WO2007060221A1 - Procede pour la transmission sous-marine de paquets de donnees - Google Patents

Procede pour la transmission sous-marine de paquets de donnees Download PDF

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WO2007060221A1
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pulses
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Pierre-André Laurent
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0083—Signalling arrangements
    • H04L2027/0089—In-band signals
    • H04L2027/0093—Intermittant signals
    • H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure

Definitions

  • the invention particularly relates to a modem and a method for transmitting data in a medium such as the marine environment or the air.
  • the problem posed is in particular the transmission of any type of data between two correspondents immersed in a given medium such as water and at a rate of several hundred bits per second while using a bandwidth as low as possible and a power of minimized calculation, especially for stand-alone battery-operated equipment.
  • the electromagnetic waves conventionally used (from a few hundred kHz to a few GHz) propagating extremely poorly in water, the modem (modulator-demodulator) uses acoustic waves to convey the messages transmitted.
  • the waves arriving at the receiver can follow several paths with very different delays. These paths can be either “direct” (several different paths converging towards the receiver), or “indirect” (reflections on the surface of the water, possibly agitated waves, as well as on the bottom which can have all sorts of types of landforms).
  • the system is "broadband".
  • the bandwidth of the transmitted signal is not negligible compared to the central transmission frequency. Since the Doppler shift is proportional to the frequency, the low frequencies have a lower frequency offset than the high frequencies.
  • a message transmitted for a duration of 10s will be received for 10.13 seconds if the distance speed is +10 m / s (36 km / h or about 20 nodes) which poses synchronization tracking problems.
  • Prior art is known of "spread spectrum" type systems in which the payload is very low compared to the bandwidth used.
  • the receiver attempts to despread the signal received by the known bitstream in order to isolate one (or some) of the replicas of the message having the best quality in order to decode the content.
  • the invention relates to a method for transmitting data, characterized in that it comprises at least the following steps: sending packets of at least two types: pure data (long packets), acknowledgments (acknowledgment) (short packets) , each packet consists of three components: a - an acquisition preamble, for the presence detection and the joint determination of the initial values of the time offset and the frequency offset, b - the data themselves, c - a set of carriers fixed non-modulated devices for continuously estimating the frequency offset.
  • the acquisition preamble is, for example, formed of a set of finite duration pulses spaced by at least a minimum duration Tg; for transmitting the data, in step b), the transmitted signal consists of N regularly spaced independently modulated and synchronously synchronous carriers; the fixed carriers may have an amplitude greater than those carrying the data.
  • the impulses of the acquisition preamble are, for example, ramps of nonlinear frequency, "hyperbolic chirps" rising or falling whose characteristics are fixed by their duration and the extreme frequencies used (minimum and maximum).
  • the impulses of the acquisition preamble can be modulated in amplitude according to the instantaneous frequency to obtain a quasi-"flat" frequency spectrum.
  • pulses For example, two types of pulses are used to distinguish between data messages and acknowledgment messages.
  • phase reference symbols are, for example, inserted at known positions.
  • the phase reference symbols may have a higher power than the unknown symbols provided they choose their phases. It is possible to use a position code corresponding to a polynomial P (d) such that the product P (d) * P (1 / d) has coefficients of non-zero degree equal to 0 or 1.
  • binary codes are used.
  • the method having the above characteristics is, for example, used for acoustic data transmission in a medium capable of carrying the said waves, namely the underwater environment, air, rock, etc.
  • FIG. 1 a diagram of signal detection in the case of a parallel modem
  • FIG. 2 the structure of a data packet generated according to the method according to the invention
  • FIG. 4 in a time-frequency diagram, the transmitted signal
  • the following description relates to an acoustic modem for submarine data transmission.
  • the explanations may apply for data transmission devices in the air using ultrasonic waves.
  • the operating principle of this modem is comparable to that of a parallel modem known to those skilled in the art.
  • the duration during which the phases / amplitudes are constants is called symbol and has a duration Ts.
  • a symbol is composed of two parts:
  • Tg (defined by the choice of the phase and / or the amplitude), • A "time of guard" of duration Tg whose role is to allow all the replicas of the signal to combine to give a stable and demodulable signal of duration Tu.
  • the duration of the symbol is simply the sum of Tu and Tg.
  • FIG. 1 schematizes an example of use of such a modem for a channel with 4 distinct paths.
  • the "dragging" of the nth symbol has a maximum duration of Tg and will thus be superimposed on the beginning of the disturbed part of the n + 1 th symbol without discomfort for the latter.
