WO2006126320A1

WO2006126320A1 - 通信回路、通信装置、インピーダンス整合回路、及び、インピーダンス整合回路設計方法

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Publication number: WO2006126320A1
Application number: PCT/JP2006/304154
Authority: WO
Inventors: Keiji Yoshida; Haruichi Kanaya
Original assignee: Kyushu University, National University Corporation; Fukuoka Industry, Science & Technology Foundation
Priority date: 2005-03-18
Filing date: 2006-03-03
Publication date: 2006-11-30
Also published as: JPWO2006126320A1; US8106847B2; US20090295671A1; JP4827260B2; TW200644325A

Abstract

　通信回路１は、例えば非共振型アンテナなどのアンテナ部３と、アンテナ部３に接続してインピーダンスの整合を行う整合部５とを備え、整合部５は伝送線路を有し、伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは、アンテナ部３と伝送線路が共振する周波数又は周波数帯域に基づいて決定されるものである。例えば非共振型アンテナであれば、共振周波数を中心周波数に合わせる必要がないため、アンテナの小型化を図ることが可能となる。また、伝送線路の特性インピーダンスを変えることによって広帯域化を実現することができる。

Description

明細書

通信回路、通信装置、インピーダンス整合回路、及び、インピーダンス整合回路設計方法

技術分野

[0001] 本発明は、通信回路、通信装置、インピーダンス整合回路、及び、インピーダンス整合回路設計方法に関し、特に、伝送線路を有するインピーダンス整合回路を有する通信回路等に関する。

背景技術

[0002] 近年の情報化社会においては、移動体通信や衛星通信などの無線を利用したシステムが急速に普及している。それに伴レ、、通信システムには、高性能化、高効率化とともに、小型化が求められている。通信システムの大きさはアンテナの大きさに大きく依存しているため、通信システムの小型化においては性能を劣化させずにアンテナを小型化することが重要となる。

[0003] 通信システムにおいて用いられる無線信号の波長と比較して十分小さなアンテナは微小アンテナと呼ばれる力このような微小アンテナに関しては様々な設計法が提案されている (例えば特許文献 1、特許文献 2、非特許文献 1参照)。

[0004] 特許文献 1 :特開 2004— 274513号公報

特許文献 2 :特開 2003— 283211号公報

非特許文献 1 :古閑洋子、外 3名著， "フィルタ付き超伝導スロットアレーアンテナの設計評価"，電子情報通信学会技術研究報告 (SCE2002-5, MW2002-5), 2002, p. 23- 28

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] し力ながら、従来のアンテナは共振型であったため、共振周波数を中心周波数に合わせる必要があった。そのため、共振の周波数によりその大きさが決定されており、自由に大きさを制御することが困難である。このような課題はアンテナ以外の負荷一般に関しても同様である。 [0006] そこで、本発明の目的は、アンテナ等の小型化に適合する通信回路、通信装置、ィンピーダンス整合回路及びインピーダンス整合回路設計方法を提供することにある。課題を解決するための手段

[0007] 請求項 1に係る発明は、非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するィンピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、前記インピーダンス整合回路は伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは前記非共振ァンテナ及び前記伝送線路が共振する周波数又は周波数帯域に基づき決定されるものである。

[0008] なお、請求項 1記載の通信回路であって、前記非共振型アンテナが直列非共振又は並列非共振であってもよい。その場合、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは、前記アンテナが直列非共振の場合には該アンテナの内部インピーダンスに基づいて、前記アンテナが並列非共振の場合には該アンテナの内部アドミタンスに基づいて決定されるものであってもよい。

[0009] さらに、請求項 1記載の通信回路であって、前記インピーダンス整合回路はインバータを有するものであってもよい。このような構成により、インピーダンス変換率が非常に大きい場合にも、インバータの形状を工夫してパラメータを変更することで整合を取ること力 sできる。

[0010] さらに、請求項 1記載の通信回路であって、前記伝送線路は例えばコプレーナ導波路のような誘電体基板に構成された分布定数線路であってもよい。

[0011] さらに、請求項 1記載の通信回路であって、伝送線路はメアンダ形状であってもよレ、。このような構成とすることにより、伝送線路が直線のままではなく伝送線路を折り曲げて、全体の長さの小型化を図ることが可能となる。さらに、例えばアンテナが並列非共振である場合のようにアンテナ内部に伝送線路を設けることが可能なときには、実質的にアンテナの大きさで回路全体を構成することが可能となる。

[0012] さらに、請求項 1記載の通信回路であって、高温超伝導体を用いて実現されるものであってもよい。導体損の非常に少ない高温超電導体を用いることにより、小型になるにつれ効率が下がる要因となる導体損の影響を受けにくくなる。

[0013] さらに、請求項 1記載の通信回路は、送信回路、受信回路又は送受信回路であつてもよい。

[0014] 請求項 2に係る発明は、請求項 1記載の通信回路であって、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスが少なくとも前記非共振型アンテナ及び前記インピーダンス整合回路以外の外部回路との結合量を表す外部 Qに基づいて決定されるものである。

[0015] 請求項 3に係る発明は、請求項 2記載の通信回路であって、前記伝送線路の電気長 Θ 及び特性インピーダンス Z力外部 Q Q 並びに前記非共振アンテナのリアク

0 1 el

タンス X及び放射抵抗 Rに対して (eql)式により算出されるものである。

a a

[0016] [数 1] θ , Ζ, = Χ_η tan θ_η ( e q l )

[0017] 請求項 4に係る発明は、請求項 1から 3のいずれかに記載の通信回路であって、前記インピーダンス整合回路が、前記非共振アンテナ及び前記伝送線路の電力と前記外部回路の電力を整合する電力整合手段を有するものである。

[0018] 請求項 5に係る発明は、請求項 4記載の通信回路であって、前記電力整合手段はインバータであり、前記インバータの Jパラメータは前記非共振アンテナ及び前記伝送線路の特性インピーダンス Z及びコンダクタンス G 対して (eq2)式により算出される

0 in

ものである。

[0019] [数 2]

[0020] 請求項 6に係る発明は、負荷に接続するインピーダンス整合回路であって、伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスの少なくとも一方は外部回路との結合関係に基づいて決定されるインピーダンス整合回路である。

[0021] 請求項 7に係る発明は、請求項 6記載のインピーダンス整合回路であって、前記負荷が非共振型アンテナであり、前記外部回路が前記非共振型アンテナを除く回路である。

[0022] 請求項 8に係る発明は、請求項 6又は 7記載のインピーダンス整合回路を複数備える通信装置であって、前記複数のインピーダンス整合回路のうち中心周波数が隣り合う少なくとも 2つのインピーダンス整合回路による周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、前記整合回路から出力可能、若しくは、入出力可能な、又は、重なって広域に設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、若しくは、前記整合回路から出力可能なものである。

