WO2012121458A1 - 발광 다이오드 밝기 제어 회로 및 이를 포함하는 발광 다이오드 조명 장치 - Google Patents

발광 다이오드 밝기 제어 회로 및 이를 포함하는 발광 다이오드 조명 장치 Download PDF

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WO2012121458A1
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WO
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signal
circuit
pulse width
emitting diode
sawtooth wave
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PCT/KR2011/006261
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조재명
권미화
오영하
한솔
조혜민
조용민
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제이엠씨엔지니어링 주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to the field of light emitting diodes, and more particularly, to a light emitting diode brightness control circuit for controlling the brightness of the light emitting diode and a light emitting diode device including the same.
  • LEDs Light Emitting Diodes
  • P-N junction diodes are semiconductor devices that emit light when voltage is applied in the forward direction, and are widely used in various fields in recent years because they consume less power and have faster reaction speed than incandescent lamps or fluorescent lamps.
  • the light emitting diode generates light by an electroluminescence effect, and specifically, emits light by light generated by recombination of electrons and holes injected into an electrode at a P-N junction.
  • Recently, a business of replacing existing sodium street lamps with LED street lamps at home and abroad is underway using the excellent performance of light emitting diodes as lighting devices.
  • a round-trip 8-lane road uses about 400 watts of sodium streetlights, which can be dropped to about 150 watts by replacing LEDs, saving more than 70 percent of the electricity used.
  • the brightness of the light emitting diode is determined by the duty ratio of the pulse width modulated signal.
  • light emitting diode devices have characteristics that are very sensitive to current. The brightness of the light emitting diode is proportional to the current flowing through the device. Therefore, the key to the LED lighting device is to keep the current constant. Thus, the brightness can be kept constant and commercialized.
  • One object of the present invention for solving the above problems is to provide a light emitting diode brightness control circuit for independently controlling the brightness of the light emitting diode by detecting the change in voltage and current using a sawtooth wave and maintaining a constant.
  • Another object of the present invention is to provide a light emitting diode illumination device including the light emitting diode brightness control circuit.
  • the LED brightness control circuit for achieving the above object is an inverting circuit for generating a second sawtooth signal by inverting and amplifying a first sawtooth signal provided by a DC-DC conversion circuit and the second sawtooth wave And a comparison circuit configured to receive the signal, compare the second sawtooth wave signal with the brightness display signal, and generate a pulse width modulated signal to the light emitting diode circuit.
  • the comparison circuit includes a comparator having a non-inverting terminal, an inverting terminal, and an output terminal, and first and second resistors connected in series between a power supply voltage and ground of the comparator. And a DC offset circuit for receiving the second sawtooth wave signal, adding a DC offset, and providing the non-inverting terminal of the comparator, and an output terminal connected to the inverting terminal of the comparator.
  • An integrating circuit for integrating to generate the brightness indication signal and providing the brightness indication signal to an inverting terminal of the comparator, and a pull-up resistor coupled between the output terminal of the comparator and the power supply voltage; Can be.
  • the second sawtooth wave signal may have a negative slope.
  • the comparator compares the second sawtooth wave signal and the brightness indication signal so that the pull-up when the level of the second sawtooth wave signal is greater than the level of the brightness indication signal. Outputs a power supply voltage value of the comparator as the pulse width modulation signal by a resistor and outputs a logic low value as the pulse width modulation signal when the level of the second sawtooth wave signal is less than the level of the brightness indication signal. can do.
  • the duty ratio of the pulse width modulation signal may be changed according to the average value of the feedback pulse width modulation signal, thereby maintaining the brightness of the light output from the LED circuit.
  • the activation period of the pulse width modulated signal increases, and when the average value of the feedback pulse width modulated signal increases, the pulse is increased.
  • the activation period of the width modulated signal can be reduced.
  • the LED lighting apparatus for achieving the above object is a power supply circuit for supplying a first power supply voltage, receiving the first power supply voltage, supplying a second power supply voltage and a first sawtooth signal.
  • a DC-DC conversion circuit, a brightness control circuit for receiving the second power supply voltage and the first sawtooth signal, generating a pulse width modulation signal, and receiving the pulse width modulation signal, and a feedback pulse to the brightness control circuit. It may include a light emitting diode circuit for providing a width modulated signal.
  • the brightness control circuit may be configured to invert and amplify a first sawtooth signal provided by the DC-DC conversion circuit to generate a second sawtooth signal and the second sawtooth signal.
  • a comparison circuit configured to generate the pulse width modulated signal by comparing the second sawtooth wave signal with the brightness display signal and to provide the pulse width modulated signal to the light emitting diode circuit.
  • the DC-DC conversion circuit may provide the first sawtooth wave signal to the inverting circuit using a current mirror included in the DC-DC conversion circuit. have.
  • the frequency of the first sawtooth wave signal may be determined by a capacitance of a capacitor included in the DC-DC conversion circuit.
  • the brightness of light output from the light emitting diode circuit may be proportional to the length of an activation period of the pulse width modulation signal.
  • At least one transistor included in the LED circuit is turned on during an activation period of the pulse width modulation signal, and the at least one transistor is in an inactive period of the pulse width modulation signal.
  • the transistor can be turned off.
  • the light emitting diode brightness control circuit may control the brightness of the light emitting diode by detecting the change of the voltage and the current using a sawtooth wave and maintaining it constant.
  • the LED lighting apparatus includes the LED brightness control circuit, which can independently control the brightness to reduce unnecessary power consumption, and is manufactured in a simple and compact structure. One-chip is possible and suitable for low cost and mass production.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a light emitting diode lighting apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 2 is a block diagram showing a conventional LED lighting device of the centralized brightness control method.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating the brightness control circuit of FIG. 1 according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating the inversion circuit of FIG. 3 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the comparison circuit of FIG. 3, according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a graph illustrating a first sawtooth wave signal and a second sawtooth wave signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a view showing a brightness control operation of the LED lighting apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a brightness control operation of the LED lighting apparatus of FIG. 7A, according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 9 is a graph illustrating an operation of controlling brightness when the illuminance of light output from the light emitting diode circuit of FIG. 7A is low, according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 10 is a graph illustrating an operation of controlling brightness when the illuminance of light output from the light emitting diode circuit of FIG. 7A is high according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 illustrates an embodiment in which a plurality of LED lighting apparatuses are connected and used according to an embodiment of the present invention.
  • first and second may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms may be used for the purpose of distinguishing one component from another component.
  • first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a light emitting diode lighting apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the LED lighting apparatus 10 may include a power supply circuit 100, a DC-DC conversion circuit 200, a brightness control circuit 300, and a light emitting diode circuit 400. According to an embodiment, the LED lighting apparatus 10 may further include a main controller 500 that controls the power supply circuit 100 and the DC-DC conversion circuit 200.
  • the power supply circuit 100 may include a plurality of rechargeable batteries, and the plurality of batteries may be provided in the power supply circuit 100 in a removable form.
  • the power supply circuit 100 may determine whether the plurality of batteries are attached or detached and determine a discharge level of the plurality of batteries to determine a battery to supply the first power voltage POWER1 among the plurality of batteries. For example, whether the plurality of batteries are attached or detached and a degree of discharge may be determined based on a voltage level of an output voltage provided by each of the plurality of batteries. Meanwhile, when one battery among the plurality of batteries provides the first power voltage POWER1 required for the LED lighting apparatus 10, the remaining batteries may be charged. As described above, in the LED lighting apparatus 10, since the plurality of batteries alternately provide the first power voltage POWER1, the LED lighting apparatus 10 may not operate due to a lack of power due to discharge of the batteries. Can be solved.
  • the DC-DC conversion circuit 200 may convert the first power supply voltage POWER1 supplied from the power supply circuit 100 into a second power supply voltage POWER2 required for driving the light emitting diode circuit 400.
  • the second power supply voltage POWER2 may have a voltage level preset by the user according to a required condition. For example, when the first power supply voltage POWER1 has a voltage level of 16 to 25V, the second power supply voltage POWER2 may be generated by step-down converting about 5 to 12V. As such, since the LED circuit 400 is operated based on the second power voltage POWER2 output from the DC-DC conversion circuit 200, the LED circuit 400 is based on the first power voltage POWER1. In addition, the power consumption of the internal devices can be effectively reduced as the power consumption decreases.
  • the level of the first power voltage POWER1 provided by the power supply circuit 100 may also decrease, but the second power supply may be reduced by the DC-DC conversion circuit 200.
  • the level of the voltage POWER2 can be kept constant.
  • the DC-DC conversion circuit 200 may generate a sawtooth wave signal used in the brightness control circuit 300.
  • the DC-DC conversion circuit 200 may provide the first sawtooth wave signal STW1 to the brightness control circuit 300 by using a current mirror included therein.
  • the brightness control circuit 300 may generate the pulse width modulated signal PWM by comparing the sawtooth signal with the feedback pulse width modulated signal FB_PWM. In this case, since the signal generated by the DC-DC conversion circuit 200 is used as the first sawtooth signal STW1, it is not necessary to have a separate sawtooth generator or a separate current mirror, thereby reducing the area of the chip and reducing power consumption. Overall, the efficiency of the LED lighting apparatus 10 can be improved.
  • the DC-DC conversion circuit 200 may be implemented using the NJM2360 chip.
  • a signal output from a timing capacitor terminal of the NJM2360 chip may be used as the first sawtooth signal STW1.
  • the CT terminal is connected to ground, and a capacitor is connected between the CT terminal and ground.
  • the frequency of the first sawtooth wave signal STW1 is determined according to the capacitance of the capacitor. Accordingly, the frequency of the first sawtooth wave signal STW1 may be adjusted through the capacitance of the capacitor. For example, reducing the capacitance of the capacitor increases the frequency of the first sawtooth signal STW1.
