WO2013102965A1 - 直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置 - Google Patents

直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置 Download PDF

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中谷　俊文
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Definitions

  • the present disclosure relates to an orthogonal hybrid coupler, an amplifier, and a wireless communication device used for wireless communication.
  • millimeter-wave band having a transmission rate of 1 Gbps or more, particularly wireless communication in the 60 GHz band has attracted attention.
  • semiconductor technology are expected to enable wireless communication using the millimeter wave band.
  • the quadrature hybrid coupler is, for example, a circuit component having one input and two outputs, and ideally, the two output signals have the same amplitude and a phase difference of 90 degrees.
  • the orthogonal hybrid coupler is built in an IC (Integrated Circuit) of the wireless communication terminal.
  • An output signal from the quadrature hybrid coupler is input to a quadrature modulator, a quadrature demodulator, or a Doherty amplifier.
  • orthogonal hybrid couplers There are two types of orthogonal hybrid couplers: a type using a distributed constant circuit and a type using a lumped constant circuit. In order to realize a small-sized and low-loss quadrature hybrid coupler in the millimeter wave band, it is desirable to use an LC lumped constant circuit, for example.
  • FIG. 18 shows an equivalent circuit diagram of the orthogonal hybrid coupler of Non-Patent Document 1.
  • the input signal IN is input to the port N10, and the output signals OUTI and OUTQ are output from the ports N11 and N12, respectively.
  • the two output signals OUTI and OUTQ ideally have the same amplitude and a phase difference of 90 degrees.
  • the orthogonal hybrid coupler shown in FIG. 18 includes a transformer 11, coupling capacitors 12, 13, shunt capacitors 14, 15, 16, 17 and a termination resistor 18.
  • the capacitance values of the coupling capacitors 12 and 13 are the same value.
  • the capacitance values of the shunt capacitors 14, 15, 16, and 17 are all 0.414 times that of the coupling capacitors 12 and 13.
  • 50 [ ⁇ ] is used as the resistance value of the termination resistor 18.
  • FIG. 20 is a diagram showing a wiring layout of the orthogonal hybrid coupler of Patent Document 1.
  • the layout of the shortest distance from each output terminal (I, IX, Q, QX) to the next circuit is different.
  • the wirings 140I, 140IX, 140Q, and 140QX from the output units 110A to 110D of the phase shifter 110 to the next circuit 130 are laid out in a meander shape, and the line lengths of the wirings are the same.
  • the quadrature hybrid coupler shown in FIG. 20 reduces the phase error between the output signals.
  • an amplitude error and a phase error may occur between two output signals due to parasitic resistance generated in the transformer.
  • the higher the frequency of the signal handled the greater the amplitude error and phase error in the output signal from the quadrature hybrid coupler.
  • the present disclosure has been made in view of the above-described conventional circumstances, and an object thereof is to provide a quadrature hybrid coupler, an amplifier, and a wireless communication device that improve each frequency characteristic of an amplitude error and a phase error in a high-frequency signal. .
  • the present disclosure is an orthogonal hybrid coupler, and includes a transformer including first, second, third, and fourth terminals; a first coupling capacitor provided between the first and third terminals; A second coupling capacitor provided between the second and fourth terminals, and a first, second, third and fourth provided respectively at the first, second, third and fourth terminals.
  • each frequency characteristic of an amplitude error and a phase error in a high frequency signal can be improved.
  • FIG. 19A is an equivalent circuit diagram of a conventional orthogonal hybrid coupler including a transformer 101 having parasitic resistances 109 and 110.
  • FIG. 19B is a diagram showing the frequency characteristics of the amplitude difference of the orthogonal hybrid coupler shown in FIG.
  • FIG. 19C is a diagram showing the frequency characteristics of the phase difference of the orthogonal hybrid coupler shown in FIG.
  • the orthogonal hybrid coupler shown in FIG. 19 is a conventional orthogonal hybrid coupler for comparison with the orthogonal hybrid coupler according to the present disclosure.
  • the transformer 101 has parasitic resistances 109 and 110. For this reason, when the frequency of the signal to be handled is increased, the amplitude error and the phase error of the output signal become obvious due to the influence of the parasitic resistances 109 and 110.
  • the coil CL1 and the coil CL2 of the transformer 101 are inductively coupled, and the orthogonal hybrid coupler shown in FIG. 19A is called an inductively coupled orthogonal hybrid coupler.
  • the I signal represents a signal in phase with the input signal
  • the Q signal is orthogonal to the input signal. Represents a signal.
  • the amplitude difference shown in FIG. 19B represents an amplitude difference between two output signals (I signal and Q signal), and ideally there is no amplitude difference, and 0 (zero) [dB]. If it is not 0 (zero) [dB], an amplitude error occurs between the two output signals (I signal and Q signal).
  • the phase difference shown in FIG. 19 (c) represents the phase difference between the two output signals (I signal and Q signal), and is ideally 90 degrees. When it is not 90 degrees, there is a phase error between the two output signals (I signal and Q signal).
  • phase difference between the two output signals is not 90 degrees and a phase error occurs, for example, the modulation accuracy and reception sensitivity of the quadrature modulator and quadrature demodulator, and further the amplification efficiency of the amplifier including the quadrature hybrid coupler deteriorates. To do.
  • Patent Document 1 When the orthogonal hybrid coupler disclosed in Patent Document 1 described above is applied to the correction of the phase error caused by the parasitic resistances 109 and 110 of the transformer 101, it is difficult to make the frequency characteristic of the phase error flat with respect to the frequency. is there. In Patent Document 1, since the line length of the transmission line is adjusted and the frequency characteristic is not corrected, it is difficult to obtain a desired flat frequency characteristic.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a schematic configuration of a 1-input 2-output quadrature hybrid coupler 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a schematic configuration of a quadrature hybrid coupler 100 having two inputs and one output according to the first embodiment.
  • FIG. 1C is a diagram illustrating a circuit configuration of the 1-input 2-output quadrature hybrid coupler 100 according to the first embodiment.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 1A includes a coupler 90, a phase shifter 112, a phase shifter 113, and at least three ports P1, P2, and P3.
  • the delay amount of the phase shifter 113 is larger than the delay amount of the phase shifter 112.
  • the input signal IN is input to the port P1
  • the output signal IOUT having the same phase as the input signal IN is output from the port P2
  • An output signal QOUT having a phase difference of 90 degrees from IN is output from port P3.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 1 (b) has the same configuration as the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 1 (a), but the signal input / output form is different. That is, in the quadrature hybrid coupler 100 shown in FIG. 1B, the input signal IN1 (I signal) is input to the port P2, and the input signal IN2 (the phase of the input signal IN1 (I signal) is 90 degrees different from that of the input signal IN1 (I signal). Q signal) is input. An output signal OUT is output from the port P1.
  • the coupler unit 90 will be specifically described with reference to FIG.
  • the coupler unit 90 includes a transformer 101, coupling capacitors 102 and 103, and shunt capacitors 104, 105, 106, and 107.
  • the transformer 101 includes coils (inductors) CL1 and CL2 that are inductively coupled.
  • the quadrature hybrid coupler 100 shown in FIG. 1C has the same signal input / output form as the quadrature hybrid coupler 100 shown in FIG.
  • the transformer 101 includes four terminals N1 to N4 and has parasitic resistances 109 and 110.
  • a coupling capacitor 102 is disposed between the terminals N1 and N3, a coupling capacitor 103 is disposed between the terminals N2 and N4, and shunt capacitors 104 to 107 are disposed between the terminals N1 to N4 and the ground, respectively.
  • a variable resistor as the termination resistor 108 and a variable capacitor as the termination capacitor 111 are connected.
  • the phase shifter 112 is connected to the terminal N2 of the transformer 101 via the terminal N6.
  • the phase shifter 113 is connected to the terminal N3 of the transformer 101 via the terminal N7.
  • the terminal N5 is connected to the port P1 to which the input signal IN is input, and the terminal N8 is terminated by the termination resistor 108 and the termination capacitor 111.
  • FIG. 2 (a) is a diagram showing the frequency characteristics of the amplitude difference when the difference between the phase delay amounts of the phase shifters 112 and 113 is changed.
  • FIG. 2B is a diagram showing the frequency characteristic of the phase difference when the difference between the phase delay amounts of the phase shifters 112 and 113 is changed.
  • Each frequency characteristic shown in FIGS. 2A and 2B uses a case where, for example, one of 0 [degree], 5.5 [degree], and 7.5 [degree] is used as the difference in the phase delay amount.
  • the simulation results are shown by the alternate long and short dash line, the broken line, and the solid line, respectively.
  • the frequency characteristics of the amplitude difference are almost the same.
  • the delay amount is expressed as a phase delay amount when a signal with a frequency of 61.5 [GHz] is handled. Further, the parasitic resistances 109 and 110 of the transformer 101 are set to 3.5 [ ⁇ ], respectively.
  • the delay amount is 5.5 [degrees], that is, if the delay amount of the output signal QOUT is 5.5 [degrees] greater than the output signal IOUT, 62 In [GHz], the phase error is almost 0 [degrees].
  • the delay amount is 5.5 degrees, the deviation of the phase difference with respect to the frequency is large.
  • the delay amount is set to 7.5 degrees, and the capacitance values of the variable capacitors of the termination capacitor 111 and the termination resistor 108 and the resistance values of the variable resistors are used. Improve frequency characteristics of amplitude difference and phase difference.
  • FIG. 3A is a diagram showing the frequency characteristics of the amplitude difference when the capacitance value of the termination capacitor 111 is changed.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating the frequency characteristics of the phase difference when the capacitance value of the termination capacitor 111 is changed.
  • any one of the three values of 0 [fF] (femtofarad), 25 [fF], and 50 [fF] is used. It has been. 0 [fF] is equivalent to a state in which the termination capacitor 111 is not connected.
  • the frequency characteristics of the amplitude difference and the phase difference when the capacitance value Cterm of the termination capacitor 111 is 0 [fF] are indicated by a one-dot chain line and are 25 [fF].
  • Each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference in the case is indicated by a broken line, and each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference in the case of 50 [fF] is indicated by a solid line.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating the frequency characteristics of the amplitude difference when the resistance value of the termination resistor 108 is changed.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating the frequency characteristic of the phase difference when the resistance value of the termination resistor 108 is changed.
  • each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference when the resistance value Rterm of the termination resistor 108 is 50 [ ⁇ ] is shown by a one-dot chain line, and the resistance value of the termination resistor 108 is shown.
  • Each frequency characteristic of an amplitude difference and a phase difference when Rterm is 40 [ ⁇ ] is indicated by a solid line.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 can correct the deviation of the frequency characteristic of the amplitude difference when the capacitance value Cterm of the termination capacitor 111 is 50 [fF], and can improve each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference.
  • the frequency characteristics of the phase difference hardly change even when the resistance value Rterm of the termination resistor 108 is reduced from 50 [ ⁇ ] to 40 [ ⁇ ].