[0023] 請求項 9に係る発明は、負荷に接続するインピーダンス整合回路の設計方法であつて、外部回路との結合関係に基づいてインピーダンス整合回路の回路パターンを決定するステップを含むものである。なお、請求項 9記載のインピーダンス整合回路設計方法をコンピュータに実行させるプログラム又は前記プログラムを記録したコンビユータ読み取り可能な記録媒体であってもよい。

発明の効果

[0024] 本願発明によれば、非共振型アンテナ等とインピーダンス整合回路を併せて共振器として設計することが可能となる。例えば非共振型アンテナであれば、共振周波数を中心周波数に合わせる必要がないため、アンテナの小型化を図ることができ、通信システム全体の更なる小型化を図ることが可能となる。また、伝送線路の特性インピ一ダンスを変えることによって広帯域化を実現することができる。

[0025] なお、スロットダイポールアンテナと整合回路を高温超伝導薄膜基板上に一体化させたものについて電磁界シミュレータにより性能予測を行うと、得られたアンテナは、整合回路まで含めて 3100 [ μ πι] Χ 1900 [ μ πι]となり、波長 λ (約 26000 [ x m] ) に対して非常に小型化することが可能であった。アンテナ部のみでは 3070 [ x m] X 600 [ z m]となってレヽる。無線 LANに用いられているアンテナの代表的なものである半波長方形パッチアンテナは、同じ中心周波数と基盤誘電率では約 13000 [ z m] X 13000 [ z m]である。したがって、得られたアンテナは、現在普及しているアンテナと比較して面積が約 91分の 1であり、かなりの小型化が実現できるとレ、える。

図面の簡単な説明

[0026] [図 1]本発明の実施の形態に係る通信回路 1の概略ブロック図である。

[図 2]図 1のアンテナ部 3の一例であるアンテナを示す図である。園 3]図 1の整合部 5の一例である整合回路を示す図である。

[図 4]分布定数線路の概念を示す図である。

園 5]図 2のアンテナと図 3の整合部 5を備える整合回路付きアンテナ等価回路を示す図である。

[図 6]プロトタイプ一段フィルタの構成を示す図である。

園 7]関数 Sinc( Θ )が描く波形を示す図である。

[図 8]コプレーナ導波路（CPW)の形状を示す図である。

園 9]別の厚さの基盤を用いる場合の特性インピーダンス Zの変化を示す図である。

1

[図 10]アンテナ長 Lと CPWの特性インピーダンス Zが一定であるとしてアンテナ幅 W

1

を変化させたときの放射抵抗 Raのシミュレーション結果を示す図である。

[図 11]アンテナ長 Lと CPWの特性インピーダンス Zが一定であるとして、アンテナ幅

1

Wを変化させたときの外部 Qの値のシミュレーション結果を示す図である。

[図 12]アンテナサイズの比較図である。

園 13]設計した整合回路付きの微小スロットアンテナを示す図である。

園 14]図 13のアンテナの反射係数及び透過係数のシミュレーションによる解析結果を示す図である。

[図 15]図 1のアンテナ部の他の一例を示す図である。

園 16]図 15の整合回路付きアンテナ等価回路とフィルタ理論に基づく回路を示す図である。

[図 17]MIMO通信技術への応用の一実施例を示す図である。

[図 18]UWB方式通信への応用の一実施例を示す図である。

[図 19]複数周波数での同時通信の一例を示す図である。

[図 20]3個のアンテナのそれぞれに 3段のバンドパスフィルター体型コプレーナ導波路（CPW)整合回路のそれぞれを接続して 3つのチャンネルに対応させる状態を示した回路図である。

[図 21]図 20の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。

[図 22]3個のアンテナのそれぞれに 3段のバンドパスフィルター体型コプレーナ導波路（CPW)整合回路のそれぞれを接続して 5GHz帯の広域化を図った状態を示した回路図である。

[図 23]図 22の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。

[図 24]複数の整合回路を備える回路の他の一例を示す図である。

符号の説明

[0027] 1 通信回路

3 アンテナ部

5 整合部

発明を実施するための最良の形態

[0028] 図 1は、本発明の実施の形態に係る通信回路 1の概略ブロック図である。通信回路 1は、アンテナ部 3と、前記アンテナ部 3に接続する整合部 5とを備える。前記整合部 5は、インピーダンスの整合を行うものである。

[0029] 図 2 (a)は、図 1のアンテナ部 3の一例である微小スロットダイポールアンテナを示す図である。この例では、アンテナは整合部 5にコプレーナ導波路（CPW)により接続されている。図 2 (a)において、アンテナ長 L[ x m]は管内波長 λ [ z m]に対して Lくく λである。図 2 (a)のアンテナを電磁界シミュレーションによって解析すると、そのインピーダンス Zの周波数特性は図 2 (b)のようになる。放射抵抗 Rおよびリアクタンス X の傾きは中心周波数（例えば 5. 0GHz)付近で一定となるので、このアンテナの等価回路は図 2 (c)のように放射抵抗 Rとリアクタンス Xの直列回路で表すことができる。

a a

このアンテナは先がショートな形状のものであり、直列非共振と呼ばれる。

[0030] 図 3は、図 1の整合部 5の一例である整合回路を示す図である。図 3において、整合回路は伝送経路とインバータを有する。伝送経路は、 2本の並行する信号線であり、電気長が Θであって、これらの信号線は一端がアンテナ部 3と接続され、他方はインバータを介して外部に接続される。

[0031] 本実施例においては、図 1の整合部 5は、式 (1)の設計公式に基づいて求められる伝送線路の特性インピーダンス Z及び電気長 Θ を用いて設計されるものである。式 (

1 0

1)において、 Q は共振器の外部 Q (外部回路との結合量)であり（式 (53)参照）、関数

el

Sine ( θ )は Sinc( Θ ) = sin θ / θである（図 7参照）。この式 (1)の設計公式は、詳細は後述するが、整合回路付きアンテナ等価回路（図 5 (c)参照）とフィルタ理論に基づく回路（図 6参照）が等価となる条件に基づレ、て導出されるものである _c

[0032] [数 3] 、

tan ^ , θ₀ =— Sine ( 1 )

2Q_e,R_a - X_a

[0033] 図 4〜図 7を用いて、式 (1)の設計公式について、その導出を中心に説明する。

[0034] まず、帯域通過フィルタについて説明する。フィルタは、ある必要な周波数帯域の信号を通過させ、不必要な周波数帯域の信号を遮断する素子である。一般的な帯域通過フィルタには、例えばチェビシェフフィルタがある。以下では、チェビシェフフィルタにつレ、て設計公式を述べるが、例えば最平坦フィルタなどチェビシェフフィルタ以外のフィルタに関しても同様にして設計公式を求めることができる。

[0035] 所望の帯域通過フィルタの比帯域を w、中心周波数を ω とすると、比帯域 wと中心

0

周波数は式 (2)の関係にある。ここで、 ω と ω は遮断角周波数である。

0 1 2

[0036] [数 4]

ω —ω

w =— ^L ω₀ = ^Ιω_λω₂ 2)