  • the brightness control circuit 300 compares the first sawtooth wave signal STW1 and the feedback pulse width modulation signal FB_PWM to generate a new pulse width modulation signal PWM, and thus the pulse width modulation signal PWM. Is synchronized with the first sawtooth wave signal STW1 to have the same frequency. Therefore, the frequency of the first sawtooth wave signal STW1 and the pulse width modulated signal PWMS may be adjusted through the capacitance of the capacitor. The frequency of the preset pulse width modulated signal PWM is not changed even if the duty ratio of the pulse width modulated signal PWM is changed.
  • the principle of the present invention for generating a pulse width modulated signal using a sawtooth wave may also be utilized as a multichannel charging device.
  • a pulse width modulated signal can be generated in multiple channels using a sawtooth wave to charge an array of lithium battery packs in a short time. Since such a charging device requires precise current control and requires a high frequency pulse width modulated signal, it is possible to generate a high frequency pulse width modulated signal by reducing the capacitance of the capacitor according to an embodiment of the present invention.
  • the brightness control circuit 300 receives the second power supply voltage POWER2 and the first sawtooth wave signal STW1 from the DC-DC conversion circuit 200, and receives the feedback pulse width modulation signal FB_PWM from the light emitting diode circuit 400. Receive the signal to generate a pulse width modulated signal (PWMS). As described above, the brightness control circuit 300 may generate the pulse width modulated signal PWM by comparing the sawtooth signal with the feedback pulse width modulated signal FB_PWM.
  • the light emitting diode circuit 400 operates based on the pulse width modulated signal PWMS, and the light emission time of the light emitting diode device may be determined according to the duty ratio of the pulse width modulated signal PWMS.
  • the LED circuit 400 may include a plurality of intermediate voltage signal units configured to generate an intermediate voltage signal based on a pulse width modulation signal PWM, and a plurality of driving units generating a driving voltage signal based on the intermediate voltage signal.
  • the display device may include a voltage signal unit and a plurality of light emitting diode elements connected to the plurality of driving voltage signal units to emit light based on the driving voltage signal.
  • the plurality of intermediate voltage signal generators and the plurality of driving voltage signal generators may be provided with first and second transistors, respectively.
  • the load for emitting the plurality of light emitting diode elements is distributed to two transistors, that is, the first and second transistors, heat is not generated in the light emitting diode circuit 400 when the plurality of light emitting diode elements emits light. Do not.
  • the LED lighting apparatus 10 may further include a main controller 500.
  • the main controller 500 receives a command signal CMD from an external source such as a host to generate a control signal CON, and transmits the control signal CON to the power supply circuit 100 and the DC-DC conversion circuit 200. Can provide.
  • the main controller 500 may control a reference for selecting the first power voltage POWER1 in the power supply circuit 320, and may perform step-down conversion in the DC-DC conversion circuit 200.
  • the voltage level of the second power supply voltage POWER2 may be controlled.
  • Figure 2 is a block diagram showing a conventional LED lighting device of the centralized brightness control method.
  • the conventional centralized brightness control type LED lighting device 20 includes a power supply circuit 210, a DC-DC conversion circuit 220, a pulse width modulation circuit 230, and a light emitting diode. Circuit 240 may be included. According to an embodiment, the LED lighting apparatus 20 may further include a main controller 250 for controlling the power supply circuit 210, the DC-DC conversion circuit 220, and the pulse width modulation circuit 230. have.
  • the main controller 250 not only controls the power supply circuit 210 and the DC-DC conversion circuit 220, similar to the LED lighting apparatus 10 of FIG. 1, but also a control signal (not shown) to the pulse width modulation circuit 230. CON) to control the brightness of the LED.
  • the brightness of the LED may be directly controlled through a microcomputer having a microprocessor or the like.
  • the main controller 250 may control the duty ratio of the pulse width modulated signal PWMS generated by the pulse width modulated circuit 250.
  • the centralized brightness control type LED lighting device 20 is connected to the LED lighting device 20, for example, when the number of street lamps increases, the distance between the LEDs increases and the number of light emitting diodes is increased. There is a limit to controlling the brightness at the center because is increased. In particular, in the case of a long-distance light emitting diode, it is difficult to efficiently control the brightness at the center.
  • the pulse width modulation circuit 230 receives the second power supply voltage POWER2 to generate a pulse width modulation signal PWMS having a constant duty ratio.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating the brightness control circuit of FIG. 1 according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the brightness control circuit 300 may include an inversion circuit 310 and a comparison circuit 320.
  • the inversion circuit 310 may receive the first sawtooth wave signal STW1 from the DC-DC conversion circuit 200 of FIG. 1, invert it, and provide the second sawtooth wave signal STW2 to the comparison circuit 320.
  • the inversion circuit 310 may include an inverting amplifier composed of a plurality of resistors and operational amplifiers.
  • the comparison circuit 320 receives the second sawtooth wave signal STW2 from the inversion circuit 310 and receives the feedback pulse width modulation signal FB_PWM from the light emitting diode circuit 400 of FIG. 1.
  • the second power supply voltage POWER2 is received from the DC-DC conversion circuit 200 of FIG. 1.
  • the comparison circuit 320 may include a comparator, a capacitor, and a plurality of resistors.
  • the comparison circuit 320 compares the brightness display signal generated by integrating the second sawtooth wave signal STW2 and the feedback pulse width modulation signal FB_PWM so that the second sawtooth wave signal STW2 is larger than the brightness display signal. If large, the second power supply voltage POWER2 of the comparison circuit 320 is output as the pulse width modulation signal PWM by a pull-up resistor (see Rpu in FIG. 5), and the second sawtooth wave signal STW2 is the brightness. If the display signal is smaller than the display signal, a logic low value may be output as the pulse width modulation signal PWM. In this case, the second sawtooth wave signal STW2 may have a negative slope.
  • the comparison circuit 320 detects the instant when the second sawtooth wave signal STW2 meets the brightness display signal, which is a reference voltage, in a slope section having a negative slope of the second sawtooth wave signal STW2, and then performs a pulse width modulation signal PWMS. ) Can be determined.
  • the activation period of the pulse width modulation signal PMWS is increased when the average value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM decreases, and when the average value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM is increased, the pulse width modulation signal PWMS
  • the brightness of the light output from the light emitting diode circuit 400 of FIG. 1 may be kept constant.
  • the inversion circuit 310 inverts the first sawtooth wave signal STW1 and thus the second sawtooth wave signal ( STW2) can be generated.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating the inversion circuit of FIG. 3 according to an embodiment of the present invention.
  • the inversion circuit 310 may include an operational amplifier AMP, first and second capacitors C41 and C42, and first to fourth resistors R41, R42, R43, and R44. have.
  • the operational amplifier AMP receives the second power supply voltage POWER2 as a power supply voltage and the other power supply may be a single power amplifier that is grounded.
  • One end of the first resistor R41 is connected to ground, and the other end of the first resistor R41 is connected to the non-inverting terminal of the operational amplifier AMP.
  • One end of the second resistor R42 is connected to the first node N41 between the first resistor R41 and the non-inverting terminal of the operational amplifier AMP and the power supply voltage POWER2 of the operational amplifier AMP. The other end is connected in between.
  • the first resistor R41 and the second resistor R42 may have the same resistance value.
  • half the voltage of the second power supply voltage POWER2 may be applied to the non-inverting terminal of the first node N41, that is, the operational amplifier AMP.
  • an inverting amplifier has a non-inverting terminal grounded, but in contrast, half of the second power voltage POWER2 is applied to the non-inverting terminal as a DC offset.
  • the operational amplifier AMP may invert the input voltage using the midpoint of the output range of the operational amplifier AMP (the second power supply voltage POWER2 to ground) as a reference voltage.
  • the operational amplifier AMP uses 2.5V, which is an intermediate point between 5V and 0V, as a reference voltage.
  • the input voltage can be reversed. This prevents a clamping phenomenon in which waveforms exceeding the output range of the operational amplifier AMP (second power supply voltage POWER2 to ground) are distorted.
  • One end of the third resistor R43 receives the first sawtooth wave signal STW1 input to the inversion circuit 310, and the other end is connected to the inverting terminal of the operational amplifier AMP.
  • the fourth resistor R44 is fed back from the output terminal of the operational amplifier AMP and connected to the second node N42 between the third resistor R43 and the inverting terminal of the operational amplifier AMP.
  • the first sawtooth wave signal STW1 which is an input signal, may be amplified by a ratio R44 / R43 of the third resistor R43 and the fourth resistor R44.
  • the first capacitor C41 connected to the input terminal of the inverting circuit 310 and the second capacitor C42 connected to the output terminal may stabilize the power supply by preventing a clamping phenomenon of the signal.
  • the operation of the inversion circuit 310 will be described later in detail with reference to FIG. 6.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the comparison circuit of FIG. 3, according to an exemplary embodiment.
  • the comparison circuit 320 may include a DC offset circuit 321, an integration circuit 323, a comparator CP, and a pull-up resistor Rpu.
  • the DC offset circuit 321 includes a first resistor R51 and a second resistor R52, and the first resistor R51 includes the power supply voltage POWER2 of the comparator CP and the non-inverting terminal of the comparator CP. In between, the second resistor R52 is connected between the non-inverting terminal of the comparator CP and the ground.
  • the second sawtooth wave signal STW2 provided by the inverting circuit 310 of FIG. 3 passes through the first node N51 between the first resistor R51 and the second resistor R52, and thus the non-inverting terminal of the comparator CP. Is applied.
  • the second power supply voltage POWER2 is divided and applied to the first node N51 according to a ratio of the first resistor R51 and the second resistor R52.
  • the second sawtooth wave signal STW2 which is an input signal, is applied to the non-inverting terminal of the comparator CP after adding the DC offset while passing through the first node N51. Therefore, all sections of the second sawtooth wave signal STW2 may be used in the comparator CP without clamping the signal.
