WO2015098472A1 - 電源回路 - Google Patents

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伊藤　健一
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株式会社村田製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a power supply circuit capable of reducing noise of a DCDC converter.
  • a DCDC converter including a switching element such as a MOSFET, an inductor, a free wheel diode, an input side smoothing capacitor, and an output side smoothing capacitor is known (see Patent Document 1).
  • FIG. 12 shows an equivalent circuit diagram of the main part of the DCDC converter disclosed in Patent Document 1.
  • the DCDC converter includes a switching element Q, an inductor L, a free wheel diode D, an input side smoothing capacitor Ci, and an output side smoothing capacitor Co.
  • a power supply source 22 is connected to the input terminal 20, and a load 23 is connected to the output terminal 21.
  • the switching element Q is on, the current path including the power supply source 22, the switching element Q, the inductor L, and the load 23 is closed. Thereby, power is supplied from the power supply source 22 to the load 23.
  • An object of the present invention is to provide a power supply circuit that hardly generates noise.
  • a DCDC converter including an input terminal connected to a power supply source, an output terminal connected to a load, a switching element, a free wheel diode, an inductor, an input side smoothing capacitor, and an output side smoothing capacitor; A first point for connecting a point on a return path including the freewheeling diode, the load connected to the output terminal, and the inductor, and a point on a current path between the switching element and the input terminal.
  • a power supply circuit having a capacitor is provided.
  • a noise current path is formed in which the noise current generated in the return path returns to the power supply source through the first capacitor. Generation of noise can be reduced by forming a noise current path that returns to the power supply source.
  • the impedance of the first capacitor In the switching noise frequency band, it is preferable to make the impedance of the first capacitor smaller than the impedance of the return path. By reducing the impedance of the first capacitor, the noise current easily flows to the first capacitor.
  • a configuration may further include a second capacitor that connects the current path on the input terminal side with respect to the return path and a point on the return path.
  • a loop-like noise current path not including the load connected to the output terminal is formed by the power supply source connected to the input terminal, the switching element, and the second capacitor.
  • the loop-like noise current path that does not include the load is generally shorter than the current path that includes the load. Noise can be reduced by shortening the noise current path.
  • a noise current path is formed in which the noise current generated in the return path returns to the power supply source through the first capacitor. Generation of noise can be reduced by forming a noise current path that returns to the power supply source.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a power supply circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a current flow when the switching element is on in the power supply circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram illustrating a current flow when the switching element is turned off in the power supply circuit according to the first embodiment.
  • 4A and 4B are graphs showing the measurement results of radiation noise of horizontal polarization and vertical polarization, respectively.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the power supply circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram illustrating a flow of current when the switching element is on in the power supply circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram illustrating a current flow when the switching element is turned off in the power supply circuit according to the second embodiment.
  • 8A and 8B are graphs showing measurement results of radiation noise of horizontal polarization and vertical polarization, respectively.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram illustrating a current flow when the switching element is on in the power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram illustrating a current flow when the switching element is turned off in the power supply circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of a conventional power supply circuit.
  • FIG. 1 shows an equivalent circuit diagram of a power supply circuit according to the first embodiment.
  • the power supply circuit according to the first embodiment includes an input terminal 20, an output terminal 21, a DCDC converter 25, a series resistance element Rs, a parallel resistance element Rp, and a first capacitor Ca.
  • the DCDC converter 25 includes an input side smoothing capacitor Ci, a switching element Q, a free wheel diode D, an inductor L, and an output side smoothing capacitor Co.
  • a power supply source 22 is connected to the input terminal 20.
  • the power supply source 22 is connected to a commercial power supply via an AC cable 26, converts an alternating current supplied from the commercial power supply into a direct current, and supplies the direct current from the input terminal 20 to the DCDC converter 25.
  • the power supply source 22 includes, for example, a diode bridge circuit.
  • a load 23 is connected to the output terminal 21 via a DC cable 27. As the load 23, for example, an illumination light emitting diode is used.
  • the positive terminal of the input terminal 20 and the positive terminal of the output terminal 21 are directly connected.
  • a switching element Q, an inductor L, and a series resistance element Rs are inserted in series in this order from the negative electrode of the input terminal 20 toward the negative electrode of the output terminal 21.
  • An input-side smoothing capacitor Ci is inserted between the negative electrode and the positive electrode of the input terminal 20.
  • An output-side smoothing capacitor Co is inserted between the interconnection point between the inductor L and the series resistance element Rs and the positive electrode of the output terminal 21.
