써 정보를 전송할 수 있다.
하향링크에서 물리 계층 신호를 통해서는, PUCCH 또는 PUSCH를 통해 수신단에게 시간 주파수 자원을 할당하는 동시에 필터의 정보와 0(zero) 톤 할당량을 알려줄 수 있다. 예를 들어, 표 1의 룩업 테이블을 송수신단이 공유하고 있는 경우라면 룩업 테이블의 인덱스를 전달함으로써 정보를 전송할 수 있다.
상위 계층 신호를 통해서는, 상향링크와 하향링크 모두 PDSCH 또는 PUSCH를 통해서 데이터를 전송하고 상위 계층에서 데이터를 복원하여 정보를 전송할 수 있다.
단계 S1270에서는, 수신단으로부터 받은 새로운 필터의 정보와 0(zero) 톤 할당량을 적용하여 데이터를 전송할 수 있다.
도 13은 본 명세서의 실시예에 따른 송신단을 나타낸 블록도이다.
도 13은 본 명세서의 실시예에 따라 DFT 확산이 적용되는 UF-OFDM 시스템에서의 송신단을 나타낸다. 송신단은 S-to-P(S/P) 블록(1310), DFT 블록(1320), 부반송파 맵핑 블록(1330), 복수의 IDFT 블록과 P-to-S(P/S) 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’) 및 복수의 밴드패스필터(1350-1, 1350-2,…, 1350-N’)를 포함한다.
변조된 입력 심벌들을 S-to-P 블록(1310)에 의해 직렬에서 병렬로 변환한다. 병렬로 변환된 입력 심벌들의 헤드부와 테일부에 적어도 하나의 0(zero)를 삽입한다. 0(zero)의 할당량은 수신단에 의해 0(zero) 톤 할당량에 대한 정보가 결정되어 물리 계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 정보를 수신함으로써 결정될 수 있다. 여기서 톤(tone)은 부반송파에 대응하는 것으로 0(zero) 톤은 결국 간섭 방지를 위해 사용되지 않는 부반송파에 대응한다. 상기 과정에 따라 0(zero)이 삽입된 입력 심벌을 DFT 블록(1320)으로 보낸다.
DFT 블록(1320)은 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어 N개의 심벌들이 입력되면 DFT 크기(size)는 N이다(N은 자연수).
부반송파 맵핑 블록(1330)은 출력된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파에 맵핑(mapping)한다 하여 주파수 영역 데이터 처리 블록이라고도 한다. 부반송파 맵핑 블록은 복소수 심벌들을 부반송파에 맵핑하여 N’개의 서브밴드를 출력한다(N’은 자연수). 여기서, N’개의 서브밴드를 서브밴드 #1, 서브밴드 #2,…, 서브밴드 #N’으로 나타낼 수 있다. 연속된 2개의 서브밴드들 사이마다 Null이 삽입될 수 있다. 하나의 서브밴드 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브밴드 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다. 이렇게 맵핑된 주파수 영역의 신호는 부반송파에 대응된다.
복수의 IDFT 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’)은 상기 N’개의 서브밴드들 중 각각의 서브밴드마다 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드(baseband) 신호를 출력한다. 즉, 제n IDFT 블록(1340-n)은 서브블록 #n에 IFFT를 수행하여 제n 베이스밴드 신호를 출력한다(n = 1, 2,…, N’). 여기서, IFFT 크기를 M이라 할 때, M은 채널 대역폭에 의해 결정될 수 있다(M은 자연수). 만약 DFT 크기 N이 IDFT 크기 N과 같다면 DFT와 IDFT의 연속적인 연산은 서로 역함수의 관계에 있으므로 서로를 완전히 상쇄시키게 된다. 그러나, M이 N을 초과하는 경우에는 각 IDFT 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’)마다 초과되는 나머지 입력들에 0을 삽입할 수 있다.
P-to-S 블록은 복수의 IDFT 블록 각각에(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’)에 포함되어 각 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 병렬에서 직렬로 변환한다. 복수의 밴드패스필터(1350-1, 1350-2,…, 1350-N’)는 복수의 IDFT 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’)에 일대일 대응되어 대응되는 IDFT 블록에서 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다. 즉, 제n 밴드패스필터는 제n IDFT 블록에 의해 출력된 베이스밴드 신호를 필터링한다(n = 1, 2,…, N’). 이를 통해 UF-OFDM 시스템에서 서브밴드 단위로 밴드패스필터를 적용하는 것을 확인할 수 있다. 여기서, 필터의 길이 및 필터의 계수와 같은 필터의 정보도 수신단에 의해 결정되어 물리 계층 신호 또는 상위 계층 신호를 통해 상기 필터의 정보를 수신함으로써 결정될 수 있다.
도 14은 본 명세서의 실시예가 구현되는 기기를 나타낸 블록도이다.
무선장치(1400)는 프로세서(1410), 메모리(1420), RF(radio frequency) 부(1430)를 포함할 수 있다. 또한, 무선장치(1400)는 송신장치(또는 송신단) 또는 수신장치(또는 수신단)가 될 수 있다.