  • the integration circuit 323 may include third to fifth resistors R53, R54, and R55 and a capacitor C51.
  • the circuit acts as an integrating circuit.
  • the circuit operates as a differential circuit.
  • the feedback pulse width modulation signal FB_PWM input through one end of the fifth resistor R55 is integrated through the fifth resistor R55 and the capacitor C51 in turn, and the result is the fifth resistor R55 and the capacitor. It may be output to the second node N52 between the (C51).
  • the signal output to the second node N52 may have a triangular wave shape.
  • the activation section of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM corresponds to the rising section of the triangle wave
  • the inactivation section corresponds to the falling section of the triangle wave.
  • the capacitance of the capacitor C51 may be increased to obtain a DC signal having minute curvature at the second node N52. Thereafter, the DC signal is applied to the inverting terminal of the comparator CP as the brightness display signal REF through voltage distribution by the third and fourth resistors R53 and R54. Meanwhile, the DC value of the DC signal is proportional to the average value of the voltage of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM. In addition, the average value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM voltage is proportional to the brightness of light output from the LED circuit 400 of FIG. 1. Therefore, the brightness display signal REF may indicate the brightness of the light output from the light emitting diode circuit 400 of FIG. 1. In detail, if the illuminance of the currently output light is high, the DC value of the brightness display signal REF may be large. If the illuminance of the light is low, the DC value of the brightness display signal REF may be small.
  • the principle of the present invention for generating a pulse width modulated signal using a sawtooth wave may also be utilized as a multichannel charging device.
  • the current indicating the state of charge of the battery is used as a reference signal corresponding to the brightness display signal REF, and compared with the sawtooth wave, and continuously emits a pulse signal until charging is completed, precisely measuring whether the charge is accurate and in a short time.
  • Multichannel charging can be completed. At this time, precise charging control is required for such a charging device.
  • the power supply voltage POWER2 of the comparator CP is increased, the comparison range is widened, thereby increasing the accuracy of charging.
  • the comparator CP compares the second sawtooth wave signal STW2 input to the non-inverting terminal with the brightness display signal REF input to the inverting terminal, so that the level of the second sawtooth wave signal STW2 is equal to that of the brightness display signal REF. If it is greater than the level, the pull-up resistor Rpu outputs the value of the second power supply voltage POWER2 of the comparator CP as the pulse width modulation signal PWM, and the level of the second sawtooth wave signal STW2 is the brightness display signal. If it is less than the level of REF, a logic low value is output as a pulse width modulation signal PWM.
  • the width modulation signal PWMS has a relatively long activation period.
  • the section in which the level of the second sawtooth wave signal STW2 is greater than the level of the brightness display signal REF is shortened, and thus the output from the comparator CP is output.
  • the pulse width modulated signal PMS becomes a relatively short activation period.
  • the brightness display signal REF may indicate the brightness of light currently output from the LED circuit
  • the activation period of the pulse width modulation signal PWM is increased and the illumination intensity of the currently output light is increased.
  • the brightness of the light output from the light emitting diode circuit can be kept constant by reducing the activation period of the pulse width modulation signal PWM.
  • the comparator CP compares a reference voltage with an input voltage and uses a DC signal as the reference voltage. Therefore, as described above, the capacitance of the capacitor C51 may be increased to make the brightness display signal REF almost close to the DC signal, and may be used as a reference voltage of the comparator CP.
  • the comparator CP may be implemented using the LM393 chip.
  • the pull-up resistor Rpu may be connected between the output terminal of the comparator CP and the power supply voltage POWER2 to perform pull-up. The operation of the comparison circuit 320 will be described later in detail with reference to FIGS. 7 to 8.
  • FIG. 6 is a graph illustrating a first sawtooth wave signal and a second sawtooth wave signal according to an embodiment of the present invention.
  • the operational amplifier AMP may be a single power amplifier.
  • the first resistor R41 connected between the ground and the non-inverting terminal of the operational amplifier AMP and the second resistor R42 connected between the first node N41 and the first resistor R42 are the same resistor. It can have a value.
  • half of the second power voltage POWER2 may be applied as a DC offset to the non-inverting terminal of the first node N41, that is, the operational amplifier AMP by voltage division.
  • the operational amplifier AMP may invert the input voltage using the midpoint of the output range of the operational amplifier AMP (the second power supply voltage POWER2 to ground) as a reference voltage.
  • the second power supply voltage POWER2 is 5V
  • 2.5V is applied to the non-inverting terminal of the operational amplifier AMP
  • the operational amplifier AMP uses 2.5V, which is an intermediate point between 5V and 0V, as a reference voltage.
  • the input voltage can be reversed.
  • the first sawtooth wave signal STW1 of the upper side is inverted based on a voltage of half of the second power supply voltage POWER2 of the operational amplifier to become the second sawtooth wave signal STW2.
  • the second sawtooth wave signal STW2 may have a negative slope.
  • the first sawtooth wave signal STW1 and the second sawtooth wave signal STW2 have the same frequency, that is, the same period T.
  • the frequency may be determined by the capacitance of the capacitor included in the DC-DC conversion circuit 200 of FIG. 1.
  • FIG. 7 is a view showing a brightness control operation of the LED lighting apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the LED circuit 400 receives and blinks a pulse width modulation signal PWM.
  • the light emitting diode circuit 400 may blink in response to an activation period of the pulse width modulation signal PWMS.
  • the light emitting diode circuit 400 may include at least one transistor.
  • a pulse width modulation signal PWM is applied to the gate of the at least one transistor such that the at least one transistor is turned on in an activation period of the pulse width modulation signal PWM, and the at least one transistor is in an inactivation period.
  • the transistor of can be turned off.
  • the light emitting diode circuit 400 may include a current sensing resistor Rsn connected in series with the light emitting diode devices (LEDs).
  • the feedback pulse width modulation signal FB_PWM is a voltage signal, which is a product of a current flowing through the current sensing resistor Rsn and the current sensing resistor Rsn. Therefore, the feedback pulse width modulation signal FB_PWM may represent the magnitude of the current flowing through the LEDs. Since other circuits have been described above, redundant descriptions will be omitted.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a brightness control operation of the LED lighting apparatus of FIG. 7, according to an exemplary embodiment.
  • the level of the first power voltage POWER1 provided from the power supply circuit 100 may decrease.
  • S10 the magnitude of the current flowing in the light emitting diode device (LED) is reduced, so that the illuminance of light output from the light emitting diode device (LED) can be lowered.
  • the magnitude of the current flowing through the current sensing resistor Rsn is also reduced, so that the average value of the feedback pulse width modulated signal FB_PWM is decreased (S20), and then brightness integrated by integrating the feedback pulse width modulated signal FB_PWM.
  • the DC value of the display signal REF may decrease (S30).
  • the comparator CP of FIG. 7 may output a pulse width modulation signal PWM which has a longer activation period and increase a current flowing in the light emitting diode device LED (S40). Therefore, when the illuminance of the light output from the light emitting diode device (LED) is reduced as described above, the brightness of the light output from the light emitting diode device (LED) can be kept constant by emitting a pulse width modulation signal (PWMS) having a longer activation period. have.
  • PWMS pulse width modulation signal
  • FIG. 9 is a graph illustrating an operation of controlling brightness when the illuminance of light output from the light emitting diode circuit of FIG. 7 is low according to an embodiment of the present invention.
  • the average value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM may decrease. That is, the magnitude of the peak value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM may be reduced. Subsequently, the level of the brightness display signal REF in which the feedback pulse width modulation signal FB_PWM is integrated is also reduced, and the two sawtooth wave signals STW2 and the brightness display signal REF meet each other within one period T. The spacing between the nodes becomes wider. As a result, a pulse width modulated signal PWMS having an increased activation period may be generated.
  • the position of the intersection point with the second sawtooth wave signal STW2 varies according to the level of the brightness display signal REF having the DC value, and thus, the length of the activation period of the pulse width modulation signal PWMS may also vary. .
  • the second sawtooth wave signal STW2 may have a negative slope. Then, the activation period of the pulse width modulated signal PWMS can be increased when the illuminance of the output light is low.
  • the brightness of the light emitting diode is proportional to the current flowing in the device, and thus the key of the light emitting diode lighting apparatus is to keep the current constant. As the battery supplying power is discharged over time, the level of the first power voltage POWER1 may decrease.
  • the magnitude of the current flowing through the light emitting diode device may be reduced and the illuminance of the output light may be lowered.
  • the activation period of the pulse width modulation signal PWM is increased to increase the time for turning on at least one transistor included in the light emitting diode circuit 400, and thus, to increase the time for which a current flows in the light emitting diode device LED.
  • the illuminance of the light can be increased again. In other words, the amount of current decreases, but the flow time is increased to keep the total amount of current flowing through the LED constant.
  • the frequency of the second sawtooth signal STW2 may be determined by the capacitance of the capacitor included in the DC-DC conversion circuit 200 of FIG. 1, as shown in FIG. 9.
  • the pulse width modulation signal PWMS may have the same period T in synchronization with the second sawtooth wave signal STW2.
  • FIG. 10 is a graph illustrating an operation of controlling brightness when the illuminance of light output from the light emitting diode circuit of FIG. 7 is high, according to an exemplary embodiment.
  • the average value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM may increase. That is, the magnitude of the peak value of the feedback pulse width modulation signal FB_PWM may increase.
  • the level of the brightness display signal REF in which the feedback pulse width modulation signal FB_PWM is integrated also increases, and the two sawtooth wave signals STW2 and the brightness display signal REF meet each other in one period T. The gap between the intersections becomes narrower.
  • the pulse width modulated signal PMS can be generated with a reduced activation period.
  • the second sawtooth wave signal STW2 may have a negative slope. Then, the activation period of the pulse width modulated signal PWMS can be reduced when the intensity of light to be output is high.