[0037] η段帯域通過フィルタは LC直列共振器と LC並列共振器を備える（例えば、 G.し Matthaei著， 'Microwave f ilters, Impendence-matching Networks, and し ouplmg

Structures", Artech House, 1980 p.429参照）。 LC直列共振器の Lと Cは式 (3)の k k ように表され、 LC並列共振器の Lと Cは (4)式のように表される。ここで、 gは規格化素子値であり、通過域のリップノレが最大となる点での反射係数を RLとすると式 (5)のように表される。なお、 β γ a bは式 (6)と式 (7)のように表されるものである。

k k

[0038] [数 5]

g w

C L (4) λνω o ( 5 )

= (6)

a_k = = 1,2, · ( 7)

[0039] 二端子対回路網において、電力と信号波の伝搬を評価するパラメータとしては反射係数と透過係数が用いられる。これらは、 S行列から式 (8)のように求められる。ここで、 S = (反射電力）/ (入力電力）、 S = (透過電力）/ (入力電力）である。

11 21

[0040] [数 6]

[dB] = 201og】。| 】| (8)

[0041] 受信用アンテナの場合には、通常、性能の評価は透過係数で行われるが、導体損が無視できる場合は Is 11 |²+|s が成り立つ

21 |²=ι ので、透過係数の設計は整合回路の特性である反射係数と同時に行うことができる。アンテナの特性である利得については送信利得と受信利得は等価であり、また後述の電磁界シミュレータではその性質から反射係数の解析が行われる。そのため、以下では、性能の評価は反射係数により行われることとする。

[0042] 続いて、直列共振器や並列共振器などの共振器の特性を表すスロープパラメータについて説明する。まず、直列共振器については、直列共振器のリアクタンスを Xと k すると、リアクタンススロープパラメータ Xは式 (9)で定義される。直列共振器のリアクタ k

ンス Xと共振周波数 ω は式 (10)に示されるものであるので、リアクタンススロープパラ k 0

メータ Xは式 (11)のように表される。これより、直列共振器のリアクタンス Xは式 (12)の k k ように表される。 [0043] [数 7]

(9)

2 άω

X, = ω∑, - - ω, ( 10)

1 w

¾ = ₀L_k ( 1 1 )

[0044] 並列共振器についても同様に、サセプタンスを Βとすると、サセプタンススロープパラメータ bは式 (13)で定義される。並列共振器のサセプタンス Bと共振周波数 ω は式

(14)に示されるものであるので、サセプタンススロープパラメータ bは式 (15)のように表される。これより、並列共振器のサセプタンス Bは式 (16)のように表される。

[0045] [数 8]

Β₃ = ω ( 14) b, ( 15) ω w

ω ω₀

^Β, = ( 16) ω_η ω

[0046] 続いて、インバータによるフィルタの構成について説明する。インバータに ίおインバータと Κインバータがあり、これらは、いずれも入力端と出力端とで影像位相量が ± π /2またはその奇数倍ずれる素子である。そのため、負荷インピーダンスは、インバータの入力端からみると、あた力も反転したかのようにみえる。インバータの縦続行列（回路の入力電圧と入力電流を決めたときの出力電圧と出力電流を決める行歹 1J)は、その定義より式 (17)のように表される。ここで、行列中の KiJはそれぞれ Κパラメータと Jパラメータと呼ばれ、 K= l/Jという関係が成り立つものである。

[0047] [数 9] 0 ± jK

( 17)

± β o

[0048] 続いて、並列共振器インバータを備える回路について検討する。サセプタンス B' の並列共振器が Jインバータを介して外部と接続する回路を考えると、この回路は縦続行列が式 (18)のように表されるので、 B'を B' =J²Xとすればリアクタンス Xの直列共振器と等価となる。したがって、直列共振器は並列共振器インバータを備える回路と等価であるので、 n段帯域通過フィルタは、並列共振器インバータのみで構成すること力 Sできる。このときの並列共振器のサセプタンス B及び Jパラメータはそれぞれ

i

式 (19)と式 (20)で与えられる。

[0049] [数 10]

ω ω₀

ί = Υ2· · ·η (20) ω_η ω

[0050] 続いて、図 4を参照して分布定数線路について説明する。高周波では回路の寸法が波長に比べて無視できなくなり、キャパシタンスやリアクタンスなどの集中定数素子で回路を実現することは難くなる。そこで、電流や電圧を時間と位置の関数と考え、伝送回路はそれらの伝播方向に微小な回路素子が分布したものと近似する。この近似回路は、分布定数線路と呼ばれる。

[0051] 線路上の微小部分 dzに関して、図 4 (a)と図 4 (b)は等価回路となる。この回路の電流 ·電圧についての微分方程式は式 (21)のように表され、これを解くと、式 (22)の結果が得られる。ただし、 Kと Kは任意の定数であり、 yと Zはそれぞれ伝播定数と特性

1 2 0

インピーダンスと呼ばれ、式 (23)のように表されるものである。

[0052] 伝播定数 γを複素表示したときの実部 αは減衰定数、虚部 βは位相定数と呼ばれる。一般的な伝送線路では R《 co L、 G« ω Cが成り立つので、 aと βは式 (24)のように表されることができる。 [0053] [数 11]

V(z) = K_ie^ ₊K₂e^ , l(z) = ^(K^ -K₂e^ (22)

R + j L

(23) \G+ iwC

[0054] 続いて、長さ 1の伝送線路を表す縦続行列について検討する。 V(0)=V、 I(0)=Iとす

1 1 ると、式 (22)より式 (25)の境界条件が得られる。この境界条件を式 (22)に代入して式 (2 6)の関係を用いることにより、式 (27)が導かれる。よって、 z=lにおける電圧 Vと電流 I

2 2 は式 (28)のように表される。式 (28)を逆行列を用いて表すと、長さ特性インピーダンス Zの伝送線路の縦続行列は式 (29)のように得られる。また、ひ《1のとき、長さ 1に対

0

応する電気長が Θであるとすると γ l=j j3 l=j Θより式 (29)は式 (30)で表される。

[0055] [数 12] ν =κ_{ι +}κ₂ , Ι_λ =—{Κ_λ (25) e^^7z - cosh γζ土 smh γι (26)

V(z) = V_l cosh γζ - Ζ₀Ι sinh γζ , l{z) =—— ^Lsinh γζ + Ι_λ cosh^ (27)

Ζ,

以上のフィルタ理論を応用して図 1の整合部 5の設計理論を導出する。アンテナが直列非共振の場合、図 2(C)にあるように、アンテナは放射抵抗 Rとリアクタンス Xの直列回路で表される。このインピーダンスを Zとすると、 Z =R +jX =R +j co Lであ