  • the modem and the method according to the invention are based in particular on the following idea: the transmission is done in packets of fixed or variable duration optimized according to the system assumptions which define in particular the range of the transmitters / receivers so the maximum duration of propagation.
  • the invention relates in particular to a system for submarine acoustic data transmission comprising at least one module adapted to emit packets (bursts) of at least two types: pure data (long packets), acknowledgments of receipt (acknowledgments, short packages).
  • packets bursts
  • pure data long packets
  • acknowledgments of receipt acknowledgments of receipt
  • Each packet of long packet type or short packet type is formed of three components: a - an acquisition preamble, 1, for the presence detection and the joint determination of the initial values of the time offset and the frequency offset; this initial part intended for the hanging of the receiver allows to define the instant of arrival of the message and its shift in overall frequency; this acquisition preamble is formed of a series of pulses of forms and transmission instants known to the receiver, b - the data themselves, 2; part during which the receiver must both continuously adjust its evaluation of the Doppler shift as well as that of the instant of arrival of the message and attempt to demodulate the received data, c - a set of unmodulated fixed carriers, 3, allowing to constantly estimate the frequency offset.
  • a series of pulses are emitted at very specific times to ensure optimal acquisition.
  • the acquisition preamble 1 is formed of a set of pulses 4 of finite duration spaced at least a minimum duration Tg.
  • pulses are, for example, rising or falling nonlinear frequency ramps ("hyperbolic chirps") whose characteristics are fixed by their duration and the extreme frequencies used.
  • pulses are modulated in amplitude as a function of the instantaneous frequency to obtain a quasi-flat frequency spectrum.
  • the data is transmitted according to the well-known parallel modem method which assumes that the transmitted signal consists of N regularly spaced independently modulated and synchronously synchronized (symbol) carriers.
  • the data includes reference symbols 5 and data symbols 6. The duration of the symbol is as it was previously Ts.
  • the modulation is of differential type, with 2 or 4 phase states depending on the required robustness.
  • symbols whose phases are fixed and known in order to initiate (or re-prime) the differential demodulation.
  • These phases are optimized to obtain an amplitude of the quasi-constant transmitted signal, which makes it possible to temporarily increase the amplitude of the individual carriers to obtain "solid" references.
  • the phases giving the best result follow a quadratic law as a function of frequency.
  • the fixed carriers are of greater amplitude than those carrying the data. This is strongly recommended in order to limit the influence of neighboring carriers on the frequency offset estimation quality.
  • modulation system is meant a process which, from a bit stream, uniquely defines the amplitude and phase to be applied to a given carrier at a given time.
  • the received signal (ie its demodulable part) can be the superposition of a large number of replicas all having independent phases and amplitudes, neither the value of the amplitude nor that of the phase. are significant, because it is practically impossible to estimate the gain (complex: gain and phase shift) of the channel at each symbol and at each frequency.
  • the rate of variation of the gain and the delay of each path varies little from one symbol to another, it is possible to exploit the phase difference between two successive symbols.
  • the net throughput will be less than that announced above because of the packet transmission, and the necessary addition of detector codes / error correctors to the payload and service signals (package number , etc. ..) highly protected.
  • this reference symbol may be repeated at regular intervals in order to perform a "resetting" of the receiver.
  • the initial synchronization is based on the emission of frequency and amplitude modulated pulses so that:
  • the frequency spectrum is as regular ("flat") as possible
  • the detection is always of the same quality ie always gives a maximum amplitude at the output of the detector, whatever the Doppler shift with the effect of contraction / temporal dilation associated.
  • Condition (1) naturally leads to the use of a signal which is a frequency "ramp”, ie the signal travels the entire band of frequencies used. (from FO to F1). This type of signal is commonly called “chirp” and often used in the field of radar.
  • Condition (2) requires the use of a nonlinear frequency variation called "hyperbolic chirp" where the value of the frequency is a hyperbolic function of time and not a linear function as in simple chirps.
  • This function f (t) is the following:
  • T is the duration of the emitted pulse lower than or equal to Tu
  • the signal does not scan all the frequencies between FO and F1 at a constant speed, its power spectral density is not constant and therefore requires complementary amplitude modulation to obtain a flat spectrum.
  • the instantaneous amplitude of the signal will therefore be stronger where the frequency variation is the fastest.