  • FIG. 11 illustrates an embodiment in which a plurality of light emitting diode illumination devices are connected and used according to an embodiment of the present invention.
  • a plurality of light emitting diode lighting units 810, 820, and 830 may be connected in series or in parallel, and may include a brightness control circuit for each light emitting diode lighting unit 810, 820, and 830.
  • a light emitting diode lighting device commonly used as a street lamp or the like
  • dozens to hundreds of light emitting diodes are connected and used, and in general, the brightness of the light emitting diode is maintained and controlled through a microcomputer or the like.
  • the distance between the light emitting diodes increases and, as a result, the distance from the power source increases, the method of controlling brightness at the center is limited.
  • the brightness control circuit is provided for each light emitting diode lighting device unit 810, 820, and 830 to independently control the brightness of the light emitting diode.
  • the present invention can be used in a variety of light emitting diode lighting apparatus using a light emitting diode element.
  • the present invention can be applied to light emitting diode lighting devices such as street-lights, flash-lights, astral-lamps, and back-lights of liquid crystal display devices.
  • the present invention can also be used in a multi-channel charging device for charging a lithium battery pack arranged in a short time.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

발광 다이오드 밝기 제어 회로는 DC-DC 변환 회로에서 제공된 제 1 톱니파 신호를 반전 및 증폭하여 제 2 톱니파 신호를 생성하는 반전회로 및 제 2 톱니파 신호를 수신하고, 제 2 톱니파 신호와 밝기 표시 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고 펄스 폭 변조 신호를 발광 다이오드 회로에 제공하는 비교 회로를 포함한다. 발광 다이오드 밝기 제어 회로는 톱니파를 이용하여 전압 및 전류의 변화를 감지하고 일정하게 유지시킴으로써 발광 다이오드의 밝기를 자체적으로 제어할 수 있다.

Description

발광 다이오드 밝기 제어 회로 및 이를 포함하는 발광 다이오드 조명 장치
본 발명은 발광 다이오드 분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는 발광 다이오드의 밝기를 제어하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로 및 이를 포함하는 발광 다이오드 장치에 관한 것이다.
발광 다이오드(Light Emitting Diode; LED)는 P-N 접합 다이오드의 한 종류로서 순방향으로 전압을 가했을 때 발광하는 반도체 소자이며, 백열전구나 형광등에 비하여 소비 전력이 낮고 반응 속도가 빨라 최근 여러 분야에서 널리 사용되고 있다. 발광 다이오드는 전계 발광(Electroluminescence) 효과에 의하여 빛을 발생하며, 구체적으로 전극으로 주입된 전자와 정공이 P-N 접합 부분에서 재결합함으로써 생성되는 빛에 의하여 발광하게 된다. 최근에는 조명 장치로서 발광 다이오드의 뛰어난 성능을 이용하여 국내외에서 기존의 나트륨 가로등을 LED 가로등으로 교체하는 사업이 진행 중이다. 현재 왕복 8차선 도로의 경우 약 400와트의 나트륨 가로등을 사용하는데 이것을 LED로 대체할 경우 약 150와트로 떨어뜨릴 수 있어 사용 전기의 70% 이상을 절감할 수 있다.
일반적으로 사람은 조명이 일정 주파수 이상으로 점멸하는 경우 이를 인지하지 못하고 계속 켜져 있는 것처럼 인식하므로 이를 이용하여 고주파의 펄스 폭 변조 신호를 인가하는 펄스 폭 변조 방식이 사용된다. 이 때 발광 다이오드는 펄스 폭 변조 신호의 듀티비를 통해 밝기가 결정된다. 일반적으로 발광 다이오드 소자는 전류에 매우 민감한 특성을 가지고 있다. 발광 다이오드의 밝기는 소자에 흐르는 전류에 비례한다. 따라서 발광 다이오드 조명 장치의 핵심은 전류를 일정하게 유지하는 것이다. 그래야 밝기를 일정하게 유지할 수 있고, 상용화도 가능하다. 흔히 가로등 등으로 사용되는 발광 다이오드 조명 장치의 경우 수십 내지 수백 개의 발광 다이오드를 연결하여 사용하고, 일반적으로 중앙에서 마이컴(micro computer) 등을 통해 발광 다이오드의 밝기를 유지 및 제어한다. 그러나 연결된 가로등이 많아지면 발광 다이오드 간의 거리가 멀어지고 그 결과 전원 소스와의 거리가 멀어지게 되므로 중앙에서 밝기를 제어하는 방식은 한계가 있다. 특히 원거리에 있는 발광 다이오드의 경우 중앙에서 효율적으로 밝기를 제어하는데 어려움이 있다. 따라서, 각각의 발광 다이오드 회로가 독립적으로 밝기를 제어할 수 있는 근본적인 해결책이 요구된다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 목적은 톱니파를 이용하여 전압과 전류의 변화를 감지하고 일정하게 유지시킴으로써 발광 다이오드의 밝기를 독립적으로 제어하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로를 구비하는 발광 다이오드 조명 장치를 제공하는 것이다.
다만, 본 발명의 해결하고자 하는 과제는 이에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 밝기 제어 회로는 DC-DC 변환 회로에서 제공된 제 1 톱니파 신호를 반전 및 증폭하여 제 2 톱니파 신호를 생성하는 반전회로 및 상기 제 2 톱니파 신호를 수신하고, 상기 제 2 톱니파 신호와 밝기 표시 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하여 발광 다이오드 회로에 제공하는 비교 회로를 포함할 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 비교 회로는 비반전단자, 반전단자, 및 출력단을 구비한 비교기, 상기 비교기의 전원 전압과 접지 사이에 서로 직렬 연결되는 제 1 및 제 2 저항을 포함하고, 상기 제 2 톱니파 신호를 수신하여 DC 오프셋을 부가한 뒤 상기 비교기의 비반전단자에 제공하는 DC 오프셋 회로, 상기 비교기의 반전단자에 연결되는 출력단을 구비하고, 피드백 펄스 폭 변조 신호를 적분하여 상기 밝기 표시 신호를 생성하고 상기 밝기 표시 신호를 상기 비교기의 반전단자에 제공하는 적분 회로, 및 상기 비교기의 출력단과 상기 전원 전압 사이에 연결되는 풀-업(pull-up) 저항을 포함할 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 제 2 톱니파 신호는 음의 기울기를 가질 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 비교기는 상기 제 2 톱니파 신호와 상기 밝기 표시 신호를 비교하여 상기 제 2 톱니파 신호의 레벨이 상기 밝기 표시 신호의 레벨보다 클 경우 상기 풀-업 저항에 의해 상기 비교기의 전원 전압 값을 상기 펄스 폭 변조 신호로서 출력하고 상기 제 2 톱니파 신호의 레벨이 상기 밝기 표시 신호의 레벨보다 작을 경우 로직 로우(logic low)값을 상기 펄스 폭 변조 신호로서 출력할 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 펄스 폭 변조 신호의 듀티비가 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값에 따라 변하면서 상기 발광 다이오드 회로로부터 출력되는 광의 밝기를 일정하게 유지시킬 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값이 감소할 경우 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간이 늘어나고, 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값이 증가할 경우 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간이 줄어들 수 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 조명 장치는 제 1 전원 전압을 공급하는 전원 공급 회로, 상기 제 1 전원 전압을 수신하고, 제 2 전원 전압 및 제 1 톱니파 신호를 공급하는 DC-DC 변환 회로, 상기 제 2 전원 전압 및 상기 제 1 톱니파 신호를 수신하고, 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 밝기 제어 회로, 및 상기 펄스 폭 변조 신호를 수신하고, 상기 밝기 제어 회로에 피드백 펄스 폭 변조 신호를 제공하는 발광 다이오드 회로를 포함할 수 있다.
상기 발광 다이오드 조명 장치의 실시예들에 의하면, 상기 밝기 제어 회로는 상기 DC-DC 변환 회로에서 제공된 제 1 톱니파 신호를 반전 및 증폭하여 제 2 톱니파 신호를 생성하는 반전 회로 및 상기 제 2 톱니파 신호를 수신하고, 상기 제 2 톱니파 신호와 밝기 표시 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하여 상기 발광 다이오드 회로에 제공하는 비교 회로를 포함할 수 있다.
상기 발광 다이오드 조명 장치의 실시예들에 의하면, 상기 DC-DC 변환 회로는 상기 DC-DC 변환 회로에 포함되는 커런트 미러(current mirror)를 사용하여 상기 제 1 톱니파 신호를 상기 반전 회로에 제공할 수 있다.
상기 발광 다이오드 조명 장치의 실시예들에 의하면, 상기 제 1 톱니파 신호의 주파수는 상기 DC-DC 변환 회로에 포함되는 커패시터의 커패시턴스에 의해 결정될 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 발광 다이오드 회로로부터 출력되는 광의 밝기는 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간의 길이에 비례할 수 있다.
상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로의 실시예들에 의하면, 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화구간에서 상기 발광 다이오드 회로에 포함되는 적어도 하나의 트랜지스터가 턴온되고, 상기 펄스 폭 변조 신호의 비활성화 구간에서 상기 적어도 하나의 트랜지스터가 턴오프될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 발광 다이오드 밝기 제어 회로는 톱니파를 이용하여 전압 및 전류의 변화를 감지하고 일정하게 유지시킴으로써 발광 다이오드의 밝기를 자체적으로 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 발광 다이오드 조명 장치는 상기 발광 다이오드 밝기 제어 회로를 구비함으로써, 독립적으로 밝기를 제어할 수 있어 불필요한 전력 소모를 줄일 수 있고, 간단하면서도 소형화된 구조로 제작되기 때문에 원-칩(one-chip)화가 가능하고 저비용 및 대량 생산에 적합하다.