  • a parallel resistance element Rp is connected in parallel to the load 23 connected to the output terminal 21.
  • the input-side smoothing capacitor Ci is composed of two electrolytic capacitors having a capacitance of 6.8 ⁇ F connected in parallel to each other.
  • the output-side smoothing capacitor Co an electrolytic capacitor having a capacitance of 10 ⁇ F is used.
  • the inductance of the inductor L is 1 mH, for example.
  • the parallel resistance element Rp is for quickly discharging the output-side smoothing capacitor Co when the load 23 is removed.
  • the resistance value of the parallel resistance element Rp is, for example, several k ⁇ .
  • the series resistance element Rs is for current measurement, and its resistance value is, for example, 5.6 ⁇ .
  • the interconnection point between the switching element Q and the inductor L is connected to the intermediate point of the current path connecting the positive electrode of the input terminal 20 and the positive electrode of the output terminal 21 via the freewheel diode D.
  • the switching element Q When the switching element Q is on, the current path including the power supply source 22, the load 23, the series resistance element Rs, the inductor L, and the switching element Q is closed, and power is supplied from the power supply source 22 to the load 23.
  • the switching element Q is switched off, a current flows through a return path composed of the inductor L, the free wheel diode D, the load 23, and the series resistance element Rs.
  • a point on the return path (hereinafter referred to as “branch point P1”) is connected to a point on the current path between the switching element Q and the negative electrode of the input terminal 20 via the first capacitor Ca. .
  • one electrode of the first capacitor Ca is connected to a point between the cathode of the freewheel diode D and the output terminal 21.
  • the first capacitor Ca can be connected to the connection point between the lead wire of the output-side smoothing capacitor Co and the wiring on the printed board.
  • the other electrode of the first capacitor Ca can be connected to a connection point between the lead wire of the input side smoothing capacitor Ci and the wiring of the printed circuit board.
  • the first capacitor Ca a capacitor having higher frequency characteristics than an electrolytic capacitor, such as a multilayer ceramic capacitor, is used.
  • the capacitance of the first capacitor Ca is, for example, 1 nF.
  • the impedance of the first capacitor Ca is smaller than the impedance of the output side smoothing capacitor Co and the input side smoothing capacitor Ci.
  • FIG. 2 shows a current flow when the switching element Q is on.
  • a direct current flows by closing the current path 30 that returns from the positive electrode of the input terminal 20 to the negative electrode of the input terminal 20 via the load 23, the series resistance element Rs, the inductor L, and the switching element Q.
  • the freewheel diode D is in an OFF state.
  • FIG. 3 shows a current flow when the switching element Q is switched off.
  • a return current flows from the inductor L to the return path 35 including the free wheel diode D, the load 23, and the series resistance element Rs.
  • Switching noise occurs when the freewheeling diode D switches from off to on.
  • the first capacitor Ca is not connected, a noise current flows through the return path 35 separated from the power supply source 22.
  • the path of the noise current is disconnected from the power supply source 22, noise is likely to occur.
  • the noise current returns to the power supply source 22 through the path 36 including the first capacitor Ca. For this reason, generation
  • the path through which the noise current flows is determined by the magnitude relationship between the impedance when the load 23 is viewed from the branch point P1 and the impedance of the first capacitor Ca itself.
  • the impedance of the first capacitor Ca is made smaller than the impedance when the load 23 side is viewed from the branch point P1. It is preferable.
  • 4A and 4B show measurement results of radiation noise of horizontal polarization and vertical polarization, respectively.
  • the horizontal axis represents the frequency in the unit “MHz”, and the vertical axis represents the noise level in the unit “dB ⁇ V / m”.
  • a thin solid line a indicates radiation noise from the power supply circuit in which the first capacitor Ca is not inserted, and a thick solid line b indicates from the power supply circuit in which the first capacitor Ca is inserted. Indicates radiated noise.
  • the measurement of the radiation noise was made by placing the power circuit board on the measurement table and placing it horizontally with respect to the ground, and the horizontal distance from the board to the measurement antenna was 3 m. While changing the position of the measurement antenna in the height direction and the posture of the substrate in the rotation direction, the measurement was performed under the condition that the electromagnetic noise was maximized.
  • the switching frequency is 50 kHz to 100 kHz. As shown in FIGS. 4A and 4B, it is understood that the radiation noise is reduced by inserting the first capacitor Ca.
