WO2014020875A1 - 電源装置 - Google Patents
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Definitions
- a thermistor having a positive temperature characteristic is used as a power supply path from the power supply in order to suppress inrush current at the time of starting.
- An inserted one is provided (for example, see Document 1 [Japanese Published Patent Application No. 2008-104273]). That is, when an excessive current such as an inrush current flows, the temperature of the thermistor rises due to Joule heat, and thereby the resistance value of the thermistor rises, thereby suppressing the current.
- the thermistor for example, a thermistor having a relatively steep temperature characteristic such that the resistance value at 160 ° C. is about 100 times the resistance value at 25 ° C. is used.
- a power supply device there is also provided a device in which a plurality of buck converters are connected in parallel between output terminals of a DC power supply circuit (for example, Document 2 [Japanese Published Patent Application No. 2011-78218). ]reference).
- a load such as a light-emitting diode array is connected between the output terminals of the buck converters.
- the DC power supply circuit for example, a capacitor that smoothes the pulsating current output of a diode bridge, a known boost converter, and the like are conceivable.
- specifications and operations can be made different for each buck converter while a DC power supply circuit is shared by a plurality of buck converters.
- the DC power supply circuit uses a supplied power to supply a predetermined direct current between the pair of output terminals. Configured to generate a voltage.
- a power supply device includes a parallel circuit 4 of a thyristor Q0 and a thermistor PTH having a positive temperature characteristic (positive temperature coefficient), and via the parallel circuit 4.
- a boost converter 1 serving as a DC power supply circuit to be fed and a plurality of buck converters 20 (21, 22) connected in parallel with each other between output terminals 11 and 12 of the boost converter 1 are provided.
- the primary windings (inductors) N11 and N21 of the transformers T1 and T2 form a loop together with the diodes D1 and D2 and the output capacitors C1 and C2, and energy storage is performed as the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off. Acts as an inductor that repeats discharge alternately.
- the light emitting diodes LD1 and LD2 are connected between the output terminals of the buck converters 21 and 22 (that is, both ends of the output capacitors C1 and C2), respectively.
- the driving circuits 210 and 220 change the on-duty or switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 as needed so as to keep the output currents I1 and I2 to the light emitting diodes LD1 and LD2 constant. Since the drive circuits 210 and 220 as described above can be realized by a well-known technique, detailed illustration and description thereof are omitted.
- the driving circuit 210 of the main converter 21 stops driving the switching element Q1 when a short circuit of the switching element Q2 occurs in another buck converter (hereinafter referred to as “sub-converter”) 22.
- the short circuit of the switching element Q2 here refers to a short circuit that keeps the switching element Q2 turned on, such as a short circuit between the drain and the source.
- the plurality of buck converters 20 include a main converter 21 and sub-converters (22, 23).
- the resistor R2 is, for example, a resistor for detecting a current flowing through the second switching element Q2, and is used to determine the timing for turning off the second switching element Q2.
- a series circuit of the second capacitor C2 and the second inductor N21 is connected in parallel to the second diode D2.
- the second drive circuit 220 is configured to drive the second switching element Q2 (switching control, on / off control) to adjust the voltage across the second capacitor C2.
- the power supply device includes a parallel circuit 4 of a thyristor Q0 and a thermistor PTH having a positive temperature characteristic, a DC power supply circuit 1 fed via the parallel circuit 4, and an output terminal of the DC power supply circuit 1. And a plurality of buck converters 20 connected in parallel to each other.
- Each buck converter 20 (21, 22, 23) is a series circuit of diodes (D1, D2, D3) and switching elements (Q1, Q2, Q3), and is connected between the output terminals of the DC power supply circuit 1.
- the main converter 21 is configured to control the thyristor Q0 according to the voltage of the (first) secondary winding N12 of the main converter 21.
- the (second) switching element (Q2, Q3) is short-circuited in at least one of the sub-converters (22, 23)
- the (first) drive circuit 210 of the main converter 21 is the (first) drive circuit 210 of the main converter 21.
- the switching element Q1 is configured to stop driving.
