WO2015151344A1 - 永久磁石式ブラシレスモータ - Google Patents
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- H02K29/03—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with a magnetic circuit specially adapted for avoiding torque ripples or self-starting problems
Definitions
- the present invention relates to a permanent magnet type brushless motor.
- EPS Electrospherical power steering
- Motor-induced vibration sources that can cause vibration and noise in the passenger compartment include torque fluctuation components (cogging torque and torque pulsation) caused by the motor and electromagnetic excitation force generated between the stator and rotor of the motor. .
- the former propagates through the motor output shaft, and the vibration energy of the motor due to the latter propagates into the passenger compartment through the mechanical parts of the EPS device. These are emitted as radiated sound in the passenger compartment and become noise.
- a similar mechanism generates noise in the passenger compartment for electrical components other than EPS devices.
- Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 62-11048 (hereinafter referred to as Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-171790 (hereinafter referred to as Patent Document 2)
- Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-171790
- Patent Document 3 a method for reducing cogging torque by forming a structure in which a groove is provided at the tip of a tooth is also known.
- Patent Document 4 a method of providing a slit in the rotor core as described in WO08 / 102439 (hereinafter referred to as Patent Document 4) is known.
- the number of poles and the number of slots are appropriately selected to optimize the motor magnetic circuit.
- the number of poles that can be realized as a three-phase AC motor is limited to 8, 10, 14, or 16.
- 10 to 14 poles have a winding coefficient representing the magnetic flux utilization rate of permanent magnets, which is 0.933, which is large compared to other poles, and is suitable for increasing the torque density of motors. It is.
- the main cause of motor vibration is the radial electromagnetic excitation force acting between the stator and rotor.
- This electromagnetic excitation force has a distribution in the circumferential direction along the air gap between the stator and the rotor, and changes with time.
- the electromagnetic excitation force in the air gap is regarded as a wave that varies spatially and temporally, and this is superimposed on the harmonics related to space (circumferential coordinates) and time, that is, It is effective to expand and express it with a double Fourier series.
- harmonics of electromagnetic excitation force having a low-order spatial order are likely to lead to motor vibration. This is because the apparent motor rigidity decreases as the spatial order of the electromagnetic excitation force decreases, and as a result, the amount of deformation of the motor due to the electromagnetic excitation force increases.
- the lowest order of the spatial harmonics included in the electromagnetic excitation force matches the absolute value of the difference between the number of poles and the number of slots. Yes.
- the lowest order of spatial harmonics is 2 (the stator is deformed into an oval shape in the axial section of the motor).
- the lowest order of the spatial harmonics is 4 (the stator is deformed to a square shape in the cross section in the motor axial direction).
- the 10-pole 12-slot or 14-pole 12-slot motor has a problem that the vibration of the motor tends to be relatively large because the lowest order of spatial harmonics is as small as 2.
- EPS devices are required to exhibit good Isis performance and quietness in the passenger compartment at a wide range of steering speeds from low speed to high speed.
- the steering wheel is steered at a low speed, there is a margin in the voltage supplied to the motor from the inverter, so that only the q-axis current can be applied to obtain the necessary assist torque.
- the input power from the battery which is a low-voltage power supply, to the motor output as much as possible. Will do.
- the motor when turning the steering wheel at a high speed of about 2 revolutions per second, the motor is weakened under the condition that the motor current is about 60 to 70 A and the phase angle ⁇ of the conduction current measured from the q axis is about 70 degrees. Operate with magnetism.
- the 10-pole 12-slot or 14-pole 12-slot motor has a wide rotational speed range (current phase angle ⁇ is 0) including high torque density, low cogging torque, low torque pulsation, and field weakening. There is a problem that it is difficult to simultaneously realize low vibration in the range of about 70 to 70 degrees. There are similar problems in motors for automobile auxiliary machines other than EPS devices, such as electric brake motors and permanent magnet brushless motors for general industries that require low vibration.
- At least one magnetic hole region in the center of the tip of the teeth on the rotor side and a flange on the tip of the teeth on the rotor side can be solved by forming a structure that increases the magnetic resistance between adjacent teeth in the motor axial direction.
- a structure of the tooth tip brim portion that is practically effective a notch structure formed on the slot side surface of the tooth tip brim portion or a beveling structure formed on the rotor side inner peripheral surface of the tooth tip brim portion is appropriate. .
- the present invention it is possible to simultaneously achieve low motor vibration in a wide range of rotational speeds including a high assist torque, a low cogging torque and a low torque pulsation, and a field weakening region.
- This has the effect of providing an EPS device that simultaneously realizes the steering feeling and the quietness of the passenger compartment.
- the perspective view of the 12 slot stator by one Example of this invention. 1 is a layout diagram of concentrated winding coils according to an embodiment of the present invention.
- the perspective view of the 10 pole rotor by one Example of this invention. 1 is a cross-sectional view of a 10-pole rotor according to an embodiment of the present invention. 1 is a perspective view showing a configuration of a 10-pole 12-slot motor according to an embodiment of the present invention.
- the perspective view of the 10 pole 12 slot motor and ECU by one Example of this invention The summary figure of the calculation result regarding the dependence of the electric current phase angle of the space secondary electromagnetic excitation force in the 10 pole 12 slot motor by one example of the present invention (the energization current is 60% of the maximum current).
- the summary figure of the calculation result regarding the dependence of the electric current phase angle of the space secondary electromagnetic excitation force in the 10 pole 12 slot motor by one example of the present invention (the energization current is 30% of the maximum current).
- the comparison figure of the generated torque in the 10 pole 12 slot motor by one Example of this invention The summary figure of the calculation result regarding the dependence of the electric current phase angle of the space secondary electromagnetic excitation force in the 14 pole 12 slot motor by one example of the present invention (the energization current is 60% of the maximum current).
- the magnetic flux distribution map in the 14 pole 12 slot motor by one Example of this invention The top view which shows the core piece for stators by the other Example of this invention.
- the stator core of the present embodiment is composed of a plurality of T-shaped core pieces 201 shown in FIG.
- the core piece 201 includes a core back portion 203 and a teeth portion 204, and is produced by punching out an electromagnetic steel sheet using a progressive die press.
- a hole 205 is formed at the inner circumferential end of the tooth 204 and is separated from the air gap of the motor by a bridge portion 206.
- the air holes 205 are formed symmetrically with respect to the central axis of the teeth 204 in the radial direction.
- a notch 207 is formed in the inner peripheral side leading edge portion of the teeth 204. By attaching R to the bottom of the notch 207, repeated fatigue due to the radial electromagnetic attractive force acting on the tip flange can be prevented.
- the caulking 208 is formed in two places on the teeth 204, and the line segment connecting the caulking 208 coincides with the center line in the radial direction of the teeth 204.
- a predetermined number of the core pieces 201 described above are laminated in the thickness direction of the electromagnetic steel sheet to produce the segment stator core 202 shown in FIG.
- the holes 205 and the notches 207 are formed so as to extend in the axial direction of the motor.
- the core pieces 201 When the core pieces 201 are stacked, the core pieces 201 adjacent in the stacking direction are fastened using the caulking 208. As a result, the entire segment stator core 202 can be mechanically held integrally. In addition, since the core piece 201 is provided with two crimps 208, the axial displacement in the stacking direction of the segment stator core 202 and the deterioration of the roundness of the inner peripheral surface of the teeth 204 on the rotor side are prevented. be able to. In order to ensure the dimensional accuracy of the segment stator core 202, it is desirable to provide two or more crimps 208. Such considerations are important for EPS motors that have strict performance requirements for cogging torque. If the dimensional accuracy of the stator core is not good, the cogging torque corresponding to the order corresponding to the number of poles per revolution or higher order components may be generated, and the required performance as an EPS motor may not be satisfied. .
- the upper bobbin 301 and the lower bobbin 302 formed by molding an insulating resin are inserted from both sides in the axial direction of the segment stator core 202 that has been laminated, and the bobbin 300 is mounted on the segment stator core 202. Thereby, a short circuit between the segment stator core 202 and the concentrated winding coil 400 can be prevented, and the efficiency of the winding work can be improved.
