WO2010149432A2 - Verfahren zur ansteuerung eines rückwärts leitfähigen igbt - Google Patents

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WO2010149432A2
WO2010149432A2 PCT/EP2010/056687 EP2010056687W WO2010149432A2 WO 2010149432 A2 WO2010149432 A2 WO 2010149432A2 EP 2010056687 W EP2010056687 W EP 2010056687W WO 2010149432 A2 WO2010149432 A2 WO 2010149432A2
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voltage divider
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backward
emitter
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Hans-Günter ECKEL
Mark-Matthias Bakran
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for controlling a reverse conducting IGBT.
  • RC-IGBTs Reverse Conducting IGBTs
  • An RC-IGBT differs from a conventional IGBT in that the diode function and the IGBT function are combined in one chip. This creates a power semiconductor in which the anode efficiency in the diode mode is dependent on the gate voltage. This requires a change in the drive over a conventional IGBT.
  • these backward-blocking IGBTs are each connected in anti-parallel with one diode.
  • These two conventional IGBTs of a bridge branches are controlled in such a way that during a transition from one state to another state, both IGBTs are switched off for a short time.
  • the control of these two conventional IGBTs of a bridge branch is independent of the sign of an output current. For both current directions, two semiconductors are available, which can carry an output current.
  • a reverse conducting IGBT in a diode mode i. a negative collector current flows, or in an IGBT mode, i. it flows a positive collector current, operated.
  • the gate-emitter voltage of a reverse conducting IGBT is above its threshold voltage while the current flows from the emitter to the collector (negative collector current), i. this RC-IGBT is operated in diode mode, the anode efficiency is lowered, whereby the forward voltage is increased. That is, to determine in which mode the RC-IGBT is located, an output current of a bridge branch of a voltage source inverter must be measured.
  • the invention is based on the object of specifying a driving method and a drive device, without having to modify an interface between the controller and a semiconductor-near drive.
  • an output current of a bridge branch of an inverter is not measured, but a collector-emitter voltage of a reverse-conducting IGBT to be controlled, this voltage measurement and its evaluation can be accommodated with respect to its sign on a drive device close to the semiconductor.
  • a voltage divider is electrically connected in parallel to the collector-emitter path of a reverse-conducting IGBT, the output of which is linked by means of an evaluation device to the driver circuit of a backward-conducting IGBT.
  • FIG. 1 shows a bridge branch with two RC-IGBTs and a DC voltage source of a voltage source converter
  • FIG. 2 shows a block diagram of a control of a pulse-controlled converter of a voltage intermediate circuit
  • FIG. 3 is a block diagram of a first embodiment of a device for controlling an RC
  • FIG. 5 shows a block diagram of a second embodiment of a device for controlling an RC-IGBT according to the invention, wherein in the
  • FIG. 6 shows a characteristic of a voltage divider of the device according to FIG. 5
  • FIGS. 7 and 8 each show a block diagram of a variant of the second embodiment of the drive device according to FIG.
  • the bridge Branch 2 shows a bridge branch, with 4 a DC voltage source, 6 a positive bus bar and 8 a negative bus bar. By means of these two bus bars 6 and 8, the bridge branch 2 and the DC voltage source 4 are electrically connected in parallel.
  • the bridge Branch 2 has two reverse-conducting IGBTs Tl and T2, which are electrically connected in series. A connection point of these two reverse-conducting IGBTs Tl and T2 form an AC-side output A, to which a load can be connected.
  • the DC voltage source has two capacitors 10 and 12, which are also electrically connected in series. A connection point of these two capacitors 10 and 12 forms a midpoint connection M. At these two electrically connected in series capacitors 10 and 12 is a DC voltage U d .
  • DC voltage source 4 a pulse width modulated square wave voltage U AM .
  • FIG. 2 shows a block diagram of a controller 16 of a three-phase power converter, in particular a pulse converter, a voltage source inverter, with associated semiconductor driver devices 14 of a bridge branch 2 of this three-phase converter.
  • the controller 16 generates two target control signals S ⁇ * ⁇ , S ⁇ * 2 and S ⁇ * 3 , S ⁇ * 4 and S T * 5, respectively, depending on a setpoint value, for example a speed setpoint value n *, per bridge branch 2 and S ⁇ * 6 .
  • a setpoint value for example a speed setpoint value n *, per bridge branch 2 and S ⁇ * 6 .
  • only one bridge branch 2 is represented by the three bridge branches of a three-phase power converter.
  • the two desired control signals S 1 , S 2 are each fed to a semiconductor-near drive device 14 of each reverse-conducting IGBT T 1 and T 2 of the bridge branch 2.
  • the output side is in each case an actual control signal Sn or S ⁇ 2 , with a gate of an associated backward conductive IGBTs Tl or T2 is driven.
