WO2004001937A1 - Sc-dc converter - Google Patents

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WO2004001937A1
WO2004001937A1 PCT/JP2003/007249 JP0307249W WO2004001937A1 WO 2004001937 A1 WO2004001937 A1 WO 2004001937A1 JP 0307249 W JP0307249 W JP 0307249W WO 2004001937 A1 WO2004001937 A1 WO 2004001937A1
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WO
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switch
transformer
series
voltage
turned
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Application number
PCT/JP2003/007249
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French (fr)
Japanese (ja)
Inventor
Koichi Morita
Original Assignee
Sanken Electric Co., Ltd.
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Publication date
Application filed by Sanken Electric Co., Ltd. filed Critical Sanken Electric Co., Ltd.
Priority to JP2004515480A priority Critical patent/JP4013952B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter.
  • a rectifier circuit is provided on the secondary winding side of the transformer.
  • the diode in this rectifier circuit has a potential difference (forward voltage VF of the diode) between the anode and the power source due to the semiconductor material. For this reason, when a diode is used, the loss of the diode (diode current x drop voltage of the diode) increases, and the conversion efficiency of the DC-DC converter is poor.
  • a MOSFET (hereinafter referred to as an FET) is turned on when a control signal that is higher than the threshold voltage is applied between the gate and the source, and both the direction from the drain to the source and the direction from the source to the drain become conductive. Become.
  • the voltage drop due to the current is proportional to the FET channel resistance.
  • FETs have very low on-resistance (eg, 0.01 ⁇ ), and therefore have very low losses. For this reason, the introduction of synchronous rectifiers that use FETs as rectifiers is progressing.
  • a switch including an FET that is turned on and off is used. However, if both the voltage and the current have a certain value at the same time, a switching loss occurs.
  • Voltage-resonant DC-DC converters are made to resonate with an inductor and a capacitor, and use the oscillation period of the resonance voltage to turn off (turn from on to off) until the resonance voltage becomes zero. Or, do not turn on (change from off state to on state), that is, perform zero-port switch (ZVS) and perform soft switching to reduce switching loss.
  • ZVS zero-port switch
  • '' Can be used in combination with a synchronous rectifier DC converters can achieve low noise and high efficiency.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional DC-DC converter employing this type of synchronous rectifier.
  • a series circuit of a primary winding 5a (or Lp) of a transformer T and a switch Q1 composed of FET is connected to both ends of a DC power supply Ei.
  • a diode DQ1 and a resonance capacitor Cq1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1.
  • a connection point between one end of the primary winding 5a of the transformer T and one end of the switch Q1 is connected to one end of a switch Q2 composed of an FET, and the other end of the switch Q2 is connected to a DC through a snubber capacitor Cs. It is connected to the negative electrode of power supply Ei.
  • a diode D Q2 is connected in parallel to both ends of the switch Q2.
  • the switches Ql and Q2 both have an off period (dead time), and are turned on and off alternately by the PWM control of the control circuit 100.
  • a switch Q3 composed of FET and a switch Q4 composed of FET are connected in series.
  • One end (one end indicated by a symbol) of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4. It is connected to the.
  • Switch D3 is connected in parallel with diode Dq3, and switch D4 is connected in parallel with diode Dq4.
  • An inductor Lo and a capacitor Co are connected in series to both ends of the switch Q4 to form a smoothing circuit.
  • This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (on / off controlled pulse voltage) induced in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load Ro.
  • the control circuit 100 turns on and off the switches Q 1 and Q 2 alternately to reduce the on-width of the pulse applied to the switch Q 1 when the output voltage of the load o becomes higher than the reference voltage. Then, control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to the switch Q2. That is, when the output voltage of the load Ro becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1.
  • Vql is the drain-source voltage of switch Q1
  • Id1 is the drain current of switch Q1
  • Vq2 is the drain-source voltage of switch Q2
  • IQ2 is the drain voltage of switch Q2.
  • Current Vd3 is the drain-source voltage of switch Q3
  • IQ3 is the drain current of switch Q3
  • VQ4 is the drain-source voltage of switch Q4
  • Iq4 is the drain current of switch Q4
  • I Lp indicates the current flowing through the primary winding 5a
  • VT indicates the voltage across the secondary winding 5b of the transformer T.
  • the switch Q1 changes from the off state to the on state, and the switch Q2 changes from the on state to the off state. For this reason, resonance occurs due to the leakage inductance between the primary and secondary windings of the transformer T and the capacitor Cq1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 decreases in a sinusoidal manner. At this time, the snapper capacitor Cs is charged, and the voltage of the switch Q2 rises. Then, when the voltage of the switch Q1 is near zero port (period T4), the switch Q1 is turned on, and the current of the switch Q1 flows.
  • the switch Q1 is on and the switch Q2 is off.
  • a current flows from the DC power supply E i to the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5 a (indicated by the mark of the primary winding 5 a). + Is accumulated at one end and-) is accumulated at the other end. Due to this energy, a voltage is generated also in the secondary winding 5b (one end is ten and the other end is one as indicated by the symbol of the secondary winding 5). Because of this, A positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn off. Then, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the switch Q1 changes from the on state to the off state, and the switch Q2 changes from the off state to the on state.
  • resonance occurs due to the leakage inductance between the primary and secondary windings of the transformer and the resonance capacitor Cq1, and the resonance causes the voltage of the switch Q1 to rise sharply.
  • the switch Q 2 since the switch Q 2 is on, the voltage of the switch Q 2 rapidly decreases due to the energy stored in the transformer T.
  • the diode Dq2 turns on after the switch Q1 turns off, and a current flows through the diode Dq2, and the energy induced in the primary winding 5a of the transformer T is And stored in the snubber capacitor C s via the diode D q 2.
  • the switch Q 2 is turned on.
  • the conventional synchronous rectifier turns on the switch Q3 by the induced voltage of the secondary winding 5b of the transformer T when the switch Q1 is turned on, and turns off the switch T3 when the switch Q2 is turned on.
  • the switch Q4 was turned on by the induced voltage of the secondary winding 5b. Further, when the switch Q1 is turned off, the voltage of the switch Q2 can be reduced to zero by the energy stored in the transformer T, and the soft switching can be performed. Disclosure of the invention
  • the switch Q1 when the switch Q2 is turned off, the switch Q1 is set to zero voltage by the back electromotive force of the primary winding 5a, and then a control signal is input to the gate of the switch Q1 to turn on the switch Q1.
  • the diode Dq3 is turned on when the diode DQ4 is turned on (period T3 to period T4 in FIG. 2).
  • the secondary winding 5b of the transformer T is short-circuited, and the impedance of the transformer T is extremely lowered.
  • Switch Q 1 did not reach zero voltage due to the decay. For this reason, switch Q1 could not perform soft switching.
  • the voltage of the switch Q1 can be reduced by increasing the exciting current of the transformer T or increasing the leakage inductance between the primary and secondary. However, increasing the exciting current and the leakage inductance increased the loss, making it impossible to increase efficiency.
  • the voltage at both ends of the switch can be reduced to zero voltage and the soft switching can be performed without increasing the exciting current of the transformer or the leakage inductance, thereby achieving a highly efficient DC-DC converter. Can be provided. According to the technical aspects of the present invention,
  • a first series circuit connected to both ends of the DC power supply, in which the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series, and a second switch and a snubber capacitor connected to both ends of the first switch.
  • a second series circuit connected in series, a third switch and a fourth switch are connected in series to both ends of a secondary winding of the transformer, and the third switch connects the secondary winding of the transformer with the third switch.
  • the third switch and the fourth switch are turned on immediately before the second switch is turned off, and the short circuit is performed through the leakage inductance between the primary and the secondary of the transformer. Since the second switch is turned off after the current of the second switch is increased, the back electromotive force is large, and the voltage of the first switch can be easily reduced to zero voltage. Therefore, the first switch can be soft-switched without increasing the exciting current of the transformer or the leakage inductance, thereby providing a highly efficient DC-DC converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC converter.
  • Fig. 2 is a timing chart of signals in various parts of a conventional DC-DC converter.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart of signals in each section of the DC-DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart of signals in each section when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 6 is a diagram showing a resonance voltage waveform of the switch Q1 when the current when the switch Q2 is turned off is large and when the current when the switch Q2 is turned off is small.
  • FIG. 7 is a timing chart of signals in each part when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned off.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the sixth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the seventh embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the ninth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the tenth embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating the operation of the DC-DC converter according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 19 is a timing chart of signals in each section of the DC-DC converter according to the eleventh embodiment.
  • the DC-DC converter according to the first embodiment is a forward converter, and is characterized by performing soft switching without increasing an exciting current or a leakage inductance to achieve high efficiency.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing the DC-DC converter according to the first embodiment.
  • the gate of the switch Q3 is connected to one end (one end indicated by a symbol) of the secondary winding 5b of the transformer T, and the gate of the switch Q4 is connected to the secondary.
  • switch 03 and switch 3 Connected to the other end of winding 5b, switch 03 and switch 3 are induced by the induced voltage of secondary winding 5b.
  • the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 3 has a control circuit 10 in which the gates of the switches Q 1 to Q 4 are connected to the respective gates.
  • a switch signal is output to turn on / off each of the switches Q1 to Q4.
  • the control circuit 10 turns on and off the switches Q1 and Q2 complementarily, turns on and off the switches Q1 and Q3 simultaneously, and turns on and off the switches Q3 and Q4 simultaneously. .
  • switch Q2 when the switch Q2 is turned off, the switch Q1 is turned on and the switch Q3 is turned on.
  • the control circuit 10 shown in FIG. Immediately before the switch is turned off (switch Q2 is on and switch Q4 is on), switch Q3 is turned on, then switch Q2 is turned off, and switch Q1 and switch Q3 are turned on.
  • FIG. 3 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 1, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 4 is a timing chart of signals in each part of the DC-DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart of signals at various parts when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 6 is a diagram showing a resonance voltage waveform of the switch Q1 when the current when the switch Q2 is off is large and when the current when the switch Q2 is off is small.
  • FIG. 7 is a timing chart of signals in each section when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned off.
  • the names of the components shown in FIG. 4 correspond to the names of the components shown in FIG. Q1g to Q4g shown in FIGS. 5 and 7 indicate gate signals of the switches Q1 to Q4.
  • First, an operation when the switch Q1 is turned on will be described with reference to a timing chart shown in FIG.
  • the switch Q3 is turned on before the switch Q2 is turned off, a current flows through the leakage inductance of the transformer T, the current is increased, and then the switch Q2 is turned off. Therefore, the back electromotive force is large, and the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. In this period T3, the snubber capacitor Cs is charged, and the voltage of the switch Q2 rises.
  • the gate signal of the switch Q1 is applied to the gate of the switch Q1 at time t4 in the period Td in which the current flows in the diode Dq1. Enter That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and reaches zero, the process moves to the period T5.
  • switch Q1 is on, switch Q2 is off, and switch Q2 is off. 3 is on, switch Q 4 is off.
  • a current flows from the DC power supply E i to the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and the energy is applied to the primary winding 5 a (indicated by a symbol of the primary winding 5 a). One end is ten and the other is one). Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol + is positive and the other end is one). Therefore, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the diode Dq2 is turned on, and a current flows through the diode Dd2, and is induced in the primary winding 5a of the transformer T. Energy is stored in the snapper capacitor Cs via the diode Dq2.
  • the switch Q2 is turned on by inputting the gate signal of the switch Q2. Thereby, the switch Q2 can be soft-switched. Further, the current of the switch Q3 decreases, and the current of the switch Q4 increases. In the period T8, when the current of the switch Q3 becomes zero, the turning-off ends.
  • the switch Q3 is turned on before the switch Q2 is turned off, and the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T is passed through. Since the switch Q2 is turned off after the current of the switch Q2 is increased by short-circuiting, the back electromotive force is large, and the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. Therefore, the switch Q1 can be soft-switched without increasing the exciting current and the leakage inductance of the transformer T, thereby providing a highly efficient DC-DC converter.
  • the synchronous rectifier is provided with the switch Q4 and the diode Dq4 connected in parallel to the switch Q4, but only the diode Dq4 is provided. May be provided.
  • the switch Q4 in the period T1 (period T8), the switch Q4 is on, and a current flows from Lo to Co to Q4 to Lo. LO and current flow. That is, since a current flows in the diode D q4 in the forward direction to conduct the current, only the diode D q4 may be used.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the second embodiment.
  • the synchronous rectifier performs half-wave rectification, but the DC-DC converter according to the second embodiment shown in FIG.
  • the synchronous rectifier performs double-wave rectification.
  • the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c of the transformer T are connected in series, and one end of the secondary winding 5b is connected to one end of the switch Q3 by a diode.
  • One end of the tertiary winding 5c is connected to one end of the switch Q4 and the force source of the diode Dq4.
  • the other end of switch Q3 and the anode of diode Dq3 are connected to the other end of switch Q4 and the anode of diode DQ4, and are connected to one end of capacitor Co and one end of load Ro. .
  • connection point between the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro via the inductor Lo.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T have opposite phases, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c have the same phase.
  • FIG. 8 The other configuration shown in FIG. 8 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 3, and the same portions are denoted by the same reference characters and detailed description thereof will not be repeated. Since the control circuit 10 and the primary circuit of the transformer T are the same as those shown in FIG. 3, the operation of each unit is the same as the operation shown in the timing charts of FIGS. Here, only the configuration of the synchronous rectifier is different, so the operation of the synchronous rectifier when switch Q1 is on and off will be described.
  • switch Q1 when switch Q1 is on (corresponding to period T5), switch Q3 is on, switch Q2 is off, and switch Q4 is off.
  • switch Q 1 when switch Q1 is on (corresponding to period T5), switch Q3 is on, switch Q2 is off, and switch Q4 is off.
  • the DC power supply E i A current flows through the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and energy is applied to the primary winding 5 a (one end indicated by the symbol of the primary winding 5 a is ten, and the other end is —). Is accumulated. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (the one end indicated by the symbol of the secondary winding 5b is ten and the other end is one). As a result, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co—Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the energy of the secondary winding 5b is supplied to the load Ro only when the switch Q1 is on (corresponding to the period T5). That is, since half-wave rectification is performed, the ripple is larger than that of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the third embodiment.
  • the synchronous rectifier shown in FIG. 8 is used, and the DC power supply Ei is connected to the primary circuit of the transformer T shown in FIG.
  • a series circuit consisting of an inductor L i, a primary winding 5 a of a transformer T, and a capacitor C k is connected to both ends, and a connection point between the switches Q 1 and Q 2 is connected to the inductor L i and the primary winding.
  • the point connected to the connection point with line 5a is different.
  • the primary winding 5a, secondary winding 5b, and tertiary winding 5c of the transformer T are in phase with each other. Are different.
  • FIG. 9 The other configuration shown in FIG. 9 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the second embodiment shown in FIG. 8, and the same portions are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Is omitted.
  • the primary side circuit of the transformer T is different from that shown in FIG. 3, the operation of this part will be mainly described.
  • the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off.
  • a current flows in a closed loop of Ei ⁇ Li ⁇ 5a ⁇ Ck ⁇ Ei
  • a current flows in a closed loop of Ei ⁇ Li ⁇ Q2 ⁇ Cs ⁇ Ei.
  • a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T, and the current of the primary winding 5a increases linearly.
  • a gate signal of the switch Q1 is input at a time t4 in a period Td in which a current flows through the diode Dq1. That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and becomes zero, the process proceeds to a period T5.
  • the switch Q1 is on, the switch Q2 is off, the switch Q3 is on, and the switch Q4 is off.
  • the energy stored in the capacitor C k is sent to the primary winding 5a.
  • energy is stored in the primary winding 5a (one end of the primary winding 5a indicated by a symbol is one and the other end is +).
  • a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by a symbol and the other end is +). Therefore, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the operation in the period T6 to the period T7 is the same as that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
  • the switch Q1 is off, the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on.
  • the current from the inductor Li is supplied to the primary winding 5a of the transformer T.
  • an electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (one end of the primary winding 5a is indicated by + and the other end is-), and the tertiary winding is generated by the electromotive force.
  • a voltage is also generated at 5c (one end is indicated by + and the other end is indicated by one symbol of the tertiary winding 5). Therefore, a current flows in the order of 5c ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q4 ⁇ 5c, and DC power is supplied to the load Ro.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a fourth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the fourth embodiment shown in FIG. 10 is a modification of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and includes a snubber capacitor C s and an inductor L. This is provided between i and the capacitor C k and connected in series, but is equivalent to the circuit shown in FIG. 9 in terms of AC.
  • the other configuration shown in FIG. 10 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted. Detailed description is omitted.
  • the same effects as those of the DC-DC converter according to the third embodiment can be obtained. (Fifth embodiment)
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a fifth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the fifth embodiment shown in FIG. 11 uses the synchronous rectifier shown in FIG. 9 and the primary circuit of the transformer T is a center tap circuit. And a capacitor connected in series to one of the windings.
  • a quaternary winding 5d is connected in series to the primary winding 5a of the transformer T, and is connected to one end of the primary winding 5a and one end of the quaternary winding 5d. Is connected to the positive electrode of the DC power supply Ei.
  • the other end of the primary winding 5a is connected to one end of the switch Q1, the power source of the diode DQ1 and one end of the resonance capacitor Cq1, and the other end of the switch Q1 is connected to the diode DQ1.
  • the anode and the other end of the resonance capacitor CQ1 are connected to the negative electrode of the DC power supply Ei.
  • the other end of the fourth winding 5d is connected to one end of the switch Q2 and one end of the diode DQ2 and one end of the capacitor CQ2 via the capacitor Cs.
  • the other end of the capacitor and the capacitor Cq2 is connected to the negative electrode of the DC power supply Ei.
  • the primary winding 5a, the secondary winding 5b, the tertiary winding 5c, and the quaternary winding 5d of the transformer T are in phase with each other.
  • the capacitor Cs is sufficiently larger than the capacitance values of the capacitors CQ1 and Cq2.
  • FIG. 11 The other configuration shown in FIG. 11 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted. Is omitted.
  • the input side circuit of the transformer T is different from that shown in FIG. 3, the operation of this portion will be mainly described.
  • the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off. At this time, a current flows in a closed loop of Ei ⁇ 5d ⁇ Cs ⁇ Q2 ⁇ Ei. In addition, a short circuit occurs through the leakage inductance in the transformer T, and the current of the fourth winding 5d increases linearly.
  • a period T4 after the switch Q1 becomes zero voltage, the gate signal of the switch Q1 is input at a time t4 in a period Td in which a current flows through the diode Dq1. Power. That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and becomes zero, the process proceeds to a period T5.
  • a current flows in a closed loop of Ei ⁇ 5a ⁇ Ql ⁇ Ei. For this reason, energy (one end on one side indicated by a mark of the primary winding 5a and + on the other end) is accumulated in the primary winding 5a. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by a symbol and the other end is +). Therefore, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operation in the period T6 to the period T7 is similar to that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
  • a current flows in a closed loop of Ei ⁇ 5d ⁇ Cs ⁇ Q2 ⁇ Ei.
  • an electromotive force is generated in the quaternary winding 5 d of the transformer T (one end is ten and the other end is one as indicated by the symbol of the primary winding 5 a), and the electromotive force generates the tertiary winding 5 d.
  • a voltage is also generated at c (one end is tens and the other end is-as indicated by the symbol of the third winding 5c). Therefore, a current flows in the order of 5c ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q4 ⁇ 5c, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the same effects as those of the DC-DC converter according to the first and second embodiments can be obtained. Further, the GND of the switch Q1 and the GND of the switch Q2 can be shared.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a sixth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the sixth embodiment shown in FIG. 12 is characterized in that a synchronous rectifier performs double current rectification.
  • inductor L1 and inductor L2 are connected in series.
  • One end of the secondary winding 5b and one end of the inductor L1 are connected to one end of the switch Q3 and the force source of the diode DQ3, and the other end of the secondary winding 5b and the inductor
  • One end of L2 is connected to one end of switch Q4 and the power source of diode Dq4.
  • the other end of switch Q3 and the anode of diode Dq3 are connected to the other end of switch Q4 and the anode of diode DQ4, and are also connected to one end of capacitor Co and one end of load Ro.
  • the connection point between the inductor L1 and the inductor L2 is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T have opposite phases.
