WO1999007095A1 - Quadrature frequency division multiplexing demodulator - Google Patents
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- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Definitions
- the present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device used for digital transmission and digital communication by an orthogonal frequency division multiplexing transmission method, and in particular, to a frequency synchronization technology of a reproduction carrier used for demodulation on a receiving side,
- the present invention also relates to a technique for removing the effect of phase fluctuation common to all subcarriers due to tuner phase noise and the like.
- OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
- This OFDM transmission system is a system in which a large number of subcarriers orthogonal to each other are modulated by digital data to be transmitted, and the modulated waves are multiplexed and transmitted.
- the number of subcarriers used increases from several hundred to several thousand, the symbol period of each modulated wave becomes extremely long, so that it is not affected by multipath interference. It has the following characteristics.
- Figure 1 shows a block diagram of the basic configuration of the OFDM transmission system.
- FIG. 1 thick arrows indicate complex signals, and thin arrows indicate real signals.
- the signal to be transmitted is a data signal input to the OFDM signal modulator 11, and is mapped on a complex plane by the mapping circuit 11 1 according to the modulation method of each subcarrier.
- the IFFT circuit 112 is supplied.
- the transmitted symbol for one symbol is subjected to IFF processing and converted to the time domain to generate an effective symbol period signal.
- the effective symbol period signal is generated for each symbol.
- the baseband OFDM signal is generated by adding the rear part of the signal as a guard period signal before the effective symbol period signal, thereby generating a baseband OFDM signal.
- the signal is supplied to the quadrature modulation circuit 113.
- the orthogonal modulation circuit 113 orthogonally modulates the carrier with a baseband OFDM signal, thereby converting the baseband OFDM signal into an intermediate frequency (IF) band.
- the OFDM signal in the IF band is frequency-converted by an upconverter 114 into a signal in a radio frequency (hereinafter, RF (Radio Frequency)) band, and output to a transmission path 12.
- RF Radio Frequency
- the OFDM signal input to the OFDM demodulator 13 from the transmission line 12 on the receiving side is frequency-converted from the RF band to the IF band by the tuner 131, and then the orthogonal demodulation circuit 13
- This quadrature demodulation circuit 1 3 2 The F-band signal is demodulated into a baseband OFDM signal by quadrature demodulation. The demodulated output is supplied to a Fourier transform (FFT) circuit 133. You. this ? The circuit 133 extracts the effective symbol period signal from the base node OFDM signal, performs FFT processing, and converts the signal into the frequency domain. The output is supplied to the detector circuit 134. This detection circuit 134 detects each subcarrier according to the modulation method, and then restores the data signal by demapping.
- FFT Fourier transform
- AFC Automatic Frequency Control
- the frequency error within the subcarrier interval is determined by the fact that the guard period signal in the OFDM signal is a copy at the end of the effective symbol period signal. Calculated using correlation.
- the frequency error in subcarrier interval units is calculated using a reference symbol for frequency synchronization inserted at a predetermined period on the transmission side.
- FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of the configuration of a frequency synchronization reference symbol.
- the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents amplitude.
- the solid line in the figure indicates that there is a subcarrier at that frequency, and the dashed line indicates that there is no subcarrier at that frequency.
- the presence or absence of a subcarrier is made to correspond to a predetermined pseudo-random (hereinafter, PN (Pseudo Noise)) sequence.
- PN pseudo-random
- FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM signal demodulator.
- the thick arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal.
- general control signals such as mouthpieces necessary for the operation of each component are omitted so as not to complicate the description.
- the tuner 21 frequency-converts the OFDM signal input from the transmission line from the RF band to the IF band, the output is supplied to the quadrature demodulation circuit 22.
- This quadrature demodulation circuit 22 demodulates the OFDM signal in the IF band to the base node OFDM signal using a fixed carrier generated therein, and the demodulated output is a carrier.
- the frequency (fc) correction circuit is supplied to the first input terminal of the circuit 23.
- the carrier frequency correction circuit 23 includes a wideband carrier frequency error signal of the subcarrier interval unit supplied to the second input terminal and the subcarrier frequency signal supplied to the third input terminal. A correction carrier generated based on the narrowband carrier frequency error signal and within the interval is applied to the first input terminal.
- the carrier frequency error is corrected by multiplying the supplied base node OFDM signal, and the output is sent to the narrowband carrier frequency error calculation circuit 24 and the FFT circuit 25. Supplied.
- the narrow-band carrier frequency error calculation circuit 24 uses the correlation between the guard period signal in the baseband OFDM signal and the rear part of the effective symbol period signal to calculate the frequency error within the subcarrier interval.
- the output is supplied to the third input terminal of the carrier frequency correction circuit 23.
- the FFT circuit 25 performs an FFT process on the effective symbol period signal in the base-node OFDM signal and converts the signal into the frequency domain. The output is supplied to the power calculation circuit 41 and the detection circuit 31. Is done.
- the power calculation circuit 41 calculates the power of the signal corresponding to each subcarrier output from the FFT circuit 25, and the calculation result is supplied to the correlation calculation circuit 42.
- the correlation calculating circuit 42 calculates the correlation value between the output of the power calculating circuit 41 and the PN sequence corresponding to the presence or absence of the subcarrier of the frequency synchronization reference symbol shown in FIG.
- the correlation value is supplied to the wideband carrier frequency error calculation circuit 28.
- This wideband carrier frequency error calculation circuit 28 calculates the frequency error in the unit of the subcarrier interval from the peak position of the correlation value, and the output is the second error of the carrier frequency correction circuit 23. Is supplied to the input terminal of.
- the detection circuit 31 recovers the data signal by detecting each subcarrier according to the modulation method and then demapping. Disclosure of the invention
- the frequency of each subcarrier interval is determined by using a reference symbol for frequency synchronization inserted at a predetermined period (for example, a frame) on the transmission side. Due to the calculation of the error, the pull-in time of the frequency synchronization is relatively long.
- the time constant of the loop filter provided inside the narrow band carrier frequency error calculation circuit 24 in FIG. must be set to about several hundred symbol periods. Therefore, it is not possible to follow fast fluctuations such as tuner phase noise. (Not limited to this example, general AFC circuits cannot follow fast fluctuations such as tuner phase noise.) It cannot follow). For this reason, the residual frequency error causes interference between subcarriers (hereinafter, ICI (Inter Carrier Interference)) and phase variation common to all subcarriers (hereinafter, CPE (Common Phase Error)). This may cause the error rate to deteriorate.
- ICI Inter Carrier Interference
- CPE Common Phase Error
- the present invention solves the above-mentioned problem, further shortens the pull-in time of frequency synchronization, and eliminates the influence of CPE due to tuner phase noise and the like. It is intended to provide a signal demodulation device.
- an OFDM transmission system is configured as follows.
- the first pilot arranged at the same frequency for each symbol An orthogonal frequency division multiplexed signal including a frequency domain signal, the Fourier transforming means for converting the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal by performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal; By performing an inter-symbol differential detection of the output of the Fourier transforming means, a differential detection means for calculating a variation between symbols, the first pilot signal arrangement information, and the difference By detecting a peak position of an output of the correlation calculating means and a correlation calculating means for calculating a correlation with an output of the dynamic detecting means, a carrier frequency error in subcarrier interval units can be reduced.
- An apparatus for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including a first pilot signal arranged at the same frequency for each symbol, and performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal. Therefore, a Fourier transforming means for converting to a frequency axis signal, and a differential detecting means for calculating a variation between symbols by performing an inter-symbol differential detection of an output of the Fourier transforming means. And averaging, within a symbol, the phase of the output of the differential detection means corresponding to the first packet signal, thereby estimating a phase variation common to all subcarriers. Phase averaging means; and a phase variation correction means for calculating a correction vector for each symbol from an output of the phase averaging means, and correcting a phase variation common to all subcarriers based on the correction vector. Composed with That.
- a device for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including the orthogonal signal comprising: performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal to convert the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal; By performing inter-symbol differential detection on the output of the one-line conversion means, a differential detection means for calculating inter-symbol fluctuations, the first pilot signal arrangement information, and the difference By detecting a correlation between the output of the dynamic detection means and a peak position of the output of the correlation calculation means, the carrier frequency error in subcarrier interval units can be reduced.
- a wideband carrier frequency error calculating means for estimating; a wideband carrier frequency correcting means for correcting a carrier frequency based on an output of the wideband carrier frequency error calculating means;
- a phase averaging means for estimating a phase variation common to all subcarriers by averaging the phase of the output of the differential detection means corresponding to the pilot signal within a symbol;
- a phase variation correction means for calculating a correction vector for each symbol from the output of the phase averaging means and for correcting a phase variation common to all the subcarriers based on the correction vector. It is.
- the correlation calculating means includes: information of arrangement of the first pilot signal (binary signal); and an output of the differential detection means (binary signal). It is configured to calculate the magnitude of the correlation with the complex vector signal).
- the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. Signal averaged in symbol direction (Complex number signal) and the magnitude of the correlation.
- the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. It is configured to calculate the correlation with the signal size (real number signal) averaged in the symbol direction.
- the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. The magnitude of the signal averaged in the symbol direction is compared with a predetermined threshold value to calculate the correlation with the binarized signal (binary signal).
- the correlation calculation means controls the threshold value according to the magnitude of the received signal.
- the wideband carrier frequency correction means is configured to output a local oscillation of a tuner based on an output of the wideband carrier frequency error calculating means. The frequency is controlled.
- the wideband carrier frequency correction means may include a local oscillation frequency of a quadrature demodulation means based on an output of the wideband carrier frequency error calculation means. Is controlled.
- the wideband carrier frequency correction means generates a correction carrier based on an output of the wideband carrier frequency error calculation means.
- the correction carrier is multiplied by the input signal of the Fourier transform means.
- the wideband carrier frequency correction means outputs the output of the Fourier transform means based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. The signal is shifted in the frequency direction, and the phase rotation between symbols generated depending on the guard period length is corrected.
- the wideband carrier frequency correction means outputs the output signal of the Fourier transform means based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. Is shifted in the frequency direction.
- phase fluctuation correction means is incorporated in the detection means, and the detection means, based on the output of the correction vector calculation means, outputs all the sub-capacitors. At the same time that the phase fluctuation common to the rear is corrected, the detection is performed according to the primary modulation method of each subcarrier.
- a second pilot signal distributed and periodically arranged in a subcarrier symbol area is provided.
- a configuration is adopted in which each subcarrier is synchronously detected by using the second pilot signal.
- the device is a device for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal that is transmitted by performing differential modulation between symbols in a data signal, and wherein the detection means includes the correction base.
- Vector calculation Based on the output of the means, the phase fluctuation common to all the subcarriers is corrected, and at the same time, each subcarrier is configured to perform differential detection between symbols.
- the phase averaging means calculates an output complex vector of the differential detection means corresponding to the first pilot signal. Then, by averaging within a symbol and calculating the phase, a phase variation common to all subcarriers is estimated.
- the correlation calculating means includes the phase averaging means, and the arrangement information based on the binary signal of the first pilot signal and the differential information are provided.
- the correlation with the complex vector signal output from the detection means is calculated and supplied to the wideband carrier frequency error calculation means, and the phase angle of the vector obtained by the correlation operation is calculated.
- a phase fluctuation common to all subcarriers is estimated from the above and supplied to the phase fluctuation correcting means.
- the first pilot signal is a set of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol.
- the configuration includes a signal modulated with the same phase for each symbol.
- the first pilot signal is arranged at the same frequency for each symbol.
- a set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (m is a natural number)
- the output of the differential detection means is raised to the mth power, and the power is supplied to the correlation calculation means.
- the configuration is provided with. (21) (2), (3), (14)
- the first pilot signal is arranged at the same frequency for each symbol.
- a set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (m is a natural number)
- the output of the differential detection means is raised to the m-th power, and the power means is supplied to the phase averaging means.
- the first pilot signal is arranged at the same frequency as each symbol.
- the set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (where m is a natural number)
- the output of the differential detection means is further divided into m complex signals by phase.
- the output complex vector of the differential detection means is rotated by an integral multiple of 2 ⁇ Zm according to the determination result. After the rotation, the phase is always included in the same area, and then a vector rotation means for supplying the phase averaging means is provided.
- FIG. 1 is a block diagram showing an example of the principle configuration of the OFDM transmission system.
- FIG. 2 is a schematic diagram showing a configuration example of a reference symbol for frequency synchronization related to a conventional OFDM signal demodulator.
- FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM signal demodulation device.
- FIG. 4 is a schematic diagram showing a pilot signal arrangement example according to the present invention.
- FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the OFDM signal demodulation device according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 6 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the differential detection circuit in FIG.
- FIG. 7 is a block diagram showing a first internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
- FIG. 8 is a block diagram showing a second internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
- FIG. 9 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the inter-symbol filter circuit in FIG.
- FIG. 10 is a block diagram showing a third internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
- FIG. 11 is a block diagram showing a fourth internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
- FIG. 12 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the phase fluctuation correction circuit in FIG.
- FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the second embodiment of the present invention.
- FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the third embodiment of the present invention.
- FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the fourth embodiment of the present invention.
- FIG. 16 shows an OFDM signal according to the fifth embodiment of the present invention.
- FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a signal demodulation device.
- FIG. 17 is a block diagram showing a first internal configuration example of the detection circuit in FIG.
- FIG. 18 is a block diagram showing a second internal configuration example of the detection circuit in FIG.
- FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the sixth embodiment of the present invention.
- FIG. 20 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the correlation calculation circuit in FIG.
- FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the seventh embodiment of the present invention.
- FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the eighth embodiment of the present invention.
- BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION As an OFDM transmission method according to the present invention, DVB—T (Digital Video), which is a terrestrial digital terrestrial broadcasting system in Europe, is used. Broadcasting-Terrestrial) standard 2k mode (the number of subcarriers used for transmission is 1705) is used as an example, and the embodiment of the present invention is described with reference to FIGS. 4 to 22. Will be explained.
- the skew (dispersion) noise is obtained by using a predetermined subcarrier.
- Illots hereafter, SP (Scattered Pilots)
- continuous (continuous) pilots hereafter,
- Fig. 4 is a schematic diagram showing the pilot signal arrangement of the DVB-T standard.
- k on the horizontal axis represents the index of the subcarrier
- n on the vertical axis represents the index of the symphonore.
- a black circle indicates a subcarrier for transmitting a pilot signal
- a white circle indicates a subcarrier for transmitting other data.
- mod represents a remainder operation
- p is any non-negative integer
- k p 3 (n mod 4) + 12 p ⁇ (1) Also, continuous.
- TPS Transmission Parameter Signaling
- the rear carries the same information bits.
- TPS is (3) a differential two-phase PSK intersymbol Remind as in formula (Phase Shift Keying) modulated You.
- FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the OFDM signal demodulation device according to the first embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal.
- general control signals such as clocks necessary for the operation of each component are omitted so as not to complicate the description.
- a tuner 21 frequency-converts an OFDM signal input from a transmission line from an RF band to an IF band, and its output is supplied to a quadrature demodulation circuit 22.
- This quadrature demodulation circuit 22 demodulates an OFDM signal in the IF band into a baseband OFDM signal using a fixed carrier generated therein, and the demodulated output is a carrier. This is supplied to the first input terminal of the rear frequency (fc) correction circuit 23.
- the carrier frequency correction circuit 23 is configured to output a wideband carrier frequency error signal in units of subcarrier intervals supplied to the second input terminal and a subcarrier interval supplied to the third input terminal.
- a correction carrier is generated based on the narrow band carrier frequency error signal of the first band and the correction carrier is multiplied by the baseband OFDM signal supplied to the first input terminal.
- the carrier frequency error is corrected, and the output is supplied to a narrowband carrier frequency error calculating circuit 24 and an FFT circuit 25.
- the narrowband carrier frequency error calculation circuit 24 uses the correlation between the guard period signal in the baseband OFDM signal and the rear part of the effective symbol period signal to calculate the frequency within the subcarrier interval.
- the output is supplied to the third input terminal of the carrier frequency correction circuit 23 for calculating the error. Also, ? ?
- the circuit 25 converts the effective symbol period signal in the base node OFDM signal to FF
- the output is supplied to the differential detection circuit 26 and the first input terminal of the phase fluctuation correction circuit 30 because the signal is subjected to T processing and converted to the frequency domain.
- the differential detection circuit 26 calculates the inter-symbol phase variation by performing inter-symbol differential detection of the signal output from the FFT circuit 25 and corresponding to each subcarrier.
- the calculation result is supplied to a correlation calculation circuit 27 and a phase averaging circuit 29.
- the correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the differential detection circuit 26 and the arrangement information of the subcarrier for transmitting the CP, and the correlation value is used as a wideband carrier frequency error calculation circuit. Supplied to 2 8.
- This wideband carrier frequency error calculation circuit 28 calculates the frequency error in subcarrier interval units from the peak position of the correlation value, and the output is the output of the carrier frequency correction circuit 23. 2 input.
- the phase averaging circuit 29 estimates the CPE by averaging the phase of the output of the differential detection circuit 26 corresponding to the CP within the symbol, and the output is output from the phase variation correction circuit 3. 0 is supplied to the second input.
- This phase fluctuation correction circuit 30 is generated based on the output of the phase averaging circuit 29 supplied to the second input terminal.
- the CPE is corrected by multiplying the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the correction vector to be applied, and the output is supplied to the detection circuit 31.
- the detection circuit 31 recovers the data signal by detecting each subcarrier according to the modulation method and then demapping.
- the differential detection circuit 26 is specifically configured as shown in FIG. 6, and the output of the FFT circuit 25 is supplied to a one symbol period delay circuit 26 1 and a complex multiplier 26 3. It has become.
- the one symbol period delay circuit 26 1 delays the output of the FFT circuit 25 by one symbol period, and the delay output is supplied to the conjugate circuit 26 2.
- the conjugate circuit 262 calculates the complex conjugate by inverting the sign of the imaginary part of the output of the one-symbol period delay circuit 261, and the calculation result is supplied to the complex multiplier 263. It is.
- the complex multiplier 26 3 multiplies the output of the FFT circuit 25 by the output of the shared circuit 26 2, and calculates the result of the multiplication as the output of the differential detection circuit 26. 2 7 and the phase averaging circuit 29.
- FIG. 7 shows a first configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG.
- the differential detection output from the differential detection circuit 26 is supplied to the shift register 2701.
- This shift register 2701 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are supplied to the input terminal of the summing circuit 2702. You.
- the summation circuit 2702 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 2701. It is supplied to the force calculation circuit 270.
- Numeral 3 is for calculating the power of the output of the summing circuit 270 2, and the calculation result is supplied to the wideband carrier frequency error calculating circuit 28 as the output of the correlation calculating circuit 27.
- the output of correlation calculating circuit 27 has a peak value. Show. Therefore, the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 detects the peak value of the output of the correlation calculation circuit 27 and obtains a deviation from a predetermined timing, thereby obtaining a subcarrier. It is possible to estimate the carrier frequency error per unit of distance.
- FIG. 8 shows a second configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG. 8, the same parts as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
- the differential detection output from the differential detection circuit 26 is supplied to a symbol interrogator circuit 704.
- the inter-symbol filter circuit 2704 averages the output of the differential detection circuit 26 in the symbol direction, and the output is supplied to a shift register 2701.
- the configuration and operation of this shift register 2701 and thereafter are the same as those shown in FIG.
- the inter-symbol filter circuit 2704 in FIG. 8 is specifically configured as shown in FIG. 9, and the output of the differential detection circuit 26 is supplied to a subtractor 27041. It has become.
- This subtractor 27 04 1 outputs one symbol period from the output of the differential detection circuit 26.
- the output of the delay circuit 27044 is reduced, and the output is supplied to the coefficient 27042.
- This coefficient multiplier 2 7 0 4 2 multiplies the output of the subtracter 2 7 0 4 1 by a coefficient a (0 ⁇ ⁇ ⁇ 1), and the operation result is the adder 2 7 0 4 3 Supplied to
- This adder 27043 adds the output of the coefficient unit 27042 and the output of the one-symbol period delay circuit 27044, so that the result of the operation is The output of the filter circuit 270 is supplied to the shift register 270 1.
- the one-symbol period delay circuit 27044 delays the output of the adder 27043 by one symbol period.
- the intersymbol filter circuit 2704 configured as shown in FIG. 9 operates as an infinite impulse response (IIR) filter, and operates as a differential filter.
- IIR infinite impulse response
- the complex vectors corresponding to each subcarrier output from the detection circuit 26 are averaged in the symbol direction.
