WO2003061105A1 - Switched-mode power supply unit - Google Patents

Switched-mode power supply unit Download PDF

Info

Publication number
WO2003061105A1
WO2003061105A1 PCT/DE2002/004442 DE0204442W WO03061105A1 WO 2003061105 A1 WO2003061105 A1 WO 2003061105A1 DE 0204442 W DE0204442 W DE 0204442W WO 03061105 A1 WO03061105 A1 WO 03061105A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
power supply
transistor
transformer
rectifier
Prior art date
Application number
PCT/DE2002/004442
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Peter Busch
Willi Sterzik
Original Assignee
Fujitsu Siemens Computers Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Siemens Computers Gmbh filed Critical Fujitsu Siemens Computers Gmbh
Priority to AU2002357442A priority Critical patent/AU2002357442A1/en
Publication of WO2003061105A1 publication Critical patent/WO2003061105A1/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply with a transformer, an input switching unit for controlling the transformer with a pulsed voltage, which has an adjustable duty cycle, and a rectifier connected to the transformer with at least one diode.
  • the power frequency is transformed to a desired voltage value, then rectified and fed to a voltage control circuit.
  • a high-frequency square-wave voltage is transformed instead of the mains voltage.
  • the mains voltage is rectified directly and a square wave voltage with a frequency in the range from 20 kHz to 200 kHz is generated with a switching regulator. Since the required number of turns of the mains transformer is inversely proportional to the frequency, the required transformers or transformers can be reduced and copper losses can be greatly reduced.
  • a square wave voltage is generated with a switching unit, the duty cycle of which determines the output voltage.
  • Switched mode power supplies are usually operated with fluctuating loads, so that the output voltage of the switched mode power supply is influenced by the connected load.
  • the pulse duty factor of the input voltage of the transformer is usually regulated as a function of the output voltage of the switching power supply.
  • FIG. 1 The basic arrangement of such a switching power supply according to the prior art is shown schematically in FIG. 1.
  • the transformer has three secondary windings, so that three different ones Output voltages after rectification can be tapped by means of a rectifier 6.
  • the three tapped voltages are fed to a control element 3.
  • an average value can be formed from the three values before the signal is applied to a switching unit which generates the square-wave voltage for the transformer.
  • such regulations are state of the art and only form the background for the invention.
  • the object of the invention is to provide a switching power supply in which one or more outputs can be readjusted without the efficiency falling in the process.
  • Diode connected in parallel analog controlled transistor and by a rectifier control to control the Transistor is characterized depending on the phase of the pulsed voltage and the amplitude of at least one output voltage of the switching power supply.
  • the invention is based on the knowledge that a certain residual voltage always drops across a diode.
  • the falling voltage is typically 0.4-1 V.
  • the volume resistance of the transistor can be controlled, so that the voltage drop across the parallel circuit between a lower minimum value and the residual voltage of the diode can be set.
  • the control option of 200 to 500 mV is sufficient to comply with specified output tolerances.
  • the switching states of the transistor must depend on the phase of the pulsed voltage so that the rectifier effect is not impaired.
  • the rectifier control must be designed so that the transistor is controlled as a function of the amplitude at least one output voltage of the switching power supply so that the residual voltage can be varied across the parallel connection of the diode and the transistor.
  • the rectifier is constructed by two diodes, one of the diodes being connected in parallel to a transistor. It is particularly advantageous if the transformer has at least two secondary windings for generating at least two output voltages of the switched-mode power supply and if the rectifier control is connected to the at least two output voltages, the triggering of the transistor taking place as a function of the amplitude of the at least two output voltages of the switched-mode power supply.
  • FIG. 2 shows a first exemplary embodiment of a switching power supply according to the invention
  • FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of a switching power supply according to the invention, expanded compared to FIG. 2,
  • Figure 4 shows a third embodiment of a switching power supply according to the invention.
  • FIG. 5 shows a signal diagram of the signal profiles of the switching power supplies in FIGS. 2 to 4.
  • a switching power supply according to the invention is shown in a simple embodiment in FIG.
  • the switching unit 2 is implemented by a suitably controlled MOSFET Q1.
  • the control circuit is not shown in Figure 2 for the sake of clarity.
  • a primary winding T1PRIM of the transformer 1 is connected with the right generated by the MOSFET Q1. corner voltage.
  • a square wave voltage is induced in the secondary winding T1SEK1 of the transformer 1 by the magnetic field.
  • the diodes D1 and D5 rectify the output signal.
  • the transistor Q2 can bridge the freewheeling diode D5 to reduce the freewheeling losses.
  • a choke L1B and a capacitor C3 are provided in order to generate a DC voltage from the rectified square-wave voltage.
  • the DC voltage generated is proportional to the duty cycle and the amplitude of the rectified square wave voltage. If the lower level of the square wave voltage is increased - i.e. the voltage when D5 is conducting - the output voltage also increases in accordance with the duty cycle component of the lower level.
  • the lower level is increased in that the freewheeling diode D5 is bridged selectively by the MOSFET Q2.
  • a rectifier control 4 is provided for this. This drives the MOSFET Q2 in such a way that the MOSFET Q2 also blocks in the blocking phases of the diode D1 and is otherwise low-resistance.