  • the amplitude must be proportional to the square root of the derivative of the frequency with respect to time, that is, here, simply proportional to the instantaneous frequency.
  • Presence detection is done by correlating the received signal with its replica limited to the frequency range that is systematically received regardless of the Doppler shift.
  • Figure 4 shows the time-frequency diagram of the transmitted signal, with
  • the thick line curve in 3 copies is the signal which remains unchanged whatever the frequency offset, and which is therefore used as a reference in the acquisition correlators responsible for individually processing each pulse.
  • FO descending chirps
  • the pulses must be spaced at least one time apart
  • Position code One of the possible variants is a "position code" having an aperiodic autocorrelation equal to 0 or 1 everywhere except at the time of synchronization where this autocorrelation equals N if there are N pulses.
  • This code can also be represented graphically ( Figure 5).
  • This auto correlation is the graphical representation of the product P (d) P (1 / d) which models the correlation process to be performed.
  • a good position code corresponds for example to a polynomial P (d) such that the product P (d) P (1 / d) has coefficients of non-zero degree equal to 0 or 1.
  • Another possibility is to rely on a binary sequence having excellent auto correlation properties.
  • the pulses are emitted at regular intervals.
  • the bits 0 of the sequence are translated by chirps of a given type, and the bits 1 by chirps of the other type.
  • Sequence A ⁇ -1, +1, -1, +1, +1, -1, +1, +1, +1, -1, -1, - 1, -1 ⁇
  • Sequence B ⁇ -1, -1, +1, -1, -1, +1, -1, -1, -1, +1, +1, +1, -1 ⁇
  • Their self correlation and inter-correlation are as follows.
  • Figure 1 1 corresponds to the autocorrelation of A
  • Figure 12 corresponds to the autocorrelation of B
  • Figure 13 to the intercorrelation of A and B.
  • the estimation of the instantaneous frequency offset carried out in the context of the present invention is based on a "diversity" effect which consists in using a set of P unmodulated carriers, distributed approximately regularly in the entire signal band, in place of some of the existing carriers (to maintain orthogonality).
  • P must be low in front of N (of the order of 10% or less) in order not to reduce the useful throughput of the link too much.

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  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
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Abstract

Procédé de transmission de données comportant au moins les étapes suivantes : émettre des paquets d'au moins deux types: données pures (paquets longs), accusés de réception (acquittement ) (paquets courts), chaque paquet est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, (1) pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel, b - les données proprement dites, (2), c - un ensemble de porteuses fixes non modulées (3) permettant d'estimer en permanence le décalage en fréquence.

Description

PROCEDE POUR LA TRANSMISSION SOUS-MARINE DE PAQUETS DE DONNEES
L'invention concerne notamment un modem et un procédé permettant de transmettre des données dans un milieu tel que le milieu marin ou encore l'air.
Il concerne ainsi un modem acoustique pour des transmissions sous- marines et son procédé associé. II vise aussi des transmissions de données dans l'air, via des ondes ultrasonores, par exemple.
Le problème posé est notamment la transmission de données de type quelconque entre deux correspondants immergés dans un milieu donné tel que l'eau et à un débit de plusieurs centaines de bits par seconde tout en utilisant une bande passante aussi faible que possible et une puissance de calcul réduite au minimum, en particulier pour des équipements autonomes fonctionnant sur batteries.
Les ondes électromagnétiques classiquement utilisées (de quelques centaines de kHz à quelques GHz) se propageant extrêmement mal dans l'eau, le modem (modulateur-démodulateur) utilise donc des ondes acoustiques pour véhiculer les messages transmis.
Il faut rappeler que le milieu sous-marin a un comportement extrêmement complexe pour les ondes acoustiques. Ses inhomogénéités (salinité, température, courants, ..) font que le chemin suivi par les ondes n'est une ligne droite qu'à très courte distance et que ce trajet varie au cours du temps.
Les ondes qui arrivent au récepteur peuvent suivre plusieurs trajets avec des délais très différents. Ces trajets peuvent être soit « directs » (plusieurs parcours différents convergeant vers le récepteur), soit « indirects » (réflexions sur la surface de l'eau, éventuellement agitée de vagues, ainsi que sur le fond qui peut avoir toutes sortes de types de reliefs).
Dans la pratique, cela se traduit par l'arrivée au récepteur de nombreuses répliques du signal émis, chacune ayant à un instant donné, une amplitude, une phase, un retard et un décalage fréquentiel propre. A ceci, il faut ajouter, éventuellement, un décalage fréquentiel du à la vitesse radiale relative des correspondants (effet Doppler) ainsi qu'un décalage fréquentiel pseudo périodique dû à la houle dans le cas où l'un au moins des correspondants est à la surface.