  • FIG. 12 The other configuration shown in FIG. 12 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 3, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will not be repeated. Since the control circuit 10 and the primary side circuit of the transformer T are the same as those shown in FIG. 3, the operation of each part is the same as the operation shown in the timing charts of FIGS. Here, only the configuration of the synchronous rectifier is different, so the operation of the synchronous rectifier when the switch Q1 is on and off will be described.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a seventh embodiment.
  • a switch Q la and a primary winding 5 a of a transformer T and a switch Q 1 b are connected in series to both ends of a DC power supply E i, and a diode D q 1 is connected to the switch Q 1 a.
  • a is connected in parallel with the resonance capacitor Cq1a
  • the switch Q1b is connected in parallel with the diode Dq1b and the resonance capacitor CQ1b.
  • a switch Q2 and a snubber capacitor Cs are connected in series to both ends of the primary winding 5a, and a diode Dq2 is connected to the switch Q2 in parallel.
  • a switch Q3a and a switch Q4b are connected in series, and a switch Q4a and a switch Q3b are connected in series.
  • the connection point between the switch Q3a and the switch Q4b is connected to one end of the capacitor C0 via the inductor Lo, and the connection point between the switch Q4a and the switch Q3b is connected to the capacitor C0. Is connected to the other end.
  • a diode Dq3a is connected in parallel with the switch Q3a, and a diode DQ4b is connected in parallel with the switch Q4b.
  • a diode DQ4a is connected in parallel with the switch Q4a, and a diode DQ3b is connected in parallel with the switch Q3b.
  • the control circuit 10a turns on the switches Q3a and Q3b at the same time, turns off the switch Q2, and turns off the switch Q4a when the switches Q1a and Q1b are turned on at the same time. And switch Q 4 b are turned off at the same time.
  • the control circuit 10a simultaneously turns off the switch Q la and the switch Q lb, the switch Q 3 a and switch Q3b are turned off at the same time, switch Q2 is turned on, and switch Q4a and switch Q4b are turned on at the same time.
  • the control circuit 10a turns on the switch Q3a and the switch Q3b immediately before turning off the switch Q2 (the state where the switch Q2 is on and the switch Q4a and the switch Q4b are on). Is turned off, and switches Q1a, Q1, switch Q3a, and switch Q3b are turned on.
  • the switch Q2, the switch Q3a, the switch Q3b, the switch Q4a, and the switch Q4b are on, and the switch Q1a and the switch Qlb are off.
  • a current flows in a closed loop of Cs ⁇ 5a ⁇ Q2 ⁇ Cs.
  • a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary sides of the transformer T, and the current of the switch Q2 increases linearly.
  • the switches Q1a and Q1b are turned on by the soft switching, the switching loss of the switches Q1a and Q1b can be reduced. Thereafter, the gate signals of the switches Q4a and Q4b are turned off. Then, when the current of the switch Q4a and the current of the switch Q4b decrease and become zero, the process proceeds to the period T5. Next, in the period T5, the switches Qla and Qlb are on, the switch Q2 is off, the switches Q3a and Q3b are on, and the switches Q4a and Q4b are off. is there. At this time, a current flows in the order of Ei ⁇ Q1a ⁇ 5a ⁇ Q1b ⁇ Ei.
  • the primary winding 5a has the energy (the Is accumulated at the end and ten at the other end. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by + and the other end is indicated by-). Therefore, a current flows in the order of 5b ⁇ Q3a ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3b ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operation in the period T6 to the period T7 is similar to that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
  • the switches Q la and Q lb are turned off, the switches Q 3a and Q 3b are turned off, the switch Q 2 is turned on, and the switches Q 4a and Q 4b are turned off. Is on.
  • back electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (one end of the primary winding 5a is indicated by a symbol and the other end is +).
  • a voltage is also generated in the winding 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol is-and the other end is +). Therefore, a current flows from 5b to Q4b to Lo-Co to Q4a to 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the switches Q3a and Q3b are turned on when the switches Q4a and Q4b are on.
  • the switches Q3a and Q3b are turned on.
  • either the switch Q3a or the switch Q3b may be turned on. That is, if either the switch Q3a or the switch Q3b is turned on, the secondary winding 5b is short-circuited.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the eighth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the eighth embodiment shown in FIG. 14 includes the primary circuit of the DC-DC converter according to the seventh embodiment shown in FIG. 13 and the first circuit shown in FIG. This is a combination of the DC-DC converter and the secondary circuit according to the embodiment of the present invention.
  • the control circuit 10b When simultaneously turning on the switches Qla and Qlb, the control circuit 10b turns on the switch Q3, turns off the switch Q2, and turns off the switch Q4. When the switch Qla and the switch Qlb are simultaneously turned off, the control circuit 10b turns off the switch Q3, turns on the switch Q2, and turns on the switch Q4. The control circuit 10b turns on the switch Q3, turns off the switch Q2 immediately before turning off the switch Q2 (the state where the switch Q2 is on and the switch Q4 is on), and switches the switch Q1a and the switch Q1. Turn on 1b and switch Q3.
  • the effect of the DC-DC converter according to the first embodiment can be obtained, and the first order of the transformer T can be obtained. Since the switch Qla and the switch Qlb are connected in series to the winding 5a, the withstand voltage of each of the switches Qla, Qlb, and Q2 can be reduced to half.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a ninth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the ninth embodiment shown in FIG. 15 includes a transformer T1 in which a primary winding 5a and a secondary winding 5b are wound, and tertiary windings 5c and 4 It is characterized by using a transformer T2 wound with a next winding 5d.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b have opposite phases, and the tertiary winding 5c and the quaternary winding 5d have opposite phases.
  • a series circuit of a primary winding 5a of a transformer T1, a tertiary winding 5c of a transformer T2, and a switch Q1 is connected to both ends of the DC power supply Ei.
  • a diode Dq1 and a resonance capacitor Cd1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1.
  • One end of the switch Q2 is connected to a connection point between one end of the tertiary winding 5c of the switch T2 and one end of the switch Q1, and the other end of the switch Q2 is connected to a DC power supply via a snubber capacitor Cs. It is connected to the negative electrode of Ei.
  • a diode DQ 2 is connected in parallel to both ends of the switch Q 2.
  • the secondary winding 5b of the transformer T1 and the quaternary winding 5d of the transformer T2 are connected in series, and one end of the secondary winding 5b is connected to one end of the switch Q3 and the force of the diode DQ3.
  • One end of the fourth winding 5d is connected to one end of the switch Q4 and the power source of the diode DQ4.
  • the other end of the switch Q3 and the anode of the diode Dq3 are connected to the other end of the switch Q4 and the anode of the diode DQ4, and to one end of the capacitor Co and one end of the load Ro. It is connected.
  • the connection point between the secondary winding 5 and the quaternary winding 5d is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro.
  • the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off.
  • a current flows in the order of 5a ⁇ 5c ⁇ Q2 ⁇ Cs.
  • a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T1 and the leakage inductance between the tertiary and quaternary of the transformer T2, and the current of the primary winding 5a and the tertiary winding
  • the current of 5c increases linearly.
  • switch Q1 is on, switch Q2 is off, switch Q3 is on, and switch Q4 is off.
  • a current flows in a closed loop of E i ⁇ 5 a ⁇ 5 c ⁇ Q 1 ⁇ ⁇ i.
  • energy is stored in the primary winding 5a.
  • a voltage is also generated on the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by + and the other end is one).
  • a current flows in the order of 5b ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • the operations in the period T6 to the period T7 are the same as those described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
  • the switch Q1 is off, the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on.
  • a counter electromotive force is generated in the tertiary line 5c (one end is indicated by a minus sign on the tertiary winding 5 and the other end is indicated by +).
  • a voltage is also generated at 5 d (one end of the fourth winding 5 d indicated by a symbol is-and the other end is +).
  • a current flows in the order of 5d ⁇ Co ⁇ Q4 ⁇ 5d, and DC power is supplied to the load Ro.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a tenth embodiment.
  • the DC-DC converter according to the tenth embodiment shown in FIG. 16 includes a primary-side circuit of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9 and a seventh embodiment shown in FIG. This is a combination of the DC-DC converter and the secondary side circuit according to the form (1).
  • control circuit 10c When switch Q1 is turned on, control circuit 10c turns on switch Q3a and switch Q3b simultaneously, turns off switch Q2, and turns off switch Q4a and switch O4b simultaneously. Let it. Control circuit 10c turns off switch Q1. Then, switch Q3a and switch Q3b are turned off at the same time, switch Q2 is turned on, and switch Q4a and switch Q4b are turned on at the same time. Also, the control circuit 10c turns on the switches Q3a and Q3b immediately before turning off the switch Q2 (in a state where the switch Q2 is on and the switches Q4a and Qb are on). Turn off switch Q2 and turn on switch Ql, switch Q3a and switch Q3b.
  • the effect of the DC-DC converter according to the third embodiment can be obtained, and the synchronous rectifier side can be switched. Since a full bridge circuit composed of Q3a and switch Q3b and switch Q4a and switch Q4b is used, the withstand voltage of each switch can be reduced to half. Furthermore, only one secondary winding 5b is required.
  • the present invention is not limited to the DC-DC converters according to the first to tenth embodiments described above, but may be applied to the DC-DC converters according to the first to tenth embodiments.
  • the present invention is also applicable to a combination of the combination of the components.
  • a normally-off type MOSFET is used as a switch.
  • the switch of this type is a switch which is turned off when the power is turned off.
  • normally-on type switches such as SIT (static induction transistor) are switches that are turned on when the power is off.
  • SIT static induction transistor
  • This normally-on type switch has a high switching speed and a low on-resistance, and is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply. The switching loss can be reduced and high efficiency can be expected.
  • the DC-DC converter according to the first embodiment is a DC-DC converter according to the first embodiment.
  • DC- Inverter current limiting resistor inserted to reduce the inrush current of the input smoothing capacitor when the power is turned on because it has a DC-comparator configuration and uses a normally-on type switch for switch Q1. The voltage resulting from this voltage drop is used as the reverse bias voltage of a normally-on switch, and a configuration that eliminates problems at power-on is added.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the first embodiment.
  • the DC-DC converter shown in FIG. 17 has the configuration of the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 3, and also converts the AC voltage input from the AC power supply Vac1 into a full-wave.
  • the rectifier circuit B1 rectifies the voltage and converts the obtained voltage to another DC voltage and outputs it.It is connected between one output terminal P1 and the other output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B1. Is connected to a series circuit composed of an input smoothing capacitor C1 and an inrush current limiting resistor R1.
  • the AC power supply V ac 1 and the full-wave rectifier circuit B 1 correspond to the DC power supply E i shown in FIG.
  • One output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 is connected to a normally-on type main switch Q1n such as a SIT via a primary winding 5a of a transformer T, and the main switch QIn is It is turned on / off by the PWM control of the control circuit 11.
  • the switches Q2 to Q4 other than the main switch Q1n are normally-off type switches.
  • a switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1.
  • the switch S 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOS FET, BJT (hyper junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
  • a start-up power supply unit 12 including a capacitor C2, a resistor R2, and a diode D2 is connected.
  • the start-up power supply unit 12 takes out the voltage generated across the inrush current limiting resistor R1 and controls the voltage across the capacitor C2 to use it as the reverse bias voltage to the gate of the main switch Q1n. Output to circuit 11.
  • the charging voltage charged in the input smoothing capacitor C 1 is supplied to the control circuit 11.
  • the control circuit 11 When the AC power supply Vac 1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C2, and outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the main switch Q1n as a control signal, Turn off the main switch Q 1 n.
  • the control signal is composed of, for example, a pulse signal of 15 V and 0 V.
  • the main switch Q In is turned off by a voltage of 115 V, and the main switch Q 1 n is turned on by a voltage of 0 V.
  • the control circuit 11 After the charging of the input smoothing capacitor C 1 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0 V and ⁇ 15 V to the gate of the main switch Q 1 n as a control signal from the terminal b, and the main switch Q 1 n Is switched. After the main circuit Q1n performs the switching operation, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
  • a tertiary winding 5c (number of turns n3) provided in the transformer T is connected to one end of the main switch Q1n, one end of the capacitor C3, and the control circuit 11;
  • the other end of c is connected to the force source of diode D3, and the diode of diode D3 is connected to the other end of capacitor C3 and terminal c of control circuit 11.
  • the tertiary winding 5c, the diode D3, and the capacitor C3 constitute a normal operation power supply unit 13.
  • the normal operation power supply unit 13 applies the voltage generated by the tertiary winding 5c to the diode D3 and the capacitor. It is supplied to the control circuit 11 via C3.
  • Vac 1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1
  • the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1
  • the R1 voltage is generated at the inrush current limiting resistor R1.
  • the C1 voltage indicates the voltage of the input smoothing capacitor C1
  • the C2 voltage indicates the voltage of the capacitor C2
  • the output voltage indicates the voltage of the capacitor Co
  • the control signal indicates the voltage of the control circuit 11. Shows the signal output from the terminal b to the gate of the main switch Qln.
  • the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C2 via the diode D2 and the resistor R2 (2 in Fig. 18).
  • the terminal ⁇ side of the capacitor C 2 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C 2 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C2 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG.
  • the negative voltage of the capacitor C2 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
  • the control circuit 11 sends a voltage of ⁇ 15 V from the terminal b. Is output to the gate of the main switch Q1n ((3) in Fig. 18). For this reason, the main switch Q In is turned off.
  • the input smoothing capacitor C 1 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B 1 (4 in FIG. 18), the voltage of the input smoothing capacitor C 1 increases, and the input smoothing capacitor C 1 is increased. Charging of 1 is completed.
  • the control circuit 11 starts the switching operation.
  • a control signal of 0 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q In (5 in FIG. 18). Therefore, the main switch QIn is turned on, so that a current flows from one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the main switch QIn via the primary winding 5a of the transformer T. (6 in FIG. 18), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T. This energy also generates a voltage in the secondary winding 5b. Therefore, a current flows in the order of 5b ⁇ Lo ⁇ Co ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
  • a voltage is generated in the tertiary winding 5c electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is transmitted to the control circuit 11 via the diode D3 and the capacitor C3. Supplied (7 in Figure 18). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the main switch Qln can be continuously performed.
  • a control signal of ⁇ 15 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q 1 n. Therefore, at time t 13, the main switch Q 1 n is turned off, causing resonance due to the leakage inductance of the transformer T and the resonance capacitor C q 1, and the voltage of the main switch Q 1 n rises. The voltage of Q2 drops.
  • the time t 13 is set as the elapsed time from the time when the AC power supply V ac 1 is turned on (time tio).
  • the main switch Q ln repeats the switching operation by turning on and off.
  • the main switch Q1n and the switches Q2 to Q4 are connected to the switches Q1 to Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG.
  • the operation is the same as the operation of Q4, that is, the operation according to the timing charts shown in FIGS.
  • the control circuit 11 uses the voltage generated in the rush current limiting resistor R 1 when the AC power supply V ac 1 is turned on. After the main switch Q1n is turned off and the input smoothing capacitor C1 is charged, a switching operation for turning on / off the main switch Q1n is started, so that there is no problem at power-on. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and it is possible to provide a power converter with low loss, that is, high efficiency.
  • the third switch and the fourth switch are turned on just before the second switch is turned off, and short-circuited through the leakage inductance between the primary and the secondary of the transformer. Since the second switch is turned off after the current of the first switch is increased, the back electromotive force is large, and the voltage of the first switch can be easily reduced to zero voltage. I can do it. Therefore, the first switch can be soft-switched without increasing the exciting current and the leakage inductance of the transformer, whereby a highly efficient DC-DC converter can be provided.

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Abstract

A DC-DC converter includes a first series circuit (5a, Q1) connected to a DC power source (Ei), a second series circuit (Q2, Cs) connected to a switch (Q1), rectification circuits (Q3, Q4, Dq3, Dq4) for rectifying the voltage of the secondary winding (5b) of the transformer T, smoothing circuits (Lo, Co) for smoothing the output of the rectification circuits, and a control circuit (10) for complementarily turning on/off the switches (Q1 and Q2), simultaneously turning on or off the switches (Q1, Q3), and simultaneously turning on or off the switches (Q2, Q4). The control circuit (10) ( turning on the switches (Q3, Q4) immediately before turning off the switch (Q2).

Description

明 細 書  Specification
DC—DCコンバータ 技術分野 DC-DC Converter Technical Field
本発明は、 DC— DCコンパ一夕に関する。  The present invention relates to a DC-DC converter.
背景技術 Background art
D C _ D Cコンバ一夕では、 トランスの 2次巻線側に整流回路が設けられてい る。 この整流回路に有するダイオードは、 半導体材質によるアノードと力ソード 間の電位差 （ダイオードの順方向電圧 VF) が存在する。 このため、 ダイオード を用いた場合、 ダイオードの損失 （ダイオードの電流 Xダイオードのドロップ電 圧） が大きくなるため、 DC— DCコンバータの変換効率が悪い。  In the DC-DC converter, a rectifier circuit is provided on the secondary winding side of the transformer. The diode in this rectifier circuit has a potential difference (forward voltage VF of the diode) between the anode and the power source due to the semiconductor material. For this reason, when a diode is used, the loss of the diode (diode current x drop voltage of the diode) increases, and the conversion efficiency of the DC-DC converter is poor.
一方、 MOSFET (以下、 FETと称する。） は、 ゲート 'ソース間にスレツ シホールド電圧以上の制御信号を印加するとオンし、 ドレインからソースの方向 とソースからドレインの方向のいずれの方向も導通状態となる。 また、 電流によ る電圧のドロップは、 FETのチャネル抵抗に比例する。 従って、 FETは、 ォ ン抵抗 （例えば 0. 01Ω) が非常に小さいため、 損失が非常に小さくなる。 こ のため、 FETを整流素子として採用する同期整流器の導入が進んでいる。 また、 DC—DCコンバータでは、 オンオフ制御される FET等からなるスィ ツチが用いられているが、 スィッチにおいて、 同じ時刻に電圧と電流との両方が ある値を持つと、 スイッチングロスが発生する。  On the other hand, a MOSFET (hereinafter referred to as an FET) is turned on when a control signal that is higher than the threshold voltage is applied between the gate and the source, and both the direction from the drain to the source and the direction from the source to the drain become conductive. Become. The voltage drop due to the current is proportional to the FET channel resistance. Thus, FETs have very low on-resistance (eg, 0.01 Ω), and therefore have very low losses. For this reason, the introduction of synchronous rectifiers that use FETs as rectifiers is progressing. In a DC-DC converter, a switch including an FET that is turned on and off is used. However, if both the voltage and the current have a certain value at the same time, a switching loss occurs.
従来、 スイッチングロスを低減するものとして、 電圧共振型の DC— DCコン バ一夕が知られている。 電圧共振型の DC— DCコンパ一夕は、 インダク夕ンス とコンデンサとで共振させ共振電圧の振動周期を利用して、 共振電圧がゼロにな るまでターンオフ（オン状態からオフ状態に変わること）あるいはターンオン（ォ フ状態からオン状態に変わること） させない、 即ち、 ゼロポルトスィッチ （ZV S) を行いスイッチングロスを低減させるソフトスイッチングを行う。 このソフ  Conventionally, a voltage-resonant DC-DC converter has been known to reduce switching loss. Voltage-resonant DC-DC converters are made to resonate with an inductor and a capacitor, and use the oscillation period of the resonance voltage to turn off (turn from on to off) until the resonance voltage becomes zero. Or, do not turn on (change from off state to on state), that is, perform zero-port switch (ZVS) and perform soft switching to reduce switching loss. This soft
'を採用した同期整流器と組み合わせて用いれば、 DC— D Cコンバータは、 低ノイズ、 高効率を実現することができる。 '' Can be used in combination with a synchronous rectifier DC converters can achieve low noise and high efficiency.
図 1は従来のこの種の同期整流器を採用した D C— D Cコンバ一夕の回路構成 図である。 図 1に示す D C— D Cコンバータにおいて、 直流電源 E iの両端には トランス Tの 1次巻線 5 a (又は L p) と F E Tからなるスィッチ Q 1との直列 回路が接続されている。 スィッチ Q 1の両端にはダイオード D Q 1と共振用コン デンサ C q 1とが並列に接続されている。  Figure 1 is a circuit diagram of a conventional DC-DC converter employing this type of synchronous rectifier. In the DC-DC converter shown in FIG. 1, a series circuit of a primary winding 5a (or Lp) of a transformer T and a switch Q1 composed of FET is connected to both ends of a DC power supply Ei. A diode DQ1 and a resonance capacitor Cq1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1.