  • the potential of the electrodes of the input-side smoothing capacitor Ci and the output-side smoothing capacitor Co is suppressed in the switching frequency band and is not easily changed by switching. Influence of the first capacitor Ca on the switching operation by connecting the first capacitor Ca to the connection point between the lead wire of the input side smoothing capacitor Ci and the output side smoothing capacitor Co and the wiring on the printed circuit board. Is reduced.
  • FIG. 5 shows an equivalent circuit diagram of a power supply circuit according to the second embodiment.
  • the power supply circuit according to the second embodiment includes a second capacitor Cb in addition to the first capacitor Ca.
  • the second capacitor Cb connects the branch point P2 on the current path closer to the input terminal 20 than the return path 35 and a point on the return path 35.
  • the connection point of the second capacitor Cb is selected by the power supply source 22, the second capacitor Cb, the inductor L, and the switching element Q so that a loop-shaped current path not including the load 23 is formed.
  • the second capacitor Cb connects the positive electrode of the input side smoothing capacitor Ci and the negative electrode of the output side smoothing capacitor Co.
  • the second capacitor Cb similarly to the first capacitor Ca, a capacitor having higher characteristics in a high frequency region than an electrolytic capacitor, such as a multilayer ceramic capacitor, is used. In the noise frequency band, the impedance of the second capacitor Cb is smaller than the impedance of the output side smoothing capacitor Co and the input side smoothing capacitor Ci.
  • FIG. 6 shows a current flow when the switching element Q is on.
  • the current path 30 including the power supply source 22, the load 23, the series resistance element Rs, the inductor L, and the switching element Q is closed, and a direct current flows through the current path 30.
  • Some components of the noise current from the positive terminal of the input terminal 20 toward the load 23 branch from the direct current current path 30 at the branch point P2 and follow the path 37 passing through the second capacitor Cb.
  • a branch point P1 branches from the current path 30 and follows a path 38 that passes through the first capacitor Ca.
  • the noise current flows through the same current path 30 as the direct current.
  • the length of the current path of the load 23 is generally longer than the current path in the power supply circuit.
  • the length of the current path of the load 23 is about 200 mm to 300 mm.
  • the length of the current path in the power supply circuit is about 50 mm to 160 mm.
  • the noise current flows through the same current path 30 as the direct current, the total length becomes about 250 mm to 460 mm.
  • the length of the loop path 37 constituted by the second capacitor Cb, the inductor L, and the switching element Q and the length of the path 38 constituted by the first capacitor Ca are both 160 mm. It is as follows.
  • the loop current path through which the noise current flows can be shortened.
  • Generation of radiation noise can be reduced by reducing the loop of the current path through which the noise current flows.
  • FIG. 7 shows a current flow when the switching element Q is switched off.
  • the noise current returns to the power supply source 22 through the path 36 including the first capacitor Ca. Further, part of the noise current flows through the second capacitor Cb. For this reason, generation
  • FIG. 7 shows a current flow when the switching element Q is switched off.
  • 8A and 8B show measurement results of radiation noise of horizontal polarization and vertical polarization, respectively.
  • the horizontal axis represents the frequency in the unit “MHz”
  • the vertical axis represents the noise level in the unit “dB ⁇ V / m”.
  • a thin solid line c indicates radiated noise from the power supply circuit in which neither the first capacitor Ca nor the second capacitor Cb is inserted
  • a thick solid line d indicates the first capacitor Ca and The radiation noise from the power supply circuit in which the 2nd capacitor
  • the measurement of radiation noise was performed under the same conditions as the measurement conditions of the power supply circuit of Example 1 shown in FIGS. 4A and 4B. It can be seen that the radiation noise is reduced by inserting the first capacitor Ca and the second capacitor Cb.
  • Example 2 the switching element Q and the inductor L were inserted into the current path on the low voltage side of the DCDC converter 25 (FIG. 5).
  • the switching element Q and the inductor L are inserted in the current path on the high voltage side of the DCDC converter 25.
  • a point on the return path 42 including the inductor L, the load 23, the series resistance element Rs, and the freewheel diode D is a point between the positive electrode of the input terminal 20 and the switching element Q via the first capacitor Ca. It is connected.
  • the first capacitor Ca connects the positive electrode of the output-side smoothing capacitor Co and the positive electrode of the input terminal 20.
  • the connection point between the reflux path 42 and the positive lead wire of the output-side smoothing capacitor Co is referred to as a branch point P3.
  • the branch point P3 is connected to the negative electrode of the input side smoothing capacitor Ci through the second capacitor Cb.
