WO2012004890A1 - 光受信器及び光伝送システム - Google Patents
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- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
Definitions
- the present invention relates to an optical information transmission technique, and more particularly to an optical receiver and an optical transmission system suitable for receiving multilevel optical information transmitted through an optical fiber.
- Non-Patent Document 1 reports QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) that performs quaternary phase modulation
- Non-Patent Document 2 reports 32-level amplitude that combines 4-level amplitude modulation and 8-level phase modulation.
- -Phase modulation has been reported.
- (A) to (D) of FIG. 1 are diagrams illustrating a complex phase plane used for optical transmission and signal point arrangements of various known modulation schemes.
- Complex phase plane (or complex plane, phase plane) , IQ plane) signal points of various optical multilevel signals (complex display of optical electric field at identification time) are plotted.
- FIG. 1A is an explanatory diagram of signal points on the IQ plane.
- Each signal point is a complex orthogonal coordinate (IQ coordinate) or polar coordinates indicated by an amplitude r (n) and a phase ⁇ (n) shown in the figure. Can be displayed.
- (B) is an example of signal point arrangement of quaternary phase modulation (QPSK), and four ideal signal points (symbols) used for transmission of a multilevel signal are displayed on a complex plane. Each of these ideal signal points has a constant amplitude, and the phase angle ⁇ (n) is arranged at four positions of 0, ⁇ / 2, ⁇ , and ⁇ / 2. By transmitting one of these four symbols, 2-bit information (00, 01, 11, 10) can be transmitted per symbol.
- DQPSK differential quaternary phase modulation
- C shows 16-value quadrature amplitude modulation (16QAM) widely used in radio.
- 16QAM ideal signal points are arranged in a grid pattern, and information transmission of 4 bits per symbol is possible.
- the value of the upper 2 bits (10xx, 11xx, 01xx, 00xx) is expressed in the Q-axis coordinates
- the value of the lower 2 bits (xx10, xx11, xx01, xx00) is expressed in the I-axis coordinates.
- Non-Patent Document 3 reports an experimental example of transmission / reception of 64QAM signals.
- the coherent optical receiver is a system that uses a local light source arranged in the receiver for detecting the phase angle of the optical signal.
- (D) is a 16-value amplitude phase modulation (16APSK) system in which binary amplitude modulation and 8-value phase modulation are superimposed, and 16 signal points are arranged in 8 concentric circles with different amplitudes. Yes. In this way, the use of multilevel signals with various signal point arrangements has been studied. On the other hand, in order to expand the optical transmission capacity, studies have been made to increase the modulation speed of each wavelength (channel) to about 10 Gbit / second to 40 Gbit / second. However, when the modulation speed is increased in this way, transmission quality is greatly deteriorated due to chromatic dispersion of the optical fiber and nonlinear effects such as a self-phase modulation effect.
- the optical transmission distance rapidly decreases by 1 / square of the signal bit rate due to the influence of chromatic dispersion. Therefore, in optical transmission at 10 Gbit / sec or more, a dispersion compensator for compensating for chromatic dispersion generated in the transmission path is required at the optical signal receiving end and the optical repeater.
- a dispersion compensator for compensating for chromatic dispersion generated in the transmission path is required at the optical signal receiving end and the optical repeater.
- the tolerance to chromatic dispersion is usually only about 5 km with a dispersion fiber, so that the signal quality degradation is minimized by the variable chromatic dispersion compensator arranged at the optical signal receiving end.
- An adaptive compensation technique that automatically controls so as to be studied is being studied.
- the tunable dispersion compensator has many problems to be solved in terms of the size, complexity, cost, control speed, and the like of the apparatus.
- an electrical adaptive equalization circuit such as a feedforward equalization circuit (FFE) or a decision feedback equalization circuit (DFE) is arranged in an electric circuit unit of an optical signal receiver, or a maximum likelihood estimation circuit (FFE)
- FFE feedforward equalization circuit
- DFE decision feedback equalization circuit
- An electrical stage compensation technique for estimating a received symbol by MLSE has been studied.
- the chromatic dispersion compensation at the electrical stage according to the prior art is incomplete so as to shape the eye opening of the received light waveform.
- FIG. 2 is a configuration diagram of a polarization diversity type coherent optical electric field receiver as a first technical example.
- the polarization diversity coherent optical electric field receiver simultaneously receives information on two polarizations of an optical signal.
- An input optical signal 1101 transmitted through the optical fiber transmission line is separated into a horizontal (S) polarization component 1105 and a vertical (P) polarization component 1106 by a polarization separation circuit 1102-1.
- the separated S polarization component 1105 and P polarization component 1106 are input to the coherent optical field receiver 1100-1 and the coherent optical field receiver 1100-2, respectively.
- a local laser light source 1103 having substantially the same wavelength as that of the input optical signal 1101 is used as an optical phase reference.
- the local light 1104-1 output from the local laser light source 1103 is separated into two local light 1104-2 and a local light 1104-3 by the polarization separation circuit 1102-2.
- the separated local light 1104-2 and local light 1104-3 are input to the coherent optical field receiver 1100-1 and the coherent optical field receiver 1100-2, respectively.
- the optical phase diversity circuit 1107 combines the S polarization component 1105 and the local light 1104-2 of the input optical multilevel signal.
- the optical phase diversity circuit 1107 includes an I (in-phase) component output light 1108 extracted from the in-phase component of the combined local light 1104-2 and the S polarization component 1105 of the optical multilevel signal, and the combined local light 1104. -2 and the Q (orthogonal) component output light 1109 extracted from the orthogonal component of the S-polarized component 1105 of the optical multilevel signal.
- the generated I component output light 1108 and Q component output light are received by balanced optical receivers 1110-1 and 1110-2, respectively.
- the received I component output light 1108 and Q component output light are converted into electrical signals.
- the two converted electrical signals are time-sampled by A / D converters 1111-1 and 111-2, respectively, and digitized output signals 1112-1 and 1112-2 are generated.
- the optical field of the received input optical signal 1101 is expressed as r (n) exp (j ⁇ (n)).
- R is the amplitude of the optical electric field
- ⁇ is the phase of the optical electric field
- n is the sampling time.
- the local light 1104 actually includes a random phase noise and a slight difference frequency component with the signal light, etc., but the phase noise and the difference frequency component are phase rotations that are gradual in time and are removed by digital signal processing. Will be ignored.
- the balanced optical detector 1110-1 and the balanced optical detector 1110-2 perform homodyne detection on the input optical signal 1101 input using the local light 1104-2, and input optical signals 1101 based on the local light respectively.
- all constants such as conversion efficiency are set to “1”.
- the digital arithmetic circuit 1113 is a complex electric field arithmetic circuit, and by giving an inverse function of linear degradation (for example, chromatic dispersion) that the optical signal undergoes during transmission, it is possible to almost completely cancel the influence of the linear degradation and the like. It is. Further, processing such as clock extraction and re-sampling is performed as necessary, and an in-phase component 1114-1 of the processed optical electric field signal and an orthogonal component 1114-2 of the optical electric field signal are output.
- linear degradation for example, chromatic dispersion
- the coherent optical electric field receiver 1100-1 can obtain electric field information of one polarization component (for example, S polarization component) of the received input optical signal 1101, but the polarization of the optical signal can be obtained. Since the state fluctuates during optical fiber transmission, it is also necessary to receive the P polarization component. Accordingly, the coherent optical electric field receiver 1100-2 similarly receives the P polarization component of the input optical signal 1101, and uses the received electric field information of the P polarization component as the optical electric field signal 1114-3 and the optical electric field signal 1114-4. Output as.
- one polarization component for example, S polarization component
- the coherent optical electric field receiver 1100-2 similarly receives the P polarization component of the input optical signal 1101, and uses the received electric field information of the P polarization component as the optical electric field signal 1114-3 and the optical electric field signal 1114-4. Output as.
- the digital calculation / symbol determination circuit 1115 converts the polarization state of the optical signal into the I component and Q component of each polarization output from the digital calculation circuit 1113 (for example, conversion from linear polarization to circular polarization). Go to eliminate the fluctuation of the polarization state.
- the digital calculation / symbol determination circuit 1115 determines which symbol is transmitted with high accuracy by comparing with the signal point arrangement shown in FIG. The determination result is output as a multi-value digital signal 1116.
- the coherent optical field receiver When the above-described coherent optical electric field receiver is used, all electric field information of the received signal can be obtained, and even a complex multilevel signal can be received.
- the digital arithmetic circuit 1113 performs correction processing using the inverse function of the propagation function of the optical fiber transmission line for the input signal, and theoretically completely compensates for linear degradation due to chromatic dispersion or the like. There is an advantage that you can.
- the coherent electric field receiver requires two receivers for receiving two polarization components, or requires a local light source that is an extra laser light source inside the receiver. There are problems such as large power consumption. On the other hand, FIG.
- phase preintegration type optical multilevel signal transmission system using direct detection previously proposed by us. This method realizes a compact, low cost and low power consumption optical multilevel transceiver without using coherent detection.
- phase pre-integration type optical electric field transmitter 1200 unmodulated laser light output from the laser light source 1210 is input to the optical electric field modulator 1211, and a transmission optical multilevel signal 1213 subjected to required electric field modulation is output. Output from the optical fiber 1212.
- a binary digital information signal 1201 to be transmitted is converted into a complex multilevel information signal 1203 inside the multilevel encoding circuit 1202.
- a 16QAM signal is used as an example of the complex multilevel information signal 1203.
- This signal is input to the phase pre-integration unit 1204, and only the phase component is digitally integrated at a time interval T and converted into a phase pre-integration complex multi-value information signal 1205.
- ⁇ (n) is the phase angle of the output signal
- ⁇ (n) is the past phase angle ⁇ (1). . . .
- This is a value obtained by accumulating ⁇ (n) every time T.
- the output signal is again converted into the orthogonal coordinate system, and then output as a phase preintegrated complex multilevel information signal 1205. Due to the phase pre-integration calculation, signal points are arranged on concentric circles that are significantly different from the original 16QAM signal. This signal is input to the sampling rate conversion circuit 1206 and complemented so that the sampling rate becomes 2 samples / symbol or more.
- an inverse function of deterioration generated in the optical transmission line 1214 and the like is applied to the phase preintegrated complex multilevel information signal by the pre-equalization circuit 1207, and then separated into a real part i "and an imaginary part q", respectively, and DA conversion
- the signals are converted into high-speed analog signals by the units 1208-1 and 1208-1.
- These two analog signals are amplified by the driver circuits 1209-1 and 1209-2 and then input to the two I and Q modulation terminals of the optical electric field modulator 1211.
- a transmission light multilevel signal 1213 having the pre-equalized phase integration signals (i ′′ (n), q ′′ (n)) in the in-phase component I and the quadrature component Q of the optical electric field can be generated.
- the optical electric field of the transmission light multilevel signal 213 is (i ′′ (n) + jq ′′ (n)) exp (j ⁇ (n)), and ⁇ (n) is the optical angular frequency of the laser light source 210. That is, the transmission light multilevel signal 213 is equal to (i ′′ (n), q ′′ (n)) by equalization low-frequency approximation with the optical frequency component removed.
- the transmission optical multilevel signal 1213 is transmitted through the optical fiber transmission line 1214, undergoes transmission degradation due to chromatic dispersion of the optical fiber and is amplified by an optical amplifier, and is received as a received optical multilevel signal 1215 to the non-coherent optical field receiver 1220. Entered. Since these transmission degradations cancel each other with the inverse function applied in advance by the pre-equalization circuit 1207, the optical electric field of the received signal becomes equal to the phase pre-integrated complex multilevel information signal 1205.
- the received optical multilevel signal 1215 is branched into three optical signal paths by an optical branch circuit 1222 inside the non-coherent optical electric field receiver front end, and the first optical delay detector 1223-1 and the second optical delay detector.
- the delay time Td of one of the two paths is substantially equal to the symbol time T of the received optical multilevel information signal, and the optical phase difference between the two paths becomes zero.
- the two output lights of the first and second optical delay detectors 1223-1 and 1223-2 are converted into electrical signals by the balanced photodetectors 1224-1 and 1224-2, respectively, and then each A / D converter.
- the digital signals dI (n) and dQ (n) are converted by 1226-1 and 1226-2.
- the output electric signal of the light intensity detector 1225 that detects the light intensity of the input light is also converted into a digital signal P (n) by the A / D converter 1226-3. Thereafter, the digital signals dI (n) and dQ (n) are input to the arctangent calculation circuit 1227.
- a two-argument inverse tangent operation is performed with dI (n) as the X component and dQ (n) as the Y component, and the phase angle is calculated.
- ⁇ (n) is the phase difference ( ⁇ (n) ⁇ (n ⁇ 1)) of the received nth optical electric field symbol from the immediately preceding symbol.
- the arctangent calculation circuit 227 performs an arctangent (inverse tangent) operation in four quadrants to calculate ⁇ (n). be able to.
- FIG. 4 is a configuration example of the third technical example.
- the input optical multilevel signal 1215 is branched into two optical signals by an optical branch circuit 1222, and the first and second optical signals are respectively optical delay detectors 1240-1 (set to a phase difference of 0), 1240-2 (Set to phase difference ⁇ / 2).
- Outputs of the optical delay detectors 1240-1 and 1240-2 are converted into electric signals x and y by an optical balance type receiver 1224 (1224-1 and 1224-2), and an A / D converter 1226 (1226-1). , 1226-2) and the delay adjustment circuit 1242 (1242-1, 1242-2), the electric field calculation unit 1244 is supplied.
- the delay amount of the optical delay detector 1240 is T / 2 (symbol time T), and the delay interferometer interferes with the optical signal received at time t and the optical signal before time t ⁇ T / 2.