トランス Tの 1次巻線 5 aの一端とスィツチ Q 1の一端との接続点には F E T からなるスィツチ Q 2の一端が接続され、 スィツチ Q 2の他端はスナバコンデン サ C sを介して直流電源 E iの負極に接続されている。 スィツチ Q 2の両端には ダイオード D Q 2が並列に接続されている。 スィッチ Q l， Q 2は、 共にオフと なる期間 （デッドタイム） を有し、 制御回路 1 0 0の PWM制御により交互にォ ン Zオフする。  A connection point between one end of the primary winding 5a of the transformer T and one end of the switch Q1 is connected to one end of a switch Q2 composed of an FET, and the other end of the switch Q2 is connected to a DC through a snubber capacitor Cs. It is connected to the negative electrode of power supply Ei. A diode D Q2 is connected in parallel to both ends of the switch Q2. The switches Ql and Q2 both have an off period (dead time), and are turned on and off alternately by the PWM control of the control circuit 100.
トランス Tの 2次巻線 5 bの両端には F E Tからなるスィッチ Q 3と F E Tか らなるスィッチ Q 4とが直列に接続されている。 トランス Tの 2次卷線 5 bの一 端 （ ·印で示す一端側） は、 スィッチ Q 3のゲートに接続され、 トランス Tの 2 次巻線 5 bの他端は、 スィッチ Q 4のゲートに接続されている。 スィッチ Q 3に はダイオード D q 3が並列に接続され、 スィッチ Q 4にはダイオード D q 4が並 列に接続されている。 これらの素子により整流回路を構成している。  At both ends of the secondary winding 5b of the transformer T, a switch Q3 composed of FET and a switch Q4 composed of FET are connected in series. One end (one end indicated by a symbol) of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4. It is connected to the. Switch D3 is connected in parallel with diode Dq3, and switch D4 is connected in parallel with diode Dq4. These elements constitute a rectifier circuit.
また、 スィッチ Q 4の両端にはィンダクタ L oとコンデンサ C oとが直列に接 続され、 平滑回路を構成している。 この整流平滑回路は、 トランス Tの 2次巻線 5 bに誘起された電圧 （オンオフ制御されたパルス電圧） を整流平滑して直流出 力を負荷 R oに出力する。  An inductor Lo and a capacitor Co are connected in series to both ends of the switch Q4 to form a smoothing circuit. This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (on / off controlled pulse voltage) induced in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load Ro.
制御回路 1 0 0は、 スィツチ Q 1とスィツチ Q 2とを交互にオンオフ制御し、 負荷 oの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スィツチ Q 1に印加される パルスのオン幅を狭くし、 スィッチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くする ように制御する。すなわち、負荷 R oの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スィツチ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、 出力電圧を一定電圧に制御す るようになっている。 次に、 このように構成された D C— D Cコンバータの動作を図 2に示すタイミ ングチャートを参照しながら説明する。 なお、 図 2において、 Vq lはスィッチ Q1のドレイン一ソース間電圧、 I d 1はスィッチ Q1のドレイン電流、 Vq 2 はスィッチ Q 2のドレイン一ソース間電圧、 I Q 2はスィッチ Q 2のドレイン電 流、 Vd 3はスィッチ Q 3のドレイン—ソース間電圧、 I Q 3はスィッチ Q 3の ドレイン電流、 V Q 4はスィツチ Q 4のドレインーソース間電圧、 I q 4はスィ ツチ Q4のドレイン電流、 I Lpは 1次巻線 5 aに流れる電流、 VTはトランス Tの 2次巻線 5 bの両端電圧を示している。 The control circuit 100 turns on and off the switches Q 1 and Q 2 alternately to reduce the on-width of the pulse applied to the switch Q 1 when the output voltage of the load o becomes higher than the reference voltage. Then, control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to the switch Q2. That is, when the output voltage of the load Ro becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1. Next, the operation of the DC-DC converter thus configured will be described with reference to a timing chart shown in FIG. In FIG. 2, Vql is the drain-source voltage of switch Q1, Id1 is the drain current of switch Q1, Vq2 is the drain-source voltage of switch Q2, and IQ2 is the drain voltage of switch Q2. Current, Vd3 is the drain-source voltage of switch Q3, IQ3 is the drain current of switch Q3, VQ4 is the drain-source voltage of switch Q4, Iq4 is the drain current of switch Q4, I Lp indicates the current flowing through the primary winding 5a, and VT indicates the voltage across the secondary winding 5b of the transformer T.
まず、 期間 T1 (期間 T 8も同様） では、 スィッチ Q1がオフで、 スィッチ Q 2がオンである。 このため、 スィッチ Q 2に電流が流れ、 スィッチ Q1には電流 は流れない。 このとき、 トランス Tの 1次巻線 5 aには逆起電力 （1次巻線 5 a の · 印で示す一端側が一で他端側が +)が発生し、 この逆起電力により 2次巻線 5 bにも電圧（2次巻線 5 bの · 印で示す一端側が—で他端側が +)が発生する。 このため、 スィッチ Q 4のゲートには +電圧が印加されてオンし、 スィッチ Q 3 のゲートには—電圧が印加されてオフする。 そして、 Lo→Co→Q4→Loと 電流が流れて、 負荷 R oにィンダク夕 L oのエネルギーが供給される。  First, in the period T1 (also in the period T8), the switch Q1 is off and the switch Q2 is on. Therefore, current flows through switch Q2, and no current flows through switch Q1. At this time, a back electromotive force (one end of the primary winding 5a indicated by the symbol of the primary winding 5a is one and the other end is +) is generated in the primary winding 5a of the transformer T. A voltage is also generated on the wire 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol is-and the other end is +). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, a current flows in the order of Lo → Co → Q4 → Lo, and the energy of the inductor Ro is supplied to the load Ro.
期間 T 2から期間 T では、 スィッチ Q 1がオフ状態からオン状態に変わり、 スィッチ Q 2がオン状態からオフ状態に変わる。 このため、 トランス Tの 1次 2 次巻線間の漏洩インダクタンス （リーケージインダクタンス） とコンデンサ Cq 1とにより共振を起こす。 この共振によりスィッチ Q1の電圧が正弦波状に低下 していく。 このとき、 スナパコンデンサ C sが充電されてスィッチ Q 2の電圧が 上昇する。 そして、 スィッチ Q1の電圧がゼロポルト近傍で （期間 T4) スイツ チ Q1をオンし、 スィッチ Q 1の電流が流れる。  From the period T2 to the period T, the switch Q1 changes from the off state to the on state, and the switch Q2 changes from the on state to the off state. For this reason, resonance occurs due to the leakage inductance between the primary and secondary windings of the transformer T and the capacitor Cq1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 decreases in a sinusoidal manner. At this time, the snapper capacitor Cs is charged, and the voltage of the switch Q2 rises. Then, when the voltage of the switch Q1 is near zero port (period T4), the switch Q1 is turned on, and the current of the switch Q1 flows.
次に、 期間 T5では、 スィッチ Q1がオンで、 スィッチ Q2がオフである。 こ のとき、 直流電源 E iからトランス Tの 1次巻線 5 aを介してスィッチ Q 1に電 流が流れて、 1次巻線 5 aにエネルギー （1次巻線 5 aの， 印で示す一端側が + で他端側が—） が蓄積される。 このエネルギーにより 2次巻線 5 bにも電圧 （2 次巻線 5 の ·印で示す一端側が十で他端側が一）が発生する。 このため、 スィ ツチ Q 3のゲートには +電圧が印加されてオンし、 スィツチ Q 4のゲートには— 電圧が印加されてオフする。 そして、 5 b→L o→C o→Q 3→5 bと電流が流 れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 Next, in the period T5, the switch Q1 is on and the switch Q2 is off. At this time, a current flows from the DC power supply E i to the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5 a (indicated by the mark of the primary winding 5 a). + Is accumulated at one end and-) is accumulated at the other end. Due to this energy, a voltage is generated also in the secondary winding 5b (one end is ten and the other end is one as indicated by the symbol of the secondary winding 5). Because of this, A positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn off. Then, a current flows in the order of 5b → Lo → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
次に、 期間 T 6では、 スィッチ Q 1は、 オン状態からオフ状態に変わり、 スィ ツチ Q 2は、 オフ状態からオン状態に変わる。 この期間 T 6では、 トランス丁の 1次 2次巻線間の漏洩ィンダク夕ンスと共振用コンデンサ C q 1とにより共振を 起こし、 この共振によりスィッチ Q 1の電圧が急激に上昇する。 このとき、 'スィ ツチ Q 2がオンのため、 トランス Tに蓄えられたエネルギーによりスィッチ Q 2 の電圧は急激に減少する。  Next, in the period T6, the switch Q1 changes from the on state to the off state, and the switch Q2 changes from the off state to the on state. In this period T6, resonance occurs due to the leakage inductance between the primary and secondary windings of the transformer and the resonance capacitor Cq1, and the resonance causes the voltage of the switch Q1 to rise sharply. At this time, since the switch Q 2 is on, the voltage of the switch Q 2 rapidly decreases due to the energy stored in the transformer T.
次に、 期間 T 7では、 ダイオード D q 2は、 スィッチ Q 1がオフした後にオン してダイオード D q 2に電流が流れ、 トランス Tの 1次巻線 5 aに誘起されたェ ネルギ一は、 ダイオード D q 2を介してスナバコンデンサ C sに蓄えられる。 次 に、 ダイオード D Q 2のオン期間に、 スィッチ Q 2がオンする。  Next, in the period T7, the diode Dq2 turns on after the switch Q1 turns off, and a current flows through the diode Dq2, and the energy induced in the primary winding 5a of the transformer T is And stored in the snubber capacitor C s via the diode D q 2. Next, during the ON period of the diode D Q2, the switch Q 2 is turned on.
このように、 従来の同期整流器は、 スィッチ Q 1をオンするときにはトランス Tの 2次巻線 5 bの誘起電圧によりスィッチ Q 3をオンし、 また、 スィッチ Q 2 がオンのときにはトランス Tの 2次巻線 5 bの誘起電圧によりスィッチ Q 4をォ ンしていた。 また、 スィッチ Q 1をオフするときは、 トランス Tに蓄えられたェ ネルギ一によりスィッチ Q 2の電圧を零まで下げることができ、 ソフトスイッチ ングを行うことができる。 発明の開示  As described above, the conventional synchronous rectifier turns on the switch Q3 by the induced voltage of the secondary winding 5b of the transformer T when the switch Q1 is turned on, and turns off the switch T3 when the switch Q2 is turned on. The switch Q4 was turned on by the induced voltage of the secondary winding 5b. Further, when the switch Q1 is turned off, the voltage of the switch Q2 can be reduced to zero by the energy stored in the transformer T, and the soft switching can be performed. Disclosure of the invention
しかしながら、 スィッチ Q 2がオフするときには、 1次巻線 5 aの逆起電力に よってスィツチ Q 1を零電圧にした後に、 スィツチ Q 1のゲートに制御信号を入 力してスィツチ Q 1をオンするが、 スィツチ Q 1の電圧が下がってくる途中で、 ダイオード D Q 4がオンしているときダイオード D q 3がオンしてしまう (図 2 の期間 T 3〜期間 T 4 )。  However, when the switch Q2 is turned off, the switch Q1 is set to zero voltage by the back electromotive force of the primary winding 5a, and then a control signal is input to the gate of the switch Q1 to turn on the switch Q1. However, while the voltage of the switch Q1 is decreasing, the diode Dq3 is turned on when the diode DQ4 is turned on (period T3 to period T4 in FIG. 2).
このため、 トランス Tの 2次巻線 5 bが短絡状態になってしまい、 トランス T のインピーダンスが極端に下がってしまうので、 共振による振動を続けられず、 減衰してスィッチ Q 1が零電圧に達しなかった。 このため、 スィッチ Q 1は、 ソ フトスイッチングを行うことができなかった。 この対策として、 トランス Tの励 磁電流を増やしたり、 1次 2次間の漏洩ィンダク夕ンスを増やすことによって、 スィッチ Q 1の電圧を下げることができる。 しかし、 励磁電流や漏洩インダクタ ンスを増やすと、 ロスが多くなり、 効率を上げることができなかった。 As a result, the secondary winding 5b of the transformer T is short-circuited, and the impedance of the transformer T is extremely lowered. Switch Q 1 did not reach zero voltage due to the decay. For this reason, switch Q1 could not perform soft switching. As a countermeasure, the voltage of the switch Q1 can be reduced by increasing the exciting current of the transformer T or increasing the leakage inductance between the primary and secondary. However, increasing the exciting current and the leakage inductance increased the loss, making it impossible to increase efficiency.
また、 トランス Tの電圧を検出して同期整流器の F E Tを制御しているため、 電流が流れているか否かに関わらず、 オン/オフ動作する。 このため、 2つの同 期整流器が同時にオンすることもあり、 このときには短絡電流が流れ、 そのエネ ルギ一を有効に使用できず、 ロスが増加する。 このため、 効率を上げることがで きなかった。  Also, since the voltage of the transformer T is detected and the FET of the synchronous rectifier is controlled, the on / off operation is performed regardless of whether or not current is flowing. As a result, two synchronous rectifiers may be turned on at the same time. At this time, a short-circuit current flows, making it impossible to use the energy effectively and increasing losses. For this reason, efficiency could not be improved.
本発明によれば、 トランスの励磁電流や漏洩ィンダク夕ンスを増やすことなく スィツチの両端の電圧を零電圧まで下げてソフトスィツチングでき、 これによつ て高効率な D C— D Cコンバ一夕を提供することができる。 本発明の技術的側面によれば、  According to the present invention, the voltage at both ends of the switch can be reduced to zero voltage and the soft switching can be performed without increasing the exciting current of the transformer or the leakage inductance, thereby achieving a highly efficient DC-DC converter. Can be provided. According to the technical aspects of the present invention,
直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィツチとが直列に接続 された第 1直列回路と、 前記第 1スィッチの両端に接続され、 第 2スィッチとス ナバコンデンサとが直列に接続された第 2直列回路と、 前記卜ランスの 2次巻線 の両端に第 3スィッチと第 4スィッチとが直列に接続され、 前記第 3スィッチに より前記トランスの 2次巻線の電圧を整流する整流回路と、 前記第 4スィッチの 両端に接続され、 前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、 前記第 1スィッチ と前記第 2スィッチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1スィッチと前記第 3ス イッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記 2スィッチと前記第 4スィッチとを同 時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、 前記制御回路は、 前記第 2スィッチ をオフさせる直前に前記第 3スィッチと前記第 4スィッチをオンさせることを特 徴とする。 A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, in which the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series, and a second switch and a snubber capacitor connected to both ends of the first switch. A second series circuit connected in series, a third switch and a fourth switch are connected in series to both ends of a secondary winding of the transformer, and the third switch connects the secondary winding of the transformer with the third switch. A rectifier circuit for rectifying a voltage, a smoothing circuit connected to both ends of the fourth switch, for smoothing a voltage of the rectifier circuit, and turning on and off the first switch and the second switch complementarily; A control circuit for turning on and off the switch and the third switch at the same time, and turning on and off the second switch and the fourth switch at the same time, wherein the control circuit turns off the second switch Immediately before And it features a turning on the fourth switch and the third switch.
この発明によれば、 第 2スィツチをオフさせる直前に第 3スィツチと第 4スィ ツチをオンさせ、 トランスの 1次 2次間にある漏洩ィンダクタンスを通して短絡 させ、 第 2スィッチの電流を増加させてから第 2スィッチをオフさせるので、 逆 起電力が大きく、 第 1スィツチの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。 従って、 トランスの励磁電流や漏洩ィンダク夕ンスを増やすことなく第 1スイツ チをソフトスイッチングでき、 これによつて高効率な D C— D Cコンバータを提 供することができる。 図面の簡単な説明 According to the present invention, the third switch and the fourth switch are turned on immediately before the second switch is turned off, and the short circuit is performed through the leakage inductance between the primary and the secondary of the transformer. Since the second switch is turned off after the current of the second switch is increased, the back electromotive force is large, and the voltage of the first switch can be easily reduced to zero voltage. Therefore, the first switch can be soft-switched without increasing the exciting current of the transformer or the leakage inductance, thereby providing a highly efficient DC-DC converter. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
図 1は、 従来の D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図である。  FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC converter.
図 2は、 従来の D C— D Cコンバ一夕の各部における信号のタイミングチヤー トである。  Fig. 2 is a timing chart of signals in various parts of a conventional DC-DC converter.
図 3は、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバー夕を示す回路構成図であ る。  FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the first embodiment.
図 4は、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータの各部における信号の タイミングチヤ一トである。  FIG. 4 is a timing chart of signals in each section of the DC-DC converter according to the first embodiment.
図 5は、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータのスィッチ Q 1がオン する時の各部における信号のタイミングチヤ一トである。  FIG. 5 is a timing chart of signals in each section when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned on.
図 6は、 スィッチ Q 2をォフ時の電流が多いときとォフ時の電流が少ないとき のスィツチ Q 1の共振電圧波形を示す図である。  FIG. 6 is a diagram showing a resonance voltage waveform of the switch Q1 when the current when the switch Q2 is turned off is large and when the current when the switch Q2 is turned off is small.
図 7は、 第 1の実施の形態に係る D C—D Cコンパ一夕のスィッチ Q 1がオフ する時の各部における信号のタイミングチヤ一トである。  FIG. 7 is a timing chart of signals in each part when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned off.
図 8は、 第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図であ る。  FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the second embodiment.
図 9は、 第 3の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図であ る。  FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the third embodiment.
図 1 0は、 第 4の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図で ある。  FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the fourth embodiment.
図 1 1は、 第 5の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図で ある。 図 12は、 第 6の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図で ある。 FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the fifth embodiment. FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the sixth embodiment.
図 13は、 第 7の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図で ある。  FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the seventh embodiment.
図 14は、 第 8の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図で ある。  FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the eighth embodiment.
図 15は、 第 9の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図で ある。  FIG. 15 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the ninth embodiment.
図 16は、 第 10の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図 である。  FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the tenth embodiment.
図 17は、 第 11の実施の形態に係る DC— DCコンバータを示す回路構成図 である。  FIG. 17 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the eleventh embodiment.
図 18は、 第 11の実施の形態に係る DC— DCコンバータの動作を説明する 図である。  FIG. 18 is a diagram illustrating the operation of the DC-DC converter according to the eleventh embodiment.
図 19は、 第 11の実施の形態に係る DC— DCコンバータの各部における信 号のタイミングチヤ一トである。 発明を実施するための最良の形態  FIG. 19 is a timing chart of signals in each section of the DC-DC converter according to the eleventh embodiment. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
以下、 本発明の D C— D Cコンバ一夕の実施の形態を図面を参照して詳細に説 明する。  Hereinafter, embodiments of the DC-DC converter according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(第 1の実施の形態）  (First Embodiment)
第 1の実施の形態に係る DC— DCコンバータは、 フォワードコンバータであ り、励磁電流や漏洩ィンダク夕ンスを増やすことなくソフトスィツチングを行い、 高効率としたことを特徴とする。  The DC-DC converter according to the first embodiment is a forward converter, and is characterized by performing soft switching without increasing an exciting current or a leakage inductance to achieve high efficiency.
図 3は第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図である。 図 1に示す従来の D C— D Cコンバ一夕は、 スィッチ Q 3のゲートをトランス T の 2次巻線 5 bの一端 ( ·印で示す一端側） に接続し、 スィッチ Q4のゲートを 2次巻線 5 bの他端に接続し、 2次卷線 5 bの誘起電圧によりスィツチ 03とス イッチ Q 4とをオンオフしていたが、 図 3に示す第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕は、 制御回路 1 0がスィツチ Q 1〜Q 4の各々のゲートに各々の ゲ一ト信号を出力してスィツチ Q 1〜Q 4の各々をオンオフ制御する。 制御回路 1 0は、 スィッチ Q 1とスィッチ Q 2とを相補的にオンオフさせ、 スィッチ Q 1 とスィッチ Q 3とを同時にオン又はオフさせ、 スィッチ Q 3とスィッチ Q 4とを 同時にオン又はオフさせる。 FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing the DC-DC converter according to the first embodiment. In the conventional DC-DC converter shown in FIG. 1, the gate of the switch Q3 is connected to one end (one end indicated by a symbol) of the secondary winding 5b of the transformer T, and the gate of the switch Q4 is connected to the secondary. Connected to the other end of winding 5b, switch 03 and switch 3 are induced by the induced voltage of secondary winding 5b. Although the switch Q 4 was turned on and off, the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 3 has a control circuit 10 in which the gates of the switches Q 1 to Q 4 are connected to the respective gates. A switch signal is output to turn on / off each of the switches Q1 to Q4. The control circuit 10 turns on and off the switches Q1 and Q2 complementarily, turns on and off the switches Q1 and Q3 simultaneously, and turns on and off the switches Q3 and Q4 simultaneously. .
