WO1998043350A1 - Control device for producing hard turn-on pulses for a gate turn-off thyristor - Google Patents

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WO1998043350A1
WO1998043350A1 PCT/DE1998/000787 DE9800787W WO9843350A1 WO 1998043350 A1 WO1998043350 A1 WO 1998043350A1 DE 9800787 W DE9800787 W DE 9800787W WO 9843350 A1 WO9843350 A1 WO 9843350A1
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control device
circuit
parallel
capacitor
switch
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Application number
PCT/DE1998/000787
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German (de)
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Inventor
Michael Peppel
Gerhard Kratz
Eric Baudelot
Matthias Spitz
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/72—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region
    • H03K17/73—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region for dc voltages or currents

Definitions

  • Control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off
  • the invention relates to a control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off, which has a series circuit consisting of a capacitor with an antiparallel diode, a first inductance and a switching element, and a recharging circuit, this series circuit being electrically parallel to the output connections this control device and this recharging circuit are electrically connected in parallel to the capacitor.
  • GTO Stro rectifier There are several ways to increase the performance of a GTO Stro rectifier, the largest of which is the connection in series of several thyristors that can be switched off, also known as gate turn-off thyristors (GTO thyristors), in terms of system and operating costs Has advantages.
  • GTO thyristors gate turn-off thyristors
  • GTO thyristors Series connection of GTO thyristors places very high demands on the temporal accuracy of the switching processes. It is required that all GTO thyristors connected in series switch, for example, within approximately 200 nsec. This is only achieved with hard control. Hard control means that the gate current has a significantly higher slope and amplitude than with conventional controls. Due to the hard control, the response times of the GTO thyristors and their control are reduced to about a tenth of the value with conventional control. As a result, the series connection of GTO thyristors is feasible without selecting the semiconductors and without adapting or regulating the control unit.
  • a GTO thyristor circuit according to the preamble of claim 1 is known from WO 93/09600.
  • the gate circuit contains the two inductances (line inductance and internal inductance of the GTO thyristor), the capacitance connected in series via a switching element and the first diode antiparallel to it.
  • the values of this capacitance and the first inductance (line inductance) are chosen such that when the capacitance is discharged via the two inductances, the gate current originating from the capacitance in the first quarter oscillation of that resonant circuit is 0.5 times the anode current to be switched off of the GTO thyristor within less than 5 ⁇ sec, preferably less than 2 ⁇ sec.
  • This circuit works in a quasi-resonant operating mode.
  • a reload circuit is also provided, which recharges the capacity.
  • the capacitance cannot swing through to a negative voltage due to the anti-parallel diode.
  • a parallel connection of MOSFETs, a parallel connection of IGBTs, a finely structured thyristor or a GTO thyristor with hard switch-on control can be used as the switching element.
  • Field-controlled thyristors (FCTh) or static induction thyristors (SIThs) can also be used.
  • FCTh Field-controlled thyristors
  • SIThs static induction thyristors
  • This international patent application deals primarily with the hard shutdown of a GTO thyristor, whereby an initial current control is followed by a subsequent voltage control is passed over.
  • an exemplary embodiment of an entire gate unit for a GTO thyristor is also specified, which largely comprises two similar, parallel circuit parts for switching off and switching on.
  • the operating voltage for this gate unit is 200V. All elements of the switching part for switching on can be selected with a reduced load capacity compared to the switching part for switching off, since significantly lower currents are required for switching on and holding when switched on.
  • this concept prevents the capacitor from swinging through to a negative voltage with the aid of the antiparallel diode.
  • the resonant circuit only builds up the current of the switch-on pulse up to its peak value in a quarter-wave. Then the capacitor voltage is approximately zero and the gate current of the GTO thyristor flows via the anti-parallel diode, the inductor and the switching element. This current is impressed by the inductance and slowly decays from its peak value. The course and duration of the decay are determined by the non-inductive, parasitic voltage drops of the gate circuit and cannot be predicted without precise knowledge of the specific circuit design. In this circuit variant, the entire energy content of the capacitor in the gate circuit is converted into heat and after each pulse the capacitor must be charged from 0V. This means that this circuit variant has a high power loss and its power requirement is high.
  • the invention is based on the object of specifying a control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor which can be switched off, which no longer has the disadvantages mentioned and which manages with a substantially smaller supply voltage.
  • This object is achieved according to the invention with the features of claims 1, 2 and 12, the inductive design provided for the hard shutdown being used.
  • the capacitor By using a second inductor, which is connected upstream of the antiparallel diode, the capacitor is charged to a negative voltage at the end of a half-oscillation, which ideally corresponds to the amount of the positive initial voltage.
  • the resonant circuit would naturally oscillate back to a positive capacitor voltage.
  • the capacitor After the swing-back process, the capacitor is charged again to a positive voltage, which, however, is lower than the initial voltage. After the switching element is blocked, the capacitor is recharged to the initial voltage.
  • This circuit variant is therefore much less lossy and has a much lower power requirement.
  • the decoupling diode can be dispensed with if a reverse-blocking converter valve is used as the switching element.
  • the recovery time can no longer be set separately from the time of the switch-on pulse.
  • the ringing back time is shorter than the time of the switch-on pulse.
  • the ring-back current has approximately the same level as the switch-on pulse. Because of the short
  • the reload time constant can be shortened, which means that this circuit variant manages with a pulse interval of less than 200 ⁇ sec.
  • the second circuit variant several circuit variants are electrically connected in parallel. Part of this second circuit variant connected in parallel is tuned to three times the frequency and one third of the amplitude of the other part of this second circuit variant connected in parallel. As a result, a trapezoidal switch-on pulse is generated when the individual switch-on pulses of different amplitude and frequency are superimposed. As a result, a switch-on pulse with a predetermined amplitude can be generated.
  • a decoupling diode must be connected upstream of each switch.
  • This inverse-parallel diode of the MOSFET or IGBT basically consists of a conventional PN diode that is parallel to the channel. Their electrical data therefore correspond to that of a conventional Si rectifier.
  • a decoupling diode By using a decoupling diode, the ringing back current cannot swing back through the anti-parallel diode paths of the power MOSFETs or IGBTs.
  • a decoupling Diodes are diodes with the shortest possible switching times.
  • the Schottky diode is a diode with a very short switching time. In addition, it has a lower forward voltage compared to a silicon junction diode, so that this Schottky diode also has a much smaller power loss.
  • a constant current source is electrically connected in parallel with the capacitor and the inductance of the series circuit.
  • the switching element remains switched on for the entire duration of the thyristor that can be switched off, since the switch-on pulse decays aperiodically by itself.
  • This switching element can thus switch the continuous gate current in addition to the switch-on pulse, so that a suitable switching element for the permanent gate current is no longer required.
  • the constant current source charges the capacitor to the value of its supply voltage. This means that a separate reload circuit for the capacitor is no longer required.
  • control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off are illustrated schematically.
  • IG 1 shows a basic circuit diagram of a first circuit variant of a control device according to the invention
  • the IG 2 shows a basic circuit diagram of a second circuit variant of a control device according to the invention
  • IG 3 shows an advantageous embodiment of a control device according to the invention, which consists of several circuit variants according to FIG. 2
  • IG 4 shows a first embodiment of a first circuit variant according to FIG. 1, where IG 5 shows significant signal curves of the embodiment according to FIG. 4 in a diagram over time t
  • IG 6 shows a second embodiment of a second
  • FIG. 8 illustrates an embodiment of a further control device according to the invention and FIG. 9 shows the significant signal curves according to the embodiment 8 illustrates in a diagram over time t.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of a first circuit variant of a control device according to the invention for generating hard switch-on pulses for a thyristor 2 which can be switched off.
  • This control device has a series circuit 4 and a recharging circuit 6.
  • This series circuit 4 has a capacitor C1 with an anti-parallel diode D1, an inductor L1 and a switching element 8.
  • This series circuit 4 is electrically connected in parallel to the output connections 10 and 12.
  • the recharge circuit 6 is electrically connected in parallel to the capacitor C1.
  • a second inductor L2 is connected upstream of the anti-parallel diode D1. The value of this second inductor L2 is significantly larger than the value of the first inductor L1.
  • a decoupling diode D2 is connected between the first inductor L1 and the switching element 8.
  • the capacitor C1 is charged to a positive voltage by means of the recharging circuit 6. This charged capacitor C1 is switched to the gate-cathode path of the GTO thyristor 2 by means of the inductor L1 and the switching element 8. In the process, the capacitor C1 discharges and a discharge current is produced in the form of an approximately sinusoidal oscillation (FIG. 5). This half-sine wave is the switch-on pulse for the GTO thyristor 2.
  • the capacitor C1 and the inductance L 1 are dimensioned such that the current half-wave meets the requirements for a switch-on pulse. At the end of the half-oscillation (t2 in FIG.
  • the capacitor C1 is charged to a negative voltage, which ideally corresponds to the amount after the positive initial voltage. In the real case, however, the amount of this voltage is lower.
  • the resonant circuit consisting of capacitor C1 and inductor L1, would naturally oscillate back to a positive capacitor voltage.
