WO2010134179A1

WO2010134179A1 - Converter overcurrent prevention/control device and converter overcurrent prevention method

Info

Publication number: WO2010134179A1
Application number: PCT/JP2009/059321
Authority: WO
Inventors: 大悟野辺; 直義高松; 賢樹岡村
Original assignee: トヨタ自動車株式会社
Priority date: 2009-05-21
Filing date: 2009-05-21
Publication date: 2010-11-25

Abstract

A peak value (ILpeak) of current (IL) flowing into a boost converter is estimated (P2) according to the inclination of the current (IL) flowing into the boost converter and the remaining ON time of a switching element (Q2) at the moment (T1) when the current (IL) is detected. If the estimated peak value (ILpeak) exceeds a permitted value (ILmax), the duty ratio of the switching elements (Q1, Q2) is modified so that the peak value (ILpeak) is lowered to the permitted value (ILmax) or below.

Description

コンバータの過電流防止制御装置およびコンバータの過電流防止方法Overcurrent prevention control device for converter and overcurrent prevention method for converter

　この発明は、コンバータの過電流防止制御装置およびコンバータの過電流防止方法に関し、特に、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、電気負荷装置の入力電圧を直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータにおいて過電流を防止するための技術に関する。 The present invention relates to a converter overcurrent prevention control device and a converter overcurrent prevention method, and more particularly, is provided between a DC power supply and an electric load device, and boosts the input voltage of the electric load device to be higher than the output voltage of the DC power supply. The present invention relates to a technique for preventing overcurrent in a converter.

　過電流保護機能を有するコンバータとして、たとえば、特開２００８－２３６８５９号公報（特許文献１）は、過電流検出動作に遅延があっても、過電流制限不能に陥るおそれのないＤＣ－ＤＣコンバータを開示する。このＤＣ－ＤＣコンバータにおいては、インダクタに流れる電流が検出され、インダクタ電流が規定値まで低下したか否かが判定される（過電流検出）。そして、インダクタ電流が所定の大きさに低減したと判定されるまで上アームのスイッチ素子の遮断制御状態を延長するように、制御信号のスイッチングタイミングが変更される（特許文献１参照）。 As a converter having an overcurrent protection function, for example, Japanese Patent Laying-Open No. 2008-236859 (Patent Document 1) discloses a DC-DC converter that does not fall into an overcurrent limit even if there is a delay in the overcurrent detection operation. Disclose. In this DC-DC converter, the current flowing through the inductor is detected, and it is determined whether the inductor current has dropped to a specified value (overcurrent detection). Then, the switching timing of the control signal is changed so as to extend the cutoff control state of the upper arm switch element until it is determined that the inductor current has been reduced to a predetermined magnitude (see Patent Document 1).

特開２００８－２３６８５９号公報JP 2008-236859 A 特開２００３－１１６２８０号公報JP 2003-116280 A 特開平８－１９６０７７号公報JP-A-8-196077 特開２００３－３７９７２号公報JP 2003-37972 A

　しかしながら、上記の特開２００８－２３６８５９号公報に開示されるＤＣ－ＤＣコンバータでは、過電流が検出された後に上アームのスイッチ素子を遮断状態にするので、制御の遅れ等により、過電流によってスイッチ素子が破損するおそれもある。 However, in the DC-DC converter disclosed in the above Japanese Patent Laid-Open No. 2008-236859, the switch element of the upper arm is turned off after the overcurrent is detected. There is also a risk of damage to the element.

　それゆえに、この発明の目的は、コンバータにおいて過電流を確実に防止することができる過電流防止制御装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide an overcurrent prevention control device that can reliably prevent overcurrent in a converter.

　また、この発明の別の目的は、コンバータにおいて過電流を確実に防止することができる過電流防止方法を提供することである。 Another object of the present invention is to provide an overcurrent prevention method capable of reliably preventing overcurrent in a converter.

　この発明によれば、コンバータの過電流防止制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、かつ、電気負荷装置の入力電圧を直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータの過電流防止制御装置である。コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトルと、リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子とを含む。過電流防止制御装置は、電流検出装置と、推定部と、変更部とを備える。電流検出装置は、リアクトルに流れる電流を検出する。推定部は、電流検出装置により検出される電流の傾きと電流検出装置による電流検出時におけるスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する。変更部は、推定部により推定されるピーク値の大きさを示す電流ピーク値が第１の許容値以上になるとき、電流ピーク値が第１の許容値以下となるようにスイッチング素子のデューティー比を変更する。 According to the present invention, the converter overcurrent prevention control device is provided between the DC power source and the electric load device, and the converter overcurrent boosts the input voltage of the electric load device to be equal to or higher than the output voltage of the DC power source. Prevention control device. The converter includes a reactor capable of storing current as energy, and a switching element for causing current to flow through the reactor. The overcurrent prevention control device includes a current detection device, an estimation unit, and a change unit. The current detection device detects a current flowing through the reactor. The estimation unit estimates the peak value of the current flowing through the reactor based on the slope of the current detected by the current detection device and the remaining conduction time of the switching element at the time of current detection by the current detection device. The changing unit is configured to change the duty ratio of the switching element so that the current peak value is equal to or less than the first allowable value when the current peak value indicating the magnitude of the peak value estimated by the estimation unit is equal to or greater than the first allowable value. To change.

　この過電流防止制御装置においては、電流検出装置により検出される電流の傾きと電流検出装置による電流検出時におけるスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値が推定部により推定される。そして、推定された電流ピーク値が第１の許容値以上になるとき、電流ピーク値が第１の許容値以下となるようにスイッチング素子のデューティー比が変更部により変更されるので、リアクトルに流れる電流ピーク値が許容範囲内に抑えられる。したがって、この過電流防止制御装置によれば、過電流を確実に防止することができる。また、過電流が防止されることによりコンバータを継続して動作可能である。さらに、過電流の発生を見越した設計をする必要がなく、必要最低限の電流許容量を有するスイッチング素子を用いることができるので、コストを下げることができる。 In this overcurrent prevention control device, based on the slope of the current detected by the current detection device and the remaining conduction time of the switching element at the time of current detection by the current detection device, the peak value of the current flowing through the reactor is calculated by the estimation unit. Presumed. When the estimated current peak value is equal to or greater than the first allowable value, the duty ratio of the switching element is changed by the changing unit so that the current peak value is equal to or less than the first allowable value. The current peak value is suppressed within an allowable range. Therefore, according to this overcurrent prevention control device, overcurrent can be reliably prevented. Further, the converter can be operated continuously by preventing the overcurrent. Furthermore, it is not necessary to design for the occurrence of overcurrent, and the switching element having the minimum allowable current can be used, so that the cost can be reduced.

　好ましくは、電流検出装置は、リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出する。過電流防止制御装置、予測部と、制御部とをさらに備える。予測部は、電流検出装置による今回検出値と前回検出値とに基づいて、電流検出装置による次回検出時の電流を予測する。制御部は、予測部により予測される電流の大きさが第２の許容値以上になるとき、電気負荷装置の負荷を低減するように電気負荷装置を制御する。 Preferably, the current detection device detects the current flowing through the reactor at a predetermined frequency. The apparatus further includes an overcurrent prevention control device, a prediction unit, and a control unit. The prediction unit predicts the current at the next detection by the current detection device based on the current detection value and the previous detection value by the current detection device. The control unit controls the electric load device to reduce the load of the electric load device when the magnitude of the current predicted by the prediction unit is equal to or greater than the second allowable value.

　好ましくは、コンバータのスイッチング素子は、パルス幅変調方式に従ってオンオフ制御される。そして、電流検出装置は、スイッチング素子へ出力される制御信号を生成するためのキャリア信号がピークとなるタイミングでリアクトルに流れる電流を検出する。 Preferably, the switching element of the converter is on / off controlled according to a pulse width modulation method. Then, the current detection device detects the current flowing through the reactor at the timing when the carrier signal for generating the control signal output to the switching element reaches a peak.

　好ましくは、リアクトルの一端は、直流電源の正極に接続される。スイッチング素子は、第１および第２のスイッチング素子から成る。第１のスイッチング素子は、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に接続される。第２のスイッチング素子は、電気負荷装置の正極線とリアクトルの他端との間に接続される。コンバータは、第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオードをさらに含む。そして、推定部は、直流電源からリアクトルへ電流が流れているとき、電流検出装置により検出される電流の傾きと電流検出装置による電流検出時における第２のスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する。 Preferably, one end of the reactor is connected to the positive electrode of the DC power supply. The switching element is composed of first and second switching elements. The first switching element is connected between the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power supply. The second switching element is connected between the positive electrode line of the electric load device and the other end of the reactor. The converter further includes first and second diodes connected in antiparallel to the first and second switching elements, respectively. Then, the estimation unit is configured based on the slope of the current detected by the current detection device and the remaining conduction time of the second switching element at the time of current detection by the current detection device when current is flowing from the DC power supply to the reactor. Estimate the peak value of the current flowing through the reactor.

　また、好ましくは、リアクトルの一端は、直流電源の正極に接続される。スイッチング素子は、第１および第２のスイッチング素子から成る。第１のスイッチング素子は、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に接続される。第２のスイッチング素子は、電気負荷装置の正極線とリアクトルの他端との間に接続される。コンバータは、第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオードをさらに含む。そして、推定部は、リアクトルから直流電源へ電流が流れているとき、電流検出装置により検出される電流の傾きと電流検出装置による電流検出時における第１のスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する。 Also preferably, one end of the reactor is connected to the positive electrode of the DC power supply. The switching element is composed of first and second switching elements. The first switching element is connected between the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power supply. The second switching element is connected between the positive electrode line of the electric load device and the other end of the reactor. The converter further includes first and second diodes connected in antiparallel to the first and second switching elements, respectively. Then, the estimation unit, based on the current gradient detected by the current detection device and the remaining conduction time of the first switching element at the time of current detection by the current detection device when current flows from the reactor to the DC power supply Estimate the peak value of the current flowing through the reactor.