  • the orthogonal hybrid coupler 100 of the present embodiment has the delay amount of the phase shifter 113 larger than the delay amount of the phase shifter 112, and further varies the resistance value of the termination resistor 108 and the capacitance value of the termination capacitor 111.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 can reduce an amplitude error and a phase shift error, and can improve each frequency characteristic of an amplitude error and a phase shift error to a flat characteristic.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration of an orthogonal hybrid coupler according to a modification of the first embodiment.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 5 and the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 1 are given the same reference numerals and the description thereof is simplified or omitted, and different contents are assigned different reference numerals. To do.
  • the shunt capacitor 107 and the termination capacitor 111 connected in parallel in the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 1 (c) are combined and integrated into the shunt capacitor 114.
  • the difference between the shunt capacitor 114 and the shunt capacitor 107 is that the shunt capacitor 107 and each shunt capacitor 104 to 106 have the same capacitance value, but the shunt capacitor 114 has a larger capacitance value than each shunt capacitor 104 to 106.
  • the shunt capacitor 107 and the termination capacitor 111 are combined. Therefore, compared to the case where the shunt capacitor 107 and the termination capacitor 111 are individually provided, the parasitic capacitance unique to each shunt capacitor is designed. There is no need to consider capacity.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating a schematic configuration of an orthogonal hybrid coupler using the phase shifters 112 and 113 according to the first embodiment.
  • FIG. 6B is a layout diagram of the coplanar transmission line.
  • FIG. 6C is a layout diagram of a quadrature hybrid coupler using the phase shifters 112 and 113 according to the first embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same parts as in FIG.
  • the phase shifters 112 and 113 shown in FIG. 6A are configured using a coplanar transmission line.
  • the phase shifter 112 includes a coplanar transmission line A1 and a coplanar transmission line B1 connected to the coplanar transmission line A1 at an angle of 90 degrees.
  • the length of the coplanar transmission line A1 is L1
  • the length of the coplanar transmission line B1 is L3.
  • the phase shifter 113 includes a coplanar transmission line A2 and a coplanar transmission line B2 connected to the coplanar transmission line A2 at an angle of 90 degrees.
  • the length of the coplanar transmission line A2 is L2
  • the length of the coplanar transmission line B2 is L4.
  • the lengths of the coplanar transmission line B1 and the coplanar transmission line B2 are equal, but the coplanar transmission line A1 is longer than the coplanar transmission line A2.
  • the phase shifter 113 can delay a larger phase delay amount than the phase shifter 112.
  • the length of each coplanar transmission line is appropriately adjusted according to the phase delay amount between the phase shifter 112 and the phase shifter 113.
  • the coplanar transmission lines CPT1, CPT2, and CPT3 shown in FIG. 6C include, for example, a signal line 20 on which a conductive foil is patterned, and ground (GND) patterns 10 and 30 that are arranged in parallel on both sides of the signal line 20. It is formed on a substrate.
  • the coplanar transmission line CPT is formed, for example, by patterning a known semiconductor manufacturing method by depositing a conductor on the surface of a substrate, and a transmission line suitable for high-frequency signals can be adopted with a simple structure.
  • a coupler unit 501 shown in FIG. 6C corresponds to the coupler unit 90 shown in FIG. 1 and includes a transformer 101, coupling capacitors 102 and 103, shunt capacitors 104 to 107, a termination resistor 108, and a termination capacitor 111. is there.
  • the coplanar transmission line CPT1 is a transmission line for an input signal input to the orthogonal hybrid coupler 100.
  • the coplanar transmission path CPT2 is a transmission line corresponding to the phase shifter 112
  • the coplanar transmission path CPT3 is a transmission line corresponding to the phase shifter 113.
  • Amplifiers 505 and 506 are connected to coplanar transmission lines CPT2 and CPT3, respectively.
  • each phase of the phase shifters 112 and 113 is determined according to the line length of each coplanar transmission line CPT2 and CPT3 from the coupler unit 501 to each amplifier 505 and 506.
  • the amount of delay is determined. That is, the difference between the phase delay amounts of the phase shifters 112 and 113 is set.
  • FIG. 7A is a circuit diagram of the phase shifters 112 and 113 of the second embodiment
  • FIG. 7B is a diagram showing a simulation result of the phase delay.
  • the phase shifters 112 and 113 are LPF type phase shifters using LC lumped constant elements. That is, the phase shifters 112 and 113 include inductors IDT1 to IDT4, shunt capacitors CT1 to CT5, and terminals PX1 and PX2 connected in series. The capacitance values of the shunt capacitors CT1 to CT5 are the same.
  • FIG. 7B is a diagram showing a simulation result of the frequency characteristics of the phase delay amounts of the phase shifters 112 and 113 shown in FIG.
  • the dotted line in FIG. 7B represents the frequency characteristic of the phase shifter 112, and the solid line represents the frequency characteristic of the phase shifter 113.
  • the capacitance value of each capacitor (CT1 to CT5) of the phase shifter 112 is 1.9 times larger than the capacitance value of each capacitor (CT1 to CT5) of the phase shifter 113.
  • the values of the inductors IDT1 to IDT4 of the phase shifters 112 and 113 are the same. Therefore, the difference between the phase delay amounts of the phase shifters 112 and 113 is about 7.5 [degrees] at a frequency of 61.5 [GHz].
  • the transformer of the orthogonal hybrid coupler is made of metal (for example, aluminum, copper, gold), the parasitic resistance of the transformer increases as the temperature increases. For this reason, in the quadrature hybrid coupler, the phase error between the output signals further increases as the ambient temperature increases. This degrades the performance of the quadrature modulator, quadrature demodulator, and Doherty amplifier.
  • the frequency characteristics of the amplitude error and the phase error when using a high-frequency signal are reduced, and further, the orthogonality that reduces the amplitude error and the phase error caused by the parasitic resistance of the transformer that increases as the temperature rises.
  • a hybrid coupler will be described.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit configuration of the 1-input 2-output quadrature hybrid coupler 100 according to the second embodiment.
  • An orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 8 includes a coupler unit 90, phase shifters 112 and 113, a variable resistor 115 as a termination resistor, a variable capacitor 116 as a termination capacitor, a voltage control circuit 117, and a temperature sensor 118. .
  • the configuration of the coupler unit 90 is the same as that of the quadrature hybrid coupler 100 shown in FIG. 1, and the variable resistor 115 and the variable capacitor 116 are connected in parallel with the shunt capacitor 107.
  • the variable resistor 115 is used instead of the termination resistor 108 shown in FIG. 1C, and the variable capacitor 116 is used instead of the termination capacitor 111.
  • variable resistor 115 and the variable capacitor 116 are controlled by the voltage control circuit 117.
  • the resistance value of the variable resistor 115 increases and the capacitance value of the variable capacitor 116 decreases.
  • An orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 8 sets the resistance value of the variable resistor 115 and the capacitance value of the variable capacitor 116 to desired values based on the control voltage from the voltage control circuit 117.
  • the voltage control circuit 117 changes the control voltage according to the output from the temperature sensor 118.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 can flatten the frequency characteristics of the amplitude error and the phase error, for example, at room temperature, and can reduce fluctuations in the amplitude error and the phase error even when the ambient temperature rises.
  • the voltage control circuit 117 adjusts the resistance value of the variable resistor 115 based on the output voltage Vout1, and adjusts the capacitance value of the variable capacitor 116 based on the output voltage Vout2.
  • the temperature sensor 118 detects the ambient temperature of the orthogonal hybrid coupler 100. The output from the temperature sensor 118 is input to the voltage control circuit 117.
  • the voltage control circuit 117 generates (generates) control voltages for the variable resistor 115 and the variable capacitor 116 based on the output voltage from the temperature sensor 118.
  • the resistance value and the capacitance value of the variable resistor 115 and the variable capacitor 116 change according to the ambient temperature (ambient temperature).
  • the voltage control circuit 117 and the temperature sensor 118 correct the fluctuation of the phase error caused by the temperature change of the parasitic resistances 109 and 110 of the transformer 101, for example.
  • FIG. 9 (a) is a diagram showing the frequency characteristic of the amplitude difference when the resistance value of the transformer increases with increasing temperature.
  • FIG. 9B is a diagram illustrating the frequency characteristics of the phase difference when the resistance value of the transformer increases with increasing temperature.
  • the frequency characteristics of the amplitude difference at a resistance value of 3.5 [ ⁇ ] are taken into account in consideration of the increase in the resistance values of the parasitic resistances 109 and 110 of the transformer 101 as the ambient temperature increases.
  • the frequency characteristic of the amplitude difference at a resistance value of 4.5 [ ⁇ ] is shown.
  • the capacitance value of the variable capacitor 116 is a desired value (50 [fF]).
  • FIG. 9A the frequency characteristic of an amplitude difference with a resistance value of 3.5 [ ⁇ ] is shown by a one-dot chain line, and the frequency characteristic of an amplitude difference with a resistance value of 4.5 [ ⁇ ] is shown by a solid line.
  • FIG. 9B the frequency characteristic of the phase difference having a resistance value of 3.5 [ ⁇ ] is indicated by a one-dot chain line, and the frequency characteristic of the phase difference having a resistance value of 4.5 [ ⁇ ] is indicated by a solid line.
  • the frequency characteristic of the phase difference has a larger phase error, that is, a deviation from the ideal 90 degrees than the frequency characteristic of the amplitude difference shown in FIG.
  • FIG. 10A is a diagram showing the frequency characteristic of the amplitude difference when the capacitance value of the variable capacitor 116 is changed from the frequency characteristic of the amplitude difference shown in FIG. 9A.
  • FIG. 10B is a diagram showing the frequency characteristic of the phase difference when the capacitance value of the variable capacitor 116 is changed from the frequency characteristic of the phase difference shown in FIG. 9B.
  • each frequency characteristic of the amplitude difference and phase difference when the capacitance value Cterm of the variable capacitor 116 is 50 [fF] is indicated by a one-dot chain line, and the amplitude difference and level of 20 [fF] are shown.
  • Each frequency characteristic of the phase difference is indicated by a solid line.
  • FIG. 11A is a diagram illustrating the frequency characteristic of the amplitude difference when the resistance value of the variable resistor 115 is changed from the frequency characteristic of the amplitude difference illustrated in FIG.
  • FIG. 11B is a diagram illustrating the frequency characteristic of the phase difference when the resistance value of the variable resistor 115 is changed from the frequency characteristic of the phase difference illustrated in FIG.
  • each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference when the resistance value Rterm of the variable resistor 115 is 40 [ ⁇ ] is indicated by a one-dot chain line, and the resistance value Rterm of the variable resistor 115 is 60.
  • Each frequency characteristic of the amplitude difference and phase difference of [ ⁇ ] is indicated by a solid line.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 8 has a slightly deteriorated frequency characteristic even at a high temperature as compared with a normal temperature.
  • the frequency characteristic using the variable resistor 115 and the variable capacitor 116, 57 to 66 [ In the frequency band of [GHz], each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference can be improved, and the amplitude error and the phase error can be reduced.