- This technical example is intended to obtain an optical electric field every half time interval T / 2 in the case of the second technical example, reproduce the optical electric field information in the receiver based on the Nyquist theorem, and perform chromatic dispersion compensation. To do.
- the sampling interval of the A / D converters 1241-1 and 1241-2 is T / 2
- the optical electric field of the received light is r (n) exp ( ⁇ (n))
- the electric reception signal x1243- 1 and y1243-2 can be expressed as r (n) r (n-1) cos ( ⁇ (n)) and r (n) r (n-1) sin ( ⁇ (n)), respectively (quantum efficiency etc. Constants are omitted).
- ⁇ (n) ⁇ (n) ⁇ (n ⁇ 1).
- the differential phase ⁇ (n) can be calculated by calculating the arc tangent (ArcTan) of the signals x and y by the arc tangent calculating circuit 1227. By sequentially accumulating this for each sample by the delay addition circuit 1116, the phase component ⁇ (n) of the received optical electric field can be calculated as the reproduced optical electric field 1249-2.
- the amplitude information of the received light electric field is also calculated from the electric reception signals x1243-1 and y1243-2. That is, when both are input to the square distance calculation circuit 1245 and the square root of the sum of the squares is obtained, the calculation result 1248-1 is r (n) r (n-1).
- r (n) is obtained by dividing the calculation result 1248-1 by the electric field r (n ⁇ 1) of the immediately preceding received symbol. It can be calculated. That is, by inputting the calculation result 1248-1 to the delay division circuit 1247, the amplitude part r (n) of the received optical field can be obtained as the reproduction optical signal 1249-1. By combining these, the received optical electric field can be regenerated, so that at least two optical electric field sample points can be obtained in one symbol time in the above process, and the Nyquist sampling frequency is satisfied, and all information on the optical electric field is acquired. it can.
- the first object of the present invention is to provide practical light capable of compensating for linear degradation of a transmission line such as chromatic dispersion by signal processing inside the receiver, having a simple structure and using any optical multilevel signal. It is to provide a receiver.
- the coherent optical electric field receiver described with reference to FIG. 2, which is the first technical example can use any optical multilevel signal, for example, and compensate for transmission deterioration by signal processing inside the receiver as described above. Although it may be possible, a local light source is required inside the receiver, and since it has polarization dependence, it is necessary to adopt a diversity configuration or the like, which increases the size and cost of the receiver.
- FIG. 3 which is a third technical example, shows an example of an optical electric field receiver applicable to multilevel transmission by calculating all information of an optical electric field using optical delay detection.
- this method also has the following problems.
- the delay amount of the delay detector in order to realize chromatic dispersion compensation, it is necessary to set the delay amount of the delay detector to 1 ⁇ 2 of the symbol time, and to perform optical electric field measurement twice in one symbol.
- a method for sampling the optical electric field at the shoulder of the waveform has been described, but it requires processing to shift the sampling timing, and when the waveform distortion is large, it is the shoulder of the waveform.
- the second object of the present invention is to solve the above-mentioned two problems in the third technical example, and in the delay detection system, compensation for chromatic dispersion compensation can be performed stably and easily while avoiding the influence of zero hit. Is to make it possible.
- the above problem is that a differential phase of a received signal is digitally detected by a combined optical delay detection receiver having a delay amount T substantially equal to the symbol time Ts, and this is integrated for each symbol to obtain optical amplitude information.
- This can be solved by synthesizing and regenerating the optical electric field signal and then inputting it to the transmission degradation equalizer to equalize the transmission degradation.
- the optical electric field is calculated for each symbol, it is most effective to make the equalization time interval of the transmission degradation equalizer substantially coincide with the symbol time Ts.
- the retiming circuit uses a retiming circuit to perform retiming of the received signal and sampling rate conversion processing so that the phase integration timing substantially coincides with the symbol central time of the received optical signal, and the sampling time is received.
- a greater compensation effect can be obtained by performing chromatic dispersion compensation after making the sampling time substantially coincide with the central time of the symbol and converting the sampling time into a digital sample sequence that matches the symbol time Ts.
- a clock extraction circuit may be provided to make the sampling timing of the AD converter substantially coincide with the symbol central time.
- a phase fluctuation removing circuit may be provided in the optical electric field receiver, and an optical electric field signal may be input to the phase fluctuation removing circuit to remove the phase fluctuation.
- a delay detection or differential detection may be performed by digital numerical computation on the entire optical electric field signal or only its phase component provided with an electrical phase differential detection circuit whose delay amount coincides with the symbol time.
- the extraction of the optical electric field amplitude may be performed by performing a square root operation on the received signal sequence using a light intensity receiver, an AD converter, and a square root operation circuit.
- the waveform degradation equalization circuit described above can be realized as an adaptive equalization circuit that automatically corrects waveform degradation, or as a digital filter having a reverse transfer characteristic of chromatic dispersion. In particular, when the DC offset of the output signal is lost when using the balanced receiver, it is desirable to add and correct the offset signal according to the compensation amount.
- a configuration is conceivable in which a band narrowed Nyquist filter having a bandwidth of 1 / (2Ts) or more and 1 / Ts or less is inserted after the AD converter of the receiver.
- a bandwidth narrowing Nyquist having a bandwidth of 1 / (2Ts) or more and 1 / Ts or less in the optical electric field transmitter.
- a configuration that includes a filter and outputs the generated optical electric field signal with the bandwidth narrowed in advance in the electrical region is more ideal.
- Such a digital or analog electric filter is equivalently replaced with an optical band narrowing filter having a full bandwidth of 1 / Ts or more and 2 / Ts or less, and is inserted in the middle of an optical transmitter, an optical receiver or an optical transmission line. Then, band narrowing may be performed.
- the optical electric field transmitter includes a phase pre-integration circuit, and delay detection reception is possible by integrating the phases of the optical signals to be transmitted in advance for each symbol time, thereby improving the practicality.
- chromatic dispersion pre-equalization inside the optical electric field transmitter, practical long-distance transmission becomes possible.
- a combined optical delay detection receiver having an amount of delay substantially matching the symbol time of the received optical signal, an AD converter, a differential phase calculation circuit, a phase integration circuit, and an amplitude component of the optical signal are extracted.
- An optical receiver for receiving the optical signal The combined optical delay detection receiver has a delay amount that substantially matches the symbol time of the received optical signal, detects the received optical signal, and outputs it,
- the AD converter converts the output signal of the combined optical delay detector into a digital signal
- the differential phase calculation circuit inputs the digital signal, calculates a differential phase with the optical signal of the immediately preceding symbol time, approximately every symbol time,
- the phase integration circuit calculates the phase information by inputting the calculated differential phase and integrating the received signal every symbol time
- the optical amplitude detector extracts an amplitude component of the received optical signal
- the optical electric field signal reproduction circuit reproduces an optical electric field signal by combining the calculated phase information and the optical amplitude information obtained by the optical amplitude detector
- the transmission degradation equalizer is provided with the optical receiver that receives the regenerated optical electric field signal and equalizes the transmission degradation.
- An optical transmitter for generating an optical signal modulated with an information signal Comprising the optical receiver described above, An optical transmission system is provided in which an optical signal output from the optical transmitter and transmitted through an optical fiber transmission line is received by the optical receiver, converted into an information signal, and output.
- a practical optical receiver that can compensate for linear degradation of a transmission line such as chromatic dispersion by signal processing inside the receiver, has a simple structure, and can use any optical multilevel signal. can do.
- the above two problems in the third technical example are solved, and even in the delay detection method, it is possible to compensate for chromatic dispersion stably and easily while avoiding the influence of zero hit. .
- a 10 G symbol / second 8QAM signal after transmission of SMF 60 km + signal point arrangement with dispersion compensation (A), and after SMF 60 km transmission + dispersion compensation + signal point arrangement during offset compensation (B)
- Example of signal point arrangement (C) at the time of SMF 60 km transmission + band narrowing + dispersion compensation An example of an electric field compensation circuit (FIR filter) (A) and an example of an electric field compensation circuit (look-up table) (B) in the present invention.
- the block diagram which shows 2nd Example of the optical electric field receiver by this invention. 10 shows a configuration example of a dispersion compensation table in the second embodiment of the present invention.
- the block diagram which shows the 5th Example of the optical transmission system by this invention. 2 is a configuration example of an optical receiver having a band narrowing filter.
- FIG. 5 is a configuration diagram of the first embodiment of the present invention, and shows a configuration of an optical electric field receiver (optical receiver) 300.
- the received optical multilevel signal 215 is branched into three optical signal paths by the optical branching device 222, and the first optical delay detector 223-1, the second optical delay detector 223-2, and the optical intensity receiver 225. Is input.
- the received optical multilevel signal 215 is an optical modulation signal having a binary value of a predetermined symbol time or more, transmitted by an optical transmitter, and received via an optical fiber transmission line.
- the delay time difference T between the two internal optical paths is substantially equal to the symbol time Ts of the received optical multilevel information signal, and the optical phase difference between both paths is zero.
- the second optical delay detector 223-2 is set so that the delay time difference T between the two internal optical paths is substantially equal to Ts, and the optical phase difference between the two paths is ⁇ / 2.
- the output lights of the first and second optical delay detectors 223-1 and 223-2 are converted into electric signals by balanced optical receivers 224-1 and 224-2, respectively, and thereafter AD converters 226-1, In 226-2, the signals are converted into high-speed digital signals dI (n) and dQ (n).
- the output electric signal of the light intensity receiver 135 is also converted into a digital signal P (n) by the AD converter 226-3.
- FIG. 6 shows the sampling timing of the received electrical signal (A) and the reproduction electric field signal (B) in the first embodiment.
- A shows the positional relationship between the dI, dQ, and P signals sampled by the AD converters 226-1, 226-2, and 226-3 and their sampling points (white circles).
- each of the three AD converters AD-converts the input waveform at the same timing (white circle time) twice in each symbol and outputs it as digital data. It is not synchronized with the boundary.
- the sampling frequency is shown to be exactly twice the symbol rate, but there may be some deviation.
- the sampling rate of the A / D converter is at least twice the frequency band of the input signal, the Nyquist theorem is satisfied and retiming processing at an arbitrary time is possible. If this condition is satisfied, it may be slightly lower than twice the symbol speed (2 / Ts).
- the digital signal is input to the retiming / downsampling circuits 301-1, 301-2, and 301-3, and the waveform transition timing is extracted internally, and the sampling timing is exactly the central time of each symbol. In this way, the sampling rate is reduced and output.
- a digital clock extraction circuit is widely used in digital radio signal processing or the like, and any algorithm may be used as long as it has the same function.
- such a process first separates a part of an input digital signal, takes its absolute value, performs fast Fourier transform (FFT), converts it to the frequency domain, extracts the same clock component as the symbol speed, This can be realized by performing the inverse Fourier transform after shifting the phase of the frequency component by the phase shift of the clock component and extracting only the sampling point (black circle) at the odd (or even) symbol central time.
- the clock extraction process does not necessarily have to be performed independently for each of the retiming / downsampling circuits 301-1, 301-2, and 301-3, and the lengths of the three signal paths are set to be the same.
- phase shift / downsampling processing may be performed based on a common clock phase extracted by one circuit.
- the retimed dI component and dQ component are input to the arctangent calculation circuit 227 to calculate the differential phase ⁇ (n).
- the input sampling time matches the symbol center of the multi-level signal, so that there is a far zero hit compared to the third technical example. It is hard to occur.
- the differential phase ⁇ (n) is then input to the phase integration circuit 302 and integrated once per symbol (time interval Ts) to calculate the absolute phase ⁇ (n).
- the intensity component output from the retiming / downsampling circuit 301-3 is input to the square root circuit 228 and converted into an amplitude component.
- the square calculation may be performed after correcting the DC offset component as necessary.
- the absolute phase component ⁇ (n) and the amplitude component r (n) (FIG. 6B) obtained as described above are input to the orthogonal coordinate conversion circuit 229 and converted from polar coordinates to orthogonal coordinates to generate an optical electric field. Is played.
- the reproduced optical electric field becomes a digital signal having the same phase component ⁇ (n) and amplitude component r (n) as the received signal at the sampling interval Ts (same as the symbol speed).
- the reproduction electric field signal is compensated for linear degradation by applying an inverse function of the chromatic dispersion of the transmission line by using the electric field compensation circuit 231 with the compensation interval T, and thereafter, the electric field differential signal is amplified by the electric phase differential detection circuit 232. After differential detection of only the phase component of the value signal again, multi-value determination processing is performed to obtain a digital information signal 230.
- the compensation performance is limited. Specifically, components within ⁇ 1 / (2T) in the frequency band of the optical electric field signal can be compensated.
- FIGS. 7A and 7B show signal point arrangement (A) before fiber transmission and SMF 60 km transmission when an 8QAM signal of 10 G symbols / second is received by a conventional optical multilevel receiver using direct detection. This is a later signal point arrangement (B). Note that FIG. 7C will be described later.
- 8QAM modulation which is an 8-level multi-level modulation signal, is modulated / demodulated using a phase preintegration technique using the second technical example shown in FIG. 3 and is not affected by optical noise.
- the state of the reproduction light electric field is calculated using a numerical simulation.
- an 8QAM signal having 8 signal points can be completely reproduced as in the case where there is no chromatic dispersion, which is one of the linear degradations of the transmission path, but normal dispersion fiber (SMF)
- SMF normal dispersion fiber
- FIG. 8A shows a signal point arrangement with dispersion compensation after SMF 60 km transmission in the optical electric field receiver of this embodiment.
