WO2015003296A1 - 射频拉远单元和相关设备 - Google Patents

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WO2015003296A1
WO2015003296A1 PCT/CN2013/078988 CN2013078988W WO2015003296A1 WO 2015003296 A1 WO2015003296 A1 WO 2015003296A1 CN 2013078988 W CN2013078988 W CN 2013078988W WO 2015003296 A1 WO2015003296 A1 WO 2015003296A1
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amplifier
conversion circuit
input terminal
voltage
remote unit
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PCT/CN2013/078988
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Inventor
杨文科
冯云
王欣亚
Original Assignee
华为技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/08—Access point devices
    • H04W88/085—Access point devices with remote components
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications technologies, and in particular, to a radio remote unit and related equipment. Background technique
  • the power supply load current may exhibit a similar square wave with a frequency of several hundred hertz or more. Current waveform.
  • the square wave negative carrier shape of these hundreds of Hertz or higher frequencies is fully present at the power input port of the device, which is represented by a square wave current. Since the impedance of the remote power line connected to the device input port is large, a square wave voltage of the corresponding frequency is reflected at the input port of the module.
  • the internal power supply voltage of the RRU (Remote Radio Unit) has a certain input range, generally 36 to 60V.
  • the RRU cannot work normally, so in the actual installation process, as long as the power output is After the voltage drops through the cable, the voltage to the RRU port is not less than 36V.
  • the voltage drop of the cable is directly proportional to the current and cable impedance through the cable.
  • the impedance of the cable is directly related to the diameter and length of the cable. Under normal conditions, the longer the length, the thinner the wire diameter. , the impedance is greater.
  • the embodiments of the present invention provide a radio remote unit and related equipment, in order to reduce the material selection cost of the remote power line of the RRU and the limitation of the distance of the power line.
  • a first aspect of the present invention provides a radio remote unit, which may include:
  • a power conversion circuit configured to boost a voltage input by a power supply of the radio remote unit and output the voltage
  • the isolation conversion circuit is configured to perform initial and secondary safety on a voltage output by the power conversion circuit Output to the power amplifier tube after isolation;
  • the energy storage circuit is connected in parallel with the isolation conversion circuit
  • the low frequency control circuit connected to the power conversion circuit is configured to control a fluctuation amplitude of an input current of the power conversion circuit to a predetermined range.
  • the power conversion circuit includes: a diode, a first inductor, and a switch tube;
  • the anode of the diode is connected to the positive input end of the radio frequency remote unit through the first inductor, and the anode of the diode is also connected to the drain of the switch tube, and the source of the switch tube is The negative input end of the radio remote unit is connected, and the gate of the switch is connected to the output end of the low frequency control circuit.
  • the energy storage circuit includes a capacitor, wherein the capacitor is connected to a cathode of the diode and a source of the switch tube Between the poles.
  • the low frequency control circuit includes: a second inductor, a first amplifier, a second amplifier, a first comparator, and a multiplier;
  • the second inductor is configured to induce a current from a negative output end of the power supply of the radio remote unit, wherein two ends of the second inductor are respectively connected to two input ends of the first amplifier.
  • An output of the first amplifier is coupled to a first inverting input of the first comparator; a positive input of the second amplifier is coupled to a first reference voltage output, and a negative of the second amplifier
  • An input is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier is coupled to a first input of the multiplier, and a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, the multiplying
  • the output of the first comparator is coupled to the second inverting input of the first comparator, and the non-inverting input of the first comparator is coupled to the second reference voltage output.
  • the low frequency control circuit includes: a third resistor, a first amplifier, a second amplifier, and a first comparison And multipliers;
  • the negative input end of the radio remote unit is connected to the source of the switch tube through the third resistor, and the two ends of the third resistor are respectively connected to the two input ends of the first amplifier.
  • An output of the first amplifier is coupled to a first inverting input of the first comparator; a positive input of the second amplifier is coupled to a first reference voltage output, and a negative of the second amplifier
  • An input is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier is coupled to a first input of the multiplier, and a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, the multiplying
  • the output of the first comparator is coupled to the second inverting input of the first comparator, and the non-inverting input of the first comparator is coupled to the second reference voltage output.
  • the low frequency control circuit further includes a voltage dividing circuit, where A negative input terminal of the second amplifier is coupled to the cathode of the diode through the voltage dividing circuit.
  • the voltage dividing circuit includes a fourth resistor and a fifth resistor, wherein a negative input terminal of the second amplifier is connected to a cathode of the diode through the fourth resistor, and a negative input terminal of the second amplifier is further passed The fifth resistor is grounded.
  • a second aspect of the present invention provides a base station, which may include:
  • Baseband unit and radio remote unit are Baseband unit and radio remote unit
  • the radio remote unit may include:
  • a power conversion circuit configured to boost a voltage input by a power supply of the radio remote unit and output the voltage
  • the isolation conversion circuit is configured to output the voltage outputted by the power conversion circuit to the power amplifier tube after being subjected to primary and secondary safety isolation;
  • the energy storage circuit is connected in parallel with the isolation conversion circuit
  • the low frequency control circuit connected to the power conversion circuit is configured to control a fluctuation amplitude of an input current of the power conversion circuit to a predetermined range.
  • the power conversion circuit includes: a diode, a first inductor, and a switch tube;
  • the anode of the diode is connected to the positive input end of the radio frequency remote unit through the first inductor, and the anode of the diode is also connected to the drain of the switch tube, and the source of the switch tube is The negative input end of the radio remote unit is connected, and the gate of the switch is connected to the output end of the low frequency control circuit.
  • the energy storage circuit includes a capacitor, wherein the capacitor is connected to a cathode of the diode and a source of the switch tube Between the poles.
  • the low frequency control circuit includes: a second inductor, a first amplifier, a second amplifier, a first comparator, and a multiplier;
  • the second inductor is configured to induce a current from a negative output end of the power supply of the radio remote unit, wherein two ends of the second inductor are respectively connected to two input ends of the first amplifier.
  • An output of the first amplifier is coupled to a first inverting input of the first comparator; a positive input of the second amplifier is coupled to a first reference voltage output, and a negative of the second amplifier
  • An input is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier is coupled to a first input of the multiplier, and a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, the multiplying
  • the output of the first comparator is coupled to the second inverting input of the first comparator, and the non-inverting input of the first comparator is coupled to the second reference voltage output.
  • the low frequency control circuit includes: a third resistor, a first amplifier, a second amplifier, a first comparator, and a multiplier;
  • the negative input end of the radio remote unit is connected to the source of the switch tube through the third resistor, and the two ends of the third resistor are respectively connected to the two input ends of the first amplifier.
  • the output of the first amplifier is connected to the first inverting input of the first comparator; the second a positive input terminal of the amplifier is coupled to the first reference voltage output terminal, a negative input terminal of the second amplifier is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier and a first input terminal of the multiplier Connected, a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, an output of the multiplier is coupled to a second inverting input of the first comparator, the same input of the first comparator The terminal is connected to the second reference voltage output terminal.
  • the low frequency control circuit further includes a voltage dividing circuit, where A negative input terminal of the second amplifier is coupled to the cathode of the diode through the voltage dividing circuit.
  • the voltage dividing circuit includes a fourth resistor and a fifth resistor, wherein a negative input terminal of the second amplifier is connected to a cathode of the diode through the fourth resistor, and a negative input terminal of the second amplifier is further passed The fifth resistor is grounded.
  • a third aspect of the present invention provides a radio transceiver device, which may include: a radio remote unit and a power supply for supplying power to the radio remote unit, where the radio remote unit may include:
  • a power conversion circuit configured to boost a voltage input by a power supply of the radio remote unit and output the voltage
  • the isolation conversion circuit is configured to output the voltage outputted by the power conversion circuit to the power amplifier tube after being subjected to primary and secondary safety isolation;
  • An output end of the energy storage circuit is connected in parallel with an input end of the isolation conversion circuit
  • the low frequency control circuit connected to the power conversion circuit is configured to control a fluctuation amplitude of an input current of the power conversion circuit to a predetermined range.
  • the power conversion circuit includes: a diode, a first inductor, and a switch tube;
  • the anode of the diode is connected to the positive input end of the radio frequency remote unit through the first inductor, and the anode of the diode is also connected to the drain of the switch tube, and the source of the switch tube is a negative input end of the radio remote unit is connected, a gate of the switch tube and the low frequency control circuit The output is connected.
  • the energy storage circuit includes a capacitor, wherein the capacitor is connected to a cathode of the diode and a source of the switch tube Between the poles.
  • the low frequency control circuit includes: a second inductor, a first amplifier, a second amplifier, a first comparator, and a multiplier;
  • the second inductor is configured to induce a current from a negative output end of the power supply of the radio remote unit, wherein two ends of the second inductor are respectively connected to two input ends of the first amplifier.
  • An output of the first amplifier is coupled to a first inverting input of the first comparator; a positive input of the second amplifier is coupled to a first reference voltage output, and a negative of the second amplifier
  • An input is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier is coupled to a first input of the multiplier, and a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, the multiplying
  • the output of the first comparator is coupled to the second inverting input of the first comparator, and the non-inverting input of the first comparator is coupled to the second reference voltage output.
  • the low frequency control circuit includes: a third resistor, a first amplifier, a second amplifier, a first comparator, and a multiplier;
  • the negative input end of the radio remote unit is connected to the source of the switch tube through the third resistor, and the two ends of the third resistor are respectively connected to the two input ends of the first amplifier.