  • the decoupling diode D2 it is ensured that the current of this ring-back process does not flow via the gate-cathode path of the GTO thyristor 2, but via a separate ring-back circuit 14.
  • the capacitor C1 is again positive Voltage loaded, but due to the inevitable losses is less than the initial voltage.
  • FIG. 2 shows a basic circuit diagram of a second circuit variant of a control device according to the invention for generating hard switch-on pulses for a thyristor 2 that can be switched off. This control device differs from that according to FIG.
  • the anti-parallel diode D1 is not connected in parallel to the capacitor C1, but rather to the series connection of the capacitor C1 and the inductor L1.
  • the second inductance L2 according to FIG. 1 is no longer required.
  • their function is taken over by the inductance Ll.
  • the ring-back time is thus somewhat shorter than the time of the switch-on pulse, since the internal inductance of the GTO thyristor 2 is not effective for the ring-back.
  • the anti-parallel diode D1 Since the oscillation current is amplitude-equal to the switch-on pulse, the anti-parallel diode D1 must be dimensioned and constructed like the decoupling diode D2. Since the recovery time is at most the time of a switch-on pulse, the time for recharging the capacitor C1 can be shortened, so that this variant can manage with a pulse interval of less than 200 ⁇ sec.
  • each subcircuit generates a switch-on pulse with a frequency and an amplitude, these being superimposed on the output connections of this embodiment. If one half oscillation of one circuit is tuned to three times the frequency and one third of the amplitude of the half oscillation of the other circuit, a trapezoidal switch-on pulse is obtained as a result of the superposition of the two switch-on pulses.
  • FIG. 4 shows a first embodiment of a first circuit variant according to FIG. 1.
  • the capacitor C1 consists of a plurality of film capacitors connected in parallel. For example, ten film capacitors with a capacitance value of 6.8 ⁇ F are connected in parallel. Electrolytic capacitors are not suitable because they are unipolar and have too high a replacement series resistance.
  • the switching element 8 consists of a plurality of power MOSFETs 16 connected in parallel.
  • a decoupling diode D2 is connected upstream of two switches 16.
  • a Schottky diode, for example, is provided as the decoupling diode D2.
  • the decoupling diodes D2 and the power MOSFETs 16 are combined in groups and these are connected in parallel as a whole.
  • two power MOSFETs and a decoupling diode D2 form a group.
  • the resonant circuit inductance for the switch-on pulse is formed from the inductance L1 together with the parasitic inductance of the structure.
  • the value of the parasitic inductance caused by the structure is relatively uncritical, since this inductance is included in the function of the circuit.
  • the value of the inductance L1 is, for example, 15 nH.
  • the resonant circuit 14 is formed from the inductance L2 and the anti-parallel diode Dl.
  • the inductance L2 is specifies that the reverberation process lasts, for example, 20 microseconds.
  • the peak value of the oscillating current is thus approximately 300 A, so that a single antiparallel diode D1 can be used.
  • the value of the second inductance L2 is, for example, 636 nH.
  • a Schottky diode can also be provided for the anti-parallel diode D1.
  • the power MOSFETs 16 are switched off at some point in the currentless state if the voltage across the capacitor C1 is still negative during the oscillation phase. This is the case in the time window between t2 and t3 in FIG. In the example, the time constant R1 »C1 of the recharge is significantly longer than the duration of the oscillation processes at 100 ⁇ sec.
  • a delay choke L3 or an additional switch 20 can be inserted, with which the resistor R1 can be switched off during the oscillation time.
  • This switch can be controlled with the logically negated control signal S1 of the switch 16 if its switch-off time is set at the end of the permissible time window (t3 of FIG. 5).
  • This circuit with the specified design can generate the next pulse approximately 350 ⁇ sec after the end of a switch-on pulse. If this time interval is to be reduced, so the oscillation time and the RC time constant must be shortened. Without the switch-off option, the RC time constant must be a multiple of the recovery time.
  • FIG. 5 shows the significant signal profiles of the embodiment according to FIG. 4. These are the capacitor voltage u c , the gate current I G , the ring-back current i L2 and the switching signal Sl.
  • the capacitor C1 is charged to a positive voltage U C ⁇ and the switching signal S1 changes from low to high.
  • the capacitor C1 discharges and the gate current I G flows in the form of a sine wave.
  • the gate current I G is again zero and the capacitor Cl is charged to a negative voltage U c2 .
  • the oscillation process begins at this point in time t2 and is only completed at point in time t4.
  • the sign of the capacitor voltage u c changes .
  • the switches 16 Up to this point in time t3, the switches 16 must be blocked so that no further vibration passes through the gate-cathode path of the GTO thyristor 2. At the time t2, the switch 16 can be locked at the earliest. This time range t3-t2 is a permissible time window for the switch-off time. At time t4, the capacitor C1 is again charged to a positive voltage U c3 , which differentiates it by a voltage difference ⁇ U C from the voltage U C ⁇ at the start of the switch-on pulse.
  • the capacitor C1 is recharged to the voltage U C ⁇ .
  • This reloading time is, for example, 100 ⁇ sec, the time for the swing-back process being, for example, 20 ⁇ sec and the time for the semi-oscillation being 3 ⁇ sec, for example.
  • FIG. 6 shows a second embodiment of a second circuit variant according to FIG. 2.
  • the embodiment differs from the embodiment according to FIG. that the anti-parallel diode Dl is no longer connected in parallel to the capacitor Cl, but to the series connection of capacitor Cl and inductor L1.
  • the ring-back current i L2 (negative half-oscillation of the gate current I G in FIG. 7) approximately corresponds to the switch-on pulse
  • this diode D1 must now be dimensioned in the same way as the decoupling diode D2.
  • the advantage of this embodiment is that, according to FIG. 7, the time for the oscillation process is at most equal to the time for the half oscillation for the switch-on pulse. This can also shorten the reload time constant. That is, the sum of these times is, for example, 31 ⁇ sec, whereas the sum of the times in the exemplary embodiment according to FIG. 4 is, for example, 123 ⁇ sec.
  • Another advantage is that several of these embodiments can be electrically connected in parallel, which are tuned differently, whereby, for example, a trapezoidal switch-on pulse is generated by superimposing several switch-on pulses.
  • the embodiment according to FIG. 8 differs from the embodiments according to FIGS. 4 and 6 in that a swinging of the capacitor C1 to negative voltages is prevented with the aid of a diode D3.
  • the resonant circuit only builds up the current of the switch-on pulse up to its peak value in a quarter-wave.
  • the capacitor voltage u c is then approximately zero and the gate current of the GTO thyristor 2 flows via this diode D3, the inductance L1 and the switches 16.
  • This current is impressed by the inductance Ll and slowly decays from its peak value.
  • the course and the duration of the decay are determined by the non-inductive parasitic voltage drops of the gate circuit and can therefore not be predicted without precise knowledge of the specific circuit design. say.
  • the constant current source 22 responsible for the permanent gate current is provided here, which is connected in parallel with the series connection of capacitor C1 and inductor L1. Since this circuit can practically not swing back, the decoupling diode D2 can be dispensed with.
  • the antiparallel diode D3 must be dimensioned in the same way as the antiparallel diode Dl of FIG. 6.
  • This switching element 8 can thus switch the continuous gate current in addition to the switch-on pulse, so that a separate switching element is no longer required for the permanent gate current.
  • the constant current source 22 charges the capacitor C1 to the value of its supply voltage.
  • a separate recharge circuit 6 is therefore no longer required for the capacitor C1.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

The invention relates to a control device for producing hard turn-on pulses for a gate turn-off thyristor (2) having a parallel circuit (4) consisting of a capacitor (C1) with an anti-parallel diode (D1), a first inductive resistor (L1) and a switching element (8) in addition to a recharge circuit (6). The parallel circuit (4) is electrically series connected to the output connection (10, 12) of the control device and the recharge circuit (6) is electrically series connected to the capacitor (C1). According to the invention, a second inductive resistor (L2) is connected upstream to the anti-parallel diode (D1). The value of the second inductive resistor (L2) is substantially greater than the value of the first inductive resistor (L1). A decoupling diode (D2) is connected between the inductive resistor (L1) and the switching element (8), thereby providing a control device which produces hard turn-on impulses with substantially fewer losses and substantially lower power requirements.

Description

Beschreibungdescription
Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren ThyristorControl device for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off
Die Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor, die eine Reihenschaltung, bestehend aus einem Kondensator mit antiparalleler Diode, einer ersten Induktivität und einem Schaltelement, und einen Nachladekreis aufweist, wobei diese Reihenschaltung elektrisch parallel zu den Ausgangs-Anschlüssen dieser Ansteuereinrichtung und dieser Nachladekreis elektrisch parallel zum Kondensator geschaltet sind.The invention relates to a control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off, which has a series circuit consisting of a capacitor with an antiparallel diode, a first inductance and a switching element, and a recharging circuit, this series circuit being electrically parallel to the output connections this control device and this recharging circuit are electrically connected in parallel to the capacitor.