  • the AC-side output is not designated as in FIG 1 with A but with R.
  • the two further bridge branches, each with an AC-side output of a three-phase converter, are not explicitly shown. These three bridge branches are electrically connected in parallel with the DC voltage source 4, which forms the voltage intermediate circuit of a voltage intermediate-circuit converter.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a first embodiment of a semiconductor-near drive device 14 with associated reverse-conducting IGBT T1 according to the invention.
  • This semiconductor-near drive device 14 has a voltage divider 24, an evaluation device 18 and a driver circuit 20.
  • the voltage divider 24 is electrically connected in parallel with the collector-emitter path of the reverse conducting IGBT Tl.
  • An output terminal 22 of the voltage divider 24 is connected to an input terminal 26 of the evaluation device 18.
  • this evaluation device 18 is connected to an input of the driver circuit 20, which is connected on the output side to the gate of the RC-IGBTs T1.
  • the voltage divider 24 consists of a series circuit of three resistors Rl, R2 and R3 or in general three impedances.
  • connection point of the two resistors Rl and R2 form the output terminal 22 of the voltage divider 24.
  • two diodes 28 and 30 are connected, the diode 28 on the anode side and the diode 30 are connected to the cathode side with this connection point.
  • a terminal voltage U da mp referred to the potential of the emitter of the RC-IGBTs Tl, which is also referred to as Brenzungsschreib on.
  • the potential of the emitter of the RC-IGBT T1 is also referred to as the reference potential of the semiconductor-near drive device 14.
  • the voltage divider 24 receives a limited measuring range on both sides.
  • a determined measuring voltage u M is applied , which is fed to the downstream evaluation device 18.
  • this evaluation device 18 is also supplied with a reference voltage u R.
  • This evaluation device 18 generates an actual control signal S T i for the reverse-conducting IGBT T1 in dependence on a sign of the determined measurement voltage u M and the desired control signal S ⁇ * ⁇ .
  • this actual control signal S becomes T i generates a gate voltage.
  • the reference voltage u R is used.
  • This reference voltage u R has, for example, the value OV.
  • the determined measuring voltage u M is checked to see whether it is greater or smaller than the predetermined reference voltage u R. The result is the sign of the determined measuring voltage u M.
  • the switching state of the actual control signal S T i of the reverse-conducting IGBT T 1 to be controlled is determined as a function of the switching state of the associated desired control signal S n * and of the determined sign of the determined measuring voltage u M.
  • the measurement of the collector-emitter voltage U CE of the to be controlled backward conductive IGBTs Tl on the semiconductor drive device 14 is carried out in many cases, this collector-emitter voltage U CE
  • the measurement of the collector-emitter voltage U CE must have a positive value of a few volts from a negative value of a few volts can distinguish.
  • the measurement is facilitated by a voltage range -0, 7V ⁇ U CE ⁇ +0, 7V for the collector-emitter voltage U CE only at such small currents occurs that it can be assumed that the current in this voltage range is approximately zero.
  • the value of the maximum positive collector-emitter voltage U CE will approximately correspond to the value of the reverse voltage of the RC-IGBT Tl.
  • the value of the maximum collector-emitter voltage U CE is larger than the value of a forward voltage of this RC-IGBT T1 by more than two orders of magnitude.
  • the requirements for resolution and accuracy of the collector-emitter voltage measurement are high.
  • the magnification is increased, which simplifies the sufficiently accurate measurement of the forward voltage. Since only the sign of a determined measuring voltage u M is required for the generation of an actual control signal S T i, the limitation of the measuring range is permissible.
  • FIG. 4 shows a characteristic curve of the voltage divider 24, which has a measuring range bounding on both sides.
  • the limit value is determined as a function of the resistances R 1, R 2 and R 3 of the voltage divider 24 and a supplied clamping voltage u c i a mp.
  • the positive terminal and the negative voltage input Udamp terminal voltage u i c a m p can also have un ⁇ ter Kunststofferie values.
  • FIG. 5 illustrates a basic circuit diagram of a semiconductor-near control device 14 which has a voltage divider 32 which has an asymmetrically limited measuring range. Opposite the voltage divider 24 of FIG 3 has been dispensed with the voltage divider 32 to the diode 30. An associated characteristic curve is shown in FIG.
  • the asymmetrically limited voltage divider 32 is provided instead of a diode 28 with a Zener diode 34, the cathode side with the connection point of the two resistors R2 and R3 and on the anode side with the emitter terminal E of the backward conductive IGBT Tl is electrically connected.
  • the zener voltage u z of this zener diode 34 determines the value of the asymmetric limit.
  • FIG 8 shows a block diagram of a further variant of the semiconductor-near drive device 14 is shown.