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Abstract
本発明に係る電源装置は、サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路を介して給電される直流電源回路の一対の出力端間に互いに並列に接続されたメインコンバータおよびサブコンバータを備える。前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、前記一対の出力端間に接続される、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、前記ダイオードに並列に接続される、コンデンサとインダクタとの直列回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える。前記メインコンバータは、前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御する。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも1つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止する。
Description
本発明は、電源装置に関するものである。
従来から、外部の電源から入力された電力を変換して出力する電源装置において、始動時の突入電流を抑えるために、正の温度特性を有するサーミスタ(いわゆるPTCサーミスタ)を電源からの給電路に挿入したものが提供されている(例えば、文献1[日本国公開特許公報第2008-104273号]参照)。すなわち、突入電流などの過剰な電流が流れた場合には、ジュール熱によりサーミスタの温度が上昇し、これによってサーミスタの抵抗値が上昇することで電流が抑制される。上記のサーミスタとしては、例えば160℃のときの抵抗値が25℃のときの抵抗値の約100倍になるような、比較的に急峻な温度特性を有するものが用いられる。
また、上記のサーミスタにはサイリスタが並列に接続され、安定動作中には上記のサイリスタがオンされるように回路が構成される。すなわち、突入電流が問題となるのは始動時のみであるから、安定動作中には上記のサイリスタに電流をバイパスさせることで、サーミスタにおける損失を抑えるのである。
一方、電源装置としては、直流電源回路の出力端間に、複数個のバックコンバータが互いに並列に接続されたものも提供されている(例えば、文献2[日本国公開特許公報第2011-78218号]参照)。各バックコンバータの出力端間にはそれぞれ例えば発光ダイオードアレイのような負荷が接続される。上記の直流電源回路としては、例えば、ダイオードブリッジの脈流出力を平滑化するコンデンサや、周知のブーストコンバータなどが考えられる。この電源装置においては、複数個のバックコンバータで直流電源回路を共用としながらも、仕様や動作をバックコンバータ毎に異ならせることができる。
ここで、文献1のように直流電源回路と複数個のバックコンバータとを備える電源装置において、文献2のように直流電源回路への給電路にサーミスタとサイリスタとの並列回路を介在させることも可能である。
このような電源装置において、いずれかのバックコンバータの動作が安定していれば上記のサイリスタがオンされるように回路が構成された場合を考える。この場合、いずれかのバックコンバータでスイッチング素子の短絡が発生していて過剰な電流が流れる可能性があっても、他のいずれかのバックコンバータの動作が安定していれば、サーミスタによる電流抑制の効果が得られない。
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、安全性を向上した電源装置を提供することにある。
本発明に係る第1の形態の電源装置は、サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路と、一対の出力端を有し、前記並列回路を介して給電される直流電源回路と、前記直流電源回路の前記一対の出力端間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータと、を備える。前記複数のバックコンバータは、メインコンバータと、サブコンバータと、を含む。前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、コンデンサとインダクタとの直列回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える。前記ダイオードと前記スイッチング素子との前記直列回路は、前記直流電源回路の前記一対の出力端間に接続される。前記コンデンサと前記インダクタとの前記直列回路は、前記ダイオードに並列に接続される。前記メインコンバータは、さらに前記メインコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備える。前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御するように構成される。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも1つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成される。