　また、この発明によれば、コンバータの過電流防止制御装置は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、かつ、電気負荷装置の入力電圧を直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータの過電流防止制御装置である。コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトルと、リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子とを含む。過電流防止制御装置は、電流検出装置と、予測部と、制御部とを備える。電流検出装置は、リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出する。予測部は、電流検出装置による今回検出値と前回検出値とに基づいて、電流検出装置による次回検出時の電流を予測する。制御部は、予測部により予測される電流の大きさが第１の許容値以上になるとき、電気負荷装置の負荷を低減するように電気負荷装置を制御する。 Further, according to the present invention, a converter overcurrent prevention control device is provided between a DC power source and an electric load device, and is a converter for boosting an input voltage of the electric load device to an output voltage of the DC power source or higher. This is an overcurrent prevention control device. The converter includes a reactor capable of storing current as energy, and a switching element for causing current to flow through the reactor. The overcurrent prevention control device includes a current detection device, a prediction unit, and a control unit. The current detection device detects the current flowing through the reactor at a predetermined frequency. The prediction unit predicts the current at the next detection by the current detection device based on the current detection value and the previous detection value by the current detection device. The control unit controls the electric load device so as to reduce the load of the electric load device when the magnitude of the current predicted by the prediction unit is equal to or greater than the first allowable value.

　この過電流防止制御装置においては、電流検出装置による今回検出値と前回検出値とに基づいて、電流検出装置による次回検出時の電流が予測部により予測される。そして、予測部により予測される電流の大きさが第１の許容値以上になるとき、電気負荷装置の負荷を低減するように電気負荷装置が制御されるので、リアクトルに流れる電流が許容範囲内に抑えられるとともに、コンバータの出力電圧（電気負荷装置の入力電圧に相当）が上昇するのを抑えられる。したがって、この過電流防止制御装置によれば、過電流を確実に防止し、かつ、コンバータの出力電圧の上昇を防止することができる。また、過電流が防止されることによりコンバータを継続して動作可能である。さらに、過電流の発生を見越した設計をする必要がなく、必要最低限の電流許容量を有するスイッチング素子を用いることができるので、コストを下げることができる。 In this overcurrent prevention control device, the current at the next detection by the current detection device is predicted by the prediction unit based on the current detection value and the previous detection value by the current detection device. And when the magnitude | size of the electric current estimated by the estimation part becomes more than a 1st allowable value, since an electric load apparatus is controlled so that the load of an electric load apparatus may be reduced, the electric current which flows into a reactor is in an allowable range. And an increase in the output voltage of the converter (corresponding to the input voltage of the electric load device) can be suppressed. Therefore, according to this overcurrent prevention control device, it is possible to reliably prevent overcurrent and to prevent an increase in the output voltage of the converter. Further, the converter can be operated continuously by preventing the overcurrent. Furthermore, it is not necessary to design for the occurrence of overcurrent, and the switching element having the minimum allowable current can be used, so that the cost can be reduced.

　好ましくは、過電流防止制御装置は、推定部と、変更部とをさらに備える。推定部は、電流検出装置により検出される電流の傾きと電流検出装置による電流検出時におけるスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する。変更部は、推定部により推定されるピーク値の大きさを示す電流ピーク値が第２の許容値以上になるとき、電流ピーク値が第２の許容値以下となるようにスイッチング素子のデューティー比を変更する。 Preferably, the overcurrent prevention control device further includes an estimation unit and a change unit. The estimation unit estimates the peak value of the current flowing through the reactor based on the slope of the current detected by the current detection device and the remaining conduction time of the switching element at the time of current detection by the current detection device. The changing unit is configured to change the duty ratio of the switching element so that the current peak value is equal to or less than the second allowable value when the current peak value indicating the magnitude of the peak value estimated by the estimation unit is equal to or greater than the second allowable value. To change.

　好ましくは、電気負荷装置は、コンバータに接続されるインバータと、インバータにより駆動される電動機とを含む。制御部は、予測部により予測される電流の大きさが第１の許容値以上になるとき、電動機のトルクを低減するようにインバータを制御する。 Preferably, the electric load device includes an inverter connected to the converter and an electric motor driven by the inverter. The control unit controls the inverter so as to reduce the torque of the electric motor when the magnitude of the current predicted by the prediction unit is equal to or greater than the first allowable value.

　また、この発明によれば、コンバータの過電流防止方法は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、電気負荷装置の入力電圧を直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータの過電流防止方法である。コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトルと、リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子とを含む。過電流防止方法は、リアクトルに流れる電流を検出するステップと、検出される電流の傾きと電流検出時におけるスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、リアクトルに流れる電流のピーク値を推定するステップと、推定されるピーク値の大きさを示す電流ピーク値が所定の許容値以上になるとき、電流ピーク値が許容値以下となるようにスイッチング素子のデューティー比を変更するステップとを備える。 Further, according to the present invention, the converter overcurrent prevention method is provided between the DC power supply and the electric load device, and the converter overcurrent prevention is provided for boosting the input voltage of the electric load device above the output voltage of the DC power supply. Is the method. The converter includes a reactor capable of storing current as energy, and a switching element for causing current to flow through the reactor. The overcurrent prevention method includes a step of detecting a current flowing through the reactor, a step of estimating a peak value of the current flowing through the reactor based on a slope of the detected current and a remaining conduction time of the switching element at the time of current detection, and And a step of changing the duty ratio of the switching element so that the current peak value becomes equal to or less than the allowable value when the current peak value indicating the estimated peak value becomes equal to or greater than the predetermined allowable value.

　また、この発明によれば、コンバータの過電流防止方法は、直流電源と電気負荷装置との間に設けられ、電気負荷装置の入力電圧を直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータの過電流防止方法である。コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトルと、リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子とを含む。過電流防止方法は、リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出するステップと、電流の今回検出値と前回検出値とに基づいて、次回検出時の電流を予測するステップと、予測される電流の大きさが所定の許容値以上になるとき、電気負荷装置の負荷を低減するように電気負荷装置を制御するステップとを備える。 Further, according to the present invention, the converter overcurrent prevention method is provided between the DC power supply and the electric load device, and the converter overcurrent prevention is provided for boosting the input voltage of the electric load device above the output voltage of the DC power supply. Is the method. The converter includes a reactor capable of storing current as energy, and a switching element for causing current to flow through the reactor. The overcurrent prevention method includes a step of detecting a current flowing through a reactor at a predetermined frequency, a step of predicting a current at the next detection based on a current detection value and a previous detection value of the current, And controlling the electric load device so as to reduce the load of the electric load device when the magnitude is equal to or greater than a predetermined allowable value.

　この発明によれば、過電流を確実に防止することができる。また、過電流が防止されることによりコンバータを継続して動作可能である。さらに、過電流の発生を見越した設計をする必要がなく、必要最低限の電流許容量を有するスイッチング素子を用いることができるので、コストを下げることができる。 According to the present invention, overcurrent can be reliably prevented. Further, the converter can be operated continuously by preventing the overcurrent. Furthermore, it is not necessary to design for the occurrence of overcurrent, and the switching element having the minimum allowable current can be used, so that the cost can be reduced.

この発明の実施の形態１による過電流防止制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。1 is a circuit diagram of a motor drive device to which an overcurrent prevention control device according to Embodiment 1 of the present invention is applied. FIG. 図１に示す制御装置における、昇圧コンバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the part regarding control of a boost converter in the control apparatus shown in FIG. 実施の形態１における過電流防止制御を説明するための第１の図である。FIG. 6 is a first diagram for illustrating overcurrent prevention control in the first embodiment. 実施の形態１における過電流防止制御を説明するための第２の図である。FIG. 6 is a second diagram for illustrating overcurrent prevention control in the first embodiment. 図２に示すサンプル／ホールド回路によるサンプリングタイミングを説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining sampling timing by a sample / hold circuit shown in FIG. 2. 図２に示す過電流防止制御部の詳細な機能ブロック図である。FIG. 3 is a detailed functional block diagram of an overcurrent prevention control unit shown in FIG. 2. 図１に示す制御装置により実行される過電流防止制御の処理手順を説明するための第１のフローチャートである。FIG. 3 is a first flowchart for explaining a processing procedure of overcurrent prevention control executed by the control device shown in FIG. 1. FIG. 図１に示す制御装置により実行される過電流防止制御の処理手順を説明するための第２のフローチャートである。FIG. 6 is a second flowchart for explaining a processing procedure of overcurrent prevention control executed by the control device shown in FIG. 1. 実施の形態２における過電流防止制御を説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining overcurrent prevention control in a second embodiment. 実施の形態２における制御装置における、インバータの制御に関する部分の機能ブロック図である。FIG. 10 is a functional block diagram of a portion related to inverter control in the control device according to the second embodiment. 実施の形態２における制御装置により実行される過電流防止制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。6 is a flowchart for illustrating a processing procedure of overcurrent prevention control executed by a control device according to Embodiment 2.

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

　［実施の形態１］
　図１は、この発明の実施の形態１による過電流防止制御装置が適用されるモータ駆動装置の回路図である。図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、制御装置３０とを備える。 [Embodiment 1]
1 is a circuit diagram of a motor drive apparatus to which an overcurrent prevention control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention is applied. Referring to FIG. 1, motor drive device 100 includes DC power supply B, boost converter 10, inverter 20, positive lines PL1 and PL2, negative line NL, current sensor 52, and

voltage sensors

54 and 56. And a control device 30.

　このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭ１は、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 The motor drive device 100 is mounted on an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle. AC motor M1 is mechanically coupled to drive wheels (not shown) and generates torque for driving the vehicle. Alternatively, AC motor M1 may be mechanically connected to an engine (not shown), operate as a generator that generates electric power using engine power, and be incorporated in a hybrid vehicle as an electric motor that starts the engine. .

　昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ－エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。 Boost converter 10 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as “switching elements”) Q1, Q2, and diodes D1, D2. Reactor L1 has one end connected to a positive line PL1 connected to the positive terminal of DC power supply B, and the other end connected to an intermediate point between switching element Q1 and switching element Q2, that is, the emitter and switching element of switching element Q1. Connected to the connection point with the collector of Q2. Switching elements Q1, Q2 are connected in series between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL. The collector of switching element Q1 is connected to positive line PL2, and the emitter of switching element Q2 is connected to negative line NL. Further, diodes D1 and D2 for flowing current from the emitter side to the collector side are connected between the collector and emitter of switching elements Q1 and Q2, respectively.

　なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３～Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。 As the switching elements Q3 to Q8 described later included in the switching elements Q1 and Q2 and the inverter 20, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or the like can be used.

　インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ８のコレクタ－エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３～Ｄ８がそれぞれ接続される。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。 The inverter 20 includes a U-phase arm 22, a V-phase arm 24, and a W-phase arm 26. U-phase arm 22, V-phase arm 24, and W-phase arm 26 are connected in parallel between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL. U-phase arm 22 includes switching elements Q3 and Q4 connected in series. V-phase arm 24 includes switching elements Q5 and Q6 connected in series. W-phase arm 26 includes switching elements Q7 and Q8 connected in series. Further, diodes D3 to D8 for passing a current from the emitter side to the collector side are connected between the collector and emitter of switching elements Q3 to Q8, respectively. And the intermediate point of each phase arm is connected to each phase coil of AC motor M1, respectively.

　直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。 DC power supply B is a rechargeable power storage device, for example, a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion. Note that a large capacity capacitor may be used as the DC power source B instead of the secondary battery.

　昇圧コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する。）を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。なお、システム電圧が目標電圧よりも低い場合、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることにより正極線ＰＬ１から正極線ＰＬ２へ電流を流すことができ、システム電圧を上昇させることができる。一方、システム電圧が目標電圧よりも高い場合、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることにより正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ１へ電流を流すことができ、システム電圧を低下させることができる。 Boost converter 10 boosts the voltage between positive line PL2 and negative line NL (hereinafter also referred to as “system voltage”) to a voltage equal to or higher than the output voltage of DC power supply B based on signal PWC from control device 30. When the system voltage is lower than the target voltage, by increasing the on-duty of switching element Q2, a current can flow from positive line PL1 to positive line PL2, and the system voltage can be increased. On the other hand, when the system voltage is higher than the target voltage, by increasing the on-duty of switching element Q1, a current can flow from positive line PL2 to positive line PL1, and the system voltage can be lowered.

　インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭ１へ出力し、交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｉｎによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の制動時、交流モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。 The inverter 20 converts the DC power supplied from the positive electrode line PL2 and the negative electrode line NL into three-phase AC based on the signal PWI from the control device 30 and outputs it to the AC motor M1 to drive the AC motor M1. Thus, AC motor M1 is driven so as to generate torque specified by torque command value Tin. Inverter 20 also converts the three-phase AC power generated by AC motor M1 into DC based on signal PWI when braking a hybrid vehicle or electric vehicle on which motor drive device 100 is mounted, and generates positive line PL2 and negative line Output to line NL.

　電流センサ５２は、昇圧コンバータ１０のリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。電圧センサ５４は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間の電圧ＶＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。電圧センサ５６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間の電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。回転角センサ５８は、交流モータＭ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。 Current sensor 52 detects current IL flowing through reactor L1 of boost converter 10 and outputs the detected value to control device 30. Current sensor 52 detects a current flowing from DC power supply B to reactor L1 as a positive value, and detects a current flowing from reactor L1 to DC power supply B as a negative value. Voltage sensor 54 detects voltage VL between positive electrode line PL1 and negative electrode line NL, and outputs the detected value to control device 30. Voltage sensor 56 detects voltage VH between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL, and outputs the detected value to control device 30. The rotation angle sensor 58 detects the rotation angle θ of the rotor of the AC motor M <b> 1 and outputs the detected value to the control device 30.

　制御装置３０は、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）」と称する。）法を用いて、昇圧コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０へ出力する。ここで、制御装置３０は、後述する方法により、昇圧コンバータ１０に過電流が流れるのを防止する過電流防止制御を実行する。 Control device 30 generates a PWM signal for driving boost converter 10 using a pulse width modulation (hereinafter referred to as “PWM (Pulse Width Modulation)”) method, and uses the generated PWM signal as signal PWC. Output to boost converter 10. Here, control device 30 performs overcurrent prevention control for preventing overcurrent from flowing through boost converter 10 by a method described later.

　また、制御装置３０は、図示されないＥＣＵ（Electronic　Control　Unit）から受けるトルク指令値Ｔｉｎに基づいて、交流モータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。 Control device 30 generates a PWM signal for driving AC motor M1 based on a torque command value Tin received from an ECU (Electronic Control Unit) (not shown), and inverter 20 uses the generated PWM signal as signal PWI. Output to.

　以下、この実施の形態１における昇圧コンバータ１０の過電流防止制御について詳しく説明する。 Hereinafter, the overcurrent prevention control of the boost converter 10 in the first embodiment will be described in detail.

　図２は、図１に示した制御装置３０における、昇圧コンバータ１０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、減算部１０２と、電圧制御部１０４と、過電流防止制御部１０６と、ＰＷＭ信号生成部１０８と、サンプル／ホールド（以下「Ｓ／Ｈ」と称する。）回路１１０と、キャリア信号生成部１１２とを含む。 FIG. 2 is a functional block diagram of a part related to control of the boost converter 10 in the control device 30 shown in FIG. Referring to FIG. 2, control device 30 includes subtraction unit 102, voltage control unit 104, overcurrent prevention control unit 106, PWM signal generation unit 108, and sample / hold (hereinafter referred to as “S / H”). .) Circuit 110 and carrier signal generator 112.

　減算部１０２は、電圧ＶＨの目標を示す電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの検出値を減算し、その演算結果を電圧制御部１０４へ出力する。電圧制御部１０４は、電圧ＶＨが電圧指令値ＶＲに一致するように制御演算（たとえば比例積分制御）を実行し、ＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ要求値ｄｉｎを制御出力として出力する。 The subtraction unit 102 subtracts the detected value of the voltage VH from the voltage command value VR indicating the target of the voltage VH, and outputs the calculation result to the voltage control unit 104. The voltage control unit 104 executes a control calculation (for example, proportional integration control) so that the voltage VH matches the voltage command value VR, and outputs a PWM request value din for generating a PWM signal as a control output.

　一方、キャリア信号生成部１１２は、後述のＰＷＭ信号生成部１０８においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号をＰＷＭ信号生成部１０８およびＳ／Ｈ回路１１０へ出力する。 On the other hand, the carrier signal generation unit 112 generates a carrier signal composed of a triangular wave for generating a PWM signal in the PWM signal generation unit 108 described later, and the generated carrier signal is used as the PWM signal generation unit 108 and the S / H circuit. To 110.

　Ｓ／Ｈ回路１１０は、キャリア信号生成部１１２から受けるキャリア信号の山のタイミングで電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨをサンプリングし、そのサンプリング値を過電流防止制御部１０６へ出力する。また、Ｓ／Ｈ回路１１０は、キャリア信号の谷のタイミングにおいても電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨをサンプリングし、そのサンプリング値を過電流防止制御部１０６へ出力する。 The S / H circuit 110 samples the current IL and the voltages VL and VH at the timing of the peak of the carrier signal received from the carrier signal generation unit 112, and outputs the sampled values to the overcurrent prevention control unit 106. Further, the S / H circuit 110 samples the current IL and the voltages VL and VH also at the timing of the valley of the carrier signal, and outputs the sampled values to the overcurrent prevention control unit 106.

　過電流防止制御部１０６は、Ｓ／Ｈ回路１１０から受ける電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨのサンプリング値に基づいて、後述の方法により電流ＩＬのピーク値を推定し、その推定されたピーク値の大きさ（絶対値）を示す電流ピーク値が予め定められた許容値以上になるとき、電流ピーク値が許容値以下となるように、後述の方法によりＰＷＭ要求値ｄｉｎを変更する。そして、過電流防止制御部１０６は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎが変更された場合には、その変更後の値をＰＷＭ指令値ｄｏｕｔとして、ＰＷＭ要求値ｄｉｎの変更がなかった場合には、ＰＷＭ要求値ｄｉｎをＰＷＭ指令値ｄｏｕｔとして、ＰＷＭ信号生成部１０８へ出力する。 The overcurrent prevention control unit 106 estimates the peak value of the current IL by a method described later based on the current IL received from the S / H circuit 110 and the sampling values of the voltages VL and VH, and the magnitude of the estimated peak value. When the current peak value indicating the value (absolute value) is equal to or greater than a predetermined allowable value, the PWM request value din is changed by a method described later so that the current peak value is equal to or smaller than the allowable value. Then, when the PWM request value din is changed, the overcurrent prevention control unit 106 sets the value after the change as the PWM command value dout, and when the PWM request value din is not changed, the PWM request value The din is output to the PWM signal generation unit 108 as the PWM command value dout.

　ＰＷＭ信号生成部１０８は、過電流防止制御部１０６から受けるＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを、キャリア信号生成部１１２から受けるキャリア信号と比較し、その大小関係に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＣを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部１０８は、その生成された信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。 The PWM signal generation unit 108 compares the PWM command value dout received from the overcurrent prevention control unit 106 with the carrier signal received from the carrier signal generation unit 112, and generates a signal PWC whose logic state changes according to the magnitude relationship. . PWM signal generation unit 108 then outputs the generated signal PWC to switching elements Q1 and Q2 of boost converter 10.

　なお、上記から分かるように、過電流防止制御部１０６においてＰＷＭ要求値ｄｉｎを変更することは、ＰＷＭ信号である信号ＰＷＣのデューティー比を変更することであり、すなわち、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比を変更することに相当する。 As can be seen from the above, changing the PWM request value din in the overcurrent prevention control unit 106 is changing the duty ratio of the signal PWC that is a PWM signal, that is, the switching element Q1 of the boost converter 10. , Q2 is equivalent to changing the duty ratio.

　図３，図４は、実施の形態１における過電流防止制御を説明するための図である。なお、図３では、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬが正値のときの制御について示され、図４では、電流ＩＬが負値のときの制御について示される。図３を参照して、キャリア信号ＣＲの方がＰＷＭ指令値ｄｏｕｔよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれオフ，オンとなる。このとき、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬは増加する。一方、ＰＷＭ指令値ｄｏｕｔの方がキャリア信号ＣＲよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれオン，オフとなる。このとき、電流ＩＬは減少する。 3 and 4 are diagrams for explaining the overcurrent prevention control in the first embodiment. 3 shows the control when the current IL flowing through the reactor L1 is a positive value, and FIG. 4 shows the control when the current IL is a negative value. Referring to FIG. 3, when carrier signal CR is larger than PWM command value dout, switching elements Q1 and Q2 are turned off and on, respectively. At this time, the current IL flowing through the reactor L1 increases. On the other hand, when the PWM command value dout is larger than the carrier signal CR, the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off, respectively. At this time, the current IL decreases.

　リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬが正値のとき、キャリア信号ＣＲの山のタイミング（時刻ｔ１など）でＳ／Ｈ回路１１０（図２）により電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨがサンプリングされる（点Ｐ１）。そして、時刻ｔ１におけるスイッチング素子Ｑ２の残りオン期間（ｔ３－ｔ１）と、電流ＩＬの傾きとから、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋ（時刻ｔ３における点Ｐ２）が推定される。なお、後述のように、スイッチング素子Ｑ２の残りオン期間は、キャリア周期ＴｃとＰＷＭ要求値ｄｉｎとに基づいて算出でき、電流ＩＬの傾きは、電圧ＶＬとリアクトルＬ１のインダクタンスＬとに基づいて算出できる。 When the current IL flowing through the reactor L1 is a positive value, the current IL and the voltages VL and VH are sampled by the S / H circuit 110 (FIG. 2) at the timing of the peak of the carrier signal CR (such as time t1) (point P1). . Then, the peak value ILpeak (point P2 at time t3) of the current IL is estimated from the remaining on-period (t3-t1) of the switching element Q2 at time t1 and the slope of the current IL. As will be described later, the remaining ON period of the switching element Q2 can be calculated based on the carrier cycle Tc and the PWM request value din, and the slope of the current IL is calculated based on the voltage VL and the inductance L of the reactor L1. it can.

　そして、このピーク値ＩＬｐｅａｋが所定の許容値ＩＬｍａｘと比較され、ピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘ以上になるとき、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔが算出され、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、算出された時間Ｔに基づいてＰＷＭ指令値ｄｏｕｔが算出される（一例として、ここではピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘに一致する場合が示される。）。 Then, the peak value ILpeak is compared with a predetermined allowable value ILmax, and when the peak value ILpeak is equal to or greater than the allowable value ILmax, a time T until the current IL reaches the allowable value ILmax is calculated, and the current IL is determined to be the allowable value ILmax. The PWM command value dout is calculated based on the calculated time T as follows (for example, the case where the peak value ILpeak matches the allowable value ILmax is shown here).

　これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比が変更され、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンとなり、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフとなる。 Thereby, the duty ratio of the switching elements Q1 and Q2 is changed, and at time t2, the switching element Q1 is turned on from off and the switching element Q2 is turned on from off.

　次に、図４を参照して、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬが負値のときは、キャリア信号ＣＲの谷のタイミング（たとえば時刻ｔ１１）でＳ／Ｈ回路１１０（図２）により電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨがサンプリングされる（点Ｐ３）。そして、時刻ｔ１１におけるスイッチング素子Ｑ１の残りオン期間（ｔ１３－ｔ１１）と、電流ＩＬの傾きとから、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋ（時刻ｔ１３における点Ｐ４）が推定される。なお、後述のように、スイッチング素子Ｑ１の残りオン期間は、キャリア周期ＴｃとＰＷＭ要求値ｄｉｎとに基づいて算出できる。 Next, referring to FIG. 4, when current IL flowing through reactor L1 is a negative value, current IL and voltage are applied by S / H circuit 110 (FIG. 2) at the timing of the valley of carrier signal CR (for example, time t11). VL and VH are sampled (point P3). Then, the peak value ILpeak of the current IL (point P4 at time t13) is estimated from the remaining ON period (t13-t11) of the switching element Q1 at time t11 and the slope of the current IL. As will be described later, the remaining ON period of the switching element Q1 can be calculated based on the carrier cycle Tc and the PWM request value din.

　そして、このピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさ（絶対値）が所定の許容値ＩＬｍａｘと比較され、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以上になるとき、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔが算出され、電流ＩＬの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、算出された時間Ｔに基づいてＰＷＭ指令値ｄｏｕｔが算出される（一例として、ここでもピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘに一致する場合が示される。）。 Then, the magnitude (absolute value) of the peak value ILpeak is compared with a predetermined allowable value ILmax, and when the magnitude of the peak value ILpeak exceeds the allowable value ILmax, the time T until the current IL reaches the allowable value ILmax Is calculated, and the PWM command value dout is calculated based on the calculated time T so that the magnitude of the current IL is equal to or less than the allowable value ILmax. (As an example, the peak value ILpeak also matches the allowable value ILmax. The case to do is shown.)

　これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比が変更され、時刻ｔ１２において、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフとなり、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンとなる。 Thereby, the duty ratio of the switching elements Q1 and Q2 is changed, and at time t12, the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on.

　図５は、図２に示したＳ／Ｈ回路１１０によるサンプリングタイミングを説明するための図である。図５を参照して、キャリア信号ＣＲの山谷で電流ＩＬをサンプリングすることにより、原理的に電流ＩＬの平均値を取得することができる。これにより、複数のサンプリング値を平均化したりフィルタ処理を施す等して平均値を求める必要はなくなり、サンプリングされた瞬時値を用いて電流ＩＬの平均値を得ることができる。 FIG. 5 is a diagram for explaining the sampling timing by the S / H circuit 110 shown in FIG. Referring to FIG. 5, by sampling current IL at the peaks and valleys of carrier signal CR, the average value of current IL can be obtained in principle. Thereby, it is not necessary to obtain an average value by averaging a plurality of sampling values or performing a filtering process, and the average value of the current IL can be obtained using the sampled instantaneous values.

　図６は、図２に示した過電流防止制御部１０６の詳細な機能ブロック図である。図６を参照して、過電流防止制御部１０６は、電流ピーク推定部１２０と、デューティー変更部１２２とを含む。 FIG. 6 is a detailed functional block diagram of the overcurrent prevention control unit 106 shown in FIG. Referring to FIG. 6, overcurrent prevention control unit 106 includes a current peak estimation unit 120 and a duty change unit 122.

　電流ピーク推定部１２０は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎと、電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨの各サンプリング値とを受ける。そして、電流ピーク推定部１２０は、電流ＩＬが正値のとき、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを次式に基づいて推定する。 The current peak estimation unit 120 receives the PWM request value din and the sampling values of the current IL and the voltages VL and VH. Then, the current peak estimation unit 120 estimates the peak value ILpeak of the current IL based on the following equation when the current IL is a positive value.

　ＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋（ＶＬ／Ｌ）×｛Ｔｃ×（１－ｄｉｎ）／２｝　…（１）
　ここで、（ＶＬ／Ｌ）は電流ＩＬの傾きを表し、｛Ｔｃ×（１－ｄｉｎ）／２｝はスイッチング素子Ｑ２の残りオン時間（残り導通時間）を表す。なお、リアクトルＬ１のインダクタンスＬは一定値とする。 ILpeak = IL + (VL / L) × {Tc × (1-din) / 2} (1)
Here, (VL / L) represents the slope of the current IL, and {Tc × (1-din) / 2} represents the remaining on-time (remaining conduction time) of the switching element Q2. The inductance L of the reactor L1 is a constant value.

　また、電流ピーク推定部１２０は、電流ＩＬが負値のときは、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを次式に基づいて推定する。 The current peak estimation unit 120 estimates the peak value ILpeak of the current IL based on the following equation when the current IL is a negative value.

　ＩＬｐｅａｋ＝ＩＬ＋｛（ＶＬ－ＶＨ）／Ｌ｝×（Ｔｃ×ｄｉｎ／２）　…（２）
　ここで、｛（ＶＬ－ＶＨ）／Ｌ｝は電流ＩＬの傾きを表し、（Ｔｃ×ｄｉｎ／２）はスイッチング素子Ｑ１の残りオン時間（残り導通時間）を表す。 ILpeak = IL + {(VL−VH) / L} × (Tc × din / 2) (2)
Here, {(VL−VH) / L} represents the slope of the current IL, and (Tc × din / 2) represents the remaining ON time (remaining conduction time) of the switching element Q1.

　デューティー変更部１２２は、電流ＩＬが正値のとき、電流ピーク推定部１２０により推定された電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを予め設定された所定の許容値ＩＬｍａｘと比較し、推定されたピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘ以上となるとき、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔを次式に基づいて算出する。 When the current IL is a positive value, the duty changing unit 122 compares the peak value ILpeak of the current IL estimated by the current peak estimating unit 120 with a predetermined allowable value ILmax set in advance, and the estimated peak value ILpeak is When the value is equal to or greater than the allowable value ILmax, a time T until the current IL reaches the allowable value ILmax is calculated based on the following equation.

　Ｔ＝（ＩＬｍａｘ－ＩＬ）×（Ｌ／ＶＬ）　…（３）
　そして、デューティー変更部１２２は、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、（３）式により算出された時間Ｔを用いてＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを次式により算出する。 T = (ILmax−IL) × (L / VL) (3)
Then, duty changing unit 122 calculates PWM command value dout by the following equation using time T calculated by equation (3) such that current IL is equal to or less than allowable value ILmax.

　ｄｏｕｔ＝１－（Ｔ／Ｔｃ）×２　…（４）
　なお、上記の（４）式は、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘとなるようにＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを変更するものであるが、ピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘよりも小さくなるようにＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを変更してもよい。 dout = 1− (T / Tc) × 2 (4)
In the above formula (4), the PWM command value dout is changed so that the peak value ILpeak of the current IL becomes the allowable value ILmax, but the PWM is set so that the peak value ILpeak is smaller than the allowable value ILmax. The command value dout may be changed.

　一方、デューティー変更部１２２は、電流ＩＬが負値のときは、電流ピーク推定部１２０により推定された電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさ（絶対値）を許容値ＩＬｍａｘと比較し、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以上となるとき、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔを次式に基づいて算出する。 On the other hand, when current IL is a negative value, duty changing unit 122 compares the magnitude (absolute value) of peak value ILpeak of current IL estimated by current peak estimating unit 120 with allowable value ILmax, and determines peak value ILpeak. Is equal to or greater than the allowable value ILmax, the time T until the current IL reaches the allowable value ILmax is calculated based on the following equation.

　Ｔ＝（ＩＬｍａｘ－ＩＬ）×｛Ｌ／（ＶＬ－ＶＨ）｝　…（５）
　そして、デューティー変更部１２２は、電流ＩＬの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、（５）式により算出された時間Ｔを用いてＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを次式により算出する。 T = (ILmax−IL) × {L / (VL−VH)} (5)
Then, duty changing unit 122 calculates PWM command value dout by the following equation using time T calculated by equation (5) so that the magnitude of current IL is equal to or less than allowable value ILmax.