  • This variant differs from the variant according to FIGS. 5 and 7 in that, instead of a voltage divider 32 bounded on one side, a decoupling circuit 36 is provided.
  • This uncoupling circuit 36 has at least one high-voltage diode 38. If several high-voltage diodes 38 are used, they are electrically connected in series.
  • this uncoupling circuit 36 has a voltage source 40 with series resistor 42 and a voltage divider 44, consisting of the resistors Rl and R2, on. The connection point of these two resistors R1 and R2 forms an output terminal 22 of the disconnection circuit 32.
  • a current source can also be used.
  • the voltage divider 44 is electrically connected in parallel with the series connection of the voltage source 40 and the series resistor 42 or electrically in parallel with a current source. This parallel connection and the high-voltage diode 38 are electrically connected in series.
  • the voltage divider 44 which in this embodiment has two ohmic resistances R 1 and R 2, can also be designed as a capacitive or ohmic-capacitive voltage divider.
  • All embodiments of the semiconductor-near drive device 14 have in common that, depending on the switching state of a desired control signal S n and a sign of a determined measurement voltage u M, an actual control signal S T i is generated semi-conductor close.
  • the actual control signal S T i in the switching state "ON" of the setpoint control signal S n and a positive measuring voltage u M, the actual control signal S T i has the switching state "ON". If, however, the sign of the determined measuring voltage u M is negative, then the actual control signal S T i has the switching state "OFF". Is the desired control signal S n in the switching state "OFF”, so is the actual control signal S T i, regardless of the sign of the determined measurement voltage u M also in the switching state "OFF".
  • this device according to the invention is part of the semiconductor-near drive device 14 one each reverse conducting IGBT Tl or T2.
  • a current flowing through a backward-conducting IGBT T1 or T2 of two RC-IGBTs T1 and T2 connected electrically in series is thus not measured directly, as a result of which the interface between the control 16 and the drive device 14 close to the semiconductor remains unchanged.

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT (T1, T2). Erfindungsgemäß wird aus einer ermittelten Kollektor-Emitter-Spannung (UCE) eines anzusteuernden RC-IGBT (T1, T2) eine Mess-Spannung (uM) ermittelt und wird in Abhängigkeit des Vorzeichens dieser ermittelten Mess-Spannung (uM) und eines Zustandes eines Soll-Steuersignals (S* T 1, S* T 2) genau dieser rückwärts leitfähige IGBT (T1, T2) angesteuert, wenn das Vorzeichen positiv ist und das Soll-Steuersignal (S* T 1, S* T 2) im Zustand "EIN" ist. Somit erhält man ein Ansteuerverfahren für einen rückwärts leitfähigen IGBT (T1, T2), ohne dass ein Ausgangsstrom eines Brückenzweiges mit zwei elektrisch in Reihe geschalteter rückwärts leitfähiger IGBTs (T1, T2) direkt gemessen wird.

Description

Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT.
Rückwärts leitfähige IGBTs sind auch als Reverse Conducting IGBTs (RC-IGBT) bekannt. Diese RC-IGBTs sind eine Weiterent- wicklung der bekannten rückwärts sperrfähigen IGBTs. Ein RC- IGBT unterscheidet sich von einem herkömmlichen IGBT dadurch, dass die Dioden-Funktion und die IGBT-Funktion in einem Chip vereint sind. Dadurch entsteht ein Leistungshalbleiter, bei dem die Anodeneffizienz im Dioden-Modus von der Gate-Spannung abhängig ist. Dies verlangt nach einer Änderung in der Ansteuerung gegenüber einem herkömmlichen IGBT.
Außerdem ergeben sich Vorteile in der Durchlassspannung, dem thermischen Verhalten und der Stoßstromfestigkeit. Dadurch weist ein derartiger Leistungshalbleiter, der dieselbe Siliziumfläche wie ein herkömmlicher IGBT aufweist, eine höhere Leistung auf, wodurch ein Spannungszwischenkreis-Umrichter mit einer höheren Leistung realisiert werden kann. In der Veröffentlichung "A High Current 3300V Module Employing Re- verse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability" von M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider und A. Baschnagel, abgedruckt in ISPSD 2008, wird ein Hochstrom 3300V-RC-IGBT-Modul vorgestellt. In dieser Veröffentlichung ist ebenfalls ein Kommutierungsver- fahren von einem im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT auf einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT, die einen Kommuntierungskreis bilden, beschrieben .