また、 図 1に示す従来の D C— D Cコンバータは、 スィッチ Q 2がオフすると き、 スィッチ Q 1をオンし、 スィッチ Q 3をオンしたが、 図 3に示す制御回路 1 0は、 スィッチ Q 2をオフさせる直前 （スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4がォ ンの状態) にスィツチ Q 3をオンさせた後、 スィッチ Q 2をオフさせ、 スィッチ Q 1及びスィツチ Q 3をオンさせることを特徴とする。  In the conventional DC-DC converter shown in FIG. 1, when the switch Q2 is turned off, the switch Q1 is turned on and the switch Q3 is turned on. However, the control circuit 10 shown in FIG. Immediately before the switch is turned off (switch Q2 is on and switch Q4 is on), switch Q3 is turned on, then switch Q2 is turned off, and switch Q1 and switch Q3 are turned on. And
なお、 図 3に示すその他の構成は、 図 1に示す D C—D Cコンバータの構成と 同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その詳細な説明は省略する。 次に、 このように構成された第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕の 動作を図 4乃至図 7に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。 図 4は 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕の各部における信号のタイミング チヤ一トである。 図 5は第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕のスィッ チ Q 1がオンする時の各部における信号のタイミングチヤ一卜である。 図 6はス イッチ Q 2をオフ時の電流が多いときとォフ時の電流が少ないときのスィッチ Q 1の共振電圧波形を示す図である。 図 7は第 1の実施の形態に係る D C— D Cコ ンバ一夕のスィツチ Q 1がオフする時の各部における信号のタイミングチヤ一ト である。  The other configuration shown in FIG. 3 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 1, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted. Next, the operation of the DC-DC converter according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 4 is a timing chart of signals in each part of the DC-DC converter according to the first embodiment. FIG. 5 is a timing chart of signals at various parts when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned on. FIG. 6 is a diagram showing a resonance voltage waveform of the switch Q1 when the current when the switch Q2 is off is large and when the current when the switch Q2 is off is small. FIG. 7 is a timing chart of signals in each section when the switch Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment is turned off.
なお、 図 4に示す各部の名称は図 2に示した各部の名称に対応する。 図 5及び 図 7に示す Q 1 g〜Q 4 gは、各スィッチ Q 1〜Q 4のゲート信号を示している。 まず、 スィッチ Q 1をオンするときの動作を図 5に示すタイミングチャートを 用いて説明する。  The names of the components shown in FIG. 4 correspond to the names of the components shown in FIG. Q1g to Q4g shown in FIGS. 5 and 7 indicate gate signals of the switches Q1 to Q4. First, an operation when the switch Q1 is turned on will be described with reference to a timing chart shown in FIG.
期間 T 1 (期間 T 8も同様）では、スィッチ Q 1がオフ、スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 4がオンである。 このとき、 L o→C o→Q 4 →L oと電流が流れる。 In the period T1 (also in the period T8), the switch Q1 is off, the switch Q2 is on, the switch Q3 is off, and the switch Q4 is on. At this time, L o → C o → Q 4 → Lo and current flow.
スィッチ Q 1をオンするときには、 その前 （期間 T 1 ) からスィッチ Q 2とス イッチ Q 4がオンしているが、 期間 T 2において、 スィッチ Q 3のゲートにゲ一 ト信号を出力し、 スィッチ Q 3を先にオンする。 このため、 スィッチ Q 2とスィ ツチ Q 3とスィッチ Q 4がオンすることになる。 すると、 トランス Tの 1次 2次 間にある漏洩インダク夕ンスを通して短絡になり、 5 a→Q 2→C sと電流が流 れて、 スィッチ Q 2の電流が直線的に増加する。  When the switch Q1 is turned on, the switch Q2 and the switch Q4 are turned on before (period T1), but during the period T2, a gate signal is output to the gate of the switch Q3, Switch on switch Q 3 first. Therefore, the switches Q2, Q3, and Q4 are turned on. Then, a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T, and a current flows from 5 a → Q 2 → C s, and the current of the switch Q 2 increases linearly.
この電流が増加したところ、 即ち、 期間 T 3において、 スィッチ Q 2をオフす ると（スィッチ Q 1のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサ C q 1 (スィッチ Q 1の浮遊容量でも良い。） とで共振を起こす。 このときの共振動 作を図 6を用いて説明する。 スィツチ Q 2のオフ時にはマイナスのサージ電圧が 発生するので、 図 6に示すように、 オフ時のスィッチ Q 2の電流が多いと （I ) 電圧の谷が深くなり、 電流が少ないと （Π ) 電圧の谷が浅くなり、 零電圧まで届 かない。 図 2に示す従来のタイミング (先にスィツチ Q 2をオフする。) では、 ト ランス Tの励磁電流が流れているので、 電流が小さく、 スィッチ Q 2をオフして も逆起電力も小さく、 スィッチ Q 1の電圧が零電圧まで下がらない。  When this current increases, that is, in the period T3, when the switch Q2 is turned off (when the switch Q1 is turned on), the leakage inductance and the resonance capacitor Cq1 (the stray capacitance of the switch Q1 may be used). ) And cause resonance. The co-oscillation at this time will be described with reference to FIG. Since a negative surge voltage is generated when the switch Q2 is off, as shown in FIG. 6, when the current of the switch Q2 at the time of off is large, (I) the valley of the voltage becomes deep, and when the current is small, ()) The voltage valley becomes shallow and does not reach zero voltage. At the conventional timing shown in FIG. 2 (the switch Q 2 is turned off first), the exciting current of the transformer T flows, so the current is small, and even if the switch Q 2 is turned off, the back electromotive force is small. Switch Q 1 does not drop to zero voltage.
第 1の実施の形態では、スィツチ Q 2をオフする前にスィツチ Q 3をオンして、 トランス Tの漏洩ィンダク夕ンスに電流を流して、 その電流を増加させてからス イッチ Q 2をオフさせるので、 逆起電力が大きく、 スィッチ Q 1の電圧を容易に 零電圧まで下げることができる。 なお、 この期間 T 3では、 スナバコンデンサ C sが充電されてスィツチ Q 2の電圧が上昇する。  In the first embodiment, the switch Q3 is turned on before the switch Q2 is turned off, a current flows through the leakage inductance of the transformer T, the current is increased, and then the switch Q2 is turned off. Therefore, the back electromotive force is large, and the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. In this period T3, the snubber capacitor Cs is charged, and the voltage of the switch Q2 rises.
次に、 期間 T 4において、 スィッチ Q 1が零電圧になった後に、 ダイォ一ド D q 1に電流が流れている期間 T d内の時刻 t 4で、 スィツチ Q 1のゲートにゲー ト信号を入力する。 即ち、 ソフトスイッチングでスィッチ Q 1をオンしたことに なるので、 スィッチ Q 1のスイッチングロスを低減できる。 その後、 スィッチ Q 4のゲート信号をオフする。 そして、 スィッチ Q 4の電流が減少して、 零になつ たところで期間 T 5に移る。  Next, in the period T4, after the switch Q1 becomes zero voltage, the gate signal of the switch Q1 is applied to the gate of the switch Q1 at time t4 in the period Td in which the current flows in the diode Dq1. Enter That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and reaches zero, the process moves to the period T5.
次に、 期間 T 5では、 スィッチ Q 1がオン、 スィッチ Q 2がオフ、 スィッチ Q 3がオン、 スィッチ Q 4がオフである。 このとき、 直流電源 E iからトランス T の 1次巻線 5 aを介してスィツチ Q 1に電流が流れて、 1次巻線 5 aにエネルギ 一 （1次卷線 5 aの ·印で示す一端側が十で他端側が一）が蓄積される。 このェ ネルギ一により 2次巻線 5 bにも電圧（ 2次巻線 5 bの ·印で示す一端側が +で 他端側が一） が発生する。 このため、 5 b→L o→C o→Q 3→ 5 bと電流が流 れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 Next, in period T5, switch Q1 is on, switch Q2 is off, and switch Q2 is off. 3 is on, switch Q 4 is off. At this time, a current flows from the DC power supply E i to the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and the energy is applied to the primary winding 5 a (indicated by a symbol of the primary winding 5 a). One end is ten and the other is one). Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol + is positive and the other end is one). Therefore, a current flows in the order of 5b → Lo → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
次に、 スィツチ Q 1がオフするときの動作を図 7に示すタイミングチヤ一トを 用いて説明する。  Next, an operation when the switch Q1 is turned off will be described using a timing chart shown in FIG.
まず、 期間 T 6において、 スィッチ Q 1をオフすると、 トランス Tの漏洩イン ダク夕ンスと共振用コンデンサ C Q 1によって共振を起こし、 スィッチ Q 1の電 圧は上昇していき、 スィッチ Q 2の電圧は下降していく。  First, in the period T6, when the switch Q1 is turned off, resonance occurs due to the leakage inductance of the transformer T and the resonance capacitor CQ1, and the voltage of the switch Q1 increases, and the voltage of the switch Q2 increases. Goes down.
そして、 期間 T 7において、 スィッチ Q 2の電圧が零になると、 ダイオード D q 2がオンしてダイォ一ド D d 2に電流が流れ、 トランス Tの 1次巻線 5 aに誘 起されたエネルギーは、 ダイォード D q 2を介してスナパコンデンサ C sに蓄え られる。 次に、 ダイオード D q 2のオン期間に、 スィッチ Q 2のゲート信号を入 力してスィッチ Q 2がオンする。 これにより、 スィッチ Q 2をソフトスイツチン グできる。 さらに、 スィッチ Q 3の電流が減少し、 スィッチ Q 4の電流が増加し ていく。 期間 T 8において、 スィッチ Q 3の電流が零になったとき、 オフが終了 する。  Then, in the period T7, when the voltage of the switch Q2 becomes zero, the diode Dq2 is turned on, and a current flows through the diode Dd2, and is induced in the primary winding 5a of the transformer T. Energy is stored in the snapper capacitor Cs via the diode Dq2. Next, during the ON period of the diode Dq2, the switch Q2 is turned on by inputting the gate signal of the switch Q2. Thereby, the switch Q2 can be soft-switched. Further, the current of the switch Q3 decreases, and the current of the switch Q4 increases. In the period T8, when the current of the switch Q3 becomes zero, the turning-off ends.
このように第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕によれば、 スィッチ Q 2をオフする前にスィッチ Q 3をオンし、 トランス Tの 1次 2次間にある漏洩 ィンダクタンスを通して短絡させ、 スィツチ Q 2の電流を増加させてからスィッ チ Q 2をオフさせるので、 逆起電力が大きく、 スィッチ Q 1の電圧を容易に零電 圧まで下げることができる。 従って、 トランス Tの励磁電流や漏洩インダクタン スを増やすことなくスィッチ Q 1をソフトスイッチングでき、 これによつて高効 率な D C— D Cコンバ一夕を提供することができる。  As described above, according to the DC-DC converter according to the first embodiment, the switch Q3 is turned on before the switch Q2 is turned off, and the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T is passed through. Since the switch Q2 is turned off after the current of the switch Q2 is increased by short-circuiting, the back electromotive force is large, and the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. Therefore, the switch Q1 can be soft-switched without increasing the exciting current and the leakage inductance of the transformer T, thereby providing a highly efficient DC-DC converter.
なお、 第 1の実施の形態では、 同期整流器に、 スィッチ Q 4とこのスィッチ Q 4に並列に接続されたダイォ一ド D q 4とを設けたが、 ダイォ一ド D q 4のみを 設けても良い。 第 1の実施の形態では、 期間 T1 (期間 T8) において、 スイツ チ Q 4がオンであり、 Lo~ Co→Q4→Loと電流が流れるが、 ダイオード D Q 4のみでも、 LO→C O→DQ4→L Oと電流が流れる。 即ち、 ダイオード D q 4に順方向に電流が流れて導通しているため、ダイォード D q 4のみでも良い。 In the first embodiment, the synchronous rectifier is provided with the switch Q4 and the diode Dq4 connected in parallel to the switch Q4, but only the diode Dq4 is provided. May be provided. In the first embodiment, in the period T1 (period T8), the switch Q4 is on, and a current flows from Lo to Co to Q4 to Lo. LO and current flow. That is, since a current flows in the diode D q4 in the forward direction to conduct the current, only the diode D q4 may be used.
(第 2の実施の形態） (Second embodiment)
図 8は第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図である。 図 3に示す第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕は、 同期整流器が半波 整流を行つたが、 図 8に示す第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕は、 同期整流器が両波整流を行うことを特徴とする。  FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to the second embodiment. In the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 3, the synchronous rectifier performs half-wave rectification, but the DC-DC converter according to the second embodiment shown in FIG. The synchronous rectifier performs double-wave rectification.
図 8に示す同期整流器において、 トランス Tの 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cと が直列に接続され、 2次巻線 5 bの一端は、 スィツチ Q 3の一端とダイォ一ド D d 3の力ソ一ドとに接続され、 3次巻線 5 cの一端は、 スィッチ Q 4の一端とダ ィオード Dq 4の力ソ一ドとに接続されている。 スィッチ Q 3の他端とダイォ一 ド Dq 3のアノードとは、 スィッチ Q4の他端とダイオード DQ 4のアノードと に接続され、 且つコンデンサ C oの一端及び負荷 R oの一端に接続されている。 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとの接続点は、 ィンダクタ L oを介してコンデンサ Coの他端及び負荷 Roの他端に接続されている。 また、 トランス Tの 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは逆相となっており、 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとは同 相となっている。  In the synchronous rectifier shown in FIG. 8, the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c of the transformer T are connected in series, and one end of the secondary winding 5b is connected to one end of the switch Q3 by a diode. One end of the tertiary winding 5c is connected to one end of the switch Q4 and the force source of the diode Dq4. The other end of switch Q3 and the anode of diode Dq3 are connected to the other end of switch Q4 and the anode of diode DQ4, and are connected to one end of capacitor Co and one end of load Ro. . The connection point between the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro via the inductor Lo. The primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T have opposite phases, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c have the same phase.
なお、 図 8に示すその他の構成は、 図 3に示す DC— DCコンバータの構成と 同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その詳細な説明は省略する。 制御回路 10及びトランス Tの 1次側回路が図 3に示したものと同様であるの で、 各部の動作は図 4乃至図 7のタイミングチヤ一トで示す動作と同様である。 ここでは、 同期整流器の構成のみが異なるので、 スィッチ Q1がオン時及びオフ 時の同期整流器の動作を説明する。  The other configuration shown in FIG. 8 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 3, and the same portions are denoted by the same reference characters and detailed description thereof will not be repeated. Since the control circuit 10 and the primary circuit of the transformer T are the same as those shown in FIG. 3, the operation of each unit is the same as the operation shown in the timing charts of FIGS. Here, only the configuration of the synchronous rectifier is different, so the operation of the synchronous rectifier when switch Q1 is on and off will be described.
まず、 スィッチ Q1がオン時 （期間 T5に対応） には、 スィッチ Q3がオン、 スィッチ Q2がオフ、 スィッチ Q4がオフである。 このとき、 直流電源 E iから トランス Tの 1次巻線 5 aを介してスィッチ Q 1に電流が流れて、 1次卷線 5 a にエネルギー（1次巻線 5 aの · 印で示す一端側が十で他端側が—）が蓄積され る。 このエネルギーにより 2次巻線 5 bにも電圧（2次巻線 5 bの · 印で示す一 端側が十で他端側が一） が発生する。 このため、 5 b→L o→C o— Q 3→5 b と電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 First, when switch Q1 is on (corresponding to period T5), switch Q3 is on, switch Q2 is off, and switch Q4 is off. At this time, from the DC power supply E i A current flows through the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and energy is applied to the primary winding 5 a (one end indicated by the symbol of the primary winding 5 a is ten, and the other end is —). Is accumulated. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (the one end indicated by the symbol of the secondary winding 5b is ten and the other end is one). As a result, a current flows in the order of 5b → Lo → Co—Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
次に、 スィッチ Q 1がオフ時 （期間 T 8に対応） には、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4がオンである。 このとき、 トランス Tの 1次 巻線 5 aには逆起電力（1次巻線 5 aの · 印で示す一端側が一で他端側が +)が 発生し、 この逆起電力により 3次巻線 5 cにも電圧（3次巻線 5じの · 印で示す 一端側が—で他端側が +) が発生する。 このため、 5 c→L o→C o→Q 4→5 cと電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。  Next, when the switch Q1 is off (corresponding to the period T8), the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on. At this time, a back electromotive force (one end of the primary winding 5a and one end indicated by the symbol of the primary winding 5a is one and the other end is +) is generated in the primary winding 5a of the transformer T. A voltage is also generated on the wire 5c (one end on the tertiary winding 5 is indicated by a symbol and one end is-and the other end is +). Therefore, a current flows in the order of 5c → Lo → Co → Q4 → 5c, and DC power is supplied to the load Ro.
このため、 負荷 R oにはスィッチ Q 1がオン時でもオフ時でも直流電力が供給 される。 即ち、 この同期整流器が両波整流を行っているので、 リップルがより少 なくなり、 出力電圧がより一定値となる。 また、 インダクタ L oを小さくするこ とができる。 さらに、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕の効果と同 様な効果が得られる。  Therefore, DC power is supplied to the load Ro whether the switch Q1 is on or off. That is, since the synchronous rectifier performs the double-wave rectification, the ripple becomes smaller and the output voltage becomes more constant. Also, the inductor Lo can be reduced. Further, the same effects as those of the DC-DC converter according to the first embodiment can be obtained.
一方、 図 3に示す同期整流器では、 スィッチ Q 1がオン （期間 T 5に対応） の ときのみ、 2次卷線 5 bのエネルギーが負荷 R oに供給される。 即ち、 半波整流 を行っているので、 リップルが図 8に示す回路のそれよりも大きい。  On the other hand, in the synchronous rectifier shown in FIG. 3, the energy of the secondary winding 5b is supplied to the load Ro only when the switch Q1 is on (corresponding to the period T5). That is, since half-wave rectification is performed, the ripple is larger than that of the circuit shown in FIG.
(第 3の実施の形態） (Third embodiment)
図 9は第 3の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図である。 図 9に示す第 3の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕では、 図 8に示す同期 整流器を用いるとともに、 図 3に示すトランス Tの 1次側回路に対して、 直流電 源 E iの両端に、 インダクタ L iとトランス Tの 1次巻線 5 aとコンデンサ C k とからなる直列回路を接続し、 且つスィツチ Q 1とスィツチ Q 2との接続点をィ ンダクタ L iと 1次巻線 5 aとの接続点に接続した点が異なる。 また、 卜ランス Tの 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとが互いに同相となっている点 が異なる。 FIG. 9 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the third embodiment. In the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, the synchronous rectifier shown in FIG. 8 is used, and the DC power supply Ei is connected to the primary circuit of the transformer T shown in FIG. A series circuit consisting of an inductor L i, a primary winding 5 a of a transformer T, and a capacitor C k is connected to both ends, and a connection point between the switches Q 1 and Q 2 is connected to the inductor L i and the primary winding. The point connected to the connection point with line 5a is different. Also, the primary winding 5a, secondary winding 5b, and tertiary winding 5c of the transformer T are in phase with each other. Are different.
なお、 図 9に示すその他の構成は、 図 8に示す第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバータの構成と同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その詳 細な説明は省略する。 ここでは、 トランス Tの 1次側回路が図 3に示すものと異 なるので、 この部分の動作を中心に説明する。  The other configuration shown in FIG. 9 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the second embodiment shown in FIG. 8, and the same portions are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Is omitted. Here, since the primary side circuit of the transformer T is different from that shown in FIG. 3, the operation of this part will be mainly described.