  • the rectifier controller 4 controls the residual voltage dropping across the MOSFET Q2. The level of the residual voltage depends on how far the instantaneous output voltage of the switching power supply deviates from a setpoint. This information is supplied as signal 7 to the rectifier control so that it receives the information required to control the residual voltage of the MOSFET Q2.
  • FIG. 3 shows the complete circuit arrangement with two rectifier controls 4 for two output voltages of 5 V and 12 V and with analog regulators 5 for specifying the residual voltage that can be set by the rectifier controls 4.
  • the main transformer Tl is controlled by Ql and regulated via the pulse duty factor.
  • T1SEK1 generates the first positive output voltage, in this example +5 V.
  • the diodes D1 and D5 rectify the output signal.
  • the transistor Q2 can bridge the freewheeling diode D5 to reduce the freewheeling losses.
  • the winding L1B of the choke Ll and the capacitor C3 generate a direct voltage from the square-wave voltage. This DC voltage is proportional to the duty cycle and the voltage of the rectangle. If the lower level of the rectangle is increased, i.e.
  • T1SEK2 generates the second positive output voltage, in this example 12 V.
  • the diodes D2 and D6 rectify the output signal, the transistor Q3 bridging the freewheeling diode D6 to reduce the freewheeling losses.
  • T1SEK3 generates a negative output voltage, in this example -12V.
  • the diodes D3 and D4 rectify the output signal. No additional transistor is provided since the output current is relatively low, which means that there are hardly any freewheeling losses.
  • the primary transistor Q1 is controlled with a pulse-width-modulated signal on the primary side.
  • the example shows a period of the switching frequency of 10 ⁇ s.
  • the pulse duty factor is often regulated in such a way that a mixture of the 5 V and 12 V actual signal is compared with a reference setpoint and the result is fed to the pulse width modulator via a control amplifier. This is state of the art and therefore not shown in the figure.
  • the minus side of the winding T1SEK3 then has, for example, the signal shown in the signal diagram, the amplitude of which is, for example, -40 V below and +60 V above.
  • the transistors Q2 and Q3 are activated by the "Sync-Control" signal, which is tapped from the -12 V winding via a coupling capacitor C5.
  • Resistor R2 is low-resistance and is intended to reduce the Limit destructiveness with D13 and C8.
  • C8 is charged via R13 to, for example, -12 V, a negative voltage whose amplitude is still permissible for the gate of a MOSFET transistor and switches it off.
  • T1SEK3 minus goes to its negative peak value (Ql on)
  • C8, D13 and R2 ensure that "Sync-Control" assumes a voltage of -12 V. This means that C5 - upper against lower connection - is charged to e.g.
  • the diodes D7 and D17 of the drive amplifiers limit this drive voltage to a maximum of 12 V. on the gates of Q2 and Q3
  • the diodes Dl, D2 and D3 now block, the freewheeling diodes D5, D6 and D4 begin to conduct and the current continues to flow through L1 and charges the output icos C2, C3 and C.
  • FIG. 3 also shows the analog regulation of the synchronous transistors.
  • the operational amplifier U2 compares the 5 V output voltage with an upper tolerance threshold of, for example 5.20 V. If this limit is exceeded, U2 lowers the control voltage of Q2 via D14, so that the resistance of Q2 increases during the leading phase. Therefore, the output voltage at the 5 V output drops slightly.
  • the pulse width modulator will slightly increase the pulse duty factor as compensation, so that the 12 V output is slightly increased. This is helpful because with mixed control, low load to 5 V and high load to 12 V, the 5 V voltage increases while the 12 V voltage decreases.
  • the control process described here directly counteracts this undesirable behavior. With mixed control, it is normally not the case that both the 5 V output and the 12 V output rise above the upper tolerance limits at the same time. The same applies to the following operational amplifiers.
  • the operational amplifier Ul compares the 12 V output voltage with an upper tolerance threshold of e.g. 12.50 V. If this limit is exceeded, Ul lowers the control voltage of Q3 via D8, so that the resistance of Q3 increases during the conducting phase. The output voltage at the 12 V output therefore drops slightly. In the case of mixed regulation, the pulse width modulator will then slightly increase the pulse duty factor, so that the 5 V output is slightly increased.
  • an upper tolerance threshold e.g. 12.50 V.
  • the operational amplifier U3 compares the 12 V output voltage with a lower tolerance threshold of e.g. 11.50 V. If this limit is undershot, U3 lowers the drive voltage of Q2 via D19, so that the resistance of Q2 increases during the conducting phase. Therefore, the output voltage at the 5 V output drops slightly, as a result the pulse width modulation at Q1 increases the pulse duty factor, which also slightly increases 12 V.
  • a lower tolerance threshold e.g. 11.50 V.
  • the operational amplifier U4 compares the 5 V output voltage with a lower tolerance threshold of, for example, 4.90 V. If this limit is undershot, U4 lowers the input via D9 Control voltage from Q3, so that the resistance of Q3 increases during the conduction phase. Therefore, the output voltage at the 12 V output drops slightly, as a result the pulse width modulation at Q1 increases the pulse duty factor, which also slightly increases 5 V.
  • Figure 4 shows a further advantageous embodiment of the analog control.
  • the signal of the operational amplifier is decoupled via transistors Q8 and Q9 and influences the switch-on control voltage of the respective one via D8 and D9
  • Synchronous MOSFETs This allows more current to be derived from R3 or RIO.
  • R3 or RIO For the sake of clarity, only two operational amplifiers are shown; of course, this circuit can also be used on four operational amplifiers as in FIG. 3.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

