WO2011036978A1 - フィルタ - Google Patents
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Definitions
- the present disclosure relates to a filter.
- the attenuation amount of the stop band obtained by the above method is ultimately limited by the capacity of the resonator constituting the filter, and is disclosed in Patent Document 1 in order to realize further high attenuation and high isolation.
- Patent Document 1 it is necessary to increase the capacity of the parallel resonator or increase the number of ladder stages relative to the capacity of the series resonator.
- the insertion loss of the filter becomes large.
- the filter disclosed in the present application includes a filter unit that extracts a signal in an arbitrary frequency band, a resonator that is connected to the filter unit and has an anti-resonance frequency higher than a pass band of the filter unit, and is connected in parallel to the resonator.
- the phase converter is electrically inductive in a frequency band outside the pass band of the filter unit, and the input signal has a phase that is 180 degrees different from the phase of the resonator. It is to convert to.
- Ladder filter circuit diagram A to C are characteristic diagrams showing the pass characteristics of the ladder filter.
- a to C are characteristic diagrams showing the pass characteristics of the ladder filter.
- Circuit diagram of filter according to embodiment Characteristic diagram showing pass characteristics of filter and resonator according to the embodiment Circuit diagram showing the equivalent circuit of a resonator Smith chart showing reflection characteristics of resonator Circuit diagram of filter according to embodiment 1 Plan view of piezoelectric thin film resonator Sectional drawing of the ZZ part in FIG. 7A Plan view of acoustic wave resonator Sectional drawing of the ZZ part in FIG. 7C
- FIG. 5 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the first embodiment.
- FIG. 5 is a characteristic diagram showing the characteristics of the current phase and phase difference of the filter according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a characteristic diagram illustrating the characteristics of the current magnitude and phase difference of the filter according to the first embodiment.
- FIG. 5 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the first embodiment.
- Circuit diagram of filter according to embodiment 2 FIG. 6 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the second embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the characteristics of the current phase and phase difference of the filter according to the second embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the current magnitude and phase difference characteristics of the filter according to the second embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the second embodiment.
- Circuit diagram of filter according to embodiment 3 FIG.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the third embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the characteristics of the phase and phase difference of the current of the filter according to the third embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the current magnitude and phase difference characteristics of the filter according to the third embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the third embodiment.
- FIG. 6 is a characteristic diagram showing the pass characteristic of the filter according to the fourth embodiment.
- Smith chart showing reflection characteristics of filter according to example 4 Circuit diagram of duplexer according to embodiment 5
- FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a filter according to a sixth embodiment.
- FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a filter according to a sixth embodiment.
- FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a filter according to a sixth embodiment.
- FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a filter according to a sixth embodiment.
- FIG. 7 is a plan view and a cross-sectional view showing a specific configuration of a filter according to Example 7.
- FIG. 7 is a plan view and a cross-sectional view showing a specific configuration of a filter according to Example 7.
- FIG. 7 is a plan view and a cross-sectional view showing a specific configuration of a filter according to Example 7.
- FIG. 7 is a plan view and a cross-sectional view showing a specific configuration of a filter according to Example 7.
- the top view and sectional view showing the concrete composition of the filter concerning an embodiment The top view and sectional view showing the concrete composition of the filter concerning an embodiment
- the top view and sectional view showing the concrete composition of the filter concerning an embodiment The top view and sectional view showing the concrete composition of the filter concerning an embodiment
- FIG. 8 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a duplexer according to an eighth embodiment.
- FIG. 8 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a duplexer according to an eighth embodiment.
- FIG. 8 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a duplexer according to an eighth embodiment.
- FIG. 8 is a plan view and a cross-sectional view illustrating a specific configuration of a duplexer according to an eighth embodiment.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of a ladder type filter.
- the ladder filter includes one or more series resonators S1 to S4 having substantially the same resonance frequency, and one or more parallel resonators having resonance frequencies lower than those of the series resonators S1 to S4, each having substantially the same resonance frequency.
- Resonators P1 to P3 are provided.
- the series resonators S1 to S4 have frequency-damping characteristics shown in FIG. 2A.
- the parallel resonators P1 to P3 have frequency-attenuation characteristics shown in FIG. 2B. 2C can be obtained by connecting the series resonators S1 to S4 having the characteristics shown in FIG. 2A and the parallel resonators P1 to P3 having the characteristics shown in FIG. 2B in a ladder form.
- FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the ladder filter when an inductor is connected to the parallel arm in the ladder filter shown in FIG. By connecting the inductor, the attenuation outside the passband is increased as shown in FIG. 3C.
- FIG. 3A shows the frequency-attenuation characteristics of a series resonator in a ladder filter in which an inductor is connected to a parallel arm.
- FIG. 3B shows the frequency-attenuation characteristics of a parallel resonator in a ladder filter in which an inductor is connected to a parallel arm.
- the absolute value of the attenuation is determined by the number of resonator stages and the capacitance ratio between the series resonator and the parallel resonator as described above, and this is in a trade-off relationship with the insertion loss and maintains the insertion loss. However, it is difficult to obtain further attenuation.
- FIG. 4A is a block diagram of a filter according to the present embodiment.
- the filter shown in FIG. 4A includes a resonator 1, a phase converter 2, and a filter unit 3.
- the resonator 1 can be realized by a piezoelectric thin film resonator or an elastic wave resonator.
- the phase converter 2 is connected in parallel to the resonator 1 and forms a detour.
- the filter unit 3 is the ladder type filter described above. That is, the filter of the present embodiment is one in which the resonator 1 and the phase converter 2 are connected to the previous stage of the ladder type filter.
- the resonator 1 and the phase converter 2 may be connected not only to the front stage of the filter unit 3 but also to the rear stage or the middle stage.
- a signal input to the input terminal 4 is branched into a path A passing through the resonator 1 and a path B passing through the phase converter 2.
- the phase converter 2 delays or advances the phase of an arbitrary frequency band in the input signal by 180 degrees and outputs it. Therefore, the signal input to the filter unit 3 is a signal obtained by adding the output signal of the resonator 1 and the signal shifted by 180 degrees. Since the signal of the path B is shifted by 180 degrees, the signal in the arbitrary frequency band is canceled.
- the resonator 1 is set so that the antiresonance frequency is higher than the passband of the filter unit 3 to be connected as shown in FIG. 4B. By doing so, it is possible to avoid the resonator 1 from attenuating the pass band of the filter unit 3.
- FIG. 5A is an equivalent circuit diagram of a piezoelectric thin film resonator or an acoustic wave resonator.
- FIG. 5B is a Smith chart showing the reflection characteristics of the resonator shown in FIG. 5A. As shown in FIG. 5B, the piezoelectric thin film resonator or the acoustic wave resonator becomes inductive from the resonance point to the antiresonance point, and it is desired to obtain good attenuation and isolation for the other region, that is, the connected filter. It becomes capacitive in the region.
- a signal passing through the path A and a signal passing through the path B are included in the path B by including an inductor that electrically advances the phase by 90 °.
- the phase difference is 180 °.
- the filter in which the path B is connected in parallel to the resonator 1 is disclosed.
- the path B is connected between the input and output of the filter unit 3 or at an arbitrary position between the input and output of the filter unit 3
- the circuit sandwiched between the paths B is capacitive, a canceling effect can be obtained similarly.
- FIG. 6 shows Example 1 of the filter according to the present embodiment.
- a resonator 1 and a phase converter 2 connected in parallel to the resonator 1 are connected to the front stage of the filter unit 3.
- the phase converter 2 is realized by the inductor L1 in this embodiment.
- the resonator 1 can be realized by a piezoelectric thin film resonator (FBAR) shown in FIGS. 7A and 7B, an elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D, or another resonator.
