WO2011045114A1 - Messumformer - Google Patents

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WO2011045114A1
WO2011045114A1 PCT/EP2010/062521 EP2010062521W WO2011045114A1 WO 2011045114 A1 WO2011045114 A1 WO 2011045114A1 EP 2010062521 W EP2010062521 W EP 2010062521W WO 2011045114 A1 WO2011045114 A1 WO 2011045114A1
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WO
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voltage
fet
chopper
field effect
transmitter according
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Application number
PCT/EP2010/062521
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English (en)
French (fr)
Inventor
Björn HAASE
Original Assignee
Endress+Hauser Conducta Gesellschaft Für Mess- Und Regeltechnik Mbh+Co. Kg
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Endress+Hauser Conducta Gesellschaft Für Mess- Und Regeltechnik Mbh+Co. Kg filed Critical Endress+Hauser Conducta Gesellschaft Für Mess- Und Regeltechnik Mbh+Co. Kg
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Priority to US13/501,262 priority patent/US20120201052A1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Definitions

  • the invention relates to a transmitter with an external
  • DC generator for generating a stable DC voltage, a digital unit, and two or more connection modules, to each of which a unit, in particular a sensor, a measured value output or a
  • Communication units for connecting the transmitter to a higher-level unit can be connected, which is supplied via the transmitter in each case galvanically isolated from all other components of the transmitter and all other units connected to a DC voltage.
  • Transmitters are used in all areas of industrial metrology. They are typically used to one or more measured with the sensors connected physical variables, in the measured quantities reproduced electrical output signals
  • an output unit e.g. a current output
  • a communication unit e.g. a bus interface
  • superior unit e.g. a process control system to transfer.
  • Each of these galvanic separations typically consists of a provided in the respective connection module power supply IC, via which the respective unit is supplied galvanically isolated with energy.
  • Each of these power supply ICs is supplied with DC voltage and contains on the primary side a switching regulator, which serves the DC voltage in a Convert AC voltage, which is then transmitted via a transformer galvanically isolated to the secondary side, where the transformed AC voltage is converted into the DC voltage required to supply the respective unit.
  • galvanically isolated feedback from the secondary side to the DC bus is often galvanically isolated
  • the voltage is readjusted on the primary side accordingly.
  • the invention in a transmitter with
  • connection modules connected in parallel to each other at the chopper
  • connection module galvanically isolated from
  • the units are sensors,
  • At least one of the units is connected to the digital unit via a digital data line provided with a galvanic isolation.
  • the galvanic separation is e.g. an optocoupler or a transformer and is preferably arranged in each case in the associated connection module to which the respective unit is to be connected.
  • the invention comprises a transmitter according to the invention, in which
  • the chopper has a p-type field effect transistor connected to the DC voltage generated by the voltage generator and an n-type field effect transistor connected in series thereto to ground,
  • control voltages are controlled in such a way that, in each case, one of the two field-effect transistors is alternately turned on at a frequency predetermined by the clock rates,
  • a rectangular AC voltage across one between the two Field effect transistors arranged tap is removable.
  • the digital unit generates a first and a second control voltage varying in each case in a rectangular manner at a predetermined clock rate
  • the chopper has a level shifter based on the first
  • Control voltage generates a synchronous with the first control voltage varying rectangular control voltage with higher voltage levels, which is applied to the control input of the p-type field effect transistor and through which the p-type field effect transistor is controlled, and
  • a dead time is provided between the individual switching operations of the field-effect transistors, during which both field-effect transistors are closed.
  • the chopper has two series-connected reversely operated diodes which are arranged parallel to the two field-effect transistors and connected downstream of them,
  • the tap between the two field effect transistors is connected to a arranged between the two diodes tap, and
  • the chopper has an input side and / or an output side
  • the chopper has an output side
  • the alternating voltage generated by the chopper has a frequency of less than 100 kHz, in particular less than 50 kHz.
  • the rectifier is a
  • Bridge rectifier with a downstream smoothing capacitor Bridge rectifier with a downstream smoothing capacitor.
  • the transmitter according to the invention has the advantage that the alternating voltage required for the galvanic separations of the power supply of all connected units is generated centrally by a single chopper and is available in parallel for all separations.
  • Fig. 1 shows a block diagram of a transmitter according to the invention
  • Fig. 2 is a block diagram of the chopper of Fig. 1;
  • Fig. 3 shows: generated by the digital unit control voltages for
  • Fig. 4 shows a rectangular generated by the chopper
  • Fig. 5 shows: two parallel to each other to the AC voltage
  • Fig. 1 shows a block diagram of a transmitter according to the invention. It comprises, like conventional transmitters, a power supply unit 1 which can be connected to an external power supply, not shown here, with a DC voltage generator 3, which generates a stable DC voltage U D c, and a central digital unit 5. Depending on the transmitter
  • the units 7, 9 are sensors, current outputs of the transmitter, and / or communication units for connection of the transmitter to a higher-level unit, not shown here, such as e.g. a process control system or a programmable logic controller.
  • the units 7, 9 are here for a better overview according to their function in units 7 to
  • the sensors are preferably digital sensors which serve a physical measurand, e.g. to measure a pH value, a conductivity, or an oxygen concentration at their place of use, and to supply them in the form of a digital measuring signal to the central digital unit 5.
  • the latter processes the incoming measuring signals and makes them available in a suitably prepared form to a unit 9 suitable for their output.
  • the measured value output unit 9 is, for example, a current output which supplies a current flowing via a 2-wire line connected thereto as a function of the value of the
  • the unit 9 may be a communication unit for connecting the transmitter to a higher-level unit, not shown here, such as a process control system or a programmable logic controller.
  • a higher-level unit not shown here, such as a process control system or a programmable logic controller.
  • a process control system or a programmable logic controller.
  • These include, for example Bus connections to known fieldbus systems, such as Ethernet, Modbus, Profibus, Foundation Fieldbus, or WLAN, as well as to industrial standards, such as the Hart Standard, working communication modules.
  • Fig. 1 two units 7, 9 are exemplified. Of the
  • Transmitter according to the invention is, of course, completely analogous to a much larger number of connectable units 7, 9 expandable.
  • the digital unit 5 is a digital circuit, for example
  • Microcontroller ⁇
  • FPGA field programmable gate array
  • the voltage generator 3 generates a stable DC voltage U D c, for example, 12 V DC and is used to power the entire transmitter including the digital unit 5 and all connected units 7, 9th
  • the transmitter for galvanic separation of all units 7, 9 against each other and with respect to the power supply a single centrally disposed to the voltage generator.
  • Fig. 2 shows a preferred embodiment of a chopper 1 1.
  • the chopper 1 1 has on the input side a lying on the DC voltage U D c first line L1 and one to ground GND or a reference potential connected second line L2, between which rests the stable here to ground GND related DC voltage U D c.