The invention relates to a switched-mode power supply unit comprising a primary-clocked transformer (1) and a rectifier (6) connected down from said transformer (1). According to the invention, an analog-controlled transistor (Q2) is connected in parallel to one of the diodes (D5) of the rectifier and is controlled by a rectifier controller (4) according to the phase of the pulsed voltages and to the amplitude of at least one output voltage of the switched-mode power supply unit. The analog control of the parallelly connected transistor (Q2) enables the voltage drop over the diodes (D5) to be reduced in a targeted manner in order to regulate the output voltage.

Description

Beschreibungdescription
SchaltnetzteilSwitching Power Supply
Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit einem Übertrager, einer Eingangsschalteinheit zur Ansteuerung des Übertragers mit einer gepulsten Spannung, die ein einstellbares Tastverhältnis aufweist und einem dem Übertrager nachgeschalteten Gleichrichter mit mindestens einer Diode.The invention relates to a switching power supply with a transformer, an input switching unit for controlling the transformer with a pulsed voltage, which has an adjustable duty cycle, and a rectifier connected to the transformer with at least one diode.
Bei konventionellen Netzteilen wird die Netzfrequenz auf einen gewünschten Spannungswert transformiert, danach gleichgerichtet und einer SpannungsregelungsSchaltung zugeführt. Im Gegensatz dazu wird bei Schaltnetzteilen, auf die sich die Erfindung bezieht, anstelle der Netzspannung eine hochfrequente Rechteckspannung transformiert . Zu diesem Zweck wird die Netzspannung direkt gleichgerichtet und mit einem Schaltregler eine Rechteckspannung mit einer Frequenz im Bereich von 20 kHz bis 200 kHz erzeugt. Da die erforderlichen Windungszahlen des Netztransformators umgekehrt proportional zur Frequenz sinken, lassen sich die benötigten Transformatoren beziehungsweise Übertrager verkleinern und Kupferverluste stark reduzieren. Bei diesen sogenannten primargetakteten Schaltnetzteilen wird also mit einer Schalteinheit eine Rechteckspannung erzeugt, deren Tastverhältnis die Ausgangsspannung bestimmt .In conventional power supplies, the power frequency is transformed to a desired voltage value, then rectified and fed to a voltage control circuit. In contrast to this, in the case of switched-mode power supplies to which the invention relates, a high-frequency square-wave voltage is transformed instead of the mains voltage. For this purpose, the mains voltage is rectified directly and a square wave voltage with a frequency in the range from 20 kHz to 200 kHz is generated with a switching regulator. Since the required number of turns of the mains transformer is inversely proportional to the frequency, the required transformers or transformers can be reduced and copper losses can be greatly reduced. In these so-called primary clocked switching power supplies, a square wave voltage is generated with a switching unit, the duty cycle of which determines the output voltage.
Schaltnetzteile werden üblicherweise mit schwankenden Lasten betrieben, so daß die AusgangsSpannung des Schaltnetzteils von der zugeschalteten Last beeinflußt wird. Um eine konstante AusgangsSpannung zu erhalten, wird daher in der Regel das Tastverhältnis der EingangsSpannung des Transformators in Abhängigkeit von der AusgangsSpannung des Schaltnetzteils geregelt. Die prinzipielle Anordnung eines solchen Schaltnetz- teils nach dem Stand der Technik ist in der Figur 1 schematisch dargestellt. In dem dargestellten Fall besitzt der Übertrager drei Sekundärwicklungen, so daß drei verschiedene AusgangsSpannungen nach Gleichrichtung mittels eines Gleichrichters 6 abgreifbar sind. Die drei abgegriffen Spannungen werden einem Regelglied 3 zugeführt. Zur Berücksichtigung unterschiedlicher Schwankungen der drei Spannungen kann aus den drei Werten ein mittlerer Wert gebildet werden, bevor das Signal auf eine die Rechteckspannung für den Übertrager erzeugende Schalteinheit gegeben wird. Solche Regelungen sind jedoch Stand der Technik und bilden lediglich den Hintergrund für die Erfindung.Switched mode power supplies are usually operated with fluctuating loads, so that the output voltage of the switched mode power supply is influenced by the connected load. In order to obtain a constant output voltage, the pulse duty factor of the input voltage of the transformer is usually regulated as a function of the output voltage of the switching power supply. The basic arrangement of such a switching power supply according to the prior art is shown schematically in FIG. 1. In the case shown, the transformer has three secondary windings, so that three different ones Output voltages after rectification can be tapped by means of a rectifier 6. The three tapped voltages are fed to a control element 3. To take into account different fluctuations in the three voltages, an average value can be formed from the three values before the signal is applied to a switching unit which generates the square-wave voltage for the transformer. However, such regulations are state of the art and only form the background for the invention.
Problematisch bei den Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik ist, daß im Betrieb die verschiedenen Ausgänge des Schaltnetzteiles nicht gleichmäßig belastet werden. Daher ist in der Regel eine der AusgangsSpannungen als ein das Tastverhältnis der Eingangsrechteckspannung dominierender Wert vorgesehen. Die anderen AusgangsSpannungen werden ohne weitere Nachregelmöglichkeit miterzeugt.The problem with the circuit arrangements according to the prior art is that the various outputs of the switching power supply are not equally loaded during operation. Therefore, one of the output voltages is usually provided as a value dominating the duty cycle of the input square-wave voltage. The other output voltages are also generated without further readjustment.