- 7A is a plan view of the piezoelectric thin film resonator
- FIG. 7B is a cross-sectional view of the ZZ portion in FIG. 7A.
- the piezoelectric thin film resonator includes a substrate 101, an upper electrode 102, a lower electrode 103, and a piezoelectric film 104.
- a gap 105 is formed below the lower electrode 103.
- 7C is a plan view of the acoustic wave resonator, and FIG.
- FIG. 7D is a cross-sectional view of a ZZ portion in FIG. 7C.
- the elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D includes a substrate 201, an input terminal 202, an output terminal 203, a comb electrode 204, and a reflector 205.
- the filter unit 3 can be realized by a ladder filter shown in FIG. 8A, a double mode filter shown in FIG. 8B, or another filter.
- the ladder type filter shown in FIG. 8A includes an input terminal 302, an output terminal 303, series resonators S11 to S14, and parallel resonators P11 to P13 on a substrate 301.
- the double mode filter illustrated in FIG. 8B includes input terminals 402 and 403, an output terminal 404, and resonators RES1 and RES2 on a substrate 401.
- FIG. 9A shows the frequency-attenuation characteristics of route A, route B, and the entire route.
- FIG. 9B shows the characteristics of the current phase and the phase difference in the path A and the path B.
- FIG. 9C shows the current magnitude and phase difference characteristics in path A and path B.
- the phase converter 2 used to obtain the characteristics shown in FIGS. 9A to 9C is a 4.7 nH inductor L1.
- the filter filter unit 3 shown in FIG. 6
- the filter 1 is a SAW resonator and has an anti-resonance frequency of about 2.23 GHz.
- Attenuation poles are formed in the 1.92 to 1.98 GHz band in the pass characteristics of the entire path including the path B, compared to the pass characteristics of the path A showing the characteristics of the resonator 1 alone.
- the phase difference between the currents flowing through the paths A and B becomes approximately 180 ° as shown in FIGS. 9B and 9C, and the 1.92 to 1.98 GHz band which is the stop band of the reception filter for W-CDMA_BandI.
- the magnitude of the current is almost equal. As a result, a cancellation effect is produced in the entire path, and suppression can be obtained in a desired frequency band.
- FIG. 10 shows pass characteristics of the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 2 (inductor L1) are connected, and the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 2 are not connected.
- the suppression degree in the band of about 1.92 to 1.98 GHz which is the stopband of the W-CDMA_BandI reception filter, is obtained by connecting the resonator 1 and the phase converter 2 to the filter unit 3.
- the value of the inductor used for the phase converter 2 is changed, for example, suppression in an arbitrary frequency band other than the transmission band can be obtained.
- FIG. 11 is a circuit diagram of a filter according to the second embodiment.
- the resonator 1 and the phase converter 12 connected in parallel thereto are connected to the front stage of the filter unit 3.
- the phase converter 12 includes an inductor L2 and a capacitor C2 connected in series.
- the resonator 1 can be realized by a piezoelectric thin film resonator (FBAR) shown in FIGS. 7A and 7B, an elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D, or another resonator.
- FBAR piezoelectric thin film resonator
- FIG. 12A shows pass characteristics of the filter in the second embodiment (filter shown in FIG. 11) and the filter in the first embodiment (filter shown in FIG. 6).
- the filter unit 3 assumes a W-CDMA_BandI reception filter (passband 2.11 to 2.17 GHz).
- the resonator 1 is a SAW resonator and has an antiresonance frequency of about 2.23 GHz.
- the inductor L2 included in the phase converter 12 has an inductance of 11 nH, and the capacitor C2 is an element having a capacitance of 1.1 pF.
- the filter according to the second embodiment is more excellent in attenuation in the 2.4 GHz band than the filter according to the first embodiment. As shown in FIG.
- the magnitudes of the currents flowing through the paths A and B are equal in the 1.95 GHz band, and the paths A and B are also flowed in the 2.4 GHz band. This is because the currents are equal in magnitude.
- the magnitudes of the currents flowing through the paths A and B are equal in the 1.95 GHz band, but the magnitudes of the currents flowing through the paths A and B are different in the 2.4 GHz band.
- FIG. 13 shows the pass characteristics of the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 12 (inductor L2 and capacitor C2) are connected, and the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 12 are not connected.
- the filter of the second embodiment has a suppression degree of about ⁇ 70 dB in the band of about 1.92 to 1.98 GHz, which is the stop band of the reception filter for W-CDMA_Band I. This is a significant improvement from the degree of suppression (about -50 dB) of the filter to which the converter 12 is not connected.
- the suppression degree of the wireless LAN compliant with the IEEE 802.11 standard and the 2.4 GHz band which is the frequency band of Bluetooth (registered trademark) is about ⁇ 50 dB, and the resonator 1 and the phase converter 12 are connected. It is improved with respect to the degree of suppression of the non-filter (about ⁇ 40 dB).
- FIG. 14 is a circuit diagram of a filter according to the third embodiment.
- the resonator 1 and the phase converter 22 connected in parallel to the resonator 1 are connected to the preceding stage of the filter unit 3.
- the phase converter 22 includes an inductor L3 connected in series and two capacitors C3 and C4 connected in parallel to the inductor L3.
- the resonator 1 can be realized by a piezoelectric thin film resonator (FBAR) shown in FIGS. 7A and 7B, an elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D, or another resonator.
- FBAR piezoelectric thin film resonator
- FIG. 15A shows pass characteristics of the filter in Example 3 (filter shown in FIG. 14) and the filter in Example 1 (filter shown in FIG. 6).
- the filter unit 3 assumes a W-CDMA_BandI reception filter (passband 2.11 to 2.17 GHz).
- the resonator 1 is a SAW resonator having an antiresonance frequency of about 2.23 GHz.
- the inductor L3 included in the phase converter 22 has an inductance of 4.7 nH, and the capacitors C3 and C4 are elements each having a capacitance of 0.7 pF.
- FIG. 16 shows pass characteristics of the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 22 (inductor L3, capacitors C3 and C4) are connected, and the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 22 are not connected. Show.
- the pass characteristic of the filter of the third embodiment is almost the same as the pass characteristic of the filter of the first embodiment.
- the transmission band impedance of the reception filter is located near infinity ( ⁇ ). This indicates that when the filter of the third embodiment is used for the duplexer, the leakage signal from the transmission filter to the reception filter is reduced.
- the transmission filter can be reduced in loss compared to the case where the filter shown in the first embodiment is applied to the duplexer.
- FIG. 17 shows the reflection characteristics at the input terminal 4 shown in FIG. In FIG.
- FIG. 18A is a circuit diagram of a filter according to the fourth embodiment.
- the resonator 1 and the phase converter 32 connected in parallel thereto are connected to the front stage of the filter unit 3.
- the phase converter 32 includes capacitors C5 and C6 connected in series, an inductor L4, and capacitors C7 and C8 connected in parallel before and after the inductor L4.
- the resonator 1 can be realized by a piezoelectric thin film resonator (FBAR) shown in FIGS. 7A and 7B, an elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D, or another resonator.
- FIG. FBAR piezoelectric thin film resonator
- FIG. 18B shows pass characteristics of the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 32 (inductor L4, capacitors C5 to C8) are connected, and the filter unit 3 to which the resonator 1 and the phase converter 32 are not connected.
- FIG. 18C is a Smith chart showing reflection characteristics of a filter to which the phase converter is connected and a filter to which the phase converter is not connected.
- the characteristic indicated by the broken line is the reflection characteristic of the filter (Example 4) to which the phase converter 32 is connected
- the characteristic indicated by the solid line is the reflection characteristic of the filter to which the phase converter 32 is not connected.