3^

る。

[0057] 図 5 (a)は、負荷インピーダンス Zが電気長 Θと特性インピーダンス Zの無損失伝

a 1

送線路に接続された回路を示す図である。式 (30)より、端子 a_ a 'から見た入力インピーダンス Zは式 (31)で表される。

in

[0058] 図 5 (b)は、伝送線路を適当な長さ（以下では Θ とする）にした場合に、図 5 (a)の

0

回路が等価とみなすことができる中心周波数 ω の並列共振回路を示す図である。ま

0

た、この並列共振回路の入力アドミタンス Υ (Υ = 1/Ζ )は式 (32)のように表される（

in m in

式 (16)参照）。ここで、サセプタンススロープパラメータ bは式 (33)で表されるものである (式 (13)参照)。

[0059] 図 5 (c)は、図 5 (b)の回路が Jインバータを介して外部と接続する回路を示す図である。図 5 (c)の回路の入力インピーダンス Z は式 (34)のようになる。

in2

[0060] [数 13]

Z = Z, ^Z。+ ^ (31 ) z₁ + j _a tan *

ω_η άΒ,

b (33)

2 άω

[0061] 一方、式 (19)と式 (20)より、プロトタイプ一段フィルタは図 6のように構成され、その設計値は式 (35)のように与えられる。ここで、 wは比帯域であり、 bはサセプタンススロープパラメータであり、 gは規格化素子値である。図 6の回路において端子 c _ c '力も左側を見ると Y 'は式 (36)のようになるので、端子 d_ d'力、ら左側を見たインピーダンス

inl

Z ，は式 (37)のようになる。

in2

[0062] [数 14] -Ζ, ζ. (37)

図 5(c)の整合回路が図 6のフィルタと同形となるためには、式 (34)と式 (37)において Ζ =Ζ 'となるように並列共振の外部 Qijインバータの jパラメータを定めればよい。

in2 in2

よって、設計値は、式 (38)と式 (39)で与えられる。

[0064] [数 15] 上 = (38) w

[0065] 続いて、図 5 (a)の回路が並列共振器と等価となり、その外部 Qが式 (38)を満たすような、伝送線路の特性インピーダンス Zと電気長 Θ を導出する。式 (31)において、式 (

1 0

40)を満たす z、 r、 Xを定義すると、図 5 (a)の回路の入力アドミタンス Yは式 (41)のように表される。

[0066] [数 16]

[ _ 1 + 7z tan ι

+ /tan^

cos 6* + j(r + jx) sin Θ

(r + jx)cos0 + j sin Θ

{(cos0 - x sin Θ) + jr sin cos ¹ j(x cos0 + sin Θ)}

(41) (rcosの² + c cos * + sinの

[0067] 並列共振器のサセプタンスは中心周波数において 0なるので、 Θ は式 (41)におレ、

0

て虚部が 0となるような電気長とすればよレ、。よって、 Θ は式 (42)を満たす。

[0068] [数 17] tm20_o =―.—— r ~ sin 2Θ₀ =—_r ,∞s2e_o = -η= (42) r +x -1 7(r²+x²-l)²+(2x)² ^(r² +x² -\)² +(2x)²

[0069] ここで、式 (41)の分子を h( θ )、分母を Η( θ )とおくと、 h ( θ )と Η ( θ )は、それぞれ、式 (42)を用いて式 (43)と式 (44)のように表される。

[0070] [数 18]

Μθ) = r(cos²0 + sm²0) + j[(r² +x² - 1) sin OcosO- x(cos²6> - sin ² Θ)]

=r

1

r + j-yj{r +x -1) +(2x:)²(cos26⁾ sin 26» - sin 26¹ cos2の r + j- lir² +x²—l)² + (2x)² sm2(0-0_o) (43)

-- (r² + x² ) cos²6¹ + sin ²6> + 2x sin Θ cosO

1 1

—(r +x +Y) +— (r +x -1) cos ^ + xsin 2Θ

- ( +x² +1) +— -\γ +(2¾ (cos2( cos 2(9 + sin 2(9 sin 2の

-{r¹ +X¹ + \) + -^{r^z +x^z - If + (2xy cos ( - θ₀ ) (44)

[0071] よって、中心周波数 ω でのコンダクタンス Gは式 (45)のようになる。ただし、 Xは中

0 in 0 心周波数における Xの値で、 X = ω L /Zである。また、サセプタンス Β は式 (46)の

0 0 a 1 in

ように表される。

[0072] [数 19]

[0073] 式 (46)において、周波数依存性は式 (47)から生じるので、サセプタンススロープパラメータ bは式 (48)で与えられる。 d/dx(tan— =1/(1+ ²)を用いると、式 (48)より、サセプタンススロープパラメータ bは式 (49)のように表される。

[0074] [数 20]

θ, (r² +x -l) + (2x₀)

(第 1項)

r² +x +1 + (r² +x₀ ² - 1) + (2x₀ )

( +χ l) + (2x₀)

(第 2項） =.

ζι r² +x₀ ² +1 + (r² +x₀ ² -l) + (2x₀) dx x₀ r +x, -l) + (2x₀)² 1 + x - r

^Zi r² +x₀ ² +l + (r² +x₀ ²— l) + (2x。）² ( + _1)+ (2 ） r²+x₀ ² -ϊ) + (2χ₀) l + x₀ -r

b θ。 +x₀ (49)

(r² +x₀ ² +1) + J(r² +x² -l) + (2x₀ ²) (r² +x₀ ²-l) + (2x₀)²

[0075] コンダクタンス G について、式 (50)とすれば共振器の外部 Qは式 (45)と式 (49)より求

in

められる。この外部 Qが式 (38)を満たすので、式 (51)が成り立つ。

[0076] [数 21]

G,„≡ G,, (50)

[0077] 式 (51)と式 (42)を連立させることにより、 Zと Θ の設計公式が得られる。ここで、微小

1 0

アンテナでは r R/Z «1, Xが成り立つので、式 (42)と式 (51)はそれぞれ式 (52)と式 a 1

(53)のように近似できる。式 (52)より式 (54)が得られる。式 (40)を式 (53)と式 (54)に用いると、式 (55)と式 (56)が得られる。ここで、 Xは中心周波数における値とする。

a

[0078] [数 22] tan 2 ( 52)

( 53 )

x₀ - cot^₀ ( 54 ) Z， - X ,. tan θ_η ( 55 )

[0079] 式 (56)は、式 (54)を代入して整理すると式 (57)のように表され、関数 Sinc( Θ )=sin θ /

Θを導入すると式 (58)のように表される。ただし、関数 Sinc( e )は図 7のような波形を描くので、式 (58)を満たす Θ 力 θ < Θ /2に存在するためには Q >X /2Rを満

0 0 el a a たさなければならない。

[0080] [数 23]

[0081] 以上より、整合回路の設計公式が式 (55)及び式 (58)で与えられる。

[0082] 続いて、コプレーナ導波路により整合回路を実現することについて説明する。図 8 は、コプレーナ導波路（CPW)の形状の一例を示す図である。図 8において、 CPW は、誘電体のある面を覆う導体に 2本のスロットが並行して形成された形状であり、スロット間の導体は中心導体と呼ばれる。 CPWは、特性インピーダンスが中心導体の幅と導体間のギャップで決まるため、線路幅を必要に応じて狭くでき、回路の小型化に有効である。