  • the orthogonal hybrid coupler 100 shown in FIG. 8 decreases the capacitance value of the variable capacitor 116 and reduces the resistance value of the variable resistor 115 even when the ambient temperature rises from room temperature to a high temperature (for example, around 80 [degrees]). By increasing, each frequency characteristic of the amplitude difference and the phase difference can be improved.
  • variable capacitor 116 and the variable resistor 115 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 12A is a diagram showing an example of the variable capacitor 116 using a variable capacitance diode.
  • the variable capacitor 116 includes a capacitor C1 having a fixed capacitance value and a variable capacitor C2 using a variable capacitance diode D1.
  • the capacitor C1 and the variable capacitor C2 are connected in series between the terminal N4 and the ground.
  • the cathode of the variable capacitance diode D1 is connected to one end of the capacitor C1 and one end of the inductor LG1.
  • the control voltage VA1 from the voltage control circuit 117 is applied to the other end of the inductor LG1.
  • the terminal A of the variable capacitance diode D1 is grounded.
  • the other end of the capacitor C1 is connected to the terminal N4.
  • the control voltage VA1 changes according to the output voltage Vout1 from the voltage control circuit 117. For example, when the control voltage VA1 decreases, the reverse bias of the variable capacitance diode is relaxed, and the capacitance value of the variable capacitor 116 decreases.
  • FIG. 12B is a diagram showing an example of a variable capacitor using a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) variable capacitor.
  • MEMS Micro Electro Mechanical Systems
  • FIG. 12B the same reference numerals are given to the parts common to the configuration shown in FIG.
  • the variable capacitor C2 shown in FIG. 12A is formed by using the MEMS structure.
  • the MEMS variable capacitor includes an electrode 1 as a fixed electrode provided on the semiconductor substrate and an electrode 3 as a variable electrode provided on the semiconductor substrate.
  • an electrode 3 facing the electrode 1 is disposed on the electrode 1 on the semiconductor substrate via the dielectric layer 2.
  • the electrode 3 is, for example, an electrode in which a metal is laminated on a thick film in which a plurality of material layers are overlaid, and is movably supported through a spring, for example.
  • the electric potential of the electrode 3 is changed by the control voltage VA1, and the capacitance value is changed by changing the distance between the electrode 1 and the electrode 3 by electrostatic attraction.
  • the control voltage VA1 decreases, the distance between the electrodes increases and the capacitance value decreases.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the variable resistor 115 using the field effect transistor M1.
  • the variable resistor 115 includes an N-type field effect transistor M1.
  • the control voltage VA2 from the voltage control circuit 117 is applied to the gate of the field effect transistor M1 via the resistor R1. Since the substantial resistance between the source and drain of the field effect transistor M1 changes according to the voltage applied to the gate, the field effect transistor M1 becomes a variable resistance. For example, as the control voltage VA2 decreases, the resistance value increases.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a circuit configuration of an embodiment of the voltage control circuit 117 and the temperature sensor 118.
  • the temperature sensor 118 includes PNP bipolar transistors 201, 202, and 206 that constitute a current mirror, NPN bipolar transistors 203 and 204 that constitute a current mirror, and a resistor 205 for voltage-current conversion.
  • the PNP bipolar transistors 201 and 202, the NPN bipolar transistors 203 and 204, and the resistor 205 are called a PTAT (Proportional / To / Absolute / Temperature) circuit.
  • PTAT Proportional / To / Absolute / Temperature
  • the voltage control circuit 117 includes NPN bipolar transistors 207, 208, and 211 that constitute a current mirror, resistors 209 and 210 connected in series, and resistors 212 and 213 connected in series.
  • the NPN bipolar transistors 207, 208, and 211 constitute a current mirror circuit.
  • the output voltage Vout1 is obtained from the common connection point of the resistors 209 and 210, and the output voltage Vout2 is obtained from the common connection point of the resistors 212 and 213.
  • the resistance value of the variable resistor 115 is changed by the output voltage Vout1
  • the capacitance value of the variable capacitor 116 is changed by the output voltage Vout2.
  • the resistors 209, 210, 212, and 213 determine the gradient of the temperature characteristics of the output voltages Vout1 and Vout2.
  • the output voltages Vout1 and Vout2 are determined by the voltage division ratio between the resistors 212 and 213 and the voltage division ratio between the resistors 209 and 210, respectively.
  • the output voltages Vout1 and Vout2 decrease as the ambient temperature (ambient temperature) increases.
  • the temperature characteristics of the output voltages Vout1 and Vout2 depending on the ambient temperature are determined by the ratio of the resistance values of the resistors 212 and 213 and the ratio of the resistance values of the resistors 209 and 210, respectively.
  • the operation of the temperature sensor 118 will be described.
  • the voltage between the base and the emitter of the NPN bipolar transistor 203 is Vbe1
  • the voltage between the base and the emitter of the NPN bipolar transistor 204 is Vbe2
  • the resistance value of the resistor 205 is R.
  • the collector current Ic1 of the NPN bipolar transistor 204 is (Vbe1-Vbe2) / R.
  • the resistance value R of the resistor 205 has a temperature dependence on the ambient temperature, and increases as the temperature increases.
  • the voltage between the base and emitter of the NPN bipolar transistors 203 and 204 is also temperature dependent, and this voltage decreases as the ambient temperature increases.
  • the current density J2 of the current flowing through the NPN bipolar transistor 204 is set to n times the current density J1 of the current flowing through the NPN bipolar transistor 203 (n is an integer greater than 1).
  • the value of (Vbe1-Vbe2) increases. That is, as the temperature rises, the potential at one end of the resistor 205 rises proportionally. Therefore, the current decrease due to the increase in the resistance value R of the resistor 205 due to the temperature rise can be compensated by the increase in the potential at one end of the resistor 205. For this reason, the emitter current of the NPN bipolar transistor 204 (approximately equal to the collector current Ic1) can be increased with respect to the ambient temperature according to a gradient determined by the increase in (Vbe1-Vbe2) and the increase in the resistance value R of the resistor 205. .
  • Currents Ic2 and Ic3 are generated based on the current Ic1 having a gradient characteristic with respect to temperature.
  • the current ratio of the currents Ic1, Ic2, and Ic3 can be determined by the current mirror ratio.
  • the current Ic3 has a characteristic of increasing with a predetermined gradient in proportion to the ambient temperature, and becomes an output current of the temperature sensor 118.
  • the voltage control circuit 117 generates currents Ic4 and Ic5 determined according to the current mirror ratio based on the output current Ic3 from the temperature sensor 118. As the current Ic4 flows through the resistor 210, a voltage drop occurs across the resistor 210. The voltage drop amount can be adjusted by the resistance value of the resistor 210 based on the fixed current Ic4. That is, the amount of voltage drop across the resistor 210 can be adjusted by the voltage dividing ratio of the power supply voltage Vcc between the resistor 210 and the resistor 209.
  • the amount of voltage decrease can be adjusted according to the gradient determined by the voltage dividing ratio between the resistor 209 and the resistor 210.
  • the amount of voltage decrease can be adjusted according to the gradient determined by the voltage division ratio between the resistor 212 and the resistor 213.
  • the current source circuit is used as the temperature sensor 118 and the current-voltage conversion type inverting amplifier is used as the voltage control circuit 117.
  • the temperature sensor 118 and the voltage control circuit 117 can be configured. Therefore, the voltage control circuit 117 and the temperature sensor 118 can be reduced in size and can be easily mounted on an IC.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating an internal configuration of the amplifier 700 according to the third embodiment.
  • the amplifier (Doherty amplifier) shown in FIG. 15 is configured to include any of the orthogonal hybrid coupler 701, the main amplifier 702, the quarter wavelength transmission line 703, and the peak amplifier 704 in the above-described embodiments.
  • the input signal IN is branched into two output signals that are 90 degrees out of phase by the orthogonal hybrid coupler 701.
  • a signal whose phase is shifted by 90 degrees (Q signal) is input to the main amplifier 702, and a signal without phase shift (I signal) is input to the peak amplifier 704.
  • the main amplifier 702 amplifies the Q signal, and the peak amplifier 704 amplifies the I signal.
  • An output signal from the main amplifier 702 is input to the quarter wavelength transmission line 703, and the phase is delayed by 90 degrees in the quarter wavelength transmission line 703.
  • the output signal from the quarter wavelength transmission line 703 and the output signal from the peak amplifier 704 are combined and output as the output signal OUT from the amplifier 700.
  • the phase of the output signal from the main amplifier 702 is delayed by 90 degrees in the quarter wavelength transmission line 703. Therefore, it is assumed that the output signal from the main amplifier 702 and the output signal from the peak amplifier 704 are in phase. Therefore, the input signal of the main amplifier 702 needs to be branched into two output signals having a phase difference of 90 degrees in the quadrature hybrid coupler 701.
  • the phase error of the quadrature hybrid coupler 701 causes a synthesis loss in the output signal from the amplifier 700.
  • the amplifier 700 according to the present embodiment uses any of the quadrature hybrid couplers in the above-described embodiments, thereby reducing output loss and improving amplification efficiency.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating an internal configuration of a wireless communication apparatus 600 according to the fourth embodiment.
  • Each of the embodiments includes a quadrature hybrid coupler 607, 608, a switch 609, an oscillator 610, a PLL (Phased ⁇ Locked Loop) 611, analog baseband circuits 612, 613, and a digital baseband circuit 614.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the operation of the wireless communication device 600 will be described.
  • the local signal generated in the oscillator 610 and the PLL 611 is input to the transmission-side orthogonal hybrid coupler 607 or the reception-side orthogonal hybrid coupler 608 by the switch 609.
  • the local signal is a high-frequency signal such as a 60 GHz band.
  • the local signal input to the transmission-side quadrature hybrid coupler 607 is branched by the quadrature hybrid coupler 607 into two output signals having the same amplitude and different phases by 90 degrees. The two branched output signals are input to the quadrature modulator 605.
  • the local signal input to the quadrature hybrid coupler 608 on the receiving side is branched by the quadrature hybrid coupler 608 into two output signals having the same amplitude but 90 degrees different phases.
  • the two branched output signals are input to the quadrature demodulator 606.
  • the transmission baseband signal generated by the digital baseband circuit 614 is subjected to DA (Digital Analog) conversion, amplification and filtering by the analog baseband circuit 612, and based on the output signal from the quadrature hybrid coupler 607, the quadrature modulator.
  • DA Digital Analog
  • the signal is converted into an RF (Radio-Frequency) signal.
  • the RF signal is amplified by the transmission RF amplifier 603 and radiated from the antenna 601 for transmission.
  • radio communication apparatus 600 in order to branch a high-frequency local signal into an I signal and a Q signal having the same amplitude and different in phase by 90 degrees, any of the above-described orthogonal hybrid couplers 607 is used. .
  • the frequency characteristics of the quadrature hybrid coupler 617 can be adjusted by adjusting the variable capacitor and the variable resistance, so that the modulation accuracy of the quadrature modulator 605 can be improved.