  • a capacitor having higher frequency characteristics than an electrolytic capacitor such as a multilayer ceramic capacitor, is used.
  • the impedances of the first capacitor Ca and the second capacitor Cb are smaller than the impedances of the output-side smoothing capacitor Co and the input-side smoothing capacitor Ci.
  • FIG. 10 shows a current flow when the switching element Q is on.
  • a direct current flows through the current path 40 including the switching element Q, the inductor L, the load 23, and the series resistance element Rs.
  • the noise current branches from the current path 40 at the branch point P3, and returns to the power supply source 22 through the noise current path 41 including the second capacitor Cb. For this reason, the length of the loop path of the noise current is shorter than the current path 40 of the direct current. Thereby, generation
  • FIG. 11 shows the flow of current when the switching element Q is switched off.
  • a reflux current flows through the reflux path 42.
  • the noise current returns to the power supply source 22 by flowing through the noise current path 43 including the power supply source 22 and the first capacitor Ca. For this reason, generation

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Abstract

　ＤＣＤＣコンバータが、電力供給源に接続される入力端子、負荷に接続される出力端子、スイッチング素子、フリーホイールダイオード、インダクタ、入力側平滑コンデンサ、及び出力側平滑コンデンサを含む。フリーホイールダイオード、出力端子に接続される負荷、及びインダクタを含む還流経路上の点と、スイッチング素子と入力端子との間の電流経路上の点とを、第１のコンデンサが接続する。

Description

電源回路
　本発明は、ＤＣＤＣコンバータのノイズを低減することができる電源回路に関する。
　ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、インダクタ、フリーホイールダイオード、入力側平滑コンデンサ、及び出力側平滑コンデンサを含むＤＣＤＣコンバータが公知である（特許文献１等参照）。
　図１２に、特許文献１に開示されたＤＣＤＣコンバータの主要部分の等価回路図を示す。このＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、フリーホイールダイオードＤ、入力側平滑コンデンサＣｉ、及び出力側平滑コンデンサＣｏを含む。入力端子２０に電力供給源２２が接続され、出力端子２１に負荷２３が接続される。スイッチング素子Ｑがオンのとき、電力供給源２２、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及び負荷２３を含む電流経路が閉じる。これにより、電力供給源２２から負荷２３に電力が供給される。
　スイッチング素子Ｑがオフに切り替わると、インダクタＬに蓄積されている電磁エネルギにより、インダクタＬ、負荷２３、及びフリーホイールダイオードＤを含む還流経路に電流が流れる。
特開２００３－２３０２７０号公報
