WO2011108239A1 - 磁気パルセーションモータ - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a motor that is driven by a non-smooth inverter and a matrix converter, and more particularly to a motor rotation drive mechanism that does not pulsate due to motor rotation speed reduction or torque reduction even when driven by a household single-phase 100V.
- Fig. 7 shows voltage waveforms that are the relationship between voltage and time in single-phase power supplies and three-phase power supplies.
- the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
- each of the three phases has a phase difference of 120 degrees with respect to the other phases.
- the three phases change from ⁇ 140 V to +140 V at 50 Hz or 60 Hz.
- the two phases In a single-phase power supply, the two phases have a phase difference of 180 degrees. As shown in FIG. 7B, a zero cross point occurs even if a voltage envelope is selected. As a result, even in the case of a matrix converter, unless smoothing is performed by a capacitor, the voltage becomes 0 V in a half cycle of 50 Hz or 60 Hz, and there is a problem that the pulsation occurs due to a decrease in the number of rotations of the motor or a decrease in torque.
- non-smooth inverters with a reduced smoothing capacitor capacity are being used to reduce the size of inverters.
- the capacitor does not perform smoothing sufficiently, so that the voltage output after diode rectification does not become a direct current component and a large pulsation occurs. There is.
- the output voltage becomes close to 0 V in a half cycle of 50 Hz or 60 Hz, and not only noise and vibration in the audible range, but also pulsation due to motor rotation speed reduction and torque reduction. There is. There may also be a problem that the motor stops.
- PM motor Permanent Magnet Synchronous Motor
- an object of the present invention is to provide a PM motor 51 that is suitable for low-speed rotation and that can be used with both DC and AC power supplies even if the voltage varies or the load varies.
- a rotor 52 having a permanent magnet 52c is used, and three stators 53 each having a solenoid coil 53a sandwiched between two yokes 53b and 53c having a plurality of pole teeth 53d and 53e, respectively.
- the PM motor 51 is arranged on the outer periphery of the rotor 52 by shifting the electrical phase angle by 120 degrees.
- a control device is constituted by a three-phase full-wave driver, a control signal generator, and an oscillator having a variable means, and a rotational drive mechanism that is driven by a DC power source is provided.
- the rotary drive mechanism is composed of a control device that controls using a three-phase AC power source in which the frequency of the PM motor 51 is variable.
- FIG. 6 An example of a single-phase / three-phase converter (matrix converter) is shown in FIG. 6 (Patent Document 2).
- the object of the present embodiment is to provide a control device for a single-phase / three-phase converter capable of compensating for the pulsation of single-phase instantaneous power.
- An AC power storage circuit PS for storing AC power is provided between the three connection points P1 to P3 and the common connection point CP2 in the three series switching circuits.
- the power storage circuit PS stores the pulsating component of single-phase AC power.
- AC power storage circuit PS disposed between the three series switching circuit three connection points P1 ⁇ P3 in a common connection point CP2, consist as AC reactors L C and a switching circuit SWC.
- the switching circuit SWC includes three connection points P1 ⁇ P3 in the AC reactor L C and three series switching circuit so as to convert the instantaneous power pulsation component of the single-phase AC power is supplied to all AC reactors L C Selectively connect.
- single-phase driving is possible, but a smoothing capacitor is required and three reactors are required.
- Permanent magnet synchronous motor (PM motor: Permanent Magnet Synchronous Motor) is premised on the use of a three-phase AC power source that has no zero-crossing problem. Therefore, even when the output voltage becomes 0 V in a half cycle of 50 Hz or 60 Hz, a motor that continues to rotate without pulsation due to a decrease in the number of rotations or torque of the motor is required.
- the pulsating component can be accumulated and suppressed by using the power storage circuit, it is necessary to add an additional smoothing capacitor, a reactor, or a power storage circuit to the inverter or the matrix converter. As a result, when a brushless motor is directly driven by a conventional inverter circuit or matrix converter circuit for a brush motor, a large circuit change is required.
- the PM motor unit and the pulsator unit coupled by the same shaft as the PM motor unit are installed in the same stator.
- the pulsator unit has two outer magnets with different polarities facing each other, two core magnets with different polarities are provided on the same shaft as the motor, and an external magnet and a magnetic field of the core magnet are coupled to each other. did.
- the motor can be continuously driven even when the drive voltage becomes 0V by modulating the torque using the external magnetism by the arranged magnet.
- the pulsator unit is composed of two opposed outer peripheral solenoids, and the current flows between the solenoids, an induced current flows, and torque is generated so as to suppress changes in the magnetic field in the solenoid, thereby eliminating the need for an outer peripheral magnet. did. Furthermore, by changing the conduction state of the outer peripheral solenoid with a switch, low loss driving was realized in which the loss was zero at timings other than zero crossing.
- single-phase alternating current can be achieved by using the magnetic pulsation motor (MP motor: Magnetic Pulse Motor) of the present invention.
- the motor can be driven by a non-smooth inverter or matrix converter even with a power supply.
- the brushless motor can be driven using a conventional non-smooth inverter for a brush motor or a matrix converter as it is. Since the replacement of the motor portion is sufficient, the change scale of the drive portion is reduced, and the brush motor installed in the conventional device can be easily replaced with the brushless motor.
- FIG. 1 is a cross-sectional view showing a magnetic pulsation motor according to a first embodiment of the present invention.
- FIG. 2 is a cross-sectional view showing a magnetic pulsation motor according to a second embodiment of the present invention.
- FIG. 3 is a drive explanatory diagram of a magnetic pulsation motor according to the second embodiment of the present invention.
- FIG. 4 is a cross-sectional view and a driving explanatory view showing a magnetic pulsation motor according to a third embodiment of the present invention.
- FIG. 5 is a cross-sectional view showing a conventional PM motor.
- FIG. 6 is a cross-sectional view showing a conventional inverter drive bypass.
- FIG. 1 is a cross-sectional view showing a magnetic pulsation motor according to a first embodiment of the present invention.
- FIG. 2 is a cross-sectional view showing a magnetic pulsation motor according to a second embodiment of the present invention.
- FIG. 3 is a
- FIG. 7 is an explanatory diagram of envelopes of single-phase alternating current and three-phase alternating current.
- FIG. 8 is an explanatory diagram of the driving principle of the PM motor.
- FIG. 9 is a drive circuit diagram and operation explanatory diagram of the matrix converter system.
- a compressor for an air conditioner or refrigerator When a compressor for an air conditioner or refrigerator is driven with a single-phase 100V using a non-smooth inverter or matrix converter, it can rotate stably without pulsation due to motor rotation speed reduction or torque reduction even if zero crossing occurs. I was able to.
- the present inventors have found that when there is no compressor such as a ventilation fan, the rotation becomes unstable and the motor pulsates due to a decrease in the number of rotations or a decrease in torque. In particular, when the speed is 1000 rpm or more, there is a problem that the motor itself starts to vibrate greatly.
- the inventors of the present invention have found that even when the single phase is 100V in which zero cross occurs, when the motor is driven by connecting a compressor, the motor can be rotated without noticeable pulsation.
- Compressor holds a large inertial force and torque is modulated. Therefore, by adding an inertial force and torque modulation mechanism to the motor itself, it is not possible to stably drive the motor with a single-phase 100 V using a non-smooth inverter or a matrix converter without connecting a compressor. I thought.