  • Chopper 1 1 form a p-conducting against the DC voltage U D c connected field effect transistor p-FET and one to ground GND
  • Field effect transistors p-FET and n-FET are in a first transverse branch Q1 connecting the first line L1 to the second line L2 in series
  • control voltages are arranged, and are supplied via the control inputs Gp, Gn supplied control voltages such that alternately one of the two field effect transistors p-FET and n-FET is turned on, while the other blocks n-FET or p-FET.
  • the control voltages are accordingly rectangular alternating voltages of a predetermined frequency f.
  • control of the chopper 1 1 is carried out by the digital unit 5, which generates two control voltages U s ti, U s t2 with the respective predetermined clock rate clock !, clock 2 for this purpose. Both clock rates clock !, clock 2 have the desired frequency f for the generating AC voltage U A c.
  • control voltages can be generated with a maximum voltage level U hi g h of the order of 3 volts. This is sufficient to switch the n-type field-effect transistor n-FET, which is connected to ground GND, directly via the control voltage U s t 2 generated by the digital unit 5.
  • control input G n of this field-effect transistor n-FET is connected directly to the second control voltage U s t 2 generated by the digital unit 5 via a parallel resistor R p connected to the second line L2.
  • a level shifter 13 is used, which is based on the digital unit 5 generated by the
  • Control voltage U st i increased a control voltage with accordingly
  • the level shifter 13 comprises, for example, a further shunt branch Q2 which is connected upstream of the shunt branch Q1 and in which a resistor R and a further n-conducting field-effect transistor n-FETs L s are arranged in series.
  • the control input G p of arranged in the first shunt branch Q1 against the DC voltage U D c connected field effect transistor p-FET is connected to a provided between the resistor R and the other n-type Feld binransistor FET LS in the second shunt Q2 tap P1.
  • control input Gp is the p-type
  • n-type field-effect transistor n-FET L s If the further n-type field-effect transistor n-FET L s is open, a lower voltage level is applied to the tap P1 and thus to the control input Gp of the p-type field-effect transistor p-FET.
  • the value of this voltage level is adjustable over the value of the resistor R. This is selected according to the switching distance of the p-type field effect transistor p-FET such that the p-type field effect transistor p-FET is conductive with the n-type field effect transistor n-FET L s open.
  • the p-type field effect transistor p-FET is conductive with the n-type field effect transistor n-FET L s open.
  • control voltages U st i and U s t2 are now set such that one of the two field effect transistors p-FET and n-FET is alternately turned on, while the other blocks n-FET or p-FET.
  • Fig. 3 shows the time course of the two control voltages U st i and L
  • Both control voltages U st i, U s t2 are rectangular AC voltages, alternately a minimum voltage level of 0V and a
  • Field effect transistor p-FET open and the n-type field effect transistor n-FET is closed.
  • the tap P2 is at ground GND while the p-type field effect transistor p-FET is closed and the n-type field effect transistor n-FET is open.
  • the frequency f of the chopper 1 1 generated AC voltage U A c is preferably deliberately set very low. It is for example less than 100 kHz, preferably even less than 50 kHz. It is thus far below the frequencies commonly used for switching regulators for galvanic isolation. The latter are typically in the range of several hundred kilohertz. These low frequencies f offers the advantage that the
  • AC voltage U A c can be easily transmitted over very long connecting lines, without thereby, for example, via capacitive couplings, interference on other components of the transmitter, it
  • Control voltages U st i and U st2 are set to the low voltage level, here 0V. As a result, a short circuit on the first shunt branch Q1 is avoided.
  • circuit-related different signal delay times are preferably taken into account. These arise, for example, through the level shifter 13, which is responsible for the p
  • Field effect transistor p-FET may have different signal delay times for low-high and high-low edges.
  • the two dead times At 2 , At 2 differ by one through the different ones
  • a third transverse branch Q3 connected downstream of the first shunt branch Q1 is preferably provided, in which two in
  • Reverse direction operated connected in series diodes Z1, Z2 are arranged.
  • the tap P2 in the first shunt branch Q1 is connected to a tap P3 located between the two diodes Z1, Z2 in the third shunt arm Q3. Kickback stresses that occur when closing against the
  • Field effect transistor p-FET is still closed, degraded in the form of a counter to the blocking direction of the diode Z2 outgoing current.
  • the chopper 11 preferably has an interference suppression circuit 15, 17 on the input side and the output side, which attenuates the high-frequency current components generated by the switching processes.
  • the input-side provided interference suppression circuit 15 comprises
  • an inductor 11 inserted in the first line L1 which is connected upstream of a transverse branch Q4 equipped with a capacitor C1, and which is followed by a further transverse branch Q5, which is likewise equipped with a capacitor C2.
  • a transverse branch Q4 equipped with a capacitor C1
  • a further transverse branch Q5 which is likewise equipped with a capacitor C2.
  • the chopper 1 1 On the output side, the chopper 1 1 has a first and a second
  • the first output line A1 is connected to the tap P3 via a further tap P4 arranged between the two diodes Z1, Z2 in the third transverse branch Q3.
  • the second output line A2 is connected to the second line L2 and is thus connected to ground GND.
  • the output-side suppression circuit 17 is used for example in the output lines A1, A2, and includes an inductor 12 inserted into the first output line A1, the one with a capacitor C1, equipped connecting the two output lines A1, A2
  • This suppressor circuit 17 also forms a filter which attenuates high-frequency current components, in particular current components which have frequencies in the megahertz range, but allows the significantly lower-frequency AC components of the alternating voltage U A c generated by the chopper 1 1 to pass unhindered.
  • the chopper has 1 1 on the output side
  • the transmitter has two or more parallel to each other connected to the chopper 1 1 connection modules 19, 21, which are fed by the chopper 1 1 in parallel with the rectangular AC voltage U A c.
  • Each connection module 19, 21 has a respective transformer 23 and a respective rectifier 25 connected downstream of the respective transformer 23.
  • Fig. 5 shows an embodiment thereof, in which two parallel-connected with the AC voltage U A c fed transformers 23 are shown with downstream rectifiers 25.
  • the rectifier 25 are here four diodes D1, D2, D3, D4, which are connected to form a classic bridge rectifier, preferably each a smoothing capacitor C G is connected downstream.
  • Transformers 23 would lead. Since on the primary side each of the transformers 23 generated by the chopper 1 1 rectangular AC voltage U A c with precisely stabilized voltage levels, here +/- 6V, is applied to the secondary side also has a rectangular secondary voltage with precisely stabilized
  • a further advantage is that the voltage levels of the DC voltages U D ci, U D c 2 available at the output of the rectifier 25 are freely adjustable via the transmission ratio of the respective transformer 23.
