WO2007063855A1

WO2007063855A1 - Multicarrier transmitting apparatus, multicarrier receiving apparatus, transmitting method and receiving method

Info

Publication number: WO2007063855A1
Application number: PCT/JP2006/323727
Authority: WO
Inventors: Shoichi Fujita; Sadaki Futagi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-11-29
Filing date: 2006-11-28
Publication date: 2007-06-07

Abstract

A multicarrier transmitting apparatus wherein the inequalities of the delay times and amplitudes can be compensated for at a low cost without increasing the circuit scale. In this apparatus, a digital modulating part (101) performs a quadrature modulation to generate a complex transport signal comprising both a first transport signal, which is an I-component frequency domain signal, and a second transport signal that is a Q-component frequency domain signal. A separating part (102) separates the complex transport signal into a fifth transport signal, which is the frequency domain signal of a third transport signal that will be an I-component time domain signal after IFFT, and a sixth transport signal that is the frequency domain signal of a fourth transport signal that will be a Q-component time domain signal after IFFT. A correcting part (103) corrects one of the fifth and sixth transport signals such that the delay time difference and amplitude difference between the third and fourth transport signals occurring at band limitation of the third and fourth transport signals are reduced.

Description

明細書 Specification

マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法 Multicarrier transmission apparatus, multicarrier reception apparatus, transmission method, and reception method

技術分野 Technical field

[0001] 本発明は、マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法に関し、特に、同相成分 (I成分)と直交成分 (Q成分)との間の振幅または遅延時間の不均衡を補償するマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法に関する。 The present invention relates to a multicarrier transmission apparatus, a multicarrier reception apparatus, a transmission method, and a reception method, and in particular, an imbalance in amplitude or delay time between an in-phase component (I component) and a quadrature component (Q component) The present invention relates to a multicarrier transmission apparatus, a multicarrier reception apparatus, a transmission method, and a reception method.

背景技術 Background art

[0002] 例えば、信号帯域が 100MHzの広帯域のマルチキャリア通信では、ディジタル直交検波が困難であり、一般にアナログ直交検波が用いられる。この場合、ディジタル Zアナログ（以下「DZA」と記載する）変換のポストフィルタ、アナログ Zディジタル ( 以下「AZD」と記載する）変換のプリフィルタとして Iチャネル及び Qチャネルにアナ口グロ一パスフィルタ（以下「LPF」と記載する）が必要になる。即ち、 LPFは、 DZA変換及び AZD変換の際に生じる、サンプリング周波数の 2分の 1以上の折り返しノイズを除去するために必要である。この際に、 LPFの個体差により、 Iチャネルと Qチヤネルとの間に振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡が生じる。 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡は、キャリア間干渉を引き起こして性能が劣化する。 [0002] For example, in wideband multicarrier communication with a signal band of 100 MHz, digital direct detection is difficult, and analog quadrature detection is generally used. In this case, the analog Z digital (hereinafter referred to as “DZA”) conversion post-filter and the analog Z digital (hereinafter referred to as “AZD”) conversion pre-filter are used as the analog I / Q channel analog filter. (Hereinafter referred to as “LPF”). In other words, LPF is necessary to remove aliasing noise that occurs at the time of DZA conversion and AZD conversion and is more than half of the sampling frequency. At this time, due to individual differences in LPF, an amplitude imbalance and a delay time imbalance occur between the I channel and the Q channel. Amplitude imbalance and delay time imbalance between the I channel and Q channel cause inter-carrier interference and degrade performance.

[0003] マルチキャリア通信の 1つである OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexi ng)では、 Iチャネルと Qチャネルとの間の遅延差の影響が大きぐ高速フーリエ変換（以下「FFT」と記載する）のサンプル周期の 1Z10程度の遅延時間差に抑えないと劣化が大きくなることがわ力つてきた。なお、以下の説明において、 FFTの 1サンプル時間または 1サンプル周期を「サンプル」と記載する。また、 AZDの際には、オーバーサンプリングする場合があるので、 AZDの 1サンプルと FFTの 1サンプルとは必ずしも一致しない。 [0003] In OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), one of the multi-carrier communications, the effect of the fast Fourier transform (hereinafter referred to as "FFT") is greatly affected by the delay difference between the I channel and the Q channel. It has become obvious that the deterioration will increase unless the delay time difference is about 1Z10. In the following description, one sample time or one sample period of FFT is referred to as “sample”. In addition, since AZD may oversample, one sample of AZD and one sample of FFT do not always match.

[0004] しかし、 1Z10サンプル周期程度に遅延時間差を抑えることは、アナログ LPFにとつては非常に厳しいものである。そこで、 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡をディジタル回路で補償する方法が必要になった。 [0004] However, suppressing the delay time difference to about 1Z10 sample period is not possible with analog LPF. It is very strict. Therefore, a method to compensate the imbalance between the amplitude and delay time between the I channel and the Q channel with a digital circuit is required.

[0005] 従来、 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡を補償する方法としては、振幅及び群遅延の個体差の小さい LPFを用いる方法 (以下、「第一の方法」と記載する）、または LPFを個別に調整して振幅差及び群遅延差を抑える方法 (以下「第二の方法」と記載する）がある。また、従来、同相成分と直交成分から別々にタイミングを抽出し、同相成分及び直交成分それぞれの最適タイミングで AZ D変換することで遅延時間差を吸収する方法 (以下「第三の方法」と記載する）が知られて、る（例えば、特許文献 1)。 [0005] Conventionally, as a method of compensating for an amplitude imbalance and delay time imbalance between the I channel and the Q channel, a method using an LPF having a small individual difference in amplitude and group delay (hereinafter referred to as “first”). Or the method of suppressing the amplitude difference and the group delay difference by adjusting the LPF individually (hereinafter referred to as the “second method”). Conventionally, a method of extracting the timing separately from the in-phase component and the quadrature component and absorbing the delay time difference by performing AZ D conversion at the optimum timing of each of the in-phase component and the quadrature component (hereinafter referred to as “third method”) ) Is known (for example, Patent Document 1).

[0006] 図 1は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡がない場合の受信コンスタレーシヨン結果を示す図であり、図 2は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡による性能劣化を示す図である。図 2は、同相成分と直交成分との間に 1Z8サンプルの遅延時間差が生じた場合を示すものである。 [0006] FIG. 1 is a diagram showing a reception constellation result when there is no delay time imbalance between the in-phase component and the quadrature component caused by individual differences in LPF, and FIG. It is a figure which shows the performance degradation by the imbalance of the delay time between the in-phase component and quadrature component which arise by a difference. Figure 2 shows the case where a delay time difference of 1Z8 samples occurs between the in-phase component and the quadrature component.

[0007] OFDM等のマルチキャリアでは、遅延時間差の影響が大きぐ 1サンプル時間以下の僅かな差でも大きく劣化する。これは、ベースバンド信号であってもサブキャリアを持っており、サブキャリアの周期に対して遅延時間差が無視できなくなるためである。したがって、周波数の高いサブキャリアほど影響が大きくなり、 IFZRF帯の変調信号では信号帯域の中心から離れたサブキャリアほど遅延時間差の影響が大きくなる。また、アナログ LPFはカットオフ近傍、即ち通過帯域の端ほど素子感度が高くばらつきが大きくなるため、劣化を避けるのは困難である。 [0007] In a multicarrier such as OFDM, the delay time difference is greatly affected, and even a slight difference of one sample time or less greatly deteriorates. This is because even a baseband signal has subcarriers, and the delay time difference cannot be ignored with respect to the subcarrier period. Therefore, the influence is greater for subcarriers with higher frequencies, and for IFZRF band modulation signals, the effect of the delay time difference is greater for subcarriers that are farther away from the center of the signal band. In addition, analog LPFs are more difficult to avoid because they are more sensitive to variations near the cutoff, that is, at the end of the passband, and the variation becomes larger.

[0008] 図 2に示すように、 1Z8サンプルの遅延時間差でも、サブキャリア間の直交性が崩れてコンスタレーシヨンが大きく劣化する。信号帯域を 100MHz (ベースバンド信号は 50MHz)とし、サブキャリア数を 384本にして FFTポイント数を 512にした場合、サンプリングクロックは ΙΟΟΜΗζ Χ 512Z384= 133MHz程度となり、 1サンプル時間は 7. 5nsとなる。したがって、 1/8サンプルは 940psになる。一方、 50MHz帯域の LPFの群遅延時間は通常数 10nsのオーダーとなる。例えば、 LPFの群遅延時間を 48nsとすると、送信側と受信側とで LPFを用いる場合には、群遅延時間は 48 X 2 = 96nsになる。したがって、遅延差を 1Z8サンプル = 940psに抑えるには、約 1%のばらつき、即ち約 1%の個体差し力許されない。 [0008] As shown in FIG. 2, even with a delay time difference of 1Z8 samples, the orthogonality between subcarriers is lost and the constellation is greatly degraded. If the signal bandwidth is 100 MHz (baseband signal is 50 MHz), the number of subcarriers is 384, and the number of FFT points is 512, the sampling clock is about ΙΟΟΜΗζ Χ 512Z384 = 133 MHz, and one sample time is 7.5 ns. Become. Therefore, 1/8 sample is 940ps. On the other hand, the group delay time of a 50 MHz band LPF is usually on the order of several tens of ns. For example, if the LPF group delay time is 48 ns, when LPF is used on the transmitting side and the receiving side, the group delay time is 48 X 2 = 96ns. Therefore, to suppress the delay difference to 1Z8 samples = 940ps, a variation of about 1%, that is, about 1% individual force is not allowed.

