WO2014020875A1 - 電源装置 - Google Patents

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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • a thermistor having a positive temperature characteristic is used as a power supply path from the power supply in order to suppress inrush current at the time of starting.
  • An inserted one is provided (for example, see Document 1 [Japanese Published Patent Application No. 2008-104273]). That is, when an excessive current such as an inrush current flows, the temperature of the thermistor rises due to Joule heat, and thereby the resistance value of the thermistor rises, thereby suppressing the current.
  • the thermistor for example, a thermistor having a relatively steep temperature characteristic such that the resistance value at 160 ° C. is about 100 times the resistance value at 25 ° C. is used.
  • a power supply device there is also provided a device in which a plurality of buck converters are connected in parallel between output terminals of a DC power supply circuit (for example, Document 2 [Japanese Published Patent Application No. 2011-78218). ]reference).
  • a load such as a light-emitting diode array is connected between the output terminals of the buck converters.
  • the DC power supply circuit for example, a capacitor that smoothes the pulsating current output of a diode bridge, a known boost converter, and the like are conceivable.
  • specifications and operations can be made different for each buck converter while a DC power supply circuit is shared by a plurality of buck converters.
  • the DC power supply circuit uses a supplied power to supply a predetermined direct current between the pair of output terminals. Configured to generate a voltage.
  • a power supply device includes a parallel circuit 4 of a thyristor Q0 and a thermistor PTH having a positive temperature characteristic (positive temperature coefficient), and via the parallel circuit 4.
  • a boost converter 1 serving as a DC power supply circuit to be fed and a plurality of buck converters 20 (21, 22) connected in parallel with each other between output terminals 11 and 12 of the boost converter 1 are provided.
  • the primary windings (inductors) N11 and N21 of the transformers T1 and T2 form a loop together with the diodes D1 and D2 and the output capacitors C1 and C2, and energy storage is performed as the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off. Acts as an inductor that repeats discharge alternately.
  • the light emitting diodes LD1 and LD2 are connected between the output terminals of the buck converters 21 and 22 (that is, both ends of the output capacitors C1 and C2), respectively.
  • the driving circuits 210 and 220 change the on-duty or switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 as needed so as to keep the output currents I1 and I2 to the light emitting diodes LD1 and LD2 constant. Since the drive circuits 210 and 220 as described above can be realized by a well-known technique, detailed illustration and description thereof are omitted.
  • the driving circuit 210 of the main converter 21 stops driving the switching element Q1 when a short circuit of the switching element Q2 occurs in another buck converter (hereinafter referred to as “sub-converter”) 22.
  • the short circuit of the switching element Q2 here refers to a short circuit that keeps the switching element Q2 turned on, such as a short circuit between the drain and the source.
  • the plurality of buck converters 20 include a main converter 21 and sub-converters (22, 23).
  • the resistor R2 is, for example, a resistor for detecting a current flowing through the second switching element Q2, and is used to determine the timing for turning off the second switching element Q2.
  • a series circuit of the second capacitor C2 and the second inductor N21 is connected in parallel to the second diode D2.
  • the second drive circuit 220 is configured to drive the second switching element Q2 (switching control, on / off control) to adjust the voltage across the second capacitor C2.
  • the power supply device includes a parallel circuit 4 of a thyristor Q0 and a thermistor PTH having a positive temperature characteristic, a DC power supply circuit 1 fed via the parallel circuit 4, and an output terminal of the DC power supply circuit 1. And a plurality of buck converters 20 connected in parallel to each other.
  • Each buck converter 20 (21, 22, 23) is a series circuit of diodes (D1, D2, D3) and switching elements (Q1, Q2, Q3), and is connected between the output terminals of the DC power supply circuit 1.
  • the main converter 21 is configured to control the thyristor Q0 according to the voltage of the (first) secondary winding N12 of the main converter 21.
  • the (second) switching element (Q2, Q3) is short-circuited in at least one of the sub-converters (22, 23)
  • the (first) drive circuit 210 of the main converter 21 is the (first) drive circuit 210 of the main converter 21.
  • the switching element Q1 is configured to stop driving.