- the thickness of the bobbin 300 made of insulating resin is about 0.3 mm, and the mechanical strength is not sufficient. For this reason, care must be taken so that the bobbin 300 does not break during the manufacturing process.
- a protruding portion 303 may be formed on the inner peripheral side of the bobbin 300 as shown in FIG.
- the protrusion 303 of the bobbin 300 and the notch 207 of the segment stator core 202 have a male-female relationship, and can be used as a positioning guide when the bobbin 300 is inserted into the segment stator core 202. it can.
- the concentrated winding coil 400 is wound around the segment stator core 202 to which the bobbin 300 is attached.
- 12 segment stator cores 202 having windings are connected in the rotational direction of the motor to form a 12-slot concentrated winding stator 200.
- the number of coil end portions 401 is twelve.
- the side on which the coil end 401 is provided is the non-output side of the motor.
- the winding configuration of the concentrated winding coil 400 will be described with reference to a sectional view of the concentrated winding stator 200 shown in FIG. In this figure, the concentrated winding coil 400 is omitted.
- the name of the concentrated winding coil 400 wound around each tooth 204 is described.
- the first U-phase coil is continuously wound around two adjacent teeth 204 indicated as U1 + and U1-.
- the + and-symbols after the coil name indicate the direction of the current flowing through the concentrated winding coil. Therefore, the winding directions of the U1 + and U1 ⁇ concentrated winding coils are opposite to each other.
- the second U-phase coil is continuously wound around the two teeth 204 indicated as U2 + and U2- as in the case of the first U-phase coil.
- the first U-phase coil and the second U-phase coil are arranged at point-symmetrical positions with respect to the motor center axis, but the directions of the currents are opposite to each other.
- the V-phase and W-phase coils have the same configuration.
- the U-phase, V-phase, and W-phase coils described above are arranged with a phase difference of 120 degrees electrically in the cross section shown in FIG.
- FIG. 6 is a connection diagram of the U-phase, V-phase, and W-phase coils described above.
- the coil arrangement is geometrically 180 degrees anti-rotational symmetry (the geometric coil arrangement is symmetric, but the current direction is reversed). Direction).
- the arrangement of permanent magnets in the rotor also has an anti-rotation symmetry of 180 degrees. Therefore, as shown in FIG. 6, two series and two parallel Y connections are possible in the entire motor. By adopting 2 series and 2 parallel Y connections, it is possible to use enameled wire with a relatively small wire diameter compared to 4 series Y connections.
- Fig. 7 shows the structure of the rotor 500 of the 10 pole 12 slot motor.
- the rotor shaft 504 and the permanent magnet scattering prevention cover 503 are omitted.
- the rotor core 502 is formed by laminating electromagnetic steel sheets punched using a progressive die press in the axial direction.
- the rotor core 502 is regularly provided with a large number of holes 503 in order to reduce the moment of inertia of the rotor.
- Ten planes are formed on the outer peripheral side of the rotor core 502, and ten segmented permanent magnets 501 are attached.
- FIG. 8 shows the magnetization direction (polarity) of each segmented permanent magnet 501 with arrows.
- the polarities of the ten segment-shaped permanent magnets 501 are alternately reversed with the N pole, S pole, N pole, S pole,... Along the rotation direction.
- the overall structure of the EPS motor 1000 will be described with reference to FIG.
- the stator 200 described with reference to FIG. 4 is fixed by being press-fitted into a housing case 100 made of iron or aluminum.
- a shaft 504 is press-fitted into the rotor 500, and an output side bearing 505 and a non-output side bearing 506 are attached to both ends of the shaft 504.
- These bearings 505 and 506 are press-fitted into the housing case 100 and the bracket 700, respectively, and the entire rotor 500 is rotatably held.
- the rotor 500 is provided with a scattering prevention cover 503 of a permanent magnet 501 made of a nonmagnetic material. From the concentrated winding coil 400, twelve coil ends 401 protrude to the non-output side.
- the coil end portion 401 is connected to the bus bar 600 and realizes the 2-serial 2-parallel Y-connection described in FIG.
- the bus bar 600 is attached to the base 800, and electric power is supplied from the ECU via the connection terminal 802.
- the motor 1000 and the ECU have an integrated structure, and it is not necessary to provide a power line (wire harness) between the motor 1000 and the ECU. It can be expected to increase output at high speed.
- the space secondary acting on the inner peripheral surface of the stator (the motor is elliptical in the cross section of the stator). This explains that the radial electromagnetic excitation force in the deforming mode) can be greatly reduced and that almost the same torque can be generated as compared with the conventional motor.
- Fig. 11 shows the relationship between the spatial secondary radial electromagnetic force and the current phase when the current applied to the motor is 60% of the maximum current. This result was calculated using a simulation by magnetic field analysis.
- the vertical axis represents the amplitude of the spatial secondary electromagnetic excitation force (magnetic attractive force acting on the inner peripheral surface of the stator), and the horizontal axis represents the current phase angle ⁇ measured from the q axis.
- the spatial secondary electromagnetic excitation force is applied to the shape of the 4-case segment stator core 202 shown by the thick solid line, thin solid line, thick broken line, and thin broken line. The result of calculating is plotted.
- the thick solid line is the analysis result of the motor 1000 according to the present invention described in FIG. 1, and the thin solid line is the analysis result of the conventional motor (the motor according to the present invention described in FIG. 1 is not provided with the hole 205 and the notch 207).
- the thin broken line shows the analysis result of the motor provided with only the hole 205 shown in FIG. 12 (motor without the notch 207 in the motor according to the present invention), and the thick broken line provided only the notch 207 shown in FIG.
- the motor analysis result (the motor which does not provide the hole 205 in the motor according to the present invention) is shown.
- the vertical axis in FIG. 11 is normalized by the electromagnetic excitation force generated when the current phase angle ⁇ is 0 degree in the conventional motor indicated by the thin solid line.
- the EPS motor (thick solid line) according to the first embodiment of the present invention is compared with a conventional motor (thin solid line) in which notches 207 and holes 205 are not formed.
- a normal EPS motor is operated with a current phase angle ⁇ in the range of about 0 to 70 degrees. As the current phase angle ⁇ increases from 0 degree, the field weakening becomes stronger. In this operating range, comparing the electromagnetic excitation force in the radial direction of both motors, it can be seen that the secondary electromagnetic excitation force of the motor according to the present invention is greatly reduced.
- the conventional motor (thin solid line), the hole 205 and the notch 207 are individually provided.
- the provided motors (thin broken line and thick broken line) are compared. It can be seen that by providing the hole 205 in the conventional motor (thin broken line), the spatial second-order electromagnetic excitation force can be significantly reduced around the current phase angle ⁇ around 0 degree and before and after that. However, in this case, as the current phase angle ⁇ increases, in other words, the effect of reducing the electromagnetic excitation force decreases as the degree of field weakening increases.
- the air holes 205 alone cannot sufficiently reduce the spatial secondary electromagnetic excitation force over a wide operating range where the current phase angle ⁇ is about 0 to 70 degrees.
- the motor with a notch 207 in the conventional motor significantly reduces the electromagnetic excitation force in the region where the current phase angle ⁇ is large. It turns out that it is possible. From the above, the air holes 205 and the notches 207 generally exhibit the effect of reducing the electromagnetic excitation force in the regions having different current phase angles ⁇ . It can be said that the combination of the hole 205 and the notch 207 is effective in an EPS motor that requires low motor vibration in a wide range of the current phase angle ⁇ of about 0 to 70 degrees.
- FIG. 14 shows an analysis result of magnetic flux distribution in the 10-pole 12-slot EPS motor according to the present invention indicated by a thick solid line in FIG.
- the space secondary electromagnetic excitation force described above is generated by the interaction between the 10-pole rotating magnetic field generated by the permanent magnet 501 attached to the rotor 500 and the harmonic rotating magnetic field created by the 12-slot concentrated winding stator. .
