WO2014035102A1 - 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치 Download PDF

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WO2014035102A1
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김진민
정재훈
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Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a codebook based signal transmission method and apparatus.
  • Multi-Input Multi-Output (MIM0) technology improves the transmission and reception efficiency of data by using multiple transmit antennas and multiple receive antennas, avoiding the use of one transmit antenna and one receive antenna. to be. If a single antenna is used, the receiving end receives data through a single antenna path. However, if multiple antennas are used, the receiving end receives data through multiple paths. Therefore, data transmission speed and transmission amount can be improved, and coverage can be increased.
  • channel status information is fed back from the MIM0 receiver and used by the MIM0 transmitter.
  • the receiver may determine the CSI by performing channel measurement using a predetermined reference signal (RS) from the transmitter.
  • RS reference signal
  • a method of transmitting channel state information in a terminal of a wireless communication system measuring a downlink channel from a downlink signal received from a base station; ; Determining a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI for the downlink channel based on the measurements for the downlink channel; And transmitting the first PMI and the second PMI to the base station, wherein the first PMI comprises a first precoding vector comprising a first elevation angle component for the multiple antennas of the base station.
  • PMI precoding matrix indicator
  • the second PMI indicates a second precoding vector comprising a second elevation component and an azimuth angle component for the multiple antennas of the base station, and the resolution of the azimuth component is It may be determined based on the elevation angle component or the second elevation angle component.
  • a terminal apparatus for transmitting channel state information in a wireless communication system includes a receiver; transmitter; And a processor, wherein the processor is further configured to: measure a downlink channel from a downlink signal received through a receiver from a base station; Determine a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI for the downlink channel based on the measurements for the downlink channel; A first precoding configured to transmit the first PMI and the second PMI to the base station using the transmitter, wherein the first PMI includes a first elevation angle component for multiple antennas of the base station; Indicating a vector, wherein the second PMI indicates a second precoding vector including a second elevation component and an azimuth angle component for the multiple antennas of the base station, and the resolution of the azimuth component is It may be determined based on the first elevation component or the second elevation component.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a method for receiving channel state information in a base station of a wireless communication system includes a downlink signal used for measuring a downlink channel of a terminal. Transmitting to; And receiving, from the terminal, a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI determined based on the measurement for the downlink channel, wherein the first PMI is a first for multiple antennas of the base station; A first precoding vector comprising an elevation angle component, wherein the second PMI is a second elevation component and an azimuth for the multiple antennas of the base station; and a second precoding vector including an angle component, wherein a resolution of the azimuth component may be determined based on the first elevation component or the second elevation component.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a base station apparatus for receiving channel state information in a wireless communication system includes a receiver; transmitter; And a processor, wherein the processor is further configured to transmit a downlink signal used for downlink channel measurement of the terminal to the terminal using the transmitter; A first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI determined based on the measurement for the downlink channel are configured to be received from the terminal by using the receiver, and the first PMI is configured for multiple antennas of the base station.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a first precoding vector comprising a first elevation angle component, wherein the second PMI includes a second elevation angle component and an azimuth angle component for the multiple antennas of the base station; Indicating a vector, the resolution of the azimuth component may be determined based on the first elevation component or the second elevation component.
  • the resolution of the azimuth component is set higher as the beam formed by the multiple antennas directs a far distance in the horizontal direction from the multiple antennas, and the multiple antennas formed by the multiple antennas. It may be set lower toward the horizontal distance from the lower direction.
  • the resolution of the azimuth component may be set higher as the elevation angle is closer to horizontal, and may be set lower as the elevation angle is closer to vertical.
  • the N a may be set to a larger value as the second elevation component is closer to 1, and may be set to a smaller value as the second elevation component is closer to zero.
  • the second elevation component may be sin09), and z9 may be an elevation angle.
  • [18] and b may be the second elevation component.
  • the first precoding vector is, a z () 2 [1 eJ a e ⁇ 2a ... e ⁇ ( ⁇ -D] T, a is the i elevation angle component, and M is the vertical direction. It may be the number of antennas.
  • the second precoding vector is and a x ( ⁇ c) ⁇ [1 e ⁇ -° e j2b - c . ⁇ - ⁇ )] ⁇ and 'b is the second elevation angle component, c is the azimuth component, and N may be the number of horizontal antennas.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook capable of efficiently supporting MIM0 transmission supporting a two-dimensional antenna configuration can be provided.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook that can reduce feedback overhead while maintaining system performance for MIM0 transmission through a two-dimensional transmission antenna can be provided.
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • 2 illustrates a resource grid in a downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating examples of bump forming according to a 2D antenna configuration.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a correlation between a first elevation component a of and a second elevation component b of.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating another example of the relationship between the first elevation component a of and the second elevation component b of.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving channel state information according to the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a terminal apparatus and a base station apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • Embodiments of the present invention will be described with reference to the relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station. Do.
  • Base station 1 may be replaced by terms such as a fixed station, Node B, eNode B (eNB), Access Point (AP), and the like. Repeater can be replaced by terms such as Relay Node (RN), Relay Station (RS), etc.
  • terminal may be replaced with terms such as UE user equipment (MS), mobile station (MS), mobile subscriber station (MSS), and subscribing station (SS).
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-A (LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SCF single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA can be implemented with wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, and E-UT A (Evolved UTRA).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTEdong term evolution (3GPP) is part of E-UMTS (Evolved UMTS) using E-UTRA, and employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system). For clarity, the following description focuses on 3GPP LTE and 3GPP LTE-A systems, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • uplink / downlink mutator packet transfer is done in units of "subframe (subframe), a sub-frame is defined as a certain time interval including a number of symbols 0FDM.
  • subframe subframe
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • FIG. 1 (a) is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time it takes for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval ( ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • the 0FDM symbol represents one symbol period.
  • the 0FDM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a CP Cyclic Prefix).
  • CP has extended CP and normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by an extended CP, the length of one 0FDM symbol is increased,
  • the number of OFDM symbols included in the slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further enjoy inter-symbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes seven 0FOM symbols, and one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a structure of a type 2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frame consists of two half frames, each half frame is divided into five subframes-Downlink Pilot Time Slot (DwPTS), Guard Period (GP), Uplink Pilot Time Slot ), And one subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation in a UE.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • one downlink slot includes seven 0FDM symbols in the time domain and one resource block (RB) includes 12 subcarriers in the frequency domain
  • the present invention is limited thereto. Is not.
  • one slot includes 70 FDM symbols, but in the case of an extended CP, one slot may include 6 0 FDM symbols.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • One resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of N D1 ′ depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to a data region to which a Physical Downlink Shared Chancel (PDSCH) is allocated.
  • PDSCH Physical Downlink Shared Chancel
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), and physical HARQ indicator channel (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH includes resource allocation and transmission format of DL-SCH, resource allocation information of UL-SCH, paging information of PCH, system information on DL-SCH, and PDSCH.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in an aggregation of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal and adds a Cyclic Redundancy Check (CRC) to the control information.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • C-RNTI Cell-RNTI
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • the system information identifier and system information RNTI may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • random access-RNTKRA? RNTI may be masked to the CRC.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called that the RB pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the theoretical ratio is proportional to the number of antennas, unlike when the transmitter or the receiver uses multiple antennas.
  • Channel transmission capacity is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate is theoretically can be increased by the increase rate became rate () is multiplied by the maximum transmission rate of a single antenna drive.
  • the current trends of multi-antenna researches include the study of information theory aspects related to the calculation of multi-antenna communication capacity in various channel and multi-access environments, the study of wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, and the improvement of transmission reliability. Research is being actively conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology for improving data rate.
  • the maximum information that can be transmitted with Vr transmission antennas is G-D.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • each transmission power is 1 , ⁇ , ⁇ ′ ⁇ , then the transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • S may be expressed as follows using a diagonal matrix P of transmit power.
  • vector X can be expressed as:
  • ' ⁇ ⁇ ' is a weight between the / th transmit antenna and the / th information.
  • W is also called a precoding matrix.
  • the reception signal is a reception signal of each antenna when there are N R reception antennas. Can be expressed as a vector as
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes.
  • Let h denote the channel from the transmitting antenna to the receiving antenna /. Note that, at 3 ⁇ 4, the order of the index is the receive antenna index first, and the index of the transmit antenna is later.
  • FIG. 5 (b) shows a channel from yV r transmit antennas to a receive antenna /.
  • the channels may be bundled and displayed in the form of a vector and a matrix.
  • a channel arriving from a total of ⁇ transmit antennas to a receive antenna / may be represented as follows. All channels flying [83] Accordingly, from vV 7, transmit antennas to the receive antennas ⁇ can be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmit / receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number NA of receive antennas, and the number of columns is equal to the number of transmit antennas.
  • the channel matrix H is
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns independent of each other. Thus, the ram of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • the tank ra "(H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • rank may be defined as the number of nonzero eigenvalues when the matrix is eigenvalue decomposition.
  • rank can be defined as the number of nonzero singular values when singular value decomposition is performed.
  • the physical meaning of is the maximum number of different information that can be sent on a given channel.
  • 'tank' for MIM0 transmission refers to the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' It represents the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits a number of layers corresponding to the number of hanks used for signal transmission, unless otherwise specified, a tank has the same meaning as the number of layers.
  • the MIM0 method can be divided into an open-loop method and a closed-loop method.
  • -Loop MIM0 means that the transmitter performs MIM0 transmission without feedback of the channel state information from the MIM0 receiver.
  • the closed-loop MIM0 scheme means that the MIM0 transmission is performed by the transmitter by receiving the channel state information from the MIM0 receiver.
  • each of the transmitter and the receiver may perform the bumping based on the channel state information in order to obtain a multiplexing gain of the MIM0 transmit antenna.
  • the transmitting end eg, the base station
  • the UE estimates and estimates a downlink channel using a cell-specific reference signal (CRS) and / or a channel state information-reference signal (CSI—RS). And / or measurement may be performed.
  • the channel status information (CSI) fed back to the base station by the terminal may include a tank indicator (RI), a precoding matrix index (PMI), and a channel quality indicator (CQI). .
  • RI is information about a channel rank.
  • the rank of the channel means the maximum number of layers (or streams) that can transmit different information through the same time-frequency resource.
  • the tank value is mainly due to the long term fading of the channel. As such, it can be fed back over a generally longer period (ie less frequently) compared to PMI and CQI.
  • the PMI is information on a precoding matrix used for transmission from a transmitter and is a value reflecting the ' spatial characteristics of the channel.
  • Precoding means mapping a transmission layer to a transmission antenna, and a layer-antenna mapping relationship may be determined by a precoding matrix.
  • PMI corresponds to a precoding matrix index of a base station preferred by a terminal based on metrics such as signal-to-interference plus noise ratio (SINR).
  • SINR signal-to-interference plus noise ratio
  • the transmitter and the receiver share a codebook including various precoding matrices in advance . Headering-A scheme of feeding back only the index that points to a particular precoding matrix in the codebook may be used. For example, the PMI may be determined based on the most recently reported RI.
  • the CQI is information indicating channel quality or channel strength.
  • CQI may be expressed as a predetermined MCS combination. That is, the fed back CQI index indicates a corresponding modulation scheme and code rate.
  • the CQI sets a specific resource region (eg, a region specified by a valid subframe and / or a physical resource block) as a CQI reference resource, and assumes that a PDSCH transmission exists in the corresponding CQI reference resource. It can be calculated assuming that the PDSCH can be received without exceeding the probability (eg, 0.1).
  • the CQI is a value that reflects the received SINR obtained when the base station configures a spatial channel using the PMI.
  • the CQI may be calculated based on the most recently reported RI and / or PMI.
  • an additional multiuser diversity is considered to be obtained by using a multiuser-3 ⁇ 4 ⁇ 0 (MU-MIM0) scheme.
  • MU-MIM0 multiuser-3 ⁇ 4 ⁇ 0
  • the MU-MIM0 scheme since interference channels exist between terminals multiplexed in an antenna domain, when a base station performs downlink transmission using channel state information fed back by one terminal among multiple users, the terminal is transmitted to another terminal. It is necessary to prevent interference from occurring. Therefore, in order for the MU-MIM0 operation to be performed correctly, channel state information with higher accuracy than the single-user MIM0 (SU-MIM0) method must be fed back.
  • SU-MIM0 single-user MIM0
  • a new CSI feedback scheme can be applied to improve the CSI composed of the existing RI, PMI and CQI.
  • the precoding information fed back by the receiving end may be indicated by a combination of two PMIs (eg, il and i2). Accordingly, more sophisticated PMI can be fed back, and more sophisticated CQI can be calculated and reported based on this sophisticated PMI.
  • the CSI may be periodically transmitted through the PUCCH or aperiodically through the PUSCH. Also, which of RI, first PMI (eg, W1), second PMI (eg, W2), CQI is fed back, whether the fed back PMI and / or CQI is for wideband (WB) or Depending on whether it is for a subband (SB), various reporting modes can be defined.
  • precoding may be applied to appropriately distribute transmission information to each antenna according to channel conditions.
  • a set of precoding matrices are set in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end measures channel information from the transmitting end and transmits what is the most suitable precoding matrix (ie, PMI).
  • PMI the most suitable precoding matrix
  • a transmitter is a technique of applying appropriate precoding to signal transmission based on PMI. Since an appropriate precoding matrix is selected from a predetermined set of precoding matrices, the optimal precoding is not always applied, but the feedback is compared to explicitly feeding back the optimal precoding information to the actual channel information. This has the advantage of reducing overhead.
  • 6 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, an antenna number, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver can select the optimal precoding matrix by measuring the received signal using the Maximum Likelihood (ML) or the Minimum Mean Square Error (SE) method.