　図１２に示したＤＣＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子Ｑがオンのとき、ノイズ電流は、電力供給源２２を含む電流経路を流れる。ところが、スイッチング素子Ｑがオフのとき、ノイズ電流は、電力供給源２２を含まない還流経路を流れる。ノイズ電流の経路が電力供給源２２を含まない場合、ノイズが発生しやすくなる。
　本発明の目的は、ノイズの発生しにくい電源回路を提供することである。
　本発明の一観点によると、
　電力供給源に接続される入力端子、負荷に接続される出力端子、スイッチング素子、フリーホイールダイオード、インダクタ、入力側平滑コンデンサ、及び出力側平滑コンデンサを含むＤＣＤＣコンバータと、
　前記フリーホイールダイオード、前記出力端子に接続される前記負荷、及び前記インダクタを含む還流経路上の点と、前記スイッチング素子と前記入力端子との間の電流経路上の点とを接続する第１のコンデンサと
を有する電源回路が提供される。
　スイッチング素子がオフのとき、還流経路に発生したノイズ電流が第１のコンデンサを通って電力供給源に戻るノイズ電流経路が形成される。電力供給源に戻るノイズ電流経路が形成されることにより、ノイズの発生を低減させることができる。
　スイッチングノイズの周波数帯において、前記還流経路のインピーダンスよりも、前記第１のコンデンサのインピーダンスの方を小さくすることが好ましい。第１のコンデンサのインピーダンスを小さくすることにより、ノイズ電流が第１のコンデンサに流れやすくなる。
　前記還流経路よりも前記入力端子側の電流経路と、前記還流経路上の点とを接続する第２のコンデンサを、さらに有する構成としてもよい。前記入力端子に接続される前記電力供給源、前記スイッチング素子、及び前記第２のコンデンサにより、前記出力端子に接続される前記負荷を含まないループ状のノイズ電流経路を形成される。
　負荷を含まないループ状のノイズ電流経路は、一般に、負荷を含む電流経路より短い。ノイズ電流経路が短くなることにより、ノイズを低減させることができる。
　スイッチング素子がオフのとき、還流経路に発生したノイズ電流が第１のコンデンサを通って電力供給源に戻るノイズ電流経路が形成される。電力供給源に戻るノイズ電流経路が形成されることにより、ノイズの発生を低減させることができる。
図１は、実施例１による電源回路の等価回路図である。 図２は、実施例１による電源回路において、スイッチング素子がオンのときの電流の流れを示す等価回路図である。 図３は、実施例１による電源回路において、スイッチング素子がオフに切り替わったときの電流の流れを示す等価回路図である。 図４Ａ及び図４Ｂは、それぞれ水平偏波及び垂直偏波の放射ノイズの測定結果を示すグラフである。 図５は、実施例２による電源回路の等価回路図である。 図６は、実施例２による電源回路において、スイッチング素子がオンのときの電流の流れを示す等価回路図である。 図７は、実施例２による電源回路において、スイッチング素子がオフに切り替わったときの電流の流れを示す等価回路図である。 図８Ａ及び図８Ｂは、それぞれ水平偏波及び垂直偏波の放射ノイズの測定結果を示すグラフである。 図９は、実施例３による電源回路の等価回路図である。 図１０は、実施例３による電源回路において、スイッチング素子がオンのときの電流の流れを示す等価回路図である。 図１１は、実施例３による電源回路において、スイッチング素子がオフに切り替わったときの電流の流れを示す等価回路図である。 図１２は、従来例による電源回路の等価回路図である。
　［実施例１］
　図１に、実施例１による電源回路の等価回路図を示す。実施例１による電源回路は、入力端子２０、出力端子２１、ＤＣＤＣコンバータ２５、直列抵抗素子Ｒｓ、並列抵抗素子Ｒｐ、及び第１のコンデンサＣａを含む。ＤＣＤＣコンバータ２５は、入力側平滑コンデンサＣｉ、スイッチング素子Ｑ、フリーホイールダイオードＤ、インダクタＬ、及び出力側平滑コンデンサＣｏを含む。
　入力端子２０に、電力供給源２２が接続されている。電力供給源２２は、ＡＣケーブル２６を介して商用電源に接続されており、商用電源から供給される交流電流を直流電流に変換して、入力端子２０からＤＣＤＣコンバータ２５に直流電流を供給する。電力供給源２２は、例えばダイオードブリッジ回路等を含む。出力端子２１に、ＤＣケーブル２７を介して負荷２３が接続されている。負荷２３として、例えば照明用発光ダイオードが用いられる。
　入力端子２０の正極と出力端子２１の正極とが直結されている。入力端子２０の負極から出力端子２１の負極に向かって、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及び直列抵抗素子Ｒｓが、この順番に直列に挿入されている。入力端子２０の負極と正極との間に、入力側平滑コンデンサＣｉが挿入されている。インダクタＬと直列抵抗素子Ｒｓとの相互接続点と、出力端子２１の正極との間に、出力側平滑コンデンサＣｏが挿入されている。出力端子２１に接続された負荷２３に、並列抵抗素子Ｒｐが並列接続されている。