  • the received RF signal received by the antenna 602 is amplified by the reception RF amplifier 604 and then converted into a received baseband signal by the quadrature demodulator 606 based on the output signal from the quadrature hybrid coupler 608.
  • the frequency characteristic of the quadrature hybrid coupler 618 can be adjusted by adjusting the variable capacitor and the variable resistance, so that the demodulation accuracy of the quadrature demodulator 606 can be improved.
  • the received baseband signal is subjected to AD (Analog Digital) conversion, amplification and filtering in the analog baseband circuit 613, and demodulated in the digital baseband circuit 614.
  • AD Analog Digital
  • the modulation accuracy of the quadrature modulator 605 and the demodulation accuracy of the quadrature demodulator 606 can be improved by using any of the quadrature hybrid couplers of the above-described embodiments for the wireless communication apparatus 600 of the present embodiment. That is, the radio communication apparatus 600 can improve the signal quality of the transmission signal and improve the reception sensitivity.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating an internal configuration of a wireless communication apparatus 800 according to a modification of the fourth embodiment.
  • the same components as those of the wireless communication apparatus 600 illustrated in FIG. 16 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is simplified or omitted, and different contents are described.
  • quadrature hybrid coupler 807 is provided between transmission RF amplifier 603 and quadrature modulator 805, and quadrature hybrid coupler 808 is provided between reception RF amplifier 604 and quadrature demodulator 806. It has been.
  • the quadrature hybrid coupler 807 receives the two output signals (I signal and Q signal) from the quadrature modulator 805, combines the two input signals, and outputs the resultant signal to the transmission RF amplifier 603 as one output signal.
  • the orthogonal hybrid coupler 807 branches the RF signal output from the reception RF amplifier 604 into an I signal and a Q signal and outputs the result to the orthogonal demodulator 806.
  • the radio communication apparatus 800 shown in FIG. 17 is particularly effective when the quadrature modulator 805 and the quadrature demodulator 806 are sub-harmonic mixers, that is, a mixer in which the frequency of the local signal is 1 / integer of the RF frequency.
  • the modulation accuracy of the quadrature modulator 805 and the demodulation accuracy of the quadrature demodulator 806 can be improved by using any of the quadrature hybrid couplers of the above-described embodiments for the wireless communication apparatus 800 of the present embodiment. That is, the radio communication apparatus 800 can improve the signal quality of the transmission signal and improve the reception sensitivity.
  • the use range of the orthogonal hybrid coupler is wide, and for example, it can be used as a component of a complex mixer. Further, for example, it can be used for a circuit that freely forms a phase difference in an IQ phase plane. Further, if an on-chip spiral inductor is used as an inductive coupling element (transformer), it can be built in an IC, which is suitable for downsizing the device. A shunt capacitor or the like can also be manufactured by an IC manufacturing method, and is suitable for mass production.
  • phase shifters 112 and 113 in each of the above-described embodiments are not limited to the configuration using the coplanar transmission line, and may be a configuration using a microstrip transmission line or a strip transmission line, for example.
  • the present disclosure is useful as a quadrature hybrid coupler, an amplifier, and a wireless communication device that improve the frequency characteristics of amplitude error and phase error in a high-frequency signal.
  • Coupler unit 100 Quadrature hybrid coupler 101 Transformers 102 and 103 Coupling capacitors 104 to 107 Shunt capacitor 108 Termination resistors 109 and 110 Transformer parasitic resistance 111 Termination capacitors 112 and 113 Phase shifters

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Abstract

　トランス１０１は４つの端子Ｎ１～Ｎ４を有し、トランス１０１には寄生抵抗１０９、１１０が存在する。端子Ｎ１及びＮ３間にはカップリングキャパシタ１０２が、端子Ｎ２及びＮ４間にはカップリングキャパシタ１０３が配置され、各端子Ｎ１～Ｎ４とグラウンドとの間にはそれぞれシャントキャパシタ１０４～１０７が配置される。また、端子Ｎ２には移相器１１２が電気的に接続され、端子Ｎ３には、移相器１１２よりも位相遅延が大きい移相器１１３が電気的に接続される。

Description

直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置
　本開示は、無線通信に用いられる直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置に関する。
　近年、無線通信が可能な携帯端末（例えばスマートフォン）において、大容量なデジタルコンテンツを送受信する需要が高まっている。例えば、１Ｇｂｐｓ以上の伝送レートを有するミリ波帯、特に６０ＧＨｚ帯の無線通信が注目されている。近年の半導体技術の進展により、ミリ波帯を用いた無線通信が可能となると期待されている。
　ミリ波帯の無線システムに用いられる回路部品の１つに、直交ハイブリッドカプラがある。直交ハイブリッドカプラは例えば１入力２出力の回路部品であり、理想的には２つの出力信号は同振幅であって９０度の位相差を有する。ミリ波帯の無線通信では、直交ハイブリッドカプラは、無線通信端末のＩＣ（Integrated Circuit）に内蔵される。直交ハイブリッドカプラからの出力信号は、直交変調器、直交復調器又はドハティ増幅器に入力される。
　直交ハイブリッドカプラには、分布定数回路を用いたタイプと集中定数回路を用いたタイプとがある。ミリ波帯において、小型であって低損失の直交ハイブリッドカプラを実現するには、例えばＬＣ集中定数回路が用いられることが望ましい。
　図１８は、非特許文献１の直交ハイブリッドカプラの等価回路図を示す。図１８に示す直交ハイブリッドカプラでは、入力信号ＩＮがポートＮ１０に入力され、ポートＮ１１，Ｎ１２からそれぞれ出力信号ＯＵＴＩ，ＯＵＴＱが出力される。２つの出力信号ＯＵＴＩ，ＯＵＴＱでは、理想的には振幅が同じであって位相が９０度異なっている。
　図１８に示す直交ハイブリッドカプラは、トランス１１、カップリングキャパシタ１２，１３、シャントキャパシタ１４，１５，１６，１７及び終端抵抗１８を含む構成である。カップリングキャパシタ１２，１３の各容量値は同じ値である。シャントキャパシタ１４，１５，１６，１７の各容量値は、全てカップリングキャパシタ１２，１３の０．４１４倍の容量値が用いられる。終端抵抗１８の抵抗値には、一般的に５０［Ω］が用いられる。
　図２０は、特許文献１の直交ハイブリッドカプラの配線レイアウトを示す図である。図２０に示す直交ハイブリッドカプラでは、各出力端子（Ｉ、ＩＸ、Ｑ、ＱＸ）から次回路までの最短距離のレイアウトがそれぞれ異なる。移相器１１０の各出力部１１０Ａ～１１０Ｄから次回路１３０に至る各配線１４０Ｉ，１４０ＩＸ，１４０Ｑ，１４０ＱＸがメアンダ状にレイアウトされ、各配線の線路長が同じである。これにより、図２０に示す直交ハイブリッドカプラは、各出力信号間の位相誤差を低減している。
日本国特開２００３－３２００３号公報
Ｒ．Ｃ．Ｆｒｙｅ，ｅｔ　ａｌ．，"Ａ　２ＧＨｚ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ　ｉｎ　ＣＭＯＳ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．"　ＩＥＥＥ　ＪＳＳＣ，ｖｏｌ．３８，ｎｏ．３，ｐｐ．５５０－５５５，Ｍａｒｃｈ　２００３
　しかし、上述の特許文献１の直交ハイブリッドカプラでは、トランスに生じる寄生抵抗によって、２つの出力信号間に振幅誤差及び位相誤差が生じる場合がある。特に、取り扱う信号の周波数が高いほど、直交ハイブリッドカプラからの出力信号における振幅誤差及び位相誤差が大きくなる。