- the magnetic pulsation motor according to the first embodiment includes a PM motor unit 1 and a pulsator unit 2.
- Fig.1 (a) has shown the cut surface of a surface parallel to the rotating shaft of a magnetic pulsation motor.
- FIG. 1B shows a cut surface of the PM motor unit 1 along the one-dot chain line 100 in FIG.
- the PM motor unit 1 includes a rotor 3, a stator 8 attached so as to be in contact with the outer periphery of the rotor 3, and a solenoid 7.
- the PM motor unit 1 shown in FIG. 1B has a 12-slot 8-pole structure. 12 slots is the number of solenoids 7, and 8 poles is the number of permanent magnets 6.
- the rotor 3 includes a shaft 4, a field yoke 5, and a permanent magnet 6.
- the field yoke 5 is arranged so as to surround the axis 4.
- the permanent magnet 6 is embedded in the field yoke 5 and is disposed on the circumference of the rotation axis of the shaft 4. The reason why the permanent magnet 6 is incorporated in the field yoke 5 is to suppress the destruction of the magnet due to rotation.
- N-pole permanent magnets and S-pole permanent magnets are alternately arranged.
- the rotor 3 having the permanent magnet 6 on the outer periphery can freely rotate about the shaft 4.
- the solenoid 7 is attached to the inside of the stator 8 so as to be evenly arranged in the circumferential direction of the stator 8.
- the solenoid 7 is disposed at a position facing the permanent magnet 6.
- the shaft 4 is arranged in the stator 8 so as to penetrate the inside.
- the stator 8 has, for example, a cylindrical shape.
- FIG. 1C is a sectional view taken along the one-dot chain line 101 in FIG.
- the pulsator unit 2 is provided with a core magnet so as to surround the shaft 4.
- the core magnet is composed of a core magnet N pole 10 and a core magnet S pole 11.
- the core magnet N pole 10 and the core magnet S pole 11 are fixed to the shaft 4 and rotate according to the rotation of the rotor 3.
- the outer circumference magnet S pole 9 and the outer circumference magnet N pole 12 are fixed at positions facing the core magnet so as to surround the periphery of the core magnet N pole 10 and the core magnet S pole 11.
- the outer peripheral magnet has a structure that surrounds the core magnet in a range that holds an angle of approximately 90 degrees as an angle from the axis.
- the shaft side of the outer peripheral magnet is installed so as to be an S pole and an N pole, respectively, and the outer peripheral magnet S pole 9 and the outer peripheral magnet N pole 12 are installed on the stator 8.
- the outer peripheral magnet has an angle of about 90 degrees as the angle from the shaft. However, if sufficient torque can be generated, the outer peripheral magnet is made smaller as shown in FIG. A plurality of them may be arranged.
- the outer magnet S pole 9 ′ is installed at a position facing the outer magnet S pole 9, and the outer magnet N pole 12 ′ is installed at a position facing the outer magnet N pole 12.
- the size of each magnet was approximately 30 degrees as an angle from the axis.
- the number of poles corresponding to the outer peripheral magnet was also used for the core magnet. That is, the core magnet N pole 10 ′ is installed at a position facing the core magnet N pole 10, and the core magnet S pole 11 ′ is installed at a position facing the core magnet S pole 11.
- the magnetic density of the core magnet and the outer peripheral magnet was 0.5 Tesla (T).
- the diameter of the core magnet was 80 mm and the thickness was 5 mm.
- the weight of the core magnet is about 190 g, and an inertial force is applied to the shaft 4.
- Magnetic pulsation motor drive The driving principle of the magnetic pulsation motor will be described with reference to FIG.
- the permanent magnet has two poles and the solenoid coil has six slots. The case where it drives by a 120 degree
- FIG. 8 shows a circuit configuration for driving the magnetic pulsation motor.
- a switch is described. Specifically, a configuration using a semiconductor switch such as a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) or IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used. To do. Using a GaN power switch or SiC power switch with a fast switching speed can increase the breakdown voltage.
- a semiconductor switch such as a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) or IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is used.
- Using a GaN power switch or SiC power switch with a fast switching speed can increase the breakdown voltage.
- FIG. 8 shows a current supply method by ON / OFF control using a switch, but sinusoidal drive is desirable for driving the PM motor section smoothly and smoothly.
- the ON / OFF control ON state in the ON / OFF control ON state, the ON / OFF is repeated in a short time, and the duty ratio is reduced.
- PWM pulse width modulation
- FIG. 1B shows a cross-sectional view of the PM motor unit 1.
- the solenoid 7 is magnetized by supplying a pulse-width-modulated current of about 20 kHz to the solenoid 7 of the PM motor unit 1. Then, similarly to the driving method shown in FIG. 8, the rotor 3 is rotated according to the magnetic field generated by the magnetized solenoid by switching the solenoid 7 to be energized.
- the PM motor unit 1 of this embodiment has a 12-slot 8-pole structure.
- the core magnet N pole 10 and the core magnet S pole 11 connected (fixed) to the shaft 4 also rotate.
- the output rotation speed can be used in the range of several rpm to 1000 rpm. Further, the MP motor according to the present invention is stable without changing the rotational speed even if it is a single-phase 100V non-smooth inverter.
- the output rotation speed is considered to be determined only by the oscillator clock signal. Furthermore, it was found that the MP motor according to the present invention is a motor with high output energy efficiency with respect to the input power supply because it can obtain a high output torque with little fluctuation without generating vibration.
- the quadrupole structure makes it possible to make the direction of mechanical vibration due to the torque modulation component generated in the pulsator section symmetric with respect to the shaft 4, and deterioration of shaft wear. Can be suppressed. Further, the vibration phenomenon due to the fluctuation of the shaft can be reduced, and more stable rotation can be realized as compared with the structure of FIG.
- the magnetic pulsation motor of the second embodiment is different from the magnetic pulsation motor of the first embodiment in that the pulsator unit 2 has an upper outer peripheral solenoid 9a and a lower part instead of the outer peripheral magnet S pole 9 and the outer peripheral magnet N pole 12.
- the outer peripheral solenoid 12a is different from the magnetic pulsation motor of the first embodiment in that the pulsator unit 2 has an upper outer peripheral solenoid 9a and a lower part instead of the outer peripheral magnet S pole 9 and the outer peripheral magnet N pole 12.
- the upper outer peripheral solenoid 9a and the lower outer solenoid 12a are electrically connected via a semiconductor switch (SW) 13. Further, the upper outer solenoid 9a and the lower outer solenoid 12a are electrically connected so that the directions of the induced currents generated in the same are the same.
- SW semiconductor switch
- the core magnets (core magnet N pole 10 and core magnet S pole 11) coupled to the PM motor unit 1 by the shaft 4 also rotate, and the central portion of the core magnet N pole 10 is at the top. It approaches the outer periphery solenoid 9a.
- the core magnet approaches the solenoid, an induced current flows through the solenoid and a repulsive force is generated in the core magnet.
- the semiconductor switch 13 is turned on so as to be electrically connected to the upper outer peripheral solenoid 9a and the lower outer peripheral solenoid 12a so that an induced current flows.