Um die Leistung eines GTO-Stro richters zu erhöhen, gibt es mehrere Möglichkeiten, von denen die Reihenschaltung mehrerer abschaltbarer Thyristoren, auch als Gate-Turn-Off-Thyristoren (GTO-Thyristoren) bezeichnet, hinsichtlich der Anlagen- wie auch der Betriebskosten die größten Vorteile aufweist. DieThere are several ways to increase the performance of a GTO Stro rectifier, the largest of which is the connection in series of several thyristors that can be switched off, also known as gate turn-off thyristors (GTO thyristors), in terms of system and operating costs Has advantages. The
Serienschaltung von GTO-Thyristoren stellt sehr hohe Anforderungen an die zeitliche Genauigkeit der Schaltvorgänge. Verlangt wird, daß alle in Serie geschalteten GTO-Thyristoren beispielsweise innerhalb von etwa 200 nsec schalten. Dies wird nur mit einer harten Ansteuerung erreicht. Harte AnSteuerung bedeutet, daß der Gatestrom eine wesentlich höhere Steilheit und Amplitude aufweist als bei konventionellen An- steuerungen. Durch die harte Ansteuerung werden die Reaktionszeiten der GTO-Thyristoren und deren Steuerung auf etwa ein Zehntel des Wertes mit konventioneller Ansteuerung reduziert. Dadurch ist die Serienschaltung von GTO-Thyristoren ohne Selektion der Halbleiter und ohne Anpassung oder Regelung der Ansteuereinheit machbar. Aus der WO 93/09600 ist eine GTO-Thyristorschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt. Der Gatekreis enthält die beiden Induktivitäten (Leitungsinduktivität und innere Induktivität des GTO-Thyristors) , die über ein Schaltelement in Serie liegende Kapazität und die dazu antiparallele erste Diode. Die Werte dieser Kapazität und der ersten Induktivität (Leitungsinduktivität) sind so gewählt, daß bei einer Entladung der Kapazität über die beiden Induktivitäten der aus der Kapazität stammende Gatestrom in der ersten Viertelschwingung desjenigen Schwingkreises das 0,5-fache eines abzuschaltenden Anodenstromes des GTO-Thyristors innerhalb von weniger als 5 μsec, vorzugsweise weniger als 2 μsec, übersteigt. Diese Schaltung arbeitet in einem quasi resonanten Betriebsmodus. Außerdem ist ein Nachladekreis vorgesehen, der die Kapazität wieder auflädt. Durch die antiparallele Diode kann die Kapazität nicht auf eine negative Spannung durchschwingen. Als Schaltelement können eine Parallelschaltung von MOSFETs, eine Parallelschaltung von IGBTs, ein feinstrukturierter Thyristor oder ein GTO-Thyristor mit harter Einschaltsteuerung verwen- det werden. Außerdem können auch feldgesteuerte Thyristoren (FCTh) bzw. statische Induktions-Thyristoren (SIThs) verwendet werden. Die Randbedingungen für die Wahl der Kondensatoren für die Kapazität ergeben sich aus der Anwendung. Für GTO-Thyristoren mit einem Anodenstrom von 3 kA und einer Sperrspannung von 4,5 kV müssen Pulsströme von über 3 kA bereitgestellt werden, wobei die Kapazität sich im Zeitbereich von 1-3 μsec entladen. Wegen der Kosten und des Platzbedarfs finden keine Snubberkondensatoren Verwendung, sondern keramische Vielschichtkondensatoren oder auch MKT-VielSchicht- kondensatoren.Series connection of GTO thyristors places very high demands on the temporal accuracy of the switching processes. It is required that all GTO thyristors connected in series switch, for example, within approximately 200 nsec. This is only achieved with hard control. Hard control means that the gate current has a significantly higher slope and amplitude than with conventional controls. Due to the hard control, the response times of the GTO thyristors and their control are reduced to about a tenth of the value with conventional control. As a result, the series connection of GTO thyristors is feasible without selecting the semiconductors and without adapting or regulating the control unit. A GTO thyristor circuit according to the preamble of claim 1 is known from WO 93/09600. The gate circuit contains the two inductances (line inductance and internal inductance of the GTO thyristor), the capacitance connected in series via a switching element and the first diode antiparallel to it. The values of this capacitance and the first inductance (line inductance) are chosen such that when the capacitance is discharged via the two inductances, the gate current originating from the capacitance in the first quarter oscillation of that resonant circuit is 0.5 times the anode current to be switched off of the GTO thyristor within less than 5 μsec, preferably less than 2 μsec. This circuit works in a quasi-resonant operating mode. A reload circuit is also provided, which recharges the capacity. The capacitance cannot swing through to a negative voltage due to the anti-parallel diode. A parallel connection of MOSFETs, a parallel connection of IGBTs, a finely structured thyristor or a GTO thyristor with hard switch-on control can be used as the switching element. Field-controlled thyristors (FCTh) or static induction thyristors (SIThs) can also be used. The boundary conditions for the selection of the capacitors for the capacitance result from the application. For GTO thyristors with an anode current of 3 kA and a reverse voltage of 4.5 kV, pulse currents of over 3 kA must be provided, with the capacitance discharging in the time range of 1-3 μsec. Because of the costs and the space required, no snubber capacitors are used, but ceramic multilayer capacitors or MKT multilayer capacitors.
Vorrangig wird in dieser internationalen Patentanmeldung die harte Abschaltung eines GTO-Thyristors behandelt, wobei von einer anfänglichen Stromsteuerung auf eine nachfolgende Span- nungssteuerung übergegangen wird. Jedoch ist auch ein Ausführungsbeispiel einer gesamten Gate-Unit für einen GTO- Thyristor angegeben, die weitgehend zwei gleichartige, parallel angeordnete Schaltungsteile für das Abschalten und das Einschalten umfaßt. Die Betriebsspannung für diese Gate-Unit beträgt 200V. Alle Elemente des Schaltungsteils für das Einschalten können gegenüber dem Schaltungsteil für das Ausschalten mit reduzierter Belastbarkeit gewählt werden, da für das Einschalten und das Halten im eingeschalteten Zustand deutlich geringere Ströme benötigt werden.This international patent application deals primarily with the hard shutdown of a GTO thyristor, whereby an initial current control is followed by a subsequent voltage control is passed over. However, an exemplary embodiment of an entire gate unit for a GTO thyristor is also specified, which largely comprises two similar, parallel circuit parts for switching off and switching on. The operating voltage for this gate unit is 200V. All elements of the switching part for switching on can be selected with a reduced load capacity compared to the switching part for switching off, since significantly lower currents are required for switching on and holding when switched on.
Wie bereits erwähnt, wird bei diesem beschriebenen Konzept ein Durchschwingen des Kondensators auf eine negative Spannung mit Hilfe der antiparallelen Diode verhindert. Der Schwingkreis baut lediglich in einer Viertelschwingung den Strom des Einschaltimpulses bis zu seinem Scheitelwert auf. Danach ist die Kondensatorspannung in etwa Null und der Gatestrom des GTO-Thyristors fließt über die antiparallele Diode, der Induktivität und dem Schaltelement. Dieser Strom ist durch die Induktivität eingeprägt und klingt langsam von seinem Scheitelwert aus ab. Verlauf und Dauer des Abklingens werden durch die nicht induktiven, parasitären Spannungsfälle des Gatekreises bestimmt und lassen sich ohne genaue Kenntnis des konkret ausgeführten Schaltungsaufbaus nicht vorhersagen. In dieser Schaltungsvariante wird der gesamte Energieinhalt des Kondensators im Gatekreis in Wärme umgesetzt und nach jedem Impuls muß der Kondensator von 0V aus aufgeladen werden. D.h., diese Schaltungsvariante weist eine hohe Verlustleistung auf und sein Leistungsbedarf ist hoch.As already mentioned, this concept prevents the capacitor from swinging through to a negative voltage with the aid of the antiparallel diode. The resonant circuit only builds up the current of the switch-on pulse up to its peak value in a quarter-wave. Then the capacitor voltage is approximately zero and the gate current of the GTO thyristor flows via the anti-parallel diode, the inductor and the switching element. This current is impressed by the inductance and slowly decays from its peak value. The course and duration of the decay are determined by the non-inductive, parasitic voltage drops of the gate circuit and cannot be predicted without precise knowledge of the specific circuit design. In this circuit variant, the entire energy content of the capacitor in the gate circuit is converted into heat and after each pulse the capacitor must be charged from 0V. This means that this circuit variant has a high power loss and its power requirement is high.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor anzugeben, die die genannten Nachteile nicht mehr aufweist und die mit einer wesentlich kleineren Versorgungsspannung auskommt. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen der Ansprüche 1, 2 bzw. 12 gelöst, wobei die für das harte Abschalten vorgesehene induktive Ausführung ausgenutzt wird.The invention is based on the object of specifying a control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor which can be switched off, which no longer has the disadvantages mentioned and which manages with a substantially smaller supply voltage. This object is achieved according to the invention with the features of claims 1, 2 and 12, the inductive design provided for the hard shutdown being used.