- the reflection characteristic of the filter to which the phase converter 32 is not connected is substantially the same as the reflection characteristic of the filter to which the phase converter 32 is connected. is there. It is possible to reduce the influence on the passband due to the provision of a detour from a filter using another detour configuration.
- the influence on the passband of the other-side filter can be reduced. That is, isolation can be improved.
- FIG. 19 is a circuit diagram of a duplexer according to the fifth embodiment.
- the duplexer shown in FIG. 19 includes a resonator 31, a phase converter 32, an antenna 33, a transmission filter unit 34, a reception filter unit 35, a transmission terminal 36, and a reception terminal 37.
- the resonator 31 can be realized by a piezoelectric thin film resonator (FBAR) shown in FIGS. 7A and 7B, an elastic wave resonator shown in FIGS. 7C and 7D, or another resonator.
- the phase converter 32 has the same configuration as the phase converter 32 according to the fourth embodiment, and includes capacitors C5 and C6 and an inductor L4 connected in series, and capacitors C7 and C8 connected in parallel before and after the inductor L4. ing.
- the reception signal input via the antenna 33 is input to the reception filter unit 35 via the resonator 31 and the phase converter 32.
- the reception filter unit 35 extracts a signal with an arbitrary frequency band from the input reception signal and outputs the signal to the reception terminal 37.
- the transmission filter unit 34 extracts a signal in an arbitrary frequency band and outputs it from the antenna 33.
- FIG. 20A shows pass characteristics of the duplexer according to the fifth embodiment and the duplexer that does not include the resonator 1 and the phase converter 32.
- 20B is an enlarged view of a portion M in FIG. 20A.
- FIG. 20C illustrates the isolation characteristic of the duplexer according to the fifth example.
- the insertion loss is the same for both the transmission filter and the reception filter compared to the duplexer that does not include the resonator 1 and the phase converter 32.
- the degree of suppression and isolation in the transmission band can be improved by about 10 dB.
- FIG. 21A to 21D are diagrams showing specific configurations of the filter according to the present embodiment.
- a plurality of ceramic substrates 41a to 41d are laminated.
- FIG. 21A is a plan view of the ceramic substrate 41d.
- FIG. 21B is a plan view of the ceramic substrate 41b.
- FIG. 21C is a plan view of the ceramic substrate 41a.
- FIG. 21D is a cross-sectional view of the filter.
- the filter according to the sixth embodiment includes a plurality of ceramic substrates 41a to 41d, a filter element 42, and a lid 43.
- the filter element 42 includes signal terminals 42a to 42h, a double mode type resonator 42m, and a resonator 42n.
- the signal terminal 42a is connected to the signal terminal 141a in FIG. 21B.
- the signal terminal 42b is connected to the signal terminal 141b in FIG. 21B.
- the signal terminal 42c is connected to the signal terminal 141c in FIG. 21B.
- the signal terminal 42d is connected to the signal terminal 141d in FIG. 21B.
- the signal terminal 141a is connected to the signal terminal 142b through a signal line pattern.
- the signal terminal 141b is connected to the signal terminal 142c through a signal line pattern.
- the signal terminal 141c is connected to the signal terminal 142d through a signal line pattern.
- the signal terminal 141d is connected to the signal terminal 142a through a signal line pattern.
- the signal terminal 142d is connected to the signal terminal 142e shown in FIG. 21A.
- the signal terminal 142e is connected to the signal terminal 42g through a signal line pattern.
- the signal terminal 142f in FIG. 21A is connected to the pad 143c shown in FIG. 21C via the signal terminal 142h shown in FIG. 21B.
- the signal terminal 142g is connected to the pad 143a shown in FIG. 21C via the signal terminal 142i shown in FIG. 21B.
- the signal terminal 142e is connected to the pad 143b shown in FIG. 21C.
- the signal terminal 142b is connected to the pad 143e shown in FIG. 21C.
- the signal terminal 142c is connected to the pad 143d shown in FIG. 21C. Note that the pads 143g and 143h in FIG. 21C are dummy pads.
- the signal line pattern connecting the signal terminal 141c and the signal terminal 142d in FIG. 21B corresponds to the above-described phase converter 2 connected in parallel to the resonator 42n.
- the resonator 42n corresponds to the resonator 1 described above.
- Example 7 22A to 22D are diagrams showing specific configurations of the filter according to the present embodiment.
- a plurality of ceramic substrates 44a to 44d are laminated.
- FIG. 22A is a plan view of the ceramic substrate 44d.
- FIG. 22B is a plan view of the ceramic substrate 44b.
- FIG. 22C is a plan view of the ceramic substrate 44a.
- FIG. 22D is a cross-sectional view of the filter.
- the filter according to the seventh embodiment includes a plurality of ceramic substrates 44a to 44d, a filter element 45, and a lid 46.
- the filter element 45 includes signal terminals 45a to 45h, a double-mode resonator 45m, and a resonator 45n.
- the signal terminal 45a is connected to the signal terminal 144a in FIG. 22B.
- the signal terminal 45b is connected to the signal terminal 144b in FIG. 22B.
- the signal terminal 45c is connected to the signal terminal 144c in FIG. 22B.
- the signal terminal 45d is connected to the signal terminal 144d in FIG. 22B.
- the signal terminal 144a is connected to the signal terminal 145b through a signal line pattern.
- the signal terminal 144b is connected to the signal terminal 145c through a signal line pattern.
- the signal terminal 144c is connected to the signal terminal 145j through a signal line pattern.
- the signal terminal 144d is connected to the signal terminal 145a through a signal line pattern.
- the signal terminal 145e in FIG. 22A is connected to the signal terminal 45g through a signal line pattern.
- the signal terminal 145f in FIG. 22A is connected to the pad 146c shown in FIG. 22C via the signal terminal 145h shown in FIG. 22B.
- the signal terminal 145g is connected to the pad 146a shown in FIG. 22C via the signal terminal 145i shown in FIG. 22B.
- the signal terminal 145e is connected to the pad 146b shown in FIG. 22C via the signal terminal 145d shown in FIG. 22B.
- the signal terminal 145b is connected to the pad 146e shown in FIG. 22C.
- the signal terminal 145c is connected to the pad 146d shown in FIG. 22C.
- the signal terminal 145j is connected to the pad 146h shown in FIG. 22C. Note that the pad 146g in FIG. 22C is a dummy pad.
- the filter of the seventh embodiment includes a resonator 45n corresponding to the above-described resonator 1 in the filter element 45. Further, the configuration corresponding to the above-described phase converter 2 or the like is not provided in the filter element 45, and a pad 146h is connected to a phase converter (not shown) such as an inductor provided outside the filter element 45. Connected through.
- the inductor can be realized by a chip inductor 48 mounted on a substrate 47 on which the filter element 45 is mounted, as shown in FIG. 23A.
- the chip inductor 48 is connected in parallel to the resonator 45 n in the filter 45.
- the inductor can be realized by a lumped constant inductor 49 as shown in FIG. 23B.
- the lumped constant inductor 49 is connected in parallel to the resonator 45 n in the filter element 45.
- the inductor 49 corresponds to the inductor L1 in FIG. Thereby, the filter provided with the phase converter 2 shown in FIG. 6 is realizable.
- the lumped constant inductor 49 may be provided in the substrate 47.
- the chip inductor 50 and the chip capacitor 51 connected in series can be connected to the filter element 45.
- the chip inductor 50 and the chip capacitor 51 are connected in parallel to the resonator 45 n in the filter element 45.
- the chip inductor 50 corresponds to the inductor L2 in FIG. 11, and the chip capacitor 51 corresponds to the capacitor C2 in FIG.
- the filter provided with the phase converter 12 shown in FIG. 11 is realizable.
- a chip inductor 52 can be connected in parallel to the resonator 45n in the filter element 45, and a chip capacitor 53 can be connected in parallel to the chip inductor 52.