まず、 期間 T 2において、 スィッチ Q 2とスィッチ Q 3とスィッチ Q 4とがォ ンであり、 スィッチ Q 1がオフである。 このとき、 E i→L i→5 a→C k→E iの閉ループで電流が流れるとともに、 E i→L i→Q 2→C s→E iの閉ルー プで電流が流れる。 また、 トランス Tの 1次 2次間にある漏洩インダク夕ンスを 通して短絡になり、 1次巻線 5 aの電流が直線的に増加する。  First, in the period T2, the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off. At this time, a current flows in a closed loop of Ei → Li → 5a → Ck → Ei, and a current flows in a closed loop of Ei → Li → Q2 → Cs → Ei. In addition, a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T, and the current of the primary winding 5a increases linearly.
この電流が増加したところ、 即ち、 期間 T 3において、 スィッチ Q 2をオフす ると、 漏洩インダクタンスと共振用コンデンサ C Q 1とで共振を起こす （コンデ ンサ C kは共振用コンデンサ C Q 1よりも非常に大きいため、 無視した。）。 この 共振によりスィツチ Q 1の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。  When this current increases, that is, in the period T3, when the switch Q2 is turned off, resonance occurs between the leakage inductance and the resonance capacitor CQ1 (the capacitor Ck is much more than the resonance capacitor CQ1). It was ignored because it was too large.) Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage.
次に、 期間 T 4において、 スィッチ Q 1が零電圧になった後に、 ダイオード D q 1に電流が流れている期間 T dの時刻 t 4で、 スィツチ Q 1のゲート信号を入 力する。 即ち、 ソフトスイッチングでスィッチ Q 1をオンしたことになるので、 スィッチ Q 1のスイッチングロスを低減できる。 その後、 スィッチ Q 4のゲート 信号をオフする。 そして、 スィッチ Q 4の電流が減少して、 零になったところで 期間 T 5に移る。  Next, in a period T4, after the switch Q1 becomes zero voltage, a gate signal of the switch Q1 is input at a time t4 in a period Td in which a current flows through the diode Dq1. That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and becomes zero, the process proceeds to a period T5.
次に、 期間 T 5では、 スィッチ Q 1がオン、 スィッチ Q 2がオフ、 スィッチ Q 3がオン、 スィッチ Q 4がオフである。 このとき、 コンデンサ C kに蓄積された エネルギーが 1次卷線 5 aに送られる。このため、 1次巻線 5 aにエネルギー（ 1 次巻線 5 aの ·印で示す一端側が一で他端側が +)が蓄積される。 このエネルギ —により 2次巻線 5 bにも電圧（2次巻線 5 bの · 印で示す一端側が一で他端側 が +) が発生する。 このため、 5 b→L o→C o→Q 3→5 bと電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 なお、 期間 T 6から期間 T 7の動作は、 図 3 において説明したものと同様であるので、 ここでは、 その説明は省略する。 次に、 期間 T 8では、 スィッチ Q 1がオフ、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4がオンである。 このとき、 インダクタ L iからの電流が トランス Tの 1次巻線 5 aに供給される。 このため、 トランス Tの 1次卷線 5 a には起電力 （1次卷線 5 aの · 印で示す一端側が +で他端側が—）が発生し、 こ の起電力により 3次卷線 5 cにも電圧（3次巻線 5じの ·印で示す一端側が +で 他端側が一） が発生する。 このため、 5 c→L o→C o→Q 4→5 cと電流が流 れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 Next, in a period T5, the switch Q1 is on, the switch Q2 is off, the switch Q3 is on, and the switch Q4 is off. At this time, the energy stored in the capacitor C k is sent to the primary winding 5a. For this reason, energy is stored in the primary winding 5a (one end of the primary winding 5a indicated by a symbol is one and the other end is +). Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by a symbol and the other end is +). Therefore, a current flows in the order of 5b → Lo → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operation in the period T6 to the period T7 is the same as that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here. Next, in a period T8, the switch Q1 is off, the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on. At this time, the current from the inductor Li is supplied to the primary winding 5a of the transformer T. As a result, an electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (one end of the primary winding 5a is indicated by + and the other end is-), and the tertiary winding is generated by the electromotive force. A voltage is also generated at 5c (one end is indicated by + and the other end is indicated by one symbol of the tertiary winding 5). Therefore, a current flows in the order of 5c → Lo → Co → Q4 → 5c, and DC power is supplied to the load Ro.
従って、 第 1の実施の形態及び第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕 の効果と同様な効果が得られる。 さらに、 1次巻線 5 aに直列にコンデンサ C k が接続されているので、 1次巻線 5 aには直流は流れず、 交流のみ流れる。 この ため、 トランス Tの B— H特性が原点〇を中心としたカーブとなり、 より少ない 磁束密度 Bで済むから、 トランス Tを小型化することができる。  Therefore, effects similar to the effects of the DC-DC converter according to the first and second embodiments can be obtained. Further, since the capacitor C k is connected in series to the primary winding 5a, no DC flows through the primary winding 5a, and only AC flows. For this reason, the B-H characteristic of the transformer T becomes a curve centered on the origin 〇, and a smaller magnetic flux density B is required, so that the transformer T can be downsized.
(第 4の実施の形態） (Fourth embodiment)
図 1 0は第 4の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕を示す回路構成図であ る。 図 1 0に示す第 4の実施の形態に係る D C— D Cコンバータは、 図 9に示す 第 3の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕の変形例であり、 スナバコンデン サ C sをインダクタ L iとコンデンサ C kとの間に設けこれらを直列に接続した ものであるが、 交流的には図 9に示す回路と等価である。 なお、 図 1 0に示すそ の他の構成は、 図 9に示す第 3の実施の形態に係る D C— D Cコンバータの構成 と同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その詳細な説明は省略する。 このように第 4の実施の形態に係る D C _ D Cコンバ一夕によれば、 第 3の実 施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕の効果と同様な効果が得られる。 (第 5の実施の形態）  FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a fourth embodiment. The DC-DC converter according to the fourth embodiment shown in FIG. 10 is a modification of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and includes a snubber capacitor C s and an inductor L. This is provided between i and the capacitor C k and connected in series, but is equivalent to the circuit shown in FIG. 9 in terms of AC. The other configuration shown in FIG. 10 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted. Detailed description is omitted. As described above, according to the DC-DC converter according to the fourth embodiment, the same effects as those of the DC-DC converter according to the third embodiment can be obtained. (Fifth embodiment)
図 1 1は第 5の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図であ る。 図 1 1に示す第 5の実施の形態に係る D C— D Cコンバータは、 図 9に示す 同期整流器を用いるとともに、 トランス Tの 1次側回路をセンタ一タップ回路と し、 一方の巻線にコンデンサを直列に接続したことを特徴とする。 FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a fifth embodiment. The DC-DC converter according to the fifth embodiment shown in FIG. 11 uses the synchronous rectifier shown in FIG. 9 and the primary circuit of the transformer T is a center tap circuit. And a capacitor connected in series to one of the windings.
1次側回路において、 トランス Tの 1次卷線 5 aに 4次巻線 5 dが直列に接続 され、 1次卷線 5 aの一端と 4次巻線 5 dの一端との接続点には直流電源 E iの 正極が接続されている。 1次巻線 5 aの他端には、 スィッチ Q 1の一端とダイォ ード D Q 1の力ソードと共振用コンデンサ C q 1の一端が接続され、 スィッチ Q 1の他端とダイオード D Q 1のアノードと共振用コンデンサ C Q 1の他端は、 直 流電源 E iの負極に接続されている。 4次巻線 5 dの他端は、 コンデンサ C sを 介してスィッチ Q 2の一端とダイオード D Q 2の力ソードとコンデンサ C Q 2の 一端に接続され、 スィッチ Q 2の他端とダイオード D Q 2のァノ一ドとコンデン サ C q 2の他端は、 直流電源 E iの負極に接続されている。 トランス Tの 1次巻 線 5 aと 2次巻線 5 bと 3次卷線 5 cと 4次巻線 5 dとが互いに同相となってい る。 コンデンサ C sは、 コンデンサ C Q 1やコンデンサ C q 2の容量値よりも十 分に大きい。  In the primary circuit, a quaternary winding 5d is connected in series to the primary winding 5a of the transformer T, and is connected to one end of the primary winding 5a and one end of the quaternary winding 5d. Is connected to the positive electrode of the DC power supply Ei. The other end of the primary winding 5a is connected to one end of the switch Q1, the power source of the diode DQ1 and one end of the resonance capacitor Cq1, and the other end of the switch Q1 is connected to the diode DQ1. The anode and the other end of the resonance capacitor CQ1 are connected to the negative electrode of the DC power supply Ei. The other end of the fourth winding 5d is connected to one end of the switch Q2 and one end of the diode DQ2 and one end of the capacitor CQ2 via the capacitor Cs. The other end of the capacitor and the capacitor Cq2 is connected to the negative electrode of the DC power supply Ei. The primary winding 5a, the secondary winding 5b, the tertiary winding 5c, and the quaternary winding 5d of the transformer T are in phase with each other. The capacitor Cs is sufficiently larger than the capacitance values of the capacitors CQ1 and Cq2.
なお、 図 1 1に示すその他の構成は、 図 9に示す第 3の実施の形態に係る D C —D Cコンバータの構成と同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その 詳細な説明は省略する。 ここでは、 トランス Tの入力側回路が図 3に示すものと 異なるので、 この部分の動作を中心に説明する。  The other configuration shown in FIG. 11 is the same as the configuration of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will be omitted. Is omitted. Here, since the input side circuit of the transformer T is different from that shown in FIG. 3, the operation of this portion will be mainly described.
まず、 期間 T 2において、 スィッチ Q 2とスィッチ Q 3とスィッチ Q 4とがォ ンであり、 スィッチ Q 1がオフである。 このとき、 E i→5 d→C s→Q 2→E iの閉ループで電流が流れる。 また、 トランス Tにある漏洩インダクタンスを通 して短絡になり、 4次巻線 5 dの電流が直線的に増加する。  First, in the period T2, the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off. At this time, a current flows in a closed loop of Ei → 5d → Cs → Q2 → Ei. In addition, a short circuit occurs through the leakage inductance in the transformer T, and the current of the fourth winding 5d increases linearly.
この電流が増加したところ、 即ち、 期間 T 3において、 スィッチ Q 2をオフす ると、 4次巻線 5 dに逆起電力が発生するとともに、 4次卷線 5 dに電磁結合し ている 1次巻線 5 aにも逆起電力が誘起して、 漏洩インダクタンスと共振用コン デンサ C Q 1とで共振を起こす。 この共振によりスィッチ Q 1の電圧を容易に零 電圧まで下げることができる。  When this current increases, that is, in the period T3, when the switch Q2 is turned off, a back electromotive force is generated in the quaternary winding 5d and electromagnetically coupled to the quaternary winding 5d. Back electromotive force is also induced in the primary winding 5a, and resonance occurs with the leakage inductance and the resonance capacitor CQ1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage.
次に、 期間 T 4において、 スィッチ Q 1が零電庄になった後に、 ダイオード D q 1に電流が流れている期間 T dの時刻 t 4で、 スィツチ Q 1のゲート信号を入 力する。 即ち、 ソフトスイッチングでスィッチ Q 1をオンしたことになるので、 スィッチ Q 1のスイッチングロスを低減できる。 その後、 スィッチ Q 4のゲート 信号をオフする。 そして、 スィッチ Q 4の電流が減少して、 零になったところで 期間 T 5に移る。 Next, in a period T4, after the switch Q1 becomes zero voltage, the gate signal of the switch Q1 is input at a time t4 in a period Td in which a current flows through the diode Dq1. Power. That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. Then, when the current of the switch Q4 decreases and becomes zero, the process proceeds to a period T5.
次に、 期間 T 5では、 スィッチ Q 1がオン、 スィッチ Q 2がオフ、 スィッチ Q 3がオン、 スィッチ Q 4がオフである。 このとき、 E i→5 a→Q l→E iの閉 ループで電流が流れる。このため、 1次巻線 5 aにエネルギー（ 1次巻線 5 aの · 印で示す一端側が一で他端側が +) が蓄積される。 このエネルギーにより 2次巻 線 5 bにも電圧（2次巻線 5 bの · 印で示す一端側が一で他端側が +)が発生す る。 このため、 5 b→L o→C o→Q 3→5 bと電流が流れて、 負荷 R oに直流 電力が供給される。 なお、 期間 T 6から期間 T 7の動作は、 図 3において説明し たものと同様であるので、 ここでは、 その説明は省略する。  Next, in a period T5, the switch Q1 is on, the switch Q2 is off, the switch Q3 is on, and the switch Q4 is off. At this time, a current flows in a closed loop of Ei → 5a → Ql → Ei. For this reason, energy (one end on one side indicated by a mark of the primary winding 5a and + on the other end) is accumulated in the primary winding 5a. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by a symbol and the other end is +). Therefore, a current flows in the order of 5b → Lo → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operation in the period T6 to the period T7 is similar to that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
次に、 期間 T 8では、 スィッチ Q 1がオフ、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4がオンである。 このとき、 E i→5 d→C s→Q 2→E iの閉ループで電流が流れる。 このため、 トランス Tの 4次卷線 5 dには起電力 ( 1次巻線 5 aの · 印で示す一端側が十で他端側が一） が発生し、 この起電力 により 3次巻線 5 cにも電圧 （3次卷線 5 cの · 印で示す一端側が十で他端側 が—） が発生する。 このため、 5 c→L o→C o→Q 4→5 cと電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。  Next, in a period T8, the switch Q1 is off, the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on. At this time, a current flows in a closed loop of Ei → 5d → Cs → Q2 → Ei. As a result, an electromotive force is generated in the quaternary winding 5 d of the transformer T (one end is ten and the other end is one as indicated by the symbol of the primary winding 5 a), and the electromotive force generates the tertiary winding 5 d. A voltage is also generated at c (one end is tens and the other end is-as indicated by the symbol of the third winding 5c). Therefore, a current flows in the order of 5c → Lo → Co → Q4 → 5c, and DC power is supplied to the load Ro.
従って、 第 1の実施の形態及び第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕 の効果と同様な効果が得られる。 また、 スィッチ Q 1とスィッチ Q 2との GND を共通ィ匕することができる。  Therefore, the same effects as those of the DC-DC converter according to the first and second embodiments can be obtained. Further, the GND of the switch Q1 and the GND of the switch Q2 can be shared.
(第 6の実施の形態） (Sixth embodiment)
図 1 2は第 6の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図であ る。 図 1 2に示す第 6の実施の形態に係る D C— D Cコンバータは、 同期整流器 が倍電流整流を行うことを特徴とする。  FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a sixth embodiment. The DC-DC converter according to the sixth embodiment shown in FIG. 12 is characterized in that a synchronous rectifier performs double current rectification.
図 1 2に示す同期整流器において、 インダクタ L 1とインダクタ L 2とが直列 に接続され、 2次巻線 5 bの一端及びインダクタ L 1の一端は、 スィッチ Q 3の 一端とダイオード D Q 3の力ソードとに接続され、 2次巻線 5 bの他端及びィン ダクタ L 2の一端は、 スィッチ Q 4の一端とダイオード Dq 4の力ソードとに接 続されている。 スィッチ Q 3の他端とダイオード Dq 3のアノードとは、 スイツ チ Q4の他端とダイオード DQ 4のアノードとに接続され、 且つコンデンサ Co の一端及び負荷 Roの一端に接続されている。 インダクタ L 1とインダク夕 L 2 との接続点は、 コンデンサ Coの他端及び負荷 Roの他端に接続されている。 ま た、 トランス Tの 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは逆相となっている。 In the synchronous rectifier shown in Fig. 12, inductor L1 and inductor L2 are connected in series. One end of the secondary winding 5b and one end of the inductor L1 are connected to one end of the switch Q3 and the force source of the diode DQ3, and the other end of the secondary winding 5b and the inductor One end of L2 is connected to one end of switch Q4 and the power source of diode Dq4. The other end of switch Q3 and the anode of diode Dq3 are connected to the other end of switch Q4 and the anode of diode DQ4, and are also connected to one end of capacitor Co and one end of load Ro. The connection point between the inductor L1 and the inductor L2 is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro. The primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer T have opposite phases.
なお、 図 12に示すその他の構成は、 図 3に示す DC— DCコンバータの構成 と同一構成であり、 同一部分には同一符号を付し、 その詳細な説明は省略する。 制御回路 10及びトランス Tの 1次側回路が図 3に示したものと同様であるの で、 各部の勲作は図 4乃至図 7のタイミングチヤ一トで示す動作と同様である。 ここでは、 同期整流器の構成のみが異なるので、 スィツチ Q 1がオン時及びオフ 時の同期整流器の動作を説明する。  The other configuration shown in FIG. 12 is the same as the configuration of the DC-DC converter shown in FIG. 3, and the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof will not be repeated. Since the control circuit 10 and the primary side circuit of the transformer T are the same as those shown in FIG. 3, the operation of each part is the same as the operation shown in the timing charts of FIGS. Here, only the configuration of the synchronous rectifier is different, so the operation of the synchronous rectifier when the switch Q1 is on and off will be described.
まず、 スィッチ Q1がオン時 （期間 T 5に対応） には、 スィッチ Q 3がオン、 スィッチ Q2がオフ、 スィッチ Q4がオフである。 このとき、 直流電源 E iから トランス Tの 1次巻線 5 aを介してスィッチ Q 1に電流が流れて、 1次巻線 5 a にエネルギー（1次巻線 5 aの · 印で示す一端側が +で他端側が一）が蓄積され る。 このエネルギーにより 2次巻線 5 bにも電圧（ 2次巻線 5 bの ·印で示す一 端側が十で他端側が—） が発生する。 このため、 5b→L2→Co→Q3→5 b の第 1の閉ループ電流が流れて、 負荷 Roに直流電力が供給される。 また、 L 1 →Co→Q3→L lの第 2の閉ループ電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給 される。 従って、 負荷 Roには倍電流が流れる。  First, when the switch Q1 is on (corresponding to the period T5), the switch Q3 is on, the switch Q2 is off, and the switch Q4 is off. At this time, a current flows from the DC power supply E i to the switch Q 1 via the primary winding 5 a of the transformer T, and energy is applied to the primary winding 5 a (one end indicated by a symbol of the primary winding 5 a). Side is + and the other side is 1). Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by a circle and the other end is-). Therefore, the first closed loop current of 5b → L2 → Co → Q3 → 5b flows, and DC power is supplied to the load Ro. Also, a second closed loop current of L 1 → Co → Q3 → L l flows, and DC power is supplied to the load Ro. Therefore, a double current flows through the load Ro.
次に、 スィッチ Q1がオフ時 （期間 T 8に対応） には、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4がオンである。 このとさ、 卜ランス Tの 1次 巻線 5 aには逆起電力 （ 1次巻線 5 aの ·印で示す一端側が一で他端側が +) が発生し、 この逆起電力により 2次巻き線 5 bにも電圧 （ 2次巻線 5 bの ·印 で示す一端側が—で他端側が +) が発生する。 このため、 5b→L l→Co→Q 4→ 5 bの第 1の閉ループ電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。 ま た、 L 2→C o→Q 4→L 2の第 2の閉ループ電流が流れて、 負荷 R oに直流電 力が供給される。 従って、 負荷 R oには倍電流が流れる。 Next, when the switch Q1 is off (corresponding to the period T8), the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on. At this time, a back electromotive force (one end of the primary winding 5a indicated by a symbol and one end of the primary winding 5a is +) is generated in the primary winding 5a of the transformer T. A voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol is-and the other end is +). Therefore, 5b → L l → Co → Q The first closed-loop current of 4 → 5b flows, and DC power is supplied to the load Ro. Also, a second closed loop current of L2 → Co → Q4 → L2 flows to supply DC power to the load Ro. Therefore, a double current flows through the load Ro.
従って、 スィツチ Q 1がオン時でもオフ時でも負荷 R oには倍電流が供給され る。また、 2次卷線 5 bにタツプを設けなくて済み、 2次卷線 5 bが 1つで済む。 さらに、 第 1の実施の形態及び第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバー夕の 効果と同様な効果が得られる。  Therefore, a double current is supplied to the load Ro whether the switch Q1 is on or off. Also, there is no need to provide a tap on the secondary winding 5b, and only one secondary winding 5b is required. Further, an effect similar to the effect of the DC-DC converter according to the first and second embodiments can be obtained.
