WO1993002534A1 - Halbwellenaustastvorrichtung für elektrische glühlampen - Google Patents

Halbwellenaustastvorrichtung für elektrische glühlampen Download PDF

Info

Publication number
WO1993002534A1
WO1993002534A1 PCT/DE1992/000595 DE9200595W WO9302534A1 WO 1993002534 A1 WO1993002534 A1 WO 1993002534A1 DE 9200595 W DE9200595 W DE 9200595W WO 9302534 A1 WO9302534 A1 WO 9302534A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
wave
signal
lamp
blanking
blanking device
Prior art date
Application number
PCT/DE1992/000595
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hartmut Schmidt
Original Assignee
Hartmut Schmidt
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hartmut Schmidt filed Critical Hartmut Schmidt
Publication of WO1993002534A1 publication Critical patent/WO1993002534A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/257—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M5/2573—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
    • H05B39/04—Controlling
    • H05B39/08—Controlling by shifting phase of trigger voltage applied to gas-filled controlling tubes also in controlled semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/2932—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power
    • H02M5/2937—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power using whole cycle control, i.e. switching an integer number of whole or half cycles of the AC input voltage

Definitions

  • the invention relates to an electrical blanking device for the periodic suppression of substantially entire half-wave trains of an alternating current according to claim 1, wherein non-suppressed wave trains are left in their entirety, as a result of which the average total power consumption of the consumer supplied with an alternating current is reduced.
  • the device described can in particular also reduce the tungsten evaporation rate of incandescent lamps and can therefore be very effective and in the desired manner to improve the product:
  • Electromigration is understood here to mean the migration of the tungsten atoms of the hot filament in the electric field, which, because of the anisotropy of the crystal axes in the tungsten lattice and the sawtooth-like material constrictions or "direct current etching" that form, lead to cross-sectional tapering which reduces life and thus to areas of increased temperature and field strength which can cause the filament to break prematurely.
  • Electromigration is understood here to mean the migration of the tungsten atoms of the hot filament in the electric field, which, because of the anisotropy of the crystal axes in the tungsten lattice and the sawtooth-like material constrictions or "direct current etching" that form, lead to cross-sectional tapering which reduces life and thus to areas of increased temperature and field strength which can cause the filament to break prematurely.
  • Ballasts for reducing electromigration in DC-operated incandescent lamps are known from patent application DE 3920847 and methods for the gentle and micro-crack-free processing of tungsten filaments according to DE 2002087.
  • Prior art are also every half-wave brightness controls that have the same effect, but do not reduce the color temperature Contrast increase can implement, and are usually not enough lamp conserving.
  • the desired freedom from DC voltage is obtained if at least the number of half-waves keyed in or the number of keyed-out half-waves are even according to claims 3 or 4.
  • the respective complementary part may then remain unevenly according to claim 5 or 6.
  • Figure 1 shows various "allowed" rhythms or burst sequences for illustration.
  • Figures 1A to IC show examples of simple sequences according to claim 1 with duty cycles of 2, 3 and 4 half-waves and phases out of one half-wave each, partly also characterized in that, according to claim 7, the consumer already averages to the next Blanking phase is operated without DC voltage.
  • Illuminated advertising which can possibly be secured by suitable legal recalls according to claim 58.
  • the modulation also increases the psychological effect of light signaling systems operated according to the invention.
  • the invention can also serve as a prewarning indicator and perhaps even to save a signal lamp (claims 46 and 47).
  • Different traffic light phases in particular red and also green in accordance with claim 10
  • the device according to the invention is particularly recommended for the most safety-relevant red signal lights.
  • the recognizability of a modulation is of course, in addition to the inertia, also a function of the filament heat capacity, so that, in particular in signal systems equipped with low-voltage lamps, an extension of the Burst signals compared to the examples shown in Figure 1 for single and multiple sequential half-wave patterns can be recommended.
  • the following table shows the change of a signal lamp operated according to the invention in the on / off rhythm of 4r4 half-waves (corresponding to 12.5 Hz) compared to conventional operation when the 54-watt Sig lamp is replaced by a 75-watt type: brightness - 25 %
  • the present invention works in a high-voltage signal system equipped with low-voltage lamps, in which the (cost-intensive) hurdles of lead resistance and connection security that are usually present in low-voltage signal systems are solved by providing each individual lamp in its immediate vicinity with its own transformer , which is controlled on the primary side using high-voltage technology.
  • the bursts must of course be DC-free on average for the correct operation of the transformers, which are preferably provided with thermal fuses. All in all, the achievable life extension also enables the inexpensive use of complex bulbs, eg. B. of high-voltage xenon lamps with their own recycling cycle or of lamps with an integrated ring mirror.
  • suitable dimensioning of the lamp operating voltage can also achieve a high color temperature or even an increase in the peak color temperature according to claims 14 and 15 with a long service life, which greatly improves the yield.
  • the overvoltage operation of an incandescent lamp according to claim 59 is also very advantageous with a half-wave blanking device, for example supplying a 130 volt lamp on the 230 volt network or a 65 volt lamp on the 110 volt network.
  • a suitable safety device is recommended in both cases.
  • Inrush current peaks easily one only statistically Predictable, premature destruction due to magnetically induced resonance, too high magnetostriction and too rapid thermal extinction, which is disadvantageous, especially given the high switching frequency of road traffic signal systems, and even turns an ordinary lamp on into something "unofficial".
  • the improvement consists of a signal system that only switches in the network at the zero crossing or in a separate delay of all main switch-on phases until the next zero crossing, which can be achieved, for example, with a zero detector as a comparator, which only switches a D flip-flop during the AC zero crossings (also referred to as a data latch), which then transfers the "on" information at its data input for the lamp in question into its output buffer and only then switches the lamp.
  • FIGs 2A-2C schematically show the looping in of a half-wave blanking device according to the invention to an AC consumer circuit, here to a lamp switchgear, containing a lamp array L1..L3 or ..Ln with the associated switches S1..S3 or ..Sn.
  • Figure 2A shows the use of half-wave blanking H in general.
  • the lamp L3 is provided with the transformer TR as a low-voltage lamp.
  • the mixed configuration with high and low voltage lamps is indicated here.
  • the representation of each lamp can, of course, in practice also represent a parallel connection of a plurality of signal lamps which are to be clocked or have the same meaning.
  • FIG 2B there is the specific embodiment of the half-wave blanking device according to the invention with 3 connection points, that is to say as a three-point arrangement H (3), as can be provided again for a light signaling system Ll ... Ln with its control system Sl ... Sn.
  • the length of the blanking and keying-in pulses can be determined, for example, by a counter arrangement for the number of zero crossings N or by suitable timing elements.
  • the arrangement can be provided with its own circuit breaker or its digital blanking signals can be added to the lamp control signals to save an additional circuit breaker (with its unavoidable voltage drop) and thereby ignite its life-prolonging effect via sufficiently fast circuit breakers that are used twice.
  • Figure 2C shows a two-point arrangement of the half-wave blanking device H (2) according to the invention, which is particularly easy to insert as a module into a supply line of any AC circuit.
  • the circuit which is primarily designed in low-power technology, now has to feed exclusively via its "off” phases, because otherwise it will short-circuit itself. Obtaining the zero crossing information during the "on” phases is now also difficult for the same reason, so that the number of "on” phases is preferably determined here by a timing element.
  • This can, for example, be constructed with conventional RC elements and thereby obtain the necessary temperature stability by means of suitable circuit technology, or else a digital timer circuit, which is also available in an integrated manner and consists of approximately one. Quartz oscillator with subsequent counter circuit and sequence control - included.
  • a digital timer circuit which is also available in an integrated manner and consists of approximately one. Quartz oscillator with subsequent counter circuit and sequence control - included.
  • an increase in the time constant always leads to a sudden increase in the respective half-wave mode number from a certain threshold value, if the blanking device according to the invention is consistently equipped with a continuously adjustable timing element. If one wanted to do without a timer solution, one would have to use a current monitor or a phase locked loop for the zero crossings.
  • FIG. 3A again shows a simple "screw sequence" as can be achieved with such a blanking device according to the invention.
  • Figure 3B shows a suitable target curve for controlling a suitable thyristor or triac switch. Because such a switch only resets after a power interruption, the control signal does not necessarily have to be on until the next zero crossing, but can go out again beforehand.
  • Figure 3C schematically shows the digital zero detector signals, here in inverted form, as can be obtained with a suitable comparator circuit. These signals are shown as broad for illustration only. In practice, they will be chosen narrower in order to limit the zero crossing more precisely.
  • the pulses contained in the diagram plane 3D have the rising edges at the same point as the zero detector signals, but are wider. These are those widened with a time constant element or with a so-called monoflop
  • diagram level 3E shows the output signal of such a fully digital half-wave blanking device, as it can then finally control a suitable power switch, for example a triac or a power field-effect transistor.
  • Figure 4 shows a simple embodiment of an arrangement corresponding to the diagrams.
  • the circuit is fed via a transformer with a subsequent rectifier bridge, from which the zero detector signals are also taken.
  • the return flow valve D5 before which the zero detector signals are also taken, feeds the charging capacitor
  • the zero comparator here is formed by the NPN transistor T with its series resistor RB and a zero resistor RN. It switches the suppression monoflop consisting of three gates and the time constant element CT and RT, as already discussed in Figure 3.