本発明に係る第2の形態の電源装置では、第1の形態において、前記サブコンバータは、前記サブコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備える。前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの前記二次巻線の電圧が基準電圧未満になると、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生していると判断するように構成される。
本発明に係る第3の形態の電源装置では、第1または第2の形態において、前記メインコンバータの前記駆動回路は、始動後に所定の遅れ時間が経過するまでは、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生しているか否かに関わらず前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を行うように構成される。
本発明に係る第4の形態の電源装置では、第1~第3の形態のいずれか1つにおいて、前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧が規定電圧を越えると前記サイリスタをオンするように構成される。
本発明に係る第5の形態の電源装置では、第1~第4の形態のいずれか1つにおいて、前記直流電源回路は、供給された電力を用いて前記一対の出力端間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。
本発明に係る第6の形態の電源装置では、第1~第5の形態のいずれか1つにおいて、前記バックコンバータの前記駆動回路は、前記スイッチング素子を駆動して前記コンデンサの両端間の電圧を調整するように構成される。
本発明に係る一実施形態の電源装置は、図1に示すように、サイリスタQ0と正の温度特性(正の温度係数)を有するサーミスタPTHとの並列回路4と、この並列回路4を介して給電される直流電源回路としてのブーストコンバータ1と、ブーストコンバータ1の出力端11,12間に互いに並列に接続された複数個のバックコンバータ20(21,22)とを備える。
また、本実施形態の電源装置は、交流電源ACから入力された交流電流を全波整流し上記の並列回路を介してブーストコンバータ1に入力するダイオードブリッジ31を備える。さらに、交流電源ACとダイオードブリッジ31との間には、例えばコモンモードチョーク等によりノイズを減衰させるフィルタ回路30が介装されている。ダイオードブリッジ31の低電圧側の出力端と、ブーストコンバータ1の低電圧側の出力端12とは、それぞれグランドに接続される。
直流電源回路(ブーストコンバータ)1は、供給された電力を用いて一対の出力端11,12間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。ブーストコンバータ1は、昇圧形コンバータや、昇圧チョッパ回路や、力率改善回路とも呼ばれる周知の回路であり、入力電流歪を改善する作用を有する。なお、直流電源回路としては、上記のようなブーストコンバータ1に代えて、ダイオードブリッジ31の直流出力(脈流出力)を平滑化するコンデンサのみを用いてもよい。
並列回路4は、上述したように、サイリスタQ0と、正の温度特性(正の温度係数)を有するサーミスタPTHと、を備える。サイリスタQ0は、アノードがダイオードブリッジ31の高電圧側の出力端に接続され、カソードが直流電源回路1の高電圧側の入力端に接続されている。サーミスタPTHは、サイリスタQ0に並列に接続されている。したがって、サイリスタQ0がオフであればサーミスタPTHに電流が流れ、サイリスタQ0がオンであればサーミスタPTHではなくサイリスタQ0に電流が流れる。つまり、並列回路4は、サイリスタQ0がオフである間は、突入電流などの過剰な電流を抑制する。サーミスタPTHは、例えば160℃のときの抵抗値が25℃のときの抵抗値の約100倍になるような、比較的に急峻な温度特性を有する。
複数のバックコンバータ21,22は、それぞれ、カソードがブーストコンバータ1の高電圧側の出力端に接続されたダイオードD1,D2と、一端がダイオードD1,D2のアノードに接続されるとともに他端が抵抗R1,R2を介してブーストコンバータ1の低電圧側の出力端に接続されたスイッチング素子Q1,Q2と、スイッチング素子Q1,Q2をオンオフ駆動する駆動回路210,220とを備える。