- This example uses the configuration of the present embodiment shown in FIG. 5, and applies chromatic dispersion of ⁇ 680 ps / nm having an opposite sign in the electric field compensation circuit 231 with the compensation interval T, thereby compensating chromatic dispersion by digital signal processing. It is carried out.
- the received signal is greatly improved from FIG. 7B, and the eight signal points are clearly separated.
- the distribution of each signal point is increased as compared with FIG. 7A, but this is not compensated because the compensation frequency band is limited to within ⁇ 1 / (2T) as described above. It is believed that completeness has occurred.
- the initial phase of integration is indefinite, errors of each photodetector, thermal noise, etc. are accumulated, which is redundant. May cause a phase error.
- the reverse transfer function of chromatic dispersion of the transmission line that is compensated by the electric field compensation circuit 231 is independent or close when the initial phase of the electric field signal is independent and the compensation amount of chromatic dispersion is relatively small. Therefore, the error accumulation is small and compensation is possible without any particular problem.
- Such initial phase indefiniteness and increase in phase fluctuation make it difficult to detect the subsequent value signal.
- the phase component of the multilevel signal is detected by the electric phase differential detection / determination circuit 232.
- the influence is avoided by performing multi-level determination processing after differential detection with the immediately preceding symbol as a reference. That is, since only the phase component is integrated for each symbol in the phase integration circuit 302, the original multilevel signal is restored by performing the difference calculation only on the phase component again after the electric field compensation.
- the method of demodulating a multilevel signal is not limited to this method, and multilevel determination may be performed after removing the phase fluctuation as will be described later, or MLSE ( Various methods for detecting signals with large phase fluctuations proposed so far, such as maximum likelihood sequence estimation, may be used.
- the electric field compensation circuit 231 of the compensation interval T of this example only compensation for chromatic dispersion is shown, but in principle, it can be equalized if linear transmission degradation occurs. For example, intersymbol interference and transmission of an optical modulator / demodulator. It is possible to correct the polarization mode dispersion of the path and the band degradation due to the optical filter or the electric filter. Some of these are difficult to compensate if there is phase indefiniteness, but compensation can be realized by using a process for removing phase fluctuations described later.
- the electric field compensation circuit 1250 operates at the compensation interval T / 2, and the circuit scale of this embodiment that operates at the compensation interval T is smaller. FIG.
- the input complex electric field signal sequence 311 input to the electric field compensation circuit 231 in FIG. 9A is a complex digital signal having one sampling point for each symbol.
- a delay circuit 313 having a delay time of one sample, a complex tap multiplier circuit 314, and a complex adder circuit 315 constitute a ladder filter, and a tap weight wi is assigned to each sample delayed at each sample time.
- the output complex electric field signal sequence 312 multiplied and added is sequentially calculated and output to the outside.
- the weight of each complex tap is a value calculated in advance (or accumulated in a table) in advance according to the compensation amount or the physical quantity to be compensated, and can be arbitrarily set by the compensation data setting signal 316.
- an input complex electric field signal sequence 311 that is sequentially delayed by one sample is input to the electric field compensation lookup table 317, and the output signal is shifted by one sample by the complex adder circuit 315. As a result, the output signal is synthesized. In this configuration, it is also possible to partially compensate for nonlinear effects.
- the lookup table 317 for example, the electric field waveform after dispersion compensation is described using the input complex electric field signal sequence as a key. In FIG.
- the orthogonal coordinate conversion circuit 229 arranged immediately before may be omitted.
- the electric field compensation look-up table 317 is inputted with polar electric field signals ⁇ (n) and r (n), and the electric field waveform after dispersion compensation may be described in the look-up table using this as a key.
- a polar coordinate electric field waveform may be described in the electric field compensation lookup table 317, or after differential detection. The waveform may be described. In this way, by including arithmetic processing such as front and rear coordinate conversion and differential detection together in the function of the lookup table 317, the circuit scale can be greatly reduced.
- FIGS. 10A and 10B show the spectrum (A) of the received light electric field and the spectrum (B) of the differential light electric field of 1 sample / symbol in this embodiment. (C) and (D) will be described later.
- the optical intensity receiver may be omitted, and the amplitude component may be estimated from the output signals of two optical delay detection type receivers.
- the optical delay detector has a multi-phase configuration such as a three-phase configuration using three optical delay detection receivers having phases different from each other by 120 degrees, and quadrature components dI and dQ are calculated by coordinate conversion from the output multi-phase signal. It does not matter as a structure to do.
- the directions of the dI and dQ axes are also convenient, and may be shifted in the ⁇ 45 degree rotation direction as long as they are orthogonal to each other.
- the phase rotation becomes 0 degrees during phase integration in the direction of the dI axis, and thus it is necessary to perform correction calculation of the integration amount.
- an optical delay detector since an optical delay detector is used, it does not depend on the polarization state of the input light, and unlike the conventional coherent detection method, a local oscillation light source is not required, so the configuration of the receiver is It will be easy.
- the conventional non-coherent multilevel optical receiver uses an optical delay detector and an optical phase accumulator with a delay amount Ts / 2 (Ts is a symbol time).
- both the delay amount and the phase integration interval can be made equal to the symbol time Ts, so the probability of zero hit can be greatly reduced and the practicality can be improved.
- the circuit required for signal processing such as waveform correction requires the same minimum circuit scale and operation speed as the symbol length.
- the circuit scale required for chromatic dispersion compensation is reduced to 1/4 of the conventional one.
- symbol central time data is extracted by a retiming / downsampling circuit using digital signal processing to extract symbol central time data, and differential phase calculation and integration is limited to symbol central time data only.
- FIG. 11 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, in particular, an example in which clock extraction and offset correction are performed.
- the clock extraction circuit 326 is an alternative technique of the retiming / downsampling circuit 301 in the first embodiment, and in this example, a part of the received electrical signal dI is branched and used as an input.
- the clock extraction circuit 326 internally extracts and outputs a clock signal (repetitive sine wave) synchronized with the rectification / symbol timing, branches it, and uses it as a sampling clock 327 for each of the AD converters 226-1 to 226-3. .
- the AD converters 226-1 to 226-1 can always perform A / D conversion at the symbol central time of the input multilevel signal and output a digital signal having the same interval (Ts) as the symbol rate.
- Ts interval
- the data rate of the A / D converters 226-1 to 226-1 is reduced to 1/2 to improve the feasibility from the viewpoint of high speed and scale of the circuit, and the digital retiming / downsampling circuit 301 is omitted. It becomes possible to do.
- a direct current block type receiver 320-1 and 320-2 having a direct current block circuit and enhanced high frequency characteristics is used for detecting an optical multilevel signal.
- the signal deteriorated due to the chromatic dispersion of the transmission path may be asymmetric (in this example, asymmetric vertically, that is, asymmetrical in the dQ direction, which is the vertical axis) as shown in FIG. 7B, for example.
- asymmetric vertically that is, asymmetrical in the dQ direction, which is the vertical axis
- FIG. 7B for example.
- a chromatic dispersion amount setting signal 325 is input to the dispersion compensation amount setting circuit 321, and chromatic dispersion compensation data 324 is generated so that the electric field compensation circuit 231 having the compensation interval T has desired chromatic dispersion characteristics. It plays a role of updating the tap amount of the FIR filter in the circuit 231 and the contents of the lookup table.
- the dispersion compensation amount setting circuit 321 of this example further generates a dI component offset correction signal 322 and a dQ component offset correction signal 323 corresponding to the compensation amount of chromatic dispersion internally, and these are added to the adders 390-1 and 390.
- FIG. 12 is a configuration example of the dispersion compensation amount setting circuit 321.
- the chromatic dispersion amount setting signal 325 is branched into two internally, and one is input to the tap weight calculation circuit 330 to generate a tap coefficient for generating a specified amount of chromatic dispersion, and this is used as the compensation data setting signal 324. Output.
- Such tap coefficient calculation is to calculate the impulse response of the chromatic dispersion characteristic of a known optical fiber, and can be easily realized by mathematical calculation using a CPU or the like. The configuration of this part is the same even when offset compensation is not used.
- the other chromatic dispersion amount setting signal 325 is first used to invert the sign by the inverting circuit 335 and generate a chromatic dispersion transfer characteristic within the chromatic dispersion simulation circuit 332.
- a waveform having a relatively short period (several tens to several thousand symbols) generated by the multi-value waveform generation circuit 331 is input, and a degraded waveform obtained by applying chromatic dispersion to the input waveform is calculated. Output.
- this signal is subjected to delay detection reception by the delay detection simulation circuit 333, the dI component generated by the average intensity calculation circuit 333 and the DC component of the dQ signal are calculated, and this is converted into the offset correction signal 322 of the dI component and the dQ component.
- the offset correction signal 323 is output to the outside.
- the calculation of the offset correction signal described above is to calculate the DC offset amount generated during direct detection reception of a multilevel signal to which a predetermined amount of chromatic dispersion is applied, for example, by a simple software optical transmission simulator. can do. Further, a simple configuration in which an offset correction amount is stored in advance for each chromatic dispersion value, and this is stored and output in the memory can be realized without any problem.
- FIG. 8B is a simulation result in which the effect of the DC offset correction in the chromatic dispersion compensation of the present invention is simulated by numerical calculation.
- the variation of each signal point is slightly reduced, and as a result, the transmission error rate can be reduced and the transmission quality can be further improved.
- an embodiment has been shown in which the offset error of the dI or dQ component generated when compensating for the chromatic dispersion is compensated.
- P It is also possible to compensate for component offset errors.
- Such error factors include loss of received average intensity due to direct current removal of the P component, increase in the P component due to the degradation of the optical SN ratio, and use of a signal point arrangement that is asymmetrical from side to side or up and down (for example, Various situations are possible, such as 6-level phase modulation.
- the DC offset correction amount is stored in a table in advance, or is obtained by calculation, or adaptively so as to minimize these by feeding back the received signal decision error and error rate. Offset correction can be realized by a technique such as correction. Further, the correction of the DC offset as described above may be performed after the optical electric field regeneration. In that case, in FIG.
- a DC offset addition circuit is disposed after the point where the original optical electric field has been regenerated, that is, behind the phase integration circuit 302 and the orthogonal coordinate conversion circuit 229. Then, a DC offset may be adaptively added to each IQ component of the orthogonal coordinates so that the error rate and the fluctuation of the reproduced electric field amplitude are minimized. Accordingly, it is possible to correct a deviation in DC offset of the original optical electric field, for example, a deviation in operating point of the optical field modulator 211 on the transmission side.
- symbol center time data is extracted by providing a clock extraction circuit, and the calculation of the differential phase and the calculation such as integration are performed only on the symbol center time data, thereby reproducing the electric field waveform accuracy. And the probability of zero hits can be reduced, so that the effects of phase integration and electric field compensation can be further improved. Further, by correcting the offset signal lost at the time of dispersion compensation, the effect of chromatic dispersion compensation can be enhanced.
- FIG. 13 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
- the optical receiver front end unit and the AD conversion unit are omitted from the corresponding FIG. 5 and FIG.
- the configuration of is the same as in FIGS.
- the present embodiment is a configuration that realizes equalization of response characteristics of the front-end unit, removal of phase fluctuation of the reproduced optical electric field signal, adaptive equalization of the reproduced optical electric field signal, and non-delayed detection, particularly in digital signal processing.
- the dI, dQ, and P signals digitized into 2 samples / symbols obtained from the AD converters 226-1 to 226-3 in the above-described configuration are first converted into front-end equalization circuits 340-1, 340-2 and 340-3 are input, and waveform distortion caused mainly by band deterioration such as a photodetector or AD converter is removed.
- This equalization circuit can be realized by an FIR filter having a fixed tap coefficient or an adaptive equalization FIR filter. Note that such an equalization circuit satisfies the Nyquist condition when the input digital signal is 2 samples / symbol and can correct the waveform degradation most effectively. It is done.
- each signal is output by a retiming / downsampling circuit 301-1, 301-2, 301-3 by shifting the sampling point to the center of the waveform and downsampling to 1 sample / symbol.
- the differential phase ⁇ (n) and the amplitude r (n) are calculated from these signals, and after the phase components are integrated by the phase integration circuit 302, the orthogonal coordinate conversion circuit 229 performs the orthogonal conversion and the compensation interval.
- the T electric field compensation circuit 231 compensates for linear degradation such as chromatic dispersion.
- the phase fluctuation removal circuit 341 increases the sensitivity by canceling the phase fluctuation of the accumulated phase component ⁇ (n).
- causes of the phase fluctuation of the phase component ⁇ (n) include a fluctuation component of the oscillation phase of the light source itself, a component caused by optical noise superimposed during transmission, and a component caused by nonlinear effects generated during optical fiber transmission.
- There are various components such as imperfections of optical delay detectors and components due to receiver thermal noise and shot noise. Some of these components, particularly components resulting from optical noise that tends to be dominant with a short time constant, can reduce phase noise by averaging or the like, and this can be expected to improve detection accuracy and reception sensitivity.
- the process of removing the phase fluctuation of the coherent optical multilevel receiver or the wireless multilevel receiver can be applied almost as it is.
- phase fluctuation component obtained by eliminating the phase modulation component by complex N power of the received signal is divided by N to extract the phase fluctuation component
- a power method or Viterbi / Viterbi method
- the phase fluctuation removal circuit 341 maintains the phase of the reproduction optical electric field signal at a constant value. Therefore, the multilevel determination circuit 221 does not use electrical delay detection unlike the coherent optical receiver of the first technical example. Multi-value determination processing is possible. In this case, it is not necessary to use the phase preintegration processing as in the second technical example. However, the phase fluctuation removal circuit 341 still has a problem that the initial phase is indefinite in principle, or that the direction of the original multilevel signal cannot be recovered when the phase is shifted due to a sudden phase fluctuation. The problem of such phase indefiniteness is the same as in the case of the coherent optical receiver of the first technical example. For example, differential encoding is logically performed on the transmission side to perform differential detection or intermittent.