[0009] 図 3は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡がない場合の受信コンスタレーシヨン結果を示す図であり、図 4は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡による性能劣化を示す図である。図 4は、同相成分と直交成分との間に ldBの振幅差が生じる場合を示すものである。図 4に示すように、振幅の不均衡によってもサブキャリア間の干渉が起こり、性能が劣化する。振幅差は、遅延時間差と比べると影響は小さい。例えば、 LPFの通過域振幅差を ldBに抑えることは、群遅延差を 1%に抑えることより容易である。 [0009] Fig. 3 is a diagram showing a reception constellation result when there is no amplitude imbalance between the in-phase component and the quadrature component caused by individual differences in LPF. Fig. 4 shows individual differences in LPF. FIG. 5 is a diagram showing performance deterioration due to an amplitude imbalance between an in-phase component and a quadrature component generated by the above. Figure 4 shows the case where an amplitude difference of ldB occurs between the in-phase component and the quadrature component. As shown in Fig. 4, interference between subcarriers also occurs due to amplitude imbalance, which degrades performance. The amplitude difference is less affected than the delay time difference. For example, suppressing the LPF passband amplitude difference to ldB is easier than suppressing the group delay difference to 1%.

特許文献 1：特開 2001— 24722号公報 Patent Document 1: Japanese Patent Laid-Open No. 2001-24722

発明の開示 Disclosure of the invention

発明が解決しょうとする課題 Problems to be solved by the invention

[0010] し力しながら、従来の装置においては、第一の方法及び第二の方法では、 LPFの仕様が厳し、ためにコストがアップして低コストィ匕が図れなヽと、う問題がある。また、第三の方法では、 1サンプル周期より小さい遅延時間の補償は可能であるが、タイミング抽出回路が 2つ必要なために回路規模が大きくなるという問題がある。また、第三の方法では、振幅の不均衡を補償することができな、と、う問題がある。 [0010] However, in the conventional apparatus, the first method and the second method have strict LPF specifications, which increases the cost and cannot achieve low cost. is there. In the third method, it is possible to compensate for a delay time smaller than one sample period, but there is a problem that the circuit scale becomes large because two timing extraction circuits are required. The third method has a problem that it cannot compensate for the amplitude imbalance.

[0011] 本発明の目的は、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a multicarrier transmission device, a multicarrier reception device, a transmission method, and a reception method capable of compensating for delay time and amplitude imbalance at low cost without increasing the circuit scale. It is to be.

課題を解決するための手段 Means for solving the problem

[0012] 本発明のマルチキャリア送信装置は、送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するディジタル変調手段と、前記複素送信信号を逆高速フ一リエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離する分離手段と、前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正する補正手段と、前記補正手段にて補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成する合成手段と、前記合成手段にて再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段にて生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。 [0012] The multicarrier transmission device of the present invention performs complex transmission consisting of a first transmission signal that is an I-component frequency domain signal and a second transmission signal that is a Q-component frequency domain signal by orthogonally modulating transmission data. A digital modulation means for generating a signal, and a fifth transmission signal which is a frequency domain signal of the third transmission signal which becomes an I component time domain signal when the complex transmission signal is subjected to inverse high-speed Fourier transform, and a time domain of the Q component Separating means for separating the complex transmission signal into a sixth transmission signal that is a frequency domain signal of a fourth transmission signal that becomes a signal, and the third transmission signal and the fourth transmission signal when band-limiting the fourth transmission signal. Three transmission signals and the fourth transmission Correction means for correcting the fifth transmission signal or the sixth transmission signal so that an amplitude difference and a delay time difference from the signal become small, and the fifth transmission signal and the sixth transmission signal after correction by the correction means. Combining means for combining the transmission signal to regenerate the complex transmission signal; and inverse fast Fourier transform of the complex transmission signal regenerated by the combining means to perform the third transmission signal and the fourth transmission signal. An inverse fast Fourier transform unit for generating the band, a band limiting unit for limiting a band between the third transmission signal and the fourth transmission signal generated by the inverse fast Fourier transform unit, and the band limiting unit A transmission unit configured to transmit a transmission signal composed of the third transmission signal and the fourth transmission signal which are band-limited.

[0013] 本発明のマルチキャリア受信装置は、受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する直交復調手段と、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とからなる複素受信信号を生成する高速フーリエ変換手段と、前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離する分離手段と、前記第一受信信号及び前記第二受信信号を前記帯域制限手段にて帯域制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正する補正手段と、前記補正手段にて補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成する合成手段と、前記合成手段にて再生成された前記複素受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。 [0013] The multicarrier receiver of the present invention performs orthogonal demodulation to generate a first received signal that is an I component time domain signal and a second received signal that is a Q component time domain signal by performing orthogonal demodulation on the received signal. Means, band limiting means for limiting the band of the first received signal and the second received signal, and fast Fourier transform of the first received signal and the second received signal band-limited by the band limiting means Fast Fourier transform means for generating a complex received signal composed of a third received signal that is a frequency domain signal of I component and a fourth received signal that is a frequency domain signal of Q component, and the frequency domain of the first received signal Separating means for separating the complex received signal into a fifth received signal that is a signal and a sixth received signal that is a frequency domain signal of the second received signal, and the first received signal and the second received signal are divided into the band The fifth received signal or the sixth received signal is corrected so that an amplitude difference and a delay time difference between the first received signal and the second received signal generated when band limiting is performed by the limiting means are reduced. Correcting means; combining means for combining the fifth received signal and the sixth received signal after correction by the correcting means to regenerate the complex received signal; and the complex regenerated by the combining means. And a demodulating means for demodulating the received signal.

[0014] 本発明の送信方法は、送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するステップと、前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離するステップと、前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正するステップと、前記補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素送信信号を逆高速フ一リエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成するステップと、生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信するステップと、を具備するようにした。 In the transmission method of the present invention, transmission data is orthogonally modulated to generate a complex transmission signal composed of a first transmission signal that is an I component frequency domain signal and a second transmission signal that is a frequency domain signal of a Q component. And a fifth transmission signal and a Q component which are frequency domain signals of a third transmission signal that becomes an I component time domain signal by performing inverse fast Fourier transform on the complex transmission signal. Separating the complex transmission signal from the sixth transmission signal, which is the frequency domain signal of the fourth transmission signal to be the time domain signal, and band-limiting the third transmission signal and the fourth transmission signal. Correcting the fifth transmission signal or the sixth transmission signal so that an amplitude difference and a delay time difference between the third transmission signal and the fourth transmission signal are reduced; and after the correction, the fifth transmission Combining the signal and the sixth transmission signal to regenerate the complex transmission signal, and performing inverse fast Fourier transform on the regenerated complex transmission signal to perform the third transmission signal and the fourth transmission A signal generation step, a step of limiting a band between the generated third transmission signal and the fourth transmission signal, and a band-limited third transmission signal and the fourth transmission signal. Send transmission signal Was to be provided and the step, the.

[0015] 本発明の受信方法は、受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成するステツプと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号となる第三受信信号と Q成分の周波数領域信号となる第四受信信号とからなる複素受信信号を生成するステップと、前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離するステップと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正するステップと、前記補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素受信信号を復調するステップと、を具備するようにした。 [0015] The reception method of the present invention includes a step of generating a first reception signal that is an I-component time-domain signal and a second reception signal that is a Q-component time-domain signal by performing orthogonal demodulation on the reception signal; A step of limiting the bands of the first reception signal and the second reception signal, and a third Fourier transform of the band-limited first reception signal and the second reception signal to form an I component frequency domain signal. Generating a complex received signal comprising a received signal and a fourth received signal that is a frequency domain signal of the Q component; and a fifth received signal that is a frequency domain signal of the first received signal and a second received signal. Separating the complex received signal into a sixth received signal that is a frequency domain signal, and the first received signal and the second received signal that are generated when the bands of the first received signal and the second received signal are limited. Signal and Correcting the fifth received signal or the sixth received signal so that the amplitude difference and the delay time difference are reduced, and synthesizing the fifth received signal and the sixth received signal after the correction to synthesize the complex A step of regenerating a reception signal; and a step of demodulating the regenerated complex reception signal.

発明の効果 The invention's effect

[0016] 本発明によれば、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。 [0016] According to the present invention, it is possible to compensate for delay time and amplitude imbalance at low cost without increasing the circuit scale.

図面の簡単な説明 Brief Description of Drawings

[0017] [図 1]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [図 2]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [0017] FIG. 1 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation. [Fig.2] Diagram showing simulation results of reception constellation

[図 3]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [Figure 3] Diagram showing the simulation result of reception constellation

[図 4]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [Fig.4] Diagram showing simulation results of reception constellation

圆 5]本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア送信装置の構成を示すブロック図圆 6]本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図圆 7]本発明の実施の形態 1に係る補正部の構成を示すブロック図圆 5] Block diagram showing the configuration of the multicarrier transmission apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.] 6] Block diagram showing the configuration of the multicarrier reception apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. 圆 7] Block diagram showing a configuration of a correction unit according to the first embodiment

[図 8]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 9]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 9 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 10]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 10 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 11]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 11 is a diagram showing a simulation result of the reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 12]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 12 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 13]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 13 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 14]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 14 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 15]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 15 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

圆 16]本発明の実施の形態 1に係る LPFの遅延時間特性を示す図圆 16] Diagram showing delay time characteristics of LPF according to Embodiment 1 of the present invention

圆 17]本発明の実施の形態 1に係る LPFの振幅特性を示す図圆 17] Diagram showing the amplitude characteristics of the LPF according to the first embodiment of the present invention

[図 18]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 FIG. 18 is a diagram showing a simulation result of the reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention.

[図 19]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [図 20]本発明の実施の形態 2に係る補正係数格納部の構成を示すブロック図発明を実施するための最良の形態 FIG. 19 is a diagram showing a simulation result of a reception constellation according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a correction coefficient storage unit according to the second embodiment of the present invention. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

[0018] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

[0019] (実施の形態 1) [0019] (Embodiment 1)

図 5は、本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア送信装置 100の構成を示すブロック図である。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of multicarrier transmission apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention.