프로세서(1410)는 상술한 기능, 절차, 방법들을 구현하도록 설정될 수 있다. 즉, 프로세서는 도 13에서 도시한 S-to-P 블록(1310), DFT 블록(1320), 부반송파 맵핑 블록(1330), 복수의 IDFT 블록과 P-to-S 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’) 및 복수의 밴드패스필터(1350-1, 1350-2,…, 1350-N’)를 제어한다. 라디오 인터페이스 프로토콜(radio interface protocol)의 계층(layer)들은 프로세서에 구현될 수 있다. 프로세서(1410)는 상술한 동작을 구동하기 위한 절차를 수행할 수 있다. 메모리(1420)는 동작적으로 프로세서(1410)에 연결되고, RF 부(1430)는 프로세서(1410)에 동작적으로 연결된다. 즉, 도 13에서 N’개의 서브밴드들로부터 복수의 IDFT 블록(1340-1, 1340-2,…, 1340-N’) 및 복수의 밴드패스필터(1350-1, 1350-2,…, 1350-N’)를 거쳐 생성된 N’개의 무선 신호들이 모두 더해진다(superposition). 더해진 무선신호는 RF 부(1430)에 의해 전송 또는 수신된다.
프로세서(1410)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(1420)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부(1430)는 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시 예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(1420)에 저장되고, 프로세서(1410)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(1420)는 프로세서(1410) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 널리 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1410)와 연결될 수 있다.
상술한 일례들에 기초하여 본 명세서에 따른 다양한 기법들이 도면과 도면 부호를 통해 설명되었다. 설명의 편의를 위해, 각 기법들은 특정한 순서에 따라 다수의 단계나 블록들을 설명하였으나, 이러한 단계나 블록의 구체적 순서는 청구항에 기재된 발명을 제한하는 것이 아니며, 각 단계나 블록은 다른 순서로 구현되거나, 또 다른 단계나 블록들과 동시에 수행되는 것이 가능하다. 또한, 통상의 기술자라면 간 단계나 블록이 한정적으로 기술된 것이나 아니며, 발명의 보호 범위에 영향을 주지 않는 범위 내에서 적어도 하나의 다른 단계들이 추가되거나 삭제되는 것이 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다.
상술한 실시 예는 다양한 일례를 포함한다. 통상의 기술자라면 발명의 모든 가능한 일례의 조합이 설명될 수 없다는 점을 알 것이고, 또한 본 명세서의 기술로부터 다양한 조합이 파생될 수 있다는 점을 알 것이다. 따라서 발명의 보호범위는, 이하 청구항에 기재된 범위을 벗어나지 않는 범위 내에서, 상세한 설명에 기재된 다양한 일례를 조합하여 판단해야 할 것이다.

Claims (7)

  1. DFT 확산(spread) OFDM을 기반으로 하는 무선통신시스템에서 데이터를 전송하는 송신 장치에 있어서,
    프로세서;
    입력 심벌을 수신하되, 상기 입력 심벌의 헤드(head)부 및 테일(tail)부에 적어도 하나의 영(zero)이 삽입되어 DFT 확산을 수행하는 DFT 블록;
    상기 DFT 확산이 수행된 입력심벌을 부반송파에 맵핑하여 제1 서브밴드 및 제2 서브밴드를 출력하는 주파수 영역 데이터 처리 블록;
    상기 출력된 제1 서브밴드에 IDFT를 수행하여 신호를 출력하는 제1 IDFT 블록과 상기 출력된 제2 서브밴드에 IDFT를 수행하여 신호를 출력하는 제2 IDFT 블록; 및
    상기 제1 IDFT 블록에 의해 출력된 신호를 필터링하는 제1 밴드패스필터(band pass filter)과 상기 제2 IDFT 블록에 의해 출력된 신호를 필터링하는 제2 밴드패스필터(band pass filter); 및
    상기 출력된 신호를 전송 및 수신하는 RF(radio frequency)부
    를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 DFT 블록, 상기 주파수 영역 데이터 처리 블록, 상기 제1 및 제2 IDFT 블록 및 상기 제1 및 제2 밴드패스필터를 제어하고,
    상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보와 상기 제1 및 제2 밴드패스필터에 대한 정보는 수신 장치에 의해 결정되어 물리 계층 또는 상위 계층을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 입력 심벌을 직렬에서 병렬로 변환하는 제1 직병렬변환 블록과 상기 제1 IDFT 블록에 의해 출력된 신호 및 상기 제2 IDFT 블록에 의해 출력된 신호를 병렬에서 직렬로 변환하는 제2 직병렬변환 블록을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 RF부는 참조신호(reference signal)를 전송하고, 상기 참조신호에 의해 채널의 지연 확산(delay spread) 길이가 추정되는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 추정된 채널의 지연 확산 길이가 변경되면, 상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보와 상기 제1 및 제2 밴드패스필터에 대한 정보가 변경된 채널의 지연 확산 길이에 따라 결정되고,
    상기 추정된 채널의 지연 확산 길이가 변경되지 않는다면, 상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보와 상기 제1 및 제2 밴드패스필터에 대한 정보가 유지되는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 물리 계층은 PDCCH(Physical Downlink Control Channel) 또는 ePDCCH(enhanced PDCCH)를 통해서 상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보와 상기 제1 및 제2 밴드패스필터에 대한 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 상위 계층은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)를 통해서 상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보와 상기 제1 및 제2 밴드패스필터에 대한 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 헤드부 및 테일부에 삽입되는 적어도 하나의 영(zero)에 대한 할당 정보는 상기 헤드부와 테일부에 포함되는 영(zero)의 개수를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
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