Dans certains cas, il y a un besoin de fiabilité quasi parfaite de la transmission. S'il s'agit d'un texte, on peut tolérer quelques erreurs isolées, car elles seront automatiquement corrigées par le lecteur. Lorsqu'il s'agit d'un fichier binaire (par exemple une image JPEG), le taux d'erreurs exigé est voisin de 0, sous peine de très forte dégradation de l'image.
De plus, le système est « à large bande ».
Dans les applications pratiques, la largeur de bande du signal émis n'est pas négligeable comparée à la fréquence centrale d'émission. Le décalage Doppler étant proportionnel à la fréquence, les fréquences basses ont un décalage en fréquence plus faible que les fréquences hautes.
Qui plus est, la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur n'étant pas toujours négligeable par rapport à la vitesse du son dans l'eau (environ 1500 m/s) on observe un effet de dilatation ou de contraction du temps selon le signe de la vitesse relative.
Par exemple, un message émis pendant une durée de 10s sera reçu pendant 10.13 secondes si la vitesse d'éloignement est de +10 m/s (36 km/h ou environ 20 nœuds) ce qui pose des problèmes de suivi de synchronisation. II est connu de l'art antérieur des systèmes de type « à étalement de spectre » dans lesquels le débit utile est très faible comparé à la bande passante utilisée.
Ces systèmes consistent à sur-moduler (étaler) le train binaire utile (à quelques dizaines de bits par seconde) par un autre train binaire beaucoup plus rapide et connu des deux correspondants de telle sorte que sa bande passante soit au moins plusieurs dizaines (sinon centaines) de fois la bande théoriquement nécessaire.
Par des méthodes bien connues de « corrélation » et d'estimation du décalage en fréquence (cases Doppler) le récepteur tente de désétaler le signal reçu par le train binaire connu afin d'isoler l'une (ou quelques unes) des répliques du message ayant la meilleure qualité afin d'en décoder le contenu.
L'un des inconvénients de ce type de systèmes est leur faible efficacité spectrale (bande large, débit faible) et la complexité des systèmes de détection initiale (acquisition) dans des conditions de propagation non triviales. L'invention concerne un procédé de transmission de données caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : émettre des paquets d'au moins deux types: données pures (paquets longs), accusés de réception (acquittement) (paquets courts), chaque paquet est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel, b - les données proprement dites, c - un ensemble de porteuses fixes non modulées permettant d'estimer en permanence le décalage en fréquence.
Le préambule d'acquisition est, par exemple, formé d'un ensemble d'impulsions de durée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg ; pour transmettre les données, à l'étape b), le signal émis est constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrone ; les porteuses fixes peuvent avoir une amplitude supérieure à celles véhiculant les données.
Les impulsions du préambule d'acquisition sont, par exemple, des rampes de fréquence non linéaires, « chirps hyperboliques » montantes ou descendantes dont les caractéristiques sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées (minimale et maximale).
Les impulsions du préambule d'acquisition peuvent être modulées en amplitude en fonction de la fréquence instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat".
On utilise par exemple deux types d'impulsions pour distinguer entre messages de données et messages d'acquittement.
On peut utiliser une modulation de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase. Des symboles de référence de phases connues sont, par exemple, insérés à des positions connues.
Les symboles de référence de phases peuvent avoir une puissance plus élevée que les symboles inconnus à condition de bien choisir leurs phases. On peut utiliser un code de position correspondant à un polynôme P(d) tel que le produit P(d)*P(1/d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1.
On utilise, par exemple, des codes binaires.
Le procédé présentant les caractéristiques ci-dessus est, par exemple, utilisé pour des transmissions acoustiques de données dans un milieu susceptible de véhiculer les dites ondes, à savoir le milieu sous-marin, l'air, la roche, etc..
L'invention présente notamment les avantages suivants :
• La solution proposée est de faible complexité, • Elle est basée sur l'une des grandes catégories de modems qui ont fait leurs preuves dans les transmissions radio classiques, à savoir un modem parallèle.