- the signal obtained by performing the inter-symbol differential detection on the subcarrier transmitting the CP is a DC signal having the same amplitude and the same phase for each symbol, ignoring the CPE component. Most of them pass through the inter-symbol filter circuit 2704 because they can be considered.
- Signals obtained by differentially detecting the other subcarriers between symbols are signals having randomness in amplitude and phase for each symbol, and thus are blocked by the intersymbol filter circuit 2704. Also, since the noise component is a random signal for each symbol, it is blocked by the intersymbol filter circuit 274.
- the correlation calculation circuit 27 shown in FIG. By adding the filter circuit 2704, the floor of the output of the correlation calculation circuit 27 is suppressed, and the error estimation error in the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 is reduced. It can be reduced.
- FIG. 10 shows a third configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG.
- the same parts as those in FIGS. 7 and 8 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
- the output of the differential detection circuit 26 is averaged in the symbol direction by the inter-symbol filter circuit 270 4, and then directly sent to the power calculation circuit 270 3. It is being supplied. That is, the power calculation circuit 270 3 in this case calculates the output power of the inter-symbol filter circuit 270 4. The result of the calculation is supplied to the shift register 275.
- This shift register 2705 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are input to the summation circuit 2706. Supplied to the end.
- This summation circuit 27006 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 275, and the calculation result is output as the output of the correlation calculation circuit 27 by a wideband carrier. (A) It is supplied to the frequency error calculation circuit 28.
- the shift register 2705 holds a real number signal, and the summation circuit 2706 also calculates the sum of the real number signal. Therefore, the shift register 2770 in FIGS. 7 and 8 is used. The size can be reduced as compared with 1 and the summing circuit 2 702.
- FIG. 11 shows a fourth configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG.
- the same parts as in FIG. The same reference numerals are given and the description is omitted.
- the comparison circuit 277 in FIG. 11 compares the output of the power calculation circuit 270 with the threshold set by the threshold setting circuit 270 to determine the subcarrier that transmits the CP. If the output of the power calculation circuit 270 is larger, "1" is output.If the output of the threshold setting circuit 270 is larger, "0" is output. Is output.
- the output of the comparison circuit 277 is supplied to a shift register 270.
- This shift register 2709 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of subcarriers for transmitting the CP, and those tap outputs are input to the summing circuit 2710. Supplied to the end.
- This summation circuit 2710 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 2709, and the calculation result is used as the output of the correlation calculation circuit 27 as a wideband carrier. A Supplied to the frequency error calculation circuit 28.
- the shift register 2709 holds the binary signal, and the summing circuit 2710 also calculates the sum of the binary signal. Compared to the register 2701 and the summing circuit 2702, the size can be greatly reduced. In addition, if the threshold value output from the threshold value setting circuit 27078 is controlled by the magnitude of the received signal, it is possible to prevent erroneous determination due to fluctuations in the output level of the power calculation circuit 2703. And can be.
- FIG. 12 shows a configuration example of the phase fluctuation correction circuit 30 in FIG.
- the output of the phase averaging circuit 29 is supplied to the adder 301, and the phase fluctuation is corrected.
- the adder 301 holds the signal for one symbol period.
- a cumulative adder is configured together with the register 302, and the output of the phase averaging circuit 29 is cumulatively added for each symbol, thereby calculating the cumulative value of the inter-symbol phase fluctuation from the start of the operation.
- the calculation result (the output of the adder 301) is supplied to a correction vector calculation circuit (e-1) 303.
- the correction vector calculation circuit 303 calculates a complex vector having an amplitude of 1 with a phase angle of -1 times the output of the adder 301, and the calculation result is calculated by the multiplier 3 Supplied to 04.
- the multiplier 304 multiplies the output of the correction vector calculation circuit 303 by the output of the FFT circuit 25. With this operation, the CPE can be corrected.
- the carrier frequency error in subcarrier interval units is calculated from the arrangement information of the subcarriers for transmitting the CP included in each symbol.
- the frequency synchronization pull-in time can be reduced as compared with the conventional example.
- phase fluctuation between symbols is calculated and corrected using CP for each symbol, it is possible to remove the influence of CPE due to the phase noise of tuner 21 and the like.
- FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the second embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal
- general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation. I do.
- the OFDM signal demodulation device shown in FIG. 13 is such that a carrier frequency error is corrected in a tuner 32 instead of the carrier frequency correction circuit 23 in FIG.
- the tuner 32 receives the wideband carrier frequency error signal of the subcarrier interval unit supplied to the second input terminal and the subcarrier interval within the subcarrier interval supplied to the third input terminal.
- the local oscillation frequency is controlled based on the narrowband carrier frequency error signal and the frequency of the OFDM signal supplied to the first input terminal is converted from the RF band to the IF band.
- the output is a quadrature demodulation circuit. Supplied to 2 2.
- Other configurations and operations are the same as those in FIG.
- FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the third embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal
- general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
- the OFDM signal demodulation device shown in FIG. 14 is such that a carrier frequency error is corrected by a quadrature demodulation circuit 33 instead of the carrier frequency correction circuit 23 in FIG. is there.
- the quadrature demodulation circuit 33 includes a wideband carrier frequency error signal in subcarrier interval units supplied to the second input terminal and a narrow band within the subcarrier interval supplied to the third input terminal.
- Bandwidth carrier The local oscillation frequency is controlled based on the wave number error signal and the OFDM signal in the IF band supplied to the first input terminal is demodulated into a baseband OFDM signal, and the demodulated output is a narrowband carrier. It is supplied to the frequency error calculation circuit 24 and the FFT circuit 25.
- Other configurations and operations are the same as those in FIG.
- FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the fourth embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex number signal
- the thin arrow represents a real number signal
- general control signals such as ports necessary for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
- a carrier frequency (fc) correction circuit 34 corrects a narrow-band carrier frequency error within a subcarrier interval, and a shift circuit 35 generates a subcarrier. It is designed to correct wideband carrier frequency errors in units of rear intervals.
- the carrier frequency correction circuit 34 generates a correction carrier based on a narrow-band carrier frequency error signal within a subcarrier interval supplied to the second input terminal, and generates the correction carrier. Is multiplied by the baseband OFDM signal supplied to the first input terminal to correct the carrier frequency error, and the output is a narrowband carrier frequency error calculation circuit 24. And supplied to the FFT circuit 25.
- the shift circuit 35 is provided with a wideband carrier in units of a subcarrier interval supplied to the second input terminal.
- the output of the FFT circuit 25 is shifted in the frequency direction based on the rear frequency error signal, and the output is supplied to the differential detection circuit 26 and the first input terminal of the phase variation correction circuit.
- the carrier frequency error in the subcarrier interval unit is a frequency error having an effective symbol period length and an integer period, but since the OFDM signal has a guard period, the carrier frequency error is in the frequency domain.
- phase rotation is generated for each symbol depending on the guard period length. Therefore, as in the configuration in FIG. 15, when wideband carrier frequency error is corrected by shift in the frequency domain, means for correcting this phase rotation is required.
- this phase rotation is common to all subcarriers, when a circuit for removing the CPE is provided as shown in FIG. 15, the phase fluctuation correction circuit 30 performs its own operation. Dynamically corrected.
- FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulator according to the fifth embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal
- general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
- the OFDM signal demodulator shown in FIG. 16 uses a CPE in a detection circuit 36 instead of the phase fluctuation correction circuit 30 in FIG. Is corrected.
- the detection circuit 36 generates a correction vector based on the output of the phase averaging circuit 29 supplied to the second input terminal, and generates the correction vector according to the modulation method of each subcarrier. Multiply the detected vector. Then, using the detection vector, the output of the FFT circuit 25 is detected, the CPE is corrected, and the data signal is restored by demapping.
- Other configurations and operations are the same as those in FIG.
- FIG. 17 shows an example of a configuration of the detection circuit 36 in FIG. 16 corresponding to a modulation method on the assumption of synchronous detection using an SP signal.
- the output of the circuit 25 is supplied to a first input terminal of the complex divider 3604 and a first input terminal of the complex divider 3606. No ,.
- the slot generation circuit 3603 generates the SP in synchronization with the output of the FFT circuit 25, and its output is supplied to the second input terminal of the complex divider 3654.
- This complex divider 3604 converts SP included in the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal into a pilot generation circuit 36 supplied to the second input terminal.
- the transmission path characteristics acting on the SP are calculated by dividing by the regular SP output from 03.
- the output is supplied to the output of the memory 366 and selectively to the first input terminal of the complex multiplier 362 by the switch (SW) 365.
- the output of the phase averaging circuit 29 is the correction vector calculation circuit.
- the correction vector calculation circuit 3601 uses the output of the phase averaging circuit 29 as the phase angle, and the amplitude is Since the complex vector which is 1 is calculated, the calculation result is supplied to the second input terminal of the complex multiplier 3602. Sweep rate pitch 3 6 0 5, complex divider 3 6 0 4 outputs are complex divider if correspond to SP (1 single subkey Ya Li A to wear eye to the 4 1 symbols in the symbol) Select the output of 366, otherwise select the output of memory 366 and output it in other cases (similarly, 3 out of 4 symbols).
- the complex multiplier 3602 is the output or the memory 36 of the complex divider 3604 selectively supplied by the switch 365 from the first input terminal.
- the result of the calculation is supplied to the filter circuit 3607 by multiplying the output of the correction vector calculation circuit 36 and the output of the correction vector calculation circuit 3601 supplied to the second input terminal. Is also supplied to the memory 366.
- This memory 3606 holds the output of the complex multiplier 3602 for 4 symbol periods (until the next SP is transmitted in the subcarrier of interest).
- the filter circuit 3607 interpolates the output of the complex multiplier 3602 in the frequency (subcarrier) direction, and corrects the transmission path characteristics (CPE corrected) acting on all subcarriers. ), The output of which is supplied to the second input of the complex divider 3608.
- This complex divider 36608 divides the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the output of the filter circuit 3607 supplied to the second input terminal. What do you do? Ding circuit 2 5 The output is synchronously detected.
- the output is supplied to a demapping circuit 3609.
- the demapping circuit 3609 restores the data signal by demapping the output of the complex divider 3658 according to the modulation method.
- FIG. 18 shows a configuration example of the detection circuit 36 in FIG. 16 corresponding to a modulation method based on differential detection.
- the output of the FFT circuit 25 is supplied to the one-symbol period delay circuit 3610 and the first input terminal of the complex divider 3611. .
- the one-symbol period delay circuit 3610 delays the output of the FFT circuit 25 by one symbol period, and the output is supplied to the first input terminal of the complex multiplier 3602 .
- the output of the phase averaging circuit 29 is supplied to a correction vector calculation circuit (ej ⁇ ) 3601.
- the correction vector calculation circuit 3601 uses the output of the phase averaging circuit 29 as a phase angle and calculates a complex vector having an amplitude of 1, and the calculation result is a complex multiplier 36 0 2 is supplied to the second input.
- the complex multiplier 3602 is provided with a one-symbol period delay circuit 3601 supplied to the first input terminal and a correction vector calculation circuit 36 supplied to the second input terminal. 0
- the output of 1 is multiplied by to perform CPE correction on the signal one symbol period earlier, and the operation result is supplied to the second input terminal of the complex divider 3611. You.
- the complex divider 3611 divides the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the output of the complex multiplier 3652 supplied to the second input terminal. According to? Ding circuit 2 5 The output is differentially detected, and the output is supplied to the demapping circuit 3612. This demapping circuit 3612 restores the data signal by demapping the output of the complex divider 3611 according to the modulation method.
- a part of the processing of the phase fluctuation correction circuit 30 and the detection circuit 31 in the first embodiment can be shared, so that the circuit scale can be reduced. Can be done.
- FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the sixth embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrows represent complex signals
- the thin arrows represent real signals
- general control signals such as clocks necessary for the operation of each component are shown in FIG. Omit it to avoid complicating the explanation.
- the processing of the correlation calculation circuit 27 and the phase averaging circuit 29 in FIG. 5 is performed by the correlation circuit 37 together.
- FIG. 20 shows an example of the configuration of the correlation circuit 37 in FIG. 19.
- the output of the differential detection circuit 26 is supplied to a shift register 371.
- This shift register 3771 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are connected to the input terminal of the summing circuit 3772. Supplied.
- This summing circuit 372 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 371, and the calculation result is calculated by the power calculating circuit 373 and the phase calculation.
- the power calculation circuit 373 calculates the power of the output of the summation circuit 372, and the calculation result is sent to the wideband carrier frequency error calculation circuit 288 as the first output of the correlation calculation circuit 377. Supplied.
- the phase calculation circuit 37 4 calculates the phase of the output of the summation circuit 37 2, and the calculation result is used as the second output of the correlation calculation circuit 37 2 Is supplied to the input terminal of.
- a subcarrier for transmitting the CP is output to the tap output of the shift register 371, so that the output of the summing circuit 3772 outputs the CP.
- the variation between symbols of the subcarrier to be transmitted is averaged within the symbol.
- a part of the processing of the correlation calculation circuit 27 and the processing of the phase averaging circuit 29 in the first embodiment can be shared, so that the circuit scale can be reduced. Can be done.
- FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the seventh embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrows represent complex signals
- the thin arrows represent real signals
- general control signals such as quads necessary for the operation of each component are represented by arrows. Omit it to avoid complicating the explanation.
- the OFDM signal demodulator shown in Fig. 21 uses a keypad using TPS. It performs carrier frequency synchronization and CPE elimination, and is configured such that a power circuit 38 and a coefficient unit 39 are added to the first embodiment.
- the exponentiation circuit 38 calculates the square of the complex vector corresponding to each subcarrier output from the differential detection circuit 26, and the calculation result is calculated by the correlation calculation circuit 2. 7 and phase averaging circuit
- the correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the exponentiation circuit 38 and at least one arrangement information of the subcarrier transmitting the CP and the subcarrier transmitting the TPS. Therefore, the correlation value is supplied to the wideband carrier frequency error calculation circuit 28.
- the phase averaging circuit 29 estimates the CPE by averaging the phase of the output of the exponentiation circuit 38 corresponding to at least one of the CP and the TPS in the symbol.
- the output is supplied to a coefficient unit 39.
- the coefficient unit 39 corrects by halving the phase fluctuation between symbols doubled by the exponentiation circuit 38.
- the exponentiation circuit 38 when the TPS is m-phase PSK modulated (m is a natural number), the exponentiation circuit 38 generates a complex vector corresponding to each subcarrier output by the differential detection circuit 26.
- the coefficient unit 39 multiplies the output of the phase averaging circuit 29 by lZm.
- FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the eighth embodiment of the present invention.
- the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
- the bold arrow represents a complex signal
- the thin arrow represents a real signal
- general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
- the OFDM signal demodulation device shown in FIG. 22 performs carrier frequency synchronization and CPE removal using TPS.
- a power circuit 38 and a vector This is the result of adding a tor rotation circuit 40 and.
- the exponentiation circuit 38 calculates the square of the complex vector corresponding to each subcarrier output from the differential detection circuit 26, and the calculation result is a correlation calculation circuit 27 Supplied to This squaring operation eliminates the 180 degree uncertainty of the phase variation due to the differential two-phase PSK modulation between the TPS symbols.
- the correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the exponentiation circuit 38 and at least one of the arrangement information of the subcarrier transmitting the CP and the subcarrier transmitting the TPS.
- the correlation value is calculated by the wideband carrier frequency error calculation circuit 2. Supplied to 8.
- the vector rotation circuit 40 determines which region of the complex plane region divided by the imaginary axis contains the output of the differential detection circuit 26, and responds to the determination result.
- the TPS is the differential between the symbols. This eliminates the 180 degree uncertainty of the phase fluctuation caused by the two-phase PS ⁇ modulation, and the output is supplied to the phase averaging circuit 29.
- the phase averaging circuit 29 averages the phase of the output of the vector rotation circuit 40 corresponding to at least one of C C and TPS in the symbol, thereby obtaining C ⁇ and TPS.
- the output thereof is supplied to the second input terminal of the phase fluctuation correction circuit 30 for estimating ⁇ .
- the vector rotation circuit 40 divides the output of the differential detection circuit 26 into m pieces by phase. In this case, it is determined which region is included in the complex plane region, and according to the result of the determination, the output complex vector of the differential detection circuit 26 is rotated by an integral multiple of 2 ⁇ . Therefore, the phase after rotation is always included in the same region.
- the carrier frequency error and the inter-symbol phase variation in subcarrier interval units using TPS in addition to C ⁇ Is calculated and corrected the error due to the influence of noise can be reduced compared to the first embodiment.
- the calculation of the power inside the correlation calculation circuits 27 and 37 is based on the calculation of the magnitude of the signal such as the amplitude and the sum of the amplitudes of the real part and the imaginary part. Good.
- the phase averaging circuit 29 is configured to output the complex output of the differential detection circuit 26 or the vector rotation circuit 40 corresponding to at least one of CP and TPS.
- the configuration may be such that the CPE is approximated by averaging the vectors within the symbols and calculating the phase.
- the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 determines the synchronization state of the carrier frequency based on the output of the correlation calculation circuit 27, and when the synchronization state exists, Shall stop the output of the carrier frequency error signal in the subcarrier interval unit, and if the synchronization judgment is provided with a protection function for the front and rear sides, the effects of noise and fading etc. This can prevent erroneous operation due to the error.
- the 2k mode of the DVB-T standard has been described as an example.
- subcarriers arranged at the same frequency for each symbol are used. It is sufficient if the transmission method is such as to transmit a signal obtained by modulating a set of relays with the same phase for each symbol.
- the signals are arranged at the same frequency for each symbol. It goes without saying that any transmission method that transmits a signal obtained by subjecting a set of subcarriers to m-phase PSK modulation (m is a natural number) may be used.
- the OFDM signal demodulation device calculates a frequency error in subcarrier interval units using pilot signals arranged at the same frequency for each symbol. As a result, the frequency synchronization pull-in time can be reduced as compared with the conventional example.
- an OFDM signal demodulation apparatus capable of further shortening the frequency synchronization pull-in time and removing the influence of CPE due to tuner phase noise and the like. Can be provided.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
A quadrature frequency division multiplexing demodulator, wherein a differential detection circuit (26) performs differential detection with respect to symbols on the output of an FFT circuit (25), a correlation calculating circuit (27) calculates the correlative values between the outputs of the differential detection and the allocation information of subcarriers for pilot signal, then a broad-band carrier frequency error calculating circuit (28) calculates the frequency error in each subcarrier interval from the peaks of the correlated values, and a carrier frequency correcting circuit (23) corrects a carrier frequency by using the frequency errors. In addition, a phase averaging circuit (29) averages the phases of the outputs of the differential detection corresponding to the subcarriers for pilot signal, and a phase variation correcting circuit (30) corrects the phase variation common to all subcarriers. Thus, carrier frequency synchronization having a short drawing time can be realized and, at the same time, a phase variation that is common to all subcarriers caused by the phase noise, etc., of a tuner can be removed.
Description
明 細 書 直交周波数分割多重信号復調装置 技術分野 Description Orthogonal frequency division multiplexed signal demodulator Technical field
本発明は、 直交周波数分割多重伝送方式に よ るデジタ ル放 送やデジタル通信に用い られる直交周波数分割多重信号復調 装置に関 し、 特に受信側において復調に用いる再生キャ リ ア の周波数同期技術, 及びチュ ーナの位相雑音等に よ る全サブ キヤ リ ァに共通な位相変動の影響を除去する技術に関する。 背景技術 The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device used for digital transmission and digital communication by an orthogonal frequency division multiplexing transmission method, and in particular, to a frequency synchronization technology of a reproduction carrier used for demodulation on a receiving side, The present invention also relates to a technique for removing the effect of phase fluctuation common to all subcarriers due to tuner phase noise and the like. Background art
近年、 移動体向けのデジタル音声放送や、 地上系のデジタ ルテ レビジ ョ ン放送にあっては、 直交周波数分割多重 (以下、 In recent years, digital audio broadcasting for mobiles and digital terrestrial broadcasting for terrestrial systems have been using orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter, referred to as
O F D M ( Orthogonal Frequency Division Multiplex) ) 送方式が注目 されている。 The Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) transmission scheme is receiving attention.
この O F D M伝送方式は、 伝送するデジタルデータ に よ つ て互いに直交する 多数のサブキヤ リ アを変調 し、 それらの変 調波を多重 して伝送する方式である。 こ の方式は、 使用する サブキヤ リ アの数が数百か ら数千と 多 く な る と 、 各々 の変調 波のシンボル周期が極めて長 く なる ため、 マルチパス干渉の 影響を受けに く レ、 と レ、 う 特徴を有 している。 This OFDM transmission system is a system in which a large number of subcarriers orthogonal to each other are modulated by digital data to be transmitted, and the modulated waves are multiplexed and transmitted. In this method, if the number of subcarriers used increases from several hundred to several thousand, the symbol period of each modulated wave becomes extremely long, so that it is not affected by multipath interference. It has the following characteristics.