- an induced current flows through the solenoid so as not to increase the lines of magnetic force, so that the upper outer peripheral solenoid 9a becomes the N pole and the lower outer peripheral solenoid 12a becomes the S pole.
- the plurality of upper outer peripheral solenoids 9a and the plurality of lower outer peripheral solenoids 12a were electrically connected by individual semiconductor switches 14, 15, and 16, respectively.
- the torque can be changed according to the number of semiconductor switches to be turned on.
- the direction of the induced current was connected so that each of the upper outer peripheral solenoid 9a and the lower outer solenoid 12a would be a circulating current.
- the pulsation of the PM motor becomes more noticeable as the rotational speed is increased. Therefore, when the rotational speed is large, it is necessary to generate a large torque modulation.
- FIG. 3E the torque can be changed according to the number of semiconductor switches to be turned on.
- the direction of the induced current was connected so that each of the upper outer peripheral solenoid 9a and the lower outer solenoid 12a would be a circulating current.
- the pulsation of the PM motor becomes more noticeable as the rotational speed is increased. Therefore, when the rotational speed is large, it is necessary to generate a large torque modulation.
- the number of switches to be turned on is reduced to suppress extreme torque modulation, while turning on at 1000 rpm or more where a large vibration is generated from the PM motor.
- the torque modulation amount can be increased by increasing the number of semiconductor switches. From this, in the MP motor of the present embodiment, no special motor vibration was observed up to 3000 rpm.
- FIG. 9A shows a matrix converter system, which is composed of an AC single-phase 100V power source 31, a matrix converter 32, a PM motor unit 33, and a pulsator unit 34.
- a conventional converter system commercial power is once converted to DC power by a rectifier, and converted again to arbitrary AC power by an inverter. At this time, it was necessary to connect a smoothing capacitor between the rectifier and the inverter in order to stabilize the DC portion.
- the matrix converter 32 in FIG. 9A directly converts AC power having a constant frequency obtained from the AC single-phase 100V power source 31 into AC power having an arbitrary frequency. Since the matrix converter 32 does not require an operation for converting to DC power, the smoothing capacitor that is essential in the conventional converter can be eliminated. For this reason, it is possible to reduce the size of the apparatus, and it is not necessary to periodically replace the capacitor. In addition, power regeneration is possible, and power harmonics can be reduced.
- the power supply voltage detector 41 is a device that detects a power supply voltage and transmits it to the zero cross point detector 35.
- the power supply voltage detector 41 can be realized by using a voltage dividing means such as a resistor or voltage detecting means such as a transformer.
- a method of detecting a line voltage may be used.
- a control circuit including a zero-crossing point detection unit 35, a power supply voltage estimated value calculation unit 36, an output voltage calculation unit 37, and a matrix control command calculation unit 38 is used to turn ON / OFF the bidirectional switch constituting the matrix converter 32. Calculate the command value.
- the power supply voltage zero cross point is detected by the zero cross point detector 35. This is to detect a point at which the voltage of each phase of the power source changes from positive to negative or from negative to positive.
- the zero cross point is detected by using a comparator using an operational amplifier or the like.
- the power supply voltage estimated value calculation unit 36 calculates the power supply voltage estimated value. This uses a microcomputer or the like, and calculates the voltage value or phase of the power supply voltage using a timer or the like starting from the zero cross point detected in the power supply voltage zero cross point detection.
- the power supply voltage is taken in response to an interrupt or the like for generating a command value of the matrix converter 32. Voltage detection is performed by the power supply voltage detector 41, and A / D conversion or the like is performed and taken into the microcomputer.
- the output voltage command value calculated by the output voltage calculation unit 37 based on the power supply voltage estimated value calculation unit 36, the output current value 42, and the position signal from the load position detector 40 such as a motor is used as it is.
- the matcon switch command calculation unit 38 generates an output command value for the bidirectional switch constituting the matrix converter by performing processing such as triangular wave comparison.
- the zero-cross point detector 35 detects a drop in power supply voltage.
- a command is issued to turn on the semiconductor switch 13 of the pulsator unit 34 from the pulsator switch command calculation unit.
- the semiconductor switch 13 of the pulsator unit 34 is turned off to suppress copper loss generated in the pulsator and loss due to internal resistance of the switch.
- the rotational speed is calculated from the data of the position detector 40, and the switches 14 to 14 of the pulsator unit 34 are set so that the torque corresponds to the rotational speed. 16 is ON / OFF controlled as shown in FIG.
- the semiconductor switch is preferably made of a nitride semiconductor that realizes a high breakdown voltage characteristic, in particular, a GaN-based FET (Field Effect Transistor), or a semiconductor containing silicon carbide or diamond. Similar attentions are required in the following embodiments.
- the solenoid is arranged over the entire area of the pulsator unit 2.
- the electrical connection is controlled by the semiconductor switch 17.
- the semiconductor switch 18 is controlled by the semiconductor switch 18.
- Semiconductor switches 17 and 18 are electrically connected so that the induced currents of the upper and lower outer peripheral solenoids and the left and right outer peripheral solenoids become circulation currents, respectively.
- FIG. 4C when the rotational speed of the motor synchronizes so that the core magnet becomes a zero cross point when approaching the upper and lower outer peripheral solenoids, the semiconductor switch 17 is turned off and the semiconductor switch 18 is turned off. Set to ON. As a result, even a single-phase 100V matrix converter or non-smooth inverter can continue to rotate without pulsation due to motor rotation speed reduction or torque reduction.
- the position detector 40 detects the rotation angle of the motor when the power supply voltage is 50% or less from the power supply voltage detector 41. The result is input to the pulsator switch command calculation unit 39, and it is determined whether to turn on the semiconductor switch 17 or the semiconductor switch 18 as shown in FIG. 9B. In determining the switch, the switch is selected so that a positive torque is generated at the zero cross point. In this embodiment, as shown in FIG. 9C, when the cos ⁇ is 0 ⁇ 1 and 0 ⁇ ⁇ 1 when the rotation angle ⁇ of the core magnet is zero-crossed, the semiconductor switch 17 is turned on. Then, the semiconductor switch 18 is turned off.
- the semiconductor switch 17 is turned off and the semiconductor switch 18 is turned on.
- the switch is turned on when the power supply voltage becomes 50 V or less. This is because it is necessary to generate an attractive force by flowing a current through the solenoid before the power supply voltage becomes 0V.
- Solenoids through which an induced current flows can be individually selected so that a zero cross point does not occur when the core magnet approaches the outer periphery solenoid.
- the magnetic pulsation motor of the fourth embodiment will be described with reference to FIG.
- the solenoids were divided into 12 parts and electrically connected so that the solenoids at diagonal positions with the axis as the center formed a circulating current.
- the rotational phase of the motor can be controlled every 30 degrees.
- the position detector 40 detects the rotation angle of the motor when the power supply voltage is 50% or less from the power supply voltage detector 41.
- the result is input to the pulsator switch command calculation unit 39 to determine which switch shown in FIG. In determining the switch, the switch is selected so that a positive torque is generated at the zero cross point.
- the switch shown in FIG. 9D is controlled to be turned on according to the rotation angle. The switch is turned on when the power supply voltage becomes 50 V or less.
- the power supply voltage becomes a zero cross point at a position where the core magnet approaches every other solenoid.