  • the monoflop output clocks via connection 1 the integrated, negative-edge-triggered counter circuit "CD 4024", via the reset line “RESET” the half-wave number of an entire period can be programmed in binary form with a diode array.
  • the number of successive "off" periods can also be kept selectable via a further switch arrangement. This is only indicated here with the switch S5, which here allows a further diode decoder to be used to choose between 1 or 2 half-wavelengths of the "off" phase.
  • Interrupts S5 namely not only the counter reading "zero” sets the output to "off", but also the immediately following counter reading "one".
  • the output signal can be buffered with a current-amplifying transistor before being fed to the triac shown, or, as discussed, the general control of the
  • Light signaling system can be added. Transients or “spikes” that occur during switching may have to be suppressed by an additional microsecond filter. However, there are also programmable, finished counter ICs that are free of bit noise.
  • the circuit described is intended to be only one embodiment. In total, a switch-saving fixed program, for example with the two options "low voltage - high voltage", can be selected via the matrix consisting of 2 x 4 diodes. By controlling the three-point blanking device by means of a — preferably non-retriggerable — timer arrangement, the sensitivity to interference against very dirty AC mains current can be reduced even further.
  • FIG. 5 schematically shows a complex and professional designed zero detector circuit.
  • the transformer secondary winding with center tap again provides the (here symmetrical) supply voltage and feeds the low-pass filter F1.
  • the notch filter F2 which is set to 700 Hz, for example, suppresses switching signals. All phase shifts caused by the transformer, F1 and F2 are compensated with the compensable correction element. If the correction takes place at this point, an all-pass filter indicated in C can be used. After the comparator, however, this phase adjustment can be carried out using a changeable time constant element with a digital output.
  • the particularly overdrive-proof amplifier V1 then increases the signal by a decent factor before it is then fed to the zero detector circuit Z via the bridge rectifier arrangement consisting of the inverter V2 and 2 diodes.
  • this zero comparator is followed once again by a monoflop M, which is able to lengthen the hull signal by a clear but not precisely determinable factor and forms the output of this trigger arrangement.
  • the "Output" connection then leads again to the programmable half-wave blanking device.
  • this entire circuit can also be galvanically coupled to the network and then operate the circuit breaker via an optocoupler, for example.
  • radio interference is naturally very low, especially if the switching operation is still exactly zeroed by an adjustable edge delay.
  • Residual interference can be reduced even further with suitable radio interference suppression means.
  • a thyristor TH serves as a circuit breaker which, according to claim 27, lies in the polar branch of a bridge rectifier D1-D4 of a single-wire arrangement designed according to claim 29.
  • the schematically indicated detector and time constant circuit is fed here via the charging capacitor CL, the series resistor Rv and a Zener diode ZD. Blanking and blanking times are selected here independently of one another by means of P1 and P2, the respective number of modes then changing abruptly when a certain setting limit is reached, from which the setting can then be withdrawn again for reasons of tolerance.
  • a power field effect transistor with its static gate control could also be used as a switching element. The desired reduction in residual radio interference can then also be achieved by slowing down this gate control.
  • the time constants of signal security devices and lamp failure detectors must be dimensioned accordingly, so that the desired tone empty phases do not lead to error messages. (Of course, blanking of the lamp failure detectors is also possible, but this route will not be used for safety reasons.)
  • FIG. 7 again shows a coinciding pulse diagram for a two-point blanking device for explanation. While FIG. 7A again shows the output signal to be achieved, FIG. 7B shows the inverted zero detector signal. As the circuit - as already mentioned - short-circuits by itself, it is set to "logical 1" over the entire engagement time.
  • Figure 7C shows the switching edges obtained from this, for example with a small RC combination as a differentiating element, which trigger an adjustable monoflop serving as a timing element with the output signal shown in FIG. 7D, which in turn can operate a triac as a self-holding circuit breaker.
  • a small module in the immediate vicinity of the lamp or even in the lamp base that is to say altogether in an arrangement between the switch and the consumer, can effect half-wave operation according to the invention or at least an exclusive keying in at zero crossing.
  • a zero-crossing switch arrangement for incandescent lamps which are placed very frequently behind the switch can then, according to claim 57, still provide bounce protection via a switch-on delay or a synchronized oscillator. Because the bouncing is characterized only by a unidirectional signal, the desired zero voltage switch can also be realized by controlling the triac from an edge reversal detector. This is a circuit arrangement that determines exactly whether a positive voltage increase occurs was more negative or vice versa, or maybe not.
  • Figure 8 shows the power consumption of an incandescent lamp at 50% duty cycle depending on the frequency, measured on a 100-watt halogen lamp. Because at higher frequency more power is used for the thermal "pumping up" of the thread, the deviation from the basic 50 watt mark is greater here than at low frequency, at which, however, the thread is colder.
  • Figure 9 shows a fully galvanically coupled blanking device with window or low-power technology.
  • Absolute value comparator in which the duration of the triac control current according to claim 43 for keying in at the zero crossing and also for energy saving is reduced by the monoflop M again provided with the time constant CT x RT.
  • the one-way rectifiers D1 and D2 form here with the high-voltage charging capacitors CL1 and CL2 and the Zener diodes ZD1 and ZD2 the symmetrical supply for the operational amplifier operating here as a comparator of the symmetrical zero detector K designed according to claim 39, from whose output 'only the positive one Care is needed.
  • Switch S here symbolically switches the signal lamp Sig.
  • Main phase according to claim 19 and is switched on from the next zero crossing.
  • the fine adjustment of the switching point with the aid of the adjustment element C should, as is generally the case according to claim 37, be carried out before the release and, of course, not only in situ.
  • the counter Z is indicated symbolically here and its execution is precisely
  • a potential-separating means can be used to achieve freedom from DC voltage at the consumer.
  • Figure 10 shows a double half-wave diagram for the different-sequential supply of different signal lamps according to claim 41. The two sequences are correlated with one another for the purpose of load balancing according to claim 23 in such a way that an unloaded state never occurs.
  • the green phase which is more sensitive to red shifts, receives the longer keying-in period.
  • the red lamp according to claim 21 can be replaced by a 4/3 times stronger type and have 4 times the service life, while the less safety-relevant green lamp receives normal power and 3 times the service life, so that the replacement cycle as a whole can be extended three times.
  • a light signal system is operated in a stationary manner with the half-wave blanking device, the increase in contrast achieved thereby supports the conventional phantom protection with suitable dimensioning.
  • this operation can be combined with a digital brightness setting for day-night operation, as shown schematically in FIG. 11, for example in that the mode counter is kept electrically controllable via further gates, thereby making it possible to extend the service life further and save energy .
  • the resulting one-key modes can be both even-numbered according to claim 3 and odd-numbered according to claim 5, the number of blanked half-waves in Figure 11 is chosen according to claim 4, so that a direct current-free feed signal can also be used here
  • Claim 2 receives.
  • FIG. 12 shows an implementation option.
  • a single-phase rectified current appears on the Z-diode ZD, which is used both for feeding and for zero detection.
  • the two same monoflops M1 and M2 are controlled here by the gate and Schmitt trigger.
  • Figure 14 shows a concrete embodiment of the schematic representation from Figure 13 to claim 49.
  • the actual zero detection takes place here at the base-emitter path of the transistor T, which signals via the base resistor RB and the supply resistor RV leading to the Zener diode ZD receives.
  • the operating voltage of the circuit is connected to the charging capacitor CL.
  • the time constant elements R1xC1 and R2xC2 of the two monoflops are the same, the first also serving as an inverter for the second, because the zero detector signals for both half-waves are to be obtained from the single-phase rectified alternating current.
  • the small, still remaining asymmetry is compensated here according to claim 50 with the delay element R3xC3, whereby the actually somewhat asymmetrical arrangement has the highest symmetry receives.
  • the decoder "Decode” and counter “: N” are shown schematically here.
  • no undesired intermediate states can take effect, because the monoflop controlling the triac is negatively triggered with R4xC4.
  • the inverting decoder can already be formed from diodes. If necessary, a multi-stage delay element can also be placed in the separate reset line if deletion problems due to runtime are to be expected.
  • the Darlington triac arrangement shown with the triacs TC1 and TC 2 according to claim 55 enables a high current holding range and the highest switching currents with the lowest control currents.
  • CF capacity shown should in most cases offer sufficient radio protection.
  • Half-wave blanking can also be used to activate lamps with operating voltages which are too low for continuous operation, which is particularly advantageous, because this results in an even better durability of the lamps.
  • a suitable overvoltage protection according to claim 60 can be implemented by full-wave rectification of the lamp voltage with subsequent smoothing. Because the inrush currents then become even greater, a powerful double triac arrangement is recommended here, for example in a Darlington triac housing, which is also to be referred to here as a DRIAC, particularly as a switching path.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung für die Austastung einzelner Halbwellen oder Halbwellengruppen eines Wechselstromes zur Speisung elektrischer Glühlampen und anderer Verbraucher unter besonderer Berücksichtigung möglicher Elektromigration. Die Erfindung enthält verschiedene strukturelle Ausführungsmöglichkeiten einer vom Wechselstromnulldurchgang aus durch einen Zähler- oder ein Zeitglied gesteuerten Schaltvorrichtung unter spezieller Berücksichtigung des Betriebes elektrischer Glühlampen, vorzugsweise Signallampen. Die hierdurch erzielte Kontrasterhöhung bildet einen Phantomschutz oder unterstützt bestehende Phantomschutzvorrichtungen. Neben der erheblichen Lebensdauerverlängerung der Glühlampen ist eine zusätzliche digitale Leistungs- und Helligkeitssteuerung, etwa für den Tag-/Nachtbetrieb, oder auch der Einsatz als integrierte Vorwarnanzeige möglich.