　一例として、入力側平滑コンデンサＣｉは、相互に並列接続された静電容量６．８μＦの２つの電解コンデンサで構成される。出力側平滑コンデンサＣｏには、静電容量１０μＦの電解コンデンサが用いられる。インダクタＬのインダクタンスは、例えば１ｍＨである。並列抵抗素子Ｒｐは、負荷２３が取り外された状態のときに、出力側平滑コンデンサＣｏを迅速に放電させるためのものである。並列抵抗素子Ｒｐの抵抗値は、例えば数ｋΩである。直列抵抗素子Ｒｓは電流測定用であり、その抵抗値は、例えば５．６Ωである。
　スイッチング素子ＱとインダクタＬとの相互接続点が、フリーホイールダイオードＤを介して、入力端子２０の正極と出力端子２１の正極とを接続する電流経路の中間点に接続されている。スイッチング素子Ｑがオンのとき、電力供給源２２、負荷２３、直列抵抗素子Ｒｓ、インダクタＬ、及びスイッチング素子Ｑからなる電流経路が閉じて、電力供給源２２から負荷２３に電力が供給される。スイッチング素子Ｑがオフに切り替わると、インダクタＬ、フリーホイールダイオードＤ、負荷２３、及び直列抵抗素子Ｒｓからなる還流経路に電流が流れる。
　還流経路上の点（以下、「分岐点Ｐ１」という。）が、第１のコンデンサＣａを介して、スイッチング素子Ｑと入力端子２０の負極との間の電流経路上の点に接続されている。図１では、フリーホイールダイオードＤのカソードと、出力端子２１との間の点に、第１のコンデンサＣａの一方の電極が接続されている。例えば、出力側平滑コンデンサＣｏのリード線と、プリント基板上の配線との接続点に、第１のコンデンサＣａを接続することができる。第１のコンデンサＣａの他方の電極は、入力側平滑コンデンサＣｉのリード線と、プリント基板の配線との接続点に接続することができる。第１のコンデンサＣａには、電解コンデンサよりも高周波特性に優れたコンデンサ、例えば積層セラミックコンデンサ等が用いられる。第１のコンデンサＣａの静電容量は、例えば１ｎＦである。ノイズの周波数帯において、第１のコンデンサＣａのインピーダンスは、出力側平滑コンデンサＣｏや入力側平滑コンデンサＣｉのインピーダンスより小さい。
　図２に、スイッチング素子Ｑがオンのときの電流の流れを示す。入力端子２０の正極から、負荷２３、直列抵抗素子Ｒｓ、インダクタＬ、及びスイッチング素子Ｑを経由して、入力端子２０の負極に戻る電流経路３０が閉じることにより、直流電流が流れる。このとき、フリーホイールダイオードＤはオフ状態である。
　図３に、スイッチング素子Ｑがオフに切り替わったときの電流の流れを示す。インダクタＬからフリーホイールダイオードＤ、負荷２３、及び直列抵抗素子Ｒｓからなる還流経路３５に、還流電流が流れる。フリーホイールダイオードＤがオフからオンに切り替わるときにスイッチングノイズが発生する。第１のコンデンサＣａが接続されていない場合には、ノイズ電流が、電力供給源２２から切り離された還流経路３５を流れる。ノイズ電流の経路が電力供給源２２から切り離されている場合、ノイズが発生しやすくなる。
　第１のコンデンサＣａを挿入すると、ノイズ電流が、第１のコンデンサＣａを含む経路３６を通って電力供給源２２に戻る。このため、ノイズの発生を抑制することができる。
　ノイズ電流が流れる経路は、分岐点Ｐ１から負荷２３側を見たときのインピーダンスと、第１のコンデンサＣａ自体のインピーダンスとの大小関係によって決定される。ノイズ電流を電力供給源２２に戻すために、スイッチングノイズの周波数帯（約３０ＭＨｚ～３００ＭＨｚ）において、第１のコンデンサＣａのインピーダンスを、分岐点Ｐ１から負荷２３側を見たときのインピーダンスより小さくすることが好ましい。
　図４Ａ及び図４Ｂを参照して、電源回路から放射された放射ノイズの測定結果について説明する。図４Ａ及び図４Ｂは、それぞれ水平偏波及び垂直偏波の放射ノイズの測定結果を示す。図４Ａ及び図４Ｂの横軸は周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸はノイズレベルを単位「ｄＢμＶ／ｍ」で表す。図４Ａ及び図４Ｂにおいて、細い実線ａは、第１のコンデンサＣａが挿入されていない電源回路からの放射ノイズを示し、太い実線ｂは、第１のコンデンサＣａが挿入されている電源回路からの放射ノイズを示す。
　放射ノイズの測定は、電源回路の基板を測定台の上に置き、大地面に対して水平に配置し、基板から測定アンテナまでの水平距離を３ｍとした。測定アンテナの高さ方向の位置、及び基板の回転方向の姿勢を変えながら、電磁ノイズが最大となる条件で測定を行った。スイッチングの周波数は、５０ｋＨｚ～１００ｋＨｚである。図４Ａ及び図４Ｂに示すように、第１のコンデンサＣａを挿入することにより、放射ノイズの低減が図られていることがわかる。
　入力側平滑コンデンサＣｉ及び出力側平滑コンデンサＣｏの電極の電位は、スイッチングの周波数帯において変動が抑制されており、スイッチングで変動しにくい。入力側平滑コンデンサＣｉ及び出力側平滑コンデンサＣｏのリード線と、プリント基板上の配線との接続点に、第１のコンデンサＣａが接続されることにより、第１のコンデンサＣａによるスイッチング動作への影響が低減される。
　［実施例２］
　図５に、実施例２による電源回路の等価回路図を示す。以下、図１～図３に示した実施例１との相違点について説明し、同一の構成については説明を省略する。実施例２による電源回路は、第１のコンデンサＣａの他に、第２のコンデンサＣｂを有する。第２のコンデンサＣｂは、還流経路３５よりも入力端子２０側の電流経路上の分岐点Ｐ２と、還流経路３５上の点とを接続する。第２のコンデンサＣｂの接続点は、電力供給源２２、第２のコンデンサＣｂ、インダクタＬ、及びスイッチング素子Ｑにより、負荷２３を含まないループ状の電流経路が形成されるように選択される。例えば、第２のコンデンサＣｂは、入力側平滑コンデンサＣｉの正極と、出力側平滑コンデンサＣｏの負極とを接続する。第２のコンデンサＣｂには、第１のコンデンサＣａと同様に、電解コンデンサよりも高周波領域での特性に優れたコンデンサ、例えば積層セラミックコンデンサ等が用いられる。ノイズの周波数帯において、第２のコンデンサＣｂのインピーダンスは、出力側平滑コンデンサＣｏや入力側平滑コンデンサＣｉのインピーダンスより小さい。
　図６に、スイッチング素子Ｑがオンのときの電流の流れを示す。図２に示した実施例１の場合と同様に、電力供給源２２、負荷２３、直列抵抗素子Ｒｓ、インダクタＬ、スイッチング素子Ｑからなる電流経路３０が閉じ、この電流経路３０に直流電流が流れる。入力端子２０の正極から負荷２３に向かうノイズ電流の一部の成分は、分岐点Ｐ２で直流電流の電流経路３０から分岐して第２のコンデンサＣｂを通る経路３７をたどり、他の成分は、分岐点Ｐ１で電流経路３０から分岐して第１のコンデンサＣａを通る経路３８をたどる。
　第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂが挿入されていない場合には、ノイズ電流は、直流電流と同じ電流経路３０を通って流れる。負荷２３の電流経路の長さは、一般的に、電源回路内の電流経路に比べて長い。一例として、負荷２３が照明用の発光ダイオードである場合、負荷２３の電流経路の長さは、２００ｍｍ～３００ｍｍ程度である。これに対し、電源回路内の電流経路の長さは、５０ｍｍ～１６０ｍｍ程度である。ノイズ電流が、直流電流と同一の電流経路３０を流れると、その全長は２５０ｍｍ～４６０ｍｍ程度になる。これに対し、第２のコンデンサＣｂ、インダクタＬ、及びスイッチング素子Ｑで構成されるループ状の経路３７の長さ、及び第１のコンデンサＣａで構成される経路３８の長さは、いずれも１６０ｍｍ以下である。
　このように、第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂを挿入することにより、ノイズ電流が流れるループ状の電流経路を短くすることができる。ノイズ電流が流れる電流経路のループが小さくなることにより、放射ノイズの発生を低減することができる。
　図７に、スイッチング素子Ｑがオフに切り替わったときの電流の流れを示す。図３に示した実施例１の場合と同様に、ノイズ電流が第１のコンデンサＣａを含む経路３６を通って電力供給源２２に戻る。さらに、ノイズ電流の一部は、第２のコンデンサＣｂを流れる。このため、実施例１の場合と同様に、放射ノイズの発生を低減することができる。
　図８Ａ及び図８Ｂを参照して、実施例２の電源回路から放射された放射ノイズの測定結果について説明する。図８Ａ及び図８Ｂは、それぞれ水平偏波及び垂直偏波の放射ノイズの測定結果を示す。図８Ａ及び図８Ｂの横軸は周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸はノイズレベルを単位「ｄＢμＶ／ｍ」で表す。図８Ａ及び図８Ｂにおいて、細い実線ｃは、第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂのいずれも挿入されていない電源回路からの放射ノイズを示し、太い実線ｄは、第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂが挿入されている電源回路からの放射ノイズを示す。
　放射ノイズの測定は、図４Ａ及び図４Ｂに示した実施例１の電源回路の測定条件と同一の条件で行った。第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂを挿入することにより、放射ノイズの低減が図られていることがわかる。