Man versucht, über eine möglichst gute Kopplung des Übertra- gers und einer Kopplung von Wicklungen einer Ausgangsdrossel die lastabhängigen Abweichungen der anderen Ausgangsspannungen in einem vertretbaren Rahmen zu halten. Die technischen Anforderungen hinsichtlich des zulässigen Laststrombereichs der gekoppelten AusgangsSpannungen werden jedoch immer extre- mer. Es besteht zwar die Möglichkeit, dieses Problem durch eine Spannungsregelung, beispielsweise durch einen Längs- stromregler, zu lösen, allerdings sinkt dadurch der Wirkungsgrad des Netzteils erheblich.An attempt is made to keep the load-dependent deviations of the other output voltages within an acceptable range by coupling the transformer as well as possible and coupling the windings of an output choke. However, the technical requirements regarding the permissible load current range of the coupled output voltages are becoming ever more extreme. Although there is the possibility of solving this problem by means of voltage regulation, for example by means of a linear current regulator, the efficiency of the power supply drops considerably.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Schaltnetzteil anzugeben, bei dem ein oder mehrere Ausgänge nachregelbar sind, ohne daß dabei der Wirkungsgrad absinkt.The object of the invention is to provide a switching power supply in which one or more outputs can be readjusted without the efficiency falling in the process.
Diese Aufgabe wird durch ein Schaltnetzteil der eingangs ge- nannten Art gelöst, das durch einen der mindestens einenThis object is achieved by a switched-mode power supply of the type mentioned at the beginning, by one of the at least one
Diode parallel geschalteten analog angesteuerten Transistor und durch eine Gleichrichtersteuerung zur Ansteuerung des Transistors in Abhängigkeit von der Phase der gepulsten Spannung und von der Amplitude mindestens einer AusgangsSpannung des Schaltnetzteils gekennzeichnet ist.Diode connected in parallel analog controlled transistor and by a rectifier control to control the Transistor is characterized depending on the phase of the pulsed voltage and the amplitude of at least one output voltage of the switching power supply.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß über einer Diode immer eine bestimmte Restspannung abfällt. Bei den in Netzteilen verwendeten Dioden beträgt die abfallende Spannung typischerweise 0,4-1 V. Durch eine bedarfsweise Überbrückung der Diode durch einen Transistor, dessen Durchgangswiderstand im durchgeschalteten Zustand wesentlich geringer ist, kann die über der Parallelschaltung aus der Diode und dem Transistor abfallende Spannung erheblich verringert werden. Der Durchgangswiderstand des Transistors ist steuerbar, so daß der Spannungsabfall über der Parallelschaltung zwischen einem unteren Minimalwert und der Restspannung der Diode einstellbar ist. In vielen Fällen reicht die Regelmöglichkeit von 200 bis 500 mV aus, um vorgegebene Ausgangstoleranzen einzuhalten.The invention is based on the knowledge that a certain residual voltage always drops across a diode. In the case of the diodes used in power supply units, the falling voltage is typically 0.4-1 V. By bridging the diode if necessary with a transistor, the volume resistance of which is significantly lower when switched on, the voltage dropping across the parallel connection from the diode and the transistor can be significantly reduced. The volume resistance of the transistor can be controlled, so that the voltage drop across the parallel circuit between a lower minimum value and the residual voltage of the diode can be set. In many cases, the control option of 200 to 500 mV is sufficient to comply with specified output tolerances.
Eine Überbrückung der Diode durch den Transistor erhöht demnach die AusgangsSpannung. Die Schaltzustände des Transistors müssen von der Phase der gepulsten Spannung abhängen, damit die Gleichrichterwirkung nicht beeinträchtigt wird. Andererseits muß die Gleichrichtersteuerung so ausgelegt werden, daß der Transistor in Abhängigkeit von der Amplitude mindestens eine Ausgangsspannung des Schaltnetzteils gesteuert wird, damit die Restspannung über der Parallelschaltung aus der Diode und dem Transistor variiert werden kann.Bridging the diode by the transistor accordingly increases the output voltage. The switching states of the transistor must depend on the phase of the pulsed voltage so that the rectifier effect is not impaired. On the other hand, the rectifier control must be designed so that the transistor is controlled as a function of the amplitude at least one output voltage of the switching power supply so that the residual voltage can be varied across the parallel connection of the diode and the transistor.
Es handelt sich also um eine Kombination von einer schnellenSo it's a combination of a quick one
Ansteuerung des Transistors in Abhängigkeit von der Phase der gepulsten Spannung und einer analogen Regelung der verbleibenden Restspannung im leitenden Betrieb des Transistors .Control of the transistor depending on the phase of the pulsed voltage and an analog control of the remaining voltage in the conductive operation of the transistor.
In einer bevorzugten Ausführung ist der Gleichrichter durch zwei Dioden aufgebaut, wobei einer der Dioden ein Transistor parallel geschaltet ist. Besonders vorteilhaft ist, wenn der Übertrager mindestens zwei Sekundärwicklungen aufweist zur Erzeugung von mindestens zwei AusgangsSpannungen des Schaltnetzteils und wenn die Gleichrichtersteuerung mit den mindestens zwei Ausgangsspannungen verbunden ist, wobei die Ansteuerung des Transistors in Abhängigkeit von der Amplitude der mindestens zwei AusgangsSpannungen des Schaltnetzteils erfolgt.In a preferred embodiment, the rectifier is constructed by two diodes, one of the diodes being connected in parallel to a transistor. It is particularly advantageous if the transformer has at least two secondary windings for generating at least two output voltages of the switched-mode power supply and if the rectifier control is connected to the at least two output voltages, the triggering of the transistor taking place as a function of the amplitude of the at least two output voltages of the switched-mode power supply.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:The invention is explained in more detail below on the basis of exemplary embodiments. It shows:
Figur 1 ein Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik,1 shows a switching power supply according to the prior art,
Figur 2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils,FIG. 2 shows a first exemplary embodiment of a switching power supply according to the invention,