Description

HALBWELLENAUSTASTVORRICHTUNG FÜR ELEKTRISCHE GLÜHLAMPEN
Die Erfindung betrifft eine elektrische Austastvorrichtung zur periodischen Unterdrückung von im wesentlichen ganzen Halbwellenzügen eines Wechselstromes nach Anspruch 1, wobei nichtUnterdrückte Wellenzüge vollständig belassen werden, wodurch sich insgesamt die mittlere Gesamtleistungsaufnahme des mit einem Wechselstrom gespeisten Verbrauchers verringert. Die beschriebene Vorrichtung vermag insbesondere auch die Wolfram-Verdampfungsrate von Glühlampen zu reduzieren und kann deshalb sehr wirkungsvoll und in gewünschter Weise zur Verbesserung des Produktes:
ENERGIEERSPARNIS X LEBENSDAUER X ERKENNBARKEIT
bei Leucht- und Hindernisfeuern und VerkehrsSignallampen herangezogen werden. Zur Erzielung extremer Lebensdauern soll dabei zusätzlich die mittlere Lampenspannung, insbesondere im Hochvoltbetrieb nach Anspruch 11, zur Vermeidung von Elektro- migration am Wolfram-Wendel möglichst entsprechend Anspruch 2 gleichspannungsfrei bleiben. Unter Elektromigration wird hier die Wanderung der Wolframatome des heißen Glühfadens im elektrischen Feld verstanden, welche wegen der Anisotropie der Kristallachsen im Wolframgitter und der sich dadurch bildenden sägezahnartigen Materialeinschnürungen bzw. "Gleichstromätzungen" zu lebensdauervermindernden Querschnittsverjüngun- gen und damit zu Bereichen erhöhter Temperatur und Feldstärke führen, welche einen frühzeitigen Bruch des Glühfadens herbeizuführen vermögen. Wegen weiterer Einzelheiten sei dazu auf Journal of Applied Physics "Electrotransport of Tungsten and Life of a Filament" Vol. 39/13, Dez. '68, verwiesen.
Bekannt sind Vorschaltgeräte zur Verringerung von Elektromigration bei gleichstrombetriebenen Glühlampen aus der Patentanmeldung DE 3920847 und Verfahren zur schonenden und mikro- rißfreien Verarbeitung von Wolfram-Wendeln nach DE 2002087. Stand der Technik sind auch jede Halbwelle gleich beeinflussende Helligkeitssteuerungen, die jedoch eine Farbtemperatursenkung nicht in eine Kontrasterhöhung umzusetzen vermögen, und meist auch nicht genügend lampenschonenu sind. Die gewünschte Gleichspannungsfreiheit erhält man, wenn wenigstens die Anzahl der eingetasteten o d e r die Anzahl der ausgetasteten Halbwellen gemäß der Ansprüche 3 o d e r 4 gerade sind. Der jeweils komplementäre Teil darf dann un- gerade entsprechend Anspruch 5 oder 6 bleiben. Abbildung 1 zeigt dazu verschiedene "erlaubte" Rhythmen oder Burstsequen- zen zur Veranschaulichung. Dabei zeigen Abbildung 1A bis IC Beispiele für einfache Sequenzen nach Anspruch 1 mit Einschaltdauern von 2, 3 und 4 Halbwellen und Ausphasen von je- weils einer Halbwelle weniger, teilweise auch dadurch gekennzeichnet, daß gemäß Anspruch 7 der Verbraucher schon im Mittel jeweils bis zur nächsten Austastphase gleichspannungsfrei betrieben ist. Abbildung 1D zeigt ein Beispiel für eine nach Anspruch 2 erst im Mittel einer ganzen Periode gleichspan- nungsfreie Mehrfachsequenz, da die Gesamtzahl ausgetasteter Halbwellen in einer Leistungsperiode (= hier eine halbe Spannungsperiode): 2 x Ungerade = Gerade ist. Als mehrfachsequentielle Austastung soll hier auch noch gelten, wenn der Verbraucher zwar einem schlichten Halbwellenbetrieb unter- liegt, dieser sich jedoch -im Gegensatz zu bekannten, durch eine Halbwellendiode nicht gleichspannungsfrei betriebenen Glühlampen- nach jeder Betriebspause umpolt.
Der Einsatz erfindungsgemäßer Signallampenvorrichtungen gemäß Anspruch 8, und vorzugsweise für (Straßen-)Verkehrssignallampen gemäß Anspruch 9, führt also zu einem vibrierenden, irisierenden oder "geriffelten", lebhaften Lichteindruck mit -im Verhältnis zu dem nunmehr geringeren Stromverbrauch- wesentlich gesteigerter Erkennbarkeit, insbesondere bei Gegenlicht. Durch geeignete und -je nach Wärmekapazität des Lampenfadens- genügend lange Bemessung der Ein- und Austastzeiten nach Anspruch 44 erhält man einen gut erkennbaren, elektronischen Phantomschutz. Nachts verringern sich bei erhöhtem Kontrast zudem auch Blendwirkung und Verwechselbarkeit mit bunter
Lichtreklame, was sich gegebenenfalls noch durch geeignete gesetzliche Recelunqen nach Anspruch 58 absichern läßt. Durch die Modulation erhöht sich auch die psychologische Wirkung erfindungsgemäß betriebener Lichtzeichenanlagen. Die Erfindung kann aber auch als Vorwarnanzeige und dabei vielleicht sogar zur Einsparung einer Signalleuchte (Ansprüche 46 und 47) dienen. Es können unterschiedlichen Ampelphasen (nach Anspruch 10 insbesondere rot und auch grün) nach Anspruch 41 auch verschiedene Sequenzen zugeordnet werden, vorzugsweise indem die gegen Rotverschiebungen empfindlichere Farbe bzw. Phase (Grün) nach Anspruch 48 länger eingetastet wird. Bei sinkendem Gesamtstromverbrauch können die gewünschten Farbtemperaturwerte periodisch erreicht oder überschritten werden. Nun soll auch die große Lebensdauerverlängerung einer mit einem Lampenstrom nach Abbildung 1A betriebenen Lampe um mehr als Faktor 3 erklärt werden. Der Rhythmus ist hier: 2 Halbwellen an und eine aus. Dabei ist die erste
Halbwelle noch unteraktiv und die letzte praktisch unaktiv, weil elektrisch aus. Die Lampe ist nur in der zweiten Halbwelle vollaktiv. Dabei ist hier sogar noch unberücksichtigt geblieben, dai^ die Wolfram-Verdampfung aus thermodynamisehen Gründen etwas verzögert einsetzt, also wenn die zugeführte elektrische Leistung schon wieder abnimmt. Bei 67 % Einschaltdauer beträgt die Stromaufnahme etwa 74 % der Vollast. Wenigstens bei entsprechender Erhöhung der Lampenleistung um ca 1/3 (z. B. von 54 Watt auf 75 Watt, oder von 75 Watt auf 100 Watt) gemäß Anspruch 21 ergibt sich dann mindestens wieder die gleiche Erkennbarkeit bei insgesamt etwa gleichem Energieverbrauch. So wird zudem der Einsatz stärkerer Lampen mit ihrem besseren Spektrum, ihrer höheren Stoßfestigkeit, und auch dadurch wiederum höherer Lebensdauer ermöglicht, so daß man hier insgesamt leicht eine vierfache Lampenlebensdauer erhält. Wegen ihres unproblematischen Einsatzes empfiehlt sich die erfindungsgemäße Vorrichtung ganz besonders für die am meisten sicherheitsrelevanten, roten Signalleuchten. Die Erkennbarkeit einer Modulation ist natürlich neben der Augenträgheit auch eine Funktion der Glühfadenwärmekapazität, so daß insbesondere bei mit Niedervoltlampen bestückten Signalanlagen nach Anspruch 12 eine Verlängerung der Burstsignale gegenüber der in Abbildung 1 dargestellten Beispiele für einfach- und mehrfach sequentielle Halbwellenmuster zu empfehlen sein kann. Folgende Tabelle zeigt die Veränderung einer erfindungsgemäß im An/Aus-Rhythmus von 4r4 Halbwellen (entsprechend 12,5 Hz) betriebenen Signallampe gegenüber dem herkömmlichen Betrieb bei Austausch der 54-Watt-Sig-Lampe gegen eine 75-Watt-Type: Helligkeit - 25 %
Blendung - 25 %
Verbrauch - 20 %
Erkennbarkeit + 25 % Effektive Stoßfestigkeit + 35 %
Lebensdauer x 2,5
Bei Anspruch 13 arbeitet die vorliegende Erfindung in einer mit Niedervoltlampen bestückten Hochvoltsignalanlage, in wel- eher die bei Niedervoltsignalanlagen meist vorhandenen (kostenintensiven) Hürden von Zuleitungswiderständen und der Anschlußsicherheit dadurch gelöst werden, indem jede einzelne Lampe in ihrer unmittelbaren Nähe mit ihrem eigenen Transformator versehen ist, welcher primärseitig in Hochvolttechnik angesteuert wird. Hier müssen die Bursts natürlich auch schon für die korrekte Arbeitsweise der vorzugsweise mit Thermosi- cherungen versehenen Transformatoren im Mittel gleichspannungsfrei sein. Insgesamt ermöglicht die Erfindung durch die erzielbare Lebensdauerverlängerung auch die preiswerte Ver- wendung aufwendiger gebauter Leuchtmittel, z. B. von Hochvolt-Xenon-Lampen mit eigenem Recycling-Zyklus oder von Lampen mit integriertem Ringspiegel. Auch läßt sich gegenüber herkömmlichen Signallampen durch geeignete Bemessung der LampenbetriebsSpannung ebenfalls eine hohe Farbtemperatur oder gar eine Steigerung des Farbtemperatur-Spitzenwertes gemäß Anspruch 14 und 15 bei ebenfalls hoher Lebensdauer erreichen, was die Ausbeute sehr fördert. Auch der Überspannungsbetrieb einer Glühlampe gemäß Anspruch 59 ist mit einer Halbwellenaustastvorrichtüng sehr vorteilhaft, etwa die Speisung einer 130 Volt-Lampe am 230 Volt-Netz oder einer 65 Volt-Lampe am 110 Volt-Netz. Weil dann aber ein fehlerhafter Ausfall der nun sehr langen "Aus "-Phasen wie auch ein fehlerhafter Unipolarbetrieb einer transformatorgespeisten Lampenanordnung sofort zu einer weiteren Zerstörung der Anlage führen, empfiehlt sich in beiden Fällen die Überwachung durch eine geeignete Sicherungsvorrichtung gemäß Anspruch 60.