다만, 본 발명의 효과는 이에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 조명 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 종래의 중앙처리형 밝기 제어 방식의 발광 다이오드 조명 장치를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 1의 밝기 제어 회로를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 반전 회로를 나타내는 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 비교 회로를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 톱니파 신호 및 제 2 톱니파 신호를 나타내는 그래프이다.
도 7 은 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 조명 장치의 밝기 제어 동작을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 7a의 발광 다이오드 조명 장치의 밝기 제어 동작을 나타내는 순서도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라 도 7a의 발광 다이오드 회로에서 출력되는 광의 조도가 낮을 때 밝기를 제어하는 동작을 나타내는 그래프이다.
도 10은 는 본 발명의 일 실시예에 따라 도 7a의 발광 다이오드 회로에서 출력되는 광의 조도가 높을 때 밝기를 제어하는 동작을 나타내는 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따라 복수의 발광 다이오드 조명 장치가 연결되어 사용되는 실시예를 나타낸다.
◎ 부호의 설명 ◎
100: 전원 공급 회로
200: DC-DC 변환 회로
300: 밝기 제어 회로
400: 발광 다이오드 회로
500: 메인 컨트롤러
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미이다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미인 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 조명 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 발광 다이오드 조명 장치(10)는 전원 공급 회로(100), DC-DC 변환 회로(200), 밝기 제어 회로(300), 및 발광 다이오드 회로(400)를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 발광 다이오드 조명 장치(10)는 전원 공급 회로(100) 및 DC-DC 변환 회로(200)를 제어하는 메인 컨트롤러(500)를 더 포함할 수 있다.
전원 공급 회로(100)는 충전가능한 복수의 배터리들을 포함할 수 있으며, 복수의 배터리들은 탈착이 가능한 형태로 전원 공급 회로(100) 내에 구비될 수 있다. 일 실시예에서 전원 공급 회로(100)는 복수의 배터리들의 탈착 여부를 판단하고, 복수의 배터리들의 방전 정도를 파악함으로써 복수의 배터리들 중에서 제 1 전원 전압(POW1)을 공급할 배터리를 결정할 수 있다. 예를 들어, 복수의 배터리들의 탈착 여부 및 방전 정도는 복수의 배터리들 각각이 제공하는 출력 전압의 전압 레벨에 기초하여 판단될 수 있다. 한편, 복수의 배터리들 중에서 하나의 배터리가 발광 다이오드 조명 장치(10)에 요구되는 제 1 전원 전압(POW1)을 제공하는 경우, 나머지 배터리들에 대해서는 충전이 진행될 수 있다. 이와 같이, 발광 다이오드 조명 장치(10)에서는 복수의 배터리들이 번갈아 가면서 제 1 전원 전압(POW1)을 제공하기 때문에, 발광 다이오드 조명 장치(10)가 배터리들의 방전에 의한 전원 부족으로 인해 동작하지 못하는 문제점을 해소할 수 있다.
DC-DC 변환 회로(200)는 전원 공급 회로(100)로부터 공급되는 제 1 전원 전압(POW1)을 발광 다이오드 회로(400)의 구동에 필요한 제 2 전원 전압(POW2)으로 변환할 수 있다. 제 2 전원 전압(POW2)은 요구되는 조건에 따라 사용자에 의하여 기 설정된 전압 레벨을 가질 수 있다. 예를 들어, 제 1 전원 전압(POW1)이 16 내지 25V의 전압 레벨을 가질 경우, 제 2 전원 전압(POW2)은 5 내지 12V 정도로 스텝-다운 변환(step-down converting)됨으로써 생성될 수 있다. 이와 같이, DC-DC 변환 회로(200)에서 출력되는 제 2 전원 전압(POW2)에 기초하여 발광 다이오드 회로(400)가 동작하게 되므로, 제 1 전원 전압(POW1)에 기초하여 발광 다이오드 회로(400)가 동작하는 경우에 비해서 상대적으로 소모 전력이 적을 뿐만 아니라, 소모 전력의 감소에 따라서 내부 소자들의 열 발생도 효과적으로 감소될 수 있다. 한편 전원 공급 회로(100)의 배터리 들이 방전됨에 따라 전원 공급 회로(100)에서 제공되는 제 1 전원 전압(POW1)의 레벨도 감소할 수 있지만, DC-DC 변환 회로(200)에 의해 제 2 전원 전압(POW2)의 레벨은 일정하게 유지될 수 있다.
또한 DC-DC 변환 회로(200)는 밝기 제어 회로(300)에서 사용되는 톱니파 신호를 생성할 수 있다. 구체적으로 DC-DC 변환 회로(200)는 내부에 포함된 커런트 미러(current mirror)를 사용하여 제 1 톱니파 신호(STW1)를 밝기 제어 회로(300)에 제공할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 밝기 제어 회로(300)는 톱니파 신호와 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 비교하여 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성할 수 있다. 이때 제 1 톱니파 신호(STW1)로 DC-DC 변환 회로(200)에서 생성되는 신호를 사용함으로써 별도의 톱니파 발생기 또는 별도의 커런트 미러를 구비하지 않아도 되므로 칩의 면적을 감소시킬 수 있고 전력 소모가 줄어들어 전체적으로 발광 다이오드 조명 장치(10)의 효율성을 높일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 DC-DC 변환 회로(200)는 NJM2360 칩을 이용하여 구현될 수 있다. 이때 제 1 톱니파 신호(STW1)로 상기 NJM2360 칩의 타이밍 커패시터(Timing Capacitor; CT) 단자에서 출력되는 신호를 사용할 수 있다. 상기 CT 단자는 접지와 연결되고, CT 단자와 접지 사이에 하나의 커패시터가 연결된다. 이때 상기 커패시터의 커패시턴스에 따라 제 1 톱니파 신호(STW1)의 주파수가 결정된다. 따라서 상기 커패시터의 커패시턴스를 통해 제 1 톱니파 신호(STW1)의 주파수를 조절할 수 있다. 예를 들어 상기 커패시터의 커패시턴스를 줄이면 제 1 톱니파 신호(STW1)의 주파수가 증가한다. 또한 전술한 바와 같이, 밝기 제어 회로(300)는 제 1 톱니파 신호(STW1)와 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 비교하여 새로운 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성하므로 펄스 폭 변조 신호(PWMS)는 제 1 톱니파 신호(STW1)와 동기화되어 같은 주파수를 가지게 된다. 따라서 상기 커패시터의 커패시턴스를 통해 제 1 톱니파 신호(STW1) 및 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 주파수를 조절할 수 있다. 기설정된 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 주파수는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 듀티비가 변경되더라도 변경되지 않는다. 본 발명의 실시예들에 따르면, 톱니파를 이용하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 본 발명의 원리는 다채널 충전 장치로서도 활용될 수 있다. 이에 의하면 톱니파를 이용하여 다채널로 펄스 폭 변조 신호를 생성하여 배열로 구성된 리튬배터리팩을 단 시간에 충전할 수 있다. 이러한 충전 장치에는 정밀한 전류 제어가 요구되어 고주파의 펄스 폭 변조 신호가 필요하므로, 본 발명의 일 실시예에 따라 상기 커패시터의 커패시턴스를 줄여 고주파의 펄스 폭 변조 신호를 생성할 수 있다.
밝기 제어 회로(300)는 DC-DC 변환 회로(200)로부터 제 2 전원 전압(POW2) 및 제 1 톱니파 신호(STW1)를 수신하고, 발광 다이오드 회로(400)로부터 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 수신하여 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성한다. 전술한 바와 같이, 밝기 제어 회로(300)는 톱니파 신호와 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 비교하여 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성할 수 있다.
발광 다이오드 회로(400)는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)에 기초하여 동작하며, 발광 다이오드 소자의 발광 시간은 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 듀티비에 따라 결정될 수 있다. 실시예에 있어서, 발광 다이오드 회로(400)는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)에 기초하여 매개 전압 신호를 생성하는 복수의 매개 전압 신호부, 매개 전압 신호에 기초하여 구동 전압 신호를 생성하는 복수의 구동 전압 신호부, 및 복수의 구동 전압 신호부에 연결되어 구동 전압 신호를 기초로 발광하는 복수의 발광 다이오드 소자를 포함할 수 있다. 이 때, 상기 복수의 매개 전압 신호 생성부와 상기 복수의 구동 전압 신호 생성부에는 각각 제 1 및 제 2 트랜지스터가 구비될 수 있다. 이때 상기 복수의 발광 다이오드 소자를 발광시키기 위한 부하가 2단의 트랜지스터 즉, 제 1 및 제 2 트랜지스터에 분산되므로 상기 복수의 발광 다이오드 소자가 발광할 때, 발광 다이오드 회로(400)에는 열이 발생하지 않는다.
실시예에 따라 발광 다이오드 조명 장치(10)는 메인 컨트롤러(500)를 더 포함할 수 있다. 메인 컨트롤러(500)는 호스트와 같은 외부로부터 명령 신호(CMD)를 수신하여 제어 신호(CON)를 생성하고, 제어 신호(CON)를 전원 공급 회로(100), DC-DC 변환 회로(200)에 제공할 수 있다. 일 실시예에서, 메인 컨트롤러(500)는 전원 공급 회로(320)에서 제 1 전원 전압(POW1)을 선택하기 위한 기준을 제어할 수 있고, DC-DC 변환 회로(200)에서 스텝-다운 변환하는 제 2 전원 전압(POW2)의 전압 레벨을 제어할 수 있다. 다만, 이는 하나의 예시로서 메인 컨트롤러(500)의 기능은 요구되는 조건에 따라 다양하게 설계될 수 있다.