Figur 3 ein zweites, gegenüber der Figur 2 erweitertes Aus- führungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schalt- netzteils,FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of a switching power supply according to the invention, expanded compared to FIG. 2,
Figur 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles undFigure 4 shows a third embodiment of a switching power supply according to the invention and
Figur 5 ein Signaldiagramm der Signalverläufe der Schalt- netzteile der Figuren 2 bis 4.FIG. 5 shows a signal diagram of the signal profiles of the switching power supplies in FIGS. 2 to 4.
Das den Stand der Technik wiedergebende Schaltnetzteil von Figur 1 wurde bereits in der Beschreibungseinleitung erläu- tert.The switched-mode power supply of FIG. 1, which represents the prior art, was already explained in the introduction to the description.
In der Figur 2 ist ein erfindungsgemäßes Schaltnetzteil in einer einfachen Ausführung dargestellt. Die Schalteinheit 2 wird durch einen geeignet angesteuerten MOSFET Ql realisiert. Die Ansteuerschaltung ist der Übersichtlichkeit halber in Figur 2 nicht dargestellt. Eine Primärwicklung T1PRIM des Übertragers 1 wird mit der durch den MOSFET Ql erzeugten Recht- eckspannung gespeist. In der Sekundärwicklung T1SEK1 des Übertragers 1 wird durch das magnetische Feld eine Rechteckspannung induziert. Die Dioden Dl und D5 richten das Ausgangssignal gleich. Der Transistor Q2 kann die Freilaufdiode D5 überbrücken zur Senkung der FreilaufVerluste.A switching power supply according to the invention is shown in a simple embodiment in FIG. The switching unit 2 is implemented by a suitably controlled MOSFET Q1. The control circuit is not shown in Figure 2 for the sake of clarity. A primary winding T1PRIM of the transformer 1 is connected with the right generated by the MOSFET Q1. corner voltage. A square wave voltage is induced in the secondary winding T1SEK1 of the transformer 1 by the magnetic field. The diodes D1 and D5 rectify the output signal. The transistor Q2 can bridge the freewheeling diode D5 to reduce the freewheeling losses.
Um aus der gleichgerichteten Rechteckspannung eine Gleichspannung zu erzeugen, ist eine Drossel L1B und ein Kondensator C3 vorgesehen. Die erzeugte Gleichspannung ist proportio- nal zu dem Tastverhältnis und der Amplitude der gleichgerichteten Rechteckspannung. Wird der untere Pegel der Rechteckspannung erhöht - also die Spannung, wenn D5 leitet - steigt auch die AusgangsSpannung entsprechend dem Tastverhältnisanteil des unteren Pegels.In order to generate a DC voltage from the rectified square-wave voltage, a choke L1B and a capacitor C3 are provided. The DC voltage generated is proportional to the duty cycle and the amplitude of the rectified square wave voltage. If the lower level of the square wave voltage is increased - i.e. the voltage when D5 is conducting - the output voltage also increases in accordance with the duty cycle component of the lower level.
Im Ausführungsbeispiel von Figur 2 wird die Anhebung des unteren Pegels dadurch realisiert, daß die Freilaufdiode D5 gezielt durch den MOSFET Q2 überbrückt wird. Dazu ist eine Gleichrichtersteuerung 4 vorgesehen. Durch diese wird der MOSFET Q2 derart angesteuert, daß der MOSFET Q2 in den sperrenden Phasen der Diode Dl ebenfalls sperrt und ansonsten niederohmig ist. Außerdem steuert die Gleichrichtersteuerung 4 die über dem MOSFET Q2 abfallende Restspannung. Die Höhe der RestSpannung hängt dabei davon ab, wie weit die äugen- blickliche AusgangsSpannung des Schaltnetzteiles von einem Sollwert abweicht. Diese Information wird als Signal 7 der Gleichrichtersteuerung zugeführt, so daß diese die benötigten Informationen zur Steuerung der Restspannung des MOSFET Q2 erhält .In the exemplary embodiment in FIG. 2, the lower level is increased in that the freewheeling diode D5 is bridged selectively by the MOSFET Q2. A rectifier control 4 is provided for this. This drives the MOSFET Q2 in such a way that the MOSFET Q2 also blocks in the blocking phases of the diode D1 and is otherwise low-resistance. In addition, the rectifier controller 4 controls the residual voltage dropping across the MOSFET Q2. The level of the residual voltage depends on how far the instantaneous output voltage of the switching power supply deviates from a setpoint. This information is supplied as signal 7 to the rectifier control so that it receives the information required to control the residual voltage of the MOSFET Q2.
In Figur 3 ist die vollständige Schaltungsanordnung gezeigt mit zwei Gleichrichtersteuerungen 4 für zwei AusgangsSpannungen von 5 V und 12 V sowie mit Analogreglern 5 zur Vorgabe des durch die Gleichrichtersteuerungen 4 einstellbaren Rest- Spannung. Der Hauptübertrager Tl wird durch Ql angesteuert und über das Tastverhältnis geregelt. T1SEK1 erzeugt die erste positive AusgangsSpannung, in diesem Beispiel +5 V. Die Dioden Dl und D5 richten das Ausgangssignal gleich. Der Transistor Q2 kann die Freilaufdiode D5 überbrücken zur Senkung der Freilaufverluste. Die Wicklung L1B der Drossel Ll und der Kondensator C3 erzeugen aus der Rechteckspannung eine Gleichspannung. Diese Gleichspannung ist proportional zu dem Tastverhältnis und der Spannung des Rechtecks . Wird der untere Pegel des Rechtecks erhöht, also die Spannung, wenn D5 leitet, steigt auch die AusgangsSpannung entsprechend dem Tastverhältnisanteil des unteren Pegels. T1SEK2 erzeugt die zweite positive Ausgangsspannung, in diesem Beispiel 12 V. Die Dioden D2 und D6 richten das Ausgangssignal gleich, wobei der Transistor Q3 die Freilaufdiode D6 zur Senkung der Freilaufverluste überbrückt. T1SEK3 erzeugt eine negative AusgangsSpannung, in diesem Beispiel -12V. Die Dioden D3 und D4 richten das Ausgangssignal gleich. Es ist kein zusätzlicher Transistor vorgesehen, da der Ausgangsstrom relativ gering ist, wodurch kaum Freilauf- Verluste entstehen.FIG. 3 shows the complete circuit arrangement with two rectifier controls 4 for two output voltages of 5 V and 12 V and with analog regulators 5 for specifying the residual voltage that can be set by the rectifier controls 4. The main transformer Tl is controlled by Ql and regulated via the pulse duty factor. T1SEK1 generates the first positive output voltage, in this example +5 V. The diodes D1 and D5 rectify the output signal. The transistor Q2 can bridge the freewheeling diode D5 to reduce the freewheeling losses. The winding L1B of the choke Ll and the capacitor C3 generate a direct voltage from the square-wave voltage. This DC voltage is proportional to the duty cycle and the voltage of the rectangle. If the lower level of the rectangle is increased, i.e. the voltage when D5 is conducting, the output voltage also increases in accordance with the duty cycle component of the lower level. T1SEK2 generates the second positive output voltage, in this example 12 V. The diodes D2 and D6 rectify the output signal, the transistor Q3 bridging the freewheeling diode D6 to reduce the freewheeling losses. T1SEK3 generates a negative output voltage, in this example -12V. The diodes D3 and D4 rectify the output signal. No additional transistor is provided since the output current is relatively low, which means that there are hardly any freewheeling losses.