　ｄｏｕｔ＝（Ｔ／Ｔｃ）×２　…（６）
　なお、上記の（６）式も、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘとなるようにＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを変更するものであるが、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘよりも小さくなるようにＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを変更してもよい。 dout = (T / Tc) × 2 (6)
In the above formula (6), the PWM command value dout is changed so that the peak value ILpeak of the current IL becomes the allowable value ILmax, but the magnitude of the peak value ILpeak is smaller than the allowable value ILmax. As described above, the PWM command value dout may be changed.

　なお、電流ＩＬが正値の場合も負値の場合も、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘよりも小さいときは、デューティー変更部１２２は、上記の演算を行なうことなく、ＰＷＭ要求値ｄｉｎをＰＷＭ指令値ｄｏｕｔとして出力する。 In both cases where the current IL is a positive value and a negative value, when the magnitude of the peak value ILpeak of the current IL is smaller than the allowable value ILmax, the duty changing unit 122 performs PWM without performing the above calculation. The requested value din is output as the PWM command value dout.

　図７，８は、図１に示した制御装置３０により実行される過電流防止制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。図７は、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬが正値のときの処理手順を説明するためのフローチャートであり、図８は、電流ＩＬが負値のときの処理手順を説明するためのフローチャートである。なお、これらのフローチャートに示される処理は、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。 7 and 8 are flowcharts for explaining the processing procedure of the overcurrent prevention control executed by the control device 30 shown in FIG. FIG. 7 is a flowchart for explaining a processing procedure when the current IL flowing through the reactor L1 is a positive value, and FIG. 8 is a flowchart for explaining a processing procedure when the current IL is a negative value. The processes shown in these flowcharts are called from the main routine and executed every certain time or every time a predetermined condition is satisfied.

　図７を参照して、制御装置３０は、電流センサ５２（図１）により検出される電流ＩＬが正値であるか否かを判定する（ステップＳ１０）。電流ＩＬが正値でないときは（ステップＳ１０においてＮＯ）、以降の一連の処理は実行されず、ステップＳ１００へ処理が移行される。 Referring to FIG. 7, control device 30 determines whether or not current IL detected by current sensor 52 (FIG. 1) is a positive value (step S10). When current IL is not a positive value (NO in step S10), the subsequent series of processes is not executed, and the process proceeds to step S100.

　ステップＳ１０において電流ＩＬが正値であると判定されると（ステップＳ１０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、信号ＰＷＣを生成するためのキャリア信号の山のタイミングにおいて、電流センサ５２により検出される電流ＩＬおよび電圧センサ５４により検出される電圧ＶＬをサンプリングする（ステップＳ２０）。 If it is determined in step S10 that current IL is a positive value (YES in step S10), control device 30 detects the current detected by current sensor 52 at the timing of the peak of the carrier signal for generating signal PWC. The voltage VL detected by the IL and the voltage sensor 54 is sampled (step S20).

　次いで、制御装置３０は、サンプリングされた電圧ＶＬを用いて電流ＩＬの傾きを算出する（ステップＳ３０）。具体的には、上記（１）式における（ＶＬ／Ｌ）の項が算出される。続いて、制御装置３０は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎを用いて、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ２の残りオン時間を算出する（ステップＳ４０）。具体的には、上記（１）式における｛Ｔｃ×（１－ｄｉｎ）／２｝の項が算出される。そして、制御装置３０は、ステップＳ３０において算出された電流ＩＬの傾き、およびステップＳ４０において算出されたスイッチング素子Ｑ２の残りオン時間を用いて、上記（１）式により電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを推定（算出）する（ステップＳ５０）。 Next, the control device 30 calculates the slope of the current IL using the sampled voltage VL (step S30). Specifically, the term (VL / L) in the above equation (1) is calculated. Subsequently, control device 30 calculates remaining on-time of switching element Q2 of boost converter 10 using PWM request value din (step S40). Specifically, the term {Tc × (1-din) / 2} in the above equation (1) is calculated. Then, control device 30 estimates peak value ILpeak of current IL by the above equation (1) using the slope of current IL calculated in step S30 and the remaining on-time of switching element Q2 calculated in step S40. (Calculate) (step S50).

　次いで、制御装置３０は、ステップＳ５０において推定された電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘ以上であるか否かを判定する（ステップＳ６０）。ピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘ以上であると判定されると（ステップＳ６０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、ステップＳ２０においてサンプリングされた電流ＩＬおよび電圧ＶＬを用いて、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔを上記（３）式により算出する（ステップＳ７０）。 Next, control device 30 determines whether or not peak value ILpeak of current IL estimated in step S50 is greater than or equal to allowable value ILmax (step S60). When it is determined that peak value ILpeak is greater than or equal to allowable value ILmax (YES in step S60), control device 30 uses current IL and voltage VL sampled in step S20 to allow current IL to reach allowable value ILmax. Time T is calculated by the above equation (3) (step S70).

　そして、制御装置３０は、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、ステップＳ７０において算出された時間Ｔを用いて、上記（４）式によりＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを算出する（ステップＳ８０）。これにより、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比が変更される。 Then, control device 30 calculates PWM command value dout by the above equation (4) using time T calculated in step S70 so that current IL is equal to or less than allowable value ILmax (step S80). Thereby, the duty ratio of switching elements Q1, Q2 of boost converter 10 is changed.

　なお、ステップＳ６０において、ピーク値ＩＬｐｅａｋが許容値ＩＬｍａｘよりも小さいと判定されると（ステップＳ６０においてＮＯ）、制御装置３０は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎをＰＷＭ指令値ｄｏｕｔとする（ステップＳ９０）。 If it is determined in step S60 that the peak value ILpeak is smaller than the allowable value ILmax (NO in step S60), the control device 30 sets the PWM request value din as the PWM command value dout (step S90).

　また、図８を参照して、制御装置３０は、電流センサ５２により検出される電流ＩＬが負値であるか否かを判定する（ステップＳ１１０）。電流ＩＬが負値でないときは（ステップＳ１１０においてＮＯ）、以降の一連の処理は実行されず、ステップＳ２００へ処理が移行される。 Referring to FIG. 8, control device 30 determines whether or not current IL detected by current sensor 52 is a negative value (step S110). When current IL is not a negative value (NO in step S110), a series of subsequent processes are not executed, and the process proceeds to step S200.

　ステップＳ１１０において電流ＩＬが負値であると判定されると（ステップＳ１１０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、キャリア信号の谷のタイミングにおいて、電流センサ５２により検出される電流ＩＬおよび電圧センサ５４，５６によりそれぞれ検出される電圧ＶＬ，ＶＨをサンプリングする（ステップＳ１２０）。 If it is determined in step S110 that current IL is a negative value (YES in step S110), control device 30 detects current IL detected by current sensor 52 and

voltage sensors

54 and 56 at the timing of the valley of the carrier signal. The voltages VL and VH detected by the above are sampled (step S120).

　次いで、制御装置３０は、サンプリングされた電圧ＶＬ，ＶＨを用いて電流ＩＬの傾きを算出する（ステップＳ１３０）。具体的には、上記（２）式における｛（ＶＬ－ＶＨ）／Ｌ｝の項が算出される。続いて、制御装置３０は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎを用いて、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１の残りオン時間を算出する（ステップＳ１４０）。具体的には、上記（２）式における（Ｔｃ×ｄｉｎ／２）の項が算出される。そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０において算出された電流ＩＬの傾き、およびステップＳ１４０において算出されたスイッチング素子Ｑ１の残りオン時間を用いて、上記（２）式により電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋを推定（算出）する（ステップＳ１５０）。 Next, the control device 30 calculates the slope of the current IL using the sampled voltages VL and VH (step S130). Specifically, the term {(VL−VH) / L} in the above equation (2) is calculated. Subsequently, control device 30 calculates remaining on-time of switching element Q1 of boost converter 10 using PWM request value din (step S140). Specifically, the term (Tc × din / 2) in the above equation (2) is calculated. Then, control device 30 estimates peak value ILpeak of current IL by the above equation (2) using the slope of current IL calculated in step S130 and the remaining on-time of switching element Q1 calculated in step S140. (Calculate) (step S150).

　次いで、制御装置３０は、ステップＳ１５０において推定された電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさ（絶対値）が許容値ＩＬｍａｘ以上であるか否かを判定する（ステップＳ１６０）。ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以上であると判定されると（ステップＳ１６０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、ステップＳ１２０においてサンプリングされた電流ＩＬおよび電圧ＶＬ，ＶＨを用いて、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに達するまでの時間Ｔを上記（５）式により算出する（ステップＳ１７０）。 Next, control device 30 determines whether or not the magnitude (absolute value) of peak value ILpeak of current IL estimated in step S150 is greater than or equal to allowable value ILmax (step S160). If it is determined that the magnitude of peak value ILpeak is greater than or equal to allowable value ILmax (YES in step S160), control device 30 uses current IL and voltages VL and VH sampled in step S120 to determine current IL as The time T until the allowable value ILmax is reached is calculated by the above equation (5) (step S170).

　そして、制御装置３０は、電流ＩＬの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように、ステップＳ１７０において算出された時間Ｔを用いて、上記（６）式によりＰＷＭ指令値ｄｏｕｔを算出する（ステップＳ１８０）。これにより、昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比が変更される。 Then, control device 30 calculates PWM command value dout by equation (6) above using time T calculated in step S170 so that the magnitude of current IL is equal to or less than allowable value ILmax (step S180). ). Thereby, the duty ratio of switching elements Q1, Q2 of boost converter 10 is changed.

　なお、ステップＳ１６０において、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値ＩＬｍａｘよりも小さいと判定されると（ステップＳ１６０においてＮＯ）、制御装置３０は、ＰＷＭ要求値ｄｉｎをＰＷＭ指令値ｄｏｕｔとする（ステップＳ１９０）。 When it is determined in step S160 that the magnitude of peak value ILpeak is smaller than allowable value ILmax (NO in step S160), control device 30 sets PWM request value din as PWM command value dout (step S190). ).