- FIG. 14 by providing holes 205 and notches 207, the flow of magnetic flux in the vicinity of the gap is adjusted, and by adjusting the content of the above harmonic rotating magnetic field, the current phase angle ⁇ is reduced. It reduces the spatial secondary electromagnetic excitation force in the range of about 0 to 70 degrees.
- the magnetic resistance near the center of the tip of the teeth 204 increases, so that the number of the teeth 204 is equivalently doubled and the content of the harmonic rotating magnetic field can be changed.
- the notch 207 plays a role of increasing the magnetic resistance between the adjacent teeth 204.
- the content of the harmonic rotating magnetic field is changed by alleviating a steep change in magnetic flux density in the air gap near the tip flange of the teeth 204.
- Fig. 15 shows the simulation results by magnetic field analysis when the current flowing to the motor is 30% of the maximum current (similar to Fig. 11, four case segment stators indicated by thick solid line, thin solid line, thick broken line, thin broken line) This plots the assumption of the shape of the core 202).
- the energization current is half of the current in FIG.
- the space secondary electromagnetic excitation force on the vertical axis is normalized to the same value as in FIG.
- the relationship between the spatial secondary electromagnetic excitation force and the current phase angle ⁇ is the same as in the case of FIG. 11, and according to the motor of the present invention indicated by the thick solid line, the current is low, that is, compared with the case of FIG.
- the same effect of reducing the secondary electromagnetic excitation force can be obtained even in the low torque region.
- FIG. 16 shows torque calculation results when the motor current is the maximum value (100%) with respect to the shapes of the four types of segment stator cores 202 described in FIG. It can be seen that the torque reduction rate of the motor according to the present invention is as small as about 4% with respect to the torque in the conventional motor without the holes 205 and notches 207. Compared with the reduction rate of the space secondary electromagnetic excitation force shown in FIGS. 11 and 15, it can be seen that the reduction rate of the torque is about one digit smaller. From the above, according to the present invention, it can be said that substantially the same torque can be generated and the spatial secondary electromagnetic excitation force can be greatly reduced.
- the motor rotates in both forward and reverse directions to generate assist force. Therefore, it is necessary to exhibit the same motor characteristics and electromagnetic excitation force reduction effect with respect to rotation in both directions. In other words, the action of the hole 205 and the notch 207 described in FIG. 14 must be the same in both rotation directions. For this purpose, it is desirable to form the holes 205 and the notches 207 symmetrically with respect to the central axis in the radial direction of the teeth 204.
- the EPS motor according to the first embodiment of the present invention relates to a permanent magnet type concentrated winding brushless motor having 10 poles and 12 slots. The effect when the present invention is applied to a 14-pole 12-slot motor that is electrically in twin with this will be described.
- FIG. 17 shows the relationship between the space secondary electromagnetic excitation force and the current phase angle ⁇ in the EPS motor with 14 poles and 12 slots combining the stator 200 according to the first embodiment and the 14 pole rotor 500. It is the result calculated using magnetic field analysis. As with Fig. 11, the current flowing to the motor is 60% of the maximum current. The electromagnetic excitation force on the vertical axis is normalized by the same method as in FIG. Compared with the 10-pole 12-slot motor described in FIGS. 11 and 15, the reduction rate of the electromagnetic excitation force is small. However, by providing the hole 205 and the notch 207, the electromagnetic excitation force in the secondary space is reduced. It can be seen that it can be reduced.
- FIG. 18 is an analysis result of magnetic flux distribution in a 14-pole 12-slot motor in which the stator 200 according to the present invention and the 14-pole rotor 500 shown in FIG. 17 are combined.
- the 10-pole 12-slot to 14-pole 12-slot motor is provided.
- the torque generated by the motor is almost the same as that of the conventional motor.
- the space secondary electromagnetic excitation force reducing structure according to the present invention is not limited to the above-described embodiment.
- the magnetic resistance in the vicinity of the center of the tip of the teeth 204 and the magnetic resistance between adjacent teeth 204 may be increased.
- the reduction effect of the above-mentioned space secondary electromagnetic excitation force can be exhibited to the maximum extent.
- a single hole 205 is provided as a structure for increasing the magnetic resistance near the center of the tip of the tooth 204.
- a plurality of holes 205 may be used.
- the bridge portion 206 may be omitted, and the air holes 205 and the air gap may be connected. Providing the bridge portion 206 is advantageous from the viewpoint of reducing the cogging torque.
- the bridge portion 206 having a width about the thickness of the electromagnetic steel sheet, advanced punching technology for the electromagnetic steel sheet is required. Therefore, it becomes a factor of cost increase. Even in the structure in which the bridge portion 206 is omitted, the space secondary electromagnetic excitation force can be reduced. Further, as a means for increasing the magnetic resistance between adjacent teeth 204, a beveling structure 209 is provided on the rotor-side inner peripheral surface of the tip flange portion of the teeth 204, as shown in FIG. However, the same effect can be obtained.
- the concentrated winding stator 200 described above is based on the split stator core method.
- winding is performed independently for each tooth 204, so that the conductors can be closely aligned and wound with a high space factor.
- the supply voltage to the motor is relatively low, 12V, and the motor drive current is relatively large, about 60A to 100A, to maximize motor performance.
- the split stator core method is most suitable for motors for automobile accessories.
- this method of motor has the disadvantage that the motor rigidity is reduced and the amplitude of motor vibration is increased compared to a motor using a non-split type stator core manufactured by punching electromagnetic steel sheets integrally. .
- the housing case 100 is mainly responsible for rigidity in the former motor, whereas the integral stator core contributes to increased rigidity in the latter motor. Therefore, the electromagnetic excitation force reduction structure according to the present invention takes advantage of the split stator core method and addresses the shortcoming of rigidity by reducing the excitation force. It can be said that this technology is optimal for motors for automotive accessories that require vibration.
- an 8-pole 9-slot motor and a 10-pole 9-slot motor that is electrically twined with this can be mentioned.
- the spatial order of the radial electromagnetic excitation force acting on the stator is 1 (mode in which the entire motor is displaced in one direction in the stator cross section).
- the spatial order of the excitation force is 1, an excitation force that attracts the stator and the rotor in one direction is generated. Therefore, compared with a 10-pole 12-slot or 14-pole 12-slot motor, motor vibration is further increased. There is a problem that is likely to occur.
- the winding coefficient representing the utilization rate of the magnetic flux by the permanent magnet is as large as 0.945, so it is more efficient than the 10-pole 12-slot or 14-pole 12-slot motor. Torque can be generated. It is also excellent in terms of cogging torque and torque pulsation.
- the 8-pole 9-slot or 10-pole 9-slot permanent magnet brushless motor has excellent performance such as torque density, cogging torque, torque pulsation, etc., but motor vibration is likely to occur. Applications to the machine were limited. According to the present invention, there is an effect that motor vibration, which is a drawback of a permanent magnet type brushless motor having 8 poles and 9 slots to 10 poles and 9 slots, can be improved and a more electrically high performance motor can be provided.
- the present invention has 14 poles, 15 slots, or more as a motor that generates electromagnetic excitation force in the first space, while being electrically higher in performance than 8-pole, 9-slot to 10-pole, 9-slot brushless motors.
- the winding coefficient representing the utilization rate of the magnetic flux by the permanent magnet is 0.951, which is superior to the above-described 8-pole 9-slot to 10-pole 9-slot brushless motor.
- the present invention can be applied to a 14-pole 15-slot or 16-pole 15-slot brushless motor, and the same effect as above can be expected.
- the structure for reducing electromagnetic excitation force according to the present invention can be applied to concentrated winding and permanent magnet type brushless motors by combinations of the number of poles and the number of slots other than those described above.
- the present invention may be applied to an 8-pole 12-slot motor in which the vibration of the motor is less likely to occur because the spatial order of the electromagnetic excitation force is relatively large as 4.
- this motor a combination of two poles and three slots, which has been widely used in the past, is repeated four times.
- the winding coefficient representing the utilization rate of magnetic flux by permanent magnets is inferior to 0.866, the motor that can suppress the vibration of the motor is extremely small by forming the electromagnetic excitation force reducing structure of the present invention at the tip of the teeth. There is an effect that can be done.
