WO2004091109A2 - Frontendschaltung für drahtlose übertragungssysteme - Google Patents

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WO2004091109A2
WO2004091109A2 PCT/EP2004/000933 EP2004000933W WO2004091109A2 WO 2004091109 A2 WO2004091109 A2 WO 2004091109A2 EP 2004000933 W EP2004000933 W EP 2004000933W WO 2004091109 A2 WO2004091109 A2 WO 2004091109A2
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switch
signal
path
signal paths
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Enrico Leitschak
Arne Eckau
Holger Fluehr
Kurt Wiesbauer
Peter Hagn
Edgar Schmidhammer
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Epcos Ag
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    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication

Definitions

  • the invention relates to a front-end circuit for wireless transmission systems that cover several frequency bands of a mobile radio system or can operate several mobile radio systems.
  • Simple mobile radio terminals serve a single standard (a frequency band of a mobile radio system) and are therefore unrestrictedly only suitable for use in regions where there is sufficient network coverage for this standard.
  • multiband mobile radio terminals are suitable, which can cover several frequency bands (of a mobile radio system).
  • So-called dual-band and triple-band mobile phones work according to the same transmission method (e.g. GSM) - but can send and receive in different frequency bands and are therefore equipped for several standards, e.g. simultaneously for GSM1800 (DCS, Digital Cellular System, 1800 MHz) and GSM900 (EGSM, 900 MHz) or additionally for GSM1900 (PCS, Personal Communication System, 1900 MHz) and / or GSM850 (850 MHz).
  • GSM1800 DCS, Digital Cellular System, 1800 MHz
  • GSM900 EGSM, 900 MHz
  • PCS Personal Communication System, 1900 MHz
  • GSM850 850 MHz
  • Communication terminals with a multimode transmission system are currently being developed, which are suitable for operation in several mobile radio systems of the same generation or different generations (e.g. GSM, combined with UMTS), with a switch being provided on the input side or antenna side , which alternately connects an antenna to the signal paths assigned to the various mobile radio systems.
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • UMTS Universal Mobile Subscriber Identity
  • a Tinuous ave signal transmission implies that the UMTS components, in particular bandpass filters for 2000 MHz, are usually built on the basis of the microwave ceramic components. These are connected downstream of a front-end circuit, the corresponding interface forming a potential source for adaptation problems and therefore also signal losses, since, for. B. the length of the signal paths is not fixed.
  • the front-end circuit is understood to mean the part of a communication terminal on the antenna side which comprises the common antenna with the filters and these with the possibly different signal processing paths for the different operating modes and access methods, in particular the LNA (Low Noise Amplifier) for the reception path or the PA (Power Amplifier) for the transmission path and which also has switches required for switching between the access and operating methods.
  • LNA Low Noise Amplifier
  • PA Power Amplifier
  • the numerous existing wireless transmission systems can differ both in terms of the transmission standard and in terms of the frequency bands used (multimode / multiband systems).
  • Different access methods for example CDMA (Code Division Multiple Access), WCDMA (ideband CDMA), TDMA (Time Division Multiple Access) or FDMA (Frequency Division Multiple Access) are used for the transmission of different data in a communication channel.
  • Mixed forms of access methods are also known, __. B. TD-CDMA (Time Division Code Division Multiple Access) when transmitting the UMTS data.
  • These different access methods can also include different duplex methods in order to separate the send and receive data and to enable simultaneous send and receive operation on the communication terminal.
  • FDD Frequency Division Duplex
  • TDD Time Division Duplex
  • Some standards also use a duplex method with mixed FDD / TDD operation, although different frequency bands are provided for the transmit and receive operations, but the transmit and receive signals are additionally separated in time and sent or received in different so-called time slots.
  • a transmission system uses a pair of (frequency) bands in which the frequencies for sending and receiving are arranged. If a pair of bands of a system is sufficiently far away from the other bands (other systems) (typically about 1 octave), the filters and the signal processing paths for this pair of bands can be connected to the others separately and with impedance-neutral (e.g. via a diplexer) the common antenna.
  • the use of a diplexer to select the frequency band and / or preselection of different systems is always suitable if the frequency spacing between the frequency bands is approximately 1 octave.
  • a frequency spacing of 1 octave means a doubling of the frequency.
  • a system in the 1 GHz band and a system in the 2 GHz band are 1 octave apart.
  • the 1 GHz range is understood to mean all frequency bands that are arranged between 800 and 1000 MHz, while a 2 GHz system also includes all the bands that are located between 1700 and 2200 MHz.
  • Band pairs of other standards which are closer to a first pair of bands, are usually separated from one another in known multiband terminals via a further diplexer circuit and via an active switch connected upstream of this diplexer circuit from the rest of the front-end circuit, in order in particular to overlap the transmission range of a band pair. res with the reception area of another pair of bands to protect the receiver concerned from transmission powers in the former signal path.
  • the increase in the number of frequency bands to be used in a mobile radio device generally requires the development of a new chipset.
  • the chipset can consist of one or more RF ICs and is suitable for signal processing (eg transmission signal generation, modulation / demodulation, mixing, amplification / power amplification) for a corresponding number of frequency bands.
  • the object of the present invention is to provide a front-end circuit which is designed for wireless multiband or multiband / multimode transmission systems with overlapping frequency bands and is compatible with existing chipsets.
  • the invention proposes a front-end circuit for a communication terminal, which is designed for multiband and / or multimode operation.
  • the front-end circuit has parallel signal paths connected to a switch arranged on the antenna side, a filter for a transmission system with mixed FDD / TDD operation or pure TDD operation being provided in each signal path.
  • At least two of the signal paths, which are preferably reception paths, are combined on the output side into an output signal path in an impedance-neutral manner.
  • Impedance-neutral means that an impedance matching on the output side is provided in at least one of the signal paths or in a parallel branch arranged on the output side, which matches the capacitive loading of a signal path in its passband through the other Ren, signal path or signal paths arranged in parallel to it compensated.
  • An impedance-neutral connection of two signal paths can, for. B. by a shunt inductor or by a strip line arranged in one of the signal paths.
  • the front-end circuit according to the invention is completely arranged in a component or module that can be connected on the input side to an antenna connection with a common antenna and on the output side with an HF IC or several HF ICs (chipset).
  • the component with the front-end circuit according to the invention comprises in a preferred embodiment on the side of the antenna connection a diplexer which has a low-pass filter and a high-pass filter and z.
  • Separation of (adjacent) frequency band pairs and the separation of the transmit and receive signals of a frequency band (with pure TDD) or a frequency band pair (with mixed TDD / FDD methods) is carried out by means of an RF switch containing active circuit elements.
  • the front-end circuit according to the invention is distinguished from the known front-end circuits by particularly good isolation of signal paths in predetermined frequency blocking ranges, it being possible at the same time to further process the signals received in different frequency bands in a common output signal path. This means that existing chipsets can be used even if the number of frequency bands used in the mobile radio device is increased.
  • the combination of the signal paths also represents a particularly space-saving solution for the interface between the front-end circuit and the downstream chipset.
  • the front-end circuit according to the invention ensures the necessary decoupling of the signal paths, in particular the Receiving and transmitting paths from one another, even when different frequency bands overlap.
  • a further variant of the invention specifies a front-end circuit for a communication terminal with a multimode or multiband / multimode transmission system.
  • the front-end circuit has parallel signal paths connected to a switch arranged on the input side, a filter being arranged in each signal path.
  • An antenna connection is provided on the input side.
  • a diplexer is connected before or after the switch.
  • One of the signal paths is assigned to a first mobile radio system with frequency division multiple access (FDMA) multiplex method and frequency division duplex method (FDD), the first mobile radio system being designed for continuous wave transmission.
  • FDMA frequency division multiple access
  • FDD frequency division duplex method
  • a duplexer is arranged in this signal path and has a receiving part and a transmitting part arranged after the switch.
  • At least two of the signal paths that are not identical with the signal path mentioned are assigned to a second mobile radio system with time division multiple access (TDMA) multiplexing and time division duplexing (TDD).
  • TDMA time division multiple access
  • TDD time division duplexing
  • a signal path can also be assigned to a mobile radio system with a mixed TDD / FDD method according to another variant of the invention. All the components of the front-end circuit mentioned are integrated in one module.
  • the front-end circuit according to the invention has signal paths that run in parallel and are connected to an input, with an impedance transformation network on the input side and a filter on the output side.
  • an antenna connection On the input side an antenna connection is provided, the antenna connection being switchable with an antenna directly or via an antenna-side subcircuit.
  • a parallel branch is connected in at least one of the signal paths between the impedance transformation network and the filter, in which a switch is provided for blocking this signal path in a frequency blocking region.
  • the signal paths are preferably independent reception paths of a front-end circuit.
  • the blocked area can be, for example, an overlap area between the reception area of a first frequency band and the transmission area of a second frequency band.
  • This embodiment has the advantage over known function blocks of the front-end circuits that the impedance transformation network can be designed to be particularly space-saving by arranging the switch in the signal path instead of arranging it on the input side in a common input path, which is explained in more detail below.
  • FIGS. 1 to 11 show completely or partially different front-end circuits according to the invention.
  • FIG. 1 shows a circuit for a triple-band
  • FIG. 2 shows a circuit for a quadruple band
  • Figures 3, 4a each show a circuit for a
  • FIGS. 4b, 4c each show sections of an exemplary implementation of the receiving part of the circuit shown in FIG. 4a.
  • FIG. 5a shows a circuit for a quadruple band transmission system with a symmetrically designed RX output, which can be combined with a triple band chipset.
  • FIG. 5b shows sections of an exemplary implementation of the receiving part of the circuit presented in FIG. 5a.
  • FIGS. 5c, 5d, 5e each show a further circuit for a quadruple band transmission system with a symmetrically designed RX output, which can be combined with a triple band chipset.
  • FIG. 6 shows a known circuit with two signal paths and an upstream PIN diode switch.
  • FIG. 7 shows a circuit with two signal paths and a PIN diode switch integrated in a signal path.
  • Figure 8 shows a circuit with two signal paths and integrated PIN diode switches.
  • FIGS 9, 10a, 10b each show a circuit for a quadruple-band / dual-mode transmission system
  • FIG. 11 shows a circuit for a triple-band / dual-mode transmission system
  • FIG. 1 shows a circuit according to the invention for a triple-band system (eg EGSM / DCS / PCS), which is equipped with a dual-band Chipset is interconnectable. Electrical signals are transmitted by means of an antenna to be connected to antenna connection A.
  • a crossover (diplexer) is arranged at the antenna connection, which in this embodiment consists of a high-pass filter HD and a low-pass filter LD.
  • the filters HD and LD separate the signals which differ by approximately 1 octave, for example EGSM signals on the one hand and DCS and PCS signals on the other hand, or the corresponding frequency bands.
  • An RF switch S1, S2 is connected downstream of the filters HD and LD. Via the switches S1, S2, signal paths TX1 (here transmission path e.g. for transmission in the DCS and PCS frequency band), RX11 and RX12 (here reception paths for reception in the DCS or PCS frequency band) alternately in pure TDD or mixed TDD / FDD -Procedure with the antenna diplexer and continue to be connected to the antenna.
  • a transmission filter LTX1 is arranged in the transmission path TX1 suitable for transmission in two or more bands. In switch position 3 of switch S1, signal path TX1 is via the low-pass filter
  • the reception path RX11 with the bandpass filter F1 arranged therein is connected via the switch position 2 of the switch S1 and the reception path RX12 with the reception filter F12 arranged therein via the switch position 1 with the high-pass filter HD of the antenna diplexer.
  • the switch S2 connects the low-pass filter LD of the antenna diplexer alternately in the switch position 2 'with the transmission path TX2 with a transmission filter LTX2 arranged therein and in the switch position 1' with the reception path RX2 with a reception filter F2 arranged therein.
  • the signal paths TX2 and RX2 can e.g. B. be designed for signal transmission in the EGSM frequency band.
  • the signal paths which are separated from each other in terms of frequency via a diplexer, can basically be used for simultaneous signal transmission in the corresponding frequency bands be used.
  • the active switches switch between different signal paths in different positions, so that simultaneous signal transmission via a common antenna is not possible.
  • the signal paths RX11, RX12 are combined to form a common reception path RX1 with no impedance, so that the reception filters F1 and F12 do not burden one another in the pass band.
  • Even more than just two reception paths can be combined on the output side in an impedance-neutral manner, with their impedances in the pass band z.
  • B. are adapted to each other by an adaptation network. It is possible to arrange the adaptation network in at least one of the reception paths de RX11, RX12 or RX1 or in a parallel branch connected to RX1. A further possibility is to implement several filters (for example, as shown in FIG. 2, the filters F21 and F22 together with adaptation elements) integrated in one component (module).
  • the circuit shown in FIG. 1 represents a triple-band front-end circuit.
  • the inventive combination of reception paths (here the reception paths RX12 and RX12) makes it possible to interconnect this circuit with a dual-band chipset. This reduces the number of signal processing circuit elements and therefore saves space and energy consumption for the power supply of amplifiers.
  • the transmission filters LTX1, LTX2 are designed as low-pass filters in order to separate the transmission signal from its undesired harmonics.
  • a low-pass filter has the advantage in particular in the transmission path that it can work with lower insertion loss than a band-pass filter or duplexer.