Gerade hohe Farbtemperatur-Spitzenwerte von über 2700 -2900 K führen zu kurzen Relaxationszeiten, was für Niedervoltlampen mit ihrer großen Wärmeträgheit wichtig ist, will man auch hier gut erkennbare Vibration bei nur .kurzen Burstsequenzen erhalten. Je länger die Austastphasen sind, umso günstiger werden Energieverbrauch und Lebensdauerverlängerung durch unaktive und, letztenfalls auch durch unteraktive Phasen, so daß auf diese Weise eine Lebensdauer- und energiesparend optimierte Betriebsweise gemäß Anspruch 18 angestrebt werden kann. Dabei sollen die Ausphasen auch- wieder nicht so lang sein, daß der Glühfaden inzwischen zu sehr erkaltet und eine eingeschaltete Signallampe womöglich bei nur kurzem Hinsehen gar als "aus" identifiziert werden könnte.
Liegen gemäß Anspruch 19 auch sämtliche Hauptschaltphasen ausschließlich im Nulldurchgang des Betriebswechselstromes, ergibt sich ein einschaltstromstoßfreier Betrieb, was insbesondere der Einsatzmöglichkeit mehrfach gewendelter Lampen (bei Hochvoltlampen besonders wichtig) zu Gute kommt, welche zwar bekanntlich eine höhere Lichtausbeute als einfach gewendelte Lampen haben, unter anderem weil weniger Wärme durch die geringere Anzahl erforderlicher Wendelaufhängungen abgeführt wird, jedoch normalerweise infolge kräftiger
Einschaltstromspitzen leicht einer nur statistisch einschätzbaren, frühzeitigen Zerstörung durch magnetisch induzierte Resonanz, zu hohe Magnetostriktion und zu rasche thermische Extinction unterliegen können, was gerade bei der hohen Schalthäufigkeit von Straßenverkehrssignalanlagen nachteilig ist und auch schon eine gewöhnliche Lampeneinschaltung leicht zu etwas "Unoffiziellem" macht. Die Verbesserung besteht in einer netzsynchron nur im Nulldurchgang schaltenden Signalanlage oder aber in einer gesonderten Verzögerung aller Haupteinschaltphasen bis zum nächsten Null- durchgang, was etwa mit einem Nulldetektor als Komparator erreichbar ist, welcher nur während der Wechselstrom-Nulldurchgänge ein D-Flip-Flop (auch als Data-Latch bezeichnet) taktet, welches dann die an seinem Dateneingang liegende "An"-Information für die betreffende Lampe in seinen Aus- gangspuffer übernimmt und nun erst die Lampe schaltet.
Ausführliche Versuche, auch mit Unterstützung eines Lampenmikrofons (Schallemissionsanalyse), haben gezeigt, daß die so erzielte Verlangsamung ausreicht, um die Resonanzbildung genügend zu unterdrücken. Gerade wegen der statistischen Bedeutung von Anspruch 19 ist hier wichtig, daß die Schaltvor- gangswahrscheinlichkeit in Nulldurchgangsnähe wegen des sinusförmigen Wechselstromverlaufes nur gering ist, so daß die Einsehaltspitzen wegen des sehr niedrigen Lampenkaltwiderstandes meist beträchtlich sind. In diesem Zusammenhang ist auch wichtig, daß bei gleichmäßiger Abdampfung des Wolfram- Fadens vor dem Fadenbruch zuerst eine beträchtliche Verringerung der Lampenleistung eintreten müßte. Erfahrungsgemäß tritt aber schon sehr frühzeitig ein Bruch an Unstetigkeits- stellen auf.
Niedervoltlampen erlauben höhere Wolfram-Verdampfungsraten.
Die Abbildungen 2A -2C zeigen schematisch die Einschleifung einer erfindungsgemäßen Halbwellenaustastvorrichtung an einen Wechselstromverbraucherkreis, hier an eine Lampenschalt- anläge, enthaltend ein Lampenarray L1..L3 bzw. ..Ln mit den zugehörigen Schaltern S1..S3 bzw. ..Sn. Dabei zeigt Abbildung 2A den Einsatz der Halbwellenaustastung H allgemein. Etwa gemäß Anspruch 13 ist die Lampe L3 dabei beispielsweise als Niedervoltlampe mit dem Transformator TR versehen. Hier ist also die gemischte Bestückung mit Hoch- und Niedervoltlampen angedeutet. Die Darstellung jeder Lampe kann natürlich praktisch auch eine Parallelschaltung aus mehreren gleich zu taktenden oder gleichbedeutenden Signallampen repräsentieren. Bei Abbildung 2B liegt die konkrete Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Halbwellenaustastvorrichtung mit 3 Anschlußpunkten, also als Dreipunktanordnung H(3) vor, wie sie wieder einer Lichtzeichenanlage Ll...Ln mit ihrer Steuerung Sl...Sn vorge.sehaltet sein kann. Hier kann die Länge der Aus- und Eintastimpulse etwa durch eine Zähleranordnung für die Anzahl der Nulldufchgänge N oder durch passende Zeitglieder bestimmt sein. Die Anordnung kann dabei mit einem eigenen Leistungs- Schalter versehen sein oder aber ihre digitalen Austastsignale können den Lampensteuersignalen zur Einsparung eines zusätzlichen LeistungsSchalters (mit seinem unvermeidbarem Spannungsabfall) hinzugemischt werden und dadurch ihre lebensdauerverlängernde Wirkung über genügend schnelle und auf diese Weise doppelt genutzte Leistungsschalter entfachen.
Abbildung 2C zeigt dagegen eine als Modul besonders leicht in eine Versorgungsleitung eines beliebigen Wechselstromverbraucherkreises einschleifbare Zweipunktanordnung der erfindungs- gemäßen Halbwellenaustastvorrichtung H(2). Etwa über einen Ladekondensator als Energiespeicher muß sich die -vornehmlich in Lowpower-Technik ausgeführte- Schaltung nun ausschließlich über ihre "Aus"-Phasen speisen, weil sie sich sonst ja selbst kurzschließt. Auch die Gewinnung der Nulldurchgangs-Informa- tionen während der "Ein"-Phasen ist nun aus gleichem Grunde schwierig, so daß die Anzahl der "Ein"-Phasen hier vorzugsweise durch ein Zeitglied bestimmt wird. Dieses kann etwa mit konventionellen RC-Gliedern aufgebaut sein und dabei durch geeignete Schaltungstechnik die nötige Temperaturstabilität erhalten, oder aber eine digitale, auch schon integriert fertig erhältliche Timerschaltung - bestehend etwa aus einem. Quarzoszillator mit nachfolgender Zählerschaltung und Ablaufsteuerung - enthalten. In jedem Fall führt eine Zeitkonstantenerhöhung hier stets ab einem bestimmten Schwellwert zu einer sprungartigen Erhöhung der jeweiligen Halbwellen-Modenzahl, wenn die erfindungsgemäße Austastvorrichtung konsequent mit einem kontinuierlich einstellbaren Zeitglied ausgestattet ist. Möchte man auf eine Timerlösung verzichten, müßte man sich hier schon mit einem Stromwächter oder einem phasengerasteten Regelkreis gemäß Anspruch 50 für die Nulldurchgänge behelfen. Abbildung 3A zeigt zur Erläuterung des Ablaufs einer zählergesteuerten Halbwellenaustastvorrichtung nochmals eine einfache "Schneckenfolge", wie sie mit einer solchen erfin- dungsgemässen Austastvorrichtung erzielbar ist. Abbildung 3B zeigt einen dazu geeigneten Sollverlauf zur Ansteuerung eines dazu passenden Thyristor- oder-Triac-Schalters. Weil ein derartiger Schalter sich erst durch eine Stromunterbrechung wieder zurücksetzt, braucht das Ansteuersignal nicht unbedingt ganz bis zum nächsten Nulldurchgang anzuliegen, sondern kann schon vorher wieder erlöschen. Abbildung 3C zeigt schematisch die digitalen Nulldetektorsignale, hier in invertierter Darstellung, wie sie etwa mit einer geeigneten Komparatorschaltung gewonnen werden können. Diese Signale sind nur zur Veranschaulichung so breit dargestellt. Man wird sie in der Praxis schmaler wählen, um den Nulldurchgang genauer einzugrenzen. Die in der Diagrammebene 3D enthaltenen Impulse haben die Anstiegsflanken an der gleichen Stelle wie die Nulldetektorsignale, sind aber breiter. Es handelt sich hierbei um die mit einem Zeitkonstantenglied bzw. mit einem sog. Monoflop verbreiterten
Nulldetektorsignale. Dieses Monoflop dient der Unterdrückung von Störimpulsen, denn falls im Nulldurchgang Störungen oder höherfrequente Schaltsignale auf der Netzleitung liegen , wird durch die nun vorhandene Mindestzeitkonstante jegliche Nachtriggerung der Zählstufe wirkungsvoll vermieden. Ferner ab vom Nulldurchgang müßten diese unerwünschten Störungen sehen ganz erhebliche Amplituden aufweisen, was in der Praxis wegen der dabei geforderten Leistungen nicht vorkommt Die Diagrammebene 3E schließlich zeigt das Ausgangssignal einer solchen voll-digitalen Halbwellenaustastvorrichtung, wie es dann schließlich einen passenden Leistungsschalter, etwa einen Triac oder einen Leistungs-Feldeffekttransistor anzusteuern vermag.