[0083] 電極の厚さを無限小と仮定すると実効誘電率 ε 及び特性インピーダンス Ζは式 (5

eff 0

9)で与えられる。また、基板が有限厚 hをもつ場合は実効誘電率 ε および特性イン

eff

ピーダンス Zは式 (60)で表される。ただし、 k = a/bであり、 k = sinh( π a/2h) /sin

0 1 2

h ( π b/2h)である。また、 ε ^ま基盤の比誘電率であり、 Κは第一種完全楕円積分で式 (61)で近似される。 [0084] [数 24]

s_r - \ K{k₂ ) K'{k₂ ) 30 π K

= 1 + z_n = (60)

2 K K'

続いて、コプレーナ導波路を用い^ Jインバータの構成について説明する。コプレーナ導波路の中心導体に適当な長さのギャップを設けると、隣接する中心導体が容量を持ち、直列キャパシタンスとしての効果が得られる。また、中心導体のギャップ部分とグランド間にも容量が存在し、並列キャパシタンスとしての働きも考えられ、コプレーナ導波路のギャップ部分は、キャパシタンスの _π形回路と考えられる。ギャップの両端の伝送線路を電気長 φ /2とすると、伝送線路も含めた縦続行列は式 (62)のようになる。ただし、伝送線路は無損失であるとし、特性アドミタンスは Υとする。

[0086] [数 25]

[0087] 式 (62)において A= D = 0、 C/B =Jのとき、この回路は Jインバータと等価となる（例えば、 K. C. Gupta、外 3名著， '' Microstrip Lines and Slotlines", Artech house , 1996, p. 444参照）。このとき、式 (63)と式 (64)が成り立つ。式 (63)より、実際の φ Ζ2 は負の長さになることがわかる。以上より、 Jインバータは、 CPWに設けたギャップと、その両端の電気長 φ /2の CPWによって実現することができる。

[0088] [数 26]

[0089] インバータは、伝送線路に設けたギャップと、その両端の電気長 φ /2の線路によつて実現できる力初段のインバータについては入力側の φ/2線路を実現できず L 型インバータとなる。この L型インバータは、抵抗力 Sインバータを介して外部と接続する回路となる。この L型インバータの入力アドミタンス Yは、内部アドミタンスを Yとしィ

0 ンバータのパラメータを Jとすると式 (65)のようになる。また、内部アドミタンスを Yとし内

0 部アドミタンス Yに直列にサセプタンス B，の回路があり、これらの回路に並列にサセ

0 b

プタンス B，がある回路を考えると、この回路の入力アドミタンス Y'は式 (66)のようにな a

る。式 (65)と式 (66)において Υ=Υ'とすると式 (67)が得られる。

[0090] [数 27] = ²2。（65) B_b'²Y₀+j(B_{b 0} ² -B_b'²B -B_a'Y₀ ²) ₍₆₆₎

+

J² B '²Y_n

(67)

Y_n B,'²+Y_r ²

[0091] 二で、 L型インバータの Jパラメータを B，とすると、この Jパラメータは式 (68)のよう b

表される。

[0092] [数 28]

J= ゾ。】 = (68) - ( zj

[0093] 続いて、電磁界シミュレータを用いた整合回路付き微小アンテナの設計について説明する。設計に使用した電磁界シミュレータは、モーメント法に基づいてマイクロストリップ、スロットライン、ストリップライン、コプレーナラインなどの一般的な平面回路の Sパラメータを計算するものである。今回の設定は、中心周波数は 5· OGHz、 Mesh Frequencyは 7· 5GHz、 1波長当たりのセル数は 30である。

[0094] 式 (38)より、インピーダンス整合回路でより大きな比帯域を得るためには、共振部の外部 Qの値が小さいことが必要である。インピーダンス Zの値を下げることで外部 Qの

1

値を下げることができると考えられる。また、放射抵抗を大きくするためにはアンテナ部の形状も考慮する必要がある。 [0095] まず、 CPWの解析を行う。図 8は、今回用いた CPWの形状を示す図である。図 8 (a )は断面の構造を示す図であり、図 8 (b)は上部の構造を示す図である。図 8 (a)を参照して、 CPWは、誘電体 11の上部に中心導体 13とその両側にスロット 15が形成されて作成される。なお、誘電体の上部の他の部分 17と誘電体の下部 19はグランドである。ここでは、誘電体 11は MgO (比誘電率は 9. 6)であり、厚さは 500 [ z m]であるとする。また、図 8 (b)を参照して、中心導体 11の幅は 70 [ z m]であり、スロット 13 の幅は s [ z m]とする。中心導体幅に対して基盤が十分厚いため、特性インピーダンス Zは基盤裏面のグランドがない場合とほとんど変わらなレ、。したがって、式 (61)から

1

理論的にも特性インピーダンスが求めることができる。し力、しながら、より正確な値を得るために電磁界シミュレーションによって zを解析する。シミュレーションから得られ

1

た S行列を縦続行列 Kに変換し、その [1 1]成分と [1 , 2]成分から式 (69)のように Z

1 が求められる。

[0096] [数 29]

Ζ_λ ¹² (69)

[0097] 次に、電磁界シミュレーションによる位相定数 /3の算出法について説明する。長さ 1 の無損失伝送線路の S行列は式 (70)と表せるので、シミュレーションから得た S行列の [2, 1]成分から式 (71)のように求められる。

[0098] [数 30]

0 e-^i≠

S (70)

0

[0099] 外部 Qの値を下げるためには特性インピーダンスの小さレ、CPWが望ましレ、と考えられる。図 9は、式 (60)より求められる、別の厚さの基盤を用いる場合の特性インピーダンス Zの変化を示す図である。基盤厚と中心導体幅の比 h/Z力 ¾以上では裏面導

1 1

体の影響をほとんど受けず、特性インピーダンスはほぼ一定となる力比 hZz力 s i以

1 下では基盤厚が薄くなるにつれて特性インピーダンスが小さくなる。 [0100] 続いて、微小スロットアンテナの解析を行う。今回はアンテナ部として、図 2 (a)の微小スロットダイポールアンテナを用いた。このアンテナは、図 2 (b)より、放射抵抗 Rお

a よびリアクタアンス Xの傾きが中心周波数付近で一定となるので、アンテナ部の等価

a

回路は図 2 (c)のように放射抵抗 Raとリアクタンス Xaの直列回路で表せ、先述の整合理論を利用することが可能である。

[0101] また、 CPWの特性インピーダンスの値には限界があるため、比帯域 wを大きくするためには、アンテナの放射抵抗 Rをある程度上げる必要がある。図 10はアンテナ長

a

Lを 1000 [ μ π ]又は 1500 [ m]で一定であるとし、 CPWの特性インピーダンス Z

1 を 50 [ Ω ]として、アンテナ幅 Wを変化させたときの放射抵抗 Rのシミュレーション結果を示す図である。横軸はアンテナ幅を表し、縦軸は放射抵抗を示す。図 10に示されるように、アンテナ幅が広がると放射抵抗も増加してレ、る。

[0102] 続いて、 Jインバータの設計法について説明する。先述のように、 Jインバータは信号線に設けたギャップと左右の電気長 φ /2の CPWで構成できる。ギャップの形状は、実現したレ、 Jパラメータの値に応じて、シンプル 'ギャップとインターディジタル 'ギヤップの 2種類がある。今回は大きな Jパラメータを必要とするため、インターディジタル · ギャップを用いて設計を行った。インターディジタル 'ギャップを用いインバータの等価回路は、シンプル 'ギャップの場合と異なり、伝送線路の不連続部と純粋な伝送線路との境界が曖昧なため、ギャップの中心線にサセプタンス B、 Bの π型回路が

a b

集中し、その左右に電気長 φ /2の伝送線路が付加したものと考える。

[0103] φ /2は負の電気長であるので、以下の方法により Jインバータの設計を行う。インバータの両端に特性インピーダンス Z、電気長 Θの伝送線路をつけた回路を考える

1

と、弱結合 ClZY <<1)で Θが約 π Ζ2のとき、この回路の両端の間の縦続行列は式（

1

72)となる。ここで _Z sin θ =Xとおくと、縦続行列は式 (73)と表せる。共振点と中心周

1

波数にずれがない場合は x=oとなるので、シミュレーションによって得られた S行列を縦続行列に変換し、その [1， 1]、 [2, 2]成分が 0となるようにギャップの両端の線路長を調節すれば Jインバータの設計ができる。 Jパラメータはこのときの [2, 1]成分より得られる。

[0104] [数 31] _

JX JK + jJX⁷

[κ]- ( 73)

—ρ XJ

[0105] 続いて、整合回路付き微小アンテナの設計を説明する。まず、共振器の外部 Qの解析について説明する。

[0106] アンテナにつなげた伝送線路の長さが調整されることにより並列共振が得られる。この共振器の外部 Qが式 (38)を満たすように調節することで帯域設計が行われる。

[0107] 外部 Qは、回路モデルによる理論値では式 (51)のようになる力アンテナが小さレ、場合にはアンテナ部の解析から得た Rの値は信頼性が低いため、回路モデルと電

a

磁界シミュレーションにはずれが生じると考えられる。そのため、シミュレーションによつて正確に外部 Qを求める必要がある。外部 Qは、シミュレーションから得た共振点付近でのコンダクタンス Gとサセプタンスパラメータ bより算出できる力アンテナの形

in

状が小さい場合にはコンダクタンス Gは非常に小さな値となるため、より正確に外部 Qを算出するために、以下のような方法を用いる。

[0108] 共振器の外部 Qを Qeとすると、入力アドミタンス Z は式 (74)で表される。よって、 |Z |

m m

²の値は式 (75)のようになるので、 |Z |²の値が中心周波数での値の 1/2となる周波数

in

を ω と ω とすれば、式 (76)より外部 Qが求まる。この外部 Qが式 (38)を満たすように設

1 2

計を行えばよい。

[0109] [数 32]

1

Ζ,„ =■ ( 74) b

—— + jb

( 76) [0110] 図 11は、以上の方法より得られた、アンテナ長 Lが 1000[/im]又は 1500 m] で一定であり、 CPWの特性インピーダンス Z力 0[Ω]であるとして、アンテナ幅 Wを

1

変化させたときの外部 Qの値のシミュレーション結果を示す図である。横軸はアンテナ幅であり、縦軸は外部 Qである。アンテナの幅を広げると放射抵抗があがるため、外部 Qの値が小さくなる。

[0111] 続いて、整合回路の設計について説明する。長さ1500[ 111]、幅 600[ xm]のァンテナを用レ、、段数 n=l、反射係数 RL =3dB、比帯域 w=4. 0%として設計を行う。このとき、式 (5)〜ひ)より、規格化素子値は g =g =1、 g =2. 0049と求められる。

0 2 1

CPWの特十生インピーダンスを 29· 9[Ω]とすると、 CPWの長さ L カ 3140[ xm]

CPW

のとき得られた並列共振に関して、その中心周波数において、コンダクタンス G は 0

in

. 000441 [sコ、サセプタンスノラメータ bは 0. 0221、外きは 50. 06と求められた。

[0112] 式 (39)を用いると、コンダクタンス Gより Jパラメータの設計値が得られる。先述の設

in

計法により Jインバータの設計を行うが、初段のインバータは入力側に伝送線路を持たないため、 Jパラメータおよび共振器長の補正を行う必要がある。並列共振回路に J インバータをつけ、外部から見たときに直列共振が得られるように伝送線路の長さを調節する。入力インピーダンス Z のリアクタンス成分が、中心周波数で 0となるように

in2

すればよい。さらに、 Z 力（= 50 [Ω])と等しくなるように】インバータのギャップ長 G

in2 0

を調節する。その結果、電気長 θ

、ギャップ長 G = 315[ /i m]と求められた。

[0113] 以上のように整合回路付きの微小アンテナが設計できる力伝送線路が直線のままでは全体の長さが長くなるため小型化が図れない。そこで、伝送線路を折り曲げてメアンダ形状にする。伝送線路をメアンダ形状にすると共振回路のサセプタンスパラメータが変化するため、インバータの Jパラメータは若干変化する。そのため、先ほどと同様に共振長インバータのギャップ長を調節する。その結果、ギャップ長 Gは G = 290 [ zm]と求められた。

[0114] 図 12は、アンテナのサイズについて、これまでに述べた設計法と従来の設計法を比較したものである。図 12(a)に示されるように、基板は、基板厚 hが 0. 5[mm]であり、基板材が Mg〇（比誘電率 ε =9. 6)である同一のものを使用した。また、アンテナ長は L、アンテナ幅は W、給電点までの距離は L_fであるとする。図 12 (b)は、これまでに述べた設計法に基づき、中心周波数 f = 5. 0GHz、反射係数 RL = 3dB、比帯

0 r

域 w=4. 0%、段数 n= lとして設計された微小ダイポールアンテナを示す図である。アンテナ長 Lは 1. 5 [mm] (全体では 3. 0 [mm] )、アンテナ幅 Wは 0. 6 [mm]である。図 12 (c)は、一波長スロットアンテナを示す図である。アンテナ長 Lは 14. l [mm ] (全体では 28. 2 [mm] )、アンテナ幅は 1. 0 [mm]である。図 12 (d)は、パッチアンテナである。アンテナ長 Lとアンテナ幅 Wは共に 9. 7 [mm]である。アンテナの面積を比較すると、本設計法は、一波長スロットアンテナの約 16分の 1、パッチアンテナの約 52分の 1であり、大幅な小型化が実現されている。通信回路の大きさはアンテナのサイズに大きく依存するため、本設計法により、通信回路全体の小型化を図ることができると考えられる。

[0115] 図 13は、本設計法により設計した整合回路付きの微小スロットアンテナの外形と寸法を示す図である図 13のアンテナは、中心周波数 f = 5. 0GHz、反射係数 RL = 3

0 r dB、比帯域 w=4. 0%、段数 n= lとして設計されたものである。

[0116] 図 14は、設計したアンテナの反射係数及び透過係数についてのシミュレーションによる解析結果を示す図である。横軸は周波数を表し、縦軸は反射係数と透過係数を示す。ただし、シミュレーションは 1ポートで行うため、解析結果としては反射係数しか得られない。図 14の透過係数は、導体損を 0と考えて、 |S |² + |S |²= 1より算出さ

11 21

れたものである。シミュレーション結果は設計値と比較するとほぼ一致している。また、入力インピーダンスは放射抵抗 R =0. 837 [ Ω ]に対して中心周波数において 50.

a

2 [ Ω ]となり、インピーダンス変換率が非常に大きい場合にも整合を取ることができた

[0117] 設計したアンテナは、指向性について、磁流ダイポールと同様の特性が得られた。

また、磁流も、左右のスロットを同じ方向に流れていて、磁流ダイポールとして動作していると考えられる。

[0118] なお、これまで述べた設計法においては、段数 η= 1として設計等を行っているが、段数が 2以上であっても同様にして設計をすることは可能である。

[0119] また、直列非共振と同様に、並列非共振と呼ばれるアンテナに関してもインピーダンス整合回路を設計することができる。以下ではその概略を説明する。

[0120] 図 15は、図 1のアンテナ部 3の他の一例を示す図である。図 15のアンテナは、等価回路が内部コンダクタンス Gと内部キャパシタンス Cの並列回路で表される。このァ

a a

ンテナは、先がオープンな形状であり、並列非共振と呼ばれる。

[0121] 図 16 (a)は、整合回路付きアンテナ等価回路に Kインバータを接続した回路を示す図である。図 16 (a)において、整合回路は、電気長が Θで特性インピーダンスが Z の無損失伝送線路であるとする。このとき、端子 e_e'から見た入力インダクタンス Y

1 i は式 (78)のようになる。ただし、内部インダクタンス Yは Y =G +jcoCであり、電気長 Θは ω、 L、 C、 1に対して式 (47)の関係を満たすものである。また、共振電気長を Θ とすると、端子 e_e'力、ら見た入力インピーダンス Zは式 (78)のように表せる。ここで

0 in

、 Rは内部抵抗であり、 Xはリアクタンススロープパラメータである。

in

[0122] [数 33]

τ, _τ, Υ_α + iY_x tan , 、

Y. =Υ, ^{α J 1} (77)

[0123] 図 16 (a)において、端子 f— f'からみると共振回路に Κインバータが挿入されたものであり、この入力インダクタンス Υ は、式 (79)で表される。

in2

[0124] [数 34] " , - ^X ω ω.

(79)

'"² K² K¹ K¹ D₀ (O j

[0125] 一方、図 16(b)は、フィルタを用いた回路を示す図である。このフィルタの設計値は式 (80)のようになる。ただし、 gは式 (5)により求まる規格化素子値である。

[0126] [数 35]

K_M = , ^₁₂= ^ ^ (80)

[0127] この回路において、端子 e_e'力、ら左側をみると、入力インピーダンス Z 'は式 (81)

in

のように表される。よって、端子 f_f '力左側をみた入力インダクタンス Z 'は式 (82)

in2

により表される。 [0128] [数 36]

ω ω₀

(82) ω_η ω

[0129] 式 (79)と式 (82)において、 Υ =Υ 'となるように共振の外部 Q及び Κインバータの Κ

in2 in2

パラメータを求めればよレ、。よって、設計値は式 (83)と式 (84)で与えられる。

[0130] [数 37]

[0131] 続いて、図 16の端子 e _ e '力左をみた回路が共振器と等価となり、その外部 Qが式 (83)を満たすような伝送線路の特性インピーダンス Zと電気長 Θ を導出する。

1 0

[0132] 式 (77)において、 gと bを式 (85)のように定義すると、電気長 Θ は式 (42)と同様に導

0

出することにより式 (86)を満たす。また、入力リアクタンス Xと内部抵抗 Rは、式 (45)と

in in

式 (46)と同様に計算することにより、式 (87)のように表される。また、リアクタンススロープパラメータ Xは、式 (49)と同様に計算することにより、式 (88)と表される。

[0133] [数 38]

Y,

y g + β (85) 2b

tan26'₀ (86) g² +み² - 1

[0134] 外部 Qについては、式 (51)と同様にして導出することにより、式 (89)が成立する c [0135]

[0136] 式 (89)と式 (88)を連立させることにより、 Yと Θ の設計公式が得られる二で、微小 g« l , bが成り立つので、式 (88)と式 (89)はそれぞれ式 (90)と式 (91)のようになる。

[0137] [数 40]

2

tan 26>_n (90)

—I

[0138] 式 (85)を用いて式 (90)と式 (91)を整理すると、式 (92)が導出される。

[0139] [数 41]

B.

Y_x = 7_a tan6^l ₀ , θ₀ = _ Sinc— (92)

[0140] 以上のようにして、整合回路の設計公式が式 (92)で与えられる。

[0141] また、本発明の実施例として、例えば MIM〇（Multi Input Multi Output)通信技術への応用がある。図 17は、 MIMO通信技術を用いた通信回路 101を示す図である。通信回路 101は、基板 103と、この基板 103上の一部である半導体部 105を備える。この例においては、基板 103は高誘電体セラミックであり、半導体部 105は SiGe である。 MIMO通信技術を実現するため、同じ周波数の小型アンテナが複数並べて設けられる。図 17においては、アンテナ 107と整合回路 109が基板 103上に複数並ベて設けられる。半導体部 105には、マルチアンテナ制御回路 111と LNA113と PA 115とミキサ 117とミキサ 119が設けられる。マルチアンテナ制御回路 111は、外部より与えられる MIMO— ANT制御信号（入 '出力）に基づいてアンテナの制御を行うものである。また、 LNA113と PA115は、それぞれミキサ 117とミキサ 119を介して 1st — IF信号を出力する（Fi— Fo)。ミキサ 117とミキサ 119は、それぞれ外部より与えられる Dwn. Con. OSC (Fo)と Up. Con. OSC (Fo)を入力して動作するものである。本発明によればアンテナを小型化できるため、他の方式のアンテナに比較して同一周波数において容易に狭いエリアに複数個のアンテナを構成できる。これにより機器内蔵の無線装置やカードへの複数アンテナ装備が可能となり、次世代の高速無線データ通信への対応が可能となる。

[0142] さらに、本発明の他の実施例としては、例えば UWB (Ultra Wideband)方式通信への応用がある。広帯域（3GHz〜7GHz)を単一アンテナでカバーするのは不可能である。そのため、対応波長の異なるアンテナを複数個並べて帯域確保する必要があり、このような通信が UWB方式通信である。図 18は、 UWB方式通信を行う通信回路 121を示す図である。通信回路 121は、基板 123とその一部に設けられる半導体部 125を備える。基板 123上にはアンテナ 127と CPWフィルタ 129が複数並べて設けられる。半導体部 125には、 CPW131と CPW付きスタツガアンプ 133が、アンテナ 127と CPWフィルタ 129に対応して複数設けられる。通信回路 121は、 CPWフィルタ 129及びインピーダンス整合機能を持った素子 125と接続された複数個の小型ァンテナ 127により広帯域をカバーしている。また、通信回路 121は、位相制御をデジタル的に行い位相の違いによる発振などのトラブルを抑えた半導体 125上に構成される複数個のアンプと組み合わせて小型マルチアンテナにより UWB方式の通信を行う。

[0143] さらに、本願の他の実施例としては、 RFIDや非接触 ICカードへの応用がある。装置全体の大きさはアンテナの大きさに大きく依存することから、アンテナの小型化を図ることができる本発明は、これらの装置に適合するものである。また、本発明は、 C PW+メアンダ構造を用いることにより装置全体を更に小型化することが可能である。この点でも、本発明はこれらの装置に適合するものである。

[0144] さらに、本願の他の実施例としては、複数の小型アンテナにより複数周波数での同時通信（同時双方向や、一方向だが複数周波数で違った情報を送受信することなど )を行うこと力 Sある。図 19は、複数周波数での同時通信の一例を示す図である。カード等の端末 141は、本体システム 143と複数周波数での同時通信を行う。端末 141 には、処理を行う半導体部 145と複数周波数に対応して複数のアンテナ 147、 149、 151と CPW153、 155、 157力 S設けられる。本体システムには、複数周波数に対応して複数のアンテナ 159、 161、 163が設けられる。小型アンテナの実現と CPWによる複数のマッチング (フィルタ）により複数周波数で同時に通信を行うことが可能となる。これにより、例えば RFIDや非接触 ICカードにおいて、通信を複数回行うことによりデータ確認する回数が削減されたり、セキュリティコードの分散通信で安全性が向上されたりすることが可能となる。

[0145] さらに、本願の他の実施例としては、中心周波数が互いに異なる複数の整合回路を備えて異なる周波数帯域に対応させることにより、異なる周波数帯域のそれぞれにチャンネルを対応させたり、広帯域化を実現させたりした通信回路がある。

[0146] 図 20は、 3個のアンテナのそれぞれに 3段のバンドパスフィルター体型コプレーナ導波路（CPW)整合回路のそれぞれを接続して 3つのチャンネルに対応させる状態を示した回路図である。

[0147] 図 20において、アンテナ # 1に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 flは 5· 1GHz (帯域 100MHz)であり、アンテナ # 2に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 f2は 6. 1GHz (帯域 100MHz)であり、アンテナ # 3に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 f 3は 7. 1GHz (帯域 100MH z)でめ。

[0148] 図 21は図 20の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。この図より、図 20の回路図から得られる通信装置では、周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されたフィルタにより、送受信に利用できる複数の周波数帯域が得られることが明らかになつている。なお、得られた複数の周波数帯域の利用の仕方としては、全て送信のためのものでもよぐ全て受信のためのものでもよぐ一部が送信に用いられて他が受信に用いられてもよい。

[0149] 図 22は 3個のアンテナのそれぞれに 3段のバンドパスフィルター体型コプレーナ導波路（CPW)整合回路のそれぞれを接続して 5GHz帯の広域化を図った状態を示した回路図である。

[0150] 図 22において、アンテナ # 1に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 flは 5. 10GHz (帯域 100MHz)であり、アンテナ # 2に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 f2は 5. 44GHz (帯域 100MHz)であり、アンテナ # 3 に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数 f 3は 5. 79GHz (帯域 100 MHz)である。

[0151] 図 23は図 22の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。この図より、図 22の回路図から得られる通信装置では、周波数帯域が重なって広域に設定されたフィルタにより、 1 GHzに及ぶ帯域幅の送受信に利用できる周波数帯域が得られることが明らかになつている。なお、得られた周波数帯域の利用の仕方としては、全て送信のためのものでもよぐ全て受信のためのものでもよい。

[0152] また、複数の整合回路とアンテナとの関係は、複数のアンテナに対応して複数の整合回路を構成させる形でもよぐまた、図 24にあるように、 1つのアンテナに複数の整合回路を接続させてもよぐまた、これらを組み合わせる形であってもよい。

[0153] ここで、図 20から図 24によって得られる通信装置をまとめると、以下のようになる。

[0154] アンテナに接続する複数の整合回路を備える通信装置であって、前記複数の整合回路のうち中心周波数が隣り合う少なくとも 2つの整合回路による周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、前記整合回路から出力可能若しくは入出力可能な、又は、重なって広域に設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能若しくは前記整合回路から出力可能な通信装置である。

Claims

請求の範囲

[1] 非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、

前記インピーダンス整合回路は伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは前記非共振アンテナ及び前記伝送線路が共振する周波数又は周波数帯域に基づき決定される通信回路。

[2] 前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは少なくとも前記非共振型アンテナ及び前記インピーダンス整合回路以外の外部回路との結合量を表す外部 Qに基づいて決定される請求項 1記載の通信回路。

[3] 前記伝送線路の電気長 Θ 及び特性インピーダンス Zは、外部 Q Q 並びに前記

0 1 el

非共振アンテナのリアクタンス X及び放射抵抗 Rに対して (eql)式により算出される請

a a

求項 2記載の通信回路。

[数 42]

X

θ_η =― Sine - Z, = λ„ tan θ_η ( e q l )

⁰ 2 2β 。 -

[4] 前記インピーダンス整合回路は、前記非共振アンテナ及び前記伝送線路の電力と前記外部回路の電力を整合する電力整合手段を有する、請求項 1から 3のいずれかに記載の通信回路。

[5] 前記電力整合手段はインバータであり、前記インバータの Jパラメータは前記非共振アンテナ及び前記伝送線路の特性インピーダンス Z及びコンダクタンス G 対して (

0 in eq2)式により算出される請求項 4記載の通信回路。

[数 43]

[6] 負荷に接続するインピーダンス整合回路であって、伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスの少なくとも一方は外部回路との結合関係に基づレ、て決定されるインピーダンス整合回路。

[7] 前記負荷は非共振型アンテナであり、前記外部回路は前記非共振型アンテナを除く回路である請求項 6記載のインピーダンス整合回路。

[8] 請求項 6又は 7記載のインピーダンス整合回路を複数備える通信装置であって、前記複数のインピーダンス整合回路のうち中心周波数が隣り合う少なくとも 2つのインピ一ダンス整合回路による周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、前記整合回路から出力可能、若しくは、入出力可能な、又は、重なって広域に設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、若しくは、前記整合回路から出力可能な通信装置。

[9] 負荷に接続するインピーダンス整合回路の設計方法であって、

外部回路との結合関係に基づいてインピーダンス整合回路の回路パターンを決定するステップを含むインピーダンス整合回路設計方法。