Bei einem Brückenzweig eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, der zwei konventionelle IGBTs aufweist, sind diesen rückwärts sperrfähigen IGBTs jeweils eine Diode antiparallel geschaltet. Diese beiden konventionellen IGBTs eines Brücken- zweiges werden derart gesteuert, dass während eines Übergangs von einem Zustand in einem anderen Zustand kurzzeitig beide IGBTs ausgeschaltet sind. Die Ansteuerung dieser beiden konventionellen IGBTs eines Brückenzweiges erfolgt unabhängig vom Vorzeichen eines Ausgangsstromes. Für beide Stromrichtungen stehen zwei Halbleiter zur Verfügung, die einen Ausgangsstrom führen können.
Werden bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter, insbeson- dere bei einem lastseitigen Pulsstromrichter, anstelle von rückwärts sperrfähigen IGBTs rückwärts leitfähige IGBTs verwendet, ist dieses bekannte Ansteuerverfahren wenig vorteilhaft. Wie bereits erwähnt, wird ein rückwärts leitfähiger IGBT in einem Dioden-Modus, d.h. es fließt ein negativer KoI- lektor-Strom, oder in einem IGBT-Modus, d.h. es fließt ein positiver Kollektor-Strom, betrieben. Wenn sich die Gate- Emitter-Spannung eines rückwärts leitfähigen IGBTs oberhalb seiner Threshold-Spannung befindet, während der Strom vom Emitter zum Kollektor (negativer Kollektor-Strom) fließt, d.h. dieser RC-IGBT wird im Dioden-Modus betrieben, wird die Anodeneffizienz abgesenkt, wodurch die Durchlassspannung erhöht ist. D.h., um feststellen zu können, in welchem Modus der RC-IGBT sich befindet, muss ein Ausgangsstrom eines Brückenzweiges eines Spannungszwischenkreis-Umrichters gemessen werden.
Bekanntermaßen ist eine Strommessung stets mit einer gewissen Toleranz verbunden. Eine Zustandsumschaltung genau bei Strom Null ist also kaum realisierbar. Da ein IGBT-Modus (positiver Kollektor-Emitter-Strom) bei ausgeschaltetem Gate nicht möglich ist, ein Dioden-Modus (negativer Kollektor-Emitter- Strom) bei eingeschaltetem Gate jedoch mit erhöhten Durchlassverlusten möglich ist, muss bei einem positiven Kollektor-Emitter-Strom das zugehörige Gate auf jeden Fall einge- schaltet sein.
Wird das Vorzeichen eines Brücken-Ausgangsstromes zur Generierung von Ansteuersignalen zweier elektrisch in Reihe ge- schalteter rückwärts leitfähiger IGBTs verwendet, verändert das eine Schnittstelle zwischen Steuerung und Leistungsteil des Umrichters, d.h. konventionelle IGBTs eines lastseitigen Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters kann nicht ohne weiteren Aufwand durch rückwärts leitfähige IGBTs ersetzt werden.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Ansteuerverfahren und eine Ansteuervorrichtung anzugeben, ohne dass eine Schnittstelle zwischen Steuerung und einer halbleiternahen Ansteuerung abgeändert werden muss.
Diese Aufgabe wird einerseits mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und andererseits mit den kennzeichnenden Merkmalen des An- spruchs 3 erfindungsgemäß gelöst.
Dadurch, dass erfindungsgemäß ein Vorzeichen einer fortlaufend gemessenen Kollektor-Emitter-Spannung eines anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs und ein Soll-Zustand dieses rückwärts leitfähigen IGBTs zur Generierung eines Ansteuersignals verwendet werden, erfolgt die Ansteuerung ohne direkte Messung eines Stromes. Dadurch muss kein zusätzliches Signal vom Leistungshalbleiter zur Steuerung übertragen werden, wodurch die Schnittstelle zwischen Leistungsteil und Steuerung eines lastseitigen Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters unverändert bleibt.
Da erfindungsgemäß nicht ein Ausgangsstrom eines Brückenzweiges eines Umrichters gemessen wird, sondern eine Kollektor- Emitter-Spannung eines anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs, kann diese Spannungsmessung und deren Auswertung bezüglich seines Vorzeichens auf einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung untergebracht werden. Zur Spannungsmessung wird ein Spannungsteiler elektrisch parallel zur Kollektor-Emit- ter-Strecke eines rückwärts leitfähigen IGBTs geschaltet, wobei dessen Ausgang mittels einer Auswerteeinrichtung mit der Treiberschaltung eines rückwärts leitfähigen IGBTs verknüpft ist . Vorteilhafte Ausführungsformen der Vorrichtung nach der Erfindung sind den Unteransprüchen 5 bis 14 zu entnehmen.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsformen einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT schematisch veranschaulicht sind, die das erfindungsgemäße Verfahren umsetzen.