- a measure such as embedding a marker signal for determining the correct position of the multilevel signal can be used in common.
- the differential encoding / differential detection described here is a logical encoding process for making a multilevel signal invariant to rotation calculation.
- the above-described phase preintegration processing and the differential detection processing used in the electrical phase differential detection / determination circuit 232 are digital numerical operations, and both are different.
- the error signal 343 obtained from the multi-value determination circuit 221 is input to the correction amount calculation circuit 344 and used for the optimization process of the adaptive equalization circuit 342.
- the error signal 343 shows an ideal signal deviation from the actual signal.
- the same configuration and compensation algorithm as the adaptive digital filter used in the conventional digital communication can be applied to the adaptive equalization circuit 342 and the adaptive correction unit (correction amount calculation circuit 344).
- the correction amount calculation circuit 344 calculates the correction amount of the tap coefficient from the error signal using an algorithm such as a least square error (LMS). If necessary, decision feedback or blind equalization may be used, or optimization processing such as maximizing eye opening and minimizing clock frequency components may be performed instead of error signal minimization. I do not care.
- LMS least square error
- Signal degradation that can be corrected by such an adaptive equalization circuit includes polarization mode dispersion, chromatic dispersion, intersymbol interference between transmitters and receivers, and signal point misalignment.
- the adaptive equalizer is arranged immediately before the determination circuit. However, the arrangement position is changed, and other compensation circuits (front-end equalization circuit 340, electric field compensation circuit 231, phase fluctuation removal) are also shown. Adaptive equalization may be used for the circuit 341).
- a configuration is shown in which phase averaging is performed after phase integration.
- phase noise averaging processing for differential signals such as MSPE (multi-symbol phase estimation) is used, before phase integration is performed. Is possible.
- phase noise removal, noise equalization, and adaptive equalization processing are not limited to this order, but phase fluctuations are nonlinear distortions. Therefore, compensation accuracy may be improved if performed before chromatic dispersion compensation. is there.
- the provision of the phase fluctuation removal circuit has the effect of increasing the sensitivity of the optical multilevel signal and extending the transmission distance.
- phase ambiguity can be alleviated, and there is an effect that the receiving side can linearly correct transmission deterioration and intersymbol interference of the transmitting side modulator by a technique such as adaptive equalization.
- delay detection there is an effect that multilevel transmission can be easily realized without worrying about phase shift such as phase indefiniteness or cycle slip of a received multilevel signal.
- adaptive equalization it is possible to more accurately correct linear degradation such as dispersion and PMD.
- FIG. 14 is a block diagram of the fourth embodiment of the present invention.
- 1 shows a first configuration of an optical transmission system of the present invention.
- This example is an example of performing digital differential phase preintegration, chromatic dispersion pre-equalization, and signal band narrowing on the transmission side, and performing electric differential phase detection on the reception side after removing phase fluctuations.
- the input digital information signal 201 is first input to the multi-level encoding circuit 202 to be converted into an optical multi-level electric field signal, which is input to the phase pre-accumulation unit 204. Only the phase portion is integrated for each symbol.
- the pre-equalization circuit 207 applies an inverse function of the transmission characteristic (for example, wavelength dispersion) of the transmission line to pre-equalize the waveform. Further, in this example, after narrowing the signal band by the Nyquist band narrowing filter 351 so that the spectrum band of the signal approaches the Nyquist band ⁇ 1 / (2Ts) in advance, the DA converters 208-1, 208-2 An optical electric field signal is generated using the optical electric field modulator 211.
- the transmission characteristic for example, wavelength dispersion
- phase pre-integration and chromatic dispersion pre-equalization can use the transmission technique described in the second technical example of the present invention, and complex multi-level signals can be used in combination with direct detection multi-level transmission.
- the long distance optical fiber transmission can be easily realized.
- the influence of the chromatic dispersion of the optical fiber 214 is compensated inside the delay detection receiver, but the compensation amount has an upper limit. For example, if the chromatic dispersion applied to an 8-level signal of 10 G symbols / second increases, the variation of the optical signal increases as shown in FIG. 7B, and finally the signal point arrangement becomes the origin as shown in FIG. It spreads to the vicinity.
- the dispersion compensation range on the receiving side in this embodiment is ⁇ 60 km or more for a multi-level signal of 30 Gbit / second at a symbol rate of 10 G symbol / second (corresponding to FIG. 7B). Even if the modulation speed is set to 33 Gbit / sec in order to realize the modulation speed of 100 Gbit / sec, the compensation range is ⁇ 6 km in terms of the optical fiber length. This value is much larger than the measurement accuracy of a general optical fiber transmission line length, and it can be seen that the amount of chromatic dispersion compensation on the receiving side obtained in this embodiment is sufficiently wide. Note that the chromatic dispersion tolerance without using the present technology is about 1 ⁇ 2 to 1 ⁇ 4 of the above value, for example, about ⁇ 2 km.
- the Nyquist band narrowing filter 351 reduces the signal band in advance and performs spectrum shaping so that intersymbol interference does not occur at the same time.
- FIG. 10C shows a spectrum of the reproduction light electric field of 1 sample / symbol when the band narrowing filter 351 is used, and aliasing does not occur when the signal energy is confined in the frequency range ⁇ 1 / (2T).
- FIG. 8C is a calculation example of a received signal when an ideal rectangular filter is used as the ideal Nyquist band narrowing filter 351. Compared to FIG. 8A, it can be confirmed that the dispersion compensation effect becomes almost ideal by performing band narrowing.
- the Nyquist band narrowing filter 351 a cosine roll-off filter or the like can be used in addition to the rectangular filter described above, and an electric low-pass filter such as a Butterworth filter or an elliptic filter is widely used when some intersymbol interference can be allowed. Is available.
- the Nyquist band narrowing filter 351 is realized by a 2-sample / symbol digital filter.
- a filter can be used with an increased oversampling rate. This filter can also be realized by a high-speed analog circuit.
- FIG. 16 shows a configuration example of an optical receiver having a band narrowing filter.