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Abstract

　本発明に係る電源装置は、サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路を介して給電される直流電源回路の一対の出力端間に互いに並列に接続されたメインコンバータおよびサブコンバータを備える。前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、前記一対の出力端間に接続される、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、前記ダイオードに並列に接続される、コンデンサとインダクタとの直列回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える。前記メインコンバータは、前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御する。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも１つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止する。

Description

電源装置
　本発明は、電源装置に関するものである。
　従来から、外部の電源から入力された電力を変換して出力する電源装置において、始動時の突入電流を抑えるために、正の温度特性を有するサーミスタ（いわゆるＰＴＣサーミスタ）を電源からの給電路に挿入したものが提供されている（例えば、文献１［日本国公開特許公報第２００８－１０４２７３号］参照）。すなわち、突入電流などの過剰な電流が流れた場合には、ジュール熱によりサーミスタの温度が上昇し、これによってサーミスタの抵抗値が上昇することで電流が抑制される。上記のサーミスタとしては、例えば１６０℃のときの抵抗値が２５℃のときの抵抗値の約１００倍になるような、比較的に急峻な温度特性を有するものが用いられる。
　また、上記のサーミスタにはサイリスタが並列に接続され、安定動作中には上記のサイリスタがオンされるように回路が構成される。すなわち、突入電流が問題となるのは始動時のみであるから、安定動作中には上記のサイリスタに電流をバイパスさせることで、サーミスタにおける損失を抑えるのである。
　一方、電源装置としては、直流電源回路の出力端間に、複数個のバックコンバータが互いに並列に接続されたものも提供されている（例えば、文献２［日本国公開特許公報第２０１１－７８２１８号］参照）。各バックコンバータの出力端間にはそれぞれ例えば発光ダイオードアレイのような負荷が接続される。上記の直流電源回路としては、例えば、ダイオードブリッジの脈流出力を平滑化するコンデンサや、周知のブーストコンバータなどが考えられる。この電源装置においては、複数個のバックコンバータで直流電源回路を共用としながらも、仕様や動作をバックコンバータ毎に異ならせることができる。
　ここで、文献１のように直流電源回路と複数個のバックコンバータとを備える電源装置において、文献２のように直流電源回路への給電路にサーミスタとサイリスタとの並列回路を介在させることも可能である。
　このような電源装置において、いずれかのバックコンバータの動作が安定していれば上記のサイリスタがオンされるように回路が構成された場合を考える。この場合、いずれかのバックコンバータでスイッチング素子の短絡が発生していて過剰な電流が流れる可能性があっても、他のいずれかのバックコンバータの動作が安定していれば、サーミスタによる電流抑制の効果が得られない。
　本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、安全性を向上した電源装置を提供することにある。
　本発明に係る第１の形態の電源装置は、サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路と、一対の出力端を有し、前記並列回路を介して給電される直流電源回路と、前記直流電源回路の前記一対の出力端間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータと、を備える。前記複数のバックコンバータは、メインコンバータと、サブコンバータと、を含む。前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、コンデンサとインダクタとの直列回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える。前記ダイオードと前記スイッチング素子との前記直列回路は、前記直流電源回路の前記一対の出力端間に接続される。前記コンデンサと前記インダクタとの前記直列回路は、前記ダイオードに並列に接続される。前記メインコンバータは、さらに前記メインコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備える。前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御するように構成される。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも１つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成される。
　本発明に係る第２の形態の電源装置では、第１の形態において、前記サブコンバータは、前記サブコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備える。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの前記二次巻線の電圧が基準電圧未満になると、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生していると判断するように構成される。