　本開示は、上述した従来の事情に鑑みてなされたものであり、高周波信号における振幅誤差及び位相誤差の各周波数特性を改善する直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置を提供することを目的とする。
　本開示は、直交ハイブリッドカプラであって、第１、第２、第３、第４の端子を含むトランスと、前記第１、第３の端子の間に設けられる第１のカップリングキャパシタと、前記第２、第４の端子の間に設けられる第２のカップリングキャパシタと、前記第１、第２、第３、第４の端子にそれぞれ設けられる第１、第２、第３、第４のシャントキャパシタと、前記第４の端子に接続される終端抵抗と、前記第４の端子に接続され、前記終端抵抗と並列に接続される終端キャパシタと、前記第２の端子に接続される第１の移相器と、前記第３の端子に接続される第２の移相器と、を備え、前記第２の移相器の位相遅延量は、前記第１の移相器の位相遅延量より大きい。
　本開示によれば、高周波信号における振幅誤差及び位相誤差の各周波数特性を改善できる。
（ａ）第１の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラの概略構成を示す図、（ｂ）第１の実施形態における２入力１出力の直交ハイブリッドカプラの概略構成を示す図、（ｃ）第１の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラの回路構成を示す図 （ａ）各移相器の各位相遅延量の差を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）各移相器の各位相遅延の差を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図 （ａ）終端キャパシタの容量値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）終端キャパシタの容量値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図 （ａ）終端抵抗の抵抗値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）終端抵抗の抵抗値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図 第１の実施形態の変形例の直交ハイブリッドカプラの回路構成を示す図 （ａ）実施例１の移相器を用いた直交ハイブリッドカプラの概略構成を示す図、（ｂ）コプレーナ伝送線路のレイアウト図、（ｃ）移相器の実施例１を用いた直交ハイブリッドカプラのレイアウト図 （ａ）実施例２の移相器の回路図、（ｂ）図７（ａ）に示す移相器の位相遅延量の周波数特性のシミュレーション結果を示す図 第２の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラの回路構成を示す図 （ａ）温度上昇に伴ってトランスの寄生抵抗の抵抗値が上昇した場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）温度上昇に伴ってトランスの寄生抵抗の抵抗値が上昇した場合の位相差の周波数特性を示す図 （ａ）図９（ａ）に示す振幅差の周波数特性から可変キャパシタの容量値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）図９（ｂ）に示す位相差の周波数特性から可変キャパシタの容量値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図 （ａ）図１０（ａ）に示す振幅差の周波数特性から可変抵抗の抵抗値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図、（ｂ）図１０（ｂ）に示す位相差の周波数特性から可変抵抗の抵抗値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図 （ａ）可変容量ダイオードを用いた可変キャパシタの実施例を示す図、（ｂ）ＭＥＭＳ可変キャパシタを用いた可変キャパシタの実施例を示す図 電界効果トランジスタを用いた可変抵抗の実施例を示す図 電圧制御回路及び温度センサの実施例の回路構成を示す図 第３の実施形態の増幅器の内部構成を示すブロック図 第４の実施形態の無線通信装置の内部構成を示すブロック図 第４の実施形態の変形例の無線通信装置の内部構成を示すブロック図 非特許文献１の直交ハイブリッドカプラの等価回路図 （ａ）寄生抵抗を有するトランスを含む従来の直交ハイブリッドカプラの等価回路図、（ｂ）図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラの振幅誤差の周波数特性を示す図、（ｃ）図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラの位相誤差の周波数特性を示す図 特許文献１の直交ハイブリッドカプラの配線レイアウトを示す図
　先ず、本開示の各実施形態を説明する前に、図１９に示す従来の直交ハイブリッドカプラのトランス１０１の寄生抵抗１０９，１１０について説明する。図１９（ａ）は、寄生抵抗１０９，１１０を有するトランス１０１を含む従来の直交ハイブリッドカプラの等価回路図である。図１９（ｂ）は、図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラの振幅差の周波数特性を示す図である。図１９（ｃ）は、図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラの位相差の周波数特性を示す図である。図１９に示す直交ハイブリッドカプラは、本開示に係る直交ハイブリッドカプラと比較するための従来の直交ハイブリッドカプラである。
　図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラでは、トランス１０１には寄生抵抗１０９，１１０が存在する。このため、取り扱う信号の周波数が高くなれば、寄生抵抗１０９，１１０の影響を受け、出力信号の振幅誤差及び位相誤差が顕在化する。
　なお、トランス１０１のコイルＣＬ１とコイルＣＬ２とが誘導結合しており、図１９（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラは、誘導結合直交ハイブリッドカプラと言われる。また、以下の説明において、直交ハイブリッドカプラからの２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）のうち、Ｉ信号は入力信号に対して同相の信号を表し、Ｑ信号は入力信号に対して直交する信号を表す。
　図１９（ｂ）に示す振幅差は、２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）間の振幅の差を表し、理想的には振幅差はなく、０（ゼロ）［ｄＢ］となる。０（ゼロ）［ｄＢ］でない場合には、２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）間には振幅誤差が生じている。
　図１９（ｃ）に示す位相差は、２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）間の位相の差を表し、理想的には９０［度］となる。９０［度］でない場合には、２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）間には位相誤差が生じている。
　図１９（ｂ）及び（ｃ）では、寄生抵抗１０９，１１０の抵抗値Ｒ１が０［Ω］では、振幅差及び位相差はそれぞれ０［ｄＢ］及び９０［度］となり、振幅誤差及び位相誤差はほぼ生じておらず、振幅誤差及び位相誤差の各周波数特性はほぼフラットになる。寄生抵抗１０９，１１０の抵抗値Ｒ１が１［Ω］，２［Ω］に増えると、図１９（ｃ）に示す位相差が９０［度］から大きくずれ、周波数が高くなるほど位相誤差が増大する。
　２つの出力信号間の位相差が９０［度］でなく位相誤差が生じると、例えば、直交変調器及び直交復調器の変調精度及び受信感度、更には直交ハイブリッドカプラを含む増幅器の増幅効率が劣化する。
　なお、上述した特許文献１の直交ハイブリッドカプラを、トランス１０１の寄生抵抗１０９，１１０に起因する位相誤差の補正に適用した場合、位相誤差の周波数特性を周波数に対してフラットにすることが困難である。特許文献１では、伝送線路の線路長について調整しており、周波数特性を補正していないため、所望のフラットな周波数特性を得ることが困難である。
　以下、本開示の各実施形態について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
　図１（ａ）は、第１の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラ１００の概略構成を示す図である。図１（ｂ）は、第１の実施形態における２入力１出力の直交ハイブリッドカプラ１００の概略構成を示す図である。図１（ｃ）は、第１の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラ１００の回路構成を示す図である。
　図１（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、カプラ部９０、移相器１１２、移相器１１３、少なくとも３つのポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３を含む構成である。移相器１１３の遅延量は、移相器１１２の遅延量より大きい。
　図１（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、ポートＰ１に入力信号ＩＮが入力され、入力信号ＩＮと同相の出力信号ＩＯＵＴがポートＰ２から出力され、入力信号ＩＮと直交する、即ち、入力信号ＩＮと９０度位相が異なる出力信号ＱＯＵＴがポートＰ３から出力される。
　図１（ｂ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００は図１（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００と同様の構成であるが、信号の入出力形態が異なる。即ち、図１（ｂ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、ポートＰ２に入力信号ＩＮ１（Ｉ信号）が入力され、ポートＰ３に入力信号ＩＮ１（Ｉ信号）とは位相が９０度異なる入力信号ＩＮ２（Ｑ信号）が入力される。ポートＰ１から出力信号ＯＵＴが出力される。
　カプラ部９０について、図１（ｃ）を参照して具体的に説明する。
　カプラ部９０は、トランス１０１、カップリングキャパシタ１０２，１０３、及びシャントキャパシタ１０４，１０５，１０６，１０７を含む構成である。トランス１０１は、誘導結合するコイル（インダクタ）ＣＬ１，ＣＬ２を含む構成である。なお、図１（ｃ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、図１（ａ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００と同じ信号の入出力形態をとる。
　トランス１０１は、４つの端子Ｎ１～Ｎ４を含み、寄生抵抗１０９，１１０を有する。端子Ｎ１及びＮ３間にはカップリングキャパシタ１０２が、端子Ｎ２及びＮ４間にはカップリングキャパシタ１０３が配置され、各端子Ｎ１～Ｎ４とグランドとの間にはそれぞれシャントキャパシタ１０４～１０７が配置される。シャントキャパシタ１０７と並列に、終端抵抗１０８としての可変抵抗と終端キャパシタ１１１としての可変キャパシタがそれぞれ接続される。
　トランス１０１の端子Ｎ２には、端子Ｎ６を介して、移相器１１２が接続される。トランス１０１の端子Ｎ３には、端子Ｎ７を介して、移相器１１３が接続される。なお、端子Ｎ５は入力信号ＩＮが入力されるポートＰ１に接続され、端子Ｎ８は終端抵抗１０８及び終端キャパシタ１１１によって終端している。
　図２（ａ）は、各移相器１１２，１１３の各位相遅延量の差を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図２（ｂ）は、各移相器１１２，１１３の各位相遅延量の差を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図である。図２（ａ）及び（ｂ）に示す各周波数特性は、位相遅延量の差として、例えば０［度］、５．５［度］及び７．５［度］のうちいずれかを用いた場合におけるシミュレーション結果であり、それぞれ一点鎖線、破線並びに実線にて示されている。図２（ａ）では、振幅差の各周波数特性がほとんど一致している。
　図２（ａ）及び（ｂ）では、遅延量は周波数６１．５［ＧＨｚ］の信号を取り扱う場合の位相遅延量として表わしている。また、トランス１０１の寄生抵抗１０９，１１０はそれぞれ３．５［Ω］とした。図２（ｂ）の破線に示す周波数特性では、遅延量が５．５［度］である、即ち、出力信号ＱＯＵＴの遅延量が出力信号ＩＯＵＴに対して５．５［度］大きい場合、６２［ＧＨｚ］において位相誤差がほぼ０［度］となる。但し、遅延量が５．５［度］では、周波数に対する位相差の偏差が大きい。
　本実施形態の直交ハイブリッドカプラ１００では、例えば遅延量を７．５［度］とし、終端キャパシタ１１１及び終端抵抗１０８の可変容量の容量値及び可変抵抗の抵抗値を用いて、所望の周波数帯域における振幅差及び位相差の周波数特性を改善する。