Abbildung 4 zeigt eine einfache Ausführungsform einer den Diagrammen entsprechenden Anordnung. Aus Gründen der Potentialtrennung wird die Schaltung über einen Transformator mit anschließender Gleichrichterbrücke gespeist, von der auch die Nulldetektorsignale abgenommen werden. Dabei speist das Rückstromventil D5, vor dem ja auch die Nulldetektorsignale abgenommen werden, den Ladekondensator
CL und den Eingang "IN" des Spannungsreglers R.
Den Nullkomparator bildet hier der NPN-Transistor T mit seinem Vorwiderstand RB und einem Nullungswiderstand RN. Er schaltet das aus drei Gattern und dem Zeitkonstantenglied CT und RT bestehende Entstör-Monoflop, wie schon bei Abbildung 3 besprochen. Der Monoflop-Ausgang taktet über Anschluß 1 die integrierte, negativ-flankengetriggerte Zählerschaltung "CD 4024", über deren Rücksetzleitung "RESET" die Halbwellenzahl einer Gesamtperiode mit einem Diodenarray binär programmierbar ist. Auch die Anzahl der aufeinanderfolgenden "Aus"-Perioden kann bei dieser programmierbaren Universalschaltung über eine weitere Schalteranordnung wählbar gehalten werden. Dies ist hier nur mit dem Schalter S5 angedeutet, welcher hier über einen weiteren Dioden-Decoder zwischen 1 oder 2 Halbwellenlängen der "Aus"-Phase zu wählen gestattet. Unterbricht S5, setzt nämlich nicht nur der Zählerstand "Null" den Ausgang auf "Aus", sondern auch noch der unmittelbar folgende Zählerstand "Eins". Das Ausgangssignal kann noch vor der Zuführung an den eingezeichneten Triac mit einem stromverstärkenden Transistor gepuffert werden oder, wie besprochen, der allgemeinen Steuerung der
Lichtzeichenanlage beigemischt werden. Während des Schaltens auftretende Transienten oder "Spikes" müssen möglicherweise noch durch ein zusätzliches Mikrosekun- denfilter unterdrückt werden. Es gibt aber auch programmierbare, fertige Zähler-ICs, die frei sind von Bit-Rauschen. Die beschriebene Schaltung soll nur ein Ausführungsbeispiel sein. Insgesamt kann über die zwei Dekoder bildende Matrix aus 2 x 4 Dioden auch ein schaltersparendes Festprogramm, etwa mit den zwei Möglichkeiten "Niedervolt - Hochvolt", gewählt werden. Durch Steuerung der Dreipunktaustastvorrichtung durch eine -vorzugsweise nichtnachtriggerbare- Zeitgeberanordnung kann die Störempfindlichkeit gegen sehr unsauberem Netzwechselstrom noch weiter gesenkt werden.
Abbildung 5 zeigt schematisch eine aufwendig und professioneller gestaltete Nulldetektorschaltung. Die Transformator- Sekundärwicklung mit Mittelpunktanzapfung stellt wieder die (hier symmetrische) VersorgungsSpannung und speist den Tiefpaßfilter F1. Das beispielsweise auf 700 Hz eingestellte Kerbfilter F2 unterdrückt etwa Schaltsignale. Alle durch den Transformator, F1 und F2 verursachten Phasendrehungen werden mit dem abgleichbaren Korrekturglied kompensiert. Findet die Korrektur an dieser Stelle statt, kann dazu gut ein in C angedeutetes Allpaßfilter verwendet werden. Hinter dem Komparator kann dieser Phasenabgleich dagegen durch ein veränderbares Zeitkonstantenglied mit Digitalausgang vorgenommen werden. Der besonders übersteuerungsfeste Verstärker V1 setzt dann das Signal um einen ordentlichen Faktor herauf, bevor es dann über die aus dem Inverter V2 und 2 Dioden bestehende Brückengleichrichteranordnung der Nulldetektorschaltung Z zugeführt wird. Nochmals zur Unterdrückung von Störimpulsen folgt diesem Nullkomparator wieder ein Monoflop M, welches das Hullsignal um einen deutlichen, aber nicht genau festzulegenden Faktor zu verlängern vermag, und den Ausgang dieser Triggeranordnung bildet. Der Anschluß "Output" führt dann etwa wieder zur programmierbaren Halbwellenaustastvorrichtung. Diese ganze Schaltung kann übrigens auch galvanisch mit dem Netz gekoppelt werden und dann etwa über einen Optokoppler den Leistungsschalter betätigen.
Durch Ausführung aller Schaltvorgänge in Nulldurchgangsnähe bleiben Funkstörungen naturgemäß sehr gering, besonders, wenn der Schaltvorgang noch durch eine einstellbare Flankenverzögerung genau auf Null abgeglichen wird.
Die noch in den Hochfrequenzbereich reichenden Komponenten des Austastspektrums selbst sind naturgemäß sehr gering, da die Fourierterme hier steiler als 1/n abnehmen, was auch für die Resonanzbildung in der Lampe selbst wichtig ist, und die Geräuschlosigkeit erfindungsgemäß aus dem Kalten getasteter Lampen erklärt.
Reststörungen können gemäß Anspruch 20 mit geeigneten Funk- entstörmitteln noch weiter vermindert werden. In Abbildung 6 sind diese Bauelemente als L und CF eingezeichnet. Nach Anspruch 24 dient ein Thyristor TH als Leistungsschalter, der gemäß Anspruch 27 im polaren Zweig eines Brückengleichrichters D1 - D4 einer nach Anspruch 29 ausgeführten Eindrahtanordnung liegt. Die schematisch angedeutete Detektor- und Zeitkonstantenschaltung wird hier über den Ladekondensator CL, den Vorwiderstand Rv und eine Z-Diode ZD gespeist. Ein- und Austastzeit werden hier nach Anspruch 30 und 32 jeweils unabhängig voneinander vermittels P1 und P2 gewählt, wobei sich dann die jeweilige Modenzahl beim Erreichen einer bestimmten Einstellgrenze, von der aus die Einstellung dann wieder aus Toleranzgründen etwas zurückzunehmen ist, sprung- artig ändert. Nach Anspruch 25 hätte hier -je nach gefordertem Schaltstrom- als Schaltelement etwa auch ein Leistungs- feldeffekttransistor mit seiner statischen Gatesteuerung als Schalter verwendet werden können. Dann kann über eine Verlangsamung dieser Gatesteuerung die gewünschte Verringerung von Restfunkstörungen ebenfalls erzielt werden.
Die Zeitkonstanten von Signalsicherungseinrichtungen und Larnpenausfalldetektoren müssen bei dieser Erfindung nach Anspruch 22 entsprechend bemessen sein, damit die gewollton Leerphascn nicht zu Fehlermeldungen führen. (Natürlich ist auch eine Austastung der Lampenausfalldetektoren möglich, jedoch wird man diesen Weg aus Sicherheitsgründen nicht gehen.) Bei Verbrauchern und Signalanlagen mit mehreren Halbwellenaustastvorrichtungen, auch etwa für Drehstromspeisung, empfiehlt sich - nach Anspruch 23 bei hoher Gesamtleistungsaufnahme schon zum Zwecke des Lastausgleichs -eine Synchronisation zwischen den einzelnen Steuereinheiten, damit nicht die Leerphasen aller Austastvorrichtungen
zugleich liegen.
Abbildung 7 zeigt wieder zur Erläuterung ein koinzidierendes Impulsdiagramm für eine Zweipunktaustastvorrichtung. Während 7A wieder das zu erzielende Ausgangssignal darstellt, zeigt 7B das invertierte Null-Detektorsignal. Da sich die Schaltung -wie schon erwähnt- von selbst kurzschließt, steht es über die ganze Eintastzeit auf "logisch 1". Abbildung 7C zeigt die etwa mit einer kleinen RC-Kombination als Differenzierglied hieraus gewonnenen Schaltflanken, welche ein als Zeitglied dienendes, einstellbares Monoflop mit dem in 7D dargestellten Ausgangssignal triggern, welches wiederum einen Triac als selbst haltenden Leistungsschalter zu betätigen vermag.
Für Signalanlagen mit wenig Lampen kann schließlich auch ein kleines Modul in unmittelbarer Lampennähe oder gar im Lampensockel, also insgesamt in Anordnung zwischen Einschalter und Verbraucher gemäß Anspruch 26, einen erfindungsgemäßen Halb- wellenbetrieb oder wenigstens eine ausschließliche Eintastung im Nulldurchgang bewirken. Eine hinter dem Schalter plazierte Nulldurchgangsschalteranordnung für sehr häufig geschaltete Glühlampen kann dann nach Anspruch 57 immer noch über eine Einschaltverzögerung oder einen synchronisierten Oszillator einen Prellschutz bewirken. Weil das Prellen nur durch ein einseitig gerichtetes Signal charakterisiert ist, kann der gewünschte Nullspannungsschalter auch durch Ansteuerung des Triacs aus einem Flankenumkehrdetektor verwirklicht werden. Dabei handelt es sich um eine Schaltungsanordnung, welche genau feststellt, ob einem positiven Spannungsanstieg ein negativer vorangegangen war oder umgekehrt, oder etwa nicht.