D 'autres caractéristiques et avantages apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit d'un exemple donné à titre illustratif et nullement limitatif annexé des figures qui représentent :
• La figure 1 un schéma de la détection de signaux dans le cas d'un modem parallèle,
• La figure 2, la structure d'un paquet de données généré suivant le procédé selon l'invention,
• La figure 3, une illustration de plusieurs jeux de fréquences et de leur distorsion,
• La figure 4, dans un diagramme temps-fréquence, le signal émis, et
• Les figures 5 à 13, plusieurs exemples de motifs de synchronisation et la représentation graphique de leur auto-corrélation.
Afin de mieux faire comprendre l'objet de l'invention, la description qui suit concerne un modem acoustique pour la transmission sous-marine de données. Les explications peuvent toutefois s'appliquer pour des dispositifs de transmission de données dans l'air en utilisant des ondes ultrasonores. Le principe de fonctionnement de ce modem est comparable à celui d'un modem parallèle connu de l'Homme du métier. La durée pendant laquelle les phases/amplitudes sont constantes est appelée symbole et a une durée Ts. Un symbole est composé de deux parties :
• Une partie « utile » de durée Tu, qui véhicule l'information à transmettre
(définie par le choix de la phase et/ou de l'amplitude), • Un « temps de garde » de durée Tg dont le rôle est de permettre à toutes les répliques du signal de se combiner pour donner un signal stable et démodulable de durée Tu. La durée du symbole est simplement la somme de Tu et Tg.
La figure 1 schématise un exemple d'utilisation d'un tel modem pour un canal à 4 trajets distincts.
Cette figure révèle que, tant que la différence des temps d'arrivée des diverses répliques reste inférieure à Tg, il existe toujours une portion de signal de durée minimale Tu que peut traiter le récepteur.
De plus, le « traînage » du nième symbole a une durée maximale de Tg et se superposera donc au début de la partie perturbée du n+1 ème symbole sans gêne pour ce dernier.
L'écart fréquentiel entre porteuses est un multiple de l'inverse de Tu, soit dF = k/Tu. C'est la condition pour que, lorsque le récepteur est bien synchronisé, les signaux détectés sur les N porteuses soient complètement indépendants les uns des autres.
Le modem et le procédé selon l'invention reposent notamment sur l'idée suivante : la transmission se fait par paquets de durée fixe ou variable optimisée selon les hypothèses système qui définissent en particulier la portée des émetteurs/récepteurs donc la durée maximale de propagation.
L'invention concerne notamment un système de transmission de données sous-marines par voie acoustique comportant au moins un module adapté à émettre des paquets (bursts) d'au moins deux types : données pures (paquets longs), accusés de réception (acquittements, paquets courts). Chaque paquet de type paquet long ou de type paquet court est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, 1 , pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel ; cette partie initiale destinée à l'accrochage du récepteur permet de définir l'instant d'arrivée du message et son décalage en fréquence global ; ce préambule d'acquisition est formé d'une série d'impulsions de formes et instants d'émission connus du récepteur, b - les données proprement dites, 2 ; partie pendant laquelle le récepteur doit à la fois ajuster en continu son évaluation du décalage Doppler ainsi que celle de l'instant d'arrivée du message et tenter de démoduler les données reçues, c - un ensemble de porteuses fixes non modulées, 3, permettant d'estimer en permanence le décalage en fréquence. On émet une série d'impulsions à des instants bien précis afin de garantir une acquisition optimale.
Dans le cas où une grande fiabilité de transmission est requise, on prévoit deux types de message :
• Les messages de données pures, véhiculant de l'information utile, • Les messages d'accusé de réception, destinés à indiquer à l'émetteur si la réception s'est effectuée correctement pour qu'il puisse retransmettre les parties du message qui ont été mal reçues.
a - Le préambule d'acquisition 1 est formé d'un ensemble d'impulsions 4 de durée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg.
Ces impulsions sont par exemple des rampes de fréquence non linéaires ("chirps hyperboliques") montantes ou descendantes dont les caractéristiques sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées.
Ces impulsions sont modulées en amplitude en fonction de la fréquence instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat".
Le choix de la nature et de la position de chaque impulsion est, par construction, connu du récepteur et doit être optimisé pour obtenir les meilleures performances. L'optimisation est par exemple réalisée par simulation, en testant toutes les possibilités et en retenant la ou les meilleures.
b - Les données sont transmises selon le procédé bien connu du modem parallèle qui suppose que le signal émis est constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrone (symboles). Les données comportent des symboles de référence 5 et des symboles de données 6. La durée du symbole est comme il a été précédemment est Ts.