Durch die Verwendung einer zweiten Induktivität, die der antiparallelen Diode vorgeschaltet ist, ist am Ende einer Halbschwingung der Kondensator auf eine negative Spannung aufgeladen, die im Idealfall dem Betrag der positiven Anfangsspannung entspricht. Der Schwingkreis würde nun von Natur aus wieder auf eine positive Kondensatorspannung zurückschwingen. Durch die Verwendung einer Entkopplungs-Diode, die zwischen der ersten Induktivität und dem Schaltelement angeordnet ist, und der zweiten Induktivität besteht nun die Möglichkeit, daß der Strom dieses Rückschwingvorganges nicht über die Gate- Kathodenstrecke des GTO-Thyristors fließt, sondern über den gebildeten Rückschwingkreis, bestehend aus der Reihenschaltung, die eine antiparallele Diode und eine zweite Induktivität aufweist. Nach dem Rückschwingvorgang ist der Kondensator wieder auf eine positive Spannung aufgeladen, die jedoch ge- ringer ist als die Anfangsspannung. Nachdem das Schaltelement gesperrt ist, wird der Kondensator wieder auf die Anfangsspannung nachgeladen. Somit ist diese Schaltungsvariante wesentlich verlustärmer und hat einen wesentlich geringeren Leistungsbedarf .By using a second inductor, which is connected upstream of the antiparallel diode, the capacitor is charged to a negative voltage at the end of a half-oscillation, which ideally corresponds to the amount of the positive initial voltage. The resonant circuit would naturally oscillate back to a positive capacitor voltage. Through the use of a decoupling diode, which is arranged between the first inductor and the switching element, and the second inductor, there is now the possibility that the current of this ringing-back process does not flow via the gate-cathode path of the GTO thyristor, but via the ring-back circuit formed , consisting of the series connection, which has an anti-parallel diode and a second inductance. After the swing-back process, the capacitor is charged again to a positive voltage, which, however, is lower than the initial voltage. After the switching element is blocked, the capacitor is recharged to the initial voltage. This circuit variant is therefore much less lossy and has a much lower power requirement.
Wird das Schaltelement zum Zeitpunkt gesperrt, an dem die annähernde Sinushalbschwingung des Einschaltimpulses beendet ist und der Kondensator auf eine negative Spannung geladen ist, wird keine Entkopplungs-Diode benötigt. Außerdem kann auf die Entkopplungs-Diode verzichtet werden, wenn ein rückwärtssperrendes Stromrichterventil als Schaltelement verwendet wird. Mittels dieser Maßnahmen wird dafür gesorgt, daß der Strom des Rückschwingvorgangs nicht über die Gate-Kathodenstrecke des abschaltbaren Thyristors fließen kann, sondern den Rückschwingzweig benutzen muß. Dadurch, daß eine antiparallele Diode elektrisch parallel zur Reihenschaltung des Kondensators und der Induktivität geschaltet ist, weist diese Schaltungsvariante ebenfalls einen Rückschwingkreis auf. Gegenüber der ersten Schaltungsvariante kann die Rückschwingzeit nicht mehr getrennt von der Zeit des Einschaltimpulses eingestellt werden. Da jedoch die innere Induktivität des GTO-Thyristors für die Rückschwingung nicht wirksam ist, ist die Rückschwingzeit kürzer als die Zeit des Einschaltimpulses. Dadurch hat der Rückschwingstrom etwa die gleiche Höhe wie der Einschaltimpuls. Wegen der kurzenIf the switching element is blocked at the point in time at which the approximate half-sine wave of the switch-on pulse has ended and the capacitor is charged to a negative voltage, no decoupling diode is required. In addition, the decoupling diode can be dispensed with if a reverse-blocking converter valve is used as the switching element. These measures ensure that the current of the ring-back process cannot flow over the gate-cathode path of the thyristor that can be switched off, but must use the ring-back branch. Because an anti-parallel diode is electrically connected in parallel with the series connection of the capacitor and the inductor, this circuit variant also has a resonant circuit. Compared to the first circuit variant, the recovery time can no longer be set separately from the time of the switch-on pulse. However, since the internal inductance of the GTO thyristor is not effective for the ringing back, the ringing back time is shorter than the time of the switch-on pulse. As a result, the ring-back current has approximately the same level as the switch-on pulse. Because of the short
Schwingphase kann die Nachladezeitkonstante verkürzt werden, wodurch diese Schaltungsvariante mit einem Impulsabstand von unter 200 μsec auskommt.Oscillation phase, the reload time constant can be shortened, which means that this circuit variant manages with a pulse interval of less than 200 μsec.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der zweiten Schaltungsvariante sind mehrere Schaltungsvarianten elektrisch parallel geschaltet. Dabei sind ein Teil dieser parallel geschalteten zweiten Schaltungsvariante auf die dreifache Frequenz und einem Drittel der Amplitude des anderen Teils die- ser parallel geschalteten zweiten Schaltungsvariante abgestimmt. Dadurch wird bei Überlagerung der einzelnen Einschaltimpulse unterschiedlicher Amplitude und Frequenz ein trapezförmiger Einschaltimpuls generiert. Dadurch kann ein Einschaltimpuls mit vorbestimmter Amplitude erzeugt werden.In an advantageous embodiment of the second circuit variant, several circuit variants are electrically connected in parallel. Part of this second circuit variant connected in parallel is tuned to three times the frequency and one third of the amplitude of the other part of this second circuit variant connected in parallel. As a result, a trapezoidal switch-on pulse is generated when the individual switch-on pulses of different amplitude and frequency are superimposed. As a result, a switch-on pulse with a predetermined amplitude can be generated.
Wenn ein Schaltelement aus Schaltern aufgebaut ist, die eine interne Reverse-Diode aufweisen, wie z.B. Leistungs-MOSFETs oder IGBTs muß jedem Schalter eine Entkopplungsdiode vorgeschaltet. Diese Inverse-Parallel-Diode des MOSFETs oder IGBTs besteht im Prinzip aus einer konventionellen PN-Diode, die parallel zum Kanal liegt. Ihre elektrischen Daten entsprechen deshalb denen eines konventionellen Si-Gleichrichters . Durch die Verwendung von Entkopplungs-Diode kann der Rückschwingstrom nicht über die antiparallelen Diodenstrecken der Lei- stungs-MOSFETs bzw. IGBTs zurückschwingen. Als Entkopplungs- Dioden werden Dioden mit möglichst kurzen Schaltzeiten benötigt. Eine Diode mit sehr kurzer Schaltzeit ist die Schottky- Diode. Außerdem weist sie im Vergleich zu einer Silizium- Sperrschicht-Diode eine kleinere Durchlaßspannung auf, so daß diese Schottky-Diode auch eine wesentlich kleinere Verlustleistung aufweist.If a switching element is constructed from switches that have an internal reverse diode, such as power MOSFETs or IGBTs, a decoupling diode must be connected upstream of each switch. This inverse-parallel diode of the MOSFET or IGBT basically consists of a conventional PN diode that is parallel to the channel. Their electrical data therefore correspond to that of a conventional Si rectifier. By using a decoupling diode, the ringing back current cannot swing back through the anti-parallel diode paths of the power MOSFETs or IGBTs. As a decoupling Diodes are diodes with the shortest possible switching times. The Schottky diode is a diode with a very short switching time. In addition, it has a lower forward voltage compared to a silicon junction diode, so that this Schottky diode also has a much smaller power loss.
Bei einer weiteren Ansteuereinrichtung ist elektrisch parallel zu dem Kondensator und der Induktivität der Reihenschal- tung eine Konstantstromquelle geschaltet. Durch die Verwendung einer Konstantstromquelle bleibt das Schaltelement während der gesamten Leitdauer des abschaltbaren Thyristors eingeschaltet, da der Einschaltimpuls von selbst aperiodisch abklingt. Damit kann dieser Schaltelement zusätzlich zum Ein- schaltimpuls den Dauergatestrom schalten, so daß ein geeignetes Schaltelement für den Dauergatestrom nicht mehr benötigt wird. Während der AUS-Phase des abschaltbaren Thyristors lädt die Konstantstromquelle den Kondensator auf den Wert ihrer Versorgungsspannung auf. Somit wird auch ein eigener Nachla- dekreis für den Kondensator nicht mehr benötigt. Der besondere Vorteil dieser weiteren Ansteuereinrichtung liegt darin, daß diese Einrichtung den geringsten Schaltungsaufwand hat, da in einer Einrichtung eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines harten Einschaltimpulses und eine Schaltungsanord- nung zur Generierung eines Gatedauerstromes vereint sind.In a further control device, a constant current source is electrically connected in parallel with the capacitor and the inductance of the series circuit. By using a constant current source, the switching element remains switched on for the entire duration of the thyristor that can be switched off, since the switch-on pulse decays aperiodically by itself. This switching element can thus switch the continuous gate current in addition to the switch-on pulse, so that a suitable switching element for the permanent gate current is no longer required. During the OFF phase of the thyristor, which can be switched off, the constant current source charges the capacitor to the value of its supply voltage. This means that a separate reload circuit for the capacitor is no longer required. The particular advantage of this further control device is that this device has the least amount of circuitry, since one device combines a circuit arrangement for generating a hard switch-on pulse and a circuit arrangement for generating a continuous gate current.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Ein- schaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor schematisch veranschaulicht sind.To further explain the invention, reference is made to the drawing, in which several embodiments of the control device according to the invention for generating hard switch-on pulses for a thyristor that can be switched off are illustrated schematically.