　本発明に係る第３の形態の電源装置では、第１または第２の形態において、前記メインコンバータの前記駆動回路は、始動後に所定の遅れ時間が経過するまでは、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生しているか否かに関わらず前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を行うように構成される。
　本発明に係る第４の形態の電源装置では、第１～第３の形態のいずれか１つにおいて、前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧が規定電圧を越えると前記サイリスタをオンするように構成される。
　本発明に係る第５の形態の電源装置では、第１～第４の形態のいずれか１つにおいて、前記直流電源回路は、供給された電力を用いて前記一対の出力端間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。
　本発明に係る第６の形態の電源装置では、第１～第５の形態のいずれか１つにおいて、前記バックコンバータの前記駆動回路は、前記スイッチング素子を駆動して前記コンデンサの両端間の電圧を調整するように構成される。
本発明の一実施形態の電源装置を示す回路ブロック図である。 前記電源装置の比較例を示す回路ブロック図である。 前記電源装置の動作の説明図である。 前記電源装置の動作の説明図である。 前記電源装置の変更例を示す回路ブロック図である。
　本発明に係る一実施形態の電源装置は、図１に示すように、サイリスタＱ０と正の温度特性（正の温度係数）を有するサーミスタＰＴＨとの並列回路４と、この並列回路４を介して給電される直流電源回路としてのブーストコンバータ１と、ブーストコンバータ１の出力端１１，１２間に互いに並列に接続された複数個のバックコンバータ２０（２１，２２）とを備える。
　また、本実施形態の電源装置は、交流電源ＡＣから入力された交流電流を全波整流し上記の並列回路を介してブーストコンバータ１に入力するダイオードブリッジ３１を備える。さらに、交流電源ＡＣとダイオードブリッジ３１との間には、例えばコモンモードチョーク等によりノイズを減衰させるフィルタ回路３０が介装されている。ダイオードブリッジ３１の低電圧側の出力端と、ブーストコンバータ１の低電圧側の出力端１２とは、それぞれグランドに接続される。
　直流電源回路（ブーストコンバータ）１は、供給された電力を用いて一対の出力端１１，１２間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。ブーストコンバータ１は、昇圧形コンバータや、昇圧チョッパ回路や、力率改善回路とも呼ばれる周知の回路であり、入力電流歪を改善する作用を有する。なお、直流電源回路としては、上記のようなブーストコンバータ１に代えて、ダイオードブリッジ３１の直流出力（脈流出力）を平滑化するコンデンサのみを用いてもよい。
　並列回路４は、上述したように、サイリスタＱ０と、正の温度特性（正の温度係数）を有するサーミスタＰＴＨと、を備える。サイリスタＱ０は、アノードがダイオードブリッジ３１の高電圧側の出力端に接続され、カソードが直流電源回路１の高電圧側の入力端に接続されている。サーミスタＰＴＨは、サイリスタＱ０に並列に接続されている。したがって、サイリスタＱ０がオフであればサーミスタＰＴＨに電流が流れ、サイリスタＱ０がオンであればサーミスタＰＴＨではなくサイリスタＱ０に電流が流れる。つまり、並列回路４は、サイリスタＱ０がオフである間は、突入電流などの過剰な電流を抑制する。サーミスタＰＴＨは、例えば１６０℃のときの抵抗値が２５℃のときの抵抗値の約１００倍になるような、比較的に急峻な温度特性を有する。
　複数のバックコンバータ２１，２２は、それぞれ、カソードがブーストコンバータ１の高電圧側の出力端に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、一端がダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに接続されるとともに他端が抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してブーストコンバータ１の低電圧側の出力端に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する駆動回路２１０，２２０とを備える。
　上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えばＭＯＳＦＥＴを用いることができる。
　また、各バックコンバータ２１，２２において、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端間には、例えば電解コンデンサからなり両端がバックコンバータ２１，２２の出力端となるコンデンサ（出力コンデンサ）Ｃ１，Ｃ２と、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線Ｎ１１，Ｎ２１との直列回路が接続されている。
　すなわち、トランスＴ１，Ｔ２の一次巻線（インダクタ）Ｎ１１，Ｎ２１は、ダイオードＤ１，Ｄ２と出力コンデンサＣ１，Ｃ２とともにループを構成しており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴ってエネルギーの蓄積と放出とを交互に繰り返すインダクタとして作用する。
　各バックコンバータ２１，２２の出力端（すなわち出力コンデンサＣ１，Ｃ２の両端）間には、それぞれ発光ダイオードＬＤ１，ＬＤ２が接続されている。
　駆動回路２１０，２２０は、発光ダイオードＬＤ１，ＬＤ２への出力電流Ｉ１，Ｉ２を一定に維持するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ或いはスイッチング周波数を随時変更する。上記のような駆動回路２１０，２２０は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。