La modulation est de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase selon la robustesse requise. A intervalles réguliers sont disposés des symboles dont les phases sont fixes et connues afin d'amorcer (ou ré-amorcer) la démodulation différentielle. Ces phases sont optimisées afin d'obtenir une amplitude du signal émis quasi-constante, ce qui permet d'augmenter temporairement l'amplitude des porteuses individuelles pour obtenir des références "solides". Les phases donnant le meilleur résultat suivent une loi quadratique en fonction de la fréquence.
c - Les porteuses fixes sont d'amplitude supérieure à celles véhiculant les données. Ceci est fortement recommandé afin de limiter l'influence des porteuses voisines sur la qualité d'estimation du décalage en fréquence.
Leurs phases sont optimisées pour minimiser le "facteur crête" de l'ensemble (rapport entre la puissance instantanée maximale et la puissance moyenne).
On va maintenant détailler différents types de modulation et des motifs de synchronisation pouvant être utilisés.
Type de modulation
II existe d'innombrables systèmes de modulation de complexités et débits variables qui peuvent être utilisés dans le procédé et le système selon l'invention. Par «système de modulation» on entend un procédé qui, à partir d'un train binaire, définit de façon univoque l'amplitude et la phase à appliquer à une porteuse donnée à un instant donné.
Dans cet exemple de mise en oeuvre, le signal reçu (i.e. sa partie démodulable) pouvant être la superposition d'un grand nombre de répliques ayant toutes des phases et des amplitudes indépendantes, ni la valeur de l'amplitude ni celle de la phase ne sont significatives, car il est en pratique impossible d'estimer le gain (complexe : gain et déphasage) du canal à chaque symbole et à chaque fréquence. Par contre, si la vitesse de variation du gain et du retard de chaque trajet varie peu d'un symbole à l'autre, on peut exploiter la différence de phase entre deux symboles successifs.
On utilisera donc une modulation de phase différentielle : • soit à 2 états si le canal est fortement perturbé (variation de phase de O ou
180°), • soit à 4 états (variation de phase de 0, +90°, -90° ou 180°) s'il l'est moins.
Pour N porteuses de données, on disposera ainsi de N ou 2 N nouveaux bits à chaque symbole. Si le temps de garde Tg est égal à la durée utile (Tg = Tu) ceci correspond (en 2 états) à un débit brut de N bits dans une durée symbole Ts dans une largeur de bande voisine de N / Tu, soit 0.5 bits/s par Hz : un signal de 3 KHz de bande pourra véhiculer au plus 1 .500 b/s (.3000 b/s en 4 états).
Bien entendu, le débit net sera moins grand que celui annoncé ci-dessus à cause de l'émission par paquets, et de l'adjonction indispensable de codes détecteurs / correcteurs d'erreurs aux données utiles et de signaux de servitude (numéro de paquet, etc..) fortement protégés.
A noter qu'il est nécessaire de disposer d'un symbole initial de référence pour lequel toutes les phases sont fixes afin d'amorcer le processus de démodulation qui consistera à mesurer la différence de phase entre deux symboles successifs (sur une porteuse donnée) pour en déduire l'information émise.
Au besoin, ce symbole de référence pourra être répété à intervalles réguliers afin de procéder à un « recalage » du récepteur.
Impulsions de synchronisation
Dans le cadre de l'exemple pour la transmission sous-marine (bande large), la synchronisation initiale est basée sur l'émission d'impulsions modulées en fréquence et en amplitude de telle sorte que :
(1 ) le spectre en fréquence soit aussi régulier («plat») que possible, (2) la détection soit toujours de même qualité c'est à dire donne toujours une amplitude maximale en sortie du détecteur, quel que soit le décalage Doppler avec l'effet de contraction/dilatation temporel associé.
La condition (1 ) conduit naturellement à utiliser un signal qui est une «rampe» de fréquence, c'est à dire que le signal parcourt toute la bande des fréquences utilisées (de FO à F1 ). Ce type de signal est communément dénommé «chirp» et souvent utilisé dans le domaine du radar.
La condition (2) demande l'emploi d'une variation de fréquence non linéaire appelée «chirp hyperbolique» où la valeur de la fréquence est une fonction hyperbolique du temps et non pas une fonction linéaire comme dans les chirps simples. Cette fonction f(t) est la suivante :
f(t) = FO F1 T
FO t - Fi t + Fl T
où T est la durée de l'impulsion émise inférieure ou égale à Tu
Comme le signal ne balaie pas toutes les fréquences entre FO et F1 à une vitesse constante, sa densité spectrale de puissance n'est pas constante et demande donc une modulation d'amplitude complémentaire pour obtenir un spectre plat.