FIG 1 zeigt ein Prinzipschaltbild einer ersten Schaltungsvariante einer erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung, die IG 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer zweiten Schaltungsvariante einer erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung, in IG 3 ist eine vorteilhafte Ausführungsform einer erfin- dungsgemäßen Ansteuereinrichtung dargestellt, die aus mehreren Schaltungsvarianten gemäß FIG 2 besteht, in IG 4 ist eine erste Ausführungsform einer ersten Schaltungsvariante gemäß FIG 1 dargestellt, wobei in der IG 5 signifikante Signalverläufe der Ausführungsform gemäß FIG 4 in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt sind, die IG 6 zeigt eine zweite Ausführungsform einer zweiten1 shows a basic circuit diagram of a first circuit variant of a control device according to the invention, the IG 2 shows a basic circuit diagram of a second circuit variant of a control device according to the invention, IG 3 shows an advantageous embodiment of a control device according to the invention, which consists of several circuit variants according to FIG. 2, IG 4 shows a first embodiment of a first circuit variant according to FIG. 1, where IG 5 shows significant signal curves of the embodiment according to FIG. 4 in a diagram over time t, IG 6 shows a second embodiment of a second
Schaltungsvariante gemäß FIG 2, wobei in der FIG 7 signifikante Signalverläufe der Ausführungsform gemäß FIG 6 in einem Diagramm über Zeit t dargestellt sind, die FIG 8 veranschaulicht eine Ausführungsform einer weiteren erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung und in der FIG 9 sind die signifikanten Signalverläufe der Ausfüh- rungsform gemäß FIG 8 in einem Diagramm über Zeit t veranschaulicht .Circuit variant according to FIG. 2, wherein significant signal curves of the embodiment according to FIG. 6 are shown in a diagram over time t in FIG. 7, FIG. 8 illustrates an embodiment of a further control device according to the invention and FIG. 9 shows the significant signal curves according to the embodiment 8 illustrates in a diagram over time t.
FIG 1 zeigt ein Prinzipschaltbild einer ersten Schaltungsvariante einer erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung zur Erzeu- gung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor 2. Diese Ansteuereinrichtung weist eine Reihenschaltung 4 und einen Nachladekreis 6 auf. Diese Reihenschaltung 4 weist einen Kondensator Cl mit antiparalleler Diode Dl, eine Induktivität Ll und ein Schaltelement 8 auf. Diese Reihen- Schaltung 4 ist elektrisch parallel zu den Ausgangs- Anschlüssen 10 und 12 geschaltet. Der Nachladekreis 6 ist elektrisch parallel zum Kondensator Cl geschaltet. Außerdem ist der antiparallelen Diode Dl eine zweite Induktivität L2 vorgeschaltet. Der Wert dieser zweiten Induktivität L2 ist wesentlich größer als der Wert der ersten Induktivität Ll . Ferner ist zwischen der ersten Induktivität Ll und dem Schaltelement 8 eine Entkopplungsdiode D2 geschaltet.1 shows a basic circuit diagram of a first circuit variant of a control device according to the invention for generating hard switch-on pulses for a thyristor 2 which can be switched off. This control device has a series circuit 4 and a recharging circuit 6. This series circuit 4 has a capacitor C1 with an anti-parallel diode D1, an inductor L1 and a switching element 8. This series circuit 4 is electrically connected in parallel to the output connections 10 and 12. The recharge circuit 6 is electrically connected in parallel to the capacitor C1. In addition, a second inductor L2 is connected upstream of the anti-parallel diode D1. The value of this second inductor L2 is significantly larger than the value of the first inductor L1. Furthermore, a decoupling diode D2 is connected between the first inductor L1 and the switching element 8.
Der Kondensator Cl ist mittels des Nachladekreises 6 auf eine positive Spannung aufgeladen. Mittels der Induktivität Ll und des Schaltelementes 8 wird dieser geladene Kondensator Cl auf die Gate-Kathodenstrecke des GTO-Thyristors 2 geschaltet. Dabei entlädt sich der Kondensator Cl und es entsteht ein Ent- ladestrom in der Form einer annähernd sinusförmigen Schwin- gung (FIG 5) . Diese Sinushalbschwingung ist der Einschaltimpuls für den GTO-Thyristor 2. Der Kondensator Cl und die Induktivität Ll sind so bemessen, daß die Stromhalbschwingung den Anforderungen an einen Einschaltimpuls genügt. Am Ende der Halbschwingung (t2 der FIG 5) ist der Kondensator Cl auf eine negative Spannung aufgeladen, die im Idealfall dem Betrag nach der positiven Anfangsspannung entspricht. Im realen Fall ist der Betrag dieser Spannung allerdings geringer. Der Schwingkreis, bestehend aus Kondensator Cl und Induktivität Ll, würde nun von Natur aus wieder auf eine positive Konden- satorspannung zurückschwingen. Durch die Verwendung der Entkopplungs-Diode D2 wird dafür gesorgt, daß der Strom dieses Rückschwingvorgangs nicht über die Gate-Kathodenstrecke des GTO-Thyristors 2 fließt, sondern über einen separaten Rückschwingkreis 14. Nach dem Rückschwingvorgang ist der Konden- sator Cl wieder auf eine positive Spannung geladen, die aber infolge der unvermeidlichen Verluste geringer ist als die Anfangsspannung. Das Schaltelement 8 wird irgendwann stromlos ausgeschaltet, wenn während der Rückschwingphase die Spannung am Kondensator Cl noch negativ ist (Zeitfenster t3-t2 der FIG 5) . Da das Schaltelement 8 gesperrt ist, können keine weiteren Schwingungen über die Gate-Kathodenstrecke des GTO- Thyristors 2 gelangen. Durch den Nachladekreis β wird der Kondensator Cl nun wieder auf seine Anfangsspannung hochgeladen. Anschließend ist diese Schaltung für den nächsten An- schaltimpuls bereit. In der FIG 2 ist ein Prinzipschaltbild einer zweiten Schaltungsvariante einer erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Anschaltimpulse für einen abschaltbaren Thy- ristor 2 dargestellt. Diese Ansteuereinrichtung unterscheidet sich von der gemäß FIG 1 dadurch, daß die antiparallele Diode Dl nicht parallel zum Kondensator Cl, sondern zur Reihenschaltung des Kondensators Cl und der Induktivität Ll geschaltet ist. Dadurch wird die zweite Induktivität L2 gemäß der FIG 1 nicht mehr benötigt. Deren Funktion wird bei dieser Schaltungsvariante von der Induktivität Ll übernommen. Dadurch kann die Rückschwingzeit und damit auch der Rückschwingstrom nicht mehr getrennt vom Einschaltimpuls eingestellt werden. Somit ist die Rückschwingzeit etwas kürzer als die Zeit des Einschaltimpulses, da die innere Induktivität des GTO-Thyristors 2 für die Rückschwingung nicht wirksam ist. Da der Rückschwingstrom amplitudenmäßig gleich dem Einschaltimpuls ist, muß die antiparallele Diode Dl wie die Entkopplungs-Diode D2 dimensioniert und aufgebaut werden. Da die Rückschwingzeit höchstens der Zeit eines Einschaltimpulses ist, kann die Zeit für die Nachladung des Kondensators Cl verkürzt werden, so daß diese Variante mit einem Impulsabstand von unter 200 μsec auskommen.The capacitor C1 is charged to a positive voltage by means of the recharging circuit 6. This charged capacitor C1 is switched to the gate-cathode path of the GTO thyristor 2 by means of the inductor L1 and the switching element 8. In the process, the capacitor C1 discharges and a discharge current is produced in the form of an approximately sinusoidal oscillation (FIG. 5). This half-sine wave is the switch-on pulse for the GTO thyristor 2. The capacitor C1 and the inductance L 1 are dimensioned such that the current half-wave meets the requirements for a switch-on pulse. At the end of the half-oscillation (t2 in FIG. 5), the capacitor C1 is charged to a negative voltage, which ideally corresponds to the amount after the positive initial voltage. In the real case, however, the amount of this voltage is lower. The resonant circuit, consisting of capacitor C1 and inductor L1, would naturally oscillate back to a positive capacitor voltage. By using the decoupling diode D2, it is ensured that the current of this ring-back process does not flow via the gate-cathode path of the GTO thyristor 2, but via a separate ring-back circuit 14. After the ring-back process, the capacitor C1 is again positive Voltage loaded, but due to the inevitable losses is less than the initial voltage. The switching element 8 is switched off at some point in the currentless state if the voltage across the capacitor C1 is still negative during the oscillation phase (time window t3-t2 in FIG. 5). Since the switching element 8 is blocked, no further vibrations can pass through the gate-cathode path of the GTO thyristor 2. The capacitor C1 is now again charged to its initial voltage by the recharge circuit β. This circuit is then ready for the next switch-on pulse. FIG. 2 shows a basic circuit diagram of a second circuit variant of a control device according to the invention for generating hard switch-on pulses for a thyristor 2 that can be switched off. This control device differs from that according to FIG. 1 in that the anti-parallel diode D1 is not connected in parallel to the capacitor C1, but rather to the series connection of the capacitor C1 and the inductor L1. As a result, the second inductance L2 according to FIG. 1 is no longer required. In this circuit variant, their function is taken over by the inductance Ll. As a result, the recovery time and thus the recovery current can no longer be set separately from the switch-on pulse. The ring-back time is thus somewhat shorter than the time of the switch-on pulse, since the internal inductance of the GTO thyristor 2 is not effective for the ring-back. Since the oscillation current is amplitude-equal to the switch-on pulse, the anti-parallel diode D1 must be dimensioned and constructed like the decoupling diode D2. Since the recovery time is at most the time of a switch-on pulse, the time for recharging the capacitor C1 can be shortened, so that this variant can manage with a pulse interval of less than 200 μsec.