　ここで、バックコンバータ２１，２２のうちの１個は、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１２に誘導された電圧によりサイリスタＱ０をオンするメインコンバータ２１である。
　メインコンバータ２１の駆動回路２１０は、他のバックコンバータ（以下、「サブコンバータ」と呼ぶ。）２２においてスイッチング素子Ｑ２の短絡が発生した場合には、スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。ここでいうスイッチング素子Ｑ２の短絡とは、ドレイン－ソース間の短絡のように、スイッチング素子Ｑ２がオンされたままとなるような短絡を指す。
　すなわち、複数のバックコンバータ２０は、メインコンバータ２１と、サブコンバータ（２２，２３）と、を含む。
　メインコンバータ２１は、ダイオード（第１ダイオード）Ｄ１とスイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ１との直列回路と、コンデンサ（第１コンデンサ）Ｃ１とインダクタ（第１インダクタ）Ｎ１１との直列回路と、スイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ１を駆動する駆動回路（第１駆動回路）２１０と、を備える。第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１との直列回路は、直流電源回路１の一対の出力端１１，１２間に接続される。図１では、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１との直列回路は、一対の出力端１１，１２間に、抵抗Ｒ１を介して接続される。抵抗Ｒ１は、第１スイッチング素子Ｑ１と出力端１２との間に介在されている。抵抗Ｒ１は、例えば、第１スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出するための抵抗であり、第１スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングを決定するために使用される。第１コンデンサＣ１と第１インダクタＮ１１との直列回路は、第１ダイオードＤ１に並列に接続される。第１駆動回路２１０は、第１スイッチング素子Ｑ１を駆動（スイッチング制御、オンオフ制御）して第１コンデンサＣ１の両端間の電圧を調整するように構成される。メインコンバータ２１は、さらに第１インダクタＮ１１に磁気的に結合された二次巻線（第１二次巻線）Ｎ１２を備える。
　サブコンバータ２２は、ダイオード（第２ダイオード）Ｄ２とスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ２との直列回路と、コンデンサ（第２コンデンサ）Ｃ２とインダクタ（第２インダクタ）Ｎ２１との直列回路と、スイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ２を駆動する駆動回路（第２駆動回路）２２０と、を備える。第２ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｑ２との直列回路は、直流電源回路１の一対の出力端１１，１２間に接続される。図１では、第２ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｑ２との直列回路は、一対の出力端１１，１２間に、抵抗Ｒ２を介して接続される。抵抗Ｒ２は、第２スイッチング素子Ｑ２と出力端１２との間に介在されている。抵抗Ｒ２は、例えば、第２スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出するための抵抗であり、第２スイッチング素子Ｑ２をオフするタイミングを決定するために使用される。第２コンデンサＣ２と第２インダクタＮ２１との直列回路は、第２ダイオードＤ２に並列に接続される。第２駆動回路２２０は、第２スイッチング素子Ｑ２を駆動（スイッチング制御、オンオフ制御）して第２コンデンサＣ２の両端間の電圧を調整するように構成される。
　図１に示すように、二次巻線Ｎ１２の電圧は、サイリスタＱ０を制御するための制御回路５に入力される。制御回路５は、コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、ダイオードＤ１１と、を備える。二次巻線Ｎ１２は、一端が直流電源回路１の高電圧側の入力端子に接続され、他端がダイオードＤ１１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１１は、カソードが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路（分圧回路）を介して直流電源回路１の高電圧側の入力端子に接続されている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点はサイリスタＱ０のゲートに接続されている。コンデンサＣ１１は、抵抗Ｒ１２に並列に接続されている。
　したがって、メインコンバータ２１のトランスＴ１の二次巻線Ｎ１２に誘導された電圧は、ダイオードＤ１１による半波整流と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２による分圧とコンデンサＣ１１による平滑化とを経てサイリスタＱ０のゲート－カソード間に入力されている。
　そのため、メインコンバータ２１は、第１二次巻線Ｎ１２の電圧に応じてサイリスタＱ０を制御する。特に、メインコンバータ２１は、第１二次巻線Ｎ１２の電圧が規定電圧を越えるとサイリスタＱ０をオンする。規定電圧は、第１インダクタＮ１１に電流が流れているときにサイリスタＱ０がオンするように、決定される。