L'amplitude instantanée du signal sera donc plus forte là où la variation de fréquence est la plus rapide.
On montre facilement que l'amplitude doit être proportionnelle à la racine carrée de la dérivée de la fréquence par rapport au temps, soit, ici, tout simplement proportionnelle à la fréquence instantanée.
Figure imgf000011_0001
La détection de présence se fait par corrélation du signal reçu avec sa réplique limitée à la plage de fréquences qui est systématiquement reçue quel que soit le décalage Doppler. La figure 4 montre le diagramme temps-fréquence du signal émis, avec
FO = 1 .500 Hz, F1 = 5.000 Hz et T = 40 ms. Elle montre aussi les diagrammes du signal reçu à 50 m. pour une vitesse relative de +50 m/s et -50 m/s. Le coefficient de décalage Doppler δ est fonction de cette vitesse relative et vaut 0 si elle est nulle. Sa valeur exacte est : 5 _ yr(R) - yr (E) C - vr(R)
C : vitesse du son dans l'eau vr (E) : vitesse radiale de l'émetteur vr (R) : vitesse radiale du récepteur Référentiel : l'eau, supposée immobile
La courbe en trait épais en 3 exemplaires est le signal qui reste inchangé quel que soit le décalage en fréquence, et qui est donc utilisé comme référence dans les corrélateurs d'acquisition chargés de traiter individuellement chaque impulsion.
Il faut noter que si l'on échange les valeurs de FO et F1 (chirp descendant) il suffit d'échanger les début et fin des impulsions pour avoir le résultat. Autre point intéressant: Tinter corrélation entre les chirps montants (F1 >
FO) et les chirps descendants (FO > F1 ) est particulièrement faible ce qui permet de discerner très facilement les deux types d'impulsions.
Motif de synchronisation Tout d'abord, les impulsions doivent être espacées d'au moins une durée
Tg pour éviter le chevauchement des réponses des corrélateurs du récepteur à deux impulsions successives.
Code de position L'une des variantes possibles est un «code de position» ayant une auto corrélation apériodique égale à 0 ou 1 partout sauf à l'instant de synchronisation où cette auto corrélation vaut N s'il y a N impulsions.
Un tel code peut par exemple être représenté par un polynôme du type : r P>(/dΛ \) = 11 + d Λ 4 -i-d Λ 9 -Hd Λ 1 5 +d A 12 +d , 32 +d , 34 où l'opérateur dπ correspond à une impulsion à la position n. Ce code peut aussi être représenté sous forme graphique (figure 5).
Quant à son auto corrélation, la représentation la plus simple est graphique (figure 6). Elle montre bien le pic de corrélation principal sur lequel se fera une bonne détection, sachant que tous les lobes secondaires sont négligeables.
Cette auto corrélation est la représentation graphique du produit P(d) P(1 / d) qui modélise le processus de corrélation à effectuer. Un bon code de position correspond par exemple à un polynôme P(d) tel que le produit P(d) P(1 / d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1.
La distinction entre les deux types de messages (message contenant les données ou bien message d'acquittement) pourra se faire en utilisant soit uniquement des chirps montants, soit uniquement des chirps descendants. Pour améliorer les performances, on peut accepter d'avoir des lobes :
P(d) = l + d+ d3 + d6 + d12 +d13 ... + d35 secondaires un peu plus élevés, comme avec (13 coefficients non nuls, donc pic de corrélation égal à 13) représentable par la figure 7 et dont l'auto corrélation est la suivante (lobes secondaires max.3) figure 8.
Codes binaires Séquence unique
Une autre possibilité est de se baser sur une séquence binaire ayant d'excellentes propriétés auto corrélation.
Dans ce cas, les impulsions sont émises à intervalles réguliers. Les bits 0 de la séquence se traduisent par des chirps d'un type donné, et les bits 1 par des chirps de l'autre type.
