【발명으 I 명청】
무선통신 시스템에서 PUCCH 전송 전 력을 제어하는 방법 및 이를 위한 단말.
【기술분야】
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선통신 시스템에서 PUCCH 전송 전력을 제어하는 방법 및 이를 위한 단말에 관한 것이다.
【배경기술】
최근에 광대역 무선이동통신 기술로서 다중 입출력 (Multiple Input Multiple Output: MIMO) 시스템이 각광받고 있다. MIMO 시스템은 다수의 안테나를 사용하여 데이터의 통신 효을을 높이는 시스템을 말한다. MIMO 시스템은 동일 데이터 전송 여부에 따라 공간 다중화 기 법과 공간 다이버시티 기 법고ᅣ 같은 MIMO 방식을 이용하여 구현할 수 있다.
공간 다중화 기 법은 다수의 송신 안테나를 통하여 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가하지 않고서도 Ϊ속으로 데이터를 전송할 수 있는 방식을 말한다. 공간 다이버시 티 기법은 다수의 송신 안테나에서 동일한 데이터를 전송하여 송신 다이버시 티를 얻을 수 있는 방식을 말한다. 이러한 공간 다이버시티 기 법으 I 일 예로 시공간 채널 코딩 (Space Time Channel coding)이 있다.
또한, MIMO 기술은 수신측에서 송신측으로의 채 널 정보의 피드엑 여부에 따라 개루프 방식 및 폐루프 방식으로 구분할 수 있다. 개루프 방식에는 송신단에서 정보를 병 럴로 전송하며 수신단에서는 ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error)방식을 반복 사용하여 신호를 검출하고 송신 안테나 수만큼 정보량을 늘럴 수 있는 블라스트 (BLAST) 및 새로운 공간 영역을
이용하여 전송 다이버시 티와 부호호ᅡ 이득을 얻을 수 있는 STTC(Space-Time Trellis Code) 방식 등이 있다. 그리고 폐루프 방식에는 TxAA(Transmit Antenna Array) 방식 등이 있다.
무선 채널 환경에서는 시간 영역 및 주파수 영역 상에서 채널 상태가 불규칙하게 변하는 페이 딩 현상이 발생한다. 따라서 수신기는 송신기로부터 전송된 데이터를 복원하고 올바른 신호를 알아내기 위해서 재 널 정보를 이용하여 수신 신호를 보정한다.
무선 통신 시스템은 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 신호를 전송하여 상기 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 알아내는데, 상기 신호를 참조신호 (또는 파일 럿 신호)라고 하고, 채널 정보를 알아내는 것을 채널 추정이라고 한다. 참조신호는 실제 데이터를 포함하지 않고, 높은 출력을 갖는다. 그리고, 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 ^신 안테나와 수신 안테나 사이의 재 널 상황을 알아야 하므로, 각 송신 안테나별로 참조신호가 존재한다.
기존 LTE 시스템에서는 상향링크 제어 재 널 전송을 위해서는 하나의 안테나가 사용되었다. 차세대 이동통신 시스템인 LTE-A 시스템에서는 상향링크 제어 재 널의 성능을 향상시키기 위해 다중 안테나 (multiple antenna) 전송 기 법을 도입하였다.
【발명의 상세한 설 명】
【기술적 과제】
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 단말이 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 전송 전 력을 제어하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 전송 전력을 제어하는 단말 장지를 제공하는 데 있다.
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 단말이 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 전송 전력을 제어하는 방법은, PUCCH 포맷 3 전송을 위한 상향링크 전송 전력을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 상향링크 전송 전력으로 상기 PUCCH 포맷 3를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 상향링크 전송 전력은 상기 PUCCH 포맷 3의 비트 들 중에서 소정의 정보 비트 수를 기준으로 구분되어 결정되며, 상기 소정의 정보 비트 수를 기준으로 상기 PUCCH 포맷 3에 대해 서로 다른 다이버시티 방식이 적용하여 상기 PUCCH 포맷 3을 전송할 수 있다. 상기 상향링크 전송 전력은 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 소정의 정보 비트 수를 기준으로 서로 다른 값의 상향링크 전송 전력 제어 파라미터를 이용하여 결정될 수 있다. 상기 상향링크 전송 전력 제어 파라미터는 PUCCH 포맷과 정보량에 따라 달라지는 파라미터이다. 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비 ε 수 초과에 대한 상기 상향링크 전송 전력 파라미터의 값은 다음 수학식 Α과 같이 표현되며 수학삭 A는
Un n n 느 h(n n n ) = nHARO +nSR -2 [[느
VlCQl ' nHARQ ' HSR )、一 ~! !≡ ! 그 [〔
4 \
nC0l HARQ ' SR J 4 여기서, n
CQr는 특정 서브프레임에서의 채널 품질 정보 (CQI)에
대한 정보 비트의 수이고, n
HARQ는 특정 서브프레임에서의 HARQ 비트의 수를, n
SR 는 특정 서브프레임이 UL-SCH에 대해 관련된 전송 블록 (transport block)을 가지지 않는 단말을 위해 SR로 구성된 경우에는 1이고 그 이외에는 0이다. 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비트 수 이하에 대한 상기 상향링크 전송 전력 파라미터의 값은 다음 수학식 B과 같이 표현되며
' , 、
nHARQ
+ nSR
~^
[수학식 B]는 nCQI,nHARQ,nSR = : 또는,
― nHARQ + nSR
lCQI >nHARQ 'nSR ) = 상기 소정의 정보 비트 수는 11 비트일 수 있으며, 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비트 수 초과에 대해서는 FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity) 방식, STBC(Space time Block Code) 방식, SFBC(Space Frequency Block Code) 방식, 또는 PVS(Precoding Vector Switching) 방식을 적용하여 상기 PUCCH 포맷 3을 전송할 수 있다. 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비트 수 이하에 대해서는 공간 직교 자원 전송 다이버시티 (Spatial Orthogonal Resource Transmit Diversity, SORTD) 방식을 적용하여 상기 PUCCH 포맷 3을 전송할 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 전송 전력을 제어하는 단말은, PUCCH 포맷 3 전송을 위한 상향링크 전송 전력을 결정하는 프로세서; 및 상기 결정된 상향링크 전송 전력으로 상기 PUCCH 포맷 3를 전송하는 송신기를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 상향링크 전송 전력은 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 소정의 정보 비트 수를 기준으로 구분하여 결정하고, 상기 프로세서는 상기 소정의 정보 비트 수를 기준으로 상기 PUCCH 포맷 3에 대해 서로 다른 다이버시티 방식이 적용하도록 제어하며, 상기 송신기는 상기 프로세서에 으ᅵ해 상기 소정의 정보 비트 수를 기준으로 상기 PUCCH 포맷 3에 대해 서로 다른 다이버시티 방식이 적용된 상기 PUCCH 포맷 3을 전송한다. 상기 프로세서는 상기 상향링크 전송 전력을 상기 PUCCH 포맷 3의 비트 들 중에서 소정의 정보 비트 수를 기준으로 서로 다른 값의 상향링크 전송 전력 제어 파라미터를 이용하여 결정할 수 있고, 상기 상향링크 전송 전력 제어 파라미터는 PUCCH
포맷과 정보량에 따라 달라지는 파라미 터이다. 상기 프로세서는 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비트 수 초과에 대해서는 FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity) 방식, STBC(Space time Block Code) 방식, SFBC(Space Frequency Block . Code) 방식, 또는 PVS(Precoding Vector Switching) 방식을 적용하여 상기 PUCCH 포맷 3을 전송하도록 제어하며, 상기 프로세서는 상기 PUCCH 포맷 3의 비트들 중에서 상기 소정의 정보 비트 수 이하에 대해서는 공간 직교 자원 전송 다이버시 티 (Spatial Orthogonal Resource Transmit Diversity, SORTD) 방식을 적용하여 상기 PUCCH 포맷 3을 전송하도록 제어한다.
[유리한 효과]
본 발명에 따른 실시예들에 의해, 단말이 PUCCH 포맷 3에 대해 SORTD 방식 이외의 새로운 전송 기 법을 적용하더라도 이를 반영한 전력 요소를 고려함으로써 제어재 널 전송 전 력 제어를 효을적으로 할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설 명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설 명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명고ᅡ 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말기 (110)의 구성을 도시한 블록도, 도 2는 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면,
도 3은 이동통신 시스템으 I 일 예인 3GPP LTE 시스템으 | 하향링크 및 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸 도면,
도 4는 3GPP LTE 시스템에서 하향링크의 시간-주파수 자원 격자 구조 (resource grid structure)를 나타낸 도면,
도 5는 단말이 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 저리 과정을 설 명하기 위한 도면, 도 6은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 저리 과정을 설 명하기 위한 도면, 도 7은 SC-FDMA 방식과 OFDMA 방식을 설 명하기 위한 도면,
도 8a 및 도 8b는 각각 주파수 영역에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 영역상의 신호 맵핑 방식을 설명하는 도면,
도 9는 클러스터 SC-FDMA에서 프로세스 출력 생플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면,
도 10a 및 도 10b는 각각 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 멀티캐리어 (multi-carrier) 맵핑되는 신호 저리 과정을 도시하는 도면,
도 11은 세그먼트 (segmented) SC-FDMA의 신호 저 리 과정을 도시하는 도면,
도 12a 내지 도 12f는 PUCCH 포맷 3의 구조 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한 도면, 도 13은 직교 자원 전송 (ORT)을 설 명하기 우ᅵ한 도면, 그리고,
도 14 내지 도 17은 각각 각 다이버시 티 방식에 따라 PUCCH 포맷 3을 전송하는 경우에 있어서의 ACK/NACK 비트 수에 따른 필요한 SNR(Signal to Noise Ratio) 값을 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 죄선의 형 태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설 명한다.
첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적 인 실시형태 * 설 명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설 명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구제적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구제적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 ' 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구제적으로 설 명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개 념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공大 I의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전제에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설 명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), S( obile Station), AMS(Advanced
Mobile Station) 등 이동 또는 고 형으 | 사용자단 기기를 통청하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단으 I 임의의 노드를 통청하는 것을 가정한다. 본 명세서에서는 3GPPL LTE, LTE-A 시스템에 근거하여 설 명하지 만, 본 발명의 내용들은 각종 다른 통신 시스템에도 적용가능하다.
이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 재 널이 존재한다.
도 1은 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말기 (110)의 구성을 도시한 블록도이다. 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110)을
도시하였지 만, 무선 통신 시스템 (100)은 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이 터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120), 송신기 (125), 송수신 안테나 (130), 프로세서 (280), 메모리 (285), 수신기 (290), 심볼 복조기 (295), 수신 데이 터 프로세서 (297)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이 터 프로세서 (165), 심볼 변조기 (27S), 송신기 (27S), 송수신 안테나 (135), 프로세서 (155), 메모리 (160), 수신기 (140), 심볼 복조기 (155), 수신 데이 터 프로세서 (ISO)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나 (130, 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국 (105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) U- I O(Multi User-MI O) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이 터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이 터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이 터를 인터 리 빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이 터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 저리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기 (120)는, 데이 터 및 파일 럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이 터 심볼, 파일 럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일렷 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일 렷 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다중호 KCDM) 심볼일 수 있다. 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 산호들로 변환하고,
또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어, 증폭, 필터 링, 및 주파수 업 컨버 팅 (upconverting) 하여, 무선 채 널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나 (130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말 (110)의 구성에서, 수신 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향랑크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정하고 (예를 들어, 필터 링, 증폭, 및 주파수 다운컨버 팅 (downconverting)), 조정된 신호를 디지 럴화하여 생플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다. 또한, 심불 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정지를 수신하고, 수신된 데이터 심불들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이 터 심볼들의 추정지들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정지들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이 터 심볼 추정치들을 복조 (즉, 심볼 디 -매핑 (demapping))하고, 디인 터리빙 (de terleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (15아에 의한 저리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 저리에 대해 상보적이다.
단말 (110)은 상향링크 상에서, 송신 데이 터 프로세서 (165)는 트래픽 데이 터를 저리하여, 데이 터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공할 수 있다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나 (135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국 (105)으로 전송한다.
기지국 (105)에서, 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나 (130)를 통해 수신되고, 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처 리되어 생플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기 (195)는 이 생플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일 럿 심볼들 및 데이 터 심볼 추정지를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처 리하여, 단말 (110)로부터 전송된 트래픽 데이 터를 복구한다.
단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155, 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이 팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
프로세서 (155, 280)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (micropracessor), 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호청될 수 있다. 한편, 프로세서 (155, 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (firmware), 소프트웨어, 또는 이들으 | 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어 나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어 나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155, 180) 내에 구비되거 나 메모리 (160, 185)에 저장되어 프로세서 (1SS, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 사스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
도 2는 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 10ms(327200Ts)의 길이를 가지 며 10개의 균등한 크기으ᅵ 서브프레임 (subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms으 | 길이를 가지며 2개의 술롯 (slot)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360Ts)£| 길이를 가진다. 여기에서, Ts는 생플링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l0-8(약 33ns)로 표시된다. 술롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block)을 포함한다.
LTE 시스템에서 하나의 자원불록 (Resource Block, RB)은 12개의 부반송파 χ7(6)개의 OFDM 심볼 또는 SC-FDM'A(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 심볼을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레 임에 포함되는 술롯의 수, 술롯에 포함되는 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 3은 이동통신 시스템으 I 일 예인 3GPP LTE 시스템의 하향링크 및 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸 도면이 다.
도 3의 (a)를 참조하면, 하나의 하향링크 서브프레임은 시간 영역에서 2개의 슬롯을 포함한다. 하향링크 서브프레임 내의 첫 번째 슬롯의 앞선 죄대 3 OFDM 심볼 이 제어재널들이 할당되는 제어영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)가 할당되는 데이터 영역 이 된다.
3GPP LTE 시스템 등에서 사용되는 하향링크 제어 채널들은 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다. 서브프레임으 | 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되는 PCFICH는 서브프레임 내에서 제어 재 널들의 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 수 (즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보 (Downlink Control Information, DCI)라고 한다. DCI는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 및 임의의 단말 그룹들에 대한 상향링크 전송 파워 제어 명 령 등을 가리킨다. PHICH는 상향링크 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NAC (Negative Acknowledgement) 신호를 나른다. 즉, 단말이 전송한 상향링크 데이터에 대한 ACK/NACK 신호는 PHICH 상으로 전송된다.
이제, 하향링크 울리채 널인 PDCCH에 대해 기술한다.
기지국은 PDCCH를 통해 PDSCH의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 DL grant라고도 한다), PUSCH의 자원 할당 정보 (이를 UL grant라고도 한다), 임의으ᅵ 단말, 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 (Transmit Power Control, TPC) 명 령의 집합 및 VoIP(Voice over Internet Protoc이)의 활성화 등을 전송할 수 있다. 기지국은 복수의 PDCCH를 제어 영역 내에서 전송할 수 있으며, 단말은 복수의
PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 다수의 연속적인 CCE(Control Channel Elements)의 집합 (aggregation)으로 구성된다. 기지국은 하나 또는 다수의 연속적 인 CCE의 집합으로 구성된 PDCCH를 서브블록 인터리 빙 (subblock interleaving)을 거진 후에 제어 영역을 통해 전송할 수 있다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)에 대응된다. CCE으 | 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화을의 연관 관계에 따라 PDCCH의 포맷 및 가능한 PDCCH의 비트 수가 결정된다.
PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보 (downlink control information, DCI)라고 한다. 다음 표 1은 DCI 포맷에 따른 DCI를 나타낸다.
【표 1】
DCI 포맷 0은 상향링크 자원 할당 정보를 가리키고, DCI 포맷 1~2는 하향링크 자원 할당 정보를 가리키고, DCI 포맷 3, 3A는 임의의 단말 그룹들에 대한 상향링크 전송 파워 제어 (Transmit Power Control, TPC) 명 령을 가리킨다.
DCI 포맷 3/3A는 복수의 단말들에 대한 TPC 명 령들을 포함한다. DCI 포맷 3/3A의 경우, 기지국은 CRC에 TPC-ID를 마스킹한다. TPC-ID는 단말이 TPC 명 령 (command)을 나르는 PDCCH를 모니터 링하기 위해 디마스킹 (demasking)하는 식 별자이다. TPC-ID는 PDCCH 상으로 TPC 명 령으 | 전송 여부를 확인하기 위해 단말이 PDCCH의 디코딩에 사용하는 식 별자라 할 수 있다. TPC-ID는 기존의 식 별자들인 C-RNTI(Radio Network Temporary Identifier)나 PI-RNTI, SC- N RA-RNTI를 재사용하여 -
정의할 수도 있고, 또는 새로운 식 별자로 정의할 수도 있다. TPC-ID는 셸 내의 특정 집합의 단말들을 위한 식 별자인 점에서 특정 단말을 위한 식 별자인 C-RNTI와 다르고, 또한 셀 내의 모든 단말들을 위한 식 별자인 PI-RNTI, SC-RNTI 및 RA-RNTI와 다르다. DCI가 N개의 단말을 위한 TPC 명 령을 포함하는 경우, 상기 N개의 단말들만이 상기 TPC 명령들을 수신하면 되기 때문이다. 만약 DCI에 셀 내 모든 단말들에 대한 TPC 명령들이 포함되는 경우 TPC-ID는 셀 내 모든 단말들을 우 I한 식 별자가 된다.
단말은 서브프레임 내의 검색 공간 (search space)에서 PDCCH 후보 (candidate)들의 집합을 모니터 링하여 TPC-ID를 찾는다. 이때, TPC-ID는 공용 검색 공간에서 찾을 수도 있고, 단말 -특정 (UE-sepcific) 검색 공간에서 찾을 수도 있다. 공용 검색 공간은 셸 내 모든 단말이 검색하는 검색 공간이고, 단말 특정 검색 공간은 특정 단말이 검색하는 검색 공간을 말한다. 만약 해당하는 PDCCH 후보에서 TPC-ID를 디마스킹하여 CRC 에러가 검출되지 않으면 단말은 PDCCH상으 | TPC 명령을 수신할 수 있다.
다수의 TPC 명 령들만을 나르는 PDCCH를 위한 식 별자, TPC-ID를 정의한다. 단말은 TPC-ID가 검출되면 해당하는 PDCCH 상의 TPC 명 령을 수신한다. 상기 TPC 명 령은 상향링크 채널의 전송 파워를 조절하기 위해 사용된다. 따라서, 잘못된 파워 제어로 인한 기지국으로의 전송 실패나 다른 단말에게로의 간섭을 방지할 수 있다.