　図１に示すように、二次巻線Ｎ２２の電圧は、電圧検出回路６により駆動回路２１０に与えられる。電圧検出回路６は、コンデンサＣ２１と、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、ダイオードＤ２１と、を備える。二次巻線Ｎ２２は、一端が直流電源回路１の低電圧側の出力端子１２に接続され、他端がダイオードＤ２１のアノードに接続されている。ダイオードＤ２１は、カソードが抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路（分圧回路）を介して直流電源回路１の低電圧側の出力端子１２に接続されている。抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点は駆動回路２１０に接続されている。コンデンサＣ２１は、抵抗Ｒ２２に並列に接続されている。
　したがって、サブコンバータ２２においてトランスＴ２の二次巻線Ｎ２２に誘導された電圧は、ダイオードＤ２１による半波整流と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２による分圧とコンデンサＣ２１による平滑化とを経て、検出電圧Ｖｄとしてメインコンバータ２１の駆動回路２１０に入力される。
　メインコンバータ２１の駆動回路２１０は、サブコンバータ２２から入力された上記の検出電圧Ｖｄを所定の基準電圧Ｖｒと比較し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒを下回ったときに他のバックコンバータ（サブコンバータ）２２におけるスイッチング素子Ｑ２の短絡を判定してスイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。つまり、第１駆動回路２１０は、サブコンバータ２２の第２スイッチング素子Ｑ２の短絡が発生すると、第１スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。
　上記動作によってメインコンバータ２１においてスイッチング素子Ｑ１の駆動が停止されるか、又は、メインコンバータ２１においてスイッチング素子Ｑ１に短絡が発生すると、メインコンバータ２１のトランスＴ１の二次巻線Ｎ１２に電圧が発生しなくなる。すると、サイリスタＱ０のゲートへの電圧の入力が停止されることで、サイリスタＱ０がオフされ、以後はサーミスタＰＴＨによる電流の抑制が行われる。
　図２は、本実施形態の電源装置の比較例を示す。図２に示すように、比較例では、全てのバックコンバータ２０（２１，２２）がサイリスタＱ０に接続され、いずれのバックコンバータ２０（２１，２２）のトランス（Ｔ１，Ｔ２）の二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）の電圧によってもサイリスタＱ０がオン制御される。
　比較例の場合、全てのバックコンバータ２１，２２でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に短絡が発生した場合しかサイリスタＱ０がオフされない。そうすると、いずれかのバックコンバータ２１，２２でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に短絡が発生していても、バックコンバータ２１，２２のうちいずれか１個でも動作していればサイリスタＱ０はオフされず、サーミスタＰＴＨによる電流の抑制が行われない。
　これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に短絡が発生したバックコンバータ２１，２２や、これに接続された発光ダイオードＬＤ１，ＬＤ２等の負荷において、異常発熱が発生する可能性がある。
　これに対し、本実施形態の電源装置では、いずれのバックコンバータ２０（２１，２２）でスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）に短絡が発生した場合であってもサイリスタＱ０がオフされてサーミスタＰＴＨによる電流の抑制が有効となるから、図２に示す比較例に比べ、安全性が向上する。
　また、突入電流を抑制するサーミスタＰＴＨを、バックコンバータ２０（２１，２２）のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）に短絡が発生した際の電流の抑制にも兼用するので、ヒューズ等の別途の保護素子を設ける場合に比べて製造コストが低減される。
　ここで、サブコンバータ２２のスイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態と、サブコンバータ２２のトランスＴ２の二次巻線Ｎ２２の電圧が半波整流された電圧（以下、「誘導整流電圧」と呼ぶ。）Ｖｉと、サブコンバータ２２の出力電流Ｉ２と、検出電圧Ｖｄと、メインコンバータ２１のスイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態と、メインコンバータ２１の出力電流Ｉ１との、それぞれの時間変化の一例を図３に示す。図３において横軸は始動後の経過時間であり、これは後述する図４でも同様である。
　図３に示すように、サブコンバータ２２での検出電圧Ｖｄは、始動直後はほぼ０であり、始動後に徐々に上昇する。従って、メインコンバータ２１の駆動回路２１０が始動時からサブコンバータ２２の検出電圧Ｖｄに応じた動作を行う場合、サブコンバータ２２において検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに達するまではメインコンバータ２１でスイッチング素子Ｑ１の駆動が開始されない。
　この結果、メインコンバータ２１に接続された発光ダイオードＬＤ１の点灯のタイミングが、サブコンバータ２２に接続された発光ダイオードＬＤ２の点灯のタイミングよりも遅れてしまう。
　そこで、図４に示すように、始動後に所定の遅れ時間ｔ１が経過するまでの期間（以下、「始動期間」と呼ぶ。）中には、メインコンバータ２１の駆動回路２１０が、サブコンバータ２２の検出電圧Ｖｄに関わらず（つまりサブコンバータ２２におけるスイッチング素子Ｑ２の短絡の有無に関わらず）、スイッチング素子Ｑ１の駆動を行うようにしてもよい。なお、始動後とは、例えば、「交流電源ＡＣから電源装置への給電が開始された後」や「駆動回路２１０が動作を開始した後」を意味する。