(第 7の実施の形態） (Seventh embodiment)
図 1 3は第 7の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図であ る。 図 1 3において、 直流電源 E iの両端にはスィッチ Q l aとトランス Tの 1 次巻線 5 aとスィツチ Q 1 bとが直列に接続され、 スィツチ Q 1 aにはダイォ一 ド D q 1 aと共振用コンデンサ C q 1 aが並列に接続され、 スィツチ Q 1 bには ダイオード D q 1 bと共振用コンデンサ C Q 1 bが並列に接続されている。 1次 巻線 5 aの両端にはスィツチ Q 2とスナバコンデンサ C sとが直列に接続され、 スィツチ Q 2にはダイォード D q 2が並列に接続されている。  FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a seventh embodiment. In FIG. 13, a switch Q la and a primary winding 5 a of a transformer T and a switch Q 1 b are connected in series to both ends of a DC power supply E i, and a diode D q 1 is connected to the switch Q 1 a. a is connected in parallel with the resonance capacitor Cq1a, and the switch Q1b is connected in parallel with the diode Dq1b and the resonance capacitor CQ1b. A switch Q2 and a snubber capacitor Cs are connected in series to both ends of the primary winding 5a, and a diode Dq2 is connected to the switch Q2 in parallel.
2次巻線 5 bの両端にはスィッチ Q 3 aとスィッチ Q 4 bとが直列に接続され るとともに、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 3 bとが直列に接続されている。 スィ ツチ Q 3 aとスィッチ Q 4 bとの接続点は、 インダクタ L oを介してコンデンサ C oの一端に接続され、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 3 bとの接続点は、 コンデ ンサ C oの他端に接続されている。 スィッチ Q 3 aにはダイオード D q 3 aが並 列に接続され、スィツチ Q 4 bにはダイォード D Q 4 bが並列に接続されている。 スィツチ Q 4 aにはダイオード D Q 4 aが並列に接続され、 スィツチ Q 3 bには ダイォ一ド D Q 3 bが並列に接続されている。  At both ends of the secondary winding 5b, a switch Q3a and a switch Q4b are connected in series, and a switch Q4a and a switch Q3b are connected in series. The connection point between the switch Q3a and the switch Q4b is connected to one end of the capacitor C0 via the inductor Lo, and the connection point between the switch Q4a and the switch Q3b is connected to the capacitor C0. Is connected to the other end. A diode Dq3a is connected in parallel with the switch Q3a, and a diode DQ4b is connected in parallel with the switch Q4b. A diode DQ4a is connected in parallel with the switch Q4a, and a diode DQ3b is connected in parallel with the switch Q3b.
制御回路 1 0 aは、 スィッチ Q 1 aとスィッチ Q 1 bとを同時にオンさせたと き、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとを同時にオンさせ、 スィッチ Q 2をオフ させ、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとを同時にオフさせる。 制御回路 1 0 a は、 スィッチ Q l aとスィッチ Q l bとを同時にオフさせたとき、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとを同時にオフさせ、 スィッチ Q 2をオンさせ、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとを同時にオンさせる。 また、 制御回路 10 aは、 スイツ チ Q 2をオフさせる直前 （スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4 a及びスィッチ Q 4bがオンの状態） にスィッチ Q3 a及びスィッチ Q3 bをオンさせ、 スィッチ Q2をオフさせ、 スィツチ Q 1 aとスィツチ Q 1 とスィツチ Q 3 aとスィツチ Q3 bとをオンさせる。 The control circuit 10a turns on the switches Q3a and Q3b at the same time, turns off the switch Q2, and turns off the switch Q4a when the switches Q1a and Q1b are turned on at the same time. And switch Q 4 b are turned off at the same time. When the control circuit 10a simultaneously turns off the switch Q la and the switch Q lb, the switch Q 3 a and switch Q3b are turned off at the same time, switch Q2 is turned on, and switch Q4a and switch Q4b are turned on at the same time. The control circuit 10a turns on the switch Q3a and the switch Q3b immediately before turning off the switch Q2 (the state where the switch Q2 is on and the switch Q4a and the switch Q4b are on). Is turned off, and switches Q1a, Q1, switch Q3a, and switch Q3b are turned on.
次に、 このように構成された第 7の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕の 動作を説明する。  Next, the operation of the DC-DC converter unit according to the seventh embodiment configured as described above will be described.
まず、 期間 T 2において、 スィッチ Q2とスィッチ Q3 aとスィッチ Q3 bと スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとがオンであり、 スィッチ Q 1 aとスィッチ Q l bとがオフである。 このとき、 C s→5 a→Q 2→C sの閉ループで電流が流 れる。 また、 トランス Tの 1次 2次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡に なり、 スィツチ Q 2の電流が直線的に増加する。  First, in the period T2, the switch Q2, the switch Q3a, the switch Q3b, the switch Q4a, and the switch Q4b are on, and the switch Q1a and the switch Qlb are off. At this time, a current flows in a closed loop of Cs → 5a → Q2 → Cs. In addition, a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary sides of the transformer T, and the current of the switch Q2 increases linearly.
この電流が増加したところ、 即ち、 期間 T 3において、 スィッチ Q 2をオフす ると、 漏洩インダクタンスと共振用コンデンサ C Q 1 aと共振用コンデンサ Cq l b (Cq 1 aと Cq 1 bとのシリーズ） とで共振を起こす この共振によりス ィツチ Q 1 aとスィツチ Q 1 bとの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。 次に、 期間 T 4において、 スィッチ Ql aとスィッチ Ql bとが零電圧になつ た後に、 ダイオード D Q 1 a， Dq 1 bに電流が流れている期間 T dの時刻 t 4 で、 スィッチ Q 1 aとスィッチ Q 1 bとのゲート信号を入力する。 即ち、 ソフト スイッチングでスィッチ Q 1 aとスィッチ Q 1 bをオンしたことになるので、 ス イッチ Q 1 aとスィッチ Q 1 bのスイッチングロスを低減できる。 その後、 スィ ツチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとのゲート信号をオフする。 そして、 スィッチ Q 4 aとスィツチ Q 4 bとの電流が減少して、 零になったところで期間 T 5に移る。 次に、 期間 T 5では、 スィッチ Ql aとスィッチ Ql bとがオン、 スィッチ Q 2がオフ、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとがオン、 スィッチ Q 4 aとスイツ チ Q4bとがオフである。 このとき、 E i→Q 1 a→5 a→Q 1 b→E iと電流 が流れる。 このため、 1次卷線 5 aにエネルギー （1次巻線 5 aの · 印で示す一 端側が十で他端側が一） が蓄積される。 このエネルギ一により 2次巻線 5 bにも 電圧（2次巻線 5 bの · 印で示す一端側が +で他端側が—） が発生する。 このた め、 5 b→Q 3 a→L o→C o→Q 3 b→5 bと電流が流れて、 負荷 R oに直流 電力が供給される。 なお、 期間 T 6から期間 T 7の動作は、 図 3において説明し たものと同様であるので、 ここでは、 その説明は省略する。 When this current increases, that is, in the period T3, when the switch Q2 is turned off, the leakage inductance, the resonance capacitor CQ1a and the resonance capacitor Cqlb (a series of Cq1a and Cq1b) Resonance is caused by this resonance. The voltage of the switch Q1a and the switch Q1b can be easily reduced to zero voltage by this resonance. Next, in the period T4, after the switches Qla and Qlb become zero voltage, at the time t4 of the period Td in which the current flows through the diodes DQ1a and Dq1b, the switch Q1 Input the gate signal between a and switch Q 1 b. That is, since the switches Q1a and Q1b are turned on by the soft switching, the switching loss of the switches Q1a and Q1b can be reduced. Thereafter, the gate signals of the switches Q4a and Q4b are turned off. Then, when the current of the switch Q4a and the current of the switch Q4b decrease and become zero, the process proceeds to the period T5. Next, in the period T5, the switches Qla and Qlb are on, the switch Q2 is off, the switches Q3a and Q3b are on, and the switches Q4a and Q4b are off. is there. At this time, a current flows in the order of Ei → Q1a → 5a → Q1b → Ei. Therefore, the primary winding 5a has the energy (the Is accumulated at the end and ten at the other end. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by + and the other end is indicated by-). Therefore, a current flows in the order of 5b → Q3a → Lo → Co → Q3b → 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operation in the period T6 to the period T7 is similar to that described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
次に、 期間 T 8では、 スィッチ Q l aとスィッチ Q l bとがオフ、 スィッチ Q 3 aとスィツチ Q 3 bとがオフ、 スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4 aとスイツ チ Q 4 bとがオンである。このとき、 トランス Tの 1次巻線 5 aには逆起電力（1 次卷線 5 aの · 印で示す一端側が一で他端側が +) が発生し、 この逆起電力に より 2次巻き線 5 bにも電圧（ 2次巻線 5 bの ·印で示す一端側が—で他端側が +) が発生する。 このため、 5 b→Q 4 b→L o— C o→Q 4 a→5 bと電流が 流れて、 負荷 R oに直流電力が供給される。  Next, in the period T8, the switches Q la and Q lb are turned off, the switches Q 3a and Q 3b are turned off, the switch Q 2 is turned on, and the switches Q 4a and Q 4b are turned off. Is on. At this time, back electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (one end of the primary winding 5a is indicated by a symbol and the other end is +). A voltage is also generated in the winding 5b (one end of the secondary winding 5b indicated by a symbol is-and the other end is +). Therefore, a current flows from 5b to Q4b to Lo-Co to Q4a to 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
従って、 第 1の実施の形態及び第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕 の効果と同様な効果が得られる。 また、 トランス Tの 1次巻線 5 aにスィッチ Q 1 aとスィッチ Q 1 bとを直列に接続しているので、 スィッチ Q l a、 スィッチ Q l b、 及びスィッチ Q 2の各スィッチの耐圧が半分で済む。 また、 同期整流器 側を、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとスィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとか らなるフルブリッジ回路としたので、 各々のスィッチの耐圧が半分で済む。 さら に、 2次巻線 5 bが 1つで済む。  Therefore, effects similar to the effects of the DC-DC converter according to the first and second embodiments can be obtained. Also, since the switches Q1a and Q1b are connected in series to the primary winding 5a of the transformer T, the withstand voltage of each of the switches Qla, Qlb, and Q2 is half. Only needs to be done. Also, since the synchronous rectifier side is a full bridge circuit composed of the switches Q3a, Q3b, Q4a, and Q4b, the breakdown voltage of each switch can be reduced to half. Furthermore, only one secondary winding 5b is required.
なお、 第 7の実施の形態では、 期間 T 2において、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとがオンのときにスィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとをオンしたが、 例え ば、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとがオンのときにスィッチ Q 3 a又はスィ ツチ Q 3 bのいずれか一方をオンさせても良い。 即ち、 スィッチ Q 3 a又はスィ ツチ Q 3 bのいずれか一方がオンすれば、 2次巻線 5 bが短絡状態となるからで ある。  In the seventh embodiment, during the period T2, the switches Q3a and Q3b are turned on when the switches Q4a and Q4b are on. For example, the switches Q3a and Q3b are turned on. When the switch 4a and the switch Q4b are on, either the switch Q3a or the switch Q3b may be turned on. That is, if either the switch Q3a or the switch Q3b is turned on, the secondary winding 5b is short-circuited.
(第 8の実施の形態） ' (Eighth embodiment) ''
図 1 4は第 8の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を示す回路構成図であ る。 図 14に示す第 8の実施の形態に係る DC— DCコンバータは、 図 13に示 す第 7の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕の 1次側回路と、 図 3に示す第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンパ一夕の 2次側回路とを組合わせたもので ある。 FIG. 14 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the eighth embodiment. You. The DC-DC converter according to the eighth embodiment shown in FIG. 14 includes the primary circuit of the DC-DC converter according to the seventh embodiment shown in FIG. 13 and the first circuit shown in FIG. This is a combination of the DC-DC converter and the secondary circuit according to the embodiment of the present invention.
制御回路 10bは、 スィッチ Ql aとスィッチ Ql bとを同時にオンさせたと き、 スィッチ Q 3をオンさせ、 スィッチ Q 2をオフさせ、 スィッチ Q4をオフさ せる。 制御回路 10bは、 スィッチ Ql aとスィッチ Ql bとを同時にオフさせ たとき、 スィッチ Q3をオフさせ、 スィッチ Q2をオンさせ、 スィッチ Q4をォ ンさせる。 また、 制御回路 10bは、 スィッチ Q 2をオフさせる直前 （スィッチ Q2がオン、 スィッチ Q 4がオンの状態） にスィッチ Q 3をオンさせ、 スィッチ Q 2をオフさせ、 スィツチ Q 1 aとスィツチ Q 1 bとスィツチ Q 3とをオンさせ る。  When simultaneously turning on the switches Qla and Qlb, the control circuit 10b turns on the switch Q3, turns off the switch Q2, and turns off the switch Q4. When the switch Qla and the switch Qlb are simultaneously turned off, the control circuit 10b turns off the switch Q3, turns on the switch Q2, and turns on the switch Q4. The control circuit 10b turns on the switch Q3, turns off the switch Q2 immediately before turning off the switch Q2 (the state where the switch Q2 is on and the switch Q4 is on), and switches the switch Q1a and the switch Q1. Turn on 1b and switch Q3.
このように構成された第 8の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕によれば、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバー夕の効果が得られるとともに、 トラ ンス Tの 1次巻線 5 aにスィッチ Ql aとスィッチ Ql bとを直列に接続してい るので、 スィッチ Ql a、 スィッチ Ql b、 及びスィッチ Q 2の各スィッチの耐 圧が半分で済む。  According to the DC-DC converter according to the eighth embodiment configured as above, the effect of the DC-DC converter according to the first embodiment can be obtained, and the first order of the transformer T can be obtained. Since the switch Qla and the switch Qlb are connected in series to the winding 5a, the withstand voltage of each of the switches Qla, Qlb, and Q2 can be reduced to half.
(第 9の実施の形態） (Ninth embodiment)
図 15は第 9の実施の形態に係る DC— DCコンパ一夕を示す回路構成図であ る。 図 15に示す第 9の実施の形態に係る D C— D Cコンバータは、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとが巻回されたトランス T 1と、 3次巻線 5 cと 4次巻線 5 d とが巻回されたトランス T 2とを用いたことを特徴とする。 なお、 1次卷線 5 a と 2次卷線 5 bとは逆相となっており、 3次巻線 5 cと 4次巻線 5 dとは逆相と なっている。  FIG. 15 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a ninth embodiment. The DC-DC converter according to the ninth embodiment shown in FIG. 15 includes a transformer T1 in which a primary winding 5a and a secondary winding 5b are wound, and tertiary windings 5c and 4 It is characterized by using a transformer T2 wound with a next winding 5d. The primary winding 5a and the secondary winding 5b have opposite phases, and the tertiary winding 5c and the quaternary winding 5d have opposite phases.
直流電源 E iの両端にはトランス T1の 1次巻線 5 aとトランス T 2の 3次巻 線 5 cとスィツチ Q 1との直列回路が接続されている。 スィツチ Q 1の両端には ダイオード Dq 1と共振用コンデンサ Cd 1とが並列に接続されている。 トラン ス T 2の 3次巻線 5 cの一端とスィッチ Q 1の一端との接続点には、 スィッチ Q 2の一端が接続され、 スィツチ Q 2の他端はスナバコンデンサ C sを介して直流 電源 E iの負極に接続されている。 スィッチ Q 2の両端にはダイオード D Q 2が 並列に接続されている。 A series circuit of a primary winding 5a of a transformer T1, a tertiary winding 5c of a transformer T2, and a switch Q1 is connected to both ends of the DC power supply Ei. A diode Dq1 and a resonance capacitor Cd1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1. Tran One end of the switch Q2 is connected to a connection point between one end of the tertiary winding 5c of the switch T2 and one end of the switch Q1, and the other end of the switch Q2 is connected to a DC power supply via a snubber capacitor Cs. It is connected to the negative electrode of Ei. A diode DQ 2 is connected in parallel to both ends of the switch Q 2.
トランス T 1の 2次巻線 5 bとトランス T 2の 4次巻線 5 dとが直列に接続さ れ、 2次巻線 5 bの一端は、 スィッチ Q 3の一端とダイオード D Q 3の力ソード とに接続され、 4次巻線 5 dの一端は、 スィッチ Q 4の一端とダイオード D Q 4 の力ソードとに接続されている。 スィッチ Q 3の他端とダイオード D q 3のァノ —ドとは、 スィッチ Q 4の他端とダイオード D Q 4のアノードとに接続され、 且 つコンデンサ C oの一端及び負荷 R oの一端に接続されている。 2次巻線 5 と 4次巻線 5 dとの接続点は、 コンデンサ C oの他端及び負荷 R oの他端に接続さ れている。  The secondary winding 5b of the transformer T1 and the quaternary winding 5d of the transformer T2 are connected in series, and one end of the secondary winding 5b is connected to one end of the switch Q3 and the force of the diode DQ3. One end of the fourth winding 5d is connected to one end of the switch Q4 and the power source of the diode DQ4. The other end of the switch Q3 and the anode of the diode Dq3 are connected to the other end of the switch Q4 and the anode of the diode DQ4, and to one end of the capacitor Co and one end of the load Ro. It is connected. The connection point between the secondary winding 5 and the quaternary winding 5d is connected to the other end of the capacitor Co and the other end of the load Ro.
次に、 このように構成された第 9の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕の 動作を説明する。  Next, the operation of the DC-DC converter unit according to the ninth embodiment configured as described above will be described.
まず、 期間 T 2において、 スィッチ Q 2とスィッチ Q 3とスィッチ Q 4とがォ ンであり、 スィッチ Q 1がオフである。 このとき、 5 a→5 c→Q 2→C sと電 流が流れる。 また、 トランス T 1の 1次 2次間にある漏洩インダクタンス及びト ランス T 2の 3次 4次間にある漏洩ィンダク夕ンスを通して短絡になり、 1次巻 線 5 aの電流及び 3次巻線 5 cの電流が直線的に増加する。  First, in the period T2, the switch Q2, the switch Q3, and the switch Q4 are on, and the switch Q1 is off. At this time, a current flows in the order of 5a → 5c → Q2 → Cs. In addition, a short circuit occurs through the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T1 and the leakage inductance between the tertiary and quaternary of the transformer T2, and the current of the primary winding 5a and the tertiary winding The current of 5c increases linearly.
この電流が増加したところ、 即ち、 期間 T 3において、 スィッチ Q 2をオフす ると、 トランス T 1の 1次 2次間にある漏洩ィンダクタンスとトランス T 2の 3 次 4次間にある漏洩インダクタンスと共振用コンデンサ C q 1とで共振を起こす。 この共振によりスィッチ Q 1の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。 次に、 期間 T 4において、 スィッチ Q 1が零電圧になった後に、 ダイオード D q 1に電流が流れている期間 T dの時刻 t 4で、 スィッチ Q 1のゲート信号を入 力する。 即ち、 ソフトスイッチングでスィッチ Q 1をオンしたことになるので、 スィッチ Q 1のスイッチングロスを低減できる。 その後、 スィッチ Q 4のゲート 信号をオフする。 そして、 スィッチ Q 4の電流が減少して、 零になったところで 期間 T 5に移る。 When this current increases, that is, in the period T3, when the switch Q2 is turned off, the leakage inductance between the primary and secondary of the transformer T1 and the leakage between the tertiary and quaternary of the transformer T2 Resonance occurs between the inductance and the resonance capacitor C q 1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. Next, in a period T4, after the switch Q1 becomes zero voltage, a gate signal of the switch Q1 is input at a time t4 in a period Td in which a current flows through the diode Dq1. That is, since the switch Q1 is turned on by the soft switching, the switching loss of the switch Q1 can be reduced. After that, the gate signal of the switch Q4 is turned off. And when the current of switch Q 4 decreases to zero Move to period T5.