FIG 1 zeigt einen Brückenzweig mit zwei RC-IGBTs und eine Gleichspannungsquelle eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, die
FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung eines Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-
Umrichters mit halbleiternahen Ansteuervorrichtungen zweier RC-IGBTs eines Brückenzweiges nach FIG 1, in der
FIG 3 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungs- form einer Vorrichtung zur Ansteuerung eines RC-
IGBTs nach der Erfindung veranschaulicht, wobei in der FIG 4 eine Kennlinie eines Spannungsteilers der
Vorrichtung nach FIG 3 dargestellt ist, die FIG 5 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Vorrichtung zur Ansteuerung eines RC-IGBTs nach der Erfindung, wobei in der
FIG 6 eine Kennlinie eines Spannungsteiler der Vorrichtung nach FIG 5 dargestellt ist, und in den FIG 7 und 8 jeweils ein Blockschaltbild einer Varianten der zweiten Ausführungsform der Ansteuervorrichtung nach FIG 5 dargestellt sind.
In der FIG 1 sind mit 2 ein Brückenzweig, mit 4 eine Gleich- Spannungsquelle, mit 6 eine positive Stromschiene und mit 8 eine negative Stromschiene bezeichnet. Mittels dieser beiden Stromschienen 6 und 8 sind der Brückenzweig 2 und die Gleichspannungsquelle 4 elektrisch parallel geschaltet. Der Brü- ckenzweig 2 weist zwei rückwärts leitfähige IGBTs Tl und T2 auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 bilden einen wechselspannungsseitigen Ausgang A, an dem eine Last anschließbar ist. Die Gleichspannungsquelle weist zwei Kondensatoren 10 und 12 auf, die ebenfalls elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren 10 und 12 bildet einen Mittelpunkt-Anschluss M. An diesen beiden elektrisch in Reihe geschalteten Kondensato- ren 10 und 12 steht eine Gleichspannung Ud an. Alternativ kann statt der beiden Kondensatoren 10 und 12 auch nur ein Kondensator verwendet werden, der zwischen den Stromschienen 6 und 8 angeordnet ist. Der Mittelpunkt M ist dann nicht zugänglich. Bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter bildet diese Gleichspannungsquelle 4 einen Spannungszwischenkreis, wobei die anstehende Gleichspannung Ud als Zwischenkreisspan- nung bezeichnet wird. Der Brückenzweig 2 ist bei einem dreiphasigen Pulsstromrichter eines Spannungszwischenkreis-Umrichters dreimal vorhanden. Am wechselspannungsseitigen Aus- gang A steht bezogen auf den Mittelpunkt-Anschluss M der
Gleichspannungsquelle 4 eine pulsweitenmodulierte Rechteckspannung UAM an.
Die FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung 16 eines dreiphasigen Stromrichters, insbesondere eines Pulsstromrichters, eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, mit zugehörigen halbleiternahen Ansteuervorrichtungen 14 eines Brückenzweiges 2 dieses dreiphasigen Stromrichters. Die Steuerung 16 generiert in Abhängigkeit eines Sollwertes, beispielsweise eines Drehzahl-Sollwertes n*, pro Brückenzweig 2 zwei Soll- Steuersignale Sτ * ι , Sτ * 2 bzw. Sτ * 3 , Sτ * 4 bzw. ST * 5 und Sτ * 6. Wegen der Übersichtlichkeit ist von den drei Brückenzweigen eines dreiphasigen Stromrichters nur ein Brückenzweig 2 dargestellt. Die beiden Soll-Steuersignale S^1, S^2 sind jeweils einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 eines jeden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl und T2 des Brückenzweiges 2 zugeführt. Ausgangsseitig steht jeweils ein Ist-Steuersignal Sn bzw. Sτ2 an, mit dem ein Gate eines zugehörigen rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bzw. T2 angesteuert wird. In dieser Darstellung ist der wechselspannungsseitige Ausgang nicht wie in der FIG 1 mit A sondern mit R bezeichnet. Die beiden weiteren Brückenzweige mit jeweils einem wechselspannungsseitigen Aus- gang eines dreiphasigen Stromrichters sind nicht explizit dargestellt. Diese drei Brückenzweige sind elektrisch parallel zur Gleichspannungsquelle 4 geschaltet, die den Spannungszwischenkreis eines Spannungszwischenkreis-Umrichters bildet.