以下、 O F D M伝送方式の原理について、 図 1 を用いて説 明する。 Hereinafter, the principle of the OFDM transmission scheme will be described with reference to FIG.
図 1 は、 O F D M伝送方式の原理的な構成を示すプロ ッ ク
図である。 尚、 図 1 において、 太線の矢印は複素数信号を表 わし、 細線の矢印は実数信号を表わす。 Figure 1 shows a block diagram of the basic configuration of the OFDM transmission system. FIG. In FIG. 1, thick arrows indicate complex signals, and thin arrows indicate real signals.
まず、 送信側において、 被伝送信号は O F D M信号変調装 置 1 1 に入力 されたデータ信号は, マ ッ ピング回路 1 1 1 に よ り 各サブキ ヤ リ ァ の変調方式に応 じた複素平面上の信号点 にマ ッ ピ ン グされた後、 フー リ エ逆変換 (以下、 I F F T ( Inverse Fast Fourier Transform) j IH]路 1 1 2 ίこ供給 e れる。 こ の I F F T回路 1 1 2 は、 1 シ ンボル分の被伝送信 号を I F F Τ処理し、 時間領域に変換する こ と に よ っ て有効 シンボル期間信号を生成する ものであるが、 さ らに、 各シン ボル毎に有効シンボル期間信号の後部をガー ド期間信号と し て有効シンボル期間信号の前に付加する こ と によ り 、 ベース バン ドの O F D M信号を生成する機能を有する。 こ こ で生成 されたベ一スバン ド O F D M信号は直交変調回路 1 1 3 に供 給される。 こ の直交変調回路 1 1 3 は、 ベースバ ン ド O F D M信号でキ ヤ リ アを直交変調する こ と によ り 、 当該べ一スバ ン ド O F D M信号を中間周波数 (以下、 I F ( Intermediate Frequency) ) 帯域の信号に周波数変換する もので、 その I F 帯域の O F D M信号はア ッ プコ ンバータ 1 1 4 によって無線 周波数 (以下、 R F ( Radio Frequency ) ) 帯域の信号に周 波数変換され、 伝送路 1 2 に出力される。 First, on the transmitting side, the signal to be transmitted is a data signal input to the OFDM signal modulator 11, and is mapped on a complex plane by the mapping circuit 11 1 according to the modulation method of each subcarrier. After being mapped to the signal points of, the inverse Fourier transform (hereinafter, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) j IH] path 112 is supplied. The IFFT circuit 112 is The transmitted symbol for one symbol is subjected to IFF processing and converted to the time domain to generate an effective symbol period signal.In addition, the effective symbol period signal is generated for each symbol. The baseband OFDM signal is generated by adding the rear part of the signal as a guard period signal before the effective symbol period signal, thereby generating a baseband OFDM signal. The signal is supplied to the quadrature modulation circuit 113. The orthogonal modulation circuit 113 orthogonally modulates the carrier with a baseband OFDM signal, thereby converting the baseband OFDM signal into an intermediate frequency (IF) band. The OFDM signal in the IF band is frequency-converted by an upconverter 114 into a signal in a radio frequency (hereinafter, RF (Radio Frequency)) band, and output to a transmission path 12. You.
一方、 受信側において伝送路 1 2 から O F D M復調装置 1 3 に入力された O F D M信号は、 チューナ 1 3 1 によ り R F 帯域から I F帯域に周波数変換された後、 直交復調回路 1 3 On the other hand, the OFDM signal input to the OFDM demodulator 13 from the transmission line 12 on the receiving side is frequency-converted from the RF band to the IF band by the tuner 131, and then the orthogonal demodulation circuit 13
2 に供給される。 こ の直交復調回路 1 3 2 は、 入力 された I
F帯域信号を直交復調する こ と に よ ってベースバ ン ド O F D M信号に復調する もので、 その復調出力はフー リ エ変換 (以 下、 F F T ( Fast Fourier Transform) ) 回路 1 3 3 に供給 される。 こ の ? 丁回路 1 3 3 は、 ベースノ ン ド O F D M信 号中から有効シンボル期間信号を取 り 出 して F F T処理 し、 周波数領域に変換する も ので、 その出力は検波回路 1 3 4 に 供給される。 こ の検波回路 1 3 4 は、 各サブキャ リ アを変調 方式に応 じて検波 した後、 デマ ッ ピングする こ と によ り デー タ信号を復元する。 Supplied to 2. This quadrature demodulation circuit 1 3 2 The F-band signal is demodulated into a baseband OFDM signal by quadrature demodulation. The demodulated output is supplied to a Fourier transform (FFT) circuit 133. You. this ? The circuit 133 extracts the effective symbol period signal from the base node OFDM signal, performs FFT processing, and converts the signal into the frequency domain. The output is supplied to the detector circuit 134. This detection circuit 134 detects each subcarrier according to the modulation method, and then restores the data signal by demapping.
しか しなが ら、 上記の よ う な原理的な構成では、 送受で用 いる キヤ リ アの周波数の間に誤差がある場合に、 正確にデ一 タ を復調する こ と ができ な く なる。 そこで、 従来か ら、 サブ キヤ リ ァ間隔以内及びサブキヤ リ ァ間隔単位の二つの 自 動周 波数制御 (以下、 A F C ( Auto Frequency Control) ) 回路 を組み合わせ、 広範囲の周波数同期を得る手法が開示 されて いる (例えば、 1 9 9 6 年電子情報通信学会通信 ソサイ エテ ィ大会予稿集、 B — 5 1 2 、 第 5 1 2 頁) 。 However, with the above-described basic configuration, it is not possible to accurately demodulate data when there is an error between the frequencies of the carriers used for transmission and reception. . In view of the above, a method of combining two automatic frequency control (hereinafter, referred to as AFC (Auto Frequency Control)) circuits within a subcarrier interval and in a unit of a subcarrier interval to obtain a wide range of frequency synchronization has been disclosed. (For example, Proceedings of the IEICE Communications Society Conference, 1996, B-512, p. 512).
上記文献に開示 されている A F C方式において、 サブキ ヤ リ ア間隔以内の周波数誤差は、 O F D M信号中のガー ド期間 信号が有効シンボル期間信号の後部のコ ピーである こ と から、 それらの間の相関を利用 して算出 している。 ま た、 サブキヤ リ ァ間隔単位の周波数誤差は、 送信側において所定の周期で 挿入 された周波数同期用の基準シ ンボルを用いて算出 してい る。 In the AFC system disclosed in the above document, the frequency error within the subcarrier interval is determined by the fact that the guard period signal in the OFDM signal is a copy at the end of the effective symbol period signal. Calculated using correlation. In addition, the frequency error in subcarrier interval units is calculated using a reference symbol for frequency synchronization inserted at a predetermined period on the transmission side.
以下、 上記文献に開示 されている A F C方式を用いた従来
の O F D M信号復調装置の構成及び動作について、 図 2及び 図 3 を用いて説明する。 Below, the conventional method using the AFC method disclosed in the above document The configuration and operation of the OFDM signal demodulation device will be described with reference to FIG. 2 and FIG.
図 2 は、 周波数同期用基準シンボルの構成の一例を示す模 式図である。 図 2 において、 横軸は周波数、 縦軸は振幅を表 わ し、 図中の実線はその周波数にサブキャ リ アが存在する こ と を示 し、 破線はその周波数にサブキヤ リ アが存在 しないこ と を示す。 この例では、 サブキャ リ アの有無を所定の疑似ラ ンダム (以下、 P N ( Pseudo Noise) ) 系列に対応 させてい る。 FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of the configuration of a frequency synchronization reference symbol. In Fig. 2, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents amplitude.The solid line in the figure indicates that there is a subcarrier at that frequency, and the dashed line indicates that there is no subcarrier at that frequency. And. In this example, the presence or absence of a subcarrier is made to correspond to a predetermined pseudo-random (hereinafter, PN (Pseudo Noise)) sequence.
図 3 は、 従来の O F D M信号復調装置の構成を示すプロ ッ ク図である。 図 3 において、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢印は実数信号を表わす。 また、 各構成要素の動 作に必要なク 口 ッ ク等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑に ならなレヽよ う に省略してレ、る。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM signal demodulator. In FIG. 3, the thick arrow represents a complex signal, and the thin arrow represents a real signal. In addition, general control signals such as mouthpieces necessary for the operation of each component are omitted so as not to complicate the description.
図 3 において、 チューナ 2 1 は伝送路から入力 された O F D M信号を R F帯域から I F帯域に周波数変換する も の で、 その出力は直交復調回路 2 2 に供給される。 こ の直交復調回 路 2 2 は、 その内部で発生する固定的なキヤ リ アを用いて I F帯域の O F D M信号をベースノ ン ドの O F D M信号に復調 する も ので、 その復調出力は、 キャ リ ア周波数 ( f c ) 補正 回路 2 3 の第 1 の入力端に供給される。 こ のキャ リ ア周波数 補正回路 2 3 は、 第 2 の入力端に供給されるサブキャ リ ア間 隔単位の広帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差信号と第 3 の入力端に供 給されるサブキャ リ ア間隔以内の狭帯域キャ リ ア周波数誤差 信号と に基づいて発生する補正キャ リ アを、 第 1 の入力端に
供給されるベースノ ン ド O F D M信号に乗 じる こ と によ り 、 キャ リ ア周波数誤差を補正する もので、 その出力は狭帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出回路 2 4及び F F T回路 2 5 に供給さ れる。 In FIG. 3, since the tuner 21 frequency-converts the OFDM signal input from the transmission line from the RF band to the IF band, the output is supplied to the quadrature demodulation circuit 22. This quadrature demodulation circuit 22 demodulates the OFDM signal in the IF band to the base node OFDM signal using a fixed carrier generated therein, and the demodulated output is a carrier. The frequency (fc) correction circuit is supplied to the first input terminal of the circuit 23. The carrier frequency correction circuit 23 includes a wideband carrier frequency error signal of the subcarrier interval unit supplied to the second input terminal and the subcarrier frequency signal supplied to the third input terminal. A correction carrier generated based on the narrowband carrier frequency error signal and within the interval is applied to the first input terminal. The carrier frequency error is corrected by multiplying the supplied base node OFDM signal, and the output is sent to the narrowband carrier frequency error calculation circuit 24 and the FFT circuit 25. Supplied.
狭帯域キャ リ ア周波数誤差算出回路 2 4 は、 ベー ス バ ン ド O F D M信号中のガー ド期間信号と有効シンボル期間信号の 後部と の相関を利用 して、 サブキャ リ ア間隔以内の周波数誤 差を算出する もので、 その出力はキャ リ ア周波数補正回路 2 3 の第 3 の入力端に供給される。 また、 F F T回路 2 5 は、 ベー ス ノ ン ド O F D M信号中の有効シンボル期間信号を F F T処理し、 周波数領域に変換する もので、 その出力は電力算 出回路 4 1 および検波回路 3 1 に供給される。 The narrow-band carrier frequency error calculation circuit 24 uses the correlation between the guard period signal in the baseband OFDM signal and the rear part of the effective symbol period signal to calculate the frequency error within the subcarrier interval. The output is supplied to the third input terminal of the carrier frequency correction circuit 23. The FFT circuit 25 performs an FFT process on the effective symbol period signal in the base-node OFDM signal and converts the signal into the frequency domain.The output is supplied to the power calculation circuit 41 and the detection circuit 31. Is done.
この電力算出回路 4 1 は、 F F T回路 2 5 カゝら出力 される 各々のサブキヤ リ アに対応した信号の電力を算出する もので、 その算出結果は相関算出回路 4 2 に供給される。 この相関算 出回路 4 2 は、 電力算出回路 4 1 の出力 と 、 図 2 2 に示す周 波数同期基準シンボルのサブキヤ リ ァの有無に対応した P N 系列と の相関値を算出する もので、 その相関値は広帯域キヤ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 に供給される。 こ の広帯域キヤ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 は、 相関値のピーク位置からサ プキャ リ ア間隔単位の周波数誤差を算出する も ので、 その出 力はキャ リ ア周波数補正回路 2 3 の第 2 の入力端に供給され る。 検波回路 3 1 は、 各サブキャ リ アを変調方式に応じて検 波した後、 デマ ッ ピングする こ と に よ り データ信号を復元す る。
発明の開示 The power calculation circuit 41 calculates the power of the signal corresponding to each subcarrier output from the FFT circuit 25, and the calculation result is supplied to the correlation calculation circuit 42. The correlation calculating circuit 42 calculates the correlation value between the output of the power calculating circuit 41 and the PN sequence corresponding to the presence or absence of the subcarrier of the frequency synchronization reference symbol shown in FIG. The correlation value is supplied to the wideband carrier frequency error calculation circuit 28. This wideband carrier frequency error calculation circuit 28 calculates the frequency error in the unit of the subcarrier interval from the peak position of the correlation value, and the output is the second error of the carrier frequency correction circuit 23. Is supplied to the input terminal of. The detection circuit 31 recovers the data signal by detecting each subcarrier according to the modulation method and then demapping. Disclosure of the invention
しか しなが ら、 前述のよ う な従来の手法では、 送信側にお いて所定の周期 (例えばフ レーム) で挿入 された周波数同期 用の基準シンボルを用いて、 サブキヤ リ ア間隔単位の周波数 誤差を算出 している ために、 周波数同期の引 き 込み時間が比 較的長 く なつ て しま う。 However, in the conventional method as described above, the frequency of each subcarrier interval is determined by using a reference symbol for frequency synchronization inserted at a predetermined period (for example, a frame) on the transmission side. Due to the calculation of the error, the pull-in time of the frequency synchronization is relatively long.
また従来の手法では、 定常状態における キヤ リ ア周波数の 誤差を小 さ く する ために、 例えば図 3 の狭帯域キャ リ ア周波 数誤差算出回路 2 4 の内部に設け られるループフ ィ ルタ の時 定数を数百シンボル期間程度に設定する必要がある。 したが つ て、 チュ ーナの位相雑音等の速い変動には追従する こ と が でき ない ( こ の例に限らず、 一般的な A F C回路では、 チュ ーナの位相雑音等の速い変動に追従でき ない) 。 こ のため、 その残留周波数誤差は、 サブキャ リ ア間の干渉 (以下、 I C I ( Inter Carrier Interference) ) 、 及び全サブキヤ ジ ァ に共通な位相変動 (以下、 C P E ( Common Phase Error) ) を起こ し、 誤り 率劣化の要因 と なる。 In the conventional method, in order to reduce the carrier frequency error in the steady state, for example, the time constant of the loop filter provided inside the narrow band carrier frequency error calculation circuit 24 in FIG. Must be set to about several hundred symbol periods. Therefore, it is not possible to follow fast fluctuations such as tuner phase noise. (Not limited to this example, general AFC circuits cannot follow fast fluctuations such as tuner phase noise.) It cannot follow). For this reason, the residual frequency error causes interference between subcarriers (hereinafter, ICI (Inter Carrier Interference)) and phase variation common to all subcarriers (hereinafter, CPE (Common Phase Error)). This may cause the error rate to deteriorate.
そ こ で本発明は、 上記の問題を解決 し、 周波数同期の引 き 込み時間が よ り 短縮され、 かつチュ ーナの位相雑音等によ る C P E の影響を除去する こ と のでき る O F D M信号復調装置 を提供する こ と を 目 的とする。 Therefore, the present invention solves the above-mentioned problem, further shortens the pull-in time of frequency synchronization, and eliminates the influence of CPE due to tuner phase noise and the like. It is intended to provide a signal demodulation device.
上記の課題を解決する ために、 本発明に係る O F D M伝送 方式は以下のよ う に構成される。 In order to solve the above problem, an OFDM transmission system according to the present invention is configured as follows.
( 1 ) 毎シンボル同 じ周波数に配置 された第 1 のパイ 口 ッ
ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であつ て、 前記直交周波数分割多重信号をフー リ エ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フ ー リ エ変換手段と、 前記フ 一リエ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段と、 前記第 1 のパ ィ ロ ッ ト信号の配置情報と 、 前記差動検波手段の出力 と の相 関を算出する相関算出手段と 、 前記相関算出手段の出力のピ —ク位置を検出する こ と によ り 、 サブキヤ リ ア間隔単位のキ ャ リ ァ周波数誤差を推定する広帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差算出 手段と 、 前記広帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出手段の出力に基 づいて、 キャ リ ア周波数を補正する広帯域キ ャ リ ア周波数補 正手段と を具備して構成される。 (1) The first pilot arranged at the same frequency for each symbol An orthogonal frequency division multiplexed signal including a frequency domain signal, the Fourier transforming means for converting the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal by performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal; By performing an inter-symbol differential detection of the output of the Fourier transforming means, a differential detection means for calculating a variation between symbols, the first pilot signal arrangement information, and the difference By detecting a peak position of an output of the correlation calculating means and a correlation calculating means for calculating a correlation with an output of the dynamic detecting means, a carrier frequency error in subcarrier interval units can be reduced. Wideband carrier frequency error calculating means for estimating, and wideband carrier frequency correcting means for correcting the carrier frequency based on the output of the wideband carrier frequency error calculating means. Composed .
( 2 ) 毎シンボル同 じ周波数に配置された第 1 のパイ 口 ッ ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であつ て、 前記直交周波数分割多重信号をフー リ エ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フ ー リ エ変換手段と 、 前記フ — リ エ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段と 、 前記第 1 のパ ィ 口 ッ ト信号に対応した前記差動検波手段の出力の位相を、 シンボル内で平均化する こ と によ り 、 全サブキャ リ アに共通 な位相変動を推定する位相平均手段と、 前記位相平均手段の 出力からシンボル毎の補正べク トルを算出 し、 前記補正べク トルに基づいて、 全サブキヤ リ アに共通な位相変動を補正す る位相変動補正手段とを具備して構成される。 (2) An apparatus for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including a first pilot signal arranged at the same frequency for each symbol, and performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal. Therefore, a Fourier transforming means for converting to a frequency axis signal, and a differential detecting means for calculating a variation between symbols by performing an inter-symbol differential detection of an output of the Fourier transforming means. And averaging, within a symbol, the phase of the output of the differential detection means corresponding to the first packet signal, thereby estimating a phase variation common to all subcarriers. Phase averaging means; and a phase variation correction means for calculating a correction vector for each symbol from an output of the phase averaging means, and correcting a phase variation common to all subcarriers based on the correction vector. Composed with That.
( 3 ) 毎シンボル同 じ周波数に配置された第 1 のパイ ロ ッ
ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であつ て、 前記直交周波数分割多重信号を フー リ エ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フー リ エ変換手段 と 、 前記フ 一リ エ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段 と 、 前記第 1 のパ ィ ロ ッ ト信号の配置情報 と 、 前記差動検波手段の出力 と の相 関を算出する相関算出手段 と 、 前記相関算出手段の出力の ピ ーク位置を検出する こ と に よ り 、 サブキヤ リ ア間隔単位のキ ャ リ ァ周波数誤差を推定する広帯域キヤ リ ァ周波数誤差算出 手段 と 、 前記広帯域キャ リ ア周波数誤差算出手段の出力に基 づいて、 キャ リ ア周波数を補正する広帯域キャ リ ア周波数補 正手段 と 、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号に対応 した前記差動検 波手段の出力の位相を、 シンボル内で平均化する こ と によ り 、 全サブキヤ リ アに共通な位相変動を推定する位相平均手段と 、 前記位相平均手段の出力か ら シンボル毎の補正べク トルを算 出 し、 前記補正ベク トルに基づいて、 全サプキャ リ ア に共通 な位相変動を補正する位相変動補正手段 と を具備 して構成 さ れる。 (3) The first pilot arranged at the same frequency for each symbol A device for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including the orthogonal signal, comprising: performing a Fourier transform on the orthogonal frequency division multiplexed signal to convert the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal; By performing inter-symbol differential detection on the output of the one-line conversion means, a differential detection means for calculating inter-symbol fluctuations, the first pilot signal arrangement information, and the difference By detecting a correlation between the output of the dynamic detection means and a peak position of the output of the correlation calculation means, the carrier frequency error in subcarrier interval units can be reduced. A wideband carrier frequency error calculating means for estimating; a wideband carrier frequency correcting means for correcting a carrier frequency based on an output of the wideband carrier frequency error calculating means; A phase averaging means for estimating a phase variation common to all subcarriers by averaging the phase of the output of the differential detection means corresponding to the pilot signal within a symbol; And a phase variation correction means for calculating a correction vector for each symbol from the output of the phase averaging means and for correcting a phase variation common to all the subcarriers based on the correction vector. It is.
