WO2016108482A1 - 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 프리코딩을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 프리코딩을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2016108482A1
WO2016108482A1 PCT/KR2015/013950 KR2015013950W WO2016108482A1 WO 2016108482 A1 WO2016108482 A1 WO 2016108482A1 KR 2015013950 W KR2015013950 W KR 2015013950W WO 2016108482 A1 WO2016108482 A1 WO 2016108482A1
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codebook
terminal
csi
channel
base station
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박종현
강호식
서준엽
성원진
김기준
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엘지전자(주)
서강대학교산학협력단
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    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for performing precoding using a codebook in a wireless communication system and an apparatus for supporting the same.
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.As a result of the explosive increase in traffic, a shortage of resources and users are demanding higher speed services, a more advanced mobile communication system is required. have.
  • An object of the present disclosure is to provide a method of using a codebook suitable for an actual channel environment such as a 3D SCM channel after identifying channel characteristics through analysis of a 3D SCM channel.
  • an object of the present disclosure is to provide a method of using or generating different codebooks according to regions where a sector of a base station is divided.
  • the present disclosure provides a method for performing precoding using a codebook in a wireless communication system, the method performed by a terminal comprising: receiving a reference signal for channel estimation from a base station; Estimating a channel based on the received reference signal; Determining a precoding matrix associated with the estimated channel in a codebook; And feeding back a precoding matrix index (PMI) corresponding to the determined precoding matrix to the base station, wherein the codebook considers at least one of a region to which the terminal belongs or the location of the terminal. It is characterized in that the generated.
  • PMI precoding matrix index
  • the region to which the terminal belongs is a region corresponding to any one of a total of M x N regions generated by dividing a specific sector of the base station into M pieces in a first direction and N pieces in a second direction.
  • M, N is a natural number
  • the codebooks used in each of the total M x N divided regions are different from each other.
  • the present specification is characterized in that when a plurality of codebooks are selected according to the region to which the terminal belongs, the codebook is a codebook selected in consideration of the position of the terminal among the selected plurality of codebooks.
  • the present specification is characterized in that a difference in channel phase and / or channel correlation between adjacent antennas of the base station occurs according to the region to which the terminal belongs and / or the position of the terminal.
  • the codebook may also include selecting a quantization level for a first phase difference between adjacent antennas of the base station; And selecting a quantization level for a second phase difference based on the selected quantization level for the first phase difference.
  • the quantization level for the first phase difference is selected in consideration of at least one of an area to which the terminal belongs or a location of the terminal.
  • the quantization level for the second phase difference may be selected based on a predefined precoding matrix vector generation function or pattern information.
  • the present disclosure may further include transmitting a parameter related to an angular spread between the base station and the terminal to the base station.
  • the codebook is selected based on a parameter related to the angular spread, and a first codebook set is selected, and the codebook is located in a region to which the terminal belongs and / or a location of the terminal among the selected first codebook set.
  • the second codebook set is selected based on one of the selected second codebook sets.
  • the angular spread is characterized by being divided into azimuth angular spread and zenith angular spread.
  • the position of the terminal includes an Observed Time Difference Of Arrival (OTDOA) positioning method based on a Positioning Reference Signal (PRS), an Uplink Time Difference Of Arrival (UTDOA) method based on a Sounding Reference Signal (SRS), and a satellite / GPS. It is characterized in that it is obtained by at least one of the Assisted-Global Navigation Satellite Systems (A-GNSS) method or Radio Frequency Pattern Matching (RFPM) method using.
  • A-GNSS Assisted-Global Navigation Satellite Systems
  • RFPM Radio Frequency Pattern Matching
  • the present disclosure provides a terminal for performing precoding using a codebook in a wireless communication system, the terminal comprising: a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving a radio signal; And a processor operatively connected to the RF unit and controlling the terminal, the processor comprising: receiving a reference signal (Reference) for channel estimation from a base station; Estimate a channel from the received reference signal; Determine a precoding matrix associated with the estimated channel in a codebook; And feeding back a precoding matrix index (PMI) corresponding to the determined precoding matrix to the base station, wherein the codebook is generated in consideration of at least one of a region to which the terminal belongs or the location of the terminal. It is characterized by.
  • RF radio frequency
  • PMI precoding matrix index
  • the 3D SCM channel characteristics of the region are analyzed to select a codebook suitable for each region, and the selected codebook may be used to improve performance in terms of transmission rate.
  • the region-based codebook generation method proposed in the present specification has an effect of improving performance in terms of transmission rate by adding region information to a codebook currently used in a multi-antenna system.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • MIMO 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • FIG. 7 shows an example of a component carrier and carrier aggregation in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG 8 illustrates a downlink HARQ process in an LTE FDD system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an uplink " HARQ " process in an LTE FDD system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 10 illustrates a radio frame structure for transmission of a synchronization signal in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a secondary synchronization signal structure in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 12 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 13 illustrates a periodic CSI-RS transmission scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 14 illustrates an aperiodic CSI-RS transmission scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 15 is a diagram illustrating a CSI-RS configuration in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 16 is a diagram illustrating an OTDOA method for determining a location of a terminal.
  • 17 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a 2D antenna array structure to which the methods proposed herein may be applied.
  • FIG. 19 shows an example of channel correlation diagrams between adjacent antennas in the antenna array of FIG. 18.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a user distribution for analyzing antenna characteristics proposed in the present specification.
  • 21 is a diagram illustrating an example of a channel phase difference of a horizontal antenna according to a user position of FIG. 20.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a channel phase difference of a vertical antenna according to a user position of FIG. 20.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a region division concept for generating a region-based codebook proposed in the present specification.
  • 24 is a diagram illustrating an example of DFT codebook selection using regional information proposed in the present specification.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating an example of a codebook generation method using a phase difference between adjacent antennas using the conditional probability distribution proposed in the present specification.
  • FIG. 26 and FIG. 27 are codebook performance indicators based on region information.
  • FIG. 28 is a block diagram illustrating a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • 29 is a block diagram of a wireless communication device according to another embodiment of the present invention.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station (BS) is a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point (AP), a cell, a sector.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • AP access point
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS ( Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) Device, Machine-to-Machine (M2M) Device, Device-to-Device (D2D) Device, etc.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • WT Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • M2M Machine-to-Machine
  • D2D Device-to-Device
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • a transmitter may be part of a base station, and a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is a part of evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • Uplink-Downlink configuration Downlink-to-Uplink Switch-point periodicity Subframe number 0 One 2 3 4 5 6 7 8 9 0 5 ms D S U U U D S U U U One 5 ms D S U U D D S U U D 2 5 ms D S U D D D S U D D 3 10 ms D S U U U D D D D D D 4 10 ms D S U U D D D D D D 5 10 ms D S U D D D D D D D D D 6 5 ms D S U U U U D S U U D S U U D
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • 'S' represents DwPTS
  • GP UpPTS
  • UpPTS Indicates a special subframe consisting of three fields.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Switch-point periodicity refers to a period in which an uplink subframe and a downlink subframe are repeatedly switched in the same manner, and both 5ms or 10ms are supported.
  • the special subframe S exists every half-frame, and in case of having a period of 5ms downlink-uplink switching time, it exists only in the first half-frame.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only.
  • the subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink allocation state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information is a kind of downlink control information and may be transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH) like other scheduling information, and is commonly transmitted to all terminals in a cell through a broadcast channel as broadcast information. May be
  • PDCCH physical downlink control channel
  • the structure of the radio frame is only one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number NDL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) is allocated. data region).
  • PDSCH Physical Downlink Shared Channel
  • An example of a downlink control channel used in 3GPP LTE includes a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical hybrid-ARQ indicator channel (PHICH), and the like.
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • the PHICH is a response channel for the uplink and carries an ACK (Acknowledgement) / NACK (Not-Acknowledgement) signal for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downlink Shared Channel) (also referred to as a downlink grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel) (also called an uplink grant), and PCH ( Paging information in paging channel, system information in DL-SCH, resource allocation for upper-layer control message such as random access response transmitted in PDSCH, arbitrary terminal It may carry a set of transmission power control commands for the individual terminals in the group, activation of Voice over IP (VoIP), and the like.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a set of one or a plurality of consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits of the PDCCH are determined according to the association between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (referred to as RNTI (Radio Network Temporary Identifier)) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a unique identifier of the terminal for example, a C-RNTI (Cell-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • the system information more specifically, the PDCCH for the system information block (SIB), the system information identifier and the system information RNTI (SI-RNTI) may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the data region is allocated a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH) that carries user data.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • MIMO technology generally uses multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antennas away from the ones that generally use one transmit antenna and one receive antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' will be referred to as 'multiple input / output antenna'.
  • the multi-input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one total message, but collects a plurality of pieces of data received through several antennas to complete complete data.
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and can also increase the system range through a specific data rate.
  • MIMO communication technology is the next generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and attracts attention as a technology that can overcome the transmission limit of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. have.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • MIMO 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • the theoretical channel transmission capacity is proportional to the number of antennas, unlike when only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver. As a result, it is possible to improve the transfer rate and to significantly improve the frequency efficiency.
  • the transmission rate according to the increase in the channel transmission capacity may be theoretically increased by multiplying the maximum transmission rate Ro by the following rate increase rate Ri when one antenna is used.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained.
  • the technique of the multiple input / output antennas improves transmission rate by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the spatial diversity scheme there is a space-time block code sequence and a space-time trellis code sequence system that simultaneously uses diversity gain and coding gain.
  • the bit error rate improvement performance and the code generation freedom are excellent in the trellis code method, but the operation complexity is simple in the space-time block code.
  • Such a spatial diversity gain can be obtained by an amount corresponding to a product (NT ⁇ NR) of the number of transmit antennas NT and the number of receive antennas NR.
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data strings at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter.
  • the receiver removes this interference using an appropriate signal processing technique and receives it.
  • the noise cancellation schemes used here include: maximum likelihood detection (MLD) receivers, zero-forcing (ZF) receivers, minimum mean square error (MMSE) receivers, Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time (D-BLAST), V- Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time (BLAST), If you Hebrews know the channel information from the transmitter may be used, such as SVD (singular value decomposition) method.
  • MLD maximum likelihood detection
  • ZF zero-forcing
  • MMSE minimum mean square error
  • D-BLAST Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • BLAST V- Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • SVD singular value decomposition
  • N T transmit antennas when there are N T transmit antennas, since the maximum transmittable information is N T , this may be represented by a vector as follows.
  • the transmission power can be different for each transmission information s 1 , s 2 , ..., s NT , and if each transmission power is P 1 , P 2 , ..., P NT ,
  • the power-adjusted transmission information may be represented by the following vector.
  • the weight matrix W is multiplied to form N T transmission signals x 1 , x 2 , ..., x NT that are actually transmitted.
  • the weight matrix plays a role of appropriately distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Such transmission signals x 1 , x 2 , ..., x NT can be expressed as follows using a vector x.
  • w ij represents a weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information
  • W represents this in a matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (x) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multiplexing.
  • the elements of the information vector s all have different values, while using spatial diversity causes the same signal to be sent through multiple channel paths. Therefore, the elements of the information vector s all have the same value.
  • a method of mixing spatial multiplexing and spatial diversity is also conceivable. That is, for example, the same signal may be transmitted using spatial diversity through three transmission antennas, and the rest may be considered to be spatially multiplexed to transmit different signals.
  • the reception signal is represented as a vector y of reception signals y 1 , y 2 , ..., y NR of each antenna as follows.
  • each channel may be classified according to a transmit / receive antenna index, and a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j will be denoted as h ij .
  • h ij a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j.
  • the order of the index of h ij is the receiving antenna index first, and the index of the transmitting antenna is later.
  • These channels can be grouped together and displayed in vector and matrix form.
  • An example of the vector display is described as follows.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • a channel arriving from the N T transmit antennas to the reception antenna i may be expressed as follows.
  • each of the multiple input / output antenna communication systems may be represented through the following relationship.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas. As described above, in the channel matrix H, the number of rows becomes equal to the number of receiving antennas N R, and the number of columns becomes equal to the number of transmitting antennas N T. In other words, the channel matrix H becomes an N R ⁇ N T matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the rank of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • the rank (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • the rank when the matrix is subjected to eigen value decomposition, the rank may be defined as the number of nonzero eigenvalues among eigen values. Similarly, the rank can be defined as the number of non-zero singular values when SVD (singular value decomposition). Therefore, the physical meaning of rank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • 'rank' for MIMO transmission indicates the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' indicates transmission on each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of ranks used for signal transmission, unless otherwise specified, the rank has the same meaning as the number of layers.
  • the communication environment considered in the embodiments of the present invention includes all of the multi-carrier support environments. That is, the multicarrier system or carrier aggregation (CA) system used in the present invention is one or more having a bandwidth smaller than the target band when configuring the target broadband to support the broadband A system that aggregates and uses a component carrier (CC).
  • CA carrier aggregation
  • the multi-carrier means the aggregation of carriers (or carrier aggregation), wherein the aggregation of carriers means not only merging between contiguous carriers but also merging between non-contiguous carriers.
  • the number of component carriers aggregated between downlink and uplink may be set differently.
  • the case where the number of downlink component carriers (hereinafter referred to as 'DL CC') and the number of uplink component carriers (hereinafter referred to as 'UL CC') is the same is called symmetric aggregation. This is called asymmetric aggregation.
  • Such carrier aggregation may be used interchangeably with terms such as carrier aggregation, bandwidth aggregation, spectrum aggregation, and the like.
  • Carrier aggregation in which two or more component carriers are combined, aims to support up to 100 MHz bandwidth in an LTE-A system.
  • the bandwidth of the combining carrier may be limited to the bandwidth used by the existing system to maintain backward compatibility with the existing IMT system.
  • the existing 3GPP LTE system supports ⁇ 1.4, 3, 5, 10, 15, 20 ⁇ MHz bandwidth
  • the 3GPP LTE-advanced system i.e., LTE-A
  • Only bandwidths can be used to support bandwidths greater than 20 MHz.
  • the carrier aggregation system used in the present invention may support carrier aggregation by defining a new bandwidth regardless of the bandwidth used in the existing system.
  • the LTE-A system uses the concept of a cell to manage radio resources.
  • the carrier aggregation environment described above may be referred to as a multiple cell environment.
  • a cell is defined as a combination of a downlink resource (DL CC) and an uplink resource (UL CC), but the uplink resource is not an essential element. Accordingly, the cell may be configured with only downlink resources or with downlink resources and uplink resources.
  • DL CC downlink resource
  • UL CC uplink resource
  • the cell may be configured with only downlink resources or with downlink resources and uplink resources.
  • a specific UE When a specific UE has only one configured serving cell, it may have one DL CC and one UL CC, but when a specific UE has two or more configured serving cells, as many DLs as the number of cells Has a CC and the number of UL CCs may be the same or less.
  • the DL CC and the UL CC may be configured on the contrary. That is, when a specific UE has a plurality of configured serving cells, a carrier aggregation environment in which a UL CC has more than the number of DL CCs may be supported. That is, carrier aggregation may be understood as merging two or more cells, each having a different carrier frequency (center frequency of a cell).
  • carrier aggregation may be understood as merging two or more cells, each having a different carrier frequency (center frequency of a cell).
  • the term 'cell' should be distinguished from the 'cell' as an area covered by a generally used base station.
  • Cells used in the LTE-A system include a primary cell (PCell: Primary Cell) and a secondary cell (SCell: Secondary Cell).
  • PCell Primary Cell
  • SCell Secondary Cell
  • P cell and S cell may be used as a serving cell.
  • the UE that is in the RRC_CONNECTED state but the carrier aggregation is not configured or does not support the carrier aggregation, there is only one serving cell composed of the PCell.
  • one or more serving cells may exist, and the entire serving cell includes a PCell and one or more SCells.
  • Serving cells may be configured through an RRC parameter.
  • PhysCellId is a cell's physical layer identifier and has an integer value from 0 to 503.
  • SCellIndex is a short identifier used to identify an SCell and has an integer value from 1 to 7.
  • ServCellIndex is a short identifier used to identify a serving cell (P cell or S cell) and has an integer value from 0 to 7. A value of 0 is applied to the Pcell, and SCellIndex is pre-assigned to apply to the Scell. That is, a cell having the smallest cell ID (or cell index) in ServCellIndex becomes a P cell.
  • P cell refers to a cell operating on a primary frequency (or primary CC).
  • the UE may be used to perform an initial connection establishment process or to perform a connection re-establishment process and may also refer to a cell indicated in a handover process.
  • the P cell refers to a cell serving as a center of control-related communication among serving cells configured in a carrier aggregation environment. That is, the terminal may receive and transmit a PUCCH only in its own Pcell, and may use only the Pcell to acquire system information or change a monitoring procedure.
  • E-UTRAN Evolved Universal Terrestrial Radio Access
  • RRC ConnectionReconfigutaion message of a higher layer including mobility control information to a UE supporting a carrier aggregation environment. It may be.
  • the S cell may refer to a cell operating on a secondary frequency (or, secondary CC). Only one PCell may be allocated to a specific UE, and one or more SCells may be allocated.
  • the SCell is configurable after the RRC connection is established and can be used to provide additional radio resources.
  • PUCCH does not exist in the remaining cells excluding the P cell, that is, the S cell, among the serving cells configured in the carrier aggregation environment.
  • the E-UTRAN adds the SCell to the UE supporting the carrier aggregation environment, the E-UTRAN may provide all system information related to the operation of the related cell in the RRC_CONNECTED state through a dedicated signal.
  • the change of the system information may be controlled by the release and addition of the related SCell, and at this time, an RRC connection reconfigutaion message of a higher layer may be used.
  • the E-UTRAN may perform dedicated signaling having different parameters for each terminal, rather than broadcasting in the related SCell.
  • the E-UTRAN may configure a network including one or more Scells in addition to the Pcells initially configured in the connection establishment process.
  • the Pcell and the SCell may operate as respective component carriers.
  • the primary component carrier (PCC) may be used in the same sense as the PCell
  • the secondary component carrier (SCC) may be used in the same sense as the SCell.
  • FIG. 7 shows an example of a component carrier and carrier aggregation in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Component carriers include a DL CC and an UL CC.
  • One component carrier may have a frequency range of 20 MHz.
  • FIG. 7 (b) shows a carrier aggregation structure used in the LTE_A system.
  • three component carriers having a frequency size of 20 MHz are combined.
  • the number of DL CCs and UL CCs is not limited.
  • the UE may simultaneously monitor three CCs, receive downlink signals / data, and transmit uplink signals / data.
  • the network may allocate M (M ⁇ N) DL CCs to the UE.
  • the UE may monitor only M limited DL CCs and receive a DL signal.
  • the network may assign L (L ⁇ M ⁇ N) DL CCs to allocate a main DL CC to the UE, in which case the UE must monitor the L DL CCs. This method can be equally applied to uplink transmission.
  • the linkage between the carrier frequency (or DL CC) of the downlink resource and the carrier frequency (or UL CC) of the uplink resource may be indicated by a higher layer message or system information such as an RRC message.
  • a combination of DL resources and UL resources may be configured by a linkage defined by SIB2 (System Information Block Type2).
  • SIB2 System Information Block Type2
  • the linkage may mean a mapping relationship between a DL CC on which a PDCCH carrying a UL grant is transmitted and a UL CC using the UL grant, and a DL CC (or UL CC) and HARQ ACK on which data for HARQ is transmitted. It may mean a mapping relationship between UL CCs (or DL CCs) through which a / NACK signal is transmitted.
  • CoMP refers to a method in which two or more eNBs, an access point or a cell cooperate with each other to communicate with a UE in order to facilitate communication between a specific UE and an eNB, an access point, or a cell.
  • CoMP is also called co-MIMO, collaborative MIMO, network MIMO.
  • CoMP is expected to improve the performance of the terminal located at the cell boundary, and improve the efficiency (throughput) of the average cell (sector).
  • eNB (Access) Point
  • Cell Cell
  • inter-cell interference reduces performance and average cell (sector) efficiency of a terminal located at a cell boundary in a multi-cell environment having a frequency reuse index of 1.
  • a simple passive method such as fractional frequency reuse (FFR) is employed in an LTE system so that a terminal located at a cell boundary has an appropriate performance efficiency in an interference-limited environment.
  • FFR fractional frequency reuse
  • a method of reusing inter-cell interference or mitigating inter-cell interference as a desired signal that the terminal should receive is more advantageous.
  • CoMP transmission scheme may be applied to achieve the above object.
  • CoMP schemes that can be applied to the downlink can be classified into JP (Joint Processing) scheme and CS / CB (Coordinated Scheduling / Beamforming) scheme.
  • data from each eNB performing CoMP to the UE is instantaneously and simultaneously transmitted to the UE, and the UE combines signals from each eNB to improve reception performance.
  • data to one UE is instantaneously transmitted through one eNB, and scheduling or beamforming is performed so that the UE minimizes interference to another eNB.
  • CoMP unit means a set of base stations used in the CoMP scheme.
  • the JP method may be further classified into a joint transmission method and a dynamic cell selection method.