  • the reception filters F1, F12 and F2 are preferably designed as bandpass filters which have at least the bandwidth required for the corresponding reception band.
  • the transmit and receive filters can be implemented using any filter technology, and different filter technologies can also be used within the circuit.
  • the FBAR-based filters have a particularly low insertion loss and a high performance tolerance with a small size. Such filters are therefore particularly well suited for integration in a front-end module.
  • All switches are suitable as HF switches S1, S2, which can switch an applied high-frequency signal without interference and at the desired speed required for the time slots (e.g. switching time of ⁇ 5 ⁇ s).
  • the switches Sl, S2 can e.g. B. include pin diodes or alternatively be designed as a MEMS (microelectromechanical system) or GaAs switch.
  • the diode switches require a switching current of up to 10 mA for their function, which mainly affects the maximum speech duration of the mobile phone due to the battery power required for this, but due to suitable circuit topologies this current consumption mainly occurs only in transmit mode.
  • GaAs switches which can be used alternatively have the advantage that they are voltage-controlled switches which are switched not with the aid of a current but with the aid of an electrical voltage and thus have an extremely low power consumption.
  • the diplexers which are usually composed of passive components, can also be integrated into the carrier substrate.
  • the carrier substrate comprises a plurality of dielectric layers arranged between the metallization levels, preferably of low temperature cofired ceramics.
  • the diodes, filters, possibly active circuit elements or also partially passive circuit elements can be designed as discrete components and arranged on the surface of the carrier substrate.
  • the switches S1, S2, low-pass filters LTX1, LTX2 arranged in transmission paths, bandpass filters F21, F22 arranged in reception paths and antenna diplexers (LD, HD) are each preferably designed as discrete components. It is also possible that these components, e.g. B. antenna diplexer and switch, several switches and / or several filters can be combined in a discrete component. It is also possible to design some of the filters as chip LC filters and directly in the dielectric layers of a ceramic substrate, e.g. to be integrated in the carrier substrate used for the module. Alternatively, passive circuit components, e.g. B. the filters LTX1, LTX2 and the antenna diplexer LD, HD can be integrated in the carrier substrate.
  • passive circuit components e.g. B. the filters LTX1, LTX2 and the antenna diplexer LD, HD can be integrated in the carrier substrate.
  • the discrete component can be electrically and mechanically connected to the carrier substrate using a surface mounting technique (eg wire bonding, surface mounted device, flip chip, bare die mounting).
  • a surface mounting technique eg wire bonding, surface mounted device, flip chip, bare die mounting.
  • the receive or transmit paths mentioned in this description can generally also represent signal paths for signal or data transmission.
  • FIG. 2 shows a further exemplary embodiment of a circuit according to the invention.
  • the switch S2 switches to the switch Positions 1 ", 2 ', 3" between the paths RX22 (GSM850 receive path), RX21 (EGSM receive path) and TX2 (GSM850 / EGSM transmit path).
  • a reception filter F21 is arranged in a reception path RX21, which is designed, for example, for the GSM850 band.
  • a reception filter F22 is arranged in a further reception path RX22, which is designed, for example, for the EGSM band.
  • the signal paths RX21 and RX22 are connected impedance-neutral at the output and form a common signal path RX2.
  • the switch S1 switches in the switch positions 1, 2, 3 between the signal paths RX11 (DCS reception path), RX12 (PCS reception path) and TX1 (DCS / PCS transmission path).
  • the signal paths RX11 and RX12 are connected impedance-neutral at the output and form a common signal path RX1.
  • the signal paths RX11, RX12, RX21, RX22 designed as receive paths are assigned to different mobile radio systems (eg GSM / UMTS), with one of the signal paths TX1 and TX2 each designed as transmit paths depending on the operating mode Broadcast signals from multiple cellular
  • reception paths which are each assigned to different mobile radio systems, provided the frequency bands are not arranged far apart (eg PCS with 1900 MHz and UMTS with 2000 MHz).
  • the circuit shown in Figure 2 represents a quadruple band
  • Front-end circuit for GSM850 / EGSM / DCS / PCS bands of the GSM system The combination of reception paths according to the invention makes it possible to interconnect this circuit with a dual-band chipset.
  • the switch S1 has only two switch positions and switches between the (common DCS / PCS) transmission path TX1 and the reception paths RXla (e.g. DCS) and RXlb (e.g. PCS) combined on the input side.
  • the switch S2 is connected to the signal paths RX2 and TX2 in a similar way to the switch S2 in the embodiment according to FIG.
  • This quadruple band circuit can be connected using a triple band chipset.
  • the filters F1, F12 arranged in the reception paths RXlb, RXlb together form a crossover for the passive separation of two frequency bands from the reception signals arriving from the high-pass filter HD.
  • the implementation of the switch S1 will be described later in connection with Figures 6 to 8.
  • the circuit shown in FIG. 4a differs from FIG. 3 in that a changeover switch S3 is provided in the signal path RX2.
  • B. in the transmission mode connected to the corresponding frequency band short-circuits the reception paths RX21, RX22 to the ground in order to further improve the TX / RX isolation in the transmission mode, in particular when the reception range of a frequency band overlaps the transmission range of a nearby frequency band.
  • the corresponding part of the switch S2 is realized here by diodes Dl and D2 in combination with resonant circuits, formed by elements Cl, Ll and C2, L2.
  • the inductor L 1 connected in series with the diode D 1 serves to energize the diode D 1 when a control voltage is applied to the latter while simultaneously blocking the HF signal.
  • the switch S3 comprises the diode D3 and elements L3, C3. In the transmit mode, a control voltage Vcl is applied to the diode D3.
  • the elements L6 and R2 are used for HF decoupling of the direct current path or for setting the direct current operating point required for the diodes.
  • the diode D1 is preferably also energized at the same time in order to protect the reception filter F22 from the transmission signal with a high power level.
  • the short circuit to ground in front of the reception filter F22 is transformed into an open end by a delay line TL, preferably a ⁇ / 4 strip line, at point AI.
  • the delay line TL can also be replaced by an equivalent circuit which fulfills the impedance transformation mentioned.
  • the diode D2 is in the switched-off state in all operating states except for the receive mode in the signal path RX21 and forms a blocking circuit in the transmit mode in the path TX2 and in the receive mode in the path RX22 together with L2 and C2.
  • a control voltage Vc is applied to the diode D2 via the resonant circuit formed by elements L4, C4 and R1.
  • the diode D1 is also energized and the reception path RX22 is thereby blocked in the pass band of the reception path RX21.
  • the resonant circuit formed by the elements C4 and L4 is used for HF decoupling of the DC control signal from the. Rl is used to set the DC operating point.
  • the inductance L5 serves to adapt the output impedance of the filter F22 in the pass band of the filter F21.
  • Stripline TL2 together with inductor L5 is used to match the output impedance of F21 in the pass band of the filter F22.
  • Line TL2 phase changes the signal coming from filter F21.
  • the length of the line TL2 is selected so that the output impedance of the filter F21 in the pass band of the filter F22 is turned as far as possible into the open circuit.
  • the switch comprising the diode D3 and the elements L3 and C3 can alternatively be arranged in the signal path (here the reception path RX21). It is possible that the
  • Receive path RX21 has an overlapping partial frequency range with path TX2, path RX22 having no partial frequency range overlapping with other bands.
  • the DC decoupling of the signal path RX22 when switching the diode D3 by the control voltage Vcl is realized by the capacitance C5.
  • the line TL2 together with the capacitance C5 forms an adaptation network at the output of the filter F21.
  • the inductance L5 and the capacitance C6 also serve to adapt the output impedance of the signal paths.
  • FIG. 5a A further advantageous variant of the invention is presented in FIG. 5a, in which a switch S3 arranged in the reception path RX21 is provided to increase the isolation between the reception paths RX21, RX22.
  • the common signal path RX2 is of symmetrical design here, an adaptation network AN being arranged in the common signal path immediately after the combination of the signal paths RX21, RX22, which serves to adapt the output impedance and LC elements and / or connected in series or in parallel in the signal path Contains line sections.
  • a Balun BA is connected, which carries out the signal balancing.
  • the Balun BA can simultaneously perform an impedance transformation, e.g. B. from 50 ohms to 150 ohms.
  • the balun can be followed by other elements, e.g. B. series capacities that serve for DC decoupling of the output signal.
  • An exemplary implementation of the circuit according to FIG. 5a is shown in detail in FIG. 5b.
  • the connection of the switch S2 to the paths RX21 and RX22 is implemented, as already described in FIG. 4b, by the elements D1, Cl, Ll or D2, L2, C2.
  • the operation of the line TL is also explained in Figure 4b.
  • the control voltage for the diodes D2 and Dl is set by the control voltage Vc, the resistor Rl and the inductor L4 and simultaneously switches the diodes D2 and Dl through, the diode Dl producing a short circuit to ground and the filter F22 in the pass band of the filter F21 locks.
  • the elements L4 and C4 form a resonance blocking circuit which, for. B. blocks in the pass band of the filter F21.
  • the control voltage for the diode D3 is set with the resistor R2.
  • the inductance L6 blocks the signal path for the RF signal.
  • the diode D3 passes the signal only when the control voltage Vc in the receive mode of the receive pf of the RX21 (passband of the filter F21). is created.
  • the inductor L7 arranged at the output of the filter F21 forms, together with the elements D3, C3 and L3, an adaptation network arranged on the output side in the signal path RX21, which in the passage area of the filter F22 (in particular in the operating mode in the reception path RX22 when the diode D3 is switched off) has a high output impedance of the signal path RX21 or the filter F21 guaranteed.
  • the inductance L5 is arranged in a parallel branch in the output signal path and corresponds to the matching network AN. It also serves as a direct current return path to ground when the control voltage Vc is applied to the diode D3.
  • the capacitance C5 arranged in front of the balun BA decouples the DC component of the output signal.
  • the Balun BA is formed by two LC elements connected in parallel.
  • FIGS. 5c, 5d each show a further circuit for a quadruple band system with a symmetrically designed RX output RX2, which is combined with a triple band chipset. is cash.
  • the filters F21, F22 perform a balun function in addition to the actual filter function. This means that the signals are balanced before the paths are combined.
  • FIG. 5c indicates that an adaptation network AN can be arranged in a parallel branch between the signal lines of the signal path RX2 (differential adaptation network).
  • an adaptation network AN1 and AN2 is arranged in each of the two signal lines of the signal path RX2.
  • the adaptation networks AN1 and AN2 can each be designed as an adaptation network based on ground and together form a so-called symmetrical adaptation network.
  • an adaptation network can also be arranged in the signal lines of the symmetrically designed signal paths RX21 and RX22 on the output side before these signal paths are brought together. Any combination of the options listed here is also possible.
  • the matching networks AN1 and / or AN2 can be designed as inductors, preferably ground-related, connected in parallel to a signal line, and the matching networks AN, AN1 and / or AN2 can be designed as inductors connected in series in a signal line.
  • the matching networks can contain any interconnection of inductors, capacitors and / or line sections, with symmetrical ⁇ or T elements being preferred.
  • FIG. 5e shows a section of a further variant of the invention.
  • the transmission path TX2 is also arranged on the antenna connection AI parallel to the reception paths RX21, RX22.
  • the transmission path TX2 is blocked in the receive operating modes by the diode D4, which is in addition to the diodes D1 and D2 realized part of the switch S2.
  • the diode D4 In transmit mode, the diode D4 is switched on by the control voltage Vcl (this corresponds to the 3 "position of the switch S2 in FIG. 2).
  • the inductance L9 decouples the DC circuit from the RF signal path TX2.
  • the elements C5, C6, L8 and C8 are possible Embodiment of the low-pass filter LTX2, which serves to suppress the harmonics of the transmission signal.
  • the resistor R3 is used to set the control voltage.
  • the capacitance C3 is used on the one hand for DC decoupling of the control voltage Vcl from the diode D2 and on the other hand for DC decoupling of the control voltage Vc from diode D3.
  • the inductors L5 and L6 arranged at the symmetrical end of the signal path RX22 correspond to the matching networks AN1 and AN2.
  • the frequency bands partially overlap, for example, the transmission range of one frequency band partially overlaps with the reception range of a closest frequency band (e.g. the PCS transmission range from 1850 to 1910 MHz and the DCS reception range from 1805 to 1880 MHz ).
  • the corresponding reception path DCS
  • the transmission range from 1710 to 1785 MHz for the DCS transmission signal must also be designed as a frequency blocking range for the two reception paths.
  • Overlap areas also exist when GSM (850 MHz) and EGSM signals are transmitted in a common signal path. Undesired interference can also occur in multiband transmission systems, e.g. B. GSM, UMTS and WLAN signals should separate from each other.
  • FIG. 6 shows two parallel signal paths C and D combined on the input side at point B, a filter F21, F22 and an input impedance transformation network IT1, IT2 being connected on the output side in each signal path.
  • the impedance transformation networks IT1, IT2 each serve to transform the input impedance of the downstream filter for the pass band of the other filter into a high-resistance area and to block the corresponding signal path in this frequency range.
  • the impedance transformation networks comprise a suitable combination of inductors, capacitors and line sections.
  • an (active) switch is provided in a parallel branch, which is formed by a diode D1, a capacitor C1, an inductor L1 and an impedance transformation network IT3.