In der FIG 3 ist ein Prinizschaltbild einer ersten Ausführungsform einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 mit zugehörigem rückwärts leitfähigen IGBT Tl nach der Erfindung schematisch veranschaulicht. Diese halbleiternahe Ansteuer- Vorrichtung 14 weist einen Spannungsteiler 24, eine Auswerteeinrichtung 18 und eine Treiberschaltung 20 auf. Der Spannungsteiler 24 ist elektrisch parallel zur Kollektor-Emitter- Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl geschaltet. Ein Ausgangs-Anschluss 22 des Spannungsteilers 24 ist mit einem Eingangs-Anschluss 26 der Auswerteeinrichtung 18 verknüpft. Ausgangsseitig ist diese Auswerteeinrichtung 18 mit einem Eingang der Treiberschaltung 20 verbunden, die ausgangsseitig mit dem Gate des RC-IGBTs Tl verknüpft ist. Der Spannungsteiler 24 besteht aus einer Reihenschaltung dreier Wi- derstände Rl, R2 und R3 oder allgemein dreier Impedanzen. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände Rl und R2 bilden den Ausgangs-Anschluss 22 des Spannungsteilers 24. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände R2 und R3 sind zwei Dioden 28 und 30 angeschlossen, wobei die Diode 28 anodenseitig und die Diode 30 kathodenseitig mit diesem Verbindungspunkt verknüpft sind. Am Kollektor-Anschluss der Diode 28 und am Ano- den-Anschluss der Diode 30 steht jeweils eine Klemmspannung Udamp bezogen auf dem Potential des Emitters des RC-IGBTs Tl, die auch als Brenzungsspannung bezeichnet wird, an. Das Po- tential des Emitters des RC-IGBT Tl wird auch als Bezugspotential der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 bezeichnet. Durch diese Beschaltung erhält der Spannungsteiler 24 einen beidseitig begrenzten Messbereich. Am Ausgangs-An- Schluss 22 steht eine ermittelte Mess-Spannung uM an, die der nachgeschalteten Auswerteeinrichtung 18 zugeführt wird. Dieser Auswerteeinrichtung 18 sind neben dem Soll-Steuersignal Sf1 des zugehörigen RC-IGBT Tl auch noch eine Referenzspan- nung uR zugeführt. Dieser Auswerteeinrichtung 18 generiert in Abhängigkeit eines Vorzeichens der ermittelten Mess-Spannung uM und des Soll-Steuersignals Sτ * ι ein Ist-Steuersignal STi für den rückwärts leitfähigen IGBT Tl. Mit dieser Treiberschaltung 20 wird aus diesen Ist-Steuersignal STi eine Gate-Span- nung generiert. Um das Vorzeichen der ermittelten Mess-Spannung uM ZU bestimmen, wird die Referenzspannung uR verwendet. Diese Referenzspannung uR weist beispielsweise den Wert OV auf. Die ermittelte Mess-Spannung uM wird dahingehend überprüft, ob diese größer oder kleiner der vorbestimmten Refe- renzspannung uR ist. Das Ergebnis ist das Vorzeichen der ermittelten Mess-Spannung uM. In Abhängigkeit des Schalt-Zu- standes des zugehörigen Soll-Steuersignals Sn * und des ermittelten Vorzeichens der ermittelten Mess-Spannung uM wird der Schalt-Zustand des Ist-Steuersignals STi des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bestimmt. Dazu weist die Auswerteeinrichtung 18 eine Zustands-Tabelle auf, in der die Schalt-Zustände eines Soll-Steuersignals Sτ * x , eines Ist- Steuersignals STχ, mit X=I, ..., n, und das Vorzeichen einer ermittelten Mess-Spannung UM hinterlegt sind.
Wie der ersten Ausführungsform der Ansteuervorrichtung nach der Erfindung zu entnehmen ist, erfolgt die Messung der Kollektor-Emitter-Spannung UCE des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl auf der halbleiternahen Ansteuervorrich- tung 14. In vielen Fällen wird diese Kollektor-Emitter-Spannung UCE auf dieser halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 ohnehin benötigt, beispielsweise zum Kurzschlussschutz oder zur aktiven Klemmung der Kollektor-Emitter-Spannung UCE • Die Messung der Kollektor-Emitter-Spannung UCE muss einen positi- ven Wert von einigen Volt von einem negativen Wert von einigen Volt unterscheiden können. Die Messung wird dadurch erleichtert, dass ein Spannungsbereich -0, 7V<UCE<+0, 7V für die Kollektor-Emitter-Spannung UCE nur bei so kleinen Strömen auftritt, dass davon ausgegangen werden kann, dass der Strom in diesem Spannungsbereich annähernd Null ist.
Der Wert der maximalen positiven Kollektor-Emitter-Spannung UCE wird annähernd dem Wert der Sperrspannung des RC-IGBT Tl entsprechen. Dadurch ist der Wert der maximalen Kollektor- Emitter-Spannung UCE um mehr als zwei Zehnerpotenzen größer als der Wert einer Durchlassspannung dieses RC-IGBTs Tl. Somit sind die Anforderung an Auflösung und Genauigkeit der Kollektor-Emitter-Spannungsmessung hoch. Durch Begrenzung des Messbereichs des Spannungsteilers 24 wird der Abbildungsmaßstab vergrößert, wodurch sich die hinreichend genaue Messung der Durchlassspannung vereinfacht. Da für die Generierung eines Ist-Steuersignals STi nur das Vorzeichen einer ermittel- ten Mess-Spannung uM benötigt wird, ist die Begrenzung des Messbereichs zulässig.