On peut prendre comme exemple une séquence de Barker de 13 bits ainsi constituée:
{0, 1,0, 1,0,0,1,1,0,0,0,0,0} Ou, sous une autre forme :
{-1,+1,-1,+1,-1,-1,+1, +1,-1, -1,-1, -1,-1} Son auto corrélation a alors la forme du signal de la figure 9. Si l'on émet cette même séquence en inversant tous les bits (en échangeant chirps montants et descendants, la sortie du corrélateur est inversée, comme en figure 10. On peut alors émettre soit la séquence originale, soit la séquence inversée pour distinguer les deux types de messages en fonction de la polarité du pic de corrélation global. Paire de séquences II existe une autre possibilité qui consiste à disposer de deux séquences distinctes ayant d'excellentes propriétés d'auto corrélation et d'inter corrélation.
Par exemple, les séquences suivantes (encore de 13 bits) Séquence A = {-1 , +1 , -1 , +1 , +1 , -1 , +1 , +1 , +1 , -1 , -1 , -1 , -1 } Séquence B = {-1 , -1 , +1 , -1 , -1 , +1 , -1 , -1 , -1 , +1 , +1 , +1 , -1 } Leurs auto corrélation et inter corrélation sont les suivantes.
La figure 1 1 correspond à l'auto corrélation de A, la figure 12 correspond à l'auto corrélation de B et la figure 13 à l'intercorrélation de A et de B.
L'émission de l'une ou l'autre séquence permettra de distinguer parmi les deux types de messages possibles. Estimation du décalage en fréquence
Compte tenu de la variabilité du canal, l'estimation du décalage en fréquence instantané effectuée dans le cadre de la présente invention repose sur un effet de « diversité » qui consiste à utiliser un jeu de P porteuses non modulées, réparties à peu près régulièrement dans toute la bande du signal, en lieu et place de certaines des porteuses existantes (pour conserver l'orthogonalité). P doit être faible devant N (de l'ordre de 10 % ou moins) pour ne pas trop diminuer le débit utile de la liaison.
Ceci garantit que si quelques porteuses sont de faible niveau, il y en aura pratiquement toujours d'autres de niveau suffisant pour compenser. De plus, comme on est obligé de filtrer fortement l'estimation de décalage en fréquence commun, les porteuses d'estimation de décalage finiront un peu après le message lui-même pour compenser le retard dû au filtrage.
Il n'est pas indispensable de les faire commencer avant le début du message, qui est le préambule de synchronisation décrit précédemment. En effet, on l'a rendu insensible au Doppler grâce aux chirps hyperboliques et on ne doit en détecter que la FIN, moment où une bonne estimation de la fréquence est alors disponible.

Claims

REVENDICATIONS
1 - Procédé de transmission de données caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : émettre des paquets d'au moins deux types, des données pures, et des messages accusés de réception, chaque paquet est formé de trois composantes : a - un préambule d'acquisition, (1 ) pour la détection de présence et la détermination conjointe des valeurs initiales du décalage temporel et du décalage fréquentiel, b - les données proprement dites (2), c - un ensemble de porteuses fixes non modulées (3) adaptée à estimer en permanence le décalage en fréquence.
2 - Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que : a - le préambule d'acquisition est formé d'un ensemble d'impulsions de durée finie espacées d'au moins une durée minimale Tg, b - pour transmettre les données, on émet un signal constitué de N porteuses régulièrement espacées modulées indépendamment et de façon synchrone, c - on utilise des porteuses fixes d'amplitude supérieure à celles véhiculant les données.
3 - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que on utilise pour les impulsions du préambule d'acquisition, des rampes de fréquence non linéaires, « chirps hyperboliques » montantes ou descendantes dont les caractéristiques sont fixées par leur durée et les fréquences extrêmes utilisées (minimale et maximale).
4 - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'on module les impulsions du préambule d'acquisition en amplitude en fonction de la fréquence instantanée pour obtenir un spectre en fréquence quasi "plat". 5 - Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'on utilise deux types d'impulsions pour distinguer entre messages de données et messages d'acquittement.
6 - Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'on utilise une modulation de type différentiel, à 2 ou 4 états de phase.
7 - Procédé selon les revendications 1 et 6, caractérisé en ce que l'on insère des symboles de référence de phases connues à des positions connues.
8 - Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'on utilise des symboles de référence de phases ayant une puissance plus élevée que les symboles inconnus.
9 - Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'on utilise un code de position correspondant à un polynôme P(d) tels que le produit P(d)*P(1/d) ait des coefficients de degré non nul égaux à 0 ou 1 .
10 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que l'on utilise des codes binaires.
1 1 - Utilisation du procédé selon l'une des revendications 1 à 10 à des transmissions acoustiques de données dans un milieu susceptible de véhiculer les dites ondes, à savoir le milieu sous-marin, l'air, la roche, etc..
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