Zur detaillierteren Erläuterung der Funktionsweise wird zusätzlich auf das Signaldiagramm in Figur 5 verwiesen. Die Ansteuerung des Primärtransistors Ql erfolgt mit einem puls- breitenmodulierten Signal auf der Primärseite. Im Beispiel ist eine Periodendauer der Schaltfrequenz von lOμs gezeigt. Das Tastverhältnis wird oft so geregelt, daß eine Mischung aus 5 V- und 12 V-Istsignal mit einem Referenzsollwert verglichen wird und das Resultat über einen Regelverstärker dem Pulsbreitenmodulator zugeführt wird. Das ist Stand der Technik und daher in der Figur nicht gezeigt. An der Minusseite der Wicklung T1SEK3 steht dann beispielsweise das im Signaldiagramm gezeigte Signal an, dessen Amplitude z.B. -40 V unten und +60 V oben beträgt. Die Ansteuerung der Transistoren Q2 und Q3 erfolgt durch das Signal „Sync-Control" , das über einen Koppelkondensator C5 von der -12 V-Wicklung abgegriffen wird. Der Widerstand R2 ist niederohmig und soll den Nachla- destrom durch D13 und C8 begrenzen. C8 wird über R13 auf z.B. -12 V geladen, eine negative Spannung, die von der Amplitude her noch für das Gate eines MOSFET-Transistors zulässig ist und diesen ausschaltet. Wenn T1SEK3 minus auf seinen negati- ven Spitzenwert geht (Ql an), sorgt C8, D13 und R2 dafür, daß "Sync-Control" eine Spannung von -12 V annimmt. Das heißt, C5 -oberer gegen unteren Anschluß- wird auf z.B. ( (-40V) - (-12V) ) = -28 V geladen. Dadurch wird an die Ansteuerverstärker für Q2 , Q4 und Q6 und für Q3 , Q5 und Q7 eine AnsteuerSpannung von -12 V angelegt, so daß die Synchron-MOSFETs ausgeschaltet sind.For a more detailed explanation of the mode of operation, reference is also made to the signal diagram in FIG. 5. The primary transistor Q1 is controlled with a pulse-width-modulated signal on the primary side. The example shows a period of the switching frequency of 10 μs. The pulse duty factor is often regulated in such a way that a mixture of the 5 V and 12 V actual signal is compared with a reference setpoint and the result is fed to the pulse width modulator via a control amplifier. This is state of the art and therefore not shown in the figure. The minus side of the winding T1SEK3 then has, for example, the signal shown in the signal diagram, the amplitude of which is, for example, -40 V below and +60 V above. The transistors Q2 and Q3 are activated by the "Sync-Control" signal, which is tapped from the -12 V winding via a coupling capacitor C5. Resistor R2 is low-resistance and is intended to reduce the Limit destructiveness with D13 and C8. C8 is charged via R13 to, for example, -12 V, a negative voltage whose amplitude is still permissible for the gate of a MOSFET transistor and switches it off. When T1SEK3 minus goes to its negative peak value (Ql on), C8, D13 and R2 ensure that "Sync-Control" assumes a voltage of -12 V. This means that C5 - upper against lower connection - is charged to e.g. ((-40V) - (-12V)) = -28 V. As a result, a drive voltage of -12 V is applied to the drive amplifiers for Q2, Q4 and Q6 and for Q3, Q5 and Q7, so that the synchronous MOSFETs are switched off.
Der Sekundärstrom fließt nun über die Gleichrichtdioden Dl, D2 und D3 durch die Drossel Ll und lädt die Ausgangseikos C2 , C3 und C4. Schaltet der Primärtransistor Ql dann aus, geht „Sync-Control" auf eine positive Spannung von z.B. +60 V + 28 V = 88 V, da der Übertrager Tl abmagnetisiert . Die Dioden D7 und D17 der Ansteuerverstärker begrenzen diese Ansteuerspannung auf max. 12 V an den Gates von Q2 und Q3. Die Dioden Dl, D2 und D3 sperren nun, die Freilaufdioden D5, D6 und D4 beginnen zu leiten und der Strom fließt weiterhin durch Ll und lädt die Ausgangseikos C2 , C3 und C . Q2 und Q3 beginnen nun auch zu leiten und senken die RestSpannung an den Freilaufdioden D5 und D6 ab. Wenn der Übertrager Tl abmagneti- siert ist, geht die Spannung an T1SEK3 minus auf 0 V zurück. Dadurch, daß C5 auf -28 V geladen ist, liegt an "Sync- Control" eine Spannung von 28 V an, so daß Q2 und Q3 weiterhin eingeschaltet bleiben, selbst wenn der Übertrager Tl etwas nachschwingt. Das bedeutet, daß die MOSFETs Q2 und Q3 im- mer dann eingeschaltet sind, wenn Ql ausgeschaltet ist. Die Widerstände R4, R3 und RIO sind in ihrem Wert relativ hoch, so daß sie C5 während einer Taktperiode nicht nennenswert entladen.The secondary current now flows through the rectifying diodes Dl, D2 and D3 through the inductor Ll and loads the output Seikos C2, C3 and C4. If the primary transistor Q1 then switches off, "Sync-Control" goes to a positive voltage of, for example, +60 V + 28 V = 88 V, since the transformer T1 demagnetizes. The diodes D7 and D17 of the drive amplifiers limit this drive voltage to a maximum of 12 V. on the gates of Q2 and Q3 The diodes Dl, D2 and D3 now block, the freewheeling diodes D5, D6 and D4 begin to conduct and the current continues to flow through L1 and charges the output icos C2, C3 and C. Q2 and Q3 now begin also to conduct and lower the residual voltage at the freewheeling diodes D5 and D6. When the transformer T1 is demagnetized, the voltage at T1SEK3 minus goes back to 0 V. Due to the fact that C5 is charged to -28 V, "Sync - Control "a voltage of 28 V, so that Q2 and Q3 remain switched on, even if the transformer T1 oscillates somewhat. This means that the MOSFETs Q2 and Q3 are always switched on when Ql is switched off. The resistors R4, R3 and RIO are in their way rt relatively high, so that they do not significantly discharge C5 during a clock period.