In der FIG 4 ist eine Kennlinie des Spannungsteilers 24 dargestellt, der einen beidseitig begrenzenden Messbereich auf- weist. Bestimmt wird der Grenzwert in Abhängigkeit der Widerstände Rl, R2 und R3 des Spannungsteilers 24 und einer zugeführten Klemmspannung uciamp. Dabei können die positive Klemmspannung Udamp und die negative Klemmspannung uciamp auch un¬ terschiedliche Werte aufweisen.
In der FIG 5 ist ein Prinzipschaltbild einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 veranschaulicht, die einen Spannungsteiler 32 aufweist, der einen asymmetrisch begrenzten Messbereich aufweist. Gegenüber dem Spannungsteiler 24 der FIG 3 ist beim Spannungsteiler 32 auf die Diode 30 verzichtet worden. Eine zugehörige Kennlinie ist in der FIG 6 dargestellt.
Die FIG 7 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Variante der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 gemäß FIG 5. Gegenüber dieser Ausführungsform ist der asymmetrisch begrenzte Spannungsteiler 32 anstelle mit einer Diode 28 mit einer Zener- Diode 34 versehen, die kathodenseitig mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände R2 und R3 und anodenseitig mit dem Emitter-Anschluss E des rückwärts leitfähigen IGBT Tl elektrisch leitend verbunden ist. Die Zener-Spannung uz dieser Zener-Diode 34 bestimmt den Wert der asymmetrischen Begrenzung .
In der FIG 8 ist ein Prinzipschaltbild einer weiteren Variante der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 dargestellt. Diese Variante unterscheidet sich von der Variante gemäß der Figuren 5 bzw. 7 dadurch, dass anstelle eines einseitig be- grenzten Spannungsteilers 32 eine Abkoppelschaltung 36 vorgesehen ist. Diese Abkoppelschaltung 36 weist wenigstens eine Hochvoltdiode 38 auf. Werden mehrere Hochvoltdioden 38 verwendet, so sind diese elektrisch in Reihe geschaltet. Außerdem weist diese Abkoppelschaltung 36 eine Spannungsquelle 40 mit Vorwiderstand 42 und einen Spannungsteiler 44, bestehend aus den Widerständen Rl und R2, auf. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände Rl und R2 bildet einen Ausgangs-An- schluss 22 der Abkoppelschaltung 32. Alternativ kann statt der Spannungsquelle 40 mit dem Vorwiderstand 42 auch eine Stromquelle verwendet werden. Der Spannungsteiler 44 ist elektrisch parallel zur Reihenschaltung der Spannungsquelle 40 und dem Vorwiderstand 42 oder elektrisch parallel zu einer Stromquelle geschaltet. Diese Parallelschaltung und die Hochvoltdiode 38 sind elektrisch in Reihe geschaltet. Der Span- nungsteiler 44, der in dieser Ausführungsform zwei ohmsche Widerstandes Rl und R2 aufweist, kann auch als kapazitiver bzw. ohmsch-kapazitiver Spannungsteiler ausgeführt sein.
Allen Ausführungen der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 ist gemeinsam, dass in Abhängigkeit des Schalt-Zustandes eines Soll-Steuersignals Sn und eines Vorzeichens einer ermittelten Mess-Spannung uM ein Ist-Steuersignal STi halbleiternah generiert wird. Allgemein weist beim Schalt-Zustand "EIN" des Soll-Steuersignals Sn und einer positiven Mess-Spannung uM das Ist-Steuersignal STi den Schalt-Zustand "EIN" auf. Ist hingegen das Vorzeichen der ermittelten Mess-Spannung uM negativ, so weist das Ist-Steuersignal STi den Schalt-Zustand "AUS" auf. Ist das Soll-Steuersignal Sn im Schalt-Zustand "AUS", so ist auch das Ist-Steuersignal STi unabhängig vom Vorzeichen der ermittelten Mess-Spannung uM ebenfalls im Schalt-Zustand "AUS".