  • the associated transmission scheme refers to a scheme in which a signal is simultaneously transmitted through a PDSCH from a plurality of points, which are all or part of a CoMP unit. That is, data transmitted to a single terminal may be simultaneously transmitted from a plurality of transmission points.
  • a cooperative transmission scheme the quality of a signal transmitted to a terminal can be increased regardless of whether it is coherently or non-coherently, and can actively remove interference with another terminal. .
  • the dynamic cell selection method refers to a method in which a signal is transmitted through a PDSCH from a single point in a CoMP unit. That is, data transmitted to a single terminal at a specific time is transmitted from a single point, and data is not transmitted to the terminal at another point in the CoMP unit.
  • the point for transmitting data to the terminal may be dynamically selected.
  • the CoMP unit performs beamforming in cooperation for data transmission to a single terminal. That is, although only the serving cell transmits data to the terminal, user scheduling / beamforming may be determined through cooperation between a plurality of cells in a CoMP unit.
  • CoMP reception means receiving a signal transmitted by cooperation between a plurality of geographically separated points.
  • CoMP schemes applicable to uplink may be classified into a joint reception (JR) scheme and a coordinated scheduling / beamforming (CS / CB) scheme.
  • the JR method refers to a method in which a plurality of points, which are all or part of CoMP units, receive a signal transmitted through a PDSCH.
  • the CS / CB scheme receives a signal transmitted through the PDSCH only at a single point, but user scheduling / beamforming may be determined through cooperation between a plurality of cells in a CoMP unit.
  • the LTE physical layer supports HARQ in the PDSCH and the PUSCH and transmits an associated acknowledgment (ACK) feedback in a separate control channel.
  • ACK acknowledgment
  • FIG. 8 illustrates a downlink HARQ process in an LTE FDD system to which the present invention can be applied
  • FIG. 9 illustrates an uplink HARQ process in an LTE FDD system to which the present invention can be applied.
  • Each HARQ process is defined by a unique 3-bit HARQ process identifier (HARQ ID), and is used for retransmitted data at the receiving end (i.e., UE at downlink HARQ process, eNodeB at uplink HARQ process). Separate soft buffer allocations are needed for concatenation.
  • HARQ ID HARQ process identifier
  • NDI new data indicator
  • RV redundancy version
  • MCS modulation and coding scheme
  • the downlink HARQ process of the LTE system is an adaptive asynchronous method. Therefore, for every downlink transmission, downlink control information for the HARQ process is explicitly accompanied.
  • the uplink " HARQ " process of the LTE system is a synchronous method, and can be an adaptive or non-adaptive method. Since the uplink non-adaptive HARQ scheme does not involve signaling of explicit control information, a predetermined RV sequence (for example, 0, 2, 3, 1, 0, 2, 3, 1, ...) is required. On the other hand, in the UL adaptive 'HARQ' technique, the RV is explicitly signaled. In order to minimize control signaling, an uplink mode in which an RV (or MCS) is combined with other control information is also supported.
  • LBRM Limited Buffer Rate Matching
  • the complexity of the UE implementation is increased due to the total memory (over all HARQ processes), ie, the UE HARQ soft buffer size, required for Log-Likelihood Ratio (LLR) storage to support HARQ operation.
  • LLR Log-Likelihood Ratio
  • LBRM Limited Buffer Rate Matching
  • TB transport block
  • the mother code rate for TB is a function of the TB size and the UE soft buffer size allocated for TB.
  • the restriction on the buffer is transparent. In other words, LBRM does not result in a shortening of the soft buffer.
  • the size of the soft buffer is 50%, corresponding to 8 HARQ processes and 2/3 of the mother code rate for maximum TB. Calculated assuming buffer reduction. Since the eNB knows the soft buffer capacity of the UE, it transmits its code bits in a virtual circular buffer (VCB) that can be stored in the HARQ soft buffer of the UE for all (re) transmissions given TB.
  • VB virtual circular buffer
  • a cell search process such as obtaining time and frequency synchronization with the cell and detecting a physical cell identity of the cell (procedure)
  • the UE receives a synchronization signal, for example, a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS) from the eNB, synchronizes with the eNB, and receives a cell identifier (ID). information such as identity can be obtained.
  • a synchronization signal for example, a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS) from the eNB
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • ID cell identifier
  • FIG. 10 illustrates a radio frame structure for transmission of a synchronization signal (SS) in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • SS synchronization signal
  • FIG. 10 illustrates a radio frame structure for transmission of a synchronization signal and a PBCH in frequency division duplex (FDD)
  • FIG. 10 (a) illustrates the SS and PBCH in a radio frame configured as a normal cyclic prefix (CP).
  • CP normal cyclic prefix
  • 10 shows a transmission position
  • FIG. 10 (b) shows a transmission position of an SS and a PBCH in a radio frame configured as an extended CP.
  • PSS is used to obtain time domain synchronization and / or frequency domain synchronization such as OFDM symbol synchronization, slot synchronization, etc.
  • SSS is used for frame synchronization, cell group ID and / or CP configuration of a cell (i.e., using a general CP or an extended CP). Information).
  • PSS and SSS are transmitted in two OFDM symbols of each radio frame.
  • the SS may be configured in the first slot of subframe 0 and the first slot of subframe 5 in consideration of 4.6 ms, which is a Global System for Mobile Communication (GSM) frame length.
  • GSM Global System for Mobile Communication
  • the PSS is transmitted in the last OFDM symbol of the first slot of subframe 0 and the last OFDM symbol of the first slot of subframe 5, respectively
  • the SSS is the second to second OFDM symbols and subs of the first slot of subframe 0, respectively.
  • Each is transmitted in the second to second OFDM symbol of the first slot of frame 5.
  • the boundary of the radio frame can be detected through the SSS.
  • the PSS is transmitted in the last OFDM symbol of the slot and the SSS is transmitted in the immediately preceding OFDM symbol.
  • the transmission diversity scheme of the SS uses only a single antenna port and is not defined in the standard. That is, a single antenna port transmission or a transparent transmission scheme (eg, Precoding Vector Switching (PVS), Time Switched Diversity (TSTD), and cyclic delay diversity (CDD)) may be used for transmission diversity of the SS. .
  • PVS Precoding Vector Switching
  • TSTD Time Switched Diversity
  • CDD cyclic delay diversity
  • the UE Since the PSS is transmitted every 5 ms, the UE detects the PSS to know that the corresponding subframe is one of the subframe 0 and the subframe 5, but the subframe may not know what the subframe 0 and the subframe 5 specifically. . Therefore, the UE does not recognize the boundary of the radio frame only by the PSS. That is, frame synchronization cannot be obtained only by PSS.
  • the UE detects the boundary of the radio frame by detecting the SSS transmitted twice in one radio frame but transmitted as different sequences.
  • the PSS and SSS are mapped to six RBs located at the center of the downlink system bandwidth.
  • the total number of RBs may be configured by the number of different RBs (eg, 6 RBs to 110 RBs) according to the system bandwidth. Since it is mapped, the UE can detect the PSS and the SSS in the same manner regardless of the downlink system bandwidth.
  • Both PSS and SSS consist of a 62-length sequence. Therefore, the sixty RBs are mapped to 62 subcarriers in the middle located next to the DC subcarriers, and the DC subcarriers and five subcarriers respectively located at both ends are not used.
  • the UE may obtain a physical layer cell ID by a specific sequence of PSS and SSS. That is, the SS may represent a total of 504 unique physical layer cell IDs through a combination of three PSSs and 168 SSSs.
  • the UE may detect the PSS to know one of three unique physical-layer identifiers, and may detect the SSS to identify one of the 168 physical layer cell IDs associated with the physical-layer identifier.
  • SSS is generated based on M-sequence.
  • Each SSS sequence is generated by interleaving two SSC 1 and SSC 2 sequences of length 31 in the frequency domain. The two sequences are combined to transmit 168 cell group IDs.
  • the m-sequence is robust in a frequency selective environment, and the amount of computation can be reduced by a fast m-sequence transformation using a fast Hadamard transform.
  • configuring the SSS with two short codes has been proposed to reduce the amount of computation of the terminal.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a secondary synchronization signal structure in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 illustrates a structure in which two sequences for generating the secondary synchronization signal are interleaved and mapped in the physical domain.
  • SSS 1 and SSS 2 When two m-sequences used for SSS code generation are defined as SSS 1 and SSS 2, respectively, if the SSS of subframe 0 transmits a cell group identifier in two combinations of (SSS 1 and SSS 2), subframe 5
  • the SSS of SSS can be distinguished by 10 ms frame boundaries by swapping and transmitting to (SSS 2, SSS 1).
  • the SSS code used is A polynomial of can be used, and a total of 31 codes can be generated through different cyclic shifts.
  • PSS-based sequences are defined and scrambled in SSS, but scrambled in different sequences in SSS 1 and SSS 2. Thereafter, an SSS 1-based scrambling code is defined, and scrambling is performed on SSS 2. At this time, the sign of the SSS is exchanged in 5ms units, but the PSS-based scrambling code is not exchanged.
  • PSS based scrambling code In the m-sequences generated from the generated polynomials, six cyclic shifted versions are defined according to the PSS index, and the SSS 1 based scrambling code is In the m-sequences generated from the polynomials, we define eight cyclic shift versions according to the index of SSS 1.
  • Reference signal (RS: Reference Signal)
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There are RSs for channel information acquisition and RSs used for data demodulation. Since the former has a purpose for the UE to acquire channel information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. It is also used for measurements such as handover.
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information on channel states shared by all terminals in a cell, measurement of handover, etc. and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • DRS dedicated RS
  • Such reference signals may be used to provide information for demodulation and channel measurement. That is, DRS is used only for data demodulation and CRS is used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), precoding matrix index (PMI) and / or rank indicator (RI). Feedback to the base station).
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • CSI-RS a reference signal related to feedback of channel state information
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a corresponding PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific RS or a demodulation RS (DMRS).
  • FIG. 12 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe x frequency domain in a time domain in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (x axis) has a length of 14 OFDM symbols in the case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 12 (a)), and the extended cyclic prefix ( extended CP: Extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG. 12 (b)).
  • normal CP normal cyclic prefix
  • extended CP Extended Cyclic Prefix
  • the resource elements (REs) described as '0', '1', '2' and '3' in the resource block grid are determined by the CRS of the antenna port indexes '0', '1', '2' and '3', respectively.
  • the location of the resource element described as 'D' means the location of the DRS.
  • the CRS is used to estimate a channel of a physical antenna and is distributed in the entire frequency band as a reference signal that can be commonly received to all terminals located in a cell. That is, this CRS is a cell-specific signal and is transmitted every subframe for the wideband.
  • the CRS may be used for channel quality information (CSI) and data demodulation.
  • CSI channel quality information
  • CRS is defined in various formats depending on the antenna arrangement at the transmitting side (base station).
  • base station In a 3GPP LTE system (eg, Release-8), RS for up to four antenna ports is transmitted according to the number of transmit antennas of a base station.
  • the downlink signal transmitting side has three types of antenna arrangements such as a single transmit antenna, two transmit antennas, and four transmit antennas. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted. If the base station has four transmit antennas, the CRS pattern in one RB is shown in FIG.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • the reference signals for the two transmit antenna ports are arranged using time division multiplexing (TDM) and / or FDM frequency division multiplexing (FDM) scheme. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources so that each is distinguished.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • reference signals for the four transmit antenna ports are arranged using the TDM and / or FDM scheme.
  • the channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal may be transmitted by a single transmit antenna, transmit diversity, closed-loop spatial multiplexing, open-loop spatial multiplexing, or It may be used to demodulate data transmitted using a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • a reference signal when a multiple input / output antenna is supported, when a reference signal is transmitted from a specific antenna port, the reference signal is transmitted to a location of resource elements specified according to a pattern of the reference signal, and the location of resource elements specified for another antenna port. Is not sent to. That is, reference signals between different antennas do not overlap each other.
  • mapping CRSs to resource blocks are defined as follows.
  • Equation 12 k and l represent a subcarrier index and a symbol index, respectively, and p represents an antenna port.
  • n s represents the slot index, Represents a cell ID. mod stands for modulo operation.
  • the position of the reference signal is in the frequency domain It depends on the value. Since is dependent on the cell ID, the position of the reference signal has various frequency shift values according to the cell.
  • the position of the CRS may be shifted in the frequency domain according to the cell in order to improve channel estimation performance through the CRS.
  • reference signals in one cell are allocated to the 3k th subcarrier, and reference signals in another cell are allocated to the 3k + 1 th subcarrier.
  • the reference signals are arranged at six resource element intervals in the frequency domain, and are separated at three resource element intervals from the reference signal allocated to another antenna port.
  • reference signals are arranged at constant intervals starting from symbol index 0 of each slot.
  • the time interval is defined differently depending on the cyclic prefix length.
  • the reference signal In the case of the normal cyclic prefix, the reference signal is located at symbol indexes 0 and 4 of the slot, and in the case of the extended cyclic prefix, the reference signal is located at symbol indexes 0 and 3 of the slot.
  • the reference signal for the antenna port having the maximum value of two antenna ports is defined in one OFDM symbol.
  • the reference signals for antenna ports 0 and 1 are located at symbol indices 0 and 4 of the slot (symbol indices 0 and 3 for extended cyclic prefix) and for antenna ports 2 and 3
  • the signal is located at symbol index 1 of the slot.
  • the positions in the frequency domain of the reference signal for antenna ports 2 and 3 are swapped with each other in the second slot.
  • DRS is used to demodulate data. Precoding weights used for a specific terminal in multiple I / O antenna transmission are used without change to estimate the corresponding channel by combining with the transmission channel transmitted from each transmission antenna when the terminal receives the reference signal.
  • the 3GPP LTE system (eg, Release-8) supports up to four transmit antennas and a DRS for rank 1 beamforming is defined.
  • the DRS for rank 1 beamforming also indicates a reference signal for antenna port index 5.
  • Equation 13 shows a case of a general cyclic prefix
  • Equation 14 shows a case of an extended cyclic prefix
  • Equations 13 and 14 k and l represent subcarrier indexes and symbol indexes, respectively, and p represents antenna ports.
  • n s represents the slot index, Represents a cell ID. mod stands for modulo operation.
  • the position of the reference signal is in the frequency domain It depends on the value. Since is dependent on the cell ID, the position of the reference signal has various frequency shift values according to the cell.
  • LTE system evolution In the advanced LTE-A system, it should be designed to support up to eight transmit antennas in the downlink of the base station. Therefore, RS for up to eight transmit antennas must also be supported. Since the downlink RS in the LTE system defines only RSs for up to four antenna ports, when the base station has four or more up to eight downlink transmit antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports are additionally defined. Must be designed. RS for up to eight transmit antenna ports must be designed for both the RS for channel measurement and the RS for data demodulation described above.
  • an RS for an additional up to eight transmit antenna ports should be additionally defined in the time-frequency domain in which CRS defined in LTE is transmitted every subframe over the entire band.
  • the RS overhead becomes excessively large.
  • the newly designed RS in LTE-A system is divided into two categories, RS for channel measurement purpose for selecting MCS, PMI, etc. (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS, etc.) And RS (Data Demodulation-RS) for demodulation of data transmitted through 8 transmit antennas.
  • CSI-RS Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • RS Data Demodulation-RS
  • CSI-RS for the purpose of channel measurement has a feature that is designed for channel measurement-oriented purposes, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining channel state information, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • the eNB should transmit CSI-RS for all antenna ports. Transmitting CSI-RS for each subframe for up to 8 transmit antenna ports has a disadvantage in that the overhead is too large. Therefore, the CSI-RS is not transmitted every subframe but is transmitted intermittently on the time axis. Can be reduced. That is, the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must transmit the CSI-RS index of the CSI-RS for each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs, and the CSI-RS resource element (RE) time-frequency position within the transmitted subframe. , And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the eNB informs its cell UE of the information about the CSI-RS, it is necessary to first inform the information about the time-frequency to which the CSI-RS for each antenna port is mapped. Specifically, the subframe numbers through which the CSI-RS is transmitted, or the period during which the CSI-RS is transmitted, the subframe offset through which the CSI-RS is transmitted, and the OFDM symbol number where the CSI-RS RE of a specific antenna is transmitted, and the frequency interval (spacing), the RE offset or shift value in the frequency axis.
  • FIG. 13 illustrates a periodic CSI-RS transmission scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a transmission period of the CSI-RS of the eNB is 10 (ms or a subframe), and the CSI-RS transmission offset is 3 (subframe).
  • the offset value may have a different value for each eNB so that CSI-RS of several cells may be evenly distributed in time.
  • the UE measures the CSI-RS of the eNB at the corresponding location using the value and reports information such as CQI / PMI / RI to the eNB.
  • the above information related to CSI-RS is all cell-specific information.
  • FIG. 14 illustrates an aperiodic CSI-RS transmission scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the CSI-RS transmission pattern consists of 10 subframes, and specifies whether to transmit CSI-RS in each subframe as a 1-bit indicator.
  • the following two methods are considered as the manner in which the eNB informs the UE of the CSI-RS configuration.
  • DBCH dynamic BCH
  • the first method is a method in which an eNB broadcasts information about a CSI-RS configuration to UEs.
  • the information is usually transmitted on a broadcasting channel (BCH).
  • BCH broadcasting channel
  • SI-RNTI System Information RNTI
  • C-RNTI specific UE ID
  • DBCH Dynamic BCH
  • PBCH Physical BCH
  • System information broadcast in the LTE system can be divided into two categories. That is, it is a Master Information Block (MIB) transmitted to the PBCH and a System Information Block (SIB) transmitted to the PDSCH and multiplexed with general unicast data. Since information transmitted to SIB type 1 to SIB type 8 (SIB 1 to SIB 8) is already defined in the LTE system, a CSI-RS configuration is transmitted to SIB 9 and SIB 10 newly introduced in the LTE-A system.
  • MIB Master Information Block
  • SIB System Information Block
  • the second method is a method in which the eNB informs each UE of information about the CSI-RS configuration using dedicated RRC signaling.
  • the eNB informs the UE of the CSI-RS configuration through RRC signaling.
  • the UE may inform the CSI-RS configuration through an RRC signaling message requesting channel state feedback based on the CSI-RS measurement.
  • the CSI-RS-Config Information Element (IE) is used to specify the CSI-RS configuration.
  • Table 2 is a table illustrating the CSI-RS-Config IE.
  • CSI-RS-Config-r10 SEQUENCE ⁇ csi-RS-r10 CHOICE ⁇ release NULL, setup SEQUENCE ⁇ antennaPortsCount-r10 ENUMERATED ⁇ an1, an2, an4, an8 ⁇ , resourceConfig-r10 INTEGER (0..31), subframeConfig-r10 INTEGER (0..154), pC-r10 INTEGER (-8..15) ⁇ ⁇ OPTIONAL,-Need ON zeroTxPowerCSI-RS-r10 CHOICE ⁇ release NULL, setup SEQUENCE ⁇ zeroTxPowerResourceConfigList-r10BIT STRING (SIZE (16)), zeroTxPowerSubframeConfig-r10 INTEGER (0..154) ⁇ ⁇ OPTIONAL-Need ON ⁇ -ASN1STOP
  • the 'antennaPortsCount' field indicates the number of antenna ports used for transmission of the CSI-RS.
  • the 'resourceConfig' field indicates a CSI-RS configuration.
  • the "SubframeConfig" field and the "zeroTxPowerSubframeConfig” field contain the subframe configuration (where CSI-RS is sent) ).
  • the field 'zeroTxPowerResourceConfigList' indicates configuration of a zero-power CSI-RS.
  • a CSI-RS configuration corresponding to a bit set to 1 in a 16-bit bitmap constituting the 'zeroTxPowerResourceConfigList' field may be set to ZP CSI-RS.
  • the 'p-C' field is a parameter that is assumed to be the ratio of PDSCH Energy Per Resource Element (EPRE) and CSI-RS EPRE. ).
  • the CSI-RS is transmitted through one, two, four or eight antenna ports.
  • CSI-RS is subcarrier spacing Can only be defined for.
  • the CSI-RS sequence may be generated using Equation 15 below.
  • c (i) is the pseudo-random sequence
  • l is the OFDM symbol number in the slot
  • a pseudo-random sequence generator is initialized at the beginning of every OFDM symbol as shown in Equation 16 below.
  • CSI-RS sequence generated by Equation 15 in a subframe configured for CSI-RS transmission Is a complex-valued modulation symbol used as a reference symbol on each antenna port p as shown in Equation 17 below. Is mapped to.
  • Equation 17 k ', l' (where k 'is a subcarrier index in a resource block and l' is an OFDM symbol index in a slot) and The condition of is determined according to CSI-RS configuration as shown in Table 3 or Table 4 below.
  • Table 3 illustrates the mapping of (k ', l') from the CSI-RS configuration in the generic CP.
  • Table 3 illustrates the mapping of (k ', l') from the CSI-RS configuration in the extended CP.
  • ICI inter-cell interference
  • HetNet heterogeneous network
  • the CSI-RS configuration is different depending on the number of antenna ports and the CP in the cell, and adjacent cells may have different configurations as much as possible.
  • the CSI-RS configuration may be divided into a case of applying to both the FDD frame and the TDD frame and the case of applying only to the TDD frame according to the frame structure.
  • Equation 17 the time-frequency resource used for each CSI-RS antenna port for CSI-RS transmission is determined.
  • 15 is a diagram illustrating a CSI-RS configuration in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 15 illustrates a CSI-RS configuration (ie, a generic CP case) according to Equation 17 and Table 3.
  • FIG. 15 illustrates a CSI-RS configuration (ie, a generic CP case) according to Equation 17 and Table 3.
  • FIG. 15 illustrates a CSI-RS configuration (ie, a generic CP case) according to Equation 17 and Table 3.
  • FIG. 15 illustrates a CSI-RS configuration (ie, a generic CP case) according to Equation 17 and Table 3.
  • FIG. 15 (a) shows 20 CSI-RS configurations usable for CSI-RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports
  • FIG. 15 (b) shows four CSI-RS antenna ports.
  • 10 CSI-RS configurations usable by FIG. 15 (c) show five CSI-RS configurations usable for CSI-RS transmission by eight CSI-RS antenna ports.
  • the radio resource (ie, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 10 CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the five CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS for each antenna port is transmitted by CDM to the same radio resource per two antenna ports (that is, ⁇ 15,16 ⁇ , ⁇ 17,18 ⁇ , ⁇ 19,20 ⁇ , and ⁇ 21,22 ⁇ ). do.
  • the respective CSI-RS complex symbols for antenna ports 15 and 16 are the same, but different orthogonal codes (e.g., Walsh codes) are multiplied so that the same radio resource. Is mapped to.
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 15 is multiplied by [1, 1]
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 16 is multiplied by [1 -1] and mapped to the same radio resource.
  • the UE can detect the CSI-RS for a particular antenna port by multiplying the transmitted multiplied code. That is, the multiplied code [1 1] is multiplied to detect the CSI-RS for the antenna port 15, and the multiplied code [1 -1] is multiplied to detect the CSI-RS for the antenna port 16.
  • the radio resources according to the CSI-RS configuration having a small number of CSI-RS antenna ports It includes radio resources.
  • the radio resource for the number of eight antenna ports includes both the radio resource for the number of four antenna ports and the radio resource for the number of one or two antenna ports.
  • a plurality of CSI-RS configurations may be used in one cell. Only non-zero power (NZP) CSI-RS is used with zero or one CSI-RS configuration, and zero power (ZP: zero power) CSI-RS is zero or multiple CSI-RS. Configuration can be used.
  • NZP non-zero power
  • ZP zero power
  • ZP CSI-RS For each bit set to 1 in ZP CSI-RS (ZP CSI-RS), a 16-bit bitmap set by the upper layer, the UE corresponds to the four CSI-RS columns of Tables 3 and 4 above. Assume zero transmit power in the REs (except in the case of overlapping with the RE assuming the NZP CSI-RS set by the upper layer). Most Significant Bit (MSB) corresponds to the lowest CSI-RS configuration index, and the next bit in the bitmap corresponds to the next CSI-RS configuration index.
  • MSB Most Significant Bit
  • CSI-RS is shown in Table 3 and Table 4 above. It is transmitted only in a downlink slot that satisfies the condition of mod 2 and a subframe that satisfies the CSI-RS subframe configuration.
  • CSI-RSs are not transmitted in subframes that conflict with special subframe, sync signal (SS), PBCH, or SIB 1 (SystemInformationBlockType1) message transmission or subframes configured for paging message transmission. Do not.
  • the CSI-RS is not configured to be transmitted every subframe, but is configured to be transmitted at a predetermined transmission period corresponding to a plurality of subframes.
  • the CSI-RS transmission overhead may be much lower than in the case where the CSI-RS is transmitted every subframe.
  • Subframe period for CSI-RS transmission (hereinafter referred to as 'CSI transmission period') ) And subframe offset ( ) Is shown in Table 5 below.
  • Table 5 illustrates a CSI-RS subframe configuration
  • CSI-RS-SubframeConfig CSI-RS periodicity (subframes)
  • CSI-RS subframe configuration ( CSI-RS transmission cycle ( ) And subframe offset ( ) Is determined.
  • the CSI-RS subframe configuration of Table 5 may be set to any one of a 'SubframeConfig' field and a 'zeroTxPowerSubframeConfig' field.
  • the CSI-RS subframe configuration may be set separately for the NZP CSI-RS and the ZP CSI-RS.
  • the subframe including the CSI-RS satisfies Equation 18 below.
  • one UE may configure one CSI-RS resource configuration.