  • ML Maximum Likelihood
  • SE Minimum Mean Square Error
  • the transmitting end receiving the feedback information from the receiving end may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal pre-coded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the precoding matrix satisfies a unitary matrix (U) condition such as U * U H -I.
  • U unitary matrix
  • the inverse processing of the precoding described above is a Hermit of the precoding matrix (P) used for precoding of the transmitting end.
  • (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 1 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE Release ⁇ 8/9, and Table 2 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE Release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using.
  • ⁇ is obtained as a set ⁇ composed of a mathematical expression expressed as W tax ⁇ ⁇ »' ' .
  • This band 1, / represents a 4x4 single matrix, and is the value given in Table 2.
  • the codebooks for the two transmit antennas have a total of seven precoding vectors / matrix, where the single matrix is for an open loop system. There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding closed-loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • CSI-RS antenna ports may be represented by antenna port indexes 15 to 22.
  • Tables 3 to 10 1-layer, 2-layer, 3- using antenna ports 15 to 22
  • Figure 1 shows an example of a codebook for layer, 4-layer, 5-layer, 6-layer, 7-layer, and 8-layer CSI reporting.
  • FIG. 7 (a) shows a case in which N antennas configure channels independent of each other without grouping, and is generally called a ULACUniform Linear Array.
  • FIG. 7 (b) shows a ULA antenna structure (Paired ULA) in which two antennas are paired.
  • two pairs of antennas may have an associated channel and may have a channel independent of another pair of antennas.
  • the ULA antenna configuration as shown in FIGS. 7A and 7B may not be suitable. Therefore, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 7 (c).
  • a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 7 (c).
  • ⁇ Group 1 up to index 1, 2, ..., ⁇ / 2, and index N'r / 2 + l
  • ⁇ Group 2 up to ⁇ / 2 + 2, ..., ⁇ ⁇ ⁇ may be configured to have polarities orthogonal to each other.
  • the antennas of antenna group 1 may have the same polarity (eg vertical polar izat ion) and the antennas of antenna group 2 may have another same polarity (eg horizontal polarization). Also, both antenna groups are co-located.
  • antennas 1 and ⁇ ⁇ / 2 + 1, antenna 2 and ⁇ ⁇ / 2 + 2, antenna 3 and ⁇ ⁇ / 2 + 3, the antenna ⁇ ⁇ / 2 and ⁇ ⁇ may be placed in the same position .
  • the antennas in one antenna group are the same as the ULACUniform Linear Array.
  • the correlation between antennas in one antenna group has a linear phase increment characteristic.
  • the correlation between antenna groups has a phase rot at ion characteristic.
  • the one-dimensional antenna arrangement may include a ULA or cross-polar antenna array configuration as shown in FIG. 7.
  • the reference signal transmission and the CSI feedback scheme as described above are applied. That is, for the purpose of estimating the channel between the transmitting end and the receiving end (or the base station and the terminal) in downlink transmission, the transmitting end transmits a reference signal (for example, CRS or CSI-RS) to the receiving end.
  • the channel state can be estimated from the reference signal.
  • the receiver may calculate a tank, a precoding weight, and a CQI based thereon that are expected to be suitable for downlink data transmission based on the channel information obtained through the reference signal.
  • Precoding information is required for MIMO transmission such as precoded spatial multiplexing, and the precoding weight may be configured in the form of a codebook.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplexing (SM) using CRS in a MIM0 system using four transmit antennas may be described as follows.
  • a base station having four transmitting antennas transmits a CRS
  • an index of an antenna port ( ⁇ ) mapped to each RS is AP0, 1, 2, and 3, and the terminal uses the CRS to transmit the ARS0, 1, 2, We can estimate the channel from three.
  • H may be expressed as a matrix (or vector) of Nr X Nt size. Where Nr is the number of receive antennas and Nt is the number of transmit antennas.
  • the terminal may assume that the base station transmits data using the precoding weight matrix (or vector) W n (k).
  • W ra (k) [Wn W 12 Wis ... W lra ; W 21 W 22 W 23 ... W 2m ; W 31 W 32 W 33 ... W 3ra ; It can be represented by W41 W 42 W 43 V .. W 4m ]. That is, W ra (k) may be expressed as a matrix (or vector) of Nt X m size.
  • the terminal may calculate the equivalent channel H eq .
  • the UE may select a tank and a precoding weight suitable for downlink transmission based on the equivalent channel H eq .
  • the terminal may calculate the expected CQI when applying the selected tank and the precoding weight.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplexing (SM) using CSI-RS in a MIM0 system using eight transmit antennas may be described as follows.
  • a CSI-RS When transmitting a CSI-RS from a base station having 8 transmitting antennas, if the index of the antenna port ( ⁇ ) mapped to each RS is AP15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, the terminal is a CSI.
  • -RS can be used to estimate channels from AP15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 and 22.
  • ⁇ -3 ⁇ 4 [ ⁇ Hi2 Hi3 Hi4 His H 17 3 ⁇ 48; H21 H22 H23 H24 H25 H26 H27 11 ⁇ 28; ...; ⁇ ⁇ ⁇ H Nr2 H Nr3 H Nr4 H Nr5 H Nr6 H Nr7 H Nr8 ], where Nr is the number of receiving antennas.
  • W ra precoding weight matrix
  • the terminal is suitable for downlink transmission and the tank and precoding A weight can be selected and an expected CQI can be calculated when the selected tank and precoding weight are applied.
  • the UE may feed back the CSI (eg, RI, PMI, CQI) selected / calculated using the CRS or CSI-RS as described above to the base station.
  • the base station may determine a tank, a precoding weight, a modulation and coding technique suitable for downlink transmission in consideration of the CSI reported by the terminal.
  • the spatial information of the multi-antenna antenna system may be determined according to the antenna shape.
  • the antenna shape may be classified into a linear array, a circular array, a planar array, a spherical array antenna, and the like according to an arrangement shape.
  • the existing wireless communication systems 3GPP LTE, IEEE 802.16 series, WiMAX, IEEE802.11. Series, WiFi, etc.
  • the research on the multi-antenna transmission method in the case of using a linear array antenna has been actively studied.
  • the linear array antenna is characterized by arranging the antennas in one column. Accordingly, bump forming for the azimuth angle is possible, but cannot support bump forming for the elevation angle.
  • Beamforming with respect to azimuth is based on a principle of operation in which a plane wave compensates for a phase delay caused by a time difference in reaching each antenna position according to an azimuth. That is, when using a linear array antenna, only two-dimensional beamforming (that is, beamforming in the azimuth direction) may be supported.
  • the phase delay according to the relative distance of the antennas arranged in three dimensions and the phase change of the spatial channel according to the three-dimensional antennas can be expressed as follows.
  • the azimuth angle of the plane wave with respect to the transmission signal (or the reception signal) in the three-dimensional space coordinate system can be expressed by ⁇
  • the elevation angle can be expressed by ⁇ .
  • Equation 13 A represents a wave length, ⁇ represents an azimuth angle, and ⁇ represents an elevation angle.
  • dx, dy, and dz represent the distance change amount on x, y, z axis, respectively.
  • phase delay is represented by the phase change of the spatial channel, which can be expressed as Equation 14 below.
  • FIG. 8 (a) shows ULA, which is an example of a one-dimensional antenna configuration
  • FIG. 8 (b) shows URA Jniform Rectangular Array, which is an example of a two-dimensional antenna configuration.
  • Equation 15 it is assumed that there is a change amount in the linear array antenna only in the X axis and there is no change amount in the y axis and the z axis.
  • Equation 15 In order to convert Equation 15 into an N-point Discrete Fourier Transform (DFT) form, substituting eosy ⁇ of Equation 15 into DFT (DFT) form, substituting eosy ⁇ of Equation 15 into DFT (DFT) form,
  • Equation 16 k has one of values from 0 to N-1 (that is, N values), and N has a meaning as a unit for decomposing a phase. Ie.
  • n has one of values from 0 to N antenna -1, and N antenna means the number of antennas.
  • N orthogonal bands may be formed from N antenna transmission antennas.
  • the DFT-based vector as described above e. g., Table 3 3GPP LTE releases, such as to about 10-10, or release, the precoding matrix (or vector as defined in 8Tx feedback codebook's -11)
  • the precoding matrix or vector as defined in 8Tx feedback codebook's -11
  • N antennas are arranged with a spacing of ⁇ .
  • the wave for ULA can be expressed as vector k.
  • ⁇ represents the direction of the vector k and corresponds to the azimuth angle in the x-y plane.
  • a steering vector represents a set of phase delays experienced by the wave, determined by the antennas belonging to the antenna array. If the steering vector is a, it can be expressed as the following equation.
  • ⁇ represents a wave length.
  • Steering vector a is defined as a complex vector of size NX1, each of the N elements of a representing the relative phase at each of the antennas of the ULA.
  • three-dimensional beamforming (that is, beamforming in the azimuth and elevation directions) may be supported.
  • the phase delay of the plane wave and the variation of the phase of the spatial channel according to the relative distances of the antennas arranged in two dimensions should be considered.
  • URA In the example of URA of FIG. 8 (b), antennas are arranged in two dimensions on an x—z plane.
  • URA can also be called UPA Jniform Planar Array.
  • This two-dimensional antenna structure has been proposed as a method for arranging a very large number of antennas, and can be applied for a massive MIM0 to maximize the advantages of the existing MIM0 technology.
  • the phase delay at which the plane wave reaches each antenna in the planar antenna and the amount of phase shift of the spatial channel can be expressed as follows.
  • URA of FIG. 8B includes NXM antennas.
  • N x M antennas are arranged with d x spacing on the x axis and d z spacing on the z axis.
  • the direction of the wave vector k of URA can be expressed by the azimuth angle ⁇ in the X—y plane and the elevation angle ⁇ in the yz plane.
  • the steering matrix for URA can be expressed as the following equation.
  • A) represents a steering matrix.
  • the steering matrices [mu] ⁇ , [phi] are defined as a complex matrix of size N [mu] M, each of the N [mu] M elements representing the relative phase at each of the antennas of the URA.
  • Equation 18 e ⁇ t is two vector cos
  • a range formed by a one-dimensional antenna structure such as a conventional ULA is specified only by an azimuth angle (eg, a horizontal domain), and cannot be specified by an elevation angle (eg, a vertical domain). Only beamforming is supported.
  • a one-dimensional antenna structure e.g., ULA or cross-polar array configuration
  • the beam formed by the two-dimensional antenna structure in the azimuth and elevation directions Orientation can be specified, allowing three-dimensional panforming.
  • 9 is a diagram illustrating examples of beamforming according to a 2D antenna configuration.
  • 9A shows examples of sector specific beamforming formed by limiting a predetermined range of azimuth angle and a predetermined range of elevation angle.
  • 9 (b) shows examples of UE-specific bump forming, which are formed with different elevation angles on the same azimuth angle.
  • the sector-specific elevation beamforming for example, by vertical pattern beamwidth and / or downtilt) Adaptive control
  • improved sectorization in the vertical domain and new beamforming such as user (or UE) -specific high and low bump forming.
  • Vertical Sectorizations can increase average system performance through the gain of vertical sector patterns, but generally do not require additional standard technical support.
  • UE-specific high beamforming may improve SINR for the corresponding UE by designating a vertical antenna pattern in the direction of the UE.
  • UE-specific high and low beamforming requires additional standard technical support. For example, in order to correctly support a two-dimensional port structure, a UE-CSI measurement and feedback method of the UE for a specific high and low frequency forming is required.
  • Downlink MIM0 improvement schemes include, for example, the UE's CSI feedback scheme (eg, support for new codebook designs, codebook selection / updates / modifications, minimization of increase in CSI payload size, etc.), UE—specific high and low Change of CSI-RS configuration for beamforming Definition of additional antenna ports for UE-specific high and low beamforming; Improvement of downlink control operation to support UE-specific high and low beamforming (e.g., the number of antenna ports In the case of increasing, it may include aspects such as common channel coverage and / or a method for securing radio resource management (RRM) measurement reliability.
  • RRM radio resource management
  • the present invention proposes a method of designing a codebook composed of values representing spatial information for multi-dimensional multi-antenna transmission. Specifically, the present invention proposes a method for designing a codebook suitable for multi-dimensional antenna arrangement, in which spatial ' information ' is required including not only azimuth but also elevation.
  • the precoding weight for the three-dimensional broad-forming may be expressed as a combination of a vector / matrix including an elevation angle and a vector / matrix including an elevation angle and an azimuth angle.
  • 3 ⁇ 4 is a function of the elevation component a (ie, the first elevation component) and is expressed as 3 ⁇ 4 (a).
  • the precoding weights for the three-dimensional beamforming may be expressed by a combination of and.
  • the combination method may be a dot product (Example 1-1), a Kronecker product (Example 1-2) or a product (implementation). Example 1–3).
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed as an inner product type of and as shown in the following equation.
  • a (a, b, c) may be expressed by Equation 21 below.
  • a (a, b, c) a z (a). a x (b, c) T
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed in an inner form of ⁇ and ⁇ as shown in the following equation.
  • Equation 22 Equation 3 is defined, the 4X4 transmission is performed.
  • Equation 23 A (a, b, c) can be expressed by Equation 23 below.
  • the precoding weight for three-dimensional bump forming may be expressed in the form of a Kronecker product of with the following equation.
  • a z (a) [1 e ja e 2a ... ⁇ ⁇ - ⁇ a x (b, c) ⁇ [1 eib ' c ei 2h - c
  • a z may be defined as a vector of 4 ⁇ 1 size, and a x may be defined as a vector of 1 ⁇ 4 size.
  • a (a, b, c) may be expressed as in Equation 25 below.