上記のスイッチング素子Q1,Q2としては例えばMOSFETを用いることができる。
また、各バックコンバータ21,22において、ダイオードD1,D2の両端間には、例えば電解コンデンサからなり両端がバックコンバータ21,22の出力端となるコンデンサ(出力コンデンサ)C1,C2と、トランスT1,T2の一次巻線N11,N21との直列回路が接続されている。
すなわち、トランスT1,T2の一次巻線(インダクタ)N11,N21は、ダイオードD1,D2と出力コンデンサC1,C2とともにループを構成しており、スイッチング素子Q1,Q2のオンオフに伴ってエネルギーの蓄積と放出とを交互に繰り返すインダクタとして作用する。
各バックコンバータ21,22の出力端(すなわち出力コンデンサC1,C2の両端)間には、それぞれ発光ダイオードLD1,LD2が接続されている。
駆動回路210,220は、発光ダイオードLD1,LD2への出力電流I1,I2を一定に維持するように、スイッチング素子Q1,Q2のオンデューティ或いはスイッチング周波数を随時変更する。上記のような駆動回路210,220は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。
ここで、バックコンバータ21,22のうちの1個は、トランスT1の二次巻線N12に誘導された電圧によりサイリスタQ0をオンするメインコンバータ21である。
メインコンバータ21の駆動回路210は、他のバックコンバータ(以下、「サブコンバータ」と呼ぶ。)22においてスイッチング素子Q2の短絡が発生した場合には、スイッチング素子Q1の駆動を停止する。ここでいうスイッチング素子Q2の短絡とは、ドレイン-ソース間の短絡のように、スイッチング素子Q2がオンされたままとなるような短絡を指す。
すなわち、複数のバックコンバータ20は、メインコンバータ21と、サブコンバータ(22,23)と、を含む。
メインコンバータ21は、ダイオード(第1ダイオード)D1とスイッチング素子(第1スイッチング素子)Q1との直列回路と、コンデンサ(第1コンデンサ)C1とインダクタ(第1インダクタ)N11との直列回路と、スイッチング素子(第1スイッチング素子)Q1を駆動する駆動回路(第1駆動回路)210と、を備える。第1ダイオードD1と第1スイッチング素子Q1との直列回路は、直流電源回路1の一対の出力端11,12間に接続される。図1では、第1ダイオードD1と第1スイッチング素子Q1との直列回路は、一対の出力端11,12間に、抵抗R1を介して接続される。抵抗R1は、第1スイッチング素子Q1と出力端12との間に介在されている。抵抗R1は、例えば、第1スイッチング素子Q1に流れる電流を検出するための抵抗であり、第1スイッチング素子Q1をオフするタイミングを決定するために使用される。第1コンデンサC1と第1インダクタN11との直列回路は、第1ダイオードD1に並列に接続される。第1駆動回路210は、第1スイッチング素子Q1を駆動(スイッチング制御、オンオフ制御)して第1コンデンサC1の両端間の電圧を調整するように構成される。メインコンバータ21は、さらに第1インダクタN11に磁気的に結合された二次巻線(第1二次巻線)N12を備える。
サブコンバータ22は、ダイオード(第2ダイオード)D2とスイッチング素子(第2スイッチング素子)Q2との直列回路と、コンデンサ(第2コンデンサ)C2とインダクタ(第2インダクタ)N21との直列回路と、スイッチング素子(第2スイッチング素子)Q2を駆動する駆動回路(第2駆動回路)220と、を備える。第2ダイオードD2と第2スイッチング素子Q2との直列回路は、直流電源回路1の一対の出力端11,12間に接続される。図1では、第2ダイオードD2と第2スイッチング素子Q2との直列回路は、一対の出力端11,12間に、抵抗R2を介して接続される。抵抗R2は、第2スイッチング素子Q2と出力端12との間に介在されている。抵抗R2は、例えば、第2スイッチング素子Q2に流れる電流を検出するための抵抗であり、第2スイッチング素子Q2をオフするタイミングを決定するために使用される。第2コンデンサC2と第2インダクタN21との直列回路は、第2ダイオードD2に並列に接続される。第2駆動回路220は、第2スイッチング素子Q2を駆動(スイッチング制御、オンオフ制御)して第2コンデンサC2の両端間の電圧を調整するように構成される。
図1に示すように、二次巻線N12の電圧は、サイリスタQ0を制御するための制御回路5に入力される。制御回路5は、コンデンサC11と、抵抗R11,R12と、ダイオードD11と、を備える。二次巻線N12は、一端が直流電源回路1の高電圧側の入力端子に接続され、他端がダイオードD11のアノードに接続されている。ダイオードD11は、カソードが抵抗R11,R12の直列回路(分圧回路)を介して直流電源回路1の高電圧側の入力端子に接続されている。抵抗R11,R12の接続点はサイリスタQ0のゲートに接続されている。コンデンサC11は、抵抗R12に並列に接続されている。