- the Nyquist band narrowing filter 351 is provided on the transmission side.
- the Nyquist band narrowing filter 351 may be provided in the optical receiver 300.
- You may make it input into.
- by inserting an electrical band narrowing filter it is possible to prevent the occurrence of aliasing in one sample / symbol processing in the receiver and enhance the dispersion compensation effect.
- FIG. 15 is a fifth embodiment of the present invention and shows a second configuration example of the optical transmission system of the present invention.
- the size and power consumption of the electronic circuit are reduced by reducing the digital signal processing speed on the transmission side to 1 sample / symbol.
- a Nyquist band narrowing filter is realized by the optical band narrowing filter 352, and a band correction filter 353 is disposed immediately before the electrical phase differential detection / determination circuit 232 in the receiver.
- the pre-equalization circuit 207 also becomes a 1-sample / symbol correction circuit, so that the frequency band of the compensator becomes insufficient, and only the central portion of the output optical spectrum signal can obtain the pre-equalization effect of chromatic dispersion.
- optical band narrowing filter 352 by cutting out the center spectrum using the optical band narrowing filter 352, it is possible to obtain a band narrowing signal equivalent to the Nyquist band narrowing filter 351 in the electrical domain described above.
- the optical band narrowing filter 352 is a linear filter, there is no restriction on the arrangement place, and it may be inserted anywhere between the optical modulator and the optical receiver.
- optical band narrowing may be performed by inserting an optical band narrowing filter 352 inside the optical transmitter, inside the optical receiver, or in the middle of the optical fiber transmission line 214. Further, it can be mounted as an electric Nyquist band narrowing filter 351 on the transmission side as in the fourth embodiment, or may be mounted as an electric filter on the reception side.
- the band correction filter 353 reduces intersymbol interference caused by the influence of the optical band narrowing filter 352. Inter-symbol interference does not occur if it is an ideal Nyquist filter, but the optical filter is less accurate than an electrical filter, so the intersymbol interference generated by providing a separate electrical correction filter as in this example. It is effective to suppress this. In order to improve the performance of the filter, oversampling may be performed as necessary to reproduce a smoother time waveform. For example, if the sampling is doubled and the signal band is smoothly expanded as shown in FIG. 10D, it is possible to reproduce the same photoelectric signal as in the optical spectrum diagram 10A of the original waveform.
- the sampling rate on the transmission side is not limited to 1 sample / symbol, and may be an intermediate rate value such as 1.3 samples / symbol.
- the scale of the pre-equalization circuit and the operation speed of the DA converter can be greatly reduced while keeping the signal band and waveform optimal.
- by inserting an optical band narrowing filter it is possible to prevent the occurrence of aliasing in one sample / symbol processing in the receiver and enhance the dispersion compensation effect.
- the present invention can be applied, for example, to long-distance transmission of binary modulation signals and multilevel modulation signals in the field of optical communication and compensation for transmission degradation.
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Abstract
Description
無線通信の世界では多値変調技術によって、周波数利用効率が10を越えるような高効率の伝送が可能となっている。光ファイバ伝送においても多値変調は有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、非特許文献1では、4値位相変調を行うQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)が報告され、非特許文献2では、4値の振幅変調と8値の位相変調とを組み合わせた32値の振幅・位相変調が報告されている。
図1の(A)~(D)は、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を示した図であり、複素位相平面(もしくは複素平面、位相面、IQ平面)に各種光多値信号の信号点(識別時刻における光電界の複素表示)がプロットされている。
図1の(A)は、IQ平面上の信号点の説明図であり、各信号点は複素直交座標(IQ座標)もしくは、図に示す振幅r(n)と位相φ(n)で示す極座標で表示することができる。
(B)は、4値位相変調(QPSK)の信号点配置の例であり、多値信号の伝送に用いる4個の理想信号点(シンボル)が複素平面上に表示されている。これらの各理想信号点は振幅が一定であり、位相角φ(n)が4つの0、π/2、π、-π/2の位置に配置されている。これら4個のシンボルのうち一個を伝送することによって、1シンボルあたり2ビットの情報(00、01、11、10)が伝送できる。なお、本信号を光遅延検波を用いて直接受信(非コヒーレント受信)する場合には、あらかじめ差動予符号化を行った差動4値位相変調(DQPSK)を採用するのが一般的であるが、両者の信号点配置は同一であるため、本明細書では特に両者を区別しないものとする。
(C)は、無線で広く用いられている16値直交振幅変調(16QAM)を示す。16QAMでは、理想信号点が格子状に配置され、1シンボルあたり4ビットの情報伝送が可能となる。図示した例では、Q軸座標で上位2ビット(10xx、11xx、01xx、00xx)の値、I軸座標で下位2ビット(xx10、xx11、xx01、xx00)の値が表現されている。この信号点配置は、信号点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られており、光通信においてはコヒーレント光受信器を用いてこの種の直交振幅変調が実現可能であることが報告されている。例えば、非特許文献3には64QAM信号の送受信の実験例が報告されている。なお、コヒーレント光受信器とは、光信号の位相角の検出のため、受信器内部に配置された局発光源を用いる方式である。
一方、光伝送容量を拡大するために、各波長(チャネル)の変調速度を10Gbit/秒~40Gbit/秒程度に高速化する検討もなされている。しかしながら、変調速度をこのように高速化すると、光ファイバの持つ波長分散や、自己位相変調効果などの非線形効果によって、伝送品質が大きく劣化する。光伝送の場合、波長分散の影響で、光伝送距離が信号ビットレートの2乗分の1で急減する。そのため、10Gbit/秒以上の光伝送においては、光信号受信端や光中継器に、伝送路で発生する波長分散を補償するための分散補償器が必要となる。例えば、40Gbit/秒の光伝送では、波長分散に対する耐力が、通常分散ファイバで僅か5km分程度しかないため、光信号受信端に配置された可変波長分散補償器によって、信号品質の劣化が最小となるように自動的に制御する適応補償技術が検討されている。
しかしながら、可変波長分散補償器は、装置のサイズ、複雑さ、コスト、制御速度などの点で多くの解決すべき課題を残している。近年では、光信号受信機の電気回路部に、フィードフォワード等化回路(FFE)または判定帰還等化回路(DFE)などの電気的な適応等化回路を配置した構成や、最尤推定回路(MLSE)で受信シンボルを推定する電気段補償技術が検討されている。但し、従来技術による電気段での波長分散補償は、受信光波形のアイ開口を整形するだけの不完全なものなっている。そのため、補償効果も、受信器の波長分散耐力を実効的に1.5~2倍に拡大し、例えば、40Gbit/秒の通常の光ファイバ伝送で伝送距離を10kmまで延ばす程度の不十分なものであった。
上述した課題を解決し得る技術の一つとして、例えば、非特許文献4で報告されたコヒーレント光電界受信システムがある(第一の技術例)。
一方、以前に我々が提案した直接検波を用いた位相予積分型光多値信号伝送システムがある(第二の技術例)。本方式は、コヒーレント検波を用いず、光多値送受信器小型かつ低コスト・低消費電力に実現するものであり、その詳細は特許文献1に記載されている。
また第三の技術例である特許文献2おいては、我々自身が、遅延検波を用いて波長分散補償機能を持った光電界受信器の構成を提案している。
図2は、第一の技術例である偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器の構成図である。偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器は、光信号の二つの偏波の情報を同時に受信する。光ファイバ伝送路で伝送された入力光信号1101は、偏波分離回路1102-1によって、水平(S)偏波成分1105と垂直(P)偏波成分1106とに分離される。分離されたS偏波成分1105及びP偏波成分1106は、それぞれコヒーレント光電界受信器1100-1及びコヒーレント光電界受信器1100-2に入力される。
コヒーレント光電界受信器1100-1では、光位相の基準として、入力光信号1101と略同一の波長の局発レーザ光源1103が用いられる。局発レーザ光源1103から出力された局発光1104-1は、偏波分離回路1102-2で二つの局発光1104-2と局発光1104-3とに分離される。分離された局発光1104-2及び局発光1104-3は、それぞれコヒーレント光電界受信器1100-1及びコヒーレント光電界受信器1100-2に入力される。
コヒーレント光電界受信器1100-1では、光位相ダイバーシティ回路1107が、入力された光多値信号のS偏波成分1105及び局発光1104-2を合成する。光位相ダイバーシティ回路1107は、合成された局発光1104-2と光多値信号のS偏波成分1105との同相成分から取り出されるI(同相)成分出力光1108、及び、合成された局発光1104-2と光多値信号のS偏波成分1105との直交成分から取り出されるQ(直交)成分出力光1109を生成する。生成されたI成分出力光1108及びQ成分出力光は、それぞれバランス型光受信器1110-1及び1110-2によって受信される。受信されたI成分出力光1108及びQ成分出力光は、電気信号に変換される。そして、変換された二つの電気信号は、それぞれA/D変換器1111-1及び1111-2で時間サンプリングされ、デジタル化された出力信号1112-1及び1112-2が生成される。
以下の説明では、図1の(A)に示すように、受信した入力光信号1101の光電界はr(n)exp(jφ(n))と表記される。ここで、局発光1104-2及び局発光1104-3の光電界を1と仮定する(本来は光周波数成分を含むが省略する)。また、rは光電界の振幅であり、φは光電界の位相であり、nはサンプリング時刻である。局発光1104は、実際にはランダムな位相雑音及び信号光とのわずかな差周波成分等を含むが、位相雑音及び差周波成分は、時間的に緩やかな位相回転であり、デジタル信号処理によって除去されるため無視する。バランス型光検出器1110-1及びバランス型光検出器1110-2は、局発光1104-2を用いて入力された入力光信号1101をホモダイン検波し、それぞれ局発光を基準にした入力光信号1101の光電界の同相成分及び直交成分を出力する。
従って、A/D変換器1111-1の出力信号1112-1は、I(n)=r(n)cos(φ(n))で表記され、A/D変換器1111-2の出力信号1112-2は、Q(n)=r(n)sin(φ(n))で表記される。ただし、数式を簡略化するため、変換効率などの定数は全て「1」としている。コヒーレント光電界受信器では、受信した入力光信号1101から、光電界r(n)exp(φ(n))によって表記される全ての情報(ここではI成分及びQ成分)を容易に得られるため、多値光信号受信が可能となる。
デジタル演算回路1113は、複素電界演算回路であり、光信号が伝送中に受ける線形劣化(例えば、波長分散等)の逆関数を与えることによって、線形劣化等の影響をほぼ完全に打ち消すことが可能である。また、必要に応じてクロック抽出及び再サンプリング等の処理を行い、処理後の光電界信号の同相成分1114-1及び光電界信号の直交成分1114-2が出力される。