- the chip inductor 54 is connected in parallel to the resonator 45n in the filter element 45, and the chip capacitors 55 and 56 are connected in parallel to the chip inductor 54. It can.
- the chip inductor 54 corresponds to the inductor L3 in FIG. 14, the chip capacitor 55 corresponds to the capacitor C3 in FIG. 14, and the chip capacitor 56 corresponds to the capacitor C4 in FIG. Thereby, the filter provided with the phase converter 22 shown in FIG. 14 is realizable.
- FIG. 24A to 24D show the configuration of the duplexer according to the eighth embodiment.
- the duplexer according to the eighth embodiment includes a reception filter and a transmission filter on a plurality of laminated ceramic substrates.
- FIG. 24A is a plan view of the ceramic substrate 501d.
- FIG. 24B is a plan view of the ceramic substrate 501b.
- FIG. 24C is a plan view of the ceramic substrate 501a.
- FIG. 24D is a cross-sectional view of the duplexer.
- the duplexer according to the eighth embodiment is obtained by mounting the reception filter element 502 and the transmission filter element 503 on the ceramic substrate 501b out of the laminated ceramic substrates 501, and sealing them with a lid body 504. It is.
- the reception filter 502 is a double mode filter. Since the detailed configuration of the double mode filter has been described above, the description thereof is omitted here.
- the reception filter 502 has a filter structure according to the present embodiment, and includes a double mode type resonator 502a and a resonator 502b connected in series to the resonator 502a.
- the ceramic substrate 501b includes a signal pattern 505 connected in parallel to the resonator 502b (see FIG. 24A).
- the signal pattern 505 functions as an inductor for the phase converter 2 and the like in the present embodiment.
- FIG. 25 shows an example of a communication module provided with a filter or duplexer according to the present embodiment.
- the duplexer 62 includes a reception filter 62a and a transmission filter 62b.
- the reception filter 62a is connected to reception terminals 63a and 63b corresponding to, for example, balanced output.
- the transmission filter 62b is connected to the transmission terminal 65 via the power amplifier 64.
- the reception filter 62a includes the filter according to the present embodiment.
- the reception filter 62a When performing a reception operation, the reception filter 62a passes only a signal in a predetermined frequency band among reception signals input via the antenna terminal 61, and outputs the signal from the reception terminals 63a and 63b to the outside. Further, when performing a transmission operation, the transmission filter 62b passes only a signal in a predetermined frequency band among transmission signals input from the transmission terminal 65 and amplified by the power amplifier 64, and outputs the signal from the antenna terminal 61 to the outside. To do.
- the configuration of the communication module shown in FIG. 25 is merely an example, and the same effect can be obtained even if the filter according to the present embodiment is mounted on another type of communication module.
- FIG. 26 shows an RF block of a mobile phone terminal as an example of a communication device including a filter, a duplexer, or the above-described communication module according to this embodiment.
- the communication apparatus shown in FIG. 26 shows a configuration of a mobile phone terminal that supports a GSM (Global System for Mobile Communications) communication system and a W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) communication system.
- GSM Global System for Mobile Communications
- W-CDMA Wideband Code Division Multiple Access
- the mobile phone terminal includes a microphone, a speaker, a liquid crystal display, and the like, but they are not shown in the description of the present embodiment because they are not necessary.
- the reception filters 73a and 77 to 80 include the filters according to the present embodiment.
- the received signal input through the antenna 71 selects an LSI to be operated by the antenna switch circuit 72 depending on whether the communication method is W-CDMA or GSM.
- the input received signal is compatible with the W-CDMA communication system, switching is performed so that the received signal is output to the duplexer 73.
- the reception signal input to the duplexer 73 is limited to a predetermined frequency band by the reception filter 73 a, and a balanced reception signal is output to the LNA 74.
- the LNA 74 amplifies the input received signal and outputs it to the LSI 76.
- the LSI 76 performs a demodulation process on the audio signal based on the input received signal, and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal.
- the LSI 76 when transmitting a signal, the LSI 76 generates a transmission signal.
- the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 75 and input to the transmission filter 73b.
- the transmission filter 73b passes only a signal in a predetermined frequency band among input transmission signals.
- the transmission signal output from the transmission filter 73 b is output from the antenna 71 to the outside via the antenna switch circuit 72.
- the antenna switch circuit 72 selects any one of the reception filters 77 to 80 according to the frequency band and outputs the received signal. To do. A reception signal whose band is limited by any one of the reception filters 77 to 80 is input to the LSI 83.
- the LSI 83 performs a demodulation process on the audio signal based on the input received signal, and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal. On the other hand, when transmitting a signal, the LSI 83 generates a transmission signal.
- the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 81 or 82 and output from the antenna 71 to the outside via the antenna switch circuit 72.
- a filter, a duplexer, a communication module, and a communication device that can achieve high attenuation, high isolation, and low loss can be realized.
- the phase converter 2 is electrically inductive in any desired frequency band outside the pass band of the filter and the duplexer, and has a phase that is approximately 180 ° different from the phase of the resonator 1.
- a low-loss filter and duplexer with improved attenuation characteristics and isolation characteristics in the frequency band can be realized.
- the phase converter 2 includes at least one inductor L1, thereby realizing a low-loss filter and a duplexer with improved attenuation characteristics and isolation characteristics in an arbitrary frequency band by adding a minimum number of elements.
- the phase converter 12 includes at least one inductor L2 and a capacitor C2, and the inductor L2 and the capacitor C2 are connected in series with each other, so that two locations on the high frequency side and the low frequency side of the pass band of the filter unit 3 are provided.
- a low-loss filter and duplexer in which the attenuation characteristics and isolation characteristics are controlled to some extent.
- the phase converter includes at least one inductor and a capacitor, the inductor L3 is connected in parallel to the resonator 1, and the capacitor is connected in parallel to the inductor, so that when the filter is used as a duplexer, Can be placed in a higher state.
- the phase converter 22 includes at least one inductor L3 and two capacitors C3 and C4.
- the inductor L3 is connected in parallel to the resonator 1, and the capacitors C3 and C4 are connected to the input side and the output side of the inductor L3.
- the impedance of the other band can be positioned higher.
- the inductors L1 to L3 are formed of a conductor line of a ceramic substrate or a printed circuit board, a small filter or a duplexer can be realized.
- the inductors L1 to L3 are formed of chip inductors or lumped constant coils, a high suppression band-stop characteristic can be realized because the inductor has a high Q value.
- a duplexer having a reception filter and a transmission filter The reception filter is A filter unit for extracting a signal in an arbitrary frequency band; A resonator connected to the filter unit and having an anti-resonance frequency higher than a pass band of the filter unit; A phase converter connected in parallel to the resonator, The phase converter is a duplexer that is electrically inductive in a frequency band outside the pass band of the filter unit, and converts an input signal to a phase that is 180 degrees different from the phase of the resonator.
- a filter unit for extracting a signal in an arbitrary frequency band A resonator connected to the filter unit and having an anti-resonance frequency higher than a pass band of the filter unit;
- a phase converter connected in parallel to the resonator, The phase converter is a communication module that is electrically inductive in a frequency band outside the pass band of the filter unit, and converts an input signal to a phase that is 180 degrees different from the phase of the resonator.
- a filter unit for extracting a signal in an arbitrary frequency band A resonator connected to the filter unit and having an anti-resonance frequency higher than a pass band of the filter unit;
- a phase converter connected in parallel to the resonator, The phase converter is an inductive device that is electrically inductive in a frequency band outside the pass band of the filter unit, and converts an input signal to a phase that is 180 degrees different from the phase of the resonator.
- the present disclosure is useful for filters, duplexers, communication modules, and communication devices.