( 4 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっては、 前記相関算出 手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の配置情報 ( 2値信号) と 、 前記差動検波手段の出力 (複素べク トル信号) と の相関 の大き さ を算出する構成とする。 (4) In the constitutions of (1) and (3), the correlation calculating means includes: information of arrangement of the first pilot signal (binary signal); and an output of the differential detection means (binary signal). It is configured to calculate the magnitude of the correlation with the complex vector signal).
( 5 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっては、 前記相関算出 手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の配置情報 ( 2値信号) と 、 前記差動検波手段の出力をシンボル方向に平均化 した信
号 (複素数信号) と の相関の大き さ を算出する構成とする。(5) In the constitutions of (1) and (3), the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. Signal averaged in symbol direction (Complex number signal) and the magnitude of the correlation.
( 6 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記相関算出 手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の配置情報 ( 2値信号) と 、 前記差動検波手段の出力 をシンボル方向に平均化 した信 号の大き さ (実数信号) と の相関を算出する構成とする。 (6) In the constitutions of (1) and (3), the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. It is configured to calculate the correlation with the signal size (real number signal) averaged in the symbol direction.
( 7 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記相関算出 手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の配置情報 ( 2値信号) と 、 前記差動検波手段の出力 をシンボル方向に平均化 した信 号の大き さ を所定の閾値と 大小比較 し 2 値化 した信号 ( 2 値 信号) と の相関を算出する構成とする。 (7) In the constitutions of (1) and (3), the correlation calculating means may include the arrangement information (binary signal) of the first pilot signal and the output of the differential detection means. The magnitude of the signal averaged in the symbol direction is compared with a predetermined threshold value to calculate the correlation with the binarized signal (binary signal).
( 8 ) ( 7 ) の構成にあっ ては、 前記相関算出手段は、 前 記閾値を受信信号の大き さ によ り 制御する構成とする。 (8) In the configuration of (7), the correlation calculation means controls the threshold value according to the magnitude of the received signal.
( 9 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記広帯域キ ャ リ ア周波数補正手段は、 前記広帯域キャ リ ア周波数誤差算 出手段の出力に基づいて、 チュ ーナの局部発振周波数を制御 する構成とする。 (9) In the constitutions of (1) and (3), the wideband carrier frequency correction means is configured to output a local oscillation of a tuner based on an output of the wideband carrier frequency error calculating means. The frequency is controlled.
( 1 0 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記広帯域 キャ リ ア周波数補正手段は、 前記広帯域キャ リ ア周波数誤差 算出手段の出力に基づいて、 直交復調手段の局部発振周波数 を制御する構成とする。 (10) In the constitutions of (1) and (3), the wideband carrier frequency correction means may include a local oscillation frequency of a quadrature demodulation means based on an output of the wideband carrier frequency error calculation means. Is controlled.
( 1 1 ) ( 1 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記広帯域 キャ リ ア周波数補正手段は、 前記広帯域キ ャ リ ア周波数誤差 算出手段の出力に基づいて補正キャ リ ア を生成 し、 こ の補正 キヤ リ アを前記フー リ エ変換手段の入力信号に乗 じる構成 と する。
( 1 2 ) ( 1 ) の構成にあっ ては、 前記広帯域キ ャ リ ア周 波数補正手段は、 前記広帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出手段の 出力に基づいて、 前記フー リ エ変換手段の出力信号を周波数 方向にシフ ト する と 共に、 ガー ド期間長に依存 して発生する シンボル間の位相回転を補正する構成とする。 (11) In the constitutions of (1) and (3), the wideband carrier frequency correction means generates a correction carrier based on an output of the wideband carrier frequency error calculation means. The correction carrier is multiplied by the input signal of the Fourier transform means. (12) In the configuration of (1), the wideband carrier frequency correction means outputs the output of the Fourier transform means based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. The signal is shifted in the frequency direction, and the phase rotation between symbols generated depending on the guard period length is corrected.
( 1 3 ) ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記広帯域キャ リ ア周 波数補正手段は、 前記広帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出手段の 出力に基づいて、 前記フー リ エ変換手段の出力信号を周波数 方向にシフ トする構成とする。 (13) In the configuration of (3), the wideband carrier frequency correction means outputs the output signal of the Fourier transform means based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. Is shifted in the frequency direction.
( 1 4 ) ( 2 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記位相変 動補正手段を検波手段に組み込み、 その検波手段は、 前記補 正ベク トル算出手段の出力に基づいて、 全サブキャ リ ア に共 通な位相変動を補正する と 同時に、 各々 のサブキ ヤ リ ア の 1 次変調方式に応 じて検波する構成とする。 (14) In the arrangements of (2) and (3), the phase fluctuation correction means is incorporated in the detection means, and the detection means, based on the output of the correction vector calculation means, outputs all the sub-capacitors. At the same time that the phase fluctuation common to the rear is corrected, the detection is performed according to the primary modulation method of each subcarrier.
( 1 5 ) ( 1 4 ) の構成にあっ ては、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号に加えて、 サブキヤ リ ア 一 シンボル領域において分散 的かつ周期的に配置 された第 2 のパイ ロ ッ ト信号を伝送する 直交周波数分割多重信号を復調する装置であっ て、 前記検波 手段は、 前記補正べク トル算出手段の出力 に基づいて、 全サ ブキヤ リ ア に共通な位相変動を補正する と 同時に、 前記第 2 のパイ 口 ッ ト信号を用いて各々 のサブキ ヤ リ アを同期検波す る構成とする。 (15) In the configuration of (14), in addition to the first pilot signal, a second pilot signal distributed and periodically arranged in a subcarrier symbol area is provided. A demodulator for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal that transmits a sub-signal, wherein the detection unit corrects a phase variation common to all subcarriers based on an output of the correction vector calculation unit. At the same time, a configuration is adopted in which each subcarrier is synchronously detected by using the second pilot signal.
( 1 6 ) ( 1 4 ) の構成にあっ ては、 データ信号をシンポ ル間 の差動変調 して伝送する直交周波数分割多重信号を復調 する装置であっ て、 前記検波手段は、 前記補正べク トル算出
手段の出力に基づいて、 全サブキャ リ ア に共通な位相変動を 補正する と 同時に、 各々 のサブキヤ リ ア をシンボル間の差動 検波する構成とする。 (16) In the configuration of (14), the device is a device for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal that is transmitted by performing differential modulation between symbols in a data signal, and wherein the detection means includes the correction base. Vector calculation Based on the output of the means, the phase fluctuation common to all the subcarriers is corrected, and at the same time, each subcarrier is configured to perform differential detection between symbols.
( 1 7 ) ( 2 ) 及び ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記位相平 均手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号に対応 した前記差動検 波手段の出力複素べク トルを、 シンボル内で平均化 し、 その 位相を算出する こ と に よ り 、 全サブキ ヤ リ アに共通な位相変 動を推定する構成とする。 (17) In the constitutions of (2) and (3), the phase averaging means calculates an output complex vector of the differential detection means corresponding to the first pilot signal. Then, by averaging within a symbol and calculating the phase, a phase variation common to all subcarriers is estimated.
( 1 8 ) ( 3 ) の構成にあっ ては、 前記相関算出手段は、 前記位相平均手段を包含 し、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の 2 値信号によ る配置情報と 前記差動検波手段から出力 される複 素べク トル信号と の相関を算出 して前記広帯域キ ヤ リ ア周波 数誤差算出手段に供給する と 共に、 前記相関演算で得 られる べク ト ルの位相角度か ら全サブキ ヤ リ ア に共通な位相変動を 推定 して前記位相変動補正手段に供給する構成とする。 (18) In the configuration of (3), the correlation calculating means includes the phase averaging means, and the arrangement information based on the binary signal of the first pilot signal and the differential information are provided. The correlation with the complex vector signal output from the detection means is calculated and supplied to the wideband carrier frequency error calculation means, and the phase angle of the vector obtained by the correlation operation is calculated. A phase fluctuation common to all subcarriers is estimated from the above and supplied to the phase fluctuation correcting means.
( 1 9 ) ( 1 ) 力 ら ( 1 8 ) の構成にあっ ては、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号は、 毎シ ン ボル同 じ周波数に配置 されたサ ブキ ヤ リ ア の集合を毎シ ンボル同 じ位相で変調 した信号を含 む構成とする。 (19) (1) In the configuration of (18), the first pilot signal is a set of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol. The configuration includes a signal modulated with the same phase for each symbol.
( 2 0 ) ( 1 ) 、 ( 3 ) か ら ( 1 3 ) 、 ( 1 8 ) の構成に あっ ては、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シンボル同 じ周 波数に配置 されたサブキ ヤ リ ァ の集合を m相 P S K変調 ( m は自 然数) した信号を含む と き 、 さ ら に、 前記差動検波手段 の出力を m乗 し、 前記相関算出手段に供給するべき乗手段を 備える構成とする。
( 2 1 ) ( 2 ) 、 ( 3 ) 、 ( 1 4 ) 力 ら ( 1 8 ) の構成に あっ ては、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シンボル同 じ周 波数に配置 されたサブキヤ リ ア の集合を m相 P S K変調 ( m は自然数) した信号を含む と き 、 さ らに、 前記差動検波手段 の出力を m乗 し、 前記位相平均手段に供給するべき乗手段と , 前記位相平均手段の出力を 1 Z m倍する係数手段 と を備える 構成とする。 (20) In the configurations of (1) and (3) to (13) and (18), the first pilot signal is arranged at the same frequency for each symbol. When a set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (m is a natural number), the output of the differential detection means is raised to the mth power, and the power is supplied to the correlation calculation means. The configuration is provided with. (21) (2), (3), (14) In the configuration of (18), the first pilot signal is arranged at the same frequency for each symbol. When a set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (m is a natural number), the output of the differential detection means is raised to the m-th power, and the power means is supplied to the phase averaging means. And a coefficient means for multiplying the output of the phase averaging means by 1 Zm.
( 2 2 ) ( 2 ) 、 ( 3 ) 、 ( 1 4 ) 力 ら ( 1 8 ) の構成に あっ ては、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シ ンボル同 じ周 波数に配置 されたサブキ ヤ リ ァの集合を m相 P S K変調 ( m は 自 然数) した信号を含む と き 、 さ らに、 前記差動検波手段 の出力が、 位相に よ り m個に分割 された複素平面領域のいず れの領域に含まれる かを判定 し、 該判定結果に応 じて前記差 動検波手段の出力複素べク トルを 2 π Z mの整数倍だけ回転 させる こ と に よ り 、 回転後の位相が常に同 じ領域に含まれる よ う に した後、 前記位相平均手段に供給するべク ト ル回転手 段を備える構成とする。 図面の簡単な説明 (22) (2), (3), (14) In the configuration of (18), the first pilot signal is arranged at the same frequency as each symbol. When the set of subcarriers includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (where m is a natural number), the output of the differential detection means is further divided into m complex signals by phase. By determining which of the planar regions is included, the output complex vector of the differential detection means is rotated by an integral multiple of 2πZm according to the determination result. After the rotation, the phase is always included in the same area, and then a vector rotation means for supplying the phase averaging means is provided. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
図 1 は、 O F D M伝送方式の原理的な構成例を示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 1 is a block diagram showing an example of the principle configuration of the OFDM transmission system.
図 2 は、 従来の O F D M信号復調装置に関わる周波数同期 用基準シンボルの構成例を示す模式図である。 FIG. 2 is a schematic diagram showing a configuration example of a reference symbol for frequency synchronization related to a conventional OFDM signal demodulator.
図 3 は、 従来の O F D M信号復調装置の構成例を示すプロ ッ ク 図である。
図 4 は、 本発明に係わるパイ ロ ッ ト信号配置例を示す模式 図である。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM signal demodulation device. FIG. 4 is a schematic diagram showing a pilot signal arrangement example according to the present invention.
図 5 は、 本発明の第 1 の実施の形態における O F D M信号 復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the OFDM signal demodulation device according to the first embodiment of the present invention.
図 6 は、 図 5 における差動検波回路の内部構成例を示すブ 口 ッ ク 図である。 FIG. 6 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the differential detection circuit in FIG.
図 7 は、 図 5 における相関算出回路の第 1 の内部構成例を 示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 7 is a block diagram showing a first internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
図 8 は、 図 5 における相関算出回路の第 2 の内部構成例を 示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 8 is a block diagram showing a second internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
図 9 は、 図 8 における シ ンボル間フ ィ ルタ 回路の内部構成 例を示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 9 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the inter-symbol filter circuit in FIG.
図 1 0 は、 図 5 における相関算出回路の第 3 の内部構成例 を示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 10 is a block diagram showing a third internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
図 1 1 は、 図 5 における相関算出回路の第 4 の内部構成例 を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 11 is a block diagram showing a fourth internal configuration example of the correlation calculation circuit in FIG.
図 1 2 は、 図 5 における位相変動補正回路の内部構成例を 示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 12 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the phase fluctuation correction circuit in FIG.
図 1 3 は、 本発明の第 2 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the second embodiment of the present invention.
図 1 4 は、 本発明の第 3 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the third embodiment of the present invention.
図 1 5 は、 本発明の第 4 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ック 図である。 FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the fourth embodiment of the present invention.
図 1 6 は、 本発明の第 5 の実施の形態における O F D M信
号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 16 shows an OFDM signal according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a signal demodulation device.
図 1 7 は、 図 1 6 における検波回路の第 1 の内部構成例を 示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 17 is a block diagram showing a first internal configuration example of the detection circuit in FIG.
図 1 8 は、 図 1 6 における検波回路の第 2 の内部構成例を 示すブロ ッ ク 図である。 FIG. 18 is a block diagram showing a second internal configuration example of the detection circuit in FIG.
図 1 9 は、 本発明の第 6 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the sixth embodiment of the present invention.
図 2 0 は、 図 1 9 における相関算出回路の内部構成例を示 すブロ ッ ク 図である。 FIG. 20 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the correlation calculation circuit in FIG.
図 2 1 は、 本発明の第 7 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the seventh embodiment of the present invention.
図 2 2 は、 本発明の第 8 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すプロ ッ ク 図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、 本発明 に係わる O F D M伝送方式と して、 欧州の地 上 波 デ ジ タ ル テ レ ビ ジ ョ ン 放 送方 式 で あ る D V B — T ( Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 規格の 2 k モ ー ド (伝送に使用するサブキャ リ ア数が 1 7 0 5 本) を例に と り 、 本発明の実施の形態について、 図 4 か ら図 2 2 を用い て説明する。 FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the eighth embodiment of the present invention. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, as an OFDM transmission method according to the present invention, DVB—T (Digital Video), which is a terrestrial digital terrestrial broadcasting system in Europe, is used. Broadcasting-Terrestrial) standard 2k mode (the number of subcarriers used for transmission is 1705) is used as an example, and the embodiment of the present invention is described with reference to FIGS. 4 to 22. Will be explained.
上記の規格においては、 所定のサブキャ リ アを用いて、 ス キ ヤ ッ タ ド (分散) ノヽ。 イ ロ ッ ト (以下 、 S P ( Scattered Pilots) ) と コ ンティ ニュ アル (連続) パイ ロ ッ ト (以下、 In the above-mentioned standard, the skew (dispersion) noise is obtained by using a predetermined subcarrier. Illots (hereafter, SP (Scattered Pilots)) and continuous (continuous) pilots (hereafter,
C P ( Continual Pilots) ) と 呼ばれる 2種類のパイ ロ ッ ト
信号を伝送する。 CP (Continual Pilots)) Transmit the signal.
図 4 は上記 D V B — T規格のパイ ロ ッ ト信号配置を示す模 式図である。 図 4 において、 横軸の k はサブキャ リ アのイ ン デッ ク スを表わ し、 縦軸の n はシンポノレのイ ンデッ ク ス を表 わす。 また、 黒丸はパイ ロ ッ ト信号を伝送する サブキャ リ ア を表わ し、 白丸は他のデータ を伝送する サブキヤ リ ア を表わ す。 Fig. 4 is a schematic diagram showing the pilot signal arrangement of the DVB-T standard. In Fig. 4, k on the horizontal axis represents the index of the subcarrier, and n on the vertical axis represents the index of the symphonore. A black circle indicates a subcarrier for transmitting a pilot signal, and a white circle indicates a subcarrier for transmitting other data.
スキヤ ッ タ ド · ノ、。ィ ロ ッ ト は、 以下の ( 1 ) 式を満たすィ ンデ ッ ク ス k = k p の サ ブ キ ャ リ ア を用 レ、 て伝送す る 。 Skitta do no. The pilot is transmitted using a subcarrier with an index k = kp that satisfies the following equation (1).
( 1 ) 式において、 m o d は剩余演算を表わ し、 p は任意の 非負整数である。 In the equation (1), mod represents a remainder operation, and p is any non-negative integer.
kp = 3 (n mod 4)+12 p ··· ( 1 ) また、 コ ンティ ニュアル . ノ、。ィ ロ ッ トは、 k = { 0 , 4 8 , k p = 3 (n mod 4) + 12 p ··· (1) Also, continuous. The ilot is k = {0, 48,
5 4 , 8 7 , 1 4 1 , 1 5 6 , 1 9 2 , 2 0 1 , 2 5 5 , 25 4, 8 7, 1 4 1, 1 5 6, 1 9 2, 2 0 1, 2 5 5, 2
7 9 , 2 8 2 , 3 3 3 , 4 3 2 , 4 5 0 , 4 8 3 , 5 2 5 ,7 9, 2 8 2, 3 3 3, 4 3 2, 4 5 0, 4 8 3, 5 2 5,
5 3 1 , 6 1 8 , 6 3 6 , 7 1 4 , 7 5 9 , 7 6 5 , 7 8 0 ,5 3 1, 6 18, 6 3 6, 7 1 4, 7 5 9, 7 6 5, 7 8 0,
8 0 4 , 8 7 3 , 8 8 8 , 9 1 8 , 9 3 9 , 9 4 2 , 9 6 9 ,8 0 4, 8 7 3, 8 8 8, 9 18, 9 39, 9 42, 9 69,
9 8 4 , 1 0 5 0 , 1 1 0 1 , 1 1 0 7 , 1 1 1 0 , 1 1 3 7 , 1 1 4 0 , 1 1 4 6 , 1 2 0 6 , 1 2 6 9 , 1 3 2 3 ,9 8 4, 1 0 5 0, 1 1 0 1, 1 1 0 7, 1 1 1 0, 1 1 3 7, 1 1 4 0, 1 1 4 6, 1 2 0 6, 1 2 6 9, 1 3 2 3,
1 3 7 7 , 1 4 9 1 , 1 6 8 3 , 1 7 0 4 } を満たす 4 5 本 のサブキヤ リ ァを用いて伝送する。 Transmission using 45 subcarriers that satisfies 1377, 1471, 1683, 1704}.
これ らのパイ ロ ッ ト信号は、 それぞれ配置 される サブキヤ リ ア ' イ ンデッ ク ス k に対応 した P N系列 w k に基づいて変 調されてお り 、 ( 2 ) 式に示すよ う に毎シンボル同 じ振幅及 び同 じ位相 で 多重 さ れ る 。 ( 2 ) 式にお い て 、 R e { c
k, n } はサブキャ リ ア · イ ンデッ ク ス k 、 シンボル · ィ ンデ ッ ク ス n のサブキャ リ ア に対応する複素べク トル c k, n の実 数部を表わ し、 I m { c k n } は虚数部を表わす。 These pie Lock door signal, Ri you are modulated on the basis of the PN sequence w k corresponding to the Sabukiya Li A 'Lee Nde' click the scan k which are arranged, respectively, every Remind as in equation (2) The symbols are multiplexed with the same amplitude and the same phase. In equation (2), R e {c k, n } represents the real part of the complex vector c k , n corresponding to the subcarrier index k and the subcarrier of the symbol index n, and I m {c kn } represents an imaginary part.
4 Four
Re{ck,n) = -x2 wk Re ( c k, n) = -x2 w k
V2 ( 2 ) lm{ck,n} = 0 さ らに上記規格においては、 所定のサブキヤ リ ァを用いて、 伝 送 パ ラ メ ー タ 信 号 ( 以 下 、 T P S ( Transmission Parameter Signaling) ) を 1 送する。 V2 (2) lm {c k , n } = 0 In addition, in the above standard, a transmission parameter signal (hereinafter referred to as TPS (Transmission Parameter Signaling)) is transmitted using a predetermined subcarrier. Send one.