- This EPS device is called a column assist type because it includes a motor 1000 for generating assist torque in the vicinity of the steering column.
- This type of EPS device includes a steering wheel ST, a torque sensor TS that detects the rotational driving force of the steering wheel ST, an ECU that controls the assist torque based on the output of the torque sensor TS, and an ECU that controls the assist torque. Based on this signal, the motor 1000 that outputs the assist torque, the in-vehicle battery BA that serves as an energy supply source for the ECU and the motor 1000, and the rotational driving force of the motor 1000 are decelerated by gears and the desired torque is output.
- Gear mechanism GE Gear mechanism GE, pinion gear PN for transmitting torque generated by gear mechanism GE, one or more rods RO for connecting pinion gear PN and gear mechanism GE, and one or more joints JT, rack gear RCG that changes the rotational driving force generated in pinion gear PN into a vertical force, rack case RC that covers the rack gear, and rack case 1st dust boot DB1 and 2nd dust boot DB2 provided to prevent dust from entering inside, 1st tire WH1 and 2nd tire WH2 that are actually steered, and generated on the rack shaft
- the first tie rod TR1 for transmitting the horizontal force to the first tire WH1 and the second tie rod TR2 for transmitting the horizontal force generated on the rack time axis to the second tire WH2 are also provided. ing.
- the operation of the column assist type EPS device will be described.
- the rotational driving force is detected by the torque sensor TS.
- the ECU Based on the detection signal of the torque sensor TS, the ECU calculates an energization pattern for generating a desired assist torque and issues a command to the motor 1000.
- the motor 1000 is energized based on an ECU command to generate assist torque.
- the speed is reduced by the gear mechanism GE connected to the motor 1000, and the rotational driving force is transmitted to the pinion gear PN through the rod RO and the joint JT.
- the pinion gear PN meshes with the rack gear RCG, whereby the rotational driving force of the pinion gear PN is converted into a thrust perpendicular to the traveling direction of the vehicle.
- the horizontal thrust generated in this way steers the tires WH1 and WH2 via the tie rods TR1 and TR2.
- a pinion assist type EPS device having a motor 1000 for generating assist torque near the pinion gear PN, and a motor 1000 for generating assist torque for the rack gear RCG are provided.
- rack assist type EPS devices There are rack assist type EPS devices.
- the vibration energy of the motor propagates into the vehicle interior via mechanical parts such as the gear mechanism GE, rod RO, and pinion gear PN, and as sound waves from the panel and inner wall near the driver's seat. Released. The driver feels this as noise (so-called zipper sound or fastener sound).
- This noise generation mechanism is common to column assist type EPS devices in which the motor is arranged in the passenger compartment, and pinion assist type and rack assist type EPS devices in which the motor is arranged in the engine room. Therefore, according to the EPS device equipped with the permanent magnet type brushless motor according to the present invention, there is an effect that it is possible to provide an EPS device capable of improving the assist performance when operating the steering wheel and reducing the noise in the passenger compartment.
- the effects described above can be exhibited even when the motor of the present invention is applied to another automobile auxiliary system (for example, an electric brake system).
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Abstract
本発明の目的は、低コギングトルクおよび低トルク脈動と,弱め界磁域を含む広い範囲の回転数領域におけるモータの低振動,低騒音を同時に実現することである。集中巻固定子(200)と表面永久磁石式回転子(500)を備えるブラシレスモータ(1000)において,ティース(204)の回転子側先端中央部に磁気的な空孔領域(205)と,ティース(204)の回転子側先端ツバ部に隣り合うティース間の磁気抵抗を増大する構造(207、209)をモータ軸方向に延在して形成することにより解決できる。
Description
本発明は,永久磁石式ブラシレスモータに関する。
電動化による油圧の代替や,ハイブリッド自動車,電気自動車の市場拡大の流れを受けて,電動パワーステアリング(以下,EPS)装置の装着率が急速に増大している。
EPS装置では,電気モータがステアリングホイール操作をアシストすることから,運転者はステアリングホイールを介して,モータのトルク脈動を手に感じることになる。このため,EPS用モータでは,コギングトルクをモータによるアシストトルクの1/1000程度に,トルク脈動をアシストトルクの1%程度に小さくする必要がある。さらに,近年,アイドリングストップ機能搭載車の普及を背景に,エンジンの静音化が進展している。この結果,車室内騒音の低減の観点から,EPS装置などの電装品に対して低振動,低騒音が強く求められている。