したがって、メインコンバータ21のトランスT1の二次巻線N12に誘導された電圧は、ダイオードD11による半波整流と抵抗R11,R12による分圧とコンデンサC11による平滑化とを経てサイリスタQ0のゲート-カソード間に入力されている。
そのため、メインコンバータ21は、第1二次巻線N12の電圧に応じてサイリスタQ0を制御する。特に、メインコンバータ21は、第1二次巻線N12の電圧が規定電圧を越えるとサイリスタQ0をオンする。規定電圧は、第1インダクタN11に電流が流れているときにサイリスタQ0がオンするように、決定される。
図1に示すように、二次巻線N22の電圧は、電圧検出回路6により駆動回路210に与えられる。電圧検出回路6は、コンデンサC21と、抵抗R21,R22と、ダイオードD21と、を備える。二次巻線N22は、一端が直流電源回路1の低電圧側の出力端子12に接続され、他端がダイオードD21のアノードに接続されている。ダイオードD21は、カソードが抵抗R21,R22の直列回路(分圧回路)を介して直流電源回路1の低電圧側の出力端子12に接続されている。抵抗R21,R22の接続点は駆動回路210に接続されている。コンデンサC21は、抵抗R22に並列に接続されている。
したがって、サブコンバータ22においてトランスT2の二次巻線N22に誘導された電圧は、ダイオードD21による半波整流と抵抗R21,R22による分圧とコンデンサC21による平滑化とを経て、検出電圧Vdとしてメインコンバータ21の駆動回路210に入力される。
メインコンバータ21の駆動回路210は、サブコンバータ22から入力された上記の検出電圧Vdを所定の基準電圧Vrと比較し、検出電圧Vdが基準電圧Vrを下回ったときに他のバックコンバータ(サブコンバータ)22におけるスイッチング素子Q2の短絡を判定してスイッチング素子Q1の駆動を停止する。つまり、第1駆動回路210は、サブコンバータ22の第2スイッチング素子Q2の短絡が発生すると、第1スイッチング素子Q1の駆動を停止する。
上記動作によってメインコンバータ21においてスイッチング素子Q1の駆動が停止されるか、又は、メインコンバータ21においてスイッチング素子Q1に短絡が発生すると、メインコンバータ21のトランスT1の二次巻線N12に電圧が発生しなくなる。すると、サイリスタQ0のゲートへの電圧の入力が停止されることで、サイリスタQ0がオフされ、以後はサーミスタPTHによる電流の抑制が行われる。
図2は、本実施形態の電源装置の比較例を示す。図2に示すように、比較例では、全てのバックコンバータ20(21,22)がサイリスタQ0に接続され、いずれのバックコンバータ20(21,22)のトランス(T1,T2)の二次巻線(N12,N22)の電圧によってもサイリスタQ0がオン制御される。
比較例の場合、全てのバックコンバータ21,22でスイッチング素子Q1,Q2に短絡が発生した場合しかサイリスタQ0がオフされない。そうすると、いずれかのバックコンバータ21,22でスイッチング素子Q1,Q2に短絡が発生していても、バックコンバータ21,22のうちいずれか1個でも動作していればサイリスタQ0はオフされず、サーミスタPTHによる電流の抑制が行われない。
これにより、スイッチング素子Q1,Q2に短絡が発生したバックコンバータ21,22や、これに接続された発光ダイオードLD1,LD2等の負荷において、異常発熱が発生する可能性がある。
これに対し、本実施形態の電源装置では、いずれのバックコンバータ20(21,22)でスイッチング素子(Q1,Q2)に短絡が発生した場合であってもサイリスタQ0がオフされてサーミスタPTHによる電流の抑制が有効となるから、図2に示す比較例に比べ、安全性が向上する。
また、突入電流を抑制するサーミスタPTHを、バックコンバータ20(21,22)のスイッチング素子(Q1,Q2)に短絡が発生した際の電流の抑制にも兼用するので、ヒューズ等の別途の保護素子を設ける場合に比べて製造コストが低減される。
ここで、サブコンバータ22のスイッチング素子Q2のオンオフ状態と、サブコンバータ22のトランスT2の二次巻線N22の電圧が半波整流された電圧(以下、「誘導整流電圧」と呼ぶ。)Viと、サブコンバータ22の出力電流I2と、検出電圧Vdと、メインコンバータ21のスイッチング素子Q1のオンオフ状態と、メインコンバータ21の出力電流I1との、それぞれの時間変化の一例を図3に示す。図3において横軸は始動後の経過時間であり、これは後述する図4でも同様である。
図3に示すように、サブコンバータ22での検出電圧Vdは、始動直後はほぼ0であり、始動後に徐々に上昇する。従って、メインコンバータ21の駆動回路210が始動時からサブコンバータ22の検出電圧Vdに応じた動作を行う場合、サブコンバータ22において検出電圧Vdが基準電圧Vrに達するまではメインコンバータ21でスイッチング素子Q1の駆動が開始されない。