次に、 期間 Τ 5では、 スィッチ Q1がオン、 スィッチ Q 2がオフ、 スィッチ Q 3がオン、 スィッチ Q4がオフである。 このとき、 E i→5 a→5 c→Q 1→Ε iの閉ループで電流が流れる。 このため、 1次巻線 5 aにエネルギー （1次卷線 5 &の ·印で示す一端側が十で他端側が—）が蓄積される。 このエネルギーによ り 2次卷線 5 bにも電圧 （2次巻線 5 bの · 印で示す一端側が +で他端側が一） が発生する。 このため、 5 b→Co→Q3→5 bと電流が流れて、 負荷 R oに直 流電力が供給される。 なお、 期間 T 6から期間 T 7の動作は、 図 3において説明 したものと同様であるので、 ここでは、 その説明は省略する。  Next, in period # 5, switch Q1 is on, switch Q2 is off, switch Q3 is on, and switch Q4 is off. At this time, a current flows in a closed loop of E i → 5 a → 5 c → Q 1 → Ε i. For this reason, energy is stored in the primary winding 5a. Due to this energy, a voltage is also generated on the secondary winding 5b (one end of the secondary winding 5b is indicated by + and the other end is one). As a result, a current flows in the order of 5b → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro. Note that the operations in the period T6 to the period T7 are the same as those described with reference to FIG. 3, and thus description thereof is omitted here.
次に、 期間 T 8では、 スィッチ Q1がオフ、 スィッチ Q 3がオフ、 スィッチ Q 2がオン、スィッチ Q4がオンである。このとき、 3次眷線 5 cには逆起電力（3 次巻線 5じの · 印で示す一端側が—で他端側が +)が発生し、 この逆起電力によ り 4次卷線 5 dにも電圧 （4次巻線 5 dの · 印で示す一端側が—で他端側が +) が発生する。 このため、 5 d→Co→Q4→5 dと電流が流れて、 負荷 Roに直 流電力が供給される。  Next, in a period T8, the switch Q1 is off, the switch Q3 is off, the switch Q2 is on, and the switch Q4 is on. At this time, a counter electromotive force is generated in the tertiary line 5c (one end is indicated by a minus sign on the tertiary winding 5 and the other end is indicated by +). A voltage is also generated at 5 d (one end of the fourth winding 5 d indicated by a symbol is-and the other end is +). As a result, a current flows in the order of 5d → Co → Q4 → 5d, and DC power is supplied to the load Ro.
従って、 第 1の実施の形態及び第 2の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一タ の効果と同様な効果が得られる。 また、 この場合には、 インダクタ Loが不要と なる。 (第 10の実施の形態）  Therefore, an effect similar to that of the DC-DC converter according to the first embodiment and the second embodiment can be obtained. In this case, the inductor Lo becomes unnecessary. (Tenth embodiment)
図 16は第 10の実施の形態に係る DC— DCコンパ一タを示す回路構成図で ある。 図 16に示す第 10の実施の形態に係る DC—DCコンバータは、 図 9に 示す第 3の実施の形態に係る DC— DCコンバータの 1次側回路と、 図 13に示 す第 7の実施の形態に係る D C— D Cコンバー夕の 2次側回路とを組合わせたも のである。  FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC-DC converter according to a tenth embodiment. The DC-DC converter according to the tenth embodiment shown in FIG. 16 includes a primary-side circuit of the DC-DC converter according to the third embodiment shown in FIG. 9 and a seventh embodiment shown in FIG. This is a combination of the DC-DC converter and the secondary side circuit according to the form (1).
制御回路 10 cは、 スィッチ Q1をオンさせたとき、 スィッチ Q 3 aとスイツ チ Q 3 bとを同時にオンさせ、 スィッチ Q 2をオフさせ、 スィッチ Q4 aとスィ ツチ O 4 bとを同時にオフさせる。 制御回路 10 cは、 スィッチ Q1をオフさせ たとき、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとを同時にオフさせ、 スィッチ Q 2を オンさせ、 スィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとを同時にオンさせる。 また、 制御 回路 1 0 cは、 スィッチ Q 2をオフさせる直前 （スィッチ Q 2がオン、 スィッチ Q 4 a及びスィツチ Q bがオンの状態） にスィツチ Q 3 a及びスィツチ Q 3 b をオンさせ、 スィッチ Q 2をオフさせ、 スィッチ Q l、 スィッチ Q 3 a及びスィ ツチ Q 3 bをオンさせる。 When switch Q1 is turned on, control circuit 10c turns on switch Q3a and switch Q3b simultaneously, turns off switch Q2, and turns off switch Q4a and switch O4b simultaneously. Let it. Control circuit 10c turns off switch Q1. Then, switch Q3a and switch Q3b are turned off at the same time, switch Q2 is turned on, and switch Q4a and switch Q4b are turned on at the same time. Also, the control circuit 10c turns on the switches Q3a and Q3b immediately before turning off the switch Q2 (in a state where the switch Q2 is on and the switches Q4a and Qb are on). Turn off switch Q2 and turn on switch Ql, switch Q3a and switch Q3b.
このように構成された第 1 0の実施の形態に係る D C— D Cコンバータによれ ば、 第 3の実施の形態に係る D C _ D Cコンバ一夕の効果が得られるとともに、 同期整流器側を、 スィッチ Q 3 aとスィッチ Q 3 bとスィッチ Q 4 aとスィッチ Q 4 bとからなるフルブリッジ回路としたので、 各々のスィッチの耐圧が半分で 済む。 さらに、 2次巻線 5 bが 1つで済む。  According to the DC-DC converter according to the tenth embodiment configured as described above, the effect of the DC-DC converter according to the third embodiment can be obtained, and the synchronous rectifier side can be switched. Since a full bridge circuit composed of Q3a and switch Q3b and switch Q4a and switch Q4b is used, the withstand voltage of each switch can be reduced to half. Furthermore, only one secondary winding 5b is required.
なお、 本発明は、 前述した第 1乃至第 1 0の実施の形態に係る D C— D Cコン バ一夕に限定されるものではなく、 第 1乃至第 1 0の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕を適宜組合わせたものにも適用可能である。  The present invention is not limited to the DC-DC converters according to the first to tenth embodiments described above, but may be applied to the DC-DC converters according to the first to tenth embodiments. The present invention is also applicable to a combination of the combination of the components.
(第 1 1の実施の形態） (Eleventh Embodiment)
第 1実施の形態から第 1 0の実施の形態に係る D C—D Cコンバータでは、 ス イッチとして、 ノーマリオフタイプの MO S F E T等を用いた。 このノ一マリオ フタイプのスィッチは、 電源がオフ時にオフ状態となるスィッチである。  In the DC-DC converters according to the first to tenth embodiments, a normally-off type MOSFET is used as a switch. The switch of this type is a switch which is turned off when the power is turned off.
一方、 S I T (static induction transistor, 静電誘導トランジスタ） 等のノー マリオンタイプのスィッチは、 電源がォフ時にオン状態となるスィッチである。 このノーマリオンタイプのスィッチは、 スィツチングスピードが速く、 オン抵抗 も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、 スィツチング損失を減少させ高効率が期待できる。  On the other hand, normally-on type switches such as SIT (static induction transistor) are switches that are turned on when the power is off. This normally-on type switch has a high switching speed and a low on-resistance, and is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply. The switching loss can be reduced and high efficiency can be expected.
しかし、 ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、 電源をオンする と、 スィッチがオン状態であるため、 スィッチが短絡する。 このため、 ノーマリ オンタイプのスィツチを起動できず、 特殊な用途以外には使用できない。  However, in a normally-on type switching element, when the power is turned on, the switch is in an on state, and the switch is short-circuited. For this reason, normally-on type switches cannot be started, and cannot be used for any other purpose.
第 1 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータは、 第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンパー夕の構成を有すると共に、 スィッチ Q 1にノーマリオンタイ プのスィッチを使用するために、 電源オン時に、 入力平滑コンデンサの突入電流 を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、 ノ 一マリオンタイプのスィッチの逆バイァス電圧に使用し、 電源オン時の問題をな くす構成を追加したことを特徴とする。 The DC-DC converter according to the first embodiment is a DC-DC converter according to the first embodiment. DC- Inverter current limiting resistor inserted to reduce the inrush current of the input smoothing capacitor when the power is turned on because it has a DC-comparator configuration and uses a normally-on type switch for switch Q1. The voltage resulting from this voltage drop is used as the reverse bias voltage of a normally-on switch, and a configuration that eliminates problems at power-on is added.
図 1 7は第 1 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータを示す回路構成図で ある。 図 1 7に示す D C— D Cコンパ一夕は、 図 3に示す第 1の実施の形態に係 る D C— D Cコンバータの構成を有すると共に、 交流電源 V a c 1から入力され る交流電圧を全波整流回路 B 1で整流して、 得られた電圧を別の直流電圧に変換 して出力するもので、 全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1と他方の出力端 P 2 との間には、 入力平滑コンデンサ C 1と突入電流制限抵抗 R 1とからなる直列回 路が接続されている。 なお、 交流電源 V a c 1及び全波整流回路 B 1は、 図 3に 示す直流電源 E iに対応する。  FIG. 17 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the first embodiment. The DC-DC converter shown in FIG. 17 has the configuration of the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 3, and also converts the AC voltage input from the AC power supply Vac1 into a full-wave. The rectifier circuit B1 rectifies the voltage and converts the obtained voltage to another DC voltage and outputs it.It is connected between one output terminal P1 and the other output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B1. Is connected to a series circuit composed of an input smoothing capacitor C1 and an inrush current limiting resistor R1. The AC power supply V ac 1 and the full-wave rectifier circuit B 1 correspond to the DC power supply E i shown in FIG.
全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1には、 トランス Tの 1次巻線 5 aを介し て S I T等のノ一マリオンタイプの主スィツチ Q 1 nが接続され、 主スィッチ Q I nは、 制御回路 1 1の PWM制御によりオン/オフする。 なお、 主スィッチ Q 1 n以外のスィッチ Q 2乃至スィッチ Q 4は、 ノーマリオフタイプのスィッチで ある。  One output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 is connected to a normally-on type main switch Q1n such as a SIT via a primary winding 5a of a transformer T, and the main switch QIn is It is turned on / off by the PWM control of the control circuit 11. The switches Q2 to Q4 other than the main switch Q1n are normally-off type switches.
また、 突入電流制限抵抗 R 1の両端にはスィッチ S 1が接続されている。 この スィッチ S 1は、 例えばノ一マリオフタイプの MO S F E T, B J T ひ イポー ラ接合トランジスタ） 等の半導体スィッチであり、 制御回路 1 1からの短絡信号 によりオン制御される。  A switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. The switch S 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOS FET, BJT (hyper junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
突入電流制限抵抗 R 1の両端には、 コンデンサ C 2と抵抗 R 2とダイォード D 2とからなる起動電源部 1 2が接続されている。 この起動電源部 1 2は、 突入電 流制限抵抗 R 1の両端に発生する電圧を取り出し、 コンデンサ C 2の両端電圧を 主スィッチ Q 1 nのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、 制御回路 1 1に出力する。 また、 入力平滑コンデンサ C 1に充電された充電電圧を制御回 路 1 1に供給する。 制御回路 11は、 交流電源 Va c 1をオンしたときに、 コンデンサ C2から供 給された電圧により起動し、 制御信号として端子 bから主スィッチ Q 1 nのゲー トに逆バイアス電圧を出力し、主スィッチ Q 1 nをオフさせる。この制御信号は、 例えば、 一 15 Vと 0Vとのパルス信号からなり、 一 15 Vの電圧により主スィ ツチ Q Inがオフし、 0Vの電圧により主スィッチ Q 1 nがオンする。 To both ends of the inrush current limiting resistor R1, a start-up power supply unit 12 including a capacitor C2, a resistor R2, and a diode D2 is connected. The start-up power supply unit 12 takes out the voltage generated across the inrush current limiting resistor R1 and controls the voltage across the capacitor C2 to use it as the reverse bias voltage to the gate of the main switch Q1n. Output to circuit 11. The charging voltage charged in the input smoothing capacitor C 1 is supplied to the control circuit 11. When the AC power supply Vac 1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C2, and outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the main switch Q1n as a control signal, Turn off the main switch Q 1 n. The control signal is composed of, for example, a pulse signal of 15 V and 0 V. The main switch Q In is turned off by a voltage of 115 V, and the main switch Q 1 n is turned on by a voltage of 0 V.
制御回路 11は、 入力平滑コンデンサ C 1の充電が完了した後、 端子 bから制 御信号として 0Vと— 15 Vとのパルス信号を主スィッチ Q 1 nのゲートに出力 し、 主スィッチ Q 1 nをスイッチング動作させる。 制御回路 11は、 主スィッチ Q 1 nをスィツチング動作させた後、 所定時間経過後にスィツチ S 1のゲ一トに 短絡信号を出力し、 スィッチ S 1をオンさせる。  After the charging of the input smoothing capacitor C 1 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0 V and −15 V to the gate of the main switch Q 1 n as a control signal from the terminal b, and the main switch Q 1 n Is switched. After the main circuit Q1n performs the switching operation, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
また、 トランス Tに設けられた 3次巻線 5 c (巻数 n3) の一端は、 主スイツ チ Q 1 nの一端とコンデンサ C 3の一端と制御回路 11とに接続され、 3次巻線 5 cの他端は、 ダイオード D 3の力ソードに接続され、 ダイオード D 3のァノ一 ドはコンデンサ C 3の他端及び制御回路 11の端子 cに接続されている。 3次巻 線 5 cとダイオード D3とコンデンサ C 3とは通常動作電源部 13を構成し、 こ の通常動作電源部 13は、 3次巻線 5 cで発生した電圧をダイオード D 3及びコ ンデンサ C 3を介して制御回路 11に供給する。  One end of a tertiary winding 5c (number of turns n3) provided in the transformer T is connected to one end of the main switch Q1n, one end of the capacitor C3, and the control circuit 11; The other end of c is connected to the force source of diode D3, and the diode of diode D3 is connected to the other end of capacitor C3 and terminal c of control circuit 11. The tertiary winding 5c, the diode D3, and the capacitor C3 constitute a normal operation power supply unit 13.The normal operation power supply unit 13 applies the voltage generated by the tertiary winding 5c to the diode D3 and the capacitor. It is supplied to the control circuit 11 via C3.
次にこのように構成された第 11の実施の形態に係る D C— D Cコンバー夕の 動作を図 17乃至図 19を参照しながら説明する。  Next, the operation of the DC-DC converter according to the eleventh embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
なお、 図 19において、 Vac 1は、 交流電源 V a c 1の交流電圧を示し、 入 力電流は、 交流電源 Va c 1に流れる電流を示し、 R1電圧は、 突入電流制限抵 抗 R 1に発生する電圧を示し、 C 1電圧は、 入力平滑コンデンサ C1の電圧を示 し、 C2電圧は、 コンデンサ C 2の電圧を示し、 出力電圧は、 コンデンサ Coの 電圧を示し、 制御信号は、 制御回路 11の端子 bから主スィッチ Ql nのゲート へ出力される信号を示す。  In FIG. 19, Vac 1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1, the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1, and the R1 voltage is generated at the inrush current limiting resistor R1. The C1 voltage indicates the voltage of the input smoothing capacitor C1, the C2 voltage indicates the voltage of the capacitor C2, the output voltage indicates the voltage of the capacitor Co, and the control signal indicates the voltage of the control circuit 11. Shows the signal output from the terminal b to the gate of the main switch Qln.
まず、 時刻 t 10において、 交流電源 Va c 1を印加 （オン） すると、 交流電 源 Va c 1の交流電圧は全波整流回路 B 1で全波整流される。 このとき、 ノーマ リオンタイプの主スィッチ Q 1 nは、 オン状態であり、 スィッチ S 1は、 オフ状 態である。 このため、 全波整流回路 B 1からの電圧は、 入力平滑コンデンサ C 1 を介して突入電流制限抵抗 R 1に全て印加される （図 1 8中の①)。 First, at time t10, when the AC power supply Vac1 is applied (turned on), the AC voltage of the AC power supply Vac1 is full-wave rectified by the full-wave rectification circuit B1. At this time, the normallyion type main switch Q 1 n is in the on state, and switch S 1 is in the off state. It is a state. Therefore, the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 is applied to the inrush current limiting resistor R1 via the input smoothing capacitor C1 ((1) in Fig. 18).
この突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧は、 ダイオード D 2、 抵抗 R 2を介 してコンデンサ C 2に蓄えられる （図 1 8中の②)。 ここで、 コンデンサ C 2の端 子 ί側が例えば零電位となり、コンデンサ C 2の端子 g側が例えば負電位となる。 このため、 コンデンサ C 2の電圧は、 図 1 9に示すように、 負電圧 （逆バイアス 電圧） となる。 このコンデンサ C 2の負電圧が端子 aを介して制御回路 1 1に供 給される。  The voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C2 via the diode D2 and the resistor R2 (② in Fig. 18). Here, the terminal ί side of the capacitor C 2 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C 2 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C2 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG. The negative voltage of the capacitor C2 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
そして、 コンデンサ C 2の電圧が、 主スィッチ Q 1 nのスレツシホールド電圧 TH Lになった時点 （図 1 9の時刻 t 1 1 ) で、 制御回路 1 1は、 端子 bから— 1 5 Vの制御信号を主スィッチ Q 1 nのゲートに出力する（図 1 8中の③)。この ため、 主スィッチ Q I nは、 オフ状態となる。  Then, when the voltage of the capacitor C 2 reaches the threshold voltage TH L of the main switch Q 1 n (time t 11 in FIG. 19), the control circuit 11 sends a voltage of −15 V from the terminal b. Is output to the gate of the main switch Q1n ((3) in Fig. 18). For this reason, the main switch Q In is turned off.
すると、 全波整流回路 B 1からの電圧により、 入力平滑コンデンサ C 1は、 充 電されて（図 1 8中の④)、入力平滑コンデンサ C 1の電圧が上昇していき、入力 平滑コンデンサ C 1の充電が完了する。  Then, the input smoothing capacitor C 1 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B 1 (④ in FIG. 18), the voltage of the input smoothing capacitor C 1 increases, and the input smoothing capacitor C 1 is increased. Charging of 1 is completed.
次に、時刻!： 1 2において、制御回路 1 1は、スイッチング動作を開始させる。 始めに、 端子 bから 0 Vの制御信号を主スィッチ Q I nのゲートに出力する （図 1 8中の⑤)。 このため、主スィッチ Q I nは、 オン状態となるため、 全波整流回 路 B 1の一方の出力端 P 1からトランス Tの 1次巻線 5 aを介して主スィッチ Q I nに電流が流れて（図 1 8中の⑥)、 トランス Tの 1次巻線 5 aにエネルギーが 蓄えられる。このエネルギーにより 2次巻線 5 bにも電圧が発生する。このため、 5 b→L o→C o→Q 3→5 bと電流が流れて、 負荷 R oに直流電力が供給され る。  Next, at time!: 12, the control circuit 11 starts the switching operation. First, a control signal of 0 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q In (⑤ in FIG. 18). Therefore, the main switch QIn is turned on, so that a current flows from one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the main switch QIn via the primary winding 5a of the transformer T. (⑥ in FIG. 18), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T. This energy also generates a voltage in the secondary winding 5b. Therefore, a current flows in the order of 5b → Lo → Co → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load Ro.
また、 トランス Tの 1次巻線 5 aと電磁結合している 3次巻線 5 cにも電圧が 発生し、 発生した電圧は、 ダイオード D 3及びコンデンサ C 3を介して制御回路 1 1に供給される （図 1 8中の⑦)。 このため、制御回路 1 1が動作を継続するこ とができるので、 主スィッチ Q l nのスイッチング動作を継続して行うことがで さる。 次に、 時刻 t 1 3において、 端子 bから— 1 5 Vの制御信号を主スィッチ Q 1 nのゲートに出力する。 このため、 時刻 t 1 3に主スィッチ Q 1 nがオフして、 トランス Tの漏洩ィンダクタンスと共振用コンデンサ C q 1による共振を起こし、 主スィッチ Q 1 nの電圧は上昇していき、 スィッチ Q 2の電圧は下降していく。 また、 時刻 t 1 3に制御回路 1 1から短絡信号をスィッチ S 1に出力すると、 ス ィツチ S 1がオンして（図 1 8中の⑧)、突入電流制限抵抗 R 1の両端が短絡され る。 このため、 突入電流制限抵抗 R 1の損失を減ずることができる。 Also, a voltage is generated in the tertiary winding 5c electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is transmitted to the control circuit 11 via the diode D3 and the capacitor C3. Supplied (⑦ in Figure 18). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the main switch Qln can be continuously performed. Next, at time t 13, a control signal of −15 V is output from the terminal b to the gate of the main switch Q 1 n. Therefore, at time t 13, the main switch Q 1 n is turned off, causing resonance due to the leakage inductance of the transformer T and the resonance capacitor C q 1, and the voltage of the main switch Q 1 n rises. The voltage of Q2 drops. When a short circuit signal is output from the control circuit 11 to the switch S1 at time t13, the switch S1 is turned on (⑧ in FIG. 18), and both ends of the rush current limiting resistor R1 are short-circuited. You. Therefore, the loss of the inrush current limiting resistor R1 can be reduced.