  • the impedance transformation network IT3 is preferably designed as a ⁇ / 4 line, where the line length of ⁇ / 4 is meant at the transmission frequency.
  • the impedance transformation network IT1 generally comprises a line, the length of which, measured in wavelengths, slightly exceeds ⁇ / 4.
  • the function block shown in FIG. 6 therefore has the disadvantage that the total line length per signal path is at least ⁇ / 2, which is associated with correspondingly high signal losses and a large space requirement.
  • an alternative solution is to arrange a parallel branch with such a switch in a signal path (signal path D in FIG. 7) or in a plurality of signal paths C, D (FIG. 8) in front of the filter F22, F21 to be blocked at point B1, B2 to branch off.
  • a control voltage is applied to the diode D1 in the parallel branch or to both diodes D1, D2 at the same time (in FIG. 8), with a short circuit to ground occurring at point B1 or B2.
  • An inductor L1 is connected in series with the pin diode D1 and forms a direct current path together with the pin diode Dl.
  • a capacitor C1 is connected in parallel with the inductor L1 and in series with the pin diode D1.
  • the through diode D1 which essentially acts as a small inductor when the control voltage is applied, and the capacitance C1 form a series circuit or suction circuit, the resonance frequency of which is at least one frequency from the frequency blocking range (eg transmission frequency) coincides, the said suction circuit conducts particularly well.
  • the impedance transformation networks IT1, IT2 serve to transform the short circuit into an open end at point AI.
  • an additional adaptation network ITla, IT2a is arranged between the parallel branches and the filters F21, F22.
  • the input impedance of the filters F21, F22 is adapted.
  • the adaptation networks can e.g. B. as a series or shunt inductor connected upstream of the filter F21 or F22 or any combination of the LC elements.
  • the functioning of the elements L2 and C2 in FIG. 8 essentially corresponds to that of the elements L1 and Cl.
  • the signal paths C and D are each preferably designed as reception paths.
  • the through diode Dl can also, for. B. block the filter F21 in the passage area of the filter F22.
  • the connected diode D2 can block the filter F22 in the passband of the filter F21.
  • both diodes are switched on in a frequency blocking range (in particular in the transmission range of one of the frequency bands) in order to filter the filters F21, F22. B. to protect against broadcast signals.
  • the impedance transformation network IT3 which is indicated in FIG. 6 and is arranged on the input side, is omitted.
  • the total line length per signal path is therefore a maximum of half as long as in FIG. 6, which represents a particularly space-saving and low-loss solution.
  • the arrangement of the switch S1 in the parallel branch of a signal path instead of its input-side arrangement prior to the separation of the signal paths presupposes that the filter in the parallel signal path together with the impedance transformation network arranged therein has a good range in restricted areas
  • circuits shown in FIGS. 6 to 8 can also be constructed from discrete components based on different technologies on a common circuit board.
  • Figure 9 shows a front-end circuit for a quadruple-band / dual-mode system, the z. B. is operated in a 3-band GSM (EGSM, DCS, PCS) and UMTS mode.
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • the diplexer arranged on the antenna side and already described in FIG. 1 separates the signals arriving from the antenna by frequency.
  • the signal path TX1 / RX1 is a first mobile radio system with frequency division multiple access and multiplexing Frequency division duplex method, preferably a system transmitting in continuous wave mode, e.g. B. UMTS system (2000 MHz) assigned.
  • the first mobile radio system is designed especially for continuous wave transmission.
  • a duplexer DU Arranged in this signal path is a duplexer DU, which has a receiving part and a transmitting part, the transmitting part and the receiving part being connected in this variant of the invention after the switch S1.
  • a bandpass filter F12 or F1 is arranged in the transmitting and receiving part of the duplexer, the frequency bands of these filters being arranged next to one another without overlap.
  • the signal paths TX2, RX2a, RX2b, RX3 and TX3 are a second mobile radio system with time division multiple access multiplexing and time division duplexing, e.g. B. assigned to a GSM system with 3 frequency bands.
  • the signal path TX2 serves as a transmission path for both a first (PCS, 1900 MHz) and a second (DCS, 1800 MHz) frequency band.
  • the signal path TX3 serves as a transmission path for a third (EGSM, 900 MHz) frequency band.
  • RX2b and RX3 are each designed as a reception path for the first, second and third frequency band.
  • the diplexer separates the signals of the third frequency band of the second mobile radio system (EGSM signals) from signals of other frequency bands.
  • the switch S2 connected after the low-pass filter LD carries out TDD between the signal paths RX3 and TX3.
  • the switch S1 connects the signal paths TX1, RX1 of the first mobile radio system (UMTS paths) or the signal paths TX2, RX2a, RX2b of the second mobile radio system (GSM paths) to the high-pass filter HD of the antenna diplexer.
  • the switch S1 switches in one of the GSM operating modes between the transmission path TX2 and the corresponding reception path RX2a or RX2b.
  • All of the components of the circuit mentioned here are arranged on a carrier substrate TS according to the invention.
  • a simultaneous data transmission via different mobile radio systems is possible in principle.
  • the circuit shown in FIG. 9 allows simultaneous data transmission in the information channels combined via the diplexer and passively separated in terms of frequency (for example on the one hand in the information channel TX3 / RX3 of the FDD / TDD system and on the other hand in the information channel TX1 / RX1 of the continuous wave Mode transmitting FDD system). It is also possible in the front-end module to transmit parallel signals in the frequency bands arranged next to one another, which are used by different mobile radio systems, such as. B. UMTS on the one hand and GSM 1800 (or GSM 1900) on the other hand, to operate by appropriate setting of the terminal (z. B. in time slots).
  • FIG. 10a Another possibility of realizing a multiband / dual mode system is presented in FIG. 10a.
  • the signal path RX1 of the first mobile radio system is not arranged after the switch S1, but between the diplexer and the switch S1.
  • This embodiment has the advantage that the monitoring of the received signal of the first mobile radio system is also possible in the operating mode of the second mobile radio system.
  • the second mobile radio system can "knock" during the call. The user can then decide whether to accept this call.
  • FIG. 10b shows an advantageous variant of the embodiment of the invention already explained in FIG. 10b, in which two switches Sl 'and Sl "are used instead of the switch S1 to separate the signals onto the signal paths TX1, RX1, TX2, RX2a and RX2b.
  • the switch Sl has two switch positions and, depending on the setting of the terminal, connects the antenna connection AI or the antenna either to the transmission path TX1 of the first mobile radio system or - depending on the switch position of the switch S1 "- to one of the signal paths TX2, RX2a and RX2b.
  • the switch S1 " accordingingly has three switch positions.
  • the paths TX3, RX3 are designed as in FIG. 9.
  • TX2 is a notch filter NF connected z. B. can be used for selective suppression of the harmonic of the transmission signal.
  • the notch filter can be formed on a chip which is arranged on the carrier substrate TS.
  • phase relationships in the signal paths concerned here TX1, RX1, TX2, RX2a and RX2b
  • TX1, RX1, TX2, RX2a and RX2b phase relationships in the signal paths concerned
  • phase relationships are primarily determined by the length of the transmission lines which connect the circuit components HD and Sl ', Sl' and TXl, Sl 'and Sl “, Sl” and LTXl, Sl “and RX2a and Sl” and RX2b.
  • the corresponding line sections are designated by reference numerals 11 to 18 in FIG. 10b.
  • the invention proposes the fixed phase relationships between the transmission lines 11 to 18 through the integration of the corresponding line sections in the above
  • the transmission lines 11 to 18 are preferably formed in at least one metallization level of the carrier substrate TS.
  • the line sections are preferably hidden in the interior of the carrier substrate.
  • the integration of the transmission lines in the front-end module according to the invention has the advantage that the type of terminal in which the module is used has no influence on the electrical properties of the front-end circuit, in particular on the suppression of adjacent counterbands (eg GSM 1800, GSM 1900) in the pass band of a selected signal path (e.g. UMTS reception path RX1).
  • a selected signal path e.g. UMTS reception path RX1
  • FIG. 11 shows a circuit for a triple band / dual mode
  • the switch S1 is connected directly to the antenna.
  • the signal paths RXl and TXl are assigned to a first mobile radio system (UMTS).
  • the filter F1 arranged in the reception path RX1 and the filter F12 arranged in the transmission path TX1 preferably form a duplexer.
  • the signal paths RX2, RX3, TX2 and TX3 are assigned to a first (RX2 / TX2) and a second (RX3 / TX3) frequency band of a second mobile radio system (GSM).
  • the first frequency band can e.g. B. EGSM band.
  • the second frequency band can e.g. B. DCS band.
  • the combined transmission / reception path TX1 / RX1 of the first mobile radio system is connected on the input side via the diplexer LD, HD with the reception path RX2 of the second mobile radio system in an impedance-neutral manner. Since the diplexer, in contrast to a switch, performs a passive signal separation, the transmission via the first mobile radio system and the monitoring of the first frequency band of the second system can take place at the same time.
  • the diplexer can be omitted when combining the signal paths if an impedance-neutral connection of these signal paths is possible.
  • switches and several crossovers can also be integrated in the front-end circuit according to the invention.
  • the RF filters and the diplexers can be constructed using different techniques, and different techniques can also be used for the RF switches, the multiple switches and the changeover switches.
  • the switches can be configured as gallium arsenide FET transistors. It is also possible to implement the switches as PIN diodes with additional transformation lines or other matching switching elements that can cause a phase shift.
  • a possible exemplary embodiment would be a ⁇ / 4 strip line which is integrated in the carrier substrate.
  • the outputs of the reception paths can be designed symmetrically or differentially, depending on the requirements of the communication terminal, the impedance termination of the output and the antenna connection being 50 ⁇ in each case.
  • the im- The impedance termination of the output can also be increased or decreased with respect to the antenna connection by means of impedance transformation.
  • the signal paths can also be assigned to any data transmission systems.

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Abstract

Es wird ein Funktionsblock einer Frontendschaltung für ein Kommunikationsendgerät vorgeschlagen, welches für einen Multiband- und/oder Multimode-Betrieb ausgelegt ist. Durch die erfindungsgemässe Anordnung eines pin-Diodenschalters in einem der parallel zueinander verlaufenden Signalpfade anstatt seiner eingangsseitigen Anordnung vor Aufteilung der Signalpfade gelingt es, ein eingangsseitig angeordnetes Impedanztransformationsnetzwerk einzusparen und dadurch Signalverlust und Platzbedarf der Schaltung zu reduzieren. In einer weiteren Ausgestaltung werden die vorzugsweise den benachbarten Frequenzbändern zugeordneten Signalpfade ausgangsseitig zusammengefasst, wobei die Weiterverarbeitung der unterschiedlichen Frequenzbändern entsprechenden Signale in einem Pfad erfolgt. Dabei kann beispielsweise ein für (n - 1) Frequenzbänder ausgelegter Chipsatz im Rahmen eines für n Bänder ausgelegten Übertragungssystem eingesetzt werden. Eine andere Weiterbildung der Erfindung ermöglicht bei einem Multimode-System das Monitoring des Empfangssignals eines Systems auch im Betriebsmode des anderen Systems. Durch die erfindungsgemässe Integration aller Komponenten der Frontendschaltung in einem Modul kann man stabile elektrische Eigenschaften der Schaltung erreichen.

Description

Beschreibung
Frontendschaltung für drahtlose Übertragungssysteme
Die Erfindung betrifft eine Frontendschaltung für drahtlose ÜbertragungsS steme, die mehrere Frequenzbänder eines Mobil- funk-Systems abdecken oder mehrere Mobilfunk-Systeme bedienen können.
Einfache Mobilfunkendgerate (Handys) bedienen einen einzigen Standard (ein Frequenzband eines Mobilfunk-Systems) und sind daher ohne Einschränkung nur zum Betrieb in den Regionen geeignet, in denen eine ausreichende Netzabdeckung für diesen Standard gegeben ist. Zur besseren Erreichbarkeit in Regionen mit nicht vollständiger Netzabdeckung bzw. zur Kapazitätser- höhung in Gebieten mit vielen Nutzern sind Multiband- Mobilfunkendgeräte geeignet, die mehrere Frequenzbänder (eines Mobilfunk-Systems) abdecken können. Sogenannte Dual-Band- und Triple-Band Handys funktionieren dabei nach dem gleichen Übertragungsverfahren (zum Beispiel GSM)-, können aber in unterschiedlichen Frequenzbändern senden und empfangen und sind daher für mehrere Standards gerüstet, beispielsweise gleichzeitig für GSM1800 (DCS, Digital Cellular System, 1800 MHz) und GSM900 (EGSM, 900 MHz) oder zusätzlich auch noch für GSM1900 (PCS, Personal Communication System, 1900 MHz) und/oder GSM850 (850 MHz) .
Es werden zur Zeit auch Kommunikationsendgeräte mit einem Multimode-Übertragungssystem entwickelt, die für den Betrieb in mehreren Mobilfunk-Systemen gleicher Generation oder unterschiedlicher Generationen (z. B. GSM, kombiniert mit UMTS) geeignet sind, wobei eingangsseitig bzw. antennenseitig ein Schalter vorgesehen ist, der eine Antenne abwechselnd mit den den verschiedenen Mobilfunk-Systemen zugeordneten Signalpfa- den verbindet. Bei bisher bekannten Kommunikationsendgeräten mit Multimode-Übertragungssystem, die auch für den Betrieb nach UMTS-Übertragungsverfahren ausgelegt sind, das eine Con- tinuous ave Signalübertragung impliziert, sind die UMTS- Komponenten, insbesondere Bandpaßfilter für 2000 MHz, in der Regel auf der Basis der Mikrowellenkeramik-Bauelementen gebaut. Diese werden einer Frontendschaltung nachgeschaltet, wobei die entsprechende Schnittstelle eine potentielle Quelle für Anpassungsprobleme und daher auch Signalverluste bildet, da z. B. die Länge der Signalwege nicht festgelegt ist.