이하에서는 LTE 시스템 등에서 기지국이 PDCCH를 전송을 위해 자원을 매핑하는 방안에 대해 간단히 살펴본다.
일반적으로, 기지국은 PDCCH를 통하여 스케줄링 할당 정보 및 다른 제어정보를 전송할 수 있다. 물리 제어 재 널은 하나의 집합 (aggregation) 또는 복수 개의 연속 제어 재널 요소 (Control
Channel Element, CCE)로 전송될 수 있다. 하나의 CCE는 9개으ᅵ 자원 요소 그룹 (Resource Element Group, REG)들을 포함한다. PCFICH(Physical Control Format Indicator CHhannel) 또는 PHICH(Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel)에 할당되지 않은 RBG의 개수는 NI
REG이다.
시스템에서 이용가능한 CCE는 0부터 NCCE-1까지 이다 (여기서 N쮀 이다). PDCCH는 다음 표 2에 나타낸 바와 같이 다중 포맷을 지원한다. n개의 연속 CCE들로 구성된 하나의 PDCCH는 i mod n =0을 수행하는 CCE부터 시작한다 (여기서 i는 CCE 번호이다). 다중 PDCCH들은 하나의 서브프레임으로 전송될 수 있다.
【표 21
표 2를 참조하면, 기지국은 제어정보 등을 몇 개의 영역으로 보낼 지에 따라 PDCCH 포맷을 결정할 수 있다. 단말은 CCE 단위로 제어정보 등을 읽어서 오버헤드를 줄일 수 있다.
도 3의 (b)를 참조하면, 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역 및 데이 터 영역으로 나누어질 수 있다. 제어 영역은 상향링크 제어정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)로 할당된다. 데이 터 영역은 사용자 데이 터를 나르기 우 I한 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)로 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위하여, 하나의 단말은 PUCCH 및 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말을 위한 PUCCH는 하나의 서브프레임에서 RB 페어로 할당된다. RB 패어에 속하는 RB들은 각 2개의 슬롯에서 서로 다른 부반송파를 차지하고 있다. PUCCH에 할당된
RB 페어는 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 호핑된다.
도 小는 3GPP LTE 시스렘에서 하향링크의 시간-주파수 자원 격자 구조 (resource grid structure)를 나타낸 도면이다.
^j- DL RB
각 술롯에서 전송되는 하향링크 신호는 RB X sc 개의 부반송파 (subcarrier)와 N∑>L
symb 개으 I OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심불로 구성되는 자원 격자 (resource grid) 구조로 이용한다. 여기서, 은 하향링크에서의 자원 블록 (RB: Resource
Block)의 개수를 나타내고, sc 는 하나의 RB을 구성하는 부반송파의 개수를 나타내고,
DL K[ DL
" 는 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다. RB \ 크기는 셸
ηώι,ϋΐ DL M ax,DL
내에서 구성된 하향링크 전송 대역폭에 따라 달라지며 RB < R£ < RB 을 만족해야 한다. 여기서, ^ 는 무선통신 시스템이 지원하는 가장 작은 하향링크 대역폭이며 RB 는
λ min,i λ , max, I S 무선통신 시스템이 지원하는 가장 큰 하향링크 대역폭이다. RB =6이고 RB =110일 수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 하나의 술롯 내에 포함된 OFDM 심볼의 개수는 순환 전치 (Cyclic Prefix, CP) 길이 및 부반송파의 간격에 따라 다를 수 있다. 다중안테나 전송의 경우에, 하나의 안테나 포트 당 하나의 자원 격자가 정의될 수 있다.
각 안테나 포트에 대한 자원 격자 내으 I 각 요소는 자원 요소 (RE: Resource Element)라고 불리우며, 슬롯 내의 인 덱스 쌍 (k,i)에 의해 유일하게 식 별된다. 여기서, k는 주파수 영 역에서의
DL RB
인덱스이고, I는 시간 영역에서의 인덱스이며 k는 0 RB sc-l 중 어느 하나의 값을 갖고, I는
DL
N
0 s>mb-l 중 어느 하나의 값을 갖는다. 도 4에 도시된 자원 블록은 어떤 물리 채널과 자원 요소들 간의 매핑 (mapping) 관계를 기술하기 위해 사용된다. RB는 물리 자원 블록 (PRB: Physical Resource Block)과 가상 자원 블록 (VRB:
DL
Virtual Resource Block)으로 나눌 수 있다. 상기 하나의 PRB는 시간 영역의 ^7" 개의 연속적인
OFDM 심불과 주파수 영역의 sc 개의 연속적 인 부반송파로 정의된다. 여기서 ^"^ 고^ 入 j j RJB
는 미리 결정된 값일 수 있다. 예를 들어ᅳ 과 는 다음 표 1과 같이 주어질 수 있다. 따라서 하나의 PRB는 ^
6 ><
자원 요소로 구성된다. 하나의 PRB는 시간 영역에서는 하나의 술롯에 대응되고 주파수 영역에서는 180kHz에 대응될 수 있지만 이에 한정되는 것은 아니 다.
【표 3]
DL
N
PRB는 주파수 영 역에서 0에서
i -1까지의 값을 갖는다. 주파수 영역에서으ᅵ PRB 넘버 (number) 1 ^와 하나의 슬롯 내에서의 자원 요소 사이의 관계는
상기 VRB으 I 크기는 PRB의 크기와 같다. VRB는 로컬형 VRB(Localized VRB, LVRB)오卜 분산형 V B(Distributed VRB, DVRB)로 나뉘어 정의될 수 있다. 각 타입의 蘭에 대해, 하나의 서브프레임 내의 두 개의 슬롯에 있는 한 쌍의 VRB는 단일 VRB 넘버 ^가 함께 할당된다.
상기 VRB은 PRB과 동일한 크기를 가질 수 있다. 두 가지 타입으ᅵ VRB이 정의되는데, 첫째 타입은 로걸췽 VRBO^ocalized VRB, LVRB)이고, 들째 타입은 분산형 VRB(Distributed VRB, DVRB)이다. 각 타입의 VRB에 대해, 한 쌍 (pair)의 V酬 단일의 VRB 인덱스 (이하, V B 넘버 (number)로 지청될 수도 있다)를 가지고 1개의 서브프레임으 I 2개의 슬롯에 걸쳐 할당된 다. 다시 말하면, 하나의 서브프레임을 구성하는 2개의 슬롯 중 제 1 슬롯에 속하는 N RB 개의 VRB들은 각각 0부터 M∑>L
RB -1 중 어느 하나의 인 덱스 (Index)를 할당받고, 위의 2개의 술롯 중 제 2 슬롯에 속하는
M DL N DL
개으ᅵ VRB들도 마찬가지로 각각 0부터 RB-1 중 어느 하나의 인 덱스를 할당받는다.
이하에서 LTE 시스템에서 기지국이 단말에게 PDCCH를 내려보내기 위한 고ᅡ정을 설 명한다. 기지국은 단말에.게 보내려는 DCI(Downlink Control Information)에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH으 | 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식 별자 (이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다)가 마스킹된다. 특정 단말을 우ᅵ한 PDCCH라면 단말의 고유 식 별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, 패이징 메시지 (paging 에시지)를 위한 PDCCH라면 패이징 지시 식 별자, 예를 들어 Pᅳ RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보를 위한 PDCCH라면 시스템 정보
식 별자, SI-RNTI(system information-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 탠덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덩 액세스 응답을 지시하기 위해 A-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 다음 표 4는 PDCCH에 마스킹되는 식 별자들의 예를 나타낸다.
【표 4]
C-RNTI가 사용되 면 PDCCH는 각각 해당하는 특정 단말을 위한 제어정보를 나르고, 다
RNTI가 사용되 면 PDCCH는 각각 셀 내 모든 또는 복수의 단말이 수신하는 공용 제어정보를 나른다. 기지국은 CRC가 부가된 DCI에 대해 제 널 코딩을 수행하여 부호화된 데이터 (coded data)를 생성한다. 그리고, 기지국은 PDCCH 포맷에 할당된 CCE으 I 수에 따른 레이트 매청 (rate mathching)을 수행한다. 그 후, 기지국은 부호화된 데이터를 변조하여 변조 심 벌들을 생성한다. 그리고, 기지국은 변조 심볼들을 물리적 인 자원 요소에 맵핑한다.
도 5는 단말이 상향링크 산호를 전송하기 위한 신호 처 리 과정을 설 명하기 위한 도면이다. 도 5를 참조하면, 상향링크 신호를 전송하기 위해 단말의 스크램블링 (scrambling) 모들 (510)은 단말 -특정 스크램블 신호를 이용하여 전송 신호를 스크램블할 수 있다. 스크램블 된 신호는 변조 맵퍼 (520)에 입 력되어 전송 신호의 종류 및 /또는 채 널 상태에 [[ᅡ라 BPSK(Binary Phase Shift Keying),
QPS (Quadrature Phase Shift Keying) 또는 16QAM/64QAM(Quadrature Amplitude Modulation)
방식을 이용하여 복소 심볼 (complex symbol)로 변조된다. 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더 (530)에 의해 처리된 후, 자원 요소 맵퍼 (540)에 입력되며, 자원 요소 맵퍼 (540)는 복소 심볼을 시간-주파수 자원 요소에 ¾핑할 수 있다. 이와 같이 저리된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기 (550)를 거쳐 안테 나를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
도 6은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설 명하기 위한 도면이다. 도 6을 참조하면, 3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드 (codeword)를 전송할 수 있다. 코드워드는 각각 도 5의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블 모들 (610) 및 변조 맵퍼 (620)를 통해 복소 심볼로 처리될 수 있다, 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼 (630)에 의해 복수의 레이어 (Layer)에 맵핑되며, 각 레이어는 프리코딩 모듈 (640)에 의해 프리코딩 행럴과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나 별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼 (650)에 의해 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며, 이후 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 신호 생성기 (660)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.