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Abstract
高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化を可能とする。任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部3と、フィルタ部3に接続され、フィルタ部3の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器1と、共振器1に並列接続されている位相変換器2とを備え、位相変換器2は、フィルタ部3の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を共振器1の位相と180度異なる位相に変換する。
Description
本願の開示は、フィルタに関する。
近年、高周波通信用のシステムは高速・大容量の通信を行うことができるW-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)やOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)と言った変復調方式に移行しつつある。これらの方式では、従来のTDMA(Time Division Multiple Access)やFDM(Frequency-division multiplexing)などの方式よりピーク電力が大きく、送信信号の受信帯域や他の周波数帯域への漏れによる信号の干渉あるいは雑音の増加が懸念される。このため、これらシステムに用いられるフィルタやデュープレクサにおいては、高減衰、高アイソレーションな特性を実現する必要性が出てきている。
従来、フィルタあるいはデュープレクサにおいて、阻止帯域で高減衰、高アイソレーションを得る手法としては、例えば複数の共振器を梯子形に接続したラダー型フィルタの場合、特許文献1に開示されているように、並列腕の共振器にインダクタを直列に接続することが知られている。
しかしながら、上記手法において得られる阻止帯域の減衰量は、結局のところフィルタを構成する共振器の容量によって制限され、さらなる高減衰及び高アイソレーションを実現するためには、特許文献1にも開示されているように、直列共振器の容量に対して並列共振器の容量を大きくするか、ラダー段数を増加させる必要がある。しかし、このとき同時にフィルタの挿入損失が大きくなるという課題がある。
本願に開示するフィルタは、任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換するものである。
本願に開示によれば、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失を実現することができる。
(実施の形態)
〔1.フィルタの構成〕
図1は、ラダー型フィルタの基本構成を示す回路図である。ラダー型フィルタは、ほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の直列共振器S1~S4と、直列共振器S1~S4より低い共振周波数を有しそれぞれほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の並列共振器P1~P3とを備えている。直列共振器S1~S4は、図2Aに示す周波数-減衰特性を有する。並列共振器P1~P3は、図2Bに示す周波数-減衰特性を有する。図2Aに示す特性を有する直列共振器S1~S4と図2Bに示す特性を有する並列共振器P1~P3をラダー型に接続することで、図2Cに示すフィルタ特性を得ることができる。
〔1.フィルタの構成〕
図1は、ラダー型フィルタの基本構成を示す回路図である。ラダー型フィルタは、ほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の直列共振器S1~S4と、直列共振器S1~S4より低い共振周波数を有しそれぞれほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の並列共振器P1~P3とを備えている。直列共振器S1~S4は、図2Aに示す周波数-減衰特性を有する。並列共振器P1~P3は、図2Bに示す周波数-減衰特性を有する。図2Aに示す特性を有する直列共振器S1~S4と図2Bに示す特性を有する並列共振器P1~P3をラダー型に接続することで、図2Cに示すフィルタ特性を得ることができる。
図3は、図1に示すラダー型フィルタにおける並列腕にインダクタを接続した場合のラダー型フィルタの特性を示す図である。インダクタを接続することで、図3Cに示すように通過帯域外の減衰量が高くなる。なお、図3Aは、並列腕にインダクタを接続したラダー型フィルタにおける、直列共振器の周波数-減衰特性である。図3Bは、並列腕にインダクタを接続したラダー型フィルタにおける、並列共振器の周波数-減衰特性である。しかし、減衰量の絶対値は、前述したように共振器の段数と、直列共振器と並列共振器との容量比とで決まり、これは挿入損失とトレードオフの関係にあり、挿入損失を維持したまま更なる減衰を得ることは難しい。
図4Aは、本実施の形態にかかわるフィルタのブロック図である。図4Aに示すフィルタは、共振器1、位相変換器2、フィルタ部3を備えている。共振器1は、圧電薄膜共振器または弾性波共振器で実現することができる。位相変換器2は、共振器1に並列接続され、迂回路を形成している。フィルタ部3は、前述したラダー型フィルタである。すなわち、本実施の形態のフィルタは、ラダー型フィルタの前段に共振器1及び位相変換器2を接続したものである。なお、共振器1及び位相変換器2は、フィルタ部3の前段に限らず、後段あるいは中段に接続してもよい。このようなフィルタ構成とすることで、入力端子4に入力される信号は、共振器1を通る経路Aと、位相変換器2を通る経路Bに分岐される。位相変換器2は、入力される信号における任意の周波数帯域の位相を、180度遅らせるか進ませて出力する。したがって、フィルタ部3に入力される信号は、共振器1の出力信号と、180度移相された信号とが加算された信号となる。経路Bの信号は180度移相されているため、前記任意の周波数帯域の信号がキャンセルされている。
ただし、図4Aに示すフィルタを成立させるためには、いくつかの要件が存在する。
第一に、共振器1は、図4Bに示すように***振周波数が、接続するフィルタ部3の通過帯域より高くなるよう定めることが好ましい。こうすることで共振器1が、フィルタ部3の通過帯域を減衰してしまうことを避けることができる。
第二に、180°の位相反転を起こして信号をキャンセルさせるために、経路Bには少なくとも一つの直列接続のインダクタを含めることが好ましい。図5Aは、圧電薄膜共振器または弾性波共振器の等価回路図である。図5Bは、図5Aに示す共振器の反射特性を示すスミスチャートである。図5Bに示すように、圧電薄膜共振器または弾性波共振器は、共振点から***振点にかけては誘導性となり、それ以外の領域、つまり接続するフィルタにとって良好な減衰量及びアイソレーションを得たい領域では容量性となる。経路Aにおける共振器に含まれる容量は、電気的に位相を90°遅らせるため、経路Bに電気的に位相を90°進ませるインダクタを含めることで、経路Aを通る信号と経路Bを通る信号の位相差が180°となる。
なお、上記では経路Bを共振器1に並列接続するフィルタを開示したが、例えば、経路Bをフィルタ部3の入出力間、あるいはフィルタ部3の入出力間の途中の任意の箇所に接続しても、経路Bに挟まれた回路が容量性にあるならば、同様にキャンセル効果を得ることができる。
以下、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。
(実施例1)
図6は、本実施の形態にかかるフィルタの実施例1を示す。図6に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続されている位相変換器2とを接続している。位相変換器2は、本実施例ではインダクタL1で実現している。
図6は、本実施の形態にかかるフィルタの実施例1を示す。図6に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続されている位相変換器2とを接続している。位相変換器2は、本実施例ではインダクタL1で実現している。
共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR:Film Bulk Acoustic Resonator)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。なお、図7Aは圧電薄膜共振器の平面図であり、図7Bは図7AにおけるZ-Z部の断面図である。図7A及び図7Bにおいて、圧電薄膜共振器は、基板101と、上部電極102、下部電極103、圧電膜104を備えている。下部電極103の下方には、空隙105が形成されている。また、図7Cは弾性波共振器の平面図であり、図7Dは図7CにおけるZ-Z部の断面図である。図7C及び図7Dに示す弾性波共振器は、基板201、入力端子202、出力端子203、櫛形電極204、反射器205を備えている。
また、フィルタ部3は、図8Aに示すラダー型フィルタ、図8Bに示すダブルモード型フィルタ、または他のフィルタで実現することができる。図8Aに示すラダー型フィルタは、基板301上に、入力端子302、出力端子303、直列共振器S11~S14、並列共振器P11~P13を備えている。図8Bに示すダブルモード型フィルタは、基板401上に、入力端子402及び403、出力端子404、共振器RES1及びRES2を備えている。
次に、位相変換器2の特性について説明する。
図9Aは、経路A、経路B、経路全体の周波数-減衰量の特性を示す。図9Bは、経路A及び経路Bにおける電流の位相及び位相差の特性を示す。図9Cは、経路A及び経路Bにおける電流の大きさ及び位相差の特性を示す。図9A~図9Cに示す特性を得るために用いた位相変換器2は、4.7nHのインダクタL1である。この時、共振器1及び位相変換器2の後段に接続するフィルタ(図6に示すフィルタ部3)をW-CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11~2.17GHz)と想定し、共振器1はSAW共振器で***振周波数を約2.23GHzとした。図9Aから分かるとおり、共振器1のみの特性を示す経路Aの通過特性に比べ、経路Bを含む経路全体の通過特性では、1.92~1.98GHz帯に減衰極が形成される。このとき、経路A及びBを流れる電流の位相差は、図9B及び図9Cに示すようにほぼ180°になり、W-CDMA_BandI用の受信フィルタの阻止帯域である1.92~1.98GHz帯で電流の大きさはほぼ等しくなっている。このことにより、経路全体でキャンセル効果を生み、所望の周波数帯で抑圧が得られる。