Unter Frontendschaltung wird dabei der antennenseitige Teil eines Kommunikationsendgerätes verstanden, der die gemeinsame Antenne mit den Filtern und diese mit den gegebenenfalls unterschiedlichen Signalverarbeitungspfaden für die unterschiedlichen Betriebsmodi und Zugriffsverfahren, insbesondere dem LNA (Low Noise Amplifier) für den Empfangspfad oder den PA (Power Amplifier) für den Sendepfad verbindet und welcher außerdem zum Umschalten zwischen den Zugriffs- und Betriebsverfahren erforderliche Schalter aufweist.
Die zahlreichen existierenden drahtlosen Übertragungssysteme, insbesondere Mobilfunk-Systeme, können sich sowohl bezüglich des ÜbertragungsStandards als auch bezüglich der verwendeten Frequenzbänder unterscheiden (Multimode/Multiband-Systeme) . Es werden dabei zur Übertragung unterschiedlicher Daten in einem Kommunikationskanal unterschiedliche Zugriffsverfahren (Multiplexverfahren) , beispielsweise CDMA (Code Division Multiple Access) , WCDMA ( ideband CDMA) , TDMA (Time Division Multiple Access) oder FDMA (Frequency Division Multiple Access) benutzt. Bekannt sind auch Mischformen der Zugriffsverfahren, __ . B. TD-CDMA (Time Division Code Division Multiple Access) bei Übertragung der UMTS-Daten.
Diese unterschiedlichen Zugriffsverfahren können außerdem unterschiedliche Duplexverfahren umfassen, um die Sende- und Empfangsdaten zu trennen und einen gleichzeitigen Sende- und Empfangsbetrieb am Kommunikationsendgerät zu ermöglichen. Als Duplexverfahren sind FDD (Frequency Division Duplex) und TDD (Time Division Duplex) bekannt. Einige Standards nutzen auch ein Duplexverfahren mit gemischtem FDD/TDD-Betrieb, wobei zwar unterschiedliche Frequenzbänder für den Sende- und Empfangsbetrieb vorgesehen sind, die Sende- und Empfangssignale aber zusätzlich zeitlich voneinander getrennt und in unter- schiedlichen sogenannten Zeitschlitzen gesendet bzw. empfangen werden.
Bei bekannten Multiband-Mobilfunkendgeräten für Standards mit einem gemischten FDD/TDD-Duplex-Betrieb ist der Zugriff auf die gemeinsame Antenne zum Senden (TX) und Empfangen (RX) üblicherweise über einen HF-Umschalter realisiert. Ein Übertragungssystem nutzt dabei jeweils ein (Frequenz-) Bänderpaar, in dem die Frequenzen zum Senden und Empfangen angeordnet sind. Ist ein Bänderpaar eines Systems ausreichend weit von den anderen Bändern (anderer Systeme) entfernt (typischerweise zirka 1 Oktave) , so können die Filter und die Signalverarbeitungspfade für dieses Bänderpaar von den übrigen getrennt impedanzneutral (z. B. über einen Diplexer) verschaltet und mit der gemeinsamen Antenne verbunden werden. Generell ist der Einsatz eines Diplexers zur Wahl des Frequenzbandes und/oder Vorabselektion unterschiedlicher Systeme immer dann geeignet, wenn der Frequenzabstand zwischen den Frequenzbändern zirka 1 Oktave beträgt . Ein Frequenzabstand von 1 Oktave bedeutet dabei eine Verdopplung der Frequenz. Beispielsweise sind ein System im 1 GHz-Band und ein System im 2 GHz-Band 1 Oktave voneinander entfernt. Unter dem 1 GHz Bereich werden dabei allerdings sämtliche Frequenzbänder verstanden, die zwischen 800 und 1000 MHz angeordnet sind, während ein 2 GHz- System alle die Bänder mit umfaßt, die zwischen 1700 und 2200 MHz angesiedelt sind.
Bänderpaare anderer Standards, die näher an einem ersten Bänderpaar liegen, werden in bekannten Multiband-Endgeräten üblicherweise über eine weitere Diplexerschaltung voneinander und über einen dieser Diplexerschaltung vorgeschalteten aktiven Schalter vom Rest der Frontendschaltung getrennt, um insbesondere bei Überlappung des Sendebereichs eines Bänderpaa- res mit dem Empfangsbereich eines anderen Bänderpaares den betroffenen Empfänger vor Sendeleistungen im ersteren Signal- pfad zu schützen.
Die Erhöhung der Anzahl der in einem Mobilfunkgerät einzusetzenden Frequenzbändern bedarf in der Regel der Entwicklung eines neuen Chipsatzes. Der Chipsatz kann aus einer oder mehreren HF ICs bestehen und ist zur Signalverarbeitung (z. B. Sendesignal-Erzeugung, Modulation/Demodulation, Mischung, Verstärkung/Leistungsverstärkung) für entsprechende Anzahl an Frequenzbändern geeignet .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Frontendschaltung anzugeben, die für drahtlose Multiband- oder Multi- band/Multimode-Übertragungssysteme mit überlappenden Frequenzbändern ausgelegt und mit schon bestehenden Chipsätzen kompatibel ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einer Frontendschal - tung nach Anspruch 1, 6 oder 10 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung schlägt eine Frontendschaltung für ein Kommuni- kationsendgerät vor, welche für einen Multiband und/oder einen Multimode-Betrieb ausgelegt ist. Die Frontendschaltung weist parallel verlaufende, an einen antennenseitig angeordneten Schalter angeschlossene Signalpfade auf, wobei in jedem Signalpfad ein Filter für ein Übertragungssystem mit gemisch- tem FDD/TDD-Betrieb oder einem reinen TDD-Betrieb vorgesehen ist. Zumindest zwei der Signalpfade, die vorzugsweise Empfangspfade sind, sind ausgangsseitig impedanzneutral zu einem Ausgangs-Signalpfad zusammengefaßt. Impedanzneutral bedeutet, daß eine ausgangsseitige Impedanzanpassung in zumindest einem der Signalpfade oder in einem ausgangsseitig angeordneten Parallelzweig vorgesehen ist, welche die kapazitive Belastung eines Signalpfads in seinem Durchlaßbereich durch den ande- ren, parallel dazu angeordneten Signalpfad oder Signalpfade kompensiert . Eine impedanzneutrale Verschaltung zweier Signalpfade kann z. B. durch eine Shunt-Induktivität oder durch eine in einem der Signalpfade angeordnete Streifenleitung er- folgen.
Die erfindungsgemäße Frontendschaltung ist komplett in einem Bauelement bzw. Modul angeordnet, das eingangsseitig über einen Antennenanschluß mit einer gemeinsamen Antenne und aus- gangsseitig mit einem HF-IC oder mehreren HF-ICs (Chipsatz) verschaltbar ist. Das Bauelement mit der erfindungsgemäßen Frontendschaltung umfaßt in einer bevorzugten Ausführungsform auf der Seite des Antennenanschlusses einen Diplexer, der ein Tiefpaßfilter und ein Hochpaßfilter aufweist und z. B. 1 GHz und 2 GHz Signale passiv voneinander trennt . Eine weitere
Trennung von (benachbarten) Frequenzbänder-Paaren sowie die Trennung der Sende- und EmpfangsSignale eines Frequenzbandes (bei reinem TDD) oder eines Frequenzband-Paares (bei gemischten TDD/FDD-Verfahren) erfolgt mittels eines aktive Schal- tungselemente enthaltenden HF-Schalters.
Die erfindungsgemäße Frontendschaltung zeichnet sich gegenüber den bekannten Frontendschaltungen durch eine besonders gute Isolation von Signalpfaden in vorgegebenen Frequenz- Sperrbereichen aus, wobei gleichzeitig die Weiterverarbeitung der in verschiedenen Frequenzbändern empfangenen Signale in einem gemeinsamen Ausgangs-Signalpfad möglich ist. Dadurch lassen sich auch bei Erhöhung der Anzahl der im Mobilfunkgerät eingesetzten Frequenzbänder schon bestehende Chipsätze verwenden. Die Zusammenfassung der Signalpfade stellt darüber hinaus eine besonders platzsparende Lösung für die Schnittstelle zwischen der Frontendschaltung und dem nachgeschalteten Chipsatz dar.
Die erfindungsgemäße Frontendschaltung gewährleistet die erforderlichen Entkopplungen der Signalpfade, insbesondere der Empfangs- und Sendepfade voneinander auch bei Überlappungen unterschiedlicher Frequenzbänder .
Eine weitere Variante der Erfindung gibt eine Frontendschal- tung für ein Kommunikationsendgerät mit Multimode oder Multiband/Multimode Übertragungssystem an. Die Frontendschaltung weist parallel verlaufende, an einen eingangsseitig angeordneten Schalter angeschlossene Signalpfade auf, wobei in jedem Signalpfad ein Filter angeordnet ist. Eingangsseitig ist ein Antennenanschluß vorgesehen. Vor oder nach dem Schalter ist ein Diplexer geschaltet. Einer der Signalpfade ist einem ersten Mobilfunk-System mit Frequency Division Multiple Access (FDMA) Multiplexverfahren und Frequency Division Duplexver- fahren (FDD) zugeordnet, wobei das erste Mobilfunk-System für eine Continuous Wave Übertragung ausgebildet ist. In diesem Signalpfad ist ein Duplexer angeordnet, der einen Empfangsteil und einen nach dem Schalter angeordneten Sendeteil aufweist . Zumindest zwei der mit dem genannten Signalpfad nicht identischen Signalpfade sind einem zweiten Mobilfunk-System mit Time Division Multiple Access (TDMA) Multiplexverfahren und Time Division Duplexverfahren (TDD) zugeordnet. Ein Signalpfad kann auch einem Mobilfunk-System mit gemischtem TDD/FDD-Verfahren gemäß einer anderen Variante der Erfindung zugeordnet werden. Alle genannten Komponenten der Frontend- Schaltung sind in einem Modul integriert.
Durch die Integration aller Komponenten der Frontendschaltung in einem Modul werden in hohem Maße stabile Übertragungseigenschaften der Schaltung erreicht, was bei bisher bekannten Multimode und Multiband/Multimode Kommunikationsgeräten nur bedingt möglich war.
In einer weiteren vorteilhaften Variante weist die erfindungsgemäße Frontendschaltung parallel verlaufende, an einen Eingang angeschlossene Signalpfade auf, wobei in jedem Signalpfad eingangsseitig ein Impedanztransformationsnetzwerk und ausgangsseitig ein Filter angeordnet ist. Eingangsseitig ist ein Antennenanschluß vorgesehen, wobei der Antenne- nanschluß mit einer Antenne direkt oder über eine antennen- seitige Teilschaltung erschaltbar ist. In zumindest einem der Signalpfade zwischen dem Impedanztransformationsnetzwerk und dem Filter ist ein Parallelzweig angeschlossen, in dem ein Schalter zur Sperrung dieses Signalpfads in einem Frequenz-Sperrbereich vorgesehen ist.
Die Signalpfade sind vorzugsweise voneinander unabhängige Empfangspfade einer Frontendschaltung. Der Frequenz-
Sperrbereich kann beispielsweise ein Überlappungsbereich zwischen dem Empfangsbereich eines ersten Frequenzbandes und dem Sendebereich eines zweiten Frequenzbandes sein.
Diese Ausführungsform hat gegenüber schon bekannten Funktionsblocks der Frontendschaltungen den Vorteil, daß das Impedanztransformationsnetzwerk durch die Anordnung des Schalters im Signalpfad anstatt seiner eingangsseitigen Anordnung in einem gemeinsamen Eingangspfad besonders platzsparend ausge- bildet werden kann, was im Weiteren näher erläutert ist.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei- spielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Die Figuren 1 bis 11 zeigen ganz oder ausschnittsweise verschie- dene erfindungsgemäße Frontendschaltungen.
Figur 1 zeigt eine Schaltung für ein Triple-Band-
Übertragungssystem, welche mit einem Dual-Band- Chipsatz verschaltbar ist.
Figur 2 zeigt eine Schaltung für ein Quadruple-Band-
Übertragungssystem, welche mit einem Dual-Band- Chipsatz kombinierbar ist.
Figuren 3, 4a zeigen jeweils eine Schaltung für ein
Quadruple-Band-Übertragungssystem, welche mit einem Triple-Band-Chipsatz kombinierbar ist. Figuren 4b, 4c zeigen jeweils ausschnittsweise eine beispielhafte Realisierung des Empfangsteils der in Figur 4a vorgestellten Schaltung.
Figur 5a zeigt eine Schaltung für ein Quadruple-Band- Übertragungssystem mit einem symmetrisch ausgebildeten RX-Ausgang, welche mit einem Triple-Band- Chipsatz kombinierbar ist.