  • the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • a parameter for each CSI-RS resource configuration is set as follows through higher layer signaling.
  • the transmission power for CSI feedback for each CSI process ( ).
  • CSI subframe sets for CSI process And Is set by the higher layer, Is set for each CSI subframe set of the CSI process.
  • QCL scrambling identifier qcl-ScramblingIdentity-r11
  • CRS port count crs-PortsCount-r11
  • MBSFN subframe configuration list mbsfn-
  • Upper layer parameter 'qcl-CRS-Info-r11' including the SubframeConfigList-r11
  • PDSCH EPRE is the ratio of PDSCH EPRE to CRS EPRE.
  • the CSI-RS and the PMCH are not configured together.
  • the UE When four CRS antenna ports are configured in frame structure type 2, the UE is a CSI belonging to the [20-31] set (see Table 3) for the normal CP or the [16-27] set for the extended CP (see Table 4). -RS configuration index not set.
  • the UE uses the CSI-RS antenna port of the CSI-RS resource configuration for delay spread, Doppler spread, Doppler shift, average gain, and average delay. You can assume that you have a QCL relationship.
  • antenna ports 0-3 corresponding to CSI-RS resource configuration and antenna ports 15-22 corresponding to CSI-RS resource configuration are used for Doppler spread and Doppler shift. can be assumed to be a QCL relationship.
  • one or more CSI-IM (Channel-State Information Interference Measurement) resource configuration may be configured for a serving cell.
  • the following parameters for configuring each CSI-IM resource may be configured through higher layer signaling.
  • the CSI-IM resource configuration is the same as any one of the configured ZP CSI-RS resource configurations.
  • the CSI-IM resource and the PMCH in the same subframe of the serving cell are not configured at the same time.
  • one UE may configure one ZP CSI-RS resource configuration for a serving cell.
  • one or more ZP CSI-RS resource configurations may be configured for the serving cell.
  • the following parameters for ZP CSI-RS resource configuration may be configured through higher layer signaling.
  • ZP CSI-RS and PMCH are not set at the same time.
  • Cell Measurement Cell Measurement
  • Measure report Measure report
  • the UE reports the cell measurement result to the base station (or network) for one or several of the methods (handover, random access, cell search, etc.) for ensuring the mobility of the UE. .
  • a cell specific reference signal (CRS) is transmitted through the 0, 4, 7, and 11th OFDM symbols in each subframe on the time axis, which is basically used for cell measurement. do. That is, the terminal performs cell measurement by using the CRS received from the serving cell and the neighbor cell, respectively.
  • CRS cell specific reference signal
  • Radio Link Monitoring Radio Link Monitoring
  • RRM Radio resource management
  • RSRQ Reference signal received quality
  • RSRP is the linear average of the power distribution of the REs over which the CRS is transmitted within the measurement frequency band.
  • CRS (R0) corresponding to antenna port '0' may be used.
  • CRS (R1) corresponding to antenna port '1' may be additionally used.
  • the number of REs used within the measurement frequency band and the measurement interval used by the UE to determine the RSRP may be determined by the UE to the extent that corresponding measurement accuracy requirements are satisfied.
  • the power per RE may be determined from the energy received within the remainder of the symbol except for the cyclic prefix (CP).
  • RSSI is a co-channel serving cell, non-serving cell, and adjacent channel in OFDM symbols including RS corresponding to antenna port '0' within a measurement band. It is derived as a linear average of the total received power sensed from all sources by the corresponding UE, including interference from, thermal noise, and the like.
  • specific subframes for performing RSRQ measurement are indicated by higher layer signaling, the RSSI is measured through all OFDM symbols in the indicated subframes.
  • RSRQ is derived as N ⁇ RSRP / RSSI.
  • N means the number of RBs of the RSSI measurement bandwidth.
  • the measurement of the numerator and denominator in the above equation can be obtained from the same set of RBs.
  • the base station may deliver configuration information for measurement to the UE through higher layer signaling (eg, an RRC connection reconfiguration message).
  • higher layer signaling eg, an RRC connection reconfiguration message
  • the RRC connection reconfiguration message includes a radio resource configuration dedicated ('radioResourceConfigDedicated') information element (IE) and a measurement configuration ('measConfig') IE.
  • IE radio resource configuration dedicated
  • IE measurement configuration
  • the 'measConfig' IE specifies the measurements to be performed by the UE, and configures the measurement gap, as well as intra-frequency mobility, inter-frequency mobility, inter-RAT ( inter-RAT) includes configuration information for mobility.
  • the 'measConfig' IE includes a 'measObjectToRemoveList' representing a list of measurement objects ('measObject') to be removed from the measurement, and a 'measObjectToAddModList' representing a list to be newly added or modified.
  • 'measObject' includes 'MeasObjectCDMA2000', 'MeasObjctEUTRA', 'MeasObjectGERAN', etc. according to a communication technology.
  • RadioResourceConfigDedicated' IE allows you to set up / modify / release a radio bearer, change the MAC main configuration, change the semi-persistent scheduling (SPS) setting, and Used to change the dedicated physical configuration.
  • SPS semi-persistent scheduling
  • the 'RadioResourceConfigDedicated' IE includes a 'measSubframePattern-Serv' field indicating a time domain measurement resource restriction pattern for serving cell measurement. In addition, it includes a 'measSubframeCellList' indicating a neighbor cell to be measured by the UE and a 'measSubframePattern-Neigh' indicating a time domain measurement resource restriction pattern for neighbor cell measurement.
  • a time domain measurement resource restriction pattern set for a measurement cell may indicate at least one subframe per radio frame for performing RSRQ measurement. RSRQ measurement is not performed except for the subframe indicated by the time domain measurement resource restriction pattern configured for the measurement cell.
  • the UE eg, 3GPP Rel-10 is configured by a subframe pattern (measSubframePattern-Serv) for serving cell measurement and a subframe pattern (measSubframePattern-Neigh ') for neighbor cell measurement. Only the RSRQ should be measured.
  • RSRP is not limited in this pattern of measurement, but for accuracy requirements (accuracy requirement) it is preferable to measure only within this pattern.
  • OTDOA Observed Time Difference Of Arrival
  • 16 is a diagram illustrating an OTDOA method for determining a location of a terminal.
  • signals received from neighboring cells may have different TOAs. (Time Of Arrival).
  • the serving cell and the neighbor cell may be represented as a serving base station or a neighbor base station, respectively.
  • the terminal measures the position of the terminal using a timing difference at which signals transmitted from each cell reach the terminal.
  • the reference cell is a cell serving as a reference of the TDOA
  • a plurality of neighbor cells By using the reference signal or the synchronization signal received from the measurement time and the delay time of the signal received from each of a plurality of neighboring cells from each of the plurality of neighboring cells measured by the serving cell (anchor) or anchor cell (anchor) report), and the serving cell measures the location of the terminal using the reported delay times.
  • the reference cell refers to a cell that can be a reference for TDOA (Time Difference Of Arrival), and when the serving cell corresponds to this or when the UE performs an operation such as handover, the serving cell before the handover operation corresponds. It may not be changed or irrespective of handover operation of the terminal.
  • TDOA Time Difference Of Arrival
  • a common reference signal CRS
  • PSS / SSS Primary Synchronization Signal / Secondary Synchronization Signal
  • dedicated positioning for LCS LCS (LoCation Service)
  • a reference signal PRS
  • the positioning reference (or reference) signal may be represented by a positioning reference signal or a positioning pilot signal.
  • the terminal receives assistance data from a serving base station, receives a PRS from a reference cell and neighbor cells using the assistance data,
  • the reference signal time difference (hereinafter, referred to as "RSTD") between neighboring cells is calculated and transmitted to the serving base station.
  • the serving base station transmits the RSTD to a location server, and the location server determines the location of the terminal using the RSTD.
  • the RSTD means a relative timing difference between a reference cell and a neighbor cell. Is defined as
  • the terminal receives the PRS from the reference cell and receives the PRS from each of the plurality of neighbor cells.
  • the difference in time point is within a certain time range.
  • the difference between the time point at which the UE receives the PRS from the reference cell and the time point at which the UE receives the PRS from each of the plurality of neighbor cells may be within one subframe.
  • the subframe received from the cell j is most One subframe received from the near cell i becomes the first subframe of the PRS positioning opportunity of the reference cell i.
  • the PRS positioning opportunity refers to consecutive downlink subframes to which the PRS is allocated. Accordingly, the RSTD becomes a difference between the time point at which the PRS is received from the neighbor cell j and the time point at which the PRS is received from the reference cell i.
  • TOA arrival time of the PRS
  • precoding may be applied to appropriately distribute transmission information to each antenna according to channel conditions.
  • a set of precoding matrices are defined in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end (eg, a terminal) measures channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • a receiving end eg, a terminal
  • channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • PMI precoding matrix index
  • optimal precoding is not always applied, but feedback is compared to explicitly feeding back optimal precoding information to actual channel information. This has the advantage of reducing overhead.
  • 17 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • FIG. 17 illustrates that the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that has selected the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the rank value.
  • the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. Hermit) can be achieved by multiplying the matrix P H by the received signal.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, so for precoding of a closed-loop system There are a total of six precoding vectors / matrix.
  • the codebook for four transmitting antennas has a total of 64 precoding vectors / matrices.
  • CM constant modulus
  • the nested characteristic means that the low rank precoding matrix is designed to consist of a subset of a particular column of the high rank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic is that the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook Means the characteristics consisting of.
  • channel information fed back by a terminal is used for downlink transmission.
  • the UE may feed downlink channel information through the PUCCH or downlink channel information through the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodicly at the request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information on the allocated all frequency bands (ie, WideBands (WBs)), and provide a channel for a specific number of RBs (ie, SubBands (SBs)). You can also feed back information.
  • WBs WideBands
  • SBs SubBands
  • the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIMO transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding can be applied. have.
  • a precoder matrix may be configured by using a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix or a Walsh matrix.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • the codebooks of the DFT series have good performance.
  • the n ⁇ n DFT matrix may be defined as in Equation 19 below.
  • Equation 20 shows an example rotated DFTn matrix.
  • G rotated DFTn matrices may be generated, and the generated matrices satisfy the characteristics of the DFT matrix.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • Such MIMO technology is a very important factor for increasing the capacity and performance of mobile communication, and the verification of MIMO technology requires a realistic channel model that reflects the actual communication environment and propagation characteristics.
  • the 3D Spatial Channel Model (3D SCM) is a ray-tracing based multiple transmit / receive antenna environment channel model and a channel model having similar propagation characteristics to the real environment.
  • the location information of the user may not be properly used, so that the number of bits of the codebook compared to the same performance may be wasted or the performance may be lower than that of the same codebook.
  • the present specification provides a method for identifying the characteristics of a channel through 3D SCM channel analysis and using the same.
  • a method for utilizing a 3D SCM channel is provided.
  • the present specification relates to a method of designing a codebook suitable for a 3D SCM channel, and for this purpose, includes characterization of the 3D SCM channel.
  • the method proposed in this specification can be applied to a general MIMO system, and can improve performance compared to existing codebooks.
  • the method proposed in this specification has an effect of having a high data rate compared to the existing number of the same codebook bits or reducing the number of codebook bits compared to the existing same code rate.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a 2D antenna array structure to which the methods proposed herein may be applied.
  • the 2D antenna array is composed of antenna components 1810 in the horizontal direction and antenna components 1820 in the vertical direction.
  • phase difference between adjacent antennas may be represented by ⁇ i.
  • the 3D SCM channel characteristics that is, the channel correlation and channel phase between adjacent antennas will be described.
  • the channel correlation in the 4 ⁇ 4 2D antenna array is checked.
  • FIG. 19 shows an example of channel correlation diagrams between adjacent antennas in the antenna array of FIG. 18.
  • FIG. 19A illustrates a channel correlation when the distance between adjacent antennas is ⁇ / 2
  • FIG. 19B illustrates a channel correlation when the distance between adjacent antennas is ⁇ .
  • the correlation between the horizontal (or horizontal) antennas remains approximately 0.5 up to a ⁇ / 2 distance, but when ⁇ / 2 is exceeded, the correlation becomes nearly '0'.
  • the 3D SCM channel has a low correlation between the horizontal antennas, but has a relatively higher correlation between the vertical antennas.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a user distribution for analyzing antenna characteristics proposed in the present specification.
  • users are evenly distributed from -60 ° to 60 ° with respect to 0 °, which is the center of the sector where the radio waves propagate in the hexagonal sector.
  • the characteristics (channel phase difference) of the horizontal antenna generated according to the position of the user may have a structure as shown in FIG. 21.
  • the phase difference between adjacent antennas may be seen to be densely distributed around 0 °.
  • the phase difference with the adjacent antenna also increases.
  • 21 is a diagram illustrating an example of a channel phase difference of a horizontal antenna according to a user position of FIG. 20.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a channel phase difference of a vertical antenna according to a user position of FIG. 20.
  • users are arranged (or distributed) according to the distance between the base station and the user in the hexagonal sector as shown in FIG. 20.
  • d means the ratio of distances, not simple distances.
  • the phase difference between adjacent antennas of the vertical antennas according to the distance of the user is shown in FIG. 22.
  • phase differences between vertically adjacent antennas are concentrated around 0 ° regardless of position.
  • the reason is related to the channel correlation shown in FIG. 19.
  • the channel phase between the vertical antennas has a very similar value.
  • the phase difference between the vertical antennas is densely distributed near 0 °. However, the deviation is not large.
  • vertical antennas have a very high (or strong) correlation between adjacent antennas.
  • phase difference between adjacent antennas of the vertical antennas You can see that it has the same characteristics as
  • This property can be well applied to codebooks designed based on DFT matrix.
  • transverse antennas have a relatively low (or weak) correlation between adjacent antennas.
  • the horizontal antennas have a relatively weak correlation between phase differences between adjacent antennas compared to vertical antennas.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a region division concept for generating a region-based codebook proposed in the present specification.
  • the region to which the user belongs may be divided as shown in FIG.
  • the sector of 120 ° is divided according to the angle in terms of azimuth.
  • the sector is divided according to the distance between the base station and the user in terms of zenith.
  • FIG. 23 shows an example of dividing into four by the azimuth side for the horizontal antenna and two by the zenith side for the vertical antenna.
  • the division form in the sector may be made in various combinations.
  • the divided region of the region close to the base station is represented as zenith 180 degrees to 107 degrees, and the divided region of the region far from the base station is zenith 107 degrees. It can be expressed as ⁇ 90 degrees.
  • the area where the users are distributed may be divided as shown in FIG. 23.
  • Codebook generation using local information can be largely divided into (1) DFT codebook generation and (2) codebook generation using conditional probability distribution.
  • a codebook suitable for each region is searched and selected from the 64 DFT fat matrices.
  • a plurality of codebooks may exist simultaneously, and a codebook having better performance may be selected according to the location of each user.
  • 24 is a diagram illustrating an example of DFT codebook selection using regional information proposed in the present specification.
  • a codebook based on region information may be generated by using a phase difference between adjacent antennas.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating an example of a codebook generation method using a phase difference between adjacent antennas using the conditional probability distribution proposed in the present specification.
  • a suitable codebook for each region is selected by using a distribution of phase differences between adjacent antennas, that is, a distribution of ⁇ i.
  • ⁇ i may have a different distribution for each divided region.
  • regional information may be utilized by selecting a codebook suitable for this.
  • the most suitable quantization levels are selected using the distribution of ⁇ 1.
  • the quantization level to be selected can be applied to a variety of methods, one of which can be performed VQ (Vector Quantization) applying the Lloyd-Max algorithm.
  • VQ Vector Quantization
  • the codebook generated by using the conditional probability distribution is composed of code vectors of the form in which the quantization level of the next antenna element is determined according to the quantization level of the previous antenna element.
  • a code vector is generated in the form of a tree structure in which the quantization level of ⁇ 3 is also determined according to a similar process as in the previous case.
  • the code vector may be represented by a precoding matrix vector or the like.
  • a codebook generated using a conditional probability distribution may automatically generate elements below a specific function form when the first element of the code vector is determined through the region-based information or the like. All.
  • the generation function and pattern for generating the elements of the code vector may be shared in advance between the base station and the terminal.
  • the generation function and pattern are defined and used for codebook generation, the number of multiple codebooks is not fixed in advance, and when a specific codebook generation factor such as the region-based information is provided or generated, it is triggered to trigger the corresponding factor.
  • This is a structure that automatically generates a specific codebook using seed as a seed.
  • the terminal may additionally feed back a specific parameter value that may represent an angular spread of the wireless channel to the base station.
  • the terminal may individually feed back parameters for each of the azimuth angular spread and the zenith angular spread to the base station.
  • the base station can classify what spatial channel environment the terminal is in.
  • the angular spread may appear differently for each terminal.
  • the multiple codebook set (or the codebook generation function and pattern) suitable for the angular spread characteristic may be applied differently.
  • the structure of the codebook proposed herein can be generalized and extended in a manner determined according to a kind of two-level hierarchy.
  • the primary codebook set (or the codebook generation function and pattern) is determined using the angular spread property as a factor.
  • a secondary codebook set (or the codebook generation function and pattern) which is additionally selected in the candidate group determined in (1) according to the codebook generation factors such as the salping region-based information, is determined, and the terminal.
  • the codebook generated by using the above-described salping and region information may be selected according to each (divided) region, and a plurality of codebooks may be available, and the base station and the user terminal may be codebooks for all (or some) regions. Information can be shared in advance through RRC signaling.
  • the base station In the case of using the regional information-based codebook, it is also important that the base station accurately estimates the location of the user since the location of the user may be continuously changed in the environment.
  • OTDOA positioning method based on Positioning Reference Signal (PRS) UTDOA method based on SRS
  • A-GNSS method using satellite / GPS RFPM method
  • LTE-based positioning method for accurate position estimation of users whose location changes
  • the hybrid method may be applied to the user's location estimation.
  • the base station selects a codebook preset for the region for the estimated location of the user, and instructs to perform CSI reporting using the codebook selected as the user terminal through RRC signaling or dynamic signaling (eg, by DCI triggering). can do.
  • user terminals belonging to the same region use the same codebook, and user terminals distributed in different regions use different codebooks.
  • Performance will be evaluated in two aspects, channel correlation and UE throughput.
  • the DFT codebook has a size of 0 to 3 bits, and the results are shown in Table 7.
  • the conventional DFT codebook mentioned in Table 7 refers to a DFT codebook that divides the phase evenly on the constellation without local information.
  • the vertical antenna can obtain a very high correlation through the DFT codebook.
  • phase difference between adjacent antennas of the vertical antenna is very similar to that of the DFT matrix, as described in the phase characteristic analysis between the adjacent antennas of the vertical antenna.
  • the horizontal antenna since the horizontal antenna has a difference in phase characteristics between adjacent antennas from the DFT codebook, the horizontal antenna does not have good performance in terms of channel correlation as the vertical antenna.
  • the degree of phase distribution is largely dependent on the region, so that the increase in performance also increases according to the number of region divisions.
  • An indicator for evaluating performance may evaluate users' transmission rate as a cumulative distribution function (CDF).
  • CDF cumulative distribution function
  • the transmission rate defined as 'UE throughput [bps / Hz / UE]' is a cumulative weighted sum transmission rate of each UE, and the cumulative service received during each frame period corresponding to 'UE life' of Table 6 in the state of full buffer traffic.
  • FIG. 26 and FIG. 27 are codebook performance indicators based on region information.
  • the horizontal antenna has a relatively large performance increase due to an increase in the number of region divisions.
  • FIG. 28 is a block diagram illustrating a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 2810 and a plurality of terminals 2820 located in an area of a base station 2810.
  • the base station 2810 includes a processor 2811, a memory 2812, and an RF unit 2813.
  • the processor 2811 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 27. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2811.
  • the memory 2812 is connected to the processor 2811 and stores various information for driving the processor 2811.
  • the RF unit 2813 is connected to the processor 2811 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 2820 includes a processor 2821, a memory 2822, and an RF unit 2823.
  • the processor 2821 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 27. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2821.
  • the memory 2822 is connected to the processor 2821 and stores various information for driving the processor 2821.
  • the RF unit 2823 is connected to the processor 2821 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the memories 2812 and 2822 may be inside or outside the processors 2811 and 2821, and may be connected to the processors 2811 and 2821 by various well-known means.
  • the base station 2810 and / or the terminal 2820 may have a single antenna or multiple antennas.
  • 29 is a block diagram of a wireless communication device according to another embodiment of the present invention.
  • the base station may include one or more base stations and / or one or more terminals.
  • the base station 2910 may include a transmit (Tx) data processor 2911, a symbol modulator 2912, a transmitter 2913, a transmit / receive antenna 2914, a processor 2915, a memory 2916, and a receiver ( 2917, symbol demodulator 2918, and receive data processor 2919.
  • the terminal 2920 includes a transmit (Tx) data processor 2921, a symbol modulator 2922, a transmitter 2913, a transmit / receive antenna 2924, a processor 2925, a memory 2926, a receiver 2927, and a symbol. Demodulator 2928 and receive data processor 2927.
  • the base station and the terminal are multiple antennas having a plurality of antennas.
  • the base station and the terminal according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the base station and the terminal according to the present invention support both a single user-MIMO (SUMIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • SUMIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data symbols"). ).
  • the symbol modulator receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator multiplexes data and pilot symbols and sends them to the transmitter.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • the transmitter receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and upconverts) these analog signals to transmit over the wireless channel.
  • the downlink signal is then transmitted to the terminal through an antenna.
  • the antenna receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver.
  • the receiver adjusts (eg, filters, amplifies, and frequency downconverts) the received signal, and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor for channel estimation.
  • the symbol demodulator also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor, performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols), and a data symbol estimate.
  • the receive data processor demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by the symbol demodulator and the receiving data processor is complementary to the processing by the symbol modulator and the transmitting data processor at the base station, respectively.
  • the terminal on the uplink the transmit data processor processes the traffic data, to provide data symbols.
  • the symbol modulator receives the data symbols, multiplexes them with the pilot symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter.
  • the transmitter receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal, which is transmitted via an antenna to the base station.
  • an uplink signal is received from the terminal through an antenna, and the receiver processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the precoding scheme in the wireless communication system of the present invention has been described with reference to an example applied to the 3GPP LTE / LTE-A system, but it is possible to apply to various wireless communication systems in addition to the 3GPP LTE / LTE-A system.