  • a ( ; b, c) a z () ® a x (?, C)
  • the precoding weight for three-dimensional bump forming may be expressed in the form of a Kronecker product with ⁇ as in the following equation.
  • a x (b, c) [1 e jb'c e ] '2b'c ... ⁇ ⁇ ⁇ - ⁇
  • N 4
  • N 4
  • a (a, b, c) may be expressed by Equation 27 below.
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed in the form of a product of elements of and elements of.
  • Various examples of the first embodiment relate to a method of expressing a precoding weight for 3D beamforming.
  • one matrix A determined by a value of a specific ⁇ a, b, c ⁇ (i.e., a set of a first elevation component a, a second elevation component b, and an azimuth component c) value
  • a specific ⁇ a, b, c ⁇ i.e., a set of a first elevation component a, a second elevation component b, and an azimuth component c
  • sixteen elements of the matrix A of Equation 21, 23, 25, or 27 are It can be understood to represent a phase value mapped to each of the sixteen antennas.
  • the codebook for three-dimensional beamforming may be configured in a form including a plurality of precoding matrices A for a plurality of ⁇ a, b, c ⁇ values.
  • the precoding matrix A may be configured in the form of a combination of two precoding vectors / matrix.
  • the three-dimensional precoding matrix includes an indicator indicating the precoding matrix in the z-axis direction (for example, the first PMI or PMIz) and an indicator indicating the precoding matrix in the X-axis direction (for example, 2 PMI, or PMIx) can be defined in the form of a combination (inner product, Kronecker product, or product).
  • the CSI feedback on the spatial channel information for the 3D beamforming may include feedback on the first and second PMIs (or PMIz and PMIx).
  • the second embodiment relates to a method of defining a relationship between a, which is the first elevation component, and b, which is the second elevation component, described in the first embodiment.
  • the precoding additive value for the three-dimensional beamforming is a vector / matrix, a second elevation angle component (b) and an azimuth component (c), which are vectors / matrix comprising the first elevation component (a). It can be represented by a combination of a x , which is a containing vector / matrix.
  • the first elevation angle component a and the second elevation angle component b may be designed to have correlation with each other.
  • the first elevation component a and the second elevation component b may be defined to have a relationship as in the following equation.
  • a x (b, c) [l ej b'c e j2b'c ...
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a correlation between a first elevation component a of and a second elevation component b of.
  • the points on the semicircular arc mean candidates of values of a predetermined elevation angle in order to determine the precoding weight. That is, when the number of points on the semicircular arc (that is, the number of candidates of elevation values) increases, the interval between the points becomes narrow, which means that the elevation angle component can be expressed with more precise resolution.
  • the number of points on the semicircle that is, the number of candidates of the elevation angles
  • the interval between the points becomes wider, which means that the elevation angle component can be expressed with a less precise resolution. do.
  • the first elevation component a and the second elevation component b may be defined to have the same relationship of ⁇ + II 1.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating another example of a correlation between a first elevation component a of and a second elevation component b of.
  • the points on the sides of the triangle mean candidates of predetermined elevation angles in order to determine the precoding weight. That is, when the number of points on the triangular edge (that is, the number of candidates for elevation angles) increases, the interval between the points becomes narrow, which means that the elevation angle component can be expressed with more precise resolution. In addition, in the example of FIG. 11, when the number of points on the triangular edge (that is, the number of candidates of the elevation angles) decreases, the interval between the points becomes wider, which means that the elevation angle component can be expressed with a less precise resolution. do.
  • an elevation angle 9 must first be determined, and an appropriate azimuth angle ⁇ can be determined based on the determined elevation angle.
  • the present embodiment relates to a method for setting granularity of an elevation component and / or an azimuth component.
  • the precoding weight A is expressed in combination with 3 ⁇ 4
  • the method for setting granularity for the elevation component of the vector / matrix containing the elevation angle (for example, the first elevation component described above) is described.
  • the elevation angle for example, the first elevation component described above
  • the element responsible for the elevation angle of 3 ⁇ 4 is defined to have one of several predetermined decimal values between 0 and 1.
  • the increment (ie, difference value) between the plurality of predetermined decimal values may be equally given as 1 / N e .
  • the plurality of predetermined decimal values may be expressed as n e / N e .
  • N e orthogonal beams in the elevation direction may be configured.
  • N e orthogonal beams in the elevation direction.
  • the larger the value of N e i.e., the smaller the value of 1 / N e
  • the element that is responsible for the azimuth of [233] is defined to have one of several predetermined decimal values between 0 and 1.
  • an increment ie, a difference value
  • the plurality of predetermined decimal values may be equally given by h.
  • the plurality of predetermined decimal values may be expressed as n a / N a .
  • N a orthogonal beams in the azimuth direction may be configured.
  • ⁇ i.e., the smaller the value of 1 / N a
  • the element that is responsible for the elevation angle of is determined as a decimal value between 0 and 1, and may be determined based on an association with the value of the element that is responsible for the elevation angle of.
  • the value of the element e.g., the second elevation component described above
  • the element e.g., the first elevation angle component described above
  • ⁇ ⁇ 0, 1,. ⁇ ,, ⁇ ⁇ -1
  • Equation 31 is an example corresponding to the correlation in Example 2-1
  • Equation 32 is an example corresponding to the association in Embodiment 2-2.
  • the precoding weight for 3D beamforming has a structure in which the azimuth angle is determined according to the elevation angle.
  • determining an appropriate precoding weight in a codebook comprising the precoding weights calculated according to the method proposed in the present invention first involves an appropriate precoding matrix (e.g., a z , or a first PMI, or PMIx that indicates a particular, and considers the precoding matrix in the determined elevation direction, taking into account the appropriate precoding matrix (eg, in the X-axis direction) (e.g., Or a second PMI, or PMIz) indicating a particular.
  • an appropriate precoding matrix e.g., a z , or a first PMI, or PMIx that indicates a particular
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the granularity of the elevation component of and the azimuthality component of the granularity of it is possible to precisely or coarsely determine granularity in the direction of the warp generated in the bidirectional or azimuthal direction as needed. .
  • This embodiment proposes a method of defining an association between the resolution of an azimuth component and the value of an elevation component.
  • z is a vector / matrix including a first elevation component, and a vector / matrix including a second elevation component and an azimuth component.
  • the resolution of the azimuth component constituting the is an elevation angle component (for example, the first elevation angle component) Or designed to correlate with the value of an elevation component (eg, a second elevation component) constituting a x .
  • the beam direction may be expressed as an elevation angle and an azimuth angle.
  • the elevation angle serves to determine the direction of the beam in the vertical direction (or vertical direction) on the spatial coordinates. Assume that an elevation of 0 ° corresponds to a vertical upward direction, an elevation of 90 ° corresponds to a horizontal beam direction, and an elevation of 180 ° corresponds to a vertical downward beam direction (FIG. 8 ( b) ⁇ 9). In this case, since most of the users using wireless communication are located near the ground, the elevation angle can be determined between 90 ° and 180 ° .
  • a heading beam is formed. Assuming that the beam is shaped like a fan, the longer the distance from the center (or the radial length of the fan), the larger the range covered by the beam (i.e., the arc length of the fan). In other words, the farther the distance from the antenna (i.e., the distance in the horizontal direction) is, the smaller the beam direction is, the more difficult the beam is to reach in the desired direction.
  • the present invention proposes to set the resolution of the azimuth angle as the elevation angle is closer to 90 ° , and to set the resolution of the azimuth angle as the elevation angle is closer to 180 ° .
  • the present embodiment relates to a method in which the resolution of the azimuth component constituting s is determined according to the value of the elevation angle component (eg, the second elevation angle component) of.
  • the value of the elevation angle component eg, the second elevation angle component
  • [250] may be, for example, the mathematical Referring to equation 20, the "b value of quantization (quantization) is c Naha that the azimuthal component of thus to have a variable resolution the beam component that represents the elevation angle.
  • N a orthogonal beams in the azimuth direction may be configured.
  • the larger the value of ⁇ the denser the beam can be formed in the azimuthal direction (i.e., higher resolution)
  • the smaller the value of N a the more sparse the beam can be formed in the azimuthal direction (i.e., lower resolution).
  • Equation 28 b, which is an elevation angle component constituting, may be represented by sin 9) in Equation 19 above. Therefore, as the elevation angle is closer to 90 ° , b has a value closer to 1, and as the elevation angle is closer to 180 ° , b has a value closer to zero.
  • the elevation angle component (eg, the second elevation angle component) of a x is closer to 1
  • the value of N a is set higher
  • the value of b is closer to 0
  • the value of ⁇ is increased. Can be set low.
  • This embodiment relates to a method in which the resolution of the azimuth component constituting s is determined according to the value of the elevation angle component (eg, the first elevation angle component) of.
  • c representing azimuth component of may be quantized to have a variable beam resolution according to a value representing a elevation angle of a z .
  • three-dimensional pre-coding matrix A may be the following mathematical expression, it expressed as a.
  • a n e / N e
  • a n e / N e
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving channel state information according to the present invention.
  • the UE may receive a downlink signal (for example, a downlink reference signal) from the base station.
  • a downlink signal for example, a downlink reference signal
  • the UE may measure a downlink channel using the downlink signal.
  • the UE may determine channel state information based on the measurement for the downlink channel.
  • the channel state information may include a first PMI and a second PMI.
  • the first and second PMIs may be for 3D beamforming of the base station.
  • the first and second PMIs may indicate a precoding matrix suitable for (or preferred by the terminal) a spatial channel generated by the two-dimensional antenna arrangement of the base station.
  • the first PMI may indicate a precoding vector (eg,) including the first elevation component described in the above embodiments.
  • the second PMI may indicate a precoding vector (eg, a x ) including the second elevation component and the azimuth component described in the above embodiments.
  • the second elevation component (eg, b) may be determined based on the first elevation component (eg, a).
  • the resolution of the azimuthal component e. G., C
  • the resolution of the azimuth component may be set higher as the elevation angle is horizontal, and set lower as the elevation angle is vertical.
  • the first PMI may indicate one of the candidates of the first precoding vector
  • the second PMI may indicate one of the candidates of the second precoding vector.
  • a codebook may be defined that includes precoding matrices determined by a combination of the candidates of the first precoding vector and the candidates of the second precoding vector. That is, the first PMI and the second PMI may indicate a specific precoding matrix within a predetermined codebook.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a terminal apparatus and a base station apparatus according to the present invention.
  • the base station apparatus 10 may include a transmitter 11, a receiver 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15. .
  • the transmitter 11 may transmit various signals, data, and information to an external device (eg, a terminal).
  • the receiver 12 may receive various signals, data, and information from an external device (eg, a terminal).
  • the processor 13 may control the operation of the base station apparatus 10 as a whole.
  • the plurality of antennas 15 may be configured according to, for example, a two-dimensional antenna arrangement.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 may be configured to receive channel state information according to examples proposed by the present invention.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 performs a function of arithmetic processing of information received by the base station apparatus 10, information to be transmitted to the outside, and the like. It can be stored for a time and can be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 20 may include a transmitter 21, a receiver 22 processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas 25.
  • the two antennas 25 mean a terminal device that supports MIM0 transmission and reception, and the transmitter 21 can transmit various signals, data, and information to an external device (for example, a base station). Various signals, data, and information from, for example, a base station can be received
  • the processor 23 can control the operations of the entire terminal device 20.
  • the processor 23 of the terminal device 20 may be configured to transmit channel state information according to examples proposed by the present invention.
  • the processor 23 of the terminal device 20 performs a function of processing the information received by the terminal device 20, information to be transmitted to the outside, and the like, and the memory 24 stores the calculated information and the like for a predetermined time. Can be stored and replaced by components such as buffers (not shown).
  • the above-described specific configuration of the terminal device 10 may be implemented so that the above-described matters described in various embodiments of the present invention may be independently applied or two or more embodiments may be applied at the same time. The description is omitted for the sake of brevity. '
  • a downlink transmission entity or an uplink reception entity has been described mainly using an example of a base station, and a downlink reception entity or an uplink transmission entity mainly uses a terminal.
  • the scope of the present invention is not limited thereto.
  • the description of the base station is a cell, an antenna port, an antenna port group, an RRH, a transmission point, a reception point, an access point, a repeater, etc., becomes a downlink transmission entity to a terminal or an uplink reception entity from a terminal.
  • the repeater becomes a downlink transmission entity to the terminal or an uplink reception entity from the terminal, or when the repeater becomes an uplink transmission entity to the base station or a downlink reception entity from the base station,
  • the principles of the present invention described through various embodiments may be equally applied.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (fir are are), software or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), and PLDs (Programmable). Logic Devices), field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable.
  • Logic Devices field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above can be applied to various mobile communication systems.

Landscapes

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  • Mathematical Physics (AREA)
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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법은, 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여, 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계; 및 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각(elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 벡터를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각(azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 벡터를 지시하며, 상기 방위각 성분의 레졸루션(resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 상세하게는 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술： I
[2] 다중 입출력 (Multi-Input Multi-Output; MIM0) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신단은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만, 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 테이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고， 커버리지 (coverage)를 증대시킬 수 있다.
[3] MIM0 동작의 다중화 이득을 높이기 위해서 MIM0 수신단으로부터 채널상태정보 (Channel Status Information; CSI)를 피드백 받아 MIM0 송신단에서 이용할 수 있다. 수신단에서는 송신단으로부터의 소정의 참조신호 (Reference Signal; RS)를 이용하여 채널 측정을 수행함으로써 CSI를 결정할 수 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[4] 본 발명에서는 2 차원 안테나 구조를 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 또한， 2 차원 안테나 구조를 이용하는 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야애서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】 [6] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법은， 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여， 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계; 및 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며， 상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정될 수 있다.
