WO2011132987A2 - 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting control information.
  • the wireless communication system can support carrier aggregation (CA).
  • CA carrier aggregation
  • Wireless communication systems are widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless communication system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (0FDMA) systems, and SC to FDMA (single single) systems. carrier frequency division multiple access) systems.
  • An object of the present invention is to provide a method and an apparatus therefor for efficiently transmitting control information in a wireless communication system. Another object of the present invention is to provide a channel format, signal processing, and an apparatus therefor for efficiently transmitting control information. It is still another object of the present invention to provide a method for efficiently allocating resources for transmitting control information and an apparatus therefor.
  • a method of transmitting control information through a physical uplink control channel (PUCCH) by a terminal in a wireless communication system comprising: obtaining a first modulation symbol and a second modulation symbol from the control information; Spreading the first modulation symbol into a plurality of subcarriers in the frequency domain; Spreading the first modulation symbol spread in the frequency domain into a plurality of adjacent first SC-FDMA symbols in the time domain; Spreading the second modulation symbol into a plurality of subcarriers in the frequency domain; Spreading the second modulation symbol spread in the frequency domain into a plurality of adjacent second SC-FDMA symbols in the time domain; And transmitting the spread first modulation symbol and the spread second modulation symbol on the PUCCH, wherein the plurality of adjacent first SC-FDMA symbols and the pluralit
  • a terminal configured to transmit control information through a physical uplink control channel (PUCCH) in a wireless communication system, the terminal comprising: a radio frequency (RF) unit; And a processor, wherein the processor obtains a first modulation symbol and a second modulation symbol from the control information, spreads the first modulation symbol into a plurality of subcarriers in a frequency domain, and spreads the first modulation symbol in the frequency domain.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • RF radio frequency
  • the terminal Spreads a symbol into a plurality of adjacent first SC-FDMA symbols in the time domain, spreads the second modulation symbol into a plurality of subcarriers in the frequency domain, and spreads a second modulated symbol spread in the frequency domain in a plurality of times in the time domain Spread to adjacent second SC-FDMA symbols, and transmit the spread first modulation symbol and the spread second modulation symbol on the PUCCH, and the plurality of adjacent first SC-FDMA symbols and the plurality of Adjacent second SC-FDMA symbols are located in the same slot, the terminal is provided.
  • the crab 1 modulation symbol and the crab 2 modulation symbol may be obtained from channel coded control information.
  • the control information includes a plurality of control information
  • the first modulation symbol and the second modulation symbol may be obtained from a single codeword generated through joint coding.
  • the first modulation symbol is transmitted using any one of a plurality of resources occupied in the plurality of adjacent one SC-FDMA symbols
  • the second modulation symbol is the plurality of neighboring two SC-FDMA symbols. It may be transmitted using any one of a plurality of resources occupied in the symbol.
  • the index for the U resource among the plurality of resources occupied for the first or second modulation symbol is determined from the CCE Control Channel Element (CCE) Channel used for physical downlink control channel (PDCCH) transmission and the second resource.
  • CCE CCE Control Channel Element
  • PDCCH physical downlink control channel
  • An index for may be determined from an index and an offset value for the first resource.
  • the sequence used for the time domain spreading of the first modulation symbol and the second modulation symbol may have a Spreading Factor (SF) of two.
  • SF Spreading Factor
  • the sequence used for the frequency domain spreading of the first modulation symbol and the second modulation symbol may include a constant amplitude zero auto correlation (CAZAC) sequence or a computer generated (CG) -CAZAC sequence.
  • CAZAC constant amplitude zero auto correlation
  • CG computer generated
  • control information can be efficiently transmitted in a wireless communication system.
  • a channel format and a signal processing method for efficiently transmitting control information can be provided.
  • FIG. 1 illustrates physical channels used in a 3GPP LTE system, which is an example of a wireless communication system, and a general signal transmission method using the same.
  • FIG. 2 illustrates an uplink signal processing procedure.
  • 3 illustrates a downlink signal processing process.
  • FIG. 5 illustrates a signal mapping scheme in the frequency domain to satisfy a single carrier characteristic.
  • FIG. 6 illustrates a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in cluster SC-FDMA.
  • FIG. 7 and 8 illustrate a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SC-FDMA.
  • FIG. 10 illustrates a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 11 illustrates a signal processing procedure for transmitting a reference signal (RS) in uplink.
  • RS reference signal
  • DMRS demodulation reference signal
  • 13-14 illustrate slot level structures of the PUCCH formats la and lb.
  • 15 through 16 illustrate the slot level structure of the PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • 17 illustrates ACK / NACK channelization for PUCCH formats la and lb.
  • 20 illustrates a concept of managing a downlink component carrier at a base station.
  • 21 illustrates a concept of managing an uplink component carrier in a terminal.
  • 22 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 23 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a terminal.
  • 24 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 25 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • 26 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a base station.
  • 27 illustrates a concept in which one or more MACs manage a multicarrier from a reception point of a terminal.
  • 28 illustrates asymmetric carrier merging with a plurality of DL CCs and one UL CC linked.
  • 29-30 illustrate an example in which spreading factor (SF) reduction is applied to slot 0 in a subframe according to an embodiment of the present invention.
  • SF spreading factor
  • FIG. 31 illustrates a PUCCH format to which joint coding and SF reduction are applied according to an embodiment of the present invention and a signal processing procedure therefor.
  • 33 to 34 are QPSK properties illustrating mapping rules according to an embodiment of the present invention.
  • 35 illustrates a block diagram of applying precoding to channel selection according to an embodiment of the present invention.
  • 41-42 illustrate a transmit diversity method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 43 illustrates a base station and a terminal that can be applied to the present invention.
  • CDMA code division mult iple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division mult iple access
  • UTRA Universal Terrestrial Radio Access
  • TDMA supports Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for EDGE.
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for EDGE.
  • Wireless technology such as GSM Evolution).
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) LTEdong term evolution (3GPP) is part of E-Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA and LTE-A (Advanced) is an evolution of 3GPP LTE.
  • 3GPP LTEdong term evolution 3GPP
  • E-UMTS E-Evolved UMTS
  • LTE-A Advanced
  • a terminal receives information through a downlink (DL) from a base station, and the terminal transmits the information through an uplink (UL) to a base station.
  • the information transmitted and received between the base station and the terminal includes data and various control information, and there are various physical channels according to the type / use of the information transmitted and received.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels used in a 3GPP LTE system and a general signal transmission method using the same.
  • an initial cell search operation such as synchronization with the base station is performed in step Sl () l.
  • the terminal receives a primary synchronization channel (P-SCH) and a secondary synchronization channel (S-SCH) from the base station, synchronizes with the base station, and obtains information such as a cell ID. .
  • the terminal may receive a physical broadcast channel from the base station to obtain broadcast information in a cell.
  • the terminal may receive a downlink reference signal (DL RS) in the initial cell search step to confirm the downlink channel state.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE After completing the initial cell search, the UE performs a physical downlink control channel (Physical) in step S102.
  • Physical Physical downlink control channel
  • More specific system information can be obtained by receiving a physical downlink control channel (PDSCH) according to downlink control channel (PDCCH) and physical downlink control channel information.
  • PDSCH physical downlink control channel
  • PDCCH downlink control channel
  • the terminal to step S103 ⁇ step to complete the connection to the base station Random access procedure such as S106 may be performed.
  • the UE transmits a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S103), a response message to the preamble through a physical downlink control channel and a physical downlink shared channel thereto. Can be received (S104).
  • PRACH physical random access channel
  • S104 contention resolution procedures such as transmitting additional access channels of the water frame (S105) and receiving a physical downlink control channel and receiving a physical downlink shared channel (S106) can be performed. have.
  • the UE After performing the above-described procedure, the UE performs a physical downlink control channel / physical downlink shared channel reception (S107) and a physical uplink shared channel as a general uplink / downlink signal transmission procedure.
  • S107 physical downlink control channel / physical downlink shared channel reception
  • S107 physical uplink shared channel
  • UCI Physical Uplink Control Channel
  • the control information transmitted from the terminal to the base station is collectively referred to as uplink control information (UCI).
  • UCI includes HARQ ACK "/ NACK (Hybr id Automatic Repeat and reQuest Acknowledgment / Negative-ACK), SR (Scheduling Request), Channel Quality Indication (CQ I), Precoding Matrix Indication (PMI), RKRank Indication (RQ)
  • HARQ ACK Hybr id Automatic Repeat and reQuest Acknowledgment / Negative-ACK
  • SR Service Request
  • CQ I Channel Quality Indication
  • PMI Precoding Matrix Indication
  • RQ RKRank Indication
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a signal processing procedure for transmitting an uplink signal by a terminal.
  • scrambling modules 210 of the terminal may scramble the transmission signal using the terminal specific scramble signal.
  • the scrambled signal is input to the modulation mapper 220 and uses BPS (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), or 16Q / 64QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method, depending on the type of transmission signal and / or channel state. Is modulated into a complex symbol. After the modulated complex symbol is processed by the transform precoder 230, Input to the resource element mapper 240, the resource element mapper 240 may map a complex symbol to a time-frequency resource element. The signal thus processed may be transmitted to the base station through the antenna via the SC-FDMA signal generator 250.
  • BPS Binary Phase Shift Keying
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • 16Q / 64QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • 3 is a diagram for describing a signal processing procedure for transmitting a downlink signal by a base station.
  • the base station may transmit one or more codewords in downlink.
  • the codewords may each be processed into complex symbols via the scrambled mode 301 and the modulation mapper 302 as in the uplink of FIG. 2, after which the complex symbols may be processed by the layer mapper 303 into a plurality of layers ( Layer), and each layer may be multiplied by a precoding matrix by the precoding modes 304 and allocated to each transmit antenna.
  • the transmitted signals for each antenna processed in this manner may be assigned to the resource element mapper 305, respectively. It is mapped to a time-frequency resource element and can then be transmitted through each antenna via a 0rthogonal frequency division multiple access (0FDM) signal generator 306.
  • 0FDM 0rthogonal frequency division multiple access
  • the uplink signal transmission uses the SC-FDMA (Single Carrier—Frequency Division Multiple Access) scheme, unlike the 0FDMA scheme used for the downlink signal transmission.
  • SC-FDMA Single Carrier—Frequency Division Multiple Access
  • the 3GPP system employs 0FDMA in downlink and SOFDMA in uplink.
  • both a terminal for uplink signal transmission and a base station for downlink signal transmission include a serial-to-parallel converter 401, a subcarrier mapper 403, and an M-point IDFT module 404. And Cyclic Prefix additional modules 406 are the same.
  • the terminal for transmitting a signal in the SC—FDMA method further includes an N-point DFT mode 402.
  • the N-point DFT models 402 partially offset the IDFT processing impact of the M-point IDFT modes 404 so that the transmitted signal has a single carrier property.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a signal mapping scheme in a frequency domain for satisfying a single carrier characteristic in a frequency domer).
  • FIG. 5 (a) shows a localized mapping scheme
  • FIG. 5 (b) shows a distributed mapping scheme.
  • SC Clustered clustered SOFDMA, a modified form of FDMA.
  • Clustered SC FDMA divides DFT process output samples into sub-groups during subcarrier mapping and discontinuously maps them to the frequency domain (or subcarrier domain).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in a cluster SC—FDMA.
  • 7 and 8 illustrate a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SC-FDMA.
  • FIG. 6 illustrates an example of applying an intra-carrier cluster SC-FDMA
  • FIGS. 7 and 8 correspond to an example of applying an inter-carrier cluster SC-FDMA.
  • FIG. 7 illustrates a case in which a signal is generated through a single IFFT block when subcarrier spacing between adjacent component carriers is aligned in a situation in which component carriers are contiguous in the frequency domain.
  • FIG. 8 illustrates a case where a signal is generated through a plurality of IFFT blocks in a situation in which component carriers are allocated non-contiguous in the frequency domain.
  • Segment SC—FDMA is simply an extension of the existing SC—FDMA spreading of DFT and IFFT's frequency subcarrier mapping, as the relationship between DFT and IFFT has a one-to-one relationship with the same number of IFFTs as the number of DFTs.
  • -FDMA or NxDFT-s-OFDMA.
  • This specification collectively names them Segment SC—FDMA.
  • the segment SC-FDMA performs a DFT process on a group basis by grouping all time-domain modulation symbols into N (N is an integer greater than 1) groups to alleviate a single carrier characteristic condition.
  • 10 illustrates a structure of an uplink subframe.
  • an uplink subframe includes a plurality of slots (eg, two).
  • the slot may include different numbers of SC-FDMA symbols according to a cyclic prefix (CP) length.
  • CP cyclic prefix
  • the uplink subframe is divided into a data region and a control region.
  • the data area includes a PUSCH and is used to transmit data signals such as voice.
  • the control region includes a PUCCH and is used to transmit control information.
  • the uplink control information ie, UCI
  • the uplink control information includes HARQ ACK / NACK, Channel Quality Information (CQI), PMK Precoding Matrix Indicator (RQank), and RKRank Indication.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a signal processing procedure for transmitting a reference signal in the uplink.
  • Data is converted into a frequency domain signal through a DFT precoder, and then transmitted through the IFFT after frequency mapping, while RS skips the process through the DFT precoder.
  • the RS sequence is immediately generated (S11) in the frequency domain, the RS is sequentially transmitted through the localization mapping (S12), the IFFT (S13) process, and the cyclic prefix (CP) attachment process (S14). do.
  • RS sequence r " ( () is defined by the cyclic shift (cyclic shift) a of the base sequence (base sequence) can be expressed as shown in equation (1).
  • Equation 1 Where sc — sc is the length of an RS sequence, N is the size of a resource block expressed in subcarrier units, and m is I ⁇ W ⁇ 7V RB. ⁇ RB represents the maximum uplink transmission band.
  • the basic sequence is divided into several groups. ⁇ Mr ... '29 )
  • Equation 3 the q th root Zadoff-Chu sequence may be defined by Equation 3 below.
  • the RS hopping will be described as follows.
  • the sequence group number W in the slot " s can be defined as shown in Equation 6 below.
  • Sequence group hopping may be enabled or disabled by a parameter that activates group hopping provided by a higher layer.
  • PUCCH and PUSCH have the same hopping pattern but may have different sequence shift patterns.
  • the group hopping pattern ⁇ " ⁇ is the same for PUSCH and PUCCH and is given by Equation 7 below.
  • the sequence generator may be initialized to " at the beginning of each radio frame.
  • the definition of the sequence shift pattern Jss is different from each other between PUCCH and PUSCH.
  • the sequence shift pattern ⁇ ss is / ss ⁇ ⁇ ID moa j u
  • Sequence hopping is only applied for reference signals of length ⁇ 6 ⁇ ⁇ .
  • Equation 8 For a reference signal of length ⁇ sc ⁇ 6N sc, the basic sequence number in the basic sequence group in slot S is given by Equation 8 below.
  • the reference signal for the PUSCH is determined as follows.
  • C () is a pseudo-random cell-specific value ⁇ pseudo-random sequence
  • the generator can be initialized to the beginning of a radio frame.
  • Table 3 shows the cyclic shift field and n (2) in Downlink Control Information (DCI) format 0.
  • DCI Downlink Control Information
  • the physical mapping method for the uplink RS in the PUSCH is as follows. Sieges the amplitude scaling factor Wow
  • FIG. 12A illustrates a demodulation reference signal (DMRS) structure for a PUSCH in the case of a normal CP
  • FIG. 12B illustrates a DMRS structure for a PUSCH in the case of an extended CP.
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 12A the DMRS is transmitted through the fourth and eleventh SC-FDMA symbols
  • FIG. 12B the DMRS is transmitted through the third and ninth SC-FDMA symbols.
  • PUCCH includes the following format for transmitting control information.
  • Table 4 shows a modulation scheme and the number of bits per subframe according to the PUCCH format.
  • Table 5 shows the number of RSs per slot according to the PUCCH format.
  • Table 6 is a table showing the SC-FDMA symbol position of the RS according to the PUCCH format.
  • PUCCH formats 2a and 2b correspond to a standard cyclic prefix.
  • the ACK / NACK signal has a different cyclic shift (CS) (frequency domain code) and an orthogonal cover code (orthogonal cover code) of a Computer-Generated.Constant Amplitude Zero Auto Correlation (CG-CAZAC) sequence. : 0C or OCC) is transmitted through different resources consisting of a time domain spreading code. 0C includes, for example, Walsh / DFT orthogonal code.