In Figur 3 sieht man auch die analoge Regelung der Synchrontransistoren. Der Operationsverstärker U2 vergleicht die 5 V- AusgangsSpannung mit einer oberen Toleranzschwelle von z.B. 5,20 V. Wird diese Grenze überschritten, senkt U2 über D14 die Ansteuerspannung von Q2 ab, so daß der Widerstand von Q2 während der Leitendphase ansteigt. Daher sinkt die Ausgangsspannung am 5 V-Ausgang leicht ab. Bei gemischter Regelung wird als Ausgleich dann der Pulsbreitenmodulator das Tastverhältnis leicht anheben, so daß der 12 V-Ausgang leicht angehoben wird. Das ist deshalb hilfreich, weil bei gemischter Regelung, niedriger Last auf 5 V und hoher Last auf 12 V die 5 V-Spannung ansteigt, während die 12 V-Spannung absinkt. Der hier beschriebene Regelvorgang wirkt diesem unerwünschten Verhalten direkt entgegen. Daß sowohl der 5 V-Ausgang als auch der 12 V-Ausgang gleichzeitig über die oberen Toleranz- grenzen ansteigen kommt bei gemischter Regelung normalerweise nicht vor. Dasselbe gilt für die folgenden Operationsverstär- ker.FIG. 3 also shows the analog regulation of the synchronous transistors. The operational amplifier U2 compares the 5 V output voltage with an upper tolerance threshold of, for example 5.20 V. If this limit is exceeded, U2 lowers the control voltage of Q2 via D14, so that the resistance of Q2 increases during the leading phase. Therefore, the output voltage at the 5 V output drops slightly. In the case of mixed control, the pulse width modulator will slightly increase the pulse duty factor as compensation, so that the 12 V output is slightly increased. This is helpful because with mixed control, low load to 5 V and high load to 12 V, the 5 V voltage increases while the 12 V voltage decreases. The control process described here directly counteracts this undesirable behavior. With mixed control, it is normally not the case that both the 5 V output and the 12 V output rise above the upper tolerance limits at the same time. The same applies to the following operational amplifiers.
Der Operationsverstärker Ul vergleicht die 12 V-Ausgangs- spannung mit einer oberen Toleranzschwelle von z.B. 12,50 V. Wird diese Grenze überschritten, senkt Ul über D8 die Ansteu- erspannung von Q3 ab, so daß der Widerstand von Q3 während der Leitendphase ansteigt . Daher sinkt die AusgangsSpannung am 12 V-Ausgang leicht ab. Bei gemischter Regelung wird als Ausgleich dann der Pulsbreitenmodulator das Tastverhältnis leicht anheben, so daß der 5 V-Ausgang leicht angehoben wird.The operational amplifier Ul compares the 12 V output voltage with an upper tolerance threshold of e.g. 12.50 V. If this limit is exceeded, Ul lowers the control voltage of Q3 via D8, so that the resistance of Q3 increases during the conducting phase. The output voltage at the 12 V output therefore drops slightly. In the case of mixed regulation, the pulse width modulator will then slightly increase the pulse duty factor, so that the 5 V output is slightly increased.
Der Operationsverstärker U3 vergleicht die 12 V-Ausgangs- spannung mit einer unteren Toleranzschwelle von z.B. 11,50 V. Wird diese Grenze unterschritten, senkt U3 über D19 die Ansteuerspannung von Q2 ab, so daß der Widerstand von Q2 wäh- rend der Leitendphase ansteigt. Daher sinkt die Ausgangsspannung am 5 V-Ausgang leicht ab, in der Folge wird über die Pulsbreitenmodulation an Ql das Tastverhältnis angehoben, wodurch auch 12 V leicht angehoben wird.The operational amplifier U3 compares the 12 V output voltage with a lower tolerance threshold of e.g. 11.50 V. If this limit is undershot, U3 lowers the drive voltage of Q2 via D19, so that the resistance of Q2 increases during the conducting phase. Therefore, the output voltage at the 5 V output drops slightly, as a result the pulse width modulation at Q1 increases the pulse duty factor, which also slightly increases 12 V.
Der Operationsverstärker U4 vergleicht die 5 V-Ausgangs- spannung mit einer unteren Toleranzschwelle von z.B. 4,90 V. Wird diese Grenze unterschritten, senkt U4 über D9 die An- Steuerspannung von Q3 ab, so daß der Widerstand von Q3 während der Leitendphase ansteigt. Daher sinkt die Ausgangsspannung am 12 V-Ausgang leicht ab, in der Folge wird über die Pulsbreitenmodulation an Ql das Tastverhältnis angehoben, wo- durch auch 5 V leicht angehoben wird.The operational amplifier U4 compares the 5 V output voltage with a lower tolerance threshold of, for example, 4.90 V. If this limit is undershot, U4 lowers the input via D9 Control voltage from Q3, so that the resistance of Q3 increases during the conduction phase. Therefore, the output voltage at the 12 V output drops slightly, as a result the pulse width modulation at Q1 increases the pulse duty factor, which also slightly increases 5 V.
Figur 4 zeigt eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Analogsteuerung. Das Signal der Operationsverstärker wird über die Transistoren Q8 bzw. Q9 entkoppelt und beeinflußt über D8 bzw. D9 die Einschaltsteuerspannung des jeweiligenFigure 4 shows a further advantageous embodiment of the analog control. The signal of the operational amplifier is decoupled via transistors Q8 and Q9 and influences the switch-on control voltage of the respective one via D8 and D9
Synchron-MOSFETs. Dadurch kann mehr Strom von R3 bzw. RIO abgeleitet werden. Der Übersichtlichkeit halber sind nur zwei Operationsverstärker gezeigt, natürlich ist diese Schaltung auch auf vier Operationsverstärker wie in Figur 3 anwendbar. Synchronous MOSFETs. This allows more current to be derived from R3 or RIO. For the sake of clarity, only two operational amplifiers are shown; of course, this circuit can also be used on four operational amplifiers as in FIG. 3.
BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS
1 Übertrager1 transformer
2 Schalteinheit 3 Regelglied2 switching unit 3 control element
4 GleichrichterSteuerung4 rectifier control
5 Analogregler5 analog controllers
6 Gleichrichter6 rectifiers
7 Signal Rx Widerstände7 signal Rx resistors
Cx KondensatorenCx capacitors
Dx DiodenDx diodes
L1A, L1B, L1C DrosselnL1A, L1B, L1C chokes
Qx Transistoren Ux OperationsverstärkerQx transistors Ux operational amplifiers
T1PRIM PrimärwicklungT1PRIM primary winding
TlSEKl, T1SEK2, T1SEK3 SekundärwicklungenTlSEKl, T1SEK2, T1SEK3 secondary windings
URef Referenzspannung URef reference voltage