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung gemäß FIG 3 sind wenigstens zwei Schaltungsvarianten gemäß FIG 2 elektrisch parallel geschaltet. Bei dieser Ausführungsform generiert jede Teilschaltung einen Einschaltimpuls mit einer Frequenz und einer Amplitude, wobei diese an den Ausgangs-Anschlüssen dieser Ausführungsform überlagert werden. Wird die eine Halbschwingung einer Schaltung auf die dreifache Frequenz und einem Drittel der Amplitude der Halbschwingung der anderen Schaltung abgestimmt, so erhält man als Ergebnis der Überlagerung der beiden Ein- schaltimpulse einen trapezförmigen Einschaltimpuls. Durch Überlagerung von wenigstens zwei Einschaltimpulsen mit Grundschwingung (eine Halbschwingung) und dritter Harmonischen (drei Halbschwingungen) erhält man einen Einschaltimpuls, dessen Amplitude nicht mehr sehr viel größer ist als die ver- langte Amplitude zur Zündung des GTO-Thyristors 2. Bei einem Einschaltimpuls von beispielsweise 1000 A muß die Schaltungsvariante gemäß FIG 1 oder 2 einen Impuls von etwa 2000 A generieren. Mit der Schaltungsanordnung gemäß FIG 3 wird der Grundimpuls auf etwa 1000 A eingestellt. Die Steuerung der Schaltelemente verläuft bei den Schaltungen zeitsynchron.In an advantageous embodiment of the control device according to FIG. 3, at least two circuit variants according to FIG. 2 are electrically connected in parallel. In this embodiment, each subcircuit generates a switch-on pulse with a frequency and an amplitude, these being superimposed on the output connections of this embodiment. If one half oscillation of one circuit is tuned to three times the frequency and one third of the amplitude of the half oscillation of the other circuit, a trapezoidal switch-on pulse is obtained as a result of the superposition of the two switch-on pulses. By Superimposition of at least two switch-on pulses with fundamental (one half-oscillation) and third harmonic (three half-oscillations) results in a switch-on pulse whose amplitude is no longer very much greater than the required amplitude for triggering the GTO thyristor 2. With a switch-on pulse of, for example 1000 A, the circuit variant according to FIG. 1 or 2 must generate a pulse of approximately 2000 A. The basic pulse is set to approximately 1000 A with the circuit arrangement according to FIG. The switching elements are controlled synchronously in the circuits.
Die FIG 4 zeigt eine erste Ausführungsform einer ersten Schaltungsvariante gemäß FIG 1. Bei dieser Ausführungsform besteht der Kondensator Cl aus mehreren parallel geschalteten Folienkondensatoren. Beispielsweise sind zehn Folienkondensatoren jeweils mit einem Kapazitätswert von 6,8 μF parallel geschaltet. Elektrolytkondensatoren sind nicht geeignet, da sie unipolar sind und einen zu hohen Ersatz-Serienwiderstand aufweisen. Das Schaltelement 8 besteht aus mehreren parallel geschalteten Leistungs-MOSFETs 16. Jeweils zwei Schaltern 16 ist eine Entkopplungs-Diode D2 vorgeschaltet. Als Entkopplungs-Diode D2 ist beispielsweise eine Schottky-Diode vorgesehen. Wegen einer gleichmäßigen Stromaufteilung sind die Entkopplungs-Dioden D2 und die Leistungs-MOSFETs 16 in Grup- pen zusammengefaßt und diese als Ganzes parallel geschaltet. Bei dieser Ausführungsform bilden zwei Leistungs-MOSFETs und eine Entkopplungs-Diode D2 eine Gruppe. Die Schwingkreisinduktivität für den Einschaltimpuls wird gebildet aus der Induktivität Ll zusammen mit der Parasitätinduktivität des Auf- baus. Der Wert der aufbaubedingten Parasitärinduktivität ist relativ unkritisch, da diese Induktivität in die Funktion der Schaltung einbezogen ist. Der Wert der Induktivität Ll ist beispielsweise 15 nH. Der Rückschwingkreis 14 wird gebildet aus der Induktivität L2 und der antiparallelen Diode Dl. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Induktivität L2 so ausge- legt, daß der Rückschwingvorgang beispielsweise 20 μsec dauert. Damit beträgt der Scheitelwert des Schwingstromes etwa 300 A, so daß man mit einer einzigen antiparallelen Diode Dl auskommt. Der Wert der zweiten Induktivität L2 beträgt bei- spielsweise 636 nH. Für die antiparallele Diode Dl kann ebenfalls eine Schottky-Diode vorgesehen sein. Die Leistungs- MOSFETs 16 werden irgendwann stromlos ausgeschaltet, wenn während der Rückschwingphase die Spannung am Kondensator Cl noch negativ ist. Dies ist der Fall im Zeitfenster zwischen t2 und t3 in FIG 5. Die Nachladung des Kondensators Cl am Ende des Schwingvorganges (Zeitpunkt t4 gemäß FIG 5) geschieht über einen Widerstand Rl von einer festen Spannungsquelle 18 aus. Die Zeitkonstante R1»C1 der Nachladung ist im Beispiel mit 100 μsec deutlich länger als die Dauer der Schwingvorgän- ge .FIG. 4 shows a first embodiment of a first circuit variant according to FIG. 1. In this embodiment, the capacitor C1 consists of a plurality of film capacitors connected in parallel. For example, ten film capacitors with a capacitance value of 6.8 μF are connected in parallel. Electrolytic capacitors are not suitable because they are unipolar and have too high a replacement series resistance. The switching element 8 consists of a plurality of power MOSFETs 16 connected in parallel. A decoupling diode D2 is connected upstream of two switches 16. A Schottky diode, for example, is provided as the decoupling diode D2. Because of a uniform current distribution, the decoupling diodes D2 and the power MOSFETs 16 are combined in groups and these are connected in parallel as a whole. In this embodiment, two power MOSFETs and a decoupling diode D2 form a group. The resonant circuit inductance for the switch-on pulse is formed from the inductance L1 together with the parasitic inductance of the structure. The value of the parasitic inductance caused by the structure is relatively uncritical, since this inductance is included in the function of the circuit. The value of the inductance L1 is, for example, 15 nH. The resonant circuit 14 is formed from the inductance L2 and the anti-parallel diode Dl. In this exemplary embodiment, the inductance L2 is specifies that the reverberation process lasts, for example, 20 microseconds. The peak value of the oscillating current is thus approximately 300 A, so that a single antiparallel diode D1 can be used. The value of the second inductance L2 is, for example, 636 nH. A Schottky diode can also be provided for the anti-parallel diode D1. The power MOSFETs 16 are switched off at some point in the currentless state if the voltage across the capacitor C1 is still negative during the oscillation phase. This is the case in the time window between t2 and t3 in FIG. In the example, the time constant R1 »C1 of the recharge is significantly longer than the duration of the oscillation processes at 100 μsec.
Sollte der Nachladekreis 6 dennoch durch Schwingungen stören oder während der Schwingungsintervalle zu viel Verluste verursachen, dann kann man eine Verzögerungsdrossel L3 oder ei- nen zusätzlichen Schalter 20 einfügen, mit dem während der Schwingungszeit der Widerstand Rl abgeschaltet werden kann. Dieser Schalter kann mit dem logisch negierten Ansteuersignal Sl der Schalter 16 gesteuert werden, wenn deren Ausschaltzeitpunkt am Ende des zulässigen Zeitfensters gelegt wird (t3 der FIG 5) . Diese Möglichkeiten sind im Nachladekreis 6 mittels einer unterbrochenen Linie gleichzeitig zur Demonstration dargestellt. Um die Verluste noch mehr zu reduzieren, kann der Nachladekreis durch einen Chopper realisiert werden, wodurch die Trennung zwischen Umschwingvorgang und Nachladung noch mehr vereinfacht wird.Should the recharging circuit 6 nevertheless interfere with vibrations or cause too many losses during the oscillation intervals, then a delay choke L3 or an additional switch 20 can be inserted, with which the resistor R1 can be switched off during the oscillation time. This switch can be controlled with the logically negated control signal S1 of the switch 16 if its switch-off time is set at the end of the permissible time window (t3 of FIG. 5). These options are shown in the reloading circuit 6 by means of a broken line at the same time for the demonstration. In order to reduce the losses even more, the reloading circuit can be implemented by a chopper, which further simplifies the separation between the reversing process and reloading.