무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크로 신호를 전송하는 경우에는 기지국이 하향링크로 신호를 전송하는 경우에 비해 PAPR(Peak-to-Average Ratio) 0| 문제된다. 따라서, 도 5 및 도 6과 관련하여 상술한 바와 같이 상향링크 신호 전송은 하향링크 신호 전송에 이용되는 OFDMA 방식과 달리 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 방식이 이용되고 있다. 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long-Term Evolution) 시스템에세는 상향링크. 전송을 위해 SC-FD A(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채택하였다. 이 러한 SC-FD A 방식을 제택하여 낮은 PAPR(Peak to Average Power Ratio) (또는 CM(Cubic Metric)) 특성을 유지할 수 있는 장점 이 있다.
도 7은 SC-FDMA 방식과 OFDMA 방식을 설 명하기 위한 도면이다.
3GPP 시스템은 하향링크에서 OFDMA를 재용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. 도 7을 참조하면, 상향링크 신호 전송을 위한 단말 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직 렬 -병 렬 변환기 (Serial-to-Parallel Converter: 710), 부반송파 맵퍼 (730), M-포인트 IDFT 모들 (740) 및 CP(Cyclic Prefix) 삽입 모들 (760)을 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 다만, SC— FDMA 방식으로 신호를 전송하기 우 I한 단말은 N-포인트 DFT 모듈 (720)을 추가로 포함한다. N-포인트 DFT 모들 (720)은 M-포인트 IDFT 모들 (740)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성 (single carrier property)을 가지도록 한다.
도 8(a) 및 도 8(b)는 각각 주파수 영역에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 영역상의 신호 맵핑 방식을 설 명하는 도면이다.
도 8(a)는 로컬형 맵핑 (localized mapping) 방식을 나타내며, 도 8(b)는 분산형 맵핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다.
SC-FDMA으 I 수정된 형태인 클러스터 (clustered) SC-FDMA에 대해 설 명한다. 클러스터 (clustered) SC-FDMA는 부반송파 맵핑 (mapping) 과정에서 DFT 프로세스 출력 생플들을 부 그룹 (sub-group)으로 나뉘고, 이들을 주파수 영역 (흑은 부반송파 영역)에 불연속적으로 ¾핑한다.
도 9는 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 생플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하 '는 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 각각 클러스터 SC-FDMA0||서 DFT 프로세스 출력 생플들이 멀티캐리어 (multi-carrier) 맵핑되는 신호 저리 과정을 도시하는 도면이다.
도 9는 인트라 캐리 어 (intra— carrier) 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예이고, 도 10a과 도 10b은
인터 캐리어 (inter-carrier) 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예에 해당한다. 도 10a는 주파수 영역에서 연속적 (contiguous)으로 컴포넌트 캐리 어 (component carrier)가 할당된 상황에서 인접한 컴포년트 캐리어간의 부반송파 간격 (spacing)이 정렬된 경우 단일 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다. 도 10b는 주파수 영역에서 비연속적 (non-contiguous)으로 컴포년트 캐리어 가 할당된 상황에서 복수의 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다.
도 11은 세그먼트 (segmented) SC-FDMA으 | 신호 처 리 과정을 도시하는 도면이다.
세그먼트 SC-FDMA는 임의 개수의 DFT와 같은 개수의 IFFT가 적용되 면서 DFT와 IFFT간의 관계 구성이 일대일 관계를 가점에 따라 단순히 기존 SC-FDMA의 DFT 확산과 IFFT의 주파수 부반송파 맵핑 구성을 확장한 것으로 NxSC-FDMA 또는 NxDFT-s-OFDMA라고 표현되기도 한다. 본 명세서는 이들을 포괄하여 세그먼트 SC— FDMA라고 명명한다. 도 11을 참조하면, 세그먼트 SC— FDMA는 단일 반송파 특성 조건을 완화하기 위하여 전제 시간 영역 변조 심볼들을 N(N은 1보다 큰 정수)개의 그룹으로 묶어 그룹 단위로 프로세스를 수행한다.
이하에서 LTE Release-8에 정의된 PUCCH 포맷고 t 단말의 상향링크 전송 전 력에 관한 내용을 살펴본다. PUCCH는 상향링크 제어 정보를 실어 나르는 상향링크 제어 재 널이며, LTE 시스템에서는 단일 캐리어 (single carrier) 특성 때문에 단말은 PUCCH오 PUSCH를 동시에 전송하지 못한다. 그러나, LTE-A 시스템에서는 멀티캐리어를 도입함에 따라 단말은 PUCCH를 특정 콤퍼 년트 캐리어 (예를 들어, 주 콤퍼 넌트 캐리어 또는 Pcell)에서는 PUSCH오ᅡ 함께 ^송할 수도 있다. PUCCH는 다수의 포맷을 지원하며, LTE Release-8에서 지원되는 PUCCH 포맷은 다음 표 5와 같다. 여기서, PUCCH 포맷 2a 및 2b는 normal CP 만을 지원한다.
다음 수학식 1은 LTE Release-8에서 단말의 상향링크 제어 채 널 전송을 위한 상향링크 전 력을 dBm 단위로 나타낸 식이다.
【수학식 1】
^ PUCCH 0) = M^N{^CMA , ^OLPUCCH + + ^ (WCQ/, nHARQ^ A)pᅳ PUCCH (^) + ^ )} 여기서, i는 서브프레임 인 덱스, PCMAX는 단말의 전송가능한 죄대 전 력을 나타내고, P0_PUCCH는 셀 -특정 (cell-specific) 파라미 터의 합으로 구성된 파라미 터로서 기지국이 상위 계층 시그널 링을 통해 알려주며, PL은 단말이 dB 단위로 계산한 하향링크 경로손실 (또는 신호 손실) 추정치로서, PL=referenceSignalPower-higher layer filteredRSRP 로 표현된다 . h(n)은 PUCCH 포맷에 따라 달라지는 값이고, nCQr 채 널 품질 정보 (CQI)에 대한 정보 비트의 수이고, nHARQ는 HARQ 비트의 수를 나타낸다.
AF„PUCCH(F) 값은 puccH 포맷 la에 대해 상대적 인 값으로 PUCCH 포맷 (F)에 대응하는 값으로 기지국이 상위 계충 시그널링을 통해 알려주는 값이다. g(i)는 인 덱스 i 서브프레임의 현재 PUCCH 전 력 제어 조정 스테이트 (adjustment state)를 나타낸다. h(nCQI,nHARQ)는 PUCCH 포맷 1, la 및 lb에서는 0이고, PUCCH 포맷 2, 2a, 2b에서 normal CP(Cyclic Prefix)인 경우에는 다음 수학식 2와
같이 나타낼 수 있다.
【수학식 2]
값들을 나타낸 표이고, 표 7은 DCI 포맷 3A에서 TPC 명령 필드에 매핑된
나타낸 표이 다. 여기서 PUCCH 는 단말 별로 특정한 보정 값 혹은 전 력 보정 값 (
correcti
on va|
ue))을 나타낸다.
【표 6】:
이하에서, PUCCH 포맷 3에 대해 살펴본다. 이하의 도면 및 실사예는 PUCCH 포맷 3에 적용되는 서브프레임 /슬롯 레밸의 UCI/RS 심볼 구조로서 기존 LTE의 PUCCH 포맷 1(표준 CP)의 UCI/RS 심볼 구조를 이용하는 경우를 위주로 설 명한다. 그러나, PUCCH 포 ¾ 3에서 서브프레임 /술롯
레 1 의 UCI/RS 심볼 구조는 예시를 위해 편의상 정의된 것으로서 이에 제한되는 것은 아니다.
PUCCH 포맷 3에서 UCI/RS 심볼의 개수, 위치 등은 시스템 설계에 맞줘 자유롭게 변형될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷 3는 기존 LTE의 PUCCH 포맷 2/2a/2b의 RS 심불 구조를 이용하여 정의될 수 있다.
PUCCH 포맷 3는 임의 종류 /사이즈의 상향링크 제어 정보를 전송하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, PUCCH 포맷 3는 HARQ AC /NACK, CQI, PMI, RI, SR 등의 정보를 전송할 수 있고, 이들 정보는 임의 사이즈의 페이로드를 가질 수 있다. 설명의 편의상, 도면 및 실시예는 본 발명에 따른 PUCCH 포맷 3이 ACK/NACK 정보를 전송하는 경우를 위주로 설 명한다.
도 12a 내지 도 12f는 PUCCH 포맷 3의 구조 및 이를 위한 신호 처리 고ᅡ정을 예시한다.