[7] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 전송하는 단말 장치는, 수신기; 송신기; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 기지국으로부터 상기 수신기를 통해서 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하고; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여， 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하고; 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 송신기를 이용하여 상기 기지국으로 전송하도록 설정되며， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며， 상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정될 수 있다.
[8] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보를 수신하는 방법은， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 단말에게 전송하는 단계; 및 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하고， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며, 상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정될 수 있다.
[9] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 수신하는 기지국 장치는, 수신기; 송신기; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 송신기를 이용하여 상기 단말에게 전송하고; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 계 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 상기 수신기를 이용하여 수신하도록 설정되며， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며， 상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정될 수 있다.
[10] 상기 본 발명에 따른 실시예들에 있어서 아하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.
[11] 상기 방위각 성분의 레졸루션은， 상기 다중 안테나에 의해 형성되는 빔이 상기 다중.안테나로부터 수평방향으로 먼 거리를 지향할수록 높게 설정되고， 상기 다중 안테니-에 의해 형성되는 범이 상기 다중 안테나로부터 수평방향으로 가까운 거리를 지향할수록 낮게 설정될 수 있다.
[12] 상기 방위각 성분의 레졸루션은， 앙각이 수평에 가까울수록 높게 설정되고， 상기 앙각이 수직에 가까울 록 낮게 설정될 수 있다.
[13] 상기 방위각 성분은 na/Na 이고， ^는 방위각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고， na = 0， 1， 2, .. ·， Na-1 일 수 있다.
[14] 상기 Na는, 상기 제 2 앙각 성분이 1에 가까울수록 큰 값으로 설정되고， 상기 제 2 앙각 성분이 0에 가까을수록 작은 값으로 설정될 수 있다.
[15] 상기 제 2 앙각 성분은 sin09)이고， z9는 앙각의 값일 수 있다.
[16] 상기 제 1 앙각 성분은 ne/Ne 이고， Ne는 앙각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고, ne = 0， 1, 2, Ne-1 일 수 있다. [17] ^a@ne=0 〉 ^a@ne=l 〉 ^a@ne=2 >■ -,〉 ^a@ne=Ne-l 이고， Na@ne=k 는, ne 二 k 일 때의 Na 의 값일 수 있다.
[18] 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분일 수 있다.
Figure imgf000006_0001
[19] b = l-^이고， b는 상기 제 2 앙각 성분일 수 있다. [20] 상기 제 1 프리코딩 백터는 이고， az( )二 [1 eJa e^2a ... e^(^-D]T 이고， a는 상기 제 i 앙각 성분이고， M은 수직 방향 안테나의 개수일 수 있다.
[21] 상기 제 2 프리코딩 백터는 이고, ax(^c)二 [1 e^-° ej2b-c … ^^ -ι)]τ 이고' b는 상기 제 2 앙각 성분이고， c는 상기 방위각 성분이고， N은 수평 방향 안테나의 개수일 수 있다.
[22] 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
[23] 본 발명에 따르면， 2 차원 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면， 2 차원 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
[24] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[25] 본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
[26] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다. [27] 도 2는 하향링크 슬릇에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[28] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[29] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[30] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[31] 도 6은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[32] 도 7은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[33] 도 8은 ULA 및 URA를 나타내는 도면이다.
[34] 도 9는 2 차원 안테나 구성에 따른 범포밍의 예시들을 나타내는 도면이다.
[35] 도 10은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 일례를 나타내는 도면이다.
[36] 도 11은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 다른 일례를 나타내는 도면이다.
[37] 도 12는 본 발명에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이디-.
[38] 도 13은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이디-.
【발명의 실시를 위한 형태】
[39] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[40] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. [41] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다.
'기지국 (BS: Base Stat ion)1은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있디-. · 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UE User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[42] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[43] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[44] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE—A(LTE— Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[45] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC一 FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20， E-UT A( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있디 UTRA는 UMTS Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E— UMTS (Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A( Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[46] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[47] 셀를라 0FDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 테이터 패킷 전송은 ' 서브프레임 (subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 0FDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[48] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 ΓΠ (transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한디-. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로， 0FDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
[49] 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP (normal CP)가 있디-. 예를 들어, 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우에는 하나의 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 즐이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
[50] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 0FOM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
[51] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성되며， 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임괴- DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period; GP)， UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며， 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색， 동기화 또는 채널 추정에 사용된디-. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬릇으로 구성된다.
[52] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[53] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[54] 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 0FDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것'은 아니다. 예를 들어， 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 0FDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP( extended— CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 0FDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 ND1 '의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[55] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[56] 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬릇의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel； PDSCH)이 할당되는 테이터 영역에 해당한다.
[57] 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel； PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보, VoIP oice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있고， 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다.
[58] PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합 (aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE애 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다.
[59] 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도애 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속웅답을 나타내기 위해， 임의접속- RNTKRAᅳ RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. ·
[60] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[61] 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel； PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수—호핑 (frequency— hopped)된다고 한다.
[62] 다중안테나 (MIM0) 시스템의 모델링
[63] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[64] 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 ^개로， 수신 안테나의 수를 개로 늘리면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서， 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라， 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시 '의 최대 전송 레이트 에 레이트 증가율 ( )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
[65] 【수학식 1】 ^ =τηΐ {Ντ,Ν,) [66] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 M 0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다ᅳ 또한， 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[67] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
[68] 다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 ^개의 송신 안테나와 ^개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
[69] 송신 신호를 살펴보면， Vr개의 송신 안테나가 있 전송 가능한 최대 정보는 개이디-. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다
Figure imgf000013_0001
전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 1，^，ᅳ' Ρ, 라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[72] 【수학식 3】 s
Figure imgf000013_0002
[73] 또한, S 는 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
[74] 【수학식 4】
Figure imgf000013_0003
[75] 전송전력이 조정된 정보 백터 § 에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 개의 송신신호 χ\,χ2,·'·,χΝΤ 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히
X
분배해 주는 역할을 한다. 시'ᄉ 2 ' N. 백터 X를 이용하여 다음과 같ᄋ 표현될 수 있다.
[76] 【수학식 5】
Figure imgf000014_0001
Figure imgf000014_0005
w,
[77] 여기에서 , 'Ίΐ는 /번째 송신 안테나와 /번째 정보간의 가중치를 의미한다 . W는 프리코딩 행렬이라고도 불린디-.
[78] 수신신호는 NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure imgf000014_0002
은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000014_0003
[80] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테니- 인텍스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 로부터 수신 안테나 /를 거치는 채널을 h 로 표시하기로 한다. ¾ 에서， 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저， 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
[81] 한편, 도 5(b)은 yVr 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 /로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서， 총 ^ 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 /로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure imgf000014_0004
[83] 따라서 , vV7 ,개의 송신 안테나로부터 ^개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[84] 【수학식 8】
Figure imgf000015_0003
[85] 실제 채널에는 채널 행렬 H 를 거친. 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 ηι,η2,·'',ηΝκ은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[86] 【수학식 9】
Figure imgf000015_0001
[87] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[88] 【수학식 10】
Figure imgf000015_0004
Figure imgf000015_0002
[89] 한편， 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NA 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이
7씨7된다. ：
[90] 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 램크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 탱크 (ra" (H))는 다음과 같이 제한된다.
[91] 【수학식 11】
rank(H)≤ m(NT， NR ) [92] 랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게， 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서， 채널 행렬에서 탱크. 의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
[93] 본 문서의 설명에 있어서， MIM0 전송에 대한 '탱크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 행크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
[94] 채널상태정보 (CSI)
[95] MIM0 방식은 개—루프 (open-loop) 방식과 폐 -루프 (closed— loop) 방식으로 구분될 수 있다. 기ᅵ—루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐—루프 MIM0 방식에서는 MIM0 송신 안테나의 다중화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널 상태정보를 바탕으로 범포밍을 수행할 수 있다. 수신단 (예를 들어， 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단 (예를 들어， 기지국)은 수신단 (예를 들어， 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.
[96] 단말은 셀—특정 참조신호 (Cell-specific Reference Signal; CRS) 및 /또는 채널상태정보-참조신호 (Channel State Information-Reference Signal； CSI— RS)를 이용하여 하향링크 채널에 대한 추정 및 /또는 측정을 수행할 수 있다. 단말에 의해서 기지국으로 피드백되는 채널상태정보 (CSI)는 탱크 지시자 (Rank Indicator; RI), 프라코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI) 및 채널품질지시자 (Channel Quality Indicator; CQI)를 포함할 수 있다.
[97] RI는 채널 랭크에 대한 정보이다. 채널의 랭크는 동일한 시간-주파수 자원을 통해서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어 (또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 탱크 값은 채널의 장기간 (long term) 페이딩애 의해서 주로 결정되므로， PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라 (즉， 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
[98] PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며， 채널의 '공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며, 프리코딩 행렬에 의해 레이어-안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비 (Signal-to— Interference plus Noise Ratio; SINR) 등의 측정값 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 (preferred) 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서， 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고， .해딩- 코드북애서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인텍스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어， PMI는 가장 최근에 보고된 RI에 기초하여 결정될 수 있다.
[99] CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉, 피드백되는 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법 (modulation scheme) 및 코드 레이트 (code rate)를 나타낸다. CQI는 특정 자원 영역 (예를 들어， 유효한 서브프레임 및 /또는 물리자원블록에 의해 특정되는 영역)을 CQI 레퍼런스 자원으로 설정하고， 해당 CQI 레퍼런스 자원에서 PDSCH 전송이 존재하는 것으로 가정하여, 소정의 에러확률 (예를 들어, 0.1)을 넘지 않고 PDSCH가 수신될 수 있는 경우를 가정하여 계산될 수 있다. 일반적으로， CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR 을 반영하는 값이 된다. 예를 들어， CQI는 가장 최근에 보고된 RI 및 /또는 PMI에 기초하여 계산될 수 있다.
[100] 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어， LTE-A 시스템)에서는 다중사용자 -¾ΠΜ0 (MU-MIM0) 방식을 이용하여 추가적인 다중사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. MU-MIM0 방식에서는 안테나 영역 (domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로， 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서， MU-MIM0 동작이 을바르게 수행되기 위해서는 단일사용자ᅳ MIM0 (SU-MIM0) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한디-. [101] 이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록， 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있디-. 예를 들어， 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI (예를 들어， il 및 i2)의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 이에 따라 보다 정교한 PMI가 피드백될 수 있으며， 이러한 정교한 PMI에 기초하여 보다 정교한 CQI가 계산 및 보고될 수 있다.
[102] 한편， CSI는 주기적으로 PUCCH를 통하여 전송되거나， 비주기적으로 PUSCH를 통하여 전송될 수 있다. 또한, RI, 제 1 PMI (예를 들어， W1), 제 2 PMI (예를 들어， W2), CQI 중에서 어느 것이 피드백되는지와， 피드백되는 PMI 및 /또는 CQI가 광대역 (WB)에 대한 것인지 또는 서브대역 (SB)에 대한 것인지에 따라， 다양한 보고 모드가 정의될 수 있다.
[103] 코드북 기반 프리코딩 기법
[104] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (preceding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[105] 도 6은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[106] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 醒 SE(Min ium Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있디-. 도 6에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
[107] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 추 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[108] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH - I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[109] 예를 들어， 다음의 표 1은 3GPP LTE 릴리즈ᅳ8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 2는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[110] 【표 1]
Figure imgf000019_0001
[111] 【표 2】
Figure imgf000020_0001
[112] 상기 표 2에서， } 는 W세 ηιι»„' 와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 { ^로 얻어진다. 이 띠 1, /는 4X4 단일행렬을 나타내고 는 표 2에서 주어지는 값이다.
[113] 상기 표 1에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나애 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 기 1- 루프 (open— loop) 시스템을 위한 것이므로，폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한 상기 표 2와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다.
[114] 추가적으로, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈ᅳ 10 또는 후속 시스템)에서는， 예를 들어 8 개의 전송 안테나를 이용한 MIM0 전송이 수행될 수 있으며， 이를 지원하기 위한 코드북 설계가 요구된다.
[115] 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송되는 채널에 대한 CSI 보고를 위해서， 아래의 표 3 내지 10과 같은 코드북을 사용하는 것을 고려할 수 있다. 8 개의 CSI-RS 안테나 포트는， 안테나 포트 인덱스 15 내지 22로 표현할 수 있다. 표 3 내지 10의 각각은， 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 1-레이어， 2-레이어， 3- 레이어, 4ᅳ레이어， 5ᅳ레이어， 6-레이어， 7-레이어 및 8-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례를 나타낸디-.
[116] 표 3 내지 10에 있어서 , (^ 및 ^은 수학식 12와 같이 주어질 수 있다.
[117] 【수학식 12】
7' 2
Ψη = e
1r
Figure imgf000021_0001
[118] 【표 3]
Figure imgf000021_0002
[119] 【표 4】
Figure imgf000021_0003
[120] 【표 5】 //:/ O 6ϊ9/-00εϊ02Μ12 ZsssiszAV7
Figure imgf000022_0003
Figure imgf000022_0004
Figure imgf000022_0002
Figure imgf000022_0005
Figure imgf000022_0001
Figure imgf000023_0001
[125] 【표 10】
Figure imgf000023_0002
[126] 다중 안테니- 배치 및 CSI 피드백
[127] 도 7은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[128] 도 7(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULACUniform Linear Array)라고 칭한다.
[129] 도 7(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[130] 부족한 공간애 많은 개수의 송신안테나를 설치해야 하는 경우에는 도 7(a) 및 도 7(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 7(c) 와 같이 이중—극성 (dua卜 pole) (또는 크로스ᅳ극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로， 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진디-.