  • An output of the first amplifier is coupled to a first inverting input of the first comparator; a positive input of the second amplifier is coupled to a first reference voltage output, and a negative of the second amplifier
  • An input is coupled to a cathode of the diode; an output of the second amplifier is coupled to a first input of the multiplier, and a second input of the multiplier is coupled to a constant DC voltage output, the multiplying
  • the output of the first comparator is coupled to the second inverting input of the first comparator, and the non-inverting input of the first comparator is coupled to the second reference voltage output.
  • the low frequency control circuit further includes a voltage dividing circuit, where A negative input terminal of the second amplifier is coupled to the cathode of the diode through the voltage dividing circuit.
  • the voltage dividing circuit includes a fourth resistor and a fifth resistor, wherein a negative input terminal of the second amplifier is connected to a cathode of the diode through the fourth resistor, and a negative input terminal of the second amplifier is further passed The fifth resistor is grounded.
  • the RRU of the embodiment of the present invention includes a power conversion circuit, a low frequency control circuit, an isolation conversion circuit, a storage circuit, and a power amplifier tube.
  • the power conversion circuit is configured to boost the voltage input from the power supply of the RRU and output the voltage.
  • the isolation conversion circuit is configured to output the voltage outputted by the power conversion circuit to the power amplifier tube after the primary and secondary safety isolation; the energy storage circuit is connected in parallel with the input end of the isolation conversion circuit; and the low frequency control circuit is used to input the input current of the power conversion circuit The fluctuation amplitude is controlled within a predetermined range.
  • the RRU By introducing the above-mentioned low frequency control circuit and the energy storage circuit in the RRU, it is advantageous to smooth the input current of the RRU, and the two power supply lines connecting the RRU and the power supply are long enough, that is, the power supply provides remote power supply to the RRU, and Smoothing the input current of the RRU (ie, the fluctuation of the input current of the RRU is small) is beneficial to realize that the RRU provides a remote power supply with a relatively small diameter, a long distance, and a relatively long distance.
  • the long distance can be basically independent of the RRU input voltage and load (ie power tube) power variation; and, in the scenario where the RRU load current or power has large fluctuations, smoothing the input current of the RRU is also beneficial to reduce the equipment between The mutual influence.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a radio remote unit provided by an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of another remote radio unit provided by an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of another apparatus for providing a radio remote unit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a schematic diagram of another remote radio unit provided by an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a schematic diagram of another radio remote unit provided by an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a schematic diagram of a relationship between an input current and an input voltage for providing a remote radio unit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a schematic diagram of an input current waveform of a power amplifier tube in a radio remote unit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a base station according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a schematic diagram of another base station according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a schematic diagram of a wireless transceiver device according to an embodiment of the present invention. detailed description
  • the embodiments of the present invention provide a radio remote unit and related equipment, in order to reduce the material selection cost of the remote power line of the RRU and the limitation of the distance of the power line.
  • an embodiment of the present invention provides a radio remote unit 100, wherein a radio remote unit
  • the RF remote unit 100 can include: a power conversion circuit 110, a low frequency control circuit 130, a storage circuit 120, an isolation conversion circuit 140, and a power amplifier tube 150.
  • the power conversion circuit 110 is configured to boost the voltage input from the power supply 200 of the remote radio unit 100 to the power conversion circuit 110, and then output the voltage. If the power supply 200 is placed at the remote end relative to the radio remote unit 100, the power supply 200 may also be referred to as a power supply.
  • the first resistor R1 and the second resistor R2 in FIG. 1 are equivalent impedances of two power supply lines connecting the remote radio unit 100 and the power supply 200. It can be understood that when the two power supply lines connecting the remote radio unit 100 and the power supply 200 are sufficiently long, the equivalent impedance is also large enough, and the equivalent impedance is usually not ignored.
  • the isolation conversion circuit 140 is configured to output the voltage output from the power conversion circuit 110 to the power amplifier tube 150 after being subjected to primary and secondary safety isolation.
  • the tank circuit 120 is connected in parallel with the isolation converter circuit 140.
  • the low frequency control circuit 130 connected to the power conversion circuit 110 is configured to control the fluctuation amplitude of the input current of the power conversion circuit 110 to a predetermined range.
  • the power conversion circuit 110 may include: a diode D1, a first inductor L1, and a switch transistor Q1.
  • the anode of the diode D1 is connected to the positive input terminal of the remote radio unit 100 through the first inductor L1 (since the positive input terminal of the radio remote unit 100 is connected to the positive output terminal of the power supply 200, it is equivalent to the anode of the diode D1.
  • the first inductor L1 is connected to the positive output terminal of the power supply 200
  • the anode of the diode D1 is also connected to the drain D of the switch Q1
  • the source S of the switch Q1 is connected to the negative input terminal of the remote unit 100
  • the negative input terminal of the radio remote unit 100 and the gate G of the negative transfer transistor Q1 of the power supply 200 are connected to the output terminal of the low frequency control circuit.
  • the tank circuit 120 includes a capacitor C1, wherein the capacitor C1 is connected between the cathode of the diode D1 and the source S of the switch Q1.
  • the low frequency control circuit 130 may include:
  • a second inductor L2 a first amplifier 134, a second amplifier 132, a first comparator 133, and a multiplier
  • the second inductor L2 is used to induce a current from the negative output end of the power supply 200 of the remote radio unit 100.
  • the two ends of the second inductor L2 are respectively connected to the two input ends of the first amplifier 134.
  • the first amplifier 134 The output terminal is connected to the first inverting input terminal of the first comparator 133; the positive input terminal of the second amplifier 132 and the first reference voltage output terminal Vref (wherein the first reference voltage output terminal outputs the first reference voltage) Connected, the negative input of the second amplifier 132 is coupled to the cathode of the diode D1 in the power conversion circuit 110; wherein the output of the second amplifier 132 is coupled to the first input of the multiplier 131, and the second input of the multiplier 131
  • the terminal is connected to a constant DC voltage output terminal 135 (where the constant DC voltage output terminal 135 outputs a constant DC voltage), and the output of the multiplier 131 is connected to the second inverting input terminal of the first comparator 133, the first
  • the low frequency control circuit 130 may include:
  • the negative input end of the radio remote unit 100 is connected to the source S of the switch Q1 through the third resistor R3, and the two ends of the third resistor R3 are respectively connected to the two input ends of the first amplifier 133, the first amplifier
  • the output of the 134 is connected to the first inverting input of the first comparator 133; the positive input of the second amplifier 132 and the first reference voltage output Vref (wherein the voltage output by the first reference voltage output Vref is the first a reference voltage, the first reference voltage may be a constant voltage, the first reference voltage is used for comparison with the negative input terminal of the second amplifier 132, and the negative input terminal of the second amplifier 132 is connected to the cathode of the diode D1;
  • the output of the second amplifier 132 is connected to the first input of the multiplier 131, and the second input of the multiplier 131 is connected to the constant DC voltage output 135 (the constant DC voltage output 135 outputs a constant DC voltage), and the multiplier 131
  • the output terminal is connected to
  • the second reference voltage may be a constant voltage, and the second reference voltage is used for the voltage of the first inverting input terminal of the first comparator 133 and Two reverse inputs are compared).
  • the low frequency control circuit 130 may further include: a voltage dividing circuit 137, wherein the negative input terminal of the second amplifier 132 passes through the voltage dividing circuit 137 and the second The cathode of the pole tube D1 is connected.
  • the voltage dividing circuit voltage dividing circuit 137 is introduced to avoid the problem that the output voltage V 0 of the power converting circuit 110 is too high, which may affect the safety of the circuit.
  • the voltage dividing circuit 137 shown in FIG. 4 may specifically include:
  • FIG. 4 and FIG. 5 are illustrated by the structure of the low frequency control circuit 130 shown in FIG. 3. Some embodiments of the present invention may also be shown in FIG.
  • the voltage dividing circuit 137 is added to the structure of the low frequency control circuit 130, and the connection manner thereof is similar, and details are not described herein again.
  • switch tube Q1 shown in FIG. 2 to FIG. 5 can also be replaced with a transistor similar in function, and the ports of the replaced transistor are connected to other devices in a similar manner to the switch tube Q1. It will not be detailed here.
  • Vs is the output voltage of the RRU's power supply (Vs is constant)
  • Vin is the input voltage of the RRU
  • lin is the input current of the RRU.
  • Vin Vs - lin ( ⁇ 1+R2).
  • the energy storage circuit 150 and the low frequency control circuit 130 are introduced into the RRU to control the fluctuation amplitude of the input current to a predetermined range, and strive to control the input current to follow a constant voltage to maintain a stable and constant state.
  • the circuit shown in FIG. 1 to FIG. 5 can specifically solve the problem that the power supply line of the RRU is powered by the TRD system; and the power line diameter of the remote power supply for the RRU can be selected. Smaller, longer distances can also be relatively longer, and the wire diameter and distance can be substantially independent of RRU input voltage and load (ie, power tube) power variations. In the scenario where the load current or power of the RRU has large fluctuations, by smoothing the input current of the RRU (such as the output current of the power conversion circuit 110), it is advantageous to reduce the mutual influence between the devices.