車室内の振動,騒音に繋がるモータ起因の加振源としては,モータによるトルクの変動成分(コギングトルクやトルク脈動)と,モータの固定子と回転子の間に発生する電磁加振力がある。前者は,モータの出力軸を介して,後者によるモータの振動エネルギーは,EPS装置の機械部品などを介して,車室内へ伝搬する。これらが放射音として車室内で放射され,騒音になる。EPS装置以外の電装品に関しても同様のメカニズムで車室内の騒音が発生する。
コギングトルクやトルク脈動を低減する技術として,例えば特開昭62-11048(以下,特許文献1)や特開2009-171790(以下,特許文献2)に記載のように,モータの極数とスロット数の比を10:12もしくは14:12となるようにし,スロット開口幅や磁石形状をある閾値に収める方法が知られている。また,特開2011-67090(以下,特許文献3)に記載のように,ティース先端に溝を設ける構造を形成することにより,コギングトルクを低減する方法も知られている。また,電磁加振力によるモータの振動を抑制する技術として,WO08/102439(以下,特許文献4)に記載のように,回転子コアにスリットを設ける方法などが知られている。
上記の従来技術を適用したEPS装置用の永久磁石式集中巻ブラシレスモータの問題点を説明し,本発明が解決しようとする課題について述べる。
先ず,モータトルクの変動成分(コギングトルクやトルク脈動)を低減するには,特許文献1および特許文献2に記載のように,極数とスロット数を適切に選択し,モータの磁気回路を最適設計することで,コギングトルクやトルク脈動を極めて小さいレベルにまで押さえ込むことが可能である。一例として,上記モータのスロット数が12の場合を考えると,3相交流モータとして成立可能な極数は8,10,14,16のいずれかに限られる。これらの極数の内で,10極ないし14極の場合が,永久磁石による磁束の利用率を表す巻線係数が0.933と他の極数と比較して大きく,モータの高トルク密度化に好適である。また,この場合の極数とスロット数の最小公倍数が60ないし84と比較的大きいことから,コギングトルクやトルク脈動を小さく抑えられることが知られている。したがって,モータのスロット数が12の場合には,高トルク密度化とトルク変動成分の低減の観点から,10極12スロットないし14極12スロットの集中巻ブラシレスモータが望ましい。
しかし,10極12スロットないし14極12スロットモータの欠点として,モータの振動が比較的大きくなりやすい点がある。以下,この理由を簡単に説明する。
モータ振動の主な原因は,固定子と回転子の間に作用する径方向の電磁加振力である。この電磁加振力は,固定子と回転子間のエアギャップに沿って周方向に分布を持ち,時間的に変化する。こうした加振源を分析する手法として,エアギャップ中の電磁加振力を空間的,時間的に変化する波として捉え,これを空間(周方向座標)と時間に関する高調波の重ね合わせ,即ち,二重フーリエ級数で展開して表わすことが有効である。このような手法で分析した高調波の中で,低次の空間次数を持つ電磁加振力の高調波がモータ振動に繋がりやすいことが知られている。これは,電磁加振力の空間的な次数が小さいほど,見かけ上のモータの剛性が低下し,この結果,電磁加振力によるモータの変形量が大きくなることに起因している。
詳しい説明を省略するが,集中巻によるブラシレスモータでは,上記電磁加振力に含まれる空間高調波の最低次の次数は,極数とスロット数の差の絶対値に一致することが知られている。10極12スロットないし14極12スロットモータの場合,空間高調波の最低次数は2である(モータの軸方向断面において固定子を楕円形に変形)。これに対して,巻線係数が劣る上述の8極12スロットないし16極12スロットモータの場合,空間高調波の最低次数は4である(モータの軸方向断面において固定子を四角形に変形)。この結果,10極12スロットないし14極12スロットモータでは,空間高調波の最低次数が2と小さいことから,モータの振動が比較的大きくなりやすい問題を持っている。
一方,EPS装置では,低速から高速までの広い範囲の,ステアリングホイールの転舵速度において,良好なアイシス性能を発揮すると同時に車室内の静粛性が求められる。ステアリングホイールを低速で転舵する場合には,インバータからのモータへの供給電圧に余裕があることから,q軸電流だけを通電して必要なアシストトルクを得ることができる。これに対して,ステアリングホイールを高速に転舵する場合には,低電圧電源であるバッテリーからの入力パワーを可能な限りモータ出力に変換する必要があることから,モータを弱め界磁して運転することになる。例えば,ステアリングホイールを毎秒2回転程度の高速で転舵する場合においては,モータ電流が60~70A程度,q軸から測った通電電流の位相角βが70度程度の条件で,モータを弱め界磁して運転する。
多くの場合,モータの振動加速度は,概ね,モータの回転数の二乗に比例して増加することが知られている。このことから,モータの振動が比較的大きくなりやすい10極12スロットないし14極12スロットモータをEPS装置に適用した場合,広い範囲のステアリングホイールの転舵速度(電流位相角βが0度から70度程度の範囲)において,モータの低振動を実現することは難しいと言える。また,高速転舵時においては,弱め界磁制御が必須であり,このために,機内の磁束密度の増大による非線形性が原因で電磁加振力がさらに大きくなることがある。
以上で説明したように,10極12スロットないし14極12スロットモータでは,高トルク密度,低コギングトルクおよび低トルク脈動,弱め界磁域を含む広い範囲の回転数領域(電流位相角βが0度から70度程度の範囲)における低振動を同時に実現することが困難である課題がある。EPS装置以外の自動車補機用モータ,例えば,電動ブレーキ用モータ,さらには,低振動が要求される一般産業向けの永久磁石式ブラシレスモータにおいても同様の課題がある。
上記の課題は,集中巻固定子と表面永久磁石式回転子を備えるブラシレスモータにおいて,ティースの回転子側先端中央部において少なくとも一つの磁気的な空孔領域と,ティースの回転子側先端ツバ部において隣り合うティース間の磁気抵抗を増大する構造をモータ軸方向に延在して形成することにより解決できる。実用上有効なティース先端ツバ部の構造としては,ティースの先端ツバ部のスロット側側面に形成した切り欠き構造ないしティースの先端ツバ部の回転子側内周面に形成したベベリング構造が適切である。
本発明によれば,高アシストトルク,低コギングトルクおよび低トルク脈動,弱め界磁域を含む広い範囲の回転数領域におけるモータの低振動化を同時に達成することができるので,滑らかなステアリングホイールの操舵感と,車室内の静粛性を同時に実現したEPS装置を提供できる効果がある。
以下,図面を用いて本発明によるEPS装置向け永久磁石式ブラシレスモータを説明する。なお,本実施例のブラシレスモータは,その他の自動車用電動補機装置へも適用可能である。さらには,低振動化が好ましい産業用のブラシレスモータ全般にも適用可能である。
〔第1の実施形態〕
〔第1の実施形態〕
図1から図10を用いて,本発明の第1の実施形態によるEPS装置向け永久磁石式10極12スロットブラシレスモータの構成を説明する。
本実施例の固定子コアは,図1に示すT字型形状の複数のコア片201から構成される。コア片201は,コアバック部203とティース部204からなり,順送金型プレスを用いて,電磁鋼板を打ち抜いて作成したものである。ティース204の内周側先端部には,空孔205が形成してあり,ブリッジ部206によってモータのエアギャップと隔てられている。空孔205は,ティース204の径方向中心軸に関して対称に形成してある。また,ティース204の内周側先端ツバ部には切り欠き207を形成してある。切り欠き207の底部にRを付けることで,先端ツバ部に作用する径方向電磁吸引力による繰り返し疲労を防ぐことができる。ティース204にはカシメ208を2か所形成してあり,これらのカシメ208を結んだ線分は,ティース204の半径方向の中心線と一致している。
以上で述べたコア片201を電磁鋼板の厚さ方向に所定の枚数だけ積層して,図2に示すセグメント固定子コア202を作成する。セグメント固定子コア202では,空孔205および切り欠き207は,モータの軸方向に延在して形成されている。
コア片201を積層する際,カシメ208を用いて,積層方向に隣り合うコア片201を締結する。この結果,セグメント固定子コア202全体が,機械的に一体に保持できる。また,コア片201に2か所のカシメ208を設けていることから,セグメント固定子コア202の積層方向の軸ズレや,ティース204の回転子側内周面の真円度の悪化を防止することができる。セグメント固定子コア202の寸法精度を確保するためには,カシメ208を2か所以上設けることが望ましい。こうした配慮は,コギングトルクに関する要求性能が厳しいEPS用モータにおいて重要である。固定子コアの寸法精度が良好でない場合には,1回転当たり極数に一致する次数ないしこれの高次成分に相当するコギングトルクが発生し,EPS用モータとしての要求性能を満足しないことがある。
積層が完了したセグメント固定子コア202の軸方向の両側から,絶縁樹脂をモールドして作成した上部ボビン301と下部ボビン302を挿入して,セグメント固定子コア202にボビン300を装着する。これにより,セグメント固定子コア202と集中巻コイル400間の短絡を防止し,巻線作業の効率を向上することができる。
一方,絶縁樹脂製のボビン300の肉厚は0.3mm程度であり,機械強度が十分とは言えない。このため,製造工程においてボビン300が割れないように注意する必要がある。ボビン300の強度を向上するためには,図3に示すように,ボビン300の内周側に突出部303を形成してもよい。ボビン300の突出部303と,セグメント固定子コア202の切り欠き207はオスとメスの関係になっており,ボビン300をセグメント固定子コア202に挿入する際の位置決めのガイドとしても利用することができる。