[131] 도 7(c)의 예시에서는 총 Ντ개의 송신 안테나를 배치함에 있어서 , 인덱스 1， 2, ...， Ντ/2 까지의 그룹 1과， 인덱스 N'r/2+l, Ντ/2+2, ... , Ν·Γ 까지의 그룹 2는 서로 직교하는 극성을 가지도록 구성될 수 있다. 안테나 그룹 1의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수작극성 (vertical polar izat ion))을 가지고 안테나 그룹 2의 안테나들은 또 다른 동일한 극성 (예를 들어 수평 극성 (horizontal polarization))을 가질 수 있다. 또한， 두 안테나 그룹은 동일한 위치애 위치한다 (co-located). 예를 들어， 안테나 1과 Ντ/2+1, 안테나 2와 Ντ/2+2, 안테나 3과 Ντ/2+3, 안테나 Ντ/2와 Ντ는 동일한 위치에 배치될 수 있다. 달리 표현하자면 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULACUniform Linear Array)와 같이 동일힌 극성을 가지고， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나 간의 상관 (correlation)은 선형 위상 증가 (linear phase increment) 특성을 가진다. 또한， 안테나 그룹 간의 상관은 위상 회전 (phase rot at ion)된 특성을 갖는다.
[132] 1 차원 안테나 배치는 도 7과 같은 ULA 또는 크로스 -극성 안테나 어레이 구성을 포함할 수 있다. 이러한 1차원 안테나 배치가 적용되는 경우ᅳ 전술한 바와 같은 참조신호 전송 및 CSI 피드백 방안이 적용된다. 즉, 하향링크 전송에 있어서의 송신단과 수신단 (또는 기지국과 단말) 사이의 채널을 추정하기 위한 목적으로, 송신단은 참조신호 (예를 들어, CRS 또는 CSI-RS)를 수신단으로 전송하고， 수신단은 참조신호로부터 채널 상태를 추정할 수 있다. 수신단은 참조신호를 통해 획득된 채널 정보를 바탕으로 하향링크 데이터 전송에 적절할 것으로 예상되는 탱크， 프리코딩 가중치， 및 이에 기초한 CQI를 산출할 수 있다.
[133] 프리코딩된 공간 다중화 (Precoded Spatial Mul t iplexing)와 같은 MIMO 전송을 위해서는 프리코딩 정보가 요구되는데， 프리코딩 가중치는 코드북 형태로 구성될 수 있다.
[134] 예를 들어， 4 개의 전송 안테나 (이하에서는， 4Tx로 표현함)를 이용하는 MIM0 시스템에서 CRS를 이용한 프리코딩된 공간 다중화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다 . 4 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CRS를 전송할 띠ᅵ， 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인덱스를 AP0, 1， 2, 3이라고 하면, 단말은 CRS를 이용하여 ΑΡ0, 1， 2， 3으로부터의 채널을 추정할 수 있디-.
[135] 이 경우， 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 Η라고 하면， Η = [Hn His Η13 Η14; Η21 Η22 Η23 Η24; ...； HNrl HNr2 HNr3 HNr4] 라고 나타낼 수 있다. 즉， H는 Nr X Nt 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다. 여기서, Nr은 수신 안테나의 개수이고， Nt는 송신 안테나의 개수이다.
[136] 또한， 단말은 기지국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wn(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있다. Wra(k)에서， m은 전송 랭크를 의미하고, k는 Rank-m을 위해 정의된 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터)의 인덱스를 의미한다. Wn(k) = [Wn W12 Wis ... Wlra； W21 W22 W23 ... W2m; W31 W32 W33 ... W3ra; ...； W41 W42 W43 ᅳ.. W4m] 으로 나타낼 수 있다. 즉， Wra(k)는 Nt X m 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다. [137] 또한， 단말은 등가채널 Heq을 산출할 수 있다. 등가채널 Heq는， 추정된 채널 H와 프리코딩 가중치 Wra(k)의 합성 (즉, Heq = ffi k))에 의해서 계산되거나， 추정된 채널의 공분산 행렬 (Covariance Matrix) R과 프리코딩 가중치 (k)의 합성 (즉， Heq = RWm(k))에 의해서 계산될 수 있다. 등가채널 Heq에 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 탱크 및 프리코딩 가중치를 선택할 수 있다. 또한， 단말은 선택된 탱크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[138] 다른 예시로서， 8 개의 전송 안테나 (이하에서는, 8Tx로 표현함)를 이용하는 MIM0 시스템에서 CSI— RS를 이용한 프리코딩된 공간 다중화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다. 8 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CSI-RS를 전송할 때， 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인덱스를 AP15, 16, 17， 18, 19， 20， 21， 22라고 하면， 단말은 CSI-RS를 이용하여 AP15, 16， 17， 18， 19， 20， 21， 22으로부터의 채널을 추정할 수 있다.
[139] 이 경우， 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 Η라고 ¾Ί-¾ , Η = [Ηϋ Hi2 Hi3 Hi4 His H17 ¾8； H21 H22 H23 H24 H25 H26 H27 1½8; ... ; ΗΝΓΙ HNr2 HNr3 HNr4 HNr5 HNr6 HNr7 HNr8] (여기서 , Nr은 수신 안테나의 개수) 라고 나타낼 수 있다.
[140] 또한， 단말은 기자국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wra(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있으며， (k) = [Wn W12 13 ... lm； W21 W22 W23 ... W2m; W31 W32 W33 ... W3m; ...； W8i W82 W83 ... W8J 으로 나타낼 수 있다.
[141] 또한， 등가채널 Heq (여기서, He(1 = H n(k) 또는 Heq = Rffn(k) 에 의해서 계산됨)애 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 탱크 및 프리코딩 가중치를 선택하고， 선택된 탱크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[142] 이에 따라， Nt개의 전송 안테나를 지원하는 MIM0 시스템에서， 단말은 위와 같이 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 선택 /계산된 CSI (예를 들어， RI, PMI， CQI)를 기지국으로 피드백할 수 있다. 기지국은 단말이 보고하는 CSI를 고려하여 하향링크 전송에 적합한 탱크, 프리코딩 가중치, 변조및코딩기법 등을 결정할 수 있다.
[143] 다차원 안테나 배치 [144] 다증안테나 시스템의 공간 정보는 안테나 형상에 따라 그 특성이 결정될 수 있다. 안테나 형상은 배치 형상에 따라 선형 어레이 (Linear Array), 원형 어레이 (Circular Array), 평면 어레이 (Planar Array), 구형 어레이 (Spherical array) 안테나 등으로 구분될 수 있다. 기존의 무선 통신 시스템 (3GPP LTE, IEEE 802.16 계열， WiMAX, IEEE802.11.계열， WiFi 등)에서는 선형 어레이 안테나를 사용하는 경우에서의 다중 안테나 전송 방법에 대한 연구가 활발히 이루어졌다.
[145] 전술한 바와 같이 선형 어레이 안테나는 안테나를 하나의 열에 배치하는 것을 특징으로 한다. 이에 따라， 방위각 (azimuth angle)에 대한 범포밍은 가능하지만， 앙각 (elevation angle)에 대한 범포밍은 지원할 수 없었다. 방위각에 대한 빔포밍은 평면파 (plane wave)가 방위각에 따라서 각각의 안테나 위치에 도달하는 시간 차이에 의한 위상 지연을 보상하는 것을 기본적인 동작 원리로 한다. 즉， 선형 어레이 안테나를 이용하는 경우에는 2차원적인 빔포밍 (즉， 방위각 방향으로의 빔포밍)만이 지원될 수 있다.
[146] 평면파의 방위각 및 앙각을 고려하는 경우， 3 차원으로 배열된 안테나들의 상대적인 거리에 따른 위상 지연과 그에 따른 공간채널의 위상 변화는 다음과 같이 표현할 수 있디-. 3 차원 공간 좌표계에서 전송 신호 (또는 수신 신호)에 대하여 평면파가 갖는 방위각을 ^라고 표현하고， 앙각을 Θ 로 표현할 수 있다. 3 차원 공간 좌표계에서 특정 지점 (point)를 기준으로 각각의 안테나까지의 거리를 직교 좌표로 (dx, dy, dz)라고 표현할 때， 상기 특정 지점을 기준으로 (dx; dy, dz)에 위치한 안테나에서 평면파의 위상 지연은 다음의 수학식 13과 같이 표현된디-.
[147] 【수학식 13】
Figure imgf000026_0001
[148] 상기 수학식 13에서 A는 파장 (wave length)을 나타내고， ψ는 방위각을 나타내고, Θ 는 앙각을 나타낸다. 또한， dx, dy, dz 는 각각 x, y, z 축 상에서의 거리 변화량을 나타낸다.
[149] 또한， 위상 지연은 공간 채널의 위상 변화로 나타나는데， 이는 아래의 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.
[150] 【수학식 14】
Figure imgf000027_0001
k二 [sin 3 cos ψ sin sin ψ cos
T
P d y,. d_
[151] 상기 수학식 14에서 살펴본 3 차원 안테나 배치의 경우의 공간 채널의 위상 변화를 표현하는 방법에 기초하여， 1 차원 (또는 선형) 안테나 배치 및 2 차원 (또는 평면) 안테나 배치의 경우에서의 공간 채널 위상 변화를 표현하는 방법에 대해서 이하에서 설명한다.
[152] 도 8(a)는 1 차원 안테나 구성의 일례인 ULA를 나타내고， 도 8(b)는 2 차원 안테나 구성의 일례인 URA Jniform Rectangular Array)를 나타낸다.
[153] 도 8(a)와 같은 선형 배치 안테나 형상의 경우에는， 특정 지점에서 각각의 안테나까지의 거리가 직교좌표의 특정 하나의 축에서만 차이나므로, 특정 축애서의 위상 변화만을 고려하면 된다. 예를 들어, 방위각에 대해 빔포밍을 수행하는 경우에는, 방위각은 가변적이지만 앙각은 고정된 것으로 가정하고， X축 또는 y축 방향의 좌표 변화량을 가정한다. 이러한 가정을 바탕으로 선형 배치 안테나 형상에서 평면파가 각 안테나에 도달하는 위상 지연에 따른 공간 채널의 위상 변화는 아래의 수학식 15와 같이 표현할 수 있다.
[154] 【수학식 15】
Figure imgf000027_0002
(3 = 90 dy =dz = )
[155] 상기 수학식 15에서는 선형 어레이 안테나에서， X 축에서만 변화량이 존재하고， y축 및 z 축에서는 변화량이 없는 경우를 가정한다.
[156] 상기 수학식 15를 N-point DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로 변환하기 위해서, 상기 수학식 15의 eosy ᅵ 를 로 치환하면， 아래의 수학식
N
16과 같이 표현할 수 있디-.
[157] 【수학식 16】
Figure imgf000028_0001
(k = 0,...,N- n = 0^Nantenna-l)
[158] 상기 수학식 16에서 k는 0 부터 N-1의 값 (즉， N 개의 값) 중의 하나의 값을 가지며, N은 위상을 분해하는 단위로서의 의미를 가진다. 즉,. N의ᅵ 값이 클수록 보다 많은 개수로 위상을 분해하게 되므로, 공간 채널의 위상 변화를 보다 정밀하게 (fine) 표현할 수 있다. 반대로, N의 값이 작을수록 보다 적은 개수로 위상을 분해하게 되므로， 공간 채널의 위상 변화를 성기게 (coarse) 표현할 수 있다.
[159] 상기 수학식 16에서 n은 0 부터 Nantenna-1의 값 중의 하나의 값을 가지며， Nantenna는 안테나의 개수를 의미한다.
[160] 상기 수학식 16을 기반으로 생성된 백터를 사용하면， Nantenna 개의 전송 안테나에서 N개의 직교하는 범을 형성할 수 있다. 또한， FDD 시스템과 같이 송신단과 수신단의 채널이 상이한 주파수 상에서 정의되는 경우， 송신단에서의 빔포밍을 지원하기 위하여 수신단에서 추정한 공간 채널 정보를 보고할 필요가 있는데， 전술한 바와 같은 DFT 기반의 백터 (예를 들어， 상기 표 3 내지 10과 같은 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 릴리'즈 -11의 8Tx 피드백 코드북에서 정의하는 프리코딩 행렬 (또는 백터))를 공간 채널 정보의 기준 값으로서 이용할 수 있다.
[161] 도 8(a)의 ULA의 예시에서는 Ν 개의 안테나가 ^의 간격을 가지고 배치된디-. ULA에 대한 파 (wave)는 백터 k로 표현할 수 있다. ψ는 백터 k의 방향을 나타내며， x-y 평면에서의 방위각 (azimuth angle)에 해당한다.
[162] 스티어링 백터 (steering vector)는 안테나 어레이에 속한 안테나들에 의해 결정되는， 파가 겪는 위상 지연 (phase delay)의 세트를 나타낸다. 스티어링 벡터를 a라고 하면， 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
[163] 【수학식 17】
Figure imgf000028_0002
[164] 상기 수학식 17에서 Λ는 파장 (wave length)을 나타낸다. 스티어링 백터 a는 NX1 크기의 복소 백터로 정의되고， a의 N개의 요소들의 각각은 ULA의 안테나 각각에서의 상대적인 위상을 나타낸다.
[165] 도 8(b)와 같은 2 차원 안테나 배치 (예를 들어， 평면 어레이 안테나)를 이용하는 경우에， 3 차원 빔포밍 (즉, 방위각 방향 및 앙각 방향으로의 빔포밍 )이 지원될 수 있다. 이 경우, 방위각 및 앙각을 모두 고려한 빔포밍을 위해서는， 2차원으로 배치된 안테나들의 상대적인 거리에 따른 평면파의 위상 지연 및 그에 따른 공간 채널의 위상 변화가 고려되어야 한다.