T P S は、 k = { 3 4 , 5 0, 2 0 9 , 3 4 6 , 4 1 3 , 5 6 9, 5 9 5 , 6 8 8 , 7 9 0, 9 0 1 , 1 0 7 3 , 1 2 1 9 , 1 2 6 2 , 1 2 8 6 , 1 4 6 9 , 1 5 9 4 , 1 6 8 7 } を満たす 1 7 本のサブキャ リ ア を用いて伝送 し、 同一シ ンポル内のサブキヤ リ アでは同 じ情報ビッ ト を伝送する。 The TPS is k = {34, 50, 209, 34 6, 41 3, 56 9, 59 59, 68 88, 79 0, 90 1, 107 3, 1 2 1 9, 1 2 6 2, 1 2 8 6, 1 4 6 9, 1 5 9 4, 1 6 8 7} are transmitted using 17 subcarriers, and subcarriers in the same symbol are transmitted. The rear carries the same information bits.
この と き 、 イ ンデッ ク ス n のシンボルで伝送する情報 ビッ ト を S n とする と 、 T P S は ( 3 ) 式に示すよ う にシンボル 間の差動 2相 P S K (Phase Shift Keying) 変調される。 This and can, Lee when the Nde' click scan n information bits to be transmitted in symbol and S n, TPS is (3) a differential two-phase PSK intersymbol Remind as in formula (Phase Shift Keying) modulated You.
但し、 フ レームの先頭シンボル (シンボル ' イ ンデ ッ ク ス n = 0 ) に関 しては、 ( 4 ) 式に示すよ う に、 上記の P N系 列 w k に基づいて絶対位相変調される。
Re{ck,o} = 2〔 -wk However, in about the first symbol of the frame (symbol 'Lee emissions de-click scan n = 0), (4) Remind as in the expression, is absolute phase modulation on the basis of the PN-series w k of the above You. Re {ck, o} = 2 [-w k
( 4 ) lm{ckn} = 0 (4) lm {c k n} = 0
(第 1 の実施の形態) (First Embodiment)
図 5 は、 本発明の第 1 の実施の形態における O F D M信号 復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 図 5 において、 図 3 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 尚、 同図において も、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢印は実数信 号を表わす。 ま た、 各構成要素の動作に必要な ク ロ ッ ク 等の 一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略する。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the OFDM signal demodulation device according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 5, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. Note that, also in the figure, the bold arrow represents a complex signal, and the thin arrow represents a real signal. In addition, general control signals such as clocks necessary for the operation of each component are omitted so as not to complicate the description.
図 5 において、 チューナ 2 1 は伝送路か ら入力 された O F D M信号を R F 帯域か ら I F 帯域に周波数変換する もので、 その出力は直交復調回路 2 2 に供給 される。 こ の直交復調回 路 2 2 は、 その内部で発生する 固定的なキヤ リ ア を用いて I F 帯域の O F D M信号をべ一ス ノ ン ドの O F D M信号に復調 する もので、 その復調出力はキャ リ ア周波数 ( f c ) 補正回 路 2 3 の第 1 の入力端に供給される。 In FIG. 5, a tuner 21 frequency-converts an OFDM signal input from a transmission line from an RF band to an IF band, and its output is supplied to a quadrature demodulation circuit 22. This quadrature demodulation circuit 22 demodulates an OFDM signal in the IF band into a baseband OFDM signal using a fixed carrier generated therein, and the demodulated output is a carrier. This is supplied to the first input terminal of the rear frequency (fc) correction circuit 23.
このキ ヤ リ ア周波数補正回路 2 3 は、 第 2 の入力端に供給 される サブキヤ リ ァ間隔単位の広帯域キヤ リ ァ周波数誤差信 号と 第 3 の入力端に供給 されるサブキヤ リ ア間隔以内の狭帯 域キヤ リ ア周波数誤差信号と に基づいて補正キヤ リ アを発生 し、 こ の補正キヤ リ ァを第 1 の入力端に供給されるベースバ ン ド O F D M信号に乗 じる こ と によ り 、 キャ リ ア周波数誤差 を補正する も ので、 その出力は狭帯域キャ リ ア周波数誤差算 出回路 2 4及び F F T回路 2 5 に供給される。
狭帯域キ ヤ リ ア周波数誤差算出回路 2 4 は、 ベー ス バ ン ド O F D M信号中のガー ド期間信号と 有効シ ンボル期間信号の 後部 と の相関を利用 して、 サブキャ リ ア間隔以内の周波数誤 差を算出する も ので、 その出力はキャ リ ア周波数補正回路 2 3 の第 3 の入力端に供給 される。 ま た、 ? ? 丁回路 2 5 は、 ベースノ ン ド O F D M信号中の有効シンボル期間信号を F FThe carrier frequency correction circuit 23 is configured to output a wideband carrier frequency error signal in units of subcarrier intervals supplied to the second input terminal and a subcarrier interval supplied to the third input terminal. A correction carrier is generated based on the narrow band carrier frequency error signal of the first band and the correction carrier is multiplied by the baseband OFDM signal supplied to the first input terminal. Thus, the carrier frequency error is corrected, and the output is supplied to a narrowband carrier frequency error calculating circuit 24 and an FFT circuit 25. The narrowband carrier frequency error calculation circuit 24 uses the correlation between the guard period signal in the baseband OFDM signal and the rear part of the effective symbol period signal to calculate the frequency within the subcarrier interval. The output is supplied to the third input terminal of the carrier frequency correction circuit 23 for calculating the error. Also, ? ? The circuit 25 converts the effective symbol period signal in the base node OFDM signal to FF
T処理 し、 周波数領域に変換する も ので、 その出力は差動検 波回路 2 6 と位相変動補正回路 3 0 の第 1 の入力端と に供給 される。 The output is supplied to the differential detection circuit 26 and the first input terminal of the phase fluctuation correction circuit 30 because the signal is subjected to T processing and converted to the frequency domain.
差動検波回路 2 6 は、 F F T回路 2 5 カゝ ら出力 される各々 のサブキヤ リ ァに対応 した信号をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の位相変動を算出する も ので、 その算 出結果は相関算出回路 2 7 と位相平均回路 2 9 と に供給 され る。 相関算出回路 2 7 は、 差動検波回路 2 6 の出力 と 、 C P を伝送する サブキ ヤ リ ァの配置情報 と の相関値を算出する も ので、 その相関値は広帯域キャ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 に供給される。 こ の広帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差算出回路 2 8 は、 相関値の ピーク位置か らサブキ ヤ リ ァ間隔単位の周波数 誤差を算出する もので、 その出力はキャ リ ア周波数補正回路 2 3 の第 2 の入力端に供給される。 The differential detection circuit 26 calculates the inter-symbol phase variation by performing inter-symbol differential detection of the signal output from the FFT circuit 25 and corresponding to each subcarrier. The calculation result is supplied to a correlation calculation circuit 27 and a phase averaging circuit 29. The correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the differential detection circuit 26 and the arrangement information of the subcarrier for transmitting the CP, and the correlation value is used as a wideband carrier frequency error calculation circuit. Supplied to 2 8. This wideband carrier frequency error calculation circuit 28 calculates the frequency error in subcarrier interval units from the peak position of the correlation value, and the output is the output of the carrier frequency correction circuit 23. 2 input.
位相平均回路 2 9 は、 C P に対応 した差動検波回路 2 6 の 出力の位相をシンボル内で平均化する こ と によ り 、 C P E を 推定する も ので、 そ の出力は位相変動補正回路 3 0 の第 2 の 入力端に供給 される。 こ の位相変動補正回路 3 0 は、 第 2 の 入力端に供給 される位相平均回路 2 9 の出力に基づいて発生
する補正ベク トルを、 第 1 の入力端に供給 される F F T回路 2 5 の出力に乗 じる こ と に よ り 、 C P E を補正する も ので、 その出力は検波回路 3 1 に供給される。 検波回路 3 1 は、 各 サブキヤ リ アを変調方式に応 じて検波 した後、 デマ ッ ピング する こ と によ り データ信号を復元する。 The phase averaging circuit 29 estimates the CPE by averaging the phase of the output of the differential detection circuit 26 corresponding to the CP within the symbol, and the output is output from the phase variation correction circuit 3. 0 is supplied to the second input. This phase fluctuation correction circuit 30 is generated based on the output of the phase averaging circuit 29 supplied to the second input terminal. The CPE is corrected by multiplying the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the correction vector to be applied, and the output is supplied to the detection circuit 31. The detection circuit 31 recovers the data signal by detecting each subcarrier according to the modulation method and then demapping.
差動検波回路 2 6 は、 具体的には図 6 に示すよ う に構成 さ れ、 F F T回路 2 5 の出力が 1 シンボル期間遅延回路 2 6 1 及び複素乗算器 2 6 3 に供給 される よ う になっ ている。 1 シ ンボル期間遅延回路 2 6 1 は、 F F T回路 2 5 の出力を 1 シ ンボル期間遅延する もので、 その遅延出力は共役回路 2 6 2 に供給 される。 こ の共役回路 2 6 2 は、 1 シンボル期間遅延 回路 2 6 1 の出力の虚数部の符号を反転 して複素共役を算出 するする もので、 その算出結果は複素乗算器 2 6 3 に供給 さ れる。 この複素乗算器 2 6 3 は、 F F T回路 2 5 の出力 に共 役回路 2 6 2 の出力を乗 じる もので、 その演算結果は差動検 波回路 2 6 の出力 と して相関算出回路 2 7 と位相平均回路 2 9 と に供給される。 The differential detection circuit 26 is specifically configured as shown in FIG. 6, and the output of the FFT circuit 25 is supplied to a one symbol period delay circuit 26 1 and a complex multiplier 26 3. It has become. The one symbol period delay circuit 26 1 delays the output of the FFT circuit 25 by one symbol period, and the delay output is supplied to the conjugate circuit 26 2. The conjugate circuit 262 calculates the complex conjugate by inverting the sign of the imaginary part of the output of the one-symbol period delay circuit 261, and the calculation result is supplied to the complex multiplier 263. It is. The complex multiplier 26 3 multiplies the output of the FFT circuit 25 by the output of the shared circuit 26 2, and calculates the result of the multiplication as the output of the differential detection circuit 26. 2 7 and the phase averaging circuit 29.
図 7 は、 図 5 における相関算出回路 2 7 の第 1 の構成例を 示すものである。 こ の相関算出回路 2 7 では、 差動検波回路 2 6 か らの差動検波出力がシフ ト レジス タ 2 7 0 1 に供給 さ れる よ う になっている。 このシフ ト レジス タ 2 7 0 1 は C P を伝送するサブキャ リ アの配置に対応 した複数のタ ッ プ出力 を備え、 それらのタ ップ出力は総和回路 2 7 0 2 の入力端に 供給 される。 この総和回路 2 7 0 2 はシフ ト レジスタ 2 7 0 1 のタ ップ出力の総和を演算する も ので、 その演算結果は電
力算出回路 2 7 0 3 に供給 さ れる。 この電力算出回路 2 7 0FIG. 7 shows a first configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG. In the correlation calculation circuit 27, the differential detection output from the differential detection circuit 26 is supplied to the shift register 2701. This shift register 2701 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are supplied to the input terminal of the summing circuit 2702. You. The summation circuit 2702 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 2701. It is supplied to the force calculation circuit 270. This power calculation circuit 2 7 0
3 は総和回路 2 7 0 2 の出力の電力を算出する も ので、 その 算出結果は相関算出回路 2 7 の出力 と して広帯域キヤ リ ア周 波数誤差算出回路 2 8 に供給される。 Numeral 3 is for calculating the power of the output of the summing circuit 270 2, and the calculation result is supplied to the wideband carrier frequency error calculating circuit 28 as the output of the correlation calculating circuit 27.
図 7 に示す構成によれば、 シフ ト レジス タ 2 7. 0 1 の全タ ッ プ出力に C P を伝送する サブキャ リ アが出力 される と き 、 相関算出回路 2 7 の出力はピーク 値を示す。 したがっ て、 広 帯域キャ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 において、 相関算出回 路 2 7 の出力の ピーク値を検出 し、 所定のタイ ミ ングか らの ずれを求める こ と によ り 、 サブキヤ リ ア間隔単位のキヤ リ ア 周波数誤差を推定する こ と ができ る。 According to the configuration shown in FIG. 7, when the subcarrier transmitting the CP is output to all the tap outputs of shift register 27.01, the output of correlation calculating circuit 27 has a peak value. Show. Therefore, the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 detects the peak value of the output of the correlation calculation circuit 27 and obtains a deviation from a predetermined timing, thereby obtaining a subcarrier. It is possible to estimate the carrier frequency error per unit of distance.
図 8 は、 図 5 における相関算出回路 2 7 の第 2 の構成例を 示すも のである。 図 8 において、 図 7 と 同一部分には同一符 号を付 して示 し、 こ こでは異なる部分について説明する。 FIG. 8 shows a second configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG. 8, the same parts as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
こ の相関算出回路 2 7 では、 差動検波回路 2 6 か らの差動 検波出力がシンボル問フ イ ノレタ 回路 2 7 0 4 に供給される よ う になつ ている。 このシンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 は、 差動検波回路 2 6 の出力をシンボル方向に平均化する もので、 その出力はシフ ト レジス タ 2 7 0 1 に供給 される。 こ のシフ ト レジス タ 2 7 0 1 以降の構成及び動作は、 図 7 に示 した第 In the correlation calculation circuit 27, the differential detection output from the differential detection circuit 26 is supplied to a symbol interrogator circuit 704. The inter-symbol filter circuit 2704 averages the output of the differential detection circuit 26 in the symbol direction, and the output is supplied to a shift register 2701. The configuration and operation of this shift register 2701 and thereafter are the same as those shown in FIG.
1 の構成例の場合と 同 じである。 This is the same as in the configuration example 1.
図 8 における シンボル間 フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 は、 具体的 には図 9 に示すよ う に構成 され、 差動検波回路 2 6 の出力が 減算器 2 7 0 4 1 に供給される よ う になっ ている。 こ の減算 器 2 7 0 4 1 は、 差動検波回路 2 6 の出力か ら 1 シンボル期
間遅延回路 2 7 0 4 4 の出力 を減 じる も の で、 その出力は係 数器 2 7 0 4 2 に供給される。 こ の係数器 2 7 0 4 2 は、 減 算器 2 7 0 4 1 の出力に係数 a ( 0 ≤ α ≤ 1 ) を乗 じる も の で、 その演算結果は加算器 2 7 0 4 3 に供給される。 こ の加 算器 2 7 0 4 3 は、 係数器 2 7 0 4 2 の出力 と 1 シンボル期 間遅延回路 2 7 0 4 4 の出力 と を加え合わせる も ので、 その 演算結果はシ ンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 の出力 と してシ フ ト レジス タ 2 7 0 1 に供給される。 1 シンボル期間遅延回 路 2 7 0 4 4 は、 加算器 2 7 0 4 3 の出力を 1 シンボル期間 遅延する。 The inter-symbol filter circuit 2704 in FIG. 8 is specifically configured as shown in FIG. 9, and the output of the differential detection circuit 26 is supplied to a subtractor 27041. It has become. This subtractor 27 04 1 outputs one symbol period from the output of the differential detection circuit 26. The output of the delay circuit 27044 is reduced, and the output is supplied to the coefficient 27042. This coefficient multiplier 2 7 0 4 2 multiplies the output of the subtracter 2 7 0 4 1 by a coefficient a (0 ≤ α ≤ 1), and the operation result is the adder 2 7 0 4 3 Supplied to This adder 27043 adds the output of the coefficient unit 27042 and the output of the one-symbol period delay circuit 27044, so that the result of the operation is The output of the filter circuit 270 is supplied to the shift register 270 1. The one-symbol period delay circuit 27044 delays the output of the adder 27043 by one symbol period.
図 9 の よ う に構成 されたシンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 は、 無限イ ンパルス応答 (以下、 I I R ( Infinite Impul se Response ) ) 型のロ ーパス フ ィルタ と して動作し、 差動検波 回路 2 6 か ら出力 される各々 のサブキヤ リ アに対応 した複素 べク トルをシンボル方向に平均化する。 差動検波回路 2 6 に おいて、 C P を伝送する サブキヤ リ アをシ ンボル間差動検波 した信号は、 C P E成分を無視する と 、 毎シンボル同 じ振幅 及び同 じ位相の直流信号である と みなせる ので、 その大部分 はシ ンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 を通過する。 その他のサ ブキヤ リ ア をシンボル間差動検波 した信号は、 毎シンボル、 振幅及び位相がラ ンダムな信号であるので、 シンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 に よ っ て阻止 される。 ま た、 雑音成分も毎 シンボルラ ンダムな信号である ので、 シンボル間フ ィ ルタ 回 路 2 7 0 4 によって阻止 される。 The intersymbol filter circuit 2704 configured as shown in FIG. 9 operates as an infinite impulse response (IIR) filter, and operates as a differential filter. The complex vectors corresponding to each subcarrier output from the detection circuit 26 are averaged in the symbol direction. In the differential detection circuit 26, the signal obtained by performing the inter-symbol differential detection on the subcarrier transmitting the CP is a DC signal having the same amplitude and the same phase for each symbol, ignoring the CPE component. Most of them pass through the inter-symbol filter circuit 2704 because they can be considered. Signals obtained by differentially detecting the other subcarriers between symbols are signals having randomness in amplitude and phase for each symbol, and thus are blocked by the intersymbol filter circuit 2704. Also, since the noise component is a random signal for each symbol, it is blocked by the intersymbol filter circuit 274.
したがって、 図 7 に示 した相関算出回路 2 7 にシンボル間
フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 を追加する こ と に よ り 、 相関算出回路 2 7 の 出力 の フ ロ ア が抑制 され、 広帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差 算出回路 2 8 における誤差の推定誤 り を軽減する こ と ができ る。 Therefore, the correlation calculation circuit 27 shown in FIG. By adding the filter circuit 2704, the floor of the output of the correlation calculation circuit 27 is suppressed, and the error estimation error in the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 is reduced. It can be reduced.
図 1 0 は、 図 5 における相関算出回路 2 7 の第 3 の構成例 である。 図 1 0 において、 図 7 及び図 8 と 同一部分には同一 符号を付 して示 し、 こ こでは異なる部分について説明する。 FIG. 10 shows a third configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG. In FIG. 10, the same parts as those in FIGS. 7 and 8 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
こ の相関算出回路 2 7 では、 差動検波回路 2 6 の出力がシ ンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 にてシンボル方向に平均化 さ れた後、 電力算出回路 2 7 0 3 に直接供給 される よ う になつ ている。 すなわち、 この場合の電力算出回路 2 7 0 3 は、 シ ンボル間フ ィ ルタ 回路 2 7 0 4 の出力の電力を算出する。 そ の算出結果はシフ ト レジス タ 2 7 0 5 に供給される。 こ の シ フ ト レ ジス タ 2 7 0 5 は C P を伝送する サブキ ヤ リ ア の配置 に対応 した複数のタ ップ出力 を備え、 それらのタ ップ出力は 総和回路 2 7 0 6 の入力端に供給 される。 こ の総和回路 2 7 0 6 はシフ ト レジス タ 2 7 0 5 のタ ップ出力の総和を演算す る もので、 その演算結果は相関算出回路 2 7 の出力 と して広 帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 に供給される。 In this correlation calculation circuit 27, the output of the differential detection circuit 26 is averaged in the symbol direction by the inter-symbol filter circuit 270 4, and then directly sent to the power calculation circuit 270 3. It is being supplied. That is, the power calculation circuit 270 3 in this case calculates the output power of the inter-symbol filter circuit 270 4. The result of the calculation is supplied to the shift register 275. This shift register 2705 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are input to the summation circuit 2706. Supplied to the end. This summation circuit 27006 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 275, and the calculation result is output as the output of the correlation calculation circuit 27 by a wideband carrier. (A) It is supplied to the frequency error calculation circuit 28.
図 1 0 においては、 シフ ト レジス タ 2 7 0 5 は実数信号を 保持 し、 総和回路 2 7 0 6 も実数信号の総和を演算する ので、 図 7 及び図 8 における シフ ト レジス タ 2 7 0 1 及び総和回路 2 7 0 2 に比 して、 その規模を削減する こ と ができ る。 In FIG. 10, the shift register 2705 holds a real number signal, and the summation circuit 2706 also calculates the sum of the real number signal. Therefore, the shift register 2770 in FIGS. 7 and 8 is used. The size can be reduced as compared with 1 and the summing circuit 2 702.
図 1 1 は、 図 5 における相関算出回路 2 7 の第 4 の構成例 を示すものである。 図 1 1 におレヽて、 図 1 0 と 同一部分には
同一符号を付して、 その説明を省略する。 FIG. 11 shows a fourth configuration example of the correlation calculation circuit 27 in FIG. In FIG. 11, the same parts as in FIG. The same reference numerals are given and the description is omitted.