　上記動作は、始動期間中に駆動回路２１０が検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒとの比較結果を無視することによって実現されてもよいし、始動期間中に基準電圧Ｖｒが０（つまり、確実に検出電圧Ｖｄより低い電圧）に維持されることによって実現されてもよい。
　上記の遅れ時間ｔ１は、始動後に検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに達するのに要する時間ｔ０よりも確実に長く、且つ、なるべく短い時間とされることが望ましい。
　上記構成を採用すれば、図３の例のようにメインコンバータ２１に接続された発光ダイオードＬＤ１の点灯がサブコンバータ２２に接続された発光ダイオードＬＤ２の点灯に対して遅れるようなことを防ぐことができる。
　なお、図１ではサブコンバータ２２を１個のみ設けているが、図５に示すようにサブコンバータ２２，２３を２個以上設けてもよい。すなわち、複数のバックコンバータ２０は、メインコンバータ２１と、少なくとも１つのサブコンバータ（２２，２３）と、を含んでいればよい。
　サブコンバータ２３は、ダイオード（第２ダイオード）Ｄ３とスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ３との直列回路と、コンデンサ（第２コンデンサ）Ｃ３とインダクタ（第２インダクタ）Ｎ３１との直列回路と、スイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ３を駆動する駆動回路（第２駆動回路）２３０と、を備える。第２ダイオードＤ３と第２スイッチング素子Ｑ３との直列回路は、直流電源回路１の一対の出力端１１，１２間に接続される。図５では、第２ダイオードＤ３と第２スイッチング素子Ｑ３との直列回路は、一対の出力端１１，１２間に、抵抗Ｒ３を介して接続される。抵抗Ｒ３は、第２スイッチング素子Ｑ３と出力端１２との間に介在されている。抵抗Ｒ３は、例えば、第２スイッチング素子Ｑ３に流れる電流を検出するための抵抗であり、第２スイッチング素子Ｑ３をオフするタイミングを決定するために使用される。第２コンデンサＣ３と第２インダクタＮ３１との直列回路は、第２ダイオードＤ３に並列に接続される。第２駆動回路２３０は、第２スイッチング素子Ｑ３を駆動（スイッチング制御、オンオフ制御）して第２コンデンサＣ３の両端間の電圧を調整するように構成される。
　このように、図５の下側のサブコンバータ（第２サブコンバータ）２３は、他のサブコンバータ（第１サブコンバータ）２２に対して符号が異なってはいるが、回路構成及び動作は第１サブコンバータ２２と共通であるので説明は省略する。
　図５の例では、二次巻線Ｎ２２の電圧は、電圧検出回路６により比較回路７に与えられる。また、二次巻線Ｎ３２の電圧は、電圧検出回路６１により比較回路７に与えられる。
　電圧検出回路６１は、コンデンサＣ３１と、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、ダイオードＤ３１と、を備える。二次巻線Ｎ３２は、一端が直流電源回路１の低電圧側の出力端子１２に接続され、他端がダイオードＤ３１のアノードに接続されている。ダイオードＤ３１は、カソードが抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の直列回路（分圧回路）を介して直流電源回路１の低電圧側の出力端子１２に接続されている。抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の接続点は比較回路７に接続されている。コンデンサＣ３１は、抵抗Ｒ３２に並列に接続されている。
　比較回路７は、コンパレータＣＰ，ＣＰ１と、論理積回路ＡＮＤと、を備える。コンパレータＣＰは、非反転入力端子が電圧検出回路６の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点に接続され、反転入力端子が基準電圧Ｖｒを与える電圧源Ｅ１に接続されている。コンパレータＣＰ１は、非反転入力端子が電圧検出回路６１の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の接続点に接続され、反転入力端子が基準電圧Ｖｒ１を与える電圧源Ｅ２に接続されている。論路積回路ＡＮＤは、一方の入力端子がコンパレータＣＰの出力端子に接続され、他方の入力端子がコンパレータＣＰ１の出力端子に接続され、出力端子が駆動回路２１０に接続されている。
　つまり、図５の例では、検出電圧Ｖｄ，Ｖｄ１を基準電圧Ｖｒ，Ｖｒ１と比較するコンパレータ（以下、「検出コンパレータ」と呼ぶ。）ＣＰ，ＣＰ１が、サブコンバータ２２，２３毎に設けられており、全ての検出コンパレータＣＰ，ＣＰ１の出力が入力された論理積回路ＡＮＤの出力がメインコンバータ２１の駆動回路２１０に入力されている。
　図５の例におけるメインコンバータ２１の駆動回路２１０は、上記の論理積回路ＡＮＤの出力がＬレベルになると、いずれかのサブコンバータ２２，２３でスイッチング素子Ｑ２の短絡が発生したと判定してスイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。
　すなわち、全てのサブコンバータ２２，２３で検出電圧Ｖｄ，Ｖｄ１が正常に発生している場合にのみ、メインコンバータ２１でのスイッチング素子Ｑ１の駆動が行われてサイリスタＱ０がオンされる。
　さらに、図５の例において、上記の始動期間中に、メインコンバータ２１の駆動回路２１０が、論理積回路ＡＮＤの出力に関わらずスイッチング素子Ｑ１の駆動を行うようにしてもよい。
　以上述べたように、本実施形態の電源装置は、以下の第１の特徴～第６の特徴を有する。