  • Orthogonal Sequences w0, wl, w2, w3 are random (after FFT modulation) It can be applied in the time domain or in any frequency domain (prior to FFT modulation).
  • ACK / NACK resources composed of CS, 0C and PRB (Physical Resource Block) may be given to the UE through RRC (Rad) Resource Control (RRC).
  • RRC Resource Control
  • ACK / NACK resources may be implicitly given to the UE by the lowest CCE index of the PDCCH for the PDSCH.
  • 15 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in the case of standard cyclic prefix.
  • 16 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of extended cyclic prefix.
  • 15 and 16 in the case of a standard CP, one subframe includes 10 QPSK data symbols in addition to the RS symbol. Each QPSK symbol is spread in the frequency domain by the CS and then mapped to the corresponding SC-FDMA symbol. SC—FDMA symbol level CS hopping may be applied to randomize inter-cell interference.
  • RS can be multiplexed by CDM using cyclic shift. For example, assuming that the number of available CSs is 12 or 6, 12 or 6 terminals may be multiplexed in the same PRB, respectively.
  • a plurality of UEs in PUCCH formats 1 / la / lb and 2 / 2a / 2b may be multiplexed by CS + 0C + PRB and CS + PRB, respectively.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating ACK / NACK channelization for PUCCH formats la and lb. 17 is Corresponds to
  • Cyclic Shift (CS) hopping and Orthogonal Cover (0C) remapping can be applied as follows.
  • the resource () for PUCCH format 1 / la / lb includes the following combination.
  • the representative index n r includes n cs , n oc , and n rb .
  • CQI, PMI, RI, and a combination of CQI and ACK / NACK may be delivered through PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • Reed Muller (RM) channel coding may be applied.
  • channel coding for UL CQI in LTE system is described as follows.
  • the bit stream ⁇ 1 "J ⁇ ⁇ 1 is channel coded using the (20, A) RM code.
  • Table 10 shows the basic sequence for the (20, A) code.
  • ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ — 1 represents the Most Significant Bit (MSB) and the Least Significant Bit (LSB)
  • MSB Most Significant Bit
  • LSB Least Significant Bit
  • the maximum information bit is 11 bits except for simultaneous transmission of CQI and ACK / NACK.
  • QPSK modulation may be applied after coding to 20 bits, so that the coded bits may be scrambled before QPSK modulation.
  • Equation 9 The channel coding bits "0,” 1, “ 2 ,” 3 , “' , ⁇ — i may be generated by Equation 9. [Equation 9]
  • i 0, 1, 2, ..., satisfies B-1.
  • Table 11 shows the UCKUplink Control Information field for wideband reporting (single antenna port, transmit diversity or open loop spatial multiplexing PDSCH) CQI feedback.
  • Table 12 shows the UCI fields for CQI and PMI feedback for broadband, which reports closed loop spatial multiplexing PDSCH transmissions.
  • PMI Precoding Matrix Index
  • Table 13 19 illustrates PRB allocation. As shown in FIG. 19, the PRB may be used for PUCCH transmission in slot n s .
  • a multicarrier system or carrier aggregation system refers to a system that aggregates and uses a plurality of carriers having a band smaller than a target bandwidth for wideband support.
  • the band of the aggregated carriers may be limited to the bandwidth used by the existing system for backward compatibility with the existing system.
  • the existing LTE system supports bandwidths of 1.4, 3, 5, 10, 15, and 20 MHz
  • LTE-A LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • a new bandwidth can be defined to support carrier aggregation regardless of the bandwidth used by the existing system.
  • Multicarrier is a name that can be used commonly with carrier aggregation and bandwidth aggregation.
  • carrier aggregation collectively refers to both contiguous and non-contiguous carrier merging.
  • FIGS. 20 and 21 are diagram illustrating a concept of managing downlink component carriers in a base station
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a concept of managing uplink component carriers in a terminal.
  • the upper layers will be briefly described as MACs in FIGS. 20 and 21.
  • 22 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a base station.
  • 23 illustrates a concept in which one MAC manages multicarriers in a terminal.
  • one MAC manages and operates one or more frequency carriers to perform transmission and reception. Frequency carriers managed by one MAC do not need to be contiguous with each other, which is advantageous in terms of resource management.
  • one PHY means one component carrier for convenience.
  • one PHY does not necessarily mean an independent RFCRadio Frequency) device.
  • one independent RF device means one PHY, but is not limited thereto, and one RF device may include several PHYs.
  • 24 illustrates a concept in which a plurality of MACs manages multicarriers in a base station.
  • 25 illustrates a concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • 26 illustrates another concept in which a plurality of MACs manages multicarriers in a base station.
  • 27 illustrates another concept in which a plurality of MACs manage a multicarrier in a terminal.
  • multiple carriers may control several carriers instead of one MAC.
  • each carrier may be controlled by a 1: 1 MAC, and as shown in FIGS. 26 and 27, each carrier is controlled by a 1: 1 MAC for each carrier and the rest is controlled.
  • One or more carriers can be controlled by one MAC.
  • the above system is a system including a plurality of carriers from 1 to N, and each carrier may be used adjacent or non-contiguous. This can be applied to the uplink / downlink without distinction.
  • the TDD system is configured to operate N multiple carriers including downlink and uplink transmission in each carrier, and the FDD system is configured to use multiple carriers for uplink and downlink, respectively.
  • asymmetrical carrier aggregation may be supported in which the number of carriers and / or the bandwidths of carriers merged in uplink and downlink are different.
  • component carrier # 0 when the PDCCH is transmitted on the downlink component carrier # 0, it is assumed that the PDSCH is transmitted on the downlink component carrier # 0, but cross-carrier scheduling is applied. It is apparent that the corresponding PDSCH can be transmitted through another downlink component carrier.
  • component carrier may be replaced with another equivalent term (eg cell).
  • FIG. 28 illustrates a scenario in which uplink control information (UCI) is transmitted in a wireless communication system supporting carrier aggregation.
  • UCI uplink control information
  • this example assumes that UCI is ACK / NACK (A / N).
  • the UCI may include control information such as channel state information (eg, CQI, PMI, RI) and scheduling request information (eg, SR) without limitation.
  • the illustrated asymmetric carrier merging may be set in terms of UCI transmission. That is, the DL CC-UL CC linkage for UCI and the COIL CC linkage for data may be set differently. For convenience, assuming that one DL CC can transmit at most two codewords, the UL ACK / NACK bit also needs at least 2 bits. In this case, at least 10 bits of ACK / NACK bits are required to transmit ACK / NACK for data received through five DL CCs through one UL CC.
  • the carrier aggregation is illustrated as an increase in the amount of UCI information. However, this situation may occur due to an increase in the number of antennas, the presence of a backhaul subframe in a TDD system, and a relay system. Similar to ACK / NACK, even when transmitting control information associated with a plurality of DL CCs through one UL CC, the amount of control information to be transmitted is increased.
  • the UCI payload may increase.
  • DLCC and ULCC may also be referred to as DLCell and UL Cell, respectively.
  • the anchor DL CC and the anchor UL CC may be referred to as DL PCe 11 (Primary Cell) and UL PCell, respectively.
  • the DL primary CC may be defined as a DL CC linked with an UL primary CC.
  • Linkage here encompasses both implicit and explicit linkage.
  • one DL CC and one UL CC are uniquely paired.
  • a DL CC linked with an UL primary CC may be referred to as a DL primary CC by LTE pairing. You can think of this as an implicit linkage.
  • Explicit linkage means that the network configures the linkage in advance and may be signaled by RRC or the like.
  • a DL CC paired with an IL primary CC may be called a primary DL CC.
  • the UL primary (or anchor) CC may be a UL CC on which the PUCCH is transmitted.
  • the UL primary CC may be a UL CC through which UCI is transmitted through PUCCH or PUSCH.
  • the DL primary CC may be configured through higher layer signaling.
  • the DL primary CC may be a DL CC to which the UE performs initial access.
  • a DL CC except for the DL primary CC may be referred to as a DL secondary CC.
  • the UL CC except for the UL primary CC may be referred to as a UL secondary CC.
  • DL-UL pairing may correspond to FDD only. Since TDD uses the same frequency, DL—UL pairing may not be defined separately.
  • the DL-UL linkage may be determined from the UL linkage through the UL EARFCN information of SIB2. For example, the DL—UL linkage may be obtained through SIB2 decoding at initial connection and otherwise via RRC signaling. Thus, only SIB2 linkages exist and other DL-UL pairings may be 'not explicitly defined.
  • DL CC # 0 and UL CC # 0 have a SIB2 linkage relationship with each other, and other DL CCs may have a SIB2 linkage relationship with other UL CCs not configured for the UE. Can be.
  • Embodiment Multiple UCI Transmission Using Spreading Factor Reduction
  • a scheme for efficiently transmitting increased uplink control information is proposed with reference to the accompanying drawings.
  • the PUCCH format proposed by the present invention is referred to as a PUCCH format 3 in view of a new PUCCH format, an LTE-A PUCCH format, or a PUCCH format 2 defined in existing LTE.
  • PUCCH format proposed by the present invention can be easily applied to any physical channel (for example, PUSCH) capable of transmitting uplink control information using the same or similar scheme.
  • PUSCH physical channel
  • an embodiment of the present invention may be applied to a periodic PUSCH structure for periodically transmitting control information or an aperiodic PUSCH structure for aperiodically transmitting control information.
  • the following figures and embodiments illustrate a case of using a UCI / RS symbol structure of PUCCH format 1 (standard CP) of the existing LTE as a subframe / slot level UCI / RS symbol structure applied to a PUCCH format according to an embodiment of the present invention.
  • the subframe / slot level UCI / RS symbol structure is defined for convenience of illustration and the present invention is not limited to a specific structure.
  • the number, location, etc. of UCI / RS symbols can be freely modified according to the system design.
  • the PUCCH format according to the embodiment of the present invention may be defined using the structure of the PUCCH format 2 / 2a / 2b of the existing LTE.
  • the PUCCH format according to an embodiment of the present invention can be used to transmit any type / size of uplink control information.
  • the PUCCH format according to an embodiment of the present invention may transmit information such as HARQ ACK / NACK, CQI, PMI, RI, and the like, and the information may have a payload of any size.
  • the drawings and the embodiment will be described mainly for the case in which the PUCCH format according to the present invention transmits ACK / NACK information.
  • FIG. 29 to 30 illustrate examples of applying a spreading factor (SF) reduction to slot 0 in a subframe.
  • FIG. 29 is a case of standard CP and FIG. 30 is a case of extended CP.
  • the SR value of 0C used in the PUCCH format of LTE is reduced from 4 to 2. Illustrated.
  • Basic signal processing is the same as described with reference to FIGS. 13 to 14.
  • 29 to 30 information bits (e.g., ACK / NACK) are converted into modulation symbols through modulation (e.g., QPSK, 8PSK, 16QAM, 64Q ', etc.) (symbols 0, 1).
  • modulation e.g., QPSK, 8PSK, 16QAM, 64Q ', etc.
  • the modulation symbol is multiplied by the basic sequence (rO), and then mapped to the SC-FDMA symbol through IFFT conversion by applying a cyclic shift, OCCOrthogonal Code (SF [2]), [w0 wl]; [w2 w3]).
  • ro includes a base sequence of length 12.
  • 0C includes Walsh cover or DFT code as defined in LTE.
  • [w0 wl] and [w2 w3] may be given independently of each other or may have the same value.
  • UCI eg, ACK / NACK
  • SF reduction can be achieved by (1) only transmitting up to 8 bits in QPSK modulation, and (2) UCI, which originally occupied four SC-FDMA symbols on a slot basis, occupies only two SC-FDMA symbols. In half, a 3dB signal-to-noise ratio (SNR) loss occurs.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the following further proposes a solution for solving the problem.
  • the following solutions may be used alone or in combination with one another.
  • joint coding may be performed for UCI. That is, the performance gain can be improved by the coding gain obtained through the joint coding.
  • the coding gain can be used to transmit a larger amount of UCI while maintaining the same SNR, or to transmit the same amount of UCI to a higher SNR.
  • 31 illustrates a PUCCH format using joint coding and SF reduction and a signal processing procedure therefor. Since the basic processing is the same as that described with reference to FIGS. 29 and 30, the description will be given based on joint coding.
  • a channel coding and rate matching block channel-codes information bits a_0, a_l, ..., a_M-l (e.g., multiple ACK / NACK bits) to encode an encoded bit, coded bit or coding bit. ) (Or codeword) b_0, b_l,... , Generates b_N-l. M represents the size of the information bits, and N represents the size of the coding bits.
  • the information bit includes uplink control information (UCI), for example, multiple ACK / NACKs for a plurality of data (or PDSCHs) received through a plurality of DL CCs.
  • UCI uplink control information
  • information bits a— 0 , a— 1 ,... A—M-1 is joint coded regardless of the type / number / size of the UCI constituting the information bits.
  • the information bits include multiple ACK / NACKs for a plurality of DL CCs
  • channel coding is not performed for each DL CC and for individual ACK / NACK bits, but for all bit information.
  • a single codeword is generated.
  • Channel coding includes, but is not limited to, simple repetition, simple coding, Reed Muller coding, punctured RM coding, RM-based coding, TBCC Tai l_bit ing convolutional coding, LDPC (low) Par density parity ⁇ check) or turbo coding.
  • the coding bits are rate-matched taking into account the modulation order and the amount of resources. Rate-matching includes cyclic buffer rate matching or puncturing. The rate matching function may be performed through a separate function block or omitted.
  • Modulator modulates coding bits b_0, b_l, ..., b_N_l Create symbol (symbol 0,1, 2,3).
  • Modulation methods include, for example, phase shift keying (n-PSK) and quadrature amplitude modulation (n-QAM) (n is an integer of 2 or more).
  • the modulation method may include a BPSK (Birry PSK), a QPSK (Quadrature PSK), 8-PSK, QAM, 16-QAM, 64-QAM, and the like. '
  • a divider divides modulation symbols 0, 1, 2, and 3 into each slot.
  • the order / pattern / method for dividing a modulation symbol into each slot is not particularly limited.
  • the divider may divide a modulation symbol into each slot in order from the front.
  • modulation symbols 0 and 1 may be divided into slot 0, and modulation symbols 2 and 3 may be divided into slot 1.
  • modulation symbols are interleaved upon being divided into respective slots. (Or permutation). For example, an even numbered modulation symbol may be divided into slot 0 and an odd numbered modulation symbol may be divided into slot 1. The modulation process and the dispensing process can be reversed.
  • the illustrated PUCCH format makes it possible to transmit a larger number of modulation symbols by reducing SF.
  • the reduced transmit energy per UCI (or SNR) due to SF reduction is compensated for by performing joint coding.
  • the coding gain due to joint coding can lead to the use of modulation techniques with higher modulation orders than QPSK without SNR degradation.
  • multiple resources for channel selection may be explicitly allocated through physical channel signaling (eg, PDCCH) or higher layer (eg, RRC, MAC, BCH) signaling.
  • multiple resources for channel selection It may be implicitly allocated like the dynamic ACK / NACK resource allocation of the existing LTE.
  • the index of the first orthogonal resource is determined by the index corresponding to the lowest CCE index of the DL grant PDCCH, and the index of the second orthogonal resource can be obtained by combining the index and the offset value of the first orthogonal resource.
  • the offset value is not particularly limited and may be 1, for example.
  • the index of the second orthogonal resource may be expressed in a form of a total number of cyclic shifts (eg, 12).
  • n cs, 0Rr denotes a cyclic shift index of the first orthogonal resource
  • mod denotes a modulo operation.
  • only the cyclic shift is set differently in the multiple resources for channel selection.
  • the index of the orthogonal resource represents a combination of the cyclic shift and the orthogonal code.
  • FIG. 32 exemplifies a PUCCH format to which channel selection and SF reduction are applied and a signal processing procedure therefor.
  • the channel coding block illustrated in FIG. 32 is for convenience of description and may be omitted.
  • Basic signal processing except channel selection is the same as described with reference to FIGS. 30 to 31.