[166] 도 8(b)의 URA의 예시에서는 x— z 평면 (plane) 상에서 안테나들이 2차원으로 배치된다. URA는 UPA Jniform Planar Array)라고도 할 수 있다. 이러한 2 차원 안테나 구조는 매우 많은 개수의 안테나를 배치하기 위한 방안으로서 제안되고 있으며， 기존의 MIM0 기술의 이점을 최대화하기 위한 대규모 (massive) MIM0를 위해서 적용될 수 있다.
[167] 평면 배치 안테나 형상은 직교좌표의 안테나간 거리 변화가 두 축 상에서 존재하며， 방위각이 가변적이고 또한 앙각이 가변적인 것으로 가정한다. X축과 z축에 걸쳐 평면 배치 안테나가 배치되는 경우， 평면 배치 안테나에서 평면파가 각 안테나에 도달하는 위상 지연 및 이에 따른 공간채널의 위상 변화량은 아래와 같이 표현할 수 있다.
[168] 【수학식 18】
Figure imgf000029_0001
dy =
[169] 도 8(b)의 URA는 N X M 개의 안테나를 포함한다. N x M 개의 안테나는 x 축 상에서 dx 간격을 가지고， z 축 상에서 dz 간격을 가지고 배치된다. URA의 웨이브 백터 k의 방향은， X— y 평면에서의 방위각 ψ 및 y-z 평면에서의 앙각 ¬로 표현될 수 있다. 또한， URA에 대한 스티어링 행렬 (steering matrix)은 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
[170] 【수학식 19】
Α(θ φ) = ^ ) -Άχ(φ)τ a 2Tc29 6]2π{Μ-1)θγ
z(0) = [1 e^nQ eJ
Figure imgf000030_0001
[171] 상기 수학식 19에서 A에)는 스티어링 행렬을 나타낸다. 스티어링 행렬 Μβ,φ는 ΝΧΜ 크기의 복소 행렬로 정의되고， ΝΧΜ 개의 요소들의 각각은 URA의 안테나 각각에서의 상대적인 위상을 나타낸다.
• 27Γ
7丁 (s'in 9)cos0 dx+ cos(i9)d2)
[172] 상기 수학식 18에서 e^t 는 2 개의 벡터 cos
Figure imgf000030_0002
( z 의 곱으로 표현될 수 있다 여기서， 상기
.2π
수학식 18의 e 丁 sin 9)COS(z/0dx
수학식 19의 axO) 에 대응하고， 수학식
18의 ^丁 cosWd 는 수학식 19의 az(0) 에 대응한다.
[173] 상기 수학식 19에서 알 수 있는 바와 같이， z=0인 경우의 X 축에서의 위상 증분 관계가， z=l에서의 X 축에서의 위상 증분 관계에 그대로 적용될 수 없다.
[174] 다차원 안테나 배치를 위한 코드북 설계
[175] 기존의 ULA와 같은 1차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 범은 방위각 (예를 들어， 수평 도메인)으로만 특정되고， 앙각 (예를 들어， 수직 도메인)으로는 특정될 수 없으므로， 2차원 빔포밍만이 지원된다. 이러한 1 차원 안테나 구조 (예를 들어， ULA 또는 크로스—극성 어레이 구성)는 방위각 방향의 적웅적 범포밍 또는 공간 다중화를 지원할 수 있고， 기존의 무선 통신 시스템 (예를 들어，
3GPP LTE 릴리츠 -8， 9， 10， 11에 따. "ΪΙΓ 시스템)에서는 이를 위한 MIM0 송수신 기법만이 설계되어 있디-.
[176] 한편， 시스템 성능의 향상을 목적으로 하는 2 차원 안테나 구조 (예를 들어 URA) 기반의 MIM0 송수신 기법을 지원하는 경우ᅳ 2 차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 빔은 방위각 방향 및 앙각 방향으로의 방향 특정이 가능하므로ᅳ 3차원 범포밍이 가능해진다.
[177] 도 9는 2차원 안테나 구성에 따른 빔포밍의 예시들을 나타내는 도면이다. [178] 도 9(a)에서는 방위각의 일정 범위와 앙각의 일정 범위를 제한함으로써 형성되는 섹터 특정 빔포밍의 예시들을 나타낸다. 도 9(b)에서는 동일한 방위각 상에서 앙각을 달리하여 형성되는， UE-특정 범포밍의 예시들을 나타낸다.
[179] 이와 같이 방위각 및 앙각을 특정하여 빔을 형성하는 기능에 의하면， 섹터 특정 고저 (elevation) 빔포밍 (예를 들어， 수직 패턴 빔폭 (bea隱 idth) 및 /또는 다운틸트 (downtilt)에 의한 적응적 제어)， 수직 도메인에서의 개선된 섹터화， 사용자 (또는 UE)-특정 고저 범포밍 등의 새로운 빔포밍을 지원할 수 있게 된다.
[180] 수직 섹터화 (Vertical Sectorizat ion)는 수직 섹터 패턴의 이득을 통해 평균 시스템 성능을 높일 수 있으몌 일반적으로 추가적인 표준기술 지원이 요구되지 않는다.
[181] UE-특정 고저 빔포밍은， UE 방향으로 수직 안테나 패턴을 지정함으로써， 해당 UE에 대한 SINR을 향상 시킬 수 있다. 반면， 수직 섹터화 또는 섹터ᅳ특정 수직 빔포밍과 달리， UE-특정 고저 빔포밍은 추가적인 표준기술 지원이 요구된다. 예를 들어， 2차원 포트 구조를 올바르게 지원하기 위해서는， UE—특정 고저 범포밍을 위한 UE의 CSI 측정과 피드백 방법이 요구된다.
[182] UE-특정 고저 빔포밍을 지원하기 위해서는 하향링크 MIM0 개선 방안이 요구된다. 하향링크 MIM0 개선 방안은， 예를 들어， UE의 CSI 피드백 방식 (예를 들어， 새로운 코드북 설계， 코드북 선택 /업데이트 /변형을 지원하는 방안， CSI 페이로드 크기 증가의 최소화 등)， UE—특정 고저 빔포밍을 위한 CSI-RS 설정의 변경 UE-특정 고저 빔포밍을 위한 추가적인 안테나 포트의 정의， UE-특정 고저 빔포밍을 지원하기 위한 하향링크 제어 동작의 개선 (예를 들어， 안테나 포트의 개수가 증가하는 경우에 공통 채널 커버리지 및 /또는 RRM(Radio Resource Management ) 측정 신뢰도 (rel iabi lity)를 확보하기 위한 방안 등) 등의 측면을 포함할 수 있다.
[183] 특히 다차원 다중안테나 전송을 위해 공간 채널에 대한 정보를 표현하는 것이 필요하다. 본 발명에서는 다차원 다중 안테나 전송에 대한 공간 정보를 대표하는 값들로 구성되는 코드북을 설계하는 방안에 대해서 제안한다. 구체적으로, 본 발명에서는 방위각뿐만 아니라 앙각을 포함하여 공간' 정보를 구성하는'것이 요구되는， 다차원 안테나 배치에 적합한 코드북을 설계하는 방안에 대해서 제안한다.
[184] 실시예 1 [185] 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치는, 앙각을 포함하는 백터 /행렬인 ¾와， 앙각 및 방위각을 포함하는 백터 /행렬인 의 조합으로 표현될 수 있다. 여기서， ¾는 앙각 성분 a (즉， 제 1 앙각 성분)의 함수이고， ¾(a) 라고 표현된다. 또한， 는 앙각 성분 b (즉， 제 2 앙각 성분) 및 방위각 성분 c의 함수이고， ax(b, c)로 표현된다.
[186] 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 와 의 조합으로 표현될 수 있으며， 조합의 방식은 내적 (실시예 1-1)， 크로네커 곱 (실시예 1-2) 또는 곱 (실시예 1—3)이 될 수 있다.
[187] 실시예 1一 1
[188] 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 다음의 수학식과 같이 와 의 내적 (inner product) 형테로 표현될 수 있다.
[189] 【수학식 20】
A( , b, c)二 az( ) . ax(b, c)T
az(a) 二 [1 eja eJ2a ... e;«(^-D]T ax(b,c) = [1 ejb'c eJ2b-c … e^'c(w—i)]T
[190] 예를 들어， URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어， M=4, N=4인 경우)， 는 4X1 크기의 백터로 정의되고， 는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우， A(a, b, c)는 다음의 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
[191] 【수학식 21】
Figure imgf000032_0001
ax(b,c) = [1 ejb'c ej2b'c e j3b-c]T
ax(b,c T = [1 ejb'c ej2b-c e/3b.c]
A(a, b, c) = az(a) . ax(b, c)T
― [1 e eJ2a e;'3 jT . [i ejb-c e)2b-c ej3b-c^
Figure imgf000032_0002
[192] 또는， 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는, 다음의 수학식과 같ᄋ ¬와 의 내적 형태로 표현될 수도 있다.
[193] 【수학식 22】
A( , b, c ― ax(b, c) · az( )T
az( ) = [1 eJ'a e^2a ... βΜΜ-ι
2
a
Sx(b,c) = [1 ejb'c ej2b'c ... e jb N-^]T
[194] 상기 수학식 22외- 같 3이 프리코딩 가중치가 정의되는 경우, 4X4 전송
a
안테나 배치를 가정하면, A(a, b, c)는 다음의 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.
[195] 【수학식 23】
A( , b, c) = ax(b, c) · az( )T
― [1 e)b-c ej2b-c j3b-c iT
e [1 )2a
e e e
a
Figure imgf000033_0001
[196] 실시예 1-2
[197] 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치는, 다음의 수학식과 같이 와 의 크로네커 곱 (Kronecker product) 형태로 표현될 수 있다.
[198] 【수학식 24】
A(a, b, c)― az(a)®ax(b, c)
az(a) = [1 eja e 2a ... εΜΜ-ι ax(b, c) 二 [1 eib'c ei2h-c
Figure imgf000033_0002
[199] 예를 들어， URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어, M=4,
N=4.인 경우), az는 4X1 크기의 백터로 정의되고, ax는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우, A(a, b, c)는 다음의 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.
[200] 【수학식 25】
A( ; b, c) = az( )®ax(?, c)
ja .T
e e ] jb-c p)2b-c jb-c(N-l) ,T
e 二 [1 eJt)'c ej2b'c ej3b'c
ej L eja . ejb-c £ja . ej2b-c eja . ej3b'c
e)2a ej2a . ejb-c ej2a . ej2b-c eJ'2a . eJ3b-c
ej a ej3a . ejb-c ej3a . e)2b-c eJ3a . e;'3&-c]T
[201] 또는， 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치는 다음의 수학식과 같이 ¬와 의 크로네커 곱 형태로 표현될 수 있다.
[202] 【수학식 26】
A(a, b, c)二 a.x(b, c)®az( )
az( )二 [1 eJ'a e 2a ... eMM-ι
ax(b,c) = [1 ejb'c e]'2b'c ... β^ Ν-ι
[203] 예를 들어, URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어, M=4,
N=4인 경우)， 는 4X1 크기의 백터로 정의되고， 는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우， A(a, b, c)는 다음의 수학식 27과 같이 표현될 수 있다.
[204] 【수학식 27】
A(a, b, c)― ax(b, c)®az(a)
= [1 ejb'c eJ^b-c . ejb'c^N~^]T®[l eja ej2a ej3a]T
= [1 eja eJ'2a eJ'3a
ejb'c ejb'c . eja ejb-c . ej2a ejb-c . ej3a
eJ2b-c ej2b-c . eja ej2b-c . Qj2a ej2b-c . e;'3
ei^b-c ej3b-c . eja ej3b-c . ej2a ej3b-c . g;3a]T
[205] 실시예 1-3
[206] 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는, 의 요소들과 의 요소들의 곱의 형태로 표현될 수 있다.
[207] 상기 실시예 1의 다양한 예시들은 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치를 표현하는 방식에 대한 것이다. 상기 실시예 1에 따르는 경우, 특정 {a, b, c} (즉, 제 1 앙각 성분인 a, 제 2 앙각 성분인 b, 및 방위각 성분인 c의 세트) 값에 의해서 결정되는 하나의 행렬 A는 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치의 하나에 해당한다. 예를 들어， 상기 수학식 21， 23, 25 또는 27의 행렬 A의 16개의 요소는 16개의 안테나의 각각에 매핑되는 위상값을 나타내는 것으로 이해될 수 있다. 3 차원 빔포밍을 위한 코드북은， 복수개의 {a, b, c} 값에 대웅하는 복수개의 프리코딩 행렬 A를 포함하는 형태로 구성될 수 있다.
[208] 또한， 상기 프리코딩 행렬 A는 2 개의 프리코딩 백터 /행렬 와 의 조합의 형태로 구성될 수 있다. 이에 따라， 3차원 프리코딩 행렬은 z 축 방향의 프리코딩 행렬을 지시하는 지시자 (예를 들어， 제 1 PMI, 또는 PMIz)와 X 축 방향의 프리코딩 행렬을 지시하는 지시자 (예를 들어， 제 2 PMI, 또는 PMIx)의 조합 (내적， 크로네커 곱， 또는 곱)의 형태로 정의될 수 있다. 이에 따라， 3 차원 빔포밍을 위한 공간 채널 정보에 대한 CSI 피드백은 제 1 및 제 2 PMI (또는 PMIz 및 PMIx)에 대한 피드백을 포함할 수 있다.
[209] 실시예 2
[210] 본 실시예 2는 상기 실시예 1에서 설명한 제 1 앙각 성분인 a와 제 2 앙각 성분인 b의 관계를 정의하는 방안에 대한 것이다.