  • FIG. 2 to FIG. 5 exemplify several circuit structures that are low in cost, stable in performance, safe in operation, and are advantageous for better implementation and promotion of RRU products.
  • the low frequency control circuit 130 detects the input current Iin of the power conversion circuit 110.
  • the low-frequency control circuit 130 shown in FIG. 3 to FIG. 5 detects the input current Iin of the power conversion circuit 110 by using the third resistor R3, and the current Iin flowing through the third resistor R3 is equal to the voltage across the third resistor R3 divided by the third resistor.
  • the second inductor L2 in FIG. 2 can obtain a voltage proportional to the input current Iin of the power conversion circuit 110 by using the second inductor L2, wherein the second inductor L2 in FIG. 2 senses the input current of the power conversion circuit 110 in a mutual inductance manner. Iin, the second inductor L2 and the voltage V L2 across the power conversion circuit 110, the input current Iin is also proportional relationship.
  • 1/H is the voltage division ratio of the voltage dividing circuit 137. If H is equal to 1, it means that the voltage dividing circuit 137 is not introduced (the scene in which the voltage dividing circuit 137 is not introduced may be as shown in FIG. 2 and FIG. 3)).
  • the first comparator 133 Assuming that the output voltage of the first amplifier is B1, the output voltage of the multiplier 131 is B2, and when the voltage B1 is greater than the voltage B2, the first comparator 133 outputs a low level, at which time the switch Q1 is turned off, and the switch Q1 is turned off. The output current Io of the power conversion circuit 110 is reduced. When the voltage B1 is lower than the voltage B2, the first comparator 133 outputs a high level. At this time, the switching transistor Q1 is turned on, and the power conversion circuit 110 is turned off when the switching transistor Q1 is turned off. The output current Io becomes large, and finally the fluctuation amplitude of the input current Iin of the power conversion circuit 110 can be controlled within a predetermined range.
  • the power supply current I_load of the power amplifier tube 150 in the RRU needs to be a square wave current (I-load can be, for example, a square wave current with a period of about 10 ms), which is determined by the TDD system, and the purpose of the solution of the embodiment of the present invention is One is to smooth the output current Io of the power conversion circuit 110, so that the input current Iin of the power conversion circuit 110 is a substantially smooth DC current Iin, so that the designed power supply line can be substantially smooth DC current. Iin designed the wire diameter of the power supply line in anticipation of lower product cost.
  • the power amplifier tube 150 exhibits the characteristics of a dynamic load. When the I-load is in a large current period, the storage capacitor C1 and the power conversion circuit 110 jointly supply power to the power tube 150. During the time when the I-load is in the current, the power conversion circuit 110 is divided. The power tube 150 provides energy and also charges the storage capacitor C (at this time, the storage capacitor C1 functions as an energy storage device).
  • the output current of the power conversion circuit 110 can be relatively smooth, thereby achieving a low-frequency smoothing filtering effect, and the low-frequency control circuit 130 controls the switching transistor Q1 to be turned on or off, which is advantageous for implementation.
  • the input current Iin of the power conversion circuit 110 remains substantially constant during T1 and T2.
  • the RRU provided in this embodiment includes a power conversion circuit, a low frequency control circuit, an isolation conversion circuit, a storage circuit, and a power amplifier tube.
  • the power conversion circuit is configured to boost the voltage input from the power supply of the RRU and output the voltage.
  • the isolation conversion circuit is configured to output the voltage outputted by the power conversion circuit to the power amplifier tube after initial and secondary safety isolation; the energy storage circuit is connected in parallel with the isolation conversion circuit; and the low frequency control circuit is used to increase the fluctuation amplitude of the input current of the power conversion circuit Control is in the predetermined range.
  • an embodiment of the present invention provides a base station 800, including:
  • Interconnected baseband unit 810 and radio remote unit 820 are Interconnected baseband unit 810 and radio remote unit 820.
  • the radio remote unit 820 can be the radio remote unit 100 as described in the foregoing embodiment.
  • the radio remote unit 100 wherein the radio remote unit 100 operates in the TDD mode, the radio remote unit 100 may include: a power conversion circuit 110, a low frequency control circuit 130, a storage circuit 120, and an isolation transform. Circuit 140 and power amplifier tube 150.
  • the power conversion circuit 110 is configured to boost the voltage input from the power supply 200 of the remote radio unit 100 to the power conversion circuit 110, and then output the voltage. If the power supply 200 is placed at the remote end relative to the radio remote unit 100, the power supply 200 may also be referred to as a power supply.
  • the first resistor R1 and the second resistor R2 in FIG. 1 are equivalent impedances of two power supply lines connecting the remote radio unit 100 and the power supply 200. It can be understood that when the two power supply lines connecting the remote radio unit 100 and the power supply 200 are sufficiently long, the equivalent impedance is also large enough, and the equivalent impedance is usually not ignored.
  • the isolation conversion circuit 140 is configured to output the voltage output from the power conversion circuit 110 to the power amplifier tube 150 after being subjected to primary and secondary safety isolation.
  • the output of the tank circuit 120 is coupled in parallel with the input of the isolation converter circuit 140.
  • the low frequency control circuit 130 connected to the power conversion circuit 110 is configured to control the fluctuation amplitude of the input current of the power conversion circuit 110 to a predetermined range.
  • the power conversion circuit 110 may include: a diode D1, a first inductor L1, and a switch transistor Q1.
  • the anode of the diode D1 is connected to the positive input terminal of the remote radio unit 100 through the first inductor L1 (since the positive input terminal of the radio remote unit 100 is connected to the positive output terminal of the power supply 200, it is equivalent to the anode of the diode D1.
  • the first inductor L1 is connected to the positive output terminal of the power supply 200
  • the anode of the diode D1 is also connected to the drain D of the switch Q1
  • the source S of the switch Q1 is connected to the negative input terminal of the remote unit 100
  • the negative input terminal of the radio remote unit 100 and the gate G of the negative transfer transistor Q1 of the power supply 200 are connected to the output terminal of the low frequency control circuit.
  • the tank circuit 120 includes a capacitor C1, wherein the capacitor C1 is connected between the cathode of the diode D1 and the source S of the switch Q1.
  • the low frequency control circuit 130 may include:
  • the second inductor L2 The second inductor L2, the first amplifier 134, the second amplifier 132, the first comparator 133, and the multiplier 131.
  • the second inductor L2 is used to induce a current from the negative output end of the power supply 200 of the remote radio unit 100.
  • the two ends of the second inductor L2 are respectively connected to the two input ends of the first amplifier 134.
  • the first amplifier 134 The output terminal is connected to the first inverting input terminal of the first comparator 133; the positive input terminal of the second amplifier 132 and the first reference voltage output terminal Vref (wherein the first reference voltage output terminal outputs the first reference voltage) Connected, the negative input of the second amplifier 132 is coupled to the cathode of the diode D1 in the power conversion circuit 110; wherein the output of the second amplifier 132 is coupled to the first input of the multiplier 131, and the second input of the multiplier 131
  • the terminal is connected to a constant DC voltage output terminal 135 (where the constant DC voltage output terminal 135 outputs a constant DC voltage), and the output of the multiplier 131 is connected to the second inverting input terminal of the first comparator 133, the first
  • the low frequency control circuit 130 may include:
  • the negative input end of the radio remote unit 100 is connected to the source S of the switch Q1 through the third resistor R3, and the two ends of the third resistor R3 are respectively connected to the two input ends of the first amplifier 133, the first amplifier
  • the output of the 134 is connected to the first inverting input of the first comparator 133; the positive input of the second amplifier 132 and the first reference voltage output Vref (wherein the voltage output by the first reference voltage output Vref is the first Connected to a reference voltage, the negative input of the second amplifier 132 is coupled to the cathode of the diode D1; wherein the output of the second amplifier 132 is coupled to the first input of the multiplier 131, and the second input of the multiplier 131 is coupled
  • the constant DC voltage output terminal 135 is connected, the output of the multiplier 131 is connected to the second inverting input terminal of the first comparator 133, and the non-inverting input terminal of the first comparator 133 is connected to the second reference voltage output terminal 136.
  • the low frequency control circuit 130 shown in FIG. 3 can further Steps include:
  • the voltage dividing circuit 137 wherein the negative input terminal of the second amplifier 132 is connected to the cathode of the diode D1 through the voltage dividing circuit 137.
  • the voltage dividing circuit voltage dividing circuit 137 is introduced to avoid the problem that the output voltage V 0 of the power converting circuit 110 is too high, which may affect the safety of the circuit.
  • the voltage dividing circuit 137 shown in FIG. 4 may specifically include: a fourth resistor R4 and a fifth resistor R5, wherein the negative input terminal of the second amplifier 132 passes through the fourth resistor.
  • R4 is coupled to the cathode of diode D1
  • the negative input of second amplifier 132 is also coupled to ground via a fifth resistor R5. It can be understood that the voltage dividing circuit of the structure shown in Fig. 5 has a simple structure, low cost, and a stable working state.
  • switch tube Q1 shown in FIG. 2 to FIG. 5 can also be replaced with a transistor similar in function, and the ports of the replaced transistor are connected to other devices in a similar manner to the switch tube Q1. It will not be detailed here.
  • Vs is the output voltage of the RRU's power supply (Vs is constant)
  • Vin is the input voltage of the RRU
  • lin is the input current of the RRU.
  • Vin Vs _Iin x (M+R2.
  • the energy storage circuit 150 and the low frequency control circuit 130 are introduced in the RRU to control the fluctuation amplitude of the input current to a predetermined range, and strive to control the input current to follow a constant voltage to maintain a stable and constant state.
  • the circuit shown in FIG. 1 to FIG. 5 can specifically solve the problem that the power supply line of the RRU is powered by the TRD system; and the power supply line diameter of the remote power supply for the RRU can be selected.
  • extended distances can also be relatively longer, and the wire diameter and the extended distance can be substantially unaffected by the RRU input voltage and load (ie, power tube) power variations.
  • the load current or power of the RRU has large fluctuations, by smoothing the input current of the RRU (such as the output current of the power conversion circuit 110), it is advantageous to reduce the mutual influence between the devices.
  • FIG. 2 to FIG. 5 exemplify several circuit structures that are low in cost, stable in performance, safe in operation, and are advantageous for better implementation and promotion of RRU products.
  • the low frequency control circuit 130 detects the input current Iin of the power conversion circuit 110.
  • the low-frequency control circuit 130 shown in FIG. 3 to FIG. 5 detects the input current Iin of the power conversion circuit 110 by using the third resistor R3, and the current Iin flowing through the third resistor R3 is equal to the voltage across the third resistor R3 divided by the third resistor.
  • the second inductor L2 in FIG. 2 can obtain a voltage proportional to the input current Iin of the power conversion circuit 110 by using the second inductor L2, wherein the second inductor L2 in FIG. 2 senses the input current of the power conversion circuit 110 in a mutual inductance manner. Iin, the second inductor L2 and the voltage V L2 across the power conversion circuit 110, the input current Iin is also proportional relationship.
  • 1/H is the voltage division ratio of the voltage dividing circuit 137. If H is equal to 1, it means that the voltage dividing circuit 137 is not introduced (the scene in which the voltage dividing circuit 137 is not introduced may be as shown in FIG. 2 and FIG. 3)).
  • the first comparator 133 Assuming that the output voltage of the first amplifier is B1, the output voltage of the multiplier 131 is B2, and when the voltage B1 is greater than the voltage B2, the first comparator 133 outputs a low level, at which time the switch Q1 is turned off, and the switch Q1 is turned off. The output current Io of the power conversion circuit 110 is reduced. When the voltage B1 is lower than the voltage B2, the first comparator 133 outputs a high level. At this time, the switching transistor Q1 is turned on, and the power conversion circuit 110 is turned off when the switching transistor Q1 is turned off. The output current Io becomes large, and finally the fluctuation amplitude of the input current Iin of the power conversion circuit 110 can be controlled within a predetermined range.
  • the power supply current I_load of the power amplifier tube 150 in the RRU needs to be a square wave current (I-load can be, for example, a square wave current with a period of about 10 ms), which is determined by the TDD system, and the purpose of the solution of the embodiment of the present invention is One is to smooth the output current Io of the power conversion circuit 110, so that the input current Iin of the power conversion circuit 110 is a substantially smooth DC current Iin, so that the designed power supply line can be substantially smooth DC current. Iin designed the wire diameter of the power supply line in anticipation of lower product cost.
  • the power amplifier tube 150 exhibits the characteristics of a dynamic load. When the I-load is in a large current period, the storage capacitor C1 and the power conversion circuit 110 jointly supply power to the power tube 150. During the time when the I-load is in the current, the power conversion circuit 110 is divided. The power tube 150 provides energy and also charges the storage capacitor C (at this time, the storage capacitor C1 functions as an energy storage device).
  • the output current of the power conversion circuit 110 can be relatively smooth, thereby achieving a low-frequency smoothing filtering effect, and the low-frequency control circuit 130 controls the switching transistor Q1 to be turned on or off, which is advantageous for implementation.
  • the input current Iin of the power conversion circuit 110 remains substantially constant during T1 and T2.
  • the base station 800 can further include: a power supply 830 for providing remote power to the remote unit 820.
  • the base station 800 mainly includes: an interworking baseband unit 810 and a radio remote unit 820, wherein the radio remote unit 820 includes: a power conversion circuit, a low frequency control circuit, an isolation conversion circuit, and energy storage. a circuit and a power amplifier tube; wherein, the power conversion circuit is configured to boost the voltage input from the power supply of the RRU and output; the isolation conversion circuit is configured to output the voltage outputted by the power conversion circuit to the power amplifier tube after being subjected to primary and secondary safety isolation
  • the energy storage circuit is connected in parallel with the input end of the isolation conversion circuit; the low frequency control circuit is used to control the fluctuation amplitude of the input current of the power conversion circuit to a predetermined range.