  • the modulator may perform modulation mapping in consideration of channel selection. For example, referring to slot 0, the modulator generates four modulation symbols (symbol 0, 1, 2, 3) from the coding bits. Among these, modulation symbols 0 and 2 are applied to the first orthogonal resources, and modulation symbols 1 and 3 correspond to the second orthogonal resources.
  • the cyclic shift M may have a different value depending on the SC-FDMA symbol or slot.
  • Orthogonal code (wa, b) shown e.g., [w0, l; wl, l], [w2, l; w3, l] or [w0, l; wl, l; w2, l; w3, l]
  • a represents an element index in an orthogonal code
  • b represents an orthogonal code index.
  • the modulator assigns the actual modulation value to only one of modulation symbols 0 or 1, and assigns 0 to the rest. Similarly, the modulator assigns the actual modulation value to only one of the modulation symbols 2 or 3 and zeros the rest. Since channel selection may be performed independently for each modulation symbol, a first orthogonal resource may be selected in SC-FDMA symbols 0 to 1, and a two orthogonal resource may be selected in SC-FDMA symbols 5 to 6.
  • the above channel selection process may be equivalently performed at the resource domain stage.
  • the modulator generates two modulation symbols (symbol 0, 1) corresponding to SC-FDMA symbols 0-1 and SC-FDMA symbols 5-6, respectively.
  • one of the first orthogonal resource or the two orthogonal resources is applied to modulation symbol 0.
  • one of the first or second orthogonal resources is applied to the modulation symbol 1.
  • resource selection is done at the modulation or resource domain level.
  • the resource selection is described here mainly in the case of the modulator.
  • the modulation order has no constraint, but can specifically perform QPSK or 8PSK modulation.
  • Multiple ACK / NACK includes ACK / NACK for data received from a plurality of DL CCs.
  • the channel coding block jointly codes multiple ACK / NACK to generate a single codeword.
  • Channel coding schemes include, for example, RM-based coding, TBCC, or turbo coding.
  • the coding bits ie codewords
  • Rate-matching schemes include circular buffer rate matching.
  • rate matching can be achieved by coding bits desired from the codeword. Includes puncturing leaving only the size. For example, assume that RM coding (20, A) used for LTE PUCCH is used.
  • the coding bits are modulated to map to the physical channel.
  • the modulator performs QPSK or 8PSK modulation to generate a total of eight modulation symbols.
  • only one of symbol 0 and symbol 1 may have an actual modulation symbol value, and the other may be zero.
  • symbols 2 and 3 For ease of explanation, it is assumed that one of the two becomes 0 in the symbol representation method.
  • two orthogonal resources are applied to symbols 0 and 1.
  • two orthogonal resources apply to symbols 2 and 3.
  • UCI is transmitted as follows.
  • a a through 5 to 6 the transmission cyclic shift can be cell-specific hop in SC- FDMA symbol unit, 0C can also define a hopping pattern in modulation symbol unit or slot unit. Transmission described above Through the method, it is possible to satisfy a single carrier characteristic without increasing CM compared to LTE.
  • Table 14 illustrates the mapping rule in QPSK modulation.
  • I CS r represents a first orthogonal resource index and I CS 2 represents a second orthogonal index. Spaces represent zeros. I represents the in-phase phase and Q quadrature phase.
  • Table 14 can be modified to other equivalent forms.
  • the mapping rule of Table 14 may be modified using the QPSK mapping table used for the LTE PUCCH format.
  • Table 16 shows the QPSK mapping table defined in LTE PUCCH format la / lb, and Table 17 Table 16 shows the mapping rules using the QPSK properties.
  • Table 18 shows other mapping rules in QPSK modulation.
  • the mapping rule in Table 18 is designed to take into account the Euclidian distance.
  • 33 shows QPSK properties according to the mapping in Table 18.
  • the Euclidean distance is the largest between the symbols located on the diagonal. The larger the Euclidean distance, the less likely it is that errors will occur between each other.
  • the mapping rule of Table 18 and FIG. 33 is configured by arranging the bits having the largest Hamming distance on the diagonal.
  • Table 19 Next, a channel selection process in 8PSK modulation is specifically illustrated. Assuming four 8PSK modulation symbols are transmitted through one of the two resource increments, 16 coding bits bO,... From the ACK / NACK information through channel coding and rate matching. ! 315 is obtained. Four coding bits are combined in one [modulation symbol, resource selection] combination, and the coding bit stream may be modulated with s0, s7. Depending on the channel selection, four of s0, and s7 have actual modulation values, and the remaining four have zeros.
  • Table 20 illustrates the map3 ⁇ 4 rule in 8PSK modulation.
  • the mapping rules in Table 20 are designed with Euclidean distances in mind.
  • 34 shows QPSK properties according to the mapping in Table 20.
  • modulation symbols are arranged based on gray mapping to secure an optimal Euclidean distance. 8PSK mapping provides better coding gain.
  • Icsi represents the first orthogonal resource index. less represents a second orthogonal resource index. Spaces represent zeros. I represents the in phase phase and Q represents the quadrat ure phase.
  • Table 22 illustrates other mapping rules in 8PSK modulation.
  • precoding By applying the precoding to the payload capacity, it is possible to have a relatively low CM.
  • CM For convenience, hereinafter, the case where precoding is applied to the 8PSK mapping table will be described.
  • the payload (UCI) is converted into coding bits by encoding .block 910 (910).
  • the coding bits are mapped according to a predetermined modulation scheme and converted into modulation symbols (920).
  • the modulation symbol is precoded using a precoding matrix (or precoding vector) corresponding to the resource index (930). Each row of the precoding matrix corresponds to a resource index.
  • the precoded modulation symbol is spread to the sequence that corresponds to the corresponding resource index.
  • the spread sequence is mapped to a physical resource and transmitted (950).
  • An 8PSK constellation based on the gray mapping of FIG. 36 is illustrated. Table 24 illustrates a mapping rule considering the constellation of FIG. 35.
  • Equation 10 shows a case where a precoding vector of [+1 +1] is used for the first resource index I csl and a precoding vector of [+1 ⁇ 1] is used for the second resource index I cs2 .
  • the coding bits mapped to one modulation symbol can be used like GOD which is extended from the existing 3 bits to 6 bits.
  • Table 25 illustrates the mapping rules when precoding is applied to the 8PSK of Table 24.
  • Table 25 assumes a case where one resource is selected from two resource indexes (eg, cyclic shift indexes (I csl , I cs2 )).
  • the coding bits mapped to one modulation symbol are 6 bits.
  • Table 25 select only a few modulation symbols with low PAPR / CM in Table 23 (i.e., select a modulation symbol so that only one resource has a signal and 0 is transmitted to the remaining resources), and a new mapping table.
  • a technique in which an Alamouti code is applied to an orthogonal resource domain and an antenna domain as a first transmit diversity scheme will be described.
  • the number of transmitting antennas is two.
  • Two of the RS orthogonal resources may be used for channel estimation for each antenna.
  • a first orthogonal resource of the RS symbol may be transmitted to the first antenna and a second orthogonal resource of the RS symbol may be transmitted to the second antenna.
  • only the slot 0 will be described for convenience, but it is obvious that the same may be applied to the slot 1.
  • Alamouti coding is applied to the modulation symbol transmitted through antenna 1 in the orthogonal resource domain.
  • Alamouti coding includes not only the matrix of Equation 11, but all unitary transformation forms thereof.
  • Equation 11 can be modified as shown in Equation 12.
  • transmission may be performed in slot 0 of each antenna as follows.
  • Modulation symbol sl 0 on 0S1 and transmission on SC-FDMA symbols 0-1 in slot 0
  • the modulation symbol transmitted through antenna 0 is transmitted in the same manner as in the case of ⁇ .
  • Alamouti coding is applied in the time domain to the modulation symbol transmitted through antenna 1. That is, Alamouti coding is applied between the same orthogonal resources in units of SC-FDMA symbols to which 0C is applied.
  • Alamouti coding includes not only the matrix of Equation 13, but all unitary transform forms thereof.
  • transmission may be performed in slot 0 of each antenna as follows.
  • Modulation symbol through OS0 — (s2) * 0 is transmitted via SC-FDMA symbol 0 through 1 in slot 0.
  • the multiple orthogonal resources allocated to the first antenna and the multiple orthogonal resources allocated to the second antenna are shown differently, which is illustrated for convenience or index assignment.
  • the multiple orthogonal resources assigned to the first antenna and the multiple orthogonal resources assigned to the second antenna are actually the same.
  • a transmission diversity or spatial multiplexing scheme in which a modulation symbol is transmitted through different orthogonal resources in each antenna in the third transmission diversity scheme will be described. That is, two orthogonal resources corresponding to the number of antennas are further allocated, and the same information can be transmitted in the same format through the respective resources. In this case, after joint coding is performed in consideration of the extended symbol space, spatial multiplexing can be achieved by transmitting different modulation symbols through respective orthogonal resources.
  • the resource allocated for the second antenna may be defined as an offset value of a resource used by the first antenna, and the offset value may be 1.
  • the smallest CCE index may be used for the near U antenna, and then the CCE index may be used for the second antenna.
  • transmission may be performed in slot 0 of each antenna as follows.
  • a wireless communication system includes a base station (BS) 110 and a terminal (UE) 120.
  • Base station 110 includes a processor 112, a memory 114, and a Radio Frequency (RF) unit 116.
  • the processor 112 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 114 is connected with the processor 112 and stores various information related to the operation of the processor 112.
  • the RF unit 116 is connected with the processor 112 and transmits and / or receives a radio signal.
  • Terminal 120 includes a processor 122, a memory 124, and an RF unit 126.
  • the processor 122 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 124 is connected with the processor 122 and stores various information related to the operation of the processor 122.
  • the RF unit 126 is connected with the processor 122 and transmits and / or receives a radio signal.
  • Base station 110 and / or terminal 120 may have a single antenna or multiple antenna.
  • embodiments of the present invention have been described mainly based on a signal transmission / reception relationship between a terminal and a base station.
  • This transmission / reception relationship is extended / similarly to signal transmission / reception between the terminal and the relay or the base station and the relay.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may, in some cases, be performed by an upper node thereof. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a terminal, base station, or other equipment of a wireless mobile communication system. Specifically, the present invention can be applied to a method for transmitting uplink control information and an apparatus therefor. ⁇

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 PUCCH를 통해 제어 정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것으로서, 상기 제어 정보로부터 제1 변조 심볼과 제2 변조 심볼을 얻는 단계; 상기 제1 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제1 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제1 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계; 상기 제2 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제2 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제2 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계; 및 상기 확산된 제1 변조 심볼과 상기 확산된 제2 변조 심볼을 상기 PUCCH를 통해 전송하는 단계를 포함하고, 상기 복수의 인접한 제1 SC-FDMA 심볼과 상기 복수의 인접한 제2 SC-FDMA 심볼은 동일한 슬롯에 위치하는, 제어 정보 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로， 보다 상세하게는 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 무선 통신 시스템은 캐리어 병합 (Carrier Aggregation: CA)을 지원할 수 있다.
【배경기½】
무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선통신 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭， 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA (code division multiple access) 시스템， FDMA( frequency division multiple access) 入]스템， TDMA(time division multiple access) 시스템, 0FDMA( orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC~FDMA( single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 다른 목적은 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 채널 포맷, 신호 처리， 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 또 다른 목적은 제어 정보를 전송하기 위한 자원을 효율적으로 할당하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. [기술적 해결방법】 본 발명의 일 양상으로， 무선 통신 시스템에서 단말이 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하는 방법에 있어서， 상기 제어 정보로부터 계 1 변조 심볼과 제 2 변조 심볼을 얻는 단계; 상기 제 1 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제 1 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계; 상기 제 2 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제 2 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계 ; 및 상기 확산된 제 1 변조 심볼과 상기 확산된 제 2 변조 심볼을 상기 PUCCH를 통해 전송하는 단계를 포함하고, 상기 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼과 상기 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼은 동일한 슬롯에 위치하는， 제어 정보 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양상으로， 무선 통신 시스템에서 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하도록 구성된 단말에 있어서， RF(Radio Frequency) 유닛 ; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는 상기 제어 정보로부터 제 1 변조 심볼과 제 2 변조 심볼을 얻고, 상기 제 1 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하며, 상기 주파수 영역에서 확산된 제 1 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼로 확산하고, 상기 제 2 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하며， 상기 주파수 영역에서 확산된 제 2 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼로 확산하고, 상기 확산된 제 1 변조 심볼과 상기 확산된 제 2 변조 심볼을 상기 PUCCH를 통해 전송하도록 구성되고， 상기 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼과 상기 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼은 동일한 슬롯에 위치하는， 단말이 제공된다.
여기에서， 상기 게 1 변조 심볼과 상기 게 2 변조 심볼은 채널 코딩된 제어 정보로부터 얻어질 수 있다.
여기에서， 상기 제어 정보는 복수의 제어 정보를 포함하고， 상기 제 1 변조 심볼과 상기 제 2 변조 심볼은 조인트 코딩을 통해 생성된 단일 코드워드로부터 얻어질 수 있다. 여기에서 , 상기 게 1 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 게 1 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송되고, 상기 제 2. 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 게 2 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송될 수 있다.
여기에서， 상기 게 1 또는 제 2 변조 심볼을 위해 점유된 복수의 자원 중에서 거 U 자원에 관한 인덱스는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel) 전송에 사용되는 CCE Control Channel Element) 인덱스로부터 결정되고ᅳ 제 2 자원에 관한 인덱스는 상기 제 1 자원에 관한 인덱스와 오프셋 값으로부터 결정될 수 있다.
여기에서， 상기 제 1 변조 심볼 및 상기 제 2 변조 심볼의 시간 도메인 확산에 사용되는 시뭔스는 SF(Spreading Factor)가 2일 수 있다.
여기에서， 상기 제 1 변조 심볼과 상기 제 2 변조 심볼의 주파수 도메인 확산에 사용되는 시퀀스는 CAZAC( Const ant Amplitude Zero Auto Correlation) 시뭔스 또는 CG(Computer Generated)-CAZAC 시뭔스를 포함할 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명에 의하면， 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 효율적으로 전송할 수 있다. 또한， 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 채널 포맷， 신호 처리 방법을 제공할 수 있다. 또한， 제어 정보 전송을 위한 자원을 효율적으로 할당할 수 있다. 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 맵핑을 설명한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 일례인 3GPP LTE 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 예시한다.
도 2는 상향링크 신호 처리 과정을 예시한다. 도 3은 하향링크 신호 처리 과정을 예시한다.
도 4는 SC— FDMA 방식과 0FDMA방식을 예시한다.
도 5는 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 도메인 상의 신호 맵핑 방식을 예시한다.
도 6은 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 예시한다.
도 7과 도 8은 클러스 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 멀티캐리어 (multi-carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정을 예시한다.
도 9는 세그먼트 SC— FDMA에서의 신호 처리 과정올 예시한다.
도 10은 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 11은 상향링크로 참조신호 (Reference Signal: RS)를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 12는 PUSCH를 위한 DMRS( demodulation reference signal) 구조를 예시한다ᅳ
도 13~14는 PUCCH포맷 la와 lb의 슬롯 레벨 구조를 예시한다.
도 15~16은 PUCCH포맷 2/2a/2b의 슬롯 레벨 구조를 예시한다.
도 17은 PUCCH포맷 la와 lb에 대한 ACK/NACK채널화를 예시한다.
도 18은 동일한 PRB 내에서 PUCCH 포맷 1/ la/ lb와 포맷 2/2a/2b의 흔합된 구조에 대한 채널화를 예시한다.
도 19는 PUCCH 전송을 위한 PRB할당을 예시한다.
도 20은 기지국에서 하향링크 콤포넌트 캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 21은 단말에서 상향링크 콤포넌트 캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 22는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 23은 단말에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 24는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 25는 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 26은 기지국에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다. 도 27은 단말의 수신 관점에서， 하나 이상의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 예시한다.
도 28은 복수의 DL CC와 한 UL CC가 링크된 비대칭 캐리어 병합을 예시한다. 도 29-30은 본 발명의 일 실시예에 따라 서브프레임 내의 슬롯 0에 SF( Spreading Factor) 감소를 적용한 예를 도시한다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따라 조인트 코딩과 SF 감소를 적용한 PUCCH 포맷 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따라 채널 선택과 SF 감소를 적용한 PUCCH 포맷 및 이를 위한신호 처리 과정을 예시한다.