  • connection module 19 each one of the units 7, 9 described above can be connected. This is then supplied via the connection module 19, 21 galvanically isolated from all other components of the transmitter with the generated by the respective terminal module 19, 21 DC voltage U D ci, U D C 2 . It can be connected by an appropriate selection of the transformers 23 and units 7, 9, which require very different DC voltages to their supply.
  • a galvanic isolation 27 e.g. an optocoupler or a
  • the galvanic separations 27 are here, for example, optocouplers or transformers, which are preferably accommodated in the respective connection module 19, 21. 1 power supply

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Es ist ein Messumformer beschrieben, an den zwei oder mehr von dem Messumformer mit Gleichspannung (UDC1, UDC2) zu versorgende Einheiten (7, 9) gegeneinander und gegenüber den anderen Komponenten des Messumformers galvanisch getrennt anschließbar sind, der hinsichtlich Bauraum und Anzahl der für galvanische Trennungen benötigten Bauteile optimiert ist, mit einem Netzteil (1), das einen Gleichspannungsgenerator (3) aufweist, der dazu dient eine stabile Gleichspannung (UDC) zu erzeugen, einem an den Gleichspannungsgenerator (3) angeschlossenen Zerhacker (11), der aus der stabilen Gleichspannung (UDC) eine rechteckförmige Wechselspannung (UAC) erzeugt, einer digitalen Einheit (5), die zur Ansteuerung des Zerhackers (11) dient, und zwei oder mehr parallel zueinander an den Zerhacker (11) angeschlossenen Anschlussmodulen (19, 21), die jeweils einen Transformator (23) aufweisen, der die rechteckförmige Wechselspannung (UAC) transformiert, die jeweils einen dem jeweiligen Transformator (23) nachgeschalteten Gleichrichter (25) aufweisen, der aus der transformierten rechteckformigen Wechselspannung eine Gleichspannung (UDC1, UDC2) erzeugt, und an die jeweils eine Einheit (7, 9) anschließbar ist, die über das jeweilige Anschlussmodul (19, 21) galvanisch getrennt von allen anderen Komponenten des Messumformers mit der Gleichspannung (UDC1, UDC2) versorgt wird.

Description

Messumformer
Die Erfindung betrifft einen Messumformer mit einem an eine externe
Energieversorgung anschließbaren Netzteil mit einem
Gleichspannungsgenerator, zur Erzeugung einer stabilen Gleichspannung, einer digitalen Einheit, und zwei oder mehr Anschlussmodulen, an die jeweils eine Einheit, insb. ein Sensor, eine Messwertausgabe oder eine
Kommunikationseinheiten zur Anbindung des Messumformers an eine übergeordnete Einheit, anschließbar ist, die über den Messumformer jeweils galvanisch getrennt von allen anderen Komponenten des Messumformers und allen anderen daran angeschlossenen Einheiten mit einer Gleichspannung versorgt wird.
Messumformer werden in allen Bereichen der industriellen Messtechnik eingesetzt. Sie dienen typischer Weise dazu, eine oder mehrere mit daran angeschlossenen Sensoren gemessene physikalische Größen, in die gemessenen Größen wiedergebende elektrische Ausgangssignale
umzuwandeln, und diese über eine Ausgabeeinheit, z.B. einen Stromausgang, oder eine Kommunikationseinheit, z.B. ein Bus Interface, an eine
übergeordnete Einheit, z.B. ein Prozessleitsystem, zu übertragen.
Dabei ist es heute für den industriellen Einsatz solcher Messumformer aus Sicherheitsgründen regelmäßig vorgeschrieben, dass die einzelnen Einheiten gegeneinander und gegenüber der Energieversorgung des Messumformers galvanisch getrennt sein müssen.
Hierzu ist regelmäßig eine der Anzahl der Einheiten des jeweiligen
Messumformers entsprechende Anzahl von galvanischen Trennungen erforderlich. Jede dieser galvanischen Trennungen besteht typischer Weise aus einem in dem jeweiligen Anschlussmodul vorgesehenen Netzteil IC, über das die jeweilige Einheit galvanisch getrennt mit Energie versorgt wird. Jedes dieser Netzteil IC's wird mit Gleichspannung gespeist und enthält primärseitig einen Schaltregler, der dazu dient die Gleichspannung in eine Wechselspannung umzuwandeln, die dann über einen Transformator galvanisch getrennt zur Sekundärseite übertragen wird, wo die transformierte Wechselspannung in die zur Versorgung der jeweiligen Einheit erforderliche Gleichspannung umgewandelt wird. Zusätzlich sind zur Stabilisierung der sekundärseitig für die Einheit zur Verfügung stehenden Gleichspannung häufig galvanisch getrennt Rückkopplungen von der Sekundärseite auf die
Primärseite vorzusehen, anhand von deren Rückmeldung die Spannung primärseitig entsprechend nachgeregelt wird.
Gerade bei Messumformen für Multisensorsysteme mit vielen daran
anzuschließenden Sensoren und unterschiedlichen Kommunikations- und Ausgabeeinheiten müssen relativ viele dieser galvanischen Trennungen vorgesehen werden. Entsprechend hoch ist die Anzahl der benötigten Bauteile und der hierfür im Messumformer benötigte Platz.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung einen Messumformer anzugeben, an den zwei oder mehr von dem Messumformer mit Gleichspannung zu versorgende Einheiten gegeneinander und gegenüber den anderen Komponenten des Messumformers galvanisch getrennt anschließbar sind, der hinsichtlich Bauraum und Anzahl der für galvanische Trennungen benötigten Bauteile optimiert ist.
Hierzu besteht die Erfindung in einem Messumformer mit
- einem Netzteil,
-- das einen Gleichspannungsgenerator aufweist, der dazu dient eine stabile Gleichspannung zu erzeugen;
- einem an den Gleichspannungsgenerator angeschlossenen Zerhacker, -- der aus der stabilen Gleichspannung eine rechteckförmige
Wechselspannung erzeugt,
- einer digitalen Einheit, die zur Ansteuerung des Zerhackers dient, und
- zwei oder mehr parallel zueinander an den Zerhacker angeschlossenen Anschlussmodulen,
-- die jeweils einen Transformator aufweisen, der die rechteckförmige Wechselspannung transformiert,
-- die jeweils einen dem jeweiligen Transformator nachgeschalteten
Gleichrichter aufweisen, der aus der transformierten rechteckformigen Wechselspannung eine Gleichspannung erzeugt, und
-- an die jeweils eine Einheit anschließbar ist,
- die über das jeweilige Anschlussmodul galvanisch getrennt von
allen anderen Komponenten des Messumformers
mit der Gleichspannung versorgt wird. Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung sind die Einheiten Sensoren,
Stromausgänge des Messumformers, und/oder Kommunikationseinheiten zur Anbindung des Messumformers an eine übergeordnete Einheit.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung ist mindestens eine der Einheiten über eine mit einer galvanischen Trennung versehene digitale Datenleitung an die digitale Einheit angeschlossen. Dabei ist die galvanische Trennung z.B. ein Optokoppler oder ein Übertrager und ist vorzugsweise jeweils in dem zugehörigen Anschlussmodul angeordnet, an das die jeweilige Einheit anzuschließen ist.