なお、 時刻 t 1 3は、 交流電源 V a c 1をオンしたとき （時刻 t i o ) からの経 過時間として設定され、 例えば入力平滑コンデンサ C 1と突入電流制限抵抗 R 1 との時定数 （て = C 1 · R 1 ) の約 5倍以上の時間に設定される。 以後、 主スィ ツチ Q l nはオンオフによるスイッチング動作を繰り返す。 主スィッチ Q l nが スィツチング動作を開始した後には、 主スィツチ Q 1 n及びスィツチ Q 2〜Q 4 は、 図 3に示す第 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバ一夕のスィツチ Q 1〜 Q 4の動作、 即ち、 図 4、 図 5、 図 7に示すタイミングチャートに従った動作と 同様に動作する。  The time t 13 is set as the elapsed time from the time when the AC power supply V ac 1 is turned on (time tio). For example, the time constant of the input smoothing capacitor C 1 and the inrush current limiting resistor R 1 (T = C 1 · R 1) is set to about 5 times or more. Thereafter, the main switch Q ln repeats the switching operation by turning on and off. After the main switch Qln starts the switching operation, the main switch Q1n and the switches Q2 to Q4 are connected to the switches Q1 to Q1 of the DC-DC converter according to the first embodiment shown in FIG. The operation is the same as the operation of Q4, that is, the operation according to the timing charts shown in FIGS.
このように第 1 1の実施の形態に係る D C— D Cコンバータによれば、 制御回 路 1 1は、 交流電源 V a c 1がオンされたときに突入電流制限抵抗 R 1に発生し た電圧により主スィッチ Q 1 nをオフさせ、 入力平滑コンデンサ C 1が充電され た後、主スィツチ Q 1 nをオン/オフさせるスィツチング動作を開始させるので、 電源オン時における問題もなくなる。 従って、 ノーマリオンタイプの半導体スィ ツチが使用可能となり、 損失の少ない、 即ち、 高効率な電力変換装置を提供する ことができる。 発明の効果  As described above, according to the DC-DC converter according to the first embodiment, the control circuit 11 uses the voltage generated in the rush current limiting resistor R 1 when the AC power supply V ac 1 is turned on. After the main switch Q1n is turned off and the input smoothing capacitor C1 is charged, a switching operation for turning on / off the main switch Q1n is started, so that there is no problem at power-on. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and it is possible to provide a power converter with low loss, that is, high efficiency. The invention's effect
以上説明したように、 本発明によれば、 第 2スィッチをオフさせる直前に第 3 スィッチと第 4スィッチをオンさせ、 トランスの 1次 2次間にある漏洩ィンダク タンスを通して短絡させ、 第 2スィッチの電流を増加させてから第 2スィッチを オフさせるので、 逆起電力が大きく、 第 1スィッチの電圧を容易に零電圧まで下 げることができる。 従って、 トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やす ことなく第 1スィツチをソフトスィツチングでき、 これによつて高効率な D C一 D Cコンバ一夕を提供することができる。 As described above, according to the present invention, the third switch and the fourth switch are turned on just before the second switch is turned off, and short-circuited through the leakage inductance between the primary and the secondary of the transformer. Since the second switch is turned off after the current of the first switch is increased, the back electromotive force is large, and the voltage of the first switch can be easily reduced to zero voltage. I can do it. Therefore, the first switch can be soft-switched without increasing the exciting current and the leakage inductance of the transformer, whereby a highly efficient DC-DC converter can be provided.

Claims

請求の範囲 The scope of the claims
1 . 直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、 1. A first series circuit connected to both ends of a DC power supply, wherein a primary winding of a transformer and a first switch are connected in series;
前記第 1スィッチの両端に接続され、 第 2スィッチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の両端に第 3スィッチと第 4スィッチとが直列に接続 され、 前記第 3スィッチにより前記トランスの 2次巻線の電圧を整流する整流回 路と、  A third switch and a fourth switch connected in series to both ends of the secondary winding of the transformer, and a rectifier circuit for rectifying a voltage of the secondary winding of the transformer by the third switch;
前記第 4スィッチの両端に接続され、 前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路 と、  A smoothing circuit connected to both ends of the fourth switch for smoothing a voltage of the rectifier circuit;
前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2スィッチと前 記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、 前記制御回路 は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前記第 4スィッチ をオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The first switch and the second switch are turned on and off complementarily, the first switch and the third switch are turned on or off simultaneously, and the second switch and the fourth switch are turned on or off simultaneously. A DC-DC converter, comprising: a control circuit for turning off the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
2 . 直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、 2. A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series;
前記第 1スィッチの両端に接続され、 第 2スィッチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の両端に第 3スィツチとダイォ一ドとが直列に接続さ れ、 前記第 3スィツチにより前記トランスの 2次巻線の電圧を整流する整流回路 と、  A rectifier circuit having a third switch and a diode connected in series to both ends of the secondary winding of the transformer, and rectifying a voltage of the secondary winding of the transformer by the third switch;
前記ダイォードの両端に接続され、前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、 前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチをォ ンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。 A smoothing circuit that is connected to both ends of the diode and smoothes the voltage of the rectifier circuit, turns on and off the first switch and the second switch complementarily, and simultaneously turns the first switch and the third switch on and off. A control circuit for turning on or off, the control circuit turning off the third switch immediately before turning off the second switch. DC-DC converter characterized by being turned on.
3 . 直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、 3. A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series;
前記第 1スィッチの両端に接続され、 第 2スィッチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 3スィツチと、 前記トランスの 3次巻線の一端に一端が接続された第 4スィッチと、 前記第 3スィツチの他端と前記第 4スィツチの他端との接続点と前記 2次巻線 の他端と前記 3次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2スィッチと前 記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、  A third switch, one end of which is connected to one end of a secondary winding of the transformer; a fourth switch, one end of which is connected to one end of a tertiary winding of the transformer; the other end of the third switch; A smoothing circuit for smoothing a voltage between a connection point between the other end of the fourth switch and a connection point between the other end of the secondary winding and the other end of the tertiary winding; A control circuit for turning on and off the two switches complementarily, turning on and off the first switch and the third switch at the same time, and turning on and off the second switch and the fourth switch at the same time. And
前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 4スィッチとをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The DC-DC converter, wherein the control circuit turns on the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
4. 直流電源の両端に接続され、 インダクタとトランスの 1次巻線とコンデンサ とが直列に接続された第 1直列回路と、 4. a first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the inductor, the primary winding of the transformer, and the capacitor are connected in series;
前記直流電源の両端に接続され、 前記ィンダクタと第 1スィツチとが直列に接 続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the inductor and the first switch are connected in series;
前記第 1スィツチの両端に接続され、 第 2スィツチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 3直列回路と、  A third series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 3スィッチと、 前記トランスの 3次巻線の一端に一端が接続された第 4スィッチと、 前記第 3スイツチの他端と前記第 4スィッチの他端との接続点と前記 2次巻線 の他端と前記 3次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2スィッチと前 記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、 A third switch, one end of which is connected to one end of a secondary winding of the transformer; a fourth switch, one end of which is connected to one end of a tertiary winding of the transformer; the other end of the third switch; A smoothing circuit for smoothing a voltage between a connection point between the other end of the fourth switch and a connection point between the other end of the secondary winding and the other end of the tertiary winding; The second switch is turned on / off complementarily, the first switch and the third switch are turned on / off simultaneously, and the second switch and the third switch are turned on and off at the same time. A control circuit for simultaneously turning on and off the fourth switch;
前記制御回路は、 前記第 2スィツチをオフさせる直前に前記第 3スィツチと前 記第 4スィッチとをオンさせることを特徴とする D C—D Cコンバータ。  The DC-DC converter, wherein the control circuit turns on the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
5 . トランスの 1次巻線の一端とトランスの 4次巻線の一端とが接続された接続 点に一端が接続された直流電源と、 5. A DC power supply having one end connected to a connection point where one end of the primary winding of the transformer and one end of the fourth winding of the transformer are connected;
前記 1次巻線の他端に一端が接続され、 前記直流電源の他端に他端が接続され た第 1スィッチと、  A first switch having one end connected to the other end of the primary winding, and the other end connected to the other end of the DC power supply;
前記 4次巻線の他端と前記直流電源の他端との間に接続され、 コンデンサと第 2スィッチとが直列に接続された直列回路と、  A series circuit connected between the other end of the fourth winding and the other end of the DC power supply, wherein a capacitor and a second switch are connected in series;
前記第 2スィツチに並列に接続されたスナバコンデンサと、  A snubber capacitor connected in parallel to the second switch;
前記トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 3スィツチと、 前記トランスの 3次巻線の一端に一端が接続された第 4スィツチと、 前記第 3スィッチの他端と前記第 4スィッチの他端との接続点と前記 2次巻線 の他端と前記 3次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2スィッチと前 記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、  A third switch having one end connected to one end of a secondary winding of the transformer; a fourth switch having one end connected to one end of a tertiary winding of the transformer; the other end of the third switch and the fourth switch. A smoothing circuit for smoothing a voltage between a connection point between the other end of the fourth switch and a connection point between the other end of the secondary winding and the other end of the tertiary winding; A control circuit for turning on and off the two switches complementarily, turning on and off the first switch and the third switch at the same time, and turning on and off the second switch and the fourth switch at the same time. And
前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 4スィッチとをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The DC-DC converter, wherein the control circuit turns on the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
6 . 直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次卷線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、 6. A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series;
前記第 1スィッチの両端に接続され、 第 2スィッチとスナパコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snapper capacitor are connected in series;
前記卜ランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 3スィッチと、 前記卜ランスの 3次卷線の一端に一端が接続された第 4スィツチと、 前記トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 1ィンダク夕と、 前記トランスの 3次巻線の一端に一端が接続された第 2ィンダク夕と、 前記第 3スィツチの他端と前記第 4スィツチの他端との接続点と前記第 1ィン ダク夕の他端と第 2インダクタの他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回 路と、 A third switch having one end connected to one end of a secondary winding of the transformer; a fourth switch having one end connected to one end of a tertiary winding of the transformer; and a secondary switch of the transformer. A first induct with one end connected to one end, A second inductor having one end connected to one end of a tertiary winding of the transformer; a connection point between the other end of the third switch and the other end of the fourth switch; and a second inductor. A smoothing circuit for smoothing a voltage between the end and a connection point between the other end of the second inductor,
前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス ィツチと前記第 3スィツチとを同時にオン又はオフさせ、 前記 2スィツチと前記 第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、  The first switch and the second switch are turned on / off complementarily, the first switch and the third switch are turned on / off simultaneously, and the second switch and the fourth switch are turned on / off simultaneously. And a control circuit,
前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 4スィッチと少なくとも一方をオンさせることを特徴とする D C— D Cコン バ一タ。  The DC-DC converter, wherein the control circuit turns on at least one of the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
7 . 直流電源の両端に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、 7. A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series;
前記第 1スィツチの両端に接続され、 第 2スィツチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の両端に接続され、 第 3スィッチと第 4スィッチとが 直列に接続された第 1整流回路と、  A first rectifier circuit connected to both ends of a secondary winding of the transformer, wherein a third switch and a fourth switch are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の両端に接続され、 第 5スィッチと第 6スィッチとが 直列に接続された第 2整流回路と、  A second rectifier circuit connected to both ends of a secondary winding of the transformer, wherein a fifth switch and a sixth switch are connected in series;
前記第 3スィッチと前記第 4スィッチとの接続点と前記第 5スィッチと前記第 6スィッチとの接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、  A smoothing circuit for smoothing a voltage between a connection point between the third switch and the fourth switch and a connection point between the fifth switch and the sixth switch;
前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチと前記第 6スィッチを同時にオン又はオフさせ、 前記 第 2スィッチと前記第 4スィッチと前記第 5スィッチとを同時にオン又はオフさ せる制御回路とを有し、  The first switch and the second switch are turned on and off complementarily, the first switch, the third switch, and the sixth switch are turned on or off at the same time, and the second switch, the fourth switch, and the A control circuit for turning on and off the fifth switch at the same time,
前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 6スィッチとの少なくとも一方のスィッチと前記第 4スィッチと前記第 5ス イッチとをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。 The control circuit turns on at least one of the third switch and the sixth switch, the fourth switch, and the fifth switch immediately before turning off the second switch. DC—DC converter.
8 . 直流電源の両端に接続され、 一方の第 1スィッチとトランスの 1次巻線と他 方の第 1スィツチとが直列に接続された第 1直列回路と、 8. a first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein one first switch, the primary winding of the transformer, and the other first switch are connected in series;
前記トランスの 1次巻線の両端に接続され、 第 2スィツチとスナパコンデンサ とが直列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of a primary winding of the transformer, wherein a second switch and a snapper capacitor are connected in series;
前記トランスの 2次卷線の両端に第 3スィッチと第 4スイツチとが直列に接続 され、 前記第 3スィツチにより前記トランスの 2次巻線の電圧を整流する整流回 路と、  A third switch and a fourth switch are connected in series to both ends of a secondary winding of the transformer, and a rectifier circuit that rectifies a voltage of a secondary winding of the transformer by the third switch.
前記第 4スィツチの両端に接続され、 前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路 と、  A smoothing circuit connected to both ends of the fourth switch for smoothing a voltage of the rectifier circuit;
前記一対の第 1スィッチと前記第 2スィッチとを相補的にオンオフさせ、 前記 一対の第 1スィッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2 スィッチと前記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、 前記制御回路は、 前記第 2スィツチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 4スィッチをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The pair of first switches and the second switch are turned on and off complementarily, the pair of first switches and the third switch are turned on or off simultaneously, and the second switch and the fourth switch are turned on at the same time. A DC-DC converter, comprising: a control circuit for turning on or off, wherein the control circuit turns on the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
9. 直流電源の両端に接続され、 一方の第 次巻線と他 方の第 1スィツチとが直列に接続された第 1直列回路と、 9. a first series circuit connected to both ends of the DC power source, wherein one primary winding and the other first switch are connected in series;
前記トランスの 1次巻線の両端に接続され、 第.  Connected to both ends of the primary winding of the transformer,
とが直列に接続された第 2直列回路と、 And a second series circuit in which
前記トランスの 2次巻線の両端に接続され、 第 3スィッチと第 4スィッチとが 直列に接続された第 1整流回路と、  A first rectifier circuit connected to both ends of a secondary winding of the transformer, wherein a third switch and a fourth switch are connected in series;
前記トランスの 2次巻線の両端に接続され、 第 5スィッチと第 6スィツチとが 直列に接続された第 2整流回路と、  A second rectifier circuit connected to both ends of a secondary winding of the transformer, wherein a fifth switch and a sixth switch are connected in series;
前記第 3スイツチと前記第 4スィッチとの接続点と前記第 5スイツチと前記第 6スィッチとの接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、  A smoothing circuit for smoothing a voltage between a connection point between the third switch and the fourth switch and a connection point between the fifth switch and the sixth switch;
前記一対の第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記 一対の第 1スィツチと前記第 3スィツチと前記第 6スィツチを同時にオン又はォ フさせ、 前記第 2スィツチと前記第 4スィツチと前記第 5スィツチとを同時にォ ン又はオフさせる制御回路とを有し、 The pair of first switches and the second switches are turned on and off complementarily, and the pair of first switches, the third switches, and the sixth switches are turned on or off simultaneously. A control circuit for turning on and off the second switch, the fourth switch, and the fifth switch at the same time,
前記制御回路は、 前記第 2スィッチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 6スィッチとの少なくとも一方のスィッチと前記第 4スィッチと前記第 5ス イッチとをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The control circuit turns on at least one of the third switch and the sixth switch, the fourth switch, and the fifth switch immediately before turning off the second switch. DC—DC converter.
1 0 . 直流電源の両端に接続され、 第 1 トランスの 1次巻線と第 2トランスの 1 次巻線と第 1スィツチとが直列に接続された第 1直列回路と、 10. A first series circuit connected to both ends of the DC power supply, wherein the primary winding of the first transformer, the primary winding of the second transformer, and the first switch are connected in series;
前記第 1スィツチの両端に接続され、 第 2スィツチとスナバコンデンサとが直 列に接続された第 2直列回路と、  A second series circuit connected to both ends of the first switch, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
前記第 1 トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 3スィッチと、 前記第 2トランスの 2次巻線の一端に一端が接続された第 4スィッチと、 前記第 3スイツチの他端と前記第 4スイツチの他端との接続点と前記第 1 トラ ンスの 2次巻線の他端と前記第 2トランスの 2次巻線の他端との接続点との間の 電圧を取り出す出力回路と、  A third switch having one end connected to one end of a secondary winding of the first transformer, a fourth switch having one end connected to one end of a secondary winding of the second transformer, and a third switch. A voltage between a connection point between the other end of the fourth switch and a connection point between the other end of the secondary winding of the first transformer and the other end of the secondary winding of the second transformer. An output circuit to be taken out,
前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを相補的にオンオフさせ、 前記第 1ス イッチと前記第 3スィッチとを同時にオン又はオフさせ、 前記第 2スィッチと前 記第 4スィッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、  The first switch and the second switch are turned on and off complementarily, the first switch and the third switch are turned on or off simultaneously, and the second switch and the fourth switch are turned on or off simultaneously. A control circuit for turning off,
前記制御回路は、 前記第 2スィツチをオフさせる直前に前記第 3スィッチと前 記第 4スィッチとをオンさせることを特徴とする D C— D Cコンバータ。  The DC-DC converter, wherein the control circuit turns on the third switch and the fourth switch immediately before turning off the second switch.
1 1 . 前記制御回路は、 前記第 1スィッチをターンオンするときに、 前記第 1ス ィツチの電圧が該第 1スィツチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トラ ンスの巻線間の漏洩ィンダク夕ンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定 期間中に前記第 1スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 1乃至請求項 1 0のいずれか 1項記載の D C— D Cコンバ一夕。 11. When the control circuit turns on the first switch, a voltage of the first switch causes a leakage inductance between a resonance capacitor connected in parallel with the first switch and a winding of the transformer. The DC-DC converter according to any one of claims 1 to 10, wherein the first switch is turned on during a predetermined period from the time when the voltage becomes zero voltage due to resonance with the setting voltage. .
1 2 . 前記直流電源は、 交流電源と、 この交流電源に接続されて交流電圧を整流 する入力整流回路とからなり、 1 2. The DC power supply is an AC power supply and is connected to the AC power supply to rectify the AC voltage. Input rectifier circuit,
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、 入力平滑 コンデンサと突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、  A series circuit connected between one output terminal and the other output terminal of the input rectifier circuit, wherein an input smoothing capacitor and an inrush current limiting resistor are connected in series;
前記第 1スィツチは、 前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの 1次 巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスィッチからなり、  The first switch comprises a normally-on type switch connected to one output terminal of the input rectifier circuit via a primary winding of the transformer,
前記制御回路は、 前記交流電源がォンされたときに前記突入電流制限抵抗に発 生した電圧により前記第 1スィツチをオフさせ、 前記入力平滑コンデンザが充電 された後、 前記第 1スィツチをオンオフさせるスィツチング動作を開始させるこ とを特徴とする請求項 1記載の D C— D Cコンバー夕。  The control circuit turns off the first switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power is turned on, and turns on and off the first switch after the input smoothing capacitor is charged. 2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein a switching operation is started.
1 3 . 前記トランスの 3次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動 作電源部を有することを特徴とする請求項 1 2記載の D C— D Cコンバー夕。 13. The DC-DC converter according to claim 12, further comprising a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in a tertiary winding of the transformer to the control circuit.
1 4. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スィッチを有し、 前記制御回路は、 前記第 1スィッチのスイッチング動作を開始させた後、 前記 半導体スィッチをオンさせることを特徴とする請求項 1 2又は請求項 1 3記載の D C— D Cコンバータ。 14. A semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting a switching operation of the first switch. The DC-DC converter according to claim 12 or claim 13.
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