Diese Schaltung mit der angegebenen Auslegung kann etwa 350 μsec nach Ende eines Einschaltimpulses den nächsten Impuls erzeugen. Soll dieser Zeitabstand verkleinert werden, so müssen die Rückschwingzeit und die RC-Zeitkonstante verkürzt werden. Ohne die Abschaltoption muß die RC-Zeitkonstante ein Vielfaches der Rückschwingzeit sein.This circuit with the specified design can generate the next pulse approximately 350 μsec after the end of a switch-on pulse. If this time interval is to be reduced, so the oscillation time and the RC time constant must be shortened. Without the switch-off option, the RC time constant must be a multiple of the recovery time.
In der FIG 5 sind die signifikanten Signalverläufe der Ausführungsform gemäß FIG 4 dargestellt. Dabei handelt es sich um die Kondensator-Spannung uc, den Gatestrom IG, den Rückschwingstrom iL2 und den Schaltsignal Sl. Zum Zeitpunkt tl ist der Kondensator Cl auf eine positive Spannung UCι aufge- laden und das Schaltsignal Sl wechselt von Low nach High. Dadurch entlädt sich der Kondensator Cl und der Gatestrom IG fließen in Form einer Sinushalbschwingung. Zum Zeitpunkt t2 ist der Gatestrom IG wieder Null und der Kondensator Cl auf eine negative Spannung Uc2 aufgeladen. Mit diesem Zeitpunkt t2 beginnt der Rückschwingvorgang, der erst zum Zeitpunkt t4 beendet ist. Zum Zeitpunkt t3 wechselt das Vorzeichen der Kondensator-Spannung uc. Bis zu diesem Zeitpunkt t3 müssen die Schalter 16 gesperrt sein, damit keine weitere Schwingung über die Gate-Kathodenstrecke des GTO-Thyristors 2 gelangt. Zum Zeitpunkt t2 kann frühestens der Schalter 16 gesperrt werden. Dieser Zeitbereich t3-t2 ist ein zulässiges Zeitfenster für den Ausschaltzeitpunkt. Zum Zeitpunkt t4 ist der Kondensator Cl wieder auf eine positive Spannung Uc3 aufgeladen, wobei dieser um eine Spannungsdifferenz ΔUC von der Spannung UCι zu Beginn des Einschaltimpulses unterscheidet.5 shows the significant signal profiles of the embodiment according to FIG. 4. These are the capacitor voltage u c , the gate current I G , the ring-back current i L2 and the switching signal Sl. At the time t1, the capacitor C1 is charged to a positive voltage U C ι and the switching signal S1 changes from low to high. As a result, the capacitor C1 discharges and the gate current I G flows in the form of a sine wave. At time t2, the gate current I G is again zero and the capacitor Cl is charged to a negative voltage U c2 . The oscillation process begins at this point in time t2 and is only completed at point in time t4. At time t3, the sign of the capacitor voltage u c changes . Up to this point in time t3, the switches 16 must be blocked so that no further vibration passes through the gate-cathode path of the GTO thyristor 2. At the time t2, the switch 16 can be locked at the earliest. This time range t3-t2 is a permissible time window for the switch-off time. At time t4, the capacitor C1 is again charged to a positive voltage U c3 , which differentiates it by a voltage difference ΔU C from the voltage U C ι at the start of the switch-on pulse.
Mit diesem Zeitpunkt t4 beginnt die Nachladung des Kondensators Cl auf die Spannung UCι. Diese Nachladezeit beträgt beispielsweise 100 μsec, wobei die Zeit für den Rückschwingvorgang beispielsweise 20 μsec und die Zeit für die Halbschwin- gung beispielsweise 3 μsec beträgt.At this point in time t4, the capacitor C1 is recharged to the voltage U C ι. This reloading time is, for example, 100 μsec, the time for the swing-back process being, for example, 20 μsec and the time for the semi-oscillation being 3 μsec, for example.
Die FIG 6 zeigt eine zweite Ausführungsform einer zweiten Schaltungsvariante gemäß FIG 2. Die Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform gemäß FIG 4 dadurch, daß die antiparallele Diode Dl nicht mehr parallel zum Kondensator Cl, sondern zur Reihenschaltung Kondensator Cl und Induktivität Ll geschaltet ist. Wie bereits erwähnt entspricht der Rückschwingstrom iL2 (negative Halbschwingung des Gatestromes IG der FIG 7) annähernd dem EinschaltimpulsFIG. 6 shows a second embodiment of a second circuit variant according to FIG. 2. The embodiment differs from the embodiment according to FIG. that the anti-parallel diode Dl is no longer connected in parallel to the capacitor Cl, but to the series connection of capacitor Cl and inductor L1. As already mentioned, the ring-back current i L2 (negative half-oscillation of the gate current I G in FIG. 7) approximately corresponds to the switch-on pulse
(positive Halbschwingung des Gatestromes IG der FIG 7). Deshalb muß diese Diode Dl nun so dimensioniert werden, wie die Entkopplungs-Diode D2. Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß gemäß der FIG 7 die Zeit für den Rück- schwingvorgang höchstens gleich der Zeit für die Halbschwingung für den Einschaltimpuls ist. Dadurch kann ebenfalls die Nachladezeitkonstante verkürzt werden. D.h., die Summe dieser Zeiten beträgt beispielsweise 31 μsec, wogegen die Summe der Zeiten beim Ausführungsbeispiel gemäß FIG 4 beispielsweise 123 μsec beträgt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß mehrere dieser Ausführungsformen elektrisch parallel geschaltet werden können, die unterschiedlich abgestimmt sind, wodurch durch Überlagerung mehrerer Einschaltimpulse beispielsweise ein trapezförmiger Einschaltimpuls erzeugt wird.(positive half-oscillation of the gate current I G of FIG 7). Therefore, this diode D1 must now be dimensioned in the same way as the decoupling diode D2. The advantage of this embodiment is that, according to FIG. 7, the time for the oscillation process is at most equal to the time for the half oscillation for the switch-on pulse. This can also shorten the reload time constant. That is, the sum of these times is, for example, 31 μsec, whereas the sum of the times in the exemplary embodiment according to FIG. 4 is, for example, 123 μsec. Another advantage is that several of these embodiments can be electrically connected in parallel, which are tuned differently, whereby, for example, a trapezoidal switch-on pulse is generated by superimposing several switch-on pulses.
Die Ausführungsform gemäß FIG 8 unterscheidet sich von den Ausführungsformen gemäß den FIG 4 bzw.6 dadurch, daß ein Durchschwingen des Kondensators Cl auf negative Spannungen mit Hilfe einer Diode D3 verhindert wird. Der Schwingkreis baut lediglich in einer Viertelschwingung den Strom des Einschaltimpulses bis zu seinem Scheitelwert auf. Danach ist die Kondensatorspannung uc in etwa Null und der Gatestrom des GTO-Thyristors 2 fließt über diese Diode D3, der Induktivität Ll und den Schaltern 16. Dieser Strom ist durch die Indukti- vität Ll eingeprägt und klingt langsam von seinem Scheitelwert aus ab. Der Verlauf und die Dauer des Abklingens werden durch die nicht induktiven parasitären Spannungsabfälle des Gatekreises bestimmt und lassen sich daher ohne genaue Kenntnis des konkret ausgeführten Schaltungsaufbaus nicht vorher- sagen. Der Verlauf dieses Gatestromes IG ist in der FIG 9 über der Zeit t dargestellt. Mit einem Widerstand R3 in Reihe zur antiparallelen Diode D3 kann man die Zeit des expotentio- nellen Abklingens verkürzen. In dieser Variante wird der ge- samte Energieinhalt des Kondensators Cl im Gatekreis in Wärme umgesetzt, während bei den Schaltungsvarianten gemäß FIG 1 und 2 ein Teil dieser Energie zurückgewonnen wird. Der erzeugte Zündimpuls hat bei gleicher Anstiegssteilheit und gleichem Scheitelwert eine deutlich höhere Stromzeitfläche und eine längere Dauer als der Impuls der Schaltungsvarianten gemäß FIG 1 oder 2. Nach jedem Impuls muß der Kondensator Cl vollständig von 0 V aus aufgeladen werden. Anstelle eines Rückschwingkreises 14 ist hier die für den Dauergatestrom zuständige Konstantstromquelle 22 vorgesehen, die parallel zur Reihenschaltung Kondensator Cl und Induktivität Ll geschaltet ist. Da diese Schaltung praktisch nicht rückschwingen kann, kann auf die Entkopplungsdiode D2 verzichtet werden. Die antiparallele Diode D3 muß so dimensioniert werden, wie die antiparallele Diode Dl der FIG 6. Durch die Verwendung der Kon- stantstromquelle 22 bleibt das Schaltelement 8 während der gesamten Leitdauer des abschaltbaren Thyristors 2 eingeschaltet (FIG 9) , da der Einschaltimpuls von selbst aperiodisch abklingt. Damit kann dieses Schaltelement 8 zusätzlich zum Einschaltimpuls den Dauergatestrom schalten, so daß ein eige- nes Schaltelement für den Dauergatestrom nicht mehr benötigt wird. Während der AUS-Phase des abschaltbaren Thyristors 2 lädt die Konstantstromquelle 22 den Kondensator Cl auf den Wert ihrer Versorgungsspannung auf. Somit wird auch ein eigener Nachladekreis 6 für den Kondensator Cl nicht mehr benö- tigt. Der besondere Vorteil dieser weiteren Ansteuereinrichtung liegt darin, daß diese Einrichtung den geringsten Schaltungsaufwand hat, da in einer Einrichtung eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines harten Einschaltimpulses und ei ner Schaltungsanordnung zur Generierung eines Gatedauerstro- mes vereint sind. The embodiment according to FIG. 8 differs from the embodiments according to FIGS. 4 and 6 in that a swinging of the capacitor C1 to negative voltages is prevented with the aid of a diode D3. The resonant circuit only builds up the current of the switch-on pulse up to its peak value in a quarter-wave. The capacitor voltage u c is then approximately zero and the gate current of the GTO thyristor 2 flows via this diode