  • the RRU By introducing a low-frequency control circuit and a storage circuit in the RRU, it is advantageous to smooth the input current of the RRU, and smoothing the input current of the RRU is advantageous for the RRU to provide a remote power supply with a relatively small distance and a long distance. Can also be relatively long, the wire diameter and the distance can be basically not The effect of RRU input voltage and load (ie power tube) power variation; and, in the scenario where the load current or power of the RRU fluctuates greatly, smoothing the input current of the RRU is also beneficial to reduce the interaction between the devices.
  • an embodiment of the present invention provides a wireless transceiver device 1000, which may include: a radio remote unit 1010 and a power supply 1020 for supplying power to the radio remote unit 1010, where the radio remote unit 1010 may be The radio remote unit 100 as described in the above embodiment.
  • the radio remote unit provided by the embodiment of the present invention is described in detail.
  • the principles and embodiments of the present invention are described in the following. The description of the above embodiment is only used to help understand the method and the method of the present invention.
  • the present invention is not limited to the scope of the present invention.
  • the details of the present invention are not limited by the scope of the present invention.

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Abstract

一种射频拉远单元和相关设备。其中，一种射频拉远单元，可包括：功率变换电路、低频控制电路、储能电路、隔离变换电路和功放管；其中，功率变换电路用于将射频拉远单元的供电电源输入的电压进行升压之后输出；隔离变换电路，用于将功率变换电路输出的电压进行初次级安规隔离之后输出给功放管；储能电路的输出端与隔离变换电路的输入端并联；其中，与功率变换电路连接的低频控制电路，用于将功率变换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。本发明实施例提供的技术方案有利于降低RRU的拉远电源线的选材成本和电源线拉远距离的限制。

Description

射频拉远单元和相关设备
技术领域
本发明涉及通信技术领域， 具体涉及射频拉远单元和相关设备。 背景技术
在无线通信产品中， 在时分双工 （TDD, Time Division Duplexing )发射 制式下， 若为其供电的是直流电源， 那么电源负载电流可能呈现出一个几百赫 兹或者更氏的频率的类似方波的电流波形。而这几百赫兹或更氏频率的方波负 载波形会在设备的供电输入端口完全呈现出来，表现为方波电流。 由于与设备 输入端口连接的拉远电源线的阻抗较大，会有一个对应频率的方波电压反应在 模块的输入端口。
例如射频拉远单元（RRU, Remote Radio Unit ) 内部的供电电压是有一定 输入范围， 一般为 36到 60V, 当低于 36V时 RRU就无法正常工作， 所以在实际 安装的过程中， 只要电源输出电压经过电缆的压降以后，到 RRU端口的电压不 低于 36V就可以。 线缆的压降是和经过线缆的电流和线缆阻抗成正比的， 而线 缆的阻抗与线缆的直径和长度是有直接关系的， 正常情况下， 长度越长、 线径 越细， 阻抗就越大。
现有技术在线缆设计的时候，通常按照电流的最大值进行设计电源线缆的 最长的拉远距离。 相对于平均电流（最大电流值和最小电流值的平均： 经过低 频滤波以后） 的线缆的直径会大^ ί艮多， 线缆相应的成本也会大幅上升。 发明内容
本发明实施例提供射频拉远单元和相关设备，以期降低 RRU的拉远电源线 的选材成本和电源线拉远距离的限制。
本发明第一方面提供一种射频拉远单元， 可包括：
功率变换电路、 低频控制电路、 储能电路、 隔离变换电路和功放管； 其中，所述功率变换电路用于将所述射频拉远单元的供电电源输入的电压 进行升压之后输出；
所述隔离变换电路，用于将所述功率变换电路输出的电压进行初次级安规 隔离之后输出给所述功放管；
所述储能电路与所述隔离变换电路并联；
其中， 与所述功率变换电路连接的所述低频控制电路， 用于将所述功率变 换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。
结合第一方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述功率变换电路包括： 二极管、 第一电感和开关管；
其中，所述二极管的正极通过所述第一电感与所述射频拉远单元的正输入 端连接， 所述二极管的正极还与所述开关管的漏极连接， 所述开关管的源极与 所述射频拉远单元的负输入端连接，所述开关管的栅极与所述低频控制电路的 输出端连接。
结合第一方面的第一种可能的实施方式， 在第二种可能的实施方式中， 所述储能电路包括电容， 其中， 所述电容连接于所述二极管的负极和所述 开关管的源极之间。
结合第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种可能的实施 方式， 在第三种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第二电感、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中，所述第二电感用于从所述射频拉远单元的供电电源的负输出端感应 出电流，其中，所述第二电感的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二 放大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与 所述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端 连接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输 出端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第 二参考电压输出端连接。
结合第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种可能的实施 方式， 在第四种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第三电阻、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中， 所述射频拉远单元的负输入端通过所述第三电阻， 与所述开关管的 源极连接， 所述第三电阻的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所 述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二放 大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与所 述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端连 接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输出 端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第二 参考电压输出端连接。
结合第一方面的第三种可能的实施方式或者第一方面的第四种可能的实 施方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述低频控制电路还包括分压电路， 其 中，所述第二放大器的负输入端，通过所述分压电路与所述二极管的阴极连接。
结合第一方面的第五种可能的实施方式或者第一方面的第四种可能的实 施方式， 在第六种可能的实施方式中，
所述分压电路包括第四电阻和第五电阻， 其中， 所述第二放大器的负输入 端通过所述第四电阻与所述二极管的阴极连接，所述第二放大器的负输入端还 通过所述第五电阻接地。
本发明第二方面提供一种基站， 可包括：
基带单元和射频拉远单元；
其中， 所述射频拉远单元， 可包括：
功率变换电路、 低频控制电路、 储能电路、 隔离变换电路和功放管； 其中，所述功率变换电路用于将所述射频拉远单元的供电电源输入的电压 进行升压之后输出；
所述隔离变换电路，用于将所述功率变换电路输出的电压进行初次级安规 隔离之后输出给所述功放管；
所述储能电路与所述隔离变换电路并联；
其中， 与所述功率变换电路连接的所述低频控制电路， 用于将所述功率变 换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。 结合第二方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述功率变换电路包括： 二极管、 第一电感和开关管；
其中，所述二极管的正极通过所述第一电感与所述射频拉远单元的正输入 端连接， 所述二极管的正极还与所述开关管的漏极连接， 所述开关管的源极与 所述射频拉远单元的负输入端连接，所述开关管的栅极与所述低频控制电路的 输出端连接。
结合第二方面的第一种可能的实施方式， 在第二种可能的实施方式中， 所述储能电路包括电容， 其中， 所述电容连接于所述二极管的负极和所述 开关管的源极之间。
结合第二方面的第一种可能的实施方式或第二方面的第二种可能的实施 方式， 在第三种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第二电感、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中，所述第二电感用于从所述射频拉远单元的供电电源的负输出端感应 出电流，其中，所述第二电感的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二 放大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与 所述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端 连接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输 出端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第 二参考电压输出端连接。