Figur 5b zeigt ausschnittsweise eine beispielhafte Realisierung des Empfangsteils der in Figur 5a vorgestellten Schaltung.
Figur 5c, 5d, 5e zeigen jeweils eine weitere Schaltung für ein Quadruple-Band-Übertragungssystem mit einem symmetrisch ausgebildeten RX-Ausgang, welche mit einem Triple-Band-Chipsatz kombinierbar ist.
Figur 6 zeigt eine bekannte Schaltung mit zwei Signalpfaden und einem vorgeschalteten PIN-Diodenschalter .
Figur 7 zeigt eine Schaltung mit zwei Signalpfaden und einem in einem Signalpfad integrierten PIN- Diodenschalter.
Figur 8 zeigt eine Schaltung mit zwei Signalpfaden und darin integrierten PIN-Diodenschaltern.
Figuren 9, 10a, 10b zeigen jeweils eine Schaltung für ein Quadruple-Band/Dual -Mode-Übertragungssystem
Figur 11 zeigt eine Schaltung für ein Triple-Band/Dual-Mode- ÜbertragungsSystem
Figur 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung für ein Triple- Band-System (z. B. EGSM/DCS/PCS) , welche mit einem Dual-Band- Chipsatz verschaltbar ist. Elektrische Signale werden mittels einer am Antennenanschluß A anzuschließenden Antenne übertragen. Am Antennenanschluß ist eine Frequenzweiche (Diplexer) angeordnet, die in diesem Ausführungsbeispiel aus einem Hochpaßfilter HD und einem Tiefpaßfilter LD besteht. Die Filter HD und LD trennen die sich um etwa 1 Oktave unterscheidenden Signale, beispielsweise einerseits EGSM Signale und andererseits DCS und PCS Signale, bzw. die entsprechenden Frequenzbänder .
Den Filtern HD und LD ist jeweils ein HF-Schalter Sl, S2 nachgeschaltet. Über die Schalter Sl, S2 können Signalpfade TX1 (hier Sendepfad z. B. zum Senden im DCS und PCS Frequenzband) , RX11 und RX12 (hier Empfangspfade zum Empfang im DCS bzw. PCS Frequenzband) abwechselnd im reinen TDD- oder gemischten TDD/FDD-Verfahren mit dem Antennen-Diplexer und weiter mit der Antenne verbunden werden. In dem zum Senden in zwei oder mehr Bändern geeigneten Sendepfad TX1 ist ein Sen- defilter LTX1 angeordnet . In der Schalterstellung 3 des Schalters Sl ist der Signalpfad TX1 über das Tiefpaßfilter
LTX1 mit dem Hochpaßfilter HD des Antennen-Diplexers verbunden. Der Empfangspfad RX11 mit dem darin angeordneten Bandpaßfilter Fll ist über die Schalterstellung 2 des Schalters Sl und der Empfangspfad RX12 mit dem darin angeordneten Emp- fangsfilter F12 über die Schalterstellung 1 mit dem Hochpaßfilter HD des Antennen-Diplexers verbunden. Der Schalter S2 verbindet das Tiefpaßfilter LD des Antennen-Diplexers abwechselnd in der Schalterstellung 2' mit dem Sendepfad TX2 mit einem darin angeordneten Sendefilter LTX2 und in der Schalterstellung 1' mit dem Empfangspfad RX2 mit einem darin angeordneten Empfangsfilter F2. Die Signalpfade TX2 und RX2 können z. B. zur Signalübertragung im EGSM-Frequenzband ausgelegt sein.
Die Signalpfade, die über einen Diplexer frequenzmäßig voneinander getrennt werden, können grundsätzlich zur gleichzeitigen Signalübertragung in den entsprechenden Frequenzbändern genutzt werden. Die aktiven Schalter schalten dagegen in verschiedenen Stellungen zwischen verschiedenen Signalpfaden um, so daß eine gleichzeitige Signalübertragung über eine gemeinsame Antenne nicht möglich ist.
Die Signalpfade RX11, RX12 sind ausgangsseitig zu einem gemeinsamen Empfangspfad RX1 impedanzneutral zusammengefaßt, so daß die Empfangsfilter Fll und F12 einander im Durchlaßbereich nicht belasten. Auch mehr als nur zwei Empfangspfade können ausgangsseitig impedanzneutral zusammengefaßt sein, wobei ihre Impedanzen im Durchlaßbereich z. B. durch ein Anpassungsnetzwerk aneinander angepaßt sind. Es ist möglich, das Anpassungsnetzwerk in zumindest einem der Empfangspf de RX11, RX12 oder RX1 oder auch in einem an RX1 angeschlossenen Parallelzweig anzuordnen. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, mehrere Filter, (z. B. wie in Figur 2 dargestellt die Filter F21 und F22 samt Anpassungselementen) in einem Bauelement (Modul) integriert zu realisieren.
Die in Figur 1 gezeigte Schaltung stellt eine Triple-Band- Frontendschaltung dar. Durch die erfindungsgemäße Zusammenfassung von Empfangspfaden (hier die Empfangspfade RX12 und RX12) gelingt es, diese Schaltung mit einem Dual -Band Chipsatz zu verschalten. Dies reduziert die Anzahl an signalver- arbeitenden Schaltungselementen und spart daher Platz und E- nergieverbrauch zur Stromversorgung von Verstärkern.
Die Sendefilter LTX1, LTX2 sind als Tiefpaßfilter ausgebildet, um das Sendesignal von seinen unerwünschten Oberwellen zu trennen. Ein Tiefpaßfilter hat insbesondere im Sendepfad den Vorteil, daß es mit geringerer Einfügedämpfung als ein Bandpaßfilter oder Duplexer arbeiten kann. Die Empfangsfilter Fll, F12 und F2 sind vorzugsweise als Bandpaßfilter ausgebildet, die zumindest die für das entsprechende Empfangsband ge- forderte Bandbreite aufweisen. Die Sende- und Empfangsfilter können in beliebiger Filtertechnik ausgeführt sein, wobei innerhalb der Schaltung auch unterschied-liche Filtertechniken zur Anwendung kommen können. Die Schaltung ist zum Beispiel durch Oberflächenwellen- Filter, Mikrowellenkeramik-Filter, FBAR-Filter (FBAR = Thin Film Bulk Acoustic Wave Resonator) , Strei enleitungsfilter, Chip LC-Filter oder eben auch durch eine Kombination dieser Filtertechniken realisierbar.
Die FBAR-basierten Filter weisen eine besonders geringe Einfügedämpfung und eine hohe Leistungsverträglichkeit bei einer geringen Größe auf. Solche Filter eignen sich daher für die Integration in einem Frontend-Modul besonders gut .
Als HF-Schalter Sl, S2 sind alle Schalter geeignet, die ein anliegendes Hochfrequenzsignal störungsfrei und in der gewünschten für die Zeitschlitze erforderlichen Geschwindigkeit (z. B. Schaltzeit von < 5 μs) schalten können. Die Schalter Sl, S2 können z. B. pin-Dioden umfassen oder alternativ als MEMS- (microelectromechanical System) oder GaAs-Schalter ausgebildet sein.
Die Diodenschalter benötigen für ihre Funktion einen Schaltstrom von bis zu 10 mA, der durch die hierfür notwendige Ak- kuleistung hauptsächlich die maximale Sprechdauer des Mobil- telefons negativ beeinflußt, wobei aber durch geeignete Schaltungstopologien dieser Stromverbrauch überwiegend nur im Sendemodus auftritt. Alternativ verwendbare GaAs-Schalter haben den Vorteil, daß sie spannungsgesteuerte Schalter sind, die nicht mit Hilfe eines Stroms, sondern mit Hilfe einer e- lektrischen Spannung geschaltet werden und somit einen äußerst geringen Stromverbrauch aufweisen.
Es ist möglich, die ganze Frontendschaltung in einem Modul zu integrieren. Dabei können passive Schaltungselemente wie z.
B. Induktivitäten, Kapazitäten und/oder Leitungsabschnitte in Metallisierungsebenen eines mehrlagigen Trägersubstrats aus- gebildet sein. Die meist aus passiven Komponenten zusammengesetzten Diplexer können auch in das Trägersubstrat integriert sein. Das Trägersubstrat umfaßt mehrere zwischen den Metallisierungsebenen angeordnete dielektrische Lagen, vorzugsweise aus Low Temperature Cofired Ceramics . Die Dioden, Filter, ggf. aktive Schaltungselemente oder auch teilweise passive Schaltungselemente können als diskrete Bauelemente ausgebildet und auf der Oberfläche des Trägersubstrats angeordnet sein.
Die Schalter Sl, S2, in Sendepfaden angeordnete Tiefpaßfilter LTX1, LTX2, in Empfangspfaden angeordnete Bandpaßfilter F21, F22 und Antennen-Diplexer (LD, HD) sind vorzugsweise jeweils als diskrete Bauelemente ausgebildet. Es ist auch möglich, daß diese Komponenten, z. B. Antennen-Diplexer und Schalter, mehrere Schalter und/oder mehrere Filter in einem diskreten Bauelement beliebig kombiniert werden. Es ist auch möglich, einzelne der Filter als Chip-LC-Filter auszubilden und direkt in den dielektrischen Lagen eines keramischen Substrats, z.B. in dem für das Modul verwendeten Trägersubstrat zu integrieren. Alternativ können passive Schaltungskomponenten, z. B. die Filter LTX1, LTX2 und der Antennen-Diplexer LD, HD im Trägersubstrat integriert sein.
Das diskrete Bauelement kann mittels einer Oberflächenmonta- getechnik (z. B. Drahtbonden, Surface Mounted Device-, Flip Chip-, Bare Die-Montage) mit dem Trägersubstrat elektrisch und mechanisch verbunden werden.
Die in dieser Beschreibung genannten Empfangs- oder Sendepfade können allgemein auch Signalpfade zur Signal- bzw. Datenübertragung darstellen.
Figur 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Schaltung. In diesem Fall sind zwei durch einen Antennen-Diplexer getrennte Signalpfade im Wesentlichen gleich ausgebildet. Der Schalter S2 schaltet in den Schalter- Stellungen 1", 2 ' , 3" zwischen den Pfaden RX22 (GSM850- Empfangspfad) , RX21 (EGSM-Empfangspfad) und TX2 (GSM850/EGSM- Sendepfad) um. In einem Empfangspfad RX21, der beispielsweise für das GSM850-Band ausgelegt ist, ist ein Empfangsfilter F21 angeordnet. In einem weiteren Empfangspfad RX22, der beispielsweise für das EGSM-Band ausgelegt ist, ist ein Empfangsfilter F22 angeordnet. Die Signalpfade RX21 und RX22 sind am Ausgang impedanzneutral verschaltet und bilden einen gemeinsamen Signalpfad RX2. In entsprechender Weise schaltet der Schalter Sl in den Schalterstellungen 1, 2, 3 zwischen den Signalpfaden RX11 (DCS-Empfangspfad) , RX12 (PCS- Empfangspfad) und TX1 (DCS/PCS-Sendepfad) um. Die Signalpfade RX11 und RX12 sind am Ausgang impedanzneutral verschaltet und bilden einen gemeinsamen Signalpfad RX1.
Es ist möglich, daß die als Empfangspfade ausgelegten Signal- pfade RX11, RX12, RX21, RX22 unterschiedlichen Mobilfunk- Systemen (z. B. GSM/UMTS) zugeordnet sind, wobei über jeweils einen der als Sendepfade ausgelegten Signalpfade TX1 und TX2 je nach Betriebsmodus Sendesignale von mehreren Mobilfunk-
Systemen (z. B. DCS/UMTS-Sendesignale) übertragen werden können.
Es ist insbesondere möglich, mehrere Empfangspfade, die je- weils unterschiedlichen Mobilfunk-Systemen zugeordnet sind, zusammenzufassen, sofern die Frequenzbänder nicht weit voneinander angeordnet sind (z. B. PCS mit 1900 MHz und UMTS mit 2000 MHz) .
Die in Figur 2 gezeigte Schaltung stellt eine Quadruple-Band-
Frontendschaltung für GSM850/EGSM/DCS/PCS-Bänder des GSM- Systems dar. Durch die erfindungsgemäße Zusammenfassung von Empfangspfaden gelingt es, diese Schaltung mit einem Dual- Band Chipsatz zu verschalten.
In der in Figur 3 vorgestellten weiteren Variante der Erfindung hat der Schalter Sl nur zwei Schalterstellungen und schaltet zwischen dem (gemeinsamen DCS/PCS) Sendepfad TX1 und den eingangsseitig zusammengefaßten Empfangspfaden RXla (z. B. DCS) und RXlb (z. B. PCS) . Der Schalter S2 ist ähnlich wie der Schalter S2 in der Ausführung nach Figur 2 mit den Sig- nalpfaden RX2 und TX2 verbunden. Diese Quadruple-Band- Schaltung kann mit einem Triple-Band-Chipsatz verschaltet werden.
Die in den Empfangspfaden RXlb, RXlb angeordneten Filter Fll, F12 bilden zusammen eine Frequenzweiche zur passiven Trennung zweier Frequenzbänder aus den vom Hochpaßfilter HD ankommenden Empfangssignalen. Die Umsetzung des Schalters Sl wird später in Verbindung mit den Figuren 6 bis 8 beschrieben.