ボビン300を装着したセグメント固定子コア202には,集中巻コイル400が巻回される。図4は,巻線を施したセグメント固定子コア202をモータの回転方向に12個連結して,12スロットの集中巻固定子200を形成したものである。後述するように,2つのコイルを連続巻することから,コイル端部401の数は全部で12である。コイル端部401を設けた側がモータの反出力側である。
図5に示す集中巻固定子200の断面図を用いて,集中巻コイル400の巻線構成を説明する。本図では集中巻コイル400を省略している。各ティース204に巻回する集中巻コイル400の名称を記載してある。例えば,U相コイルの場合には,U1+とU1-と記載した隣り合う2箇所のティース204には,第1のU相コイルが連続して巻回される。コイル名称の後に付けた+と-の記号は,集中巻コイルに流れる電流の向きを表している。したがって,U1+とU1-集中巻コイルの巻方向は互いに逆向きになっている。同様に,U2+とU2-と記載した2箇所のティース204には,第1のU相コイルと同様に,第2のU相コイルが連続して巻回される。第1のU相コイルと第2のU相コイルは,モータ中心軸に関して点対称の位置に配置されるが,電流の方向は互いに逆向きである。V相コイル,W相コイルについても,同様の構成になっている。以上で説明したU相,V相,W相コイルは,図5に示す断面において電気的に120度の位相差で配置されている。
図6は,上で述べたU相,V相,W相コイルの結線図である。10極12スロットの集中巻モータでは,図5に示すように,コイル配置は,幾何学的に180度の反回転対称性(幾何学的なコイル配置は対称であるが,電流の向きは逆向き)を持っている。さらに,回転子の極対数が5と奇数であることから,回転子における永久磁石配置も180度の反回転対称性を有している。したがって,図6に示すように,モータ全体において2直2並列のY結線が可能である。2直2並列のY結線を採用することにより,4直のY結線と比較して,線径が比較的小さいエナメル線を使用することができる。この結果,巻線作業が容易になる。エナメル線の線径をさらに細くする必要がある場合には,2直2並列のΔ結線を採用してもよい。以上で説明した12個の集中巻コイルの構成および結線方法は,本実施例の10極12スロットモータと電気的に双子の関係にある14極12スロットモータにおいても同様である。
図7に10極12スロットモータの回転子500の構造を示す。本図では回転子シャフト504と永久磁石の飛散防止カバー503を省略している。回転子コア502は,セグメント固定子コア202と同様に,順送金型プレスを用いて打ち抜いた電磁鋼板を軸方向に積層して形成したものである。回転子コア502には,回転子の慣性モーメントを低減するために,空孔503が規則的に多数設けてある。回転子コア502の外周側には10箇所の平面が形成してあり,10個のセグメント状永久磁石501が貼り付けてある。
図8は,各セグメント状永久磁石501における着磁方向(極性)を矢印で示したものである。10個のセグメント状永久磁石501の極性は,回転方向に沿ってN極,S極,N極,S極,・・・と交互に反転している。
図9を用いて,EPS用モータ1000の全体構造を説明する。図4で述べた固定子200は,鉄製またはアルミ製のハウジングケース100に圧入して固定される。回転子500にはシャフト504が圧入され,シャフト504の両端に出力側ベアリング505と反出力側ベアリング506が取り付けられる。これらのベアリング505,506は,それぞれ,ハウジングケース100とブラケット700に圧入され,回転子500全体が回転自在に保持される。回転子500には非磁性材からなる永久磁石501の飛散防止カバー503が装着されている。集中巻コイル400からは12本のコイル端部401が反出力側に突出している。コイル端部401はバスバー600に接続され,図6で述べた2直2並列のY結線を実現している。バスバー600は基盤800に取り付けられ,接続端子802を介してECUから電力が供給される。図10に示すように,モータ1000とECUは一体構造になっており,モータ1000とECU間の動力線(ワイヤーハーネス)を設ける必要がないことから,動力線における損失がなくなるので,トルクの増大や高速回転時における出力アップを期待することができる。
次に,図11から図16を用いて,第1の実施形態による10極12スロットのEPS用モータにおいて,固定子の内周面に作用する空間2次(固定子断面においてモータを楕円形に変形するモード)の径方向電磁加振力を大幅に低減でき,しかも従来のモータと比較して,ほぼ同等のトルクを発生できることを説明する。
図11にモータへの通電電流が最大電流の60%の場合における,空間2次の径方向電磁力と電流位相の関係を示す。この結果は,磁界解析によるシミュレーションを用いて計算したものである。本図において,縦軸は空間2次の電磁加振力(固定子の内周面に作用する磁気的な吸引力)の振幅,横軸はq軸から測った電流位相角βである。本図には,本発明の効果を説明するために,太実線,細実線,太破線,細破線で示した4ケースのセグメント固定子コア202の形状に対して,空間2次電磁加振力を計算した結果をプロットしてある。太実線は図1で述べた本発明によるモータ1000の解析結果,細実線は従来のモータに関する解析結果(図1で述べた本発明によるモータにおいて,空孔205および切り欠き207を設けていないモータ),細破線は図12に示す空孔205のみを設けたモータの解析結果(本発明によるモータにおいて切り欠き207を設けていないモータ),太破線は図13に示す切り欠き207のみを設けたモータの解析結果(本発明によるモータにおいて空孔205を設けていないモータ)を示している。なお,図11の縦軸は,細実線で示した従来モータにおいて電流位相角βが0度の場合に発生する電磁加振力で規格化したものである。
先ず,本発明の第1の実施形態によるEPS用モータ(太実線)と,切り欠き207および空孔205が形成されていない従来のモータ(細実線)を比較する。通常のEPS用モータでは,電流位相角βが0度から70度程度の範囲で運転される。電流位相角βが0度から大きくなるに従って,弱め界磁が強くなる。この運転範囲において,両者のモータにおける径方向の電磁加振力を比較すると,本発明によるモータの空間2次の電磁加振力が大幅に低減されていることがわかる。
次に,空孔205および切り欠き207,それぞれによる空間2次の電磁加振力の低減効果を把握するために,従来のモータ(細実線)と,空孔205および切り欠き207をそれぞれ単独に設けたモータ(細破線と太破線)を比較する。従来モータに空孔205を設けること(細破線)により,電流位相角βが0度付近を中心に,その前後において,空間2次の電磁加振力を大幅に低減できることがわかる。しかし,この場合には,電流位相角βの増加とともに,換言すると,弱め界磁の度合いが大きくなるにつれて,電磁加振力の低減効果が減少する。このことから,空孔205単独では,電流位相角βが0度から70度程度の広い運転範囲に対して空間2次の電磁加振力を十分に低減することはできない。一方,従来モータに切り欠き207を設けたモータ(太破線)については,上で述べた細破線のケースとは対照的に,電流位相角βが大きな領域において,電磁加振力を大幅に低減可能であることがわかる。以上より,空孔205および切り欠き207は,概ね,電流位相角βの異なる領域に対して電磁加振力の低減効果を発揮するものである。電流位相角βが0度から70度程度の広い範囲において,モータの低振動が要求されるEPS用モータにおいては,空孔205および切り欠き207を組み合わせることが有効であると言える。
図14は,図11の太実線で示した本発明による10極12スロットのEPS用モータにおける磁束分布の解析結果である。上で述べた空間2次の電磁加振力は,回転子500に装着した永久磁石501による10極の回転磁界と,12スロットの集中巻固定子が作る高調波回転磁界の相互作用により発生する。図14に示すように,空孔205および切り欠き207を設けることにより,ギャップ付近の磁束の流れを調節し,上記の高調波回転磁界の含有率を適正化することで,電流位相角βが0度から70度程度の範囲において空間2次の電磁加振力を低減するものである。空孔205の作用としては,ティース204の先端中央付近の磁気抵抗が増加することから,ティース204の数が等価的に倍増して,上記高調波回転磁界の含有率を変化させることができる。また,切り欠き207は,隣り合うティース204間の磁気抵抗を増大させる役割を担っている。この結果,ティース204の先端ツバ部付近のエアギャップにおける磁束密度の急峻な変化を緩和することで,上記高調波回転磁界の含有率を変化させている。
図15は,モータへの通電電流が最大電流の30%の場合における磁界解析によるシミュレーション結果(図11と同様に,太実線,細実線,太破線,細破線で示した4ケースのセグメント固定子コア202の形状を想定)をプロットしたものである。通電電流は,図11における電流の半分である。縦軸の空間2次の電磁加振力は,図11と同じ値で規格化してある。空間2次の電磁加振力と電流位相角βの関係は,図11の場合と同様であり,太実線で示した本発明のモータによれば,低電流,即ち,図11の場合と比較して低トルクの領域においても,同様の空間2次の電磁加振力の低減効果が得られることがわかる。
次に,空孔205および切り欠き207を設けたことによるトルクへの影響について説明する。図16は,図11で述べた4種類のセグメント固定子コア202の形状に対して,モータ電流が最大値(100%)の場合のトルクの計算結果である。空孔205および切り欠き207を設けない従来モータにおけるトルクに対して,本発明によるモータのトルクの減少率は約4%と小さいことがわかる。図11および図15に示した空間2次の電磁加振力の低減率と比較すると,トルクの減少率は一桁程度小さいことがわかる。以上より,本発明によれは,ほぼ同等のトルクを発生することができ,かつ,空間2次の電磁加振力を大幅に低減できると言える。