[0020] ディジタル変調部 101は、図示しない符号化部にて符号化された送信データを、 Q PSKまたは 16QAM等の変調方式にて直交変調して、 I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号を生成する。また、ディジタル変調部 101は、ガード帯域を設ける場合には、ガード帯域に割り当てるサブキャリアに対してデータ「0」を挿入する。例えば、逆高速フーリエ変換 (以下「IF FT」と記載する）ポイントが 512の場合には 512本のサブキャリアを生成できる 1S この場合、ディジタル変調部 101は、内側の負の周波数を含む OHzの両側の 384本のサブキャリアにデータを挿入し、 OHzのサブキャリアと残りの外側のサブキャリアの計 128本にはデータ「0」を挿入する。これにより、データが挿入されるサブキャリアは低い周波数帯域だけになるので、折り返しノイズの除去が容易になる。そして、ディジタル変調部 101は、生成した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号 (第一送信信号 (I成分） +j X第二送信信号 (Q成分) )を lOFDMシンボル単位で分離部 102へ出力する。 [0020] The digital modulation unit 101 performs quadrature modulation on transmission data encoded by an encoding unit (not shown) using a modulation scheme such as QPSK or 16QAM, and performs first transmission as a frequency domain signal of I component A second transmission signal that is a frequency domain signal of the signal and the Q component is generated. Also, when providing a guard band, digital modulation section 101 inserts data “0” into the subcarriers assigned to the guard band. For example, when the inverse fast Fourier transform (hereinafter referred to as “IF FT”) point is 512, 1S can generate 512 subcarriers. In this case, the digital modulation unit 101 includes OHz including the inner negative frequency. Data is inserted into 384 subcarriers on both sides of the data, and data “0” is inserted into a total of 128 subcarriers of OHz and the remaining outer subcarriers. As a result, subcarriers into which data is inserted are only in a low frequency band, and aliasing noise can be easily removed. Then, digital modulation section 101 converts the generated complex transmission signal (first transmission signal (I component) + j X second transmission signal (Q component)) composed of the first transmission signal and the second transmission signal in units of lOFDM symbols. To output to separation unit 102.

[0021] 分離部 102は、ディジタル変調部 101から入力した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を、 lOFDMシンボル単位で、第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離して補正部 103へ出力する。ここで、第五送信信号は、第一送信信号及び第二送信信号力もなる複素送信信号を IFFTした後の I 成分の時間領域信号である第三送信信号の周波数領域信号であり、第六送信信号は、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を IFFTした後の Q成分の時間領域信号である第四送信信号の周波数領域信号である。また、第五送信信号及び第六送信信号の I成分は第一送信信号からなり、第五送信信号及び第六送信信号の Q成分は第二送信信号力なる。 [0022] 補正部 103は、周波数領域にて、分離部 102から入力した第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号の何れか一方を補正する。これにより、第三送信信号及び第四送信信号を後述する LPF109及び LPF110にて帯域制限することにより生じる第三送信信号と第四送信信号との間の遅延時間差及び振幅差が小さくなるように補償することができる。そして、補正部 103は、遅延時間差及び振幅差を補償した後、第五送信信号及び第六送信信号を合成部 104へ出力する。 [0021] Separating section 102 converts a complex transmission signal composed of the first transmission signal and the second transmission signal input from digital modulation section 101 into two transmission signals, a fifth transmission signal and a sixth transmission signal, in units of lOFDM symbols. The signal is separated into complex transmission signals and output to the correction unit 103. Here, the fifth transmission signal is the frequency domain signal of the third transmission signal, which is the time domain signal of the I component after IFFT of the complex transmission signal that also has the first transmission signal and the second transmission signal power, and the sixth transmission signal. The signal is a frequency domain signal of the fourth transmission signal, which is a time domain signal of the Q component after IFFT of the complex transmission signal composed of the first transmission signal and the second transmission signal. In addition, the I component of the fifth transmission signal and the sixth transmission signal consists of the first transmission signal, and the Q component of the fifth transmission signal and the sixth transmission signal becomes the second transmission signal force. [0022] Correction section 103 corrects one of two complex transmission signals of the fifth transmission signal and the sixth transmission signal input from separation section 102 in the frequency domain. As a result, the delay time difference and the amplitude difference between the third transmission signal and the fourth transmission signal generated by band limiting the third transmission signal and the fourth transmission signal by LPF 109 and LPF 110, which will be described later, are reduced. Can be compensated. Then, after correcting the delay time difference and the amplitude difference, the correction unit 103 outputs the fifth transmission signal and the sixth transmission signal to the synthesis unit 104.

[0023] 合成部 104は、補正部 103から入力した第五送信信号と第六送信信号とを合成し、分離部 102にて分離する前の第一送信信号と第二送信信号とからなる複素送信信号を再生成する。そして、合成部 104は、再生成した第一送信信号と第二送信信号カゝらなる複素送信信号を IFFT部 105へ出力する。 The combining unit 104 combines the fifth transmission signal and the sixth transmission signal input from the correction unit 103 and forms a complex composed of the first transmission signal and the second transmission signal before being separated by the separation unit 102. Regenerate the transmission signal. Then, combining section 104 outputs the regenerated first transmission signal and second transmission signal to the IFFT section 105.

[0024] IFFT部 105は、合成部 104から入力した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を IFFT、即ち周波数領域信号カゝら時間領域信号に変換して、第三送信信号と第四送信信号とを生成する。そして、 IFFT部 105は、生成した第三送信信号及び第四送信信号を GI付加部 106へ出力する。 [0024] IFFT section 105 converts the complex transmission signal composed of the first transmission signal and the second transmission signal input from combining section 104 into an IFFT, that is, a frequency domain signal and a time domain signal, and transmits the third transmission signal. A signal and a fourth transmission signal are generated. Then, IFFT section 105 outputs the generated third transmission signal and fourth transmission signal to GI adding section 106.

[0025] GI付加部 106は、 IFFT部 105から入力した第三送信信号及び第四送信信号に G Iを付加する。そして GI付加部 106は、 GIを付加した第三送信信号を DZA部 107へ出力するとともに、 GIを付加した第四送信信号を DZA部 108へ出力する。 [0025] GI adding section 106 adds GI to the third transmission signal and the fourth transmission signal input from IFFT section 105. The GI adding unit 106 outputs the third transmission signal to which the GI is added to the DZA unit 107, and outputs the fourth transmission signal to which the GI is added to the DZA unit 108.

[0026] DZA部 107は、 GI付加部 106から入力した第三送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して LPF109に出力する。 The DZA unit 107 converts the third transmission signal input from the GI adding unit 106 from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the LPF 109.

[0027] DZA部 108は、 GI付加部 106から入力した第四送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して LPF110に出力する。 [0027] DZA unit 108 converts the fourth transmission signal input from GI adding unit 106 from a digital signal to an analog signal, and outputs the analog signal to LPF 110.

[0028] 帯域制限手段である LPF109は、 DZA部 107から入力した第三送信信号に対して、低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って直交変調部 111へ出力する。 [0028] The LPF 109, which is a band limiting unit, limits the band of the third transmission signal input from the DZA unit 107 by passing only the low frequency region and outputs the third transmission signal to the quadrature modulation unit 111.

[0029] 帯域制限手段である LPF110は、 DZA部 107から入力した第四送信信号に対して、低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って直交変調部 111へ出力する。 LPF110を通過した第四送信信号は、 LPF110と LPF109との個体差によって、 LPF109を通過した第三送信信号とは遅延時間差及び振幅差が生じることになる力補正部 103にてあら力じめ遅延時間差及び振幅差が補正されているため、LPF109を通過した第三送信信号との間に生じる遅延時間差及び振幅差は抑制されたものとなる。 [0029] LPF 110, which is a band limiting unit, limits the band of the fourth transmission signal input from DZA unit 107 by passing only the low frequency region and outputs the fourth transmission signal to quadrature modulation unit 111. Due to the individual difference between LPF110 and LPF109, the fourth transmission signal that has passed through LPF110 has a delay time difference and amplitude difference from the third transmission signal that has passed through LPF109. Since the delay time difference and the amplitude difference are corrected by the force correction unit 103, the delay time difference and the amplitude difference generated with the third transmission signal that has passed through the LPF 109 are suppressed.

[0030] 直交変調部 111は、 LPF109から入力した第三送信信号及び LPF110から入力した第四送信信号を直交変調して IF (中間周波数)信号を生成して無線送信部 112へ出力する。 The orthogonal modulation unit 111 generates an IF (intermediate frequency) signal by performing orthogonal modulation on the third transmission signal input from the LPF 109 and the fourth transmission signal input from the LPF 110, and outputs the IF (intermediate frequency) signal to the wireless transmission unit 112.

[0031] 無線送信部 112は、直交変調部 111から入力した IF信号を IF力も無線周波数にァップコンバートして送信信号としてアンテナ 113へ出力する。 [0031] Radio transmission section 112 up-converts the IF signal input from quadrature modulation section 111 to the radio frequency and outputs it to antenna 113 as a transmission signal.

[0032] アンテナ 113は、無線送信部 112から入力した送信信号を送信する。 The antenna 113 transmits the transmission signal input from the wireless transmission unit 112.

[0033] 次に、マルチキャリア受信装置 200の構成について、図 6を用いて説明する。図 6 は、マルチキャリア受信装置 200の構成を示すブロック図である。 Next, the configuration of multicarrier receiving apparatus 200 will be described using FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of multicarrier receiving apparatus 200.

[0034] アンテナ 201は、信号を受信して無線受信部 202へ出力する。 Antenna 201 receives a signal and outputs the signal to radio reception section 202.

[0035] 無線受信部 202は、アンテナ 201から入力した受信信号を無線周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートして直交復調部 203へ出力する。 Radio reception section 202 down-converts the received signal input from antenna 201 from a radio frequency to a baseband frequency and outputs the result to orthogonal demodulation section 203.

[0036] 直交復調部 203は、無線受信部 202から入力した受信信号を直交復調して I成分の時間領域信号である第一受信信号及び Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する。そして、直交復調部 203は、生成した第一受信信号を LPF204出力するとともに、生成した第二受信信号を LPF205へ出力する。 The quadrature demodulating unit 203 performs quadrature demodulation on the received signal input from the wireless receiving unit 202 to obtain a first received signal that is an I component time domain signal and a second received signal that is a Q component time domain signal. Generate. Then, quadrature demodulation section 203 outputs the generated first received signal to LPF 204 and outputs the generated second received signal to LPF 205.