Claims

Patentansprüche claims
1. Schaltnetzteil mit1. Switching power supply with
- einem Übertrager (1) , - einer Schalteinheit (2) zur Ansteuerung des Übertragers (1) mit einer gepulsten Spannung, die ein einstellbares Tastverhältnis aufweist und- A transformer (1), - A switching unit (2) for controlling the transformer (1) with a pulsed voltage, which has an adjustable duty cycle and
- einem dem Übertrager (1) nachgeschalteten Gleichrichter (6) mit mindestens einer Diode (Dl, D5; D2, D6) , g e k e n n z e i c h n e t d u r c h- A rectifier (6) connected downstream of the transformer (1) with at least one diode (Dl, D5; D2, D6), g e k e n n z e i c h n e t d u r c h
- einen der mindestens einen Dioden (D5, D6) parallel geschalteten analog angesteuerten Transistor (Q2; Q3) und durch- One of the at least one diodes (D5, D6) connected in parallel and controlled by an analog transistor (Q2; Q3)
- eine Gleichrichtersteuerung (4) zur Ansteuerung des Transi- stors (Q2; Q3) in Abhängigkeit von der Phase der gepulsten- A rectifier control (4) for controlling the transistor (Q2; Q3) depending on the phase of the pulsed
Spannung und von der Amplitude mindestens einer Ausgangs- Spannung (5 V, 12 V) des Schaltnetzteils.Voltage and the amplitude of at least one output voltage (5 V, 12 V) of the switching power supply.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleichrichter zwei Dioden (Dl, D5; D2, D6) aufweist und jeweils einer der Dioden (D5; D6) der Transistor (Q2; Q3) parallel geschaltet ist.2. Switched-mode power supply according to Claim 1, that the rectifier has two diodes (Dl, D5; D2, D6) and one of the diodes (D5; D6) the transistor (Q2; Q3) is connected in parallel.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Übertrager (1) mindestens zwei Sekundärwicklungen (TlSEKl, T1SEK2, T1SEK3) aufweist zur Erzeugung von mindestens zwei AusgangsSpannungen (5 V, 12 V) des Schaltnetzteils und daß die Gleichrichtersteuerung (4) mit den mindestens zwei AusgangsSpannungen (5 V, 12 V) verbunden ist, wobei die Ansteuerung des Transistors (Q2, Q3) in Abhängigkeit von der Amplitude der mindestens zwei AusgangsSpannungen (5 V, 12 V) des Schaltnetzteils erfolgt. - 3. Switching power supply according to claim 1 or 2, since you rchgek characterized that the transformer (1) has at least two secondary windings (TlSEKl, T1SEK2, T1SEK3) for generating at least two output voltages (5 V, 12 V) of the switching power supply and that the rectifier control ( 4) is connected to the at least two output voltages (5 V, 12 V), the transistor (Q2, Q3) being driven as a function of the amplitude of the at least two output voltages (5 V, 12 V) of the switching power supply. -
4. Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß eine negative Spannung (-12 V) erzeugt wird zur Verwendung als Transistor- Steuerspannung. 4. Switching power supply according to claim 3, characterized in that a negative voltage (-12 V) is generated for use as a transistor control voltage.
PCT/DE2002/004442 2002-01-04 2002-12-04 Switched-mode power supply unit WO2003061105A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AU2002357442A AU2002357442A1 (en) 2002-01-04 2002-12-04 Switched-mode power supply unit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10200132 2002-01-04
DE10200132.4 2002-01-04

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2003061105A1 true WO2003061105A1 (en) 2003-07-24

Family

ID=7711505

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2002/004442 WO2003061105A1 (en) 2002-01-04 2002-12-04 Switched-mode power supply unit

Country Status (2)

Country Link
AU (1) AU2002357442A1 (en)
WO (1) WO2003061105A1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10334338A1 (en) * 2003-07-28 2005-03-03 Friwo Mobile Power Gmbh Controlled synchronous rectifier for regulating an output voltage of a switched-mode power supply

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5038266A (en) * 1990-01-02 1991-08-06 General Electric Company High efficiency, regulated DC supply
US5396412A (en) * 1992-08-27 1995-03-07 Alliedsignal Inc. Synchronous rectification and adjustment of regulator output voltage
DE19530064A1 (en) * 1995-08-16 1997-02-20 Bosch Gmbh Robert Controlled converter with at least two secondary circuits
DE29801007U1 (en) * 1998-01-23 1998-08-06 Deutronic Electronik GmbH, 84166 Adlkofen Self-controlled synchronous rectifiers
US6212084B1 (en) * 1999-05-17 2001-04-03 Page Aerospace Limited Active rectifier
US6222742B1 (en) * 1997-01-24 2001-04-24 Synqor, Inc. High efficiency power converter

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5038266A (en) * 1990-01-02 1991-08-06 General Electric Company High efficiency, regulated DC supply
US5396412A (en) * 1992-08-27 1995-03-07 Alliedsignal Inc. Synchronous rectification and adjustment of regulator output voltage
DE19530064A1 (en) * 1995-08-16 1997-02-20 Bosch Gmbh Robert Controlled converter with at least two secondary circuits
US6222742B1 (en) * 1997-01-24 2001-04-24 Synqor, Inc. High efficiency power converter
DE29801007U1 (en) * 1998-01-23 1998-08-06 Deutronic Electronik GmbH, 84166 Adlkofen Self-controlled synchronous rectifiers
US6212084B1 (en) * 1999-05-17 2001-04-03 Page Aerospace Limited Active rectifier

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10334338A1 (en) * 2003-07-28 2005-03-03 Friwo Mobile Power Gmbh Controlled synchronous rectifier for regulating an output voltage of a switched-mode power supply

Also Published As

Publication number Publication date
AU2002357442A1 (en) 2003-07-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3886585T2 (en) Controlled high frequency power supply.
DE19814681B4 (en) Current Mode Switching Regulators
DE69412984T2 (en) Switching regulator
DE69632439T2 (en) Uninterruptible switching regulator system
EP1157320B1 (en) Method for generating a regulated direct voltage from an alternating voltage and power supply device for implementing said
EP1316138B1 (en) Current mode switching controller
DE102004033354A1 (en) Method for controlling a switch in a boost converter and drive circuit
EP0991171B1 (en) Flyback converter
DE4010435C2 (en)
DE102017106424B4 (en) Power converter circuit with a main converter and an auxiliary converter
EP0205630B1 (en) Switched-mode controller and its application
DE60101694T2 (en) Feedback loop for power converters
DE4027969C1 (en) Converter with controlled transistor bridge - has connecting choke divided into main and auxiliary chokes in diagonal branch of bridge
EP0057910B2 (en) Circuit for the regulated supply to a user
DE69510903T2 (en) Power limiting controller
DE2825708A1 (en) CIRCUIT ARRANGEMENT FOR REDUCING HARMONICS IN THE AC POWER SUPPLY WITH DC CONSUMERS DURING THE AC POWER SUPPLY
DE10133865A1 (en) Electrical circuitry
DE10334338A1 (en) Controlled synchronous rectifier for regulating an output voltage of a switched-mode power supply
DE19851248B4 (en) Control circuit power supply circuit and power supply circuit with such a circuit
DE4211906C1 (en) Welding power supply circuitry - has waveform shaping circuit for rectifier input current so current waveform can assume sinusoidal shape
DE69314864T2 (en) Power factor correction circuit
EP3255769A1 (en) Switching power supply
CH663866A5 (en) SELF-SWINGING INVERTER.
WO2003061105A1 (en) Switched-mode power supply unit
CH688066A5 (en) AC=DC converter using book- /boost-principle

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DK DM DZ EC EE ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NO NZ OM PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
122 Ep: pct application non-entry in european phase
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: JP