Die Aufspaltung des Signals von der Antennenseite auf die Pfade RXla, RXlb erfolgt im Durchlaßbereich eines Filters durch die in diesem Frequenzbereich auftretende Sperrwirkung des Filters im parallel angeordneten Signalpfad
Die in Figur 4a gezeigte Schaltung unterscheidet sich von Figur 3 insofern, als im Signalpfad RX2 ein Umschalter S3 vorgesehen ist, der z. B. in dem mit dem entsprechendem Frequenzband verbundenen Sendemodus die Empfangspfade RX21, RX22 mit der Masse kurzschließt, um die TX/RX Isolation im Sende- modus, insbesondere bei Überlappung des Empfangsbereichs eines Frequenzbandes mit dem Sendebereich eines nächstliegenden Frequenzbandes, weiter zu verbessern.
Eine beispielhafte Realisierung der in Figur 4a schematisch gezeigten Schaltung ist ausschnittsweise zwischen dem Punkt
AI (Antennenanschluß) und dem Empfangspfad RX2 in Figur 4b vorgestellt. Der entsprechende Teil des Schalters S2 ist hier durch Dioden Dl und D2 in Kombination mit Schwingkreisen, gebildet durch Elemente Cl, Ll und C2 , L2 , realisiert. Die mit der Diode Dl in Serie geschaltete Induktivität Ll dient zur Bestromung der Diode Dl beim Anlegen einer Steuerspannung an letztere bei gleichzeitiger Sperrung des HF-Signals. Der Schalter S3 umfaßt die Diode D3 und Elemente L3 , C3. Im Sendemodus wird an die Diode D3 eine Steuerspannung Vcl angelegt. Die Zuleitungsinduktiv!tat des Elements D3 und die re- sultierende Kapazität aus der Parallelschaltung von L3 und C3 bilden zusammen einen Serienschwingkreis, dessen Resonanzfrequenz mit der entsprechenden Sendefrequenz übereinstimmt. Die Elemente L6 und R2 dienen zur HF-Entkopplung des Gleichstrompfades respektive zum Einstellen des für die Dioden erforder- liehen Gleichstrom-Arbeitspunktes. In diesem Sendemodus wird vorzugsweise zugleich auch die Diode Dl bestromt, um das Empfangsfilter F22 vor dem Sendesignal mit einem hohen Leistungspegel zu schützen. Der Kurzschluß gegen Masse vor dem Empfangsfilter F22 wird durch eine Verzögerungsleitung TL, vorzugsweise eine λ/4-Streifenleitung, am Punkt AI in ein offenes Ende transformiert . Die Verzögerungsleitung TL kann a- ber auch durch eine äquivalente Schaltung ersetzt werden, welche die genannte Impedanztransformation erfüllt.
Die Diode D2 befindet sich zum Schutz des Empfangsfilters F21 in allen Betriebszuständen bis auf den Empfangsbetrieb im Signalpfad RX21 im ausgeschalteten Zustand und bildet im Sendebetrieb im Pfad TX2 sowie im Empfangsbetrieb im Pfad RX22 zusammen mit L2 und C2 einen Sperrkreis. Im Empfangsmodus im Frequenzband, das dem Empfangspfad RX21 (z. B. GSM850) entspricht, wird eine Steuerspannung Vc über den durch Elemente L4 , C4 und Rl gebildeten Schwingkreis an die Diode D2 angelegt . Dabei wird auch die Diode Dl bestromt und dadurch der Empfangspfad RX22 im Durchlaßbereich des Empfangspfades RX21 gesperrt. Der durch die Elemente C4 und L4 gebildete Schwingkreis dient zur HF-Entkopplung des Gleichstrom-Steuerpf des. Rl dient zur Einstellung des Gleichstrom-Arbeitspunktes.
Die Induktivität L5 dient zur Anpassung der Ausgangsimpedanz des Filters F22 im Durchlaßbereich vom Filter F21. Eine
Streifenleitung TL2 zusammen mit der Induktivität L5 dient zur Anpassung der Ausgangsimpedanz von F21 im Durchlaßbereich des Filters F22. Die Leitung TL2 führt eine Phasendrehung des aus dem Filter F21 ausgehenden Signals. Die Länge der Leitung TL2 ist so gewählt, daß die Ausgangsimpedanz des Filters F21 im Durchlaßbereich des Filters F22 möglichst in den Leerlauf gedreht wird.
In der in Figur 4c gezeigten Variante der Erfindung ist angedeutet, daß der die Diode D3 und die Elemente L3 und C3 umfassende Schalter alternativ im Signalpfad (hier Empfangspfad RX21) angeordnet sein kann. Dabei ist es möglich, daß der
Empfangspfad RX21 einen überlappenden Teilfrequenzbereich mit dem Pfad TX2 aufweist, wobei der Pfad RX22 keinen mit anderen Bändern überlappenden Teilfrequenzbereich aufweist. Die DC- Entkopplung des Signalpfades RX22 beim Schalten der Diode D3 durch die Steuerspannung Vcl wird durch die Kapazität C5 realisiert. Die Leitung TL2 zusammen mit der Kapazität C5 bildet ein Anpassungsnetzwerk am Ausgang des Filters F21. Die Induktivität L5 und die Kapazität C6 dienen ebenso zur Anpassung der Ausgangsimpedanz der Signalpfade.
In Figur 5a ist eine weitere vorteilhafte Variante der Erfindung vorgestellt, bei der zur Erhöhung der Isolation zwischen den Empfangspfaden RX21, RX22 ein im Empfangspfad RX21 angeordneter Schalter S3 vorgesehen ist. Der gemeinsame Signal- pfad RX2 ist hier symmetrisch ausgebildet, wobei im gemeinsamen Signalpfad unmittelbar nach der Zusammenfassung der Signalpfade RX21, RX22 ein Anpassungsnetzwerk AN angeordnet ist, welches der Anpassung der Ausgangsimpedanz dient und im Signalpfad in Serie oder parallel geschaltete LC-Elemente und/oder Leitungsabschnitte enthält. Nach dem Anpassungsnetzwerk AN ist ein Balun BA geschaltet, der die Signal-Sym- metrierung durchführt. Der Balun BA kann gleichzeitig eine Impedanz-Transformation, z. B. von 50 Ohm auf 150 Ohm, durchführen. Dem Balun können weitere Elemente nachgeschaltet sein, z. B. Serienkapazitäten, die zur DC-Entkopplung des AusgangsSignals dienen. In Figur 5b ist eine beispielhafte Realisierung der Schaltung gemäß Figur 5a ausschnittsweise dargestellt. Die Verbindung des Schalters S2 mit den Pfaden RX21 und RX22 ist wie in Figur 4b schon beschrieben durch die Elemente Dl, Cl, Ll bzw. D2 , L2 , C2 realisiert. Die Funktionsweise der Leitung TL ist auch in Figur 4b erklärt . Die Steuerspannung für die Dioden D2 und Dl wird durch die SteuerSpannung Vc, den Widerstand Rl und die Induktivität L4 eingestellt und schaltet gleichzeitig die Dioden D2 und Dl durch, wobei die Diode Dl einen Kursschluß gegen Masse erzeugt und das Filter F22 im Durchlaßbereich des Filters F21 sperrt. Die Elemente L4 und C4 bilden einen Resonanzsperrkreis, der z. B. im Durchlaßbereich des Filters F21 sperrt. Die Steuerspannung für die Diode D3 wird mit dem Widerstand R2 eingestellt. Die Induktivität L6 sperrt den Signalpfad für das HF-Signal. Die Diode D3 läßt das Signal nur dann durch, wenn die SteuerSpannung Vc im Empfangsmodus des Empfangspf des RX21 (Durchlaßbereich des Filters F21). angelegt ist.
Die am Ausgang des Filters F21 angeordnete Induktivität L7 bildet zusammen mit den Elementen D3 , C3 und L3 ein ausgangsseitig im Signalpfad RX21 angeordnetes Anpassungsnetzwerk, das im Durchgangsbereich des Filters F22 (insbesondere im Betriebsmodus im Empfangspfad RX22 bei abgeschalteter Diode D3) eine hohe Ausgangsimpedanz des Signalpfades RX21 bzw. des Filters F21 gewährleistet. Die Induktivität L5 ist im Ausgangs-Signalpfad in einem Parallelzweig angeordnet und entspricht dem Anpassungsnetzwerk AN. Sie dient gleichzeitig als Gleichstrom-Rückweg nach Masse beim Anlegegen der Steuerspan- nung Vc an die Diode D3. Die vor dem Balun BA angeordnete Kapazität C5 entkoppelt den DC-Anteil des Ausgangssignals. Der Balun BA ist durch zwei parallel geschaltete LC-Glieder gebildet .
Figuren 5c, 5d zeigen jeweils eine weitere Schaltung für ein Quadruple-Band-System mit einem symmetrisch ausgebildeten RX- Ausgang RX2 , welche mit einem Triple-Band-Chipsatz kombinier- bar ist. In dieser Variante erfüllen die Filter F21, F22 neben der eigentlichen Filterfunktion auch eine Balun-Funktion. Damit erfolgt die Signal-Symmetrierung vor der Zusammenfassung der Pfade .
In Figur 5c ist angedeutet, daß ein Anpassungsnetzwerk AN in einem Parallelzweig zwischen den Signalleitungen des Signalpfades RX2 angeordnet sein kann (differentielles Anpassungsnetzwerk) .
In Figur 5d ist je ein Anpassungsnetzwerk AN1 und AN2 in den beiden Signalleitungen des Signalpfades RX2 angeordnet. Die Anpassungsnetzwerke AN1 und AN2 können jeweils als ein auf Masse bezogenes Anpassungsnetzwerk ausgebildet sein und zu- sammen ein sogenanntes symmetrisches Anpassungsnetzwerk bilden.
Ein Anpassungsnetzwerk kann alternativ auch in den Signalleitungen der symmetrisch ausgebildeten Signalpfade RX21 und RX22 ausgangsseitig vor der Zusammenführung dieser Signalpfade angeordnet sein. Möglich ist auch eine beliebige Kombination der hier aufgezählten Möglichkeiten. Unten in Figur 5d ist angedeutet, daß die Anpassungsnetzwerke AN1 und/oder AN2 als parallel zu einer Signalleitung geschaltete, vorzugsweise Masse-bezogene Induktivitäten, sowie die Anpassungsnetzwerke AN, AN1 und/oder AN2 als in einer Signalleitung in Serie geschaltete Induktivitäten ausgebildet sein können. Anstelle der hier gezeigten Induktivitäten können die Anpassungsnetzwerke eine beliebige Verschaltung von Induktivitäten, Kapazi- täten und/oder Leitungsabschnitten enthalten, wobei symmetrische π- oder T-Glieder bevorzugt sind.
Figur 5e zeigt ausschnittsweise eine weitere Variante der Erfindung. Am Antennenanschluß AI ist parallel zu den Empfangs- pfaden RX21, RX22 in dieser Variante auch der Sendepfad TX2 angeordnet . Der Sendepfad TX2 ist im Empfangsbetriebsmodi durch die Diode D4 gesperr , die neben den Dioden Dl und D2 einen Teil des Schalters S2 realisiert. Im Sendemodus wird die Diode D4 durch die Steuerspannung Vcl eingeschaltet (dies entspricht der Stellung 3" des Schalters S2 in Figur 2) . Die Induktivität L9 entkoppelt den Gleichstromkreis vom HF- Signalpfad TX2. Die Elemente C5 , C6, L8 und C8 sind eine mögliche Ausführungsform des Tiefpaßfilters LTX2 , das zur Unterdrückung der Oberwellen des Sendesignals dient. Der Widerstand R3 dient zur Einstellung der Steuerspannung. Die Kapazität C3 dient hier einerseits zur DC-Entkopplung der Steuer- Spannung Vcl von der Diode D2 und andererseits zur DC- Entkopplung der Steuerspannung Vc von der Diode D3.
Die am symmetrischen Ende des Signalpfades RX22 angeordneten Induktivitäten L5 und L6 entsprechen den Anpassungsnetzwerken AN1 und AN2.
Es kommt vor, daß die Frequenzbänder teilweise überlappen, wobei beispielsweise der Sendebereich eines Frequenzbandes mit dem Empfangsbereich eines nächstliegenden Frequenzbandes teilweise überlappt (was z. B. den PCS-Sendebereich von 1850 bis 1910 MHz und den DCS-Empfangsbereich von 1805 bis 1880 MHz betrifft) . Da in diesem Fall die Isolation des (im DCS- Empfangspfad angeordneten) Empfangsfilters im Überlappungsbereich gegen die Sendeleistung des anderen Frequenzbandes nicht gegeben ist, soll der entsprechende Empfangspfad (DCS) im kritischen Überlappungsbereich aktiv gesperrt werden. Auch der Sendebereich von 1710 bis 1785 MHz für das DCS- Sendesignal muß als Frequenz-Sperrbereich für die beiden Empfangspfade ausgebildet werden. Auch bei Übertragung von GSM (850 MHz) und EGSM Signalen in einem gemeinsamen Signalpfad liegen Überlappungsbereiche vor. Unerwünschte Interferenzen können ebenso bei Multiband-Übertragungssystemen, die z. B. Signale von GSM, UMTS und WLAN voneinander trennen sollen, auftreten.