図10は、共振器1及び位相変換器2(インダクタL1)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器2が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図10に示す通り、W-CDMA_BandI用受信フィルタの阻止帯域である約1.92~1.98GHz帯での抑圧度は、フィルタ部3に共振器1及び位相変換器2を接続することにより、約-50dBから約-70dBへと大きく改善する。なお、位相変換器2に用いるインダクタの値を変更すれば、例えば、送信帯域以外の任意の周波数帯での抑圧を得ることができる。
(実施例2)
図11は、実施例2にかかるフィルタの回路図である。図11に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続された位相変換器12とが接続されている。位相変換器12は、直列接続されたインダクタL2およびキャパシタC2を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図11は、実施例2にかかるフィルタの回路図である。図11に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続された位相変換器12とが接続されている。位相変換器12は、直列接続されたインダクタL2およびキャパシタC2を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図12Aは、実施例2におけるフィルタ(図11に示すフィルタ)と実施例1のフィルタ(図6に示すフィルタ)の通過特性を示す。このとき、フィルタ部3は、W-CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11~2.17GHz)を想定している。共振器1は、SAW共振器で、***振周波数を約2.23GHzとした。また、位相変換器12に含まれるインダクタL2は11nHのインダクタンスを持ち、キャパシタC2は1.1pFの容量を持つ素子とした。図12Aから分かるとおり、実施例2にかかるフィルタでは実施例1のフィルタに比べ、2.4GHz帯の減衰が優れている。これは、図12Cに示すように、実施例2のフィルタは、1.95GHz帯で経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているとともに、2.4GHz帯でも経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているからである。実施例1のフィルタは、1.95GHz帯で経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているが、2.4GHz帯では経路A及びBを流れる電流の大きさは異なっている。
図13は、共振器1及び位相変換器12(インダクタL2、キャパシタC2)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図13に示すように、実施例2のフィルタは、W-CDMA_BandI用受信フィルタの阻止帯域である約1.92~1.98GHz帯での抑圧度は約-70dBであり、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタの抑圧度(約-50dB)から大きく改善している。また、例えばIEEE802.11規格に準拠したワイヤレスLANや、Bluetooth(登録商標)の周波数帯である2.4GHz帯の抑圧度は、約-50dBであり、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタの抑圧度(約-40dB)に対して向上している。
(実施例3)
図14は、実施例3にかかるフィルタの回路図である。図14に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器22が接続されている。位相変換器22は、直列接続されたインダクタL3と、インダクタL3に並列接続された二つのキャパシタC3及びC4を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図14は、実施例3にかかるフィルタの回路図である。図14に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器22が接続されている。位相変換器22は、直列接続されたインダクタL3と、インダクタL3に並列接続された二つのキャパシタC3及びC4を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図15Aは、実施例3におけるフィルタ(図14に示すフィルタ)と実施例1のフィルタ(図6に示すフィルタ)の通過特性を示す。このとき、フィルタ部3は、W-CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11~2.17GHz)を想定している。共振器1は、***振周波数が約2.23GHzのSAW共振器とした。位相変換器22に含まれるインダクタL3は4.7nHのインダクタンスを持ち、キャパシタC3及びC4はそれぞれ0.7pFの容量を持つ素子とした。図16は、共振器1及び位相変換器22(インダクタL3、キャパシタC3、C4)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器22が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。
図15A~図15C、および図16から分かるとおり、実施例3のフィルタの通過特性は、実施例1のフィルタの通過特性とほぼ変わらない。しかし、図17のスミスチャートに示すように、実施例1及び2のフィルタに比べ、これを受信フィルタの送信帯域インピーダンスが無限大(∞)に近く位置している。これは、実施例3のフィルタをデュープレクサに用いた場合、送信フィルタから受信フィルタへの漏れ信号が減少することを示している。実施例3のフィルタをデュープレクサに適用した場合、実施例1に示すフィルタをデュープレクサに適用した場合より、送信フィルタを低損失化できる。なお、図17は、図14に示す入力端子4における反射特性である。図17において、P1とP2との間が、実施例3のフィルタにおける送信帯域インピーダンスである。P3とP4との間が、共振器1及び位相変換器22を備えていないフィルタにおける送信帯域インピーダンスである。図17のP2に示すように、実施例3のフィルタにおける送信帯域インピーダンスがより無限大(∞)に近く位置している。
(実施例4)
図18Aは、実施例4にかかるフィルタの回路図である。実施例4にかかるフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器32とが接続されている。位相変換器32は、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4、およびインダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。図18Bは、共振器1及び位相変換器32(インダクタL4、キャパシタC5~C8)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器32が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図18Cは、位相変換器が接続されたフィルタと位相変換器が接続されていないフィルタの反射特性を示すスミスチャートである。図18Cにおいて、破線で示す特性は位相変換器32が接続されたフィルタ(実施例4)の反射特性であり、実線で示す特性は位相変換器32が接続されていないフィルタの反射特性である。
図18Aは、実施例4にかかるフィルタの回路図である。実施例4にかかるフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器32とが接続されている。位相変換器32は、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4、およびインダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。図18Bは、共振器1及び位相変換器32(インダクタL4、キャパシタC5~C8)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器32が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図18Cは、位相変換器が接続されたフィルタと位相変換器が接続されていないフィルタの反射特性を示すスミスチャートである。図18Cにおいて、破線で示す特性は位相変換器32が接続されたフィルタ(実施例4)の反射特性であり、実線で示す特性は位相変換器32が接続されていないフィルタの反射特性である。
実施例4のフィルタによれば、図18Cから分かるように、位相変換器32が接続されていないフィルタの反射特性と、位相変換器32が接続されているフィルタの反射特性とが、ほぼ同一である。他の迂回路構成を用いたフィルタより迂回路を設けたことによる通過帯域への影響を低減できる。
また、デュープレクサに用いた場合、相手側フィルタ(受信フィルタから見た送信フィルタ、送信フィルタから見た受信フィルタ)の通過帯域への影響も低減できる。すなわち、アイソレーションを向上することができる。
(実施例5)
図19は、実施例5にかかるデュープレクサの回路図である。図19に示すデュープレクサは、共振器31、位相変換器32、アンテナ33、送信フィルタ部34、受信フィルタ部35、送信端子36、受信端子37を備えている。共振器31は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。位相変換器32は、実施例4にかかる位相変換器32と同様の構成であり、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4と、インダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。
図19は、実施例5にかかるデュープレクサの回路図である。図19に示すデュープレクサは、共振器31、位相変換器32、アンテナ33、送信フィルタ部34、受信フィルタ部35、送信端子36、受信端子37を備えている。共振器31は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。位相変換器32は、実施例4にかかる位相変換器32と同様の構成であり、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4と、インダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。
アンテナ33を介して入力される受信信号は、共振器31及び位相変換器32を介して受信フィルタ部35へ入力される。受信フィルタ部35は、入力される受信信号から任意の周波通帯域の信号を抽出し、受信端子37に出力する。一方、送信端子36を介して送信フィルタ部34に入力された送信信号は、送信フィルタ部34で任意の周波数帯域の信号を抽出し、アンテナ33から出力する。