[0037] 帯域制限手段である LPF204は、直交復調部 203から入力した第一受信信号の低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って AZD部 206へ出力する。 [0037] LPF 204 serving as band limiting means performs band limiting by passing only the low frequency region of the first received signal input from quadrature demodulating section 203 and outputs the result to AZD section 206.

[0038] 帯域制限手段である LPF205は、直交復調部 203から入力した第二受信信号の低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って AZD部 207へ出力する。 LPF205を通過した第二受信信号は、 LPF204と LPF205との個体差によって、 LPF204を通過した第一受信信号とは遅延時間差及び振幅差が生じた信号になつている。 [0038] LPF 205 serving as band limiting means performs band limiting by passing only the low frequency region of the second received signal input from quadrature demodulating section 203 and outputs the result to AZD section 207. The second received signal that has passed through the LPF 205 is a signal that has a delay time difference and an amplitude difference from the first received signal that has passed through the LPF 204 due to individual differences between the LPF 204 and the LPF 205.

[0039] AZD部 206は、 LPF204から入力した第一受信信号をアナログ信号力ディジタル信号に変換して GI除去部 208へ出力する。 [0040] AZD部 207は、 LPF205から入力した第二受信信号をアナログ信号力もディジタル信号に変換して GI除去部 208へ出力する。 [0039] The AZD unit 206 converts the first reception signal input from the LPF 204 into an analog signal power digital signal and outputs the analog signal power digital signal to the GI removal unit 208. [0040] The AZD unit 207 converts the second received signal input from the LPF 205 into a digital signal and also outputs it to the GI removing unit 208.

[0041] GI除去部 208は、 AZD部 206から入力した第一受信信号及び AZD部 207から入力した第二受信信号力も GIを除去して、 FFT部 209へ出力する。 GI removal section 208 removes GI from the first received signal input from AZD section 206 and the second received signal force input from AZD section 207, and outputs the result to FFT section 209.

[0042] FFT部 209は、 GI除去部 208から入力した第一受信信号及び第二受信信号を FF Tして時間領域力周波数領域に変換して、 I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とを生成する。そして、 FFT 部 209は、生成した第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号 (第三受信信号 (I成分） +j X第四受信信号 (Q成分) )を分離部 210へ出力する。 [0042] The FFT unit 209 performs FFT on the first received signal and the second received signal input from the GI removing unit 208 and converts them into a time domain force frequency domain, and a third reception signal that is an I component frequency domain signal. And a fourth received signal that is a frequency domain signal of the Q component. Then, the FFT unit 209 outputs the generated complex reception signal (third reception signal (I component) + j X fourth reception signal (Q component)) composed of the third reception signal and the fourth reception signal to the separation unit 210. To do.

[0043] 分離部 210は、 FFT部 209から入力した第三受信信号及び第四受信信号力もなる複素受信信号を、 lOFDMシンボル単位で、第五受信信号と第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して補正部 211へ出力する。ここで、第五受信信号は、帯域制限、 GI除去及び AZD変換した後の第一受信信号の周波数領域信号であり、第六受信信号は、帯域制限、 GI除去及び AZD変換した後の第二受信信号の周波数領域信号である。また、第五受信信号及び第六受信信号の I成分は第三受信信号からなり、第五受信信号及び第六受信信号の Q成分は第四受信信号からなる。 [0043] Separation section 210 receives the complex reception signal that also has the third reception signal and the fourth reception signal power input from FFT section 209, in two complex receptions of the fifth reception signal and the sixth reception signal in lOFDM symbol units. The signal is separated and output to the correction unit 211. Here, the fifth received signal is the frequency domain signal of the first received signal after band limitation, GI removal and AZD conversion, and the sixth received signal is the second after the band limitation, GI removal and AZD conversion. This is the frequency domain signal of the received signal. In addition, the I component of the fifth received signal and the sixth received signal consists of the third received signal, and the Q component of the fifth received signal and the sixth received signal consists of the fourth received signal.

[0044] 補正部 211は、周波数領域にて、分離部 210から入力した第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号の何れか一方を補正する。これにより、第一受信信号及び第二受信信号を LPF204及び LPF205にて帯域制限することにより生じる第一受信信号と第二受信信号との間の遅延時間差及び振幅差を補償することができる。そして、補正部 211は、遅延時間差及び振幅差を補償した後、第五受信信号及び第六受信信号を合成部 212へ出力する。 [0044] Correction section 211 corrects one of the two complex reception signals, the fifth reception signal and the sixth reception signal, input from separation section 210 in the frequency domain. As a result, it is possible to compensate for the delay time difference and the amplitude difference between the first received signal and the second received signal that are generated by band limiting the first received signal and the second received signal with the LPF 204 and the LPF 205. Then, after correcting the delay time difference and the amplitude difference, the correction unit 211 outputs the fifth reception signal and the sixth reception signal to the synthesis unit 212.

[0045] 合成部 212は、補正部 211から入力した第五受信信号と第六受信信号とを合成し、分離部 210にて分離する前の第三受信信号と第四受信信号とからなる複素受信信号を再生成する。そして、合成部 212は、再生成した第三受信信号及び第四受信信号力なる複素受信信号を伝送路推定補償部 213へ出力する。 The combining unit 212 combines the fifth received signal and the sixth received signal input from the correcting unit 211 and forms a complex composed of the third received signal and the fourth received signal before being separated by the separating unit 210. Regenerate the received signal. Then, combining section 212 outputs the regenerated third received signal and the complex received signal having the fourth received signal power to transmission path estimation compensating section 213.

[0046] 伝送路推定補償部 213は、合成部 212から入力した第三受信信号と第四受信信号とからなる複素受信信号の伝送路推定を行う。即ち、伝送路推定補償部 213は、既知信号を用いて、合成部 212から入力した第三受信信号及び第四受信信号の伝送路の振幅及び位相応答を推定して補償を行う。そして、伝送路推定補償部 213は、補償した後の第三受信信号及び第四受信信号を復調部 214へ出力する。 [0046] Transmission path estimation / compensation section 213 performs transmission path estimation of a complex reception signal composed of the third reception signal and the fourth reception signal input from combining section 212. That is, the transmission path estimation compensation unit 213 Compensation is performed by estimating the amplitude and phase responses of the transmission paths of the third reception signal and the fourth reception signal input from the synthesis unit 212 using the known signal. Then, the transmission path estimation compensation unit 213 outputs the compensated third reception signal and fourth reception signal to the demodulation unit 214.

[0047] 復調部 214は、伝送路推定補償部 213から入力した第三受信信号及び第四受信信号をサブキャリア毎に復調して受信データとして出力する。 [0047] Demodulation section 214 demodulates the third reception signal and the fourth reception signal input from transmission path estimation compensation section 213 for each subcarrier and outputs the received data.

[0048] 次に、補正部 103の構成について、図 7を用いて説明する。図 7は、補正部 103の構成を示すブロック図である。なお、補正部 211の構成は図 7と同一であるので、その説明は省略する。 Next, the configuration of the correction unit 103 will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the correction unit 103. The configuration of the correction unit 211 is the same as that in FIG.

[0049] 遅延部 301は、分離部 102から入力した、第五送信信号を遅延させて合成部 104 へ出力する。遅延部 301は、第六送信信号が乗算部 302から出力されるタイミングと略同一のタイミングで、第五送信信号が出力されるように遅延させる。 [0049] Delay section 301 delays the fifth transmission signal input from demultiplexing section 102 and outputs the delayed signal to combining section 104. The delay unit 301 delays the fifth transmission signal to be output at substantially the same timing as the timing at which the sixth transmission signal is output from the multiplication unit 302.

[0050] 乗算部 302は、分離部 102から入力した第六送信信号に対して、補正係数格納部 303から入力した複素数の補正係数を複素乗算することにより補正を行う。そして、乗算部 302は、補正した第六送信信号を合成部 104へ出力する。 Multiplying section 302 performs correction by performing complex multiplication on the sixth transmission signal input from demultiplexing section 102 and the complex correction coefficient input from correction coefficient storage section 303. Then, multiplication section 302 outputs the corrected sixth transmission signal to combining section 104.

[0051] 補正係数格納部 303は、複数の複素数の補正係数 (補正値)をあらかじめ記憶しており、シンボルの先頭を示す情報であるシンボル先頭情報に基づいて、記憶している補正係数を乗算部 302へ出力する。なお、補正係数を設定する方法については後述する。 [0051] The correction coefficient storage unit 303 stores a plurality of complex correction coefficients (correction values) in advance, and multiplies the stored correction coefficient based on symbol head information that is information indicating the head of the symbol. Output to unit 302. The method for setting the correction coefficient will be described later.

[0052] 次に、マルチキャリア送信装置 100及びマルチキャリア受信装置 200の動作について説明する。 Next, operations of multicarrier transmitting apparatus 100 and multicarrier receiving apparatus 200 will be described.

[0053] 最初に、マルチキャリア送信装置 100は、ディジタル変調部 101にて、送信データを直交変調して第一送信信号と第二送信信号を生成する。この際、ディジタル変調部 101は、 1 OFDMシンボル単位で出力する。 lOFDMシンボルは、 IFFTポイント数分の第一送信信号及び IFFTポイント数分の第二送信信号で表すことができる。 First, in multicarrier transmission apparatus 100, digital modulation section 101 performs orthogonal modulation on transmission data to generate a first transmission signal and a second transmission signal. At this time, the digital modulation unit 101 outputs in units of 1 OFDM symbol. lOFDM symbols can be represented by first transmission signals for the number of IFFT points and second transmission signals for the number of IFFT points.