　図３（ａ）は、終端キャパシタ１１１の容量値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図３（ｂ）は、終端キャパシタ１１１の容量値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図である。
　図３（ａ）及び（ｂ）では、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍとして、０［ｆＦ］（フェムトファラッド）、２５［ｆＦ］、５０［ｆＦ］の３値のうちいずれかの容量値が用いられている。０［ｆＦ］とは、終端キャパシタ１１１が接続されていない状態と等価である。
　図３（ａ）及び（ｂ）では、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍが０［ｆＦ］である場合の振幅差及び位相差の各周波数特性が一点鎖線にて示され、２５［ｆＦ］である場合の振幅差及び位相差の各周波数特性が破線にて示され、５０［ｆＦ］である場合の振幅差及び位相差の各周波数特性が実線にて示されている。
　図３（ｂ）では、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］である場合、位相誤差がほぼ０度であって、位相差の周波数特性がほぼフラットになっている。図３（ａ）では、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］である場合振幅誤差が０［ｄＢ］から少しずれている。
　図４（ａ）は、終端抵抗１０８の抵抗値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図４（ｂ）は、終端抵抗１０８の抵抗値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図である。
　図４（ａ）及び（ｂ）では、終端抵抗１０８の抵抗値Ｒｔｅｒｍが５０［Ω］である場合の振幅差及び位相差の各周波数特性が一点鎖線にて示され、終端抵抗１０８の抵抗値Ｒｔｅｒｍが４０［Ω］である場合の振幅差及び位相差の各周波数特性が実線にて示されている。
　図４（ａ）及び（ｂ）では、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］である場合に振幅差の周波数特性が０［ｄＢ］から少しずれている場合、終端抵抗１０８の抵抗値Ｒｔｅｒｍの抵抗値を５０Ωから４０Ωに減らす。これにより、直交ハイブリッドカプラ１００は、終端キャパシタ１１１の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］とした場合の振幅差の周波数特性のずれを補正し、振幅差及び位相差の各周波数特性を改善できる。なお、図４（ｂ）では、終端抵抗１０８の抵抗値Ｒｔｅｒｍの抵抗値が５０［Ω］から４０［Ω］に減らした場合でも、位相差の周波数特性はほとんど変化しない。
　以上により、本実施形態の直交ハイブリッドカプラ１００は、移相器１１２の遅延量より移相器１１３の遅延量が大きく、更に終端抵抗１０８の抵抗値と終端キャパシタ１１１の容量値とを可変する。これにより、直交ハイブリッドカプラ１００は、振幅誤差及び移相誤差を低減でき、振幅誤差及び移相誤差の各周波数特性をフラットな特性に改善できる。
　なお、本実施形態の直交ハイブリッドカプラ１００ではシャントキャパシタ１０７と終端キャパシタ１１１とを分けて接続したが、これに限定されない（図５参照）。図５は、第１の実施形態の変形例の直交ハイブリッドカプラの回路構成を示す図である。図５に示す直交ハイブリッドカプラ１００と図１に示す直交ハイブリッドカプラ１００とは、同一の内容には同一の符号を付して説明を簡略化又は省略し、異なる内容について異なる符号を付して説明する。
　図５に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、図１（ｃ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００において並列接続されているシャントキャパシタ１０７と終端キャパシタ１１１とが合成されて、シャントキャパシタ１１４に統合されている。
　シャントキャパシタ１１４とシャントキャパシタ１０７との違いは、シャントキャパシタ１０７と各シャントキャパシタ１０４～１０６とは同じ容量値であるが、シャントキャパシタ１１４は各シャントキャパシタ１０４～１０６より大きい容量値を有する。図５に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、シャントキャパシタ１０７と終端キャパシタ１１１とが合成されているため、シャントキャパシタ１０７及び終端キャパシタ１１１を個別に設ける場合に比べ、設計時において、各シャントキャパシタ固有の寄生容量を考慮する必要がなくなる。
　次に、移相器１１２，１１３について、図６を参照して説明する。図６（ａ）は、実施例１の移相器１１２，１１３を用いた直交ハイブリッドカプラの概略構成を示す図である。図６（ｂ）は、コプレーナ伝送線路のレイアウト図である。図６（ｃ）は、実施例１の移相器１１２，１１３を用いた直交ハイブリッドカプラのレイアウト図である。図６において、図１と共通の部分には同じ符号を付して説明を省略する。
　図６（ａ）に示す移相器１１２，１１３は、コプレーナ伝送線路を用いて構成されている。移相器１１２は、コプレーナ伝送線路Ａ１と、コプレーナ伝送線路Ａ１に９０［度］の角度をもって連接するコプレーナ伝送線路Ｂ１とを含む構成である。コプレーナ伝送線路Ａ１の長さはＬ１であり、コプレーナ伝送線路Ｂ１の長さはＬ３である。
　移相器１１３は、コプレーナ伝送線路Ａ２と、コプレーナ伝送線路Ａ２に９０［度］の角度をもって連接するコプレーナ伝送線路Ｂ２とを含む構成である。コプレーナ伝送線路Ａ２の長さはＬ２であり、コプレーナ伝送線路Ｂ２の長さはＬ４である。
　図６（ａ）に示す移相器１１２，１１３において、コプレーナ伝送線路Ｂ１とコプレーナ伝送線路Ｂ２との各長さは等しいが、コプレーナ伝送線路Ａ１の方がコプレーナ伝送線路Ａ２よりも長い。これにより、移相器１１３は、移相器１１２より大きな位相遅延量を遅延できる。移相器１１２と移相器１１３との間の位相遅延量に応じて、各コプレーナ伝送線路の長さが適宜調整される。
　図６（ｃ）に示すコプレーナ伝送線路ＣＰＴ１，ＣＰＴ２，ＣＰＴ３は、例えば導体箔がパターニングされた信号線２０と、信号線２０の両側に平行に配置されたグランド（ＧＮＤ）パターン１０，３０とが基板上に形成されている。コプレーナ伝送線路ＣＰＴは、例えば、基板の表面に導体を蒸着して公知の半導体製造方法のパターニングにより形成され、簡単な構造にて高周波信号に適した伝送路を採用できる。
　図６（ｃ）に示すカプラ部５０１は、図１に示すカプラ部９０に対応し、トランス１０１、カップリングキャパシタ１０２，１０３、シャントキャパシタ１０４～１０７、終端抵抗１０８及び終端キャパシタ１１１を含む構成である。
　コプレーナ伝送路ＣＰＴ１は、直交ハイブリッドカプラ１００に入力される入力信号の伝送線路である。コプレーナ伝送路ＣＰＴ２は移相器１１２に対応する伝送線路であり、コプレーナ伝送路ＣＰＴ３は移相器１１３に対応する伝送線路である。
　増幅器５０５，５０６は、それぞれコプレーナ伝送線路ＣＰＴ２，ＣＰＴ３に接続されている。図６（ｃ）に示す直交ハイブリッドカプラ１００のレイアウトでは、カプラ部５０１からの各増幅器５０５，５０６への各コプレーナ伝送線路ＣＰＴ２，ＣＰＴ３の線路長に応じて、移相器１１２，１１３の各位相遅延量が定まる。即ち、移相器１１２，１１３の各位相遅延量の差が設定される。
　図７（ａ）は実施例２の移相器１１２，１１３の回路図であり、図７（ｂ）は位相遅延のシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）では、移相器１１２，１１３は、ＬＣ集中定数素子を用いたＬＰＦ型の移相器である。即ち、移相器１１２，１１３は、直列接続されたインダクタＩＤＴ１～ＩＤＴ４、シャントキャパシタＣＴ１～ＣＴ５、端子ＰＸ１及びＰＸ２を含む構成である。シャントキャパシタＣＴ１～ＣＴ５の各容量値は同じである。
　図７（ｂ）は、図７（ａ）に示す移相器１１２，１１３の位相遅延量の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。図７（ｂ）の点線は移相器１１２の周波数特性を表し、実線は移相器１１３の周波数特性を表す。移相器１１２の各キャパシタ（ＣＴ１～ＣＴ５）の容量値は、移相器１１３の各キャパシタ（ＣＴ１～ＣＴ５）の容量値よりも１．９倍大きい。なお、移相器１１２，１１３の各インダクタＩＤＴ１～ＩＤＴ４の値は同じである。従って、移相器１１２，１１３の位相遅延量の差は、周波数６１．５［ＧＨｚ］において約７．５［度］となっている。
（第２の実施形態）
　直交ハイブリッドカプラのトランスは金属（例えば、アルミニウム、銅、金）により形成されているため、温度が高くなると、トランスの寄生抵抗も高くなる。このため、直交ハイブリッドカプラは、周囲温度が高くなると、出力信号間の位相誤差が更に増大する。これにより、直交変調器、直交復調器、ドハティ増幅器の性能が劣化する。
　本実施形態では、高周波信号を用いる場合の振幅誤差及び位相誤差の周波数特性を低減し、更に、温度上昇に伴って増加するトランスの寄生抵抗に起因して生じる振幅誤差及び位相誤差を低減する直交ハイブリッドカプラについて説明する。
　図８は、第２の実施形態における１入力２出力の直交ハイブリッドカプラ１００の回路構成を示す図である。図８では、図１（ｃ）に示す各部と同じ構成要素については同じ符号を用いて説明を簡略化又は省略する。図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、カプラ部９０、移相器１１２，１１３、終端抵抗としての可変抵抗１１５、終端キャパシタとしての可変キャパシタ１１６、電圧制御回路１１７及び温度センサ１１８を含む構成である。
　図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、カプラ部９０の構成は図１に示す直交ハイブリッドカプラ１００のカプラ部９０と同じ構成であり、シャントキャパシタ１０７と並列に可変抵抗１１５と可変キャパシタ１１６とが接続されている。即ち、図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００では、図１（ｃ）に示す終端抵抗１０８の代わりに可変抵抗１１５が用いられ、終端キャパシタ１１１の代わりに可変キャパシタ１１６が用いられている。
　可変抵抗１１５及び可変キャパシタ１１６は電圧制御回路１１７によって制御され、温度が高くなると可変抵抗１１５の抵抗値は大きくなり、可変キャパシタ１１６の容量値は小さくなる。図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、電圧制御回路１１７からの制御電圧を基に、可変抵抗１１５の抵抗値と可変キャパシタ１１６の容量値とを所望値に設定する。電圧制御回路１１７は、温度センサ１１８からの出力に応じて、制御電圧を変化させる。
　従って、直交ハイブリッドカプラ１００は、例えば常温時では振幅誤差及び位相誤差の各周波数特性をフラットにし、周囲温度が上昇した場合でも振幅誤差及び位相誤差の変動を低減できる。
　以下、図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００の具体的な動作を説明する。
　電圧制御回路１１７は、出力電圧Ｖｏｕｔ１を基に可変抵抗１１５の抵抗値を調整し、出力電圧Ｖｏｕｔ２を基に可変キャパシタ１１６の容量値を調整する。温度センサ１１８は、直交ハイブリッドカプラ１００の周囲温度を検知する。温度センサ１１８からの出力は電圧制御回路１１７に入力される。
　電圧制御回路１１７は、温度センサ１１８からの出力電圧を基に、可変抵抗１１５，可変キャパシタ１１６の各制御電圧を発生（生成）する。可変抵抗１１５，可変キャパシタ１１６の抵抗値，容量値はそれぞれ雰囲気温度（周囲温度）に応じて変化する。これにより、電圧制御回路１１７及び温度センサ１１８は、例えばトランス１０１の寄生抵抗１０９，１１０の温度変化に起因した位相誤差の変動を補正する。
　以下、位相誤差の雰囲気温度（周囲温度）に応じた周波数特性、及び周波数特性の補正について、図９～図１１を参照して説明する。
　図９（ａ）は、温度上昇に伴ってトランスの抵抗値が上昇した場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図９（ｂ）は、温度上昇に伴ってトランスの抵抗値が上昇した場合の位相差の周波数特性を示す図である。
　図９（ａ）及び（ｂ）では、雰囲気温度の上昇に伴ったトランス１０１の寄生抵抗１０９，１１０の抵抗値の上昇を勘案し、抵抗値３．５［Ω］における振幅差の周波数特性と、抵抗値４．５［Ω］における振幅差の周波数特性とが示されている。可変キャパシタ１１６の容量値は、所望値（５０［ｆＦ］）とする。
　図９（ａ）では、抵抗値が３．５［Ω］の振幅差の周波数特性が一点鎖線にて示され、抵抗値が４．５［Ω］の振幅差の周波数特性が実線にて示されている。図９（ｂ）では、抵抗値３．５［Ω］の位相差の周波数特性が一点鎖線にて示され、抵抗値４．５［Ω］の位相差の周波数特性が実線にて示されている。図９（ｂ）によれば、位相差の周波数特性が、図９（ａ）に示す振幅差の周波数特性に比べ、位相誤差、即ち理想的な９０［度］からのずれがより大きい。
　図１０（ａ）は、図９（ａ）に示す振幅差の周波数特性から可変キャパシタ１１６の容量値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図１０（ｂ）は、図９（ｂ）に示す位相差の周波数特性から可変キャパシタ１１６の容量値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図である。