　以上のように、この実施の形態１においては、昇圧コンバータ１０に流れる電流ＩＬの傾きと電流検出時におけるスイッチング素子Ｑ１またはＱ２の残りオン時間とに基づいて、電流ＩＬのピーク値ＩＬｐｅａｋが推定される。そして、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値以上になるとき、ピーク値ＩＬｐｅａｋの大きさが許容値以下となるようにスイッチング素子のデューティー比が変更されるので、電流ピーク値が許容範囲内に抑えられる。したがって、この実施の形態１によれば、過電流を確実に防止することができる。また、過電流が防止されることにより昇圧コンバータ１０を継続して動作可能である。さらに、過電流の発生を見越した設計をする必要がなく、必要最低限の電流許容量を有するスイッチング素子を用いることができるので、コストを下げることができる。 As described above, in the first embodiment, peak value ILpeak of current IL is estimated based on the slope of current IL flowing through boost converter 10 and the remaining on-time of switching element Q1 or Q2 at the time of current detection. The When the magnitude of the peak value ILpeak is greater than or equal to the allowable value, the duty ratio of the switching element is changed so that the magnitude of the peak value ILpeak is less than or equal to the allowable value, so that the current peak value is suppressed within the allowable range. It is done. Therefore, according to the first embodiment, overcurrent can be reliably prevented. Further, boost converter 10 can be operated continuously by preventing overcurrent. Furthermore, it is not necessary to design for the occurrence of overcurrent, and the switching element having the minimum allowable current can be used, so that the cost can be reduced.

　また、この実施の形態１によれば、キャリア信号ＣＲの山谷で電流ＩＬをサンプリングするようにしたので、原理的に電流ＩＬの平均値を取得することができる。これにより、複数のサンプリング値を平均化したりフィルタ処理を施す等して平均値を求める必要はなくなり、サンプリングされた瞬時値を用いて電流ＩＬの平均値を得ることができる。 Further, according to the first embodiment, since the current IL is sampled at the peaks and valleys of the carrier signal CR, the average value of the current IL can be obtained in principle. Thereby, it is not necessary to obtain an average value by averaging a plurality of sampling values or performing a filtering process, and the average value of the current IL can be obtained using the sampled instantaneous values.

　［実施の形態２］
　実施の形態１では、電流ＩＬの瞬時ピーク値が許容値を超えないように昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティー比を変更するものとしたが、この実施の形態２では、より長期的な視点で過電流防止制御を実施する。 [Embodiment 2]
In the first embodiment, the duty ratio of switching elements Q1 and Q2 of boost converter 10 is changed so that the instantaneous peak value of current IL does not exceed the allowable value. However, in this second embodiment, a longer term is used. Implement overcurrent prevention control from a simple perspective.

　図９は、実施の形態２における過電流防止制御を説明するための図である。図９を参照して、所定の間隔で電流ＩＬの平均値がサンプリングされる。一例として、図９に示されるように、時刻ｔ０，ｔ１，…において電流ＩＬの平均値がサンプリングされる。なお、上述のように、キャリア信号の山や谷で電流ＩＬをサンプリングすることにより、電流ＩＬの平均値を取得することが可能である。 FIG. 9 is a diagram for explaining the overcurrent prevention control in the second embodiment. Referring to FIG. 9, the average value of current IL is sampled at a predetermined interval. As an example, as shown in FIG. 9, the average value of the current IL is sampled at times t0, t1,. Note that, as described above, the average value of the current IL can be obtained by sampling the current IL at the peaks and valleys of the carrier signal.

　この実施の形態２では、ある時刻ｔ１で電流ＩＬがサンプリングされると、その時刻ｔ１での今回サンプリング値ＩＬ１と、時刻ｔ０での前回サンプリング値ＩＬ０とに基づいて、次回の時刻ｔ２における電流ＩＬの予測値ＩＬｐが算出される。そして、予測値ＩＬｐが許容値ＩＬｍａｘと比較され、予測値ＩＬｐが許容値ＩＬｍａｘ以上になるとき（この許容値は、実施の形態１における許容値と同じでもよいし異なってもよい。）、交流モータＭ１（図１）のトルクを低減することによって交流モータＭ１の出力Ｐが一定に制御される。これにより、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ内に抑えられるとともに電圧ＶＨの上昇が抑えられる。 In the second embodiment, when the current IL is sampled at a certain time t1, the current IL at the next time t2 is based on the current sampling value IL1 at the time t1 and the previous sampling value IL0 at the time t0. The predicted value ILp is calculated. Then, when predicted value ILp is compared with allowable value ILmax and predicted value ILp is equal to or greater than allowable value ILmax (this allowable value may be the same as or different from the allowable value in the first embodiment), alternating current. By reducing the torque of the motor M1 (FIG. 1), the output P of the AC motor M1 is controlled to be constant. As a result, the current IL is suppressed within the allowable value ILmax, and an increase in the voltage VH is suppressed.

　再び図１を参照して、実施の形態２におけるモータ駆動装置は、実施の形態１におけるモータ駆動装置１００の構成において、制御装置３０に代えて制御装置３０Ａを備える。 Referring to FIG. 1 again, the motor drive device in the second embodiment includes a control device 30A in place of control device 30 in the configuration of motor drive device 100 in the first embodiment.

　図１０は、実施の形態２における制御装置３０Ａにおける、インバータ２０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図１０を参照して、制御装置３０Ａは、微分演算部２０２と、トルク制御部２０４と、モータ制御部２０６と、ＰＷＭ信号生成部２０８と、電流予測部２１０と、Ｓ／Ｈ回路２１２と、キャリア信号生成部２１４とを含む。 FIG. 10 is a functional block diagram of a portion related to the control of the inverter 20 in the control device 30A according to the second embodiment. Referring to FIG. 10, control device 30 </ b> A includes differential calculation unit 202, torque control unit 204, motor control unit 206, PWM signal generation unit 208, current prediction unit 210, S / H circuit 212, A carrier signal generator 214.

　微分演算部２０２は、回転角センサ５８から得られる交流モータＭ１のロータの回転角θに微分演算を施すことによってロータの回転数ωを算出する。キャリア信号生成部２１４は、後述のＰＷＭ信号生成部２０８においてＰＷＭ信号を生成するための、三角波から成るキャリア信号を生成し、その生成したキャリア信号をＰＷＭ信号生成部２０８およびＳ／Ｈ回路２１２へ出力する。 The differential operation unit 202 calculates the rotational speed ω of the rotor by performing a differential operation on the rotational angle θ of the rotor of the AC motor M1 obtained from the rotational angle sensor 58. The carrier signal generation unit 214 generates a carrier signal composed of a triangular wave for generating a PWM signal in the PWM signal generation unit 208 described later, and the generated carrier signal is sent to the PWM signal generation unit 208 and the S / H circuit 212. Output.

　Ｓ／Ｈ回路２１２は、キャリア信号生成部２１４から受けるキャリア信号の山または谷のタイミングで、所定の間隔で電流ＩＬをサンプリングし、そのサンプリング値を電流予測部２１０へ出力する。 The S / H circuit 212 samples the current IL at a predetermined interval at the peak or valley timing of the carrier signal received from the carrier signal generation unit 214, and outputs the sampling value to the current prediction unit 210.

　電流予測部２１０は、Ｓ／Ｈ回路２１２から電流ＩＬのサンプリング値を受けると、その受けたサンプリング値（ＩＬ１）と前回のサンプリング値（ＩＬ０）とから、次回のサンプリングタイミングにおける電流ＩＬの予測値ＩＬｐを次式により算出する。 When the current prediction unit 210 receives the sampling value of the current IL from the S / H circuit 212, the current prediction unit 210 predicts the current IL at the next sampling timing from the received sampling value (IL1) and the previous sampling value (IL0). ILp is calculated by the following equation.

　ＩＬｐ＝ＩＬ１＋（ＩＬ１－ＩＬ０）／（ｔ１－ｔ０）×（ｔ２－ｔ１）　…（７）
　ここで、ｔ０は、前回のサンプリング時刻を表し、ｔ１は、今回のサンプリング時刻を表し、ｔ２は、次回のサンプリング予定時刻を表す。 ILp = IL1 + (IL1-IL0) / (t1-t0) × (t2-t1) (7)
Here, t0 represents the previous sampling time, t1 represents the current sampling time, and t2 represents the next scheduled sampling time.

　トルク制御部２０４は、電流予測部２１０から受ける電流ＩＬの予測値ＩＬｐの大きさ（絶対値）を電流ＩＬの許容値ＩＬｍａｘと比較する。そして、予測値ＩＬｐの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以上となるとき、トルク制御部２０４は、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように交流モータＭ１のトルクを低減する。たとえば、トルク制御部２０４は、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに制限されるように交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲを次式により算出し、その算出されたトルク指令値ＴＲをモータ制御部２０６へ出力する。 The torque control unit 204 compares the magnitude (absolute value) of the predicted value ILp of the current IL received from the current prediction unit 210 with the allowable value ILmax of the current IL. When the predicted value ILp is greater than or equal to the allowable value ILmax, the torque control unit 204 reduces the torque of the AC motor M1 so that the current IL is less than or equal to the allowable value ILmax. For example, torque control unit 204 calculates torque command value TR of AC motor M1 by the following equation so that current IL is limited to allowable value ILmax, and outputs the calculated torque command value TR to motor control unit 206. To do.

　ＴＲ＝（ＶＬ×ＩＬｍａｘ）／ω　…（８）
　一方、予測値ＩＬｐの大きさが許容値ＩＬｍａｘよりも小さいときは、トルク制御部２０４は、トルク指令値Ｔｉｎをトルク指令値ＴＲとしてモータ制御部２０６へ出力する。 TR = (VL × ILmax) / ω (8)
On the other hand, when the predicted value ILp is smaller than the allowable value ILmax, the torque control unit 204 outputs the torque command value Tin as the torque command value TR to the motor control unit 206.

　モータ制御部２０６は、トルク制御部２０４から受けるトルク指令値ＴＲ、微分演算部２０２から受けるロータ回転数ω、およびその他図示しないモータ電流や電圧ＶＨ等に基づいて、交流モータＭ１を駆動するための電圧指令値を生成し、その生成した電圧指令値をＰＷＭ信号生成部２０８へ出力する。 Motor control unit 206 drives AC motor M1 based on torque command value TR received from torque control unit 204, rotor rotational speed ω received from differential operation unit 202, and other motor current and voltage VH (not shown). A voltage command value is generated, and the generated voltage command value is output to the PWM signal generation unit 208.

　ＰＷＭ信号生成部２０８は、モータ制御部２０６から受ける電圧指令値を、キャリア信号生成部２１４から受けるキャリア信号と比較し、その大小関係に応じて論理状態が変化する信号ＰＷＩを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部２０８は、その生成された信号ＰＷＩをインバータ２０のスイッチング素子Ｑ３～Ｑ８へ出力する。 The PWM signal generation unit 208 compares the voltage command value received from the motor control unit 206 with the carrier signal received from the carrier signal generation unit 214, and generates a signal PWI whose logic state changes according to the magnitude relationship. Then, PWM signal generation unit 208 outputs the generated signal PWI to switching elements Q3 to Q8 of inverter 20.