Eine an sich bekannte Möglichkeit, in einem definierten Frequenzbereich, z. B. im Sendebereich, zwei oder mehrere ein- gangsseitig am Punkt B zusammengefaßte Empfangspfade, z. B. entsprechend der Anordnung der Empfangspfade RXla, RXlb in Figur 3, zu sperren, ist in Figur 6 gezeigt.
Figur 6 zeigt zwei parallele, eingangsseitig am Punkt B zusammengefaßte Signalpfade C und D, wobei in jedem Signalpfad ausgangsseitig ein Filter F21, F22 und eingangsseitig ein Impedanztransformationsnetzwerk IT1, IT2 geschaltet ist. Die Impedanztransformationsnetzwerke IT1, IT2 dienen jeweils da- zu, die Eingangsimpedanz des nachgeschalteten Filters für den Durchlaßbereich des anderen Filters in einen hochohmigen Bereich zu transformieren und den entsprechenden Signalpfad in diesem Frequenzbereich zu sperren. Die Impedanztransformationsnetzwerke umfassen eine geeignete Kombination von Indukti- vitäten, Kapazitäten und Leitungsabschnitten.
Vor der Aufteilung der Signalpfade am Punkt B ist in einem Parallelzweig ein (aktiver) Schalter vorgesehen, der durch eine Diode Dl, eine Kapazität Cl, eine Induktivität Ll und ein Impedanztransformationsnetzwerk IT3 gebildet ist. Beim
Anlegen einer Steuerspannung an die Diode Dl (z. B. im Sendebereich) wird diese durchgeschaltet und dadurch am Punkt B ein Kurzschluß gegen Masse erzeugt, der die Signalpfade C, D sperrt und durch das Impedanztransformationsnetzwerk IT3 am Punkt AI im entsprechenden Frequenz-Sperrbereich zu einem offenen Ende transformiert wird.
Das Impedanztransformationsnetzwerk IT3 ist vorzugsweise als eine λ/4 -Leitung ausgebildet, wobei die Leitungslänge von λ/4 bei der Sendefrequenz gemeint ist. Das Impedanztransformationsnetzwerk IT1 umfaßt in der Regel eine Leitung, deren Länge in Wellenlängen gemessen λ/4 etwas übersteigt. Daher hat der in Figur 6 gezeigte Funktionsblock den Nachteil, daß die gesamte Leitungslänge pro Signalpfad mindestens λ/2 beträgt, was mit entsprechend hohen Signalverlusten und hohem Platzbedarf verbunden ist . Eine alternative Lösung besteht erfindungsgemäß darin, einen Parallelzweig mit einem solchen Schalter in einem Signalpfad (Signalpfad D in Figur 7) oder in mehreren Signalpfaden C, D (Figur 8) jeweils vor dem zu sperrenden Filter F22, F21 am Punkt Bl, B2 anzuordnen bzw. abzuzweigen.
An die Diode Dl im Parallelzweig oder auch an beide Dioden Dl, D2 zugleich (in Figur 8) wird im Sendemodus eine Steuerspannung angelegt, wobei am Punkt Bl oder auch B2 ein Kurzschluß gegen Masse entsteht. In Serie mit der pin-Diode Dl ist eine Induktivität Ll geschaltet, die zusammen mit der pin-Diode Dl einen Gleichstrompfad bildet. Parallel zu der Induktivität Ll und in Serie mit der pin-Diode Dl ist eine Kapazität Cl geschaltet. Beim Kurzschluß bilden die durchge- schaltete Diode Dl, welche bei Anlegen der Steuerspannung im Wesentlichen als eine kleine Induktivität wirkt, und die Kapazität Cl einen Serienkreis oder Saugkreis, dessen Resonanzfrequenz mit zumindest einer Frequenz aus dem Frequenz- Sperrbereich (z. B. Sendefrequenz) übereinstimmt, wobei der genannte Saugkreis besonders gut leitet. Die Impedanztransformationsnetzwerke IT1, IT2 dienen zur Transformation des Kurzschlusses in ein offenes Ende am Punkt AI .
In der in Figur 8 vorgestellten Schaltung ist zwischen den Parallelzweigen und den Filtern F21, F22 jeweils ein zusätzliches Anpassungsnetzwerk ITla, IT2a angeordnet. Dabei wird die Eingangsimpedanz der Filter F21, F22 angepaßt. Die Anpassungsnetzwerke können z. B. als eine dem Filter F21 oder F22 vorgeschaltete Serien- oder Shunt-Induktivität oder eine be- liebige Kombination der LC-Elemente sein. Die Funktionsweise der Elemente L2 und C2 in Figur 8 entspricht im Wesentlichen einer solchen der Elemente Ll und Cl .
Die Signalpfade C und D sind jeweils vorzugsweise als Emp- fangspfade ausgebildet. Die durchgeschaltete Diode Dl kann auch z. B. das Filter F21 im Durchgangsbereich des Filters F22 sperren. Die durchgeschaltete Diode D2 kann analog das Filter F22 im Durchlaßbereich des Filters F21 sperren. In bevorzugter Variante werden beide Dioden in einem Frequenz-Sperrbereich (insbesondere im Sendebereich eines der Frequenzbänder) eingeschaltet, um die Filter F21, F22 z. B. vor Sendesignalen zu schützen.
Bei der Ausführung des Schalters gemäß den Figuren 7 oder 8 entfällt das in Figur 6 angedeutete, eingangsseitig angeordnete Impedanztransformationsnetzwerk IT3. Daher ist die gesamte Leitungslänge pro Signalpfad verglichen mit Figur 6 maximal halb so lang, was eine besonders platzsparende und verlustarme Lösung darstellt.
Die Anordnung des Schalters Sl im Parallelzweig eines Signal- pfades anstatt dessen eingangsseitiger Anordnung vor Auftrennung der Signalpfade setzt voraus, daß das Filter im parallel verlaufenden Signalpfad zusammen mit dem darin angeordneten Impedanztransformationsnetzwerk in Sperrbereichen eine gute
Isolation gewährleistet.
Die in Figuren 6 bis 8 gezeigten Schaltungen können auch aus auf der Basis von verschiedenen Technologien ausgeführten diskreten Bauelementen auf einer gemeinsamen Platine aufgebaut sein.
Figur 9 zeigt eine Frontendschaltung für ein Quadruple- Band/Dual-Mode System, das z. B. in einem 3 -Band-GSM- (EGSM, DCS, PCS) und UMTS-Mode betrieben wird.
Der antennenseitig angeordnete und in Figur 1 schon beschriebene Diplexer trennt die von der Antenne ankommenden Signale nach Frequenz .
Der Signalpfad TX1/RX1 ist einem ersten Mobilfunk-System mit Frequency Division Multiple Access Multiplexverfahren und Frequency Division Duplexverfahren, vorzugsweise einem im Continuous Wave Mode übertragenden System, z. B. UMTS-System (2000 MHz) zugeordnet. Dabei ist das erste Mobilfunk-System insbesondere für eine Continuous Wave Übertragung ausgebil- det. In diesem Signalpfad ist ein Duplexer DU angeordnet, der einen Empfangsteil und einen Sendeteil aufweist, wobei der Sendeteil und der Empfangsteil in dieser Variante der Erfindung nach dem Schalter Sl geschaltet sind. Im Sende- und Empfangsteil des Duplexers ist jeweils ein Bandpaßfilter F12 bzw. Fll angeordnet, wobei die Frequenzbänder dieser Filter überlappungsfrei nebeneinander angeordnet sind.
Die Signalpfade TX2 , RX2a, RX2b, RX3 und TX3 sind einem zweiten Mobilfunk-System mit Time Division Multiple Access Mul- tiplexverfahren und Time Division Duplexverfahren, z. B. einem GSM-System mit 3 Frequenzbändern zugeordnet. Der Signalpfad TX2 dient dabei als Sendepfad sowohl für ein erstes (PCS, 1900 MHz) als auch ein zweites (DCS, 1800 MHz) Frequenzband. Der Signalpfad TX3 dient als Sendepfad für ein drittes (EGSM, 900 MHz) Frequenzband. Die Signalpfade RX2a,
RX2b und RX3 sind jeweils als ein Empfangspfad für das erste, zweite bzw. dritte Frequenzband ausgelegt.
Der Diplexer trennt die Signale des dritten Frequenzbandes des zweiten Mobilfunk-Systems (EGSM-Signale) von Signalen anderer Frequenzbänder. Der nach dem Tiefpaßfilter LD geschaltete Schalter S2 führt TDD zwischen den Signalpfaden RX3 und TX3 durch. Der Schalter Sl verbindet je nach Betriebsmode die Signalpfade TX1, RX1 des ersten Mobilfunk-Systems (UMTS- Pfade) oder die Signalpfade TX2 , RX2a, RX2b des zweiten Mobilfunk-Systems (GSM-Pfade) mit dem Hochpaßfilter HD des Antennen-Diplexers. Der Schalter Sl schaltet in einem der GSM- Betriebsmodi zwischen dem Sendepfad TX2 und dem entsprechenden Empfangspfad RX2a oder RX2b.
Alle hier genannten Komponenten der Schaltung sind erfindungsgemäß auf einem Trägersubstrat TS angeordnet . Eine gleichzeitige Datenübertragung über verschiedene Mobil- funk-Systeme ist prinzipiell möglich. Die in Figur 9 gezeigte Schaltung läßt eine gleichzeitige Datenübertragung in den ü- ber den Diplexer zusammengefaßten und frequenzmäßig passiv voneinander getrennten Informationskanälen zu (z.B. einerseits im Informationskanal TX3/RX3 des FDD/TDD-Systems und andererseits im Informationskanal TX1/RX1 des im Continuous Wave Mode übertragenden FDD-Systems) . Ferner ist es möglich, im Frontendmodul parallele Signalüber- tragung in den nebeneinander angeordneten Frequenzbändern, die unterschiedlichen Mobilfunk-Systemen wie z. B. einerseits UMTS und andererseits GSM 1800 (oder GSM 1900) angehören, durch eine entsprechende Einstellung des Endgerätes (z. B. in Zeitschlitzen) zu betreiben.
Eine weitere Möglichkeit, ein Multiband/Dual -Mode-System zu realisieren, ist in Figur 10a vorgestellt. Im Unterschied zu Figur 9 ist der Signalpfad RX1 des ersten Mobilfunk-Systems nicht nach dem Schalter Sl, sondern zwischen dem Diplexer und dem Schalter Sl angeordnet. Diese Ausführungsform hat den Vorteil, daß das Monitoring des Empfangssignals des ersten Mobilfunk-Systems auch im Betriebsmode des zweiten Mobilfunk- Systems möglich ist. Bei dem über das erste Mobilfunk-System ankommenden Anruf kann während des Gesprächs über das zweite Mobilfunk-System „angeklopft" werden. Der Benutzer kann sich dann entscheiden, ob er diesen Anruf annimmt. Sollte er sich fürs Umschalten entscheiden, wird der Schalter Sl in die Stellung 1 umgelegt, wodurch das Senden über das erste Mobil- funk-System ermöglicht wird. Über eine entsprechende Einstellung des Endgerätes ist es auch möglich, die Daten des ersten Mobilfunk-Systems (UMTS) und eines der in der Nähe liegenden Frequenzbänder (GSM 1800, GSM 1900) des zweiten Mobilfunk- Systems parallel zu verarbeiten, wobei der Schalter Sl ab- wechselnd zwei entsprechende Sendepfade mit dem Antennenanschluß AI in Zeitschlitzen verbindet. Figur 10b zeigt eine vorteilhafte Variante der in Figur 10b schon erläuterten Ausführungsform der Erfindung, in der zur Trennung der Signale auf die Signalpfade TXl, RXl, TX2 , RX2a und RX2b anstelle des Schalters Sl zwei Schalter Sl' und Sl" verwendet werden. Der Schalter Sl' weist zwei Schalterstellungen auf und verbindet den Antennenanschluß AI bzw. die Antenne je nach Einstellung des Endgerätes entweder mit dem Sendepfad TXl des ersten Mobilfunksystems oder - je nach Schalterstellung des Schalters Sl" - mit einem der Signal- pfade TX2 , RX2a und RX2b. Der Schalter Sl" weist entsprechend drei Schalterstellungen auf.
Die Pfade TX3 , RX3 sind wie in Figur 9 ausgebildet.
Ausgangsseitig (nach dem Tiefpaßfilter LTXl) im Signalpfad
TX2 ist ein Notch-Filter NF geschaltet, das z. B. zur selektiven Unterdrückung der Oberwelle des Sendesignals eingesetzt werden kann. Das Notchfilter kann auf einem Chip ausgebildet sein, der auf dem Trägersubstrat TS angeordnet ist.
Es ist möglich, die in dieser Schrift genannten Filter (Fll bis F22, LTXl, LTX2 , NF) zusammen oder jeweils individuell auf einem Chip auszubilden und den Chip auf dem Trägersubstrat TS anzuordnen und mit diesem elektrisch zu verbinden. Eine solche Anordnung der Bauelemente wird als Frontendmodul bezeichet .
Wegen hohen Sendeleistungen, die über die Sendepfade TXl, TX2 übertragen werden, muß für eine gute Unterdrückung der Sende- Signale in Durchlaßbereichen gesorgt werden.