[0054] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、分離部 102にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を、第五送信信号と第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離する。分離部 102にて分離された第五送信信号は、（1)式のようになる。 [0055] X = 1/2 (A +A* ) (1) Next, in multicarrier transmission apparatus 100, separation section 102 converts a complex transmission signal composed of a first transmission signal and a second transmission signal into two complex transmission signals, a fifth transmission signal and a sixth transmission signal. Separate into signals. The fifth transmission signal separated by the separation unit 102 is expressed by equation (1). [0055] X = 1/2 (A + A *) (1)

k k N-k k k N-k

ただし、 Xは第五送信信号 Where X is the fifth transmission signal

k k

Aはディジタル変調部 101の複素出力（I +j X Q ) A is the complex output of digital modulator 101 (I + j X Q)

k k k k k k

A*は Aの複素共役 A * is the complex conjugate of A

Nは IFFTポイント数 N is the number of IFFT points

A =A A = A

N 0 N 0

k=0、 1、 · · ·、 N— 1 k = 0, 1, ... N-1

[0056] また、分離部 102にて分離された第六送信信号は、（2)式のようになる。 [0056] Further, the sixth transmission signal separated by separation section 102 is expressed by equation (2).

[0057] Y = 1/2 (A -A* ) (2) [0057] Y = 1/2 (A -A *) (2)

k k N-k k k N-k

ただし、 Yは第六送信信号 Where Y is the sixth transmission signal

k k

Aはディジタル変調部 101の複素出力（I+j X Q) A is the complex output of digital modulator 101 (I + j X Q)

k k

A*は Aの複素共役 A * is the complex conjugate of A

Nは IFFTポイント数 N is the number of IFFT points

A =A A = A

N 0 N 0

k=0、 1、 · · ·、 N— 1 k = 0, 1, ... N-1

[0058] そして、分離部 102は、上記（1)式の第五送信信号及び (2)式の第六送信信号を出力する。なお、 X [0058] Then, the separation unit 102 outputs the fifth transmission signal of the equation (1) and the sixth transmission signal of the equation (2). X

kは、複素共役対称 (X =X* ) k is the complex conjugate symmetry (X = X *)

k N-K になるため、 IFFTの対称性により、 IFFT後は実数になる。また、 Yは、複素共役反対称 (Yk= -Y* )になるため k N-K Since k N-K, it becomes a real number after IFFT due to the symmetry of IFFT. Y is complex conjugate antisymmetric (Yk = -Y *), so k N-K

、同様の理由で、 IFFT後は純虚数になる。 For the same reason, it becomes a pure imaginary number after IFFT.

[0059] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、補正部 103にて、上記（1)式及び上記（2) 式の何れか一方に対して、 LPF109と LPF110との間の振幅差及び遅延時間差の不均衡を補正する複素補正係数 Ck(k=0、 1、 " '、？^ 1)を複素乗算する。 [0059] Next, multicarrier transmitting apparatus 100 uses correction section 103 to determine the amplitude difference and delay time difference between LPF 109 and LPF 110 for either one of equations (1) and (2). Complex multiplication of complex correction coefficient Ck (k = 0, 1, "',? ^ 1) that corrects imbalance of.

[0060] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、合成部 104にて、補正後の第五送信信号と第六送信信号とを加算して合成し、 IFFT部 105にて、 IFFTして時間領域信号に変換した第三送信信号及び第四送信信号を生成する。 [0060] Next, multicarrier transmitting apparatus 100 adds and combines the corrected fifth transmission signal and sixth transmission signal in combining section 104, and performs IFFT in IFFT section 105 to perform the time domain. A third transmission signal and a fourth transmission signal converted into signals are generated.

[0061] そして、マルチキャリア送信装置 100は、 DZA部 107及び DZA部 108にて、第三送信信号及び第四送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換し、 LPF109 及び LPF110にて低周波数のみを通過させ、直交変調部 111にて直交変調して送信する。 [0061] The multicarrier transmission apparatus 100 converts the third transmission signal and the fourth transmission signal from a digital signal to an analog signal in the DZA unit 107 and the DZA unit 108, and only the low frequency is output in the LPF 109 and the LPF 110. Let it pass, quadrature-modulate by quadrature modulator 111 and send I believe.

[0062] 図 8は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 9は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。なお、図 8及び図 9は、サブキヤリァ数は 384、 FFTポイント数は 512、 GIは 256サンプル、変調方式は 16QAM及びチャネル推定は時間多重パイロット信号により推定した場合のシミュレーション結果である。図 8及び図 9より、第三送信信号及び第四送信信号の遅延時間差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。 FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of reception constellation in the case where the delay time difference is 1Z8 sample period and there is no amplitude difference and multicarrier transmission apparatus 100 does not compensate. FIG. 9 is a diagram showing a simulation result of reception constellation when the multicarrier transmitting apparatus 100 compensates when the delay time difference is 1Z8 sample period and there is no amplitude difference. 8 and 9 show the simulation results when the number of subcarriers is 384, the number of FFT points is 512, the GI is 256 samples, the modulation method is 16QAM, and the channel estimation is estimated using a time-multiplexed pilot signal. 8 and 9, the interference can be almost completely eliminated by correcting the imbalance in the delay time difference between the third transmission signal and the fourth transmission signal.

[0063] また、図 10は、遅延時間差がない場合で振幅差が ldBである場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償しなかつた場合の受信コンスタレーションのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 11は、遅延時間差がない場合で振幅差が Id Bである場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 10及び図 11より、第三送信信号及び第四送信信号の位相差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。 FIG. 10 is a diagram showing a simulation result of the reception constellation when there is no delay time difference and the amplitude difference is ldB and the multicarrier transmission apparatus 100 does not compensate. . FIG. 11 is a diagram showing a simulation result of reception constellation when there is no delay time difference and the amplitude difference is Id B and compensation is performed by multicarrier transmitting apparatus 100. From Fig. 10 and Fig. 11, the interference can be almost completely eliminated by correcting the phase difference imbalance between the third transmission signal and the fourth transmission signal.

[0064] 次に、マルチキャリア信号を受信したマルチキャリア受信装置 200は、直交復調部 203にて直交復調して第一受信信号と第二受信信号を生成し、 LPF109及び LPF1 10にて低周波数のみを通過させる。 LPF109を通過した第一受信信号及び LPF11 0を通過した第二受信信号は、 LPF204と 205との個体差によって、振幅差と遅延差が加わった信号となっている。このような第一受信信号と第二受信信号を、ガードインターバルを除去し FFTすると、 FFT後の第三受信信号と第四受信信号はサブキヤリァ間干渉が加わったものとなる。従って、補正部 211にて補正する必要が生じる。 Next, multicarrier receiving apparatus 200 that has received the multicarrier signal generates a first reception signal and a second reception signal by performing quadrature demodulation at orthogonal demodulation section 203, and LPF109 and LPF1 10 at a low frequency Only pass through. The first received signal that has passed through LPF 109 and the second received signal that has passed through LPF 110 are signals in which an amplitude difference and a delay difference are added due to individual differences between LPFs 204 and 205. When the first received signal and the second received signal are subjected to FFT with the guard interval removed, the third received signal and the fourth received signal after the FFT are added with inter-subcarrier interference. Therefore, the correction unit 211 needs to perform correction.

[0065] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、分離部 210にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を、 (1)式に示すような第五受信信号及び (2)式に示すような第六受信信号に分離する。 Next, in multicarrier receiving apparatus 200, separation section 210 converts a complex received signal made up of the third received signal and the fourth received signal into a fifth received signal as shown in equation (1) and (2 This is separated into the sixth received signal as shown in equation (4).

[0066] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、補正部 211にて、上記（1)式及び上記（2) 式に示すような第五受信信号及び第六受信信号の何れか一方に対して、 LPF204 と LPF205との不均衡を補正する複素補正係数 Ck (k=0、 1、 " '、？^ 1)を複素乗算する。 [0066] Next, multicarrier receiving apparatus 200 uses correction section 211 to perform equation (1) and equation (2) above. Complex correction coefficient Ck (k = 0, 1, "',? ^ 1) for correcting the imbalance between LPF204 and LPF205 for either the fifth received signal or the sixth received signal as shown in the equation Is a complex multiplication.

[0067] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、伝送路推定補償部 213にて、既知信号を用いて伝送路の振幅及び位相応答を推定して補償を行う。なお、伝送路推定補償部 213は、第三受信信号と第四受信信号との不均衡は補償できない。 Next, in multicarrier receiving apparatus 200, transmission path estimation / compensation section 213 performs compensation by estimating the amplitude and phase response of the transmission path using a known signal. Note that the transmission path estimation compensation unit 213 cannot compensate for the imbalance between the third received signal and the fourth received signal.

[0068] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、復調部 214にて、各サブキャリアに対して復調処理を行い、受信データを出力する。 Next, multicarrier receiving apparatus 200 performs demodulation processing on each subcarrier in demodulation section 214 and outputs received data.

[0069] 図 12は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレ一シヨン結果を示す図である。また、図 13は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 12及び図 13より、第一受信信号及び第二受信信号の遅延時間差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。 [0069] FIG. 12 is a diagram showing a simulation result of reception constellation when the multicarrier receiving apparatus 200 does not compensate when the delay time difference is 1Z8 sample period and there is no amplitude difference. FIG. 13 is a diagram illustrating a simulation result of reception constellation when the multicarrier receiving apparatus 200 compensates for a delay time difference of 1Z8 sample period and no amplitude difference. From Fig. 12 and Fig. 13, the interference can be almost completely eliminated by correcting the imbalance in the delay time difference between the first received signal and the second received signal.

[0070] また、図 14は、遅延時間差がない場合で振幅差が ldBである場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 15は、遅延時間差がない場合で振幅差が Id Bである場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。なお、図 14及び図 15は、サブキャリア数は 384、 FFTポイント数は 512、 GIは 256サンプル、変調方式は 16QAM 及びチャネル推定は時間多重パイロット信号により推定した場合のシミュレーション結果である。図 14及び図 15より、第一受信信号及び第二受信信号の位相差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。 [0070] FIG. 14 is a diagram showing a simulation result of reception constellation when there is no delay time difference and the amplitude difference is ldB and the multicarrier receiving apparatus 200 does not compensate. It is. FIG. 15 is a diagram showing a simulation result of reception constellation when there is no delay time difference and the amplitude difference is Id B and compensation is performed by multicarrier receiving apparatus 200. 14 and 15 show the simulation results when the number of subcarriers is 384, the number of FFT points is 512, the GI is 256 samples, the modulation method is 16QAM, and the channel estimation is estimated by a time-multiplexed pilot signal. From FIG. 14 and FIG. 15, the interference can be almost completely eliminated by correcting the imbalance in the phase difference between the first received signal and the second received signal.