　図１０（ａ）及び（ｂ）では、図９（ａ）及び（ｂ）の各周波数特性の測定条件の下にて測定され、可変キャパシタ１１６の容量値は、図９の測定時の容量値である５０［ｆＦ］と２０［ｆＦ］とにおいて測定されている。図１０（ａ）及び（ｂ）では、可変キャパシタ１１６の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］の振幅差及び位相差の各周波数特性が一点鎖線にて示され、２０［ｆＦ］の振幅差及び位相差の各周波数特性が実線にて示されている。
　図１０（ｂ）に示す位相差の周波数特性によれば、可変キャパシタ１１６の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］から２０［ｆＦ］に変化された場合には、出力信号間の位相誤差は低減される。一方、図１０（ａ）に示す振幅差の周波数特性によれば、可変キャパシタ１１６の容量値Ｃｔｅｒｍが５０［ｆＦ］から２０［ｆＦ］に変化された場合には、出力信号間の振幅誤差は少し増加する。
　図１１（ａ）は、図１０（ａ）に示す振幅差の周波数特性から可変抵抗１１５の抵抗値を変化させた場合の振幅差の周波数特性を示す図である。図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）に示す位相差の周波数特性から可変抵抗１１５の抵抗値を変化させた場合の位相差の周波数特性を示す図である。
　図１１（ａ）及び（ｂ）では、可変抵抗１１５の抵抗値Ｒｔｅｒｍが４０［Ω］の振幅差及び位相差の各周波数特性が一点鎖線にて示され、可変抵抗１１５の抵抗値Ｒｔｅｒｍが６０［Ω］の振幅差及び位相差の各周波数特性が実線にて示されている。
　図１１（ａ）及び（ｂ）によれば、可変抵抗１１５の抵抗値Ｒｔｅｒｍが４０［Ω］から６０［Ω］に変化した場合に、振幅誤差及び位相誤差は６１．５［ＧＨｚ］において、ほぼ０［ｄＢ］及び０［度］になる。
　従って、図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、高温時においても、常温時より周波数特性は少し劣化するが、可変抵抗１１５及び可変キャパシタ１１６を用いて周波数特性を補正することにより、５７～６６［ＧＨｚ］の周波数帯域において、振幅差及び位相差の各周波数特性を改善でき、振幅誤差及び位相誤差を低減できる。
　具体的には、図８に示す直交ハイブリッドカプラ１００は、雰囲気温度が常温から高温（例えば８０［度］付近）に上昇しても、可変キャパシタ１１６の容量値を下げ、可変抵抗１１５の抵抗値を増加することにより、振幅差及び位相差の各周波数特性を改善できる。
　次に、可変キャパシタ１１６及び可変抵抗１１５について、図１２及び図１３を参照して説明する。
　図１２（ａ）は、可変容量ダイオードを用いた可変キャパシタ１１６の実施例を示す図である。可変キャパシタ１１６は、固定の容量値を有するキャパシタＣ１と可変容量ダイオードＤ１を用いた可変キャパシタＣ２とを含む構成である。キャパシタＣ１と可変キャパシタＣ２とは、端子Ｎ４とグランドとの間において直列接続されている。可変容量ダイオードＤ１のカソードは、キャパシタＣ１の一端と、インダクタＬＧ１の一端とに接続されている。インダクタＬＧ１の他端に電圧制御回路１１７からの制御電圧ＶＡ１が印加される。可変容量ダイオードＤ１のア端子は接地されている。キャパシタＣ１の他端は端子Ｎ４に接続されている。
　制御電圧ＶＡ１は、電圧制御回路１１７からの出力電圧Ｖｏｕｔ１に応じて変化する。例えば制御電圧ＶＡ１が低下すると、可変容量ダイオードの逆バイアスが緩和され、可変キャパシタ１１６の容量値が小さくなる。
　図１２（ｂ）は、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）可変キャパシタを用いた可変キャパシタの実施例を示す図である。図１２（ｂ）では、図１２（ａ）に示す構成と共通する部分には同じ符号が付されている。図１２（ｂ）に示す可変キャパシタ１１６では、図１２（ａ）に示す可変キャパシタＣ２がＭＥＭＳ構造を用いて形成されている。
　具体的には、ＭＥＭＳ可変キャパシタは、半導体基板上に設けられた固定電極としての電極１と、半導体基板上に設けられた可変電極としての電極３とを含む構成である。ＭＥＭＳ可変キャパシタでは、半導体基板上の電極１上に、誘電体層２を介して、電極１に対向する電極３が配置されている。
　電極３は、例えば、複数の材料層が重ね合わされた厚膜上に金属が積層された電極であり、例えばバネを介して可動に支持される。
　制御電圧ＶＡ１によって電極３の電位が変化し、静電引力によって電極１と電極３との間の距離が変化することによって、容量値が変化する。例えば、制御電圧ＶＡ１が低下すると、電極間の距離が大きくなって、容量値が小さくなる。
　従って、可変容量ダイオードを用いた可変キャパシタ、ＭＥＭＳ可変キャパシタの双方とも、制御電圧ＶＡ１の減少に伴って容量値が小さくなる。
　図１３は、電界効果トランジスタＭ１を用いた可変抵抗１１５の実施例を示す図である。可変抵抗１１５はＮ型の電界効果トランジスタＭ１を含む構成である。電圧制御回路１１７からの制御電圧ＶＡ２は、抵抗Ｒ１を介して、電界効果トランジスタＭ１のゲートに印加される。ゲートに印加される電圧に応じて、電界効果トランジスタＭ１のソースとドレインとの間の実質的な抵抗が変化するため、電界効果トランジスタＭ１が可変抵抗となる。例えば、制御電圧ＶＡ２の減少に伴って、抵抗値が大きくなる。
　次に、電圧制御回路１１７及び温度センサ１１８の回路構成について、図１４を参照して説明する。図１４は、電圧制御回路１１７及び温度センサ１１８の実施例の回路構成を示す図である。
　温度センサ１１８は、カレントミラーを構成するＰＮＰバイポーラトランジスタ２０１，２０２，２０６と、カレントミラーを構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３，２０４と、電圧電流変換用の抵抗２０５とを含む構成である。ＰＮＰバイポーラトランジスタ２０１，２０２と、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３，２０４と、抵抗２０５とは、ＰＴＡＴ（Proportional To Absolute Temperature）回路と呼ばれ、雰囲気温度が高くなるとＰＮＰバイポーラトランジスタ２０６の出力電流Ｉｃ３が大きくなる。
　電圧制御回路１１７は、カレントミラーを構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ２０７，２０８，２１１と、直列接続された抵抗２０９，２１０と、直列接続された抵抗２１２，２１３とを含む構成である。ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０７，２０８，２１１は、カレントミラー回路を構成している。
　抵抗２０９と抵抗２１０の共通接続点から出力電圧Ｖｏｕｔ１が得られ、抵抗２１２と抵抗２１３の共通接続点から出力電圧Ｖｏｕｔ２が得られる。出力電圧Ｖｏｕｔ１によって可変抵抗１１５の抵抗値が変化され、出力電圧Ｖｏｕｔ２によって可変キャパシタ１１６の容量値が変化される。抵抗２０９，２１０，２１２，２１３は、出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２の温度特性の勾配を決定する。
　出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２は、それぞれ抵抗２１２と抵抗２１３との分圧比、抵抗２０９と抵抗２１０との分圧比にて決定される。出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２は、それぞれ雰囲気温度（周囲温度）が高くなると低下する。周囲温度による出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２の温度特性は、それぞれ抵抗２１２と抵抗２１３との抵抗値の比、抵抗２０９と抵抗２１０との抵抗値の比によって決定される。
　次に、温度センサ１１８の動作について説明する。ここで、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３のベースとエミッタとの間の電圧をＶｂｅ１、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０４のベースとエミッタとの間の電圧をＶｂｅ２、抵抗２０５の抵抗値をＲとする。ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０４のコレクタ電流Ｉｃ１は、（Ｖｂｅ１－Ｖｂｅ２）／Ｒとなる。
　抵抗２０５の抵抗値Ｒは、雰囲気温度に対する温度依存性を有し、温度の上昇に伴って上昇する。ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３，２０４のベースとエミッタとの間の電圧も温度依存性を有し、この電圧は周囲温度が上昇すると低下する。
　ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３とＮＰＮバイポーラトランジスタ２０４を異なる電流密度にてバイアスすると、電圧Ｖｂｅ１と電圧Ｖｂｅ２との温度に対する変化率が変化する。ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０４を流れる電流の電流密度Ｊ２を、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０３を流れる電流の電流密度Ｊ１のｎ倍（ｎは１よりも大きな整数）とする。
　温度上昇に伴い、（Ｖｂｅ１－Ｖｂｅ２）の値が上昇する。即ち、温度が上昇すると、抵抗２０５の一端の電位が比例的に上昇する。従って、温度上昇に伴う抵抗２０５の抵抗値Ｒの増加による電流減少を、抵抗２０５の一端の電位の上昇によって補償できる。このため、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０４のエミッタ電流（コレクタ電流Ｉｃ１にほぼ等しい）は、（Ｖｂｅ１－Ｖｂｅ２）の上昇と、抵抗２０５の抵抗値Ｒの増大とによって決まる勾配に従って、周囲温度に対して増大できる。
　温度に対する勾配特性を有する電流Ｉｃ１を基に、電流Ｉｃ２，Ｉｃ３が生じる。なお、電流Ｉｃ１，Ｉｃ２，Ｉｃ３の電流比は、カレントミラー比によって決定できる。電流Ｉｃ３は、周囲温度に対して比例的に、所定の勾配をもって増大する特性を有し、温度センサ１１８の出力電流となる。
　次に、電圧制御回路１１７の動作について説明する。
　電圧制御回路１１７は、温度センサ１１８からの出力電流Ｉｃ３を基に、カレントミラー比に応じて決まる電流Ｉｃ４，Ｉｃ５を生成する。電流Ｉｃ４が抵抗２１０に流れることによって、抵抗２１０の両端に電圧降下が生じる。電圧降下量は、固定された電流Ｉｃ４を基に、抵抗２１０の抵抗値によって調整できる。すなわち、抵抗２１０と抵抗２０９の電源電圧Ｖｃｃの分圧比によって、抵抗２１０の両端の電圧降下量を調整できる。
　即ち、周囲温度が上昇すると、電流Ｉｃ４は増大し、抵抗２１０の電圧降下量が増大することによって、出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧値は低下する。電圧の低下量は、抵抗２０９と抵抗２１０との分圧比によって決定される勾配に従って調整できる。
　電流Ｉｃ５及び抵抗２１３，２１２についても同様である。即ち、周囲温度が上昇すると、電流Ｉｃ５は増大し、抵抗２１３の電圧降下量が増大することによって、出力電圧Ｖｏｕｔ２の電圧値は低下する。電圧の低下量は、抵抗２１２と抵抗２１３との分圧比によって決定される勾配に従って調整できる。
　制御電圧ＶＡ１，ＶＡ２の生成のために、図１４の例では、電流源回路を温度センサ１１８として用い、電流電圧変換型の反転アンプを電圧制御回路１１７として用いることにより、簡単な構成にて、温度センサ１１８及び電圧制御回路１１７を構成できる。従って、電圧制御回路１１７及び温度センサ１１８を小型化でき、ＩＣにも容易に搭載できる。
（第３の実施形態）
　本実施形態では、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラを用いた増幅器（ドハティ増幅器）を説明する。図１５は、第３の実施形態の増幅器７００の内部構成を示すブロック図である。図１５に示す増幅器（ドハティ増幅器）は、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラ７０１、メイン増幅器７０２、１／４波長伝送線路７０３、及びピーク増幅器７０４を含む構成である。
　図１５において、入力信号ＩＮは、直交ハイブリッドカプラ７０１にて９０度位相が異なる２つの出力信号に分岐される。位相が９０度シフトされた信号（Ｑ信号）は、メイン増幅器７０２に入力され、位相のシフトがない信号（Ｉ信号）は、ピーク増幅器７０４に入力される。
　メイン増幅器７０２はＱ信号を増幅し、ピーク増幅器７０４はＩ信号を増幅する。メイン増幅器７０２からの出力信号は、１／４波長伝送線路７０３に入力され、１／４波長伝送線路７０３において位相が９０度遅延される。１／４波長伝送線路７０３からの出力信号とピーク増幅器７０４からの出力信号とが合成され、増幅器７００からの出力信号ＯＵＴとして出力される。