D3, the inductance L1 and the switches 16. This current is impressed by the inductance Ll and slowly decays from its peak value. The course and the duration of the decay are determined by the non-inductive parasitic voltage drops of the gate circuit and can therefore not be predicted without precise knowledge of the specific circuit design. say. The course of this gate current I G is shown in FIG 9 over time t. With a resistor R3 in series with the antiparallel diode D3 one can shorten the exponential decay time. In this variant, the entire energy content of the capacitor C1 in the gate circuit is converted into heat, while in the circuit variants according to FIGS. 1 and 2 a part of this energy is recovered. The generated ignition pulse has a significantly higher current-time area and a longer duration than the pulse of the circuit variants according to FIG. 1 or 2 with the same slope and the same peak value. After each pulse, the capacitor C1 must be fully charged from 0 V. Instead of a resonant circuit 14, the constant current source 22 responsible for the permanent gate current is provided here, which is connected in parallel with the series connection of capacitor C1 and inductor L1. Since this circuit can practically not swing back, the decoupling diode D2 can be dispensed with. The antiparallel diode D3 must be dimensioned in the same way as the antiparallel diode Dl of FIG. 6. By using the constant current source 22, the switching element 8 remains switched on for the entire duration of the thyristor 2 that can be switched off (FIG. 9), since the switch-on pulse automatically aperiodically subsides. This switching element 8 can thus switch the continuous gate current in addition to the switch-on pulse, so that a separate switching element is no longer required for the permanent gate current. During the OFF phase of the thyristor 2, which can be switched off, the constant current source 22 charges the capacitor C1 to the value of its supply voltage. A separate recharge circuit 6 is therefore no longer required for the capacitor C1. The particular advantage of this further control device is that this device has the least amount of circuitry, since in one device a circuit arrangement for generating a hard switch-on pulse and egg ner circuit arrangement for generating a gate continuous current are combined.

Claims

Patentansprüche claims
1. Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor (2), die eine Reihenschal- tung (4), bestehend aus einem Kondensator (Cl) mit antiparalleler Diode (Dl) , einer ersten Induktivität (Ll) und einem Schaltelement (8), und einen Nachladekreis (6) aufweist, wobei diese Reihenschaltung (4) elektrisch parallel zu den Ausgangs-Anschlüssen (10,12) dieser Ansteuereinrichtung und die- ser Nachladekreis (6) elektrisch parallel zum Kondensator (Cl) geschaltet sind, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der antiparallelen Diode (Dl) eine zweite Induktivität (L2) vorgeschaltet ist, deren Wert wesentlich größer ist als der Wert der ersten Induktivität (Ll) und daß zwischen der ersten Induktivität (Ll) und dem Schaltelement (8) eine Entkopplungs-Diode (D2) geschaltet ist.1. Control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor (2) which can be switched off and which has a series circuit (4) consisting of a capacitor (Cl) with antiparallel diode (Dl), a first inductance (L1) and a switching element (8) , and has a recharging circuit (6), this series circuit (4) being electrically connected in parallel with the output connections (10, 12) of this control device and this recharging circuit (6) being electrically connected in parallel with the capacitor (Cl), characterized in that the antiparallel diode (Dl) is preceded by a second inductor (L2), the value of which is substantially greater than the value of the first inductor (Ll) and that between the first inductor (Ll) and the switching element (8) a decoupling diode (D2 ) is switched.
2. Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor (2), die eine Reihenschaltung (4), bestehend aus einem Kondensator (Cl), einer Induktivität (Ll) und einem Schaltelement (8), und einen Nachladekreis (6) aufweist, wobei diese Reihenschaltung (4) elektrisch parallel zu den Ausgangs-Anschlüssen (10,12) dieser Ansteuereinrichtung und dieser Nachladekreis (6) elektrisch parallel zum Kondensator (Cl) geschaltet sind, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine antiparallele Diode (Dl) elektrisch parallel zu dem Kondensator (Cl) und der Induktivität (Ll) der Reihenschal- tung (4) geschaltet ist und daß zwischen der Induktivität2. Control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor (2) which can be switched off and which has a series circuit (4) consisting of a capacitor (Cl), an inductance (L1) and a switching element (8), and a recharging circuit (6), wherein this series circuit (4) are electrically connected in parallel to the output connections (10, 12) of this control device and this recharging circuit (6) are electrically connected in parallel to the capacitor (Cl), characterized in that an anti-parallel diode (Dl) is electrically connected in parallel to the capacitor (Cl) and the inductance (Ll) of the series circuit (4) and that between the inductance
(Ll) und dem Schaltelement (8) eine Entkopplungs-Diode (D2) geschaltet ist. (Ll) and the switching element (8) a decoupling diode (D2) is connected.
3. Ansteuereinrichtung bestehend aus mehreren Ansteuerein- richtungen nach Anspruch 2, die elektrisch parallel geschaltet sind, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß diese Ansteuereinrichtungen unterschiedlich abgestimmt sind.3. Control device consisting of a plurality of control devices according to claim 2, which are electrically connected in parallel, so that these control devices are tuned differently.
4. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 3, wobei ein Teil der parallel geschalteten Ansteuereinrichtungen auf die dreifache Frequenz und einem Drittel der Amplitude des anderen Teils dieser parallel geschalteten Ansteuereinrichtungen abgestimmt sind.4. Control device according to claim 3, wherein a part of the control devices connected in parallel are tuned to three times the frequency and a third of the amplitude of the other part of these control devices connected in parallel.
5. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei als Schaltelement (8) wenigstens zwei elektrisch parallel geschaltete Schalter (16) vorgesehen sind.5. Control device according to claim 1 or 2, wherein at least two electrically parallel switches (16) are provided as the switching element (8).
6. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Nachladekreis (6) aus einer Reihenschaltung einer Spannungs- quelle (18) und eines Widerstandes (Rl) besteht.6. Control device according to claim 1 or 2, wherein the recharging circuit (6) consists of a series connection of a voltage source (18) and a resistor (R1).
7. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 6, wobei zwischen Spannungsquelle (18) und Widerstand (Rl) des Nachladekreises (6) eine Verzögerungsdrossel (L3) geschaltet ist.7. Control device according to claim 6, wherein a delay inductor (L3) is connected between the voltage source (18) and the resistor (R1) of the recharging circuit (6).
8. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 6, wobei zwischen Spannungsquelle (18) und Widerstand (Rl) des Nachladekreises (6) ein Schalter (20) geschaltet ist.8. Control device according to claim 6, wherein a switch (20) is connected between the voltage source (18) and the resistor (R1) of the recharging circuit (6).
9. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 5, wobei als Schalter (16) ein MOSFET vorgesehen ist.9. Control device according to claim 5, wherein a switch is provided as a switch (16).
10. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 5, wobei als Schalter (16) ein IGBT vorgesehen ist. 10. Control device according to claim 5, wherein an IGBT is provided as switch (16).
11. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei als Entkopplungs-Diode (D2) eine Schottky-Diode vorgesehen ist.11. Control device according to claim 1 or 2, wherein a Schottky diode is provided as the decoupling diode (D2).
12. Ansteuereinrichtung zur Erzeugung harter Einschaltimpulse für einen abschaltbaren Thyristor (2) , die eine Reihenschaltung (4), bestehend aus einem Kondensator (Cl) mit antiparalleler Diode (D3) , einer Induktivität (Ll) und einem Schaltelement (8), aufweist, wobei diese Reihenschaltung (4) elektrisch parallel zu den Ausgangs-Anschlüssen (10,12) dieser Ansteuereinrichtung geschaltet ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß elektrisch parallel zu dem Kondensator (Cl) und der Induktivität (Ll) der Reihenschaltung (4) eine Konstantstromquelle (22) geschaltet ist. 12. Control device for generating hard switch-on pulses for a thyristor (2) which can be switched off and which has a series circuit (4), consisting of a capacitor (Cl) with an antiparallel diode (D3), an inductance (L1) and a switching element (8), wherein this series circuit (4) is electrically connected in parallel to the output connections (10, 12) of this control device, characterized in that a constant current source (22) is connected electrically in parallel to the capacitor (C1) and the inductance (L1) of the series circuit (4) is switched.
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