- the solenoid closest to the zero crossing point and every other solenoid are turned off (for example, SW19, SW21, SW23 are turned off), and the other solenoids are turned on (SW20, SW22, SW24 are turned on).
- the PM motor (brushless DC motor) was used for the motor part used for MP motor of this invention, what is necessary is just the AC motor which can operate
- the PM motor has an advantage that the structure of the motor is simple, and recently, the PM motor is frequently used for a large motor.
- a non-smooth inverter or matrix converter using a single-phase 100 V power source is provided, and a motor that can be driven by a simple control device without the problem of pulsation due to motor speed reduction or torque reduction. I was able to.
- the brushless DC motor can be driven using the conventional non-smooth inverter for brush motors and the matrix converter as they are. Since only the motor portion needs to be replaced, the drive portion need not be replaced, and the brush motor installed in the conventional device can be easily replaced with the brushless motor.
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Abstract
従来の単相100Vを用いたブラシモータ用の非平滑インバータ回路やマトリクスコンバータ回路で直接ブラシレスモータを駆動可能なモータを開発する。モータの軸(4)に慣性力を大きくするコア磁石(10,11)を付与するとともに、外周磁石(9,12)とコア磁石(10,11)による吸着と反発力でトルクを変調する磁気パルセーションモータを実現した。単相100V電源でインバータおよびマトリクスコンバータ駆動を可能とした。
Description
本発明は、非平滑インバータおよびマトリクスコンバータで駆動するモータであって、特に家庭用の単相100Vで駆動してもモータの回転数減少やトルク減少による脈動のないモータの回転駆動機構に関する。
図7に、単相電源および三相電源における電圧と時間との関係である電圧波形を示す。図7において、縦軸が電圧であり、横軸が時間である。
図7(a)に示す三相電源の場合、三つの相のそれぞれの相が、他の相に対して、120度の位相差を有する。例えば、日本では、50Hzあるいは60Hzで、三つの相が-140Vから+140Vまで変化している。
図7(a)に示すように、マトリクスコンバータの場合、三相電源では、最も電圧が大きい包絡線を選択することで、15%以下の揺らぎをもつ+140Vpと同じく15%以下の揺らぎをもつ-140Vpが得られる。ここで、Vpとは、電圧波形の極大値と極小値との幅である電圧値の半分を示す。よって、コンデンサで平滑化を行わなくても適切に相をスイッチングすることで脈動の小さい直流成分を得ることができる。
単相電源では、2つの相が180度の位相差を有する。図7(b)に示すように、電圧の包絡線を選択してもゼロクロスのポイントが生じてしまう。その結果、マトリクスコンバータであっても、コンデンサで平滑化を行わない限り、50Hzあるいは60Hzの半周期で電圧が0Vとなり、モータの回転数減少やトルク減少により脈動してしまうという問題があった。
一方、インバータにおいても小型化を進めるために、平滑コンデンサの容量を小さくした非平滑インバータが使用されつつある。家庭用に供給される単相100V電源を用いた場合には、コンデンサで十分に平滑化が行われないため、ダイオード整流後の電圧出力が直流成分とはならず、大きな脈動が発生するという問題がある。
すなわち、交流成分がそのまま出力されるため、50Hzあるいは60Hzの半周期で出力電圧が0Vに近くなり、可聴域での騒音や振動だけでなく、モータの回転数減少やトルク減少により脈動するといった問題がある。また、モータが停止するという問題も起こりえる。
そこで、50Hzあるいは60Hzの半周期で出力電圧が0Vとなっても、モータの回転を継続するモータが要望されている。
従来技術には、回転数の変動を抑制する永久磁石同期モータ(PMモータ:Permanent Magnet Synchronous Motor)がある(特許文献1)。
図5に示すように、3相交流電源を使用することで、コンデンサを必要とせず、エネルギー効率が高くトルクの変動の小さな振動が発生しない。そのため、電圧が変動しても負荷の変動があっても回転数が変わらず、低速の回転に適し、かつ、直流及び交流電源の両方で使用できるPMモータ51を提供することを目的としている。
回転数の変動を抑制するために、永久磁石52cを有する回転子52とし、複数の極歯53d、53eを有する2枚のヨーク53b、53cでソレノイドコイル53aを挟んだステータ53を3個、それぞれの電気位相角度を120度ずつシフトして、回転子52の外周に配置したPMモータ51とした。そして、三相全波ドライバと制御信号発生器と可変手段を有する発振器とで制御装置を構成し、直流電源で駆動する回転駆動機構とした。さらに、PMモータ51の周波数を可変とした三相交流電源を使用して制御する制御装置とからなる回転駆動機構とした。
単相/三相変換装置(マトリクスコンバータ)の実施例を図6に示す(特許文献2)。本実施例では、単相瞬時電力の脈動分を補償することができる単相/三相変換装置の制御装置を提供することを目的としている。
3つの直列スイッチング回路中の3つの接続点P1~P3と共通接続点CP2との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路PSを設ける。電力蓄積回路PSを単相交流電力の脈動成分を蓄積する。交流電力蓄積回路PSを、3つの直列スイッチング回路中の3つの接続点P1~P3と共通接続点CP2との間に配置された、交流リアクトルLCと切り替え回路SWCとから構成する。
この切り替え回路SWCは、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルLCに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルLCと3つの直列スイッチング回路中の3つの接続点P1~P3とを選択的に接続する。本実施例では単相駆動は可能であるが、平滑コンデンサが必要であるとともに、3つのリアクトルが必要となっていた。
永久磁石同期モータ(PMモータ:Permanent Magnet Synchronous Motor)は、ゼロクロスの問題のない三相交流電源を用いることが前提となっている。よって50Hzあるいは60Hzの半周期で出力電圧が0Vとなる場合でも、モータの回転数減少やトルク減少により脈動せず回転し続けるモータが必要である。一方で、電力蓄積回路を用いることで脈動成分を蓄積し抑制することができるが、付加的な平滑コンデンサやリアクトル、あるいは電力蓄積回路をインバータやマトリクスコンバータに追加する必要があった。その結果、従来のブラシモータ用のインバータ回路やマトリクスコンバータ回路で直接ブラシレスモータを駆動しようとすると、大きな回路上の変更が必要となっていた。
本発明では、PMモータ部と、PMモータ部と同一の軸で結合されたパルセータ部を同一のステータ内に設置した。パルセータ部は、2個の極性の異なる外周磁石を対向して配置するとともに、モータと同一の軸には2個の極性の異なるコア磁石を設け、外部磁石とコア磁石の磁界が結合する配置とした。パルセータ部では、配置された磁石による外部磁気を利用してトルクを変調することで、駆動電圧が0Vとなってもモータを継続駆動することを可能とした。また、パルセータ部を、2個の対向する外周ソレノイドとし、ソレノイド間を導通することで誘導電流が流れ、ソレノイド内の磁界の変化を抑制するようにトルクを発生させることで、外周磁石を不要とした。さらに、外周ソレノイドの導通状態をスイッチで変化させることで、ゼロクロス以外のタイミングでは損失を0とする、低損失駆動を実現した。