　第１の特徴では、電源装置は、サイリスタＱ０と正の温度特性を有するサーミスタＰＴＨとの並列回路４と、並列回路４を介して給電される直流電源回路１と、直流電源回路１の出力端間に互いに並列に接続された複数個のバックコンバータ２０とを備える。各バックコンバータ２０（２１，２２，２３）は、それぞれ、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）とスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）との直列回路であって直流電源回路１の出力端間に接続された直列回路と、両端が出力端を構成するコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）と、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）とコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）とともにループを構成するインダクタ（Ｎ１１，Ｎ２１，Ｎ３１）と、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を駆動する駆動回路（２１０，２２０，２３０）とを有する。バックコンバータ２０のうちの１個は、インダクタＮ１１に二次巻線Ｎ１２が設けられて二次巻線Ｎ１２に誘導された電圧によりサイリスタＱ０をオンするメインコンバータ２１である。メインコンバータ２１の駆動回路２１０は、他のバックコンバータ２０（２２，２３）のいずれかでスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）の短絡が発生した場合には、スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。
　換言すれば、電源装置は、サイリスタＱ０と正の温度係数を有するサーミスタＰＴＨとの並列回路４と、一対の出力端１１，１２を有し並列回路４を介して給電される直流電源回路（ブーストコンバータ）１と、直流電源回路１の一対の出力端１１，１２間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータ２０と、を備える。複数のバックコンバータ２０は、メインコンバータ２１と、サブコンバータ（２２，２３）と、を含む。メインコンバータ２１とサブコンバータ（２２，２３）との各々は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）とスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）との直列回路と、コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）とインダクタ（Ｎ１１，Ｎ２１，Ｎ３１）との直列回路と、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を駆動する駆動回路（２１０，２２０，２３０）と、を備える。ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）とスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）との直列回路は、直流電源回路１の一対の出力端１１，１２間に接続される。コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）とインダクタ（Ｎ１１，Ｎ２１，Ｎ３１）との直列回路は、ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）に並列に接続される。メインコンバータ２１は、さらにメインコンバータ２１の（第１）インダクタＮ１１に磁気的に結合された（第１）二次巻線Ｎ１２を備える。メインコンバータ２１は、メインコンバータ２１の（第１）二次巻線Ｎ１２の電圧に応じてサイリスタＱ０を制御するように構成される。メインコンバータ２１の（第１）駆動回路２１０は、サブコンバータ（２２，２３）の少なくとも１つで（第２）スイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）の短絡が発生すると、メインコンバータ２１の（第１）スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止するように構成される。
　第２の特徴では、第１の特徴において、メインコンバータ２１以外の全てのバックコンバータ２０（２２，２３）においても、インダクタ（Ｎ２１，Ｎ３１）には二次巻線（Ｎ２２，Ｎ３２）が設けられていて、メインコンバータ２１の駆動回路２１０は、他のバックコンバータ２０（２２，２３）のいずれかで二次巻線（Ｎ２２，Ｎ３２）に電圧が発生しなくなった場合にスイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する。換言すれば、サブコンバータ（２２，２３）は、サブコンバータ（２２，２３）の（第２）インダクタ（Ｎ２１，Ｎ３１）に磁気的に結合された（第２）二次巻線（Ｎ２２，Ｎ３２）を備える。メインコンバータ２１の（第１）駆動回路２１０は、サブコンバータ（２２，２３）の（第２）二次巻線（Ｎ２２，Ｎ３２）の電圧が基準電圧未満になると、サブコンバータ（２２，２３）の（第２）スイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）の短絡が発生していると判断するように構成される。なお、第２の特徴は任意の特徴である。