Da bei der erfindungsgemäße Vorrichtung zum Ansteuern eines rückwärts leitfähigen IGBT das Vorzeichen eines Ausgangsstromes eines Brückenzweiges 2 zweier rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 mit Hilfe einer ermittelten Mess-Spannung uM ermittelt wird, ist diese erfindungsgemäße Vorrichtung Be- standteil der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 jeweils eines rückwärts leitfähigen IGBT Tl bzw. T2. Ein durch einen rückwärts leitfähigen IGBT Tl bzw. T2 zweier elektrisch in Reihe geschalteter RC-IGBTs Tl und T2 fließender Strom wird somit nicht direkt gemessen, wodurch die Schnittstelle zwi- sehen Steuerung 16 und halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 unverändert bleibt.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT (Tl, T2), wobei aus seiner Kollektor-Emitter-Spannung (UCE) eine Mess-Spannung (uM) ermittelten wird, und wobei in Abhängigkeit eines Vorzeichens der ermittelten Mess-Spannung (uM) und eines Schalt-Zustandes seines Soll-Steuersignals (Sn * ,Sτ * 2) genau dann dieser rückwärts leitfähige IGBT (Tl, T2) mit einer Gate-Emitter-Spannung oberhalb einer Threshold- Spannung angesteuert wird, wenn dieses Vorzeichen positiv ist und das Soll-Steuersignal (Sn * ,Sτ * 2) im Schalt-Zustand "EIN" ist .
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n - z e i c h n e t, dass, wenn das Vorzeichen der ermittelten
Mess-Spannung (uM) negativ ist und das Soll-Steuersignal (Sf1, Sf2) im Schalt-Zustand "AUS" sich befindet, ein rückwärts leitfähiger IGBT (Tl, T2) nicht mit einer Gate-Emitter- Spannung oberhalb der Threshold-Spannung angesteuert wird.
3. Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBTS (Tl, T2) mit einer Treiberschaltung (20), die ausgangs- seitig mit einem Gate-Anschluss (G) des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) elektrisch leitend verbunden ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass elektrisch parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) ein Spannungsteiler (24,32) geschaltet ist, dessen Ausgang (22) mit einem Eingang (26) einer Auswerteeinrichtung (18) verknüpft ist, die ausgangssei- tig mit einem Eingang der Treiberschaltung (20) verbunden ist, wobei ein Emitter-Anschluss (E) des rückwärts leitfähigen IGBTS (Tl, T2) als Bezugspotential dient.
4. Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBTS (Tl, T2) mit einer Treiberschaltung (20), die ausgangs- seitig mit einem Gate-Anschluss (G) des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) elektrisch leitend verbunden ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass elektrisch parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) eine Abkoppelschaltung (36) geschaltet ist, dessen Ausgang (22) mit einem Eingang (26) ei- ner Auswerteeinrichtung (18) verknüpft ist, die ausgangssei- tig mit einem Eingang der Treiberschaltung (20) verbunden ist, wobei ein Emitter-Anschluss (E) des rückwärts leitfähigen IGBTS (Tl, T2) als Bezugspotential dient.
5. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Auswerteeinrichtung (18) ein Soll-Steuersignal ( S^1 , S^2 ) und eine Referenzspannung (uR) zugeführt sind.
6. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Auswerteeinrichtung (18) eine Zustands-Tabelle aufweist, in der Schalt-Zustände für Soll-Steuersignale ( S^1 , S^2 ) und Ist- Steuersignale (Sτi,ST2) und das Vorzeichen der ermittelten Mess-Spannung (uM) eines rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) hinterlegt sind.
7. Vorrichtung nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Span- nungsteiler (24) einen beidseitig begrenzten Messbereich aufweist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Span- nungsteiler (32) einen einseitig begrenzten Messbereich aufweist .
9. Vorrichtung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Ab- koppelschaltung (36) wenigstens eine Hochvoltdiode (38), eine Spannungsquelle (40) mit einem Vorwiderstand (42) und einen Spannungsteiler (44) aufweist, wobei dieser Spannungsteiler (44) elektrisch parallel zur Reihenschaltung der Spannungs- quelle (40) und des Vorwiderstandes (42) geschaltet ist und wobei diese Parallelschaltung elektrisch in Reihe zur Hochvoltdiode (38) geschaltet ist.
10. Vorrichtung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Abkoppelschaltung (36) wenigstens eine Hochvoltdiode (38), eine Stromquelle und einen Spannungsteiler (44) aufweist, wobei dieser Spannungsteiler (44) elektrisch parallel zur Reihen- Schaltung der Stromquelle geschaltet ist und diese Parallelschaltung elektrisch in Reihe zur Hochvoltdiode (38) geschaltet ist.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Spannungsteiler (24,32) als ohmscher Spannungsteiler ausgeführt ist .
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Spannungsteiler als kapazitive Spannungsteiler ausgeführt ist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Span- nungsteiler als ohmsch-kapaziver Spannungsteiler ausgeführt ist .
14. Vorrichtung nach einem der vorgenannten Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass diese und die Treiberschaltung (20) eine Baueinheit bilden.
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