Abbildung 8 zeigt die Leistungsaufnahme einer Glühlampe bei 50 % Einschaltdauer in Abhängigkeit von der Frequenz, gemes- sen an einer 100-Watt-Halogeηlampe. Weil bei höherer Frequenz mehr Leistung für das thermische "Aufpumpen" des Fadens verbraucht wird, ist die Abweichung von der prinzipiellen 50- Watt-Marke nach oben hier stärker als bei niedriger Frequenz, bei welcher jedoch wiederum der Faden kälter ist.
Abbildung 9 zeigt eine voll galvanisch gekoppelte und in Low- Power-Technik ausführbare Austastvorrichtung mit Fensterbzw. Absolutwertkomparator, bei welcher die Dauer des Triac- Steuerstromes gemäß Anspruch 43 zur Eintastung im Nulldurchgang und auch zur Energieeinsparung durch das wieder mit der Zeitkonstante CT x RT versehene Monoflop M zeitlich sehr .reduziert wird. Die Einweggleichrichter D1 und D2 bilden hier mit den Hochvolt-Ladekondensatoren CL1 und CL2 und den Z-Dioden ZD1 und ZD2 die symmetrische Versorgung für den hier als Komparator arbeitenden Operationsverstärker des nach Anspruch 39 ausgeführten symmetrischen Nulldetektors K, ab dessen Ausgang' nur noch die positive Versorgung benötigt wird. Schalter S schaltet hier symbolisch die Signallampe Sig. hauptphasig gemäß Anspruch 19 und wird jeweils ab dem nächsten Nulldurchgang einschaltend wirksam. Der Feinabgleich des Schaltpunktes mit Hilfe des Abgleich-Gliedes C sollte hier wie allgemein gemäß Anspruch 37 schon vor der Freigabe und natürlich nicht erst In-Situ vollzogen werden. Der Zähler Z ist hier symbolisch angedeutet und wird in seiner Ausführung den jeweiligen Erfordernissen genau angepaßt.
Wird eine erfindungsgemäße Austastvorrichtung durch beide Halbwellen des Lichtnetzes und nach Anspruch 38 über einen Vollweggleichrichter synchronisiert, kann man zur Erzielυng von Gleichspannungsfreiheit am Verbraucher zu einem potenti- altrennenden Mittel gemäß Anspruch 40 greifen. Abbildung 10 zeigt ein doppeltes Halbwellendiagramm zur verschieden-sequentiellen Speisung unterschiedlicher Signallampen gemäß Anspruch 41. Die beiden Sequenzen sind untereinander zum Zwecke des Lastausgleichs gemäß Anspruch 23 dahingehend korreliert, daß nie ein unbelasteter Zustand eintritt. Gemäß Anspruch 48 erhält hier die gegen Rotverschiebungen empfindlichere Grünphase die längere Eintastdauer. Dabei kann die rote Lampe nach Anspruch 21 durch einen um das 4/3-fache stärkeren Typ ersetzt sein und 4-fache Lebensdauer haben, während die weniger sicherheitsrelevante, grüne Lampe normale Leistung und 3-fache Lebensdauer erhält, so daß der Auswechselzyklus insgesamt auf das dreifache verlängerbar ist.
Wird eine Lichtzeichenanlage stationär mit der Halbwellenaus- tastvorrichtung betrieben, unterstützt nach Anspruch 44 die hierdurch erzielte Kontrasterhöhung bei geeigneter Bemessung den herkömmlichen Phantomschutz. Zusätzlich kann dieser Betrieb mit einer wie in Abbildung 11 schematisch dargestellten digitalen Helligkeitsstellung für den Tag-Nacht-Betrieb gemäß Anspruch 45 kombiniert werden, etwa indem der Modenzähler über weitere Gatter elektrisch steuerbar gehalten ist, und macht dadurch eine weitere Lebensdauerverlängerung und Ener- gieeinsparung möglich. Weil die dabei auftretenden Eintastmoden sowohl geradzahlig nach Anspruch 3 als auch ungeradzahlig nach Anspruch 5 sein können, ist die Zahl ausgetasteter Halbwellen in Abbildung 11 gerade gemäß Anspruch 4 gewählt, damit man auch hier ein gleichstromfreies Speisesignal gemäß
Anspruch 2 erhält.
Besonders interessant ist bei einer solchen Tag-Nachtumschaitung auch der Fall mit invarianter Gesamtperiodendauer. Bei ungerader Gesamtzahl der Halbwellen ergibt sich immer ein im Mittel gleichspannungsfreier Betrieb nach Anspruch 2. Bei passend gewählter mehrfach-sequentieller Austastung kann auch die Weglassung eines Zwischenmodus geschaltet werden. Bei Anspruch 46 dagegen wird die Erfindung nicht lebensdau- erverlängernd, sondern -etwa als überbrückbare Schaltung- zur Vorwarnanzeige genutzt, was im Extremfall zur Einsparung eines Lichtzeichens führt. Bei Anspruch 49 werden die Null- durchgangsinformationen beider Halbwellen aus nur einer Halbwelle gewonnen, indem kleine +/- -Unsymmetrien über den
Startpunkt der Nulldetektion zugelassen werden, wie in Abb. 12 skizziert. Die in Abb. 12B dargestellten Intervalle T sind etwas kürzer als die in 12A dargestellten Halbwellen. T trig- gert ein Monoflop M1 (Fig. 12D). Das invertierte Signal von T (Fig..12C) triggert etwa ein zweites Monoflop M2 (Fig. 12E). Deren Summenausgangssignal schließlich liefert für jeden Nulldurchgang einen Impuls (Fig. 12F). Abbildung 13 schließlich zeigt eine Ausführungsmöglichkeit dazu. An der Z-Diode ZD erscheint ein einphasig gleichgerichteter Strom, der sowohl der Speisung als auch der Nulldetektion dient. Die beiden gleichen Monoflops M1 und M2 werden hier von Gatter und Schmitt-Trigger gesteuert. Um Nachtriggerungen des Zählers Z zu verhindern, ist deren Zeitkonstante wieder etwas länger gewählt, und ein drittes Monoflop M3 mit kürzerer Zeitkonstante pulst hier den Triac gemäß Anspruch 43. Bei Überbrük- kung des Zählers erhält man wieder eine einfache Vorrichtung zum stoßstromfreien Einschalten ohmscher Lasten.
Abbildung 14 zeigt eine konkrete Ausführung zur schematischen Darstellung aus Abbildung 13 zu Anspruch 49. Die eigentliche Nulldetektion erfolgt hier an der Basis-Emitterstrecke des Transistors T, welche ihre Signale über den Basis-Widerstand RB und den an die Z-Diode ZD führenden Speisewiderstand RV erhält. Am Ladekondensator CL liegt die Betriebsspannung der Schaltung. Die Zeitkonstantenglieder R1xC1 und R2xC2 der beiden Monoflops sind gleich, wobei das erste zugleich als In- verter für das zweite dient, denn es sollen ja die Nulldetektorsignale für beide Halbwellen aus dem einphasig gleichgerichteten Wechselstrom gewonnen werden. Die kleine, noch ver- bleibende Unsymmetrie wird hier gemäß Anspruch 50 mit dem Vorzögerungszeitglied R3xC3 ausgcglichen, wodurch die ja eigentlich etwas unsymmetrische Anordnung höchste Symmetrig erhält. Weil die Schaltschwelle schon wegen des Transistors T ziemlich niedrig liegt, ist dieser Ausgleich hier wohl wegen der geringen Zeitbeträge eher akademisch, aber er ermöglicht hohe +/- -Symmetrie selbst noch ohne den Transistor bei Zeit- konstantenerhöhung. Der Decoder "Decode" und Zähler ":N" sind hier schematisch dargestellt. Bei positiv flankengetriggertem Zähler können gemäß Anspruch 54 keine unerwünschten Zwischenzustände (sog. "Glitches") wirksam werden, weil das den Triac steuernde Monoflop mit R4xC4 negativ getriggert ist. Der in- vertierende Decoder kann im einfachsten Falle schon aus Dioden gebildet sein. In die gesonderte Reset-Leitung kann ggf. auch ein mehrstufiges Verzögerungsglied gelegt werden, falls mit laufzeitbedingten Löschproblemen zu rechnen ist. Die gezeigte Darlington-Triac-Anor-dnung mit den Triacs TC1 und TC 2 gemäß Anspruch 55 ermöglicht bei geringsten Steuerströmen einen hohen Stromhaltebereich und höchste Schaltströme.
Die eingezeichnete Kapazität CF dürfte in den meisten Fällen ausreichenden Funkschutz bieten. Durch Halbwellenaustastung können gemäß Anspruch 58 durch kurzes Eintasten -etwa über 1 oder maximal 2 Halbwellen- auch Lampen mit für den Dauerbetrieb zu niedriger Betriebsspannung angesteuert werden, was besonders vorteilhaft, ist, weil dies eine noch bessere Haltbarkeit der Lampen ergibt. Eine dafür geeignete Überspannungssicherung nach Anspruch 60 kann durch Vollweggleichrichtung der Lampenspannung mit anschließender Glättung verwirklicht werden. Weil die Einschaltströme dann noch größer werden, empfiehlt sich hier eine leistungsstarke Doppel-Triac-Anordnung nach Anspruch 55, etwa in Ausführung in einem Gehäuse als Darlington-Triac, welche hier auch als DRIAC bezeichnet werden soll, ganz besonders als Schaltstrecke. Die Herstellung eines solchen nach Anspruch 55 ausgeführten Darlington-Triacs oder Driacs kann dadurch erfolgen, indem einem Hochstrom-Triac, welcher hohe Gatestrom- Toleranzen haben darf, ein auf besonders geringen Gatestrom getrimmter und selektierter Kleinstrom-Triac bei der
Herstellung als Extra-Chip beigefügt wird.