结合第二方面的第一种可能的实施方式或第二方面的第二种可能的实施 方式， 在第四种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第三电阻、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中， 所述射频拉远单元的负输入端通过所述第三电阻， 与所述开关管的 源极连接， 所述第三电阻的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所 述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二放 大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与所 述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端连 接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输出 端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第二 参考电压输出端连接。
结合第二方面的第三种可能的实施方式或者第二方面的第四种可能的实 施方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述低频控制电路还包括分压电路， 其 中，所述第二放大器的负输入端，通过所述分压电路与所述二极管的阴极连接。
结合第二方面的第五种可能的实施方式或者第二方面的第四种可能的实 施方式， 在第六种可能的实施方式中，
所述分压电路包括第四电阻和第五电阻， 其中， 所述第二放大器的负输入 端通过所述第四电阻与所述二极管的阴极连接，所述第二放大器的负输入端还 通过所述第五电阻接地。
本发明第三方面提供一种无线收发设备， 可包括： 射频拉远单元和用于为 所述射频拉远单元供电的供电电源， 其中， 所述射频拉远单元， 可包括：
功率变换电路、 低频控制电路、 储能电路、 隔离变换电路和功放管； 其中，所述功率变换电路用于将所述射频拉远单元的供电电源输入的电压 进行升压之后输出；
所述隔离变换电路，用于将所述功率变换电路输出的电压进行初次级安规 隔离之后输出给所述功放管；
所述储能电路的输出端与所述隔离变换电路的输入端并联；
其中， 与所述功率变换电路连接的所述低频控制电路， 用于将所述功率变 换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。
结合第三方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述功率变换电路包括： 二极管、 第一电感和开关管；
其中，所述二极管的正极通过所述第一电感与所述射频拉远单元的正输入 端连接， 所述二极管的正极还与所述开关管的漏极连接， 所述开关管的源极与 所述射频拉远单元的负输入端连接，所述开关管的栅极与所述低频控制电路的 输出端连接。
结合第三方面的第一种可能的实施方式， 在第二种可能的实施方式中， 所述储能电路包括电容， 其中， 所述电容连接于所述二极管的负极和所述 开关管的源极之间。
结合第三方面的第一种可能的实施方式或第三方面的第二种可能的实施 方式， 在第三种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第二电感、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中，所述第二电感用于从所述射频拉远单元的供电电源的负输出端感应 出电流，其中，所述第二电感的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二 放大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与 所述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端 连接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输 出端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第 二参考电压输出端连接。
结合第三方面的第一种可能的实施方式或第三方面的第二种可能的实施 方式， 在第四种可能的实施方式中，
所述低频控制电路包括： 第三电阻、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中， 所述射频拉远单元的负输入端通过所述第三电阻， 与所述开关管的 源极连接， 所述第三电阻的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所 述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二放 大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与所 述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端连 接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输出 端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第二 参考电压输出端连接。 结合第三方面的第三种可能的实施方式或者第三方面的第四种可能的实 施方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述低频控制电路还包括分压电路， 其 中，所述第二放大器的负输入端，通过所述分压电路与所述二极管的阴极连接。
结合第三方面的第五种可能的实施方式或者第三方面的第四种可能的实 施方式， 在第六种可能的实施方式中，
所述分压电路包括第四电阻和第五电阻， 其中， 所述第二放大器的负输入 端通过所述第四电阻与所述二极管的阴极连接，所述第二放大器的负输入端还 通过所述第五电阻接地。
由上可见， 本发明实施例的 RRU包括功率变换电路、低频控制电路、 隔离 变换电路、储能电路和功放管； 其中， 功率变换电路用于将 RRU的供电电源输 入的电压进行升压之后输出； 隔离变换电路， 用于将功率变换电路输出的电压 进行初次级安规隔离之后输出给功放管；储能电路与隔离变换电路的输入端并 联； 低频控制电路用于将功率变换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范 围。通过在 RRU中引入上述低频控制电路和储能电路等，有利于平滑 RRU的输 入电流，对于连接 RRU和供电电源的两条供电线足够长的场景， 即供电电源为 RRU提供远端供电， 而平滑 RRU的输入电流（即 RRU的输入电流的波动幅度 较小）就有利于实现 RRU提供远端供电的电源线线径选用相对更小的、拉远距 离也可以相对更长，线径和拉远距离可基本不受 RRU输入电压和负载（即功率 管）功率变化的影响； 并且， 在 RRU的负载电流或功率有较大波动的场景， 通 过平滑 RRU的输入电流也有利于减少设备之间的相互影响。 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例技术方案，下面将对实施例和现有技术描 述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是 本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性 的前提下， 还可以根据这些附图获得其它的附图。
图 1是本发明实施例提供的一种提供射频拉远单元的示意图；
图 2是本发明实施例提供的另一种提供射频拉远单元的示意图；
图 3是本发明实施例提供的另一种提供射频拉远单元的示意图； 图 4是本发明实施例提供的另一种提供射频拉远单元的示意图； 图 5是本发明实施例提供的另一种提供射频拉远单元的示意图；
图 6是本发明实施例提供的一种提供射频拉远单元的输入电流和输入电压 的关系示意图；
图 7是本发明实施例提供的一种提供射频拉远单元中功放管的输入电流波 形示意图；
图 8是本发明实施例提供的一种基站的示意图；
图 9是本发明实施例提供的另一种基站的示意图；
图 10是本发明实施例提供的一种无线收发设备的示意图。 具体实施方式
本发明实施例提供射频拉远单元和相关设备，以期降低 RRU的拉远电源线 的选材成本和电源线拉远距离的限制。
为使得本发明的发明目的、 特征、 优点能够更加的明显和易懂， 下面将结 合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描 述， 显然， 下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而非全部的实施 例。基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提 下所获得的所有其它实施例， 都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语 "第一"、 "第二"、 "第 三" "第四" 等（如果存在）是用于区别类似的对象， 而不必用于描述特定的 顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换， 以便这里 描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序 实施。 此外， 术语 "包括" 和 "具有" 以及他们的任何变形， 意图在于覆盖不 排他的包含， 例如， 包含了一系列步骤或单元的过程、 方法、 ***、 产品或设 备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对 于这些过程、 方法、 产品或设备固有的其它步骤或单元。
下面通过具体实施例， 分别进行详细的说明。 参见图 1 , 本发明实施例提供一种射频拉远单元 100, 其中， 射频拉远单元 100工作于 TDD模式下， 射频拉远单元 100可包括： 功率变换电路 110、 低频控 制电路 130、 储能电路 120、 隔离变换电路 140和功放管 150。
其中， 功率变换电路 110, 用于将射频拉远单元 100的供电电源 200向所述 功率变换电路 110输入的电压进行升压之后输出。 其中， 若相对于射频拉远单 元 100, 供电电源 200置于远端， 则此时供电电源 200也可称之为供电电源。 其 中， 图 1中的第一电阻 R1和第二电阻 R2为连接射频拉远单元 100和供电电源 200 的两条供电线的等效阻抗。可以理解， 当连接射频拉远单元 100和供电电源 200 的两条供电线足够长时， 其等效阻抗也会足够大， 此时该等效阻抗通常不忽略 处理。
隔离变换电路 140,用于将功率变换电路 110输出的电压进行初次级安规隔 离之后输出给功放管 150。
储能电路 120与隔离变换电路 140并联。
其中， 与功率变换电路 110连接的低频控制电路 130, 用于将功率变换电路 110的输入电流的波动幅度控制在预定范围。
参见图 2〜图 5 , 在本发明的一些实施例中， 功率变换电路 110可包括： 二极管 Dl、 第一电感 L1和开关管 Ql。
其中，二极管 D1的正极通过第一电感 L1与射频拉远单元 100的正输入端连 接（由于射频拉远单元 100的正输入端与供电电源 200的正输出端连接， 因此相 当于二极管 D1的正极通过第一电感 L1与供电电源 200的正输出端连接）， 二极 管 D1的正极还与开关管 Q1的漏极 D连接， 开关管 Q1的源极 S与射频拉远单元 100的负输入端连接 (由于射频拉远单元 100的负输入端与供电电源 200的负输 关管 Q1的栅极 G与上述低频控制电路的输出端连接。
参见图 2〜图 5 , 在本发明一些实施例中， 储能电路 120包括电容 C1 , 其中 电容 C1连接于二极管 D1的负极和开关管 Q1的源极 S之间。
参见图 2, 在本发明一些实施例中， 低频控制电路 130可包括：
第二电感 L2、 第一放大器 134、 第二放大器 132、 第一比较器 133和乘法器
131。 其中，第二电感 L2用于从射频拉远单元 100的供电电源 200的负输出端感应 出电流， 第二电感 L2的两端分别与第一放大器 134的两个输入端连接， 第一放 大器 134的输出端与第一比较器 133的第一反向输入端连接； 第二放大器 132的 正输入端与第一参考电压输出端 Vref (其中， 第一参考电压输出端输出第一参 考电电压）连接， 第二放大器 132的负输入端与功率变换电路 110中的二极管 D1的阴极连接； 其中， 第二放大器 132的输出端与乘法器 131的第一输入端连 接， 乘法器 131的第二输入端与恒定直流电压输出端 135 (其中， 恒定直流电压 输出端 135输出恒定直流电压）连接， 乘法器 131的输出端与第一比较器 133的 第二反向输入端连接，第一比较器 133的同向输入端与第二参考电压输出端 136 连接。
参见图 3 , 在本发明一些实施例中， 低频控制电路 130可包括：