도 33~34은 본 발명의 실시예에 따른 맵핑 규칙을 나타낸 QPSK성상이다. 도 35는 본 발명의 일 실시예에 따라 채널 선택에 프리코딩을 적용하는 블록도를 예시한다.
도 36의 그레이 맵핑에 기반한 8PSK성상을 예시한다.
도 37~38은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 다이버시티 방법을 예시한다 . 도 39~40은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전송 다이버시티 방밥을 예시한다ᅳ
도 41-42는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전송 다이버시티 방법을 예시한다.
도 43은 본 발명에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
【발명을 실시를 위한 최선의 형태】 '
이하의 기술은 CDMA(code division mult iple access) , FDMA( frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access) , 0FDMA( orthogonal frequency division mult iple access) , SC-FDMA( single carrier frequency division mult iple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile commiinicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTEdong term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E— UMTS(Evolved UMTS)의 일부이고 LTE— A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다. 설명을 명확하게 하기 위해， 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
무선 통신 시스템에서 단말은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink: DL)를 통해 정보를 수신하고， 단말은 기지국으로 상향링크 (Uplink: UL)를 통해 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 데이터 및 다양한 제어 정보를 포함하고， 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
도 1은 3GPP LTE 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나， 새로이 샐에 진입한 단말은 단계 Sl()l에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (Primary Synchronizat ion Channel： P-SCH) 및 부동기 채널 (Secondary Synchronizat ion Channel： S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고， 셀 ID등의 정보를 획득한다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편， 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (Downlink Reference Signal: DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 단말은 단계 S102에서 물리 하향링크제어채널 (Physical
Downlink Control Channel: PDCCH) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (Physical Downlink Control Channel： PDSCH)을 수신하여 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
이후， 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S103ᅳ내지 단계 S106과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (Physical Random Access Channel: PRACH)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S103), 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다 (S104). 경쟁 기반 임의 접속의 경우 추가적인 물라임의접속채널의 전송 (S105) 및 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 수신 (S106)과 같은 충돌해결절차 (Content ion Resolution Procedure)를 수행할수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 /물리하향링크공유채널 수신 (S107) 및 물리상향링크공유채널 (Physical Uplink Shared Channel：
PUSCH)/물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel： PUCCH) 전송 (S108)을 수행할 수 있다. 단말이 기지국으로 전송하는 제어 정보를 통칭하여 상향링크 제어 정보 (Uplink Control Information: UCI)라고 지칭한다. UCI는 HARQ ACK"/NACK(Hybr id Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negat ive-ACK) , SR(Schedul ing Request) , CQ I (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RKRank Indication) 등을 포함한다. UCI는 일반적으로 PUCCH를 통해 전송되지만， 제어 정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH를 통해 전송될 수 있다. 또한， 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH를 통해 UCI를 비주기적으로 전송할 수 있다.
도 2는 단말이 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한도면이다.
상향링크 신호를 전송하기 위해 단말의 스크램블링 (scrambling) 모들 (210)은 단말 특정 스크램블 신호를 이용하여 전송 신호를 스크램블 할 수 있다. 스크램블 된 신호는 변조 맵퍼 (220)에 입력되어 전송 신호의 종류 및 /또는 채널 상태에 따라 BPS (Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 16Q /64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 이용하여 복소 심볼 (complex symbol)로 변조된다. 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더 (230)에 의해 처리된 후， 자원 요소 맵퍼 (240)에 입력되며， 자원 요소 맵퍼 (240)는 복소 심볼을 시간-주파수 자원 요소에 맵핑할 수 있다. 이와 같이 처리된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기 (250)를 거쳐 안테나를 통해 기지국으로 전송될 수 있다..
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드 (codeword)를 전송할 수 있다. 코드워드는 각각 도 2의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블 모들 (301) 및 변조 맵퍼 (302)를 통해 복소 심볼로 처리될 수 있다， 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼 (303)에 의해 복수의 레이어 (Layer)에 맵핑되며， 각 레이어는 프리코딩 모들 (304)에 의해 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다ᅳ 이와 같이 처리된 각 안테나 별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼 (305)에 의해 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며 , 이후 0FDM(0rthogonal Frequency Division Multiple Access) 신호 생성기 (306)를 거쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다. 무선 통신 시스템에서 단말이 상향링크로 신호를 전송하는 경우에는 기지국이 하향링크로 신호를 전송하는 경우에 비해 PAPR(Peak-to-Average Ratio)이 문제된다. 따라서， 도 2 및 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 상향링크 신호 전송은 하향링크 신호 전송에 이용되는 0FDMA 방식과 달리 SC-FDMA(S ingle Carrier—Frequency Division Multiple Access) 방식이 이용되고 있다.
도 4는 SC-FDMA 방식과 0FDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다. 3GPP 시스템은 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SOFDMA를 채용한다
도 4를 참조하면， 상향링크 신호 전송을 위한 단말 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직렬—병렬 변환기 (Serial— to— Parallel Converter: 401)， 부반송파 맵퍼 (403)， M—포인트 IDFT 모들 (404) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가 모들 (406)을 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 다만， SC— FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 단말은 N-포인트 DFT 모들 (402)을 추가로 포함한다. N—포인트 DFT 모들 (402)은 M-포인트 IDFT 모들 (404)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성 (single carrier property)을 가지도록 한다. 도 5는 주파수 도머)인에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 도메인상의 신호 맵핑 방식을 설명하는 도면이다. 도 5(a)는 로컬형 맵핑 (localized mapping) 방식을 나타내며 , 도 5(b)는 분산형 맵핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다.
SC— FDMA의 수정된 형태인 클러스터 (clustered) SOFDMA에 대해 설명한다. 클러스터 (clustered) SC— FDMA는 부반송파 맵핑 (mapping) 과정에서 DFT 프로세스 출력 샘플들을 부 그룹 (sub-group)으로 나뉘고， 이들을 주파수 도메인 (혹은 부반송파 도메인)에 불연속적으로 맵핑한다.
도 6은 클러스터 SC— FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 도 7과 도 8은 클러스터 SC-FDMA에서 DFT 프로세스 출력 샘플들이 멀티캐리어 (multi— carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 도 6은 인트라 캐리어 (intra— carrier) 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예이고， 도 7과 도 8은 인터 캐리어 (inter-carrier) 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예에 해당한다. 도 7은 주파수 도메인에서 연속적 (contiguous)으로 컴포넌트 캐리어 ( component carrier)가 할당된 상황에서 인접한 컴포넌트 캐리어간의 부반송파 간격 (spacing)이 정렬된 경우 단일 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다. 도 8은 주파수 도메인에서 비연속적 (non-contiguous)으로 컴포넌트 캐리어가 할당된 상황에서 복수의 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다.
도 9는 세그먼트 (segmented) SC-FDMA의 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 세그먼트 SC— FDMA는 임의 개수의 DFT와 같은 개수의 IFFT가 적용되면서 DFT와 IFFT간의 관계 구성이 일대일 관계를 가짐에 따라 단순히 기존 SC— FDMA의 DFT 확산과 IFFT의 주파수 부반송파 맵핑 구성을 확장한 것으로 NxSC-FDMA 또는 NxDFT-s-OFDMA라고 표현되기도 한다. 본 명세서는 이들을 포괄하여 세그먼트 SC— FDMA라고 명명한다. 도 9를 참조하면, 세그먼트 SC-FDMA는 단일 반송파 특성 조건을 완화하기 위하여 전체 시간 도메인 변조 심볼들을 N(N은 1보다 큰 정수)개의 그룹으로 묶어 그룹 단위로 DFT 프로세스를 수행한다. 도 10은 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 10을 참조하면，,상향링크 서브프레임은 복수 (예， 2개)의 슬롯을 포함한다. 슬롯은 CP(Cyclic Prefix) 길이에 따라 서로 다른 수의 SC-FDMA 심볼을 포함할 수 있다. 일 예로， 일반 (normal) CP의 경우 슬롯은 7개의 SC— FDMA 심볼을 포함할 수 있다. 상향링크 서브프레임은 데이터 영역과 제어 영역으로 구분된다. 데이터 영역은 PUSCH를 포함하고 음성 등의 데이터 신호 전송하는데 사용된다. 제어 영역은 PUCCH를 포함하고 제어 정보를 전송하는데 사용된다. PUCCH는 주파수 축에서 데이터 영역의 양끝부분에 위치한 RB 쌍 (RB pair) (예, m=0,l,2,3)) (예, 주파수 반사 (frequency mirrored)된 위치의 RB 쌍 7)을 포함하며 슬롯을 경계로 호큉한다. 상향링크 제어 정보 (즉， UCI)는 HARQ ACK/NACK, CQI (Channel Quality Information), PMKPrecoding Matrix Indicator), RKRank Indication) 등을 포함한다.
도 11은 상향링크로 참조신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다. 데이터는 DFT 프리코더 (precoder)를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤， 주파수 맵핑 후 IFFT를 통해 전송되는 반면， RS는 DFT 프리코더를 통하는 과정이 생략된다. 구체적으로, 주파수 영역에서 RS 시퀀스가 바로 생성 (S11)된 후에， 로컬화 맵핑 (S12), IFFT(S13) 과정 및 순환 전치 (Cyclic Prefix; CP) 부착 과정 (S14)을 순차적으로 거쳐 RS가 전송된다.
RS시뭔스 r"( (")는 기본 시뭔스 (base sequence)의 순환 쉬프트 (cyclic shift) a 에 의해 정의되며 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 1】
Figure imgf000012_0001
여기에서， sc — sc 는 RS 시퀀스의 길이이고， N 는 부반송파 단위로 나타낸 자원 블록의 크기이며， m은 I≤ W≤ 7VRB 이다. ^RB 는 최대 상향링크 전송 대역을 나타낸다. 기본 시퀀스인 는 몇 개의 그룹으로 구분된다. " ^씨…'29)는 그룹 번호를 나타내며， V는 해당 그룹 내의 기본 시퀀스 번호에 해당한다. 각 그룹은 길이가 ΜΓ =?w^s ( ≤m < 5 )인 하나의 기본 시퀀스 ( v = 0 )와 길이가 M^=mN^ ( 6<m≤N^ )ΰ 두 개의 기본 시¾스( 0，1 )를 포함한다 해당 그룹 내에서 시퀀스 그룹 번호 와 해당 번호 V는 시간에 따라 각각 변할 수 있다 기본 시뭔스 r' (0^)，'ᅳ'5 r'씨 (M» R<：S-D 의 정의는 시퀀스 길이 JWsc 에 따른다.
¾ 이상의 길이를 가진 기본 시뭔스는 다음과 같이 정의할 수 있다.
MRS γ 0 r (MRS -1)
sc ≥ i Vso 에 대하여 , 기본 시뭔스 ,… , v ^SC 는 다음의 수학식 2에 의해 주어진다.
【수학식 2】
Figure imgf000013_0001
여기에서， q번째 루트 자도프-츄 (Zadoff-Chu) 시퀀스는 다음의 수학식 3에 의해 정의될 수 있다.
【수학식 3] xq(m)=e N^ , 0<m<Nz -l 여기에서, q는 다음의 수학식 4을 만족한다.
【수학식 4】
Figure imgf000013_0002
여기에서， 자도프-츄 시뭔스의 길이 ^zc는 가장 큰 소수에 의해 주어지고 따라서， N^ < RS
를 만족한다. RB
3Nsc 미만의 길이를 가진 기본 시뭔스는 다음과 같이 정의될 수 있다. 먼저， Msc - Vsc 와 Msc = 2NSC 에 대해 기본 시뭔스는 수학식 5와 같이 주어진다ᅳ 【수학식 5]
Figure imgf000014_0001
여기에서 , M^ ^ ^와 Ms =2^ 에 대한 ^(")의 값은 다음의 표 1과 표 2로 각각 주어진다.
【표 1】
Figure imgf000015_0002
CS1
Figure imgf000015_0001
Figure imgf000016_0001
0^6ΖΟΟ/ΐΐΟΖΗΜ/Χ3<Ι .86Ζεΐ/ΐΐΟΖ OAV 한편 , RS호핑 (hopping)에 대해 설명하면 다음과 같다. 그룹 호핑 패턴 ^h^s)과 시¾스 시프트 (sequence shift) 패턴 5에 의해 슬롯 "s에서 시퀀스 그룹 번호 W는 다음의 수학식 6과 같이 정의할 수 있다. 【수학식 6]
w = (/g ("s) + /sJmod30 여기에서， mod는 모들로 (modulo)연산을 나타낸다.
17개의 서로 다른 호핑 패턴과 30개의 서로 다른 시퀀스 시프트 패턴이 존재한다. 상위 계층에 의해 제공된 그룹 호핑을 활성화시키는 파라미터에 의해 시뭔스 그룹 호핑이 가능 (enabled)하거나 불가능할 (disabled) 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 동일한 호핑 패턴을 가지지만 서로 다른 시퀀스 시프트 패턴을 가질 수 있다. 그룹 호핑 패턴 ^"^는 PUSCH와 PUCCH에 대해 동일하며 다음의 수학식 7과 같이 주어진다.
【수학식 7]
if group hopping is disabled
+ i) .2J jmod 30 if group hopping is enabled
Figure imgf000017_0001
여기에서 는 슈도 -랜덤 (pseudo-random) 시뭔스에 해당하며， 슈도ᅳ랜덤
cell
N ID
Cinit =
30
시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 시작에서 」로 초기화 될 수 있다.
f
시퀀스 시프트 패턴 Jss의 정의는 PUCCH와 PUSCH간에 서로 상이하다.
PUCCH PUCCH ― ^cell
PUCCH에 대해서 , 시퀀스 시프트 패턴 ^ss 는 /ss 一 ^ID moaju로
-PUSCH 주어지고， PUSCH에 대해서, 시뭔스 시프트 패턴 /ss 는 / sCH =(/iUCCH +Ass)mod3o로 주어진다ᅳ Ass G{0,1,...,29}는 상위 계층에 의해 구성된다.
이하， 시퀀스 호핑에 대해 설명한다. 시퀀스 호핑은 길이가 ≥6^Γ인 기준 신호에 대해서만 적용된다.
R RB
길이가 Msc < 6Nsc 인 기준 신호에 대해서, 기본 시퀀스 그룹 내에서 기본 시뭔스 번호 v가 v = 0로 주어진다.
RS RB
길이가 ^sc ≥ 6Nsc 인 기준 신호에 대해서 , 슬롯 S에서 기본 시퀀스 그룹 내에서 기본 시뭔스 번호 는 다음의 수학식 8과 같이 주어진다.
【수학식 8】
fc(ns) if group hopping is disabled and sequence hopping is enabled
ᅳ
0 otherwise 여기에서， cW는 슈도 -랜덤 시퀀스에 해당하고， 상위 계층에 의해 제공되는 시뭔스 호핑을 가능하게 (enabled) 하는 파라미터는 시퀀스 호핑이 가능한지 여부를 결정한다. 슈도ᅳ랜덤 시퀀스 생성기는 무선 프레임의 시작에서
«5 , f PUSCH
Cinit ' L 十 /ss
로 초기화 될 수 있다.
PUSCH에 대한 기준 신호는 다음과 같이 결정된다.
.PUSCH Q
PUSCH에 대한 기준 신호 入 r rPUSCH 0''ᅳ1'Ms,c - 11 을
Figure imgf000018_0001
RS =MP画
만족하고， sc sc 을 만족한 한 슬롯에서 순환 시프트는 "cs
Figure imgf000018_0002
+ RS +"PRS("s))modl2 와 함께 « = 2 " /12로 주어진다 n (1)
DMRS n (2)
방송되는 값이고， DMRS 는 상향링크 스케줄링 할당에 의해 주어지며 , "PRsOs)는 샐 특정 순환 시프트 값이다. "PRsC"S)는 슬롯 번호 에 "PRS(0二∑:=0 C(8." +0·2
따라 변하며 , 와 같이 주어진다.