도 12a는 PUCCH 포맷 3를 PUCCH 포맷 1(표준 CP)으 | 구조에 적용하는 경우를 예시한다. 도 12a를 참조하면, 채 널 코딩 블록 (channel coding block)은 정보 비트 a_0, a_l, a_M-l(예, 다중 ACK/NACK 비트)를 채널 코딩하여 코딩 비트 (encoded bit, coded bit or coding bit) (또는 코드워드) b_0, b_l, b_N-l을 생성한다. M은 정보 비트으 | 사이즈를 나타내고, N은 코딩 비트의 사이즈를 나타낸다. 정보 비트는 상향링크 제어 정보 (UCI), 예를 들어 복수의 이— CC를 통해 수신한 복수으 I 데이 터 (또는 PDSCH)에 대한 다중 ACK/NACK을 포함한다. 여기서, 정보 비트 a_0, a_l, ..., a一 M-l는 정보 비트를 구성하는 UCI의 종류 /개수 /사이즈에 상관없이 조인트 코딩된다. 예를 들어, 정보 비트가 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함하는 경우, 재 널 코딩은 DL CC별, 개별 ACK/NACK 비트 별로 수행되지 않고, 전처 I 비트 정보를 대상으로 수행되며, 이로부터 단일 코드워드가 생성된다. 채 널 코딩은 이로 제한되는 것은 아니지만 단순 반복 (repetition), 단순 코딩 (simplex coding), RM(Reed Muller) 코딩, 펑저 링된 RM 코딩, TBCC(Tail-biting convolutional
coding), LDPC(low-density parity-check) 혹은 터보-코딩을 포함한다. 도시하지는 않았지만, 코딩 비트는 변조 차수와 자원 양을 고려하여 레이트 -매청 (rate-matching) 될 수 있다. 레이트 매칭 기능은 채널 코딩 블록의 일부로 포함되거 나 별도의 기능 블록을 통해 수행될 수 있다.
변조기 (modulator)는 코딩 비트 b_0, b_l, .·., b_N-l을 변조하여 변조 심볼 c_0, c L , c_L-l을 생성한다. L은 변조 심볼의 사이즈를 나타낸다. 변조 방법은 전송 신호의 크기와 위상을 변형함으로써 수행된다. 변조 방법은 예를 들어, n-PSK(Phase Shift Keying), n-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 포함한다 (n은 2 이상의 정수). 구제적으로, 변조 방법은 BPSK(Binary PSK), QPSK(Quadrature PSK), 8-PSK, QAM, 16-QAM, 64-QA 등을 포함할 수 있다.
분주기 (divider)는 변조 심볼 c_0, c_l , c_L-l을 각 술롯으로 분주한다. 변조 심볼을 각 슬롯으로 분주하는 순서 /패턴 /방식은 특별히 제한되지 않는다. 예를 들어, 분주기는 변조 심볼을 앞에서부터 순서대로 각각의 슬롯에 분주할 수 있다 (로컬형 방식). 이 경우, 도시한 바와 같이, 변조 심볼 c_0, c_l , c— L/2-1은 술롯 0에 분주되고, 변조 심볼 c_ L/2, c_ L/2+1 , c_L-l은 술롯 1에 분주될 수 있다. 또한, 변조 심볼은 각각의 슬롯으로 분주 시에 인터리 넹 (또는 퍼뮤테이션) 될 수 있다. 예를 들어, 짝수 번째 변조 심볼은 슬롯 0에 분주되고 홀수 번째 변조 심볼은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 변조 과정과 분주 과정은 순서가 서로 바뀔 수 있다.
DFT 프리코더 (precoder)는 단일 반송파 파형 (single carrier waveform)을 생성하기 위해 각각의 슬롯으로 분주된 변조 심볼에 대해 DFT 프리코딩 (예, 12-포인트 DFT)을 수행한다. 도면을 참조하면, 술롯 0에 분주된 변조 심볼 c_0, c_l , c_L/2-l은 DFT 심볼 d_0, d— 1 , d_L/2-l로 DFT 프리코딩 되고, 술롯 1에 분주된 변조 심볼 c_ L/2, c_ L/2+1, c—L-l은 DFT 심볼 d_ L/2, d_ L/2+1 , …, d_L-l로 DFT 프리코딩 된다. DFT 프리코딩은 상응하는 다른 선형 연산 (linear operation) (예, walsh precoding)으로
대제될 수 있다.
확산 블록 (spreading block)은 DFT가 수행된 신호를 SC-FDMA 심볼 레벨에서 (시간 도메인) 확산한다. SC-FDMA 심볼 레벨으ᅵ 시간 도메인 확산은 확산 코드 (시퀀스)를 이용하여 수행된다. 확산 코드는 준 직교 코드와 직교 코드를 포함한다. 준 직교 코드는 이로 제한되는 것은 아니지 만, PN(Pseudo Noise) 코드를 포항한다. 직교 코드는 이로 제한되는 것은 아니지만, 왈쉬 코드, DFT 코드를 포함한다. 본 명세서는 설 명의 용이성을 위해 확산 코드의 대표 예로 직교 코드를 위주로 설명하지 만, 이는 예시로서 직교 코드는 준 직교 코드로 대제될 수 있다. 확산 코드 사이즈 (또는 확산 인자 (Spreading Factor: SF))의 죄대 값은 제어 정보 전송에 사용되는 SC-FDMA 심볼의 개수에 의해 제한된다. 일 예로, 한 술롯에서 4개의 SC-FDMA 심볼이 제어 정보 전송에 사용되는 경우, 술롯 별로 길이 4의 (준) 직교 코드 (w0,wl,w2,w3)가 人용될 수 있다. SF는 제어 정보의 확산도를 의미하며, 단말의 다중화 차수 (multiplexinig order) 또는 안테나 다중화 차수와 관련될 수 있다. SF는 1, 2, 3, 4,...와 같이 시스템의 요구 조건에 따라 가변될 수 있으며, 기지국과 단말간에 미리 정의되거나, DCI 흑은 RRC 시그널 링을 통해 단말에게 알려질 수 있다. 일 예로, SRS를 전송하기 위해 제어 정보용 SC-FDMA 심볼 중 하나를 펑처 링 하는 경우 해당 슬롯의 제어 정보에는 SF가 축소된 (예, SF=4 대신 SF=3)인 확산 코드를 적용할 수 있다.
위의 과정을 거쳐 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된 후 IFFT를 거쳐 시간 도메인 신호로 변환된다. 시간 도메인 신호에는 CP가 부가되고, 생성된 SC-FDMA 심볼은 RF단을 통해 전송된다.
5개의 DL CC에 대한 ACK/NACK을 전송하는 경우를 가정하여 각 고ᅡ정을 보다 구제적으로 예시한다. 각각의 DL CC가 2개의 PDSCH를 전송할 수 있는 경우, 이에 대한 ACK/NACK 비트는 DTX
상태를 포함하는 경우 12비트일 수 있다. QPS 변조와 SF=4 사간 확산을 가정할 경우, (레이트 매청 후의) 코딩 블록 사이즈는 48 비트일 수 있다. 코딩 비트는 24개의 QPSK 심볼로 변조되고, 생성된 QPSK 심볼은 12개씩 각 술롯으로 분주된다. 각 슬롯에서 12개의 QPSK 심볼은 12-포인트 DFT 연산을 통해 12개의 DFT 심볼로 변환된다. 각 슬롯에서 12개의 DFT 심볼은 시간 도메인에서 SF=4 확산 코드를 이용하여 4개의 SC-FDMA 심볼로 확산되어 맵핑된다. 12개의 비트가 [2비트 *12개의 부반송파 *8개의 SC-FDMA 심볼]을 통해 전송되므로 코딩 레이트는 0.0625(=12/192)이 다. 또한, SF=4인 경우, 1PRB 당 죄대 4명의 단말을 다중화 할 수 있다.
도 12a를 참조하여 설 명한 신호 처리 과정은 예시로서, 도 12a에서 PRB에 맵핑된 신호는 등가의 다양한 신호 저 리 과정을 통해 얻어질 수 있다. 도 12b 내지 도 12f를 참조하여 도 12a에 예시된 것과 등가인 신호 처리 고ᅡ정을 예시한다.
도 12b는 도 12a에서 DFT 프리코더와 확산 블록의 저리 순서를 바꾼 것이다. 도 12a에서 확산 블록의 기능은 DFT 프리코더로부터 출력된 DFT 심불 열에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 특정 상수를 급하는 것과 동일하므로, 이들의 순서가 바뀌더 라도 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 신호의 값은 동일하다. 따라서, PUCCH 포맷 3을 위한 신호 처 리 고ᅡ정은 채 널 코딩, 변조, 분주, 확산, DFT 프리코딩 순으로 수행될 수 있다. 이 경우, 분주 과정고卜 확산 고ᅡ정은 하나의 기능 블록에 의해 수행될 수 있다. 일 예로, 변조 심볼을 각각의 술롯으로 번갈아 분주하면서, 각각의 변조 심볼을 분주와 동시에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 확산시킬 수 있다. 다른 예로, 변조 심볼을 각각의 슬롯으로 분주 시에 각각의 변조 심볼을 확산 코드의 사이즈에 대응되게 복사하고, 이들 변조 심볼과 확산 코드의 각 원소를 1대 1로 곱할 수 있다. 따라서, 슬롯 별로 생성된 변조 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 레벨에서 복수의 SC-FDMA 심볼로 확산된다. 이후, 각각의 SC-FDMA 심볼에 대응되는 복소 심볼 열은
SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 프리코딩 된다.