Landscapes

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Abstract

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 채널 추정을 위한 레퍼런스 신호(Reference)를 기지국으로부터 수신하는 단계; 상기 수신된 레퍼런스 신호를 통해 채널을 추정하는 단계; 코드북(codebook)에서 상기 추정된 채널과 관련된 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 프리코딩 행렬에 대응하는 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index:PMI)를 상기 기지국으로 피드백하는 단계를 포함하되, 상기 코드북은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 생성되는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 코드북을 이용하여 프리코딩을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 위한 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
본 명세서는 3D SCM 채널의 분석을 통하여 채널 특성을 파악한 후, 3D SCM 채널 등 실제의 채널 환경에 적합한 코드북을 사용하는 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 기지국의 섹터를 분할한 지역에 따라 서로 다른 코드북을 사용 또는 생성하는 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 다양한 방식으로 사용자 단말의 위치를 추정하고, 이와 관련된 코드북의 사용을 기지국으로 알리기 위한 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 인접 안테나들 간의 위상 차이에 기초하여 양자화 레벨을 선택하여 프리코딩 행렬 벡터를 생성하는 방법을 제공함에 목적이 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서는 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 채널 추정을 위한 레퍼런스 신호(Reference)를 기지국으로부터 수신하는 단계; 상기 수신된 레퍼런스 신호를 통해 채널을 추정하는 단계; 코드북(codebook)에서 상기 추정된 채널과 관련된 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 프리코딩 행렬에 대응하는 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index:PMI)를 상기 기지국으로 피드백하는 단계를 포함하되, 상기 코드북은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 생성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 단말이 속한 지역은 상기 기지국의 특정 섹터를 제 1 방향으로 M개로 분할하고, 제 2 방향으로 N개로 분할하여 생성된 총 M x N개의 지역들 중 어느 하나에 해당하는 지역인 것을 특징으로 한다.(M,N은 자연수)
또한, 본 명세서에서 상기 총 M x N개로 분할된 지역들 각각에서 사용되는 코드북은 서로 다른 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 상기 단말이 속한 지역에 따라 복수의 코드북들이 선택되는 경우, 상기 코드북은 상기 선택된 복수의 코드북들 중에서 상기 단말의 위치를 고려하여 선택되는 코드북인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 상기 단말이 속한 지역 및/또는 상기 단말의 위치에 따라 상기 기지국의 인접 안테나들 간의 채널 위상 차이 및/또는 채널 상관도의 차이가 발생하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 코드북은, 상기 기지국의 인접 안테나들 간의 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨을 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨에 기초하여 제 2 위상 차이에 대한 양자화 레벨을 선택하는 단계를 통해 생성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 선택되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 제 2 위상 차이에 대한 양자화 레벨은 사전에 정의된 프리코딩 행렬 벡터 생성 함수 또는 패턴 정보에 기초하여 선택되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 상기 기지국과 상기 단말 간의 각도 확산(angular spread)과 관련된 파라미터를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 코드북은, 상기 각도 확산(angular spread)과 관련된 파라미터에 기초하여 제 1 코드북 세트가 선택되고, 상기 선택된 제 1 코드북 세트 중에서 상기 단말이 속한 지역 및/또는 상기 단말의 위치에 기초하여 제 2 코드북 세트가 선택되고, 상기 선택된 제 2 코드북 세트 중에서 어느 하나로 선택되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 각도 확산(angular spread)은 방위각 각도 확산(azimuth angular spread) 및 천정 각도 확산(zenith angular spread)으로 구분되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 단말의 위치는 PRS(Positioning Reference Signal) 기반의 OTDOA(Observed Time Difference Of Arrival) 포지셔닝 방식, SRS(Sounding Reference Signal) 기반의 UTDOA(Uplink Time Difference Of Arrival) 방식, 위성/GPS를 이용한 A-GNSS(Assisted-Global Navigation Satellite Systems) 방식 또는 RFPM(Radio Frequency Pattern Matching) 방식 중 적어도 하나에 의해 획득되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 위한 단말에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 상기 RF 유닛과 기능적으로 연결되며, 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 채널 추정을 위한 레퍼런스 신호(Reference)를 기지국으로부터 수신하고; 상기 수신된 레퍼런스 신호를 통해 채널을 추정하고; 코드북(codebook)에서 상기 추정된 채널과 관련된 프리코딩 행렬을 결정하고; 및 상기 결정된 프리코딩 행렬에 대응하는 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index:PMI)를 상기 기지국으로 피드백하도록 제어하되, 상기 코드북은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 생성되는 것을 특징으로 한다.
본 명세서는 지역에 따른 3D SCM 채널 특성을 분석하여 각 지역에 적합한 코드북을 선택하고, 선택된 코드북을 활용하여 전송률 측면에서의 성능 향상을 가질 수 있는 효과가 있다.
즉, 본 명세서에서 제안하는 지역 기반의 코드북 생성 방법은 현재 다중 안테나 시스템에서 사용되는 코드북에 지역 정보를 추가함으로써, 전송률 측면의 성능 향상을 기대할 수 있는 효과가 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타낸다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 LTE FDD 시스템에서 하향링크 HARQ 프로세스를 도시하는 도면이다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 LTE FDD 시스템에서 상향링크 HARQ 프로세스를 도시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 동기 신호(Synchronization Signal)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 세컨더리 동기 신호 구조를 예시하는 도면이다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 주기적인 CSI-RS의 전송 방식을 예시한다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 비주기적인 CSI-RS의 전송 방식을 예시한다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 CSI-RS 구성을 예시하는 도면이다.
도 16은 단말의 위치 결정을 위한 OTDOA 방법을 예시하는 도면이다.
도 17은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 2D 안테나 어레이 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 19는 도 18의 안테나 어레이에서의 인접 안테나 간의 채널 상관도의 일례를 나타낸다.
도 20은 본 명세서에서 제안하는 안테나 특성을 분석하기 위한 사용자 분포의 일례를 나타낸 도이다.
도 21은 도 20의 사용자 위치에 따른 가로 안테나의 채널 위상 차이의 일례를 나타낸 도이다.
도 22는 도 20의 사용자 위치에 따른 세로 안테나의 채널 위상 차이의 일례를 나타낸 도이다.
도 23은 본 명세서에서 제안하는 지역 기반의 코드북 생성을 위한 지역 분할 개념의 일례를 나타낸 도이다.
도 24는 본 명세서에서 제안하는 지역 정보를 활용한 DFT 코드북 선택의 일례를 나타낸 도이다.
도 25는 본 명세서에서 제안하는 조건부 확률 분포를 이용하는 인접 안테나 간 위상 차이를 이용한 코드북 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다.
도 26 및 도 27은 지역 정보 기반의 코드북 성능 지표로서, 단말 전송률 결과를 나타낸 도이다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 29는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), 셀(cell), 섹터(sector), remote radio head(RRH), 중계기(relay), 송수신 point (transmission point (TP) / reception point (RP)) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성되며, 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다. 표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.
Uplink-Downlink configuration Downlink-to-Uplink Switch-point periodicity Subframe number
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
0 5ms D S U U U D S U U U
1 5ms D S U U D D S U U D
2 5ms D S U D D D S U D D
3 10ms D S U U U D D D D D
4 10ms D S U U D D D D D D
5 10ms D S U D D D D D D D
6 5ms D S U U U D S U U D
표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS, GP, UpPTS 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다. 상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.
모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

MIMO( M ulti-In put Multi-Output)
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신(Tx) 안테나와 다중 수신(Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ‘MIMO’를 ‘다중 입출력 안테나’라 칭하기로 한다.
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지(total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며, 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트(transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트(Ro)에 다음과 같은 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000001
즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(NT)와 수신 안테나 수(NR)의 곱(NT × NR)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD(maximum likelihood detection) 수신기, ZF(zero-forcing) 수신기, MMSE(minimum mean square error) 수신 기, D-BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 10에 도시된 바와 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.
먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000002
한편, 각각의 전송 정보 s1, s2, ..., sNT에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P1, P2, ..., PNT라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000003
또한,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000001
를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000004
한편, 전송 전력이 조정된 정보 벡터
Figure PCTKR2015013950-appb-I000002
는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 NT개의 전송 신호 x1, x2, ..., xNT를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x1, x2, ..., xNT를 벡터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000005
여기서, wij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)라 부른다.
한편, 상술한 바와 같은 전송 신호(x)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 NR개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y1, y2, ..., yNR을 벡터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000006
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 hij로 표시하기로 한다. 여기서, hij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 총 NT개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000007
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 NT개의 송신 안테나로부터 NR개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000008
한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, NR개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n1, n2, ..., nNR을 백터로 표현하면 다음과 같다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000009
상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000010
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 NR×NT 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000011
또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 랭크는 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)'는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

캐리어 병합 (Carrier Aggregation)
본 발명의 실시예들에서 고려하는 통신 환경은 멀티 캐리어(Multi-carrier) 지원 환경을 모두 포함한다. 즉, 본 발명에서 사용되는 멀티 캐리어 시스템 또는 캐리어 병합(CA: Carrier Aggregation) 시스템이라 함은 광대역을 지원하기 위해서, 목표로 하는 광대역을 구성할 때 목표 대역보다 작은 대역폭(bandwidth)을 가지는 1개 이상의 컴포넌트 캐리어(CC: Component Carrier)를 병합(aggregation)하여 사용하는 시스템을 말한다.
본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 병합(또는, 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한(contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비 인접한(non-contiguous) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'DL CC'라 한다.) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어(이하, 'UL CC'라 한다.) 수가 동일한 경우를 대칭적(symmetric) 집성이라고 하고, 그 수가 다른 경우를 비대칭적(asymmetric) 집성이라고 한다. 이와 같은 캐리어 병합은 반송파 집성, 대역폭 집성(bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성(spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 혼용되어 사용될 수 있다.
두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 병합은 LTE-A 시스템에서는 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성(backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다. 예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-advanced 시스템(즉, LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한, 본 발명에서 사용되는 캐리어 병합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원하도록 할 수도 있다.
LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀(cell)의 개념을 사용한다.
상술한 캐리어 병합 환경은 다중 셀(multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원(DL CC)과 상향링크 자원(UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서, 셀은 하향링크 자원 단독, 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다. 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀(configured serving cell)을 가지는 경우 1개의 DL CC와 1개의 UL CC를 가질 수 있으나, 특정 단말이 2개 이상의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC를 가지며 UL CC의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다.
또는, 그 반대로 DL CC와 UL CC가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC의 수보다 UL CC가 더 많은 캐리어 병합 환경도 지원될 수 있다. 즉, 캐리어 병합(carrier aggregation)은 각각 캐리어 주파수(셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 여기서, 말하는 '셀(Cell)'은 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다.
LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀(PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀(SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P셀과 S셀은 서빙 셀(Serving Cell)로 사용될 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 병합이 설정되지 않았거나 캐리어 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, P셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 병합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P셀과 하나 이상의 S셀이 포함된다.
서빙 셀(P셀과 S셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellId는 셀의 물리 계층 식별자로 0부터 503까지의 정수값을 가진다. SCellIndex는 S셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 1부터 7까지의 정수값을 가진다. ServCellIndex는 서빙 셀(P셀 또는 S셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한(short) 식별자로 0부터 7까지의 정수값을 가진다. 0값은 P셀에 적용되며, SCellIndex는 S셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉, ServCellIndex에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 셀이 P셀이 된다.
P셀은 프라이머리 주파수(또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정(initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재-설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P셀은 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P셀에서만 PUCCH를 할당 받아 전송할 수 있으며, 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN(Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보(mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정(RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P셀만을 변경할 수도 있다.
S셀은 세컨더리 주파수(또는, Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P셀은 하나만 할당되며, S셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P셀을 제외한 나머지 셀들, 즉 S셀에는 PUCCH가 존재하지 않는다. E-UTRAN은 S셀을 캐리어 병합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_CONNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널(dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN은 관련된 S셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링(dedicated signaling) 할 수 있다.
초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P셀에 부가하여 하나 이상의 S셀을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 병합 환경에서 P셀 및 S셀은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시 예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어(PCC)는 P셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며, 세컨더리 컴포넌트 캐리어(SCC)는 S셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 컴포넌트 캐리어 및 캐리어 병합의 일례를 나타낸다.
도 7의 (a)는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL CC와 UL CC가 있다. 하나의 컴포넌트 캐리어는 20MHz의 주파수 범위를 가질 수 있다.
도 7의 (b)는 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 병합 구조를 나타낸다. 도 7의 (b)의 경우에 20MHz의 주파수 크기를 갖는 3 개의 컴포넌트 캐리어가 결합된 경우를 나타낸다. DL CC와 UL CC가 각각 3 개씩 있으나, DL CC와 UL CC의 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 병합의 경우 단말은 3개의 CC를 동시에 모니터링할 수 있고, 하향링크 신호/데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호/데이터를 송신할 수 있다.
만약, 특정 셀에서 N개의 DL CC가 관리되는 경우에는, 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 DL CC를 할당할 수 있다. 이때, 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다. 또한, 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC에 우선순위를 주어 주된 DL CC를 단말에 할당할 수 있으며, 이러한 경우 UE는 L 개의 DL CC는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.
하향링크 자원의 반송파 주파수(또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수(또는, UL CC) 사이의 링키지(linkage)는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어, SIB2(System Information Block Type2)에 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH가 전송되는 DL CC와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며, HARQ를 위한 데이터가 전송되는 DL CC(또는 UL CC)와 HARQ ACK/NACK 신호가 전송되는 UL CC(또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다.