この結果、メインコンバータ21に接続された発光ダイオードLD1の点灯のタイミングが、サブコンバータ22に接続された発光ダイオードLD2の点灯のタイミングよりも遅れてしまう。
そこで、図4に示すように、始動後に所定の遅れ時間t1が経過するまでの期間(以下、「始動期間」と呼ぶ。)中には、メインコンバータ21の駆動回路210が、サブコンバータ22の検出電圧Vdに関わらず(つまりサブコンバータ22におけるスイッチング素子Q2の短絡の有無に関わらず)、スイッチング素子Q1の駆動を行うようにしてもよい。なお、始動後とは、例えば、「交流電源ACから電源装置への給電が開始された後」や「駆動回路210が動作を開始した後」を意味する。
上記動作は、始動期間中に駆動回路210が検出電圧Vdと基準電圧Vrとの比較結果を無視することによって実現されてもよいし、始動期間中に基準電圧Vrが0(つまり、確実に検出電圧Vdより低い電圧)に維持されることによって実現されてもよい。
上記の遅れ時間t1は、始動後に検出電圧Vdが基準電圧Vrに達するのに要する時間t0よりも確実に長く、且つ、なるべく短い時間とされることが望ましい。
上記構成を採用すれば、図3の例のようにメインコンバータ21に接続された発光ダイオードLD1の点灯がサブコンバータ22に接続された発光ダイオードLD2の点灯に対して遅れるようなことを防ぐことができる。
なお、図1ではサブコンバータ22を1個のみ設けているが、図5に示すようにサブコンバータ22,23を2個以上設けてもよい。すなわち、複数のバックコンバータ20は、メインコンバータ21と、少なくとも1つのサブコンバータ(22,23)と、を含んでいればよい。
サブコンバータ23は、ダイオード(第2ダイオード)D3とスイッチング素子(第2スイッチング素子)Q3との直列回路と、コンデンサ(第2コンデンサ)C3とインダクタ(第2インダクタ)N31との直列回路と、スイッチング素子(第2スイッチング素子)Q3を駆動する駆動回路(第2駆動回路)230と、を備える。第2ダイオードD3と第2スイッチング素子Q3との直列回路は、直流電源回路1の一対の出力端11,12間に接続される。図5では、第2ダイオードD3と第2スイッチング素子Q3との直列回路は、一対の出力端11,12間に、抵抗R3を介して接続される。抵抗R3は、第2スイッチング素子Q3と出力端12との間に介在されている。抵抗R3は、例えば、第2スイッチング素子Q3に流れる電流を検出するための抵抗であり、第2スイッチング素子Q3をオフするタイミングを決定するために使用される。第2コンデンサC3と第2インダクタN31との直列回路は、第2ダイオードD3に並列に接続される。第2駆動回路230は、第2スイッチング素子Q3を駆動(スイッチング制御、オンオフ制御)して第2コンデンサC3の両端間の電圧を調整するように構成される。
このように、図5の下側のサブコンバータ(第2サブコンバータ)23は、他のサブコンバータ(第1サブコンバータ)22に対して符号が異なってはいるが、回路構成及び動作は第1サブコンバータ22と共通であるので説明は省略する。
図5の例では、二次巻線N22の電圧は、電圧検出回路6により比較回路7に与えられる。また、二次巻線N32の電圧は、電圧検出回路61により比較回路7に与えられる。
電圧検出回路61は、コンデンサC31と、抵抗R31,R32と、ダイオードD31と、を備える。二次巻線N32は、一端が直流電源回路1の低電圧側の出力端子12に接続され、他端がダイオードD31のアノードに接続されている。ダイオードD31は、カソードが抵抗R31,R32の直列回路(分圧回路)を介して直流電源回路1の低電圧側の出力端子12に接続されている。抵抗R31,R32の接続点は比較回路7に接続されている。コンデンサC31は、抵抗R32に並列に接続されている。
比較回路7は、コンパレータCP,CP1と、論理積回路ANDと、を備える。コンパレータCPは、非反転入力端子が電圧検出回路6の抵抗R21,R22の接続点に接続され、反転入力端子が基準電圧Vrを与える電圧源E1に接続されている。コンパレータCP1は、非反転入力端子が電圧検出回路61の抵抗R31,R32の接続点に接続され、反転入力端子が基準電圧Vr1を与える電圧源E2に接続されている。論路積回路ANDは、一方の入力端子がコンパレータCPの出力端子に接続され、他方の入力端子がコンパレータCP1の出力端子に接続され、出力端子が駆動回路210に接続されている。
つまり、図5の例では、検出電圧Vd,Vd1を基準電圧Vr,Vr1と比較するコンパレータ(以下、「検出コンパレータ」と呼ぶ。)CP,CP1が、サブコンバータ22,23毎に設けられており、全ての検出コンパレータCP,CP1の出力が入力された論理積回路ANDの出力がメインコンバータ21の駆動回路210に入力されている。