EPS装置では,モータは正逆両方向に回転してアシスト力を発生する。したがって,両方向の回転に関して同一のモータ特性と電磁加振力の低減効果を発揮する必要がある。換言すると,図14で述べた空孔205および切り欠き207の作用が,両回転方向で同じでなければならない。このためには,ティース204の径方向の中心軸に関して,空孔205および切り欠き207を対称に成形することが望ましい。
本発明の第1の実施形態によるEPS用モータは,10極12スロットによる永久磁石式集中巻ブラシレスモータに関する。これと電気的に双子の関係にある14極12スロットモータに本発明を適用した場合の効果を説明する。
図17は,第一の実施例による固定子200と,14極の回転子500を組み合わせた14極12スロットによるEPS用モータにおける空間2次の電磁加振力と電流位相角βの関係を,磁界解析を用いて計算した結果である。モータへの通電電流は,図11と同様に最大電流の60%である。縦軸の電磁加振力は,図11と同様の方法で規格化したものである。図11および図15で述べた10極12スロットモータと比較して,電磁加振力の低減率は小さいが,空孔205と切り欠き207を設けることにより,空間2次の電磁加振力が低減できることがわかる。空孔205および切り欠き207,それぞれによる空間2次の電磁加振力の低減効果に関しても,上述の10極12スロットモータとほぼ同様のことが言える。即ち,14極12スロットモータにおいても,空孔205により,電流位相角βが0度付近において電磁加振力が低減し,切り欠き207により,電流位相角βが大きな運転領域において電磁加振力を低減する効果がある。トルクの低減率に関しても,図16で説明した10極12スロットモータの低減率とほぼ同等である。図18は,図17の太実線で示した本発明による固定子200と14極の回転子500を組み合わせた14極12スロットモータにおける磁束分布の解析結果である。
以上で説明したように,ティース204の先端部に空孔205および切り欠き207を設けた,本発明の第1の実施形態によるEPS用モータによれば,10極12スロットないし14極12スロットモータが本来具備している高トルク密度,低コギングトルク,低トルク脈動の特長を活かしながら,電流位相角βが0度から70度程度の,弱め界磁を含む広い範囲の運転状態において,モータ振動の原因となる空間2次の径方向電磁加振力を低減することができる。しかも,モータが発生するトルクは,従来のモータと比較してほぼ同等である。
本発明による空間2次の電磁加振力の低減構造は,上述の実施例に限るものではない。要は,ティース204の先端中央付近の磁気抵抗と,隣り合うティース204間の磁気抵抗を増大すればよい。これらにより,上述の空間2次の電磁加振力の低減効果を最大限に発揮することができる。上の実施例では,ティース204の先端中央付近の磁気抵抗を増大する構造として,単一の空孔205を設けたが,複数の空孔205から構成してもよい。また,製作上の都合によっては,ブリッジ部206を省略し,空孔205とエアギャップが繋がった構成としてもよい。ブリッジ部206を設けることで,コギングトルクの低減の観点で有利となるが,電磁鋼板の厚さ程度の幅のブリッジ部206を形成するためには,高度な電磁鋼板の打ち抜き技術を必要することから,コスト増の要因になる。ブリッジ部206を省略した構造においても,上記の空間2次の電磁加振力を低減することができる。また,隣り合うティース204間の磁気抵抗を増大させる手段としては,切り欠き207の代わりに,図19に示すように,ティース204の先端ツバ部の回転子側内周面にベベリング構造209を設けても同様の効果を得ることができる。
以上で説明した集中巻固定子200は,分割固定子コア工法によるものである。この工法では,ティース204毎に独立して巻線を施すことから,導体を密に整列して高占積率で巻回することが可能になる。EPS装置向けなどの自動車補機用モータでは,モータへの供給電圧が12Vと比較的低いこと,モータの駆動電流が60Aから100A程度と比較的大きいことから,モータ性能を最大限に発揮するためには,線径がφ1.5からφ2.0程度の太エナメル線を高占積率,かつ,少数のターンでティース204に巻回する必要がある。以上の理由から,自動車補機用モータでは,分割固定子コア工法が最も好適であると言える。しかし,この工法によるモータでは,電磁鋼板を一体で打ち抜いて製作した非分割型の固定子コアを適用したモータと比較して,モータの剛性が小さくなり,モータ振動の振幅が大きくなる欠点がある。この理由は,前者のモータではハウジングケース100が主に剛性を担うのに対して,後者のモータでは,一体固定子コアが剛性アップに寄与するからである。したがって,本発明による電磁加振力の低減構造は,分割固定子コア工法の長所を活かしつつ,その欠点である剛性不足を加振力の低減で対処するものであり,EPS装置向けなどの低振動が要求される自動車補機用モータに最適な技術と言える。
10極12スロットないし14極12スロットのブラシレスモータ以外にも,極数が14~16以下のモータとして,高トルク密度,低コギングトルク,低トルク脈動の特長を持つ半面,径方向の電磁加振力の空間次数が2以下と比較的低次であることから,モータの振動が発生しやすいブラシレスモータ(極数とスロット数の組合せ)がいくつか存在する。
先ず,8極9スロットモータと,これと電気的に双子の関係にある10極9スロットモータを挙げることができる。これらのモータにおいて,固定子に作用する径方向の電磁加振力の空間次数は1(固定子断面においてモータ全体を一方向に変位させるモード)である。加振力の空間次数が1の場合には,固定子と回転子が一方向に引き合う加振力が発生するので,10極12スロットないし14極12スロットモータと比較して,さらにモータの振動が発生しやすい問題がある。一方,8極9スロットないし10極9スロットモータでは,永久磁石による磁束の利用率を表す巻線係数が0.945と大きいことから,10極12スロットないし14極12スロットモータと比較して,さらに効率的にトルクを発生することが可能である。また,コギングトルク,トルク脈動の観点からも優れている。このように,8極9スロットないし10極9スロットの永久磁石式ブラシレスモータは,トルク密度,コギングトルク,トルク脈動などの性能が優れているが,モータの振動が発生しやすいことから,自動車補機への用途は限られていた。本発明によれば,8極9スロットないし10極9スロットの永久磁石式ブラシレスモータの欠点であるモータの振動を改善し,より電気的に高性能なモータを提供できる効果がある。
8極9スロットないし10極9スロットブラシレスモータと比較して,電気的にさらに高性能でありながら,上と同様に,空間1次の電磁加振力が発生するモータとして,14極15スロットないし16極15スロットブラシレスモータがある。永久磁石による磁束の利用率を表す巻線係数は0.951と,上述の8極9スロットないし10極9スロットブラシレスモータより優れている。14極15スロットないし16極15スロットブラシレスモータに対しても本発明を適用することができ,上と同様の効果を期待することができる。
さらには,本発明による電磁加振力の低減構造は,上記以外の極数とスロット数の組み合わせによる集中巻,永久磁石式ブラシレスモータにも適用可能である。例えば,電磁加振力の空間次数が4と比較的大きいことから,モータの振動が発生しにくい,8極12スロットモータに適用してもよい。このモータは,従来から広く用いられてきた2極3スロットの組み合わせを4回繰り返したものである。永久磁石による磁束の利用率を表す巻線係数は0.866と劣っているが,本発明の電磁加振力低減構造をティース先端に形成することで,モータの振動を極めて小さく抑制可能なモータを提供できる効果がある。
図20を用いて,本発明のEPS用モータ1000を適用したEPS装置の構成を説明する。このEPS装置は,ステアリングコラム付近にアシストトルクを発生させるためのモータ1000を備えていることから,コラムアシスト式と呼ばれる。本方式のEPS装置は,ステアリングホイールSTと,ステアリングホイールSTの回転駆動力を検出するトルクセンサTSと,トルクセンサTSの出力に基づいて,アシストトルクを制御するECUと,アシストルクを制御するECUの信号に基づいて,アシストルクを出力するモータ1000と,前記ECUおよびモータ1000のエネルギー供給源となる車載用バッテリーBAと,モータ1000の回転駆動力を歯車によって減速し,所望のトルクを出力するためのギア機構GEと,ギア機構GEで発生したトルクを伝達するためのピニオンギアPNと,ピニオンギアPNとギア機構GEをつなぐための一つまたは複数のロッドROと,一つまたは複数のジョイントJTと,ピニオンギアPNに発生する回転駆動力を垂平方向の力に変化するラックギアRCGと,ラックギアを覆うラックケースRCと,ラックケース内に塵などが入らないために設けられる第1のダストブーツDB1と第2のダストブーツDB2と,実際に舵取りが行われる第1のタイヤWH1と,第2のタイヤWH2と,ラック軸に発生する水平方向の力を第1のタイヤWH1に伝えるための第1のタイロッドTR1と,同じくラック時軸に発生する水平方向の力を第2のタイヤWH2に伝えるための第2のタイロッドTR2を備えている。
次に,コラムアシスト式EPS装置の動作を説明する。ステアリングホイールSTを回転させると,その回転駆動力をトルクセンサTSが検出する。前記トルクセンサTSの検出信号に基づいて,ECUが所望のアシストトルクを発生させるための通電パターンを演算して,モータ1000に指令を出す。モータ1000はECUの指令に基づいて通電を行い,アシストトルクを発生させる。モータ1000に接続されたギア機構GEにより減速され,ロッドROとジョイントJTを介して,ピニオンギアPNに回転駆動力が伝達される。ピニオンギアPNはラックギアRCGと噛合っており,それによって,ピニオンギアPNの回転駆動力は車の進行方向に対して直角方向の推力に変換される。こうして発生した水平方向の推力は,タイロッドTR1およびTR2を介して,タイヤWH1およびWH2の舵取りを行う。