Um die über unterschiedliche, in den nebeneinander angeordneten Frequenzbändern zu übertragenden Signale sauber voneinander zu trennen, sind feste Phasenbeziehungen in den betroffe- nen Signalpfaden (hier TXl, RXl, TX2 , RX2a und RX2b) , insbesondere auf dem Weg vom Hochpaßfilter HD des Diplexers bis hin zum entsprechenden im Signalpfad ausgangsseitig angeord- neten Filter (Fll bis F22, LTX2 , NF) , von großer Bedeutung. Es ist daher gewünscht, daß die Phasenbeziehungen in einer Frontendschaltung von extern nicht beeinflußt werden und von der Art des Endgerätes unabhängig sind.
Die Phasenbeziehungen werden in erster Linie durch die Länge der Übertragungsleitungen bestimmt, welche die Schaltungskomponenten HD und Sl', Sl' und TXl, Sl' und Sl", Sl" und LTXl, Sl" und RX2a sowie Sl" und RX2b verbinden. Die ent- sprechenden Leitungsabschnitte sind in Figur 10b mit Bezugszeichen 11 bis 18 bezeichnet.
Die Erfindung schlägt vor, die festen Phasenbeziehungen zwischen den Übertragungsleitungen 11 bis 18 durch die Integra- tion der entsprechenden Leitungsabschnitte im genannten
Frontendmodul zu schaffen. Die Übertragungsleitungen 11 bis 18 sind vorzugsweise in zumindest einer Metallisierungsebene des Trägersubstrats TS ausgebildet. Die Leitungsabschnitte sind dabei vorzugsweise im Inneren des Trägersubstrats ver- borgen.
Die erfindungsgemäße Integration der Übertragungsleitungen im Frontendmodul hat den Vorteil, daß die Art des Endgerätes, in dem das Modul eingesetzt ist, keinen Einfluß auf die elektri- sehen Eigenschaften der Frontendschaltung, insbesondere auf die Unterdrückung benachbarter Gegenbänder (z. B. GSM 1800, GSM 1900) im Durchlaßbereich eines ausgewählten Signalpfades (z. B. UMTS-Empfangspfades RXl), hat.
Figur 11 zeigt eine Schaltung für ein Triple-Band/Dual-Mode-
Übertragungssystem. Im Unterschied zu oben beschriebenen Varianten ist hier der Schalter Sl direkt an die Antenne angeschlossen. Die Signalpfade RXl und TXl sind einem ersten Mobilfunk-System (UMTS) zugeordnet. Das im Empfangspfad RXl an- geordnete Filter Fll und das im Sendepfad TXl angeordnete Filter F12 bilden vorzugsweise einen Duplexer. Die Signalpfade RX2 , RX3 , TX2 und TX3 sind einem ersten (RX2/TX2) und einem zweiten (RX3/TX3) Frequenzband eines zweiten Mobilfunk-Systems (GSM) zugeordnet. Das erste Frequenzband kann z. B. EGSM-Band sein. Das zweite Frequenzband kann z. B. DCS-Band sein. Der zusammengefaßte Sende/Empfangspfad TX1/RX1 des ersten Mobilfunk-Systems ist eingangsseitig über den Diplexer LD, HD impedanzneutral mit dem Empfangspfad RX2 des zweiten Mobilfunk-Systems verschaltet. Da der Diplexer im Gegensatz zu einem Schalter eine passive Signaltrennung durchführt, kann gleichzeitig die Übertragung über das erste Mobilfunk-System und das Monitoring des ersten Frequenzbandes des zweiten Systems erfolgen.
Der Diplexer kann im Prinzip beim Zusammenfassen der Signal- pfade weggelassen werden, wenn eine impedanzneutrale Ver- schaltung dieser Signalpfade möglich ist.
In der erfindungsgemäßen Frontendschaltung können auch mehrere Schalter und mehrere Frequenzweichen (Diplexer und Duple- xer) integriert sein.
Wie bereits erwähnt, können die HF-Filter und die Diplexer in unterschiedlichen Techniken aufgebaut werden, ebenso können für die HF-Schalter, die Mehrfachschalter und die Umschalter unterschiedliche Techniken eingesetzt werden. Beispielsweise können die Schalter als Galliumarsenid-FET-Transistoren ausgestaltet sein. Möglich ist es auch, die Schalter als PIN- Dioden mit zusätzlichen Transformationsleitungen oder anderen Anpaßschaltelementen zu realisieren, die eine Phasenverschie- bung bewirken können. Ein mögliches Ausführungsbeispiel wäre hier eine λ/4 -Streifenleitung, die in das Trägersubstrat integriert ist .
Die Ausgänge der Empfangspfade können je nach Erfordernis des Kommunikationsendgerätes symmetrisch oder differentiell ausgeführt sein, wobei der Impedanzabschluß des Ausgangs ebenso wie der Antennenanschluß bei jeweils 50 Ω sein kann. Der Im- pedanzabschluß des Ausgangs kann auch mittels Impedanztransformation gegenüber dem Antennenanschluß erhöht oder erniedrigt sein.
Die Signalpfade können jeweils neben Mobilfunk-Systemen auch beliebigen Datenübertragungssystemen zugeordnet sein.
Neben den in den Ausführungsbeispielen und den dazugehörigen Figuren vorgestellten Verwirklichungen der Erfindung sind noch eine Reihe weiterer Kombinationen denkbar, die durch Weglassen einzelner Komponenten oder durch Kombination einzelner Komponenten der beschriebenen Ausführungsbeispiele erhalten werden können.

Claims

Patentansprüche
1. Frontendschaltung für ein Kommunikationsendgerät mit Multiband oder Multiband/Multimode Übertragungssystem, aufweisend parallel verlaufende, an einen eingangsseitig angeordneten Schalter (Sl, S2) angeschlossene Signalpfade, wobei in jedem Signalpfad ein Filter (Fll, F12 , F21, F22) angeordnet ist, wobei eingangsseitig ein Antennenanschluß vorgesehen ist, wobei zumindest zwei der Signalpfade ausgangsseitig impedanzneutral zu einem gemeinsamen Ausgangs-Signalpfad zusammengefaßt sind, wobei entweder eines der Filter im Durchgangsbereich der anderen Filter eine hohe Ausgangsimpedanz aufweist oder wobei eine ausgangsseitige Impedanzanpassung in zumindest einem der Signalpfade, im gemeinsamen Ausgangs- Signalpfad oder in einem ausgangsseitig angeordneten Parallelzweig vorgesehen ist und - wobei alle genannten Komponenten der Frontendschaltung in einem Modul integriert sind.
2. Frontendschaltung nach Anspruch 1 , bei der ein zusätzlicher Schalter vorgesehen ist, der in zumindest einem der Signalpfade vor oder nach dem Filter
(F21, F22) , im gemeinsamen Ausgangs-Signalpfad oder in einem ausgangsseitig angeordneten Parallelzweig angeordnet ist .
3. Frontendschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Signalpfade (RX21, RX22) unterschiedlichen Standards und/oder Mobilfunk-Systemen entsprechende, verschiedenen Mobilfunk-Frequenzbändern zugeordnete Empfangspfade sind.
Frontendschaltung nach Anspruch 3 , bei der zur Erhöhung der Isolation der Signalpfade in zu- mindest einem Empfangspfad und/oder Ausgangs-Signalpfad in Serie geschaltete Dioden oder Shunt-Dioden vorgesehen sind, die den entsprechenden Signalpfad in Frequenz- Sperrbändern sperren, wobei die in zumindest einem Empfangspfad angeordneten Dioden vor oder nach dem Filter (F21, F22) geschaltet sind.
5. Frontendschaltung nach Anspruch 4, bei der durch die Frequenz-Sperrbänder solche Frequenzbe- reiche gesperrt sind, in denen der Empfangsbereich zumindest eines der als Empfangspfad ausgebildeten Signalpfade zumindest teilweise mit dem Sendebereich eines anderen, als Sendepfad ausgebildeten Signalpfades überlappt.
6. Frontendschaltung für ein Kommunikationsendgerät mit Multimode Multiband/Multimode Übertragungssystem, aufweisend parallel verlaufende, an einen eingangsseitig angeordneten Schalter (Sl, S2) angeschlossene Signalpfade (RX21, RX22) , wobei in jedem Signalpfad ein Filter (Fll, F12, F21, F22) angeordnet ist, wobei eingangsseitig ein Antennenanschluß vorgesehen ist, wobei eingangsseitig vor oder nach dem Schalter (Sl, S2) ein Diplexer geschaltet ist, wobei einer der Signalpfade (RX21, RX22) einem ersten Mo- bilfunk-System mit Frequency Division Multiple Access Multiplexverfahren und Frequency Division Duplexverfahren zugeordnet ist, wobei das erste Mobilfunk-System für eine Continuous Wave Übertragung ausgebildet ist, wobei in diesem Signalpfad ein Duplexer (DU) angeordnet ist, der einen Empfangsteil und einen Sendeteil aufweist, wobei der Sendeteil nach dem Schalter (Sl, S2) geschaltet ist, wobei zumindest zwei der mit diesem Signalpfad nicht identischen Signalpfade einem zweiten Mobilfunk-System mit Time Division Multiple Access Multiplexverfahren und Time Division Duplexverfahren zugeordnet sind, wobei alle genannten Komponenten der Frontendschaltung in einem Modul integriert sind.
7. Frontendschaltung nach Anspruch 6, bei der der Empfangsteil (ET) des Duplexers (DU) nach dem Schalter (Sl, S2) geschaltet ist.
8. Frontendschaltung nach Anspruch 6, bei der der Empfangsteil (ET) des Duplexers (DU) zwischen dem Diplexer und dem Schalter (Sl, S2) impedanzneutral ge- schaltet ist, wobei ein Empfangs-Monitoring des ersten Mobilfunk-Systems im Betriebsmode des ersten oder des zweiten Mobilfunk- Systems vorgesehen ist .
9. Frontendschaltung nach Anspruch 6, bei der das zweite Mobilfunk-System ein Multiband-System ist .
10. Frontendschaltung für ein Kommunikationsendgerät mit Multiband oder Multiband/Multimode ÜbertragungsSystem, aufweisend parallel verlaufende, an einen Eingang angeschlossene Signalpfade (RX21, RX22) , wobei in jedem Signalpfad (RX21, RX22) eingangsseitig ein Impedanztransformationsnetzwerk (IT1, IT2) und ausgangsseitig ein Filter (F21, F22) angeordnet ist, wobei eingangsseitig ein Antennenanschluß (AI) vorgesehen ist, wobei in zumindest einem der Signalpfade (RX21, RX22) zwischen dem Impedanztransformationsnetzwerk (IT1, IT2) und dem Filter (F21, F22) ein Parallelzweig angeschlossen ist, in dem ein Schalter zur Sperrung dieses Signalpfads (RX21, RX22) für einen Frequenz-Sperrbereich vorgesehen ist.
11. Frontendschaltung nach Anspruch 10, bei der der Schalter eine pin-Diode oder einen GaAs Schalter oder einen MEMS-Schalter umfaßt.
12. Frontendschaltung nach Anspruch 10 oder 11, bei der in mindestens einem der Signalpfade zwischen dem Parallelzweig und dem Filter (F21, F22) ein Anpassungsnetzwerk (ITla, IT2a) vorgesehen ist.
13. Frontendschaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei der im jeweiligen Parallelzweig in Serie mit der pin- Diode eine Induktivität (Ll, L2) geschaltet ist, die zusammen mit der pin-Diode einen Gleichstrompfad bildet, wo- bei parallel zu dieser Induktivität und in Serie mit der pin-Diode eine Kapazität (Cl, C2) geschaltet ist, die zusammen mit der eingeschalteten pin-Diode einen Serienresonanzkreis bildet, wobei die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises mit zumindest einer Frequenz aus dem Fre- quenz-Sperrbereich übereinstimmt.
14. Frontendschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, die auf einem Trägersubstrat (TS) aufgebaut ist.
15. Frontendschaltung nach Anspruch 14, bei der das Trägersubstrat mehrere Metallisierungsebenen umfaßt, die durch dielektrische Lagen voneinander getrennt sind, wobei in den Metallisierungsebenen das Impedanztransformationsnetzwerk (ITl, IT2) , das Anpassungsnetzwerk (ITla, IT2a) , die Induktivität (Ll, L2) und/oder Kapazität (Cl, C2) zumindest teilweise realisiert sind.
16. Frontendschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, bei der die Filter (F21, F22) unabhängig voneinander aus- gewählt sind aus mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Bauelementen, mit Volumenwellen arbeitenden Bauelementen, Mikrowellenkeramik-Bauelementen und/oder Chip-LC- Elementen.
17. Frontendschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Schalter (Sl, S2) ein GaAs-Schalter oder ein MEMS-Schalter ist.
18. Frontendschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, bei der die direkt miteinander verbundenen Komponenten der Frontendschaltung mittels Übertragungsleitungen (11 bis 18) elektrisch verbunden sind, wobei alle Komponenten der Frontendschaltung und die Übertragungsleitungen (11 bis 18) in einem Modul integriert sind.
19. Frontendschaltung nach Anspruch 18, bei dem die Übertragungsleitungen (11 bis 18) als Leitungsabschnitte in zumindest einer der Metallisierungsebenen des Trägersubstrats ausgebildet sind.
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