CoMP ( Coordinated Multi-Point Transmission and Reception)
LTE-advanced의 요구에 발맞춰, 시스템의 성능 향상을 위하여 CoMP 전송이 제안되었다.
CoMP는 특정 UE와 eNB, (Access) Point 혹은 셀(Cell) 간의 통신을 보다 원활히 하기 위해 2개 이상의 eNB, (Access) Point 혹은 셀이 서로 협력하여 UE와 통신하는 방식을 가리킨다. CoMP는 co-MIMO, collaborative MIMO, network MIMO 등으로도 불린다. CoMP는 셀 경계에 위치한 단말의 성능을 향상시키고, 평균 셀(섹터)의 효율(throughput)을 향상시킬 것으로 예상된다.
본 명세서에서는 eNB, (Access) Point, 혹은 Cell을 같은 의미로 사용한다.
일반적으로, 셀 간 간섭(Inter-Cell Interference)은 주파수 재사용 지수가 1 인 다중-셀 환경에서 셀 경계에 위치한 단말의 성능 및 평균 셀(섹터) 효율을 떨어뜨린다. 셀 간 간섭을 완화시키기 위해, 간섭 제한적인(interference-limited) 환경에서 셀 경계에 위치한 단말이 적정한 성능 효율을 가지도록 LTE 시스템에서는 부분 주파수 재사용(FFR: Fractional Frequency Reuse)과 같은 단순한 수동적인 방법이 적용되었다. 그러나, 각 셀 당 주파수 자원의 사용을 감소시키는 대신, 단말이 수신해야 하는 신호(desired signal)로써 셀 간 간섭을 재 사용하거나 셀 간 간섭을 완화시키는 방법이 보다 이익이 된다. 상술한 목적을 달성하기 위하여 CoMP 전송 방식이 적용될 수 있다.
하향링크에 적용될 수 있는 CoMP 방식은 JP(Joint Processing) 방식과 CS/CB(Coordinated Scheduling/Beamforming) 방식으로 분류할 수 있다.
JP 방식의 경우, CoMP를 수행하는 각 eNB로부터 UE로의 데이터가 순간적으로 동시에 UE로 전송되며 UE는 각 eNB로부터의 신호를 결합하여 수신 성능을 향상시키게 된다. 반면, CS/CB의 경우, 하나의 UE로의 데이터는 순간적으로 하나의 eNB을 통해서 전송되며 UE가 다른 eNB로의 간섭이 최소가 되도록 스케줄링 (Scheduling) 혹은 빔포밍 (Beamforming)이 이루어진다.
JP 방식에서, 데이터는 CoMP 단위의 각 포인트(기지국)에서 사용될 수 있다. CoMP 단위는 CoMP 방식에서 이용되는 기지국들의 집합을 의미한다. JP 방식은 다시 연합 전송(joint transmission) 방식과 동적 셀 선택(dynamic cell selection) 방식으로 분류할 수 있다.
연합 전송 방식은 CoMP 단위에서 전체 또는 일부분인 복수의 포인트로부터 PDSCH를 통해 신호가 동시에 전송되는 방식을 의미한다. 즉, 단일의 단말에 전송되는 데이터는 복수의 전송 포인트로부터 동시에 전송될 수 있다. 이와 같은 연합 전송 방식을 통해 가간섭적(coherently) 내지 비간섭적(non-coherently)이든 무관하게 단말에 전송되는 신호의 품질을 높일 수 있으며, 또 다른 단말과의 간섭을 적극적으로 제거할 수 있다.
동적 셀 선택 방식은 CoMP 단위에서 단일의 포인트로부터 PDSCH를 통해 신호가 전송되는 방식을 의미한다. 즉, 특정 시간에 단일의 단말에 전송되는 데이터는 단일의 포인트로부터 전송되고, CoMP 단위 내 다른 포인트에서는 상기 단말로 데이터를 전송하지 않는다. 단말로 데이터를 전송하는 포인트는 동적으로 선택될 수 있다.
CS/CB 방식에 따르면, CoMP 단위는 단일의 단말로의 데이터 전송을 위하여 협력하여 빔포밍을 수행하게 된다. 즉, 서빙 셀에서만 단말로 데이터를 전송하지만, 사용자 스케줄링/빔포밍은 CoMP 단위 내의 복수의 셀 간의 협력을 통해 결정될 수 있다.
상향링크의 경우, CoMP 수신은 지리적으로 분리된 복수의 포인트 간의 협력에 의하여 전송된 신호를 수신하는 것을 의미한다. 상향링크에 적용될 수 있는 CoMP 방식은 JR(Joint Reception) 방식과 CS/CB(Coordinated Scheduling/Beamforming) 방식으로 분류할 수 있다.
JR 방식은 CoMP 단위에서 전체 또는 일부분인 복수의 포인트가 PDSCH를 통해 전송된 신호를 수신하는 방식을 의미한다. CS/CB 방식은 단일의 포인트에서만 PDSCH를 통해 전송된 신호를 수신하게 되나, 사용자 스케줄링/빔포밍은 CoMP 단위 내의 복수의 셀 간의 협력을 통해 결정될 수 있다.

HARQ( Hybrid - Automatic Repeat and request )
LTE 물리 계층은 PDSCH 및 PUSCH에서 HARQ를 지원하며, 별도의 제어 채널에서 연관된 수신 응답(ACK: acknowledgment) 피드백을 전송한다.
LTE FDD 시스템에서는, 8 개의 SAW (Stop-And-Wait) HARQ 프로세스가 8 ms의 일정한 RTT (Round-Trip Time)으로 상향링크 및 하향링크 모두에서 지원된다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 LTE FDD 시스템에서 하향링크 HARQ 프로세스를 도시하는 도면이고, 도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 LTE FDD 시스템에서 상향링크 HARQ 프로세스를 도시하는 도면이다.
각각의 HARQ 프로세스들은 3 비트 크기의 고유의 HARQ 프로세스 식별자(HARQ ID: HARQ process IDentifier)에 의하여 정의되고, 수신단(즉, 하향링크 HARQ 프로세스에서는 UE, 상향링크 HARQ 프로세스에서는 eNodeB)에서는 재전송된 데이터의 결합을 위한 개별적인 소프트 버퍼 할당이 필요하다.
또한, HARQ 동작을 위하여 하향링크 제어 정보 내에 새로운 데이터 지시자(NDI: New Data Indicator), 리던던시 버전(RV: Redundancy Version) 및 변조 및 코딩 기법(MCS: modulation and coding scheme) 필드가 정의된다. NDI 필드는 새로운 패킷 전송이 시작될 때마다 토글(toggled)된다. RV 필드는 전송 또는 재전송을 위해 선택된 RV를 지시한다. MCS 필드는 변조 및 코딩 기법 레벨을 지시한다.
LTE 시스템의 하향링크 HARQ 프로세스는 적응적(adaptive) 비동기(asynchronous) 방식이다. 따라서, 매 하향링크 전송 마다, HARQ 프로세스를 위한 하향링크 제어 정보가 명시적으로 수반된다.
LTE 시스템의 상향링크 HARQ 프로세스는 동기(synchronous) 방식으로서, 적응적 또는 비적응적(non-adaptive) 방식 모두가 가능하다. 상향링크 비적응적 HARQ 기법은, 명시적인 제어 정보의 시그널링이 수반되지 않기 때문에, 연속적인 패킷 전송을 위하여 기 설정된 RV 시퀀스(예를 들어, 0, 2, 3, 1, 0, 2, 3, 1, ...)가 요구된다. 반면, 상향링크 적응적 HARQ 기법은 RV가 명시적으로 시그널링된다. 제어 시그널링을 최소화하기 위하여 RV(또는 MCS)가 다른 제어 정보와 결합되는 상향링크 모드 또한 지원된다.

제한된 버퍼 레이트 매칭 (LBRM: Limited Buffer Rate Matching)
HARQ 동작을 지원하기 위해 LLR(Log-Likelihood Ratio) 저장에 요구되는 전체 메모리(모든 HARQ 프로세스에 걸쳐), 즉 UE HARQ 소프트 버퍼 크기로 인하여 UE 구현의 복잡도가 증대된다.
LBRM(Limited Buffer Rate Matching)의 목적은 피크 데이터 레이트(peak data rates)를 유지하고 시스템 성능(performance)에 미치는 영향을 최소화하면서, UE HARQ 소프트 버퍼 크기를 감소시키기 위함이다. LBRM는 소정 크기보다 더 큰 전송 블록(TB)을 위한 코드 블록 세그먼트들의 가상 원형 버퍼의 길이를 단축시킨다. LBRM으로, TB에 대한 모 코드 레이트(mother code rate)은 TB 크기 및 TB에 대하여 할당된 UE 소프트 버퍼 크기의 함수가 된다. 예를 들어, FDD 운영 및 가장 낮은 카테고리의 UE(즉, 공간 다중화(spatial multiplexing)를 지원하지 않는 UE 카테고리 1 및 2)를 위하여, 버퍼에 대한 제한은 트랜스패런트(transparent)하다. 즉, LBRM는 소프트 버퍼의 단축을 초래하지 않는다. 높은 카테고리의 UE(즉, UE 카테고리 3, 4 및 5)의 경우, 소프트 버퍼의 크기는 8 개의 HARQ 프로세스와 최대 TB에 대한 2/3의 모 코드 레이트(mother code rate)에 해당하는 50%의 버퍼 감소를 가정하여 계산된다. eNB는 UE의 소프트 버퍼 용량을 알고 있기 때문에, 주어진 TB 모든 (재)송신에 대하여 UE의 HARQ 소프트 버퍼에 저장 될 수 있는 가상의 원형 버퍼(VCB)에서 그 코드 비트를 전송한다.

동기 신호 (SS: Synchronization Signal)
UE는 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 상기 셀과의 시간 및 주파수 동기를 획득하고 상기 셀의 물리 셀 식별자(physical cell identity)를 검출(detect)하는 등의 셀 탐색(initial cell search) 과정(procedure)을 수행한다. 이를 위해, UE는 eNB로부터 동기신호, 예를 들어, 1차 동기신호(PSS: Primary Synchronization Signal) 및 2차 동기신호(SSS: Secondary Synchronization Signal)를 수신하여 eNB와 동기를 맞추고, 셀 식별자(ID: identity) 등의 정보를 획득할 수 있다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 동기 신호(SS: Synchronization Signal)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다.
특히, 도 10은 주파수 분할 듀플렉스(FDD)에서 동기 신호 및 PBCH의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것으로서, 도 10(a)는 일반 CP(normal cyclic prefix)로써 구성된 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이고 도 10(b)는 확장 CP(extended CP)로써 구성된 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이다.
SS는 PSS와 SSS로 구분된다. PSS는 OFDM 심볼 동기, 슬롯 동기 등의 시간 도메인 동기 및/또는 주파수 도메인 동기를 얻기 위해 사용되며, SSS는 프레임 동기, 셀 그룹 ID 및/또는 셀의 CP 구성(즉, 일반 CP 또는 확장 CP의 사용 정보)를 얻기 위해 사용된다.
도 10을 참조하면, 시간 영역에서 PSS와 SSS는 매 무선 프레임의 2개의 OFDM 심볼에서 각각 전송된다. 구체적으로 SS는 인터-RAT(inter radio access technology) 측정의 용이함을 위해 GSM(Global System for Mobile communication) 프레임 길이인 4.6 ms를 고려하여 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯에서 각각 전송된다. 특히, PSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼에서 각각 전송되고, SSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼에서 각각 전송된다.
해당 무선 프레임의 경계는 SSS를 통해 검출될 수 있다. PSS는 해당 슬롯의 맨 마지막 OFDM 심볼에서 전송되고 SSS는 PSS 바로 앞 OFDM 심볼에서 전송된다. SS의 전송 다이버시티(diversity) 방식은 단일 안테나 포트(single antenna port)만을 사용하며 표준에서는 따로 정의하고 있지 않다. 즉, 단일 안테나 포트 전송 혹은 UE에 투명한(transparent) 전송 방식(예, PVS(Precoding Vector Switching), TSTD(Time Switched Diversity), CDD(cyclic delay diversity))이 SS의 전송 다이버시티를 위해 사용될 수 있다.
PSS는 5ms마다 전송되므로 UE는 PSS를 검출함으로써 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 하나임을 알 수 있으나, 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 구체적으로 무엇인지는 알 수 없다. 따라서, UE는 PSS만으로는 무선 프레임의 경계를 인지하지 못한다. 즉, PSS만으로는 프레임 동기가 획득될 수 없다. UE는 일 무선 프레임 내에서 두 번 전송되되 서로 다른 시퀀스로서 전송되는 SSS를 검출하여 무선 프레임의 경계를 검출한다.
주파수 영역에서 PSS 및 SSS는 하향링크 시스템 대역폭(system bandwidth)의 중심에 위치하는 6개 RB에 맵핑된다. 하향링크에서 전체 RB의 개수는 시스템 대역폭에 따라 상이한 RB의 개수(예를 들어, 6 RB 내지 110 RB)로 구성될 수 있으나, PSS와 SSS는 하향링크 시스템 대역폭의 중심에 위치하는 6개의 RB에 매핑되므로, 하향링크 시스템 대역폭과 무관하게 UE는 동일한 방법으로 PSS와 SSS를 검출할 수 있다.
PSS와 SSS는 모두 길이 62의 시퀀스로 구성된다. 따라서, 6 RB 중 DC 서브캐리어 양 옆에 위치하는 가운데의 62개의 서브캐리어에 매핑되고, DC 서브캐리어와 양 쪽 끝에 위치하는 각각 5개의 서브캐리어는 사용되지 않는다.
PSS와 SSS의 특정 시퀀스에 의하여 UE는 물리 계층 셀 ID를 획득할 수 있다. 즉, SS는 3개의 PSS와 168개의 SSS의 조합을 통해 총 504개의 고유한 물리 계층 셀 식별자(physical layer cell ID)를 나타낼 수 있다.
다시 말해, 상기 물리 계층 셀 ID들은 각 물리 계층 셀 ID가 오직 하나의 물리-계층 셀-식별자 그룹의 부분이 되도록 각 그룹이 3개의 고유한 식별자들을 포함하는 168개의 물리-계층 셀-식별자 그룹들로 그룹핑된다. 따라서, 물리 계층 셀 식별자 Ncell ID = 3N(1) ID + N(2) ID는 물리-계층 셀-식별자 그룹을 나타내는 0부터 167까지의 범위 내 번호 N(1) ID와 상기 물리-계층 셀-식별자 그룹 내 상기 물리-계층 식별자를 나타내는 0부터 2까지의 번호 N(2) ID에 의해 고유하게 정의된다.
UE는 PSS를 검출하여 3개의 고유한 물리-계층 식별자들 중 하나를 알 수 있고, SSS를 검출하여 상기 물리-계층 식별자에 연관된 168개의 물리 계층 셀 ID들 중 하나를 식별할 수 있다.
SSS는 M 시퀀스(M-sequence)에 기반하여 생성된다. 각 SSS 시퀀스는 주파수 영역에서 길이가 31인 두 개의 SSC 1 시퀀스와 SSC 2 시퀀스를 인터리빙된 접합을 하여 생성된다. 두 개의 시퀀스를 조합하여 168 셀 그룹 식별자 (cell group ID)를 전송한다. SSS의 시퀀스로서 m-시퀀스는 주파수 선택적 환경에서 강건하고, 고속 하다마드 변환(Fast Hadamard Transform)을 이용한 고속 m-시퀀스 변환으로 연산량을 줄일 수가 있다. 또한, 두 개의 짧은 부호(short code)로 SSS를 구성하는 것은 단말의 연산량을 줄이기 위해 제안되었다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 세컨더리 동기 신호 구조를 예시하는 도면이다.
도 11에서는 세컨더리 동기 신호를 생성하기 위한 두 개의 시퀀스가 물리 영역에서 인터리빙되어 매핑되는 구조를 예시한다.
SSS 부호 생성을 위해 사용되는 두 개의 m-시퀀스를 각각 SSS 1, SSS 2라고 정의할 때, 서브프레임 0의 SSS가 (SSS 1, SSS 2) 두 조합으로 셀 그룹 식별자를 전송한다면, 서브프레임 5의 SSS는 (SSS 2, SSS 1)으로 교환(swapping)하여 전송함으로써, 10ms 프레임 경계를 구분할 수 있게 된다. 이 때, 사용되는 SSS 부호는
Figure PCTKR2015013950-appb-I000003
의 생성다항식을 사용하며, 서로 다른 순환 천이(circular shift)를 통해 총 31개의 부호를 생성할 수가 있다.
수신 성능을 향상시키기 위하여, PSS 기반 (PSS-based)의 서로 다른 두 개의 시퀀스를 정의하여 SSS에 스크램블링 하되, SSS 1과 SSS 2에 서로 다른 시퀀스로 스크램블링 한다. 그 후, SSS 1 기반 (SSS 1-based)의 스크램블링 부호를 정의하여, SSS 2에 스크램블링을 수행한다. 이 때, SSS의 부호는 5ms 단위로 교환되지만 PSS 기반의 스크램블링 부호는 교환되지 않는다. PSS 기반의 스크램블링 부호는
Figure PCTKR2015013950-appb-I000004
의 생성 다항식으로부터 생성된 m-시퀀스에서 PSS 인덱스에 따라 6 개의 순환 천이 버전으로 정의하고, SSS 1 기반의 스크램블링 부호는
Figure PCTKR2015013950-appb-I000005
의 다항식으로부터 생성된 m-시퀀스에서 SSS 1의 인덱스에 따라 8 개의 순환 천이 버전으로 정의한다.