도 12c:는 도 12a에서 변조기와 분주기으 I 처리 순서를 바꾼 것이다. 따라서, PUCCH 포맷 3을 위한 처리 과정은 서브프레임 레벨에서 조인트 채 널 코딩과 분주가 수행되고, 각각의 술롯 레벨에서 변조, DFT 프리코딩, 확산 순으로 수행될 수 있다.
도 12d는 도 12c에서 DFT 프리코더와 확산 블록의 처리 순서를 더 바꾼 것이다. 앞에서 말했듯이, 확산 블록의 기능은 DFT 프리코더로부터 출력된 심볼 열에 SC-FDMA 심볼 레벨에서 특정 상수를 급하는 것과 동일하므로, 이들의 순서가 바뀌더 라도 SC-FDMA 심볼에 맵핑되는 신호의 값은 동일하다. 따라서, PUCCH 포맷 3을 위한 신호 처 리 과정은 서브프레임 레밸에서 조인트 채 널 코딩고ᅡ 분주가 수행되고, 각각의 술롯 레벨에서 변조가 이뤄진다. 슬롯 별로 생성된 변조 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 레벨에서 복수의 SC-FDMA 심불로 확산되고, 각각의 SC-FDMA 심볼에 대응되는 변조 심볼 열은 SC-FDMA 심볼 단위로 DFT 프리코딩 순으로 된다. 이 경우, 변조 과정과 확산 과정은 하나의 기능 블록에 의해 수행될 수 있다. 일 예로, 코딩 비트를 변조하면서, 생성된 변조 심볼을 곧바로 SC-FDMA 심볼 레벨에서 확산시길 수 있다. 다론 예로, 코딩 비트를 변조 시에 생성된 변조 심볼을 확산 코드의 사이즈에 대응되게 복사하고, 이들 변조 심볼과 확산 코드의 각 원소를 1대 1로 곱할 수 있다.
도 12e는 PUCCH 포맷 3를 PUCCH 포맷 2(표준 CP)으 | 구조에 적용하는 경우를 예시하고, 도 12f는 PUCCH 포맷 3를 PUCCH 포맷 2(확장 CP)으ᅵ 구조에 적용하는 경우를 예시한다. 기본적 인 신호 처리 고ᅡ정은 도 12a 내지 도 12d를 참조하여 설 명한 것과 동일하다. 다만, 기존 LTE의 PUCCH 포맷 2 구조를 재사용함에 따라, PUCCH 포맷 3에서 UCI SC-FDMA 심볼과 RS SC-FDMA 심볼의 개수 /위치가 도 12a와 비교하여、달라진다.
표 8은 도시한 PUCCH 포맷 3에서 RS SC-FDMA 심볼의 위지를 나타낸다. 표준 순환 전치인 경우에 술롯 내의 SC-FDMA 심볼은 7개 (인 덱스: 0~6)이고, 확장 순환 전치인 경우에 슬롯 내의 SC-FDMA 심볼은 6개 (인 덱스: 0~5)라고 가정한다.
【표 8]
표 9 및 표 10은 SF 값에 따른 확산 코드를 예시한다ᅳ 표 9는 SF=5와 SF=3인 DFT 코드를 예시한다. 표 10은 SF=4와 SF=2인 왈쉬 코드를 예시한다. DFT 코드는 표현되는 직교 코드이다 여기서,
k는
코드의 사이즈 또는 SF 값을 나타내고, m은 0,1,..,SF-1이다. 아래의 표는 m을 직교 코드에 대한 인덱스로 사용한 경우를 예시한다.
【표 9]
코드 인 덱스 m은 사전에 미 리 지정되거 나, 기지국으로부터 시그널 링 될 수 있다. 일 예로, 코드 인 덱스 m은 PDCCH를 구성하는 CCE 인덱스 (예, 가장 작은 CCE 인 덱스)와 묵시적 (implicitly)으로 링크될 수 있다. 또한, 코드 인 덱스 m은 PDCCH 또는 RRC 시그널 링을 통해 명시적으로 지정될 수 있다. 또한, 코드 인 덱스 m은 PDCCH 또는 RRC 사그널 링을 통해 지정된 값으로부터 유추될 수 있다. 코드 인 덱스 m은 서브프레임 단위, 술롯 단우ᅵ, 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 독립적으로 주어질 수 있다. 바람직하게, 코드 인덱스 m은 서브프레임 단위, 슬롯 단우 |, 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경될 수 있다. 즉, 코드 인덱스 m은 일정한 시간 구간 단위로 호핑될 수 있다.
도시하지는 않았지만, 셀-간 간섭 랜 덤화를 위해 PCI(Physical Cell ID)에 상응하는 스크램블 코드 (예, 골드 코드와 같은 PN 코드)를 이용한 셸 -특정 (cell-specific) 스크램블 혹은 단말 -ID (예, RNTI)에 상응하는 스크램블 코드를 이용한 단말 -특정 (UE-specif ) 스크램블이 추가적으로 적용될 수 있다. 스크램블은 전제 정보에 대해 수행되거 나, SC-FDMA 심볼-내에서 또는 SC-FDMA 심볼 -간에 수행되거나 이들 모두에서 수행될 수 있다. 전제 정보에 대한 스크램블은 분주 이전으ᅵ 정보 비트 레벨, 코딩 비트 레벨, 변조 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써 구현될 수 있다. SC-FDMA 심볼-내 스크램블은 분주 이후에 변조 심볼 레밸 또는 DFT 심볼 레벨에서 스크램블을 수행함으로써
구현될 수 있다. 또한, SC-FDMA 심볼-간 스크램블은 확산 이후에 시간 도메인에서 SC-FDMA 심볼 레벨로 스크램블을 수행함으로从 i 구현될 수 있다.
또한, DFT 프리코더 이전 단에 CDM을 적용하여 단말 다중화를 도모할 수 있다. 일례로, DFT 전단은 시간 도메인 신호이므로 순환 쉬프트 (circular shift or cyclic shift) 흑은 왈쉬 (또는 DFT) 확산을 통해 CDM을 구현할 수 있다. CDM 다중화는 정보 비트 레벨, 코딩 비트 레벨, 변조 심볼 레벨 중 어느 하나에서 수행될 수 있다.구제적으로, SF=2왈쉬 코드로 2명으ᅵ 단말을 하나의 SC-FDMA심볼에 다중화 하는 경우를 예시한다. 코딩 비트가 12비트인 경우, QPSK 변조를 수행하면, a0 a a2 a3 a 의 복소 신호가 생성된다. 각 단말의 제어 정보를 [+1 +1] [+1 -1]의 왈쉬 코드로 확산한 예는 다음과 같다.
- UE#0: [+1 +1]을 적용. 0 α, α2 α3 α4 5 α0 αχ α2 3 α4 fl5를 전송
- UE#1: [+1 -1]을 적용. a0 ax a2 a3 α4 a5 -. 0 -ax -a2 - 3 -a4 -a5 -§· 전송
이 경우, 인터리빙을 추가적으로 수행할 수 있다. 인터리빙은 확산 이전 또는 이후에 적용될 수 있다. 확산과 인터리빙을 모두 적용한 예는 다음과 같다.
- UE#0: [+1 +1]을 적용. 0 0 α, α α2 α2 α3 α3 α α4 α5 fl5를 전송
- UE#1: [+1 -1】을 적용. α0, -α0, α,, -α,, 2, -α2, β3,— α3, α4,-α4, α5,-α5 # 전송
DFT 프리코더 이전 단에서의 확산 및 /또는 인터리빙 후, 생성된 신호는 DFT 프리코딩 후 (필요한 경우, SC-FDMA 심볼 레벨에서 시간 확산을 추가로 거침) 해당 SC-FDMA 심볼의 부반송파에 ¾핑된다.
PUCCH 포맷과 관련하여, 다중 안테나 전송 방법을 이용하여, PUCCH를 전송하는 방안에 대해 설명한다. 편의상, 2Tx 전송 다이버시티 기법 (transmit diversity scheme)을 설명하지만, 아래으 | 예시는
n-Tx 전송 다이버시 티 기 법에도 동일 /유사하게 확장될 수 있다. 편의상, 앞에서 가정한 바와 같이, 제어 정보 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 Α라고 하고, RS 전송을 위한 (준) 직교 자원을 자원 B라고 지청한다. 자원 A와 자원 B의 논리 인 덱스들은 서로 링크될 수 있다. 예를 들어, 자원 B의 논리 인덱스가 주어지 면 자원 A의 논리 인덱스가 자동적으로 주어질 수 있다. 또한, 자원 A와 자원 B에 대한 논리 인덱스들의 물리적 구성 방법은 서로 다를 수 있다. 크게 다음의 두 가지 경우가 존재한다.
(1) 제어 정보가 모든 안테나 (포트)에서 동일 PRB를 통해 전송될 수 있다.
A. 제어 정보는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 A (예, 서로 다른 인덱스의 왈쉬 흑은 DFT 코드)를 통해 전송될 수 있다.
B. RS는 안테나 (포트)별로 선택된 2개의 서로 다른 자원 B (예, 순환 쉬프트와 DFT 커버의 조합)를 통해 전송될 수 있다.
(2) 제어 정보가 안테나마다 서로 다른 PRB를 통해 전송될 수 있다. 일 예로, 제어 정보는 안테 나 (포트 ) 0에서 PRB#4를 통해 전송되고, 안테나 (포트 ) 1에서 PRB#6을 통해 전송될 수 있다.