[0071] また、図 16は、遅延時間差と振幅差の両方が存在する場合で遅延時間差及び振幅差が周波数特性を持つ（リップル)場合の LPFの遅延時間特性を示す図であり、縦軸が群遅延であり横軸が正規ィ匕周波数である。また、図 17は、遅延時間差と振幅差の両方が存在する場合で遅延時間差及び振幅差に周波数特性がある場合の LP Fの振幅特性を示す図であり、縦軸が振幅であり横軸が正規ィ匕周波数である。図 16 において、 I成分は ± 1Z4サンプル周期のリップルを持ち、 Q成分は信号帯域内で平坦である。また、図 17において、 I成分は ± ldBのリップルを持ち、 Q成分は信号帯域内で平坦である。 FIG. 16 is a diagram showing LPF delay time characteristics when both the delay time difference and the amplitude difference exist and the delay time difference and the amplitude difference have frequency characteristics (ripple). Is the group delay and the horizontal axis is the normal frequency. Fig. 17 shows the LP when both the delay time difference and the amplitude difference exist and the delay time difference and the amplitude difference have frequency characteristics. It is a figure which shows the amplitude characteristic of F, A vertical axis | shaft is an amplitude and a horizontal axis is a normal frequency. In Figure 16, the I component has a ripple of ± 1Z4 sample period, and the Q component is flat within the signal band. In Fig. 17, the I component has a ± ldB ripple, and the Q component is flat within the signal band.

[0072] 図 18は、図 16及び図 17の場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しなかった場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。また、図 19は、図 16及び図 17の場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 18及び図 19より、遅延時間差及び振幅差に周波数特性がある場合でもほぼ完全に干渉を取り除くことができる。 FIG. 18 is a diagram illustrating a simulation result of reception constellation in the case of FIGS. 16 and 17 when the multicarrier receiving apparatus 200 does not compensate. FIG. 19 is a diagram showing a simulation result of reception constellation in the case of FIG. 16 and FIG. From Fig. 18 and Fig. 19, interference can be almost completely eliminated even when there are frequency characteristics in the delay time difference and amplitude difference.

[0073] 次に、補正部 103にて補正係数を設定する方法について説明する。本実施の形態 1においては、あらかじめ LPF109、 110及び LPF204、 205を用いて算出した補正係数を設定する。 Next, a method for setting the correction coefficient in the correction unit 103 will be described. In the first embodiment, correction coefficients calculated in advance using LPFs 109 and 110 and LPFs 204 and 205 are set.

[0074] 補正部 103は、ネットワークアナライザ等を用いて、あら力じめ測定しておいた LPF 特性を元に補正係数を決定する。複素ベースバンド信号において、サブキャリアは、番号 k = 0を DCとし、 DCからサンプリング周波数に向かって N— 1までの番号が振られているものとする。この場合、 k=0〜(NZ2)— 1は実周波数キャリア、 k=NZ2 〜N—1はイメージキャリアとなる。実周波数サブキャリア k=0〜（NZ2)— 1の周波数における、 LPF109のゲインを MAk(dB)、群遅延を DAk(s)、 LPF110のゲインを MBk(dB)、群遅延を DBk(s)、サンプリング周期を Ts (s)とおくと、 LPF109側（同相成分側）を基準とした振幅差及び遅延時間差は、 (3)式及び (4)式のようになる。 [0074] The correction unit 103 determines a correction coefficient based on the LPF characteristics that have been preliminarily measured using a network analyzer or the like. In the complex baseband signal, the subcarriers are numbered k = 0 as DC, and numbers from N to 1 are assigned from DC to the sampling frequency. In this case, k = 0 to (NZ2) -1 is an actual frequency carrier, and k = NZ2 to N-1 is an image carrier. Real frequency subcarrier k = 0 to (NZ2) — LPF109 gain MAk (dB), group delay DAk (s), LPF110 gain MBk (dB), group delay DBk (s) at frequency 1 ) If the sampling period is Ts (s), the amplitude difference and delay time difference based on the LPF109 side (in-phase component side) are as shown in Equations (3) and (4).

[0075] 振幅差 Mk (dB) =MBk— MAk(0≤k≤(NZ2)— 1) (3) [0075] Amplitude difference Mk (dB) = MBk— MAk (0≤k≤ (NZ2) — 1) (3)

[0076] 遅延差 Dk (s) =DBk— DAk(0≤k≤(NZ2)— 1) (4) [0076] Delay difference Dk (s) = DBk— DAk (0≤k≤ (NZ2) — 1) (4)

[0077] このとき、補正係数 Ckは、（5)式及び（6)式のようになる。 [0077] At this time, the correction coefficient Ck is expressed by the equations (5) and (6).

[0078] Ck= 10" (-Mk/20) X exp (j X D ZTs X k X 2 w ZN) (0≤k≤ (N/2)— 1) k [0078] Ck = 10 "(-Mk / 20) X exp (j X D ZTs X k X 2 w ZN) (0≤k≤ (N / 2) — 1) k

(5) (Five)

[0079] Ck= 10" (-M Z20) X exp (—j X D /Ts X (N~k) X 2 π /N) (N/2≤k [0079] Ck = 10 "(-M Z20) X exp (—j X D / Ts X (N ~ k) X 2 π / N) (N / 2≤k

N-k N-k N-k N-k

≤N— 1) (6) [0080] 補正係数 Ckにおいて、（5)式の 10' (— MkZ20)と（6)式の 10' (— M Z20)と ≤N— 1) (6) [0080] For the correction coefficient Ck, 10 '(—MkZ20) in equation (5) and 10 ′ (—M Z20) in equation (6)

N-k は振幅差の補正を行う部分であり、（5)式の (j X D ZTs X kX 2 w ZN;^ (6) ( k N-k is the part that corrects the amplitude difference. (J X D ZTs X kX 2 w ZN; ^ (6) (k

j X D /Ts X (N— k) X 2 π /N)とは群遅延時間差の補正を行う部分である。 jXD / TsX (N-k) X2 [pi] / N) is a portion for correcting the group delay time difference.

N-k N-k

[0081] マルチキャリア送信装置 100においては、補正係数 Ckの絶対値は、サンプリング周波数の 1Z2の周波数の周波数軸に対して対称であり、位相は逆方向になっている。したがって、第六送信信号 Ykに補正係数 Ckを乗じても Ykの複素共役反対称性 (Yk= Y* )は失われず、また第五送信信号 Xkに補正係数 Ckを乗じても Xkの In multicarrier transmitting apparatus 100, the absolute value of correction coefficient Ck is symmetric with respect to the frequency axis of the 1Z2 frequency of the sampling frequency, and the phase is in the opposite direction. Therefore, even if the sixth transmission signal Yk is multiplied by the correction coefficient Ck, the complex conjugate antisymmetry (Yk = Y *) of Yk is not lost, and even if the fifth transmission signal Xk is multiplied by the correction coefficient Ck, Xk

N-K N-K

複素共役対称性 (Xk=X* )は失われなヽ。即ち、 IFFT演算しても I成分と Q成分 Complex conjugate symmetry (Xk = X *) is not lost. That is, even if the IFFT operation is performed, I component and Q component

N-K N-K

とは干渉しない。 Does not interfere with.

[0082] 補正係数 Ckを、 IFFT出力の直交成分のみに関係する成分 Ykに乗ずることで、 L PF109、 110通過後の同相成分と直交成分との不均衡が除かれる。上記計算で求めた複素補正係数 Ckを補正係数格納部 303に記憶しておき、シンボル毎に呼び出して使用する。 [0082] By multiplying the correction coefficient Ck by the component Yk related only to the quadrature component of the IFFT output, the imbalance between the in-phase component and the quadrature component after passing through the LPFs 109 and 110 is eliminated. The complex correction coefficient Ck obtained by the above calculation is stored in the correction coefficient storage unit 303 and is called up and used for each symbol.

[0083] このように、本実施の形態 1によれば、送信側にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離するとともに、受信側にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して、分離した第五送信信号及び第六送信信号を補正するとともに、分離した第五受信信号と第六受信信号を補正するので、他の方式により遅延時間差及び振幅差を補正する場合に比べて回路規模を大きくすることなぐ低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。また、本実施の形態 1によれば、周波数領域で振幅差及び遅延時間差を補正することにより、時間領域で 1サンプル以下の補正をする場合に必要となる高次オーバーサンプリング及び補間演算を不要にすることができるので、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の製造コストを低減することができるとともに、回路規模が大きくなることを防ぐことができる。 Thus, according to the first embodiment, on the transmission side, the complex transmission signal composed of the first transmission signal and the second transmission signal is converted into two complex signals, that is, the fifth transmission signal and the sixth transmission signal. In addition to separating the transmission signal, the reception side separates the complex reception signal composed of the third reception signal and the fourth reception signal into two complex reception signals of the fifth reception signal and the sixth reception signal. Since the fifth transmission signal and the sixth transmission signal are corrected and the separated fifth reception signal and sixth reception signal are corrected, the circuit scale is increased compared to the case where the delay time difference and the amplitude difference are corrected by other methods. It is possible to compensate for delay time and amplitude imbalance at low cost. Further, according to the first embodiment, by correcting the amplitude difference and the delay time difference in the frequency domain, the high-order oversampling and the interpolation calculation required for correcting one sample or less in the time domain are unnecessary. Therefore, it is possible to reduce the manufacturing cost of the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier reception apparatus and to prevent the circuit scale from increasing.