C() 는 슈도—랜덤 셀 -특정 값이다ᅳ 슈도 -랜덤 시퀀스
"11
N! ED PUSCH
init ―
30
생성기는 무선 프레임의 시작에서 로 초기화 될 수 있다 표 3은 DCI (Downlink Control Information) 포맷 0에서 순환 시프트 필드와 n (2)
DMRS를 나타내는 표이다ᅳ 【표 3】
Figure imgf000019_0002
PUSCH에서 상향링크 RS를 위한 물리적 맵핑 방법은 다음과 같다. 시뭔스는 진폭 스케일링 요소 (amplitude scaling factor)
Figure imgf000019_0001
와
PUSCH
곱해지고， r (0)로 시작하는 시퀀스 내에서 대응하는 PUSCH를 위해 사용되는 물리 자원 블록 (Physical Resource Block: PRB)의 동일한 세트로 맵핑될 것이다. 표준 순환 전치에 대해서는 7 1= 3 으로, 확장 순환 전치에 대해서는 / = 2으로 서브프레임 내에서 자원 요소 ^，7)에 맵핑하는 것은 먼저 ^의 차수가 증가하고 그리고 나서 슬롯 번호의 순이 될 것이다. 정리하면， 길이가 sc 이상이면, 순환 확장과 함께 ZC 시뭔스가 사용되고， 길이가 vsc 미만이면， 컴퓨터 생성 시퀀스가 사용된다. 순환 시프트는， 셀 -특정 순환 시프트， 단말 -특정 순환 시프트 및 호핑 패턴 등에 따라 결정된다.
도 12a는 표준 순환 전치 (normal CP)의 경우에 PUSCH를 위한 DMRS( demodul tion reference signal) 구조를 도시한 도면이고， 도 12b는 확장 순환 전치 (extended CP)의 경우에 PUSCH를 위한 DMRS 구조를 도시한 도면이다. 도 12a에서는 4번째와 11번째 SC-FDMA 심볼을 통해 DMRS가 전송되며， 도 12b에서는 3번째와 9번째 SC— FDMA 심볼을 통해 DMRS가 전송된다.
도 13~16은 PUCCH 포떳의 슬롯 레벨 구조를 예시한다. PUCCH는 제어 정보를 전송하기 위하여 다음의 형식을 포함한다.
(1) 포맷 (Format) 1： 온—오프 키잉 (On—Off keying) (00K) 변조， 스케줄링 요청 (Scheduling Request: SR)에 사용
' (2) 포맷 la와 포맷 lb: ACK/NAC (Acknowledgment/Negat ive Acknowledgment) 전송에 사용
1) 포맷 la: 1개의 코드워드에 대한 BPSK ACK/NACK
2) 포맷 lb: 2개의 코드워드에 대한 QPSK ACK/NACK[
(3) 포맷 2: QPSK 변조, CQI 전송에 사용 '
(4) 포맷 2a와 포맷 2b: CQI와 ACK/NACK동시 전송에 사용
표 4는 PUCCH 포맷에 따른 변조 방식과 서브프레임 당 비트 수를 나타낸다. 표 5는 PUCCH 포맷에 따른 슬롯 당 RS의 개수를 나타낸다. 표 6은 PUCCH 포맷에 따른 RS의 SC-FDMA 심볼 위치를 나타낸 표이다. 표 4에서 PUCCH 포맷 2a와 2b는 표준 순환 전치의 경우에 해당한다.
【표 4】 PUCCH포맷 변조 방식 (Modulat ion scheme) 서브프레임 당 비트 수， Mbii
1 N/A N/A
la BPSK 1
lb QPS 2
2 QPSK 20
2a QPSK + BPSK 21
2b QPSK + BPSK 22
【표 5】
Figure imgf000021_0001
도 13은 표준 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la와 lb를 나타낸다. 도 14는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la와 lb를 나타낸다. PUCCH 포맷 la와 lb는 동일한 내용의 제어 정보가 서브프레임 내에서 슬롯 단위로 반복된다. 각 단말에서 ACK/NACK 신호는 CG-CAZAC(Computer-Generated. Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스의 서로 다른 순환 쉬프트 (cyclic shift: CS)(주파수 도메인 코드)와 직교 커버 코드 (orthogonal cover or orthogonal cover code: 0C or OCC) (시간 도메인 확산 코드)로 구성된 서로 다른 자원을 통해 전송된다. 0C는 예를 들어 왈쉬 (Walsh) /DFT 직교 코드를 포함한다. CS의 개수가 6개이고 0C의 개수가 3개이면, 단일 안테나를 기준으로 총 18개의 단말이 동일한 PRB(Physical Resource Block) 안에서 다중화 될 수 있다. 직교 시뭔스 w0,wl,w2,w3는 (FFT 변조 후에) 임의의 시간 도메인에서 또는 (FFT 변조 전에) 임의의 주파수 도메인에서 적용될 수 있다.
SR과 지속적 ' 스케줄링 (persistent scheduling)을 위해， CS, 0C 및 PRB(Physical Resource Block)로 구성된 ACK/NACK 자원은 RRC(Rad ) Resource Control)를 통해 단말에게 주어질 수 있다. 동적 ACK/NACK과 비지속적 스케줄링 (non— persistent scheduling)을 위해, ACK/NACK 자원은 PDSCH에 대웅하는 PDCCH의 가장 작은 (lowest) CCE 인덱스에 의해 묵시적으로 ( implicitly) 단말에게 주어질 수 있다.
도 15는 표준 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다. 도 16은 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다. 도 15 및 16을 참조하면, 표준 CP의 경우에 하나의 서브프레임은 RS 심볼 이외에 10개의 QPSK 데이터 심볼로 구성된다. 각각의 QPSK 심볼은 CS에 의해 주파수 도메인에서 확산된 뒤 해당 SC-FDMA 심볼로 맵핑된다. SC— FDMA 심볼 레벨 CS 호핑은 인터-셀 간섭을 랜덤화 하기 위하여 적용될 수 있다. RS는 순환 쉬프트를 이용하여 CDM에 의해 다중화될 수 있다. 예를 들어, 가용한 CS의 개수가 12 또는 6라고 가정하면, 동일한 PRB 내에 각각 12 또는 6개의 단말이 다중화될 수 있다. 요컨대， PUCCH 포맷 1/la/lb와 2/2a/2b 내에서 복수의 단말은 CS+0C+PRB와 CS+PRB에 의해 각각 다중화될 수 있다.
PUCCH 포맷 1/la/lb를 위한 길이 -4와 길이— 3의 직교 시뭔스 (0C)는 다음의 표 7과 표 8에 나타난 바와 같다.
【표 7】
Length- orthogonal sequences for PUCCH formats 1/ia/1
Figure imgf000022_0001
【표 8】 L¾n th-3 orth o onal se u en ces for PUCCH formats 1/la/lb
Figure imgf000023_0002
PUCCH 포맷 1/la/lb에서 RS를 위한 직교 시퀀스 (0C)는 다음의 표 9와 같다. 9]
la and lb
Figure imgf000023_0003
도 17은 PUCCH 포맷 la와 lb에 대한 ACK/NACK 채널화 (channel izat ion)를 설명하는 도면이다. 도 17은
Figure imgf000023_0001
인 경우에 해당한다.
도 18은 동일한 PRB 내에서 PUCCH 포맷 1/la/lb와 포맷 2/2a/2b의 흔합된 구조에 대한 채널화를 도시한 도면이다.
순환 쉬프트 (Cyclic Shift: CS) 호핑 (hopping)과 직교 커버 (Orthogonal Cover： 0C) 재맵핑 (remapping)은 다음과 같이 적용될 수 있다.
(1) 인터-셀 간섭 (inter-cell interference)의 랜덤화를 위한 심볼 기반 셀 특정 CS호핑
(2) 슬롯 레벨 CS/0C 재맵핑 1) 인터-셀 간섭 램덤화를 위해
2) ACK/NACK채널과 자원 (k)사이의 맵핑을 위한 슬롯 기반 접근
한편, PUCCH포맷 1/la/lb를 위한 자원 ( )은 다음의 조합을 포함한다.
(1) CS(=심볼 수준에서 DFT직교 코드와 동일) (ncs)
(2) 0C(슬롯 레벨에서 직교 커버) (noc)
(3) 주파수 RBCResource Block) (nrb)
CS, 0C, RB를 나타내는 인덱스를 각각, ncs, noc, nrb라 할 때， 대표 인덱스 (representat ive index) nr은 ncs, noc, nrb를 t함한다 . nr은 nr=(ncs, noc, nrb )를 만족한다.
CQI, PMI, RI 및, CQI와 ACK/NACK의 조합은 PUCCH포맷 2/2a/2b를 통해 전달될 수 있다. 리드 뮬러 (Reed Muller: RM) 채널 코딩이 적용될 수 있다.
예를 들어 , LTE시스템에서 UL CQI를 위한 채널 코딩은 다음과 같이 기술된다. 비트 스트림 (bit stream) υ 1 " J ^ᅳ1은 (20,A) RM코드를 이용하여 채널 코딩된다. 표 10은 (20,A) 코드를 위한 기본 시퀀스를 나타낸 표이다. αο와 α^—1는 MSB (Most Significant Bit)와 LSB(Least Significant Bit)를 나타낸다. 확장 CP의 경우, CQI와 ACK/NACK이 동시 전송되는 경우를 제외하면 최대 정보 비트는 11비트이다. RM코드를 사용하여 20비트로 코딩한 후에 QPSK변조가 적용될 수 있다. QPSK 변조 전, 코딩된 비트는 스크램블 될 수 있다.
【표 10】
Figure imgf000025_0001
채널 코딩 비트 "0，"1，"2，"3，"'，^— i는 수학식 9에 의해 생성될 수 있다. 【수학식 9】
Figure imgf000025_0002
여기에서， i = 0， 1, 2, ···, B-1를 만족한다.
표 11은 광대역 보고 (단일 안테나 포트， 전송 다이버시티 (transmit diversity) 또는 오픈 루프 공간 다중화 (open loop spatial multiplexing) PDSCH) CQI 피드백을 위한 UCKUplink Control Information) 필드를 나타낸다.
【표 11】
Figure imgf000025_0003
표 12는 광대역에 대한 CQI와 PMI 피드백을 위한 UCI 필드를 나타내며， 상기 필드는 폐 루프 공간 다중화 (closed loop spatial multiplexing) PDSCH 전송을 보고한다.
【표 12】 ' 대역
≡.—— 2 안테나 포트 4 안테나 포트
탱크 = 1 탱크 = 2 탱크 = 1 탱크 > 1 광대역 (Wide— band CQI) 4 4 4 4
공간 차분 CQKSpatial differential CQI) 0 3 0 3
PMI (Precoding Matrix Index) 2 1 4 4 표 13은 광대역 보고를 위한 RI 피드백을 위한 UCI 필드를 나타낸다.
【표 13]
Figure imgf000026_0001
도 19는 PRB 할당을 도시한 도면이다. 도 19에 도시된 바와 같이， PRB는 슬롯 ns에서 PUCCH 전송을 위해 사용될 수 있다.
멀티캐리어 시스템 또는 캐리어 병합 (carrier aggregation) 시스.템은 광대역 지원을 위해 목표 대역 (bandwidth)보다 작은 대역을 가지는 복수의 캐리어를 집합하여 사용하는 시스템을 말한다. 목표 대역보다 작은 대역을 가지는 복수의 캐리어를 집합할 때, 집합되는 캐리어의 대역은 기존 시스템과의 호환 (backward compatibility)을 위해 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한될 수 있다. 예를 들어， 기존의 LTE 시스템은 1.4， 3， 5, 10, 15， 20MHz의 대역폭을 지원하며 , LTE 시스템으로부터 개선된 LTE-A(LTE-Advanced) 시스템은 LTE에서 지원하는 대역폭들만을 이용하여 20腿 z보다 큰 대역폭을 지원할 수 있다. 또는 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 병합을 지원할 수 있다. 멀티캐리어는 캐리어 병합 및 대역폭 집합과 흔용되어 사용될 수 있는 명칭이다. 또한， 캐리어 병합은 인접한 (contiguous) 캐리어 병합과 인접하지 않은 (non-contiguous) 캐리어 병합을 모두 통칭한다
도 20은 기지국에서 하향링크 콤포넌트 캐리어들을 관리하는 개념을 예시하는 도면이며， 도 21은 단말에서 상향링크 콤포넌트 캐리어들을 관리하는 개념을 예시하는 도면이다. 설명의 편의를 위하여 이하에서는 도 20 및 도 21에서 상위 계층들을 MAC으로 간략화하여 설명한다. 도 22는 기지국에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 설명한다. 도 23은 단말에서 하나의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념을 설명한다.
도 22 및 23을 참조하면， 하나의 MAC이 하나 이상의 주파수 캐리어를 관리 및 운영하여 송수신을 수행한다. 하나의 MAC에서 관리돠는 주파수 캐리어들은 서로 인접 (contiguous)할 필요가 없기 때문에 자원의 관리 측면에서 보다 유연 (flexible) 하다는 장점이 있다. 도 22과 23에서 하나의 PHY는 편의상 하나의 컴포넌트 캐리어를 의미하는 것으로 한다. 여기서， 하나의 PHY는 반드시 독립적인 RFCRadio Frequency) 디바이스를 의미하는 것은 아니다. 일반적으로 하나의 독립적인 RF 디바이스는 하나의 PHY를 의미하나, 반드시 이에 국한되는 것은 아니며, 하나의 RF 디바이스는 여러 개의 PHY를 포함할 수 있다.
도 24는 기지국에서 복수의 MAC이 멀티 캐리어를 관리하는 개념을 설명한다. 도 25는 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 개념올 설명한다. 도 26은 기지국에서 복수의 MAC이 멀티 캐리어를 관리하는 다른 개념을 설명한다. 도 27은 단말에서 복수의 MAC이 멀티캐리어를 관리하는 다른 개념을 설명한다.
도 22 및 도 23과 같은 구조 이외에 도 24 내지 도 27과 같이 여러 개의 캐리어를 하나의 MAC이 아닌 여러 개의 MAC이 제어할 수도 있다.
도 24 및 도 25와 같이 각각의 캐리어를 각각의 MAC이 1:1로 제어할 수도 있고， 도 26 및 도 27과 같이 일부 캐리어에 대해서는 각각의 캐리어를 각각의 MAC이 1:1로 제어하고 나머지 1개 이상의 캐리어를 하나의 MAC이 제어할 수 있다. 상기의 시스템은 1개부터 N개까지의 다수의 캐리어를 포함하는 시스템이며 각 캐리어는 인접하거나 또는 인접하지 않게 (non-contiguous) 사용될 수 있다. 이는 상향 /하향링크에 구분 없이 적용될 수 있다. TDD 시스템은 각각의 캐리어 안에 하향링크와 상향링크의 전송을 포함하는 N개의 다수 캐리어를 운영하도록 구성되며， FDD 시스템은 다수의 캐리어를 상항링크와 하향링크에 각각 사용하도록 구성된다. FDD 시스템의 경우， 상향링크와 하향링크에서 병합되는 캐리어의 수 및 /또는 캐리어의 대역폭이 다른 비대칭적 캐리어 병합도 지원할 수 있다.
상향링크와 하향링크에서 집합된 컴포넌트 캐리어의 개수가 동일할 때， 모든 컴포넌트 캐리어를 기존 시스템과 호환되도록 구성하는 것이 가능하다. 하지만， 호환성을 고려하지 않는 컴포넌트 캐리어가 본 발명에서 제외되는 것은 아니다.
이하에서는 설명의 편의를 위하여 PDCCH가 하향링크 컴퍼넌트 캐리어 #0으로 전송되었을 때， 해당 PDSCH는 하향링크 컴퍼넌트 캐리어 #0으로 전송되는 것을 가정하여 설명하지만, 교차-캐리어 스케쥴링 (cross— carrier scheduling)이 적용되어 해당 PDSCH가 다른 하향링크 컴퍼넌트 캐리어를 통해 전송될 수 있음은 자명하다. 용어 "컴포넌트 캐리어" 는 등가의 다른 용어 (예， 셀)로 대체될 수 있다.
도 28은 캐리어 병합이 지원되는 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 (Uplink Control Information: UCI)가 전송되는 시나리오를 예시한다. 편의상， 본 예는 UCI가 ACK/NACK (A/N)인 경우를 가정한다. 그러나， 이는 설명의 편의를 위한 것으로서， UCI는 채널 상태 정보 (예, CQI, PMI, RI), 스케줄링 요청 정보 (예， SR)와 같은 제어 정보를 제한 없이 포함할 수 있다.