도 2는 종래의 중앙처리형 밝기 제어 방식의 발광 다이오드 조명 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 종래의 중앙처리형 밝기 제어 방식의 발광 다이오드 조명 장치(20)는 전원 공급 회로(210), DC-DC 변환 회로(220), 펄스 폭 변조 회로(230), 및 발광 다이오드 회로(240)를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 발광 다이오드 조명 장치(20)는 전원 공급 회로(210), DC-DC 변환 회로(220), 및 펄스 폭 변조 회로(230)를 제어하는 메인 컨트롤러(250)를 더 포함할 수 있다.
이때 메인 컨트롤러(250)는 도 1의 발광 다이오드 조명 장치(10)와 마찬가지로 전원 공급 회로(210) 및 DC-DC 변환 회로(220)를 제어할 뿐만 아니라 펄스 폭 변조 회로(230)에도 제어 신호(CON)를 보내서 발광 다이오드의 밝기를 제어할 수 있다. 일반적으로 종래의 중앙처리형 밝기 제어 방식의 발광 다이오드 조명 장치(20)에서는 마이크로프로세서 등을 구비한 마이컴(micro computer)을 통해 발광 다이오드의 밝기를 직접 제어할 수 있다. 일 실시예에서 메인 컨트롤러(250)는 펄스 폭 변조 회로(250)에서 생성되는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 듀티비를 제어할 수 있다. 다만 전술한 바와 같이, 이러한 중앙처리형 밝기 제어 방식의 발광 다이오드 조명 장치(20)는 연결된 발광 다이오드 조명 장치(20), 예를 들어 가로등 등이 많아지면 발광 다이오드 간의 거리가 멀어지고 발광 다이오드의 개수가 증가하게 되므로 중앙에서 밝기를 제어하는데 한계가 있다. 특히 원거리에 있는 발광 다이오드의 경우 중앙에서 효율적으로 밝기를 제어하는데 어려움이 있다. 한편 펄스 폭 변조 회로(230)는 제 2 전원 전압(POW2)을 수신하여 일정한 듀티비를 가지는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 1의 밝기 제어 회로를 나타내는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 밝기 제어 회로(300)는 반전 회로(310) 및 비교 회로(320)를 포함할 수 있다.
반전 회로(310)는 도 1의 DC-DC 변환 회로(200)로부터 제 1 톱니파 신호(STW1)를 수신하여 이를 반전시킨 후 제 2 톱니파 신호(STW2)를 비교 회로(320)에 제공할 수 있다. 실시예에 따라, 반전 회로(310)는 복수의 저항 및 연산 증폭기로 이루어진 반전증폭기를 포함할 수 있다.
비교 회로(320)는 반전 회로(310)로부터 제 2 톱니파 신호(STW2)를 수신하고, 도 1의 발광 다이오드 회로(400)로부터 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 수신한다. 또한 도 1의 DC-DC 변환 회로(200)로부터 제 2 전원 전압(POW2)을 수신한다. 실시예에 따라, 비교 회로(320)는 비교기(comparator), 커패시터 및 복수의 저항을 포함할 수 있다.
실시예에 따라 비교 회로(320)는 제 2 톱니파 신호(STW2)와 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 적분하여 생성된 밝기 표시 신호를 비교하여 제 2 톱니파 신호(STW2)가 상기 밝기 표시 신호보다 클 경우 풀-업 저항(도 5의 Rpu 참조)에 의해 비교 회로(320)의 제 2 전원 전압(POW2) 값을 펄스 폭 변조 신호(PWMS)로서 출력하고 제 2 톱니파 신호(STW2)가 상기 밝기 표시 신호보다 작을 경우 로직 로우(logic low) 값을 펄스 폭 변조 신호(PWMS)로서 출력할 수 있다. 이때 제 2 톱니파 신호(STW2)는 음의 기울기를 가질 수 있다. 그러면 비교회로(320)는 제 2 톱니파 신호(STW2)의 음의 기울기를 갖는 경사 구간에서 제 2 톱니파 신호(STW2)와 기준 전압인 상기 밝기 표시 신호가 만나는 순간을 탐지하여 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 레벨을 결정할 수 있다. 그 결과, 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 평균값이 감소한 경우 펄스 폭 변조 신호(PMWS)의 활성화 구간을 늘리고, 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 평균값이 증가한 경우 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 줄임으로써 도 1의 발광 다이오드 회로(400)로부터 출력되는 광의 밝기를 일정하게 유지시킬 수 있다. 한편 도 1의 DC-DC 변환 회로(200)에서 공급되는 제 1 톱니파 신호(STW1)는 양의 기울기를 가지므로 반전 회로(310)는 제 1 톱니파 신호(STW1)를 반전하여 제 2 톱니파 신호(STW2)를 생성할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 반전 회로를 나타내는 회로도이다.
도 4를 참조하면, 반전 회로(310)는 연산증폭기(AMP), 제 1 및 제 2 커패시터(C41, C42), 및 제 1 내지 제 4 저항(R41, R42, R43, R44)을 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 연산증폭기(AMP)는 전원 전압으로 제 2 전원 전압(POW2)을 받고, 다른 한 쪽 전원은 접지되는 단전원 증폭기일 수 있다. 제 1 저항(R41)은 접지에 한 쪽 끝이 연결되고 연산증폭기(AMP)의 비반전단자에 다른 한 쪽 끝이 연결된다. 제 2 저항(R42)은 제 1 저항(R41)과 연산증폭기(AMP)의 비반전단자 사이에 있는 제 1 노드(N41)에 한쪽 끝이 연결되고, 연산증폭기(AMP)의 전원 전압(POW2) 사이에 다른 한 쪽 끝이 연결된다. 실시예에 따라, 제 1 저항(R41) 및 제 2 저항(R42)은 같은 저항 값을 가질 수 있다. 그 결과 전압분배에 의해 제 2 전원 전압(POW2)의 절반의 전압이 제 1 노드(N41), 즉 연산증폭기(AMP)의 비반전단자에 인가될 수 있다. 일반적인 반전증폭기는 비반전단자가 접지되어 있으나, 이와 달리 제 2 전원 전압(POW2)의 절반의 전압이 비반전단자에 DC 오프셋으로 인가되는 형태이다. 그 결과, 연산증폭기(AMP)는 연산증폭기(AMP)의 출력범위(제 2 전원 전압(POW2) ~ 접지)의 중간 지점을 기준 전압으로 삼아 입력 전압을 반전시킬 수 있다. 예를 들어, 제 2 전원 전압(POW2)이 5V이면 연산증폭기(AMP)의 비반전단자에 2.5V가 인가되고, 연산증폭기(AMP)는 5V와 0V의 중간 지점인 2.5V를 기준 전압으로 삼아 입력 전압을 반전시킬 수 있다. 이를 통해 연산증폭기(AMP)의 출력 범위(제 2 전원 전압(POW2) ~ 접지)를 넘어가는 파형이 왜곡되는 클램핑 현상을 방지할 수 있다. 제 3 저항(R43)의 한 쪽 끝은 반전 회로(310)로 입력되는 제 1 톱니파 신호(STW1)를 수신하고, 다른 한 쪽 끝은 연산증폭기(AMP)의 반전단자와 연결된다. 제 4 저항(R44)은 연산증폭기(AMP)의 출력단에서 피드백 되어 제 3 저항(R43)과 연산증폭기(AMP)의 반전단자 사이에 있는 제 2 노드(N42)에 연결된다. 그 결과, 입력 신호인 제 1 톱니파 신호(STW1)는 제 3 저항(R43)과 제 4 저항(R44)의 비(R44/R43)만큼 증폭될 수 있다. 반전 회로(310)의 입력단에 연결되는 제 1 커패시터(C41)와 출력단에 연결되는 제 2 커패시터(C42)는 신호의 클램핑 현상을 방지하여 전원을 안정화시킬 수 있다. 반전 회로(310)의 동작은 도 6을 참조하여 자세히 후술한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 3의 비교 회로를 나타내는 회로도이다.
도 5를 참조하면, 비교 회로(320)는 DC 오프셋 회로(321), 적분 회로(323), 비교기(CP), 및 풀-업 저항(Rpu)을 포함할 수 있다.
DC 오프셋 회로(321)는 제 1 저항(R51) 및 제 2 저항(R52)을 포함하고, 제 1 저항(R51)은 비교기(CP)의 전원 전압(POW2)과 비교기(CP)의 비반전단자 사이에, 제 2 저항(R52)은 비교기(CP)의 비반전단자와 접지 사이에 연결된다. 도 3의 반전 회로(310)에서 제공된 제 2 톱니파 신호(STW2)는 제 1 저항(R51)과 제 2 저항(R52) 사이에 있는 제 1 노드(N51)를 지나 비교기(CP)의 비반전단자로 인가된다. 제 1 노드(N51)에는 제 2 전원 전압(POW2)이 제 1 저항(R51)과 제 2 저항(R52)의 비에 따라 전압분배 되어 인가된다. 그 결과, 입력 신호인 제 2 톱니파 신호(STW2)는 제 1 노드(N51)를 지나면서 DC 오프셋을 추가한 뒤 비교기(CP)의 비반전단자로 인가된다. 따라서 신호의 클램핑 없이 제 2 톱니파 신호(STW2)의 모든 구간을 비교기(CP)에서 이용할 수 있다.