コヒーレント光電界受信器1100-1は、前述したように、受信した入力光信号1101の一つの偏波成分(例えば、S偏波成分)の電界情報を得ることができるが、光信号の偏波状態は光ファイバ伝送中に変動するため、P偏波成分も受信する必要がある。そこで、コヒーレント光電界受信器1100-2は、入力光信号1101のP偏波成分を同様に受信し、受信したP偏波成分の電界情報を光電界信号1114-3及び光電界信号1114-4として出力する。デジタル演算・シンボル判定回路1115は、デジタル演算回路1113から出力された各偏波のI成分及びQ成分に光信号の偏波状態の変換(例えば、直線偏波から円偏波への変換)を行って偏波状態の変動を解消する。次に、デジタル演算・シンボル判定回路1115は、例えば、図1の(C)に示す信号点配置と比較することによって、どのシンボルが伝送されたかを高精度に判定する。判定結果は、多値デジタル信号1116として出力される。
一方、図3は第二の技術例であり、以前に我々が提案した直接検波を用いた位相予積分型光多値信号伝送システムの構成図である。本方式は、コヒーレント検波を用いず、光多値送受信器小型かつ低コスト・低消費電力に実現するものである。
位相予積算型光電界送信器1200の内部では、レーザ光源1210から出力される無変調のレーザ光が光電界変調器1211に入力され、所要の電界変調を施した送信光多値信号1213が出力光ファイバ1212から出力されている。伝送すべき二値デジタル情報信号1201は、多値符号化回路1202の内部で複素多値情報信号1203に変換される。本信号は、2次元のIQ平面上で(i、q)と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔T(=シンボル時間)毎にその実部iと虚部qが出力される。本例では、複素多値情報信号1203の一例として16QAM信号を用いるものとする。
本信号は、位相予積算部1204入力され、内部でその位相成分のみを時間間隔Tでデジタル的に積算され、位相予積算複素多値情報信号1205に変換される。ここで、入力される複素多値情報信号1203Ei(n)=(i(n)、q(n))を複素平面上で極座標に変換すると、例えばEi(n)=i(n)+jq(n)=r(n)exp(jφ(n))と記述できる(jは虚数単位)。ここでnはデジタル信号のシンボル番号、r(n)はデジタル信号のシンボル振幅、φ(n)は位相角である。このとき出力される位相予積算信号は、同じく極座標でEo(n)=i’(n)+jq’(n)=r(n)exp(jθ(n))=r(n)exp(jΣφ(n))と記述できる。このときθ(n)は出力信号の位相角、Σφ(n)は過去の位相角φ(1)....φ(n)を時間Tごとに累積加算した値である。その出力信号は再び直交座標系に変換された後に、位相予積算複素多値情報信号1205として出力される。位相の予積算演算によって元の16QAM信号とは大きく異なる同心円上の信号点配置となる。
本信号は、サンプリング速度変換回路1206に入力され、サンプリング速度が2サンプル/シンボル以上となるように補完される。その後、位相予積算複素多値情報信号には予等化回路1207によって光伝送路1214などで生じる劣化の逆関数が印加され、その後、実部i”、虚部q”に分離されそれぞれDA変換器1208-1、1208-2で高速アナログ信号に変換される。これら2本のアナログ信号は、ドライバ回路1209-1、1209-2によって増幅された後に、光電界変調器1211のI、Q2つの変調端子に入力される。これによって予等化位相積算信号(i”(n)、q”(n))を、光電界の同相成分Iと直交成分Qに持つ送信光多値信号1213が生成できる。なお、送信光多値信号213の光電界は(i”(n)+jq”(n))exp(jω(n))であり、ω(n)はレーザ光源210の光角周波数である。すなわち送信光多値信号213は光周波数成分を取り除いた等化低域近似で(i”(n)、q”(n))と等しくなっている。
送信光多値信号1213は、光ファイバ伝送路1214を伝送され、光ファイバの波長分散などで伝送劣化を受けるとともに光増幅器で増幅され、受信光多値信号1215として非コヒーレント光電界受信器1220に入力される。これらの伝送劣化は、予等化回路1207であらかじめ印加した逆関数と相互に打ち消すため、受信信号の光電界は位相予積算複素多値情報信号1205と等しくなる。
受信光多値信号1215は、非コヒーレント光電界受信器フロントエンドの内部の光分岐回路1222によって3つの光信号経路に分岐され、第一の光遅延検波器1223-1、第二の光遅延検波器1223-2、および光強度検出器1225に入力される。第一の光遅延検波器1223-1は、2つの経路の一方の遅延時間Tdが受信する光多値情報信号のシンボル時間Tに略等しく、また、両経路の光位相差が0となるように設定されている。また第二の光遅延検波器1223-2は、2つの経路の一方に遅延時間Td=Tを持ち、両経路の光位相差がπ/2となるように設定されている。第一、第二の光遅延検波器1223-1、1223-2の2つの出力光はそれぞれバランス型光検出器1224-1、1224-2で電気信号に変換され、その後それぞれA/D変換器1226-1、1226-2でデジタル信号dI(n)、dQ(n)に変換される。また、入力光の光強度を検出する光強度検出器1225の出力電気信号もA/D変換器1226-3でデジタル信号P(n)に変換される。
その後、デジタル信号dI(n)、dQ(n)は、逆正接演算回路1227に入力される。ここではdI(n)をX成分、dQ(n)をY成分とする二引数の逆タンジェント演算を行い、その位相角を算出する。受信光多値信号1215の光電界をr(n)exp(jθ(n))と記述すると、光遅延検波の原理から、dI(n)∝r(n)r(n-1)cos(Δθ(n))、dQ(n)∝r(n)r(n-1)sin(Δθ(n))と書ける。ここで、Δθ(n)は受信したn番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差(θ(n)-θ(n-1))である。dI(n)、dQ(n)はそれぞれΔθ(n)の正弦および余弦成分であるため、逆正接演算回路227では4象限の逆正接(逆Tangent)演算を行ってΔθ(n)を算出することができる。
なお、本構成では前述のように送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角θ(n)=Σφ(n)である。よって逆正接回路1227の出力信号は、Δθ(n)=Σφ(n)-Σφ(n-1)=φ(n)となり、元の複素多値情報信号1203の位相成分φ(t)が抽出できる。
一方、光強度検出器の出力信号Pは平方根回路1228に入力され、元の電界振幅r(n)=sqrt(P(n))を出力として得ることができる。よって、得られた振幅成分r(n)と位相成分φ(n)を直交座標変換回路1229に入力すると、復調受信電界として直交座標表現の(i、q)=r(n)exp(jφ(n))が得られる。これは元の複素多値情報信号1203と同一の信号点配置である。そこで本信号をユークリッド距離を用いたシンボル判定回路1221に入力しシンボル判定を行うと、多値シンボル列1230が再生できる。
以下、A/D変換器1241-1、1241-2のサンプリング間隔をT/2とすると、受信光の光電界はr(n)exp(φ(n))であるので、電気受信信号x1243-1、y1243-2はそれぞれr(n)r(n-1)cos(Δφ(n))、r(n)r(n-1)sin(Δφ(n))と書き表せる(量子効率などの定数は省略)。なお、Δφ(n)=φ(n)-φ(n-1)である。よって逆正接演算回路1227で信号x、yの逆正接(ArcTan)演算を行うことで差動位相Δφ(n)が演算できる。これを遅延加算回路1116でサンプルごとに逐次累積加算することで、再生光電界1249-2として受信光電界の位相成分φ(n)が算出できる。
一方、本例では受信光電界の振幅情報も電気受信信号x1243-1、y1243-2から算出している。すなわち、両者を平方距離演算回路1245に入力し、両者の平方和の平方根を求めると、演算結果1248-1はr(n)r(n-1)となる。直前の受信シンボルの電界r(n-1)が既にわかっているものと仮定すると、演算結果1248-1を直前の受信シンボルの電界r(n-1)で除することによってr(n)が算出できる。すなわち演算結果1248-1を遅延除算回路1247に入力することで再生光信号1249-1として受信光電界の振幅部r(n)を求めることができる。
これらを組み合わせると受信光電界を再生できるため、上記のプロセスで1シンボル時間中に少なくとも2点の光電界のサンプル点が得られナイキストサンプリング周波数を満たすことになり、光電界のすべての情報を取得できる。このようにして、光ファイバ伝送によって劣化した電界波形をデジタル的に再生することができるため、この光電界情報を電界補償回路1250に入力して伝送路の逆伝達関数を演算すると、伝送路で生じた線形伝送劣化をすべて完全に補正することが可能になる。この結果、波長分散補償などの機能が実現できる。
第一の技術例である、図2で説明したコヒーレント光電界受信器は、例えば任意の光多値信号の利用が可能であり、かつ前述のように受信器内部の信号処理で伝送劣化の補償が可能かもしれないが、受信器内部に局発光源を必要とし、偏波依存性を持つためダイバーシティ構成などを採用する必要があり、受信器のサイズやコストが上昇してしまう。
また、第二の技術例である図3で説明した位相予積分型光多値光受信器では、コヒーレント受信を行わないため構造が簡素で、また位相予積分処理を用いることで任意の光多値信号の利用を可能としている。しかしながら、一般に遅延検波を用いた光多値受信器では、光電界の絶対位相を知ることができず、受信器内部で直接光電界情報を得ることができないため、波長分散補償などの伝送路の線形劣化の補償を実現することが困難である。
一方、第三の技術例である図4には、光遅延検波を用いて光電界の全情報を算出し、多値伝送にも適用可能な光電界受信器の例が示されている。しかしながら、本方式にも以下の課題がある。
第一に受信信号の振幅が略ゼロとなった場合(ゼロとなった点でサンプリングされた場合)に、光信号の位相情報の連続性が失われるという課題がある。すなわち、雑音の影響や波形の変化などにより一回でも振幅r(n)がゼロになると、その前後の光遅延検波器の出力がゼロとなってしまい、以降のすべての光電界の位相が不定になってしまう。従って非コヒーレント電界再生方式には、「受信した光電界の振幅が略ゼロの場合、光電界の再生が困難になる」という課題もある。特に、第三の技術例においては波長分散の補償を実現するために、遅延検波器の遅延量をシンボル時間の1/2とし、1シンボル中に2回の光電界測定を行う必要があるため、第二の技術例の場合に比べてゼロヒットが生じやすいという課題があった。すなわち、多値変調された光信号は、とくに状態の遷移するシンボル境界で電界がゼロ付近を通過する可能性があるため、1シンボルに2回のサンプリングを行うとゼロヒットが生じやすくなってしまう。これを回避するため、波形の肩の部分で光電界をサンプリングする手法が記述されているが、サンプリングタイミングをずらす処理を必要とする上、波形のひずみが大きい場合などは波形の肩であってもゼロヒットが起こる可能性が残る。
第二に位相誤差の累積の課題がある。第三の技術例においては、受信器内で検出した位相差Δφを積算しつづけるため、誤差や雑音が混入すると、積算された位相φの誤差も累積してしまう。本例では波長分散の補償のために一シンボルに二回の位相積算を行うため、誤差が累積しやすく正確な光電界の検出が困難となるという課題があった。
そこで本発明の第二の目的は、第三の技術例における上記の2つの課題を解決し、遅延検波方式においても、よりゼロヒットの影響を避けて安定に、また簡易に波長分散補償の補償を可能とすることである。
本発明ではシンボルごとに光電界を算出するため、伝送劣化等化器の等化時間間隔は、シンボル時間Tsと略一致させるのが最も効果的である。
また位相積算を行うタイミングが、受信した光信号のシンボル中央時刻に略一致するように、具体的にはリタイミング回路を用いて受信信号のリタイミングとサンプリング速度変換処理を行い、サンプリング時刻が受信シンボルの中央時刻に略一致するようにし、かつサンプリング時間が前記のシンボル時間Tsに一致したデジタルサンプル列に変換してから波長分散補償を行うことで、より大きな補償効果を得ることができる。もしくは、クロック抽出回路を備え、AD変換器のサンプリングタイミングをシンボル中央時刻に略一致させてもよい。
また、光電界受信器内に位相揺らぎ除去回路を備え、光電界信号を前記の位相揺らぎ除去回路に入力して、位相揺らぎを除去してもよい。もしくは、遅延量が前記シンボル時間と一致した電気位相差動検波回路を備え入力された光電界信号全体ないしはその位相成分のみにデジタル数値演算で遅延検波ないしは差動検波を施しても構わない。
光電界振幅の抽出は、光強度受信器とAD変換器と平方根演算回路を用い、受信信号列に平方根演算を行って算出すればよい。
上記の波形劣化等化回路は、波形劣化を自動的に補正する適応等化回路としたり、波長分散の逆伝達特性を持つデジタルフィルタとして実現することができる。特に、バランス型受信器の利用の際に出力信号の直流オフセットが失われてしまう場合には、補償量に応じてオフセット信号を加算補正するのが望ましい。
さらに補償精度を向上するためには、受信器のAD変換器後に帯域幅が1/(2Ts)以上かつ1/Ts以下の帯域狭窄ナイキストフィルタを挿入する構成が考えられる。
また特に光電界送信器と光ファイバ伝送路と光電界受信器を備えた光伝送システムにおいては、上記光電界送信器中に帯域幅が1/(2Ts)以上かつ1/Ts以下の帯域狭窄ナイキストフィルタを備え、生成する光電界信号の帯域幅をあらかじめ電気領域で狭窄して出力する構成がさらに理想的である。このようなデジタルないしはアナログ電気フィルタは、等化的に帯域全幅が1/Ts以上かつ2/Ts以下の光帯域狭窄フィルタで置き換えて、光送信器ないしは光受信器ないしは光伝送路の途中に挿入して帯域狭窄を行ってもよい。
また、伝送システムにおいては、光電界送信器は位相予積算回路を含み、あらかじめ伝送すべき光信号の位相を前記のシンボル時間毎に積算することで遅延検波受信が可能となり実用性が向上する。また光電界送信器内部で波長分散の予等化を行うことで、実用的な長距離伝送が可能となる。
受信される光信号のシンボル時間と略一致した遅延量を有する結合型光遅延検波受信器と、AD変換器と、差動位相算出回路と、位相積算回路と、前記光信号の振幅成分を抽出する光振幅検出部と、光電界信号再生回路と、伝送路での伝送劣化を補償する伝送劣化等化器とを備え、かつ、予め定められたシンボル時間の2値以上の光変調信号である前記光信号を受信する光受信器であって、
前記結合型光遅延検波受信器は、受信された光信号のシンボル時間と略一致した遅延量を有し、受信された該光信号を検波して出力し、
前記AD変換器は、前記結合型光遅延検波器の出力信号をデジタル信号に変換し、
前記差動位相算出回路は、該デジタル信号を入力して、直前のシンボル時間の前記光信号との差動位相を略シンボル時間ごとに算出し、
前記位相積算回路は、算出された差動位相を入力して受信信号のシンボル時間毎に積算して位相情報を算出し、
前記光振幅検出部は、受信された光信号の振幅成分を抽出し、
前記光電界信号再生回路は、算出された位相情報と前記光振幅検出部で得られた光振幅情報とを組み合わせて光電界信号を再生し、
前記伝送劣化等化器は、再生された光電界信号を入力して伝送劣化の等化を行う前記光受信器が提供される。
情報信号で変調された光信号を生成する光送信器と、
上述の光受信器と
を備え、
前記光送信器から出力され光ファイバ伝送路を伝送後の光信号を前記光受信器で受信し情報信号に変換して出力する光伝送システムが提供される。
なお、各図の構成において、上述の第一~第三の技術例における構成と対応するものについては、各符号の下3桁が共通する。なお、例えばサンプリング間隔が異なる、回路規模が異なるなど必ずしも同一とは限らない。
受信光多値信号215は、光分岐器222によって3つの光信号経路に分岐され、第一の光遅延検波器223-1、第二の光遅延検波器223-2、および光強度受信器225に入力される。受信光多値信号215は、予め定められたシンボル時間の2値以上の光変調信号であり、光送信器により送信され、光ファイバ伝送路を介して受信される。第一の光遅延検波器223-1は、内部の2つの光経路の遅延時間差Tが受信する光多値情報信号のシンボル時間Tsに略等しく、また両経路の光位相差が0となるように設定されている。また第二の光遅延検波器223-2は、内部の2つの光経路の遅延時間差TがTsに略等しく、また両経路の光位相差がπ/2となるように設定されている。第一、第二の光遅延検波器223-1、223-2の出力光はそれぞれバランス型光受信器224-1、224-2で電気信号に変換され、その後それぞれAD変換器226-1、226-2で高速デジタル信号dI(n)、dQ(n)に変換される。本例では、AD変換器のサンプリング速度はシンボル速度の2倍(=2/Ts)に設定されている。また光強度受信器135の出力電気信号もAD変換器226-3でデジタル信号P(n)に変換される。その後、デジタル信号dI(n)、dQ(n)、P(n)はリタイミング・ダウンサンプリング回路301-1、301-2、301-3に入力されて、タイミング抽出と同時にシンボル中央時刻のサンプルだけを取り出すようにダウンサンプリングされる。