　図１１は、実施の形態２における制御装置３０Ａにより実行される過電流防止制御の処理手順を説明するためのフローチャートである。なお、このフローチャートに示される処理も、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。 FIG. 11 is a flowchart for explaining the processing procedure of the overcurrent prevention control executed by the control device 30A in the second embodiment. The process shown in this flowchart is also called from the main routine and executed every certain time or every time a predetermined condition is satisfied.

　図１１を参照して、制御装置３０Ａは、信号ＰＷＩを生成するためのキャリア信号の山または谷のタイミングにおいて、電流センサ５２により検出される電流ＩＬをサンプリングする（ステップＳ２１０）。そして、制御装置３０Ａは、ステップＳ２１０においてサンプリングされた今回のサンプリング値ＩＬ１と前回サンプリング値ＩＬ０とから、次回のサンプリングタイミングにおける電流ＩＬの予測値ＩＬｐを上記（７）式により算出する（ステップＳ２２０）。 Referring to FIG. 11, control device 30A samples current IL detected by current sensor 52 at the timing of the peak or valley of the carrier signal for generating signal PWI (step S210). The control device 30A calculates the predicted value ILp of the current IL at the next sampling timing from the current sampling value IL1 and the previous sampling value IL0 sampled in step S210 by the above equation (7) (step S220). .

　次いで、制御装置３０Ａは、ステップＳ２２０において算出された電流ＩＬの予測値ＩＬｐの大きさ（絶対値）が許容値ＩＬｍａｘ以上であるか否かを判定する（ステップＳ２３０）。予測値ＩＬｐの大きさが許容値ＩＬｍａｘ以上であると判定されると（ステップＳ２３０においてＹＥＳ）、制御装置３０Ａは、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘ以下となるように交流モータＭ１のトルクを低減する（ステップＳ２４０）。たとえば、制御装置３０Ａは、電流ＩＬが許容値ＩＬｍａｘに制限されるように交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲを上記（８）式により算出する。 Next, control device 30A determines whether or not the magnitude (absolute value) of predicted value ILp of current IL calculated in step S220 is greater than or equal to allowable value ILmax (step S230). If it is determined that predicted value ILp is greater than or equal to allowable value ILmax (YES in step S230), control device 30A reduces torque of AC motor M1 such that current IL is equal to or smaller than allowable value ILmax ( Step S240). For example, control device 30A calculates torque command value TR of AC motor M1 by the above equation (8) so that current IL is limited to allowable value ILmax.

　一方、ステップＳ２３０において、予測値ＩＬｐの大きさが許容値ＩＬｍａｘよりも小さいと判定されると（ステップＳ２３０においてＮＯ）、制御装置３０Ａは、ステップＳ２４０を実行することなくステップＳ２５０へ処理を移行する。すなわち、この場合は、トルク指令値Ｔｉｎがそのままトルク指令値ＴＲとなる。 On the other hand, when it is determined in step S230 that the predicted value ILp is smaller than the allowable value ILmax (NO in step S230), control device 30A proceeds to step S250 without executing step S240. . That is, in this case, the torque command value Tin becomes the torque command value TR as it is.

　以上のように、この実施の形態２においては、電流ＩＬの今回サンプリング値ＩＬ１と前回サンプリング値ＩＬ０とに基づいて、次回サンプリングタイミングにおける電流ＩＬの予測値ＩＬｐが算出される。そして、予測値ＩＬｐの大きさが許容値以上になるとき、交流モータＭ１のトルクを低減するようにインバータ２０が制御されるので、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬが許容範囲内に抑えられるとともに、昇圧コンバータ１０の出力電圧（電気負荷装置の入力電圧に相当）である電圧ＶＨが上昇するのを抑えられる。したがって、この実施の形態２によれば、過電流を確実に防止し、かつ、電圧ＶＨの上昇を防止することができる。また、過電流が防止されることにより昇圧コンバータ１０を継続して動作可能である。さらに、過電流の発生を見越した設計をする必要がなく、必要最低限の電流許容量を有するスイッチング素子を用いることができるので、コストを下げることができる。 As described above, in the second embodiment, the predicted value ILp of the current IL at the next sampling timing is calculated based on the current sampling value IL1 and the previous sampling value IL0 of the current IL. When the predicted value ILp exceeds the allowable value, the inverter 20 is controlled so as to reduce the torque of the AC motor M1, so that the current IL flowing through the reactor L1 is suppressed within the allowable range, and the voltage is increased An increase in voltage VH, which is the output voltage of converter 10 (corresponding to the input voltage of the electric load device), can be suppressed. Therefore, according to the second embodiment, it is possible to reliably prevent overcurrent and prevent the voltage VH from rising. Further, boost converter 10 can be operated continuously by preventing overcurrent. Furthermore, it is not necessary to design for the occurrence of overcurrent, and the switching element having the minimum allowable current can be used, so that the cost can be reduced.

　なお、実施の形態１，２における過電流防止制御を組合わせることで、電流ＩＬの瞬時ピーク値が許容値を超えるのを防止しつつ、さらに長期的な視点でも過電流の発生を防止することが可能となる。 In addition, by combining the overcurrent prevention control in the first and second embodiments, it is possible to prevent the instantaneous peak value of the current IL from exceeding the allowable value, and also prevent the occurrence of overcurrent from a long-term viewpoint. Is possible.

　なお、上記の各実施の形態においては、制御装置３０（３０Ａ）により昇圧コンバータ１０およびインバータ２０を制御するものとしたが、昇圧コンバータ１０を制御するための制御装置とインバータ２０を制御するための制御装置とを分離して構成してもよい。 In each of the above-described embodiments, the boost converter 10 and the inverter 20 are controlled by the control device 30 (30A). However, the control device for controlling the boost converter 10 and the inverter 20 are controlled. You may comprise separately from a control apparatus.

　なお、上記において、インバータ２０および交流モータＭ１は、この発明における「電気負荷装置」を形成し、昇圧コンバータ１０は、この発明における「コンバータ」に対応する。また、電流センサ５２は、この発明における「電流検出装置」に対応し、電流ピーク推定部１２０は、この発明における「推定部」に対応する。さらに、デューティー変更部１２２は、この発明における「変更部」に対応し、電流予測部２１０は、この発明における「予測部」に対応する。また、さらに、トルク制御部２０４およびモータ制御部２０６は、この発明における「制御部」を形成し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ１は、それぞれこの発明における「第１のスイッチング素子」および「第２のスイッチング素子」に対応する。 In the above, inverter 20 and AC motor M1 form an “electric load device” in the present invention, and boost converter 10 corresponds to “converter” in the present invention. Current sensor 52 corresponds to “current detection device” in the present invention, and current peak estimation unit 120 corresponds to “estimation unit” in the present invention. Furthermore, duty changing unit 122 corresponds to “changing unit” in the present invention, and current predicting unit 210 corresponds to “predicting unit” in the present invention. Furthermore, torque control unit 204 and motor control unit 206 form a “control unit” in the present invention, and switching elements Q2 and Q1 are “first switching element” and “second switching unit” in the present invention, respectively. Corresponds to "element".

　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims.

　１０　昇圧コンバータ、２０　インバータ、２２　Ｕ相アーム、２４　Ｖ相アーム、２６　Ｗ相アーム、３０，３０Ａ　制御装置、５２　電流センサ、５４，５６　電圧センサ、５８　回転角センサ、１００　モータ駆動装置、１０２　減算部、１０４　電圧制御部、１０６　過電流防止制御部、１０８，２０８　ＰＷＭ信号生成部、１１０，２１２　Ｓ／Ｈ回路、１１２，２１４　キャリア信号生成部、１２０　電流ピーク推定部、１２２　デューティー変更部、２０２　微分演算部、２０４　トルク制御部、２０６　モータ制御部、２１０　電流予測部、Ｂ　直流電源、ＰＬ１，ＰＬ２　正極線、ＮＬ　負極線、Ｌ１　リアクトル、Ｑ１～Ｑ８　スイッチング素子、Ｄ１～Ｄ８　ダイオード、Ｍ１　交流モータ。 10 boost converter, 20 inverter, 22 U-phase arm, 24 V-phase arm, 26 W-phase arm, 30, 30A control device, 52 current sensor, 54, 56 voltage sensor, 58 rotation angle sensor, 100 motor drive device, 102 subtraction Unit, 104 voltage control unit, 106 overcurrent prevention control unit, 108, 208 PWM signal generation unit, 110, 212 S / H circuit, 112, 214 carrier signal generation unit, 120 current peak estimation unit, 122 duty change unit, 202 Differential operation unit, 204 Torque control unit, 206 Motor control unit, 210 Current prediction unit, B DC power supply, PL1, PL2 Positive line, NL Negative line, L1, Reactor, Q1-Q8 switching element, D1-D8 diode, M1 AC motor .