A. 서로 다른 안테나 (포트)를 통해 전송되는 제어 정보간에는 자원이 특별히 제약되지 않는다 (즉, 서로 같아도 되고 달라도 된다).
B. 서로 다튼 안테나 (포트)를 통해 전송되는 RS간에는 자원이 특별히 제약되지 않는다 (즉, 서로 같아도 되고 달라도 된다).
다중 안테나 전송 (예, 2Tx 전송) 모드에서, 제어 정보 전송을 위한 2개의 자원 A (예, 직교 코드)와 RS 전송을 위한 2개의 자원 B (예, 순환 쉬프트와 DFT 커버으 I 조합)은 미리 정의 되거 나, 물리 제어 채널 (예, PDCCHVRRC 시그널 링을 통해 주어질 수 있다. 이 경우, 제어 정보와 RS를 위한
'
시그널 링은 개 별적으로 이루어질 수 있다. 또한, 어느 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보가 시그널링 되 면, 다른 하나의 안테나 (포트)를 위한 자원 정보는 기 -시그널 링된 자원 정보로부터 유추될 수 있다. 일 예로, 제어 정보를 위한 확산 코드 인덱스 m은 사전에 미 리 지정되거나, 기지국으로부터 시그널 링 될 수 있다. 다른 예로, 확산 코드 인 덱스 m은 PDCCH를 구성하는 CCE 인덱스오ᅡ 묵시적 (implicitly)으로 링크될 수 있다. 또 다른 예로, 확산 코드 인텍스 m은 PDCCH 또는 RRC 시그널 링을 통해 명시적으로 지정될 수 있다. 또 다른 예로, 확산 코드 인덱스 m은 RS를 우 I한 직교 코드 인 덱스 또는 순환 쉬프트 인 덱스와 링크될 수 있다. 한편, 확산 코드 인덱스 m은 서브프레임 단위, 술롯 단우 |, 복수의 SC-FDMA 심볼 단위로 변경될 수 있다. 즉, 확산 코드 인 덱스 m은 일정한 시간 구간 단위 (예, 술롯)로 호핑될 수 있다.
이하에서 2 자원 기반 (two resourse based) 전송 다이버시 티 (TxD) 방식으 | 종류와 그 내용에 대해 간략히 설 명한다.
1. SC-SFBC(Single Carrier-Space Frequency Block Code) 방식
SC-SFBC 방식은 단일 캐리어로서 낮은 CM 특성을 갖는 장점 이 있다. SC-SFBC 방식을 재용하면 다이버시 티 이득은 크지만, 단말 간의 직교성이 훼손될 수 있다. 예를 들어, 단말 0의 안테나 1로부터 신호와 단말 1의 안테나 0으로부터 신호는 서로 직교하지 않는다. 따라서, LTE release-8으 I 하위 호환성 (backward compatibility)를 만족시키지 못한다. 그리고, 각 안테나를 위해 할당된 자원은 동일한 물리자원블록 (Physical Resource Block, PRB)으로 제한된다.
2. STBC(Space Time Block Code)-n 방식
SC-SFBC 방식과 마찬가지로 단일 캐리어로서 낮은 CM 특성을 갖는 장점 이 있다. PUCCH 포맷 1에서, 다이버시 티 이득은 크지만, 단말 간의 직교성이 훼손될 수 있다. 특정 서브프레 임의 두 번째
슬롯에서 사운딩 참조신호 (Sounding Reference Signal, SRS) 전송을 우 |한 펑처 링 포맷의 경우에 패어 링되지 않는 (unpaired) 심볼이 생기는 문제가 있다.
PUCCH 포맷 2에서, 마찬가지로 다이 버시 티 이득은 크지 만, 단말 간의 직교성이 훼손될 수 있다. 특정 서브프레임 마다 한 술롯에서 매 마지막 OFDM 심볼은 페어 링되지 않는 (unpaired) 심볼이 생기는 문제가 있다. 각 안테나를 우ᅵ해 할당된 자원은 동일한 물리자원블록 (Physical Resource Block, PRB)으로 제한된다.
3. FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity) 방식
길이 12의 CG(Computer Generated) 시퀀스를 이용하는 경우에 큰 CM 전송이 가능하고, 길이 6의 CG 또는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 이용하는 경우에는 낮은 CM 전송이 가능하다. FSTD 방식은 PUCCH 전송으로는 적합하지 않다.
4. O T(Orthogonal Resource Transmission) 방식
단일 캐리어로서 낮은 CM 특성을 갖는 장점 이 있다. PUCCH 포맷 1 및 PUCCH 포맷 2 모두에서 사용가능하다. 전송 다이버시 티 이득이 크며 단말 간에 직교성이 유지된다. 따라서, LTE release-8의 하위 호환성 (backward compatibility)를 만족한다.
도 13은 직교 자원 전송 (ORT) 다이버시 티 방식을 설 명하기 위한 도면이다.
도 13을 참조하면, 변조된 심볼은 확산 (Spreading) 동작을 위해 각 안테나 포트로 복제된다. 신호는 공간 -자원 직교 방식으로 전송된다. 신호들이 서로 다른 자원을 통해 서로 다른 채널로 전송됨으로从 1, 전제 공간 다이버시 티 이득 (full spatial diversity gain)을 획득할 수 있다. 이하, ORT는 특별한 언급이 없으면 공간 직교자원 전송 다이버시 티 (Spatiat Orthogonal Resource Transmit Diversity, SORTD) 방식 임을 의미한다.
도 13에서 알 수 있듯이 d_0(n)은 단말의 전송 안테나 수 (M)만큼 늘어나게 된다. 예를 들어, 하나의 송신 안테나만 있다면 d_0(n)은 하나의 자원을 사용하는 것이고, 2개의 송신 안테나가 있다면, d_0(n)은 2개의 자원 (two resource)을 사용하며 각각의 자원에는 동일한 심볼들 (d_0(n))이 존재할 수 있다. 이는 안테나 수에 맞게 확장 적용될 수 있다. 본 발명에서는 단말의 PUCCH 전송을 위해 사용되는 송신 안테나 수를 2개로 예를 들어 설명한다.
도 13에 도시한 바와 같이, 단말이 2 Tx 안테나 (즉, 2개 안테나 전송)에서 상향링크 제어 채널 (예를 들어, PUCCH)를 전송하게 될 경우, 전제 공간 다이버시티 이득 (full spatial diversity gain)을 얻게 되어 제어 채널 (예를 들어, LTE/LTE— A 시스템에서 PUCCH 포맷 1, PUCCH 포맷 2, PUCCH 포맷 3)의 수신 성능을 향상시킨다. PUCCH 포맷 3 전송에 대해 SORTD라는 다이버시티 방식이 적용되거나 정보량이 11 비트가 초과하게 되는 경우와 그 이외의 경우로 나누어 다음과 같은 요소가 제어재널 전력 제어 부분에 반영되었다.
PUCCH 포맷 3에 대해, 단말이 두 개의 안테나 포트들 상에서 PUCCH를 전송하도록 상위 계충에 의해 설정되거나또는 단말이 HARQᅳ ACH/SR을 11 비트 초과 전송하는 경우에는 h(n)은 다음 수학식 3과 같이 나타낼 수 있고그 이외의 경우에는 다음 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 3】 nHARQ + nSR ~
h{ CQhnHARQ^nSR)
3
【수학식 4] nHARQ + nSR ~ 1
h(nCQI ,nHARQ ,nSR )
2
여기서, nCQr 특정 서브프레임에서의 지 i널 품질 정보 (CQI)에 대한 정보 비트의 수이고, nHARQ는 특정 서브프레임에서의 HARQ 비트의 수를, nSR 는 특정 서브프레임이 UL-SCH에 대한 관련된 전송 블록 (transport block)을 가지지 않는 단말에 대한 SR로 구성된 경우에는 1이고 그 이외에는 0이다.
그러 나, 상기 수학식 3 및 수학식 4는 단말이 SORTD 다이버시 티 방식으로 PUCCH 포맷 3을 전송하는 경우에 적용되지만, 만약 단말이 PUCCH 포랫 3을 SORTD 방법 대신 다른 다이버시 티 방식을 적용하여 전송하는 상기 수학식 3 및 수학식 4에서으 I h(n) 함수는 재정의할 필요하다. 추가 하여 현재는 HARQ 정보와 스케줄링 요청 (Scheduling Request, SR)이 다중화 (multiplexing)되는 것에 한정되어 있지만 다른 제어 정보들의 조합으로 이루어지는 경우에도 상기 h(n) 함수의 재정의가 필요하다.
다음 도 14 내지 도 17들은 위에서 언급된 기 법들 흑은 약간 변형된 기 법들에 대해 실험한 결과들이다. 본 발명은 PUCCH 포맷 3에 적용된 다이버시 티 방식인 SORTD 이외으 | 기 법들이 적용되는 경우를 고려하여 상향링크 전송 전 력을 결정하기 위한 상향링크 전 력 제어 요소를 제안하고자 한다.