　［実施例３］
　図９に、実施例３による電源回路の等価回路図を示す。以下、図５に示した実施例２との相違点について説明し、同一の構成については説明を省略する。
　実施例２では、ＤＣＤＣコンバータ２５（図５）の低電圧側の電流経路に、スイッチング素子Ｑ及びインダクタＬが挿入されていた。実施例３では、ＤＣＤＣコンバータ２５の高電圧側の電流経路に、スイッチング素子Ｑ及びインダクタＬが挿入されている。インダクタＬ、負荷２３、直列抵抗素子Ｒｓ、及びフリーホイールダイオードＤからなる還流経路４２上の点が、第１のコンデンサＣａを介して、入力端子２０の正極とスイッチング素子Ｑとの間の点に接続されている。具体的には、第１のコンデンサＣａは、出力側平滑コンデンサＣｏの正極と、入力端子２０の正極とを接続する。以下、還流経路４２と、出力側平滑コンデンサＣｏの正極のリード線との接続点を、分岐点Ｐ３という。
　分岐点Ｐ３が、第２のコンデンサＣｂを介して、入力側平滑コンデンサＣｉの負極に接続されている。第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂには、電解コンデンサよりも高周波特性に優れたコンデンサ、例えば積層セラミックコンデンサ等が用いられる。ノイズの周波数帯において、第１のコンデンサＣａ及び第２のコンデンサＣｂのインピーダンスは、出力側平滑コンデンサＣｏや入力側平滑コンデンサＣｉのインピーダンスより小さい。
　図１０に、スイッチング素子Ｑがオンのときの電流の流れを示す。スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、負荷２３、及び直列抵抗素子Ｒｓを含む電流経路４０を、直流電流が流れる。ノイズ電流は、電流経路４０から分岐点Ｐ３で分岐して、第２のコンデンサＣｂを含むノイズ電流経路４１をたどって電力供給源２２に戻る。このため、ノイズ電流のループ状の経路の長さが、直流電流の電流経路４０より短くなる。これにより、放射ノイズの発生を低減することができる。
　図１１に、スイッチング素子Ｑがオフに切り替わったときの電流の流れを示す。還流経路４２を還流電流が流れる。ノイズ電流は、電力供給源２２及び第１のコンデンサＣａを含むノイズ電流経路４３を流れることにより、電力供給源２２に戻る。このため、図３に示した実施例１のスイッチング素子Ｑがオフに切り替わったときと同様に、放射ノイズの発生を低減することができる。さらに、ノイズ電流は、第２のコンデンサＣｂを通って電力供給源２２に戻る。このため、ノイズ電流が流れるループ状の経路が短くなるという効果も得られる。
　以上実施例に沿って本発明を説明したが、本発明はこれらに制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
２０　入力端子
２１　出力端子
２２　電力供給源
２３　負荷
２５　ＤＣＤＣコンバータ
２６　ＡＣ電源ケーブル
２７　ＤＣ電源ケーブル
３０　スイッチング素子オン時の直流電流の電流経路
３５　スイッチング素子オフ時の還流経路
３６、３７、３８　ノイズ電流の経路
４０　直流電流経路
４１　ノイズ電流経路
４２　スイッチング素子オフ時の還流経路
４３　ノイズ電流経路
Ｃａ　第１のコンデンサ
Ｃｂ　第２のコンデンサ
Ｃｉ　入力側平滑コンデンサ
Ｃｏ　出力側平滑コンデンサ
Ｄ　フリーホイールダイオード
Ｌ　インダクタ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３　分岐点
Ｑ　スイッチング素子
Ｒｓ　直列抵抗素子
Ｒｐ　並列抵抗素子

Claims (3)

  1. 　電力供給源に接続される入力端子、負荷に接続される出力端子、スイッチング素子、フリーホイールダイオード、インダクタ、入力側平滑コンデンサ、及び出力側平滑コンデンサを含むＤＣＤＣコンバータと、
    　前記フリーホイールダイオード、前記出力端子に接続される前記負荷、及び前記インダクタを含む還流経路上の点と、前記スイッチング素子と前記入力端子との間の電流経路上の点とを接続する第１のコンデンサと
    を有する電源回路。
  2. 　スイッチングノイズの周波数帯において、前記還流経路のインピーダンスよりも、前記第１のコンデンサのインピーダンスの方が小さい請求項１に記載の電源回路。
  3. 　前記還流経路よりも前記入力端子側の電流経路と、前記還流経路上の点とを接続する第２のコンデンサを、さらに有し、
    　前記入力端子に接続される前記電力供給源、前記スイッチング素子、及び前記第２のコンデンサが、前記出力端子に接続される前記負荷を含まないループ状のノイズ電流経路を形成する請求項２に記載の電源回路。
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