도 28은 5개의 DL CC가 1개의 UL CC와 링크된 비대칭 캐리어 병합을 예시한다. 예시한 비대칭 캐리어 병합은 UCI 전송 관점에서 설정된 것일 수 있다. 즉, UCI를 위한 DL CC-UL CC 링키지와 데이터를 위한 COIL CC 링키지는 서로 다르게 설정될 수 있다. 편의상， 하나의 DL CC가 최대 두 개의 코드워드를 전송할 수 있다고 가정하면， UL ACK/NACK 비트도 적어도 2비트가 필요하다. 이 경우, 5개의 DL CC를 통해 수신한 데이터에 대한 ACK/NACK을 하나의 UL CC를 통해 전송하기 위해서는 적어도 10비트의 ACK/NACK 비트가 필요하다. 만약， DL CC 별로 DTX 상태도 지원하려면, ACK/NACK 전송을 위해 적어도 12비트 (=55=3125=11.61bits)가 필요하다. 기존의 PUCCH 포맷 la/lb는 2비트까지 ACK/NACK을 보낼 수 있으므로， 이러한 구조는 늘어난 ACK/NACK정보를 전송할 수 없다. 편의상， UCI 정보의 양이 늘어나는 원인으로 캐리어 병합을 예시하였지만， 이런 상황은 안테나 개수가 증가， TDD 시스템， 릴레이 시스템에서 백홀 서브프레임의 존재 등으로 발생할 수 있다. ACK/NACK과 유사하게， 복수의 DL CC와 연관된 제어 정보를 하나의 UL CC를 통해 전송하는 경우에도 전송되어야 하는 제어 정보의 양이 늘어난다. 예를 들어, 복수의 DL CC에 대한 CQICQI/PMI/RI를 전송해야 하는 경우 UCI 페이로드가 증가할 수 있다. DLCC 및 ULCC는 각각 DLCell 및 UL Cell로도 지칭될 수 있다. 또한， 앵커 DL CC 및 앵커 UL CC는 각각 DL PCe 11 (Primary Cell) 및 UL PCell로 지칭될 수 있다.
DL 프라이머리 CC는 UL 프라이머리 CC와 링키지된 DL CC로 규정될 수 있다. 여기서 링키지는 묵시적 (implicit), 명시적 (explicit) 링키지 (linkage)를 모두 포괄한다. LTE에서는 하나의 DL CC와 하나의 UL CC가 고유하게 페어링 되어 있다. 예를 들어, LTE 페어링에 의해， UL 프라이머리 CC와 링키지된 DLCC를 DL 프라이머리 CC라 명할 수 있다. 이것을 묵시적 링키지라 간주할 수 있다. 명시적 링키지는 네트워크가 사전에 미리 링키지를 구성 ( configuration)하는 것을 의미하며 RRC 등으로 시그널링 될 수 있다. 명시적 링키지에서， IL 프라이머리 CC와 페어링 되어 있는 DL CC를 프라이머리 DL CC라 명할 수 있다. 여기서， UL 프라이머리 (또는 앵커) CC는 PUCCH가 전송되는 UL CC일 수 있다. 혹은 UL 프라이머리 CC는 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 UCI가 전송되는 UL CC일 수 있다. 또는 DL 프라이머리 CC는 상위 계층 시그널링을 통해 구성될 수 있다. 또는 DL 프라이머리 CC는 단말이 초기 접속을 수행한 DL CC일 수 있다. 또한， DL 프라이머리 CC를 제외한 DL CC는 DL 세컨더리 CC로 지칭될 수 있다. 유사하게， UL 프라이머리 CC를 제외한 UL CC는 UL 세컨더리 CC로 지칭될 수 있다.
DL-UL 페어링은 FDD에만 해당될 수 있다. TDD는 동일한 주파수를 사용하므로 별도로 DL— UL 페어링이 정의되지 않을 수 있다. 또한, DL-UL 링키지는 SIB2의 UL EARFCN 정보를 통해 UL 링키지로부터 결정될 수 있다. 예를 들어, DL— UL 링키지는 초기 접속 시에 SIB2 디코딩을 통해 획득되고 그 이외에는 RRC 시그널링을 통해 획득될 수 있다. 따라서， SIB2 링키지만이 존재하고 다른 DL-UL 페어링은 '명시적으로 정의되지 않을 수 있다. 예를 들어， 도 28의 5DL:1UL 구조에서, DL CC#0와 UL CC#0는 서로 SIB2 링키지 관계이며, 나머지 DL CC들은 해당 단말에게 설정되어 있지 않은 다른 UL CC들과 SIB2 링키지 관계에 있을 수 있다.
본 명세서 중에서 일부는 비대칭 캐리어 병합을 위주로 기재되어 있지만， 아는 설명을 위한 예시로서， 본 발명은 대칭 캐리어 병합올 포함한 다양한 캐리어 병합 시나리오에 대해 제한 없이 적용될 수 있다. 실시예: SF 감소 (spreading factor reduction)를 이용한 다중 UCI 전송 이하， 도면을 참조하여， 증대된 상향링크 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 방안을 제안한다. 구체적으로， 증대된 상향링크 제어 정보를 전송하기 위한 새로운 PUCCH 포맷 /신호처리 과정 /자원 할당 방법 등을 제안한다. 설명을 위해， 본 발명에서 제안하는 PUCCH 포맷을 신규 PUCCH 포맷， LTE-A PUCCH 포맷， 또는 기존 LTE에 PUCCH 포맷 2까지 정의되어 있는 점에 비추어 PUCCH 포맷 3이라고 지칭한다. 본 발명에서 제안하는 PUCCH 포맷의 기술적 사상은 상향링크 제어 정보를 전송할 수 있는 임의의 물리 채널 (예， PUSCH)에도 동일 또는 유사한 방식을 이용하여 용이하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예는 제어 정보를 주기적으로 전송하는 주기적 PUSCH 구조 또는 제어 정보를 비주기적으로 전송하는 비주기적 PUSCH 구조에 적용될 수 있다.
이하의 도면 및 실시예는 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷에 적용되는 서브프레임 /슬롯 레벨의 UCI/RS 심볼 구조로서 기존 LTE의 PUCCH 포맷 1(표준 CP)의 UCI/RS 심볼 구조를 이용하는 경우를 위주로 설명한다. 그러나， 도시된 PUCCH 포맷에서 서브프레임 /슬롯 레벨의 UCI/RS 심볼 구조는 예시를 위해 편의상 정의된 것으로서 본 발명이 특정 구조로 제한되는 것은 아니다. 본 발명에 따른 PUCCH 포맷에서 UCI/RS 심볼의 개수， 위치 등은 시스템 설계에 맞춰 자유롭게 변형될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷은 기존 LTE의 PUCCH 포맷 2/2a/2b의 구조를 이용하여 정의될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷은 임의 종류 /사이즈의 상향링크 제어 정보를 전송하는데 사용될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예에 따른 PUCCH 포맷은 HARQ ACK/NACK, CQI , PMI， RI 등의 정보를 전송할 수 있고， 이들 정보는 임의 사이즈의 페이로드를 가질 수 있다. 설명의 편의상, 도면 및 실시예는 본 발명에 따른 PUCCH포맷이 ACK/NACK 정보를 전송하는 경우를 위주로 설명한다.
도 29~30은 서브프레임 내의 슬롯 0에 SF(Spreading Factor) 감소를 적용한 예를 도시한다. 도 29는 표준 CP인 경우이고 도 30은 확장 CP인 경우이다. 본 예는 기존 LTE의 PUCCH 포맷에 사용되던 0C의 SR 값을 4에서 2로 감소한 경우를 도시한다. 기본적인 신호 처리 과정은 도 13~14를 참조하여 설명한 것과 동일하다. 도 29~30을 참조하면， 정보 비트 (예， ACK/NACK)는 변조 (예， QPSK, 8PSK, 16QAM, 64Q細 등)를 거쳐 변조 심볼로 변환된다 (심볼 0，1). 이후， 변조 심볼은 기본 시뭔스 (rO)와 곱해진 뒤， 순환 쉬프트 , SF=2의 OCCOrthogonal Code)([w0 wl]； [w2 w3]) 적용, IFFT 변환을 거쳐 SC-FDMA 심볼로 맵핑된다. 여기서， ro는 길이 12의 기본 시퀀스를 포함한다. 0C는 LTE에 정의된 왈쉬 커버나 DFT 코드를 포함한다. 구현 방식에 따라， [w0 wl]과 [w2 w3]는 서로 독립적으로 주어지거나， 동일한 값을 갖도록 주어질 수 있다.
기존의 LTE PUCCH 포맷은 SF=4를 사용하므로 하나의 슬롯에서 하나의 변조 심볼만을 전송할 수 있고 동일한 정보가 슬롯 단위로 반복되므로， 결국 서브프레임 레벨에서 하나의 변조 심볼만을 전송할 수 있었다. 따라서， 기존 LTE의 PUCCH 포맷은 QPSK 변조 시 최대 2비트의 ACK/NACK 정보를 전송할 수 있었다. 그러나， 도 29 및 도 30에 예시된 PUCCH는 SF 감소로 인해 슬롯 당 2개의 변조 심볼을 전송할 수 있다. 또한,' 각 슬롯이 서로 다른 정보를 전송하도록 할 경우， 서브프레임 레벨에서 최대 4개의 변조 심볼을 전송할 수 있다. 따라서， 도시된 PUCCH 포맷은 QPSK 변조 시 최대 8비트의 UCI (예, ACK/NACK)를 전송할 수 있다.
그러나, SF 감소는 (1) QPSK 변조 시 최대 8 비트까지만 전송할 수 있고， (2) 슬롯 기준으로 원래 4개의 SC-FDMA 심볼을 차지하던 UCI가 2개의 SC-FDMA 심볼만 차지하므로 UCI 당 에너지가 반으로 감소하여 3db의 SNR(Signal to Noise Ratio) 손실이 발생한다.
이하에서는 상기 문제를 해결하기 위한 방안에 대해 추가적으로 제안한다. 아래의 방안은 단독으로 사용되거나 서로 조합되어 사용될 수 있다.
첫 번째 방안으로, UCI에 대해 조인트 코딩을 수행할 수 있다. 즉， 조인트 코딩을 통해 얻은 코딩 이득으로 성능 열화를 개선할 수 있다. 코딩 이득은 동일한 SNR을 유지하면서 더 많은 양의 UCI를 전송하거나， 동일한 양의 UCI를 더 높은 SNR로 전송하는데 사용될 수 있다.
두 번째 방안으로， 채널'선택을 이용하여 문제를 해결할 수 있다.. 채널 Ml 선택은 총 M개의 자원 중 N개만을 선택하여 전송함으로써， V N J (M-N)\N\ 개의 정보를 전송하는 방법을 의미한다. 예를 들어， M=2, N=l이고， 선택된 자원에 QPSK 변조 (2bit)가 적용되는 경우， 총 8개의 상태 (=3bit)를 전송할 수 있다. 즉， 다중 직교 자원을 할당 받고， 자원 선택 도메인올 UCI 정보 전송에 사용할 수 있다. 자원 선택 도메인은 동일한 변조 차수를 유지하면서 더 많은 양의 UCI를 전송하거나， 동일한 양의 UCI를 더 낮은 변조 차수로 전송하는데 사용될 수 있다. 도 31은 조인트 코딩과 SF 감소를 적용한 PUCCH 포맷 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다. 기본적인 처리 과정은 도 29 및 30을 참조하여 설명한 것과 동일하므로, 조인트 코딩을 위주로 설명한다.
도 31을 참조하면， 채널 코딩 및 레이트 매칭 블록은 정보 비트 a_0, a_l, ···, a_M-l(예, 다중 ACK/NACK 비트)를 채널 코딩하여 코딩 비트 (encoded bit, coded bit or coding bit) (또는 코드워드) b_0, b_l, …， b_N-l을 생성한다. M은 정보 비트의 사이즈를 나타내고, N은 코딩 비트의 사이즈를 나타낸다. 정보 비트는 상향링크 제어 정보 (UCI), 예를 들어 복수의 DL CC를 통해 수신한 복수의 데이터 (또는 PDSCH)에 대한 다중 ACK/NACK을 포함한다. 여기서， 정보 비트 a— 0， a— 1， …， a— M-1는 정보 비트를 구성하는 UCI의 종류 /개수 /사이즈에 상관없이 조인트 코딩된다. 예를 들어， 정보 비트가 복수의 DL CC에 대한 다중 ACK/NACK을 포함하는 경우， 채널 코딩은 DL CC별, 개별 ACK/NACK 비트 별로 수행되지 않고， 전체 비트 정보를 대상으로 수행되며， 이로부터 단일 코드워드가 생성된다. 채널 코딩은 이로 제한되는 것은 아니지만 단순 반복 (repetition), 단순 코딩 (simplex coding), RM(Reed Muller) 코딩， 펑처링된 RM 코딩, RM-기반 코딩， TBCC Tai l_bit ing convolutional coding) , LDPC( lowᅳ density parityᅳ check) 혹은 터보一코딩을 포함한다. 코딩 비트는 변조 차수와 자원 양을 고려하여 레이트 -매칭된다. 레이트-매칭은 순환 버퍼 레이트 매칭 또는 펑처링을 포함한다. 레이트 매칭 기능은 별도의 기능 블록을 통해 수행되거나, 생략될 수 있다.
변조기 (modulator)는 코딩 비트 b_0, b_l, ···, b_N_l을 변조하여 변조 심볼 (symbol 0,1, 2,3)을 생성한다. 변조 방법은 예를 들어， n-PSK(Phase Shift Keying), n-QAM(Quadrature Am litude Modulation)을 포함한다 (n은 2 이상의 정수). 구체적으로， 변조 방법은 BPSK(Bir ry PSK), QPSK(Quadrature PSK)， 8-PSK, QAM, 16-QAM, 64-QAM등을 포함할 수 있다. '
도시하지는 않았지만, 분주기 (divider)는 변조 심볼 0, 1， 2， 3을 각 슬롯으로 분주한다. 변조 심볼을 각 슬롯으로 분주하는 순서 /패턴 /방식은 특별히 제한되지 않는다. 예를 들어， 분주기는 변조 심볼을 앞에서부터 순서대로 각각의 슬롯에 분주할 수 있다. 이 경우, 도시한 바와 같이， 변조 심볼 0， 1은 슬롯 0에 분주되고， 변조 심볼 2， 3은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 또한， 변조 심볼은 각각의 슬롯으로 분주 시에 인터리빙. (또는 퍼뮤테이션) 될 수 있다. 예를 들어, 짝수 번째 변조 심볼은 슬롯 0에 분주되고 홀수 번째 변조 심볼은 슬롯 1에 분주될 수 있다. 변조 과정과 분주 과정은 순서가 서로 바뀔 수 있다. 이후, 슬롯으로 분주된 변조 심볼은 기본 시퀀스 (r0)와의 곱， 순환 쉬프트， SF=2의 OC Orthogonal Code)([w0 wl];[w2 w3]) 적용， IFFT 변환을 거쳐 SOFDMA 심볼로 맵핑된다.
도시한 PUCCH 포맷은 SF를 감소시킴으로써 더 많은 수의 변조 심볼을 전송하는 것이 가능하다. SF 감소로 인해 줄어든 UCI 당 전송 에너지 (또는 SNR)는 조인트 코딩을 수행함으로써 보상된다. 또한, 조인트 코딩으로 인한 코딩 이득은 SNR 열화 없이 QPSK보다높은 변조 차수를 갖는 변조 기법을 사용하게 할 수 있다. 다음으로， 채널 선택을 이용하는 방안, 즉 다중 자원을 할당 받고 자원 선택 도메인을 UCI 정보로 사용하는 방안에 대해 구체적으로 설명한다. 이하， 설명의 용이함을 위해， 총 2개 (M=2)의 자원 중에서 1개 (N=l)의 자원을 선택하는 경우를 위주로 설명한다. 또한， 이하의 도면 및 설명에서， 채널 코딩 블록은 생략 가능하나， 설명의 편의를 위해 채널 코딩 블록이 존재하는 것을 가정한다.