참조 신호 (RS: Reference Signal)
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.
이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(DRS: dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 12를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 12(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 12(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다. 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은 도 12와 같다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.
게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.
다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000012
수학식 12에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000006
은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000007
은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000008
은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2015013950-appb-I000009
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000010
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+1 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.
시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격(constant interval)으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3)에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 13은 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 14는 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000013
Figure PCTKR2015013950-appb-M000014
수학식 13 및 14에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000011
은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000012
은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000013
은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000014
는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2015013950-appb-I000015
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2015013950-appb-I000016
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 backward compatibility, 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation–RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DM RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.

도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 주기적인 CSI-RS의 전송 방식을 예시한다.
도 13과 같이, CSI-RS를 전송하는 eNB의 경우, 해당 eNB의 CSI-RS의 전송 주기는 10(ms 또는 서브프레임) 이고, CSI-RS 전송 오프셋은 3(서브프레임)이다. 여러 셀들의 CSI-RS가 시간 상에서 고르게 분포할 수 있도록 오프셋 값은 eNB마다 각각 다른 값을 가질 수 있도록 한다. 10ms의 주기로 CSI-RS가 전송되는 eNB의 경우, 가질 수 있는 오프셋은 0~9의 10개의 값이 있다. 이 오프셋 값은 특정 주기를 가지는 eNB가 실제로 CSI-RS 전송을 시작하는 서브 프레임의 값을 나타낸다. eNB가 CSI-RS의 주기와 오프셋 값을 알려주면, UE는 그 값을 이용하여 해당 위치에서 eNB의 CSI-RS를 측정하여 CQI/PMI/RI 등의 정보를 eNB에게 보고한다. CSI-RS에 관련된 위 정보들은 모두 셀 특정(cell-specific)한 정보이다.

도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 비주기적인 CSI-RS의 전송 방식을 예시한다.
도 14에서는 CSI-RS가 전송 서브프레임 패턴을 가지고 전송되는 방식을 예시한다. CSI-RS 전송 패턴은 10 서브 프레임으로 구성되며, 각각의 서브 프레임에서 CSI-RS 전송 여부를 1 비트 지시자로 지정한다.
일반적으로 eNB가 UE에게 CSI-RS 구성(configuration)을 알려주는 방식으로 다음 두 가지 방식이 고려된다.
먼저, DBCH(Dynamic BCH) 시그널링을 이용하는 제1 방식이 고려될 수 있다.
제1 방식은 CSI-RS configuration에 관한 정보를 eNB가 UE들에게 브로드캐스팅하는 방식이다. LTE 시스템에서 시스템 정보에 대한 내용을 UE들에게 알려줄 때 보통 BCH(Broadcasting Channel)에 해당 정보를 전송한다. 그런데 그 내용이 많아서 BCH에 다 전송할 수 없는 경우, 일반 데이터와 같은 방식으로 전송하되 해당 데이터의 PDCCH를 특정 UE ID(예를 들어, C-RNTI)가 아닌 SI-RNTI(System information RNTI)를 이용하여 CRC를 마스킹(masking)하여 보낸다. 그리고 실제 시스템 정보는 일반 유니캐스트 데이터와 같이 PDSCH영역에 전송된다. 그러면 셀 안의 모든 UE는 SI-RNTI를 이용하여 PDCCH를 디코딩 한 후 해당 PDCCH가 가리키는 PDSCH를 디코딩하여 시스템 정보를 획득한다. 이와 같은 방식의 브로드캐스팅 방식을 일반적인 브로드 캐스팅 방식인 PBCH(Physical BCH)와 구분하여 DBCH (Dynamic BCH) 라고 불리우기도 한다.
LTE 시스템에서 브로드캐스팅 되는 시스템 정보는 크게 두 가지로 나눌 수 있다. 즉, PBCH에 전송되는 마스터 정보 블록(MIB: Master Information Block)와 PDSCH에 전송되어 일반 유니캐스트 데이터와 다중화되어 전송되는 시스템 정보 블록(SIB: System Information Block) 이다. LTE 시스템에서 SIB 타입 1 ~ SIB 타입 8 (SIB 1 ~ SIB 8) 에 전송되는 정보들은 이미 정의되어 있으므로 LTE-A 시스템에서 새로이 도입되는 SIB 9, SIB 10 등에 CSI-RS configuration을 전송하는 방식이다.
다음으로, RRC 시그널링을 이용하는 제2 방식이 고려될 수 있다.
제2 방식은 CSI-RS configuration에 관한 정보를 eNB가 각각의 UE에게 전용 RRC 시그널링(dedicated RRC signaling)을 사용하여 알려주는 방식이다. UE가 최초 접속이나 핸드오버를 통해 eNB에 연결이 이루어지는 과정에서 eNB는 해당 UE에게 RRC 시그널링을 통해 CSI-RS configuration을 알려 주도록 한다. 또는 UE에게 CSI-RS 측정에 기반한 채널 상태 피드백을 요구하는 RRC 시그널링 메시지를 통해 CSI-RS configuration을 알려 주도록 하는 방식이다.
CSI-RS-Config 정보 요소(IE: Information Element)는 CSI-RS configuration을 특정하기 위하여 사용된다.
표 2는 CSI-RS-Config IE를 예시하는 표이다.
-- ASN1START

CSI-RS-Config-r10 ::= SEQUENCE {
csi-RS-r10 CHOICE {
release NULL,
setup SEQUENCE {
antennaPortsCount-r10 ENUMERATED {an1, an2, an4, an8},
resourceConfig-r10 INTEGER (0..31),
subframeConfig-r10 INTEGER (0..154),
p-C-r10 INTEGER (-8..15)
}
} OPTIONAL, -- Need ON
zeroTxPowerCSI-RS-r10 CHOICE {
release NULL,
setup SEQUENCE {
zeroTxPowerResourceConfigList-r10BIT STRING (SIZE (16)),
zeroTxPowerSubframeConfig-r10 INTEGER (0..154)
}
} OPTIONAL -- Need ON
}
-- ASN1STOP
표 2를 참조하면, ‘antennaPortsCount’ 필드는 CSI-RS의 전송을 위하여 사용되는 안테나 포트들의 개수를 지시한다. ‘resourceConfig’ 필드는 CSI-RS configuration을 지시한다. ‘SubframeConfig’ 필드 및 ‘zeroTxPowerSubframeConfig’ 필드는 CSI-RS가 전송되는 서브프레임 구성(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000017
)을 지시한다.
‘zeroTxPowerResourceConfigList’ 필드는 제로 전력(ZP: zero-power) CSI-RS의 구성을 지시한다. ‘zeroTxPowerResourceConfigList’ 필드를 구성하는 16비트의 비트맵(bitmap)에서 1로 설정된 비트에 대응되는 CSI-RS 구성이 ZP CSI-RS로 설정될 수 있다.
‘p-C’필드는 PDSCH EPRE(Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비로 가정되는 파라미터(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000018
)를 나타낸다. 
CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때, 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15,…,18, p=15,…,22이다. CSI-RS는 서브캐리어 간격
Figure PCTKR2015013950-appb-I000019
에 대해서만 정의될 수 있다.
CSI-RS 시퀀스는 다음 수학식 15를 이용하여 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000015
여기서,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000020
은 생성되는 CSI-RS 시퀀스, c(i)는 의사랜덤(pseudo-random) 시퀀스,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000021
는 무선 프레임 내에서의 슬롯 넘버, l은 슬롯 내에서의 OFDM 심볼 번호,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000022
은 하향링크 대역폭의 최대 RB 개수를 각각 의미한다.
의사랜덤(pseudo-random) 시퀀스 발생기는 아래 수학식 16과 같이 매 OFDM 심볼 시작에서 초기화된다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000016
수학식 16에서,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000023
는 셀 ID를 나타내고, 일반 CP의 경우 NCP=1이고, 확장 CP의 경우 NCP=0이다.
CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, 수학식 15를 통해 생성되는 CSI-RS 시퀀스
Figure PCTKR2015013950-appb-I000024
는 아래 수학식 17과 같이 각 안테나 포트(p) 상의 참조 심볼(reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼(complex-valued modulation symbol)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000025
에 매핑된다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000017
상기 수학식 17에서, (k’,l’)(여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인덱스이고, l'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다.) 및
Figure PCTKR2015013950-appb-I000026
의 조건은 아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI-RS 설정(configuration)에 따라 결정된다.
표 3은 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k’,l’)의 매핑을 예시한다.
CSI reference signal
configuration		 Number of CSI reference signals configured
1 or 2 4 8
(k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000027
mod 2		 (k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000028
mod 2		 (k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000029
mod 2
0 (9,5) 0 (9,5) 0 (9,5) 0
1 (11,2) 1 (11,2) 1 (11,2) 1
2 (9,2) 1 (9,2) 1 (9,2) 1
3 (7,2) 1 (7,2) 1 (7,2) 1
4 (9,5) 1 (9,5) 1 (9,5) 1
5 (8,5) 0 (8,5) 0
6 (10,2) 1 (10,2) 1
…
18 (3,5) 1
19 (2,5) 1
20 (11,1) 1 (11,1) 1 (11,1) 1
21 (9,1) 1 (9,1) 1 (9,1) 1
22 (7,1) 1 (7,1) 1 (7,1) 1
23 (10,1) 1 (10,1) 1
…
29 (2,1) 1
30 (1,1) 1
31 (0,1) 1
표 3은 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k’,l’)의 매핑을 예시한다.
CSI reference signal
configuration		 Number of CSI reference signals configured
1 or 2 4 8
(k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000030
mod 2		 (k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000031
mod 2		 (k’,l’)
Figure PCTKR2015013950-appb-I000032
mod 2
0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0
1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0
2 (10,4) 1 (10,4) 1 (10,4) 1
3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1
4 (5,4) 0 (5,4) 0
5 (3,4) 0 (3,4) 0
6 (4,4) 1 (4,4) 1
7 (3,4) 1 (3,4) 1
8 (8,4) 0
…
17 (10,1) 1 (10,1) 1 (10,1) 1
18 (9,1) 1 (9,1) 1 (9,1) 1
19 (5,1) 1 (5,1) 1
20 (4,1) 1 (4,1) 1
…
25 (2,1) 1
26 (1,1) 1
27 (0,1) 1
표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크(HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭(ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개(일반 CP 경우) 또는 최대 28개(확장 CP 경우)의 서로 다른 구성(configuration)이 정의된다.
CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI-RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다.
표 3 및 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k’,l’) 및
Figure PCTKR2015013950-appb-I000033
가 정해지고, 이를 상기 수학식 17에 적용하면, 각 CSI-RS 안테나 포트가 CSI-RS 전송에 이용하는 시간-주파수 자원이 결정된다.

도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 CSI-RS 구성을 예시하는 도면이다.
특히, 도 15는 수학식 17 및 표 3에 따른 CSI-RS 구성(즉, 일반 CP 경우)을 예시한다.
도 15(a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 15(b)는 4개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 15(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.
이와 같이, 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원(즉, RE 쌍)이 결정된다.
특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 15(a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 15(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 15(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
2개의 안테나 포트 별(즉, {15,16}, {17,18}, {19,20}, {21,22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다.
안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드(예를 들어, 왈시 코드(walsh code))가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나 포트 {17,18}, {19,20}, {21,22}도 마찬가지이다.
UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 검출할 수 있다. 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.
도 15(a) 내지 (c)를 참조하면, 동일한 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI-RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.
하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌-제로 전력(NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력(ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.
상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI-RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열(column)에 해당하는 RE들에서(상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트(MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.
CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서
Figure PCTKR2015013950-appb-I000034
mod 2의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.
프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호(SS), PBCH 또는 SIB 1(SystemInformationBlockType1) 메시지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.
또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.
CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할수록 데이터 처리량(throughput)이 감소하게 된다. 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다.
이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI-RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다.
CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기(이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함)(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000035
) 및 서브프레임 오프셋(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000036
)은 아래 표 5와 같다.
표 5는 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다.
CSI-RS-SubframeConfig
Figure PCTKR2015013950-appb-I000037
 CSI-RS periodicity
Figure PCTKR2015013950-appb-I000038

(subframes)		 CSI-RS subframe offset
Figure PCTKR2015013950-appb-I000039

(subframes)
0 – 4 5
Figure PCTKR2015013950-appb-I000040
5 – 14 10
Figure PCTKR2015013950-appb-I000041
15 – 34 20
Figure PCTKR2015013950-appb-I000042
35 – 74 40
Figure PCTKR2015013950-appb-I000043
75 – 154 80
Figure PCTKR2015013950-appb-I000044
표 5를 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000045
)에 따라 CSI-RS 전송 주기(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000046
) 및 서브프레임 오프셋(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000047
)이 결정된다.
표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 ‘SubframeConfig’ 필드 및 ‘zeroTxPowerSubframeConfig’ 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI-RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로(separately) 설정될 수 있다.
CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 18을 만족한다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000018
수학식 18에서
Figure PCTKR2015013950-appb-I000048
는 CSI-RS 전송 주기,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000049
는 서브프레임 오프셋 값,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000050
는 시스템 프레임 넘버,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000051
는 슬롯 넘버를 의미한다.
서빙 셀에 대해 전송 모드 9(transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10(transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성(들)이 설정될 수 있다.
각 CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다.
- 전송 모드 10이 설정된 경우, CSI-RS 자원 구성 식별자
- CSI-RS 포트 개수
- CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)
- CSI-RS 서브프레임 구성(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000052
) (표 5 참조)
- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백을 위한 전송 파워(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000053
)
- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000054
). CSI 프로세스에 대하여 CSI 서브프레임 세트들
Figure PCTKR2015013950-appb-I000055
및
Figure PCTKR2015013950-appb-I000056
가 상위 계층에 의해 설정되면,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000057
는 CSI 프로세스의 각 CSI 서브프레임 세트 별로 설정된다.
- 임의 랜덤(pseudo-rnadom) 시퀀스 발생기 파라미터(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000058
)
- 전송 모드 10이 설정된 경우, QCL(QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자(qcl-ScramblingIdentity-r11), CRS 포트 카운트(crs-PortsCount-r11), MBSFN 서브프레임 설정 리스트(mbsfn-SubframeConfigList-r11) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터('qcl-CRS-Info-r11')
UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000059
는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서, PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이
Figure PCTKR2015013950-appb-I000060
인 심볼에 해당한다.
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다.
프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20-31] 세트(표 3 참조) 또는 확장 CP의 경우 [16-27] 세트(표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다.
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산(delay spread), 도플러 확산(Doppler spread), 도플러 쉬프트(Doppler shift), 평균 이득(average gain) 및 평균 지연(average delay)에 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정할 수 있다.
전송 모드 10 그리고 QCL 타입 B가 설정된 UE는 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0-3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15-22가 도플러 확산(Doppler spread), 도플러 쉬프트(Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.
전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI-IM(Channel-State Information – Interference Measurement) 자원 구성이 설정될 수 있다.
상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)
- ZP CSI RS 서브프레임 구성(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000061
) (표 5 참조)
CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.
서빙 셀의 동일한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.
전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다.
상위 계층 시그널링을 통해 ZP CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 리스트 (표 3 및 표 4 참조)
- ZP CSI-RS 서브프레임 구성(
Figure PCTKR2015013950-appb-I000062
) (표 5 참조)
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.

셀 측정 (Cell Measurement)/ 측정 보고 (Measurement Report)
단말의 이동성(mobility) 보장을 위한 여러 방법들(핸드오버, 랜덤 액세스, 셀 탐색 등) 중 하나 또는 그 여러 방법들을 위하여 UE는 셀 측정(cell measurement)한 결과를 기지국(혹은 네트워크)에 보고한다.
3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 셀 특정 참조 신호(CRS)는 시간 축으로 각 서브프레임 내의 0, 4, 7, 11 번째 OFDM 심볼을 통해 전송되고, 이는 셀 측정(cell measurement)를 위해 기본적으로 사용된다. 즉, 단말은 서빙 셀(serving cell)과 이웃 셀(neighbor cell)로부터 각각 수신되는 CRS를 이용하여, 셀 측정을 수행한다.
셀 측정(cell measurement)은 서빙 셀 및 이웃 셀의 신호 세기 혹은 총 수신 전력 대비 신호 세기 등을 측정하는 참조 신호 수신 전력(RSRP: Reference signal receive power), 수신신호강도(RSSI: Received signal strength indicator), 참조신호수신품질(RSRQ: Reference signal received quality) 등의 RRM(Radio resource management) 측정과 서빙 셀과의 링크 품질을 측정하여 라디오 링크 실패(radio link failure) 여부를 평가할 수 있는 RLM(Radio Link Monitoring) 측정을 포함하는 개념이다.
RSRP는 측정 주파수 대역 내에서 CRS가 전송되는 RE의 전력 분배의 선형 평균이다. RSRP 결정을 위해, 안테나 포트 '0'에 해당하는 CRS(R0)가 사용될 수 있다. 또한, RSRP 결정을 위해, 안테나 포트 '1'에 해당하는 CRS(R1)가 추가로 사용될 수도 있다. RSRP를 결정하기 위하여 UE에 의해 이용되는 측정 주파수 대역 및 측정 구간 내에서 이용하는 RE들의 수는 해당 측정 정확도 요구(accuracy requirements)가 만족되는 한도에서 UE가 결정할 수 있다. 또한, RE 당 전력은 순환 전치(CP)를 제외한 심볼의 나머지 부분 내에서 수신한 에너지로부터 결정될 수 있다.
RSSI는 측정 대역 내에서 안테나 포트 '0'에 해당하는 RS를 포함하는 OFDM 심볼들에서 동일 채널(co-channel)의 서빙 셀(serving cell)과 넌-서빙 셀(non-serving cell), 인접 채널로부터의 간섭, 열 잡음(thermal noise) 등을 포함하는 해당 UE에 의해 모든 소스들로부터 감지된 총 수신 전력의 선형 평균으로 도출된다. 상위 계층 시그널링에 의하여 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브프레임들이 지시되는 경우, RSSI는 지시된 서브프레임들 내의 모든 OFDM 심볼에 통해 측정된다.
RSRQ는 N×RSRP/RSSI로 도출된다. 여기서, N은 RSSI 측정 대역폭의 RB 개수를 의미한다. 또한, 위의 식에서 분자 및 분모의 측정은 동일한 RB의 세트에서 구해질 수 있다.
기지국은 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 연결 재구성(RRC Connection Reconfiguration) 메시지)을 통해 UE에게 측정(measurement)을 위한 설정 정보를 전달할 수 있다.
RRC 연결 재구성 메시지는 무선 자원 구성 전용('radioResourceConfigDedicated') 정보 요소(IE: Information Element)와, 측정 설정('measConfig') IE를 포함한다.
'measConfig' IE는 UE에 의해 수행되어야 하는 측정을 특정하고, 측정 갭(measurement gap)의 구성 뿐만 아니라 인트라-주파수(intra-frequency) 이동성, 인터-주파수(inter-frequency) 이동성, 인터-RAT(inter-RAT) 이동성을 위한 설정 정보를 포함한다.
특히, 'measConfig' IE는 측정에서 제거될 측정 대상('measObject')의 리스트를 나타내는 'measObjectToRemoveList'와 새로이 추가되거나 수정될 리스트를 나타내는 'measObjectToAddModList'가 포함된다. 또한, 'measObject'에는 통신 기술에 따라 'MeasObjectCDMA2000', 'MeasObjctEUTRA', 'MeasObjectGERAN' 등이 포함된다.
'RadioResourceConfigDedicated' IE는 무선 베어러(Radio Bearer)를 설정/변경/해제(setup/modify/release) 하거나, MAC 메인 구성을 변경하거나, 반 정적 스케줄링(SPS: Semi-Persistent Scheduling) 설정을 변경하거나 및 전용 물리적 설정(dedicated physical configuration)을 변경하기 위하여 사용된다.
'RadioResourceConfigDedicated' IE는 서빙 셀 측정을 위한 시간 영역 측정 자원 제한 패턴(time domain measurement resource restriction pattern)을 지시하는 'measSubframePattern-Serv' 필드를 포함한다. 또한, UE에 의해 측정될 이웃 셀을 지시하는 'measSubframeCellList' 와 이웃 셀 측정을 위한 시간 영역 측정 자원 제한 패턴을 지시하는 'measSubframePattern-Neigh'를 포함한다.
측정 셀(서빙 셀 및 이웃 셀 포함)을 위해 설정된 시간 영역 측정 자원 제한 패턴(time domain measurement resource restriction pattern)은 RSRQ 측정을 수행하기 위한 무선 프레임 당 적어도 하나의 서브프레임을 지시할 수 있다. 측정 셀을 위해 설정된 시간 영역 측정 자원 제한 패턴에 의하여 지시된 서브프레임 이외에서는 RSRQ 측정이 수행되지 않는다.
이와 같이, UE(예를 들어, 3GPP Rel-10)는 서빙 셀 측정을 위한 서브프레임 패턴('measSubframePattern-Serv') 및 이웃 셀 측정을 위한 서브프레임 패턴('measSubframePattern-Neigh')에 의해 설정된 구간에서만 RSRQ가 측정되어야 한다.
다만, RSRP는 이러한 패턴 내 측정이 제약되어 있지 않지만, 정확도 요구(accuracy requirement)를 위해서는 이러한 패턴 내에서만 측정되는 것이 바람직하다.