본 발명에서 제안하는 상향링크 전송 전 력을 결정하기 위한 상향링크 전 력 제어 요소 h(n) 함수는 PUCCH 포맷 3을 전송하는 경우에 SORTD 다이버시 티 방식을 대제하여 사용하는 경우뿐만 아니라, PUCCH 포맷 3의 기준 정보량에 기반하여 정보량에 따라 구간을 구분하여 SORTD 방식과 SORTD 방식과 다른 다이시티비 방식이 적응적으로 적용되는 경우에도 사용될 수 있다.
도 14 내지 도 17은 각각 각 다이버시 티 방식에 따라 PUCCH 포맷 3을 전송하는 경우에 있어서의 ACK/NACK 비트 수에 따른 필요한 SNR(Signa o Noise Ratio) 값을 도시한 도면이다.
도 14에서는 Extended Typical Urban (ETU)] Mobile speed Pedestrian (3Km/h), 5MHz의 시스템 대역폭, Detector type A, DTX는 ACK DEF 2인 경우의 ACK/NACK 비트 수에 따른 필요한 SNR(Signal to Noise Ratio) 값을 도시하고 있다.
도 15는 상기 도 14 에 대한 커브 피 팅 (curve fitting) 예로 점선이 해당 실선에 대응된다. 다음 수식은 점선 부분에 대한 수학식이다. 도 15에 도시한 바와 같이, SORTD 방식에 대해 커브 피 팅을 하면 SORTD = 0.39 nHARQ-8.7오 같은 수학식 이 나온다. 또한, SFBC(STBC) 방식에 대해서는 SFBC(STBC) = 0.45 nHARQ-9.0오 같은 수학식이 도출되고, FSTD1 방식에 대해서는 FSTD1= 0.43nHARQ-4.5, FSTD2 방식에 대해서는 FSTD2 = 0.61 nHARQ-12.0오 t 같은 수학식이 도출된다.
도 16에서는 Extended Typical Urban (ETU)] Mobile speed Pedestrian (3 m/h), 5MHz으 | 시스템 대역폭, Detector type B, DTX는 ACK DEF 2인 경우의 ACK/NACK 비트 수에 따른 필요한 SNR(Signal to Noise Ratio) 값을 도시하고 있다.
도 17은 상기 도 16 에 대한 커브 피 팅 (curve fitting) 예로 정선이 해당 실선에 대응된다. 다음 수식은 점선 부분에 대한 수학식이다. 도 17에 도시한 바와 같이, SORTD 방식에 대해 커브 피팅을 하면 SORTD = 0.35 nHARQ-7.7 와 같은 수학식이 나온다. 또한, SFBC 방식에 대해서는 SFBC = 0.41 nHARQ-7.0오卜 같은 수학식 이 도출되고, STBC(FSTD2) 방식에 대해서는 STBC(FSTD2) = 0.46 nHARQ-8.2와 같은 수학식 이 도출되며, FSTD1 방식에 대해서는 FSTD1= 0.43nHARQ-4.5 와 같은 수학식이 도출될 수 있다. 상기 도 15 및 도 17에서 커브 피 팅을 통해 도출된 수학식들은 근사적 수지로 제안된 것으로 반드시 이 러한 수학식으로 제한하는 것은 아니다.
다음 수학식 5는 LTE-A 시스템에서으 I PUCCH에 대한 상향링크 전 력 제어 관련 식 이다.
상기 수학식 5에서, i는 서브프레임 인덱스, (:는 셀 (cell) 인덱스이다. 단말이 두 개의 안테나 포트 상에서 PUCCH를 전송하도록 상위 계층에 으 I해 설정되어 있다면 Δ 0( )의 값은 상위 계층에 의해 단말에 제공되며 그 이외의 경우에는 0이다. 그리고, /Ζ ^^,Π^^,Μ^)파라미터를 제외한 나머지 파라미터들은 상기 수학식 1에서 설명한 내용고ᅣ 동일하다.
앞서 도사한 도 14 내지 도 17의 실험 결과를 기반으로 PUCCH 포맷 3 전송에 적용되는 다이버시티 방식으로 S이 TD기법이 아닌 다론 기법이 적용되면 nCQ!,n腿 Q,nSR) 0^ 편의상 h(n) 함수라 청함)는 재정의될 필요가 있다.
또한, PUCCH포맷 3의 정보량이 가변적이기 때문에, PUCCH포맷 3전송을 우 |해 적용되는 h(n) 함수는 PUCCH 포맷 3의 정보량 증감에 따라 필요한 시그널 파워도 맞도록 설정될 필요가 있다.
실시예 1
PUCCH 포맷 3을 전송을 위해 SFBC 다이버시티 방식이 적용되거나, 흑은 STBC 다이버시티 방식, 혹은 FSTD 다이'버시티 방식, 흑은 PVS(precoding. vector switching across two slots in a subframe) 방식이 적용되는 경우에는 h(n) 식은 다음 수학식 6과 같은 형태를 적용할 수 있다
여기서 , A =[2,3,4,5,6,7,8,9]일 수 있고, B= [1,2,3,4,5,6,7,8,9,0] 있다.
상기 수학식 6은 A값과 B 의 조합으로 상기 도 14 내지 도 17에 도시한 실험 결고ᅡ 그래프에 커브 피팅 (curve fitting) 수식을 도출 할 수 있다.
예를 들어 SFBC인 경우에는 다음 수학식 7과 같은 형태일 수 있다.
【수학식 7】
h(n y, „ 、― nnHHAARRQQ + nSR -_22 [[느
\ CQI ' nHARO » SR ' ~ Λ · - ^~
4
nHARQ + nSR -1
h(nCQl, nHARO , ¾? ) =
8
또한, 상기 수학식 7식은 PUCCH 포맷의 3의 정보량에 상관없이 SORTD 기법 대신 적용될 수도 있고, 또는 PUCCH 포맷 3의 일정 정보량에 따라 구간을 나누어 일부 구간에서는 SORTD를 사용하고 나머지 구간에서는 SORTD와 다른 다이버시티 방식을 사용하는 경우에도 적용할 수 있다.
. 예를 들어, PUCCH 포맷의 일정 정보량 기준으로 일정 정보량 초과인 경우에는 SFBC 방식을
사용하고, 일정 정보량 이하인 경우에는 SORTD 방식을 적용하여 KnCQi,nHARQ,nSR) = "鍾 Q _ 1 을 사용하는 방식이다. 여기서 일 예로서 일정 정보량은 11비트를 기준으로 설정 할 수 있다. 11 비트 이하는 single M(Reed- uller coding scheme)을 사용하고 초과는 dual RM을 사용하는 것처럼 이 값을 기준으로 삼을 수 있다. 흑은, 성능에 기반하여 이 일정 정보량은 다르게 설정될 수도 있다.
실시예 2
또한, PUCCH 포맷 3에 주기적 /비주기적 CSKperiodic/aperiodic CSI) 및 /또는 HARQ AC /NACK 및 /또는 SR에도 동일하게 h(n) 함수를 재정의할 필요가 있다. CSI(channel state information)는 channel quality indicator(CQI), precoding matrix indicator(PMI), precoding type indi'cator(PTI), and/or 5 rank indication(RI)등으로 구성되어 있다. 단말은 CSI를 주기 /비주기적으로 기지국에 리포팅 할 수 있으며, 주기적 리포팅은 PUCCH를 이용해서 보내고, 비주기적 리포팅은 PUSCH를 통해서 전송할 수 있다. 혹은 주기 /비주기 리포팅과 PUCCH/PUSCH의 조합으로 리포팅이 가능할 수 있다. 이 경우 새톱게 재정의되는 h(n) 함수는 다음 수학식 8과 같은 형태일 수 있다.
상기 수학식 8에서 C=[2,3A5,6,7,8,9], D=[l,2,3,4,5,6,7,8,9,이이며, C, D의 조합으로 도 14 내지 도 17에 도시된 실험 성능에 기반하여 커브 피 팅 수식을 도출 할 수 있다. nHARQ 및 /또는 nCSI 수에 따라 복수개의 단계로 나뉘어 적용할 수 있다. SORTD 기 법이 사용 될 수도 있고 SORTD 기 법 이외의 제안된 다른 다이버시 티 방식들 중 하나가 사용될 수 있다. 혹은, SORTER 다른 하나의 다이 버시티 15 방식이 PUCCH 포맷 3의 정보량에 따라 구간별로 사용될 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명에 따른 실시예들에 의해, 단말이 PUCCH 포맷 3에 대해 SORTD 방식 이외의 새로운 전송 기 법을 적용하더라도 이를 반영한 전력 요소를 고려함으로써 제어채널 전송 전 력 제어를 효을적으로 할 수 있다.
이상에서 설 명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특정들이 소정 형태로 결합된 것들이 다. 20 각 구성요소 또는 특정은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적 인 것으로 고려되어야 한다. 각
구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특정과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설 명되는 동작들의 순서는 변경될 수 았다. 어느 실시예의 일부 구성이 나 특정은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다론 실시예의 대응하는 구성 또는 특징고ᅡ 교제될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적 인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어 나지 않는 범위에서 다른 특정한 형 태로 구제화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설 명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적 인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성 I 상향링크 전송 전력을 제어하는 단말 장지 및 그 방법은 3GPP LTE, LTE-A, IEEE 802 등 다양한 통신 시스템에서 산업상으로 이용 가능하다.