第三电阻 R3、 第一放大器 134、 第二放大器 132、 第一比较器 133和乘法器
131。
其中， 射频拉远单元 100的负输入端， 通过第三电阻 R3与开关管 Q1的源极 S连接， 第三电阻 R3的两端分别与第一放大器 133的两个输入端连接， 第一放 大器 134的输出端与第一比较器 133的第一反向输入端连接； 第二放大器 132的 正输入端与第一参考电压输出端 Vref (其中， 第一参考电压输出端 Vref输出的 电压为第一参考电压， 第一参考电压可为恒定电压， 第一参考电压用于与第二 放大器 132的负输入端比较）连接， 第二放大器 132的负输入端与二极管 D1的 阴极连接； 其中， 第二放大器 132的输出端与乘法器 131的第一输入端连接， 乘 法器 131的第二输入端与恒定直流电压输出端 135 (恒定直流电压输出端 135输 出恒定直流电压）连接，乘法器 131的输出端与第一比较器 133的第二反向输入 端连接， 第一比较器 133的同向输入端与第二参考电压输出端 136连接（其中第 二参考电压输出端 136输出的电压为第二参考电压， 第二参考电压可为恒定电 压， 第二参考电压用于分别与第一比较器 133的第一反向输入端电压和第二反 向输入端比较）。
参见图 4, 在本发明一些实施例中， 低频控制电路 130还可进一步包括： 分压电路 137, 其中， 第二放大器 132的负输入端， 通过分压电路 137与二 极管 Dl的阴极连接。 其中， 引入分压电路分压电路 137, 可避免因为功率变换 电路 110的输出电压 V0过高， 而可能影响电路工作安全的问题。
参见图 5 , 在本发明一些实施例中， 图 4所示的分压电路 137例如可具体包 括：
第四电阻 R4和第五电阻 R5 , 其中， 第二放大器 132的负输入端通过第四电 阻 R4与二极管 D1的阴极连接， 第二放大器 132的负输入端还通过第五电阻 R5 接地。 可以理解， 图 5所示结构的分压电路结构简单， 成本低廉， 且工作状态 非常稳定。
可以理解的是， 图 4和图 5所示的本发明的一些实施例中， 是以图 3所示的 低频控制电路 130结构进行说明，本发明的一些实施例也可以是在图 2所示的低 频控制电路 130的结构中增加分压电路 137, 其连接方式类似， 在此不再赘述。
可以理解的是， 图 2〜图 5中所示的开关管 Q1亦可替换为与之功能类似的晶 体三极管， 而替换的晶体三极管的各端口与其它器件的连接方式， 与开关管 Q1类似， 此处不再详述。
在输入电源线拉远的场景下 , RRU的供电电源和 RRU之间是的电源线是比 较长的 （可能长达几十甚至几百米）， 因此， 拉远的电源线的阻抗是需要考虑 的问题， 假设， R1和 R2为拉远的电源线的等效阻抗， Vs表示 RRU的供电电源 的输出电压 （Vs恒定）、 Vin表示 RRU的输入端电压、 lin表示 RRU的输入端电 流， 则 Vs和 Vin之间的关系可如下公式所示：
Vin = Vs - lin (^1+R2 )。
因此， Vin将随着 lin的增大而减小， 其变化关系可如图 6所示。
如图 6所示， 由于当 RRU的输入端电流 lin周期性变化时， RRU的输入端电 压 Vin也将周期性变化， 因此若放任 RRU输入端电流 lin周期性大幅变化， 则会 导致 RRU的输入端电压 Vin的变化范围很宽 (当然需保证最低电压不低于 RRU 最低输入电压要求）， 势必会带来电源线的成本较高和 RRU内部器件选型难度 提高等问题。 因此， 本发明实施例的技术方案中， 在 RRU中引入储能电路 150 和低频控制电路 130, 将输入电流的波动幅度控制在预定范围， 力求控制输入 电流跟随恒定电压以保持平稳恒定。 本发明实施例提供的图 1〜图 5所示的电路， 可针对性的解决 RRU在 TDD制 式下为其供电的电源线拉远问题；为 RRU提供远端供电的电源线线径可选用相 对更小的、拉远距离也可以相对更长，线径和拉远距离可基本不受 RRU输入电 压和负载（即功率管）功率变化的影响。 在 RRU的负载电流或功率有较大波动 的场景， 通过平滑 RRU的输入电流（如功率变换电路 110的输出电流）， 有利于 减少设备之间的相互影响。 并且， 图 2〜图 5举例给出了几种成本低廉、 性能稳 定可靠、 运行安全的电路结构， 有利于更好的实施和推广 RRU产品。
下面简单介绍一下电路的工作原理。
低频控制电路 130检测功率变换电路 110的输入电流 Iin。 图 3〜图 5所示中低 频控制电路 130利用第三电阻 R3检测功率变换电路 110的输入电流 Iin, 流经第 三电阻 R3上的电流 Iin等于第三电阻 R3两端电压除以第三电阻 R3的阻值， 因此 可利用第三电阻 R3可获得与输入电流 Iin存在比例关系的电压， 其中， 图 3〜图 5 中功率变换电路 110的输入电流 Iin流经第三电阻 R3 , 因此， 第三电阻 R3两端的 电压 VR3=Iin* R3 , Iin= VR3/ R3。 图 2中低频控制电路 130利用第二电感 L2能够 得到与功率变换电路 110的输入电流 Iin存在比例关系的电压，其中， 图 2中第二 电感 L2以互感方式感应出功率变换电路 110的输入电流 Iin, 第二电感 L2两端的 电压 VL2与功率变换电路 110的输入电流 Iin也存在比例关系。
低频控制电路 130中利用乘法器 131将恒定直流电压 Vh (图 2〜图 5中恒定直 流电压输出端 135输出恒定直流电压 Vh )乘以 A得到结果 B2 (即乘法器 131的输 出电压为 B2 ), 其中， A为第二放大器 132的输出， 其中， 图 2和图 3所示的低频 控制电路 130中没有分压电路， 因此 A=Vref-V0。 图 4和图 5所示的低频控制电路 130中还包括分压电路， 因此 A=Vref-V0*l/H, 其中， V。为功率变换电路 110的 输出电压， 1/H为分压电路 137的分压比例， 若 H等于 1则表示未引入分压电路 137 (未未引入分压电路 137的场景可如图 2和图 3所示）。
假设第一放大器的输出电压为 B1 ,乘法器 131的输出电压为 B2, 当电压 B1 大于电压 B2时， 第一比较器 133输出低电平， 此时开关管 Q1关断， 在开关管 Q1 关断时功率变换电路 110的输出电流 Io变小； 当电压 B1小于电压 B2时， 第一比 较器 133输出高电平，此时开关管 Q1导通，在开关管 Q1关断时功率变换电路 110 的输出电流 Io变大， 最终可将功率变换电路 110的输入电流 Iin的波动幅度控制 在预定范围内。
其中， RRU中功放管 150的供电电流 I— load需为方波电流（I— load例如可为 周期为 10ms左右的方波电流）， 这由 TDD制式所决定， 本发明实施例的方案的 目的之一就是要使功率变换电路 110的输出电流 Io平滑， 进而使得反应在功率 变换电路 110的输入电流 Iin为一个基本平滑的直流电流 Iin, 进而使得在设计供 电线是可按照基本平滑的直流电流 Iin来设计供电线的线径，以期待获得较低的 产品成本。
假设， 功放管 150的供电电流 I— load的波形如图 7所示。
在 T1时间内， 储能电容 C1开始充电储能（假设储能电容 C1此时的充电电 流为 I— ch ), 此时 Io=I— ch+I— load; 在 T2时间内， 储能电容 C1开始放电（假设储 能电容 C1此时的放电电流为 I— ch ), 此时 Io=I— load- I— ch。 功放管 150体现出动 态负载的特性， 当 I— load处于大电流期间， 储能电容 C1和功率变换电路 110共 同为功率管 150提供能量； 在 I— load处于电流期间， 功率变换电路 110除为功率 管 150提供能量， 还为储能电容 C充电（此时储能电容 C1起储能作用）。 由于储 能电容 C1存在循环的充放电过程， 因此， 功率变换电路 110的输出电流就能相 对平滑， 进而实现低频平滑滤波效果， 低频控制电路 130控制开关管 Q1导通或 关断，有利于实现在 T1和 T2时间内功率变换电路 110的输入电流 Iin保持基本恒 定。
由上可见， 本实施例提供的 RRU包括功率变换电路、低频控制电路、 隔离 变换电路、储能电路和功放管； 其中， 功率变换电路用于将 RRU的供电电源输 入的电压进行升压之后输出； 隔离变换电路， 用于将功率变换电路输出的电压 进行初次级安规隔离之后输出给功放管； 储能电路与隔离变换电路并联； 低频 控制电路用于将功率变换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。通过在 RRU中引入低频控制电路和储能电路， 有利于平滑 RRU的输入电流， 而平滑 RRU的输入电流就有利于实现 RRU提供远端供电的电源线线径选用相对更小 的、拉远距离也可以相对更长，线径和拉远距离可基本不受 RRU输入电压和负 载（即功率管）功率变化的影响； 并且， 在 RRU的负载电流或功率有较大波动 的场景， 通过平滑 RRU的输入电流也有利于减少设备之间的相互影响。 参见图 8, 本发明实施例提供一种基站 800, 包括：
互联互通的基带单元 810和射频拉远单元 820。
其中， 射频拉远单元 820可为如上述实施例描述的射频拉远单元 100。 例如图 1所示， 射频拉远单元 100, 其中， 射频拉远单元 100工作于 TDD模 式下， 射频拉远单元 100可包括： 功率变换电路 110、 低频控制电路 130、 储能 电路 120、 隔离变换电路 140和功放管 150。
其中， 功率变换电路 110, 用于将射频拉远单元 100的供电电源 200向所述 功率变换电路 110输入的电压进行升压之后输出。 其中， 若相对于射频拉远单 元 100, 供电电源 200置于远端， 则此时供电电源 200也可称之为供电电源。 其 中， 图 1中的第一电阻 R1和第二电阻 R2为连接射频拉远单元 100和供电电源 200 的两条供电线的等效阻抗。可以理解， 当连接射频拉远单元 100和供电电源 200 的两条供电线足够长时， 其等效阻抗也会足够大， 此时该等效阻抗通常不忽略 处理。
隔离变换电路 140,用于将功率变换电路 110输出的电压进行初次级安规隔 离之后输出给功放管 150。
储能电路 120的输出端与隔离变换电路 140的输入端并联。
其中， 与功率变换电路 110连接的低频控制电路 130, 用于将功率变换电路 110的输入电流的波动幅度控制在预定范围。
参见图 2〜图 5, 在本发明的一些实施例中， 功率变换电路 110可包括： 二极管 Dl、 第一电感 L1和开关管 Ql。
其中，二极管 D1的正极通过第一电感 L1与射频拉远单元 100的正输入端连 接（由于射频拉远单元 100的正输入端与供电电源 200的正输出端连接， 因此相 当于二极管 D1的正极通过第一电感 L1与供电电源 200的正输出端连接）， 二极 管 D1的正极还与开关管 Q1的漏极 D连接， 开关管 Q1的源极 S与射频拉远单元 100的负输入端连接 (由于射频拉远单元 100的负输入端与供电电源 200的负输 关管 Q1的栅极 G与上述低频控制电路的输出端连接。 参见图 2〜图 5 , 在本发明一些实施例中， 储能电路 120包括电容 C1 , 其中 电容 C1连接于二极管 D1的负极和开关管 Q1的源极 S之间。
参见图 2, 在本发明一些实施例中， 低频控制电路 130可包括：
第二电感 L2、 第一放大器 134、 第二放大器 132、 第一比较器 133和乘法器 131。
其中，第二电感 L2用于从射频拉远单元 100的供电电源 200的负输出端感应 出电流， 第二电感 L2的两端分别与第一放大器 134的两个输入端连接， 第一放 大器 134的输出端与第一比较器 133的第一反向输入端连接； 第二放大器 132的 正输入端与第一参考电压输出端 Vref (其中， 第一参考电压输出端输出第一参 考电电压）连接， 第二放大器 132的负输入端与功率变换电路 110中的二极管 D1的阴极连接； 其中， 第二放大器 132的输出端与乘法器 131的第一输入端连 接， 乘法器 131的第二输入端与恒定直流电压输出端 135 (其中， 恒定直流电压 输出端 135输出恒定直流电压）连接， 乘法器 131的输出端与第一比较器 133的 第二反向输入端连接，第一比较器 133的同向输入端与第二参考电压输出端 136 连接。
参见图 3 , 在本发明一些实施例中， 低频控制电路 130可包括：
第三电阻 R3、 第一放大器 134、 第二放大器 132、 第一比较器 133和乘法器
131。