[211] 전술한 바와 같이 , 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가증치는, 제 1 앙각 성분 (a)을 포함하는 백터 /행렬인 의-, 제 2 앙각 성분 (b) 및 방위각 성분 (c)을 포함하는 백터 /행렬인 ax의 조합으로 표현될 수 있다. 여기서， 의 제 1 앙각 성분 a와, 의 제 2 앙각 성분 b가 상호 연관성을 가지도록 설계할 수 있다.
[212] 실시예 2-1
[213] 본 실시예에 따르면 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b가 다음의 수학식과 같은 관계를 가지도록 정의될 수 있다.
[214] 【수학식 28】
az( )二 [1 eja β^2α ... βΜΜ-ι
ax(b,c) = [l ejb'c ej2b'c …
Figure imgf000035_0001
a2 + b2 = 1
[215] 상기 수학식 28에서 정의하는 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b의 관계 (즉， a2 +b2 = l)는， a가 상기 수학식 19에서의 cos(i9)에 대웅하고, b가 상기 수학식 19에서의 sin 9) 에 대응한다는 점에서 원칙적인 관계 (즉， cos 9)2 + sin 9)2 = 1)에 대한 변형이 없이 정의하는 것으로 이해될 수 있다.
[216] 도 10은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 일례를 나타내는 도면이다. [217] az의 제 1 앙각 성분인 a와 의 제 2 앙각 성분인 b 사이의 연관관계가 a2+b2 = l로 정의되는 경우에 도 10과 같이 표현할 수 있다. 도 10의 예시에서 반원호 상의 점들은 프리코딩 가중치를 결정하기 위해서 미리 정해진 앙각의 값들의 후보를 의미한다. 즉， 반원호 상의 점들의 개수 (즉， 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 증가하는 경우 점들간의 간격은 좁아지고， 이는 보다 정밀한 레졸루션 (resolution)으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다. 또한， 도 10의 예시에서 반원호 상의 점들의 개수 (즉, 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 감소하는 경우 점들간의 간격은 넓어지고， 이는 보다 덜 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다.
[218] 실시예 2-2
[219] 본 실시예에 따르면 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b가 α + 二 1 의 같은 관계를 가지도록 정의될 수 있다. 여기서， 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b의 관계 (즉， a+b=l)는， 선형적인 관계라고 할 수 있다. 또한 이러한 a 및 b의 연관관계는， 원칙적인 관계 (즉， cos09)2 + sin 9)2 = 1 )에 대한 변형이라고 이해될 수 있다.
[220] 도 11은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 다른 일례를 나타내는 도면이다.
[221] 의 제 1 앙각 성분인 a와 의 제 2 앙각 성분인 b 사이의 연관관계가 a+b=l 로 정의되는 경우에 도 11과 같이 표현할 수 있다. 도 11의 예시에서 삼각형의 변 상의 점들은 프리코딩 가중치를 결정하기 위해서 미리 정해진 앙각의 값들의 후보를 의미한다. 즉, 삼각형 변 상의 점들의 개수 (즉， 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 증가하는 경우 점들간의 간격은 좁아지고， 이는 보다 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다. 또한， 도 11의 예시에서 삼각형 변 상의 점들의 개수 (즉, 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 감소하는 경우 점들간의 간격은 넓어지고， 이는 보다 덜 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다.
[222] 다음으로， 상기 실시예 1에서 설명한 바와 같이， 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치를 나타내는 행렬 A는 와 의 조합으로 정의되고， 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b 사이의 연관관계는 본 실시예 2에 따라서 α2 + ^ = 1 또는 a+b=l 로 정의될 수 있다. 이 경우, 3 차원 빔포밍을 위한 적절한 프리코딩 가중치를 결정 /선택함에 있어서， 먼저 앙각 ι9가 결정되어야 하고， 결정된 앙각 을 기반으로 적절한 방위각 ^이 결정될 수 있다.
[223] 구체적으로， 앙각 !9가 우선적으로 결정됨으로써 의 제 1 앙각 성분인 a(= cos 9) )가 결정되고 이에 따라 가 결정될 수 있다. 또한, 앙각 τ9가 결정됨으로써 ax의 제 2 앙각 성분인 b(=sin09) )가 결정되고, 이에 기반하여 적절한 방위각 ^이 결정됨으로써 ax의 방위각 성분인 C(=COS(T/ )가 결정되고 이에 따라 가 결정될 수 있다.
[224] 만약， 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b간의 연관관계에 대한 제한이 없다면， a가 가질 수 있는 모든 가능한 값을 가정하고 이 경우에 b와 c가 가질 수 있는 값들을 가정하여 를 계산하여야 하므로， 적절한 프리코딩 행렬 /백터를 선택 /결정하기 위한 복잡도가 매우 높아지고 이는 송신단 및 /또는 수신단의 시간지연, 소비전력 등에서 큰 부담을 줄 수 있다. 본 실시예에서와 같이 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b 사이의 연관관계를 제한한다면， 적절한 및 를 결정하기 위한 복잡도를 크게 줄일 수 있다.
[225] 실시예 3
[226] 본 실시예는 앙각 성분 및 /또는 방위각 성분의 그래뉼래러티 (granularity)를 설정하는 방안에 대한 것이다.
[227] 프리코딩 가중치 A가 ¾와 의 조합으로 표현되는 경우， 앙각을 포함하는 백터 /행렬인 의 앙각 성분 (예를 들어， 전술한 제 1 앙각 성분)에 대한 그래뉼래러티를 설정하는 방안에 대해서 설명한다.
[228] ¾의 앙각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 미리 정해진 여러 개의 소수 (decimal) 값 중에서 하나를 가지도록 정의된다. 여기서， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값들 간의 증분 (즉， 차이값)은 균등하게 1/Ne로 주어질 수 있다. 이에 따라， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값은 ne/Ne 로 표현할 수 있다. 여기서， ne 는 0 이상 Ne-1 이하의 정수 값으로 주어진다 (즉， ne = 0， 1, 2，
Ne-1).
[229] 이에 따르면， 는 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[230] 【수학식 29】 az(ne)二 [1 e
Figure imgf000037_0001
ne 二 0, l)...,Ne - 1 [231] 앙각을 Ne 개의 각도로 등분하는 경우， 앙각 방향으로 Ne 개의 직교하는 (orthogonal) 빔이 구성될 수 있다. 여기서， Ne의 값이 클수록 (즉， 1/Ne 의 값이 작을수록) 의 앙각 성분의 값의 후보들이 보다 촘촘하게 분할되어 있는 것으로 이해될 수 있고, 공간 채널의 앙각 방향의 특징을 보다 더 정밀하게 표현할 수 있다.
[232] 다음으로， 앙각 및 방위각을 포함하는 백터 /행렬인 의 방위각 성분 및 앙각 성분에 대한 그래뉼래러티를 설정하는 방안에 대해서 설명한다.
[233] 의 방위각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 미리 정해진 여러 개의 소수 (decimal) 값 중에서 하나를 가지도록 정의된다. 여기서， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값들 간의 증분 (즉， 차이값)은 균등하게 h 로 주어질 수 있다. 이에 따라， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값은 na/Na 로 표현할 수 있다. 여기서， na 는 0 이상 Na— 1 이하의 정수 값으로 주어진다 (즉， na = 0， 1, 2, ...， Na-1).
[234] 방위각을 Na 개의 각도로 등분하는 경우， 방위각 방향으로 Na 개의 직교하는 (orthogonal) 빔이 구성될 수 있다. 여기서, ^의 값이 클수록 (즉， 1/Na 의 값이 작을수록) 의 방위각 성분의 값의 후보들이 보다 촘촘하게 분할되어 있는 것으로 이해될 수 있고， 공간 채널의 방위각 방향의 특징을 보다 더 정밀하게 표현할 수 있다.
[235] 또한， 의 앙각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 소수 (decimal) 값으로 정해지며, 의 앙각을 담당하는 요소의 값과의 연관관계에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어， ¾의 앙각을 담당하는 요소 (예를 들어, 전술한 제 2 앙각 성분)의 값은， 상기 실시예 2에서 설명한 의 앙각을 담당하는 요소 (예를 들어 , 전술한 제 1 앙각 성분)의 값과의 연관관계에 기초하여 결정될 수 있다.
[236] 이에 따르면， 는 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[237] 【수학식 30】
b-Ug ^b-na
ax ^na) = [l eJ~^T 시 …
Figure imgf000038_0001
ηα = 0, 1 ,.·., Να- 1
0 < b≤ 1
[238] 상기 수학식 30에서 b는 다음의 수학식 31 또는 수학식 32와 같이 정의될 수 있다. [239] 【수학식 31】
Figure imgf000039_0001
ne 二 0, 1, ...,Ne - 1
[240] 【수학식 32】
Figure imgf000039_0002
ne 二 0, 1, ...,Ne - 1
[241] 상기 수학식 31은 상기 실시예 2-1의 연관관계에 대응하는 예시이고, 상기 수학식 32는 상기 실시예 2— 2의 연관관계에 대응하는 예시이다.
[242] 전술한 바와 같은 실시예 1 내지 3에 따르면， 3 차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는 앙각에 따라서 방위각이 결정되는 구조를 가진다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 방식에 따라서 계산된 프리코딩 가중치들을 포함하는 코드북에서 적절한 프리코딩 가중치를 결정하는 것은， 먼저 앙각 방향 (또는， z 축 방향)에 대한 적절한 프리코딩 행렬 (예를 들어， az, 또는 특정 를 지시하는 제 1 PMI, 또는 PMIx)를 결정하고, 결정된 앙각 방향의 프리코딩 행렬을 고려하여 방위각 방향 (즉， X 축 방향)애 대한 적절한 프리코딩 행렬 (예를 들어， ， 또는 특정 를 지시하는 제 2 PMI, 또는 PMIz)를 결정할 수 있다. 여기서, 의 제 1 앙각 성분과 의 제 2 앙각 성분의 연관관계를 정의함으로써， 3 차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치를 결정 /선택하는 부담을 크게 줄일 수 있다. 또한， 의 앙각 성분의 그래뉼래러티와, 의 방위각 성분의 그래뉼래러티를 독립적으로 정의함으로써 필요에 따라 양각 방향으로 또는 방위각 방향으로 생성되는 범의 방향의 그래뉼래러티를 정밀하게 또는 성기게 결정할 수 있다.
[243] 실시예 4
[244] 본 실시예에서는 방위각 성분의 레졸루션과 앙각 성분의 값 사이의 연관관계를 정의하는 방안에 대해서 제안한다.
[245] 예를 들어， 제 1 앙각 성분을 포함하는 백터 /행렬인 az와， 제 2 앙각 성분 및 방위각 성분을 포함하는 백터 /행렬인 를 가정한다. 여기서， 를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션은, 를 구성하는 앙각 성분 (예를 들어, 제 1 앙각 성분) 또는 ax를 구성하는 앙각 성분 (예를 들어， 제 2 앙각 성분)의 값과 상호 연관성을 가지도록 설계될 수 있다.
[246] 3 차원 빔포밍에 있어서 빔 방향은 앙각 및 방위각으로 표현될 수 있다. 앙각은 공간 좌표 상에서 상하방향 (또는 수직방향)으로 빔의 방향을 결정하는 기능을 한다. 앙각이 0° 인 것은 수직 상향의 범 방향에 대응하고, 앙각이 90° 인 것은 수평의 빔 방향에 대웅하고, 앙각이 180° 인 것은 수직 하향의 빔 방향에 대응한다고 가정한다 (상기 도 8(b)의 τ9 참조). 이 경우， 무선통신을 이용하는 사용자들의 대부분은 지표면 근처에 위치하므로， 앙각은 대부분 90° 과 180° 의 사이에서 결정될 수 있디ᅳ. 또한， 앙각이 수평 (예를 들어， 90° )에 가까을수록 안테나 위치로부터 먼 거리의 지표면을 향하는 빔이 형성되고, 앙각이 수직 (예를 들어, 180° )에 가까울수록 안테나 위치로부터 가까운 거리를 향하는 빔이 형성된다. 빔이 부채꼴 모양으로 형성된다고 가정하면， 중심으로부터의 거리 (또는 부채꼴의 반지름 길이)가 길어질수록 빔이 커버하는 범위 (즉， 부채꼴의 호의 길이)기- 커진다. 즉， 안테나로부터의 거리 (즉， 수평방향에서의 거리)가 멀수록 빔의 방향이 조금만 를어져도 원하는 방향으로 빔이 도달하기 어렵다. 이러한 점을 고려하면， 앙각이 90° 에 가까울수록 (즉， 수평방향으로 먼 거리의 지표면을 지향할수록) 더 넓은 범위를 커버할 수 있는 (즉， 높은 정확도가 요구되는) 빔이 형성되어야 하고， 반대로 앙각이 180° 에 가까을수록 (즉， 수평방향으로 가까운 거리의 지표면을 지향할수록) 더 좁은 범위를 커버할 수 있는 (즉 낮은 정확도가 허용되는) 범이 형성될 수 있다.
[247] 방위각의 레졸루션이 높을수록 전체 범이 향할 수 있는 방향을 보다 촘촘하게 2갠 것이므로， 빔의 방향의 정확도가 상대적으로 높다. 한편， 방위각의 레졸루션이 낮을수록 전체 빔이 향할 수 있는 방향을 보다 성기게 S갠 것에 해당하므로， 범의 방향의 정확도가 낮다. 따라서， 본 발명에서는 앙각이 90° 에 가까울수록 방위각의 레졸루션을 높게 설정하고， 앙각이 180° 에 가까을수록 방위각의 레졸루션을 낮게 설정하는 것을 제안한다.