채널 선택을 위한 다중 자원이 존재하는 PRB는 특별히 제한되지 않지만， 설명의 편의를 위해 동일한 PRB 내에 존재한다고 가정한다. 채널 선택을 위한 다중 자원은 물리 채널 시그널링 (예 , PDCCH), 또는 상위 계층 (예， RRC, MAC, BCH) 시그널링을 통해 명시적으로 할당될 수 있다. 또한， 채널 선택을 위한 다중 자원은 기존 LTE의 동적 ACK/NACK자원 할당과 같이 묵시적으로 할당될 수 있다. 기존 LTE의 동적 ACK/NACK 자원 할당을 이용한 다중 자원 할당에 대해 보다 구체적으로 예시한다. 편의상, 채널 선택을 위해 두 개의 직교 자원 (Orthogonal resource: OR)을 사용한다고 가정한다 (M=2). 이 경우， 거1 직교 자원의 인덱스는 DL 그랜트 PDCCH의 가장 작은 (lowest) CCE 인덱스와 상응하는 인텍스로 결정되고, 제 2 직교 자원의 인덱스는 게 1 직교 자원의 인덱스와 오프셋 값을 조합하여 얻을 수 있다. 오프셋 값은 특별히 제한되지 않으며 , 예를 들어 1일 수 있다.
채널 선택을 위한 다중 자원이 순환 쉬프트 도메인으로 한정되는 경우， 제 2 직교 자원의 인덱스는 전체 순환 쉬프트 개수 (예， 12개)의 모들로 형태로 표현 가능하다. 예를 들어, 제 2 직교 자원의 순환 쉬프트 인덱스는 (ncs,0R1+오프셋 )mod(12)=0일 수 있다. ncs,0Rr 제 1 직교 자원의 순환 쉬프트 인덱스를 나타내고， mod는 모들로 연산을 나타낸다. 이 경우， 채널 선택을 위한 다중 자원은 순환 쉬프트만이 서로 다르게 설정된다.
다른 예로，' 채널 선택을 위한 다중 자원이 순환 쉬프트와 직교 코드로 한정되는 경우 (즉， 동일한 PRB 내의 자원으로 한정되는 경우)， 한 PRB 내의 가용 자원의 개수가 18이라고 하면， 제 2 직교 자원의 인덱스는 (noju+오프셋) mod(18)=0일 수 있다. noiu은 PRB 내에서 제 1 직교 자원의 인덱스를 나타낸다. 이 경우， 직교 자원의 인덱스는 순환 쉬프트와 직교 코드의 조합을 대표한다.
도 32는 채널 선택과 SF 감소를 적용한 PUCCH 포맷 및 이를 위한 신호 처리 과정을 예시한다. 도 32에 도시된 채널 코딩 블록은 설명의 편의를 위한 것으로서 생략 가능하다. 채널 선택을 제외한 기본적인 신호 처리 과정은 도 30~31을 참조하여 설명한 것과 동일하다.
도 32를 참조하면， 변조기는 채널 선택을 고려하여 변조 맵핑을 수행할 수 있다. 예를 들어, 슬롯 0을 참조하면， 변조기는 코딩 비트로부터 4개의 변조 심볼 (symbol 0,1, 2,3)을 생성한다. 이 중， 변조 심볼 0,2는 제 1 직교 자원에 대웅하고， 변조 심볼 1,3은 제 2 직교 자원에 대응한다. 제 1 직교 자원과 제 2 직교 자원은 순환 쉬프트와 직교 코드로 한정된다. 도면에서 동일한 번호의 순환 쉬프트 (즉, 순환 쉬프트 M (예， M=0, 1))는 동일한 직교 자원으로부터 파생된 CS임을 의미할 뿐 이들이 동일한 값을 갖는다는 것을 의미하지는 않는다. 예를 들어， SC-FDMA 또는 슬롯 레벨에서 CS 호핑이 적용되면， 순환 쉬프트 M은 SC-FDMA 심볼 또는 슬롯에 따라 다른 값을 가질 수 있다. 도시된 직교 코드 (wa,b) (예， [w0,l;wl,l],[w2,l;w3,l] 또는 [w0,l;wl,l;w2,l;w3,l])에서 a는 직교 코드 내에서의 원소 인덱스를 나타내고, b는 직교 코드 인덱스를 나타낸다.
채널 선택에 따라， 변조기는 변조 심볼 0 또는 1 중에서 하나에만 실제 변조 값을 부여하고 나머지에는 0을 부여한다. 마찬가지로, 변조기는 변조 심볼 2 또 3 중에서 하나에만 실제 변조 값을 부여하고 나머지에는 0을 부여한다. 채널 선택은 변조 심볼마다 독립적으로 이뤄질 수 있으므로 SC-FDMA 심블 0~1에서는 제 1 직교 자원이 선택되고， SC-FDMA심볼 5~6에서는 게 2 직교 자원이 선택될 수 있다.
도시하지는 않았지만， 상술한 채널 선택 과정은 자원 도메인 단에서 등가적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 변조기는 SC-FDMA 심볼 0~1과 SC-FDMA 심볼 5~6에 각각 대응되는 두 개의 변조 심볼 (symbol 0，1)을 생성한다. 이후， 채널 선택 결과에 따라， 변조 심볼 0에는 제 1 직교 자원 또는 게 2 직교 자원 중 하나가 적용된다. 마찬가지로， 변조 심볼 1에도 제 1 직교 자원 또는 제 2 직교 자원 중 하나가 적용된다.
자원 선택이 변조 단 또는 자원 도메인 단에서 이뤄지든 물리적인 결과는 동일하다. 설명의 용이함을 위해， 본 명세서에서 자원 선택은 변조기를 통해 이뤄지는 경우를 위주로 설명한다. 변조 차수는 따로 구속조건이 없지만， 특별히 QPSK나 8PSK변조를 수행할 수 있다.
UCI가 다중 ACK/NACK인 경우를 가정하여 보다 구체적으로 예시한다. 다중 ACK/NACK은 복수의 DL CC로부터 수신한 테이터에 대한 ACK/NACK을 포함한다. 채널 코딩 블록은 다중 ACK/NACK을 조인트 코딩하여 단일 코드워드를 생성한다. 채널 코딩 방식은 예를 들어 RM-기반 코딩， TBCC, 혹은 터보 코딩을 포함한다. 이후, 코딩 비트 (즉， 코드워드)는 레이트 매칭된다. 레이트 -매칭 방식은 순환 버퍼 레이트 매칭을 포함한다. 또한， 레이트ᅳ매칭은 코드워드로부터 원하는 코딩 비트 사이즈만을 남기는 펑처링을 포함한다. 예를 들어， LTE PUCCH에 사용되는 RM 코딩 (20, A)를 사용한다고 가정하자. M=2, N=l이고 4개의 QPSK 변조 심볼 사용할 경우， 12개의 코딩 (encoded) 비트가 필요하다. 이 경우， LTE RM (20,A)로부터 길이 20의 코딩 비트를 생성한 후 뒤의 8비트를 펑처링 할 수 있다. RM이 (8,A)의 사이즈를 지원한다면 길이 8의 코딩 비트를 생성하고 길이 12가 되도록 순환 버퍼 레이트 매칭을 수행할 수 있다([&0，31， ,37,30，31，32,33] => 길이 12). M=2, N=l이고 4개의 8PS 변조 심볼을 사용한다면 총 16개의 코딩 비트가 필요하다. 이 경우, LTE RM (20, A)를 이용해 정보 비트를 20비트로 코딩한 후 16비트로 펑처링 할 수 있다. 채널 코딩 후, 코딩 비트를 물리 채널에 맵핑되도록 변조한다. 본 예에서, 변조기는 QPSK 혹은 8PSK 변조를 수행하여 총 8개의 변조 심볼을 생성한다. 본 예와 같이， M=2, N=l인 경우 심볼 0과 심볼 1 중에서 하나만 실제 변조 심볼 값을 갖고 나머지 하나는 0이 될 수 있다. 심볼 2와 심볼 3의 경우도 마찬가지이다. 설명의 용이함을 위해 둘 중에 하나가 0이 되는 것은 심볼 표현 방법에서 이미 포괄한다고 가정한다. 이후， 심볼 0과 1에는 2개의 직교 자원이 적용된다. 마찬가지로， 심볼 2와 3에도 2개의 직교 자원이 적용된다. 각각의 직교 자원은 OS0=(CS0,0C0), 0S1=(CS1,0C1)로 구성되고 같은 PRB 내에서 존재한다고 가정하자. 구체적으로, 채널 선택을 적용할 경우 UCI는 다음과 같이 전송된다.
- OS0을 통해 벼 ^ 시보 스早 0의 SC-FDMA 시보
ᄆ a 0~1을 통해 전송
― 0S1을 통해 벼不 시보 1으 스早 0의 SC-FDMA 시보
ᄆ s 0~1을 통해 전송
- 0S0올 통해 벼不 시보
1- σ a 9르 스早
-1- ^ ᄅ^入 0의 SC-FDMA 시보 5~6을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 3을 슬롯 0의 SC-FDMA 시보 5~6을 통해 전송 一 0S0을 통해 변조 심볼 4를 슬롯 1의 SC-FDMA '시보
ᄆ a 0~1을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 5을 슬롯 1의 SOFDMA 시보
ᄆ a 0~1을 통해 전송
- 0S0를 통해 변조 심볼 6를 슬롯 1의 SC-FDMA 시보
ᄆ a 5~6을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 7을 슬롯 1의 SC-FDMA 시보
ᄆ a 5~6을 통해 전송 순환 쉬프트는 SC— FDMA 심볼 단위로 셀-특정하게 호핑될 수 있으며， 0C도 변조 심볼 단위 혹은 슬롯 단위로 호핑 패턴을 정의할 수 있다. 상술한 전송 방법을 통해 LTE 대비 CM의 증가 없이 단일 반송파 특성을 만족시킬 수 있다.
이하， QPSK 변조 시의 채널 선택 과정을 구체적으로 예시한다. 4개의 QPSK 변조 심볼이 2개의 자원 중 하나를 통해 전송한다고 가정하면, 채널 코딩 및 레이트 매칭을 거쳐 ACK/NACK 정보로부터 12개의 코딩 비트 bO,"',bll가 얻어진다. 3개의 코딩 비트가 하나의 [변조 심볼, 자원 선택] 조합에 상응하며， 코딩 비트 열은 s0, ,s7로 변조될 수 있다. 채널 선택에 따라, s0,— ,s7중에서 네 개는 실제 변조 값을 갖고 남은 네 개는 0을 갖는다.
표 14는 QPSK 변조 시의 맵핑 규칙을 예시한다. 표 15는 코딩 비트 열이 <bO, ,bll>=<l,l,l, 0,1,0， 1,0,0, 0，0，1>인 경우에 표 14를 적용한 결과이다. 【표 1
Figure imgf000037_0001
표에서， ICSr 제 1 직교 자원 인덱스를 나타내고， ICS2는 제 2 직교 자 인덱스를 나타낸다. 공백은 0을 나타낸다. I는 동상 (in phase) 위상을 나타내고 Q 직교 위상 (quadrature phase)을 나타낸다.
【표 15]
Figure imgf000037_0002
표 14는 등가의 다른 형태로 변형될 수 있다. 예를 들어， 표 14의 맵핑 규칙은 LTE PUCCH 포맷에 사용되는 QPSK 맵핑 테이블을 이용하여 변형될 수 있다. 표 16은 LTE PUCCH 포맷 la/ lb에서 정의된 QPSK 맵핑 테이블을 나타내고, 표 17은 표 16의 QPSK성상을 이용한 맵핑 규칙을 나타낸다.
【표 16】
Figure imgf000038_0001
【표 17]
Figure imgf000038_0002
표 18은 QPSK 변조 시의 다른 맵핑 규칙을 나타낸다. 표 18의 맵핑 규칙은 유클리디안 거리 (Eucledian distance)를 고려하여 설계된 것이다. 도 33은 표 18의 맵핑에 따른 QPSK 성상을 나타낸다. 유클리디안 거리는 대각선 상에 위치한 심볼들간에 가장 크다. 유클리디안 거리가 클수록 상호간에 오류가 발생할 확률이 적다. 표 18 및 도 33의 맵핑 규칙은 해밍 거리 (Hamming distance)가 가장 큰 비트를 대각선 상에 배치하는 식으로 구성되었다.
【표 18]
Figure imgf000039_0001
표 19는 코딩 비트 열이 <bO,---,bll>=<l,l,l, 0,1,0， 1,0,으 0，0,1>인 경우에 표 18을 적용한 결과를 나타낸다.
【표 19】
Figure imgf000039_0002
다음으로, 8PSK 변조 시의 채널 선택 과정을 구체적으로 예시한다. 4개의 8PSK 변조 심볼을 2개의 자원 증 하나를 통해 전송한다고 가정하면， 채널 코딩 및 레이트 매칭을 거쳐 ACK/NACK 정보로부터 16개의 코딩 비트 bO,…，！ 315가 얻어진다. 4개의 코딩 비트가 하나의 [변조 심볼， 자원 선택] 조합에 상웅하며, 코딩 비트 열은 s0, ,s7로 변조될 수 있다. 채널 선택에 따라， s0, ,s7중에서 네 개는 실제 변조 값을 갖고， 남은 네 개는 0을 갖는다.
표 20은 8PSK 변조 시의 맵¾ 규칙을 예시한다. 표 20의 맵핑 규칙은 유클리디안 거리를 고려하여 설계되었다. 도 34는 표 20의 맵핑에 따른 QPSK 성상을 나타낸다. 도 34를 참조하면， 최적의 유클리디안 거리를 확보하기 위해 변조 심볼들은 그레이 맵핑 (gray mapping)에 기반하여 배치되었다. 8PSK 맵핑을 통해 더 나은 코딩 이득을 얻을 수 있다.
【표 20]
Figure imgf000040_0001
표에서， Icsi은 제 1 직교 자원 인덱스를 나타내고，. less는 제 2 직교 자원 인덱스를 나타낸다. 공백은 0을 나타낸다. I는 동상 (in phase) 위상을 나타내고 Q는 직교 위상 (quadrat ure phase)을 나타낸다.
표 21은 코딩 비트 열이 <b0,-,bl5>=<l, 1,0,1, 1,0,0,0, 1,0,1,0, 1，0，1，1>인 경우에 표 20을 적용한 결과를 나타낸다.
【
Figure imgf000040_0002
Figure imgf000040_0003
표 22는 8PSK 변조 시의 다른 맵핑 규칙을 예시한다. 표 23은 코딩 비트 열이 <b0,--,bl5>=<l, 1,0,1, 1,0,0,0， 1,0,1,0, 1，0,1，1>인 경우에 표 20을 적용한 결과를 나타낸다.
【표 22]
Figure imgf000041_0001
【
Figure imgf000041_0003
Figure imgf000041_0002
에 프리코딩을 적용함으로써 페이로드 용량을 증가시키면서 상대적으로 낮은 CM을 가지게 할 수 있다. 편의상, 이하에서는 8PSK 맵핑 테이블에 프리코딩을 적용하는 경우를 위주로 설명한다.
도 35는 채널 선택에 프리코딩을 적용하는 블록도를 예시한다. 페이로드 (UCI)는 인코딩 .블록 (910)에 의해 코딩 비트로 변환된다 (910). 코딩 비트는 미리 정해진 변조 방식에 따라 맵핑되어 변조 심볼로 변환된다 (920). 변조 심볼은 자원 인덱스에 대응하는 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터)을 이용하여 프리코딩된다 (930). 프리코딩 행렬의 각 행 (row)은 자원 인덱스에 대응한다. 프리코딩된 변조 심볼은 해당 자원 인덱스에 대웅하는 시뭔스로 확산된다. 확산된 시뭔스는 물리 자원에 맵핑되어 전송된다 (950). 도 36의 그레이 맵핑 (gray mapping)에 기반한 8PSK성상을 예시한다. 표 24는 도 35의 성상을 고려한 맵핑 규칙을 예시한다.
【표 2
Figure imgf000042_0002
수학식 10은 제 1 자원 언덱스 Icsl에 [+1 +1]의 프리코딩 백터를 사용하고, 제 2자원 인덱스 Ics2에 [+1 -1]의 프리코딩 백터를 사용한 경우를 나타낸다.
【수학식 10】
Icsi) V I -1八
Figure imgf000042_0001
예를 들어， 표 24에서 비트 (001)에 대웅하는 변조 심볼 (-1,0)과 비트 (010)에 대옹하는 변조 심볼 (0,1)에 [+1 +1]의 프리코딩을 적용하면 심볼 (-1， 1)이 되고， 이 심볼이 제 1 자원 인덱스 Icsl에 사용된다. 또한， 비트 (001)에 대응하는 심볼 (-1,0)과 비트 (010)에 대웅하는 심볼 (0，1)에 [+1 -1]의 프리코딩을 적용하면 심볼 (-1， -1)이 되고, 이 심볼이 게 2자원 인덱스 1„2에 사용된다.