本発明により、単相100V電源を用いた非平滑インバータやマトリクスコンバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動の問題をなくし、簡単な制御装置で駆動することができる。
すなわち、ゼロクロスの問題があるために、単相では使用できなかった非平滑インバータやマトリクスコンバータ回路においても、本発明の磁気パルセーションモータ(MPモータ:Magnetic Pulsation Motor)を使用することで単相交流電源でも非平滑インバータやマトリクスコンバータによるモータ駆動が可能となった。また、回路部分の変更ではなく、モータ自体の変更であるため、従来のブラシモータ用非平滑インバータやマトリクスコンバータをそのまま用いてブラシレスモータを駆動できる。モータ部分の交換でよいため、駆動部分の変更規模が緩和され、従来の機器に設置されているブラシモータからブラシレスモータへの置き換えが容易となる。
まず、本願発明者らの本願発明に至る経緯を説明した後に、実施形態を説明する。
非平滑インバータやマトリクスコンバータを用いて、エアコンや冷蔵庫用のコンプレッサを単相100Vで駆動した場合には、ゼロクロスが発生してもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく安定して回転させることができた。一方で、換気扇などのように、コンプレッサがない場合には、回転が不安定となるとともに、モータが回転数減少やトルク減少により脈動することを、本願発明者らは見出した。特に、1000rpm以上になるとモータ自体が大きく振動し始める問題があった。
このことから、本願発明者らは、ゼロクロスが生じる単相100Vの場合であっても、コンプレッサを連結してモータを駆動した場合には、顕著な脈動なくモータを回転できることに知見を得た。
コンプレッサは、大きな慣性力を保持していること、及びトルクが変調されている。よって、モータ自体に慣性力とトルクの変調機構を付与することで、コンプレッサを連結しなくても、非平滑インバータやマトリクスコンバータを用いて、モータを単相100Vで安定して駆動できるのではないかと考えた。
ただし、単純にコンプレッサを連結した場合、フロンなどのガスの圧縮と膨張とを機械的に行うため、コンプレッサの構造が非常に複雑となる。さらに、重量も大きくなるので、例えば換気扇などの小型軽量モータにコンプレッサの機構を連結するのは問題があった。
そこで、コンプレッサと同じ機能を実現できるように、モータの軸に慣性力を大きくするコア磁石を付与するとともに、外周磁石とコア磁石による吸引力と斥力でトルクの変調を実現した。以下、単相電源でインバータおよびマトリクスコンバータ駆動する磁気パルセーションモータ(MPモータ)について、図面を参照しながら説明する。
(第1の実施形態)
以下、図1を用いて、第1の実施形態に係る磁気パルセーションモータを説明する。図1(a)に示すように、第1の実施形態に係る磁気パルセーションモータは、PMモータ部1とパルセータ部2とを備える。図1(a)は、磁気パルセーションモータの回転軸と平行な面の切断面を示している。
以下、図1を用いて、第1の実施形態に係る磁気パルセーションモータを説明する。図1(a)に示すように、第1の実施形態に係る磁気パルセーションモータは、PMモータ部1とパルセータ部2とを備える。図1(a)は、磁気パルセーションモータの回転軸と平行な面の切断面を示している。
(PMモータ部1)
図1(b)に、図1(a)の1点鎖線100におけるPMモータ部1の切断面を示す。PMモータ部1は、回転子3と、その回転子3の外周に接するように取り付けられたステータ8と、ソレノイド7とから構成される。図1(b)に示すPMモータ部1は、12スロット8極構造である。12スロットとは、ソレノイド7の数であり、8極とは、永久磁石6の数を示す。
図1(b)に、図1(a)の1点鎖線100におけるPMモータ部1の切断面を示す。PMモータ部1は、回転子3と、その回転子3の外周に接するように取り付けられたステータ8と、ソレノイド7とから構成される。図1(b)に示すPMモータ部1は、12スロット8極構造である。12スロットとは、ソレノイド7の数であり、8極とは、永久磁石6の数を示す。
以下、PMモータ部1のそれぞれの構成を説明する。回転子3は、軸4と、界磁ヨーク5と、永久磁石6とから構成される。
界磁ヨーク5は、軸4の周りを囲むように配置される。また、永久磁石6は、界磁ヨーク5中に埋め込まれ、軸4の回転軸の円周上に配置されている。永久磁石6を界磁ヨーク5内部に組み込むのは、回転による磁石の破壊を抑制するためである。図1(b)に示したように、N極の永久磁石とS極の永久磁石が交互に配置されている。図1(b)に示すように、外周に永久磁石6を有する回転子3は軸4を中心に自由に回転できる。
ソレノイド7は、ステータ8の円周方向に均等に配置するようにステータ8内部に取り付けられている。また、ソレノイド7は、永久磁石6と対向する位置に配置されている。
ステータ8には、その内部を貫通するように、軸4が配置されている。ステータ8は、例えば、円柱の形状である。
(パルセータ部2)
次に、図1(a)の1点鎖線101における切断面図である図1(c)を用いて、パルセータ部2を説明する。図1(c)に示すように、パルセータ部2には、軸4を囲むように、コア磁石が設置されている。コア磁石は、コア磁石N極10とコア磁石S極11とから構成されている。コア磁石N極10及びコア磁石S極11は、軸4に固定されており、回転子3の回転に応じて回転する。
次に、図1(a)の1点鎖線101における切断面図である図1(c)を用いて、パルセータ部2を説明する。図1(c)に示すように、パルセータ部2には、軸4を囲むように、コア磁石が設置されている。コア磁石は、コア磁石N極10とコア磁石S極11とから構成されている。コア磁石N極10及びコア磁石S極11は、軸4に固定されており、回転子3の回転に応じて回転する。
外周磁石S極9及び外周磁石N極12(外周磁石)は、コア磁石N極10及びコア磁石S極11の周囲を囲むように、コア磁石に対向する位置に、固定されている。外周磁石は、軸からの角度として概略90度の角度を保有する範囲でコア磁石を囲む構造となる。
外周磁石の軸側がそれぞれS極とN極となるように設置されており、外周磁石S極9と外周磁石N極12がステータ8に設置されている。
なお、外周磁石は、軸からの角度として概略90度の角度を保有する範囲としたが、十分なトルクを発生できるのであれば、図1(d)のように、外周磁石を小さくして、複数配置してもよい。本実施形態では、外周磁石S極9に対向する位置に外周磁石S極9’を設置し、外周磁石N極12に対向する位置に外周磁石N極12’を設置した。それぞれの磁石の大きさは、軸からの角度として概略30度とした。コア磁石も、外周磁石に対応した極数とした。すなわち、コア磁石N極10に対向する位置にコア磁石N極10’を、コア磁石S極11に対向する位置にコア磁石S極11’を設置した。
例えば、ネオジウム磁石を用いたので、コア磁石と外周磁石の磁気密度は0.5テスラ(T)となった。コア磁石の直径は80mm、厚みは5mmとした。コア磁石の重量は190g程度となり、軸4に慣性力を付与している。
電流を供給するソレノイド7を円周方向に回転させることで、ソレノイド7に誘起された磁気により永久磁石6に吸引力が作用し、電流が供給されたソレノイド7の回転速度に同期して永久磁石6が回転する。
(磁気パルセーションモータの駆動)
図8を用いて、磁気パルセーションモータの駆動原理を説明する。ここでは、説明を簡単にするために永久磁石は2極とし、ソレノイドコイルは6スロットとした。120度通電方式で駆動した場合を示している。
図8を用いて、磁気パルセーションモータの駆動原理を説明する。ここでは、説明を簡単にするために永久磁石は2極とし、ソレノイドコイルは6スロットとした。120度通電方式で駆動した場合を示している。
図8には、磁気パルセーションモータを駆動するための回路構成を示す。
図8(a)左に示したように、U相を正極に、W相を負極に接続すると、U相からW相に電流が流れ、uの位置のソレノイドでは、紙面から手前に電流が流れる。wの位置のソレノイドでは紙面から裏手方向に電流が流れるため、図8(a)右に示した矢印方向の磁界が発生して、永久磁石は0時の方向から30度分、右方向に回転する。
次に、図8(b)左に示したように、U相を正極のままで、V相を負極に接続すると、U相からV相に電流が流れ、uの位置のソレノイドでは、紙面から手前に電流が流れ、vの位置のソレノイドでは紙面から奥方向に電流が流れるため、図8(b)右に示した矢印方向の磁界が発生して、永久磁石はさらに60度分右方向に回転する。このようにして、図8(c)から(f)へ電流を供給するソレノイドを切り替えていくことにより、永久磁石が軸の周りを時計方向に回転することになる。回転数はスイッチを切り替える速さで制御できる。
図8では、説明上簡単な構成を用いたが、図1(b)に示したPMモータ部断面図のようにソレノイドの数や永久磁石の極の数が増えても回転のメカニズムは同様である。
なお、図8(a)~(f)の説明では、スイッチの表記にしているが、具体的にはパワーMOS(Metal Oxide Semiconductor)やIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体スイッチを用いて構成する。スイッチングスピードが速いGaNパワースイッチやSiCパワースイッチを用いると耐圧も高くすることができる。
また、図8ではスイッチによるON/OFF制御による電流供給方法を示したが、PMモータ部を静粛に滑らかに駆動するためには正弦波駆動が望ましい。スイッチにより擬似的に正弦波を発生するためには、図8(g)に示したように、ON/OFF制御のON状態のところで、その中で短い時間でON/OFFを繰り返して、ディユーティ比を調整することで擬似的に正弦波を発生させるパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)制御を行っている。
以下、第1の実施形態に係る磁気パルセーションモータの駆動を説明する。
図1(b)にPMモータ部1の断面図を示す。PMモータ部1のソレノイド7に、20kHz程度のパルス幅変調された電流を供給することでソレノイド7を磁化する。そして、図8に示した駆動方法と同様に、通電するソレノイド7を切り替えることで磁化されたソレノイドが作る磁界に応じて回転子3を回転させる。本実施形態のPMモータ部1は、12スロット8極構造とした。
回転子3と同様に、軸4に連結(固定)されたコア磁石N極10およびコア磁石S極11も回転する。
図1(c)に示したように、外周磁石S極9とコア磁石N極10とが最も接近した場合には、吸引力と斥力がつりあって回転方向のトルクは0となる。その後、右方向にコア磁石が回転して、外周磁石S極9にコア磁石S極11が接近した場合には斥力が生じるため回転方向のトルクは負の値を取る。外周磁石S極9とコア磁石S極11とが最も接近した場合、吸引力と斥力がつりあって回転方向のトルクは0となる。さらに、外周磁石S極9とコア磁石N極10とが接近しつつある場合には吸引力が生る。以上のことから、パルセータ部においてトルクの変調を生み出すことができる。
単相100Vのマトリクスコンバータで本実施形態のMPモータを駆動すると、出力回転数は数rpm~1000rpmの範囲で使用することができる。また、本発明に係るMPモータは単相100Vの非平滑インバータであっても回転数が変化することなく安定している。
出力回転数は発振器のクロック信号のみにより決定するものと考えられる。さらに、本発明に係るMPモータは振動を発生することなく、変動の小さくて高い出力トルクを得ることができるため、入力電源に対する出力エネルギー効率の高いモータであることがわかった。
従来は単相モータの100Vのマトリクスコンバータで換気扇などのモータを駆動した場合、回転数が1000rpm程度からモータが激しく振動するという問題があった。交流100Vの周波数が50Hzの場合は100Hzで、60Hzの場合は120Hzの振動を観測した。本実施形態のMPモータでは、1000rpmまで特段のモータの振動は観測されなかった。
以上のことから、モータを単相100Vでマトリクスコンバータ駆動したときに生じた1000rpm程度でのモータの振動現象は、電源のゼロクロスポイントの出現によるトルクの変動が原因であることがわかった。その結果、パルセータ部を付加することで軸4にわずかのトルク変調成分を与え、トルクを変調することでゼロクロスポイントでの減速を緩和することにより1000rpmまで振動のないモータ駆動を実現することができることがわかった。これは、PMモータ部で、ゼロクロスポイントで供給電圧が低下して減速状態にある時に同期してパルセータ部では外周磁石S極に接近しつつあるコア磁石N極に吸引力が働き加速するため、供給電圧の低下による減速を緩和して安定な回転が実現されるためである。
また、図1(d)の構造では、4極構造にすることで、パルセータ部で生じるトルク変調成分による機械的振動の方向を軸4に対して対称にすることが可能となり、軸の磨耗劣化を抑制することが可能となった。また、軸の変動による振動現象も緩和することができ、図1(c)の構造に比べてより安定な回転を実現することができる。
(第2の実施形態)
図2を用いて、第2の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。
図2を用いて、第2の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。
図2において、第1の実施形態の磁気パルセーションモータと同じ符号を用いている構成は、同じ機能を有するため、説明を省略する。
第2の実施形態の磁気パルセーションモータが第1の実施形態の磁気パルセーションモータと違う点は、外周磁石S極9及び外周磁石N極12に代わり、パルセータ部2が上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aとを有することである。
図3(a)に示したように、上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aとは、半導体スイッチ(SW)13を介して、電気的に接続する。また、上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aで発生する誘導電流の向きが同じになるように電気的に接続する。
以下、第2の実施形態の磁気パルセーションモータの動作を説明する。
PMモータ部1を回転することにより、軸4でPMモータ部1と結合されたコア磁石(コア磁石N極10及びコア磁石S極11)も回転し、コア磁石N極10の中央部分が上部外周ソレノイド9aに接近する。コア磁石がソレノイドに接近すると、ソレノイドに誘導電流が流れ、コア磁石には斥力が発生する。
ここで、上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aで発生する誘導電流の向きが同じになるように接続されているため、循環電流が流れることになる。通常、半導体スイッチ13は、上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aと電気的に接続されるように、ONしており、誘導電流が流れるようにしている。コア磁石がソレノイドに接近するとソレノイド中には磁力線を増加しないように誘導電流が流れるため、上部外周ソレノイド9aはN極になり、下部外周ソレノイド12aはS極となる。
次に、コア磁石がソレノイドから離れていく場合には逆方向の誘導電流が流れようとするが、ソレノイドは大きなインダクタンス成分を持つために誘導電流の逆転が生じにくく、上部外周ソレノイド9aはN極のままとなり、下部外周ソレノイド12aはS極のままとなる。
その結果、ソレノイドとコア磁石の間に斥力が発生して、モータを回転し続けるようなトルクが発生する。したがって、単相100Vのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動なく、回転し続けることができる。
一方、図3(c)に示したように、半導体スイッチ13をOFFにすることで、外部ソレノイドには誘導電流が流れないため、トルクが0となり、トルクの変調が生じない。図3(d)に示したように、電源電圧のゼロクロス付近以外では、半導体スイッチ13をOFFにすることで、ソレノイドや半導体スイッチでの導通抵抗による電流損失を原因とするモータの損失を低減することができる。
一方、図3(b)に示したように、複数の上部外周ソレノイド9aと複数の下部外周ソレノイド12aとを、それぞれ個別の半導体スイッチ14、15、16で電気的に接続した。この場合、図3(e)に示したように、ONする半導体スイッチの数に応じてトルクを変化することができる。誘導電流の方向はそれぞれの上部外周ソレノイド9aと下部外周ソレノイド12aが循環電流となるように結線した。PMモータの脈動は、回転数を上げるほど顕著となる。そこで、大きな回転数の場合には、大きなトルクの変調を発生する必要があった。図3(e)に示したように、回転数が低い場合にはONにするスイッチを少なくして、極端なトルク変調を抑制する一方で、PMモータから大きな振動が発生する1000rpm以上ではONする半導体スイッチの数を大きくしてトルク変調量を大きくすることができる。これから、本実施形態のMPモータでは、3000rpmまで特段のモータの振動は観測されなかった。
本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。
図9(a)はマトリクスコンバータシステムであり、AC単相100V電源31、マトリクスコンバータ32、PMモータ部33、パルセータ部34より構成している。従来のコンバータシステムでは、整流器により商用電力を一度直流電力に変換し、インバータで任意の交流電力に再度変換する。このとき、直流部分の安定化を図るために、整流器とインバータの間に平滑コンデンサを接続する必要があった。これに対して、図9(a)のマトリクスコンバータ32は、AC単相100V電源31から得られる一定周波数の交流電力を直接、任意の周波数の交流電力に変換する。このマトリクスコンバータ32では、直流電力に変換する動作が不要であるため、従来のコンバータで必須であった平滑コンデンサを削除できる。このため、装置の小型化が可能になる上、コンデンサの定期交換が不要になるため保守から見た効果は大きい。しかも、電力回生も可能であり、電源高調波も低減できる効果がある。
まず、PMモータ部の駆動回路について説明する。電源電圧検出器41は、電源電圧を検出しゼロクロス点検出部35に伝達する装置である。この電源電圧検出器41は抵抗等による分圧や、トランス等の電圧検出手段を用いることによって実現できる。また、図9(a)では各相の電圧を検出しているが、線間電圧を検出する方式であっても良い。
ゼロクロス点検出部35、電源電圧推定値演算部36、出力電圧演算部37、マトコンスイッチ指令演算部38から構成される制御回路はマトリクスコンバータ32を構成する双方向スイッチをON/OFFさせるための指令値を演算する。
まず、電源電圧検出器41で検出した電圧情報を基に電源電圧ゼロクロス点検出をゼロクロス点検出部35で行う。これは、電源の各相の電圧が正から負、或いは、負から正になる点を検出するものである。ゼロクロス点はオペアンプ等を用いたコンパレータを使用して検出する。次に、電源電圧推定値の演算を電源電圧推定値演算部36で行う。これは、マイコン等を用いており、電源電圧ゼロクロス点検出において検出したゼロクロス点を起点として、タイマ等を用いで電源電圧の電圧値や位相を演算する。次に、マトリクスコンバータ32の指令値生成等の割込み等に応じて電源電圧の取込みを行う。電圧検出は電源電圧検出器41で行い、A/D変換等を施してマイコンに取込む。
次に、出力電圧演算部37で電源電圧推定値演算部36及び出力電流値42及びモータ等の負荷の位置検出器40による位置信号を基に演算した出力電圧指令値を、そのままマトコンスイッチ指令演算部38に入力する。マトコンスイッチ指令演算部38では、三角波比較等の処理を行うことによって、マトリクスコンバータを構成する双方向スイッチの出力指令値を生成する。
次に、パルセータ部の駆動回路について説明する。ゼロクロス点検出部35から電源電圧の低下を検出する。電源電圧の差が50V以下になった場合には、図3(d)に示したように、パルセータスイッチ指令演算部からパルセータ部34の半導体スイッチ13をONするように指令を出す。電源電圧の差が50V以上となった場合には、パルセータ部34の半導体スイッチ13をOFFしてパルセータで発生する銅損やスイッチの内部抵抗による損失を抑制する。
また、図3(b)の構成の磁気パルセーションモータの場合は、位置検出器40のデータから回転数を算出して、回転数に応じたトルクとなるように、パルセータ部34のスイッチ14~16を図3(e)のようにON/OFF制御する。
ところで、誘導電流をOFFすることにより、大きな電圧が半導体スイッチに発生するために、半導体スイッチの耐圧の選定には十分な注意が必要となる。したがって、半導体スイッチは、高耐圧特性が実現される窒化物半導体、特に、GaN系FET(Field Effect Transistor)、又は炭化珪素又はダイヤモンドを含む半導体からなることが望ましい。以降の実施形態においても、同様な注意が必要である。
(第3の実施形態)
単相100Vの電源の周波数が60Hzで、モータの回転数が1800rpmの時には同じコア磁石の位置で電源電圧がゼロクロスポイントとなる。
単相100Vの電源の周波数が60Hzで、モータの回転数が1800rpmの時には同じコア磁石の位置で電源電圧がゼロクロスポイントとなる。
第2の実施形態の場合には、コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに必ずゼロクロスポイントとなるように同期する恐れがあり、この場合にはソレノイドとコア磁石の間に最大の斥力が働いているときにPMモータ部のトルクが0となるために、モータの回転数減少やトルク減少により脈動してしまう恐れがあった。そこで、コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに必ずゼロクロスポイントとならないように、誘導電流を流すソレノイドを選択可能とした。以下、図4(a)を用いて、第3の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。
第1の実施形態及び第2の実施形態との違いは、パルセータ部2の全領域にわたりソレノイドが配置されていることである。上下に設置されたソレノイドにおいて、半導体スイッチ17で電気的な接続を制御している。また、左右に設置されたソレノイドにおいて、半導体スイッチ18で電気的な接続を制御している。上下の外周ソレノイドおよび左右の外周ソレノイドの誘導電流はそれぞれ循環電流となるように、半導体スイッチ17及び18により、電気的に接続する。図4(c)に示すように、コア磁石が上下の外周ソレノイドに接近したときにゼロクロスポイントとなるようにモータの回転数が同期する場合には、半導体スイッチ17をOFFにして、半導体スイッチ18をONにする。その結果、単相100Vのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。
本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。
図9(a)に示したマトリクスコンバータシステムにおいて、電源電圧検出器41から電源電圧が50%以下となる時のモータの回転角を位置検出器40で検出する。その結果を、パルセータスイッチ指令演算部39に入力し、図9(b)に図示したように半導体スイッチ17をONするか半導体スイッチ18をONするかを決定する。スイッチの決定に当たっては、ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生するようにスイッチを選択する。本実施形態では、図9(c)に示したように、ゼロクロスするときのコア磁石の回転角θとしたときのcosθが0→1の時と0→-1のときは半導体スイッチ17をONし、半導体スイッチ18をOFFする。一方、cosθが1→0の時と-1→0のときは半導体スイッチ17をOFFし、半導体スイッチ18をONする。スイッチをONするタイミングは図9(b)に示すように、電源電圧が50V以下になった時点で行う。これは、電源電圧が0Vになる前にソレノイドに電流を流すことで吸引力を生じさせるために必要となるからである。
(第4の実施形態)
コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに、ゼロクロスポイントとならないように、誘導電流を流すソレノイドを個別に選択可能とした。
コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに、ゼロクロスポイントとならないように、誘導電流を流すソレノイドを個別に選択可能とした。
以下、図4(b)を用いて、第4の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。ソレノイドを12分割して、それぞれ軸を中心として対角の位置にあるソレノイド同士が循環電流を形成するように、電気的に接続した。その結果、30度ごとにモータの回転位相を制御することが可能となる。ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生する位置のソレノイドをONすることで、モータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。
本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。
図9(a)に示したマトリクスコンバータシステムにおいて、電源電圧検出器41から電源電圧が50%以下となる時のモータの回転角を位置検出器40で検出する。その結果を、パルセータスイッチ指令演算部39に入力し、図4(b)に図示したどのスイッチをONするかを決定する。スイッチの決定に当たっては、ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生するようにスイッチを選択する。本実施形態では、図9(d)に示したように、ゼロクロスするときのコア磁石の回転角θが0度から30度の時はSW19をONし、30度から60度のときはSW20をONする。以降、回転角に応じて図9(d)に示したスイッチをONするように制御する。また、スイッチをONするタイミングは、電源電圧が50V以下になった時点で行う。
さらに、特殊な制御方法として、図4(d)に示すように、モータの回転数が1200rpmのときは、コア磁石がひとつおきのソレノイドに接近した位置で電源電圧がゼロクロスポイントとなる。この場合には、ゼロクロスのポイントで最接近したソレノイドおよび1つおきのソレノイドをOFFとし(たとえばSW19、SW21、SW23をOFF)、他のソレノイドをONとする(SW20、SW22、SW24をON)ことで、ソレノイドとコア磁石の間に最大の斥力が働いているときにPMモータ部のトルクが0とならないようにできる。
その結果、単相100Vのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。
なお、本発明のMPモータに使用したモータ部にはPMモータ(ブラシレスDCモータ)を用いたが、マトリクスコンバータで動作できる交流モータであればよい。ただ、PMモータはモータの構造が単純となるというメリットがあり、最近では大型モータにも使用される頻度が高くなってきている。
本発明により単相100V電源を用いた非平滑インバータやマトリクスコンバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動の問題をなくし、簡単な制御装置で駆動することができる、モータを提供することができた。その結果、従来のブラシモータ用非平滑インバータやマトリクスコンバータをそのまま用いてブラシレスDCモータを駆動できた。モータ部分のみの交換でよいため、駆動部分の交換が不要となり、従来の機器に設置されているブラシモータからブラシレスモータへの置き換えが容易となった。
1、33 PMモータ部
2、34 パルセータ部
3 回転子
4 軸
5 界磁ヨーク
6 永久磁石
7 ソレノイド
8 ステータ
9 外周磁石S極
9a、12a 外周ソレノイド
10 コア磁石N極
11 コア磁石S極
12 外周磁石N極
13~23 半導体スイッチ
31 AC単相100V電源
32 マトリクスコンバータ
35 ゼロクロス点検出部
36 電源電圧推定値演算部
37 出力電圧演算部
38 マトコンスイッチ指令演算部
39 パルセータスイッチ指令演算部
40 位置検出器
41 電源電圧検出器
42 出力電流値
2、34 パルセータ部
3 回転子
4 軸
5 界磁ヨーク
6 永久磁石
7 ソレノイド
8 ステータ
9 外周磁石S極
9a、12a 外周ソレノイド
10 コア磁石N極
11 コア磁石S極
12 外周磁石N極
13~23 半導体スイッチ
31 AC単相100V電源
32 マトリクスコンバータ
35 ゼロクロス点検出部
36 電源電圧推定値演算部
37 出力電圧演算部
38 マトコンスイッチ指令演算部
39 パルセータスイッチ指令演算部
40 位置検出器
41 電源電圧検出器
42 出力電流値
Claims (6)
- PM(Permanent Magnet Synchronous)モータ部と、
パルセータ部と、
制御回路とを備え、
前記PMモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
前記コア磁石は、N極とS極が前記軸を中心に対向しており、
前記外周ソレノイドは、前記ステータの全領域にわたり複数個配置されており、隣接する前記外周ソレノイド同士あるいは前記コア磁石に対して対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、
前記制御回路は、
電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
電源電圧の交流-交流変換を行うマトリクスコンバータと、
前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記ゼロクロス点検出部が検出したゼロクロスのポイントで最接近した外周ソレノイドに対応した前記半導体スイッチのみをONする指令を出し、電源電圧の差が電源電圧の半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをOFFする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
磁気パルセーションモータ。 - PM(Permanent Magnet Synchronous)モータ部と、
パルセータ部と、
制御回路とを備え、
前記PMモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
前記コア磁石は、N極とS極が前記軸を中心に対向しており、
前記外周ソレノイドは前記ステータに6個配置されており、前記コア磁石に対して対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、隣接する前記外周ソレノイド同士は電気的に結線せず、
前記制御回路は、
電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
電源電圧の交流-交流変換を行うマトリクスコンバータと、
前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記PMモータ部の回転位相が30度ごとにゼロクロスのポイントで最接近した外周ソレノイドに対応した前記半導体スイッチのみをONする指令を出し、電源電圧が半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをOFFする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
磁気パルセーションモータ。 - PM(Permanent Magnet Synchronous)モータ部と、
パルセータ部と、
制御回路とを備え、
前記PMモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
前記コア磁石は、N極とS極が前記軸を中心に対向しており、
前記外周ソレノイドは前記コア磁石に対して対向して設置されるとともに、隣接する前記外周ソレノイド同士および対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、
前記制御回路は、
電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
電源電圧の交流-交流変換を行うマトリクスコンバータと、
前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記半導体スイッチをONする指令を出し、電源電圧が半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをOFFする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
磁気パルセーションモータ。 - 前記マトリクスコンバータが、双方向スイッチで構成される
請求項1~3の何れか1項に記載の磁気パルセーションモータ。 - 前記半導体スイッチが、窒化物半導体、炭化珪素又はダイヤモンドを含む半導体からなる
請求項1~3の何れか1項に記載の磁気パルセーションモータ。 - PM(Permanent Magnet Synchronous)モータ部と、
パルセータ部とを備え、
前記PMモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し
前記パルセータ部は、コア磁石と、複数の外周磁石とを有し、
前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
前記外周磁石は、前記ステータに接続されており、
前記コア磁石は、N極とS極が前記軸を中心に対向しており、前記外周磁石はコア磁石に対抗して配置され、
前記外周磁石は軸からの角度が概略30度の角度を有しており、
前記コア磁石は軸からの角度が概略30度の角度を有している
磁気パルセーションモータ。
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