図 1 1 における比較回路 2 7 0 7 は、 電力算出回路 2 7 0 3 の出力 と 閾値設定回路 2 7 0 8 で設定された閾値と を比較 する こ と で C P を伝送するサブキ ヤ リ ア を抽出する も の で、 電力算出回路 2 7 0 3 の出力の方が大き い場合には 「 1 」 を 出力 し、 閾値設定回路 2 7 0 8 の出力の方が大き い場合には 「 0 」 を出力する。 こ の比較回路 2 7 0 7 の出力はシ フ ト レ ジス タ 2 7 0 9 に供給される。 こ の シフ ト レジス タ 2 7 0 9 は C P を伝送する サブキ ヤ リ ァの配置に対応 した複数のタ ッ プ出力 を備え 、 それ らのタ ッ プ出力は総和回路 2 7 1 0 の入 力端に供給される 。 こ の総和回路 2 7 1 0 はシ フ ト レ ジス タ 2 7 0 9 のタ ッ プ出力の総和を演算する もので、 その演算結 果は相関算出回路 2 7 の出力 と して広帯域キヤ リ ア周波数誤 差算出回路 2 8 に供給される。 The comparison circuit 277 in FIG. 11 compares the output of the power calculation circuit 270 with the threshold set by the threshold setting circuit 270 to determine the subcarrier that transmits the CP. If the output of the power calculation circuit 270 is larger, "1" is output.If the output of the threshold setting circuit 270 is larger, "0" is output. Is output. The output of the comparison circuit 277 is supplied to a shift register 270. This shift register 2709 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of subcarriers for transmitting the CP, and those tap outputs are input to the summing circuit 2710. Supplied to the end. This summation circuit 2710 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 2709, and the calculation result is used as the output of the correlation calculation circuit 27 as a wideband carrier. A Supplied to the frequency error calculation circuit 28.
図 1 1 におレヽては、 シ フ ト レジス タ 2 7 0 9 は 2 値信号を 保持 し、 総和回路 2 7 1 0 も 2値信号の総和を演算する ので、 図 7 及び図 8 における シフ ト レジス タ 2 7 0 1 及び総和回路 2 7 0 2 に比して、 その規模を大幅に削減する こ と ができ る。 また、 閾値設定回路 2 7 0 8 か ら 出力する 閾値を受信信号の 大き さ によ り 制御すれば、 電力算出回路 2 7 0 3 の出カ レべ ルの変動に起因する誤判定を防ぐこ と ができ る。 In FIG. 11, the shift register 2709 holds the binary signal, and the summing circuit 2710 also calculates the sum of the binary signal. Compared to the register 2701 and the summing circuit 2702, the size can be greatly reduced. In addition, if the threshold value output from the threshold value setting circuit 27078 is controlled by the magnitude of the received signal, it is possible to prevent erroneous determination due to fluctuations in the output level of the power calculation circuit 2703. And can be.
図 1 2 は、 図 5 における位相変動補正回路 3 0 の構成例を 示すものである。 こ の位相変動補正回路 3 0 では、 位相平均 回路 2 9 の出力が加算器 3 0 1 に供給される よ う になっ てレヽ る。 こ の加算器 3 0 1 は、 信号を 1 シンボル期間保持する レ
ジス タ 3 0 2 と 共に累積加算器を構成 し、 位相平均回路 2 9 の出力を毎シ ンボル累積加算する こ と によ り 、 演算開始か ら のシンボル間位相変動の累積を算出する も ので、 その算出結 果 (加算器 3 0 1 の出力) は補正ベク トル算出回路 ( e 一 」 ) 3 0 3 に供給される。 こ の補正ベク トル算出回路 3 0 3 は、 加算器 3 0 1 の出力の— 1 倍を位相角 と し、 振幅が 1 で ある複素ベタ トルを算出する もので、 その算出結果は乗算器 3 0 4 に供給 される。 こ の乗算器 3 0 4 は、 補正ベク ト ル算 出回路 3 0 3 の出力 と F F T回路 2 5 の出力 と を乗 じ る。 こ の演算によ り 、 C P E を補正する こ と ができ る。 FIG. 12 shows a configuration example of the phase fluctuation correction circuit 30 in FIG. In the phase fluctuation correction circuit 30, the output of the phase averaging circuit 29 is supplied to the adder 301, and the phase fluctuation is corrected. The adder 301 holds the signal for one symbol period. A cumulative adder is configured together with the register 302, and the output of the phase averaging circuit 29 is cumulatively added for each symbol, thereby calculating the cumulative value of the inter-symbol phase fluctuation from the start of the operation. The calculation result (the output of the adder 301) is supplied to a correction vector calculation circuit (e-1) 303. The correction vector calculation circuit 303 calculates a complex vector having an amplitude of 1 with a phase angle of -1 times the output of the adder 301, and the calculation result is calculated by the multiplier 3 Supplied to 04. The multiplier 304 multiplies the output of the correction vector calculation circuit 303 by the output of the FFT circuit 25. With this operation, the CPE can be corrected.
以上の構成に よ り 、 本実施の形態の構成に よれば、 毎シ ン ボルに含まれる C P を伝送するサブキャ リ アの配置情報か ら サブキヤ リ ァ間隔単位のキヤ リ ア周波数誤差を算出する よ う に している ので、 従来例に比べて周波数同期の引 き込み時間 を短縮する こ と ができ る。 According to the above configuration, according to the configuration of the present embodiment, the carrier frequency error in subcarrier interval units is calculated from the arrangement information of the subcarriers for transmitting the CP included in each symbol. As a result, the frequency synchronization pull-in time can be reduced as compared with the conventional example.
また、 毎シンボル、 C P を用いてシ ンボル間の位相変動を 算出 し補正する ので、 チュ ーナ 2 1 の位相雑音等によ る C P Eの影響を除去する こ と ができ る。 In addition, since the phase fluctuation between symbols is calculated and corrected using CP for each symbol, it is possible to remove the influence of CPE due to the phase noise of tuner 21 and the like.
(第 2 の実施の形態) (Second embodiment)
図 1 3 は、 本発明の第 2 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 1 3 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 ま た、 同 図において も 、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク ロ ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略
する。 FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 13, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrow represents a complex signal, the thin arrow represents a real signal, and general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation. I do.
図 1 3 に示す O F D M信号復調装置は、 図 5 における キ ヤ リ ア周波数補正回路 2 3 の代わ り に、 チュ ーナ 3 2 において キャ リ ア周波数誤差を補正する よ う に した ものである。 こ の チュ ーナ 3 2 は、 第 2 の入力端に供給されるサブキャ リ ア間 隔単位の広帯域キ ヤ リ ア周波数誤差信号と 第 3 の入力端に供 給されるサブキヤ リ ァ間隔以内の狭帯域キヤ リ ァ周波数誤差 信号と に基づいて局部発振周波数を制御 し、 第 1 の入力端に 供給される O F D M信号を R F 帯域から I F帯域に周波数変 換する も ので、 その出力は直交復調回路 2 2 に供給される。 他の構成及び動作は、 図 5 と 同一であるので省略する。 The OFDM signal demodulation device shown in FIG. 13 is such that a carrier frequency error is corrected in a tuner 32 instead of the carrier frequency correction circuit 23 in FIG. The tuner 32 receives the wideband carrier frequency error signal of the subcarrier interval unit supplied to the second input terminal and the subcarrier interval within the subcarrier interval supplied to the third input terminal. The local oscillation frequency is controlled based on the narrowband carrier frequency error signal and the frequency of the OFDM signal supplied to the first input terminal is converted from the RF band to the IF band.The output is a quadrature demodulation circuit. Supplied to 2 2. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
(第 3 の実施の形態) (Third embodiment)
図 1 4 は、 本発明の第 3 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 1 4 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 ま た、 同 図において も 、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク ロ ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らない よ う に省略 する。 FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 14, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrow represents a complex signal, the thin arrow represents a real signal, and general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
図 1 4 に示す O F D M信号復調装置は、 図 5 における キ ヤ リ ア周波数補正回路 2 3 の代わ り に、 直交復調回路 3 3 にお いてキヤ リ ア周波数誤差を補正する よ う に した ものである。 こ の直交復調回路 3 3 は、 第 2 の入力端に供給 される サブキ ャ リ ア間隔単位の広帯域キャ リ ア周波数誤差信号と第 3 の入 力端に供給 される サブキヤ リ ァ間隔以内の狭帯域キヤ リ ァ周
波数誤差信号と に基づいて局部発振周波数を制御 し、 第 1 の 入力端に供給される I F 帯域の O F D M信号をベースバン ド の O F D M信号に復調する もので、 その復調出力は狭帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出回路 2 4 と F F T回路 2 5 と に供給 さ れる。 他の構成及び動作は、 図 5 と 同一であるので省略する。 The OFDM signal demodulation device shown in FIG. 14 is such that a carrier frequency error is corrected by a quadrature demodulation circuit 33 instead of the carrier frequency correction circuit 23 in FIG. is there. The quadrature demodulation circuit 33 includes a wideband carrier frequency error signal in subcarrier interval units supplied to the second input terminal and a narrow band within the subcarrier interval supplied to the third input terminal. Bandwidth carrier The local oscillation frequency is controlled based on the wave number error signal and the OFDM signal in the IF band supplied to the first input terminal is demodulated into a baseband OFDM signal, and the demodulated output is a narrowband carrier. It is supplied to the frequency error calculation circuit 24 and the FFT circuit 25. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
(第 4 の実施の形態) (Fourth embodiment)
図 1 5 は、 本発明の第 4 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 1 5 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 ま た、 同 図において も 、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク 口 ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略 する。 FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 15, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrow represents a complex number signal, the thin arrow represents a real number signal, and general control signals such as ports necessary for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
図 1 5 に示す O F D M信号復調装置は、 キ ャ リ ア周波数 ( f c ) 補正回路 3 4 においてサブキャ リ ア間隔以内の狭帯 域キャ リ ア周波数誤差を補正 し、 シフ ト 回路 3 5 においてサ ブキヤ リ ァ間隔単位の広帯域キヤ リ ァ周波数誤差を補正する よ う に した ものである。 キャ リ ア周波数補正回路 3 4 は、 第 2 の入力端に供給されるサブキヤ リ ァ間隔以内の狭帯域キヤ リ ア周波数誤差信号に基づいて補正キャ リ アを発生 し、 こ の 補正キヤ リ ァを第 1 の入力端に供給 されるベースバン ド O F D M信号に乗 じる こ と によ っ てキヤ リ ア周波数誤差を補正す る もので、 その出力は狭帯域キャ リ ア周波数誤差算出回路 2 4 及び F F T回路 2 5 に供給 される。 シフ ト 回路 3 5 は、 第 2 の入力端に供給 されるサブキヤ リ ァ間隔単位の広帯域キヤ
リ ア周波数誤差信号に基づいて、 F F T回路 2 5 の出力を周 波数方向にシフ トする もので、 その出力は差動検波回路 2 6 と位相変動補正回路の第 1 の入力端と に供給される。 他の構 成及び動作は、 図 5 と 同一であるので省略する。 In the OFDM signal demodulation device shown in FIG. 15, a carrier frequency (fc) correction circuit 34 corrects a narrow-band carrier frequency error within a subcarrier interval, and a shift circuit 35 generates a subcarrier. It is designed to correct wideband carrier frequency errors in units of rear intervals. The carrier frequency correction circuit 34 generates a correction carrier based on a narrow-band carrier frequency error signal within a subcarrier interval supplied to the second input terminal, and generates the correction carrier. Is multiplied by the baseband OFDM signal supplied to the first input terminal to correct the carrier frequency error, and the output is a narrowband carrier frequency error calculation circuit 24. And supplied to the FFT circuit 25. The shift circuit 35 is provided with a wideband carrier in units of a subcarrier interval supplied to the second input terminal. The output of the FFT circuit 25 is shifted in the frequency direction based on the rear frequency error signal, and the output is supplied to the differential detection circuit 26 and the first input terminal of the phase variation correction circuit. You. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
こ こ で、 サブキヤ リ ア間隔単位のキヤ リ ア周波数誤差は、 有効シンボル期間長で整数周期 と な る周波数誤差である が、 O F D M信号にはガー ド期間が存在する ので、 周波数領域に おけ る サブキャ リ ア単位のずれと 共に、 ガー ド期間長に依存 したシンボル毎の位相回転を発生 させる。 したがって、 図 1 5 の構成の よ う に、 周波数領域における シフ ト に よ っ て広帯 域キヤ リ ア周波数誤差を補正する場合は、 この位相回転を補 正する手段が必要 と なる。 しかしなが ら、 この位相回転は全 サブキ ャ リ ア に共通な ものである ため、 図 1 5 の よ う に C P E除去のための回路を備えている場合は、 位相変動補正回路 3 0 において 自 動的に補正される。 Here, the carrier frequency error in the subcarrier interval unit is a frequency error having an effective symbol period length and an integer period, but since the OFDM signal has a guard period, the carrier frequency error is in the frequency domain. Along with the shift in subcarrier units, phase rotation is generated for each symbol depending on the guard period length. Therefore, as in the configuration in FIG. 15, when wideband carrier frequency error is corrected by shift in the frequency domain, means for correcting this phase rotation is required. However, since this phase rotation is common to all subcarriers, when a circuit for removing the CPE is provided as shown in FIG. 15, the phase fluctuation correction circuit 30 performs its own operation. Dynamically corrected.
(第 5 の実施の形態) (Fifth embodiment)
図 1 6 は、 本発明の第 5 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 1 6 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 ま た、 同 図において も 、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク ロ ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らない よ う に省略 する。 FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulator according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 16, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrow represents a complex signal, the thin arrow represents a real signal, and general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
図 1 6 に示す O F D M信号復調装置は、 図 5 における位相 変動補正回路 3 0 の代わ り に、 検波回路 3 6 において C P E
を補正する よ う に した も のである。 こ の検波回路 3 6 は、 第 2 の入力端に供給される位相平均回路 2 9 の出力に基づいて 補正ベク トルを発生 し、 こ の補正ベク トルを各サブキャ リ ア の変調方式に応 じた検波べク トルに乗 じる。 そ して、 その検 波べク トルを用いて F F T回路 2 5 の出力を検波する と 共に C P E を補正 した後、 デマ ッ ピングする こ と に よ り データ信 号を復元する。 他の構成及び動作は、 図 5 と 同一である ので 省略する。 The OFDM signal demodulator shown in FIG. 16 uses a CPE in a detection circuit 36 instead of the phase fluctuation correction circuit 30 in FIG. Is corrected. The detection circuit 36 generates a correction vector based on the output of the phase averaging circuit 29 supplied to the second input terminal, and generates the correction vector according to the modulation method of each subcarrier. Multiply the detected vector. Then, using the detection vector, the output of the FFT circuit 25 is detected, the CPE is corrected, and the data signal is restored by demapping. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
図 1 7 は、 図 1 6 におけ る検波回路 3 6 の 、 S P信号を使 用 した同期検波を前提と する変調方式に対応 した構成例を示 すも のである。 こ の検波回路 3 6 では、 ? ? 丁回路 2 5 の出 力が複素除算器 3 6 0 4 の第 1 の入力端 と複素除算器 3 6 0 8 の第 1 の入力端 と に供給 される よ う になっている。 ノ、。イ ロ ッ ト発生回路 3 6 0 3 は、 F F T回路 2 5 の出力に同期 して S P を発生する も ので、 その出力は複素除算器 3 6 0 4 の第 2 の入力端に供給 される。 こ の複素除算器 3 6 0 4 は、 第 1 の入力端に供給される F F T回路 2 5 の出力中に含まれる S P を、 第 2 の入力端に供給されるパイ ロ ッ ト発生回路 3 6 0 3 が出力する 正規の S P で除算する こ と によ り 、 S P に作用 する伝送路特性を算出する ものである。 その出力はス ィ ツチ ( S W ) 3 6 0 5 によ り メ モ リ 3 6 0 6 の出力 と 選択的に複 素乗算器 3 6 0 2 の第 1 の入力端に供給される。 FIG. 17 shows an example of a configuration of the detection circuit 36 in FIG. 16 corresponding to a modulation method on the assumption of synchronous detection using an SP signal. In this detector circuit 36,? ? The output of the circuit 25 is supplied to a first input terminal of the complex divider 3604 and a first input terminal of the complex divider 3606. No ,. The slot generation circuit 3603 generates the SP in synchronization with the output of the FFT circuit 25, and its output is supplied to the second input terminal of the complex divider 3654. This complex divider 3604 converts SP included in the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal into a pilot generation circuit 36 supplied to the second input terminal. The transmission path characteristics acting on the SP are calculated by dividing by the regular SP output from 03. The output is supplied to the output of the memory 366 and selectively to the first input terminal of the complex multiplier 362 by the switch (SW) 365.
一方、 位相平均回路 2 9 の 出力 は補正べク ト ル算 出回路 On the other hand, the output of the phase averaging circuit 29 is the correction vector calculation circuit.
( e j " 3 6 0 1 に供給される。 この補正ベク トル算出回路 3 6 0 1 は、 位相平均回路 2 9 の出力を位相角 と し、 振幅が
1 である複素べク ト ルを算出する も ので、 その算出結果は複 素乗算器 3 6 0 2 の第 2 の入力端に供給 される。 スィ ッ チ 3 6 0 5 は、 複素除算器 3 6 0 4 の出力が S P に対応 している 場合 ( 1 つのサブキ ヤ リ ア に着 目 する と 4 シンボル中 1 シン ボル) には複素除算器 3 6 0 4 の出力を選択 し、 その他の場 合 (同 じ く 4 シンボル中 3 シンボル) にはメ モ リ 3 6 0 6 の 出力を選択して出力する。 (ej "3601. The correction vector calculation circuit 3601 uses the output of the phase averaging circuit 29 as the phase angle, and the amplitude is Since the complex vector which is 1 is calculated, the calculation result is supplied to the second input terminal of the complex multiplier 3602. Sweep rate pitch 3 6 0 5, complex divider 3 6 0 4 outputs are complex divider if correspond to SP (1 single subkey Ya Li A to wear eye to the 4 1 symbols in the symbol) Select the output of 366, otherwise select the output of memory 366 and output it in other cases (similarly, 3 out of 4 symbols).
複素乗算器 3 6 0 2 は、 第 1 の入力端か らス ィ ッ チ 3 6 0 5 によ り 選択的に供給される複素除算器 3 6 0 4 の出力ま た はメ モ リ 3 6 0 6 の出力 と 、 第 2 の入力端に供給 される補正 ベク ト ル算出回路 3 6 0 1 の出力 と を乗算する も ので、 そ の 演算結果はフ ィ ルタ 回路 3 6 0 7 に供給 される と 共にメ モ リ 3 6 0 6 に も供給される 。 こ の メ モ リ 3 6 0 6 は複素乗算器 3 6 0 2 の出力を 4 シンボル期間 (着 目 したサブキ ヤ リ ア で 次の S P が伝送されて く る ま で) 保持する。 これ らの動作に よ り 、 S P を伝送するサブキャ リ ア ( 3 サブキャ リ ア中 1 サ ブキ ヤ リ ア) に作用する伝送路特性に C P E の補正を施すこ と ができ る。 The complex multiplier 3602 is the output or the memory 36 of the complex divider 3604 selectively supplied by the switch 365 from the first input terminal. The result of the calculation is supplied to the filter circuit 3607 by multiplying the output of the correction vector calculation circuit 36 and the output of the correction vector calculation circuit 3601 supplied to the second input terminal. Is also supplied to the memory 366. This memory 3606 holds the output of the complex multiplier 3602 for 4 symbol periods (until the next SP is transmitted in the subcarrier of interest). By these operations, CPE can be corrected for the transmission path characteristics acting on the subcarrier that transmits SP (1 subcarrier out of 3 subcarriers).