프리코딩과 2개의 자원 인덱스를 사용하면, 하나의 변조 심볼에 맵핑되는 코딩 비트를 기존의 3비트에서 6비트로 확장한 갓과 같이 사용할 수 있다.
표 25는 표 24의 8PSK에 프리코딩을 적용한 경우의 맵큉 규칙을 예시한다. 표 25는 2개의 자원 인덱스 (예, 순환 쉬프트 인덱스 (Icsl, Ics2)) 중에서 하나의 자원을 선택하는 경우를 가정한다.
【표 25]
Figure imgf000043_0001
Figure imgf000044_0001
상기 표에서 하나의 변조 심볼 (이때 변조 심볼은 2개의 자원 인덱스에 대해 각각 변조된 2개의 심볼의 집합을 의미)에 맵핑되는 코딩 비트는 6비트이다.
표 25의 변형 예로, 표 23에서 낮은 PAPR/CM을 갖는 몇몇 변조 심볼만을 선택하여 (즉， 오직 하나의 자원에만 신호가 존재하고 나머지 자원에는 0이 전송되도록 변조 심볼을 선택하여)， 새로운 맵핑 테이블을 만들 수 있다. 예를 들어， 표 25에서 (000000)， (000110), (001001)에 해당되는 변조 심볼만을 뽑아 축소된 맵핑 테이블을 만들고， 그에 맞춰 코딩 비트를 새롭게 맵핑할 수 있다. 이 경우， UCI 전송 양은 감소하지만 전력 제어 면에서 유리하다.
다음으로， 본 발명에 따른 전송 다이버시티 방법에 대해 설명한다.
제 1 전송 다이버시티 방식으로 알라무티 코드가 직교 자원 도메인과 안테나 도메인에 적용되는 기법을 설명한다. 설명의 용이함을 위해， 송신 안테나 개수가 2개임을 가정한다. RS 직교 자원 중 2개는 각각의 안테나를 위한 채널 추정용으로 사용될 수 있다. 다시 말하면， 안테나 각각의 채널 추정을 위해， RS 심볼의 제 1 직교 자원이 제 1 안테나로 전송되고 RS 심볼의 제 2 직교 자원이 제 2 안테나로 전송될 수 있다. 또한， 편의상 슬롯 0에 대해서만 설명하나 슬롯 1에도 동일하게 적용될 수 있음은 자명하다.
도 37과 도 38은 각각 본 발명의 제 1 전송 다이버시티 방식을 이용하여 안테나 0과 안테나 1로 제어 정보를 전송하는 것을 도시한다. 도면을 참조하면, 안테나 0을 통해 전송되는 변조 심볼은 ΙΤχ일 때와 동일하게 전송된다. 반면， 안테나 1을 통해 전송되는 변조 심볼에는 직교 자원 도메인에서 알라무티 코딩이 적용된다. 여기서, 알라무티 코딩은 수학식 11의 행렬뿐만 아니라， 이의 모든 유니터리 변환 형태를 포함한다.
【수학식 11】
Figure imgf000045_0001
여기서， (.r은 (.)의 복소 공액 연산을 의미한다ᅳ
본 발명에서는 sO와 si 둘 중의 하나는 반드시 0이 되므로， 수학식 11은 수학식 12와 같이 변형할 수 있다.
【수학식 12】
Figure imgf000046_0001
예를 들어， SC-FDMA 심볼 0,1의 경우， s2=sl=0이라고 하면, 각 안테나의 슬롯 0에서 다음과 같이 전송이 이뤄질 수 있다.
안테나 0
- 0S0을 통해 변조 심볼 s0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 0~1을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 sl=0올 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 0~1을 통해 전송
- 0S0을 통해 변조 심볼 s2=0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 s3을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송
안테나 1
- OS0을 통해 변조 심볼 -(sl)*=0을 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 0~1을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 (sO)*을 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 0~1을 통해 전송 一 0S0을 통해 변조 심볼 —(s3)*를 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 5~6을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 (s2)*=0을 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 5~6을 통해 전송 도면에는 제 1 안테나에 할당된 다중 직교 자원과 계 2 안테나에 할당된 다증 직교 자원이 다르게 도시되어 있으나， 이는 편의상 또는 인덱스 부여상의 이유로 도시된 것이다ᅳ 제 1 안테나에 할당된 다중 직교 자원과 제 2 안테나에 할당된 다증 직교 자원은 실제로 동일하다ᅳ
이하， 제 2 전송 다이버시티 방식으로 알라무티 코드가 시간 (즉， SC-FDMA 심볼) 도메인과 안테나 도메인에 적용되는 기법을 설명한다. 설명의 용이함을 위해， 송신 안테나 개수가 2개임을 가정한다. RS 직교 자원 중 2개는 각각의. 안테나를 위한 채널 추정용으로 사용될 수 있다. 다시 말하면, 안테나 각각의 채널 추정을 위해, RS 심볼의 제 1 직교 자원이 제 1 안테나로 전송되고 RS 심볼의 제 2 직교 자원이 제 2 안테나로 전송될 수 있다. 또한, 편의상 슬롯 0에 대해서만 설명하나 슬롯 1에도 동일하게 적용될 수 있음은 자명하다. 도 39와 도 40은 각각 본 발명의 제 2 전송 다이버시티 방식을 이용하여 안테나 0와 안테나 1로 제어 정보를 전송하는 것을 도시한다. 도면을 참조하면， 안테나 0을 통해 전송되는 변조 심볼은 ΙΤχ일 때와 동일하게 전송된다. 반면， 안테나 1을 통해 전송되는 변조 심볼에는 시간 도메인에서 알라무티 코딩이 적용된다. 즉， 알라무티 코딩은 0C가 적용된 SC-FDMA 심볼들 단위로 동일한 직교 자원간에 적용된다. 여기서, 알라무티 코딩은 수학식 13의 행렬뿐만 아니라, 이의 모든 유니터리 ᅳ변환 형태를 포함한다.
【수학식 13]
antenna
Figure imgf000047_0001
여기서 (.)*은 (.)의 복소 공액 연산을 의미한다.
본 발명에서는 s0와 si 둘 중의 하나는 반드入'
수학식 14와 같이 변형할 수 있다.
【수학식 14]
I
Figure imgf000047_0002
예를 들어， SC-FDMA 심볼 0,1, 5, 6의 경우， s2=sl=0이라고 하면， 각 안테나의 슬롯 0에서 다음과 같이 전송이 이뤄질 수 있다.
안테나 0
- 0S0을 통해 변조 심볼 s0를 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 0~1을 통해 전송
ᅳ 0S1을 통해 변조 심볼 sl=0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 0~1을 통해 전송 ― OS0을 통해 변조 심볼 s2=0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송
- 0S1을 통해 변조 심볼 s3을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송 안테나 1
- OS0을 통해 변조 심볼 — (s2)*=0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 0~1을 통해 전송 一 0S1을 통해 변조 심볼 —(s3)*을 슬롯 0의 SC— FDMA 심볼 0~1을 통해 전송
- 0S0을 통해 변조 심볼 (sO)*를 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송 - 0S1을 통해 변조 심볼 (sl)*=0을 슬롯 0의 SC-FDMA 심볼 5~6을 통해 전송 도면에는 게 1 안테나에 할당된 다증 직교 자원과 제 2 안테나에 할당된 다증 직교 자원이 다르게 도시되어 있으나， 이는 편의상 또는 인덱스 부여상의 이유로 도시된 것이다. 제 1 안테나에 할당된 다중 직교 자원과 제 2 안테나에 할당된 다중 직교 자원은 실제로 동일하다.
이하， 제 3 전송 다이버시티 방식으로 변조 심볼이 각각의 안테나에서 서로 다른 직교 자원을 통해 전송되는 전송 다이버시티 혹은 공간 다중화 기법을 설명한다. 즉， 안테나 개수에 상응하는 2개의 직교 자원을 더 할당 받고， 각각의 자원들을 통해 동일한 포맷으로 동일한 정보를 전송할 수 있다. 이 경우， 확장된 심볼 공간을 고려하여 조인트 코딩을 수행한 후， 서로 다른 변조 심볼을 각각의 직교 자원을 통해 전송함으로써 공간 다중화를 도모할 수 있다.
도 41과 도 42는 각각 본 발명의 제 3 전송 다이버시티 방식을 이용하여 안테나 0과 안테나 1로 제어 정보를 전송하는 방법을 도시한다. 제 2 안테나를 위해 할당되는 자원은 제 1 안테나에서 사용하는 자원의 오프셋 값으로 정의될 수 있으며， 오프셋 값은 1일 수 있다. CCE 인덱스와 결부 지으면， 가장 작은 CCE 인덱스는 거 U 안테나를 위해 사용되고, 그 다음 CCE 인덱스는 제 2 안테나를 위해 사용될 수 있다. DL 그랜트 PD CH가 CCE 집합 (aggregation) 레벨이 2 이상일 때에는 자원의 낭비 없이 효율적으로 사용할 수 있다.
예를 들어， SC-FDMA 심볼 으 1，5,6의 경우, s2=sl=0이라고 하면, 각 안테나의 슬롯 0에서 다음과 같이 전송이 이뤄질 수 있다.
안테나 0
- 0S0— 0을 통해 변조 심볼 sO를 슬롯 0의 SOFDMA 심볼 0~1을 통해 전송
- 0S1— 0을 통해 변조 심볼 sl=0을 슬롯 0의 SC-FDMA심볼 0~1을 통해 전송 - OS(L0을 통해 변조 심볼 s2=0을 슬롯 0의 SC-FDMA심볼 5~6을 통해 전송 一 0S1 )을 통해 변조 심볼 s3을 슬롯 0의 SC— FDMA심볼 5~6을 통해 전송 안테나 1
- 030_1을 통해 변조 심볼 sO를 슬롯 0의 SO FDMA심볼 0~1을 통해 전송 ― 0S1_1을 통해 변조 심볼 sl=0을 슬롯 0의 SC— FIMA심볼 0~1을 통해 전송
- 0S0ᅳ 1을 통해 변조 심볼 s2=0을 슬롯 0의 SC-FDMA심볼 5~6을 통해 전송
- 0S1_1을 통해 변조 심볼 s3을 슬롯 0의 SC-FDMA심볼 5~6을 통해 전송 공간 다중화 기법을 적용할 경우， 안테나 0에서 전송되는 s0~s3과 안테나
1에서 전송되는 s0~s3은 서로 다른 정보를 갖는다.
도 43은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다. 도 43을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (BS, 110) 및 단말 (UE, 120)을 포함한다. 기지국 (110)은 프로세서 (112)， 메모리 (114) 및 무선 주파수 (Radio Frequency: RF) 유닛 (116)을 포함한다. 프로세서 (112)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (114)는 프로세서 (112)와 연결되고 프로세서 (112)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (116)은 프로세서 (112)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 단말 (120)은 프로세서 (122)， 메모리 (124) 및 RF 유닛 (126)을 포함한다. 프로세서 (122)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (124)는 프로세서 (122)와 연결되고 프로세서 (122)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (126)은 프로세서 (122)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 기지국 (110) 및 /또는 단말 (120)은 단일 안테나 또는 다증 안테나를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말과 기지국 간의 신호 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 이러한 송수신 관계는 단말과 릴레이 또는 기지국과 릴레이간의 신호 송수신에도 동일 /유사하게 확장된다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 단말은 UE Jser Equipment), MS (Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어, 하드웨어， 펌웨어 (fir画 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당멉자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상이용가능성】
본 발명은 무선 이동 통신 시스템의 단말기， 기지국, 또는 기타 다른 장비에 사용될 수 있다 . 구체적으로 , 본 발명은 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 적용될 수 있다. ·

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 단말이 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하는 방법에 있어서，
상기 제어 정보로부터 제 1 변조 심볼과 제 2 변조 심볼을 얻는 단계;
상기 제 1 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제 1 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계 ;
상기 제 2 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하는 단계; 상기 주파수 영역에서 확산된 제 2 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼로 확산하는 단계 ; 및
상기 확산된 제 1 변조 심볼과 상기 확산된 제 2 변조 심볼을 상기 PUCCH를 통해 전송하는 단계를 포함하고，
상기 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼과 상기 복수의 인접한 게 2 SC-FDMA 심볼은 동일한 슬롯에 위치하는， 제어 정보 전송 방법.
【청구항 2]
제 1항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼과 상기 제 2 변조 심볼은 채널 코딩된 제어 정보로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어서，
상기 제어 정보는 복수의 제어 정보를 포함하고,
상기 제 1 변조 심볼과 상기 제 2 변조 심볼은 조인트 코딩을 통해 생성된 단일 코드워드로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는, 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 게 1 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송되고，
상기 제 2 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법ᅳ
【청구항 5】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 또는 제 2 변조 심볼을 위해 점유된 복수의 자원 중에서 제 1 자원에 관한 인덱스는 PDCCH(Physical Downlink Control Channel) 전송에 사용되는 CCE( Control Channel Element) 인덱스로부터 결정되고, 제 2 자원에 관한 인덱스는 상기 제 1 자원에 관한 인텍스와 오프셋 값으로부터 결정되는 것을 특징으로 하는, 제어 정보 전송 방법.
【청구항 6]
거 U항에 있어서,
상기 게 1 변조 심볼 및 상기 제 2 변조 심볼의 시간 도메인 확산에 사용되는 시퀀스는 SF(Spreading Factor)가 2인 것을 특징으로 하는, 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 7】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼과 상기 제 2 변조 심볼의 주파수 도메인 확산에 사용되는 시퀀스는 CAZAC( Const ant Amplitude Zero Auto Correlation) 시뭔스 또는 CG(Computer Generated)-CAZAC 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는， 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 8】
무선 통신 시스템에서 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)를 통해 제어 정보를 전송하도록 구성된 단말에 있어서，
RFCRadio Frequency) 유닛 ; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는 상기 제어 정보로부터 제 1 변조 심볼과 제 2 변조 심볼을 얻고， 상기 제 1 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하며， 상기 주파수 영역에서 확산된 제 1 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼로 '확산하고， 상기 제 2 변조 심볼을 주파수 도메인에서 복수의 부반송파로 확산하며， 상기 주파수 영역에서 확산된 제 2 변조 심볼을 시간 도메인에서 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼로 확산하고， 상기 확산된 제 1 변조 심볼과 상기 확산된 계 2 변조 심볼을 상기 PUCCH를 통해 전송하도록 구성되고， 상기 복수의 인접한 제 1 SC-FDMA 심볼과 상기 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼은 동일한 슬롯에 위치하는, 단말.
【청구항 9】
제 8항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼과 상기 게 2 변조 심볼은 채널 코딩된 제어 정보로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 10]
제 9항에 있어서， ―
상기 제어 정보는 복수의 제어 정보를 포함하고,
상기 제 1 변조 심볼과 상기 게 2 변조 심볼은 조인트 코딩을 통해 생성된 단일 코드워드로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는, 단말.
【청구항 11】
제 8항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 게 1 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송되고,
상기 제 2 변조 심볼은 상기 복수의 인접한 제 2 SC-FDMA 심볼 내에 점유된 복수의 자원 중 어느 하나를 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는, 단말.
【청구항 12]
제 8항에 있어서，
상기 제 1 또는 제 2 변조 심볼을 위해 점유된 복수의 자원 중에서 제 1 자원에 관한 인덱스는 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) 전송에 사용되는 CCE(Control Channel Element) 인덱스로부터 결정되고, 제 2 자원에 관한 인덱스는 상기 제 1 자원에 관한 인텍스와 오프셋 값으로부터 결정되는 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 13】
제 8항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼 및 상기 제 2 변조 심볼의 시간 도메인 확산에 사용되는 시퀀스는 SF(Spreading Factor)가 2인 것을 특징으로 하는, 단말.
【청구항 14]
제 8항에 있어서，
상기 제 1 변조 심볼과 상기 게 2 변조 심볼의 주파수 도메인 확산에 사용되는 시퀀스는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스 또는 CGCComputer Generated)-CAZAC 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는， 단말.
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