図6には第1の実施例における受信電気信号(A)と再生電界信号(B)のサンプリングタイミングの様子を示す。(A)は、AD変換器226-1、226-2、226-3がサンプリングするdI、dQ、P信号とそのサンプリング点(白丸)の位置関係である。点線はシンボル境界であり、3個のAD変換器はそれぞれ各シンボル中に2回ずつ互いに同じタイミング(白丸の時刻)で入力波形をAD変換してデジタルデータとして出力するが、そのタイミングは必ずしもシンボル境界とは同期していない。本例では、サンプリング周波数はちょうどシンボル速度の2倍となるように図示しているが、これも多少のずれがあっても構わない。原則としてA/D変換器のサンプリング速度は、入力信号の周波数帯域の2倍以上であればナイキスト定理を満たし任意の時刻でのリタイミング処理が可能となる。この条件さえ満たせばシンボル速度の2倍(2/Ts)を多少下回っても構わない。
リタイミング・ダウンサンプリング回路301-1、301-2、301-3には上記のデジタル信号が入力され、それぞれ内部で波形の遷移タイミングの抽出を行い、サンプリングタイミングがちょうど各シンボルの中央時刻となるようにサンプリング速度を減じて出力する。このようなデジタルクロック抽出回路は、デジタル無線信号処理などで広く用いられており、同一の機能を持てばどのようなアルゴリズムを用いても構わない。このような処理は例えば、まず入力デジタル信号の一部を分離し、その絶対値を取った後に高速フーリエ変換(FFT)を行って周波数領域に変換し、シンボル速度と同じクロック成分を抽出、各周波数成分の位相をクロック成分の位相ずれ分だけずらした後に逆フーリエ変換を行って、奇数(ないしは偶数)のシンボル中央時刻のサンプリング点(黒丸)のみを抽出する処理によって実現できる。またクロック抽出処理は必ずしも、リタイミング・ダウンサンプリング回路301-1、301-2、301-3ごとに独立に行う必要は無く、3つの信号の経路の長さが同一に設定されている場合などには、一つの回路で抽出した共通のクロック位相に基づいて位相シフト・ダウンサンプリング処理を行っても構わない。
一方、リタイミング・ダウンサンプリング回路301-3から出力された強度成分は、平方根回路228に入力され、振幅成分に変換される。なお、光雑音の混入やDCレベルの変動がある場合には必要に応じて直流オフセット成分の補正を行った後に、平方演算を行っても構わない。
上記のようにして得られた絶対位相成分φ(n)と振幅成分r(n)(図6(B))は直交座標変換回路229に入力されて、極座標から直交座標に変換されて光電界が再生される。再生された光電界は、サンプリング間隔Ts(シンボル速度と同一)で、受信信号と同じ位相成分φ(n)と振幅成分r(n)を持つデジタル信号となる。本例では、再生電界信号は、補償間隔Tの電界補償回路231を用いて、伝送路の波長分散の逆関数を印加して線形劣化を補償し、その後、電気位相差動検波回路232によって多値信号を再び位相成分のみを差動検波した後に、多値判定処理を行い、デジタル情報信号230を得る。
なお、上記のように、本実施例ではコヒーレント光受信器と同様な伝送路の線形劣化の補償が可能とはなるが、補償時点で光電界のサンプリング速度がシンボル速度Tsと同一に低下しているため、補償性能は限定的である。具体的には、光電界信号の周波数帯域のうち、±1/(2T)以内の成分が補償可能となる。
上記のような限定的な補償能力であっても、多値信号の光ファイバ伝送においては十分な劣化の補償効果を得ることが可能である。図7(A)及び(B)は、10Gシンボル/秒、8QAM信号を従来の直接検波を用いた光多値受信器で受信した際の、ファイバ伝送前の信号点配置(A)とSMF60km伝送後の信号点配置(B)である。なお、図7(C)については後述する。本例は、図3に示す第二の技術例を用いて、8値の多値変調信号である8QAM変調を位相予積分技術を用いて変復調する例であり、光雑音の影響は無いものとして数値シミュレーションを用いて再生光電界の様子を算出している。第二の技術例の手法では、伝送路の線形劣化のひとつである波長分散が無い場合(A)のように8つの信号点を持つ8QAM信号が完全に再生できるものの、通常分散ファイバ(SMF)を60km伝送して680ps/nmの波長分散を印加した(B)の例では、信号点分布が大きく広がり、元の信号点配置である(A)とは大きく異なった配置に変化してしまう。この結果、信号点の弁別が困難になるとともに雑音の影響に弱くなり、大きな伝送劣化が生じてしまう。
なお本例のように受信器内で位相積算回路302を用いて光電界の再生を行う場合、積算の初期位相が不定であったり、各光検出器の誤差や熱雑音などが累積されて余分な位相誤差を生じる場合がある。これに対し本例で、電界補償回路231で補償を行う伝送路の波長分散の逆伝達関数は、電界信号の初期位相は無依存である、波長分散の補償量が比較的小さい場合隣接あるいは近くのシンボルからの影響しか受けないため誤差の累積が小さく、特に問題なく補償が可能である。
このような初期位相の不定性や位相揺らぎの増加は、後続の値信号の検波をも困難とするが、本例では電気位相差動検波・判定回路232によって、多値信号の位相成分のみを直前のシンボルを基準に差動検波した後に多値判定処理を行うことでその影響を回避している。すなわち、位相積算回路302で位相成分のみシンボルごとに積算されているため、電界補償の後に、再び位相成分のみ差分演算を行うことで元の多値信号を回復するものである。なお、多値信号の復調法は本手法に限るものではなく、後述のように位相揺らぎを除去してから多値判定を行ってもよいし、振幅成分を含めて遅延検波を行ってMLSE(最尤系列推定)を行うなど、これまでに提案された様々な位相揺らぎの大きな信号の検出法を用いても構わない。
本例の補償間隔Tの電界補償回路231では、波長分散の補償のみを示したが原則として線形な伝送劣化であれば等化可能であり、例えば光変調器・復調器の符号間干渉、伝送路の偏波モード分散、光フィルタや電気フィルタによる帯域劣化などが補正可能である。これらの一部は、位相の不定性があると補償が困難となるが、後述の位相揺らぎの除去の処理などを併用することで補償が実現可能となる。
上述の第三の技術例では、電界補償回路1250は補償間隔T/2で動作しており、回路規模は、補償間隔Tで動作する本実施の形態のほうが小さくなる。
図9は、本実施例における電界補償回路231の構成例であり、FIRフィルタ(A)とルックアップテーブル(B)の各実現例を示している。図9(A)において電界補償回路231に入力される、入力複素電界信号列311は1シンボルに1つずつサンプリング点を持つ複素デジタル信号である。その内部では、1サンプルの遅延時間を持つ遅延回路313と複素タップ乗算回路314と複素加算回路315がはしご型フィルタを構成されており、各サンプル時刻ごとに遅延された各サンプルにタップ重みwiを乗じて加算した出力複素電界信号列312が逐次計算され、外部に出力される。各複素タップの重みは補償量や補償する物理量に応じて外部であらかじめ計算(ないしはテーブルに蓄積)された値であり、補償データ設定信号316によって任意に設定可能である。
また図9(B)の構成においては、1サンプルずつ逐次遅延された入力複素電界信号列311が電界補償用ルックアップテーブル317に入力され、出力信号は複素加算回路315で1サンプルずつ時間をずらして加算されながら出力信号が合成される。本構成においては部分的に非線形効果の補償も可能である。ルックアップテーブル317は、例えば、入力される複素電界信号列をキーとして分散補償後の電界波形が記述される。また図5において、直前に配置された直交座標変換回路229を省いても構わない。その場合、電界補償用ルックアップテーブル317は極座標の電界信号φ(n)とr(n)が入力され、ルックアップテーブルにはこれをキーとして分散補償後の電界波形が記述すればよい。なお、図5の例のように本回路の直後で再び差動位相検波を行う場合には、電界補償用ルックアップテーブル317に極座標の電界波形を記述しても構わないし、また差動検波後の波形を記述しても構わない。このように前後の座標変換や差動検波などの演算処理をまとめてルックアップテーブル317の機能に含めることによって、大幅に回路規模を削減することが可能となる。
なお上記の実施例における光フロントエンドとしては、2つの光遅延検波型受信器223-1、223-2と1台の光強度受信器135を示しているが、光信号の差動位相と強度(ないしは振幅)を求めることができればその構成はこれに限るものではない。例えば第三の技術例に示すように、光強度受信器を省略し、振幅成分を2台の光遅延検波型受信器の出力信号から推定する構成としても構わない。また、光遅延検波器を互いに120度ずつ位相の異なる3つの光遅延検波受信器を用いる3相構成などの多相構成とし、出力された多相信号から座標変換によって直交成分dI、dQを算出する構成としても構わない。また、dI、dQ軸の方向も便宜的なものであり、互いに直交な軸であれば±45度回転方向にずらしても構わない。ただしこのような場合には、位相積算時に位相回転が0度となるのはdI軸の方向であるため、積算量の補正演算を行う必要がある。
本実施例によると、光遅延検波器を用いているため、入力光の偏波状態に無依存であり、従来のコヒーレント検波方式と異なり、局部発振光源を必要としていないため、受信器の構成が簡単になる。また、従来の非コヒーレント型の多値光受信器では遅延量Ts/2(Tsはシンボル時間)の光遅延検波器と光位相積算器を利用していたため、電界強度がゼロになるゼロヒットを生じやすかったが、提案構成であれば遅延量と位相積算間隔をともにシンボル時間Tsと等しくできるためゼロヒットの確率を大幅に減らし、実用性を向上できる。
同時に波形補正などの信号処理に要する回路もシンボル長と同じ最低限の回路規模や動作速度で済む。特に、波長分散補償に要する回路規模は従来の1/4に削減される。
特にデジタル信号処理を用いたリタイミング・ダウンサンプリング回路によってシンボル中央時刻のデータを抽出することによって、シンボル中心時刻のデータを抽出し、シンボル中心時刻のデータのみに限って差動位相の算出や積算などの演算を行うことによって電界波形の再生精度を高め、ゼロヒットの確率を下げることができるため、位相積算や電界補償の効果をより向上することができる。
また本例では、内部に直流ブロック回路を備えて、高周波特性を高めた直流除去型バランス型受信器320-1、320-2を光多値信号の検出に用いた例である。市販されている多くの高周波バランス型受信器は、本例のように内部にDCブロックを持つ直流除去型構成であり、このような部品の利用は図7(A)に示すような、劣化の無いバランスの取れた信号の受信の際にはまったく問題が無い。しかしながら、伝送路の波長分散によって劣化された信号は、例えば図7(B)のように非対称(本例では上下に非対称、すなわち垂直軸であるdQ方向に非対称)となる可能性がある。このように受信光電界の二次元配置に非対称性が生じると、直後の逆正接回路による差動位相の測定に誤差が生じて、波長分散補償の精度が劣化してしまう。図11はこのような誤差の発生を防ぐオフセット補正技術を用いた例である。
分散補償量設定回路321には、波長分散量設定信号325が入力されており、補償間隔Tの電界補償回路231が所望の波長分散特性を持つように波長分散補償データ324を生成し、電界補償回路231内部のFIRフィルタのタップ量やルックアップテーブルの内容を更新する役割を持つ。本例の分散補償量設定回路321は、さらに内部で波長分散の補償量に応じたdI成分のオフセット補正信号322とdQ成分のオフセット補正信号323を生成し、これを加算器390-1、390-2によりAD変換後のdI、dQ信号にデジタル加算することによって、失われた直流オフセット成分を補正する。
図12は、分散補償量設定回路321の構成例である。波長分散量設定信号325は内部で2つに分岐され、一方はタップ重み算出回路330に入力されて指定された量の波長分散を生成するタップ係数を生成し、これを補償データ設定信号324として出力している。このようなタップ係数の算出は、既知の光ファイバの波長分散特性のインパルス応答を計算するものであり、CPUなどを用いた数学計算などで簡単に実現できる。本部分の構成はオフセット補償を用いない場合でも、同一である。
図8(B)は、本発明の波長分散補償における直流オフセット補正の効果を数値計算で模擬した、シミュレーション結果である。オフセット補正を用いない図8(A)の場合に比べ、各信号点のばらつきがわずかではあるが減少しており、この結果、伝送誤り率を低減し、伝送品質をより高めることが可能となる。
上記の実施例には、波長分散の補償の際に生じるdIないしはdQ成分のオフセット誤差を補償する実施例を示したが、あらかじめ直流誤差を生じる要因がわかっていれば他の劣化要因や、P成分のオフセット誤差を補償することも可能である。このような誤差要因としては、P成分の直流除去による受信平均強度の喪失、前述の光SN比の劣化によるP成分の増加や、左右ないしは上下に非対称な信号点配置を利用する場合(例えば、6値位相変調など)など、さまざまな状況が考えられる。どのような場合でも、あらかじめ直流オフセットの補正量をテーブルなどに記憶しておくか、計算によって求めるか、または受信信号の判定誤差や誤り率をフィードバックしてこれらが最小になるように適応的に補正するなどの手法によって、オフセット補正が実現可能である。
また、上記のような直流オフセットの補正を光電界再生後に行っても良い。その場合、図11において、元の光電界が再生された点、すなわち、位相積算回路302と直交座標変換回路229の後ろに直流オフセット加算回路を配置する。そして、誤り率や再生された電界振幅の揺らぎが最小となるように直交座標のIQ各成分に直流オフセットを適応的に加算すればよい。これによって、元の光電界の直流オフセットのずれ、例えば送信側の光電界変調器211の動作点のずれなどを補正することも可能となる。
本実施例によると、クロック抽出回路を設けることによってシンボル中心時刻のデータを抽出し、シンボル中心時刻のデータのみに限って差動位相の算出や積算などの演算を行うことによって電界波形の再生精度を高め、ゼロヒットの確率を下げることができるため、位相積算や電界補償の効果をより向上することができる。
また、分散補償時に失われたオフセット信号を補正することによって、波長分散補償の効果を高めることが可能となる。
前述の構成で各AD変換器226-1~3から得られた2サンプル/シンボルにデジタル化されたdI、dQ、Pの各信号は、本実施例ではまずフロントエンド等化回路340-1、340-2、340-3に入力され、主として光検出器やAD変換器などの帯域劣化に起因する波形歪みを除去される。本等化回路は、あらかじめタップ係数を固定したFIRフィルタや適応等化FIRフィルタなどで実現可能である。なお、このような等化回路は入力デジタル信号が2サンプル/シンボルの時にはナイキスト条件を満たし、もっとも効果的に波形劣化の補正が可能であるが、それを下回る場合でも波形劣化の補正効果が得られる。
次に各信号はリタイミング・ダウンサンプリング回路301-1、301-2、301-3で、サンプリング点を波形の中央にずらすとともに1サンプル/シンボルにダウンサンプリングして出力する。前記の実施例同様、これらの信号から差動位相Δφ(n)と振幅r(n)が算出され、位相成分を位相積算回路302で積算した後に、直交座標変換回路229で直交変換、補償間隔Tの電界補償回路231で波長分散などの線形劣化の補償が行われる。
位相揺らぎ除去回路341は、積算された位相成分φ(n)の持つ位相揺らぎを打ち消して高感度化を図るものである。位相成分φ(n)の位相揺らぎの原因としては、光源のそのものの発振位相の揺らぎ成分、伝送中に重畳された光雑音に起因する成分、光ファイバ伝送中に生じた非線形効果によって生じた成分、光遅延検波器の不完全性や受信器熱雑音やショット雑音に起因する成分、など様々なものがある。これらの一部、特に時定数が短く支配的になりやすい光雑音に起因する成分は、平均化等による位相雑音の低減が可能であり、これによって検出精度や受信感度の向上が期待できる。位相揺らぎ除去回路341の動作アルゴリズムとしては、コヒーレント光多値受信器や無線多値受信器の位相揺らぎの除去の処理がほぼそのまま適用可能である。例えば、多値信号としてN値の位相多値信号を利用する場合、受信信号を複素N乗して位相変調成分を消去し得られた位相成分をNで除して位相揺らぎ成分を抽出し、平均化して除去する累乗法(ないしはビタビ・ビタビ法)が利用可能である。振幅変調を含む多値信号の場合には、多値判定を行った際の位相ずれから位相変動を検出し平均化して除去する判定指向法なども適用可能である。