コラムアシスト式EPS装置の他に,ピニオンギアPN付近にアシストトルクを発生させるためのモータ1000を備えているピニオンアシスト式EPS装置,ラックギアRCGに対してアシストトルクを発生させるためのモータ1000が備えられているラックアシスト式EPS装置などがある。
以上で説明した様々なEPS装置では,モータの振動エネルギーが,ギア機構GE,ロッドRO,ピニオンギアPNなどの機械部品を介して,車室内に伝播し,運転席付近のパネルや内壁から音波として放出される。これを運転者が騒音(所謂,ジッパー音やファスナー音)として感じることになる。この騒音発生メカニズムは,モータを車室内に配置したコラムアシスト式EPS装置,モータをエンジンルーム内に配置するピニオンアシスト式,ラックアシスト式などのEPS装置に共通である。したがって,本発明による永久磁石式ブラシレスモータを装着したEPS装置によれば,ステアリングホイール操作時のアシスト性能向上と,車室内の静音化を両立可能なEPS装置を提供できる効果がある。上で述べた効果は,本発明のモータを他の自動車補機システム(例えば,電動ブレーキシステム)に適用した場合においても発揮することができる。
ST …ステアリングホイール
TS …トルクセンサ
GE …ギア機構
ECU …制御装置
BA …バッテリー
JT …ジョイント
RO …ロッド
RCG …ラックギア
RC …ラックギアケース
PN …ピニオンギア
DB …ダストブーツ
TR …タイロッド
WH …タイヤ
BS …ボールスクリュー
BT …ベルト
1000 …EPS用モータ
100 …ハウジングケース
600 …バスバー
700 …ブラケット
800 …基盤
200 …固定子
201 …コア片
202 …セグメント固定子コア
203 …コアバック
204 …ティース
205 …ティース先端部の空孔
206 …ティース先端部のブリッジ部
207 …ティース先端ツバ部の切り欠き
208 …カシメ
300 …ボビン
301 …ボビン上部
302 …ボビン下部
400 …集中巻コイル
U1+,U1- …第1のU相コイルが巻回されるティース(±は電流の方向)
V1+,V1- …第1のV相コイルが巻回されるティース(同上)
W1+,W1- …第1のW相コイルが巻回されるティース(同上)
U2+,U2- …第2のU相コイルが巻回されるティース(±は電流の方向)
V2+,V2- …第2のV相コイルが巻回されるティース(同上)
W2+,W2- …第2のW相コイルが巻回されるティース(同上)
401 …集中巻コイル端部
500 …回転子
501 …セグメント状永久磁石
502 …回転子コア
503 …磁石カバー
504 …シャフト
505 …出力側ベアリングベアリング
506 …反出力側ベアリングベアリング
TS …トルクセンサ
GE …ギア機構
ECU …制御装置
BA …バッテリー
JT …ジョイント
RO …ロッド
RCG …ラックギア
RC …ラックギアケース
PN …ピニオンギア
DB …ダストブーツ
TR …タイロッド
WH …タイヤ
BS …ボールスクリュー
BT …ベルト
1000 …EPS用モータ
100 …ハウジングケース
600 …バスバー
700 …ブラケット
800 …基盤
200 …固定子
201 …コア片
202 …セグメント固定子コア
203 …コアバック
204 …ティース
205 …ティース先端部の空孔
206 …ティース先端部のブリッジ部
207 …ティース先端ツバ部の切り欠き
208 …カシメ
300 …ボビン
301 …ボビン上部
302 …ボビン下部
400 …集中巻コイル
U1+,U1- …第1のU相コイルが巻回されるティース(±は電流の方向)
V1+,V1- …第1のV相コイルが巻回されるティース(同上)
W1+,W1- …第1のW相コイルが巻回されるティース(同上)
U2+,U2- …第2のU相コイルが巻回されるティース(±は電流の方向)
V2+,V2- …第2のV相コイルが巻回されるティース(同上)
W2+,W2- …第2のW相コイルが巻回されるティース(同上)
401 …集中巻コイル端部
500 …回転子
501 …セグメント状永久磁石
502 …回転子コア
503 …磁石カバー
504 …シャフト
505 …出力側ベアリングベアリング
506 …反出力側ベアリングベアリング
Claims (11)
- 多相交流電力により駆動される回転電機であって,フレームと,前記フレームに固定された固定子と,前記固定子にエアギャップを介して回転自在に配置された回転子を有し,前記固定子は,前記回転子に対向して複数のティースが突設され,隣り合うティース間に巻線用のスロットが形成された固定子コアと,前記ティースに巻き回された多相集中巻固定子コイルを備えており,前記回転子は,回転子コアと,前記回転子コアの外周表面に固定された複数の永久磁石を備える永久磁石式ブラシレスモータにおいて,前記ティースの回転子側先端中央部において少なくとも一つの磁気的な空孔領域と,前記ティースの回転子側先端ツバ部において隣り合うティース間の磁気抵抗を増大する構造をモータ軸方向に延在して形成することを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記磁気抵抗を増大する構造が,前記ティースの先端ツバ部のスロット側側面に形成した切り欠き構造であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記磁気抵抗を増大する構造が,前記ティースの先端ツバ部の回転子側内周面に形成したベベリング構造であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記磁気抵抗を増大する構造が,前記ティースの先端ツバ部のスロット側側面に形成した切り欠き構造と,前記ティースの先端ツバ部の回転子側内周面に形成したベベリング構造を併設することを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記磁気的な空孔領域と,前記ティースの回転子側先端ツバ部に形成した磁気抵抗を増大する構造の両者を,ティースの径方向中心軸に関して対称に形成することを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記磁気的な空孔領域は,前記固定子と前記回転子の間に形成されたエアギャップと,開口部を介して繋がった形状であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,永久磁石の極数とスロット数の比が8:9もしくは10:9であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,永久磁石の極数とスロット数の比が10:12もしくは14:12であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,永久磁石の極数とスロット数の比が14:15もしくは16:15であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,ティースの数に一致する個数のセグメント状の固定子コアを周方向に連結して固定子コアを形成することを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
- 前記請求項1において,前記永久磁石式ブラシレスモータが電動パワーステアリング,電動ブレーキなどの自動車補機用であることを特徴とする永久磁石式ブラシレスモータ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014-070836 | 2014-03-31 | ||
JP2014070836A JP6307324B2 (ja) | 2014-03-31 | 2014-03-31 | ブラシレスモータおよびこれを用いた電動パワーステアリング装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2015151344A1 true WO2015151344A1 (ja) | 2015-10-08 |
Family
ID=54239701
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2014/082725 WO2015151344A1 (ja) | 2014-03-31 | 2014-12-10 | 永久磁石式ブラシレスモータ |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6307324B2 (ja) |
WO (1) | WO2015151344A1 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2021129222A1 (zh) * | 2019-12-28 | 2021-07-01 | 雅迪科技集团有限公司 | 凸极轮毂电机 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2014
- 2014-03-31 JP JP2014070836A patent/JP6307324B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2015192592A (ja) | 2015-11-02 |
JP6307324B2 (ja) | 2018-04-04 |
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