図20Aは、実施例5にかかるデュープレクサと、共振器1及び位相変換器32を備えていないデュープレクサの通過特性を示す。図20Bは、図20AにおけるM部の拡大図である。図20Cは、実施例5にかかるデュープレクサのアイソレーション特性を示す。
実施例5にかかるデュープレクサによれば、図20A~図20Cに示すように、共振器1及び位相変換器32を備えていないデュープレクサに比べ、送信フィルタ、受信フィルタともに挿入損失は同等ながら、受信フィルタの送信帯域における抑圧度およびアイソレーションをそれぞれ10dB程度改善できる。
(実施例6)
図21A~図21Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a~41dが積層されている。図21Aは、セラミックス基板41dの平面図である。図21Bは、セラミックス基板41bの平面図である。図21Cは、セラミックス基板41aの平面図である。図21Dは、フィルタの断面図である。図21Dに示すように、実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a~41d、フィルタ素子42、蓋体43を備えている。
図21A~図21Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a~41dが積層されている。図21Aは、セラミックス基板41dの平面図である。図21Bは、セラミックス基板41bの平面図である。図21Cは、セラミックス基板41aの平面図である。図21Dは、フィルタの断面図である。図21Dに示すように、実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a~41d、フィルタ素子42、蓋体43を備えている。
図21Aに示すように、フィルタ素子42は、信号端子42a~42h、ダブルモード型の共振器42m、共振器42nを備えている。信号端子42aは、図21Bにおける信号端子141aに接続されている。信号端子42bは、図21Bにおける信号端子141bに接続されている。信号端子42cは、図21Bにおける信号端子141cに接続されている。信号端子42dは、図21Bにおける信号端子141dに接続されている。図21Bに示すように、信号端子141aは、信号線パターンを介して信号端子142bに接続されている。信号端子141bは、信号線パターンを介して信号端子142cに接続されている。信号端子141cは、信号線パターンを介して信号端子142dに接続されている。信号端子141dは、信号線パターンを介して信号端子142aに接続されている。信号端子142dは、図21Aに示す信号端子142eに接続されている。信号端子142eは、信号線パターンを介して信号端子42gに接続されている。図21Aにおける信号端子142fは、図21Bに示す信号端子142hを介して、図21Cに示すパッド143cに接続されている。信号端子142gは、図21Bに示す信号端子142iを介して、図21Cに示すパッド143aに接続されている。信号端子142eは、図21Cに示すパッド143bに接続されている。図21Bに示す信号端子142aは、図21Cに示すパッド143fに接続されている。信号端子142bは、図21Cに示すパッド143eに接続されている。信号端子142cは、図21Cに示すパッド143dに接続されている。なお、図21Cにおけるパッド143g及び143hは、ダミーパッドである。
したがって、図21Bにおける信号端子141cと信号端子142dとを接続している信号線パターンは、共振器42nに並列接続された前述の位相変換器2等に相当する。また、共振器42nは、前述の共振器1に相当する。
(実施例7)
図22A~図22Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a~44dが積層されている。図22Aは、セラミックス基板44dの平面図である。図22Bは、セラミックス基板44bの平面図である。図22Cは、セラミックス基板44aの平面図である。図22Dは、フィルタの断面図である。図22Dに示すように、実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a~44d、フィルタ素子45、蓋体46を備えている。
図22A~図22Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a~44dが積層されている。図22Aは、セラミックス基板44dの平面図である。図22Bは、セラミックス基板44bの平面図である。図22Cは、セラミックス基板44aの平面図である。図22Dは、フィルタの断面図である。図22Dに示すように、実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a~44d、フィルタ素子45、蓋体46を備えている。
図22Aに示すように、フィルタ素子45は、信号端子45a~45h、ダブルモード型の共振器45m、共振器45nを備えている。信号端子45aは、図22Bにおける信号端子144aに接続されている。信号端子45bは、図22Bにおける信号端子144bに接続されている。信号端子45cは、図22Bにおける信号端子144cに接続されている。信号端子45dは、図22Bにおける信号端子144dに接続されている。図22Bに示すように、信号端子144aは、信号線パターンを介して信号端子145bに接続されている。信号端子144bは、信号線パターンを介して信号端子145cに接続されている。信号端子144cは、信号線パターンを介して信号端子145jに接続されている。信号端子144dは、信号線パターンを介して信号端子145aに接続されている。図22Aにおける信号端子145eは、信号線パターンを介して信号端子45gに接続されている。図22Aにおける信号端子145fは、図22Bに示す信号端子145hを介して、図22Cに示すパッド146cに接続されている。信号端子145gは、図22Bに示す信号端子145iを介して、図22Cに示すパッド146aに接続されている。信号端子145eは、図22Bに示す信号端子145dを介して、図22Cに示すパッド146bに接続されている。図22Bに示す信号端子145aは、図22Cに示すパッド146fに接続されている。信号端子145bは、図22Cに示すパッド146eに接続されている。信号端子145cは、図22Cに示すパッド146dに接続されている。信号端子145jは、図22Cに示すパッド146hに接続されている。なお、図22Cにおけるパッド146gは、ダミーパッドである。
実施例7のフィルタは、フィルタ素子45内に、前述の共振器1に相当する共振器45nを備えている。また、前述の位相変換器2等に相当する構成は、フィルタ素子45内には備えておらず、フィルタ素子45の外部に設けられたインダクタ等の位相変換器(不図示)に、パッド146hを介して接続される。
インダクタは、図23Aに示すように、フィルタ素子45が実装された基板47上に実装されたチップインダクタ48で実現することができる。チップインダクタ48は、フィルタ45内の共振器45nに並列に接続されている。これにより、図6に示す位相変換器2を備えたフィルタを実現することができる。
また、インダクタは、図23Bに示すように、集中定数のインダクタ49で実現することができる。集中定数のインダクタ49は、フィルタ素子45内の共振器45nに並列に接続されている。インダクタ49は、図6におけるインダクタL1に相当する。これにより、図6に示す位相変換器2を備えたフィルタを実現することができる。また、集中定数のインダクタ49は、基板47中に設けることもできる。
また、図23Cに示すように,直列接続されたチップインダクタ50とチップキャパシタ51とを、フィルタ素子45に接続する構成とすることができる。チップインダクタ50とチップキャパシタ51は、フィルタ素子45における共振器45nに並列に接続されている。チップインダクタ50は、図11におけるインダクタL2に相当し、チップキャパシタ51は、図11におけるキャパシタC2に相当する。これにより、図11に示す位相変換器12を備えたフィルタを実現することができる。
また、図23Dに示すように、フィルタ素子45内の共振器45nに対して並列にチップインダクタ52を接続し、チップインダクタ52に対して並列にチップキャパシタ53を接続する構成とすることができる。これにより、位相変換器を備えたフィルタを実現することができる。
また、図23Eに示すように、フィルタ素子45内の共振器45nに対して並列にチップインダクタ54を接続し、チップインダクタ54に対して並列にチップキャパシタ55及び56を接続する構成とすることができる。チップインダクタ54は、図14におけるインダクタL3に相当し、チップキャパシタ55は、図14におけるキャパシタC3に相当し、チップキャパシタ56は、図14におけるキャパシタC4に相当する。これにより、図14に示す位相変換器22を備えたフィルタを実現することができる。
(実施例8)
図24A~図24Dは、実施例8にかかるデュープレクサの構成を示す。実施例8にかかるデュープレクサは、積層された複数のセラミックス基板に、受信フィルタと送信フィルタとを備えている。図24Aは、セラミックス基板501dの平面図である。図24Bは、セラミックス基板501bの平面図である。図24Cは、セラミックス基板501aの平面図である。図24Dは、デュープレクサの断面図である。実施例8のデュープレクサは、図24Dに示すように、積層されたセラミックス基板501のうちセラミックス基板501bの上に受信フィルタ素子502と送信フィルタ素子503とを実装し、蓋体504で封止したものである。
図24A~図24Dは、実施例8にかかるデュープレクサの構成を示す。実施例8にかかるデュープレクサは、積層された複数のセラミックス基板に、受信フィルタと送信フィルタとを備えている。図24Aは、セラミックス基板501dの平面図である。図24Bは、セラミックス基板501bの平面図である。図24Cは、セラミックス基板501aの平面図である。図24Dは、デュープレクサの断面図である。実施例8のデュープレクサは、図24Dに示すように、積層されたセラミックス基板501のうちセラミックス基板501bの上に受信フィルタ素子502と送信フィルタ素子503とを実装し、蓋体504で封止したものである。
図24Aに示すように、受信フィルタ502は、ダブルモード型フィルタである。ダブルモード型フィルタの詳しい構成は、前述したのでここでの説明は省略する。受信フィルタ502は、本実施の形態にかかるフィルタ構造を有しており、ダブルモード型の共振器502aと、共振器502aに直列接続された共振器502bとを備えている。図24Bに示すように、セラミックス基板501bは、共振器502b(図24A参照)に並列に接続された信号パターン505を備えている。信号パターン505は、本実施の形態における位相変換器2等のインダクタとして機能する。
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
〔2.通信モジュールの構成〕