其中， 射频拉远单元 100的负输入端， 通过第三电阻 R3与开关管 Q1的源极 S连接， 第三电阻 R3的两端分别与第一放大器 133的两个输入端连接， 第一放 大器 134的输出端与第一比较器 133的第一反向输入端连接； 第二放大器 132的 正输入端与第一参考电压输出端 Vref (其中， 第一参考电压输出端 Vref输出的 电压为第一参考电压）连接， 第二放大器 132的负输入端与二极管 D1的阴极连 接；其中，第二放大器 132的输出端与乘法器 131的第一输入端连接，乘法器 131 的第二输入端与恒定直流电压输出端 135连接，乘法器 131的输出端与第一比较 器 133的第二反向输入端连接，第一比较器 133的同向输入端与第二参考电压输 出端 136连接。
参见图 4, 在本发明一些实施例中， 图 3所示的低频控制电路 130还可进一 步包括：
分压电路 137, 其中， 第二放大器 132的负输入端， 通过分压电路 137与二 极管 D1的阴极连接。 其中， 引入分压电路分压电路 137, 可避免因为功率变换 电路 110的输出电压 V0过高， 而可能影响电路工作安全的问题。
参见图 5 , 在本发明一些实施例中， 图 4所示的分压电路 137例如可具体包 括： 第四电阻 R4和第五电阻 R5 , 其中， 第二放大器 132的负输入端通过第四电 阻 R4与二极管 D1的阴极连接， 第二放大器 132的负输入端还通过第五电阻 R5 接地。 可以理解， 图 5所示结构的分压电路结构简单， 成本低廉， 且工作状态 非常稳定。
可以理解的是， 图 2〜图 5中所示的开关管 Q1亦可替换为与之功能类似的晶 体三极管， 而替换的晶体三极管的各端口与其它器件的连接方式， 与开关管 Q1类似， 此处不再详述。
在输入电源线拉远的场景下 , RRU的供电电源和 RRU之间是的电源线是比 较长的 （可能长达几十甚至几百米）， 因此， 拉远的电源线的阻抗是需要考虑 的问题， 假设， R1和 R2为拉远的电源线的等效阻抗， Vs表示 RRU的供电电源 的输出电压 （Vs恒定）、 Vin表示 RRU的输入端电压、 lin表示 RRU的输入端电 流， 则 Vs和 Vin之间的关系可如下公式所示：
Vin = Vs _Iin x (M+R2 。
因此， Vin将随着 lin的增大而减小， 其变化关系可如图 6所示。
如图 6所示， 由于当 RRU的输入端电流 lin周期性变化时， RRU的输入端电 压 Vin也将周期性变化， 因此若放任 RRU输入端电流 lin周期性大幅变化， 则会 导致 RRU的输入端电压 Vin的变化范围很宽 (当然需保证最低电压不低于 RRU 最低输入电压要求）， 势必会带来电源线的成本较高和 RRU内部器件选型难度 提高等问题。 因此， 本发明实施例的技术方案中， 在 RRU中引入储能电路 150 和低频控制电路 130, 将输入电流的波动幅度控制在预定范围， 力求控制输入 电流跟随恒定电压以保持平稳恒定。
本发明实施例提供的图 1〜图 5所示的电路， 可针对性的解决 RRU在 TDD制 式下为其供电的电源线拉远问题；为 RRU提供远端供电的电源线线径可选用相 对更小的、拉远距离也可以相对更长，线径和拉远距离可基本不受 RRU输入电 压和负载（即功率管）功率变化的影响。 在 RRU的负载电流或功率有较大波动 的场景， 通过平滑 RRU的输入电流（如功率变换电路 110的输出电流）， 有利于 减少设备之间的相互影响。 并且， 图 2〜图 5举例给出了几种成本低廉、 性能稳 定可靠、 运行安全的电路结构， 有利于更好的实施和推广 RRU产品。
下面简单介绍一下电路的工作原理。
低频控制电路 130检测功率变换电路 110的输入电流 Iin。 图 3〜图 5所示中低 频控制电路 130利用第三电阻 R3检测功率变换电路 110的输入电流 Iin, 流经第 三电阻 R3上的电流 Iin等于第三电阻 R3两端电压除以第三电阻 R3的阻值， 因此 可利用第三电阻 R3可获得与输入电流 Iin存在比例关系的电压， 其中， 图 3〜图 5 中功率变换电路 110的输入电流 Iin流经第三电阻 R3 , 因此， 第三电阻 R3两端的 电压 VR3=Iin* R3 , Iin= VR3/ R3。 图 2中低频控制电路 130利用第二电感 L2能够 得到与功率变换电路 110的输入电流 Iin存在比例关系的电压，其中， 图 2中第二 电感 L2以互感方式感应出功率变换电路 110的输入电流 Iin, 第二电感 L2两端的 电压 VL2与功率变换电路 110的输入电流 Iin也存在比例关系。
低频控制电路 130中利用乘法器 131将恒定直流电压 Vh (图 2〜图 5中恒定直 流电压输出端 135输出恒定直流电压 Vh )乘以 A得到结果 B2 (即乘法器 131的输 出电压为 B2 ), 其中， A为第二放大器 132的输出， 其中， 图 2和图 3所示的低频 控制电路 130中没有分压电路， 因此 A=Vref-V0。 图 4和图 5所示的低频控制电路 130中还包括分压电路， 因此 A=Vref-V0*l/H, 其中， V。为功率变换电路 110的 输出电压， 1/H为分压电路 137的分压比例， 若 H等于 1则表示未引入分压电路 137 (未未引入分压电路 137的场景可如图 2和图 3所示）。
假设第一放大器的输出电压为 B1 ,乘法器 131的输出电压为 B2, 当电压 B1 大于电压 B2时， 第一比较器 133输出低电平， 此时开关管 Q1关断， 在开关管 Q1 关断时功率变换电路 110的输出电流 Io变小； 当电压 B1小于电压 B2时， 第一比 较器 133输出高电平，此时开关管 Q1导通，在开关管 Q1关断时功率变换电路 110 的输出电流 Io变大， 最终可将功率变换电路 110的输入电流 Iin的波动幅度控制 在预定范围内。 其中， RRU中功放管 150的供电电流 I— load需为方波电流（I— load例如可为 周期为 10ms左右的方波电流）， 这由 TDD制式所决定， 本发明实施例的方案的 目的之一就是要使功率变换电路 110的输出电流 Io平滑， 进而使得反应在功率 变换电路 110的输入电流 Iin为一个基本平滑的直流电流 Iin, 进而使得在设计供 电线是可按照基本平滑的直流电流 Iin来设计供电线的线径，以期待获得较低的 产品成本。
假设， 功放管 150的供电电流 I— load的波形如图 7所示。
在 T1时间内， 储能电容 C1开始充电储能（假设储能电容 C1此时的充电电 流为 I— ch ), 此时 Io=I— ch+I— load; 在 T2时间内， 储能电容 C1开始放电（假设储 能电容 C1此时的放电电流为 I— ch ), 此时 Io=I— load- I— ch。 功放管 150体现出动 态负载的特性， 当 I— load处于大电流期间， 储能电容 C1和功率变换电路 110共 同为功率管 150提供能量； 在 I— load处于电流期间， 功率变换电路 110除为功率 管 150提供能量， 还为储能电容 C充电（此时储能电容 C1起储能作用）。 由于储 能电容 C1存在循环的充放电过程， 因此， 功率变换电路 110的输出电流就能相 对平滑， 进而实现低频平滑滤波效果， 低频控制电路 130控制开关管 Q1导通或 关断，有利于实现在 T1和 T2时间内功率变换电路 110的输入电流 Iin保持基本恒 定。
参见图 9, 基站 800还可包括： 用于为射频拉远单元 820提供远端供电的供 电电源 830。
由上可见， 本实施例提供的基站 800主要包括： 互联互通的基带单元 810 和射频拉远单元 820, 其中， 射频拉远单元 820包括： 功率变换电路、 低频控制 电路、 隔离变换电路、 储能电路和功放管； 其中， 功率变换电路用于将 RRU 的供电电源输入的电压进行升压之后输出； 隔离变换电路， 用于将功率变换电 路输出的电压进行初次级安规隔离之后输出给功放管；储能电路与隔离变换电 路的输入端并联；低频控制电路用于将功率变换电路的输入电流的波动幅度控 制在预定范围。通过在 RRU中引入低频控制电路和储能电路，有利于平滑 RRU 的输入电流，而平滑 RRU的输入电流就有利于实现 RRU提供远端供电的电源线 线径选用相对更小的、拉远距离也可以相对更长， 线径和拉远距离可基本不受 RRU输入电压和负载（即功率管 )功率变化的影响； 并且， 在 RRU的负载电流 或功率有较大波动的场景，通过平滑 RRU的输入电流也有利于减少设备之间的 相互影响。
参见图 10, 本发明实施例还 s提供一种无线收发设备 1000, 可包括： 射频 拉远单元 1010和用于为射频拉远单元 1010供电的供电电源 1020, 其中，射频拉 远单元 1010可为如上述实施例描述的射频拉远单元 100。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重， 某个实施例中没有详 述的部分， 可以参见其他实施例的相关描述。
以上对本发明实施例所提供的射频拉远单元进行了详细介绍，本文中应用 了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用 于帮助理解本发明的方法及其核心思想； 同时， 对于本领域的一般技术人员， 依据本发明的思想， 在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处， 综上， 本 说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

权 利 要 求
1、 一种射频拉远单元， 其特征在于， 包括：
功率变换电路、 低频控制电路、 储能电路、 隔离变换电路和功放管； 其中，所述功率变换电路用于将所述射频拉远单元的供电电源输入的电压 进行升压之后输出；
所述隔离变换电路，用于将所述功率变换电路输出的电压进行初次级安规 隔离之后输出给所述功放管；
所述储能电路与所述隔离变换电路并联；
其中， 与所述功率变换电路连接的所述低频控制电路， 用于将所述功率变 换电路的输入电流的波动幅度控制在预定范围。
2、 根据权利要求 1所述的射频拉远单元， 其特征在于，
所述功率变换电路包括： 二极管、 第一电感和开关管；
其中，所述二极管的正极通过所述第一电感与所述射频拉远单元的正输入 端连接， 所述二极管的正极还与所述开关管的漏极连接， 所述开关管的源极与 所述射频拉远单元的负输入端连接，所述开关管的栅极与所述低频控制电路的 输出端连接。
3、 根据权利要求 2所述的射频拉远单元， 其特征在于，
所述储能电路包括电容， 其中， 所述电容连接于所述二极管的负极和所述 开关管的源极之间。
4、 根据权利要求 2或 3所述的射频拉远单元， 其特征在于，
所述低频控制电路包括： 第二电感、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中，所述第二电感用于从所述射频拉远单元的供电电源的负输出端感应 出电流，其中，所述第二电感的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二 放大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与 所述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端 连接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输 出端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第 二参考电压输出端连接。
5、 根据权利要求 2或 3所述的射频拉远单元， 其特征在于，
所述低频控制电路包括： 第三电阻、 第一放大器、 第二放大器、 第一比较 器和乘法器；
其中， 所述射频拉远单元的负输入端通过所述第三电阻， 与所述开关管的 源极连接， 所述第三电阻的两端分别与所述第一放大器的两个输入端连接， 所 述第一放大器的输出端与所述第一比较器的第一反向输入端连接；所述第二放 大器的正输入端与第一参考电压输出端连接，所述第二放大器的负输入端与所 述二极管的阴极连接；所述第二放大器的输出端与所述乘法器的第一输入端连 接， 所述乘法器的第二输入端与恒定直流电压输出端连接， 所述乘法器的输出 端与第一比较器的第二反向输入端连接，所述第一比较器的同向输入端与第二 参考电压输出端连接。
6、 根据权利要求 4或 5所述的射频拉远单元， 其特征在于， 所述低频控制 电路还包括分压电路， 其中， 所述第二放大器的负输入端， 通过所述分压电路 与所述二极管的阴极连接。
7、 根据权利要求 6所述的射频拉远单元， 其特征在于，
所述分压电路包括第四电阻和第五电阻， 其中， 所述第二放大器的负输入 端通过所述第四电阻与所述二极管的阴极连接，所述第二放大器的负输入端还 通过所述第五电阻接地。
8、 一种基站， 其特征在于， 包括：
基带单元和射频拉远单元； 其中， 所述射频拉远单元为如权利要求 1至 7 任一项所述的射频拉远单元。
9、 一种无线收发设备， 其特征在于， 包括： 射频拉远单元和用于为所述 射频拉远单元供电的供电电源， 其中， 所述射频拉远单元为如权利要求 1至 7 任一项所述的射频拉远单元。
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