적분 회로(323)는 제 3 내지 제 5 저항(R53, R54, R55) 및 커패시터(C51)를 포함할 수 있다. 일반적으로 입력 신호가 저항과 커패시터를 차례로 지날 경우 회로는 적분 회로로 동작하고, 입력 신호가 커패시터와 저항을 차례로 지날 경우 회로는 미분 회로로 동작한다. 제 5 저항(R55)의 일단을 통해 입력되는 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)는 제 5 저항(R55) 및 커패시터(C51)를 차례로 지나면서 적분되고, 그 결과가 제 5 저항(R55)과 커패시터(C51) 사이의 제 2 노드(N52)에 출력될 수 있다. 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)는 펄스파 형태를 가지므로 제 2 노드(N52)에 출력되는 신호는 삼각파 형태를 가질 수 있다. 구체적으로, 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 활성화 구간은 삼각파의 상승 구간에 대응되고, 비활성화 구간은 삼각파의 하강 구간에 대응된다. 이때, 적분 회로의 시상수(τ=RC)가 클수록 삼각파의 상승 및 하강 곡선의 기울기가 작아진다. 따라서 커패시터(C51)의 커패시턴스를 크게 하여 시상수를 크게 하면 거의 DC 신호에 가까운 출력 신호를 얻을 수 있다. 일 실시예에서, 커패시터(C51)의 커패시턴스를 크게 하여 제 2 노드(N52)에 미세한 굴곡이 있는 DC 신호를 얻을 수 있다. 이후 상기 DC 신호는 제 3 저항(R53) 및 제 4 저항(R54)에 의한 전압분배를 거쳐 밝기 표시 신호(REF)로서 비교기(CP)의 반전단자에 인가된다. 한편 상기 DC 신호의 DC 값은 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM) 전압의 평균값에 비례한다. 또한 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM) 전압의 평균값은 현재 도 1의 발광 다이오드 회로(400)로부터 출력되는 광의 밝기에 비례한다. 따라서 밝기 표시 신호(REF)는 도 1의 발광 다이오드 회로(400)로부터 출력되는 광의 밝기를 나타낼 수 있다. 구체적으로, 현재 출력되고 있는 광의 조도가 높으면 밝기 표시 신호(REF)의 DC 값이 크고, 광의 조도가 낮으면 밝기 표시 신호(REF)의 DC 값이 작을 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 톱니파를 이용하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 본 발명의 원리는 다채널 충전 장치로서도 활용될 수 있다. 구체적으로, 배터리의 충전 상태를 나타내는 전류를 밝기 표시 신호(REF)에 대응되는 기준 신호로 삼고 톱니파와 비교하여 충전이 완료될 때까지 계속 펄스 신호를 내보냄으로써 충전 여부를 정밀하게 측정하고 단 시간에 다채널 충전을 완료할 수 있다. 이때 이러한 충전 장치에는 정밀한 전류 제어가 요구되는데, 비교기(CP)의 전원 전압(POW2)을 높이면 비교 범위가 넓어져서 충전의 정밀도를 높일 수 있다.
비교기(CP)는 비반전단자로 입력되는 제 2 톱니파 신호(STW2)와 반전단자로 입력되는 밝기 표시 신호(REF)를 비교하여 제 2 톱니파 신호(STW2)의 레벨이 밝기 표시 신호(REF)의 레벨보다 클 경우 풀-업 저항(Rpu)에 의해 비교기(CP)의 제 2 전원 전압(POW2) 값을 펄스 폭 변조 신호(PWMS)로서 출력하고 제 2 톱니파 신호(STW2)의 레벨이 밝기 표시 신호(REF)의 레벨보다 작을 경우 로직 로우(logic low) 값을 펄스 폭 변조 신호(PWMS)로서 출력한다. 밝기 표시 신호(REF)의 DC 값이 상대적으로 작을 경우, 제 2 톱니파 신호(STW2)의 레벨이 밝기 표시 신호(REF)의 레벨보다 큰 구간이 길어지게 되고, 따라서 비교기(CP)에서 출력되는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)는 상대적으로 활성화 구간이 길어지게 된다. 이와 반대로 밝기 표시 신호(REF)의 DC 값이 상대적으로 클 경우, 제 2 톱니파 신호(STW2)의 레벨이 밝기 표시 신호(REF)의 레벨보다 큰 구간이 짧아지게 되고, 따라서 비교기(CP)에서 출력되는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)는 상대적으로 활성화 구간이 짧아지게 된다. 상술한 바와 같이 밝기 표시 신호(REF)는 현재 발광 다이오드 회로에서 출력되는 광의 밝기를 나타낼 수 있으므로, 현재 출력되는 광의 조도가 낮으면 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 늘리고 현재 출력되는 광의 조도가 높으면 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 줄임으로써 발광 다이오드 회로로부터 출력되는 광의 밝기를 일정하게 유지시킬 수 있다. 일반적으로 비교기(CP)는 기준 전압과 입력 전압을 비교하고 상기 기준 전압으로 DC 신호를 사용한다. 따라서 전술한 바와 같이 커패시터(C51)의 커패시턴스를 크게 하여 거의 DC 신호에 가까운 밝기 표시 신호(REF)를 만들고 이를 비교기(CP)의 기준 전압으로 사용할 수 있다. 일 실시예에 따르면 비교기(CP)는 LM393 칩을 이용하여 구현될 수 있다. 이때 상기 LM393 칩은 출력이 오픈 컬렉터이므로 출력에 풀-업(pull-up)을 해야 한다. 따라서 비교기(CP)의 출력단과 전원 전압(POW2) 사이에 풀-업 저항(Rpu)을 연결하여 풀-업을 할 수 있다. 비교 회로(320)의 동작은 도 7 내지도 8을 참조하여 자세히 후술한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 제 1 톱니파 신호 및 제 2 톱니파 신호를 나타내는 그래프이다.
다시 도 4를 참조하면, 연산증폭기(AMP)는 단전원 증폭기일 수 있다. 실시예에 따라 접지와 연산증폭기(AMP)의 비반전단자 사이에 연결된 제 1 저항(R41)과 제 1 노드(N41)와 제 1 저항(R42) 사이에 연결된 제 2 저항(R42)은 같은 저항 값을 가질 수 있다. 그 결과 전압분배에 의해 제 2 전원 전압(POW2)의 절반의 전압이 제 1 노드(N41), 즉 연산증폭기(AMP)의 비반전단자에 DC 오프셋으로 인가될 수 있다. 그 결과, 연산증폭기(AMP)는 연산증폭기(AMP)의 출력범위(제 2 전원 전압(POW2) ~ 접지)의 중간 지점을 기준 전압으로 삼아 입력 전압을 반전시킬 수 있다. 예를 들어, 제 2 전원 전압(POW2)이 5V이면 연산증폭기(AMP)의 비반전단자에 2.5V가 인가되고, 연산증폭기(AMP)는 5V와 0V의 중간 지점인 2.5V를 기준 전압으로 삼아 입력 전압을 반전시킬 수 있다. 도 6을 참조하면, 상단의 제 1 톱니파 신호(STW1)는 연산증폭기의 제 2 전원 전압(POW2)의 절반의 전압을 기준으로 반전되어 제 2 톱니파 신호(STW2)가 된다. 이로써 제 2 톱니파 신호(STW2)는 음의 기울기를 가질 수 있다. 제 1 톱니파 신호(STW1) 및 제 2 톱니파 신호(STW2)는 같은 주파수, 즉 같은 주기(T)를 가진다. 상기 주파수는 도 1의 DC-DC 변환 회로(200)에 포함되는 커패시터의 커패시턴스에 의해 결정될 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 조명 장치의 밝기 제어 동작을 나타내는 도면이다.
도 7을 참조하면, 상술한 바와 같이, 발광 다이오드 회로(400)는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 수신하여 점멸한다. 보다 상세하게는 발광 다이오드 회로(400)는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간에 응답하여 점멸할 수 있다. 이때 발광 다이오드 회로(400)는 적어도 하나의 트랜지스터를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 펄스 폭 변조 신호(PWMS)는 상기 적어도 하나의 트랜지스터의 게이트로 인가되어 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간에서 상기 적어도 하나의 트랜지스터가 턴온되고, 비활성화 구간에서는 상기 적어도 하나의 트랜지스터가 턴오프될 수 있다. 발광 다이오드 회로(400)는 발광 다이오드 소자(LED)들에 직렬로 연결된 전류 센싱 저항(Rsn)을 포함할 수 있다. 전류 센싱 저항(Rsn)에는 발광 다이오드 소자(LED)들에 흐르는 전류가 동일하게 흐르므로 전류 센싱 저항(Rsn)에 의하여 발광 다이오드 소자(LED)들에 흐르는 전류의 크기를 측정할 수 있다. 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)는 전압 신호 형태로서 전류 센싱 저항(Rsn)과 전류 센싱 저항(Rsn)에 흐르는 전류의 곱이 된다. 따라서 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)는 발광 다이오드 소자(LED)들에 흐르는 전류의 크기를 나타낼 수 있다. 기타 다른 회로에 대해서는 상술한 바 있으므로, 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 7의 발광 다이오드 조명 장치의 밝기 제어 동작을 나타내는 순서도이다.
도 7 및 8을 참조하면, 도 1의 전원 공급 회로(100)의 배터리들이 시간의 경과에 따라 방전됨에 따라 전원 공급 회로(100)에서 제공되는 제 1 전원 전압(POW1)의 레벨이 감소할 수 있다(S10). 그 결과, 발광 다이오드 소자(LED)에 흐르는 전류의 크기가 감소하여 발광 다이오드 소자(LED)에서 출력되는 광의 조도가 낮아질 수 있다. 그와 동시에, 전류 센싱 저항(Rsn)에 흐르는 전류의 크기도 감소하고, 따라서 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 평균값이 감소하고(S20), 이어서 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 적분한 밝기 표시 신호(REF)의 DC 값이 감소할 수 있다(S30). 그 결과, 도 7의 비교기(CP)는 활성화 구간이 길어진 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 출력하여 발광 다이오드 소자(LED)에 흐르는 전류를 증가시킬 수 있다(S40). 따라서 상기와 같이 발광 다이오드 소자(LED)에서 출력되는 광의 조도가 낮아진 경우, 활성화 구간이 길어진 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 내보내서 발광 다이오드 소자(LED)에서 출력되는 광의 밝기를 일정하게 유지시킬 수 있다. 발광 다이오드 소자(LED)에서 출력되는 광의 조도가 낮아진 경우 어떻게 활성화 구간이 늘어난 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 생성할 수 있는지 도 9를 참조하여 후술한다.