図25は、本実施の形態にかかわるフィルタまたはデュープレクサを備えた通信モジュールの一例を示す。図25に示すように、デュープレクサ62は、受信フィルタ62aと送信フィルタ62bとを備えている。また、受信フィルタ62aには、例えばバランス出力に対応した受信端子63a及び63bが接続されている。また、送信フィルタ62bは、パワーアンプ64を介して送信端子65に接続している。ここで、受信フィルタ62aは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
図25は、本実施の形態にかかわるフィルタまたはデュープレクサを備えた通信モジュールの一例を示す。図25に示すように、デュープレクサ62は、受信フィルタ62aと送信フィルタ62bとを備えている。また、受信フィルタ62aには、例えばバランス出力に対応した受信端子63a及び63bが接続されている。また、送信フィルタ62bは、パワーアンプ64を介して送信端子65に接続している。ここで、受信フィルタ62aは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
受信動作を行う際、受信フィルタ62aは、アンテナ端子61を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子63a及び63bから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ62bは、送信端子65から入力されてパワーアンプ64で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子61から外部へ出力する。
本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能な通信モジュールを実現することができる。
なお、図25に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
〔3.通信装置の構成〕
図26は、本実施の形態にかかわるフィルタ、デュープレクサ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のRFブロックを示す。また、図26に示す通信装置は、GSM(Global System for Mobile Communications)通信方式及びW-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるGSM通信方式は、850MHz帯、950MHz帯、1.8GHz帯、1.9GHz帯に対応している。また、携帯電話端末は、図26に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ73a、77~80は、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
図26は、本実施の形態にかかわるフィルタ、デュープレクサ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のRFブロックを示す。また、図26に示す通信装置は、GSM(Global System for Mobile Communications)通信方式及びW-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるGSM通信方式は、850MHz帯、950MHz帯、1.8GHz帯、1.9GHz帯に対応している。また、携帯電話端末は、図26に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ73a、77~80は、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
まず、アンテナ71を介して入力される受信信号は、その通信方式がW-CDMAかGSMかによってアンテナスイッチ回路72で、動作の対象とするLSIを選択する。入力される受信信号がW-CDMA通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ73に出力するように切り換える。デュープレクサ73に入力される受信信号は、受信フィルタ73aで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がLNA74に出力される。LNA74は、入力される受信信号を増幅し、LSI76に出力する。LSI76では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
一方、信号を送信する場合は、LSI76は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ75で増幅されて送信フィルタ73bに入力される。送信フィルタ73bは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ73bから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路72を介してアンテナ71から外部に出力される。
また、入力される受信信号がGSM通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路72は、周波数帯域に応じて受信フィルタ77~80のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ77~80のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、LSI83に入力される。LSI83は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、LSI83は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ81または82で増幅されて、アンテナスイッチ回路72を介してアンテナ71から外部に出力される。
本実施の形態にかかるフィルタ、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能な通信装置を実現することができる。
〔4.実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、.高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。
本実施の形態によれば、.高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。
また、位相変換器2は、フィルタおよびデュープレクサの通過帯域外のいずれか所望の周波数帯において、電気的に誘導性となり、かつ共振器1の位相と概ね180°異なる位相を有することにより、任意の周波数帯で減衰特性、アイソレーション特性を向上した低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器2は、少なくとも一つのインダクタL1を備えたことにより、最小限の素子の追加で任意の周波数帯で減衰特性、アイソレーション特性を向上した低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器12は、少なくとも一つのインダクタL2とキャパシタC2とを備え、インダクタL2とキャパシタC2は互いに直列に接続したことにより、フィルタ部3の通過帯域の高周波側及び低周波側の2カ所での減衰特性、アイソレーション特性をある程度コントロールした低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器は、少なくとも一つのインダクタとキャパシタとを備え、インダクタL3は共振器1に並列に接続され、キャパシタはインダクタに並列に接続したことにより、当該フィルタをデュープレクサに用いる場合、相手帯域のインピーダンスをより高い状態に位置せしめることができる。
また、位相変換器22は、少なくとも一つのインダクタL3と二つのキャパシタC3及びC4とを備え、インダクタL3は共振器1に並列に接続され、キャパシタC3及びC4はインダクタL3の入力側と出力側とにそれぞれ並列に接続したことにより、当該フィルタをデュープレクサに用いる場合、相手帯域のインピーダンスをより高い状態に位置せしめることができる。
また、インダクタL1~L3がセラミックス基板あるいはプリント基板の導体線路によって形成したことにより、小型なフィルタあるいはデュープレクサを実現することができる。
また、インダクタL1~L3は、チップインダクタ、あるいは集中定数のコイルで形成したことにより、インダクタのQ値が高いため高抑圧な帯域阻止特性を実現することができる。
本実施の形態に関して、以下の付記を開示する。
(付記1)
受信フィルタと送信フィルタとを備えたデュープレクサであって、
前記受信フィルタは、
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、デュープレクサ。
受信フィルタと送信フィルタとを備えたデュープレクサであって、
前記受信フィルタは、
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、デュープレクサ。
(付記2)
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信モジュール。
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信モジュール。
(付記3)
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信装置。
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信装置。
本願に開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
1 共振器
2 位相変換器
3 フィルタ部
2 位相変換器
3 フィルタ部
Claims (4)
- 任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い***振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、フィルタ。 - 前記位相変換器は、インダクタとキャパシタとを備え、前記インダクタと前記キャパシタとは互いに直列に接続されている、請求項1記載のフィルタ。
- 前記位相変換器は、インダクタとキャパシタとを備え、前記インダクタは前記共振器に対して並列に接続され、前記キャパシタは前記インダクタに並列に接続されている、請求項1記載のフィルタ。
- 前記位相変換器は、少なくとも一つのインダクタと二つのキャパシタとを備え、前記インダクタは前記共振器に並列に接続され、前記キャパシタは前記インダクタの入力側と出力側にそれぞれ並列に接続されている、請求項1記載のフィルタ。
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