図5の例におけるメインコンバータ21の駆動回路210は、上記の論理積回路ANDの出力がLレベルになると、いずれかのサブコンバータ22,23でスイッチング素子Q2の短絡が発生したと判定してスイッチング素子Q1の駆動を停止する。
すなわち、全てのサブコンバータ22,23で検出電圧Vd,Vd1が正常に発生している場合にのみ、メインコンバータ21でのスイッチング素子Q1の駆動が行われてサイリスタQ0がオンされる。
さらに、図5の例において、上記の始動期間中に、メインコンバータ21の駆動回路210が、論理積回路ANDの出力に関わらずスイッチング素子Q1の駆動を行うようにしてもよい。
以上述べたように、本実施形態の電源装置は、以下の第1の特徴~第6の特徴を有する。
第1の特徴では、電源装置は、サイリスタQ0と正の温度特性を有するサーミスタPTHとの並列回路4と、並列回路4を介して給電される直流電源回路1と、直流電源回路1の出力端間に互いに並列に接続された複数個のバックコンバータ20とを備える。各バックコンバータ20(21,22,23)は、それぞれ、ダイオード(D1,D2,D3)とスイッチング素子(Q1,Q2,Q3)との直列回路であって直流電源回路1の出力端間に接続された直列回路と、両端が出力端を構成するコンデンサ(C1,C2,C3)と、ダイオード(D1,D2,D3)とコンデンサ(C1,C2,C3)とともにループを構成するインダクタ(N11,N21,N31)と、スイッチング素子(Q1,Q2,Q3)を駆動する駆動回路(210,220,230)とを有する。バックコンバータ20のうちの1個は、インダクタN11に二次巻線N12が設けられて二次巻線N12に誘導された電圧によりサイリスタQ0をオンするメインコンバータ21である。メインコンバータ21の駆動回路210は、他のバックコンバータ20(22,23)のいずれかでスイッチング素子(Q2,Q3)の短絡が発生した場合には、スイッチング素子Q1の駆動を停止する。
換言すれば、電源装置は、サイリスタQ0と正の温度係数を有するサーミスタPTHとの並列回路4と、一対の出力端11,12を有し並列回路4を介して給電される直流電源回路(ブーストコンバータ)1と、直流電源回路1の一対の出力端11,12間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータ20と、を備える。複数のバックコンバータ20は、メインコンバータ21と、サブコンバータ(22,23)と、を含む。メインコンバータ21とサブコンバータ(22,23)との各々は、ダイオード(D1,D2,D3)とスイッチング素子(Q1,Q2,Q3)との直列回路と、コンデンサ(C1,C2,C3)とインダクタ(N11,N21,N31)との直列回路と、スイッチング素子(Q1,Q2,Q3)を駆動する駆動回路(210,220,230)と、を備える。ダイオード(D1,D2,D3)とスイッチング素子(Q1,Q2,Q3)との直列回路は、直流電源回路1の一対の出力端11,12間に接続される。コンデンサ(C1,C2,C3)とインダクタ(N11,N21,N31)との直列回路は、ダイオード(D1,D2,D3)に並列に接続される。メインコンバータ21は、さらにメインコンバータ21の(第1)インダクタN11に磁気的に結合された(第1)二次巻線N12を備える。メインコンバータ21は、メインコンバータ21の(第1)二次巻線N12の電圧に応じてサイリスタQ0を制御するように構成される。メインコンバータ21の(第1)駆動回路210は、サブコンバータ(22,23)の少なくとも1つで(第2)スイッチング素子(Q2,Q3)の短絡が発生すると、メインコンバータ21の(第1)スイッチング素子Q1の駆動を停止するように構成される。
第2の特徴では、第1の特徴において、メインコンバータ21以外の全てのバックコンバータ20(22,23)においても、インダクタ(N21,N31)には二次巻線(N22,N32)が設けられていて、メインコンバータ21の駆動回路210は、他のバックコンバータ20(22,23)のいずれかで二次巻線(N22,N32)に電圧が発生しなくなった場合にスイッチング素子Q1の駆動を停止する。換言すれば、サブコンバータ(22,23)は、サブコンバータ(22,23)の(第2)インダクタ(N21,N31)に磁気的に結合された(第2)二次巻線(N22,N32)を備える。メインコンバータ21の(第1)駆動回路210は、サブコンバータ(22,23)の(第2)二次巻線(N22,N32)の電圧が基準電圧未満になると、サブコンバータ(22,23)の(第2)スイッチング素子(Q2,Q3)の短絡が発生していると判断するように構成される。なお、第2の特徴は任意の特徴である。