　増幅器７００では、メイン増幅器７０２からの出力信号が１／４波長伝送線路７０３において位相が９０度遅延する。このため、メイン増幅器７０２からの出力信号と、ピーク増幅器７０４からの出力信号とが同相であることが前提となる。従って、メイン増幅器７０２の入力信号は、直交ハイブリッドカプラ７０１において位相差９０度の２つの出力信号に分岐される必要がある。直交ハイブリッドカプラ７０１の位相誤差は、増幅器７００からの出力信号における合成損の原因となる。本実施形態の増幅器７００は、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラを用いることにより、出力損失が小さく、増幅効率を向上できる。
（第４の実施形態）
　本実施形態では、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラを用いた無線通信装置について、図１６を参照して説明する。図１６は、第４の実施形態の無線通信装置６００の内部構成を示すブロック図である。
　図１６に示す無線通信装置６００は、送信用のアンテナ６０１が接続された送信ＲＦ増幅器６０３、受信用のアンテナ６０２が接続された受信ＲＦ増幅器６０４、直交変調器６０５、直交復調器６０６、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラ６０７，６０８、スイッチ６０９、発振器６１０、ＰＬＬ（Phased Locked Loop）６１１、アナログベースバンド回路６１２，６１３、及びデジタルベースバンド回路６１４を含む構成である。
　無線通信装置６００の動作について説明する。
　発振器６１０及びＰＬＬ６１１において発生したローカル信号は、スイッチ６０９により、送信側の直交ハイブリッドカプラ６０７又は受信側の直交ハイブリッドカプラ６０８に入力される。ローカル信号は、例えば６０ＧＨｚ帯といった高い周波数の信号である。送信側の直交ハイブリッドカプラ６０７に入力されたローカル信号は、直交ハイブリッドカプラ６０７によって、同振幅であって９０度位相の異なる２つの出力信号に分岐される。分岐された２つの出力信号は、直交変調器６０５に入力される。
　受信側の直交ハイブリッドカプラ６０８に入力されたローカル信号は、直交ハイブリッドカプラ６０８によって、同振幅であって９０度位相の異なる２つの出力信号に分岐される。分岐された２つの出力信号は、直交復調器６０６に入力される。
　デジタルベースバンド回路６１４にて生成された送信ベースバンド信号は、アナログベースバンド回路６１２にてＤＡ（Digital Analog）変換、増幅及びフィルタリングされ、直交ハイブリッドカプラ６０７からの出力信号を基に、直交変調器６０５にてＲＦ（Radio Frequency）信号に変換される。ＲＦ信号は、送信ＲＦ増幅器６０３において増幅され、送信用のアンテナ６０１から放射される。
　無線通信装置６００では、高周波のローカル信号を同振幅であって９０度位相が異なるＩ信号とＱ信号とに分岐するために、上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラ６０７が用いられる。
　また、無線通信装置６００において、可変キャパシタ及び可変抵抗の調整により、直交ハイブリッドカプラ６１７の周波数特性を調整できるため、直交変調器６０５の変調精度を向上できる。
　また、アンテナ６０２にて受信された受信ＲＦ信号は、受信ＲＦ増幅器６０４において増幅された後、直交ハイブリッドカプラ６０８からの出力信号を基に、直交復調器６０６において受信ベースバンド信号に変換される。
　また、無線通信装置６００において、可変キャパシタ及び可変抵抗の調整により、直交ハイブリッドカプラ６１８の周波数特性を調整できるため、直交復調器６０６の復調精度を向上できる。
　なお、受信ベースバンド信号はアナログベースバンド回路６１３において、ＡＤ（Analog Digital）変換、増幅及びフィルタリングされ、デジタルベースバンド回路６１４において復調される。
　以上により、本実施形態の無線通信装置６００に上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラを用いることにより、直交変調器６０５の変調精度及び直交復調器６０６の復調精度を向上できる。即ち、無線通信装置６００は、送信信号の信号品質を向上でき、受信感度を向上できる。
（第４の実施形態の変形例）
　本実施形態では、第４の実施形態の変形例の無線通信装置８００について、図１７を参照して説明する。図１７は、第４の実施形態の変形例の無線通信装置８００の内部構成を示すブロック図である。図１７において、図１６に示す無線通信装置６００と同じ構成には同じ参照符号を付して説明を簡略化又は省略し、異なる内容について説明する。
　図１７に示す無線通信装置８００では、直交ハイブリッドカプラ８０７が送信ＲＦ増幅器６０３と直交変調器８０５との間に設けられ、直交ハイブリッドカプラ８０８が受信ＲＦ増幅器６０４と直交復調器８０６との間に設けられている。
　即ち、直交ハイブリッドカプラ８０７は、直交変調器８０５からの２つの出力信号（Ｉ信号，Ｑ信号）を入力し、２つの入力信号を合成して１つの出力信号として送信ＲＦ増幅器６０３に出力する。
　また、図１７に示す無線通信装置８００では、直交ハイブリッドカプラ８０７は、受信ＲＦ増幅器６０４から出力されたＲＦ信号をＩ信号とＱ信号とに分岐して直交復調器８０６に出力する。
　図１７に示す無線通信装置８００は、直交変調器８０５及び直交復調器８０６がサブハーモニックミキサ、即ち、ローカル信号の周波数がＲＦ周波数の整数分の１であるミキサである場合に特に有効である。
　以上により、本実施形態の無線通信装置８００に上述した各実施形態のうちいずれかの直交ハイブリッドカプラを用いることにより、直交変調器８０５の変調精度及び直交復調器８０６の復調精度を向上できる。即ち、無線通信装置８００は、送信信号の信号品質を向上でき、受信感度を向上できる。
　以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種実施形態の変更例又は修正例、更に各種実施の形態の組み合わせ例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術敵範囲に属するものと了解される。
　なお、直交ハイブリッドカプラの利用範囲は広く、例えば、複素ミキサの部品としても利用が可能である。また、例えば、ＩＱ位相平面において自由に位相差を形成する回路にも利用できる。また、誘導結合素子（トランス）としてオンチップのスパイラルインダクタを使用すればＩＣに内蔵でき、装置の小型化に適する。また、シャントキャパシタ等もＩＣの製造方法によって製造が可能であり、量産化にも適する。
　なお、上述した各実施形態における移相器１１２，１１３はコプレーナ伝送線路を用いた構成に限定されず、例えば、マイクロストリップ伝送線路又はストリップ伝送線路を用いた構成としてもよい。
　なお、本出願は、２０１２年１月５日出願の日本特許出願（特願２０１２－０００７９４）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本開示は、高周波信号における振幅誤差及び位相誤差の周波数特性を改善した直交ハイブリッドカプラ、増幅器及び無線通信装置として有用である。
９０　カプラ部
１００　直交ハイブリッドカプラ
１０１　トランス
１０２、１０３　カップリングキャパシタ
１０４～１０７　シャントキャパシタ
１０８　終端抵抗
１０９、１１０　トランスの寄生抵抗
１１１　終端キャパシタ
１１２、１１３　移相器

Claims (13)

  1. 　第１、第２、第３、第４の端子を含むトランスと、
    　前記第１、第３の端子の間に設けられる第１のカップリングキャパシタと、
    　前記第２、第４の端子の間に設けられる第２のカップリングキャパシタと、
    　前記第１、第２、第３、第４の端子にそれぞれ設けられる第１、第２、第３、第４のシャントキャパシタと、
    　前記第４の端子に接続される終端抵抗と、
    　前記第４の端子に接続され、前記終端抵抗と並列に接続される終端キャパシタと、
    　前記第２の端子に接続される第１の移相器と、
    　前記第３の端子に接続される第２の移相器と、を備え、
    　前記第２の移相器の位相遅延量は、前記第１の移相器の位相遅延量より大きい、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  2. 　請求項１に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第１の移相器は、第１の伝送線路を用いて構成され、
    　前記第２の移相器は、第２の伝送線路を用いて構成され、
    　前記第２の伝送線路の線路長は、前記第１の伝送線路の線路長より長い、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  3. 　請求項２に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第１及び第２の各伝送線路は、コプレーナ伝送線路を用いて構成される、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  4. 　請求項１に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第１及び第２の各移相器は、複数のインダクタと複数のシャントキャパシタとを用いて構成され、
    　前記第２の移相器の前記シャントキャパシタの容量値は、前記第１の移相器の前記シャントキャパシタの容量値より大きい、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  5. 　請求項１～４のうちいずれか一項に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記終端抵抗は、可変抵抗であり、
    　前記終端キャパシタは、可変キャパシタである、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  6. 　請求項１～５のうちいずれか一項に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記直交ハイブリッドカプラの周囲温度を検知する温度センサと、
    　前記周囲温度に応じて、前記終端抵抗及び前記終端キャパシタの抵抗値及び容量値を制御する制御電圧を出力する電圧制御回路と、を更に備える、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  7. 　請求項６に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記電圧制御回路は、
    　前記周囲温度の上昇に応じて、前記可変抵抗の抵抗値が大きくなる前記制御電圧を生成し、前記可変キャパシタの容量値が小さくなる前記制御電圧を生成する、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  8. 　請求項１に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第４のシャントキャパシタと前記終端キャパシタとの代わりに、
    　前記第４の端子に、前記第１、第２、第３の各シャントキャパシタより容量値の大きいキャパシタが接続される、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  9. 　請求項１～８のうちいずれか一項に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第１の端子に入力信号が入力され、
    　前記第１、第２の各移相器から同振幅であって９０度位相の異なる２つの出力信号が出力される、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  10. 　請求項１～８のうちいずれか一項に記載の直交ハイブリッドカプラであって、
    　前記第１、第２の各移相器に同振幅であって９０度位相の異なる２つの入力信号が入力され、
    　前記第１の端子から１つの出力信号が出力される、
    　直交ハイブリッドカプラ。
  11. 　請求項１～９のうちいずれか一項に記載の直交ハイブリッドカプラと、
    　前記直交ハイブリッドカプラからの一方の出力信号を増幅するメイン増幅器と、
    　前記直交ハイブリッドカプラからの他方の出力信号を増幅するピーク増幅器と、
    　前記メイン増幅器からの出力信号の位相を９０度遅延させる１／４波長線路と、を備える、
    　増幅器。
  12. 　ローカル信号を生成するローカル信号発生部と、
    　前記生成されたローカル信号を基に、同振幅であって９０度の位相差を有する２つの信号を出力する請求項９に記載の第１、第２の直交ハイブリッドカプラと、
    　前記第１の直交ハイブリッドカプラからの２つの出力信号を基に、送信信号を直交変調する直交変調器と、
    　前記第２の直交ハイブリッドカプラからの２つの出力信号を基に、受信信号を直交復調する直交復調器と、を備える、
    　無線通信装置。
  13. 　ローカル信号を生成するローカル信号発生部と、
    　前記生成されたローカル信号を基に、９０度の位相差を有する２つの入力信号を直交変調する直交復調器と、
    　前記直交変調された９０度の位相差を有する２つの入力信号のうち、一方の入力信号の位相を９０度進め又は遅延させる、請求項１０に記載の直交ハイブリッドカプラと、
    　前記直交ハイブリッドカプラからの出力信号を増幅する送信ＲＦ増幅器と、を備える、
    　無線通信装置。
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