[248] 실시예 4-1
[249] 본 실시예는 의 앙각 성분 (예를 들어， 제 2 앙각 성분)의 값에 따라서 를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션이 결정되는 방식에 대한 것이다. [250] 예를 들어， 상기 수학식 20을 참조하면， 의' 앙각을 나타내는 성분인 b 값에 따라서 의 방위각 성분을 나하내는 c가 가변적인 빔 레졸루션을 가지도록 양자화 (quantization)할 수 있다.
[251] 예를 들어， 를 구성하는 방위각 성분인 c를 상기 수학식 30에서와 같이 DFT 형태로 구성하면， c=na/Na 로 표현할 수 있다. 전술한 바와 같이， 방위각을 Na 개의 각도로 등분하는 경우， 방위각 방향으로 Na개의 직교하는 (orthogonal) 빔이 구성될 수 있다. 또한， ^의 값이 클수록 방위각 방향에서 좀더 촘촘하게 (즉， 높은 해상도로) 빔을 형성할 수 있고ᅳ Na의 값이 작을수록 방위각 방향에서 좀더 성기게 (즉， 낮은 해상도로) 빔을 형성할 수 있다.
[252] 또한， 예를 들어， 상기 수학식 28과 관련하여 설명한 바와 같이， 를 구성하는 앙각 성분인 b는 상기 수학식 19에서의 sin 9) 에 대웅할 수 있다. 따라서 , 앙각이 90° 에 가까울수록 b는 1에 가까운 값을 가지고, 앙각이 180° 에 가까울수록 b는 0에 가까운 값을 가진다.
[253] 따라서, ax의 앙각 성분 (예를 들어， 제 2 앙각 성분)인 b의 값이 1에 가까울수록 Na의 값을 높게 설정하고， b의 값이 0에 가까울수록 ^의 값을 낮게 설정할 수 있다.
[254] 실시예 4-2
[255] 본 실시예는 의 앙각 성분 (예를 들어, 제 1 앙각 성분)의 값에 따라서 를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션이 결정되는 방식에 대한 것이다.
[256] 예를 들어， 상기 수학식 20을 참조하면， az의 앙각을 나타내는 성분인 a 값에 따라서 의 방위각 성분을 나타내는 c가 가변적인 빔 레졸루션을 가지도록 양자화할 수 있다.
[257] 상기 수학식 29 내지 32에 기초하면， 3 차원 프리코딩 행렬 A는 다음의 수학식과 '같이 표현할 수 있다.
[258] 【수학식 33】
A(ne na) = az(ne) · ax(na)T
Figure imgf000041_0001
(ne = 0, 1 Ne ~ l)
.b-na . b.na .b-na(N~i)
ax(na) = [1 eJ~^ e] 1 ... e]ᅳ ^ᅳ ]T, (na = 0, l,...'Na- l)
Figure imgf000042_0001
[259] 여기서， 의 앙각을 나타내는 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)인 a를 상기 수학식 33에서와 같이 DFT 형태로 구성하면， a=ne/Ne 로 표현할 수 있다. 여기서， Ne를 상수라고 가정하면 a는 ne의 값에 의해서 결정된다. 즉， ¾의 앙각을 나타내는 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)의 값은 ne에 의해서 결정되는 것이라고 할 수 있다.
[260] 또한， 상기 수학식 28과 관련하여 설명한 바와 같이， ¾를 구성하는 앙각 성분인 a=ne/Ne는 상기 수학식 19에서의 COS(9) 에 대웅할 수 있다.
[261] 따라서 , 앙각이 90° 에 가까을수록 ne 는 0에 가까운 값을 가지고, 앙각이 180° 에 가까울수록 ne 는 Ne— 1에 가까운 값을 가진다. · [262] 따라서, 의 앙각 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)인 a를 결정하는 ne의 값이 0에 가까울수록 Na의 값을 높게 설정하고， ne의 값이 Ne-1에 가까울수록 ^의 값을 낮게 설정할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
[263] 【수학식 34】
Na@ne=o > Na@7le=1 > Na@rie=2 >...> ^a@ne=Ne-l
[264] 상기 수학식 34에서， Na@ne=k 는, ne 二 k 일 때의 Na 의 값을 의미한디-.
[265] 전술한 본 발명의 다양한 예시들은 NXM의 2 차원 안테나 배치를 가정하여 프리코딩 코드북을 설계하는 원리에 제안하였다. 그러나, 본 발명의 범위는 이애 제한되지 않고， 하나의 그룹이 N개의 1 차원 안테나 배치를 포함하고 이러한 그룹이 M개 존재하는， 전체 NXM개의 안테나가 1 차원으로 배치되는 안테나 배치에 대한 프리코딩 코드북을 설계하는 경우에 대해서도 유사하게 적용될 수 있디-. 예를 들어， N개의 안테나를 포함하는 제 1 그룹의 안테나와， 또 다른 N개의 안테나를 포함하는 제 2 그룹 안테나 간의 거리가 층분히 이격되어 있고， 제 1 그룹 안테나 내에서의 N 개의 안테나 간의 간격 (예를 들어， dx)과 제 2 그룹 안테나 내에서의 N 개의 안테나 간의 간격이 유사한 특징을 가지는 경우에 본 발명의 원리에 따른 프리코딩 코드북 설계 방안이 적용될 수 있다. [266] 도 12는 본 발명에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
[267] 단계 S1210에서 단말은 기지국으로부터 하향링크 신호 (예를 들어， 하향링크 참조신호)를 수신할 수 있다. - [268] 단계 S1220에서 단말은 상기 하향링크 신호를 이용하여 하향링크 채널을 측정할 수 있다.
[269] 단계 S1230에서 단말은 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 채널상태정보를 결정할 수 있다. 상기 채널상태정보는 제 1 PMI 및 제 2 PMI를 포함할 수 있다. 상기 제 1 및 제 2 PMI는 상기 기지국의 3차원 빔포밍을 위한 것일 수 있디-. 예를 들어， 상기 제 1 및 제 2 PMI는 상기 기지국의 2차원 안테나 배치에 의해서 생성되는 공간 채널에 적합한 (또는 상기 단말에 의해서 선호되는 (preferred)) 프리코딩 행렬을 지시하는 것일 수 있다.
[270] 여기서， 상기 제 1 PMI는 상기 실시예들에서 설명한 제 1 앙각 성분을 포함하는 프리코딩 백터 (예를 들어， )를 지시하는 것일 수 있다. 상기 제 2 PMI는 상기 실시예들에서 설명한 제 2 앙각 성분 및 방위각 성분을 포함하는 프리코딩 백터 (예를 들어 , ax)를 지시하는 것일 수 있다.
[271] 또한， 상기 실시예들에서 설명한 바와 같이， 제 2 앙각 성분 (예를 들어， b)는 제 1 앙각 성분 (예를 들어， a)에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어， 제 1 앙각 성분과 제 2 앙각 성분은 상호간의 연관관계 (예를 들어, α2 + ύ2 = 1 또는 a+b= )에 기초하여 결정될 수 있다.
[272] 또한， 상기 실시예들에서 설명한 바와 같이， 상기 방위각 성분 (예를 들어， c)의 레졸루션은 상기 제 1 양각 성분 또는 상기 제 2 양각 성분에 기초하여 결정될 수 있디 ·. 예를 들어, 상기 방위각 성분의 레졸루션은， 앙각이 수평에 가까을수록 높게 설정되고, 상기 앙각이 수직에 가까을수록 낮게 설정될 수 있다.
[273] 제 1 PMI는 제 1 프리코딩 백터의 후보들 중에서 하나를 지시하고, 제 2 PMI는 제 2 프리코딩 백터의 후보들 중에서 하나를 지시할 수 있다. 상기 제 1 프리코딩 백터의 후보들과 제 2 프리코딩 백터의 후보들의 조합에 의해서 결정되는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북이 정의될 수 있다. 즉， 상기 제 1 PMI 및 제 2 PMI는 미리 정해진 코드북 내에서 특정 프리코딩 행렬을 지시할 수 있디-. · [274] 전술한 채널상태정보 송수신 방법에 있어서， 상기 본 발명의 다양한 실시예들에서 설명한 사항은 개별적으로 또는 둘 이상을 조합하여 적용될 수 있으며， 중복되는 설명은 명료성을 위해서 생략한다.
[275] 도 13은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
[276] 도 13을 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (10)는, 송신기 (11)， 수신기 (12), 프로세서 (13)， 메모리 (14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 송신기 (11)는 외부 장치 (예를 들어， 단말)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (12)는 외부 장치 (예를 들어， 단말)로부터의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (13)는 기지국 장치 (10) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 예를 들어 2 차원 안테나 배치에 따라서 구성될 수 있다.
[277] 본 발명의 일례에 따른 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는， 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는 그 '외에도 기지국 장치 (10)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[278] 도 13을 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (20)는， 송신기 (21)， 수신기 (22 프로세서 (23), 메모리 (24) 및 복수개의 안테나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 송신기 (21)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (22)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로부터의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 장치 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[279] 본 발명의 일례에 따른 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는， 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 송신하도록 구성될 수 있다. 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 장치 (20)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다. [280] 위외- 같은 단말 장치 (10)의 구체적인 구성은， 전술한 본 발명의 다양한 실시예애서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다. '
[281] 또한， 본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어서， 하향링크 전송 주체 (entity) 또는 상향링크 수신 주체는 주로 기지국을 예로 들어 설명하였고， 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만， 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어， 상기 기지국에 대한 설명은 셀， 안테나 포트， 안테나 포트 그룹， RRH, 전송 포민트， 수신 포인트， 액세스 포인트， 중계기 등이 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우에 동일하게 적용될 수 있다. 또한， 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우, 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예를 통하여 설명한 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수도 있다.
[282] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (fir隱 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[283] 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices) , PLDs (Programmable Logic Devices) , FPGAs(Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서 , 컨트롤러， 마이크로 컨트롤러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[284] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. [285] 상술힌■ 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[286] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지. 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[287] 상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법에 있어서， 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계;
상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여, 상기 하향링크 채널에 대한 제 1프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계 ; 및
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， - 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2프리코딩 백터를 지시하며，
상기 방위각 성분의 레졸루션 Resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 싱-기 제 2 앙각 성분애 기초하여 결정되는， 채널상태정보 전송 방법 .
【청구항 2】
제 1항에 있어서，
상기 방위각 성분의 레졸루션은， 상기 다중 안테나에 의해 형성되는 빔이 상기 다중 안테나로부터 수평방향으로 먼 거리를 지향할수록 높게 설정되고, 상기 다중 안테니-에 의해 형성되는 빔이 상기 다중 안테나로부터 수평방향으로 가까운 거리를 지향할수록 낮게 설정되는, 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 3】
제 1 항에 있어서，
상기 방위각 성분의 레졸루션은， 앙각이 수평에 가까을수록 높게 설정되고， 상기 앙각이 수직에 가까을수록 낮게 설정되는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 4】
제 1 항에 있어서,
상기 방위각 성분은 na/Na 이고,
Na는 방위각 방향으로 직교하는 (orthogonal. ) 빔의 개수이고,
na = 0， 1， 2， Na-1 인， 채널상태정보 전송 ^법.
【청구항 5】 제 4 항에 있어서 ,
상기 Na는, 상기 제 2 앙각 성분이 1에 가까울수록 큰 값으로 설정되고, 상기 제 2 앙각 성분이 0에 가까울수록 작은 값으로 설정되는, 채널상태정보 전송 방법 .
【청구항 6】
제 5 항에 있어서，
상기 제 2 앙각 성분은 sin 9)이고，
ι9는 앙각의 값인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 7]
제 4 항에 있어서，
상기 제 1 앙각 성분은 ne/Ne 이고,
Ne는 앙각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고，
ne = 0, 1, 2, ... , Ne— 1 인， 채널상태정보 전송 방법 .
【청구항 8】
제 7 항에 있어서,
Na@ne=o > ^a@ne=l 〉 ^a@ne=2 > ·■ > Wa@ne=Ne 1이고'
Na@ne=k 는， ne 二 k 일 때의 Na 의 값인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 9】
제 7 항에 있어서， b =ᅵ1 M2 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분인， 채널상태정보 전송 방법 .
【청구힝- 10】
제 7 항에 있어서 ,
b = l-^ 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 111
제 1 항에 있어서，
상기 게 1 프리코딩 백터는 az 이고， az(a) = [1 ia e^2a … ^^ᅳ 丁이고,
a는 상기 제 1 앙각 성분이고，
M은 수직 방향 안테나의 개수인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 12】
제 1 항에 있어서，
상기 제 2 프리코딩 백터는 이고， .
ax c) = [l ejb'c ej2b'c … e^.c v-i)]T 이고 b는 상기 제 2 앙각 성분이고，
c는 상기 방위각 성분이고，
N은 수평 방향 안테나의 개수인， 채널상태정ᅳ보 전송 방법.
【청구항 13】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 전송하는 단말 장치에 있어서， 수신기;
송신기; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는， 기지국으로부터 상기 수신기를 통해서 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하고; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여， 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하고; 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 송신기를 이용하여 상기 기지국으로 전송하도록 설정되며,
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다증 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고，
상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정되는， 채널상태정보 전송 단말 장치.
【청구항 14】
무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보를 수신하는 방법에 있어서， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 단말에게 전송하는 단계; 및 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고,
상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며
상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정되는， 채널상태정보 수신 방법.
【청구항 15】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 수신하는 기지국 장치에 있어서, 수신기;
송신기; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 송신기를 이용하여 상기 단말에게 전송하고 ; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 상기 수신기를 이용하여 수신하도록 설정되며，
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고，
상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 방위각 성분의 레졸루션 (resolution)은 상기 제 1 앙각 성분 또는 상기 제 2 앙각 성분에 기초하여 결정되는, 채널상태정보 수신 기지국 장치.
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