　第３の特徴では、第１または第２の特徴においてメインコンバータ２１の駆動回路２１０は、始動後に所定の遅れ時間ｔ１が経過するまでは、他のバックコンバータ２０（２２，２３）でスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）の短絡が発生しているか否かに関わらずスイッチング素子Ｑ１の駆動を行う。換言すれば、メインコンバータ２１の（第１）駆動回路２１０は、始動後に所定の遅れ時間ｔ１が経過するまでは、サブコンバータ（２２，２３）の（第２）スイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）の短絡が発生しているか否かに関わらずメインコンバータ２１の（第１）スイッチング素子Ｑ１の駆動を行うように構成される。なお、第３の特徴は任意の特徴である。
　第４の特徴では、第１～第３の特徴のいずれか１つにおいて、メインコンバータ２１は、メインコンバータ２１の（第１）二次巻線Ｎ１２の電圧が規定電圧を越えるとサイリスタＱ０をオンするように構成される。なお、第４の特徴は任意の特徴である。
　第５の特徴では、第１～第４の特徴のいずれか１つにおいて、直流電源回路（ブーストコンバータ）１は、供給された電力を用いて一対の出力端１１，１２間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。なお、第５の特徴は任意の特徴である。
　第６の特徴では、第１～第５の特徴のいずれか１つにおいて、バックコンバータ２０の駆動回路（２１０，２２０，２３０）は、スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）を駆動してコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）の両端間の電圧を調整するように構成される。なお、第６の特徴は任意の特徴である。
　以上述べた本実施形態の電源装置によれば、いずれのバックコンバータ２０でスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ３）に短絡が発生した場合であってもサイリスタＱ０がオフされてサーミスタＰＴＨによる電流の抑制が有効となるから、全てのバックコンバータ２０でスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３）に短絡が発生した場合しかサイリスタＱ０がオフされない場合に比べ、安全性が向上する。

Claims (6)

  1. 　サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路と、
    　一対の出力端を有し、前記並列回路を介して給電される直流電源回路と、
    　前記直流電源回路の前記一対の出力端間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータと、
    　を備え、
    　前記複数のバックコンバータは、メインコンバータと、サブコンバータと、を含み、
    　前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、
    　　前記直流電源回路の前記一対の出力端間に接続される、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、
    　　前記ダイオードに並列に接続される、コンデンサとインダクタとの直列回路と、
    　　前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
    　を備え、
    　前記メインコンバータは、さらに前記メインコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備え、
    　前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御するように構成され、
    　前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも１つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成される
    　ことを特徴とする電源装置。
  2. 　前記サブコンバータは、前記サブコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備え、
    　前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの前記二次巻線の電圧が基準電圧未満になると、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生していると判断するように構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記メインコンバータの前記駆動回路は、始動後に所定の遅れ時間が経過するまでは、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生しているか否かに関わらず前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を行うように構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  4. 　前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧が規定電圧を越えると前記サイリスタをオンするように構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  5. 　前記直流電源回路は、供給された電力を用いて前記一対の出力端間に所定の直流電圧を発生させるように構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  6. 　前記バックコンバータの前記駆動回路は、前記スイッチング素子を駆動して前記コンデンサの両端間の電圧を調整するように構成される
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
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