[0084] (実施の形態 2) [0084] (Embodiment 2)

図 20は、本発明の実施の形態 2に係る補正係数格納部 303の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態 2においては、マルチキャリア送信装置の構成は図 5と同一であり、マルチキャリア受信装置の構成は図 6と同一であるとともに、補正部 103 及び補正部 211の構成は図 7と同一であるので、その説明は省略する。 FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of correction coefficient storage section 303 according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment, the configuration of the multicarrier transmission apparatus is as shown in FIG. The configuration of the multicarrier receiver is the same as in FIG. 6, and the configurations of the correction unit 103 and the correction unit 211 are the same as those in FIG.

[0085] 選択情報記憶部 1601は、各サブキャリアについて、コンスタレーシヨンが最良になるような振幅係数が格納されている振幅係数記憶部 1602のアドレスと、コンスタレ一シヨンが最良になるような exp (j . 0 m)が格納されている exp (j · 0 m)記憶部 1603のアドレスとを記憶する。そして、選択情報記憶部 1601は、シンボル先頭情報をトリガ一として、記憶して、るアドレスの情報であるアドレス情報をサブキャリア番号順に順次振幅係数記憶部 1602及び exp (j ' Θ m)記憶部 1603へ出力する。 [0085] The selection information storage unit 1601 stores the address of the amplitude coefficient storage unit 1602 in which the amplitude coefficient that optimizes the constellation is stored for each subcarrier, and the constellation is optimal. It stores the address of exp (j · 0 m) storage unit 1603 in which exp (j. 0 m) is stored. Then, the selection information storage unit 1601 stores the symbol head information as a trigger, and stores the address information, which is the address information, in order of the subcarrier numbers in the order of the amplitude coefficient storage unit 1602 and exp (j′Θm). Output to part 1603.

[0086] 振幅係数記憶部 1602は、選択情報記憶部 1601から入力したアドレス情報のアドレスに格納されてヽる振幅係数を乗算器 1604及び乗算器 1605へ出力する。 The amplitude coefficient storage unit 1602 outputs the amplitude coefficient stored in the address information address input from the selection information storage unit 1601 to the multiplier 1604 and the multiplier 1605.

[0087] exp (j - 0 m)記憶部 1603は、選択情報記憶部 1601から入力したアドレス情報のアドレスに格納されている exp (j ' Θ m)を乗算器 1604及び乗算器 1605へ出力する [0087] exp (j-0 m) storage unit 1603 outputs exp (j'Θm) stored in the address information address input from selection information storage unit 1601 to multiplier 1604 and multiplier 1605

[0088] 乗算器 1604は、振幅係数記憶部 1602から入力した振幅係数と exp (j · Θ m)記憶部 1603から入力した exp (j ' Θ m)の実部とを乗算することにより補正係数 (補正値）の実部を算出する。そして、乗算器 1604は、算出した補正係数の実部を乗算部 30 2へ出力する。 Multiplier 1604 multiplies the amplitude coefficient input from amplitude coefficient storage section 1602 by the real part of exp (j′Θ m) input from exp (j · Θ m) storage section 1603, thereby correcting coefficient. Calculate the real part of (correction value). Then, the multiplier 1604 outputs the real part of the calculated correction coefficient to the multiplication unit 302.

[0089] 乗算器 1605は、振幅係数記憶部 1602から入力した振幅係数と exp (j - Θ m)記憶部 1603から入力した exp (j ' Θ m)の虚部とを乗算することにより補正係数 (補正値）の虚部を算出する。そして、乗算器 1605は、算出した補正係数の虚部を乗算部 30 2へ出力する。なお、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の動作は、上記実施の形態 1と同一であるので、その説明は省略する。 The multiplier 1605 multiplies the amplitude coefficient input from the amplitude coefficient storage unit 1602 by the imaginary part of exp (j′Θ m) input from the exp (j−Θ m) storage unit 1603, thereby correcting the correction coefficient. Calculate the imaginary part of (correction value). Then, the multiplier 1605 outputs the imaginary part of the calculated correction coefficient to the multiplication unit 302. Note that the operations of the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier reception apparatus are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.

[0090] 次に、補正部 103にて補正係数を設定する方法について説明する。本実施の形態 2においては、装置調整段階で各サブキャリアのコンスタレーシヨンが最良となるように調整することにより補正係数を設定する。 Next, a method for setting the correction coefficient in the correction unit 103 will be described. In the second embodiment, the correction coefficient is set by adjusting the constellation of each subcarrier to be the best in the apparatus adjustment stage.

[0091] 例えば、 1Z16サンプル周期以下の遅延時間差にする必要がある場合、補正係数格納部 303は、 16通りの exp (j . 0 m)の値をあらかじめ記憶しておき、サブキャリア毎にコンスタレーシヨンが最良または EVM (Error Vector Magnitude)が最小になる e xp (j - Θ m)を選択するようにする。ここで、 exp (j ' Θ m)は（7)式より求めることができる。 [0091] For example, when a delay time difference of 1Z16 sample periods or less is required, the correction coefficient storage unit 303 stores 16 exp (j. 0 m) values in advance, and sets a constant for each subcarrier. Best for best or least error vector magnitude (EVM) e Select xp (j-Θ m). Here, exp (j'Θm) can be obtained from Eq. (7).

[0092] exp (j - Θ m) =cos Θ m+j X sin θ m (m=0~15) (7) [0092] exp (j-Θ m) = cos Θ m + j X sin θ m (m = 0 ~ 15) (7)

[0093] また、 0 mは（8)式より求めることができる。 [0093] Further, 0 m can be obtained from equation (8).

[0094] 0 πι=πι Χ 2 π Ζΐ6 (πι=Ο〜15) (8) [0094] 0 πι = πι Χ 2 π Ζΐ6 (πι = Ο〜15) (8)

[0095] ただし、サブキャリア毎の調整は半数のサブキャリアでよ!/、。イメージサブキャリア（k [0095] However, half of the subcarriers can be adjusted for each subcarrier! /. Image subcarrier (k

=nに対して k=N— n)の値は逆位相となる。上記では Θ mを 0〜2 πで設定しているため、 Θ mの逆位相 - Θ mは、 2 π - 0 m= 0 となる。サブキャリア k番を補正 The value of k = N—n) is opposite to that of = n. In the above, Θm is set to 0-2π, so the antiphase -Θm of Θm is 2π-0m = 0. Correct subcarrier k

16-m 16-m

する場合には、 Ykの複素共役反対称性あるいは Xkの複素共役対称性を崩さないようにするため、同時に N—k番の選択も行う必要がある。即ち、サブキャリア k番を補正する場合には、 0 111と0 とを一対として選択して補正する。 In order to avoid losing the complex conjugate antisymmetry of Yk or the complex conjugate symmetry of Xk, it is necessary to select Nk number at the same time. That is, when subcarrier k is corrected, 0 111 and 0 are selected as a pair and corrected.

16-m 16-m

[0096] そして、補正係数格納部 303は、サブキャリア毎に選択した exp (j - 0 m)を記憶する。補正係数格納部 303が記憶しているサブキャリア毎の exp (j . Θ m)に基づいて、 exp (j - 0 m)が呼び出されて補正に用いられる。 Then, correction coefficient storage section 303 stores exp (j−0 m) selected for each subcarrier. Based on exp (j.Θm) for each subcarrier stored in the correction coefficient storage unit 303, exp (j−0m) is called and used for correction.

[0097] 振幅についても、同様に、所定の振幅差毎に複数の補正係数 (実数)を記憶させておき、サブキャリア毎にコンスタレーシヨンが最良または EVMが最小となるものを選択するよう〖こする。例えば、振幅差を 0. 5dB以下に抑えたい場合、補正係数格納部 303は、 LPFの最大の振幅差まで、例えば「1、 ±0. 5dB、 ± ldB、 ± 1. 5dB- - - J の各補正係数を記憶しておき、調整時に、サブキャリア毎に選択した補正係数を記憶する。遅延時間差と同様、調整は半数のサブキャリアでよぐイメージサブキャリア（ k = Nに対して k = N— 1)の値は同値となる。サブキャリア k番を調整する場合には、同時に N—k番の選択も行う。補正係数は、振幅係数と exp (j ' Θ m)との積となる。 [0097] Similarly, for the amplitude, a plurality of correction coefficients (real numbers) are stored for each predetermined amplitude difference, and the one with the best constellation or the minimum EVM is selected for each subcarrier. 〖Rub. For example, when it is desired to suppress the amplitude difference to 0.5 dB or less, the correction coefficient storage unit 303 sets the maximum amplitude difference of LPF, for example, “1, ± 0.5 dB, ± ldB, ± 1.5 dB---J Each correction coefficient is stored, and the correction coefficient selected for each subcarrier is stored during adjustment.As with the delay time difference, the adjustment can be performed by half of the subcarriers (k = N for k = N). = N— The value of 1) is the same.When adjusting subcarrier k, select N—k at the same time.The correction coefficient is the product of the amplitude coefficient and exp (j ′ Θ m). It becomes.

[0098] 遅延時間差に比べて振幅差の影響は小さいため、遅延時間差の補正を先に行い、その上で振幅差の補正を行う。必要に応じて、再度遅延時間差の補正と振幅差の補正を繰返し行う。遅延時間の補正と振幅差の補正とを繰り返し行う場合にも、都度先に遅延時間差の補正を行い、その上で振幅差の補正を行う。 Since the influence of the amplitude difference is smaller than the delay time difference, the delay time difference is corrected first, and then the amplitude difference is corrected. If necessary, repeat the delay time difference correction and the amplitude difference correction again. Even when delay time correction and amplitude difference correction are performed repeatedly, the delay time difference is corrected first, and then the amplitude difference is corrected.