Gemäß einer Weiterbildung umfasst die Erfindung einen erfindungsgemäßen Messumformer, bei dem
- der Zerhacker einen p-leitenden gegen die vom Spannungsgenerator generierte Gleichspannung geschalteten Feldeffekttransistor und einen in Serie dazu gegen Masse geschalteten n-leitenden Feldeffekttransistor aufweist,
- die beiden Feldeffekttransistoren über deren
Steuereingängen zugeführte vorgegebenen Taktraten
folgenden Steuerspannungen derart angesteuert sind, dass mit einer durch die Taktraten vorgegebenen Frequenz abwechselnd jeweils einer der beiden Feldeffekttransistoren leitend geschaltet wird,
während der andere sperrt, und
- eine rechteckförmige Wechselspannung über einen zwischen den beiden Feldeffektransistoren angeordneten Abgriff abnehmbar ist.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung dieser Weiterbildung
- erzeugt die digitale Einheit eine erste und eine zweite jeweils rechteckförmig mit einer vorgegebenen Taktrate variierende Steuerspannung,
- sind die beiden Steuerspannungen gegeneinander um eine halbe
Periodendauer zeitlich versetzt,
- weist der Zerhacker einen Level-Shifter auf, der anhand der ersten
Steuerspannung eine synchron zur ersten Steuerspannung variierende rechteckförmige Steuerspannung mit höheren Spannungspegeln erzeugt, die am Steuereingang des p-leitenden Feldeffekttransistors anliegt und über die der p-leitende Feldeffekttransistor gesteuert wird, und
- liegt die zweite Steuerspannung am Steuereingang des n-leitenden
Feldeffekttransistors an und wird der n-leitende Feldeffekttransistor über diese zweite Steuerspannung gesteuert.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung der erstgenannten Weiterbildung ist zwischen den einzelnen Schaltvorgängen der Feldeffektransistoren eine Totzeit vorgesehen, während der beide Feldeffektransistoren geschlossen sind.
Gemäß einer Weiterbildung der letztgenannten Weiterbildung
- weist der Zerhacker zwei in Serie geschaltete in Sperrrichtung betriebene Dioden auf, die parallel zu den beiden Feldeffekttransistoren angeordnet und diesen nachgeschaltet sind,
- ist der Abgriff zwischen den beiden Feldeffekttransistoren mit einem zwischen den beiden Dioden angeordneten Abgriff verbunden, und
- ist eine rechteckförmige Wechselspannung über den zwischen den beiden Dioden angeordneten Abgriff abnehmbar.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung der erstgenannten Weiterbildung weist der Zerhacker eingangsseitig und/oder ausgangsseitig eine
Entstörungsschaltung auf, die hochfrequente durch Schaltvorgänge der Feldeffektransistoren im Zerhacker verursachte Stromanteile, insb.
Stromanteile mit Frequenzen im Megaherzbereich, wegdämpft.
Gemäß einer Weiterbildung weist der Zerhacker ausgangsseitig eine
Gleichspannungsentkopplung auf, die einen in der im Zerhacker generierten Wechselsspannung enthaltenen Gleichspannungsanteil eliminiert.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung weist die vom Zerhacker erzeugte Wechselspannung eine Frequenz von weniger als 100 kHz, insb. weniger als 50 kHz auf.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung ist der Gleichrichter ein
Brückengleichrichter mit einem nachgeschalteten Glättungskondensator.
Der erfindungsgemäße Messumformer weist den Vorteil auf, dass die für die galvanischen Trennungen der Energieversorgung aller angeschlossenen Einheiten benötigte Wechselspannung durch einen einzigen Zerhacker zentral erzeugt wird und parallel für alle Trennungen zur Verfügung steht.
Die Erfindung und weitere Vorteile werden nun anhand der Figuren der Zeichnung, in denen ein Ausführungsbeispiel dargestellt ist, näher erläutert; gleiche Elemente sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Messumformers;
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der Zerhackers von Fig. 1 ;
Fig. 3 zeigt: von der digitalen Einheit generierte Steuerspannungen zur
Ansteuerung des Zerhackers als Funktion der Zeit;
Fig. 4 zeigt: eine vom Zerhacker generierte rechteckförmige
Wechselspannung;
und Fig. 5 zeigt: zwei parallel zueinander an die Wechselspannung
angeschlossene Transformatoren mit nachgeschalteten Gleichrichtern.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Messumformers. Er umfasst, wie handelsübliche Messumformer auch, ein an eine hier nicht dargestellte externe Energieversorgung anschließbares Netzteil 1 mit einem Gleichspannungsgenerator 3, der eine stabile Gleichspannung UDc erzeugt, und eine zentrale digitale Einheit 5. An den Messumformer sind je nach
Anwendung zwei oder mehr getrennte Einheiten 7, 9 anschließbar.
Die Einheiten 7, 9 sind Sensoren, Stromausgänge des Messumformers, und/oder Kommunikationseinheiten zur Anbindung des Messumformers an eine hier nicht dargestellte übergeordnete Einheit, wie z.B. ein Prozessleitsystem oder eine speicherprogrammierbare Steuerung. Die Einheiten 7, 9 werden hier zur besseren Übersicht entsprechend ihrer Funktion in Einheiten 7 zur
Messwertaufnahme und Einheiten 9 zur Messwertausgabe unterteilt.
Zu den Einheiten 7 zur Messwertaufnahme zählen insb. die an den
Messumformer angeschlossenen Sensoren. Die Sensoren sind vorzugsweise digitale Sensoren, die dazu dienen eine physikalische Messgröße, z.B. einen pH-Wert, eine Leitfähigkeit, oder einen Sauerstoffkonzentration an deren Einsatzort zu messen, und in Form eines digitalen Messsignal der zentralen digitalen Einheit 5 zuzuführen. Diese verarbeitet die eingehenden Messsignale, und stellt sie in entsprechend aufbereiteter Form einer für deren Ausgabe geeigneten Einheit 9 zur Verfügung. Die Einheit 9 zur Messwertausgabe ist beispielsweise ein Stromausgang, der einen über eine daran angeschlossene 2-Drahtleitung fließenden Strom in Abhängigkeit von dem Wert der
gemessenen physikalischen Größe entsprechend einem industrieüblichen Standard, z.B. zwischen 4 mA und 20 mA, variiert. Ebenso kann die Einheit 9 eine Kommunikationseinheit zur Anbindung des Messumformers an eine hier nicht dargestellte übergeordnete Einheit, wie z.B. ein Prozessleitsystem oder eine speicherprogrammierbare Steuerung, sein. Hierzu zählen z.B. Busanbindungen an bekannte Feldbussysteme, wie z.B. Ethernet, Modbus, Profibus, Foundation Fieldbus, oder WLAN, ebenso wie nach industriellen Standards, wie z.B. dem Hart Standard, arbeitende Kommunikationsmodule. In Fig. 1 sind exemplarisch zwei Einheiten 7, 9 dargestellt. Der
erfindungsgemäße Messumformer ist selbstverständlich völlig analog auf eine weitaus größere Anzahl anschließbarer Einheiten 7, 9 erweiterbar.
Die digitale Einheit 5 ist beispielsweise eine digitale Schaltung, ein
MikroController (μθ) oder ein feldprogrammierbares Gate Array (FPGA).
Der Spannungsgenerator 3 erzeugt eine stabile Gleichspannung UDc, z.B. 12 V DC und dient der Energieversorgung des gesamten Messumformers inklusive der digitalen Einheit 5 sowie aller daran angeschlossenen Einheiten 7, 9.
Erfindungsgemäß weist der Messumformer zur galvanischen Trennung aller Einheiten 7, 9 gegeneinander und gegenüber der Energieversorgung einen einzigen zentral angeordneten an den Spannungsgenerator 3
angeschlossenen Zerhacker 1 1 auf, der von dem Spannungsgenerator 3 mit der stabilen Gleichspannung UDc gespeist wird, und hieraus eine stabile reckteckförmige Wechselspannung UAc mit präzise stabilisierten
Spannungspegeln, z.B. +/- 6 V, erzeugt. Dabei erfolgt die Ansteuerung des Zerhackers 9 - wie nachfolgend noch im Detail erläutert- durch die digitale Einheit 5, die hierzu erforderliche Steuerspannungen Usti , Ust2 mit einer vorgegebenen Taktrate Takt-,, Takt2 erzeugt. Diese Funktionalität ist in digitalen Einheiten 5, wie sie heute bereits in Messumformern eingesetzt werden, in der Regel ohnehin vorhanden, so dass hierfür keine zusätzlichen Bauteile benötigt werden, die ansonsten zusätzlichen Platz im Messumformer benötigen würden und die Herstellungskosten erhöhen würden.
Fig. 2 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Zerhackers 1 1 .
Der Zerhacker 1 1 weist eingangseitig eine auf der Gleichspannung UDc liegende erste Leitung L1 und eine an Masse GND oder ein Bezugspotential angeschlossene zweite Leitung L2 auf, zwischen denen die stabile hier auf Masse GND bezogene Gleichspannung UDc anliegt. Kernelement des
Zerhackers 1 1 bilden ein p-leitender gegen die Gleichspannung UDc geschalteter Feldeffekttransistor p-FET und ein gegen Masse GND
geschalteter n-leitender Feldeffekttransistor n-FET. Die beiden
Feldeffekttransistoren p-FET und n-FET sind in einem die erste Leitung L1 mit der zweiten Leitung L2 verbindenden ersten Querzweig Q1 in Serie
angeordnet, und werden über deren Steuereingängen Gp, Gn zugeführte Steuerspannungen derart angesteuert, dass abwechselnd jeweils einer der beiden Feldeffekttransistoren p-FET bzw. n-FET leitend geschaltet wird, während der andere n-FET bzw. p-FET sperrt. Die Steuerspannungen sind dementsprechend rechteckförmige Wechselspannungen einer vorgegebenen Frequenz f.
Die Ansteuerung des Zerhackers 1 1 erfolgt durch die digitale Einheit 5, die hierzu zwei Steuerspannungen Usti , Ust2 mit der jeweiligen vorgegebenen Taktrate Takt!, Takt2 erzeugt. Beide Taktraten Takt!, Takt2 weisen die für die generierende Wechselspannung UAc gewünschte Frequenz f auf. Mit heute üblicher Weise in Messumformern eingesetzten digitalen Einheiten 5 lassen sich Steuerspannungen mit einem maximalen Spannungspegel Uhigh in der Größenordnung von 3 Volt erzeugen. Dies reicht aus, um den gegen Masse GND geschalteten n-leitenden Feldeffektransistor n-FET unmittelbar über die von der digitalen Einheit 5 generierte Steuerspannung Ust2 zu schalten.
Entsprechend ist der Steuereingang Gn dieses Feldeffektransisitors n-FET, wie in Fig. 2 dargestellt, über einen mit der zweiten Leitung L2 verbundenen Parallelwiderstand Rp unmittelbar an die zweite von der digitalen Einheit 5 generierte Steuerspannung Ust2 angeschlossen.
Für die Steuerung des gegen die Gleichspannung UDc geschalteten p- leitenden Feldeffektransistor p-FET sind dagegen abhängig vom Wert der Gleichspannung UDc wesentlich höhere Spannungspegel erforderlich. Bei Gleichspannung UDc von 12 V und einem Schaltabstand von 3 V werden hier Steuerspannungspegel von 9 V und 12 V benötigt.
Um diese höheren Steuerspannungspegel zu erzeugen wird ein Level-Shifter 13 eingesetzt, der anhand der von der digitalen Einheit 5 generierten
Steuerspannung Usti eine Steuerspannung mit entsprechend erhöhten
Spannungspegeln generiert.
Der Level-Shifter 13 umfasst beispielsweise einen dem Querzweig Q1 vorgeschalteten weiteren Querzweig Q2 in dem ein Widerstand R und ein weiterer n-leitender Feldeffekttransistor n-FETLs in Serie angeordnet sind.
Dieser weitere n-leitende Feldeffekttransistor n-FETLs ist, genau wie der im ersten Querzweig Q1 angeordnete n-leitende Feldeffekttransistor n-FET, gegen Masse geschaltet und weist einen Steuereingang GLs auf, der über einen mit der zweiten Leitung L2 verbundenen Parallelwiderstand Rp an die von der digitalen Einheit 3 generierte Steuerspannung Usti angeschlossen ist. Der Steuereingang Gp des in dem ersten Querzweig Q1 angeordneten gegen die Gleichspannung UDc geschalteten Feldeffekttransistors p-FET ist mit einem zwischen dem Widerstand R und dem weiteren n-leitenden Feldeffektransistor FETLS im zweiten Querzweig Q2 vorgesehenen Abgriff P1 verbunden.
Dementsprechend liegt der Steuereingang Gp des p-leitenden
Feldeffekttransistors p-FET auf dem Spannungspegel der Gleichspannung UDc während der weitere n-leitende Feldeffekttransistor n-FETLs sperrt. In diesem Zustand ist der p-leitende Feldeffekttransistor p-FET gesperrt.
Ist der weitere n-leitende Feldeffekttransistor n-FETLs geöffnet, liegt am Abgriff P1 und damit am Steuereingang Gp des p-leitenden Feldeffekttransistors p- FET ein niedrigerer Spannungspegel an. Der Wert dieses Spannungspegels ist über den Wert des Widerstandes R einstellbar. Dieser wird entsprechend dem Schaltabstand des p-leitenden Feldeffekttransistors p-FET derart ausgewählt, dass der p-leitende Feldeffekttransistor p-FET bei geöffnetem n-leitende Feldeffekttransistor n-FETLs leitend ist. Damit öffnet und schließt der p-leitende Feldeffekttransistor p-FET synchron mit dem weiteren n-leitenden Feldeffekttransistor FETLs- Er ist folglich über die Steuerpannung Usti steuerbar.
Die Steuerspannungen Usti und Ust2 werden nun derart vorgegeben, dass abwechselnd jeweils einer der beiden Feldeffekttransistoren p-FET bzw. n-FET leitend geschaltet wird, während der andere n-FET bzw. p-FET sperrt.
Fig. 3 zeigt den zeitlichen Verlauf der beiden Steuerspannungen Usti und L Beide Steuerspannungen Usti, Ust2 sind rechteckförmige Wechselspannungen, die alternierend einen minimalen Spannungspegel von 0V und einem
maximalen Spannungspegel Uhigh aufweisen, und gegeneinander um eine halbe Periodendauer versetzt sind. Hierdurch wird eine die Frequenz f der beiden Taktraten Taktl , Takt2 aufweisende Wechselspannung generiert, die über einen zwischen den beiden Feldeffektransistoren p-FET und n-FET angeordneten Abgriff P2 zur Verfügung steht. Dabei liegt der Abgriff P2 auf dem Potential der Gleichspannung UDc während der p-leitende
Feldeffekttransistor p-FET geöffnet und der n-leitende Feldeffekttransistor n- FET geschlossen ist. Im umgekehrten Fall liegt der Abgriff P2 auf Masse GND während der p-leitende Feldeffekttransistor p-FET geschlossen und der n- leitende Feldeffekttransistor n-FET geöffnet ist.
Die Frequenz f der vom Zerhacker 1 1 generierten Wechselspannung UAc wird vorzugsweise bewusst sehr niedrig angesetzt. Sie ist beispielsweise kleiner als 100 kHz, vorzugsweise sogar kleiner als 50 kHz. Sie liegt damit weit unterhalb von üblicherweise für Schaltregler für galvanische Trennungen verwendeten Frequenzen. Letztere liegen typischer Weise im Bereich von mehreren hundert Kilohertz. Diese niedrigen Frequenzen f bietet den Vorteil, dass die
Wechselspannung UAc problemlos auch über sehr lange Verbindungsleitungen übertragen werden kann, ohne dass dabei, z.B. über kapazitive Kopplungen, Störungen auf andere Komponenten des Messumformer, daran
angeschlossene Einheiten 7, 9 oder daran angeschlossene Busleitungen übertragen werden.
Um zu vermeiden, dass während der Umschaltphasen kurzzeitig beide
Feidefekttransistoren p-FET und n-FET geöffnet sind, ist zwischen den einzelnen Schaltvorgängen jeweils eine kurze Totzeit At 2, At2 vorgesehen, während der beide Feldeffekttransisitoren p-FET und n-FET geschlossen sind. Dies geschieht, indem während der Totzeiten At 2, At2 beide
Steuerspannungen Usti und Ust2 auf den niedrigen Spannungspegel, hier 0V, gesetzt werden. Hierdurch wird ein Kurzschluss über den ersten Querzweig Q1 vermieden.
Bei der Bestimmung der Totzeiten At 2, At2 werden vorzugsweise schaltungsbedingte unterschiedliche Signalverzögerungszeiten mit berücksichtigt. Diese entstehen beispielsweise durch den Level-Shifter 13, der für den p leitenden
Feldeffekttransisitor p-FET unterschiedliche Signalverzögerungszeiten für Low- High und High-Low Flanken aufweisen kann. In diesem Fall ist es zweckmäßig, an Stelle einer einzelnen Totzeit At mit zwei verschiedenen Totzeiten At 2, At2 zu arbeiten, von denen die eine Totzeit At 2 maßgeblich für den High-Low Übergang der ersten Taktrate Taktl und die andere Totzeit At2 maßgeblich für den High-Low Übergang der zweiten Taktrate Takt2 ist. Die beiden Totzeiten At 2, At2 unterscheiden sich um eine durch die unterschiedlichen
Signalverzögerungszeiten im Level-Shifter 13 gegebene Zeitdifferenz.
Während der Totzeit At sind beide Feldeffekttransistoren p-FET und n-FET geschlossen. Dadurch entsteht am Abgriff P2 ein Undefinierter
Spannungspegel. Um zu vermeiden, dass sich hierdurch aufgrund von schaltungsimmanenten parasitären Induktivitäten unkontrollierte
Rückschlagspannungen ausbilden, ist vorzugsweise ein dem ersten Querzweig Q1 nachgeschalteter dritter Querzweig Q3 vorgesehen, in dem zwei in
Sperrrichtung betriebene in Serie geschaltete Dioden Z1 , Z2 angeordnet sind. Zusätzlich ist der Abgriff P2 im ersten Querzweig Q1 mit einem zwischen den beiden Dioden Z1 , Z2 befindlichen Abgriff P3 im dritten Querzweig Q3 verbunden. Rückschlagspannungen, die beim Schließen des gegen die
Gleichspannung UDc geschalteten p-leitenden Feldeffekttransistors p-FET auftreten, werden nun während der gegen Masse geschaltete n-leitende
Feldeffekttransistor n-FET noch geschlossen ist in Form eines entgegen der Sperrichtung der Diode Z1 abfließenden Stroms abgebaut. Umgekehrt werden Rückschlagspannungen, die beim Schließen des gegen Masse GND geschalteten n-leitenden Feldeffekttransistors n-FET auftreten, während der gegen die Gleichspannung UDc geschaltete p-leitende
Feldeffekttransistor p-FET noch geschlossen ist, in Form eines entgegen der Sperrichtung der Diode Z2 abfließenden Stroms abgebaut.
Bedingt durch die rechteckförmige Ansteuerung der Feldeffektransistoren p- FET, n-FET, FETLs werden im Zerhacker 1 1 sehr schnelle Schaltvorgänge ausgeführt, die unter Umständen sehr hochfrequente Störsignale, z.B.
Störsignale mit Frequenzen von 50 MHz oder mehr, zur Folge haben können. Um zu vermeiden, dass diese Störsignale nach außen gelangen weist der Zerhacker 1 1 vorzugsweise eingangsseitig und ausgangsseitig jeweils eine Entstörungsschaltung 15, 17 auf, die durch die Schaltvorgänge gegebenenfall erzeugte hochfrequente Stromanteile dämpft.
Die eingangsseitig vorgesehene Entstörungsschaltung 15 umfasst
beispielsweise eine in die erste Leitung L1 eingesetzte Induktivität 11 , der ein mit einem Kondensator C1 ausgestatteter Querzweig Q4 vorgeschaltet, und der ein weiterer ebenfalls mit einem Kondensator C2 ausgestatter Querzweig Q5 nachgeschaltet ist. Hierdurch besteht ein Filter, das hochfrequente
Stromanteile, insb. Stromanteile, die Frequenzen im Megahertzbereich aufweisen wegdämpft, Gleichstromanteile jedoch ungehindert passieren lässt.
Ausgangsseitig weist der Zerhacker 1 1 eine erste und eine zweite
Ausgangsleitung A1 und A2 auf. Die erste Ausgangsleitung A1 ist über einen weiteren zwischen den beiden Dioden Z1 , Z2 im dritten Querzweig Q3 angeordeneten Abgriff P4 an den Abgriff P3 angeschlossen. Die zweite Ausgangsleitung A2 ist an die zweite Leitung L2 angeschlossen und liegt damit, wie diese an Masse GND.
Die ausgangsseitig vorgesehene Entstörungsschaltung 17 ist beispielsweise in die Ausgangsleitungen A1 , A2 eingesetzt, und umfasst eine in die erste Ausgangsleitung A1 eingesetzte Induktivität 12, der ein mit einem Kondensator C1 , ausgestatteter die beiden Ausgangsleitungen A1 , A2 verbindender
Querzweig Q6 nachgeschaltet ist. Auch diese Entstörungsschaltung 17 bildet ein Filter, das hochfrequente Stromanteile, insb. Stromanteile, die Frequenzen im Megahertzbereich aufweisen wegdämpft, die deutlich niederfrequenteren Wechselstromanteile der vom Zerhacker 1 1 generierten Wechselspannung UAc jedoch ungehindert passieren lässt.
Vorzugsweise weist der Zerhacker 1 1 ausgangsseitig eine
Gleichspannungsentkopplung auf, die einen in der erzeugten
Wechselspannung vorhandenen Gleichspannungsanteil eliminiert. Dies ist beispielsweise ein in die erste Ausgangsleitung A1 eingesetzter
Gleichspannungsentkopplungskondensator CDc- Damit steht am Ausgang des Zerhackers 1 1 die vom Gleichspannungsanteil bereinigte in Fig. 4 dargestellte Wechselspannung UAc zur Verfügung.
Der Messumformer weist zwei oder mehr parallel zueinander an den Zerhacker 1 1 angeschlossene Anschlussmodule 19, 21 auf, die von dem Zerhacker 1 1 parallel mit der rechteckförmigen Wechselspannung UAc gespeist werden. Jedes Anschlussmodul 19, 21 weist jeweils einen Transformator 23 und einen dem jeweiligen Transformator 23 nachgeschalteten Gleichrichter 25 auf. Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel hierzu, in dem zwei parallel zueinander geschaltete mit der Wechselspannung UAc gespeiste Transformatoren 23 mit nachgeschalteten Gleichrichtern 25 dargestellt sind. Die Gleichrichter 25 sind hier vier Dioden D1 , D2, D3, D4, die zu einem klassischen Brückengleichrichter verschaltet sind, dem vorzugsweise jeweils ein Glättungskondensator CG nachgeschaltet ist.
Dabei bietet die zuvor beschriebene im Zerhacker 1 1 ausgeführte
Gleichspannungsentkopplung den Vorteil, dass die Primärwindungen der Transformatoren 23 nicht unnötig durch Gleichstromanteile belastet werden, die ansonsten zu einer unerwünschten Wärmeentwicklung in den
Transformatoren 23 führen würden. Da an den Transformatoren 23 primärseitig jeweils die vom Zerhacker 1 1 generierte rechteckförmige Wechselspannung UAc mit präzise stabilisierten Spannungspegeln, hier +/- 6V, anliegt, steht auf deren Sekundärseite ebenfalls eine rechteckförmige Sekundärspannung mit präzise stabilisierten
Spannungspegeln zur Verfügung. Dabei bietet die Rechteckform der
Sekundärspannung den Vorteil, dass sich hieraus bereits durch eine einfache Gleichrichtung unmittelbar eine weitgehend konstante Gleichspannung UDci, UDc2 erzeugen lässt. Dies wäre bei der Verwendung sinusförmiger
Wechselspannungen nicht der Fall . Entsprechend reicht es hier aus sehr kleine Glättungskondensatoren CG, wie z.B. kostengünstige keramische Kondensatoren, einzusetzen.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die Spannungspegel der am Ausgang der Gleichrichter 25 zur Verfügung stehenden Gleichspannungen UDci, UDc2 über das Übersetzungsverhältnis des jeweiligen Transformators 23 frei einstellbar sind.
An jedes Anschlussmodul 19, 21 ist jeweils eine der oben beschriebenen Einheiten 7, 9 anschließbar. Diese wird dann über das Anschlussmodul 19, 21 galvanisch getrennt von allen anderen Komponenten des Messumformers mit der von dem jeweiligen Anschlussmodul 19, 21 erzeugten Gleichspannung UDci, UDC2 versorgt. Dabei können durch eine entsprechende Auswahl der Transformatoren 23 auch Einheiten 7, 9 angeschlossen werden, die sehr unterschiedliche Gleichspannungen zu ihrer Versorgung benötigen.
Parallel dazu erfolgt eine gegebenenfalls erforderlich digitale Kommunikation zwischen den Einheiten 7, 9 und der digitalen Einheit 5 jeweils über eine mit einer galvanischen Trennung 27, z.B. einen Optokoppler oder einen
Übertrager, versehene digitale Datenleitung 29, 31 , die die jeweilige Einheit 7, 9 mit der digitalen Einheit 5 verbindet. Die galvanische Trennungen 27 sind hier beispielsweise Optokoppler oder Übertrager, die vorzugsweise in dem jeweiligen Anschlussmodul 19, 21 untergebracht sind. 1 Netzteil
3 Gleichspannungsgenerator
5 digitale Einheit
7 Einheit
9 Einheit
1 1 Zerhacker
13 Level-Shifter
15 eingangsseitige Entstörungsschaltung
17 ausgangsseitige Entstörungsschaltung
19 Anschlussmodul
21 Anschlussmodul
23 Transformator
25 Gleichrichter
27 galvanische Trennung
29 Datenleitung
31 Datenleitung

Claims

Patentansprüche
1 . Messumformer mit
- einem Netzteil (1 ),
-- das einen Gleichspannungsgenerator (3) aufweist, der dazu dient eine stabile Gleichspannung (UDc) zu erzeugen;
- einem an den Gleichspannungsgenerator (3) angeschlossenen
Zerhacker (1 1 ),
-- der aus der stabilen Gleichspannung (UDc) eine rechteckförmige
Wechselspannung (UAc) erzeugt,
- einer digitalen Einheit (5), die zur Ansteuerung des Zerhackers (1 1 ) dient, und
- zwei oder mehr parallel zueinander an den Zerhacker (1 1 )
angeschlossenen Anschlussmodulen (19, 21 ),
-- die jeweils einen Transformator (23) aufweisen, der die rechteckförmige Wechselspannung (UAc) transformiert,
-- die jeweils einen dem jeweiligen Transformator (23) nachgeschalteten Gleichrichter (25) aufweisen, der aus der transformierten rechteckformigen Wechselspannung eine Gleichspannung (UDci, UDC2) erzeugt, und
-- an die jeweils eine Einheit (7, 9) anschließbar ist,
- die über das jeweilige Anschlussmodul (19, 21 ) galvanisch getrennt von allen anderen Komponenten des Messumformers
mit der Gleichspannung (UDci, UDC2) versorgt wird.
2. Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem
die Einheiten (7, 9) Sensoren, Stromausgänge des Messumformers, und/oder Kommunikationseinheiten zur Anbindung des Messumformers an eine übergeordnete Einheit, sind.
3. Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem
mindestens eine der Einheiten (7, 9) über eine mit einer galvanischen Trennung (27) versehene digitale Datenleitung (29, 31 ) an die digitale Einheit (5) angeschlossen ist.
4. Messumformer nach Anspruch 3, bei dem
die galvanische Trennung (27) jeweils in dem zugehörigen Anschlussmodul (19, 21 ) angeordnet ist, an das die jeweilige Einheit (7, 9) anzuschließen ist.
5. Messumformer nach Anspruch 3, bei dem
die galvanischen Trennung (27) ein Optokoppler oder ein Übertrager ist.
6. Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem
- der Zerhacker (1 1 ) einen p-leitenden gegen die vom Spannungsgenerator
(3) generierte Gleichspannung (UDc) geschalteten Feldeffekttransistor (p-FET) und einen in Serie dazu gegen Masse (GND) geschalteten n-leitenden Feldeffekttransistor (n-FET) aufweist,
- die beiden Feldeffekttransistoren (p-FET, n-FET) über deren
Steuereingängen (Gp, Gn) zugeführte vorgegebenen Taktraten (Takt-,,
Takt2) folgenden Steuerspannungen derart angesteuert sind, dass mit einer durch die Taktraten (Takt!, Takt2) vorgegebenen Frequenz (f) abwechselnd jeweils einer der beiden Feldeffekttransistoren (p-FET bzw. n-FET) leitend geschaltet wird, während der andere Feldeffekttransistor (n-FET bzw. p- FET) sperrt, und
- eine rechteckförmige Wechselspannung über einen zwischen den beiden Feldeffektransistoren (p-FET, n-FET) angeordneten Abgriff (P2)
abnehmbar
ist.
7. Messumformer nach Anspruch 6, bei dem
- die digitale Einheit (5) eine erste und eine zweite jeweils rechteckförmige mit einer vorgegebenen Taktrate (Takt-,, Takt2) variierende Steuerspannung (Usti, Ust2) erzeugt,
- die beiden Steuerspannungen (Usti, Ust2) gegeneinander um eine halbe
Periodendauer zeitlich versetzt sind,
- der Zerhacker (1 1 ) einen Level-Shifter (13) aufweist, der anhand der ersten Steuerspannung (Usti) eine synchron zur ersten Steuerspannung (Usti) variierende rechteckförmige Steuerspannung mit höheren
Spannungspegeln erzeugt, die am Steuereingang (Gp) des p-leitenden Feldeffekttransistors (p-FET) anliegt und über die der p-leitende
Feldeffekttransistor (p-FET) gesteuert wird, und
- die zweite Steuerspannung (Ust2) am Steuereingang (Gn) des n-leitenden
Feldeffekttransistors (n-FET) anliegt und der n-leitende Feldeffekttransistor (n-FET) über diese zweite Steuerspannung (Ust2) gesteuert wird.
8. Messumformer nach Anspruch 6, bei dem
zwischen den einzelnen Schaltvorgängen der Feldeffektransistoren (p-FET, n-FET) eine Totzeit (At) vorgesehen ist, während der beide
Feldeffektransistoren (p-FET, n-FET) geschlossen sind.
9. Messumformer nach Anspruch 8, bei dem
- der Zerhacker (1 1 ) zwei in Serie geschaltete in Sperrrichtung betriebene
Dioden (Z1 , Z2) aufweist, die parallel zu den beiden Feldeffekttransistoren (p-FET, n-FET) angeordnet und diesen nachgeschaltet sind,
- der Abgriff (P2) zwischen den beiden Feldeffekttransistoren (p-FET, n-FET) mit einem zwischen den beiden Dioden (Z1 , Z2) angeordneten Abgriff (P3) verbunden ist, und
- eine rechteckförmige Wechselspannung über den zwischen den beiden Dioden (Z1 , Z2) angeordneten Abgriff (P3) abnehmbar ist.
Messumformer nach Anspruch 6, bei dem
der Zerhacker (1 1 ) eingangsseitig und/oder ausgangsseitig eine
Entstörungsschaltung (15, 17) aufweist, die hochfrequente durch
Schaltvorgänge der Feldeffektransistoren (p-FET, n-FET, n-FETLs)
Zerhacker (1 1 ) verursachte Stromanteile, insb. Stromanteile mit
Frequenzen im Megaherzbereich, wegdämpft.
Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem der Zerhacker (1 1 ) ausgangsseitig eine Gleichspannungsentkopplung aufweist, die einen in der im Zerhacker (1 1 ) generierten Wechselspannung enthaltenen
Gleichspannungsanteil eliminiert. 12. Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem die vom Zerhacker (1 1 )
erzeugte Wechselspannung (UAc) eine Frequenz (f) von weniger als 100 kHz, insb. weniger als 50 kHz aufweist.
13. Messumformer nach Anspruch 1 , bei dem
der Gleichrichter (25) ein Brückengleichrichter mit einem nachgeschalteten Glättungskondensator (CG) ist.
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