OTDOA(Observed Time Difference Of Arrival) 방법
이하에서, OTDOA 방법에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.
도 16은 단말의 위치 결정을 위한 OTDOA 방법을 예시하는 도면이다.
도 16을 참조하면, 단말은 현재 서빙 셀(current serving cell)에서 전송되는 서브프레임을 기준으로 기준 클럭(reference clock)을 수행하기 때문에, 이웃 셀(neighboring cell)들로부터 수신되는 신호들은 서로 다른 TOA(Time Of Arrival)를 가지게 된다.
상기 서빙 셀과 상기 이웃 셀은 각각 서빙 기지국 또는 이웃 기지국으로 표현될 수도 있다.
즉, OTDOA 방법은 단말이 각 셀로부터 송신된 신호들이 단말에 도달하는 타이밍 차이를 이용하여 단말의 위치를 측정하는 것으로서, 참조 셀(reference cell)은 TDOA 의 기준이 되는 셀이므로, 복수의 이웃 셀들로부터 수신된 참조 신호 또는 동기 신호를 이용하여 하나의 참조 셀로부터 신호를 수신하는데 걸리는 시간과 복수의 이웃 셀들 각각으로부터 수신한 신호의 지연 시간을 측정하여 이를 서빙 셀(serving cell) 또는 앵커 셀(anchor cell)로 보고하고, 서빙 셀은 보고된 지연 시간들을 이용하여 해당 단말의 위치를 측정한다.
여기서, 참조 셀은 TDOA(Time Difference Of Arrival)의 기준이 될 수 있는 셀을 의미하고, 서빙 셀이 이에 해당되거나 또는 단말이 핸드오버 등의 동작을 수행한 경우에 핸드오버 동작 전의 서빙 셀이 해당되거나 또는 단말의 핸드오버 동작 등과 상관없이 변경되지 않을 수 있다.
단말의 위치 결정을 위한 측정 신호로써, 공통 기준 신호(CRS: Common Reference Signal) 혹은 동기 신호(PSS/SSS: Primary Synchronization Signal/Secondary Synchronization Signal)가 사용될 수 있으나, LCS(LoCation Service)를 위한 전용 포지셔닝 참조 신호(PRS: Positioning Reference Signal)가 사용될 수도 있다.
상기 포지셔닝 참조(또는 기준) 신호는 위치 결정 참조 신호 또는 위치 결정 파일럿 신호 등으로 표현될 수도 있다.

단말의 위치 결정 방법
다음으로, 단말의 위치 결정 방법에 대해 살펴보기로 한다.
즉, PRS를 이용하는 단말의 위치 결정 방법에 따르면, 단말은 서빙 기지국으로부터 어시스턴스 데이터(assistance data)를 수신하고, 상기 어시스턴스 데이터를 이용하여 레퍼런스 셀과 이웃 셀들로부터 PRS를 수신하여, 레퍼런스 셀과 이웃 셀들 간의 기준 신호 시간 격차(Reference Signal Tme Difference, 이하 "RSTD"라 함)을 계산하여 서빙 기지국으로 전송한다.
이후, 서빙 기지국은 RSTD를 위치 서버(location server)로 전송하고, 위치 서버는 RSTD를 이용하여 단말의 위치를 결정한다.
상기 RSTD는 레퍼런스 셀과 이웃 셀 간의 상대적인 타이밍 격차(relative timing difference)를 의미하고,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000063
로 정의된다.
여기서,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000064
는 단말이 이웃 셀 j로부터 하나의 서브프레임의 시작점을 수신하는 시각이고,
Figure PCTKR2015013950-appb-I000065
는 단말이 상기 셀 j로부터 수신된 하나의 서브프레임에 가장 가까운 하나의 서브프레임의 시작점을 레퍼런스 셀 i로부터 수신하는 시각이다.
레퍼런스 셀과 이웃 셀들이 PRS를 유사한 시점에 전송할 수 있고, 레퍼런스 셀과 이웃 셀들이 PRS를 유사한 시점에 전송하는 경우, 단말이 레퍼런스 셀로부터 PRS를 수신하는 시점과 복수의 이웃 셀들 각각으로부터 PRS를 수신하는 시점의 차이는 일정한 시간 범위 내에 있다.
예를 들어, 단말이 레퍼런스 셀로부터 PRS를 수신하는 시점과 복수의 이웃 셀들 각각으로부터 PRS를 수신하는 시점의 차이는 1 서브프레임 내에 있을 수 있다.
그러면, RSTD의 정의에서, 단말이 이웃 셀 j로부터 수신하는 하나의 서브프레임을 이웃 셀 j의 PRS 포지셔닝 기회(positioning occasions)의 첫 번째 서브프레임이라 하면, 셀 j로부터 수신된 하나의 서브프레임에 가장 가까운 셀 i로부터 수신된 하나의 서브프레임은 레퍼런스 셀 i의 PRS 포지셔닝 기회의 첫 번째 서브프레임이 된다.
이때, PRS 포지셔닝 기회는 PRS가 할당된 연속하는 하향링크 서브프레임들을 의미한다. 따라서, RSTD는 이웃 셀 j로부터 PRS를 수신한 시점과 레퍼런스 셀 i로부터 PRS를 수신한 시점의 차이가 된다.
이때, 특정 셀로부터 PRS를 수신한 시점을 PRS의 도착 시각(Time of Arrival, 이하 "TOA"라 함)이라 한다.

코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다.
코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단(예를 들어, 단말)이 송신단(예를 들어, 기지국)으로부터의 채널 정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index;PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.
미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

도 17은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 17에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다.
랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH= I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는 바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.]
2 개의 송신 안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6개가 된다.
또한, 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0'을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다.
네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이
Figure PCTKR2015013950-appb-I000066
으로 구성되는 특성을 의미한다.

피드백 채널 구조
기본적으로, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역 (SubBand;SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.

코드북 구조 (codebook structures)
전술한 바와 같이, 미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 19와 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000019
상기 수학식 19의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 20은 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다.
Figure PCTKR2015013950-appb-M000020
상기 수학식 20과 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.

무선 통신 시스템에서 전송률 향상을 위한 방편으로, 다중 송수신 안테나를 사용하는 MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술이 사용되고 있다.
이와 같은 MIMO 기술은 이동 통신의 용량 증대 및 성능 향상을 위해 매우 중요한 요소이며, MIMO 기술의 검증을 위해서는 실제 통신 환경 및 전파 특성을 반영하는 현실적인 채널 모델이 필요하다.
3차원 공간 채널 모델(3D Spatial Channel Model: 3D SCM)은 광선 추적법(Ray-tracing) 기반의 다중 송수신 안테나 환경 채널 모델로써 실제 환경과 유사한 전파 특성을 갖는 채널 모델이다.
3D SCM 채널의 분석을 통해, 인접 안테나 간 상관도와 위상 차이의 분포를 확인할 수 있으며, 사용자들이 위치한 지역에 따라 서로 다른 채널 특성을 갖는 것을 확인할 수 있다.
기존의 코드북 방법의 경우, 사용자의 위치에 상관없이 동일한 코드북을 적용한다.
뿐만 아니라, 인접 안테나와의 배열이 가로 혹은 세로인지와 상관없이 동일한 코드북을 적용한다.
따라서, 기존의 코드북 방법의 경우 사용자의 위치 정보를 제대로 활용하지 못하여, 동일 성능 대비 코드북의 비트수가 낭비 되거나 동일 코드북 대비 낮은 성능을 갖는 문제가 발생하게 된다.
따라서, 본 명세서는 3D SCM 채널 분석을 통하여 채널의 특성을 파악한 후, 이를 활용하기 위한 방법을 제공한다.
구체적으로, 지역 정보(또는 사용자의 위치 정보)를 활용하는 코드북을 설계함으로써, 3D SCM 채널을 활용하기 위한 방법을 제공한다.
즉, 본 명세서는 3D SCM 채널에 적합한 코드북을 설계하는 방법과 관련된 것이며, 이를 위해서 3D SCM 채널의 특성 분석을 포함한다.
본 명세서에서 제안하는 지역 정보를 활용하는 코드북 설계 방법은 아래와 같이 간략히 요약할 수 있다.
먼저, 다중 안테나 시스템에서 인접 안테나 간 상관도 및 위상 차이를 확인한다.
그리고, 사용자가 위치한 위치(또는 지역)에 따라 서로 다른 채널 특성을 갖게 됨을 실험을 통하여 확인한다.
즉, 이와 같이 3D SCM 채널 특성 등을 먼저 확인한 후, 사용자들을 각자가 속한 위치에 따라 서로 분류(또는 구분)하고, 상기 분류된 위치의 정보를 활용하여 그에 적합한 코드북을 선택한다.
따라서, 본 명세서에서 제안하는 방법은 일반적인 MIMO 시스템에 적용될 수 있으며, 기존 코드북 대비 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 명세서에서 제안하는 방법은 기존의 동일 코드북 비트수 대비 높은 전송률을 갖거나 또는 기존의 동일 전송률 대비 코드북 비트수를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.

이하, 본 명세서에서 제안하는 3D SCM 채널 분석을 통해 지역 정보에 기반한 코드북을 생성(또는 설계)하는 방법에 대해 관련 도면을 참조하여 구체적으로 살펴보기로 한다.
본 명세서에서 기재되는 ‘A 및/또는 B’의 표현은 ‘A 또는 B 중 적어도 하나를 포함한다’와 동일한 의미로 해석될 수 있다.
3 D SCM 채널 분석
도 18은 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 2D 안테나 어레이 구조의 일례를 나타낸 도이다.
3D SCM의 채널 특성의 분석을 위하여, 도 18과 같은 2D 형태의 안테나 어레이 구조를 고려하기로 한다.
2D 안테나 어레이는 수평 방향의 안테나 성분들(1810)과 수직 방향의 안테나 성분들(1820)로 구성된다.
또한, 도 18에 도시된 바와 같이, 인접 안테나 간의 위상 차이는 θi로 나타낼 수 있다.
본 명세서에서 제안하는 3D SCM 채널 분석을 위한 시스템 모델의 일례는 아래 표 6과 같다.
Parameters Values
Cells 1-cell, 3-sector
UEs U = 30 UEs
Tx antenna M = 16 (4 x 4)
Rx antenna N = 1
Inter-eNB distance 500m
Carrier frequency 2GHz(λ= 15cm)

도 18 및 표 6을 참고하여, 3D SCM 채널 특성 즉, 인접 안테나 간 채널 상관도와 채널 위상에 대해 살펴본다.
채널 상관도
도 19를 참조하여, 4x4의 2D 안테나 어레이에서의 채널 상관도를 확인한다.
도 19는 도 18의 안테나 어레이에서의 인접 안테나 간의 채널 상관도의 일례를 나타낸다.
꼭지점의 (1,1) 지점에 위치한 안테나(도면 번호 필요)를 기준으로, 나머지 안테나와의 채널 상관도는 도 19에 도시된 바와 같다.
도 19a는 인접 안테나 간 거리가 λ/2인 경우의 채널 상관도를 나타내며, 도 19b는 인접 안테나 간 거리가 λ인 경우의 채널 상관도를 나타낸 결과이다.
도 19를 참조하면, 가로(또는 수평 방향의) 안테나 간 상관도는 λ/2 거리까지 대략 0.5 정도 남아있지만, λ/2를 넘어서면 상관도가 거의 ‘0’에 가까운 값이 된다.
이에 반해, 세로(또는 수직 방향의) 안테나 간 상관도는 거리가 멀어지더라도 높은 값을 유지함을 알 수 있다.
즉, 3D SCM 채널은 가로 안테나 간의 상관도는 낮지만, 세로 안테나 간의 상관도는 상대적으로 더 높음을 확인할 수 있다.

도 20은 본 명세서에서 제안하는 안테나 특성을 분석하기 위한 사용자 분포의 일례를 나타낸 도이다.
다음으로, 도 20을 참조하여 가로 안테나의 채널 위상과 세로 안테나의 채널 위상에 대해 각각 살펴본다.
채널 위상 - 가로 안테나
가로 안테나의 채널 특성을 분석하기 위하여, 도 20과 같이 사용자들을 육각 섹터 내에서 전파가 나가는 섹터 중심인 0°을 기준으로 -60° ~ 60° 까지 균등하게 분포시킨다.
각 사용자들이 -60° ~ 60° 까지 분포하는 경우, 사용자의 위치에 따라 생성되는 가로 안테나의 특성(채널 위상 차이)는 도 21와 같은 구조를 가질 수 있다.
도 21에 도시된 바와 같이, 사용자가 섹터 중앙인 0°에 위치할 경우, 인접 안테나들 간 위상 차이는 0° 주위에 밀집되어 분포하는 것을 볼 수 있다.
그리고, 사용자가 섹터 중앙인 0°에서 좌/우로 멀어질수록 인접 안테나와의 위상 차이도 증가하는 것을 볼 수 있다.
이 때, 좌우 대칭인 지점에 존재하는 사용자들의 위상 차이는 서로 대칭을 이루는 것을 볼 수 있다.
또한, 인접 안테나들간의 위상 차이인 θ1, θ2, θ3의 분포가 동일함을 볼 수 있다.
도 21은 도 20의 사용자 위치에 따른 가로 안테나의 채널 위상 차이의 일례를 나타낸 도이다.

다음으로, 세로 안테나의 채널 특성을 분석하기 위해, 세로 안테나의 채널 위상에 대해 살펴본다.
채널 위상 - 세로 안테나
도 22는 도 20의 사용자 위치에 따른 세로 안테나의 채널 위상 차이의 일례를 나타낸 도이다.
먼저, 세로 안테나 간의 채널 특성을 분석하기 위하여, 도 20과 같이 육각 섹터 내에서 기지국과 사용자의 거리에 따라 사용자들을 배치(또는 분포)시킨다.
도 20 및 도 22에서, d는 단순 거리가 아닌 거리의 비를 의미한다.
즉, 육각 섹터 외각에서 d≒1이고, 육각 섹터 중심에서 d=0.5, 기지국과 가까이 있는 경우, d≒0이 된다.
사용자의 거리에 따른 세로 안테나들의 인접 안테나 간 위상 차이는 도 22와 같이 나타난다.
도 22에 도시된 바와 같이, 세로의 인접 안테나 간 위상 차이는 위치에 상관없이 0° 주위에 밀집되어 있는 것을 볼 수 있다.
그 이유는 도 19에서 살펴본 채널 상관도와 관련이 있다.
도 22와 같이, 3D SCM 채널은 세로 안테나들 간의 상관도가 매우 높기 때문에, 세로 안테나들 간의 채널 위상은 매우 유사한 값을 가지게 된다.
또한, 기지국과 사용자 간 거리가 멀어질수록 세로 안테나들 간의 위상 차이가 0° 근처에 밀집하여 분포한다. 다만, 그 편차는 크지 않다.
또한, 세로 안테나에서도, 인접 안테나들 간의 위상 차이에 해당하는 θ1, θ2, θ3의 분포가 동일함을 확인할 수 있다.

지역 정보 활용한 코드북 생성 방법
다음으로, 사용자의 위치를 고려한 지역 정보 기반의 코드북 생성(또는 설계) 방법에 대해 살펴본다.
앞서 살핀, 3D SCM의 채널 특성을 기초로, 3D SCM 채널에 적합한 코드북을 생성하는 방법에 대해 설명한다.
3D SCM 채널의 경우, 사용자들의 위치에 따라 인접 안테나 간 위상 차이의 분포가 규칙적으로 달라지게 됨을 살펴보았다.
먼저, 세로 안테나들은 인접 안테나 간 매우 높은(또는 강한) 상관도를 갖는다.
인접 안테나 간 위상 차이 θi의 분포가 밀집된 형태를 가지며, θi의 분산도 매우 작은 값을 가짐을 알 수 있다.
또한, 세로 안테나들의 인접 안테나 간의 위상 차이는
Figure PCTKR2015013950-appb-I000067
와 같은 특성이 있는 것을 볼 수 있다.
이러한 특성은 DFT 행렬 기반으로 설계된 코드북에 잘 적용될 수 있다.
이에 반해, 가로 안테나들은 인접 안테나 간 상대적으로 낮은(또는 약한) 상관도를 갖는다.
가로 안테나들의 인접 안테나 간의 위상 차이 θi의 분포가 세로 안테나들(세로 안테나 어레이)에 비하여 상대적으로 더 넓게 분포되며, 이에 따라 분산도 큰 값을 가짐을 알 수 있다.
또한, 가로 안테나들은 세로 안테나들에 비해 인접 안테나 간의 위상 차이의 상관도도 상대적으로 약하게 관찰됨을 볼 수 있다.

도 23은 본 명세서에서 제안하는 지역 기반의 코드북 생성을 위한 지역 분할 개념의 일례를 나타낸 도이다.
사용자가 속한 지역은 도 23과 같이 분할될 수 있다.
먼저, 가로 안테나의 채널 특성을 활용하기 위해서는 120°의 섹터 내를 방위각(azimuth) 측면에서 각도에 따라 분할한다.
그리고, 세로 안테나의 채널 특성을 활용하기 위해서는, 섹터 내를 천정(zenith) 측면에서 기지국과 사용자 간의 거리에 따라 분할한다.
이 때, 도 23은 가로 안테나를 위해 azimuth 측면에서 4분할, 세로 안테나를 위해 zenith 측면에서 2분할한 일례를 나타낸다. 다만, 섹터 내의 분할 형태는 다양한 조합으로 이루어질 수 있다.
도 23의 경우, 방위각(zenith angle)의 0도 지점을 수직으로 밑으로 향하는 것으로 정한 경우의 일례이나, zenith angle = 0도 지점을 하늘을 향하는 방향으로 정의할 수도 있다.
상기 zenith angle = 0도 지점을 하늘을 향하는 방향으로 정의하는 경우, 도 23에서, 기지국에서 가까운 지역의 분할 영역은 zenith 180도 ~ 107도로서 표현되고, 기지국에서 먼 지역의 분할 영역은 zenith 107도 ~ 90도로서 표현될 수 있다.