Claims

Patentansprüche:
1) Vorrichtung für die periodische Austastung von Wechsel- strom-Halbwellen für wechselstromgespeiste Verbraucher, gekennzeichnet durch die periodische Unterdrückung oder Austastung einzelner Wechselspannungshalbwellen oder
Wechselspannungshalbwellengruppen mit einer sich auf mehr als zwei Halbwellen erstreckbaren Gesamtperiode. 2) Anordnung zur periodischen Halbwellenaustastung wie in Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbraucher insgesamt im Mittel gleichspannungsfrei betrieben werden.
3) Anordnung zur Halbwellenaustastung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet
durch eine gerade Anzahl eingetasteter Halbwellen.
4) Anordnung zur Halbwellenaustastung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet
durch eine gerade Anzahl der ausgetasteten Halbwellen.
5) Anordnung zur Halbwellenaustastung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet
durch eine ungerade Anzahl der eingetasteten Halbwellen.
6) Anordnung zur Halbwellenaustastung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet
durch eine ungerade Anzahl der ausgetasteten Halbwellen. 7) Anordnung zur mehrfach-sequentiellen Halbwellenaustastung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß unterschiedliche Leistungsperioden vorhanden sind (innerhalb derer zur Erfüllung von Anspruch 2 noch keine Gleichspannungsfreiheit bestehen muß). 8) Halbwellenaustastanordnυng für Wechselstrombetrieb nach einem der genannten Ansprüche , dadurch gekennzeiennet , daß diese Steuerung eine Signallampe (zur Erzeugung
"geriffelten Lichtes") speist.
9) Halbwellensteuerung für Signallampe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der Signallampe um eine VerkehrsSignallampe, vorzugsweise um eine Straßenverkehrssignallampe mit integriertem Ringspiegel, handelt.
10) Halbwellensteuerung für Signalanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der
Signallampen der Erzeugung roten Lichtes dient.
11) Halbwellensteuerung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß die Signalanlage in Hochvolttechnik (110 - 230 V) ausgeführt ist.
12) Halbwellensteuerung für Lichtzeichenanlage nach
Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Teil der verwendeten Lampen Niedervoltsignallampen sind.
13) Signallampe, vorzugsweise Halogenlampe, mit modulierter oder "vibrierender" Helligkeit nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen unmittelbar in Lampennähe angebrachten Transformator.
14) Signallampe mit vibrierender Helligkeit nach einem der genannten Ansprüche, gekennzeichnet durch eine maximale Farbtemperatur von über 2300 Grad Kelvin. 15) Signallampe nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwert der Farbtemperatur über 2700 Grad
Kelvin oder höher als der für einen kontinuierlichen
Betrieb der Signallampe vorgesehene Wert liegt. 16) Brfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß ein halbwellengesteuertcr Digital-
Figure imgf000020_0001
verzuqsweise ein Fiinärzähler. vorhanden iot . 17) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung,
dadurch gekennzeichnet, daß Ein- und/ oder Austastzeit durch ein Zeitglied (Monoflop) gesteuert werden. 18) Besonders energiesparend betriebene Signallampe nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer der Austastphase so lang als möglich bzw. praktikabel gehalten ist, vorzugsweise indem sie gleichlang oder länger als die Eintastphase ist.
19) Einschaltstoßstromfreie Lichtzeichenanlage, dadurch gekennzeichnet, daß alle Lampeneinschaltvorgänge, also auch alle Haupteinschaltphasen, nur in Nulldurchgangsnähe liegen, ohne daß dies durch eine jede Halbwelle gleichermaßen beeinflussende Helligkeitssteuerung bewirkt wird.
20) Halbwellensteuerung nach einem der genannten Ansprüche, gekennzeichnet durch die Ausstattung mit geeigneten Induktivitäten und Kapazitäten als Funkentstörmittel.
21) Anlage mit erfindungsgemäß angesteuerten Verbrauchern, gekennzeichnet durch Signallampen entsprechend höherer Dauerleistung wie sonst ohne Halbwellensteuerung, vorzugsweise indem diese für verminderte Einschaltdauer ausgelegt sind.
22) Signallampensteuerung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß diese in eine Signalanlage mit integriertem Ausfall- oder Rotausfalldetektor,
vorzugsweise in eine Straßenverkehrssignalanlage mit eingebauter Signalsicherungsvorrichtung, integriert ist.
23) Durch mehrere verschiedene Halbwellenaustastsignale gesteuerter Wechselstrom- Mehrphasen- oder Drehstromkreis, gekennzeichnet durch eine derartige Kopplung oder Synchro- nisation zwischen den einzelnen Austastsignalen, daß durch gegenseitige Verschiebung der einzelnen Ein- und Ausphasen ein sinnvoller zeitlicher Lastausgleich orzielt wird. 24) Signallampensteuerung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Triac oder ein Thyristor als schaltendes Bauelement verwendet wird. 25) Signallampensteuerung nach einem der genannten Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Leistungstransistor, vorzugsweise einen Leistungsfeldeffekttransistor als Schalter.
26) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung,
insbesondere zur einfachen Aus- oder Nachrüstung kleiner Lampenschaltanlagen, (wenigstens zur ausschließlichen Eintastung im Nulldurchgang), gekennzeichnet durch Anordnung zwischen Schalter und Verbraucher oder unmittelbar daran, insbesondere in der Fassung oder im Sockel einer Glühlampe.
27) Halbwellenaustastung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das schaltende Bauelement im polaren Zweig eines Brückengleichrichters liegt. 28) Halbwellenaustastvorrichtung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß diese mit beiden Verbraucher- bzw. Versorgungsanschlüssen verbunden ist.
29) Signallampensteuerschaltung nach einem der genannten Ansprüche, derart ausgestaltet, daß diese als Eindrahtschaltung lediglich in Serie mit einem Verbraucheranschluß gelegt wird, wobei diese vorzugsweise über einen geeigneten Vorwiderstand und einen Ladungsspeicher direkt aus dem Netz betrieben wird.
30) Halbwellensteuerung mit besonders stabilem und konstantem Zeitglied nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch besondere Temperaturstabilität der maßgeblichen Zeitkonstanten in einem weiten Temperaturbereich, insbesondere indem das Zeitglied digital ist, indem es etwa einen Quarzoszillator mit nachfolgendem Frequenztciler, enthält. 31) Halbwellenaustastschaltung für Wechselstromschaltanlagen im Sinne dieser Erfindung, gekennzeichnet durch- eine derartige Mischung des Halbwellensteuerungssignals mit dem Schaltsignal, daß zusammen nur ein Leistungsschalter genügt,
32) Universelle Halbwellensteuerung nach einem der
genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß Ein- oder Ausschaltdauer unabhängig voneinander oder über ein festes Programm, wählbar sind.
33) Wechselstromhalbwellenaustastvorrichtung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Zwecke der Beseitigung von Restfunkstörungen ein kontinuierlich durchschaltendes Element, wie etwa ein Leistungsfeldeffekt- transistor, als Leistungsschalter dient und der Schaltvorgang damit über eine gewisse, wenn auch nur kurze Zeitspanne ausgedehnt wird, .wodurch dem verbleibenden Spektrum restliche HF-Komponenten wirksam entzogen werden. 34) Wechselstromhalbwellenaustastvorrichtung nach einem der genannten Ansprüche, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Feinabgleichmöglichkeit des Schaltpunktes.
35) Abgleichvorrichtung für Halbwellenaustastung nach
Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß für den Feinabgleich des Schaltzeitpunktes ein
zusätzlicher analoger Phasenschieberkreis, vorzugsweise etwa ein Tiefpaß oder ein Allpaßfilter, vorgesehen ist. 36) Abgleichvorrichtung für Halbwellenaustastung nach
Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß der Abgleich erst hinter dem Nulldetektor erfolgt, was mit einem Zeitglied über eine einstellbare
Verzögerung des Digitalsignals erzielbar ist. 37) Zeitsparendes Abgleichverfahren für erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgleich nicht erst In-Situ, sondern schon vorher, also im Labor bzw. bei der Herstellung, vorgenommen wird.
38) Halbwellenaustastvorrichtung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung durch die Netzfrequenz vermittels beider Netzspannungshalbwellen, etwa über einen Vollweggleichrichter erfolgt.
39) Halbwellenaustastvorrichtung nach einem der genannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Nulldetektion mit einem Absolutwertkomparator bzw. einen um Null eingestellten Fensterkomparator erfolgt.
40) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung,
gekennzeichnet durch potentialtrennende Mittel wie Optokoppler oder Transformator an der Austastschaltung, also insgesamt zwischen Netz und Leistungsschaltstrecke.
41) Durch erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung gesteuerte, mit unterschiedlichen Farben bzw. mit unterschiedlich gefärbten Streuscheiben oder sonstigen Farbfiltern versehene Lichtzeichenanlage, dadurch gekennzeichnet, daß verschiedene Signallampen auch mit unterschiedlichen Farbtemperaturen betrieben werden, was vorzugsweise durch (strangweise) Speisung mit Halbwellenaustastvorrichtungen unterschiedlicher Sequenz erzielt wird (wodurch nur gleichartige Lampen verwendet zu werden brauchen), jedoch auch durch verschieden dimensionierte Lampen erzielbar ist.
42) Erfindungsgemäße, digital gesteuerte Halbwellenaustastvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl Ein- als auch Austastzeit durch einen und vorzugsweise denselben Digitalzähler gesteuert werden, wozu sein Ausgang insbesondere mit einem oder gar mehreren Decodern versehen sein kann. 43) Halbwellenaustastvorrichtung mit gepulstem und dadurch niedrigem mittlerem Steuerstrom, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltstrecke selbst zur Verundung herangezogen wird, indem der Thyristor oder Triac nur in Nulldurchgangsnähe ein Schaltsignal erhält, wodurch auch alle Hauptschaltphasen nur in Nulldurchgangsnähe beginnen können.
44) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung für
Signallampen, gekennzeichnet durch eine derartige Bemessung, daß diese durch die im Zeitbereich elektronisch erzielte Kontrasterhöhung einen gut erkennbaren Phantomschutz macht.
45) Halbwellenaustastvorrichtung mit elektrisch steuerbarem Modenprogramm, gekennzeichnet durch elektronisch steuerbare Modenzahlen, etwa zur digitalen HelligkeitsSteuerung von Signallampen beim Tag- Nachtbetrieb.
46) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung für Signallampen und Lichtzeichenanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß diese einer Vorwarnanzeige nützt.
47) Lichtzeichensteueranlage nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, daß durch die erfindungsgemäße
Ausgestaltung gegenüber herkömmlichen Signalanlagen
eine Lampe oder Farbe eingespart wird.
48) Durch Halbwellenaustastvorrichtungen gespeiste Signalanlage, dadurch gekennzeichnet, daß diese auf zwei verschiedenen Phasen (insbesondere Rot- und Grünphase) mit verschiedenen Sequenzen angewandt werden, indem die gegen Rotverschiebungen empfindlichere Farbe länger eingetastet wird. 49) Halbwellenaustastvorrichtung zur Steuerung beider Halb- wellen, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldetektorsignale für beide Flanken einem einphasig gleichgerichteten Wechselstrom entnommen sind, also einem pulsierenden Gleichstrom, dem jede zweite Halbwelle fehlt, vorzugsweise dahingehend vereinfacht, daß eine kleine Unsymmetrie beim Startpunkt der Nulldetektion zugelassen wird. 50) Halbwellenaustastvorrichtung mit kleiner Unsymmetrie zwischen Plus- und Minusflanke bei der Nulldetektion wie bei Anspruch 49, gekennzeichnet durch den Ausgleich dieses im Mikrosekundenbereich liegenden Restbetrages durch ein zusätzliches Verzögerungs- bzw. Zeitglied.
51) Halbwellenaustastvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldetektorsignale einem in einem synchronisierbaren Oszillator oder einem phasengerasteten Regelkreis generierten Referenzsignal entnommen werden.
52) Glühlampe mit Wendelhalter für den Betrieb an erfindungsgemäßer Halbwellenaustastvorrichtung, gekennzeichnet durch besondere Merkmale zur Herabsetzung der Fadenreibung am Wendelhalter, vorzugsweise indem die relevanten Reibungsflachen des Halters aus besonders weichem Material sind oder indem der Faden am Aufhängungspunkt starr und zudem wärmeableiterid fixiert ist.
53) Erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung,
dadurch gekennzeichnet,
daß die betriebene Glühlampe keine Wendelhalter hat.
54) Zähler-gesteuerte Halbwellenaustastvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einsparung einer Glitches-Unterdrük- kung der Zähler auf derjenigen Flanke weitersehaltet, mit der das "Ein"-Signal am Triac-Gate nicht beginnt.
55) Wechselstrom-Leistungsschalteranordnung mit besonders geringem Steuerstrom und hohem Stromhaltebereich,
gekennzeichnet durch die Hintereinanderschaltung eines Kleinstromtriacs mit einem Hochstromtriac, vorzugsweise indem diese Anordnung aus zwei Triacs als Darlington-Triac in einem Gehäuse vereinigt ist, wobei der Kleinstromtriac im Herstellungsprozeß als Extra-Chip bezüglich seines
Gatestromes selektiert werden kann. 56) Netzsynchron schaltende Halbwellenaustastvorrichtung für induktive Lasten, dadurch gekennzeichnet, daß zu einem anderen Zeitpunkt als im Nulldurchgang ab- oder angeschaltet wird. 57) Nulldurchgangsschalter nach Anspruch 26 für elektrische Wechselstromverbraucher, insbesondere für elektrische Glühlampen, gekennzeichnet durch die Anordnung zwischen Leistungsschalter und Leistungsverbraucher, und indem ein Prellschutz durch eine Einschältverzögerung, einen synchronisierten bzw. spannungsgesteuerten Oszillator oder einen
(+/- und -/+) - Flankenf.olgedetektor realisiert ist.
58) Erfindungsgemäß betriebene Signalanlage, gekennzeichnet durch den Einsatz in Gebieten, in denen die Anwendung allgemein sichtbaren Lichtes mit vibrierender Helligkeit gesetzlich geregelt ist-..
59) Durch erfindungsgemäße Halbwellenaustastvorrichtung betriebene elektrische Glühlampe, dadurch gekennzeichnet, daß diese jeweils nur kurz (1 oder maximal 2 Halbwellen), aber mit Überspannung angesteuert wird.
60) Sicherungsvorrichtung für durch Halbwellenaustastung in Überspannung oder über Transformatoren betriebene Lampenanläge, gekennzeichnet durch einen zeitlich integrierenden Lampenspannungsdetektor, welcher bei fehlerhafterweise stehenbleibender oder unipolarer Versorgung, vorzugsweise über ein Relais als zusätzliche serielle Schaltstrecke, die betreffenden Lampenstromversorgungen abschaltet.
61) Halbwellenaustastvorrichtung mit steuerbaren Kodenzahlen gemäß Anspruch 32 oder 45, gekennzeichnet durch den Betrieb bei insgesamt invarianter Gesamtperiodendauer.
PCT/DE1992/000595 1991-07-21 1992-07-17 Halbwellenaustastvorrichtung für elektrische glühlampen WO1993002534A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4124442 1991-07-21
DEP4124442.7 1991-07-21