フ ィ ルタ 回路 3 6 0 7 は、 複素乗算器 3 6 0 2 の出力を周 波数 (サブキャ リ ア) 方向に内挿 し、 全サブキャ リ ア に作用 する伝送路特性 ( C P E を補正 した も の) を求め る も ので、 その出力は複素除算器 3 6 0 8 の第 2 の入力端に供給される。 こ の複素除算器 3 6 0 8 は、 第 1 の入力端に供給 される F F T回路 2 5 の出力を、 第 2 の入力端に供給 される フ ィ ルタ 回 路 3 6 0 7 の出力で除算する こ と に よ り 、 ? 丁回路 2 5 の
出力を同期検波する ものである。 その出力はデマ ッ ピング回 路 3 6 0 9 に供給される。 このデマ ッ ピング回路 3 6 0 9 は、 複素除算器 3 6 0 8 の出力を変調方式に応 じてデマ ッ ピング する こ と によ り データ信号を復元する ものである。 The filter circuit 3607 interpolates the output of the complex multiplier 3602 in the frequency (subcarrier) direction, and corrects the transmission path characteristics (CPE corrected) acting on all subcarriers. ), The output of which is supplied to the second input of the complex divider 3608. This complex divider 36608 divides the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the output of the filter circuit 3607 supplied to the second input terminal. What do you do? Ding circuit 2 5 The output is synchronously detected. The output is supplied to a demapping circuit 3609. The demapping circuit 3609 restores the data signal by demapping the output of the complex divider 3658 according to the modulation method.
図 1 8 は、 図 1 6 における検波回路 3 6 の、 差動検波を前 提とする変調方式に対応 した構成例を示すものである。 この 検波回路 3 6 では、 F F T回路 2 5 の出力が 1 シンボル期間 遅延回路 3 6 1 0 と複素除算器 3 6 1 1 の第 1 の入力端 と に 供給 される よ う になつてレ、る。 1 シンボル期間遅延回路 3 6 1 0 は、 F F T回路 2 5 の出力を 1 シンボル期間だけ遅延す る ものであ り 、 その出力は複素乗算器 3 6 0 2 の第 1 の入力 端に供給される。 一方、 位相平均回路 2 9 の出力は補正べク トル算出回路 ( e j Φ ) 3 6 0 1 に供給される。 FIG. 18 shows a configuration example of the detection circuit 36 in FIG. 16 corresponding to a modulation method based on differential detection. In the detection circuit 36, the output of the FFT circuit 25 is supplied to the one-symbol period delay circuit 3610 and the first input terminal of the complex divider 3611. . The one-symbol period delay circuit 3610 delays the output of the FFT circuit 25 by one symbol period, and the output is supplied to the first input terminal of the complex multiplier 3602 . On the other hand, the output of the phase averaging circuit 29 is supplied to a correction vector calculation circuit (ej Φ) 3601.
この補正べク トル算出回路 3 6 0 1 は、 位相平均回路 2 9 の出力を位相角 と し、 振幅が 1 である複素ベタ トルを算出す る もので、 その算出結果は複素乗算器 3 6 0 2 の第 2 の入力 端に供給される。 こ の複素乗算器 3 6 0 2 は、 第 1 の入力端 に供給される 1 シンボル期間遅延回路 3 6 1 0 の出力 と 、 第 2 の入力端に供給される補正べク トル算出回路 3 6 0 1 の出 力 と を乗算する こ と によ り 、 1 シンポル期間前の信号に C P Eの補正を施すもので、 その演算結果は複素除算器 3 6 1 1 の第 2 の入力端に供給される。 The correction vector calculation circuit 3601 uses the output of the phase averaging circuit 29 as a phase angle and calculates a complex vector having an amplitude of 1, and the calculation result is a complex multiplier 36 0 2 is supplied to the second input. The complex multiplier 3602 is provided with a one-symbol period delay circuit 3601 supplied to the first input terminal and a correction vector calculation circuit 36 supplied to the second input terminal. 0 The output of 1 is multiplied by to perform CPE correction on the signal one symbol period earlier, and the operation result is supplied to the second input terminal of the complex divider 3611. You.
この複素除算器 3 6 1 1 は、 第 1 の入力端に供給 される F F T回路 2 5 の出力を、 第 2 の入力端に供給される複素乗算 器 3 6 0 2 の出力で除算する こ と に よ り 、 ? 丁回路 2 5 の
出力を差動検波する も のであ り 、 その出力はデマ ッ ピ ン グ回 路 3 6 1 2 に供給される。 こ のデマ ッ ピング回路 3 6 1 2 は、 複素除算器 3 6 1 1 の出力を変調方式に応 じてデマ ッ ピ ン グ する こ と によ りデータ信号を復元する ものである。 The complex divider 3611 divides the output of the FFT circuit 25 supplied to the first input terminal by the output of the complex multiplier 3652 supplied to the second input terminal. According to? Ding circuit 2 5 The output is differentially detected, and the output is supplied to the demapping circuit 3612. This demapping circuit 3612 restores the data signal by demapping the output of the complex divider 3611 according to the modulation method.
以上の構成によ り 、 本実施の形態によれば、 第 1 の実施の 形態における位相変動補正回路 3 0 と検波回路 3 1 の処理の 一部を共用できるので、 回路規模を削減する こ とができ る。 With the above configuration, according to the present embodiment, a part of the processing of the phase fluctuation correction circuit 30 and the detection circuit 31 in the first embodiment can be shared, so that the circuit scale can be reduced. Can be done.
(第 6 の実施の形態) (Sixth embodiment)
図 1 9 は、 本発明の第 6 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 1 9 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付して示す。 また、 同 図においても、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク ロ ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略 する。 FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the sixth embodiment of the present invention. In FIG. 19, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrows represent complex signals, the thin arrows represent real signals, and general control signals such as clocks necessary for the operation of each component are shown in FIG. Omit it to avoid complicating the explanation.
図 1 9 に示す O F D M信号復調装置は、 図 5 における相関 算出回路 2 7 と位相平均回路 2 9 と の処理をと も に相関回路 3 7 で実行する よ う にしたものである。 In the OFDM signal demodulation device shown in FIG. 19, the processing of the correlation calculation circuit 27 and the phase averaging circuit 29 in FIG. 5 is performed by the correlation circuit 37 together.
図 2 0 は、 図 1 9 における相関回路 3 7 の構成例であ り 、 差動検波回路 2 6 の出力はシフ ト レジス タ 3 7 1 に供給され る。 こ のシ フ ト レジス タ 3 7 1 は、 C P を伝送する サブキ ヤ リ アの配置に対応 した複数のタ ップ出力を備え、 それらのタ ップ出力は総和回路 3 7 2 の入力端に供給される。 こ の総和 回路 3 7 2 はシフ ト レジス タ 3 7 1 のタ ップ出力の総和を演 算する もので、 その演算結果は電力算出回路 3 7 3 と位相算
出回路 ( t a n — 1 ) 3 7 4 と に供給される。 FIG. 20 shows an example of the configuration of the correlation circuit 37 in FIG. 19. The output of the differential detection circuit 26 is supplied to a shift register 371. This shift register 3771 has a plurality of tap outputs corresponding to the arrangement of the subcarriers for transmitting the CP, and the tap outputs are connected to the input terminal of the summing circuit 3772. Supplied. This summing circuit 372 calculates the sum of the tap outputs of the shift register 371, and the calculation result is calculated by the power calculating circuit 373 and the phase calculation. Output circuit (tan- 1 ) 3 7 4
電力算出回路 3 7 3 は総和回路 3 7 2 の出力の電力を算出 する もので、 その算出結果は相関算出回路 3 7 の第 1 の出力 と して広帯域キヤ リ ァ周波数誤差算出回路 2 8 に供給される。 一方、 位相算出回路 3 7 4 は総和回路 3 7 2 の出力の位相を 算出する もので、 その算出結果は相関算出回路 3 7 の第 2 の 出力 と して位相変動補正回路 3 0 の第 2 の入力端に供給され る。 The power calculation circuit 373 calculates the power of the output of the summation circuit 372, and the calculation result is sent to the wideband carrier frequency error calculation circuit 288 as the first output of the correlation calculation circuit 377. Supplied. On the other hand, the phase calculation circuit 37 4 calculates the phase of the output of the summation circuit 37 2, and the calculation result is used as the second output of the correlation calculation circuit 37 2 Is supplied to the input terminal of.
こ こ で、 キャ リ ア周波数が同期する と 、 シフ ト レジス タ 3 7 1 のタ ップ出力には C P を伝送するサブキヤ リ アが出力 さ れるので、 総和回路 3 7 2 の出力は C P を伝送するサブキヤ リ アのシンボル間の変動をシンボル内で平均化 したもの と な る。 Here, when the carrier frequency is synchronized, a subcarrier for transmitting the CP is output to the tap output of the shift register 371, so that the output of the summing circuit 3772 outputs the CP. The variation between symbols of the subcarrier to be transmitted is averaged within the symbol.
以上の構成によ り 、 本実施の形態によれば、 第 1 の実施の 形態における相関算出回路 2 7 と位相平均回路 2 9 の処理の 一部を共用できるので、 回路規模を削減する こ とができ る。 With the above configuration, according to the present embodiment, a part of the processing of the correlation calculation circuit 27 and the processing of the phase averaging circuit 29 in the first embodiment can be shared, so that the circuit scale can be reduced. Can be done.
(第 7の実施の形態) (Seventh embodiment)
図 2 1 は、 本発明の第 7 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 2 1 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付して示す。 また、 同 図においても、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク 口 ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略 する。 FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the seventh embodiment of the present invention. In FIG. 21, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in the same figure, the bold arrows represent complex signals, the thin arrows represent real signals, and general control signals such as quads necessary for the operation of each component are represented by arrows. Omit it to avoid complicating the explanation.
図 2 1 に示す O F D M信号復調装置は、 T P S を用いてキ
ャ リ ア周波数同期及び C P E 除去を行 う も のであ り 、 第 1 の 実施の形態に対 して、 べき乗回路 3 8 と係数器 3 9 と を追加 したもの と なっ ている。 The OFDM signal demodulator shown in Fig. 21 uses a keypad using TPS. It performs carrier frequency synchronization and CPE elimination, and is configured such that a power circuit 38 and a coefficient unit 39 are added to the first embodiment.
こ こ で、 べき乗回路 3 8 は、 差動検波回路 2 6 が出力する 各々 のサブキヤ リ ァ に対応 した複素べク トルの 2 乗を算出す る も ので、 そ の演算結果は相関算出回路 2 7 と位相平均回路 Here, the exponentiation circuit 38 calculates the square of the complex vector corresponding to each subcarrier output from the differential detection circuit 26, and the calculation result is calculated by the correlation calculation circuit 2. 7 and phase averaging circuit
2 9 と に供給される。 こ の 2 乗演算は、 T P S がシンボル間 の差動 2相 P S K変調 されている こ と に起因する位相変動の 1 8 0度の不確定性を解消する。 2 9 and supplied to. This squaring eliminates the 180 degree uncertainty of the phase variation due to TPS being subjected to differential two-phase PSK modulation between symbols.
相関算出回路 2 7 は、 べき乗回路 3 8 の出力 と 、 C P を伝 送するサブキヤ リ ァ及び T P S を伝送するサブキヤ リ ァの内、 少な く と も一方の配置情報 と の相関値を算出する も ので、 そ の相関値は広帯域キ ヤ リ ア周波数誤差算出回路 2 8 に供給 さ れる。 位相平均回路 2 9 は、 C P及び T P S の内、 少な く と も一方に対応 したべき乗回路 3 8 の出力の位相をシンボル内 で平均化する こ と に よ り 、 C P E を推定する も の で、 その出 力は係数器 3 9 に供給される。 係数器 3 9 は、 べき乗回路 3 8 によ って 2倍になっ たシンボル間の位相変動を 1 / 2 倍す る こ と によ り 補正する も ので、 その出力は位相変動補正回路 The correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the exponentiation circuit 38 and at least one arrangement information of the subcarrier transmitting the CP and the subcarrier transmitting the TPS. Therefore, the correlation value is supplied to the wideband carrier frequency error calculation circuit 28. The phase averaging circuit 29 estimates the CPE by averaging the phase of the output of the exponentiation circuit 38 corresponding to at least one of the CP and the TPS in the symbol. The output is supplied to a coefficient unit 39. The coefficient unit 39 corrects by halving the phase fluctuation between symbols doubled by the exponentiation circuit 38.
3 0 の第 2 の入力端に供給される。 30 is supplied to the second input.
一般的には、 T P S が m相 P S K変調 ( mは 自然数) され ている場合、 べき乗回路 3 8 は、 差動検波回路 2 6 が出力す る各々 のサブキ ヤ リ アに対応 した複素べク ト ルの m乗を算出 し、 係数器 3 9 は、 位相平均回路 2 9 の出力を l Z m倍する。 以上の構成によ り 、 本実施の形態においては、 C P に加え
て T P S を用いてサブキヤ リ ア間隔単位のキヤ リ ア周波数誤 差及びシンボル間の位相変動を算出 し補正する よ う に してい るので、 第 1 の実施の形態に比べ雑音の影響によ る誤差を低 減する こ と ができ る。 Generally, when the TPS is m-phase PSK modulated (m is a natural number), the exponentiation circuit 38 generates a complex vector corresponding to each subcarrier output by the differential detection circuit 26. The coefficient unit 39 multiplies the output of the phase averaging circuit 29 by lZm. With the above configuration, in this embodiment, in addition to CP, Thus, the carrier frequency error and sub-symbol phase variation in subcarrier intervals are calculated and corrected using the TPS, so that noise is more affected than in the first embodiment. The error can be reduced.
(第 8 の実施の形態) (Eighth embodiment)
図 2 2 は、 本発明の第 8 の実施の形態における O F D M信 号復調装置の構成を示すブロ ッ ク 図である。 尚、 図 2 2 にお いて、 図 5 と 同一部分には同一符号を付 して示す。 ま た、 同 図において も 、 太線の矢印は複素数信号を表わ し、 細線の矢 印は実数信号を表わ し、 各構成要素の動作に必要なク ロ ッ ク 等の一般的な制御信号は、 説明が繁雑にな らないよ う に省略 する。 FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation device according to the eighth embodiment of the present invention. In FIG. 22, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Also in this figure, the bold arrow represents a complex signal, the thin arrow represents a real signal, and general control signals such as clocks required for the operation of each component. Is omitted so as not to complicate the explanation.
図 2 2 に示す O F D M信号復調装置は、 T P S を用いてキ ャ リ ア周波数同期及び C P E 除去を行 う も のであ り 、 第 1 の 実施の形態に対 して、 べき乗回路 3 8 と べク トル回転回路 4 0 と を追カ卩 したものである。 The OFDM signal demodulation device shown in FIG. 22 performs carrier frequency synchronization and CPE removal using TPS. In contrast to the first embodiment, a power circuit 38 and a vector This is the result of adding a tor rotation circuit 40 and.
こ こで、 べき乗回路 3 8 は、 差動検波回路 2 6 が出力する 各々 のサブキヤ リ アに対応 した複素べク トルの 2 乗を算出す る もので、 その演算結果は相関算出回路 2 7 に供給される。 この 2 乗演算は、 T P S がシンボル間の差動 2 相 P S K変調 されている こ と に起因する位相変動の 1 8 0 度の不確定性を 解消する。 相関算出回路 2 7 は、 べき乗回路 3 8 の出力 と 、 C P を伝送するサブキヤ リ ァ及び T P S を伝送するサブキヤ リ アの内、 少な く と も一方の配置情報と の相関値を算出する もので、 その相関値は広帯域キャ リ ア周波数誤差算出回路 2
8 に供給される。 Here, the exponentiation circuit 38 calculates the square of the complex vector corresponding to each subcarrier output from the differential detection circuit 26, and the calculation result is a correlation calculation circuit 27 Supplied to This squaring operation eliminates the 180 degree uncertainty of the phase variation due to the differential two-phase PSK modulation between the TPS symbols. The correlation calculation circuit 27 calculates a correlation value between the output of the exponentiation circuit 38 and at least one of the arrangement information of the subcarrier transmitting the CP and the subcarrier transmitting the TPS. The correlation value is calculated by the wideband carrier frequency error calculation circuit 2. Supplied to 8.
一方、 ベク ト ル回転回路 4 0 は、 差動検波回路 2 6 の出力 が、 虚軸によ り 分割 された複素平面領域のいずれの領域に含 まれる かを判定し、 その判定結果に応 じて差動検波回路 2 6 の出力複素べク トルを π だけ回転 し、 回転後の位相が常に同 じ領域に含まれる よ う にする こ と に よ り 、 T P S がシ ンボル 間の差動 2 相 P S Κ変調 されている こ と に起因する位相変動 の 1 8 0 度の不確定性を解消する も のであ り 、 その出力は位 相平均回路 2 9 に供給される。 位相平均回路 2 9 は、 C Ρ及 び T P S の内、 少な く と も一方に対応 したべク ト ル回転回路 4 0 の出力の位相をシンボル内で平均化する こ と によ り 、 C Ρ Ε を推定する も ので、 その出力は位相変動補正回路 3 0 の 第 2 の入力端に供給される。 On the other hand, the vector rotation circuit 40 determines which region of the complex plane region divided by the imaginary axis contains the output of the differential detection circuit 26, and responds to the determination result. By rotating the output complex vector of the differential detection circuit 26 by π, so that the phase after rotation is always included in the same region, the TPS is the differential between the symbols. This eliminates the 180 degree uncertainty of the phase fluctuation caused by the two-phase PS Κ modulation, and the output is supplied to the phase averaging circuit 29. The phase averaging circuit 29 averages the phase of the output of the vector rotation circuit 40 corresponding to at least one of C C and TPS in the symbol, thereby obtaining C Ρ and TPS. The output thereof is supplied to the second input terminal of the phase fluctuation correction circuit 30 for estimating Ε.
一般的には、 T P S が m相 P S Κ変調 ( mは 自然数) され てい る場合、 ベク ト ル回転回路 4 0 は、 差動検波回路 2 6 の 出力が、 位相によ り m個に分割 された複素平面領域のいずれ の領域に含まれる かを判定 し、 その判定結果に応 じて差動検 波回路 2 6 の出力複素べク トルを 2 π Ζ ηιの整数倍だけ回転 する こ と に よ り 、 回転後の位相が常に同 じ領域に含まれる よ う にする。 Generally, when the TPS is m-phase PS Κ modulated (m is a natural number), the vector rotation circuit 40 divides the output of the differential detection circuit 26 into m pieces by phase. In this case, it is determined which region is included in the complex plane region, and according to the result of the determination, the output complex vector of the differential detection circuit 26 is rotated by an integral multiple of 2πΖηι. Therefore, the phase after rotation is always included in the same region.
以上の構成によ り 、 本実施の形態において も 、 第 7 の実施 の形態 と 同様に、 C Ρ に加えて T P S を用いてサブキヤ リ ア 間隔単位のキヤ リ ァ周波数誤差及びシンボル間の位相変動を 算出 し補正する よ う に しているので、 第 1 の実施の形態に比 ベ雑音の影響によ る誤差を低減する こ と ができ る。
尚、 本発明の実施の形態において、 相関算出回路 2 7 及び 3 7 内部の電力算出は、 振幅や、 実部及び虚部の振幅の和な ど、 信号の大き さ を算出する も のであればよい。 With the above configuration, also in the present embodiment, similarly to the seventh embodiment, the carrier frequency error and the inter-symbol phase variation in subcarrier interval units using TPS in addition to C Ρ Is calculated and corrected, the error due to the influence of noise can be reduced compared to the first embodiment. In the embodiment of the present invention, the calculation of the power inside the correlation calculation circuits 27 and 37 is based on the calculation of the magnitude of the signal such as the amplitude and the sum of the amplitudes of the real part and the imaginary part. Good.
また、 本発明の実施の形態において、 位相平均回路 2 9 は、 C P及び T P S の内、 少な く と も一方に対応 した差動検波回 路 2 6 あるいはべク トル回転回路 4 0 の出力複素べク ト ルを、 シンボル内で平均化 し、 その位相を算出する こ と によ り 、 C P E を近似する構成であって も よい。 Further, in the embodiment of the present invention, the phase averaging circuit 29 is configured to output the complex output of the differential detection circuit 26 or the vector rotation circuit 40 corresponding to at least one of CP and TPS. The configuration may be such that the CPE is approximated by averaging the vectors within the symbols and calculating the phase.
また、 本発明の実施の形態において、 広帯域キャ リ ア周波 数誤差算出回路 2 8 は、 相関算出回路 2 7 の出力 に基づいて キャ リ ア周波数の同期状態を判定 し、 同期状態にある場合に はサブキヤ リ ァ間隔単位のキヤ リ ァ周波数誤差信号の出力を 停止する も の と し、 その同期判定に前方及ぴ後方に対する保 護機能を も たせれば、 雑音やフ ェ ー ジング等の影響に よ る誤 動作を防ぐこ と ができ る。 Further, in the embodiment of the present invention, the wideband carrier frequency error calculation circuit 28 determines the synchronization state of the carrier frequency based on the output of the correlation calculation circuit 27, and when the synchronization state exists, Shall stop the output of the carrier frequency error signal in the subcarrier interval unit, and if the synchronization judgment is provided with a protection function for the front and rear sides, the effects of noise and fading etc. This can prevent erroneous operation due to the error.