Claims

　直流電源（Ｂ）と電気負荷装置（２０，Ｍ１）との間に設けられ、前記電気負荷装置の入力電圧を前記直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータ（１０）の過電流防止制御装置であって、前記コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを含み、
　前記リアクトルに流れる電流を検出するための電流検出装置（５２）と、
　前記電流検出装置により検出される電流の傾きと前記電流検出装置による電流検出時における前記スイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する推定部（１２０）と、
　前記推定部により推定されるピーク値の大きさを示す電流ピーク値が第１の許容値以上になるとき、前記電流ピーク値が前記第１の許容値以下となるように前記スイッチング素子のデューティー比を変更する変更部（１２２）とを備える、過電流防止制御装置。 An overcurrent prevention control device for a converter (10) provided between a DC power supply (B) and an electric load device (20, M1) and boosting an input voltage of the electric load device to an output voltage of the DC power supply or higher. The converter includes a reactor (L1) capable of storing current as energy, and switching elements (Q1, Q2) for flowing current through the reactor,
A current detector (52) for detecting the current flowing through the reactor;
An estimation unit (120) for estimating a peak value of a current flowing through the reactor based on a slope of a current detected by the current detection device and a remaining conduction time of the switching element at the time of current detection by the current detection device; ,
When the current peak value indicating the magnitude of the peak value estimated by the estimation unit is equal to or greater than a first allowable value, the duty ratio of the switching element is set so that the current peak value is equal to or less than the first allowable value. An overcurrent prevention control device comprising: a change unit (122) for changing
　前記電流検出装置は、前記リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出し、
　前記過電流防止制御装置は、さらに
　前記電流検出装置による今回検出値と前回検出値とに基づいて、前記電流検出装置による次回検出時の前記電流を予測する予測部（２１０）と、
　前記予測部により予測される電流の大きさが第２の許容値以上になるとき、前記電気負荷装置の負荷を低減するように前記電気負荷装置を制御する制御部（２０４，２０６）とを備える、請求の範囲１に記載の過電流防止制御装置。 The current detection device detects a current flowing through the reactor at a predetermined frequency,
The overcurrent prevention control device further includes a prediction unit (210) for predicting the current at the next detection by the current detection device based on the current detection value and the previous detection value by the current detection device,
A control unit (204, 206) for controlling the electric load device so as to reduce a load of the electric load device when a current magnitude predicted by the prediction unit is equal to or greater than a second allowable value; The overcurrent prevention control device according to claim 1.
　前記コンバータの前記スイッチング素子は、パルス幅変調方式に従ってオンオフ制御され、
　前記電流検出装置は、前記スイッチング素子へ出力される制御信号を生成するためのキャリア信号がピークとなるタイミングで前記リアクトルに流れる電流を検出する、請求の範囲１または２に記載の過電流防止制御装置。 The switching element of the converter is ON / OFF controlled according to a pulse width modulation method,
The overcurrent prevention control according to claim 1, wherein the current detection device detects a current flowing through the reactor at a timing when a carrier signal for generating a control signal output to the switching element reaches a peak. apparatus.
　前記リアクトルの一端は、前記直流電源の正極に接続され、
　前記スイッチング素子は、
　前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第１のスイッチング素子（Ｑ２）と、
　前記電気負荷装置の正極線と前記リアクトルの他端との間に接続される第２のスイッチング素子（Ｑ１）とから成り、
　前記コンバータは、前記第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオード（Ｄ２，Ｄ１）をさらに含み、
　前記推定部は、前記直流電源から前記リアクトルへ電流が流れているとき、前記電流検出装置により検出される電流の傾きと前記電流検出装置による電流検出時における前記第２のスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する、請求の範囲１または２に記載の過電流防止制御装置。 One end of the reactor is connected to the positive electrode of the DC power source,
The switching element is
A first switching element (Q2) connected between the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power source;
A second switching element (Q1) connected between the positive electrode line of the electric load device and the other end of the reactor;
The converter further includes first and second diodes (D2, D1) connected in antiparallel to the first and second switching elements, respectively.
When the current flows from the DC power source to the reactor, the estimation unit detects a slope of a current detected by the current detection device and a remaining conduction time of the second switching element at the time of current detection by the current detection device. The overcurrent prevention control device according to claim 1 or 2, wherein a peak value of a current flowing through the reactor is estimated based on
　前記リアクトルの一端は、前記直流電源の正極に接続され、
　前記スイッチング素子は、
　前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第１のスイッチング素子（Ｑ２）と、
　前記電気負荷装置の正極線と前記リアクトルの他端との間に接続される第２のスイッチング素子（Ｑ１）とから成り、
　前記コンバータは、前記第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオード（Ｄ２，Ｄ１）をさらに含み、
　前記推定部は、前記リアクトルから前記直流電源へ電流が流れているとき、前記電流検出装置により検出される電流の傾きと前記電流検出装置による電流検出時における前記第１のスイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する、請求の範囲１または２に記載の過電流防止制御装置。 One end of the reactor is connected to the positive electrode of the DC power source,
The switching element is
A first switching element (Q2) connected between the other end of the reactor and the negative electrode of the DC power source;
A second switching element (Q1) connected between the positive electrode line of the electric load device and the other end of the reactor;
The converter further includes first and second diodes (D2, D1) connected in antiparallel to the first and second switching elements, respectively.
When the current flows from the reactor to the DC power source, the estimation unit includes a slope of a current detected by the current detection device and a remaining conduction time of the first switching element at the time of current detection by the current detection device. The overcurrent prevention control device according to claim 1 or 2, wherein a peak value of a current flowing through the reactor is estimated based on
　直流電源（Ｂ）と電気負荷装置（２０，Ｍ１）との間に設けられ、前記電気負荷装置の入力電圧を前記直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータ（１０）の過電流防止制御装置であって、前記コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを含み、
　前記リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出するための電流検出装置（５２）と、
　前記電流検出装置による今回検出値と前回検出値とに基づいて、前記電流検出装置による次回検出時の前記電流を予測する予測部（２１０）と、
　前記予測部により予測される電流の大きさが第１の許容値以上になるとき、前記電気負荷装置の負荷を低減するように前記電気負荷装置を制御する制御部（２０４，２０６）とを備える、過電流防止制御装置。 An overcurrent prevention control device for a converter (10) provided between a DC power supply (B) and an electric load device (20, M1) and boosting an input voltage of the electric load device to an output voltage of the DC power supply or higher. The converter includes a reactor (L1) capable of storing current as energy, and switching elements (Q1, Q2) for flowing current through the reactor,
A current detection device (52) for detecting the current flowing through the reactor at a predetermined frequency;
A prediction unit (210) for predicting the current at the next detection by the current detection device based on the current detection value and the previous detection value by the current detection device;
And a control unit (204, 206) for controlling the electric load device so as to reduce the load of the electric load device when the magnitude of the current predicted by the prediction unit exceeds a first allowable value. , Overcurrent prevention control device.
　前記電流検出装置により検出される電流の傾きと前記電流検出装置による電流検出時における前記スイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を推定する推定部（１２０）と、
　前記推定部により推定されるピーク値の大きさを示す電流ピーク値が第２の許容値以上になるとき、前記電流ピーク値が前記第２の許容値以下となるように前記スイッチング素子のデューティー比を変更する変更部（１２２）とをさらに備える、請求の範囲６に記載の過電流防止制御装置。 An estimation unit (120) for estimating a peak value of a current flowing through the reactor based on a slope of a current detected by the current detection device and a remaining conduction time of the switching element at the time of current detection by the current detection device; ,
When the current peak value indicating the magnitude of the peak value estimated by the estimation unit is equal to or greater than a second allowable value, the duty ratio of the switching element is set so that the current peak value is equal to or less than the second allowable value. The overcurrent prevention control device according to claim 6, further comprising a changing unit (122) for changing
　前記コンバータの前記スイッチング素子は、パルス幅変調方式に従ってオンオフ制御され、
　前記電流検出装置は、前記スイッチング素子へ出力される制御信号を生成するためのキャリア信号がピークとなるタイミングで前記リアクトルに流れる電流を検出する、請求の範囲６または７に記載の過電流防止制御装置。 The switching element of the converter is ON / OFF controlled according to a pulse width modulation method,
The overcurrent prevention control according to claim 6 or 7, wherein the current detection device detects a current flowing through the reactor at a timing when a carrier signal for generating a control signal output to the switching element reaches a peak. apparatus.
　前記電気負荷装置は、
　前記コンバータに接続されるインバータ（２０）と、
　前記インバータにより駆動される電動機（Ｍ１）とを含み、
　前記制御部は、前記予測部により予測される電流の大きさが前記第１の許容値以上になるとき、前記電動機のトルクを低減するように前記インバータを制御する、請求の範囲６または７に記載の過電流防止制御装置。 The electrical load device is:
An inverter (20) connected to the converter;
An electric motor (M1) driven by the inverter,
The range according to claim 6 or 7, wherein the control unit controls the inverter so as to reduce the torque of the electric motor when the magnitude of the current predicted by the prediction unit is equal to or greater than the first allowable value. The overcurrent prevention control apparatus of description.
　直流電源（Ｂ）と電気負荷装置（２０，Ｍ１）との間に設けられ、前記電気負荷装置の入力電圧を前記直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータ（１０）の過電流防止方法であって、前記コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを含み、
　前記リアクトルに流れる電流を検出するステップと、
　検出される電流の傾きと電流検出時における前記スイッチング素子の残り導通時間とに基づいて、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を推定するステップと、
　推定される前記ピーク値の大きさを示す電流ピーク値が所定の許容値以上になるとき、前記電流ピーク値が前記許容値以下となるように前記スイッチング素子のデューティー比を変更するステップとを備える、過電流防止方法。 An overcurrent prevention method for a converter (10) provided between a DC power supply (B) and an electric load device (20, M1) and boosting an input voltage of the electric load device to an output voltage of the DC power supply or higher. The converter includes a reactor (L1) capable of storing current as energy, and switching elements (Q1, Q2) for flowing current through the reactor,
Detecting the current flowing through the reactor;
Estimating the peak value of the current flowing through the reactor based on the detected current gradient and the remaining conduction time of the switching element at the time of current detection;
Changing a duty ratio of the switching element so that the current peak value is equal to or less than the allowable value when the current peak value indicating the estimated magnitude of the peak value is equal to or greater than a predetermined allowable value. , Overcurrent prevention method.
　直流電源（Ｂ）と電気負荷装置（２０，Ｍ１）との間に設けられ、前記電気負荷装置の入力電圧を前記直流電源の出力電圧以上に昇圧するコンバータ（１０）の過電流防止方法であって、前記コンバータは、電流をエネルギーとして蓄積可能なリアクトル（Ｌ１）と、前記リアクトルに電流を流すためのスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを含み、
　前記リアクトルに流れる電流を所定の頻度で検出するステップと、
　前記電流の今回検出値と前回検出値とに基づいて、次回検出時の前記電流を予測するステップと、
　予測される電流の大きさが所定の許容値以上になるとき、前記電気負荷装置の負荷を低減するように前記電気負荷装置を制御するステップとを備える、過電流防止方法。 An overcurrent prevention method for a converter (10) provided between a DC power supply (B) and an electric load device (20, M1) and boosting an input voltage of the electric load device to an output voltage of the DC power supply or higher. The converter includes a reactor (L1) capable of storing current as energy, and switching elements (Q1, Q2) for flowing current through the reactor,
Detecting the current flowing through the reactor at a predetermined frequency;
Predicting the current at the next detection based on the current detection value and the previous detection value of the current;
And controlling the electric load device so as to reduce the load of the electric load device when the predicted magnitude of the electric current exceeds a predetermined allowable value.