第3の特徴では、第1または第2の特徴においてメインコンバータ21の駆動回路210は、始動後に所定の遅れ時間t1が経過するまでは、他のバックコンバータ20(22,23)でスイッチング素子(Q2,Q3)の短絡が発生しているか否かに関わらずスイッチング素子Q1の駆動を行う。換言すれば、メインコンバータ21の(第1)駆動回路210は、始動後に所定の遅れ時間t1が経過するまでは、サブコンバータ(22,23)の(第2)スイッチング素子(Q2,Q3)の短絡が発生しているか否かに関わらずメインコンバータ21の(第1)スイッチング素子Q1の駆動を行うように構成される。なお、第3の特徴は任意の特徴である。
第4の特徴では、第1~第3の特徴のいずれか1つにおいて、メインコンバータ21は、メインコンバータ21の(第1)二次巻線N12の電圧が規定電圧を越えるとサイリスタQ0をオンするように構成される。なお、第4の特徴は任意の特徴である。
第5の特徴では、第1~第4の特徴のいずれか1つにおいて、直流電源回路(ブーストコンバータ)1は、供給された電力を用いて一対の出力端11,12間に所定の直流電圧を発生させるように構成される。なお、第5の特徴は任意の特徴である。
第6の特徴では、第1~第5の特徴のいずれか1つにおいて、バックコンバータ20の駆動回路(210,220,230)は、スイッチング素子(Q1,Q2,Q3)を駆動してコンデンサ(C1,C2,C3)の両端間の電圧を調整するように構成される。なお、第6の特徴は任意の特徴である。
以上述べた本実施形態の電源装置によれば、いずれのバックコンバータ20でスイッチング素子(Q2,Q3)に短絡が発生した場合であってもサイリスタQ0がオフされてサーミスタPTHによる電流の抑制が有効となるから、全てのバックコンバータ20でスイッチング素子(Q1,Q2,Q3)に短絡が発生した場合しかサイリスタQ0がオフされない場合に比べ、安全性が向上する。
Claims (6)
- サイリスタと正の温度係数を有するサーミスタとの並列回路と、
一対の出力端を有し、前記並列回路を介して給電される直流電源回路と、
前記直流電源回路の前記一対の出力端間に互いに並列に接続された複数のバックコンバータと、
を備え、
前記複数のバックコンバータは、メインコンバータと、サブコンバータと、を含み、
前記メインコンバータと前記サブコンバータとの各々は、
前記直流電源回路の前記一対の出力端間に接続される、ダイオードとスイッチング素子との直列回路と、
前記ダイオードに並列に接続される、コンデンサとインダクタとの直列回路と、
前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記メインコンバータは、さらに前記メインコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備え、
前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧に応じて前記サイリスタを制御するように構成され、
前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの少なくとも1つで前記スイッチング素子の短絡が発生すると、前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成される
ことを特徴とする電源装置。 - 前記サブコンバータは、前記サブコンバータの前記インダクタに磁気的に結合された二次巻線を備え、
前記メインコンバータの前記駆動回路は、前記サブコンバータの前記二次巻線の電圧が基準電圧未満になると、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生していると判断するように構成される
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記メインコンバータの前記駆動回路は、始動後に所定の遅れ時間が経過するまでは、前記サブコンバータの前記スイッチング素子の短絡が発生しているか否かに関わらず前記メインコンバータの前記スイッチング素子の駆動を行うように構成される
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記メインコンバータは、前記メインコンバータの前記二次巻線の電圧が規定電圧を越えると前記サイリスタをオンするように構成される
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記直流電源回路は、供給された電力を用いて前記一対の出力端間に所定の直流電圧を発生させるように構成される
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記バックコンバータの前記駆動回路は、前記スイッチング素子を駆動して前記コンデンサの両端間の電圧を調整するように構成される
ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
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