さ ら に、 以上の説明では、 D V B — T規格の 2 k モー ドを 例に と っ て説明 したが、 第 1 乃至 8 の実施の形態では、 毎シ ンボル同 じ周波数に配置 さ れたサブキヤ リ ァ の集合を毎シ ン ボル同 じ位相で変調 した信号を伝送する よ う な伝送方式であ ればよ く 、 第 7 乃至 8 の実施の形態では、 毎シンボル同 じ周 波数に配置 されたサブキ ヤ リ ァ の集合を m相 P S K変調 ( m は自然数) した信号を伝送する よ う な伝送方式であればよい こ と はレ、 う までもない。 産業上の利用可能性
3フ Further, in the above description, the 2k mode of the DVB-T standard has been described as an example. However, in the first to eighth embodiments, subcarriers arranged at the same frequency for each symbol are used. It is sufficient if the transmission method is such as to transmit a signal obtained by modulating a set of relays with the same phase for each symbol. In the seventh to eighth embodiments, the signals are arranged at the same frequency for each symbol. It goes without saying that any transmission method that transmits a signal obtained by subjecting a set of subcarriers to m-phase PSK modulation (m is a natural number) may be used. Industrial applicability 3f
以上の よ う に本発明に よ る O F D M信号復調装置は、 毎シ ンボル同 じ周波数に配置 されたパイ 口 ッ ト信号を用いてサブ キャ リ ア間隔単位の周波数誤差を算出する こ と に よ り 、 従来 例に比べ周波数同期の引き込み時間を短縮する こ と ができ る。 As described above, the OFDM signal demodulation device according to the present invention calculates a frequency error in subcarrier interval units using pilot signals arranged at the same frequency for each symbol. As a result, the frequency synchronization pull-in time can be reduced as compared with the conventional example.
また、 毎シンボル同 じ周波数に配置 されたパイ ロ ッ ト信号 を用いてシンボル間の位相変動を算出 して補正する こ と に よ り 、 チューナの位相雑音等に よ る C P E の影響を除去する こ と ができ る。 In addition, the effect of CPE caused by tuner phase noise, etc., is eliminated by calculating and correcting phase fluctuation between symbols using pilot signals arranged at the same frequency for each symbol. be able to.
この よ う に本発明 によれば、 周波数同期の引 き込み時間が よ り 短縮 され、 かつチュ ーナの位相雑音等によ る C P E の影 響を除去する こ と のでき る O F D M信号復調装置を提供する こ と ができ る。
As described above, according to the present invention, an OFDM signal demodulation apparatus capable of further shortening the frequency synchronization pull-in time and removing the influence of CPE due to tuner phase noise and the like. Can be provided.
Claims
( 1 ) 毎シンボル同 じ周波数に配置 された第 1 のパイ 口 ッ ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であつ て、 (1) An apparatus for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including a first pilot signal arranged at the same frequency for each symbol,
前記直交周波数分割多重信号を フー リ エ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フー リ エ変換手段と 、 Fourier transform means for transforming the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal by performing Fourier transform;
前記フー リ ェ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段と 、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の配置情報と 、 前記差動検波手 段の出力 と の相関を算出する相関算出手段と 、 By performing an inter-symbol differential detection of the output of the Fourier transform means, a differential detection means for calculating inter-symbol fluctuations, the first pilot signal arrangement information, and the difference Correlation calculating means for calculating a correlation with the output of the dynamic detection means,
前記相関算出手段の出力の ピーク位置を検出する こ と に よ り 、 サブキ ャ リ ア間隔単位のキ ャ リ ア周波数誤差を推定する 広帯域キヤ リ ア周波数誤差算出手段と 、 A broadband carrier frequency error calculating means for estimating a carrier frequency error in subcarrier interval units by detecting a peak position of an output of the correlation calculating means;
前記広帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差算出手段の出力に基づいて、 キ ヤ リ ァ周波数を補正する広帯域キ ヤ リ ァ周波数補正手段 と を具備する こ と を特徴と する 直交周波数分割多重信号復調装 置。 An orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device, comprising: a wideband carrier frequency correction unit for correcting a carrier frequency based on an output of the wideband carrier frequency error calculation unit. .
( 2 ) 毎シ ンボル同 じ周波数に配置 された第 1 のパイ 口 ッ ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であ つて、 (2) A device for demodulating an orthogonal frequency division multiplex signal including a first pilot signal arranged at the same frequency for each symbol,
前記直交周波数分割多重信号を フ ー リ ェ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フー リ エ変換手段と 、 Fourier transform means for transforming the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal by Fourier transforming the orthogonal frequency division multiplexed signal;
前記フー リ ェ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段と 、 前記第 1 のパイ 口 ッ ト信号に対応 した前記差動検波手段の
出力の位相を、 シンボル内で平均化する こ と に よ り 、 全サブ キヤ リ ァに共通な位相変動を推定する位相平均手段と 、 Differential detection means for calculating inter-symbol fluctuations by inter-symbol differential detection of the output of the Fourier transform means; and the differential detection means corresponding to the first pilot signal. Of means A phase averaging means for estimating a phase variation common to all subcarriers by averaging the output phase within a symbol;
前記位相平均手段の出力か ら シンボル毎の補正べク トルを 算出 し、 前記補正べク トルに基づいて、 全サブキャ リ ア に共 通な位相変動を補正する位相変動補正手段 と を具備する こ と を特徴とする直交周波数分割多重信号復調装置。 A phase variation correction unit that calculates a correction vector for each symbol from an output of the phase averaging unit, and corrects a phase variation common to all subcarriers based on the correction vector. An orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device characterized by:
( 3 ) 毎シ ンボル同 じ周波数に配置 された第 1 のパイ 口 ッ ト信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であ つて 、 (3) A device for demodulating an orthogonal frequency division multiplexed signal including a first pilot signal arranged at the same frequency for each symbol,
前記直交周波数分割多重信号をフー リ ェ変換する こ と に よ り 、 周波数軸信号に変換する フ一 リ エ変換手段と 、 Fourier transform means for transforming the orthogonal frequency division multiplexed signal into a frequency axis signal by Fourier transforming the orthogonal frequency division multiplexed signal;
前記フー リ エ変換手段の出力をシンボル間差動検波する こ と によ り 、 シンボル間の変動を算出する差動検波手段と 、 前記第 1 のパイ 口 ッ ト信号の配置情報と 、 前記差動検波手 段の出力 と の相関を算出する相関算出手段と 、 By performing inter-symbol differential detection on the output of the Fourier transform means, a differential detection means for calculating inter-symbol fluctuations, the first pilot signal arrangement information, and the difference Correlation calculating means for calculating a correlation with the output of the dynamic detection means,
前記相関算出手段の出力の ピーク 位置を検出する こ と に よ り 、 サブキ ヤ リ ア間隔単位のキ ヤ リ ア周波数誤差を推定する 広帯域キ ャ リ ア周波数誤差算出手段と 、 A wideband carrier frequency error calculating means for estimating a carrier frequency error in subcarrier interval units by detecting a peak position of an output of the correlation calculating means;
前記広帯域キヤ リ ア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、 キヤ リ ァ周波数を補正する広帯域キヤ リ ァ周波数補正手段と 、 前記第 1 のパイ 口 ッ ト信号に対応 した前記差動検波手段の 出力の位相を、 シ ンボル内で平均化する こ と に よ り 、 全サブ キヤ リ アに共通な位相変動を推定する位相平均手段と 、 A wideband carrier frequency correction means for correcting a carrier frequency based on an output of the wideband carrier frequency error calculation means; and an output of the differential detection means corresponding to the first pilot signal. A phase averaging means for estimating a phase variation common to all subcarriers by averaging the phase of the
前記位相平均手段の出力か ら シ ンボル毎の補正べク トルを 算出 し、 前記補正べク トルに基づいて、 全サブキャ リ アに共
通な位相変動を捕正する位相変動補正手段と を具備する こ と を特徴とする直交周波数分割多重信号復調装置。 A correction vector for each symbol is calculated from the output of the phase averaging means, and based on the correction vector, is applied to all subcarriers. An orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device, comprising: a phase variation correction means for correcting a common phase variation.
( 4 ) 前記相関算出手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号 の 2値信号による配置情報と 、 前記差動検波手段から出力 さ れる複素べク トル信号との相関の大き さ を算出する こ と を特 徴とする請求項 1 、 3 のいずれかに記載の直交周波数分割多 重信号復調装置。 (4) The correlation calculation means calculates the magnitude of the correlation between the arrangement information of the first pilot signal based on the binary signal and the complex vector signal output from the differential detection means. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to any one of claims 1 and 3, characterized by this.
( 5 ) 前記相関算出手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号 の 2値信号による配置情報と 、 前記差動検波手段の出力をシ ンボル方向に平均化した複素数信号と の相関の大き さ を算出 する こ と を特徴とする請求項 1 、 3 のいずれかに記載の直交 周波数分割多重信号復調装置。 (5) The correlation calculation means is a correlation magnitude between arrangement information of the first pilot signal based on a binary signal and a complex signal obtained by averaging the output of the differential detection means in a symbol direction. The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device according to claim 1, wherein the orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device is calculated.
( 6 ) 前記相関算出手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号 の 2値信号による配置情報と 、 前記差動検波手段の出力をシ ンボル方向に平均化した実数信号の大き さ との相関を算出す る こ と を特徴とする請求項 1 、 3 のいずれかに記載の直交周 波数分割多重信号復調装置。 (6) The correlation calculating means is configured to determine a correlation between the arrangement information of the first pilot signal based on a binary signal and a magnitude of a real number signal obtained by averaging outputs of the differential detection means in a symbol direction. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to any one of claims 1 and 3, characterized in that:
( 7 ) 前記相関算出手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号 の 2値信号による配置情報と 、 前記差動検波手段の出力をシ ンボル方向に平均化した信号の大き さ を所定の閾値と大小比 較し 2値化した信号との相関を算出する こ と を特徴とする請 求項 1 、 3 のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調 装置。 (7) The correlation calculating means is configured to determine, by a predetermined threshold value, the arrangement information of the first pilot signal by a binary signal and the magnitude of the signal obtained by averaging the output of the differential detection means in the symbol direction. The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulator according to any one of claims 1 and 3, wherein a correlation between the signal and a binarized signal is calculated by comparing the signal with a magnitude of the signal.
( 8 ) 前記相関算出手段は、 前記閾値を受信信号の大き さによ り制御する こ と を特徴とする請求項 7記載の直交周波
数分割多重信号復調装置。 (8) The quadrature frequency according to claim 7, wherein the correlation calculation unit controls the threshold value according to a magnitude of a received signal. Number division multiplex signal demodulation device.
( 9 ) 前記広帯域キャ リ ア周波数補正手段は、 前記広帯 域キャ リ ア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、 伝送路か ら入力 される直交周波数分割多重信号の帯域変換を行 う チュ ーナの局部発振周波数を制御する こ と を特徴とする請求項 1、 3 のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 (9) The wideband carrier frequency correction means performs a band conversion of the orthogonal frequency division multiplexed signal input from the transmission path based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. 4. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to claim 1, wherein the local oscillation frequency is controlled.
( 1 0 ) 前記広帯域キャ リ ア周波数補正手段は、 前記広 帯域キ ヤ リ ァ周波数誤差算出手段の出力 に基づいて、 ベース バン ド直交周波数分割多重を直交復調する 直交復調手段の局 部発振周波数を制御する こ と を特徴 とする請求項 1 、 3 のい ずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 (10) The wideband carrier frequency correction means, based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means, performs orthogonal demodulation of baseband orthogonal frequency division multiplexing. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to any one of claims 1 and 3, wherein the demodulator is controlled.
( 1 1 ) 前記広帯域キャ リ ア周波数補正手段は、 前記広 帯域キヤ リ ァ周波数誤差算出手段の出力に基づいて補正キヤ リ ア を生成 し、 こ の補正キ ャ リ ア を前記フー リ エ変換手段の 入力信号に乗 じる こ と を特徴 とする請求項 1 、 3 のいずれか に記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 (11) The wideband carrier frequency correction means generates a correction carrier based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means, and converts the correction carrier to the Fourier transform. 4. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to claim 1, wherein the signal is multiplied by an input signal of the means.
( 1 2 ) 前記広帯域キ ャ リ ア周波数補正手段は、 前記広 帯域キャ リ ア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、 前記フ 一リ エ変換手段の出力信号を周波数方向にシフ トする と共に、 ガー ド期間長に依存 して発生する シンボル間の位相回転を補 正する こ と を特徴 と する請求項 1 記載の直交周波数分割多重 信号復調装置。 (12) The wideband carrier frequency correction means shifts the output signal of the Fourier transform means in the frequency direction based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means, 2. The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulator according to claim 1, wherein a phase rotation between symbols generated depending on a guard period length is corrected.
( 1 3 ) 前記広帯域キ ャ リ ア周波数補正手段は、 前記広 帯域キャ リ ア周波数誤差算出手段の出力 に基づいて、 前記フ 一リ エ変換手段の出力信号を周波数方向にシフ トする こ と を
特徴とする請求項 3 記載の直交周波数分割多重信号復調装置。(13) The wideband carrier frequency correction means shifts the output signal of the Fourier transform means in the frequency direction based on the output of the wideband carrier frequency error calculation means. To The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device according to claim 3, wherein:
( 1 4 ) 前記位相変動補正手段は、 前記フー リ エ変換手 段の出力を各々 のサブキヤ リ ァの変調方式に応 じて検波する 検波手段に組み込まれ、 その検波 と 同時に前記補正べク トル 算出手段の出力に基づいて、 全サブキャ リ アに共通な位相変 動を補正する こ と を特徴 と する請求項 2 、 3 のいずれかに記 載の直交周波数分割多重信号復調装置。 (14) The phase variation correction means is incorporated in detection means for detecting the output of the Fourier transform means according to the modulation method of each subcarrier, and the correction vector is simultaneously performed with the detection. 4. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to claim 2, wherein a phase fluctuation common to all subcarriers is corrected based on an output of the calculating means.
( 1 5 ) 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号に加えて、 サブキ ヤ リ ア ー シンボル領域において分散的かつ周期的に配置 された 第 2 のパイ 口 ッ ト信号を伝送する 直交周波数分割多重信号を 復調する装置であって、 (15) In addition to the first pilot signal, an orthogonal frequency division multiplexed signal transmitting a second pilot signal distributed and periodically arranged in a subcarrier symbol area Device for demodulating
前記検波手段は、 前記補正べク トル算出手段の出力に基づ いて、 全サブキヤ リ アに共通な位相変動を補正する と 同時に、 前記第 2 のパイ 口 ッ ト信号を用いて各々 のサブキ ヤ リ ア を同 期検波する こ と を特徴 とする請求項 1 4 記載の直交周波数分 割多重信号復調装置。 The detection means corrects a phase variation common to all the subcarriers based on the output of the correction vector calculation means, and at the same time, uses the second pilot signal to generate each subcarrier. 15. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to claim 14, wherein the rear is synchronously detected.
( 1 6 ) データ信号をシンボル間の差動変調 して伝送す る直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、 (16) An apparatus for demodulating an orthogonal frequency division multiplex signal for transmitting a data signal by performing differential modulation between symbols, and
前記検波手段は、 前記補正べク トル算出手段の出力に基づ いて、 全サブキヤ リ ァに共通な位相変動を補正する と 同時に、 各々 のサブキヤ リ ァ をシンボル間の差動検波する こ と を特徴 とする請求項 1 4 記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 The detection means corrects a phase variation common to all subcarriers based on an output of the correction vector calculation means, and simultaneously performs differential detection between symbols for each subcarrier. The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation device according to claim 14, wherein:
( 1 7 ) 前記位相平均手段は、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信 号に対応した前記差動検波手段の出力複素べク トルを、 シン ボル内で平均化 し、 その位相を算出する こ と に よ り 、 全サブ
キ ヤ リ ァに共通な位相変動を推定する こ と を特徴とする請求 項 2 、 3 のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装 置。 (17) The phase averaging means averages, within a symbol, an output complex vector of the differential detection means corresponding to the first pilot signal, and calculates a phase thereof. And all sub 4. The orthogonal frequency division multiplexing signal demodulation apparatus according to claim 2, wherein a phase variation common to carriers is estimated.
( 1 8 ) 前記相関算出手段は、 前記位相平均手段を包含 し、 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号の 2 値信号によ る配置情報 と 前記差動検波手段か ら出力 される複素べク ト ル信号と の相関 を算出 して前記広帯域キ ヤ リ ア周波数誤差算出手段に供給す る と 共に、 前記相関演算で得 られるべク ト ルの位相角度か ら 全サブキヤ リ アに共通な位相変動を推定 して前記位相変動補 正手段に供給する こ と を特徴 とする請求項 3 記載の直交周波 数分割多重信号復調装置。 (18) The correlation calculating means includes the phase averaging means, and the arrangement information based on the binary signal of the first pilot signal and the complex vector output from the differential detecting means. In addition to calculating the correlation with the toll signal and supplying it to the wideband carrier frequency error calculation means, the phase angle common to all subcarriers is determined from the vector phase angle obtained by the correlation operation. 4. The orthogonal frequency division multiplex signal demodulator according to claim 3, wherein the fluctuation is estimated and supplied to the phase fluctuation correcting means.
( 1 9 ) 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号は、 毎シンボル同 じ 周波数に配置 されたサブキ ヤ リ ァ の集合を毎シンボル同 じ位 相で変調 した信号を含むこ と を特徴 とする請求項 1 乃至 1 8 のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 (19) The first pilot signal includes a signal obtained by modulating a set of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol with the same phase for each symbol. Item 19. The orthogonal frequency division multiplexed signal demodulation device according to any one of Items 1 to 18.
( 2 0 ) 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シンボル同 じ 周波数に配置 さ れたサブキ ヤ リ ァの集合を m相 P S K変調 (20) The first pilot signal is obtained by m-phase PSK modulation of a set of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol.
( mは自然数) した信号を含むと き、 (where m is a natural number)
さ ら に、 前記差動検波手段の出力を m乗 して前記相関算出 手段に供給するべき乗手段を備える こ と を特徴と する請求項 1 、 3 乃至 1 3 、 1 8 のいずれかに記載の直交周波数分割多 重信号復調装置。 The method according to claim 1, further comprising a multiplying unit configured to raise an output of the differential detection unit to the m-th power and to supply the output to the correlation calculation unit. Orthogonal frequency division multiplex signal demodulator.
( 2 1 ) 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シンボル同 じ 周波数に配置 さ れたサブキ ヤ リ ア の集合を m相 P S K変調 (21) The first pilot signal is a m-phase PSK modulated group of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol.
( mは自然数) した信号を含むと き、 さ らに、
前記差動検波手段の出力を m乗 し、 前記位相平均手段に供 給するべき乗手段と, (where m is a natural number) A power means for raising the output of the differential detection means to the power of m,
前記位相平均手段の出力を l Z m倍する係数手段 と を備え る こ と を特徴とする請求項 2 、 3 、 1 4 乃至 1 8 のいずれか に記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 The orthogonal frequency division multiplexed signal demodulator according to any one of claims 2, 3, 14 to 18, further comprising: a coefficient means for multiplying the output of the phase averaging means by lZm.
( 2 2 ) 前記第 1 のパイ ロ ッ ト信号が、 毎シンボル同 じ 周波数に配置 さ れたサブキ ヤ リ ァ の集合を m相 P S K変調 ( mは自然数) した信号を含むと き 、 さ らに、 (22) When the first pilot signal includes a signal obtained by performing m-phase PSK modulation (m is a natural number) on a set of subcarriers arranged at the same frequency for each symbol, To
前記差動検波手段の出力が、 位相によ り m個に分割 された 複素平面領域のいずれの領域に含まれる かを判定 し、 該判定 結果に応 じて前記差動検波手段の出力複素べク トルを 2 π / mの整数倍だけ回転させる こ と に よ り 、 回転後の位相が常に 同 じ領域に含まれる よ う に した後、 前記位相平均手段に供給 するべク トル回転手段を備える こ と を特徴 とする請求項 2 、 3 、 1 4 乃至 1 8 のいずれかに記載の直交周波数分割多重信 号復調装置。
It is determined whether the output of the differential detection means is included in any of the complex plane areas divided into m by phase, and according to the determination result, the output complex of the differential detection means is determined. By rotating the vector by an integral multiple of 2π / m so that the phase after rotation is always included in the same region, the vector rotating means to be supplied to the phase averaging means is used. The orthogonal frequency division multiplexed signal demodulator according to any one of claims 2, 3, 14 to 18, characterized by comprising:
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