その後、受信信号は適応等化回路342によって残留する線形誤差を除去される。その後に多値判定回路221でデジタル情報信号230に変換される。本例では、位相揺らぎ除去回路341によって再生光電界信号の位相が一定値に保たれるため、多値判定回路221では第一の技術例のコヒーレント光受信器のように電気遅延検波を用いずに多値判定処理が可能である。この場合、第二の技術例のように位相予積分処理を用いる必要も無い。しかしながら、位相揺らぎ除去回路341においても、原理的に初期位相が不定となる課題や、急激な位相変動が生じて位相がずれた場合に元の多値信号の向きを回復できないという課題が残る。このような位相の不定性の課題は、第一の技術例のコヒーレント光受信器の場合も同様であり、例えば送信側で論理的に差動符号化を行い差動検出を行ったり、間歇的に多値信号の正位置を判別するマーカー信号を埋め込んで判定するなどの対策が共通して利用可能できる。なお、ここで言う差動符号化・差動検出は単に多値信号を回転演算に不変とするための論理的な符号化処理である。これに対し前述の位相予積分処理や電気位相差動検波・判定回路232で用いる差動検波処理はデジタル数値演算であり、両者は異なるものである。
また本例では適応等化器を判定回路直前に配置する例を示したが、配置位置を変更したり、また他の補償回路(フロントエンド等化回路340や、電界補償回路231、位相揺らぎ除去回路341)に適応等化を用いても構わない。
なお本実施例では、位相積算後に位相平均化を行う構成を示したが、MSPE(多シンボル位相推定)などの差動信号用の位相雑音平均化処理を用いる場合には、位相積算の前に行うことが可能である。また位相雑音除去・雑音等化・適応等化の処理もこの順に限るものではないが、位相揺らぎは非線形な歪みであるので、波長分散補償の前に実施した方が補償精度が向上する場合がある。
本実施例によると、位相揺らぎ除去回路を備えることによって、光多値信号の感度を高めて伝送距離を伸ばす効果がある。この結果、位相の不定性が緩和できるので受信側でも、適応等化などの手法により伝送劣化や送信側の変調器の符号間干渉を線形補正することが可能になるという効果もある。遅延検波を行う場合であれば、位相の不定性や受信多値信号のサイクルスリップなどの位相ずれを気にせずに、多値伝送を簡便に実現できるという効果がある。
また、適応等化を行えば、より精密に分散やPMDなどの線形劣化の補正が可能となる。
本実施例の光電界送信器350では、まず入力されたデジタル情報信号201を多値符号化回路202に入力して光多値電界信号に変換し、これを位相予積算部204に入力して、位相部分のみをシンボル毎に積算する。ついで、サンプリング速度変換回路206で2倍にアップサンプリングした後に、予等化回路207で伝送路の伝達特性(例えば波長分散)の逆関数を印加して、波形の予等化を行う。本例ではさらに、ナイキスト帯域狭窄フィルタ351によってあらかじめ信号のスペクトル帯域がナイキスト帯域±1/(2Ts)に近づくように信号帯域の狭窄化を行った後に、DA変換器208-1、208-2と光電界変調器211を用いて光電界信号を生成する。
上記のうち位相予積算と波長分散の予等化は本発明の第二の技術例に記載された伝送技術を用いることができ、直接検波多値伝送と組み合わせて用いることで複雑な多値信号の長距離光ファイバ伝送を簡易に実現できる効果がある。本実施例は遅延検波受信器内部で、光ファイバ214の波長分散の影響を補償するものであるが、その補償量には上限がある。例えば、10Gシンボル/秒の8値信号に印加する波長分散が増加すると、図7(B)のように光信号のばらつきが大きくなり、遂には図7(C)のように信号点配置が原点付近まで広がってしまう。このように信号点が原点に近接すると、前述のゼロヒットが生じ光遅延検波を用いる差動位相の検出が正常に行えなくなる場合がある。
したがって、この制限を越えた実用的な長距離光ファイバ伝送を実現するためには、送信側の波長分散の予等化で大きな波長分散を補償し、光ファイバ伝送後の残差を本実施例の受信側のデジタル分散補償によって補償する構成をとることができる。すなわち、予等化だけを用いる場合には波長分散の補償誤差を検出して送信側の予等化量を変更するためフィードバック時間(距離)が長くなって系が不安定となったり構成が複雑となるが、本実施例を組み合わせて受信側のみである程度の波長分散補償を実現することで送信側へのフィードバック構成を避け実用性を向上することができる。
また帯域狭窄化は、本実施例の補償間隔Tの電界補償回路231の補償効果を高めるためのものである。本実施例の光遅延検波受信器では、1シンボルに一回しか位相の検出演算を行わないため、受信された多値信号の帯域が広い場合、前述の図10(B)のようにエイリアジングが発生して、波長分散の補償精度が低下してしまう。ナイキスト帯域狭窄フィルタ351はこれを避けるため、あらかじめ信号帯域を削減し、また同時に符号間干渉が発生しないようにスペクトル整形を行うものである。図10(C)は帯域狭窄フィルタ351を用いた場合の1サンプル/シンボルの再生光電界のスペクトルであり、信号エネルギーが周波数範囲±1/(2T)に閉じ込められることでエイリアジングが生じなくなる。図8(C)は、理想的なナイキスト帯域狭窄フィルタ351として理想矩形フィルタを用いた場合の受信信号の計算例である。図8(A)と比べると、帯域狭窄を行うことによって分散補償効果がほぼ理想的となることが確認できる。
ナイキスト帯域狭窄フィルタ351としては、上記の矩形フィルタのほかにもコサインロールオフフィルタなどが利用可能であり、多少の符号間干渉を許容できる場合にはバタワースフィルタや楕円フィルタなどの電気ローパスフィルタが広く利用可能である。
また本例ではナイキスト帯域狭窄フィルタ351を2サンプル/シンボルのデジタルフィルタで実現したが、さらに周波数遮断性能を向上する場合にはオーバーサンプリング率を高めフィルタも利用可能である。また本フィルタは高速アナログ回路でも実現可能であり、この場合にはDA変換器208-1、208-2の出力部に遮断周波数略1/(2T)の電気ローパスフィルタを配置すればよい。
図16に、帯域狭窄フィルタを有する光受信器の構成例を示す。図14の例は送信側にナイキスト帯域狭窄フィルタ351を設けているが、光受信器300内に設けてもよく、例えば図16に示すようにAD変換器226の出力信号をナイキスト帯域狭窄フィルタ351に入力するようにしてもよい。
本実施例によると、電気の帯域狭窄フィルタを挿入することによって、受信器内の1サンプル/シンボル処理におけるエイリアジングの発生を防ぎ分散補償効果を高めることが可能となる。
これに伴い予等化回路207も1サンプル/シンボルの補正回路となるため、補償器の周波数帯域が不足してしまい出力光スペクトル信号の中央部しか波長分散の予等化効果が得られなくなる。本例では、光帯域狭窄フィルタ352を用いてその中心スペクトルを切り出すことによって、前述の電気領域のナイキスト帯域狭窄フィルタ351と等価な帯域狭窄信号を得ることが可能となる。
光帯域狭窄フィルタ352は線形フィルタであるため、配置場所の制約は無く、光変調器と光受信器の間であればどこに挿入しても構わない。例えば、光送信器内部に又は光受信器内部に又は光ファイバ伝送路214の途中に、光帯域狭窄フィルタ352を挿入して光信号の帯域狭窄を行っても良い。また、前述の実施例4のように送信側の電気ナイキスト帯域狭窄フィルタ351として実装することもできるし、また受信側の電気フィルタとして実装しても構わない。
なお上記の帯域補正フィルタ353は光帯域狭窄フィルタ352の影響によって生じる符号間干渉を低減するものである。本来理想的なナイキストフィルタであれば符号間干渉は発生しないが、光フィルタは電気フィルタに比べて製造精度が低いため、本例のように別途電気的な補正フィルタを設けて発生した符号間干渉を抑圧するのが有効である。フィルタの性能を高めるためには必要に応じてオーバーサンプリングを行いより滑らかな時間波形を再生してもよい。例えば2倍のサンプリングを行い、信号帯域を図10(D)のように滑らかに拡大すれば、元の波形の光スペクトル図10(A)と同じ光電気信号を再生することが可能である。
なお送信側のサンプリング速度は1サンプル/シンボルに限るものではなく、1.3サンプル/シンボルなどの中間の速度の値としてかまわない。このようにすると、信号帯域や波形を最適に保ちつつ、予等化回路の規模や、DA変換器の動作速度を大きく低減できるというメリットがある。
本実施例によると、光の帯域狭窄フィルタを挿入することによって、受信器内の1サンプル/シンボル処理におけるエイリアジングの発生を防ぎ分散補償効果を高めることが可能となる。
104:局発光、105:光多値信号のS偏波成分
106:光多値信号のP偏波成分、107:光位相ダイバーシティ回路
108:I成分出力光、109:Q成分出力光、110:バランス型光検出器
111:A/D変換器、112:A/D変換器の出力電気信号
113:デジタル演算回路、114:光電界信号
115:デジタル演算・判定回路、116:多値デジタル信号、
200:位相予積算型光電界送信器、201:デジタル情報信号、
202:多値符号化回路、203:複素多値情報信号、
204:位相予積算部、205:位相予積算複素多値情報信号、
206:サンプリング速度変換回路、207:予等化回路、
208:DA変換器、209:ドライバ回路、210:レーザ光源、
211:光電界変調器、212:出力光ファイバ、
213:送信光多値信号、214:光ファイバ伝送路、
215:受信光多値信号、220:非コヒーレント光電界受信器、
221:多値判定回路、
222:光分岐器、223:光遅延検波回路、224:バランス型光受信器、
225:光強度受信器、226:AD変換器、227:逆正接演算回路、
228:平方根回路、229:直交座標変換回路、
230:デジタル情報信号、231:補償間隔Tの電界補償回路、
232:電気位相差動検波・判定回路、
240:遅延量T/2の光遅延検波器、241:サンプリングクロック、
242:遅延調整回路、243:電気受信信号、244:電界演算部、
245:平方距離演算回路、246:遅延加算回路、247:遅延除算回路、
248:演算結果、249:再生光電界信号、
250:補償間隔T/2の電界補償回路、251:補償量入力端子、
300:本発明の非コヒーレント光電界受信器、
301:リタイミング・ダウンサンプリング回路、
302:位相積算回路、
311:入力複素電界信号列、
312:出力複素電界信号列、313:遅延回路、
314:複素タップ乗算回路、315:複素加算回路、
316:補償データ設定信号、
317:電界補償用ルックアップテーブル、
320:直流除去型バランス型光検出器、321:分散補償量設定回路、
322:dI成分のオフセット補正信号、323:dQ成分のオフセット補正信号、
324:波長分散補償データ、325:波長分散量設定信号、
326:クロック抽出回路、327:サンプリングクロック、
330:タップ重み算出回路、331:多値波形生成回路、
332:波長分散模擬回路、333:遅延検波模擬回路、
334:平均強度算出回路、335:反転回路、
340:フロントエンド等化回路、341:位相揺らぎ除去回路、
342:適応等化回路、343:誤差信号、
344:補正量算出回路、345:補正信号、
350:本発明の光電界送信器、351:ナイキスト帯域狭窄フィルタ、
352:光帯域狭窄フィルタ、353:帯域補正フィルタ
Claims (19)
- 受信される光信号のシンボル時間と略一致した遅延量を有する結合型光遅延検波受信器と、AD変換器と、差動位相算出回路と、位相積算回路と、前記光信号の振幅成分を抽出する光振幅検出部と、光電界信号再生回路と、伝送路での伝送劣化を補償する伝送劣化等化器とを備え、かつ、予め定められたシンボル時間の2値以上の光変調信号である前記光信号を受信する光受信器であって、
前記結合型光遅延検波受信器は、受信された光信号のシンボル時間と略一致した遅延量を有し、受信された該光信号を検波して出力し、
前記AD変換器は、前記結合型光遅延検波器の出力信号をデジタル信号に変換し、
前記差動位相算出回路は、該デジタル信号を入力して、直前のシンボル時間の前記光信号との差動位相を略シンボル時間ごとに算出し、
前記位相積算回路は、算出された差動位相を入力して受信信号のシンボル時間毎に積算して位相情報を算出し、
前記光振幅検出部は、受信された光信号の振幅成分を抽出し、
前記光電界信号再生回路は、算出された位相情報と前記光振幅検出部で得られた光振幅情報とを組み合わせて光電界信号を再生し、
前記伝送劣化等化器は、再生された光電界信号を入力して伝送劣化の等化を行う前記光受信器。 - 前記伝送劣化等化器の等化時間間隔が、シンボル時間と略一致することを特徴とした請求項1に記載の光受信器。
- 前記位相積算回路が位相積算を行うタイミングが、受信した光信号のシンボル中央時刻に略一致することを特徴とした請求項1に記載の光受信器。
- リタイミング回路をさらに備え、
前記AD変換器のサンプリング間隔を前記シンボル時間より小として波形のオーバーサンプリングを行い、
前記AD変換器の出力信号を前記リタイミング回路に入力し、
前記リタイミング回路は、入力された信号を、サンプリング時刻が受信された光信号のシンボルの中央時刻に略一致し、かつサンプリング間隔が前記シンボル時間に一致したデジタルサンプル列に変換して前記位相積算回路に出力することを特徴とした請求項3に記載の光受信器。 - クロック抽出回路をさらに備え、
前記クロック抽出回路は、前記結合型遅延検波器の出力信号の一部又は前記光振幅検出部の出力信号の一部を入力信号として、入力信号から周期が受信した光信号のシンボル時間と一致したクロック信号を抽出し、該クロック信号を前記AD変換器に出力し、
前記AD変換器は、該クロック信号に従い前記結合型遅延検波器の出力信号をサンプリングし、サンプリングタイミングがシンボル中央時刻に略一致したサンプル列を得ることを特徴とした請求項3に記載の光受信器。 - 前記位相積算回路から出力された位相情報、又は再生された光電界信号、又は前記伝送劣化等化器から出力された光電界信号を入力して、位相揺らぎの除去を行う位相揺らぎ除去回路をさらに備えた請求項1に記載の光受信器。
- 遅延量が前記シンボル時間と一致した電気位相差動検波回路をさらに備え、
前記電気位相差動検波回路は、伝送劣化等化後の光電界信号を入力し、入力された光電界信号全体又はその位相成分のみをデジタル数値演算で遅延検波又は差動検波した信号を出力することを特徴とした請求項1乃至6のいずれかに記載の光受信器。 - 前記光電界振幅抽出部は、光強度受信器と第2のAD変換器と平方根演算回路とを備え、
前記光強度受信器は、分岐された受信信号の一部を入力してその強度成分を電気信号に変換して出力し、
前記第2のAD変換器は、該電気信号をデジタルサンプル列に変換して出力し、
前記平方根演算回路は、該デジタルサンプリング列を入力して平方根演算を行って出力する構成であることを特徴とした請求項1に記載の光受信器。 - 前記伝送劣化等化器が波形劣化を自動的に補正する適応等化回路であることを特徴とした請求項1に記載の光受信器。
- 前記伝送劣化等化器が、前記伝送路の波長分散の逆伝達特性を持つデジタルフィルタであることを特徴とする請求項1に記載の光受信器。
- 前記伝送劣化等化器は、光電界信号の直流オフセット成分を補正するオフセット補正部を備え、
前記オフセット補正部は、光電界信号に、予め定められた波長分散量に応じたオフセット信号を加算することを特徴とした請求項10に記載の光受信器。 - シンボル時間Tsに対して帯域幅が1/(2Ts)以上かつ1/Ts以下の帯域狭窄ナイキストフィルタを備え、
前記AD変換器の出力信号を帯域狭窄ナイキストフィルタに入力し、デジタル信号の帯域狭窄を行うことを特徴とした請求項1に記載の光受信器。 - 前記光受信器は、線形劣化の補償後に帯域狭窄化された信号の波形歪みを補償する帯域補正フィルタを有することを特徴とした請求項12に記載の光受信器。
- 情報信号で変調された光信号を生成する光送信器と、
請求項1に記載の光受信器と
を備え、
前記光送信器から出力され光ファイバ伝送路を伝送後の光信号を前記光受信器で受信し情報信号に変換して出力する光伝送システム。 - 前記光電界送信器は、シンボル時間Tsに対して帯域幅が1/(2Ts)以上かつ1/Ts以下の帯域狭窄ナイキストフィルタを有し、
生成する光信号の帯域幅をあらかじめ電気領域で狭窄して出力することを特徴とした請求項14に記載の光伝送システム。 - 前記光伝送システムは、シンボル時間Tsに対して帯域全幅が1/Ts以上かつ2/Ts以下の光帯域狭窄フィルタを備え、
前記光送信器に又は前記光受信器に又は前記光ファイバ伝送路の途中に、前記光帯域狭窄フィルタを挿入して光信号の帯域狭窄を行うことを特徴とした請求項14に記載の光伝送システム。 - 前記光送信器は位相予積算回路をさらに有し、
該位相予積算回路は、伝送する光信号の位相を前記シンボル時間毎に積算することを特徴とした請求項14に記載の光伝送システム。 - 前記光送信器は予等化回路をさらに有し、
該予等化回路が、少なくとも波長分散を含む前記光ファイバ伝送路の線形劣化、又は前記光受信器による波形の劣化を、送信側で予め等化する機能を持つことを特徴とした請求項14に記載の光伝送システム。 - 前記光受信器は、線形劣化の補償後に帯域狭窄化された信号の波形歪みを補償する帯域補正フィルタを有することを特徴とした請求項15又は16に記載の光伝送システム。
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