지역 정보를 활용한 코드북 생성 및 선택
다음으로, 도 23의 지역 분할을 기초로 지역 정보를 활용한 코드북 생성 및 선택 방법에 대해 살펴본다.
사용자들이 분포되는 지역은 도 23과 같이 분할될 수 있다.
그리고 분할된 지역에 따라 인접 안테나 간의 채널 상관도, 채널 위상의 차이가 있기 때문에 분할된 지역마다 적합한 코드북은 서로 달라지게 된다.
따라서, 이하에서는 각 지역의 정보를 바탕으로, 해당 지역에 적합한 코드북을 생성하는 방법에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.
지역 정보를 활용하여 코드북을 생성하는 방법은 크게 (1) DFT 코드북 생성과 (2) 조건부 확률분포를 활용하는 코드북 생성으로 나눌 수 있다.
먼저, 지역 정보를 활용한 DFT 코드북 생성 방법에 대해 살펴본다.
앞서 살핀 인접한 안테나들 간 위상 차이를 활용하기 위해, DFT 매트릭스(matrix)를 이용하여 코드북을 설계 또는 생성하는 방법이 가능하다.
Fat matrix 중에서 각 사용자가 속한 지역에 적합한 코드북을 선택한다.
분할된 각 지역에 적합한 코드북을 선택하는 개념은 도 24와 같다.
도 24를 참조하면, 64 DFT fat matrix 중에서 각 지역에 적합한 코드북을 탐색하여 선택한다.
먼저, 각 분할된 지역에 무수히 많은 사용자들을 배치시킨다.
그리고, 각 사용자들이 갖는 채널과 가장 높은 평균 상관도를 갖는 코드북 조합을 선택하고, 이러한 과정을 통해 도 24와 같이 각 분할된 지역에 적합한 코드북을 선택한다.
여기서, 다수의 코드북들이 동시에 존재할 수 있으며, 각 사용자의 위치에 따라 더 우수한 성능을 갖는 코드북이 선택될 수 있게 된다.
도 24는 본 명세서에서 제안하는 지역 정보를 활용한 DFT 코드북 선택의 일례를 나타낸 도이다.

다음으로, 조건부 확률 분포를 활용하여 인접 안테나 간 위상 코드북을 생성하는 방법에 대해 살펴본다.
도 25에 도시된 바와 같이, 인접 안테나간의 위상 차이를 활용하여 지역 정보 기반의 코드북을 생성할 수 있다.
도 25는 본 명세서에서 제안하는 조건부 확률 분포를 이용하는 인접 안테나 간 위상 차이를 이용한 코드북 생성 방법의 일례를 나타낸 도이다.
먼저, 인접 안테나 간 위상 차이의 분포, 즉 θi의 분포를 활용하여, 각 지역에 따른 적합한 코드북을 선택한다.
이 때, θi는 각 분할된 지역마다 서로 다른 분포를 가질 수 있다.
따라서, 각 분할된 지역의 위상 차이 분포를 바탕으로, 이에 적합한 코드북을 선택함으로써 지역 정보를 활용할 수 있다.
구체적으로, θ1의 분포를 활용하여 가장 적합한 양자화 레벨들을 선택한다.
이 때, 선택하는 양자화 레벨은 다양한 방법을 적용할 수 있으며, 그 중 한 가지 방법으로 Lloyd-Max 알고리듬을 적용하는 VQ (Vector Quantization)을 수행할 수 있다.
다음으로, θ1을 위한 양자화 레벨이 선택되면, 상기 선택된 양자화 레벨 값을 기준으로 하는 θ2의 조건부 분포를 다시 획득한다.
따라서, θ1을 위한 다수의 양자화 레벨들이 존재하는 경우, 이 각각에 대한 θ2의 조건부 분포가 존재하게 되며, θ1의 경우와 동일하게 θ2의 양자화 레벨들을 선택한다.
따라서, 조건부 확률 분포를 이용하여 생성하는 코드북은 이전 안테나 원소의 양자화 레벨에 따라 다음 안테나 원소의 양자화 레벨이 결정되는 형태의 코드 벡터들로 구성된다.
도 25를 참조하면, 예를 들어, θ1에 대해 양자화 레벨 -48°가 선택되는 경우, θ2의 조건부 분포를 활용하여 -82° 혹은 -11° 양자화 레벨들이 존재하는 것을 볼 수 있다.
만약, θ1에 대해 양자화 레벨 47°가 선택되는 경우, θ2의 조건부 분포를 활용하여 8° 혹은 79° 양자화 레벨이 존재하는 것을 볼 수 있다.
즉, 앞의 경우와 유사한 과정에 따라 θ3의 양자화 레벨도 결정되는 나무 구조 (tree structure) 형태로 코드벡터가 생성됨을 알 수 있다.
여기서, 코드 벡터는 프리코딩 매트릭스 벡터(precoding matrix vector) 등으로 표현될 수도 있다.
또 다른 일례로서, 조건부 확률 분포를 이용하여 생성되는 코드북은 코드 벡터의 첫 번째 원소가 상기 지역 기반 정보 등을 통해 결정되면, 자동으로 그 이하의 원소들이 특정 함수 형태에 의해 자동으로 생성될 수 있 다.
이와 같이, 코드 벡터의 원소들을 생성하는 생성 함수 및 패턴은 기지국과 단말간에 사전에 공유될 수 있다.
즉, 상기 생성 함수 및 패턴을 정의하여 코드북 생성에 사용하는 경우, multiple codebooks의 개수는 사전에 고정되지 않고, 상기 지역 기반 정보 등의 특정 코드북 생성 인자가 제공되거나 발생하는 경우, 이에 트리거되어 해당 인자를 시드(seed) 값으로 사용한 특정 codebook이 자동으로 생성되는 구조이다.

또한, 본 명세서에서 제안하는 또 다른 실시 예로서, 단말은 기지국으로 무선 채널의 각도 확산(angular spread)를 대표할 수 있는 특정 파라미터값을 추가적으로 피드백할 수 있다.
예를 들어, 단말은 기지국으로 azimuth angular spread 및 zenith angular spread 각각에 대한 파라미터를 기지국으로 개별적으로 피드백할 수도 있다.
이와 같은 추가 피드백 과정을 통해서 (또는 단말의 uplink RS 전송 등을 통해서 기지국에서 직접 추정할 수도 있음), 기지국은 해당 단말이 어떠한 공간 채널(spatial channel) 환경에 있는지를 분류할 수 있다.
예를 들어, TR 36.873을 참조하면 3D-UMa 및 3D-UMi의 채널 환경이 상이하고, 각각에 대한 angular spread가 다르게 모델되어 있다.
또한, LOS(Line Of Sight) 환경에 놓인 단말인지, NLOS(Non Line Of Sight) 성분이 강한 환경에 놓인 단말인지에 따라서도 상기 angular spread는 단말 별로 다르게 나타날 수 있다.
따라서, 이와 같이 단말로부터 추가적으로 피드백되는 정보를 기지국이 수신하게 되면, 해당 angular spread 특성에 맞는 상기 multiple codebook 세트 (또는 상기 codebook 생성 함수 및 패턴)이 상이하게 적용되도록 할 수 있다.
다시 말해, 본 명세서에서 제안하는 코드북의 구조는 일종의 2-level hierarchy를 따라 결정되는 방식으로 일반화 및 확장될 수 있다.
예를 들어, (1) angular spread 특성을 인자로 하여 1차적인 codebook 세트 (또는 상기 codebook 생성 함수 및 패턴)이 결정된다.
그리고, (2) 앞서 살핀 지역 기반 정보 등의 코드북 생성 인자에 따라, (1)에서 결정된 후보군 내에서 추가로 취사 선택되는 2차적인 codebook 세트 (또는 상기 codebook 생성 함수 및 패턴)이 결정되고, 단말은 최종적으로 이러한 2차적으로 결정되는 codebook에 대해 CSI reporting 동작을 적용하도록 정의/설정될 수 있다.

앞서 살핀, 지역 정보를 활용하여 생성되는 코드북은 각 (분할된) 지역에 따라 적합한 코드북이 선택되고, 사용 가능한 다수의 코드북들이 존재 가능하며, 기지국과 사용자 단말은 모든 (또는 일부) 지역에 관한 코드북 정보를 사전에 RRC signaling 등을 통해 공유할 수 있다.
이와 같은 지역 정보 기반의 코드북을 이용하는 경우 환경에서는 사용자들의 위치가 계속적으로 변경될 수 있기 때문에, 기지국이 사용자의 위치를 정확히 추정하는 것 역시 중요하다.
따라서, 위치가 변하는 사용자들의 정확한 위치 추정을 위해 PRS (Positioning Reference Signal)기반의 OTDOA positioning 방식, SRS 기반의 UTDOA 방식, 위성/GPS를 활용한 A-GNSS 방식, RFPM 방식 및 이러한 LTE 기반 positioning 방식 간의 hybrid 방법 등이 사용자의 위치 추정에 적용될 수 있다.
기지국은 추정된 사용자의 위치에 대해, 해당 지역을 위해 사전 설정된 코드북을 선택하고, RRC 시그널링 또는 dynamic signaling (e.g., by DCI triggering)을 통해 사용자 단말로 선택된 코드북을 사용하여 CSI reporting를 수행할 것을 지시할 수 있다.
따라서, 동일한 지역에 속하는 사용자 단말들은 동일한 코드북을 사용하게 되며, 서로 다른 지역에 분포한 사용자 단말들은 서로 다른 코드북을 사용하게 된다.

지역 정보를 활용한 DFT 코드북의 성능 평가
이하에서는, 앞서 살핀 본 명세서에서 제안하는 지역 정보 기반의 코드북 중에서 DFT 코드북에 대한 시스템 레벨 성능 평가에 대해 간략히 살펴본다.
앞서 도 18에서 도시된 2D 안테나 어레이와는 달리, 가로 4 안테나 및 세로 4 안테나의 상황만을 고려하기로 한다.
성능 평가에 사용된 시스템 모델 환경 및 파라미터는 아래 표 7과 같으며, 채널 상관도와 단말 전송률(UE Throughput)의 2가지 측면에서 성능을 평가하기로 한다.
Parameters Values
Cells 19-cell, 57-sector (3 sector/cell)
UEs U = 30 UEs per sector
Tx antenna M = 4 (4 x 1 or 1 x 4)
with 0.5λ antenna spacing
Rx antenna N = 1
Tx power 40W (46dBm)
Noise -104dBm/10MHz
Channel model 3D SCM channel
Scheduling PF (for 30 UEs)
Pathloss model 3D SCM UMa model
Antenna pattern 3D SCM UMa model
Antenna height BS: 25m, UE: 1.5m ~ 22.5m
Inter-eNB distance 500m
Carrier frequency 2GHz
Cells 100 frames
Codebook Variations of 16 DFT codebook

성능 평가 – 채널 상관도
4 안테나에 대하여 채널 상관도(C = ┃E[HH*]┃)를 측정한다.
가로 4 안테나를 위해 Azimuth 측면에서 지역을 1개
Figure PCTKR2015013950-appb-I000068
2개
Figure PCTKR2015013950-appb-I000069
4개 지역으로 분할 하였다.
세로 4 안테나를 위해 Zenith 측면에서 지역을 1개
Figure PCTKR2015013950-appb-I000070
2개
Figure PCTKR2015013950-appb-I000071
4개 지역으로 분할 하였다.
DFT 코드북은 0 내지 3 비트의 크기를 가지며, 그 결과는 표 7과 같다.
표 7에서 언급되는 전통적(Conventional) DFT 코드북이란, 지역 정보 없이 위상을 성상도 상에서 균등하게 나누는 DFT 코드북을 의미한다.
즉, 전통적(Conventional) 분할 DFT 코드북: 0 bit = [0°], 1 bit [0° 180°], 등)
표 7을 참조하면, 지역 정보를 활용하지 않은 DFT 코드북 (‘Conventional DFT’로 표시됨)을 사용할 때에 비하여 지역 정보를 적용할 경우 동일 코드북 크기 대비 높은 상관도를 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.
이때, 세로 안테나의 경우 DFT 코드북을 통하여 매우 높은 상관도를 얻을 수 있음을 확인하였다.
이것은 앞서 세로 안테나의 인접 안테나 간 위상 특성 분석에서 설명한 것과 같이, 세로 안테나의 인접 안테나 간 위상 차이가 DFT matrix와 매우 유사하기 때문이다.
하지만, 세로 안테나의 경우 위상 분포가 지역에 상관없이 유사하기 때문에, 지역 분할 수가 많아져도 성능의 증가는 미비하게 된다.
이에 반해, 가로 안테나는 인접 안테나 간 위상 특성이 DFT 코드북과 차이가 있기 때문에, 세로 안테나만큼 채널 상관도 측면에서 좋은 성능을 얻지는 못한다.
하지만, 가로 안테나의 경우 위상 분포가 지역에 의존하는 정도가 크기 때문에, 지역 분할 수에 따라 성능의 증가도 상대적으로 증가하게 된다.
다만, 코드북 사이즈가 3 비트로 충분히 큰 경우, 기존 conventional DFT 코드북의 성능이 이미 높기 때문에, 지역 정보 분할에 기초한 코드북의 성능 증가는 미미함을 볼 수 있다.
Codebook Size Conventional DFT # Azimuth Regions # Zenith Regions
1 2 4 1 2 4
0 bit 2.10 2.10 2.38 2.57 3.11 3.15 3.17
1 bit 2.23 2.71 2.89 2.97 3.30 3.32 3.33
2 bit 2.95 3.09 3.14 3.17 3.40 3.41 3.41
3 bit 3.17 3.24 3.25 3.26 - - -

성능 평가 – UE Throughput
성능 평가를 위한 지표는 사용자들의 전송률을 누적 분포 함수 (cumulative distribution function; CDF)로서 평가할 수 있다.
‘UE throughput [bps/Hz/UE]’으로 정의되는 전송률은 각 단말의 누적된 가중 합 전송률로, 각 UE가 full buffer traffic 상태에서 표 6의 ‘UE life’에 해당하는 프레임 기간 동안 서비스 받은 누적된 전송률을 의미한다
도 26 및 도 27은 지역 정보 기반의 코드북 성능 지표로서, 단말 전송률 결과를 나타낸 도이다.
도 26은 전송 안테나 M=1 x 4인 경우의 단말 전송률 결과를 나타내며, 도 27은 전송 안테나 M=4 x 1인 경우의 단말 전송률 결과를 나타낸다.
도 26 및 도 27에 도시된 바와 같이, 단말 전송률 결과는 표 8의 채널 상관도 성능의 결과와 동일한 경향을 보임을 알 수 있다.
세로 코드북의 경우, 단순 전송률의 값은 높지만 지역 분할 수 증가에 따른 성능 증가는 작다.
반면, 가로 안테나는 코드북 비트의 수가 작을 때 지역 분할 수 증가에 따른 성능 증가가 상대적으로 큼을 볼 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 28을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(2810)과 기지국(2810) 영역 내에 위치한 다수의 단말(2820)을 포함한다.
기지국(2810)은 프로세서(processor, 2811), 메모리(memory, 2812) 및 RF부(radio frequency unit, 2813)을 포함한다. 프로세서(2811)는 앞서 도 1 내지 도 27에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2811)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2812)는 프로세서(2811)와 연결되어, 프로세서(2811)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2813)는 프로세서(2811)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
단말(2820)은 프로세서(2821), 메모리(2822) 및 RF부(2823)을 포함한다. 프로세서(2821)는 앞서 도 1 내지 도 27에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2821)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2822)는 프로세서(2821)와 연결되어, 프로세서(2821)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2823)는 프로세서(2821)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
메모리(2812, 2822)는 프로세서(2811, 2821) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(2811, 2821)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국(2810) 및/또는 단말(2820)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

도 29는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
무선 통신 시스템을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국과 하나의 단말을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
도 29를 참조하면, 기지국(2910)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(2911), 심볼 변조기(2912), 송신기(2913), 송수신 안테나(2914), 프로세서(2915), 메모리(2916), 수신기(2917), 심볼 복조기(2918), 수신 데이터 프로세서(2919)를 포함할 수 있다.
그리고, 단말(2920)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(2921), 심볼 변조기(2922), 송신기(2923), 송수신 안테나(2924), 프로세서(2925), 메모리(2926), 수신기(2927), 심볼 복조기(2928), 수신 데이터 프로세서(2929)를 포함할 수 있다.
안테나가 각각 기지국 및 단말에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 및 단말은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다.
따라서, 본 발명에 따른 기지국 및 단말은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국 및 단말은 SUMIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나를 통해 단말로 전송된다.
단말에서, 안테나는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기로 제공한다. 수신기는 수신된 신호를 조정 하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서로 제공한다.
또한, 심볼 복조기는 프로세서로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서로 제공한다. 수신 데이터 프로세서는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기 및 수신 데이터 프로세서에 의한 처리는 각각 기지국에서의 심볼 변조기 및 송신 데이터 프로세서에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기로 제공한다. 송신기는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나를 통해 기지국으로 전송된다.
기지국에서, 단말로부터 상향링크 신호가 안테나를 통해 수신되고, 수신기는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명의 무선 통신 시스템에서 프리코딩 수행 방안은 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (13)

  1. 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은,
    채널 추정을 위한 레퍼런스 신호(Reference)를 기지국으로부터 수신하는 단계;
    상기 수신된 레퍼런스 신호를 통해 채널을 추정하는 단계;
    코드북(codebook)에서 상기 추정된 채널과 관련된 프리코딩 행렬을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 프리코딩 행렬에 대응하는 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index:PMI)를 상기 기지국으로 피드백하는 단계를 포함하되,
    상기 코드북은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 단말이 속한 지역은 상기 기지국의 특정 섹터를 제 1 방향으로 M개로 분할하고, 제 2 방향으로 N개로 분할하여 생성된 총 M x N개의 지역들 중 어느 하나에 해당하는 지역인 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 총 M x N개로 분할된 지역들 각각에서 사용되는 코드북은 서로 다른 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 단말이 속한 지역에 따라 복수의 코드북들이 선택되는 경우, 상기 코드북은 상기 선택된 복수의 코드북들 중에서 상기 단말의 위치를 고려하여 선택되는 코드북인 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 단말이 속한 지역 및/또는 상기 단말의 위치에 따라 상기 기지국의 인접 안테나들 간의 채널 위상 차이 및/또는 채널 상관도의 차이가 발생하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 코드북은,
    상기 기지국의 인접 안테나들 간의 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨을 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨에 기초하여 제 2 위상 차이에 대한 양자화 레벨을 선택하는 단계를 통해 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1 위상 차이에 대한 양자화 레벨은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 제 2 위상 차이에 대한 양자화 레벨은 사전에 정의된 프리코딩 행렬 벡터 생성 함수 또는 패턴 정보에 기초하여 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 기지국과 상기 단말 간의 각도 확산(angular spread)과 관련된 파라미터를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 코드북은,
    상기 각도 확산(angular spread)과 관련된 파라미터에 기초하여 제 1 코드북 세트가 선택되고,
    상기 선택된 제 1 코드북 세트 중에서 상기 단말이 속한 지역 및/또는 상기 단말의 위치에 기초하여 제 2 코드북 세트가 선택되고,
    상기 선택된 제 2 코드북 세트 중에서 어느 하나로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 각도 확산(angular spread)은 방위각 각도 확산(azimuth angular spread) 및 천정 각도 확산(zenith angular spread)으로 구분되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 1항에 있어서,
    상기 단말의 위치는 PRS(Positioning Reference Signal) 기반의 OTDOA(Observed Time Difference Of Arrival) 포지셔닝 방식, SRS(Sounding Reference Signal) 기반의 UTDOA(Uplink Time Difference Of Arrival) 방식, 위성/GPS를 이용한 A-GNSS(Assisted-Global Navigation Satellite Systems) 방식 또는 RFPM(Radio Frequency Pattern Matching) 방식 중 적어도 하나에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 무선 통신 시스템에서 코드북(codebook)을 이용하여 프리코딩(precoding)을 수행하기 위한 단말에 있어서,
    무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및
    상기 RF 유닛과 기능적으로 연결되며, 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는,
    채널 추정을 위한 레퍼런스 신호(Reference)를 기지국으로부터 수신하고;
    상기 수신된 레퍼런스 신호를 통해 채널을 추정하고;
    코드북(codebook)에서 상기 추정된 채널과 관련된 프리코딩 행렬을 결정하고; 및
    상기 결정된 프리코딩 행렬에 대응하는 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index:PMI)를 상기 기지국으로 피드백하도록 제어하되,
    상기 코드북은 상기 단말이 속한 지역 또는 상기 단말의 위치 중 적어도 하나를 고려하여 생성되는 것을 특징으로 하는 단말.
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