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1993002534A1 true WO1993002534A1 (de) 1993-02-04

Family

ID=6436851

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE1992/000595 WO1993002534A1 (de) 1991-07-21 1992-07-17 Halbwellenaustastvorrichtung für elektrische glühlampen

Country Status (2)

Country Link
AU (1) AU2319692A (de)
WO (1) WO1993002534A1 (de)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4287468A (en) * 1978-08-28 1981-09-01 Robert Sherman Dimmer control system
GB2213659A (en) * 1987-12-12 1989-08-16 Insta Elektro Gmbh & Co Kg Brightness control circuit for incandescent lamps
US4868460A (en) * 1988-01-04 1989-09-19 Papanicolaou E S Transformer dimmer circuit
WO1990007855A1 (en) * 1989-01-06 1990-07-12 Lee Colortran, Inc. Improved dimming control circuit
GB2237942A (en) * 1987-01-05 1991-05-15 Gen Electric Electrically heated cooktop appliance

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4287468A (en) * 1978-08-28 1981-09-01 Robert Sherman Dimmer control system
GB2237942A (en) * 1987-01-05 1991-05-15 Gen Electric Electrically heated cooktop appliance
GB2213659A (en) * 1987-12-12 1989-08-16 Insta Elektro Gmbh & Co Kg Brightness control circuit for incandescent lamps
US4868460A (en) * 1988-01-04 1989-09-19 Papanicolaou E S Transformer dimmer circuit
WO1990007855A1 (en) * 1989-01-06 1990-07-12 Lee Colortran, Inc. Improved dimming control circuit

Also Published As

Publication number Publication date
AU2319692A (en) 1993-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69805021T2 (de) Gerät für eine Hochspannungsentladungslampe
DE60120070T2 (de) Spannungsregelung für einen Drehstromgenerator und Verfahren zum Regeln der Leistungserzeugung eines Drehstromgenerators
DE69725821T2 (de) Vorschaltgerät
EP1872634B1 (de) Elektronisches vorschaltgerät mit blindstromschwingungsreduzierung
DE3886000T2 (de) Elektrische Anordnung zum Zünden und Speisen einer Gasenladungslampe.
DE3909064A1 (de) Netzfreischalter
EP0060992A2 (de) Prüf- und Auswerteschaltung für Näherungsschalter in Maschinensteuerungen
EP0222727B1 (de) Einrichtung zum Minimieren von Netzrückwirkungen beim Ein- und Ausschalten von induktiven und kapazitiven Elementen im Hochspannungsnetz
DE10102352C2 (de) Schaltungsanordnung zur Kennlinienanpassung einer Leuchtdiodenanordnung, Leuchtdioden-Signallampe und Leuchtsignalanordnung sowie deren Verwendung
EP0978221B1 (de) Schaltungsanordnung zum dimmbaren betrieb einer leuchtstofflampe
DE69408592T2 (de) Schaltnetzteilsystem für ferngesteuerte Fernsehempfänger oder dergleichen
DE69807118T2 (de) Vorschaltgerät für eine gasentlampe
DE4214882A1 (de) Halbwellenaustastvorrichtung fuer elektrische gluehlampen und andere wechselstrombetriebene verbraucher
DE102011008503A1 (de) Beleuchtungsanlagen-Ansteuersystem
DE4121055C2 (de) Schaltungsanordnung zur Einschaltstrombegrenzung von Glühlampen
WO1993002534A1 (de) Halbwellenaustastvorrichtung für elektrische glühlampen
DE69618566T2 (de) Schaltungsanordnung
DE60111563T2 (de) Vorrichtung zur gewährleistung eines überlastschutzes für eine schaltung
DE3137940C2 (de) Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Leuchtstofflampe
EP0682464A1 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben elektrischer Lampen
DE4013360C2 (de)
DE69315640T2 (de) Verzögerungsmittel in einer Anlaufschaltung eines Vorschaltgerätes
DE69917647T2 (de) Elektronische steuerschaltung
DE3343930A1 (de) Schaltungsanordnung zum betrieb von leuchtstoff- oder ultraviolett-niederspannungs-entladungslampen
DE3634874C2 (de)

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AU BB BG BR CA FI HU JP KP KR LK MG MN MW NO PL RO RU SD US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH DE DK ES FR GB GR IT LU MC NL SE BF BJ CF CG CI CM GA GN ML MR SN TD TG

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1992915413

Country of ref document: EP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 1992915413

Country of ref document: EP

EX32 Extension under rule 32 effected after completion of technical preparation for international publication

Free format text: UA

EX32 Extension under rule 32 effected after completion of technical preparation for international publication

Free format text: UA

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: CA