도9 는 본 발명의 일 실시예에 따라 도 7의 발광 다이오드 회로에서 출력되는 광의 조도가 낮을 때 밝기를 제어하는 동작을 나타내는 그래프이다.
도 7 및 도 9를 참조하면, 발광 다이오드 소자(LED)에 흐르는 전류의 크기가 감소하면 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 평균값이 감소할 수 있다. 즉, 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 피크값의 크기가 작아질 수 있다. 이어서, 피드 백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 적분한 밝기 표시 신호(REF)의 레벨도 감소하게 되고, 제 2 톱니파 신호(STW2)와 밝기 표시 신호(REF)가 한 주기(T) 안에서 만나는 두 교점 간의 간격이 넓어지게 된다. 결과적으로, 활성화 구간이 늘어난 펄스 폭 변조 신호(PWMS)가 생성될 수 있다. 다시 말해, DC 값을 가지는 밝기 표시 신호(REF)의 레벨에 따라 제 2 톱니파 신호(STW2)와의 교점의 위치가 달라지고, 그에 따라 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간의 길이도 달라질 수 있다. 이때 제 2 톱니파 신호(STW2)는 음의 기울기를 가질 수 있다. 그러면 출력되는 광의 조도가 낮을 때 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 늘릴 수 있다. 전술한 바와 같이 발광 다이오드의 밝기는 소자에 흐르는 전류에 비례하고, 따라서 발광 다이오드 조명 장치의 핵심은 전류를 일정하게 유지하는 것이다. 시간의 경과에 따라 전원을 공급하는 배터리가 방전됨에 따라 제 1 전원 전압(POW1)의 레벨이 감소될 수 있다. 그러면 발광 다이오드 소자(LED)에 흐르는 전류의 크기가 감소하고 출력되는 광의 조도는 낮아질 수 있다. 이때 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 늘려 발광 다이오드 회로(400) 내에 포함되는 적어도 하나의 트랜지스터가 턴온되는 시간을 늘리고, 따라서 발광 다이오드 소자(LED)에 전류가 흐르는 시간을 늘림으로써 출력되는 광의 조도를 다시 높일 수 있다. 즉 전류의 크기는 작아지되 흐르는 시간을 늘려 LED에 흐르는 전류의 총량을 일정하게 유지시키는 것이다. 전술한 바와 같이, 제 2 톱니파 신호(STW2)의 주파수, 즉 주기(T)는 도 1의 DC-DC 변환 회로(200)에 포함되는 커패시터의 커패시턴스에 의해 결정될 수 있고, 도 9 에 도시된 바와 같이 펄스 폭 변조 신호(PWMS)는 제 2 톱니파 신호(STW2)와 동기화되어 같은 주기(T)를 가질 수 있다.
도10 은 본 발명의 일 실시예에 따라 도 7의 발광 다이오드 회로에서 출력되는 광의 조도가 높을 때 밝기를 제어하는 동작을 나타내는 그래프이다.
도 7 및 10 을 참조하면, 발광 다이오드 소자(LED)에 흐르는 전류의 크기가 증가하면 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 평균값이 증가할 수 있다. 즉, 피드백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)의 피크값의 크기가 커질 수 있다. 이어서, 피드 백 펄스 폭 변조 신호(FB_PWM)를 적분한 밝기 표시 신호(REF)의 레벨도 증가하게 되고, 제 2 톱니파 신호(STW2)와 밝기 표시 신호(REF)가 한 주기(T) 안에서 만나는 두 교점 간의 간격이 좁아지게 된다. 결과적으로, 활성화 구간이 줄어든 펄스 폭 변조 신호(PWMS)가 생성될 수 있다. 이때 제 2 톱니파 신호(STW2)는 음의 기울기를 가질 수 있다. 그러면 출력되는 광의 조도가 높을 때 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 활성화 구간을 줄일 수 있다.
도11 은 본 발명의 일 실시예에 따라 복수의 발광 다이오드 조명 장치가 연결되어 사용되는 실시예를 나타낸다.
도11을 참조하면, 복수의 발광 다이오드 조명 장치 유닛(810, 820, 830)들이 직렬 또는 병렬로 연결되고, 각각의 발광 다이오드 조명 장치 유닛(810, 820, 830)마다 밝기 제어 회로를 구비할 수 있다. 흔히 가로등 등으로 사용되는 발광 다이오드 조명 장치의 경우 수십 내지 수백 개의 발광 다이오드를 연결하여 사용하고, 일반적으로 중앙에서 마이컴 등을 통해 발광 다이오드의 밝기를 유지 및 제어한다. 그러나 연결된 가로등이 많아지면 발광 다이오드 간의 거리가 멀어지고 그 결과 전원 소스와의 거리가 멀어지게 되므로 중앙에서 밝기를 제어하는 방식은 한계가 있다. 특히 원거리에 있는 발광 다이오드의 경우 중앙에서 효율적으로 밝기를 제어하는데 어려움이 있다. 반면에 도11 의 발광 다이오드 조명 장치(80)의 경우, 각각의 발광 다이오드 조명 장치 유닛(810, 820, 830)마다 밝기 제어 회로를 구비하여 독립적으로 발광 다이오드의 밝기를 제어할 수 있다
본 발명은 발광 다이오드 소자를 이용하는 발광 다이오드 조명 장치에 다양하게 이용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 가로등(street-light), 손전등(flash-light), 무영등(astral-lamp), 액정 디스플레이 장치의 후면등(back-light) 등의 발광 다이오드 조명 장치에 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 배열로 구성된 리튬배터리팩을 단 시간에 충전하는 다채널 충전 장치에도 이용될 수 있다.
상기에서는 본 발명을 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (10)

  1. DC-DC 변환 회로에서 제공된 제 1 톱니파 신호를 반전 및 증폭하여 제 2 톱니파 신호를 생성하는 반전회로; 및
    상기 제 2 톱니파 신호를 수신하고, 상기 제 2 톱니파 신호와 밝기 표시 신호를 비교하여 펄스 폭 변조 신호를 생성하고 상기 펄스 폭 변조 신호를 발광 다이오드 회로에 제공하는 비교 회로를 포함하고,
    상기 비교 회로는,
    비반전단자, 반전단자, 및 출력단을 구비한 비교기;
    전원 전압과 접지 사이에 서로 직렬 연결되는 제 1 및 제 2 저항을 포함하고, 상기 제 2 톱니파 신호를 수신하여 DC 오프셋을 부가한 뒤 상기 비교기의 비반전단자에 제공하는 DC 오프셋 회로;
    상기 비교기의 반전단자에 연결되는 출력단을 구비하고, 피드백 펄스 폭 변조 신호를 적분하여 상기 밝기 표시 신호를 생성하여 상기 비교기의 반전단자에 제공하는 적분 회로; 및
    상기 비교기의 출력단과 상기 전원 전압 사이에 연결되는 풀-업(pull-up) 저항을 포함하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제 2 톱니파 신호는 음의 기울기를 갖는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 비교기는 상기 제 2 톱니파 신호와 상기 밝기 표시 신호를 비교하여 상기 제 2 톱니파 신호의 레벨이 상기 밝기 표시 신호의 레벨보다 보다 클 경우 상기 풀-업 저항에 의해 상기 비교기의 전원 전압 값을 상기 펄스 폭 변조 신호로서 출력하고, 상기 제 2 톱니파 신호가 상기 밝기 표시 신호보다 작을 경우 로직 로우(logic low) 값을 상기 펄스 폭 변조 신호로서 출력하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 펄스 폭 변조 신호의 듀티비가 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값에 따라 변하면서 상기 발광 다이오드 회로로부터 출력되는 광의 밝기를 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값이 감소할 경우 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간이 늘어나고, 상기 피드백 펄스 폭 변조 신호의 평균값이 증가할 경우 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간이 줄어드는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 밝기 제어 회로.
  6. 제 1 전원 전압을 공급하는 전원 공급 회로;
    상기 제 1 전원 전압을 수신하고, 제 2 전원 전압 및 제 1 톱니파 신호를 공급하는 DC-DC 변환 회로;
    상기 제 2 전원 전압 및 상기 제 1 톱니파 신호를 수신하고, 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 밝기 제어 회로; 및
    상기 펄스 폭 변조 신호를 수신하고, 상기 밝기 제어 회로에 피드백 펄스 폭 변조 신호를 제공하는 발광 다이오드 회로를 포함하고,
    상기 밝기 제어 회로는 상기 DC-DC 변환 회로에서 제공된 상기 제 1 톱니파 신호를 반전 및 증폭하여 제 2 톱니파 신호를 생성하는 반전 회로; 및
    상기 제 2 톱니파 신호를 수신하고, 상기 제 2 톱니파 신호와 밝기 표시 신호를 비교하여 상기 펄스 폭 변조 신호를 생성하여 상기 발광 다이오드 회로에 제공하는 비교 회로를 포함하는 발광 다이오드 조명 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 DC-DC 변환 회로는 상기 DC-DC 변환 회로에 포함되는 커런트 미러(current mirror)를 사용하여 상기 제 1 톱니파 신호를 상기 반전 회로에 제공하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 조명 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제 1 톱니파 신호의 주파수는 상기 DC-DC 변환 회로에 포함되는 커패시터의 커패시턴스에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 조명 장치.
  9. 제6항에 있어서, 상기 발광 다이오드 회로로부터 출력되는 광의 밝기는 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화 구간의 길이에 비례하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 조명 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 펄스 폭 변조 신호의 활성화구간에서 상기 발광 다이오드 회로에 포함되는 적어도 하나의 트랜지스터가 턴온되고, 상기 펄스 폭 변조 신호의 비활성화 구간에서 상기 적어도 하나의 트랜지스터가 턴오프되는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 조명 장치.
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