[0099] このように、本実施の形態 2によれば、送信側にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離するとともに、受信側にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して、分離した第五送信信号及び第六送信信号を補正するとともに、分離した第五受信信号と第六受信信号を補正するので、他の方式により遅延時間差及び振幅差を補正する場合に比べて回路規模を大きくすることなぐ低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。また、本実施の形態 2によれば、周波数領域で振幅差及び遅延時間差を補正することにより、時間領域で 1サンプル以下の補正をする場合に必要となる高次オーバーサンプリング及び補間演算を不要にすることができるので、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の製造コストを低減することができるとともに、回路規模が大きくなることを防ぐことができる。 [0099] Thus, according to the second embodiment, on the transmission side, a complex transmission signal composed of the first transmission signal and the second transmission signal is converted into two complex signals, the fifth transmission signal and the sixth transmission signal. Transmission signal And the reception side separates the complex reception signal composed of the third reception signal and the fourth reception signal into two complex reception signals of the fifth reception signal and the sixth reception signal, and separates the fifth reception signal. Since the transmission signal and the sixth transmission signal are corrected and the separated fifth reception signal and sixth reception signal are corrected, the circuit scale must be increased compared to the case where the delay time difference and the amplitude difference are corrected by other methods. It is possible to compensate for delay time and amplitude imbalance at low cost. Further, according to the second embodiment, by correcting the amplitude difference and the delay time difference in the frequency domain, the high-order oversampling and the interpolation calculation required for correcting one sample or less in the time domain are unnecessary. Therefore, it is possible to reduce the manufacturing cost of the multicarrier transmission apparatus and the multicarrier reception apparatus and to prevent the circuit scale from increasing.

[0100] 上記実施の形態 1及び実施の形態 2において、第六送信信号に対して補正を行つたが、これに限らず、第五送信信号に対して補正を行っても良いし、第五送信信号及び第六送信信号の両方に対して補正を行っても良い。また、上記実施の形態 1及び実施の形態 2において、第六受信信号に対して補正を行ったが、これに限らず、第五受信信号に対して補正を行っても良!、し、第五受信信号及び第六受信信号の両方に対して補正を行っても良い。また、上記実施の形態 1及び実施の形態 2にお V、て、マルチキャリア送信装置 100とマルチキャリア受信装置 200の両方で振幅差及び遅延時間差を補正した力これに限らず、マルチキャリア送信装置 100及びマルチキャリア受信装置 200の何れか一方のみで振幅差及び遅延時間差を補正するようにしても良い。 [0100] In Embodiment 1 and Embodiment 2 described above, correction is performed on the sixth transmission signal. However, the present invention is not limited to this, and correction may be performed on the fifth transmission signal. Corrections may be made to both the fifth transmission signal and the sixth transmission signal. Further, in the first embodiment and the second embodiment, the sixth received signal is corrected. However, the present invention is not limited to this, and the fifth received signal may be corrected. Corrections may be made to both the fifth received signal and the sixth received signal. Further, in the first embodiment and the second embodiment described above, the power for correcting the amplitude difference and the delay time difference in both the multicarrier transmission apparatus 100 and the multicarrier reception apparatus 200 is not limited to this. The amplitude difference and the delay time difference may be corrected by only one of the apparatus 100 and the multicarrier receiving apparatus 200.

[0101] 2005年 11月 29日出願の特願 2005— 344130の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。 [0101] The contents of the description, drawings, and abstract contained in the Japanese application No. 2005-344130 filed on Nov. 29, 2005 are incorporated herein by reference.

産業上の利用可能性 Industrial applicability

[0102] 本発明に力かるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法は、特に同相成分と直交成分との間の振幅または遅延時間の不均衡を補償するのに好適である。 [0102] The multicarrier transmission apparatus, multicarrier reception apparatus, transmission method, and reception method that are useful in the present invention are particularly suitable for compensating for an imbalance in amplitude or delay time between the in-phase component and the quadrature component. is there.

Claims

請求の範囲 The scope of the claims

[1] 送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するディジタル変調手段と、 [1] Digital modulation means for orthogonally modulating transmission data to generate a complex transmission signal composed of a first transmission signal that is an I-component frequency domain signal and a second transmission signal that is a Q-component frequency domain signal;

前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離する分離手段と、 When the complex transmission signal is subjected to inverse fast Fourier transform, the fifth transmission signal which is the frequency domain signal of the third transmission signal which becomes the time domain signal of the I component and the frequency domain signal of the fourth transmission signal which becomes the time domain signal of the Q component Separating means for separating the complex transmission signal from a sixth transmission signal;

前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正する補正手段と、 The fifth transmission signal or the fifth transmission signal or the fourth transmission signal so that an amplitude difference and a delay time difference between the third transmission signal and the fourth transmission signal when band-limiting the third transmission signal and the fourth transmission signal are reduced. Correction means for correcting the sixth transmission signal;

前記補正手段にて補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成する合成手段と、 Combining means for regenerating the complex transmission signal by combining the fifth transmission signal and the sixth transmission signal after correction by the correction means;

前記合成手段にて再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段にて生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限する帯域制限手段と、 Inverse fast Fourier transform means for generating the third transmission signal and the fourth transmission signal by performing inverse fast Fourier transform on the complex transmission signal regenerated by the combining means; and the inverse fast Fourier transform means Band limiting means for limiting the band of the third transmission signal and the fourth transmission signal generated by

前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信する送信手段と、 Transmitting means for transmitting a transmission signal composed of the third transmission signal and the fourth transmission signal that are band-limited by the band-limiting means;

を具備するマルチキャリア送信装置。 A multicarrier transmission apparatus comprising:

[2] 前記補正手段は、前記第五送信信号または前記第六送信信号に対してあらかじめ記憶している補正値を乗算することにより前記補正を行う請求項 1記載のマルチキヤリア送信装置。 2. The multi-carrier transmission device according to claim 1, wherein the correction unit performs the correction by multiplying the fifth transmission signal or the sixth transmission signal by a correction value stored in advance.

[3] 受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q 成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する直交復調手段と、 [3] Quadrature demodulation means for generating a first received signal that is an I component time domain signal and a second received signal that is a Q component time domain signal by orthogonally demodulating the received signal;

前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とからなる複素受信信号を生成する高速フーリェ変換手段と、 Band limiting means for limiting the band of the first received signal and the second received signal, and Fast Fourier transform of the first received signal and the second received signal band-limited by the band limiting means to obtain I The third received signal that is the frequency domain signal of the component and the Q component High-speed Fourier transform means for generating a complex received signal composed of a fourth received signal that is a frequency domain signal;

前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離する分離手段と前記第一受信信号及び前記第二受信信号を前記帯域制限手段にて帯域制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正する補正手段と、 Separating means for separating the complex received signal into a fifth received signal that is a frequency domain signal of the first received signal and a sixth received signal that is a frequency domain signal of the second received signal; the first received signal; The fifth received signal or the fifth received signal or the delay time difference between the first received signal and the second received signal generated when the second received signal is band-limited by the band limiting means is reduced. A correction means for correcting the sixth received signal;

前記補正手段にて補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成する合成手段と、 Combining means for regenerating the complex received signal by combining the fifth received signal and the sixth received signal after correction by the correcting means;

前記合成手段にて再生成された前記複素受信信号を復調する復調手段と、を具備するマルチキャリア受信装置。 A demodulating means for demodulating the complex received signal regenerated by the synthesizing means.

[4] 前記補正手段は、前記第五受信信号または前記第六受信信号に対してあらかじめ記憶している補正値を乗算することにより前記補正を行う請求項 3記載のマルチキヤリア受信装置。 4. The multi-carrier receiving apparatus according to claim 3, wherein the correction unit performs the correction by multiplying the fifth reception signal or the sixth reception signal by a correction value stored in advance.

[5] 送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するステップと、 [5] orthogonally modulating the transmission data to generate a complex transmission signal including a first transmission signal that is an I component frequency domain signal and a second transmission signal that is a frequency domain signal of a Q component;

前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離するステップと、 When the complex transmission signal is subjected to inverse fast Fourier transform, the fifth transmission signal which is the frequency domain signal of the third transmission signal which becomes the time domain signal of the I component and the frequency domain signal of the fourth transmission signal which becomes the time domain signal of the Q component Separating the complex transmission signal into a sixth transmission signal;

前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正するステップと、 The fifth transmission signal or the fifth transmission signal or the fourth transmission signal so that an amplitude difference and a delay time difference between the third transmission signal and the fourth transmission signal when band-limiting the third transmission signal and the fourth transmission signal are reduced. Correcting the sixth transmission signal;

前記補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成するステップと、 Combining the fifth transmission signal and the sixth transmission signal after the correction to regenerate the complex transmission signal; Performing the inverse fast Fourier transform on the regenerated complex transmission signal to generate the third transmission signal and the fourth transmission signal;

生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限するステップと帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信するステップと、 A step of limiting a band between the generated third transmission signal and the fourth transmission signal; a step of transmitting a transmission signal composed of the third transmission signal and the fourth transmission signal that are band-limited;

を具備する送信方法。 A transmission method comprising:

受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q 成分の時間領域信号である第二受信信号を生成するステップと、 Generating a first received signal that is a time domain signal of I component and a second received signal that is a time domain signal of Q component by performing orthogonal demodulation on the received signal;

前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号となる第三受信信号と Q成分の周波数領域信号となる第四受信信号とからなる複素受信信号を生成するステップと、 A step of limiting the bands of the first reception signal and the second reception signal, and a third Fourier transform of the band-limited first reception signal and the second reception signal to form an I component frequency domain signal. Generating a complex received signal composed of the received signal and a fourth received signal which is a frequency domain signal of the Q component;

前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離するステップと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正するステップと、 Separating the complex received signal into a fifth received signal that is a frequency domain signal of the first received signal and a sixth received signal that is a frequency domain signal of the second received signal; and the first received signal and the The fifth reception signal or the sixth reception signal is set so that the amplitude difference and delay time difference between the first reception signal and the second reception signal generated when limiting the band of the second reception signal are reduced. A correction step;

前記補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成するステップと、 Combining the fifth received signal and the sixth received signal after the correction to regenerate the complex received signal;

再生成された前記複素受信信号を復調するステップと、 Demodulating the regenerated complex received signal;

を具備する受信方法。 A receiving method comprising: